WO2023286667A1 - 誘導負荷の駆動装置、及び、誘導負荷駆動回路の断線検出装置 - Google Patents

誘導負荷の駆動装置、及び、誘導負荷駆動回路の断線検出装置 Download PDF

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WO2023286667A1
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diode
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良太 高木
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日立Astemo株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an inductive load drive device and a disconnection detection device for an inductive load drive circuit.
  • the inductive load drive circuit of Patent Document 1 includes a flywheel diode connected in parallel to the inductive load to form a return line, and a drive terminal voltage monitor circuit having a peak hold function for detecting the terminal voltage of the inductive load drive terminal. and a failure detection circuit for detecting an open failure of the return line from the output value of the drive terminal voltage monitor circuit.
  • the microcomputer takes in the terminal voltage of the inductive load after A/D conversion, and determines whether or not there is disconnection in the return line from the magnitude of the terminal voltage of the inductive load. be. At this time, the microcomputer needs to measure the voltage in accordance with the on/off timing of PWM (pulse width modulation) control of the inductive load.
  • PWM pulse width modulation
  • the microcomputer does not output the PWM control signal and, for example, a drive system in which the microcomputer outputs the current command value to the pre-driver IC that outputs the PWM control signal.
  • a drive system since the microcomputer does not know the on/off timing of the inductive load, there is a problem that it is difficult to determine whether or not there is a disconnection in the return line based on the magnitude of the terminal voltage of the inductive load.
  • the present invention has been made in view of the conventional circumstances, and its object is to provide an inductive load driving device that can cope with the presence or absence of disconnection in the return line even if the on/off timing of the inductive load is unknown, and , to provide a disconnection detection device for an inductive load drive circuit.
  • an n-type MOSFET connected between the inductive load and ground, a freewheeling diode connected in parallel to the inductive load, and a first Zener diode
  • the first Zener diode having a cathode connected between a parallel connection circuit of the inductive load and the freewheeling diode and the drain of the n-type MOSFET and breaking down due to a surge voltage from the inductive load; , a control circuit for controlling the n-type MOSFET, detecting an anode terminal voltage of the first Zener diode, and controlling the n-type MOSFET when the anode terminal voltage of the first Zener diode is higher than a set voltage; and the control circuit for stopping the driving of the.
  • an n-type MOSFET connected between an inductive load and ground, and a freewheeling diode connected in parallel to the inductive load.
  • a disconnection detection device for an inductive load drive circuit for detecting disconnection of a return line via the return diode in the inductive load drive circuit comprising: a first Zener diode, the inductive load and the return diode
  • a cathode is connected between the parallel connection circuit of and the drain of the n-type MOSFET, and the first Zener diode and the npn-type transistor are broken down by a surge voltage from the inductive load.
  • the npn transistor to which the anode terminal voltage of the first Zener diode is applied a pull-up resistor for pulling up the collector of the npn transistor to a power supply voltage, and the edge of the terminal voltage signal of the collector of the npn transistor. and a disconnection detection unit that outputs a disconnection detection signal of the return line based on the detection.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of an inductive load driving device (inductive load driving circuit);
  • FIG. 4 is a time chart showing differences in input signals to a microcomputer depending on whether or not there is a disconnection in a return line;
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a second embodiment of an inductive load drive device (inductive load drive circuit);
  • the inductive load is a load having a coil component, such as a hydraulic control solenoid valve for adjusting the damping force of a shock absorber in a semi-active suspension of a vehicle.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of an inductive load driving device (inductive load driving circuit).
  • One end of the inductive load 10 is connected to the first power supply line 20, and the other end is connected to the ground GND.
  • An n-type MOSFET 30 as a low-side switch is connected between the inductive load 10 and the ground GND.
  • the n-type MOSFET 30 has a drain D connected to the inductive load 10 and a source S connected to the ground GND. Also, the gate G of the n-type MOSFET 30 is connected to the output terminal 51 of the pre-driver IC 50 via the resistor 40 .
  • the pre-driver IC 50 makes the voltage level of the output terminal 51 high, a voltage is applied between the gate G and the source S of the n-type MOSFET 30, and a current flows between the drain D and the source S to turn on the n-type MOSFET 30. Become. A current flows through the inductive load 10 when the n-type MOSFET 30 is on.
  • the pre-driver IC 50 makes the voltage level of the output terminal 51 low, the n-type MOSFET 30 is turned off and no current flows through the inductive load 10 .
  • the pre-driver IC 50 adjusts the value of the current flowing through the inductive load 10 by pulse-width modulating the high/low voltage level of the output terminal 51 .
  • the microcomputer 60 is a control circuit that controls the inductive load 10, and has a CPU (Central Processing Unit), memory, input circuit, output circuit, and the like.
  • the microcomputer 60 obtains a target value of the current to be supplied to the inductive load 10 based on various signals acquired by the input circuit, and outputs a current command signal (in other words, drive command signal), which is a signal of the target current value, to the output circuit. to the pre-driver IC 50.
  • the pre-driver IC 50 sets the duty ratio in pulse width modulation based on the current command signal obtained from the microcomputer 60, and controls the voltage level of the output terminal 51 according to this duty ratio.
  • the inductive load 10 generates a surge voltage, which is a high voltage, due to electromagnetic induction when the inductive load 10 is turned off when current is cut off from on when current flows. If such a surge voltage is applied to the n-type MOSFET 30 or the like, which is a switching element (in other words, a drive element) that turns on and off the energization of the inductive load 10, the n-type MOSFET 30 or the like may fail.
  • a freewheeling diode 70 (in other words, a freewheeling diode or a flywheeling diode) is connected in parallel with the inductive load 10 .
  • Freewheeling diode 70 has a cathode connected between first power supply line 20 and inductive load 10 and an anode connected between inductive load 10 and n-type MOSFET 30 .
  • the microcomputer 60 detects whether or not the return line 71 is broken, and when it detects that the return line 71 is broken, it cuts off the power supply to the inductive load 10 (in other words, stops the system). is configured to
  • the active clamp circuit 80 has a first Zener diode 81 and a second Zener diode 82 .
  • the first Zener diode 81 has a cathode connected to the drain D of the n-type MOSFET 30 .
  • the second Zener diode 82 has an anode connected to the anode of the first Zener diode 81 and a cathode connected to the gate G of the n-type MOSFET 30 . That is, the anodes of the first Zener diode 81 and the second Zener diode 82 are connected to each other. connected in parallel between In place of the second Zener diode 82, it is possible to use a normal diode that does not allow current to flow even if a voltage is applied in the reverse direction.
  • the active clamp circuit 80 is a circuit that functions as a surge voltage protection circuit like the freewheeling diode 70. However, in the driving device (inductive load driving circuit) shown in FIG. It is inactive and is activated when the return line 71 fails to provide current return. If the return line 71 is broken and the function of returning the current to the inductive load 10 is not exhibited, when a surge voltage occurs, a surge voltage higher than the breakdown voltage will be applied to the cathode of the first Zener diode 81. . Then, the first Zener diode 81 breaks down and current flows in the reverse direction, thereby applying a voltage between the gate G and the source S of the n-type MOSFET 30, turning on the n-type MOSFET 30. , the back electromotive force is absorbed.
  • the breakdown voltage of the first Zener diode 81 is set so that the surge voltage causes the first Zener diode 81 to break down when the return line 71 is broken and the function of returning the current to the inductive load 10 is no longer exhibited. is set.
  • the level shift circuit 90 has an npn transistor 91 and a pull-up resistor 92 .
  • the gate G of the npn transistor 91 is connected to the line that connects the anode of the first Zener diode 81 and the anode of the second Zener diode 82 . terminal voltage is applied.
  • the emitter E of the npn transistor 91 is connected to the ground GND.
  • One end of the pull-up resistor 92 is connected to the collector C of the npn transistor 91, and the other end is connected to the second power supply line 21. pull up to The input terminal 61 of the microcomputer 60 receives the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 .
  • the microcomputer 60 detects the presence or absence of disconnection of the return line 71 using the active clamp circuit 80 and the level shift circuit 90 described above.
  • the first Zener diode 81 will not break down due to the surge voltage, and the anode terminal voltage of the first Zener diode 81 will be maintained at 0V.
  • the terminal voltage of the anode of the first Zener diode 81 is applied to the gate of the npn transistor 91 of the level shift circuit 90, 0 V is applied to the gate of the npn transistor 91 when the return line 71 is normal. Npn transistor 91 remains off. Since the collector C of the npn transistor 91 is pulled up by the pull-up resistor 92 to the power supply voltage of the second power supply line 21, the npn transistor 91 is taken in by the microcomputer 60 when the npn transistor 91 is off. The terminal voltage of the collector C of is fixed at a high level, that is, the power supply voltage.
  • the terminal voltage of the anode of the first Zener diode 81 becomes It rises to the sum of the voltage and the forward voltage of the first Zener diode 81 .
  • the npn transistor 91 is turned on, and a current flows from the collector C of the npn transistor 91 to the emitter E. Therefore, the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 taken by the microcomputer 60 becomes low. Switch to level.
  • the terminal voltage of the collector C of the npn-type transistor 91 taken in by the microcomputer 60 maintains a high level even if the n-type MOSFET 30 is repeatedly turned on and off if the return line 71 is normal.
  • the terminal voltage of the collector C of the npn-type transistor 91 taken in by the microcomputer 60 changes every time the energization to the inductive load 10 is interrupted and a surge voltage is generated (in other words, the n-type MOSFET 30 switches from on to off), it switches from high level to low level.
  • the microcomputer 60 determines that there is no disconnection failure in the return line 71. It determines that it is normal, and generates a normal detection signal for the return line 71 . Further, when the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 switches from a high level to a low level while the energization of the inductive load 10 is pulse width modulated, the microcomputer 60 detects that the return line 71 is broken. It determines that a failure has occurred, and generates a disconnection detection signal for the return line 71 .
  • the microcomputer 60 determines that a disconnection failure has occurred in the return line 71 (in other words, generates a disconnection detection signal), it stops driving the n-type MOSFET 30 and energizes the inductive load 10. is kept blocked.
  • the microcomputer 60 detects a disconnection failure of the return line 71, instead of or in addition to stopping the drive of the n-type MOSFET 30, the microcomputer 60 outputs a disconnection detection signal of the return line 71, for example, through an in-vehicle LAN. , or store the disconnection detection signal (in other words, disconnection detection history) of the return line 71 in its own non-volatile memory.
  • the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 maintains a high level.
  • the voltage will switch to a low level. Therefore, the microcomputer 60 monitors switching of the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 to a low level (in other words, the edge of the terminal voltage signal), thereby turning the inductive load 10 on and off in PWM control. Even if the timing is unknown, it is possible to determine whether or not the return line 71 is disconnected.
  • the microcomputer 60 has a function as a disconnection detector that outputs a disconnection detection signal for the return line 71 based on edge detection of the terminal voltage signal of the collector C of the npn transistor 91 . Further, since the terminal voltage signal of the collector C of the npn transistor 91 clearly differs depending on whether or not the return line 71 is disconnected, the microcomputer 60 can detect the disconnection of the return line 71 at an early stage. Disconnection can be dealt with early.
  • FIG. 2 is a time chart taken in by the microcomputer 60 showing how the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 changes depending on whether or not the return line 71 is disconnected. While the return line 71 is normal from time t0 to time t1, when the gate signal of the n-type MOSFET 30 is switched from ON to OFF or from OFF to ON, the terminal voltage of the cathode of the first Zener diode 81 is changed accordingly. (in other words, the voltage downstream of the inductive load 10) switches between 0V and the supply voltage. On the other hand, the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91, which is read by the microcomputer 60, maintains a high level.
  • the gate signal of the n-type MOSFET 30 is switched from high level (on) to low level (off) after time t1, and the inductive load 10 , the terminal voltage of the inductive load 10 becomes higher than the power supply voltage of the first power supply line 20 because the counter electromotive energy is not consumed using the return line 71 .
  • the terminal voltage of the inductive load 10 becomes higher than the power supply voltage of the first power supply line 20 and the first Zener diode 81 breaks down, the terminal voltage of the anode of the first Zener diode 81 changes to turn on the n-type MOSFET 30 . It rises to the sum of the voltage and the forward voltage of the first Zener diode 81 .
  • the terminal voltage of the anode of the first Zener diode 81 rises, the npn transistor 91 is turned on, and the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91, which is taken in by the microcomputer 60, switches to a low level. . That is, if the return line 71 is normal, the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91, which is taken in by the microcomputer 60, maintains a high level. On the other hand, if the return line 71 has a disconnection failure, the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 taken in by the microcomputer 60 switches from high level to low level each time the energization to the inductive load 10 is interrupted. .
  • microcomputer 60 can determine that return line 71 is normal when terminal voltage of collector C of npn transistor 91 maintains a high level. On the other hand, the microcomputer 60 determines that a disconnection failure has occurred in the return line 71 when the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 switches to a low level.
  • the microcomputer 60 detects the edge (in other words, falling and/or rising) of the terminal voltage signal of the collector C of the npn transistor 91 input to the input terminal 61 by the input capture function. , the presence or absence of disconnection of the return line 71 can be determined. In this way, the microcomputer 60 uses the edge detection by the input capture function, which eliminates the need to periodically monitor the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91, thereby reducing the calculation load of the microcomputer 60. Microcomputer 60 can determine disconnection of return line 71 when the edge of the terminal voltage signal of collector C of npn transistor 91 is detected a plurality of times within a set time.
  • the active clamp circuit 80 is used for disconnection detection of the return line 71 and has a function of absorbing back electromotive force when the return line 71 is broken. Therefore, even if the driving of the n-type MOSFET 30 is continued while the return line 71 is broken, it is possible to prevent the n-type MOSFET 30 from malfunctioning due to back electromotive force.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of an inductive load driving device (inductive load driving circuit).
  • the inductive load driving device (inductive load driving circuit) shown in FIG. 1 includes a first Zener diode 81 and a second Zener diode 82 whose anodes are connected together. constitutes the active clamp circuit 80.
  • the first Zener diode 81 is provided, the second Zener diode 82 is omitted.
  • the first Zener diode 81 is not an element that constitutes a so-called active clamp circuit, but as in the first embodiment, it breaks down when a surge voltage is generated while the return line 71 is broken, and the npn transistor 91 function to turn on the
  • a third Zener diode 100 is connected in parallel with the n-type MOSFET 30 .
  • the cathode of the third Zener diode 100 is connected to the drain D of the n-type MOSFET 30, and the anode of the third Zener diode 100 is connected to the ground GND.
  • the third zener diode 100 breaks down when a surge voltage is generated when the return line 71 is broken, and a high voltage is applied to the cathode, causing current to flow in the opposite direction and release back electromotive force. , protect the n-type MOSFET 30 .
  • the microcomputer 60 can determine that the return line 71 is broken when the terminal voltage of the collector C of the npn transistor 91 switches to low level. Therefore, even if the on/off timing in the PWM control of the inductive load 10 is unknown, the microcomputer 60 can determine whether or not the return line 71 is broken, and can cope with the breakage of the return line 71 .
  • the level shift circuit 90 of the inductive load drive device shown in FIG. 1 and/or FIG. It can be a circuit that converts and captures.
  • the microcomputer 60 determines whether or not the anode voltage of the first Zener diode 81 exceeds a predetermined voltage (predetermined voltage>0V), so that the on/off timing in the PWM control of the inductive load 10 is unknown. Even in this case, it is possible to detect the presence or absence of disconnection in the return line 71 .
  • the pre-driver IC 50 may be omitted, and a system in which the microcomputer 60 outputs the gate control signal of the n-type MOSFET 30 may be employed. Even in a system in which the pre-driver IC 50 is omitted, if the level shift circuit 90 is provided, the microcomputer 60 does not repeat the determination process in synchronization with the ON/OFF timing of the PWM control of the inductive load 10 (in other words, It is possible to determine whether or not the return line 71 is disconnected without using information about the on/off timing in PWM control.

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Abstract

本発明に係る駆動装置及び断線検出装置は、誘導負荷とグランドとの間に接続されたｎ型ＭＯＳＦＥＴと、前記誘導負荷に並列接続された還流ダイオードと、第１ツェナーダイオードであって、誘導負荷と前記還流ダイオードとの並列接続回路と、前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとの間にカソードが接続され、誘導負荷からのサージ電圧でブレイクダウンする、前記第１ツェナーダイオードと、制御回路であって、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧が設定電圧よりも高いときに、前記還流ダイオードの断線を判断して前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴの駆動を停止する、前記制御回路と、を有する。これにより、誘導負荷のオンオフのタイミングが不明であっても、還流ラインにおける断線の有無に対処できる。

Description

誘導負荷の駆動装置、及び、誘導負荷駆動回路の断線検出装置
　本発明は、誘導負荷の駆動装置、及び、誘導負荷駆動回路の断線検出装置に関する。
　特許文献１の誘導負荷駆動回路は、誘導負荷に並列接続され、還流ラインを構成するフライホイールダイオードと、誘導負荷駆動端子の端子電圧を検知するためのピークホールド機能を備えた駆動端子電圧モニタ回路と、この駆動端子電圧モニタ回路の出力値から還流ラインの開放故障を検知する故障検知回路とを有する。
特開２０００－２６９０２９号公報
　ところで、マイクロコンピュータが、還流ラインの断線を検出する手段として、誘導負荷の端子電圧をＡ／Ｄ変換して取り込み、誘導負荷の端子電圧の大きさから還流ラインにおける断線の有無を判断する手段がある。
　このとき、マイクロコンピュータは、誘導負荷のＰＷＭ（pulse width modulation）制御におけるオンオフのタイミングに合わせて電圧を計測する必要がある。
　しかし、マイクロコンピュータがＰＷＭ制御信号を出力せず、たとえば、マイクロコンピュータが、ＰＷＭ制御信号を出力するプリドライバＩＣに電流指令値を出力する駆動システムが採用される場合がある。
　係る駆動システムの場合、マイクロコンピュータは、誘導負荷のオンオフタイミングがわからないため、誘導負荷の端子電圧の大きさに基づいて還流ラインにおける断線の有無を判断することが難しくなるという問題があった。
　本発明は、従来の実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、誘導負荷のオンオフのタイミングが不明であっても、還流ラインにおける断線の有無に対処できる、誘導負荷の駆動装置、及び、誘導負荷駆動回路の断線検出装置を提供することにある。
　本発明に係る誘導負荷の駆動装置は、その一態様において、前記誘導負荷とグランドとの間に接続されたｎ型ＭＯＳＦＥＴと、前記誘導負荷に並列接続された還流ダイオードと、第１ツェナーダイオードであって、前記誘導負荷と前記還流ダイオードとの並列接続回路と、前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとの間にカソードが接続され、前記誘導負荷からのサージ電圧でブレイクダウンする、前記第１ツェナーダイオードと、前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴを制御する制御回路であって、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧を検知し、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧が設定電圧よりも高いときに前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴの駆動を停止する、前記制御回路と、を有する。
　また、本発明に係る誘導負荷駆動回路の断線検出装置は、その一態様において、誘導負荷とグランドとの間に接続されたｎ型ＭＯＳＦＥＴと、前記誘導負荷に並列接続された還流ダイオードと、を有する、誘導負荷駆動回路において、前記還流ダイオードを介した還流ラインの断線を検出する、誘導負荷駆動回路の断線検出装置であって、第１ツェナーダイオードであって、前記誘導負荷と前記還流ダイオードとの並列接続回路と、前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインとの間にカソードが接続され、前記誘導負荷からのサージ電圧でブレイクダウンする、前記第１ツェナーダイオードと、ｎｐｎ型トランジスタであって、ゲートに、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧が印加される前記ｎｐｎ型トランジスタと、前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタを電源電圧にプルアップするプルアップ抵抗と、前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタの端子電圧信号のエッジ検知に基づき、前記還流ラインの断線検出信号を出力する断線検出部と、を有する。
　本発明によれば、誘導負荷のオンオフのタイミングが不明であっても、還流ラインにおける断線の有無に対処できる。
誘導負荷の駆動装置（誘導負荷駆動回路）の第１実施形態を示す回路図である。 還流ラインにおける断線の有無によるマイクロコンピュータの入力信号の違いを示すタイムチャートである。 誘導負荷の駆動装置（誘導負荷駆動回路）の第２実施形態を示す回路図である。
　以下、本発明に係る誘導負荷の駆動装置、及び、誘導負荷駆動回路の断線検出装置の実施形態を、図面に基づいて説明する。
　なお、誘導負荷は、コイル成分を持った負荷であり、たとえば、車両のセミアクティブサスペンションにおいてショックアブソーバの減衰力を調整するための油圧制御用ソレノイドバルブである。
「第１実施形態」
　図１は、誘導負荷の駆動装置（誘導負荷駆動回路）の第１実施形態を示す回路図である。
　誘導負荷１０の一端は第１電源ライン２０に接続され、他端はグランドＧＮＤに接続される。
　誘導負荷１０とグランドＧＮＤとの間には、ローサイドスイッチとしてのｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０が接続される。
　詳細には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のドレインＤは誘導負荷１０に接続され、ソースＳはグランドＧＮＤに接続される。
　また、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のゲートＧは、抵抗４０を介してプリドライバＩＣ５０の出力端子５１に接続されている。
　ここで、プリドライバＩＣ５０が出力端子５１の電圧レベルをハイにすると、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のゲートＧ－ソースＳ間に電圧がかかり、ドレインＤ－ソースＳ間に電流が流れるｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のオン状態になる。
　そして、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のオン状態では、誘導負荷１０に電流が流れる。
　一方、プリドライバＩＣ５０が出力端子５１の電圧レベルをローにすると、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０はオフ状態になって、誘導負荷１０に電流は流れなくなる。
　プリドライバＩＣ５０は、出力端子５１の電圧レベルのハイローをパルス幅変調することで、誘導負荷１０に流れる電流値を調整する。
　マイクロコンピュータ６０は、誘導負荷１０を制御する制御回路であって、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、メモリ、入力回路、出力回路などを有する。
　マイクロコンピュータ６０は、入力回路によって取得した各種信号に基づいて誘導負荷１０に流す電流の目標値を求め、目標電流値の信号である電流指令信号（換言すれば、駆動指令信号）を、出力回路によってプリドライバＩＣ５０に送信する。
　プリドライバＩＣ５０は、マイクロコンピュータ６０から取得した電流指令信号に基づいてパルス幅変調におけるデューティ比を設定し、このデューティ比にしたがって出力端子５１の電圧レベルを制御する。
　誘導負荷１０は、電流が流れるオンから電流が遮断されるオフになったときに、電磁誘導によって高い電圧であるサージ電圧を発生する。
　そして、係るサージ電圧が、誘導負荷１０への通電をオンオフするスイッチング素子（換言すれば、駆動素子）であるｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０などにかかると、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０などが故障する可能性がある。
　そこで、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０などをサージ電圧から保護するため、還流ダイオード７０（換言すれば、フリーホイールダイオード或いはフライホイールダイオード）を、誘導負荷１０と並列に接続してある。
　還流ダイオード７０は、カソードが第１電源ライン２０と誘導負荷１０との間に接続され、アノードが誘導負荷１０とｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０との間に接続される。
　ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０がオフ状態になって誘導負荷１０への通電が遮断されることで、誘導負荷１０がサージ電圧を発生すると、電流が還流ダイオード７０を介して誘導負荷１０に還流されることで消費され、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０などの周辺素子はサージ電圧から保護される。
　ここで、還流ダイオード７０を介して電流を誘導負荷１０に還流させる還流ライン７１が断線すると（換言すれば、還流ダイオード７０が断線すると）、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０などの周辺素子がサージ電圧によって故障し、また、誘導負荷１０に流す電流の制御が正常に実施できなくなる場合がある。
　そこで、マイクロコンピュータ６０は、還流ライン７１の断線の有無を検出し、還流ライン７１が断線したことを検出すると誘導負荷１０への通電を遮断する（換言すれば、システム停止）などの対処を実施するよう構成されている。
　マイクロコンピュータ６０による還流ライン７１の断線検出を可能にするために、図１の駆動装置（誘導負荷駆動回路）は、アクティブクランプ回路８０及びレベルシフト回路９０を備えている。
　アクティブクランプ回路８０は、第１ツェナーダイオード８１と第２ツェナーダイオード８２とを有する。
　第１ツェナーダイオード８１は、カソードがｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のドレインＤに接続される。
　一方、第２ツェナーダイオード８２は、アノードが第１ツェナーダイオード８１のアノードに接続され、カソードがｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のゲートＧに接続される。
　つまり、第１ツェナーダイオード８１と第２ツェナーダイオード８２とは、アノード同士が接続され、第１ツェナーダイオード８１と第２ツェナーダイオード８２との直列接続回路は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のドレインＤとゲートＧの間に並列接続される。
　なお、第２ツェナーダイオード８２に代えて、逆方向に電圧をかけても電流が流れない通常のダイオードを用いることができる。
　係るアクティブクランプ回路８０は、還流ダイオード７０と同様に、サージ電圧の保護回路として機能する回路であるが、図１に示す駆動装置（誘導負荷駆動回路）では、還流ライン７１が正常であるときは作動せず、還流ライン７１が故障して電流還流を実現できなくなると作動する。
　還流ライン７１が断線していて誘導負荷１０に電流を還流させる機能が発揮されなくなると、サージ電圧が発生したとき、第１ツェナーダイオード８１のカソードに降伏電圧よりも高いサージ電圧がかかることになる。
　すると、第１ツェナーダイオード８１は、ブレイクダウンして逆方向に電流が流れるようになり、これにより、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のゲートＧ－ソースＳ間に電圧がかかって、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０はオンすることで、逆起エネルギーが吸収される。
　一方、還流ライン７１が正常で誘導負荷１０に電流を還流させる機能を通常に発揮できる場合、サージ電圧が発生しても、電流が誘導負荷１０に還流されるため、第１ツェナーダイオード８１には降伏電圧を超えるような高い電圧はかからず、第１ツェナーダイオード８１を逆方向に電流が流れることはない。
　つまり、還流ライン７１が断線していて誘導負荷１０に電流を還流させる機能が発揮されなくなったときに、サージ電圧で第１ツェナーダイオード８１がブレイクダウンするように、第１ツェナーダイオード８１の降伏電圧が設定されている。
　また、レベルシフト回路９０は、ｎｐｎ型トランジスタ９１とプルアップ抵抗９２とを有する。
　ｎｐｎ型トランジスタ９１のゲートＧは、第１ツェナーダイオード８１のアノードと第２ツェナーダイオード８２のアノードとを接続するラインに接続され、ｎｐｎ型トランジスタ９１のゲートＧには、第１ツェナーダイオード８１のアノードの端子電圧が印加される。
　また、ｎｐｎ型トランジスタ９１のエミッタＥはグランドＧＮＤに接続される。
　また、プルアップ抵抗９２の一端はｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣに接続され、他端は、第２電源ライン２１に接続され、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣを、第２電源ライン２１による電源電圧にプルアップする。
　そして、マイクロコンピュータ６０の入力端子６１には、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧が入力される。
　以下では、上記のアクティブクランプ回路８０及びレベルシフト回路９０を用いて、マイクロコンピュータ６０が、還流ライン７１の断線の有無を検出する処理を詳細に説明する。
　前述したように、還流ライン７１が正常あれば、サージ電圧によって第１ツェナーダイオード８１がブレイクダウンすることはなく、第１ツェナーダイオード８１のアノードの端子電圧は０Ｖを維持する。
　第１ツェナーダイオード８１のアノードの端子電圧は、レベルシフト回路９０のｎｐｎ型トランジスタ９１のゲートに印加されるので、還流ライン７１が正常であれば、ｎｐｎ型トランジスタ９１のゲートに０Ｖが印加され、ｎｐｎ型トランジスタ９１はオフ状態を維持する。
　そして、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣは、プルアップ抵抗９２によって第２電源ライン２１による電源電圧にプルアップされているので、ｎｐｎ型トランジスタ９１はオフ状態では、マイクロコンピュータ６０が取り込むｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧は、ハイレベル、つまり、電源電圧に固定される。
　一方、還流ライン７１が断線していて、サージ電圧によって第１ツェナーダイオード８１がブレイクダウンしてｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０がオンするときは、第１ツェナーダイオード８１のアノードの端子電圧は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のオン電圧と第１ツェナーダイオード８１の順方向電圧との加算値にまで上昇する。
　これによって、ｎｐｎ型トランジスタ９１はオン状態になり、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣからエミッタＥに電流が流れるようになるので、マイクロコンピュータ６０が取り込むｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧は、ローレベルに切り換わる。
　つまり、マイクロコンピュータ６０が取り込むｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧は、還流ライン７１が正常であれば、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のオンオフが繰り返されてもハイレベルを維持する。
　一方、還流ライン７１が断線すると、マイクロコンピュータ６０が取り込むｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧は、誘導負荷１０への通電が遮断されてサージ電圧が発生する毎（換言すれば、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０がオンからオフに切り換わる毎）に、ハイレベルからローレベルに切り換わることになる。
　したがって、マイクロコンピュータ６０は、誘導負荷１０への通電がパルス幅変調されているときに、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧がハイレベルを維持する場合は、還流ライン７１に断線故障はなく正常であると判断して、還流ライン７１の正常検出信号を生成する。
　また、マイクロコンピュータ６０は、誘導負荷１０への通電がパルス幅変調されているときに、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧がハイレベルからローレベルに切り換わる場合は、還流ライン７１に断線故障が発生していると判断して、還流ライン７１の断線検出信号を生成する。
　そして、マイクロコンピュータ６０は、還流ライン７１に断線故障が発生していると判断すると（換言すれば、断線検出信号を生成すると）、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０の駆動を停止して、誘導負荷１０への通電が遮断される状態に維持する。
　なお、マイクロコンピュータ６０は、還流ライン７１の断線故障を検出したときに、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０の駆動停止に代えてまたは駆動停止とともに、還流ライン７１の断線検出信号を、たとえば車載ＬＡＮで接続される他のマイクロコンピュータに送信したり、還流ライン７１の断線検出信号（換言すれば、断線検出履歴）を自身が備える不揮発性メモリに保存したりすることができる。
　前述のように、還流ライン７１が正常であれば、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧はハイレベルを維持するのに対し、還流ライン７１が断線すると、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧はローレベルに切り換わるようになる。
　したがって、マイクロコンピュータ６０は、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧のローレベルへの切り換わり（換言すれば、端子電圧信号のエッジ）を監視することで、誘導負荷１０のＰＷＭ制御におけるオンオフのタイミングが不明であっても、還流ライン７１が断線したか否かを判断することができる。
　つまり、マイクロコンピュータ６０は、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧信号のエッジ検知に基づき、還流ライン７１の断線検出信号を出力する断線検出部としての機能を備える。
　また、還流ライン７１における断線の有無によって、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧信号が明確に異なるため、マイクロコンピュータ６０は、還流ライン７１が断線したことを早期に検出でき、還流ライン７１の断線発生に早期に対処することができる。
　図２は、マイクロコンピュータ６０が取り込む、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧が、還流ライン７１の断線の有無に応じて変化する様子を示すタイムチャートである。
　時刻ｔ０から時刻ｔ１までの還流ライン７１が正常である間は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のゲート信号がオンからオフまたはオフからオンに切り換わると、これに応じて第１ツェナーダイオード８１のカソードの端子電圧（換言すれば、誘導負荷１０の下流電圧）が０Ｖと電源電圧との間で切り換わる。
　一方、マイクロコンピュータ６０が取り込む、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧は、ハイレベルを維持する。
　ここで、時刻ｔ１で、還流ライン７１（還流ダイオード７０）が断線すると、時刻ｔ１以降においては、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のゲート信号がハイレベル（オン）からローレベル（オフ）に切り換えられ、誘導負荷１０への通電が遮断されると、還流ライン７１を用いた逆起エネルギーの消費が実施されないため、誘導負荷１０の端子電圧が第１電源ライン２０の電源電圧よりも高くなる。
　そして、誘導負荷１０の端子電圧が第１電源ライン２０の電源電圧よりも高くなって、第１ツェナーダイオード８１がブレイクダウンすると、第１ツェナーダイオード８１のアノードの端子電圧は、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のオン電圧と第１ツェナーダイオード８１の順方向電圧との加算値にまで上昇する。
　さらに、第１ツェナーダイオード８１のアノードの端子電圧が上昇することで、ｎｐｎ型トランジスタ９１はオン状態になり、マイクロコンピュータ６０が取り込むｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧は、ローレベルに切り換わる。
　つまり、還流ライン７１が正常であれば、マイクロコンピュータ６０が取り込むｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧はハイレベルを維持する。
　一方、還流ライン７１が断線故障すると、マイクロコンピュータ６０が取り込むｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧は、誘導負荷１０への通電が遮断される毎にハイレベルからローレベルに切り換わるようになる。
　したがって、マイクロコンピュータ６０は、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧はハイレベルを維持するときは、還流ライン７１が正常であると判断できる。
　一方、マイクロコンピュータ６０は、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧がローレベルに切り換わるようになったときに、還流ライン７１における断線故障の発生を判断する。
　ここで、マイクロコンピュータ６０は、入力端子６１に入力されるｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧信号のエッジ（換言すれば、立ち下がり及び／または立ち上がり）を、インプットキャプチャ機能によって検出することで、還流ライン７１の断線の有無を判断することができる。
　このように、マイクロコンピュータ６０は、インプットキャプチャ機能によるエッジ検出を用いることで、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧を周期的に監視する必要がなくなり、マイクロコンピュータ６０の演算負荷を軽減できる。
　なお、マイクロコンピュータ６０は、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧信号のエッジを、設定時間内で複数回検知した時点で、還流ライン７１の断線の判断することができる。
　また、アクティブクランプ回路８０は、還流ライン７１の断線検出に用いられるとともに、還流ライン７１が断線したときに逆起エネルギーを吸収する作用機能を奏する。
　したがって、還流ライン７１が断線している状態でｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０の駆動が継続されたとしても、逆起エネルギーによってｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０などが故障することを抑止できる。
「第２実施形態」
　図３は、誘導負荷の駆動装置（誘導負荷駆動回路）の第２実施形態を示す回路図である。
　図１に示した誘導負荷の駆動装置（誘導負荷駆動回路）は、第１ツェナーダイオード８１とアノード同士が接続される第２ツェナーダイオード８２を備え、第１ツェナーダイオード８１と第２ツェナーダイオード８２とでアクティブクランプ回路８０を構成する。
　これに対し、図３に示す第２実施形態では、第１ツェナーダイオード８１を備えるが、第２ツェナーダイオード８２を省いた構成としてある。
　つまり、第１ツェナーダイオード８１は、所謂アクティブクランプ回路を構成する素子ではないが、第１実施形態と同様に、還流ライン７１が断線した状態でサージ電圧が発生するとブレイクダウンし、ｎｐｎ型トランジスタ９１をオンさせる機能を奏する。
　また、図３の第２実施形態では、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０と並列に、第３ツェナーダイオード１００を接続してある。
　詳細には、第３ツェナーダイオード１００のカソードをｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のドレインＤに接続し、第３ツェナーダイオード１００のアノードをグランドＧＮＤに接続してある。
　第３ツェナーダイオード１００は、還流ライン７１が断線した状態でサージ電圧が発生して、カソードに高い電圧がかかるとブレイクダウンして逆方向に電流が流れるようになり、逆起エネルギーを逃がすことで、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０を保護する。
　係る第２実施形態においても、マイクロコンピュータ６０は、ｎｐｎ型トランジスタ９１のコレクタＣの端子電圧がローレベルに切り換わるようになったときに、還流ライン７１の断線を判断することができる。
　したがって、マイクロコンピュータ６０は、誘導負荷１０のＰＷＭ制御におけるオンオフのタイミングが不明であっても、還流ライン７１が断線したか否かを判断して、還流ライン７１の断線発生に対処できる。
　上記実施形態で説明した各技術的思想は、矛盾が生じない限りにおいて、適宜組み合わせて使用することができる。
　また、好ましい実施形態を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば、種々の変形態様を採り得ることは自明である。
　たとえば、図１及び／または図３に示した誘導負荷の駆動装置（誘導負荷駆動回路）のレベルシフト回路９０を省略し、マイクロコンピュータ６０が、第１ツェナーダイオード８１のアノード電圧を周期的にＡＤ変換して取り込む回路とすることができる。
　係る回路において、マイクロコンピュータ６０は、第１ツェナーダイオード８１のアノード電圧が所定電圧（所定電圧＞０Ｖ）を超えているか否かを判断することで、誘導負荷１０のＰＷＭ制御におけるオンオフのタイミングが不明であっても、還流ライン７１における断線の有無を検出することができる。
　また、プリドライバＩＣ５０を省略し、マイクロコンピュータ６０が、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３０のゲート制御信号を出力するシステムとすることができる。
　係るプリドライバＩＣ５０を省略したシステムにおいても、レベルシフト回路９０を備えれば、マイクロコンピュータ６０は、誘導負荷１０のＰＷＭ制御におけるオンオフのタイミングに同期して判定処理を繰り返すことなく（換言すれば、ＰＷＭ制御におけるオンオフのタイミングに関する情報を用いずに）、還流ライン７１が断線したか否かを判断することができる。
　１０…誘導負荷、３０…ｎ型ＭＯＳＦＥＴ、６０…マイクロコンピュータ（制御回路、断線検出部）、７０…還流ダイオード、７１…還流ライン、８０…アクティブクランプ回路、８１…第１ツェナーダイオード、８２…第２ツェナーダイオード、９０…レベルシフト回路、９１…ｎｐｎ型トランジスタ、９２…プルアップ抵抗

Claims (7)

  1. 　誘導負荷の駆動装置であって、
    　前記誘導負荷とグランドとの間に接続されたｎ型ＭＯＳＦＥＴと、
    　前記誘導負荷に並列接続された還流ダイオードと、
    　第１ツェナーダイオードであって、
    　カソードが前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、
    　前記誘導負荷からのサージ電圧でブレイクダウンする、
    　第１ツェナーダイオードと、
    　前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴを制御する制御回路であって、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧を検知し、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧が設定電圧よりも高いときに前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴの駆動を停止する、前記制御回路と、
    　を有する、誘導負荷の駆動装置。
  2. 　請求項１記載の誘導負荷の駆動装置であって、
    　ｎｐｎ型トランジスタであって、ゲートに、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧が印加されるｎｐｎ型トランジスタと、
    　前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタを電源電圧にプルアップするプルアップ抵抗と、
    　を更に有し、
    　前記制御回路は、前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタの端子電圧を取り込む、
    　誘導負荷の駆動装置。
  3. 　請求項２記載の誘導負荷の駆動装置であって、
    　前記制御回路は、前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタの端子電圧の信号のエッジを検出する、
    　誘導負荷の駆動装置。
  4. 　請求項２記載の誘導負荷の駆動装置であって、
    　第２ツェナーダイオードまたはダイオードであって、
    　アノードが前記第１ツェナーダイオードのアノードに接続され、カソードが前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続される、
    　第２ツェナーダイオードまたはダイオードを有する、
    　誘導負荷の駆動装置。
  5. 　誘導負荷とグランドとの間に接続されたｎ型ＭＯＳＦＥＴと、
    　前記誘導負荷に並列接続された還流ダイオードと、
    　を有する、誘導負荷駆動回路において、
    　前記還流ダイオードを介した還流ラインの断線を検出する、誘導負荷駆動回路の断線検出装置であって、
    　第１ツェナーダイオードであって、
    　カソードが前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、
    　前記誘導負荷からのサージ電圧でブレイクダウンする、
    　第１ツェナーダイオードと、
    　ｎｐｎ型トランジスタであって、ゲートに、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧が印加される前記ｎｐｎ型トランジスタと、
    　前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタを電源電圧にプルアップするプルアップ抵抗と、
    　前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタの端子電圧信号のエッジ検知に基づき、前記還流ラインの断線検出信号を出力する断線検出部と、
    　を有する、誘導負荷駆動回路の断線検出装置。
  6. 　請求項５記載の誘導負荷駆動回路の断線検出装置であって、
    　第２ツェナーダイオードまたはダイオードであって、
    　アノードが前記第１ツェナーダイオードのアノードに接続され、カソードが前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続される、
    　第２ツェナーダイオードまたはダイオードを有する、
    　誘導負荷駆動回路の断線検出装置。
  7. 　誘導負荷の駆動装置であって、
    　前記誘導負荷とグランドとの間に接続されたｎ型ＭＯＳＦＥＴと、
    　前記誘導負荷に並列接続された還流ダイオードと、
    　第１ツェナーダイオードと、第２ツェナーダイオードまたはダイオードを有するアクティブクランプ回路であって、
    　前記第１ツェナーダイオードは、カソードが前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに接続され、
    　前記第２ツェナーダイオードまたはダイオードは、アノードが前記第１ツェナーダイオードのアノードに接続され、カソードが前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続される、
    　前記アクティブクランプ回路と、
    　ｎｐｎ型トランジスタとプルアップ抵抗とを有するレベルシフト回路であって、
    　前記ｎｐｎ型トランジスタは、ゲートに、前記第１ツェナーダイオードのアノードの端子電圧が印加され、
    　前記プルアップ抵抗は、前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタを電源電圧にプルアップする、
    　前記レベルシフト回路と、
    　マイクロコンピュータであって、
    　前記ｎｐｎ型トランジスタのコレクタの端子電圧を取り込み、
    　前記ｎ型ＭＯＳＦＥＴの駆動指令信号を出力する、
    　前記マイクロコンピュータと、
    　を有する、誘導負荷の駆動装置。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000184582A (ja) * 1998-12-10 2000-06-30 Toyota Motor Corp ソレノイド駆動装置
JP2003339152A (ja) * 2002-05-22 2003-11-28 Mitsubishi Electric Corp 電圧駆動形半導体素子のゲート駆動回路
JP2007010563A (ja) * 2005-07-01 2007-01-18 Denso Corp 誘導性負荷の異常検出装置
JP2011216683A (ja) * 2010-03-31 2011-10-27 Advics Co Ltd ソレノイド駆動制御装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000184582A (ja) * 1998-12-10 2000-06-30 Toyota Motor Corp ソレノイド駆動装置
JP2003339152A (ja) * 2002-05-22 2003-11-28 Mitsubishi Electric Corp 電圧駆動形半導体素子のゲート駆動回路
JP2007010563A (ja) * 2005-07-01 2007-01-18 Denso Corp 誘導性負荷の異常検出装置
JP2011216683A (ja) * 2010-03-31 2011-10-27 Advics Co Ltd ソレノイド駆動制御装置

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