WO2023228271A1 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ - Google Patents

モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ Download PDF

Info

Publication number
WO2023228271A1
WO2023228271A1 PCT/JP2022/021234 JP2022021234W WO2023228271A1 WO 2023228271 A1 WO2023228271 A1 WO 2023228271A1 JP 2022021234 W JP2022021234 W JP 2022021234W WO 2023228271 A1 WO2023228271 A1 WO 2023228271A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
motor drive
drive device
region
motor
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/021234
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
裕次 ▲高▼山
和徳 畠山
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to PCT/JP2022/021234 priority Critical patent/WO2023228271A1/ja
Publication of WO2023228271A1 publication Critical patent/WO2023228271A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present disclosure relates to a motor drive device that drives a single-phase motor, and an electric blower, a vacuum cleaner, and a hand dryer equipped with a single-phase motor driven by the motor drive device.
  • Patent Document 1 describes a method of reducing the voltage applied to the rotating electrical machine by inserting a filter element such as a common mode choke between the inverter and the rotating electrical machine and having the filter element share the common mode voltage. is disclosed. Reducing the common mode voltage also reduces the voltage applied to the inner and outer rings of the bearing, thereby suppressing the progress of electrolytic corrosion that may occur in the motor bearing.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain a motor drive device that can suppress the progress of electrolytic corrosion that may occur in the bearings of a single-phase motor.
  • a motor drive device that drives a single-phase motor.
  • the motor drive device includes an inverter to which a power supply voltage output from a DC power supply is applied, converts the power supply voltage into an AC voltage, and applies the converted AC voltage to a single-phase motor, and a control unit that controls the operation of the inverter. Be prepared.
  • the motor drive device has a voltage pulse rate that is the ratio of the cumulative application time, which is the time during which voltage pulses are applied from the inverter to the single-phase motor, and one period of electrical angle, which is one period of the fundamental wave component of the AC voltage. It has an operation mode that performs limited operation that limits the operation to 40% or more and 60% or less.
  • the motor drive device it is possible to suppress the progress of electrolytic corrosion that may occur in the bearing of a single-phase motor.
  • Circuit diagram of the inverter shown in Figure 1 A circuit diagram showing a modification of the inverter shown in Figure 2
  • a block diagram showing an example of the carrier comparison section shown in FIG. 4 A diagram showing an example of waveforms of main parts when operated using the carrier comparison section shown in FIG.
  • a block diagram showing another example of the carrier comparison section shown in FIG. 4 A diagram showing an example of waveforms of main parts when operated using the carrier comparison section shown in FIG.
  • FIG. 4 A vertical cross-sectional view showing an example of the structure of a single-phase motor in Embodiment 1
  • Block diagram showing a configuration example of a motor drive system including a motor drive device according to Embodiment 2 Diagram for explaining the operation mode in Embodiment 2 Flowchart showing a process flow related to user notification process performed in the motor drive device according to Embodiment 2 Diagram for explaining the operation mode in Embodiment 3
  • a diagram showing a configuration example of an electric blower according to Embodiment 4 A diagram showing a configuration example of a vacuum cleaner according to Embodiment 4
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a motor drive system 1 including a motor drive device 2 according to the first embodiment.
  • the motor drive system 1 shown in FIG. 1 includes a single-phase motor 100, a motor drive device 2, a battery 10, voltage detectors 20 and 21, and current detectors 22 and 24.
  • Motor drive device 2 drives single-phase motor 100.
  • the battery 10 is a DC power source that supplies DC power to the motor drive device 2.
  • the motor drive device 2 includes an inverter 11 , an analog-to-digital converter 30 , a control section 25 , and a drive signal generation section 32 .
  • Inverter 11 and single-phase motor 100 are connected by two connection wires 18a and 18b.
  • the control unit 25 controls the operation of the inverter 11.
  • the voltage detector 20 is a detector that detects a power supply voltage V dc , which is a DC voltage output from the battery 10 to the motor drive device 2 .
  • Power supply voltage V dc is the output voltage of battery 10 and is applied to inverter 11 .
  • the voltage detector 21 is a detector that detects the alternating current voltage Vac generated between the connecting lines 18a and 18b.
  • the AC voltage V ac is a voltage in which the motor applied voltage applied to the single-phase motor 100 by the inverter 11 and the motor induced voltage induced in the single-phase motor 100 are superimposed.
  • the detected value of the voltage detector 21 is a physical quantity correlated with the motor induced voltage. Note that in this paper, the state in which the inverter 11 stops operating and does not output voltage is appropriately referred to as "gate off.”
  • Current detector 22 is a detector that detects motor current I m .
  • Motor current I m is an alternating current that flows in and out between inverter 11 and single-phase motor 100 .
  • the motor current I m is equal to an alternating current flowing through a winding (not shown in FIG. 1 ) wound around the stator 101 of the single-phase motor 100 .
  • Examples of the current detector 22 include a current transformer (CT) or a current detector that detects current using a shunt resistor.
  • the current detector 24 is a detector that detects the power supply current I dc .
  • Power supply current I dc is a direct current flowing between battery 10 and inverter 11 .
  • the current detector 24 generally has a configuration using a shunt resistor as shown in the figure.
  • the detected value of the power supply current I dc flowing through the current detector 24 is converted into a voltage value and input to the analog-to-digital converter 30 .
  • the power supply current I dc has a correlation with the motor current I m . That is, if the motor current I m increases, the power supply current I dc also increases, and if the motor current I m decreases, the power supply current I dc also decreases.
  • the single-phase motor 100 is used as a rotating electrical machine that rotates an electric blower (not shown in FIG. 1). Electric blowers are installed in devices such as vacuum cleaners and hand dryers.
  • the inverter 11 is a power converter that converts the power supply voltage V dc output from the battery 10 into an alternating current voltage.
  • the inverter 11 supplies AC power to the single-phase motor 100 by applying the converted AC voltage to the single-phase motor 100 .
  • the analog-to-digital converter 30 is a signal converter that converts analog data into digital data.
  • the analog-to-digital converter 30 converts the detected value of the power supply voltage V dc detected by the voltage detector 20 and the detected value of the AC voltage V ac detected by the voltage detector 21 into digital data, and sends the digital data to the control unit 25 . Output. Further, the analog-to-digital converter 30 converts the detected value of the motor current I m detected by the current detector 22 and the detected value of the power supply current I dc detected by the current detector 24 into digital data, and converts the detected value of the motor current I m detected by the current detector 24 into digital data. Output to.
  • the control unit 25 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, Q4 (hereinafter appropriately referred to as "Q1 to Q4") based on the digital output value 30a converted by the analog-to-digital converter 30 and the voltage amplitude command V*. ) is generated.
  • the voltage amplitude command V* will be described later.
  • the drive signal generation unit 32 generates drive signals S1, S2, S3, and S4 (hereinafter referred to as “S1 to S4") is generated.
  • the control section 25 includes a processor 31, a carrier generation section 33, and a memory 34.
  • Processor 31 generates PWM signals Q1 to Q4 for performing PWM control.
  • the processor 31 is a processing unit that performs various calculations related to PWM control and advance angle control. Examples of the processor 31 include a CPU (Central Processing Unit), a microprocessor, a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), or a system LSI (Large Scale Integration).
  • a program read by the processor 31 is stored in the memory 34.
  • the memory 34 is also used as a work area when the processor 31 performs arithmetic processing.
  • the memory 34 is generally a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as RAM (Random Access Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), or EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). It is true. The details of the configuration of the carrier generation section 33 will be described later.
  • the motor drive system 1 shown in FIG. 1 is a so-called position sensorless control drive system that does not use a position sensor signal to detect the rotational position of the rotor 102.
  • the single-phase motor 100 may include a position sensor that detects a rotor rotational position that is the rotational position of the rotor 102 built into the single-phase motor 100. That is, the motor drive system and motor drive device according to the first embodiment may be a drive system and a drive device that drive the single-phase motor 100 based on the detected value of the position sensor. If the motor drive system has a position sensor, it is possible to omit at least one of the voltage detector 21 and the current detector 22.
  • the motor drive system 1 shown in FIG. 1 has been exemplified as having a configuration in which input power to the inverter 11 is supplied from the battery 10, the present invention is not limited to this example.
  • An AC/DC converter may be mounted on the input section of the inverter 11, and an AC voltage may be applied to the AC/DC converter from an AC power supply.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the inverter 11 shown in FIG. 1.
  • the inverter 11 includes a plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54 (hereinafter appropriately referred to as "51 to 54") connected in a bridge.
  • the switching elements 51 and 52 constitute a leg 5A which is a first leg.
  • the leg 5A is a series circuit in which a switching element 51, which is a first switching element, and a switching element 52, which is a second switching element, are connected in series.
  • the switching elements 53 and 54 constitute leg 5B, which is the second leg.
  • the leg 5B is a series circuit in which a switching element 53, which is a third switching element, and a switching element 54, which is a fourth switching element, are connected in series.
  • legs 5A and 5B are connected in parallel to each other between the DC bus 16a on the high potential side and the DC bus 16b on the low potential side. Thereby, legs 5A and 5B are connected to both ends of battery 10 in parallel.
  • the switching elements 51 and 53 are located on the high potential side, and the switching elements 52 and 54 are located on the low potential side.
  • the high potential side is called the "upper arm” and the low potential side is called the “lower arm.” Therefore, the switching element 51 of the leg 5A may be referred to as the "first switching element of the upper arm”, and the switching element 52 of the leg 5A may be referred to as the "second switching element of the lower arm”.
  • the switching element 53 of the leg 5B may be referred to as the "third switching element of the upper arm”
  • the switching element 54 of the leg 5B may be referred to as the "fourth switching element of the lower arm”.
  • connection end 6A between the switching element 51 and the switching element 52 and a connection end 6B between the switching element 53 and the switching element 54 constitute an AC end in the bridge circuit.
  • a single-phase motor 100 is connected between the connection end 6A and the connection end 6B.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • FET Field-Effect Transistor
  • a body diode 51a connected in parallel between the drain and source of the switching element 51 is formed in the switching element 51.
  • a body diode 52a connected in parallel between the drain and source of the switching element 52 is formed in the switching element 52.
  • a body diode 53a connected in parallel between the drain and source of the switching element 53 is formed in the switching element 53.
  • a body diode 54a connected in parallel between the drain and source of the switching element 54 is formed in the switching element 54.
  • Each of the plurality of body diodes 51a, 52a, 53a, and 54a is a parasitic diode formed inside the MOSFET, and is used as a freewheeling diode. Note that a separate free wheel diode may be connected.
  • an insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used instead of the MOSFET.
  • the switching elements 51 to 54 are not limited to MOSFETs formed of silicon-based materials, but may be MOSFETs formed of wide band gap (WBG) semiconductors such as silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, or diamond.
  • WBG wide band gap
  • WBG semiconductors have higher voltage resistance and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a WBG semiconductor for at least one of the plurality of switching elements 51 to 54, the voltage resistance and allowable current density of the switching element are increased, and the semiconductor module incorporating the switching element can be miniaturized. Furthermore, WBG semiconductors also have high heat resistance. Therefore, it is possible to downsize the heat dissipation section for dissipating the heat generated in the semiconductor module. Furthermore, it is possible to simplify the heat dissipation structure for dissipating heat generated in the semiconductor module.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a modification of the inverter 11 shown in FIG. 2.
  • the inverter 11A shown in FIG. 3 has the configuration of the inverter 11 shown in FIG. 2, but further includes shunt resistors 55a and 55b.
  • Shunt resistor 55a is a detector for detecting the current flowing through leg 5A
  • shunt resistor 55b is a detector for detecting the current flowing through leg 5B.
  • the shunt resistor 55a is connected between the low potential side terminal of the switching element 52 and the DC bus 16b
  • the shunt resistor 55b is connected between the low potential side terminal of the switching element 54 and the DC bus 16b.
  • the current detector 22 shown in FIG. 1 can be omitted.
  • the detected values of the shunt resistors 55a and 55b are sent to the processor 31 via the analog-to-digital converter 30.
  • the shunt resistor 55a is not limited to the one shown in FIG. 3 as long as it can detect the current flowing through the leg 5A.
  • the shunt resistor 55a is connected between the DC bus 16a and the high potential terminal of the switching element 51, between the low potential terminal of the switching element 51 and the connection end 6A, or between the connection end 6A and the high potential of the switching element 52. It may also be placed between the side terminals.
  • the shunt resistor 55b is connected between the DC bus 16a and the high potential side terminal of the switching element 53, between the low potential side terminal of the switching element 53 and the connection end 6B, or between the connection end 6B and the switching element 54. It may also be placed between the terminal on the high potential side of the terminal.
  • the on-resistance of a MOFFET may be used, and the current may be detected by the voltage generated across the on-resistance.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a functional part of the control unit 25 shown in FIG. 1 that generates a PWM signal.
  • the carrier comparison section 38 is illustrated together with the carrier generation section 33 shown in FIG. 1.
  • the carrier comparator 38 receives an advanced phase ⁇ v that is subjected to advance angle control and a reference phase ⁇ e that are used when generating a voltage command V m to be described later.
  • the reference phase ⁇ e is a phase obtained by converting a rotor mechanical angle, which is an angle from the reference position of the rotor 102, into an electrical angle. Note that, as described above, the motor drive device 2 shown in FIG. 1 has a so-called position sensorless configuration that does not use a position sensor signal from a position sensor. Therefore, the rotor mechanical angle and the reference phase ⁇ e are estimated by calculation.
  • the "advanced angle phase” referred to here is the “advanced angle” which is the angle of advance of the voltage command V m expressed in phase.
  • the “advance angle” referred to here is the phase difference between the motor applied voltage applied to the windings of the stator 101 and the motor induced voltage induced in the stator 101 windings. Note that when the motor applied voltage leads the motor induced voltage, the “advance angle" takes a positive value.
  • the carrier comparator 38 In addition to the advance phase ⁇ v and the reference phase ⁇ e , the carrier comparator 38 also contains the carrier generated by the carrier generator 33, the power supply voltage V dc , and a voltage that is the amplitude value of the voltage command V m . An amplitude command V* is input.
  • the carrier comparator 38 generates PWM signals Q1 to Q4 based on the carrier, advance phase ⁇ v , reference phase ⁇ e , power supply voltage V dc , and voltage amplitude command V*.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of the carrier comparison unit 38 shown in FIG. 4.
  • FIG. 5 shows detailed configurations of the carrier comparison section 38A and the carrier generation section 33.
  • the carrier generation unit 33 is set with a carrier frequency f C [Hz] that is the frequency of the carrier.
  • a triangular wave carrier that fluctuates between "0" and "1" is shown as an example of a carrier waveform.
  • PWM control of the inverter 11 includes synchronous PWM control and asynchronous PWM control. In the case of synchronous PWM control, it is necessary to synchronize the carrier with the advance phase ⁇ v . On the other hand, in the case of asynchronous PWM control, there is no need to synchronize the carrier with the advance phase ⁇ v .
  • the carrier comparison section 38A includes an absolute value calculation section 38a, a division section 38b, a multiplication section 38c, a multiplication section 38d, a multiplication section 38f, an addition section 38e, a comparison section 38g, a comparison section 38h, and an output inversion section. 38i and an output inverting section 38j.
  • the absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value
  • the dividing unit 38b divides the absolute value
  • the value of the modulation factor can be adjusted to prevent the voltage applied to the motor from decreasing due to a decrease in battery voltage.
  • the multiplier 38c calculates the sine value of " ⁇ e + ⁇ v ", which is the addition of the advance phase ⁇ v to the reference phase ⁇ e .
  • the calculated sine value of “ ⁇ e + ⁇ v ” is multiplied by the modulation factor that is the output of the divider 38b.
  • the voltage command Vm which is the output of the multiplier 38c, is multiplied by "1/2".
  • the adder 38e adds "1/2" to the output of the multiplier 38d.
  • the multiplier 38f multiplies the output of the adder 38e by "-1".
  • the output of the adder 38e is input to the comparator 38g as a positive voltage command V m1 for driving the two switching elements 51 and 53 of the upper arm among the plurality of switching elements 51 to 54, and is input to the comparator 38g as a positive voltage command V m1 for driving the two switching elements 51 and 53 of the upper arm among the plurality of switching elements 51 to 54.
  • the output is input to the comparator 38h as a negative side voltage command V m2 for driving the two switching elements 52 and 54 of the lower arm.
  • the comparison unit 38g compares the positive side voltage command V m1 and the amplitude of the carrier.
  • the output of the output inverter 38i which inverts the output of the comparator 38g, becomes the PWM signal Q1 to the switching element 51, and the output of the comparator 38g becomes the PWM signal Q2 to the switching element 52.
  • the comparison unit 38h compares the negative side voltage command V m2 and the amplitude of the carrier.
  • the output of the output inverting section 38j which inverts the output of the comparing section 38h, becomes the PWM signal Q3 to the switching element 53, and the output of the comparing section 38h becomes the PWM signal Q4 to the switching element 54.
  • the output inversion section 38i prevents the switching element 51 and the switching element 52 from being turned on at the same time, and the output inversion section 38j prevents the switching element 53 and the switching element 54 from being turned on at the same time.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of waveforms of main parts when operating using the carrier comparator 38A shown in FIG. 5.
  • FIG. 6 shows the waveform of the positive voltage command V m1 output from the adder 38e, the waveform of the negative voltage command V m2 output from the multiplier 38f, the waveforms of the PWM signals Q1 to Q4, and the waveform of the motor applied voltage. A voltage waveform is shown.
  • the PWM signal Q1 becomes “Low” when the positive side voltage command V m1 is larger than the carrier, and becomes “High” when the positive side voltage command V m1 is smaller than the carrier.
  • PWM signal Q2 is an inverted signal of PWM signal Q1.
  • the PWM signal Q3 becomes “Low” when the negative side voltage command V m2 is larger than the carrier, and becomes “High” when the negative side voltage command V m2 is smaller than the carrier.
  • PWM signal Q4 is an inverted signal of PWM signal Q3. In this way, the circuit shown in FIG. 5 is configured with “Low Active", but even if it is configured with "High Active” where each signal has the opposite value. good.
  • the waveform of the motor applied voltage shows a voltage pulse due to a voltage difference between PWM signal Q1 and PWM signal Q4, and a voltage pulse due to a voltage difference between PWM signal Q3 and PWM signal Q2. These voltage pulses are applied to single phase motor 100.
  • Bipolar modulation and unipolar modulation are known as modulation methods used to generate the PWM signals Q1 to Q4.
  • Bipolar modulation is a modulation method that outputs a voltage pulse that changes in positive or negative potential every cycle T of the voltage command Vm .
  • Unipolar modulation is a modulation method that outputs a voltage pulse that changes in three potentials every cycle T of the voltage command Vm , that is, a voltage pulse that changes in positive potential, negative potential, and zero potential.
  • the waveform shown in FIG. 6 is due to unipolar modulation.
  • the motor drive device 2 according to the first embodiment employs a unipolar modulation method for reasons described later.
  • the waveform shown in FIG. 6 shows that during a period of half cycle T/2 of the voltage command V m , four switching elements 51 and 52 forming leg 5A and switching elements 53 and 54 forming leg 5B This is achieved by a method of switching elements.
  • This method is called "both-side PWM" because the switching operation is performed using both the positive side voltage command V m1 and the negative side voltage command V m2 .
  • the switching operations of the switching elements 51 and 52 are stopped, and in the other half period T/2 of one period T of the voltage command V m .
  • FIG. 7 is a block diagram showing another example of the carrier comparison section 38 shown in FIG. 4.
  • FIG. 7 shows an example of a one-sided PWM signal generation circuit, and specifically shows detailed configurations of the carrier comparison section 38B and the carrier generation section 33.
  • the configuration of the carrier generation section 33 shown in FIG. 7 is the same or equivalent to that shown in FIG. 5.
  • the configuration of the carrier comparison section 38B shown in FIG. 7 the same or equivalent components as the carrier comparison section 38A shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
  • the carrier comparison section 38B includes an absolute value calculation section 38a, a division section 38b, a multiplication section 38c, a multiplication section 38k, an addition section 38m, an addition section 38n, a comparison section 38g, a comparison section 38h, and an output inversion section. It has a section 38i and an output inverting section 38j.
  • the absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value
  • the dividing unit 38b divides the absolute value
  • the multiplier 38c calculates the sine value of " ⁇ e + ⁇ v ", which is the addition of the advance phase ⁇ v to the reference phase ⁇ e .
  • the calculated sine value of “ ⁇ e + ⁇ v ” is multiplied by the modulation factor that is the output of the divider 38b.
  • the multiplier 38k multiplies the voltage command V m , which is the output of the multiplier 38c, by "-1".
  • the adder 38m adds "1" to the voltage command Vm , which is the output of the multiplier 38c.
  • "1" is added to the output of the multiplication section 38k, that is, the inverted output of the voltage command Vm .
  • the output of the adder 38m is input to the comparator 38g as a first voltage command V m3 for driving the two switching elements 51 and 53 of the upper arm among the plurality of switching elements 51 to 54.
  • the output of the adder 38n is input to the comparator 38h as a second voltage command V m4 for driving the two switching elements 52 and 54 of the lower arm.
  • the comparison unit 38g compares the first voltage command V m3 and the amplitude of the carrier.
  • the output of the output inverter 38i which inverts the output of the comparator 38g, becomes the PWM signal Q1 to the switching element 51, and the output of the comparator 38g becomes the PWM signal Q2 to the switching element 52.
  • the comparison unit 38h compares the second voltage command V m4 and the amplitude of the carrier.
  • the output of the output inverting section 38j which inverts the output of the comparing section 38h, becomes the PWM signal Q3 to the switching element 53, and the output of the comparing section 38h becomes the PWM signal Q4 to the switching element 54.
  • the output inversion section 38i prevents the switching element 51 and the switching element 52 from being turned on at the same time, and the output inversion section 38j prevents the switching element 53 and the switching element 54 from being turned on at the same time.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of waveforms of main parts when operating using the carrier comparator 38B shown in FIG. 7.
  • FIG. 8 shows the waveform of the first voltage command V m3 output from the adder 38m, the waveform of the second voltage command V m4 output from the adder 38n, the waveform of the PWM signals Q1 to Q4, and the waveform of the motor applied voltage.
  • a voltage waveform is shown.
  • the waveform part of the first voltage command V m3 whose amplitude value is larger than the peak value of the carrier, and the waveform part of the second voltage command V m4 whose amplitude value is larger than the peak value of the carrier are shown.
  • the waveform portion is represented by a flat straight line.
  • the PWM signal Q1 becomes “Low” when the first voltage command V m3 is larger than the carrier, and becomes “High” when the first voltage command V m3 is smaller than the carrier.
  • PWM signal Q2 is an inverted signal of PWM signal Q1.
  • the PWM signal Q3 becomes “Low” when the second voltage command V m4 is larger than the carrier, and becomes “High” when the second voltage command V m4 is smaller than the carrier.
  • PWM signal Q4 is an inverted signal of PWM signal Q3. In this way, the circuit shown in FIG. 7 is configured with “Low Active", but even if it is configured with "High Active” where each signal has the opposite value. good.
  • the waveform of the motor applied voltage shows a voltage pulse due to the voltage difference between the PWM signal Q1 and the PWM signal Q4, and a voltage pulse due to the voltage difference between the PWM signal Q3 and the PWM signal Q2. These voltage pulses are applied to single phase motor 100.
  • the switching operations of the switching elements 51 and 52 are stopped in one half cycle T/2 of one cycle T of the voltage command V m , and During the other half cycle T/2, the switching operations of the switching elements 53 and 54 are at rest.
  • the switching element 52 is controlled to be always on in one half cycle T/2 of one cycle T of the voltage command V m , and During the other half period T/2 of the period T, the switching element 54 is controlled to be always on.
  • FIG. 8 is an example, and in one half cycle T/2, the switching element 51 is controlled to be always on, and in the other half cycle T/2, the switching element 53 is always on. There may also be cases where it is controlled as follows. That is, the waveform shown in FIG. 8 has a feature that at least one of the switching elements 51 to 54 is controlled to be in the on state during half period T/2 of the voltage command V m .
  • FIG. 9 is a block diagram showing a functional configuration for calculating the advance phase ⁇ v input to the carrier comparator 38 shown in FIG. 4.
  • the function of calculating the advance phase ⁇ v can be realized by the rotational speed calculation section 42 and the advance phase calculation section 44, as shown in FIG.
  • the rotation speed calculation unit 42 calculates the rotation speed ⁇ of the single-phase motor 100 based on the detected value of the motor current I m detected by the current detector 22. Further, the rotational speed calculation unit 42 calculates the reference phase ⁇ e based on the detected value of the motor current I m .
  • the reference phase ⁇ e is a phase obtained by converting the rotor mechanical angle, which is the angle from the reference position of the rotor 102, into an electrical angle.
  • the rotor mechanical angle is a calculated value calculated inside the rotational speed calculating section 42.
  • the advance phase calculation unit 44 calculates the advance phase ⁇ v based on the rotational speed ⁇ , the reference phase ⁇ e , and the motor induced voltage.
  • the motor induced voltage can be obtained from the detected value of the alternating current voltage V ac .
  • the detected value of the AC voltage V ac includes the motor applied voltage that the inverter 11 applies to the single-phase motor 100 and the motor induced voltage induced by the single-phase motor 100 .
  • the motor induced voltage can be detected during the gate-off period when the inverter 11 is not outputting any voltage.
  • the PWM signals Q1 to Q4 may be generated based on the output value of a timer provided in the processor 31, or the PWM signals Q1 to Q4 may be generated by preparing table data in the memory 34 and having the processor 31 refer to the table data. may be generated.
  • FIG. 10 is a longitudinal cross-sectional view showing an example of the structure of the single-phase motor 100 in the first embodiment.
  • the single-phase motor 100 includes a rotor 102, a stator 101 provided to surround the rotor 102, and a motor frame 104 with the stator 101 fixed inside.
  • Stator 101 has a stator core 110 and a coil 118.
  • Motor frame 104 has a stator housing section 140 and a bearing housing section 144.
  • the stator accommodating portion 140 and the bearing accommodating portion 144 are formed in a cylindrical shape with the rotating shaft 125 as a central axis.
  • the stator 101 is fitted inside the stator accommodating portion 140 .
  • a bearing 145 is attached to the inside of the bearing accommodating portion 144.
  • the bearing 145 has an inner ring 150, an outer ring 151, and a sphere 152.
  • the outer ring 151 fits inside the bearing accommodating portion 144, and the rotating shaft 125 is press-fitted into the inner ring 150.
  • the bearings 145 are arranged at intervals in the axial direction.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the relationship between the motor applied voltage applied to the single-phase motor 100 by the motor drive device 2 according to the first embodiment and the inner and outer ring voltages of the bearing.
  • the upper part shows the waveform of the voltage pulse for one period of electrical angle output from the inverter 11
  • the lower part shows the waveform of the voltage of the inner and outer races of the bearing for one period of electrical angle.
  • One period of electrical angle means one period of the fundamental wave component of the AC voltage output by the inverter 11.
  • State A is the ratio of the cumulative application time of voltage pulses being applied from the inverter 11 to the single-phase motor 100 to one period of electrical angle, that is, the cumulative application time of voltage pulses that occupies one period of electrical angle.
  • state B is an example where the ratio of the cumulative application time of voltage pulses to the time of one period of electrical angle is 50%
  • state C is an example where the ratio of the cumulative application time of voltage pulses to the time of one period of electrical angle is 50%. This is an example where the time ratio exceeds 50%. Note that in this paper, the ratio of the cumulative application time of voltage pulses to the time of one period of electrical angle is appropriately referred to as "voltage pulse rate.”
  • the motor drive device 2 employs the unipolar modulation method.
  • the unipolar modulation method as shown in the upper part of FIG. 11, voltage pulses at three voltage levels of "+Vdc", "0", and "-Vdc" are output.
  • Vb_p-p the voltage amplitude
  • Vb_p-p the voltage amplitude
  • Vb_p-p the difference between the maximum voltage value and the zero voltage level
  • the offset amount increases as the state changes from state A to state B to state C. ing.
  • FIG. 12 is a diagram showing the cumulative application time and cumulative non-application time of voltage pulses and the voltage pulse rate in states A, B, and C shown in FIG. 11.
  • the cumulative non-application time of voltage pulses is the cumulative time during one period of electrical angle during which no voltage pulses are applied.
  • the cumulative application time of voltage pulses is shown by a solid line, and the cumulative non-application time of voltage pulses is shown by a broken line.
  • state A the cumulative non-applying time is longer than the cumulative applying time.
  • state B the cumulative application time and the cumulative non-application time are equal.
  • state C the cumulative application time is longer than the cumulative non-application time.
  • the cumulative application time and the cumulative non-application time are amounts that vary depending on the rotational speed ⁇ of the single-phase motor 100.
  • the voltage pulse rate shown in the lower part of FIG. 12 is an amount that does not depend on the rotational speed ⁇ of the single-phase motor 100.
  • the voltage pulse rate for state A is less than 50%
  • the voltage pulse rate for state B is 50%
  • the voltage pulse rate for state C is greater than 50%.
  • state B As shown in the waveform in the center of FIG. 11, regarding the voltage between the inner and outer rings of the bearing, there is a positive potential difference, which is the potential difference between the maximum voltage value and the zero level, and a positive potential difference between the voltage zero level and the voltage between the inner and outer rings of the bearing.
  • the negative side potential difference which is the potential difference between the minimum value and the minimum value, becomes equal. Therefore, the average value of the inner and outer ring voltages is zero when viewed as an average over one period of electrical angle. Therefore, it can be said that state B is the driving state that can most suppress the progress of electrolytic corrosion.
  • the motor drive device 2 is configured to have an operation mode in which a limited operation is performed in which the voltage pulse rate is limited to 40% or more and 60% or less.
  • the operating mode that performs control to keep the temperature constant after reaching the set temperature is considered to be the operating mode that allows the user to use the product the longest. Therefore, if the limited operation described above is performed in such an operation mode, the effect of suppressing the progress of electrolytic corrosion can be enhanced, and the life of the single-phase motor 100 can be extended.
  • the operating state in which the power supply voltage input to the inverter 11 is high is when the battery is fully charged or nearly fully charged. Therefore, if the above-mentioned limited operation is performed when the power supply voltage is equal to or higher than a preset value, the effect of suppressing the progress of electrolytic corrosion can be increased, and the life of the single-phase motor 100 can be extended. I can do it.
  • the motor drive device is an inverter to which a power supply voltage output from a DC power supply is applied, converts the power supply voltage into an AC voltage, and applies the converted AC voltage to a single-phase motor. and a control section that controls the operation of the inverter.
  • the motor drive device is configured to have an operation mode that performs a limited operation that limits the voltage pulse rate, which is the ratio of the cumulative application time of voltage pulses to the time of one period of electrical angle, to 40% or more and 60% or less.
  • Ru One period of electrical angle is one period of the fundamental wave component of the AC voltage output by the inverter.
  • the cumulative application time is the cumulative time during which voltage pulses are applied from the inverter to the single-phase motor.
  • the motor drive device configured in this way, it is possible to reduce the voltage on the inner and outer rings of the bearing when driving a single-phase motor, so it is possible to suppress the progress of electrolytic corrosion that may occur in the bearing of a single-phase motor. becomes.
  • the above-mentioned limited operation may be performed when the power supply voltage applied to the inverter is equal to or higher than a preset value. In this way, the effect of suppressing the progress of electrolytic corrosion can be enhanced, and the life of the single-phase motor can be extended.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example of a motor drive system 1 including a motor drive device 2 according to the second embodiment.
  • a vibration sensor 200 is added to the configuration of the motor drive system 1 according to the first embodiment shown in FIG.
  • the vibration sensor 200 detects vibrations of the single-phase motor 100 or an electrical device equipped with the single-phase motor 100.
  • the detected value of vibration sensor 200 is input to processor 31 .
  • the other configurations are the same or equivalent to the motor drive system 1 shown in FIG. 1, and the same or equivalent components are shown with the same reference numerals, and redundant explanations will be omitted.
  • the vibration sensor 200 may be replaced with a noise sensor.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the operation mode in the second embodiment.
  • FIG. 14 shows the progress of electrolytic corrosion that may occur in the bearing 145 of the single-phase motor 100 in relation to the operating time of the single-phase motor 100 and the vibration level, which is the magnitude of vibration generated in the single-phase motor 100. It is a diagram. Note that the operating time shown on the horizontal axis may be regarded as the operating time of a product equipped with the single-phase motor 100.
  • the progress of electrolytic corrosion occurring in the bearing 145 of the single-phase motor 100 varies depending on the characteristics of the product, the environment in which the product is used, etc.
  • FIG. 14 it is assumed that electrolytic corrosion occurs and progresses from a certain point depending on the condition of the grease film inside the bearing 145, etc.
  • the inner ring 150 and the outer ring 151 which are the bearing rings of the bearing 145, become damaged, so that the vibration level when the single-phase motor 100 is rotated increases. Therefore, as shown in FIG. 14, the vibration level generated in the single-phase motor 100 is divided into a straight line K1 where the vibration level does not increase and a straight line K2 where the vibration level increases depending on the operating time. can be expressed.
  • the electrolytic corrosion of the bearing 145 progresses, a limited operation is performed in which the voltage pulse rate is limited to 40% or more and 60% or less. , suppresses the progress of electrolytic corrosion of the bearing 145.
  • the rotational speed is not controlled to a desired speed, which may lead to a decrease in efficiency, etc. depending on the required specifications of the product.
  • the electrolytic corrosion of the bearing 145 has progressed to the point where the product is no longer able to fully demonstrate its performance, or the product is no longer able to fully demonstrate its performance. means that it is approaching. Therefore, in order to appropriately implement control to suppress the progress of electrolytic corrosion on the bearing 145, a mechanism is provided to notify the user before the electrolytic corrosion on the bearing 145 progresses further and the product becomes impossible to operate. It is also important to have
  • the concepts of "normal operation mode” and “limited operation mode” are introduced as the operation modes of the motor drive device 2. Specifically, as shown in FIG. 14, the period from when the single-phase motor 100 starts operating until the operating time X1 is set as the normal operating mode, and when the operating time reaches X1, the mode is switched to the limited operating mode. In the limited operation mode, the limited operation described in the first embodiment is performed, and in the normal operation mode, the limited operation is not performed.
  • the operating time X2 represents the time when the bearing 145 is damaged and the single-phase motor 100 cannot be operated. If limited operation is performed, the progress of electrolytic corrosion is suppressed, so the operating characteristics after operation time X1 become as shown by a straight line K3 indicated by a broken line. As a result, the time until the bearing 145 is damaged can be extended, and the life of the bearing 145 can be extended. Thereby, sufficient time can be secured until the user is notified that the product cannot be operated. Such a mechanism is particularly useful in products where it would be a problem if the single-phase motor 100 suddenly became unable to operate.
  • the operating time X1 is determined based on the vibration level. Specifically, the time required for the detection value of the vibration sensor 200 to reach the first threshold value 1 is defined as the driving time X1. In this case, when the detected value of the vibration sensor 200 reaches or exceeds the threshold 1, the motor drive device 2 shifts the driving mode from the normal driving mode to the limited driving mode.
  • the motor drive device 2 when the electrolytic corrosion of the bearing 145 progresses, a limited operation is performed in which the voltage pulse rate is limited to 40% or more and 60% or less.
  • the voltage pulse rate is an operation command to the inverter 11, and is commanded to the inverter 11 by drive signals S1 to S4.
  • a region where the voltage pulse rate is less than 40% is defined as a first region
  • a region where the voltage pulse rate is 40% or more and 60% or less is defined as a first region. 2
  • a region where the voltage pulse rate exceeds 60% is defined as a third region.
  • the motor drive device 2 according to the second embodiment operates in the following manner depending on the operation mode.
  • the motor drive device 2 when the operation mode of the motor drive device 2 is the normal operation mode, the motor drive device 2 operates at the instructed voltage pulse rate without changing the voltage pulse rate.
  • the operation command to the inverter 11 is an operation command to operate in the first region, and the operation mode of the motor drive device 2 is the limited operation mode, the motor drive device 2 operates in the second region.
  • Change the voltage pulse rate to For example, when the voltage pulse rate commanded to the inverter 11 is 30%, and the operation mode of the motor drive device 2 is the limited operation mode, the voltage pulse rate is set to 40%, which is the lower limit of the second region. Set it to . Note that if the lower limit of the second region is 45%, the voltage pulse rate is set to 45%.
  • the motor drive device 2 when the operation command to the inverter 11 is an operation command to operate in the third region, and the operation mode of the motor drive device 2 is the limited operation mode, the motor drive device 2 operates in the second region.
  • Change the voltage pulse rate to For example, when the voltage pulse rate commanded to the inverter 11 is 70%, and the operation mode of the motor drive device 2 is the limited operation mode, the voltage pulse rate is set to 60%, which is the upper limit of the second region. Set it to . Note that if the upper limit of the second region is 55%, the voltage pulse rate is set to 55%.
  • control to suppress the progress of electrolytic corrosion of the bearing 145 can be performed without changing the function of the normal operation mode. It can be carried out.
  • the voltage pulse rate when performing control to change the voltage pulse rate from the first area to the second area in the limited operation mode, is set to the lower limit value of the second area, and the voltage pulse rate is When performing control to change the rate from the third region to the second region, the voltage pulse rate is set to the upper limit value of the second region. In this way, it is possible to operate at a value close to the commanded voltage pulse rate, so that the operation can be performed as faithfully as possible to the operation command.
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating a processing flow related to user notification processing performed in the motor drive device 2 according to the second embodiment.
  • the control unit 25 acquires the detection value of the vibration sensor 200 (step S11), and compares the detection value of the vibration sensor 200 with threshold 1 (step S12). If the detected value of the vibration sensor 200 is less than or equal to the threshold value 1 (step S12, No), the process returns to step S11 and the processing from step S11 is repeated. If the detected value of the vibration sensor 200 exceeds the threshold 1 (step S12, Yes), a signal indicating that the single-phase motor 100 needs to be replaced or repaired is output (step S13). Note that it is preferable that the signal generated in step S13 be converted into visual or auditory information and notified to the user.
  • a method of lighting or blinking an LED (Light Emitting Diode), a method of making a buzzer sound, etc. can be considered.
  • the method mentioned here is just an example, and any method may be used. Whichever method is used, it is possible to notify the user that the single-phase motor 100 should be replaced or repaired before electrolytic corrosion of the bearing 145 progresses and the product becomes inoperable.
  • the motor drive device includes a sensor that detects vibration or noise of a single-phase motor or an electrical device equipped with a single-phase motor.
  • the control unit changes the driving mode from the normal driving mode to the restricted driving mode in which restricted driving is performed when the detected value of the sensor exceeds the first threshold value.
  • the motor drive device there are a region where the voltage pulse rate is less than 40%, a region where the voltage pulse rate is 40% or more and 60% or less, and a region where the voltage pulse rate is more than 60%. , respectively, are defined as a first region, a second region, and a third region.
  • the motor drive device when the operation command to the inverter is an operation command to operate in the first region, when the operation mode is the normal operation mode, the motor drive device , operates in the first region without changing the voltage pulse rate, and when the operation mode is the limited operation mode, changes the voltage pulse rate so as to operate in the second region. Thereby, control can be performed to suppress the progress of electrolytic corrosion of the bearing without changing the function of the normal operation mode.
  • the motor drive device in the first to third regions defined as above, is configured such that an operation command to the inverter is an operation command to operate the inverter in the third region.
  • the operating mode is the normal operating mode
  • the voltage pulse rate is operated in the third region without changing the operating mode
  • the operating mode is the limited operating mode
  • the operating mode is set to operate in the second region. Change the voltage pulse rate to . Thereby, control can be performed to suppress the progress of electrolytic corrosion of the bearing without changing the function of the normal operation mode.
  • the control unit when the detected value of the sensor exceeds the first threshold, the control unit outputs a signal indicating that the single-phase motor or the electric device needs to be replaced or repaired. You can do it like this. In this way, it is possible to notify the user to replace or repair the single-phase motor or electrical equipment before the electrolytic corrosion of the bearing progresses and the single-phase motor or electrical equipment becomes impossible to operate. It becomes possible.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining the operation mode in the third embodiment.
  • the operation mode in the third embodiment shown in FIG. 16 is compared with the operation mode in the second embodiment shown in FIG. 14, the operation in the limited operation mode is different.
  • threshold value 2 is set larger than threshold value 1, and the limited operation mode is implemented in two stages. Note that in FIG. 16, the same symbols are attached to the same contents as in FIG. 14.
  • operating time X3 is the time when the vibration level reaches threshold 2, which is the second threshold.
  • threshold 2 is the second threshold.
  • the motor drive device 2 performs limited operation with the voltage pulse rate set to 50%.
  • a voltage pulse rate of 50% is the driving state that can most suppress the progress of electrolytic corrosion. Therefore, the operating characteristics after the operating time X3 are as shown by a straight line K4 indicated by a broken line.
  • the slope of straight line K4 is smaller than the slope of straight line K3. As a result, the time until the bearing 145 is damaged can be further extended.
  • Embodiment 3 The limited operation mode in Embodiment 3 is useful when it takes time to repair or replace a product due to some reason, such as a delay in arranging repair parts or a product that is no longer sold. According to the third embodiment, it is possible to further extend the time until the bearing 145 is damaged, so it is possible to extend the time during which the product becomes inoperable.
  • the control unit in the limited operation mode described above, when the detected value of the sensor exceeds the first threshold, the control unit changes the operation mode to the normal operation mode. Change to limited operation mode, which performs limited operation. Then, when the detected value of the sensor exceeds a second threshold value that is larger than the first threshold value, the control unit sets the voltage pulse rate to 50%. As a result, the time until the bearing is damaged can be further extended, and the life of the product can be further extended.
  • Embodiment 4 In Embodiment 4, an application example of the motor drive device 2 described in Embodiments 1 to 3 will be described.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of the electric blower 64 according to the fourth embodiment.
  • the electric blower 64 includes the motor drive device 2 described in Embodiments 1 to 3, and a propeller 69 is attached to a single-phase motor 100 driven by the motor drive device 2.
  • the electric blower 64 has a structure in which the motor drive device 2 rotates a single-phase motor 100 to send out or suck air.
  • the electric blower 64 shown in FIG. 17 can be used as a ventilation fan.
  • ventilation fans special care must be taken because ventilation will no longer be possible if the single-phase motor completely stops. For example, in an indoor space that relies solely on ventilation by a ventilation fan, an increase in carbon dioxide concentration can cause people to feel sick or become unwell.
  • the motor drive device 2 according to Embodiments 1 to 3 is installed, the administrator can be notified of a sign of product stoppage, and the product can be operated while taking measures to replace the motor or the product. Can be continued. This makes it possible to replace the motor or product at an appropriate time while eliminating or shortening the blank period during which ventilation cannot be performed.
  • FIG. 18 is a diagram showing a configuration example of a vacuum cleaner 61 according to Embodiment 4.
  • the vacuum cleaner 61 is an electric blower driven by the battery 10 shown in FIG. 1 or 13, the motor drive device 2 shown in FIG. 1 or 13, and the single-phase motor 100 shown in FIG. 1 or 13. 67. Further, the vacuum cleaner 61 includes a dust collection chamber 65, a sensor 68, a suction port body 63, an extension pipe 62, and an operation section 66.
  • a user using the vacuum cleaner 61 holds the operation unit 66 and operates the vacuum cleaner 61.
  • the motor drive device 2 of the vacuum cleaner 61 drives the electric blower 67 using the battery 10 as a power source. By driving the electric blower 67, dust is sucked in through the suction port body 63. The sucked-in dust is collected into the dust collection chamber 65 via the extension pipe 62.
  • the present invention is not limited to stick-type vacuum cleaners.
  • the technology of the present disclosure can be applied to any product as long as it is an electrical device equipped with an electric blower.
  • FIG. 19 is a diagram showing a configuration example of a hand dryer 90 according to the fourth embodiment.
  • the hand dryer 90 includes the motor drive device 2 shown in FIG. It includes a port 98 and an electric blower 95 driven by a single-phase motor 100 shown in FIG.
  • the sensor 97 is either a gyro sensor or a human sensor.
  • the hand dryer 90 when a hand is inserted into the hand insertion part 99 at the top of the water receiver 93 , water is blown away by the air blown by the electric blower 95 , and the blown water is collected in the water receiver 93 . After that, it is collected in the drain container 94.
  • the motor drive device 2 according to Embodiments 1 to 3 can be applied to an air conditioner.
  • an air conditioner if the single-phase motor completely stops, the heat exchange efficiency will drop significantly, so there is a possibility that the air conditioning will not be able to reach the set temperature.
  • the motor drive device 2 according to Embodiments 1 to 3 is installed, the administrator can be notified of signs of product stoppage, and the product can continue to be operated while taking measures to replace the motor or the product. be able to. This makes it possible to replace the motor or product at an appropriate time while eliminating or shortening the blank period during which air conditioning cannot be performed.
  • the motor drive device 2 can be widely applied to electrical equipment equipped with the single-phase motor 100.
  • electrical equipment equipped with the single-phase motor 100 include incinerators, crushers, dryers, dust collectors, printing machines, cleaning machines, confectionery machines, tea machines, woodworking machines, plastic extruders, cardboard machines, packaging machines, These are hot air generators, OA equipment, and electric blowers.
  • An electric blower is a blowing means for transporting objects, collecting dust, or general ventilation.
  • 1 Motor drive system 2 Motor drive device, 5A, 5B leg, 6A, 6B connection end, 10 Battery, 11, 11A inverter, 16a, 16b DC bus, 18a, 18b connection line, 20, 21 Voltage detector, 22, 24 Current detector, 25 Control unit, 30 Analog-digital converter, 30a Digital output value, 31 Processor, 32 Drive signal generation unit, 33 Carrier generation unit, 34 Memory, 38, 38A, 38B Carrier comparison unit, 38a Absolute value calculation section, 38b division section, 38c, 38d, 38f, 38k multiplication section, 38e, 38m, 38n addition section, 38g, 38h comparison section, 38i, 38j output inversion section, 42 rotation speed calculation section, 44 advance angle phase calculation section, 51, 52, 53, 54 Switching element, 51a, 52a, 53a, 54a Body diode, 55a, 55b Shunt resistor, 61 Vacuum cleaner, 62 Extension pipe, 63 Suction port body, 64, 67, 95 Electric blower, 65 Collection Dust chamber, 66 Opera

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

モータ駆動装置（２）は、バッテリ（１０）から出力されるバッテリ電圧が印加され、バッテリ電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を単相モータ（１００）に印加するインバータ（１１）と、インバータ（１１）の動作を制御する制御部（２５）とを備える。モータ駆動装置（２）は、インバータ（１１）から単相モータ（１００）へ電圧パルスが印加される時間を累積した累積印加時間と、交流電圧の基本波成分の１周期である電気角１周期との比率である電圧パルス率を４０％以上、且つ６０％以下に制限する制限運転を行う運転モードを有する。

Description

モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
　本開示は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置によって駆動される単相モータを搭載した電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。
　従来、モータを駆動する場合において、モータの軸受の軌動輪である内輪と外輪との間に生じる電圧によって軸受に電食が発生して損傷し、モータから異音が発生するという課題があった。このような課題に対し、モータのコモンモード電圧を低下させることで、モータの軸受の内外輪に印加される電圧を低減する手法がある。例えば下記特許文献１には、インバータと回転電機との間にコモンモードチョークなどのフィルタ素子を挿入し、フィルタ素子にコモンモード電圧を分担させることで、回転電機に印加される電圧を低減する手法が開示されている。コモンモード電圧を低減すれば、軸受の内外輪に印加される電圧も低減するので、モータの軸受に生じ得る電食の進行が抑制される。
特許第４２６０１１０号公報
　しかしながら、上記の手法は、多相モータに関する技術である。単相モータの場合、中性点という概念がないので、コモンモード電圧が存在しない。このため、特許文献１の手法を採用することができない。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、単相モータの軸受に生じ得る電食の進行を抑制できるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係るモータ駆動装置は、単相モータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、直流電源から出力される電源電圧が印加され、電源電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を単相モータに印加するインバータと、インバータの動作を制御する制御部とを備える。モータ駆動装置は、インバータから単相モータへ電圧パルスが印加される時間を累積した累積印加時間と、交流電圧の基本波成分の１周期である電気角１周期との比率である電圧パルス率を４０％以上、且つ６０％以下に制限する制限運転を行う運転モードを有する。
　本開示に係るモータ駆動装置によれば、単相モータの軸受に生じ得る電食の進行を抑制できるという効果を奏する。
実施の形態１に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成例を示すブロック図 図１に示すインバータの回路図 図２に示すインバータの変形例を示す回路図 図１に示す制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図 図４に示すキャリア比較部の一例を示すブロック図 図５に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示す図 図４に示すキャリア比較部の他の例を示すブロック図 図７に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示す図 図４に示すキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図 実施の形態１における単相モータの構造の例を示す縦断面図 実施の形態１に係るモータ駆動装置が単相モータに印加するモータ印加電圧と軸受の内外輪電圧との関係性の説明に供する図 図１１に示した状態Ａ，Ｂ，Ｃにおける電圧パルスの累積印加時間及び累積非印加時間、並びに電圧パルス率を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成例を示すブロック図 実施の形態２における運転モードの説明に供する図 実施の形態２に係るモータ駆動装置において実施するユーザへの通知処理に関する処理フローを示すフローチャート 実施の形態３における運転モードの説明に供する図 実施の形態４に係る電動送風機の構成例を示す図 実施の形態４に係る電気掃除機の構成例を示す図 実施の形態４に係るハンドドライヤの構成例を示す図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成例を示すブロック図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１００と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧検出器２０，２１と、電流検出器２２，２４とを備える。モータ駆動装置２は、単相モータ１００を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。モータ駆動装置２は、インバータ１１と、アナログディジタル変換器３０と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１と単相モータ１００とは、２本の接続線１８ａ，１８ｂによって接続されている。制御部２５は、インバータ１１の動作を制御する。
　電圧検出器２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧である電源電圧Ｖｄｃを検出する検出器である。電源電圧Ｖｄｃは、バッテリ１０の出力電圧であり、インバータ１１へ印加される。
　電圧検出器２１は、接続線１８ａ，１８ｂ間に生じる交流電圧Ｖａｃを検出する検出器である。交流電圧Ｖａｃは、インバータ１１が単相モータ１００に印加するモータ印加電圧と、単相モータ１００に誘起されるモータ誘起電圧とが重畳された電圧である。インバータ１１が動作を停止し、単相モータ１００が回転している場合、モータ誘起電圧が観測される。従って、電圧検出器２１の検出値は、モータ誘起電圧と相関のある物理量である。なお、本稿では、インバータ１１が動作を停止し、インバータ１１が電圧を出力していない状態を、適宜「ゲートオフ」と呼ぶ。
　電流検出器２２は、モータ電流Ｉｍを検出する検出器である。モータ電流Ｉｍは、インバータ１１と単相モータ１００との間で流出入する交流電流である。モータ電流Ｉｍは、単相モータ１００のステータ１０１に巻かれている、図１では不図示の巻線に流れる交流電流に等しい。電流検出器２２には、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）、又はシャント抵抗を用いて電流を検出する電流検出器を例示できる。
　電流検出器２４は、電源電流Ｉｄｃを検出する検出器である。電源電流Ｉｄｃは、バッテリ１０とインバータ１１との間に流れる直流電流である。電流検出器２４としては、図示のようにシャント抵抗を用いる構成が一般的である。電流検出器２４に流れる電源電流Ｉｄｃの検出値は、電圧値に変換されてアナログディジタル変換器３０に入力される。なお、電源電流Ｉｄｃは、モータ電流Ｉｍと相関関係がある。即ち、モータ電流Ｉｍが増加すれば電源電流Ｉｄｃも増加し、モータ電流Ｉｍが減少すれば電源電流Ｉｄｃも減少する。
　単相モータ１００は、図１では不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。
　インバータ１１は、バッテリ１０から出力される電源電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する電力変換器である。インバータ１１は、変換した交流電圧を単相モータ１００に印加することで、単相モータ１００に交流電力を供給する。
　アナログディジタル変換器３０は、アナログデータをディジタルデータに変換する信号変換器である。アナログディジタル変換器３０は、電圧検出器２０によって検出された電源電圧Ｖｄｃの検出値、及び電圧検出器２１によって検出された交流電圧Ｖａｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。また、アナログディジタル変換器３０は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉｍの検出値、及び電流検出器２４によって検出され電源電流Ｉｄｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。
　制御部２５は、アナログディジタル変換器３０で変換されたディジタル出力値３０ａと、電圧振幅指令Ｖ＊とに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（以下、適宜「Ｑ１～Ｑ４」と表記）を生成する。電圧振幅指令Ｖ＊については、後述する。
　駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されるＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４に基づいて、インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４（以下、適宜「Ｓ１～Ｓ４」と表記）を生成する。
　制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。プロセッサ３１としては、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）を例示できる。
　メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域としても使用される。メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。
　なお、図１に示すモータ駆動システム１は、ロータ１０２の回転位置を検出するための位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス制御の駆動システムであるが、実施の形態１に係るモータ駆動システムは、単相モータ１００に内蔵されるロータ１０２の回転位置であるロータ回転位置を検出する位置センサを備えていてもよい。即ち、実施の形態１に係るモータ駆動システム及びモータ駆動装置は、位置センサの検出値に基づいて単相モータ１００を駆動する駆動システム及び駆動装置であってもよい。モータ駆動システムが位置センサを有する場合、電圧検出器２１及び電流検出器２２のうちの少なくとも１つを省略することが可能である。
　また、図１に示すモータ駆動システム１は、インバータ１１への入力電力がバッテリ１０から供給される構成を例示したが、この例に限定されない。インバータ１１の入力部に交流直流変換器が搭載され、交流直流変換器に交流電源から交流電圧が印加される構成でもよい。
　図２は、図１に示すインバータ１１の回路図である。インバータ１１は、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４（以下、適宜「５１～５４」と表記）を有する。
　スイッチング素子５１，５２は、第１のレグであるレグ５Ａを構成する。レグ５Ａは、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子５１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子５２とが直列に接続された直列回路である。
　スイッチング素子５３，５４は、第２のレグであるレグ５Ｂを構成する。レグ５Ｂは、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子５３と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子５４とが直列に接続された直列回路である。
　レグ５Ａ，５Ｂは、高電位側の直流母線１６ａと低電位側の直流母線１６ｂとの間に、互いに並列になるように接続される。これにより、レグ５Ａ，５Ｂは、バッテリ１０の両端に並列に接続される。
　スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。一般的に、インバータ回路では、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。よって、レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アームの第１のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アームの第２のスイッチング素子」と呼ぶことがある。同様に、レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アームの第３のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アームの第４のスイッチング素子」と呼ぶことがある。
　スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続端６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続端６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続端６Ａと接続端６Ｂとの間には、単相モータ１００が接続される。
　スイッチング素子５１～５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。
　スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途の還流ダイオードを接続してもよい。また、ＭＯＳＦＥＴに代えて絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。
　スイッチング素子５１～５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
　一般的にＷＢＧ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つにＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高い。このため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能である。また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
　また、図３は、図２に示すインバータ１１の変形例を示す回路図である。図３に示すインバータ１１Ａは、図２に示すインバータ１１の構成において、更にシャント抵抗５５ａ，５５ｂを追加したものである。シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出するための検出器であり、シャント抵抗５５ｂは、レグ５Ｂに流れる電流を検出するための検出器である。図３に示すように、シャント抵抗５５ａは、スイッチング素子５２の低電位側の端子と、直流母線１６ｂとの間に接続され、シャント抵抗５５ｂは、スイッチング素子５４の低電位側の端子と直流母線１６ｂとの間に接続されている。シャント抵抗５５ａ，５５ｂを備えるインバータ１１Ａを用いた場合、図１に示す電流検出器２２は、省略することができる。この構成の場合、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値は、アナログディジタル変換器３０を介してプロセッサ３１に送られる。
　なお、シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出できるものであればよく、図３のものに限定されない。シャント抵抗５５ａは、直流母線１６ａとスイッチング素子５１の高電位側の端子との間、スイッチング素子５１の低電位側の端子と接続端６Ａとの間、又は接続端６Ａとスイッチング素子５２の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。同様に、シャント抵抗５５ｂは、直流母線１６ａとスイッチング素子５３の高電位側の端子との間、スイッチング素子５３の低電位側の端子と接続端６Ｂとの間、又は接続端６Ｂとスイッチング素子５４の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。また、シャント抵抗５５ａ，５５ｂに代え、ＭＯＦＦＥＴのオン抵抗を利用し、オン抵抗の両端に生じる電圧で電流検出を行う構成としてもよい。
　図４は、図１に示す制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。図４には、図１に示したキャリア生成部３３と共に、キャリア比較部３８が図示されている。
　図４において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θｖと基準位相θｅとが入力される。基準位相θｅは、ロータ１０２の基準位置からの角度であるロータ機械角を電気角に換算した位相である。なお、前述したように、図１に示すモータ駆動装置２は、位置センサからの位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレスの構成である。このため、ロータ機械角及び基準位相θｅは、演算によって推定される。また、ここで言う「進角位相」とは、電圧指令Ｖｍの進みの角度である「進角」を位相で表したものである。更に、ここで言う「進角」とは、ステータ１０１の巻線に印加されるモータ印加電圧と、ステータ１０１の巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進角」は正の値をとる。
　また、キャリア比較部３８には、進角位相θｖと基準位相θｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、電源電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ＊とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θｖ、基準位相θｅ、電源電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。
　図５は、図４に示すキャリア比較部３８の一例を示すブロック図である。図５には、キャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。
　図５において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆＣの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。
　キャリア比較部３８Ａは、図５に示すように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
　絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧検出器２０で検出された電源電圧Ｖｄｃによって除算される。図５の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ＊｜を電源電圧Ｖｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。
　乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“－１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖｍ２として比較部３８ｈに入力される。
　比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
　図６は、図５に示すキャリア比較部３８Ａを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図である。図６には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。
　ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図５に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
　モータ印加電圧の波形は、図６に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、単相モータ１００に印加される。
　ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔごとに３つの電位で変化する電圧パルス、即ち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図６に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。実施の形態１に係るモータ駆動装置２においては、後述する理由でユニポーラ変調方式を採用する。
　また、図６に示される波形は、電圧指令Ｖｍの半周期Ｔ／２の期間において、レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２、及びレグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖｍ１及び負側電圧指令Ｖｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期Ｔ／２では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期Ｔ／２では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。なお、以下の説明において、「両側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「両側ＰＷＭ信号」と呼び、「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「片側ＰＷＭ信号」と呼ぶことがある。
　図７は、図４に示すキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図７には、片側ＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図７に示されるキャリア生成部３３の構成は、図５に示されるものと同一又は同等である。また、図７に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図５に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。
　キャリア比較部３８Ｂは、図７に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
　絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧検出器２０で検出された電源電圧Ｖｄｃによって除算される。図７の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。
　乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“－１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖｍ４として比較部３８ｈに入力される。
　比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。
　図８は、図７に示すキャリア比較部３８Ｂを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図である。図８には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。なお、図８では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。
　ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図７に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ　Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。
　モータ印加電圧の波形は、図８に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、単相モータ１００に印加される。
　図８に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期Ｔ／２では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期Ｔ／２では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。
　また、図８に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期Ｔ／２では、スイッチング素子５２は常時オン状態となるように制御され、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期Ｔ／２では、スイッチング素子５４は常時オン状態となるように制御される。なお、図８は一例であり、一方の半周期Ｔ／２では、スイッチング素子５１が常時オン状態となるように制御され、他方の半周期Ｔ／２では、スイッチング素子５３が常時オン状態となるように制御される場合も有り得る。即ち、図８に示される波形には、電圧指令Ｖｍの半周期Ｔ／２において、スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つがオン状態となるように制御されるという特徴がある。
　図９は、図４に示すキャリア比較部３８へ入力される進角位相θｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。進角位相θｖの算出機能は、図９に示されるように、回転速度算出部４２と、進角位相算出部４４とによって実現できる。回転速度算出部４２は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉｍの検出値に基づいて単相モータ１００の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４２は、モータ電流Ｉｍの検出値に基づいて、基準位相θｅを算出する。前述したように、基準位相θｅは、ロータ１０２の基準位置からの角度であるロータ機械角を電気角に換算した位相である。ロータ機械角は、回転速度算出部４２の内部で演算される演算値である。
　進角位相算出部４４は、回転速度ω、基準位相θｅ及びモータ誘起電圧に基づいて進角位相θｖを算出する。モータ誘起電圧は、交流電圧Ｖａｃの検出値により取得することができる。前述したように、交流電圧Ｖａｃの検出値には、インバータ１１が単相モータ１００に印加するモータ印加電圧と、単相モータ１００によって誘起されるモータ誘起電圧とが含まれている。これらの電圧のうち、モータ誘起電圧は、インバータ１１が電圧を出力していないゲートオフ期間に検出することができる。
　なお、図４～図９では、キャリアと電圧振幅指令Ｖ＊とを比較してＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する手法を説明したが、この手法に限定されない。プロセッサ３１に具備されるタイマの出力値に基づいてＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成してもよいし、メモリ３４にテーブルデータを準備し、プロセッサ３１がテーブルデータを参照することでＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成してもよい。
　次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置２の駆動制御の要点について説明する。まず、図１０は、実施の形態１における単相モータ１００の構造の例を示す縦断面図である。
　単相モータ１００は、ロータ１０２と、ロータ１０２を囲むように設けられたステータ１０１と、ステータ１０１が内側に固定されたモータフレーム１０４とを有する。ステータ１０１は、ステータコア１１０と、コイル１１８とを有する。モータフレーム１０４は、ステータ収容部１４０と、軸受収容部１４４とを有する。ステータ収容部１４０及び軸受収容部１４４は、回転シャフト１２５を中心軸として円筒形状に形成される。ステータ収容部１４０の内側には、ステータ１０１が嵌合している。
　軸受収容部１４４の内側には、軸受１４５が取り付けられている。軸受１４５は、内輪１５０と、外輪１５１と、球体１５２とを有する。外輪１５１は、軸受収容部１４４の内側に嵌合し、内輪１５０には回転シャフト１２５が圧入されている。軸受１４５は、軸方向に間隔を開けて配置されている。
　図１０に示すような単相モータ１００の構造において、実施の形態１に係るモータ駆動装置２が単相モータ１００を駆動する際には、内輪１５０と外輪１５１との間には、［背景技術］の項で説明した電食の原因となる電圧が印加される。本稿では、この電圧を「軸受の内外輪電圧」と定義する。実施の形態１に係るモータ駆動装置２では、軸受の内外輪電圧を低減するために、以下に示す駆動制御を行う。
　図１１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２が単相モータ１００に印加するモータ印加電圧と軸受の内外輪電圧との関係性の説明に供する図である。図１１において、上段部にはインバータ１１から出力される電気角１周期分の電圧パルスの波形が示され、下段部には電気角１周期分の軸受の内外輪電圧の波形が示されている。電気角１周期とは、インバータ１１が出力する交流電圧の基本波成分の１周期の期間を意味する。状態Ａは、インバータ１１から単相モータ１００へ電圧パルスが印加される時間を累積した累積印加時間と、電気角１周期との比率、即ち電気角１周期の時間に占める電圧パルスの累積印加時間の割合が５０％未満である場合の例である。また、状態Ｂは、電気角１周期の時間に占める電圧パルスの累積印加時間の比が５０％である場合の例であり、状態Ｃは、電気角１周期の時間に占める電圧パルスの累積印加時間の比が５０％を超えた場合の例である。なお、本稿では、電気角１周期の時間に占める電圧パルスの累積印加時間の割合を、適宜「電圧パルス率」と呼ぶ。
　前述したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置２においては、ユニポーラ変調方式を採用する。ユニポーラ変調方式では、図１１の上段部に示されるように、「＋Ｖｄｃ」、「０」、「－Ｖｄｃ」の３つの電圧レベルの電圧パルスが出力される。これに対し、軸受の内外輪電圧は、瞬時的に見た場合には、図１１の下段部に示されるように、２つの電圧レベルが観測される。図１１の下段部では、瞬時的な電圧のピーク・トゥー・ピークである電圧振幅をＶｂ_ｐ-ｐで表し、最大電圧の絶対値をＶｂで表している。また、図１１の下段部において、電圧の最大値と電圧のゼロレベルとの差をオフセット量と定義すると、オフセット量は、状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃと推移するに従って、その量が大きくなっている。
　図１２は、図１１に示した状態Ａ，Ｂ，Ｃにおける電圧パルスの累積印加時間及び累積非印加時間、並びに電圧パルス率を示す図である。電圧パルスの累積非印加時間は、電圧パルスが印加されない時間を電気角１周期において累積した時間である。図１２の上段部には、電圧パルスの累積印加時間が実線で示され、電圧パルスの累積非印加時間が破線で示されている。状態Ａでは、累積印加時間よりも累積非印加時間の方が大きくなる。状態Ｂでは、累積印加時間と累積非印加時間とが等しくなる。状態Ｃでは、累積非印加時間よりも累積印加時間の方が大きくなる。
　累積印加時間及び累積非印加時間は、単相モータ１００の回転速度ωに応じて変動する量である。これに対し、図１２の下段部に示される電圧パルス率は、単相モータ１００の回転速度ωに依存しない量である。前述したように、状態Ａの電圧パルス率は５０％未満であり、状態Ｂの電圧パルス率は５０％であり、状態Ｃの電圧パルス率は５０％を超えている。
　図１１及び図１２から、電圧パルス率に応じて軸受の内外輪電圧におけるオフセット量が変化することが分かる。また、図１１及び図１２から、当該オフセット量によって、軸受１４５に印加される最大電圧の絶対値Ｖｂも変化することが分かる。そして、図１１及び図１２から、電圧パルス率が５０％である状態Ｂのときが、最大電圧の絶対値Ｖｂが最も小さくなるときであることが分かる。
　状態Ｂのときは、図１１の中央部の波形に示されるように、軸受の内外輪電圧に関し、電圧の最大値とゼロレベルとの間の電位差である正側電位差と、電圧のゼロレベルと最小値との間の電位差である負側電位差とが等しくなる。このため、電気角１周期の平均で見ると、内外輪電圧の平均値はゼロとなる。従って、状態Ｂは、電食の進行を最も抑制できる駆動状態であると言うことができる。
　上記の通り、単相モータ１００に印加される電圧の電圧パルス率を調整することで、軸受１４５の電食の進行を抑制することが可能となることを示した。上述したように、電圧パルス率が５０％であるときが電食の進行を最も抑制できるが、必ずしも５０％である必要はない。電圧パルス率が５０％±１０％の範囲内、即ち電圧パルス率を４０％以上、且つ６０％以下の範囲内に制限すれば、軸受１４５の電食の進行を抑制することが可能となる。このため、実施の形態１では、電圧パルス率を４０％以上、且つ６０％以下に制限する制限運転を行う運転モードを有するようにモータ駆動装置２を構成する。
　なお、上述した制限運転は、「ユーザの使用時間が最も長くなる動作状態もしくは運転モード」であるとき、或いは「インバータ１１に入力される電圧が高い動作状態」であるとき、などである。よって、これらの動作状態もしくは運転モードで動作しているときに制限運転を行えば、電食の進行を抑制する効果が高くなる。
　例えば、製品が空気調和機である場合、設定温度の到達後に温度を一定に保つ制御を行う運転モードが、ユーザの使用時間が最も長くなる運転モードであると考えられる。このため、このような運転モードにおいて、上述した制限運転を実施すれば、電食の進行を抑制する効果を高めることができ、単相モータ１００の延命化を図ることができる。
　また、例えば、製品がバッテリ駆動の電気掃除機である場合、インバータ１１に入力される電源電圧が高い動作状態は、バッテリが満充電もしくは満充電に近い状態のときである。従って、電源電圧が予め設定された設定値以上であるときに、上述した制限運転を実施すれば、電食の進行を抑制する効果を高めることができ、単相モータ１００の延命化を図ることができる。
　以上説明したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置は、直流電源から出力される電源電圧が印加され、電源電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を単相モータに印加するインバータと、インバータの動作を制御する制御部とを備える。モータ駆動装置は、電気角１周期の時間に占める電圧パルスの累積印加時間の割合である電圧パルス率を４０％以上、且つ６０％以下に制限する制限運転を行う運転モードを有するように構成される。電気角１周期は、インバータが出力する交流電圧の基本波成分の１周期である。累積印加時間は、インバータから単相モータへ電圧パルスが印加される時間を累積した時間である。このように構成されたモータ駆動装置によれば、単相モータの駆動時に軸受の内外輪電圧を低減することができるので、単相モータの軸受に生じ得る電食の進行を抑制することが可能となる。
　なお、上記の制限運転は、インバータに印加される電源電圧が予め設定された設定値以上である場合に実施してもよい。このようにすれば、電食の進行を抑制する効果を高めることができ、単相モータの延命化を図ることができる。
実施の形態２．
　図１３は、実施の形態２に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成例を示すブロック図である。実施の形態２に係るモータ駆動システム１では、図１に示す実施の形態１に係るモータ駆動システム１の構成において、振動センサ２００が追加されている。振動センサ２００は、単相モータ１００又は単相モータ１００が搭載された電気機器の振動を検出する。振動センサ２００の検出値は、プロセッサ３１に入力される。その他の構成は、図１に示すモータ駆動システム１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示すと共に、重複する説明は割愛する。なお、振動センサ２００は、騒音センサに置き換えてもよい。
　図１４は、実施の形態２における運転モードの説明に供する図である。図１４は、単相モータ１００の軸受１４５に生じ得る電食の進行状況を単相モータ１００の運転時間と、単相モータ１００に発生する振動の大きさである振動レベルとの関係で表した図である。なお、横軸に示す運転時間は、単相モータ１００を搭載する製品の運転時間と捉えてもよい。
　単相モータ１００の軸受１４５に生じる電食は、製品の特性、製品の使用環境等により進行状況が異なる。図１４では、軸受１４５の内部のグリスの油膜状況等に応じてある時点から電食が発生して進行することを仮定している。軸受１４５の電食が進行した場合には、軸受１４５の軌動輪である内輪１５０及び外輪１５１が損傷していくため、単相モータ１００を回転させた際の振動レベルが増加する。このため、単相モータ１００に発生する振動レベルは、図１４に示すように、振動レベルが増加しない直線Ｋ１の部分と、運転時間に応じて振動レベルが増加する直線Ｋ２の部分とに分けて表すことができる。
　ここで、前述した実施の形態１に係るモータ駆動装置２では、軸受１４５の電食が進行した場合には、電圧パルス率を４０％以上、且つ６０％以下に制限する制限運転を行うことで、軸受１４５の電食の進行を抑制する。その一方で、制限運転を行うことで、回転速度が所望の速度に制御されないので、製品の要求仕様によっては、効率の低下等を招く可能性がある。即ち、制限運転を行うことが要請されるときは、軸受１４５の電食が進行して、製品の性能を十分に発揮できなくなる時期に来ている、もしくは製品の性能を十分に発揮できなくなる時期が近づいていることを意味する。従って、軸受１４５の電食の進行を抑制する制御を適切に実施する上で、軸受１４５の電食が更に進行して製品の運転が不可能となる前に、その旨をユーザへ通知する仕組みを持たせることも重要である。
　そこで、実施の形態２では、モータ駆動装置２の運転モードとして、「通常運転モード」及び「制限運転モード」という概念を導入する。具体的には、図１４に示すように、単相モータ１００の運転を開始してから運転時間がＸ１までの期間を通常運転モードとし、運転時間がＸ１に到達したら制限運転モードに切り替える。制限運転モードでは、実施の形態１で説明した制限運転を行い、通常運転モードでは、制限運転を行わない。
　図１４において、運転時間Ｘ２は、軸受１４５が損傷して単相モータ１００の運転が不可能となる時間を表している。制限運転を行えば、電食の進行が抑制されるので、運転時間Ｘ１以降の動作特性は、破線で示す直線Ｋ３のようになる。その結果、軸受１４５が損傷するまでの時間を延ばすことができ、軸受１４５の寿命を延ばすことができる。これにより、製品の運転が不可能となることをユーザに通知するまでの十分な時間を確保することができる。このような仕組みは、単相モータ１００の運転が突然に不可能になると困るような製品においては、特に有用である。
　通常運転モードと制限運転モードとを区分する運転時間Ｘ１については、製品の特性、製品の使用環境等に応じて適切な時間を設定することが望まれる。前述したように、軸受１４５に生じる電食は、製品の特性、製品の使用環境等により進行状況が異なり、また、制限運転を行うことで、効率の低下等を招く可能性がある。そこで、実施の形態２では、図１４に示すように、振動レベルに基づいて、運転時間Ｘ１を決定する。具体的には、振動センサ２００の検出値が第１の閾値である閾値１に到達する時間を運転時間Ｘ１とする。この場合、モータ駆動装置２は、振動センサ２００の検出値が閾値１に到達、もしくは閾値１を超えた場合には、運転モードを通常運転モードから制限運転モードに移行する。
　次に、インバータ１１の動作と、モータ駆動装置２の運転モードとの関係について説明する。前述したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置２では、軸受１４５の電食が進行した場合には、電圧パルス率を４０％以上、且つ６０％以下に制限する制限運転を行う。電圧パルス率は、インバータ１１への動作指令であり、駆動信号Ｓ１～Ｓ４によってインバータ１１へ指令される。実施の形態２では、実施の形態１の機能を利用するため、電圧パルス率が４０％未満の領域を第１の領域とし、電圧パルス率が４０％以上、且つ６０％以下である領域を第２の領域とし、電圧パルス率が６０％を超える領域を第３の領域と定義する。このように定義された第１～第３の領域において、実施の形態２に係るモータ駆動装置２は、運転モードに応じて、以下の態様で動作する。
　まず、モータ駆動装置２の運転モードが通常運転モードである場合、モータ駆動装置２は、電圧パルス率を変更せずに、指示された電圧パルス率で動作する。一方、インバータ１１への動作指令が第１の領域で動作させる動作指令である場合において、モータ駆動装置２の運転モードが制限運転モードである場合、モータ駆動装置２は、第２の領域で動作するように電圧パルス率を変更する。例えば、インバータ１１へ指令される電圧パルス率が３０％である場合、モータ駆動装置２の運転モードが制限運転モードである場合には、電圧パルス率を第２の領域の下限値である４０％に設定して運転する。なお、第２の領域の下限値が４５％であれば、電圧パルス率を４５％に設定する。
　また、インバータ１１への動作指令が第３の領域で動作させる動作指令である場合において、モータ駆動装置２の運転モードが制限運転モードである場合、モータ駆動装置２は、第２の領域で動作するように電圧パルス率を変更する。例えば、インバータ１１へ指令される電圧パルス率が７０％である場合、モータ駆動装置２の運転モードが制限運転モードである場合には、電圧パルス率を第２の領域の上限値である６０％に設定して運転する。なお、第２の領域の上限値が５５％であれば、電圧パルス率を５５％に設定する。
　上記のように、モータ駆動装置２の運転モードに応じて、電圧パルス率を変更するようにすれば、通常運転モードの機能を変更することなく、軸受１４５の電食の進行を抑制する制御を行うことができる。
　また、上記の制御では、制限運転モードにおいて、電圧パルス率を第１の領域から第２の領域に変更する制御を行うときには、電圧パルス率を第２の領域の下限値に設定し、電圧パルス率を第３の領域から第２の領域に変更する制御を行うときには、電圧パルス率を第２の領域の上限値に設定する。このようにすれば、指令された電圧パルス率に近い値での運転が可能となるので、可能な限り、動作指令に忠実な運転を行うことができる。
　次に、ユーザへの通知処理について説明する。図１５は、実施の形態２に係るモータ駆動装置２において実施するユーザへの通知処理に関する処理フローを示すフローチャートである。
　図１５において、制御部２５は、振動センサ２００の検出値を取得し（ステップＳ１１）、振動センサ２００の検出値を閾値１と比較する（ステップＳ１２）。振動センサ２００の検出値が閾値１以下であれば（ステップＳ１２，Ｎｏ）、ステップＳ１１に戻って、ステップＳ１１からの処理が繰り返される。振動センサ２００の検出値が閾値１を超えていれば（ステップＳ１２，Ｙｅｓ）、単相モータ１００の交換又は修理を要する旨を表す信号を出力する（ステップＳ１３）。なお、ステップＳ１３で生成される信号は、視覚的又は聴覚的な情報に変換してユーザに知らせることが好ましい。例えば、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ　Ｅｍｉｔｔｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ）を点灯もしく点滅させる手法、ブザー音をならす手法等が考えられる。なお、ここで挙げた手法は一例であり、どのような手法を用いてもよい。何れの手法を用いても、軸受１４５の電食が進行して製品の運転が不可能となる前に、単相モータ１００の交換又は修理を促す旨をユーザへ通知することが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態２に係るモータ駆動装置は、単相モータ又は単相モータが搭載された電気機器の振動又は騒音を検出するセンサを備える。制御部は、センサの検出値が第１の閾値を超えた場合に、運転モードを通常運転モードから制限運転を行う制限運転モードに変更する。運転モードを制限運転モードに変更すれば、単相モータの軸受に生じ得る電食の進行を抑制することができる。これにより、単相モータの延命化を図りつつ、適切な時期にモータ交換又は製品交換を行うことができる。
　また、実施の形態２に係るモータ駆動装置では、電圧パルス率が４０％未満の領域、電圧パルス率が４０％以上、且つ６０％以下である領域、及び電圧パルス率が６０％を超える領域が、それぞれ第１の領域、第２の領域及び第３の領域と定義される。このように定義された第１～第３の領域において、モータ駆動装置は、インバータへの動作指令が第１の領域で動作させる動作指令である場合において、運転モードが通常運転モードであるときは、電圧パルス率を変更せずに第１の領域で動作し、運転モードが制限運転モードであるときは、第２の領域で動作するように電圧パルス率を変更する。これにより、通常運転モードの機能を変更することなく、軸受の電食の進行を抑制する制御を行うことができる。
　また、実施の形態２に係るモータ駆動装置は、上記のように定義された第１～第３の領域において、モータ駆動装置は、インバータへの動作指令が第３の領域で動作させる動作指令である場合において、運転モードが通常運転モードであるときは、電圧パルス率を変更せずに第３の領域で動作し、運転モードが制限運転モードであるときは、第２の領域で動作するように電圧パルス率を変更する。これにより、通常運転モードの機能を変更することなく、軸受の電食の進行を抑制する制御を行うことができる。
　なお、実施の形態２に係るモータ駆動装置において、センサの検出値が第１の閾値を超えた場合、制御部は、単相モータ又は電気機器の交換又は修理を要する旨を表す信号を出力するようにしてもよい。このようにすれば、軸受の電食が進行して単相モータ又は電気機器の運転が不可能となる前に、単相モータ又は電気機器の交換又は修理を促す旨をユーザへ通知することが可能となる。
実施の形態３．
　図１６は、実施の形態３における運転モードの説明に供する図である。図１６に示す実施の形態３における運転モードを、図１４に示す実施の形態２における運転モードと比較すると、制限運転モードにおける動作が異なる。実施の形態３では、閾値１よりも大きな閾値２を設定し、制限運転モードを２段階で実施する。なお、図１６において、図１４と同等の内容については、同一の記号を付している。
　図１６において、運転時間Ｘ３は、振動レベルが第２の閾値である閾値２に到達する時間である。モータ駆動装置２は、制限運転モードで動作中において、振動センサ２００の検出値が閾値２に到達、もしくは閾値２を超えた場合には、電圧パルス率を５０％に設定した制限運転を行う。前述したように、５０％の電圧パルス率は、電食の進行を最も抑制できる駆動状態である。従って、運転時間Ｘ３以降の動作特性は、破線で示す直線Ｋ４のようになる。直線Ｋ４の傾きは、直線Ｋ３の傾きよりも小さい。その結果、軸受１４５が損傷するまでの時間を更に延ばすことができる。
　実施の形態３における制限運転モードは、何らかの事情、例えば修理部品の手配の遅れ、製品が販売終了品である場合などによって、製品の修理又は交換に時間を要する場合に有用である。実施の形態３によれば、軸受１４５が損傷するまでの時間を更に延ばすことができるので、製品が運転不可能となる時間を後に延ばすことができる。
　以上説明したように、実施の形態３に係るモータ駆動装置は、上述した制限運転モードにおいて、制御部は、センサの検出値が第１の閾値を超えた場合には、運転モードを通常運転モードから制限運転を行う制限運転モードに変更する。そして、センサの検出値が第１の閾値よりも大きな第２の閾値を超えた場合、制御部は、電圧パルス率を５０％に設定する。これにより、軸受が損傷するまでの時間を更に延ばすことができるので、製品の更なる延命化を図ることができる。
実施の形態４．
　実施の形態４では、実施の形態１～３で説明したモータ駆動装置２の適用例について説明する。
　図１７は、実施の形態４に係る電動送風機６４の構成例を示す図である。電動送風機６４は、実施の形態１～３で説明したモータ駆動装置２を備え、モータ駆動装置２が駆動する単相モータ１００に対してプロペラ６９が装着されている。電動送風機６４は、モータ駆動装置２が単相モータ１００を回転させることで、風を送り出す、又は吸引する構造となっている。
　図１７に示す電動送風機６４は、換気扇に用いることができる。換気扇の場合、単相モータが完全に停止してしまった場合には、換気することができなくなるので、特に注意が必要である。例えば、換気扇のみの換気に頼っている室内空間においては、二酸化炭素濃度の増加によって、気分が悪くなったり、体調不良に陥ったりするケースもある。一方、実施の形態１～３に係るモータ駆動装置２を搭載していれば、製品停止の予兆を管理者に通知することができ、モータ交換又は製品交換の対応を取りつつ、製品の運転を継続することができる。これにより、換気ができない空白期間を無くし、もしくは短くしながら、適切な時期にモータ交換又は製品交換を行うことができる。
　図１８は、実施の形態４に係る電気掃除機６１の構成例を示す図である。電気掃除機６１は、図１又は図１３に示されるバッテリ１０と、図１又は図１３に示されるモータ駆動装置２と、図１又は図１３に示される単相モータ１００により駆動される電動送風機６７とを備える。また、電気掃除機６１は、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。
　電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６７を駆動する。電動送風機６７が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。
　電気掃除機の場合、単相モータが完全に停止してしまった場合には、ごみを吸引することができなくなるので、ユーザはモータ交換又は製品交換までの間、掃除をすることができなくなる。一方、実施の形態１～３に係るモータ駆動装置２を搭載していれば、製品停止の予兆をユーザ又は管理者に通知することができ、モータ交換又は製品交換の対応を取りつつ、製品の運転を継続することができる。これにより、掃除をすることができない空白期間を無くし、もしくは短くしながら、適切な時期にモータ交換又は製品交換を行うことができる。
　なお、図１８では、スティック型の電気掃除機を例示したが、スティック型の電気掃除機に限定されるものではない。電動送風機を搭載した電気機器であれば、任意の製品に本開示の技術を適用できる。
　図１９は、実施の形態４に係るハンドドライヤ９０の構成例を示す図である。図１９において、ハンドドライヤ９０は、図１に示されるモータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、図１に示される単相モータ１００により駆動される電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。
　このようなハンドドライヤの場合、単相モータが完全に停止してしまった場合には、手を乾燥させることができなくなる。ハンドドライヤが公共の施設に利用されている場合においては、特に利用者が不特定多数に及ぶため、モータ停止による利用できない期間はなるべく短くしたい。実施の形態１～３に係るモータ駆動装置２を搭載していれば、製品停止の予兆を管理者に通知することができ、モータ交換又は製品交換の対応を取りつつ、製品の運転を継続することができる。これにより、ハンドドライヤを利用できない空白期間を無くし、もしくは短くしながら、適切な時期にモータ交換又は製品交換を行うことができる。
　また、実施の形態１～３に係るモータ駆動装置２は、空気調和機に適用することができる。空気調和機の場合、単相モータが完全に停止してしまった場合には、熱交換効率が大幅に低下するので、設定温度に到達させる空気調和ができなくなる可能性がある。空気調和機が公共の施設に利用されている場合においては、特に利用者が不特定多数に及ぶため、モータ停止による利用できない期間はなるべく短くしたい。実施の形態１～３に係るモータ駆動装置２を搭載していれば、製品停止の予兆を管理者に通知することができ、モータ交換又は製品交換の対応を取りつつ、製品の運転を継続することができる。これにより、空気調和ができない空白期間を無くし、もしくは短くしながら、適切な時期にモータ交換又は製品交換を行うことができる。
　以上の通り、実施の形態４では、実施の形態１～３に係るモータ駆動装置２を電動送風機６４、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０に適用した構成例を説明したが、これらの例に限定されない。モータ駆動装置２は、単相モータ１００が搭載された電気機器に広く適用することができる。単相モータ１００が搭載された電気機器の例は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、及び電動送風機である。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　モータ駆動システム、２　モータ駆動装置、５Ａ，５Ｂ　レグ、６Ａ，６Ｂ　接続端、１０　バッテリ、１１，１１Ａ　インバータ、１６ａ，１６ｂ　直流母線、１８ａ，１８ｂ　接続線、２０，２１　電圧検出器、２２，２４　電流検出器、２５　制御部、３０　アナログディジタル変換器、３０ａ　ディジタル出力値、３１　プロセッサ、３２　駆動信号生成部、３３　キャリア生成部、３４　メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ　キャリア比較部、３８ａ　絶対値演算部、３８ｂ　除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ　乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ　加算部、３８ｇ，３８ｈ　比較部、３８ｉ，３８ｊ　出力反転部、４２　回転速度算出部、４４　進角位相算出部、５１，５２，５３，５４　スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ　ボディダイオード、５５ａ，５５ｂ　シャント抵抗、６１　電気掃除機、６２　延長管、６３　吸込口体、６４，６７，９５　電動送風機、６５　集塵室、６６　操作部、６８，９７　センサ、６９　プロペラ、９０　ハンドドライヤ、９１　ケーシング、９２　手検知センサ、９３　水受け部、９４　ドレン容器、９６　カバー、９８　吸気口、９９　手挿入部、１００　単相モータ、１０１　ステータ、１０２　ロータ、１０４　モータフレーム、１１０　ステータコア、１１８　コイル、１２５　回転シャフト、１４０　ステータ収容部、１４４　軸受収容部、１４５　軸受、１５０　内輪、１５１　外輪、１５２　球体、２００　振動センサ。

Claims (12)

  1. 　単相モータを駆動するモータ駆動装置であって、
    　直流電源から出力される電源電圧が印加され、前記電源電圧を交流電圧に変換し、変換した前記交流電圧を前記単相モータに印加するインバータと、
    　前記インバータの動作を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記インバータから前記単相モータへ電圧パルスが印加される時間を累積した累積印加時間と、前記交流電圧の基本波成分の１周期である電気角１周期との比率である電圧パルス率を４０％以上、且つ６０％以下に制限する制限運転を行う運転モードを有する
    　モータ駆動装置。
  2. 　前記制限運転は、前記電源電圧が予め設定された設定値以上である場合に実施される
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記単相モータ又は前記単相モータが搭載された電気機器の振動又は騒音を検出するセンサを備え、
    　前記制御部は、前記センサの検出値が第１の閾値を超えた場合に、前記運転モードを通常運転モードから前記制限運転を行う制限運転モードに変更する
    　請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記電圧パルス率が４０％未満の領域を第１の領域とし、前記電圧パルス率が４０％以上、且つ６０％以下である領域を第２の領域とし、前記電圧パルス率が６０％を超える領域を第３の領域とするときに、前記インバータへの動作指令が前記第１の領域で動作させる動作指令である場合、
    　前記モータ駆動装置の運転モードが前記通常運転モードであるときは、前記電圧パルス率を変更せずに前記第１の領域で動作し、
    　前記モータ駆動装置の運転モードが前記制限運転モードであるときは、前記第２の領域で動作するように前記電圧パルス率を変更する
    　請求項３に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記電圧パルス率が４０％未満の領域を第１の領域とし、前記電圧パルス率が４０％以上、且つ６０％以下である領域を第２の領域とし、前記電圧パルス率が６０％を超える領域を第３の領域とするときに、前記インバータへの動作指令が前記第３の領域で動作させる動作指令である場合、
    　前記モータ駆動装置の運転モードが前記通常運転モードであるときは、前記電圧パルス率を変更せずに前記第３の領域で動作し、
    　前記モータ駆動装置の運転モードが前記制限運転モードであるときは、前記第２の領域で動作するように前記電圧パルス率を変更する
    　請求項３に記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記センサの検出値が前記第１の閾値を超えた場合、前記制御部は、前記単相モータ又は前記電気機器の交換又は修理を要する旨を表す信号を出力する
    　請求項３から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記制限運転モードにおいて、前記センサの検出値が前記第１の閾値よりも大きな第２の閾値を超えた場合、
    　前記制御部は、前記電圧パルス率を５０％に設定する
    　請求項６に記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記インバータは、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子を有し、
    　複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている
    　請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
  9. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    　請求項８に記載のモータ駆動装置。
  10. 　請求項１から９の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電動送風機。
  11. 　請求項１０に記載の電動送風機を備えた電気掃除機。
  12. 　請求項１０に記載の電動送風機を備えたハンドドライヤ。
PCT/JP2022/021234 2022-05-24 2022-05-24 モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ WO2023228271A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2022/021234 WO2023228271A1 (ja) 2022-05-24 2022-05-24 モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2022/021234 WO2023228271A1 (ja) 2022-05-24 2022-05-24 モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023228271A1 true WO2023228271A1 (ja) 2023-11-30

Family

ID=88918642

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2022/021234 WO2023228271A1 (ja) 2022-05-24 2022-05-24 モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2023228271A1 (ja)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008199801A (ja) * 2007-02-14 2008-08-28 Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd ファンシステム
WO2018229874A1 (ja) * 2017-06-13 2018-12-20 三菱電機株式会社 モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
WO2019163103A1 (ja) * 2018-02-23 2019-08-29 三菱電機株式会社 電気掃除機
JP2020074670A (ja) * 2019-12-27 2020-05-14 三菱電機株式会社 モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤー

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008199801A (ja) * 2007-02-14 2008-08-28 Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd ファンシステム
WO2018229874A1 (ja) * 2017-06-13 2018-12-20 三菱電機株式会社 モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
WO2019163103A1 (ja) * 2018-02-23 2019-08-29 三菱電機株式会社 電気掃除機
JP2020074670A (ja) * 2019-12-27 2020-05-14 三菱電機株式会社 モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤー

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP7237198B2 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
US11316465B2 (en) Motor drive device, electric blower, electric vacuum cleaner, and hand dryer
WO2023228271A1 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP2020074670A (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤー
JP7019025B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP7237197B2 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
JP7150151B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP7076637B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP7403681B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP7462788B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP6616055B1 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
JP7366288B2 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
JP7105914B2 (ja) モータ制御装置、電動送風機及び電気掃除機
JP6636224B1 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
WO2023181181A1 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
WO2019180967A1 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
WO2019180968A1 (ja) モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機
WO2019180970A1 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
WO2019180969A1 (ja) モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 22943676

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1