WO2023223684A1 - ノイズ解析装置、ノイズ解析方法、及び、プログラム - Google Patents
ノイズ解析装置、ノイズ解析方法、及び、プログラム Download PDFInfo
- Publication number
- WO2023223684A1 WO2023223684A1 PCT/JP2023/013152 JP2023013152W WO2023223684A1 WO 2023223684 A1 WO2023223684 A1 WO 2023223684A1 JP 2023013152 W JP2023013152 W JP 2023013152W WO 2023223684 A1 WO2023223684 A1 WO 2023223684A1
- Authority
- WO
- WIPO (PCT)
- Prior art keywords
- noise
- turn
- semiconductor element
- noise analysis
- spectrum
- Prior art date
Links
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 title claims description 223
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 165
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 149
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 148
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 31
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 236
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 claims description 184
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 134
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 17
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 15
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims description 12
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 7
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims description 6
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 59
- 230000010365 information processing Effects 0.000 description 24
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 23
- 230000008859 change Effects 0.000 description 19
- ORQBXQOJMQIAOY-UHFFFAOYSA-N nobelium Chemical compound [No] ORQBXQOJMQIAOY-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 14
- 101100065137 Neurospora crassa (strain ATCC 24698 / 74-OR23-1A / CBS 708.71 / DSM 1257 / FGSC 987) prt-1 gene Proteins 0.000 description 11
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 11
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 10
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 8
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 8
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 7
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 7
- 230000006399 behavior Effects 0.000 description 6
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 238000012790 confirmation Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- HEZMWWAKWCSUCB-PHDIDXHHSA-N (3R,4R)-3,4-dihydroxycyclohexa-1,5-diene-1-carboxylic acid Chemical compound O[C@@H]1C=CC(C(O)=O)=C[C@H]1O HEZMWWAKWCSUCB-PHDIDXHHSA-N 0.000 description 2
- 208000032365 Electromagnetic interference Diseases 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 2
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 102100031786 Adiponectin Human genes 0.000 description 1
- 101000775469 Homo sapiens Adiponectin Proteins 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000013500 data storage Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000006386 memory function Effects 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/26—Testing of individual semiconductor devices
Definitions
- the present disclosure relates to a noise analysis device, a noise analysis method, and a program.
- noise analysis a technology that uses information processing equipment to simulate and derive noise at noise observation points.
- a noise analysis technique that performs a circuit simulation in which a noise propagation path is modeled by a combination of circuit elements such as a resistor, an inductor, and a capacitor.
- noise analysis using a noise transfer function obtained by electromagnetic field analysis is effective when modeling using a combination of circuit elements is difficult.
- Patent Document 1 a semiconductor element whose switching is controlled is used as a noise source, and a transient waveform (for example, a voltage waveform) including both turn-on and turn-off of the semiconductor element is generated.
- a noise analysis technique is disclosed in which a frequency spectrum of a noise source (hereinafter simply referred to as "noise source spectrum”) is calculated by performing Fourier transform in advance.
- the noise analysis technology of Patent Document 1 after calculating the noise source spectrum, the complex propagation characteristics of noise are calculated by multiplying the noise transfer function from the noise source to the noise observation point by the noise source spectrum. Taking this into consideration, the noise at the noise observation point can be derived with high accuracy.
- the on-period length and off-period length of a semiconductor element can often be regarded as constant in a steady state of operation.
- one switching cycle's worth of transient waveforms including one turn-on and one turn-off transient waveform, is used as a noise source, corresponding to the on-period length and off-period length of the semiconductor element in a steady state of operation.
- the time step of the transient waveform needs to be shortened as the accuracy of noise analysis in a high frequency region is increased, and is generally set to about several [ns], for example.
- the on-period length and off-period length of a semiconductor element require, for example, several tens [ ⁇ s], which is relatively long compared to the above-mentioned time step.
- the number of time steps increases even when one switching cycle, that is, one turn-on and turn-off transient waveform is used as noise source data. Furthermore, if a transient waveform for a plurality of switching cycles is used as noise source data, there is a concern that the Fourier transform will take a long time due to an increase in the number of time steps to be subjected to the Fourier transform.
- noise analysis can be performed using the noise source spectrum obtained by Fourier transforming the transient waveform for one switching cycle, with the time width subject to Fourier transform being suppressed. It can be performed.
- noise source data obtained by Fourier transforming a transient waveform for multiple switching cycles, including multiple turn-ons and multiple turn-offs, is used.
- noise analysis There is an option to perform noise analysis.
- the time width to be subjected to Fourier transform increases, so the time required for Fourier transform becomes longer. This poses a problem in that noise analysis takes a long time.
- the present disclosure has been made in view of the above problems, and its purpose is to quickly and accurately derive observation noise calculation results even when the on-period length and off-period length of a semiconductor element change.
- the objective is to provide noise analysis technology that enables
- a noise analysis device calculates a total spectrum of noise caused by switching, which is at least one of turn-on and turn-off of a semiconductor device.
- the noise analysis device includes a first acquisition section, a phase conversion section, and a first addition section.
- the first acquisition unit acquires information indicating a plurality of occurrence times at which a plurality of switchings occur, respectively, in a noise analysis target period including a plurality of switchings of a semiconductor element.
- the phase conversion unit corresponds to each of the plurality of occurrence times acquired by the first acquisition unit in order to perform phase conversion that reflects the time difference between multiple switchings on the noise spectrum in switching of the semiconductor element. Generate multiple pieces of phase difference information.
- the first addition unit calculates a total spectrum obtained by adding a plurality of noise spectra obtained by phase-converting noise spectra in switching of the semiconductor element, respectively, using a plurality of phase difference information.
- a noise analysis method calculates the total spectrum of noise caused by switching, which is at least one of turn-on and turn-off of a semiconductor device.
- the noise analysis method consists of (1) acquiring information indicating multiple occurrence times at which multiple switchings occur during a noise analysis target period that includes multiple switchings of semiconductor devices; and (2) determining noise in switching of semiconductor devices.
- a plurality of phase difference information corresponding to each of a plurality of occurrence times is generated, and (3) a noise spectrum in switching of semiconductor devices is generated.
- a total spectrum is calculated by adding a plurality of noise spectra whose phases have been converted using a plurality of pieces of phase difference information.
- FIG. 2 is a conceptual diagram illustrating an example of the hardware configuration of a noise analysis device according to the present embodiment.
- 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a noise analysis device according to Embodiment 1.
- FIG. FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an example of a noise analysis target.
- FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of a turn-on transient waveform (voltage waveform).
- FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of a turn-off transient waveform (voltage waveform).
- FIG. 7 is a waveform diagram showing another example (current waveform) of a turn-off transient waveform.
- 3 is a waveform diagram showing an example of the switching control signal shown in FIG. 2.
- FIG. 3 is a waveform diagram showing a turn-on transient waveform (voltage waveform) approximated by a polygonal line. 9 is a characteristic diagram showing an example of a noise source spectrum obtained by Fourier transforming the turn-on waveform of FIG. 8.
- FIG. FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of an observation noise calculation section shown in FIG. 2.
- FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of a total calculation section shown in FIG. 10.
- FIG. FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of an observation noise calculation unit for calculating observation noise from a plurality of noise sources.
- FIG. 3 is a block diagram illustrating a modification of the configuration of the observation noise calculation section shown in FIG. 2.
- FIG. 7 is a block diagram illustrating a modification of the noise analysis function section.
- FIG. 2 is a block diagram illustrating a first configuration example of time shift correction processing of a transient waveform.
- FIG. 7 is a block diagram illustrating a second configuration example of time shift correction processing of a transient waveform. It is a 1st example of the connection diagram of a noise transfer function. It is a 2nd example of the connection diagram of a noise transfer function. It is a 3rd example of the connection diagram of a noise transfer function. It is the 4th example of the connection diagram of a noise transfer function.
- FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example for integrating noise transfer functions.
- FIG. 7 is a circuit diagram illustrating another example of a noise analysis target.
- FIG. 7 is a circuit diagram illustrating still another example of a noise analysis target.
- 24 is a spectrum diagram showing an example of an observed noise calculation result of the noise analysis target circuit shown in FIG. 23.
- FIG. 25 is an enlarged view of a part of the frequency region in FIG. 24.
- FIG. FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a noise analysis device according to a second embodiment.
- 27 is a block diagram illustrating a configuration example of a turn-on turn-off separation section in FIG. 26.
- FIG. FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a noise analysis device according to a third embodiment.
- FIG. 7 is a block diagram for explaining functions added to observation noise calculation section 10 in noise analysis according to Embodiment 3.
- FIG. 12 is a spectrum diagram showing an example of an observation noise calculation result obtained by noise analysis according to Embodiment 3;
- FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of a noise analysis device according to a fourth embodiment.
- FIG. 12 is a block diagram for explaining functions added to an observation noise calculation unit in noise analysis according to Embodiment 4.
- FIG. FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of the hardware configuration of the information processing apparatus shown in FIG. 1.
- FIG. FIG. 7 is a block diagram illustrating a modification example in which phase transformation is performed in the time domain.
- FIG. 2 is a block diagram illustrating a first configuration example of a noise analysis device that calculates observation noise using a noise observation point as a noise source.
- FIG. 36 is a block diagram illustrating a first configuration example of the observation noise calculation unit shown in FIG. 35.
- FIG. FIG. 37 is a block diagram illustrating the configuration of a total calculation section shown in FIG. 36.
- FIG. 36 is a block diagram illustrating a second configuration example of the observation noise calculation unit shown in FIG. 35.
- FIG. 3 is a block diagram illustrating a second configuration example of a noise analysis device that calculates observation noise using a noise observation point as a noise source.
- FIG. 7 is a block diagram illustrating a third configuration example of a noise analysis device that calculates observation noise using a noise observation point as a noise source.
- FIG. 7 is a block diagram illustrating a fourth configuration example of a noise analysis device that calculates observation noise using a noise observation point as a noise source.
- FIG. 12 is a block diagram illustrating a fifth configuration example of a noise analysis device that calculates observation noise using a noise observation point as a noise source.
- FIG. 1 shows an example of the hardware configuration of a noise analysis device
- FIG. 2 shows a block diagram illustrating an example of the configuration of the noise analysis device according to the first embodiment.
- the functions of the noise analysis device according to the present embodiment are realized, for example, by execution of a predetermined noise analysis program by information processing device 51. That is, when the noise analysis program is executed, the functions of each block included in the noise analysis function unit 1 shown in FIG. A noise analysis device according to the above will be configured, or a noise analysis method will be executed. Thereby, it is possible to perform a simulation of observation noise using the noise analysis technique according to the present embodiment.
- each block described in the block diagram shown below are basically realized by software processing by executing a program.
- a digital circuit such as an FPGA (Field Programmable Gate Array) or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or an analog circuit.
- FIG. 33 shows an example of the hardware configuration of the information processing device 51.
- the information processing device 51 is configured on a computer basis and includes a CPU (Central Processing Unit) 220, a memory 230, and an input/output (I/O) circuit 240.
- the CPU 220, the memory 230, and the I/O circuit 240 can exchange data with each other via the bus 250.
- a program including a noise analysis program is stored in a partial area of the memory 230 in advance, and the CPU 220 executes the program to perform noise analysis, which will be described later.
- the I/O circuit 240 exchanges signals and data with other devices, such as the information display device 52, the information processing device 53, and the cloud 54 shown in FIG. 1, via a communication device (not shown). Input/output.
- the observation noise calculation result obtained as a result of the simulation in the information processing device 51 can be displayed on the information display device 52.
- the information processing device 51 and the information display device 52 are shown as separate bodies in FIG. 1, they may be configured in one piece.
- observation noise calculation results may be stored in the information processing device 51 in addition to being displayed on the information display device 52.
- the storage destination of the observation noise calculation results is not limited to the information processing device 51 that executed the simulation, but may be another information processing device 53 connected to the information processing device 51 via a wired or wireless network.
- the cloud 54 may be used.
- the noise analysis function section 1 includes a switching control signal acquisition section 3, a noise transfer function acquisition section 4, a turn-on transient waveform acquisition section 21, and a turn-off transient waveform acquisition section 22. .
- the turn-on transient waveform acquisition unit 21 acquires a turn-on transient waveform (voltage waveform) on the time axis of a semiconductor element (noise source) whose switching is controlled.
- the turn-off transient waveform acquisition unit 22 acquires a turn-off transient waveform (voltage waveform) on the time axis of the semiconductor element.
- FIG. 3 shows an example of a circuit diagram to be subjected to noise analysis.
- illustrations of cables, power supplies, and peripheral circuits are omitted to simplify the illustration.
- the circuit to be analyzed 200 includes an upper arm semiconductor element 101 and a lower arm semiconductor element 102 connected in series between a positive input terminal 201 and a negative input terminal 202.
- a smoothing capacitor 204 is connected between the input positive terminal 201 and the input negative terminal 202.
- the high potential side terminal of the upper arm semiconductor element 101 is connected to the input positive electrode terminal 201, and the low potential side terminal of the lower arm semiconductor element 102 is connected to the input negative electrode terminal 202.
- the low potential side terminal of the upper arm semiconductor element 101 and the high potential side terminal of the lower arm semiconductor element 102 are connected to the intermediate terminal 205.
- Load 203 is connected between input positive terminal 201 and intermediate terminal 205.
- the upper arm semiconductor element 101 mainly operates as a diode, while the lower arm semiconductor element 102 mainly operates as a transistor.
- the upper arm semiconductor element 101 mainly operates as a transistor, while the lower arm semiconductor element 102 mainly operates as a diode.
- the analysis target circuit 200 is configured such that a plurality of sets (arms) of an upper arm semiconductor element and a lower arm semiconductor element connected in series are connected in parallel between an input positive terminal 201 and an input negative terminal 202. It is also possible. Furthermore, the number of semiconductor elements connected in series in each arm is not limited to two, but can be any number.
- each of the upper arm semiconductor element 101 and the lower arm semiconductor element 102 (hereinafter also simply referred to as “semiconductor element”) has a direct current between the input positive terminal 201 and the input negative terminal 202. Switching is controlled so that desired power conversion is performed between the electric power and the electric power (DC power or AC power) input/output to/from the load 203 . Due to the switching control, the semiconductor device repeatedly performs turn-on, which is a transition from an off state to an on state, and turn-off, which is a transition from an on state to an off state.
- 4 and 5 show voltage waveforms as transient waveforms.
- FIG. 4 shows the terminal voltage Vtr (hereinafter also referred to as transistor voltage Vtr) of the semiconductor element (operates as a transistor) and the semiconductor element (operates as a diode) when the semiconductor element (operates as a transistor) is turned on at t1.
- the waveform of the inter-terminal voltage Vdi (hereinafter also referred to as diode voltage Vdi) is shown.
- Vdi is close to zero due to conduction of the diode, while Vtr>0 and the transistor prevents conduction.
- Vtr drops to 0, while the diode turns off, causing Vdi to rise.
- the steep voltage changes that occur in Vtr and Vdi can become a noise source. That is, the voltage waveform after t1 corresponds to the turn-on transient waveform.
- FIG. 5 shows the inter-terminal voltage Vtr of the semiconductor element (operating as a transistor) and the inter-terminal voltage Vdi of the semiconductor element (operating as a diode) when the semiconductor element (operating as a transistor) is turned off at t2. shown.
- the turn-on transient waveform and turn-off transient waveform of the semiconductor element can be obtained in advance based on simulation results or actual measurement data. .
- the actual measurement data can be acquired using an oscilloscope (not shown) that has a trigger function and a memory function.
- the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform can be obtained by storing the measured waveform shown in FIG. 4 or 5 in memory using the turn-on or turn-off of the semiconductor element as a trigger.
- FIG. 6 shows, as an example, an example of a measured current waveform of the lower arm semiconductor element 102 (mainly operates as a transistor) in the analysis target circuit 200 of FIG.
- the transient waveform can also be determined in advance based on simulation results or actual measurement data (oscilloscope).
- each of the turn-on transient waveform and turn-off transient waveform acquired by the turn-on transient waveform acquisition section 21 and the turn-off transient waveform acquisition section 22 does not necessarily have to be a voltage waveform, and one or both of them may have a current waveform. It is also possible to use
- a database of the transient waveform can be stored in advance in either the information processing devices 51, 53 or the cloud 54.
- the turn-on transient waveform acquisition section 21 and the turn-off transient waveform acquisition section 22 shown in FIG. 2 can acquire the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform by accessing the database.
- the turn-on transient waveform acquisition unit 21 acquires information indicating voltage change or current change on the time axis during one turn-on.
- the turn-off transient waveform acquisition unit 22 acquires information indicating voltage changes or current changes on the time axis during one turn-off.
- the turn-on transient waveform of the semiconductor element includes a Vtr turn-on transient waveform and a Vdi turn-off transient waveform.
- the turn-off transient waveform (FIG. 5) of the semiconductor element strictly includes a Vtr turn-off transient waveform and a Vdi turn-on transient waveform.
- one noise source shows the configuration for analyzing noise output from
- the switching control signal acquisition unit 3 acquires a switching control signal including information on the turn-on time and turn-off time of the semiconductor element.
- the switching control signal includes time-series information on turn-on and turn-off occurrences of semiconductor elements that are noise sources.
- the gate signal shown in FIG. 7 for specifying the on period and off period of the semiconductor element can be used as the switching control signal.
- the gate signal is set to "1" during a period in which the semiconductor element is to be controlled in an on state, and is set to "0" in a period in which the semiconductor element is to be controlled in an off state.
- This is time domain data.
- the time when the value of the gate signal, which is a switching control signal, changes from “0” to "1” corresponds to the turn-on occurrence time
- the time when the value changes from "1" to "0" corresponds to the turn-off occurrence time.
- the value of the switching control signal is not limited to the digital values of "0" and "1", and may be an analog value that is set differently depending on the period of the on state and the period of the off state. good.
- the time at which the magnitude relationship between the analog value and the predetermined threshold value is reversed corresponds to the turn-on time or the turn-off time.
- each switching control signal includes the turn-on occurrence time and turn-off occurrence time of the corresponding semiconductor element (noise source).
- the turn-on time of the semiconductor element (operates as a transistor) is the turn-off time of the semiconductor element (operates as a diode)
- the turn-off time of the semiconductor element (operates as a transistor) is the turn-on time of the semiconductor element (operates as a diode). It is also possible to define a switching control signal for only a semiconductor element (operating as a transistor).
- the switching control signal includes information on the time axis indicating multiple turn-on occurrence times and multiple turn-off occurrence times for one semiconductor element (noise source). Further, the switching control signal may be composed of information indicating the turn-on occurrence time and the turn-off occurrence time themselves.
- the noise analysis function section 1 further includes Fourier transform sections 23 and 24 and an observation noise calculation section 10.
- the Fourier transform unit 23 outputs a frequency domain turn-on noise source spectrum SPNon obtained by performing Fourier transform on the turn-on transient waveform acquired by the turn-on transient waveform acquisition unit 21.
- the Fourier transform unit 24 outputs a frequency domain turn-off noise source spectrum SPNoff obtained by Fourier-transforming the turn-off transient waveform acquired by the turn-off transient waveform acquisition unit 22.
- the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff obtained by Fourier transforming the transient waveform data on the time axis by the Fourier transform units 23 and 24 are obtained by acquiring the switching control signal and noise transfer function from the switching control signal acquisition unit 3. It is input to the observation noise calculation section 10 together with the noise transfer function from the section 4.
- FIG. 8 shows an example of a polygonal line approximation of the turn-on transient waveform (transistor voltage Vtr) of the semiconductor element shown in FIG.
- Vtr turn-on transient waveform
- the waveform approximated by a polygonal line may be generated by automatically performing polygonal line approximation within the noise analysis function unit 1, and the waveform obtained by the turn-on transient waveform acquisition unit 21 and the turn-off transient waveform acquisition unit 22 As for the turn-off transient waveform, a polygonal line approximation may be prepared in advance. Note that the approximation is not limited to the polygonal line approximation, and may be approximated by any regression curve.
- FIG. 9 shows the result of Fourier transformation of the waveform approximated by the polygonal line shown in FIG.
- the Fourier transform is usually calculated so that a complex spectrum is obtained.
- FIG. 9 is a plot of the absolute value of the spectrum at each frequency.
- the Fourier transform can be obtained, for example, by the following equation (1).
- N(f) is the noise source spectrum at frequency f.
- w(t) is a window function, and T is the time width of the window function.
- the Fourier transform units 23 and 24 it is also possible to use a modified form or approximate formula that provides a Fourier transform calculation result equivalent to Equation (1).
- the Fourier transform units 23 and 24 perform Fourier transform on the transient waveforms of each turn-on and turn-off (FIGS. 4 to 6). That is, the number of transient waveforms (turn-on and turn-off) to be subjected to Fourier transform in the Fourier transform units 23 and 24 is larger than the number of multiple turn-on occurrence times and multiple turn-off occurrence times obtained from the switching control signal. It is understood that there are few.
- the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform are Fourier-transformed in parallel by the Fourier transform units 23 and 24, but the turn-on transient waveform is It is also possible to sequentially Fourier transform the turn-off transient waveform.
- the observation noise calculation unit 10 receives the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff from the Fourier transform units 23 and 24, the switching control signal data from the switching control signal acquisition unit 3, and the noise transfer function acquisition unit 4.
- the observed noise calculation result RTNS is calculated using the noise transfer function.
- FIG. 10 shows a block diagram illustrating a configuration example of the observation noise calculation unit 10 shown in FIG. 2.
- observation noise calculation unit 10 includes multiplication units 12 and 13 and a total calculation unit 10X.
- the noise transfer function acquisition unit 4 acquires a noise transfer function Gon at turn-on and a noise transfer function Goff at turn-off. That is, in the example of FIG. 10, the noise transfer function is set separately at turn-on and turn-off.
- the multiplier 12 multiplies the turn-on noise source spectrum SPNon by the turn-on noise transfer function Gon.
- the multiplier 13 multiplies the turn-off noise source spectrum SPNoff by the turn-off noise transfer function Goff.
- the noise transfer function is data that includes a frequency domain transfer function from a noise source to a noise observation point, and can be determined in advance by, for example, electromagnetic field analysis or circuit analysis.
- the noise transfer function is indicated by, for example, the voltage or current at the noise observation point when a voltage of 1 [V] or a current of 1 [A] is applied to the noise source.
- the voltage or current at the noise observation point needs to be represented by a complex number.
- the noise transfer function data includes the noise transfer function for each combination of noise sources and noise observation points.
- the objects to be observed at the noise observation point are not limited to voltages and currents, but may also be electric fields and magnetic fields, but in this specification, the cases of electric fields and magnetic fields will be omitted, and voltages and currents will be explained as noise.
- the noise transfer function data may be S-parameter data having a port of a noise source and a noise observation point, and by performing S-parameter conversion calculation, a voltage of 1 [V] or 1 [A] can be applied to the noise source. ] may be used as the noise transfer function obtained by the noise transfer function obtaining unit 4.
- any impedance may be applied in series or parallel to the noise source, for example, the resistance of the semiconductor element at turn-on may be applied in series with a voltage of 1 [V], The capacitance of the semiconductor element at turn-off may be applied in parallel to the current of 1 [A].
- the noise transfer function instead of the S parameter, it is also possible to set the noise transfer function using a Y parameter, a Z parameter, or an F parameter that can be mutually converted with the S parameter.
- the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff are multiplied by the turn-on noise transfer function Gon and the turn-off noise transfer function Goff, respectively, thereby generating turn-on observation noise and turn-off observation noise. is calculated. Further, the observation noise is calculated by adding up the turn-on observation noise and the turn-off observation noise based on the data of the switching control signal.
- FIG. 11 shows a block diagram illustrating a configuration example of the total calculation unit 10X shown in FIG. 10.
- the total calculation section 10X includes a time range setting section 14, phase conversion sections 14a and 14b, multiplication sections 15 and 16, and addition sections 17 and 18.
- the time range setting unit 14 determines the first to Nth times (N: Extract the turn-on occurrence time and turn-off occurrence time (natural number). As a result, the i-th (i:1 to N) turn-on time ton(i) and the i-th (i:1 to N) turn-off time toff(i) are obtained from the switching control signal.
- the noise analysis target period can be set arbitrarily, and can be a part or all of the time domain corresponding to the switching control signal acquired by the switching control signal acquisition section 3.
- the exp(-j ⁇ 2 ⁇ ft) calculated corresponding to each of the turn-on time ton(i) and the turn-off time toff(i) corresponds to an example of "a plurality of phase difference information".
- the multiplier 15 outputs the result of multiplying the output value of the multiplier 12 (turn-on observation noise) by each of the phase difference information of the plurality of turn-on times from the phase converter 14a.
- the turn-on observation noise NSon(i) corresponding to each of the i-th (i:1 to N) turn-on times ton(i) is calculated.
- the multiplication unit 16 outputs the result of multiplying the output value of the multiplication unit 13 (turn-off observation noise) by each of the phase difference information of the plurality of turn-off times from the phase conversion unit 14b.
- the turn-off observation noise NSoff(i) corresponding to the i-th (i:1 to N) turn-off time toff(i) is calculated.
- Turn-on observation noise NSon(i) and turn-off observation noise NSoff(i) are generated when the noise source spectrum (turn-on noise source spectrum SPNon or turn-off noise source spectrum SPNoff) is at turn-on time ton(i) and turn-off time toff(i), respectively.
- This corresponds to an example of "a plurality of multiplication values", which is a multiplication value of a plurality of noise source spectra whose phases are each subjected to phase conversion using corresponding phase difference information, and a noise transfer function (Gon or Goff).
- a plurality of multiplication values which is a multiplication value of a plurality of noise source spectra whose phases are each subjected to phase conversion using corresponding phase difference information, and a noise transfer function (Gon or Goff).
- multipliers 12, 13, 15, and 16 realize the function of a "first multiplier".
- the adder 17 adds the turn-on observation noise NSon(i) from the multiplier 15 and the turn-off observation noise NSoff(i) from the multiplier 16 to obtain the i-th pulse (i.e., one turn-on and (turn-off) observation noise NS(i) is calculated.
- the adder 18 adds the observation noises NS(1) to NS(N) calculated by the adder 17 to output the observation noise calculation result RTNS.
- the observed noise calculation result RTNS is shown as a data set of noise intensity (for example, noise voltage [dBV]) at each frequency, similar to the noise source spectrum illustrated in FIG.
- the weighting coefficient kw(i) can be set to have a large value at the center of the noise analysis target period and a small value at the ends.
- the switching control signal acquisition section 3 corresponds to an embodiment of a "first acquisition section”
- the noise transfer function acquisition section 4 corresponds to an embodiment of a "second acquisition section”.
- the addition sections 17 and 18 realize the function of a "first addition section”.
- the turn-on time ton(i) and the turn-off time toff(i) correspond to "multiple occurrence times" at which switching of the semiconductor element occurs multiple times.
- the observation noise calculation result RTNS shown in FIG. 11 is calculated corresponding to one noise analysis target period set by the time range setting unit 14. Therefore, when the time range setting unit 14 sets a plurality of noise analysis target periods, it is possible to calculate the observation noise calculation result RTNS for each of the plurality of noise analysis target periods. In this case, it is further provided with a function to perform statistical calculations (calculation of average value, maximum value, minimum value, etc.) of the plurality of calculated observation noise calculation results RTNS, and the results obtained by the statistical calculation are It is also possible to output the final observation noise calculation result RTNS from the noise analysis function unit 1 (FIG. 2).
- FIG. 12 shows a configuration example of the observation noise calculation unit 11 for calculating observation noise from a plurality of noise sources (semiconductor elements).
- the observation noise calculation unit illustrated in FIG. 12 can be applied. .
- the observation noise calculation unit 11 includes a total calculation unit 10X (same configuration as in FIG. 11) provided corresponding to each noise source, and an addition unit 19.
- Each total calculation unit 10X calculates an observed noise calculation result for each noise source as an output of the addition unit 18.
- the adding unit 19 adds the observation noise calculation results from the total calculation unit 10X provided for each noise source, and outputs the total value of observation noise from the plurality of noise sources as the observation noise calculation result RTNS. Thereby, it is possible to obtain the observation noise calculation result RTNS corresponding to an arbitrary number of noise sources. That is, the addition section 19 corresponds to an embodiment of a "second addition section".
- the time width subject to Fourier transform is suppressed to the minimum number of pulses (typically, one pulse), and the on-period Noise analysis can be performed using turn-on and turn-off of a semiconductor device using a plurality of pulses including information whose length and off period length vary as a noise source.
- This enables fast and accurate noise analysis by reflecting the changing behavior of the on-period length and off-period length of semiconductor devices without increasing the time required for Fourier transform by directly subjecting multiple pulses to Fourier transform. It becomes possible to execute.
- FIG. 13 shows a modification of the configuration of the observation noise calculation unit 10 (FIG. 2), which is compared with FIG. 10.
- the noise transfer function acquisition unit 4 may acquire the noise transfer function Gcmn that is set commonly at turn-on and turn-off.
- the observation noise calculation section 10 can be configured to include a total calculation section 10Y and a multiplication section 12Y.
- FIG. 14 shows a modification of the noise analysis function section 1 shown in FIG. 2.
- the Fourier transform units 23 and 24 are provided in the noise analysis function unit 1 to obtain the turn-on and turn-off transient waveforms as a turn-on noise source spectrum SPNon and a turn-off noise source spectrum SPNoff.
- the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff obtained by Fourier transforming the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform are input to the noise analysis function unit 1. be done.
- the turn-on noise source spectrum acquisition section 25 and the turn-off noise source spectrum acquisition section 26 acquire the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff input to the noise analysis function section 1.
- the turn-on noise source spectrum acquisition unit 25 and the turn-off noise source spectrum acquisition unit 26 correspond to an example of a “third acquisition unit”.
- the observation noise calculation result RTNS can be calculated using the configuration of FIG. 10 or 13.
- the turn-on noise source data and the turn-off noise source data input to the noise analysis function unit 1 are transient waveforms (time domain) or spectra (frequency domain). It is also possible to provide a function that automatically determines whether or not there is one. In this case, according to the result of the automatic determination, a route passing through the Fourier transform units 23 and 24 in FIG. 2 and a bypass route are selected, and the observation noise calculation unit 10 can be configured. This allows both transient waveforms (time domain) and spectra (frequency domain) to be accepted as turn-on noise source data and turn-off noise source data in noise analysis.
- FIGS. 4 and 5 illustrate transient waveforms using t1 and t2 as the zero time
- the turn-on occurrence time or turn-off occurrence time is automatically detected from the transient waveform, and the time shift correction process is automatically executed. It is also possible.
- the turn-on transient waveform (for example, FIG. 4) acquired by the turn-on transient waveform acquisition section 21 is input to the time lag detection function section 27a.
- the time shift detection function section 27a stores the voltage value (or current value) at the first time of the transient waveform data (the time of the origin in FIG. 4) as an initial value. Further, at each subsequent time, the time difference detection function unit 27a compares the difference between the voltage value (or current value) at the time and the initial value with a predetermined threshold, and determines that the absolute value of the difference is the threshold. When it becomes larger than , the occurrence of turn-on is detected.
- the threshold value can be determined so that turn-on is detected near t1 in FIG. 4, for example.
- the time deviation detection function section 27a detects the time difference between the zero time (time corresponding to the origin) and the turn-on detection time as the time deviation amount ⁇ .
- the time shift amount ⁇ is assumed to be a positive value ( ⁇ > 0) when turn-on occurs later than the reference zero time, but on the other hand, when turn-on occurs earlier than the zero time. In some cases, this can be handled by setting it to a negative value ( ⁇ 0).
- the time lag correction function section 28a performs Fourier transform on the time axis data of the turn-on transient waveform acquired by the turn-on transient waveform acquisition section 21, which is corrected according to the time lag amount ⁇ detected by the time lag detection function section 27a. 23.
- a time lag detection function unit 27b similar to the time lag detection function unit 27a and the time lag correction function unit 28a and a time lag correction function section 28b. That is, the time deviation detection function section 27b detects the time difference between the zero time (time corresponding to the origin) and the turn-off detection time as the time deviation amount ⁇ .
- the time lag amount ⁇ related to turn-on (time lag detection function unit 27a) and the time lag amount ⁇ related to turn-off (time lag detection function unit 27b) are expressed with the same symbol to simplify the explanation. However, in reality, the two values can be different.
- a positive value ( ⁇ >0) is taken when turn-off occurs later than the reference zero time, while a negative value is taken when turn-off occurs earlier than the zero time. ( ⁇ 0).
- the time lag correction function units 28a and 28b can be placed after the Fourier transform units 23 and 24.
- the configuration example of FIG. 16 it is possible to obtain the turn-on noise source spectrum SPNon and turn-off noise source spectrum SPNoff similar to those in FIG. 15.
- phase conversion is performed by multiplying exp(-j ⁇ 2 ⁇ ft) calculated corresponding to each of the turn-on time ton(i) and turn-off time toff(i) in the frequency domain.
- phase transformation is performed in the time domain.
- FIG. 34 is a block diagram illustrating a modified example of performing phase transformation in the time domain.
- the turn-on transient waveform acquired by turn-on transient waveform acquisition section 21 is input to phase conversion section 14c.
- the phase conversion unit 14c receives the turn-on time ton(i) extracted by the time range setting unit 14, and outputs a turn-on transient waveform shifted on the time axis according to the time difference corresponding to each turn-on time ton(i). .
- the turn-on transient waveform (waveform data) on which the phase difference is reflected in the time domain is input to the Fourier transform unit 23.
- the Fourier transform section 23 performs a Fourier transform on the turn-on transient waveform (waveform data) of each turn-on time ton(i) outputted from the phase transform section 14c.
- the turn-off transient waveform acquired by the turn-off transient waveform acquisition section 22 is input to the phase conversion section 14d.
- the phase conversion unit 14d receives the turn-off time toff(i) extracted by the time range setting unit 14, and outputs a turn-off transient waveform shifted on the time axis according to the time difference corresponding to each turn-off time toff(i).
- the Fourier transform unit 24 performs a Fourier transform on the turn-off transient waveform (waveform data) at each turn-off time toff(i), on which the phase difference is reflected in the time domain, from the phase transform unit 14d.
- the total calculation unit 10X shown in FIG. 11 applies the configuration of FIG. , 13, the turn-off observation noise NSoff(i) and turn-on observation noise NSon(i) can be calculated.
- phase transformation using phase difference information is performed in the time domain according to the modified example of FIG. 34, the entire pulse including turn-on and turn-off does not need to be subjected to Fourier transformation, reducing the number of time steps subject to Fourier transformation. can enjoy certain effects.
- performing Fourier transform after phase conversion requires Fourier transform for the number of turn-on and turn-off occurrences, so performing phase conversion by multiplication in the frequency domain is less effective in reducing the computational load of Fourier transform. It gets expensive.
- the noise transfer function refers to the noise transfer function in the frequency domain on the propagation path from the noise source to the noise observation point.
- FIG. 17 shows a first example of a wiring diagram when there are two noise sources and two noise observation points.
- the noise transfer function 81 has four ports Prt1 to Prt4, and the ports Prt1 to Prt4 are the first noise source 71, second noise source 72, first noise observation point 73, and 2 noise observation points 74, respectively.
- the first noise source 71 and the second noise source 72 correspond to, for example, the upper arm semiconductor element 101 and the lower arm semiconductor element 102 in the analysis target circuit 200 illustrated in FIG. 3, respectively.
- the number of ports is not limited to four, and can be any number.
- FIG. 18 shows a second example of a wiring diagram when there is a single noise source and a single noise observation point.
- the noise transfer function 81 has two ports Prt1 and Prt2, the port Prt1 is connected to the first noise source 71, and the port Prt2 is connected to the first noise observation point 73.
- the noise transfer function Gon, Goff, Gcmn
- FIG. 19 shows a third example of a connection diagram when the transfer function is divided into two via a relay point.
- the transfer function between the first noise source 71 and the first noise observation point 73 is the first noise transfer function 81a between the first noise source 71 and the relay point 82, and the first noise transfer function 81a between the first noise source 71 and the relay point 82. and a second noise transfer function 81b between the observation point 73 and the relay point 82. That is, in FIG. 19, the space between the first noise source 71 and the first noise observation point 73 is divided into two propagation paths via the relay point 82, and the first noise transfer function 81a and the second noise transfer function 81b corresponds to the transfer functions of the two propagation paths.
- Each of the first noise transfer function 81a and the second noise transfer function 81b has two ports Prt1 and Prt2. Ports Prt1 and Prt2 of the first noise transfer function 81a are connected to the first noise source 71 and the relay point 82, respectively. Ports Prt1 and Prt2 of the second noise transfer function 81b are connected to the relay point 82 and the first noise observation point 73, respectively.
- FIG. 20 shows a fourth example of a connection diagram when the transfer function is divided into two through a plurality of relay points.
- the transfer function between the first noise source 71 and the first noise observation point 73 is the first noise transfer function 81a between the first noise source 71 and the relay points 83 and 84, and the first noise transfer function 81a between the first noise source 71 and the relay points 83 and 84.
- the space between the first noise source 71 and the first noise observation point 73 is divided into two propagation paths via the relay points 83 and 84, and the first noise transfer function 81a and the second noise
- the transfer functions 81b correspond to the transfer functions of the two propagation paths, respectively.
- Each of the first noise transfer function 81a and the second noise transfer function 81b has three ports Prt1 to Prt3.
- the port Prt1 is connected to the first noise source 71
- the port Prt2 is connected to the relay point 83
- the port Prt3 is connected to the relay point 84.
- the port Prt1 is connected to the relay point 83
- the port Prt2 is connected to the first noise observation point 73
- the port Prt3 is connected to the relay point 84.
- the transfer function integration unit 4X receives the data of the first noise transfer function 81a and the second noise transfer function 82a in FIGS. Transfer functions Gon and Goff are output.
- the transfer function integration unit 4X After disposing the transfer function integration unit 4X after the noise transfer function acquisition unit 4, the noise transfer function used in the noise analysis function unit 1 can be acquired by integrating the divided transfer functions.
- FIG. 21 shows an example in which the transfer function integration unit 4X is applied to the configuration of FIG. 10 in which the noise transfer functions for the turn-on noise source and the turn-off noise source are separate. Similarly, even in the configuration of FIG. 13 in which the noise transfer function for the turn-on noise source and the turn-off noise source is common, it is possible to apply the transfer function integration unit 4X to obtain the noise transfer function Gcmn.
- the noise transfer function By dividing the noise transfer function into multiple parts, it becomes possible to derive the noise transfer function individually for each section. As a result, even if the design of some sections is changed, it is only necessary to re-derive the noise transfer function for the changed section, and there is no need to re-derive the entire noise transfer function. As a result, the load of preparing noise transfer function data can be reduced.
- the number of divisions of the noise transfer function is not limited to two, and may be divided into any number of three or more.
- the transfer functions of the plurality of divided propagation paths between the noise source to be analyzed and the noise observation points are integrated as appropriate, and the transfer functions are used in the noise analysis function unit 1.
- Noise transfer functions (Gon, Goff, Gcmn) can be obtained.
- connection correspondence between each port of the noise transfer function and the noise source, noise observation point, or relay point can be defined in a connection diagram or correspondence table in the connection setting interface provided by the noise analysis program. It is possible.
- the noise transfer function acquisition unit 4 inputs the propagation path between the noise source to be analyzed and the noise observation point into the above interface, and further arranges the transfer function integration unit 4X as necessary to use it for noise analysis. Noise transfer functions (Gon, Goff, Gcmn) can be obtained.
- FIG. 22 is a circuit diagram illustrating another example of a noise analysis target different from FIG. 3.
- the analysis target circuit 200 includes an upper arm semiconductor element 101 and a lower arm semiconductor element 102 that constitute an arm similar to that in FIG.
- the upper arm semiconductor element 101 and the lower arm semiconductor element 102 are connected in series between the output positive terminal 301 and the output negative terminal 302.
- An intermediate terminal 205 corresponding to the connection point between the upper arm semiconductor element 101 and the lower arm semiconductor element 102 is connected to the input positive terminal 201 via the reactor 304.
- the input negative terminal 202 is connected to the low potential side terminal of the lower arm semiconductor element 102
- the capacitor 204 is connected between the input positive terminal 201 and the input negative terminal 202.
- the output negative terminal 302 and the input negative terminal 202 are commonly connected to the low potential side terminal of the lower arm semiconductor element 102 .
- a load 303 is connected between the output positive terminal 301 and the output negative terminal 302.
- the lower arm semiconductor element 102 mainly operates as a transistor
- the upper arm semiconductor element 101 mainly operates as a diode.
- the analysis target circuit 200 may include a plurality of sets of upper arm semiconductor elements and lower arm semiconductor elements connected in series, and the number of semiconductor elements connected in series is 2. It can be any number without being limited to .
- the analysis target circuit 200 may be a DCDC converter or an ACDC converter.
- FIG. 23 shows still another example of the noise analysis target.
- the analysis target circuit 200 has a first arm 401, a second arm 402, and a third arm 403 connected in parallel between an input positive terminal 201 and an input negative terminal 202.
- Each of the first arm 401, the second arm 402, and the third arm 403 is composed of an upper arm semiconductor element and a lower arm semiconductor element connected in series between the input positive terminal 201 and the input negative terminal 202.
- intermediate terminals 411 to 413 corresponding to connection points between the upper arm semiconductor element and the lower arm semiconductor element are connected to an AC load 405 . That is, the analysis target circuit 200 in FIG. 23 operates as a three-phase inverter.
- the circuit to be analyzed 200 may be an inverter that performs DCAC conversion, and the number of phases of the inverter is not limited to three phases but can be any number of phases. Further, the number of semiconductor elements connected in series in each arm is not limited to two, but can be any number.
- FIG. 24 shows an example of the observed noise calculation results for the switching control of the analysis target circuit (three-phase inverter) shown in FIG. 23.
- noise analysis was performed assuming that the semiconductor elements (noise sources) constituting each phase arm of a three-phase inverter are subjected to switching control by PWM control using an alternating current waveform as a modulation signal. Further, the switching frequency of each semiconductor element in PWM control was set to 10 [kHz].
- PWM control of an inverter it is known that the switching control signal of each semiconductor element changes the on-period length and off-period length, similar to the switching control signal illustrated in FIG.
- FIG. 24 the noise terminal voltage [dBV] indicating the noise intensity at each frequency obtained as the observed noise calculation result RTNS is plotted, and in FIG. An enlarged view of the ⁇ 0.5 [MHz] region is shown.
- switching control that involves changes in the on-period length and off-period length is performed without subjecting the plurality of pulses included in the gate signal shown in FIG. 7 directly to Fourier transformation. It is understood that noise analysis can be realized for.
- Embodiment 2 In the first embodiment, the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform are input into the noise analysis function section 1 separately, but in the second embodiment, the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform are separated within the noise analysis function section 1. The configuration that makes this possible will be explained.
- FIG. 26 is a block diagram illustrating a configuration example of a noise analysis device according to the second embodiment.
- the noise analysis function section 1 of the noise analysis device according to the second embodiment has a turn-on transient waveform acquisition section 21 and a turn-off The difference is that a transient waveform acquisition section 20 is provided instead of the transient waveform acquisition section 22 and that a turn-on turn-off separation section 29 is further provided.
- the transient waveform acquisition unit 20 acquires a transient waveform that includes both a turn-on transient waveform and a turn-off transient waveform. That is, in the second embodiment, the process of extracting the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform from the transient waveform input to the noise analysis function unit 1 (noise analysis device) is unnecessary.
- FIG. 27 shows a configuration example of the turn-on turn-off separation section 29 shown in FIG. 26.
- turn-on turn-off separation section 29 includes a turn-on time detection section 31, a turn-off time detection section 32, a turn-on transient waveform output section 33, and a turn-off transient waveform output section 34.
- the turn-on time detection unit 31 determines that a voltage value that changes over time (for example, Vtr in FIGS. 4 and 5) included in the transient waveform obtained by the transient waveform acquisition unit 20 is set to a predetermined threshold value.
- the turn-on time of the semiconductor element is detected in response to the time that drops to intersect with .
- the turn-on transient waveform output section 33 extracts a transient waveform for a certain period including the turn-on time detected by the turn-on time detection section 31 from the transient waveform obtained by the transient waveform acquisition section 20, and outputs the turn-on transient waveform. .
- the turn-off time detection unit 32 determines that a voltage value that changes over time (for example, Vtr in FIGS. 4 and 5) included in the transient waveform obtained by the transient waveform acquisition unit 20 is set to a predetermined threshold value.
- the turn-off time of the semiconductor element is detected in response to the time that rises to intersect with .
- the turn-off transient waveform output section 34 extracts a transient waveform for a certain period including the turn-off time detected by the turn-off time detection section 32 from the transient waveform obtained by the transient waveform acquisition section 20, and outputs the turn-off transient waveform. .
- the turn-on transient waveform output section 33 and the turn-off transient waveform output section 34 output turn-on transient waveforms and turn-off transient waveforms similar to those obtained by the turn-on transient waveform acquisition section 21 and the turn-off transient waveform acquisition section 22, respectively, as shown in FIG. Output.
- the outputted turn-on transient waveform and turn-off transient waveform are input to the Fourier transform units 23 and 24 in FIG. 26, respectively.
- the turn-on transient waveform and turn-off transient waveform output from the turn-on transient waveform output section 33 and the turn-off transient waveform output section 34 can also be input to the phase conversion sections 14c and 14d in FIG. 34.
- the turn-on time detection unit 31 determines the turn-on time according to the rise in the current value that crosses the threshold value.
- the turn-off time detection unit 32 can be configured to detect the turn-off time according to a decrease in the current value that crosses a threshold value.
- the configuration is the same as in Embodiment 1 except for the configuration for acquiring the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform, so detailed description will not be repeated.
- the step of separately preparing the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform with respect to the transient waveform input to the noise analysis function unit 1 (noise analysis device) is performed. It can be made unnecessary.
- Embodiment 3 Generally, it is known that the higher the resolution band width of a noise measuring instrument that actually measures noise is than the switching frequency of a semiconductor element that is a noise source, the larger the measurement noise appears. In Embodiment 3, a noise analysis technique that takes into consideration the resolution bandwidth assumed at a noise observation point will be described.
- FIG. 28 is a block diagram illustrating a configuration example of a noise analysis device according to the third embodiment. Comparing FIG. 28 with FIG. 2, the difference is that the noise analysis function section 1 of the noise analysis device according to the third embodiment further includes a measuring instrument parameter acquisition section 5.
- the observation noise calculation unit 10 has the configuration shown in FIG. It further includes: Typically, the information includes the resolution bandwidth of the noise measuring instrument used at the noise observation point.
- the noise measuring device a spectrum analyzer, an EMI (Electro Magnetic Interference) receiver, or the like can be used.
- EMI Electro Magnetic Interference
- FIG. 29 is a block diagram for explaining functions added to the observation noise calculation unit 10 in noise analysis according to the third embodiment.
- observation noise calculation unit 10 further includes a weighting calculation function unit 40.
- the weighting calculation function section 40 includes a window function calculation section 41, a weighting coefficient setting section 42, and multiplication sections 43 and 44.
- the window function calculation unit 41 sets the window function w(t) based on the information from the start time Tstr to the end time Tend of the noise analysis target period from the time range setting unit 14 (FIG. 11).
- the window function w(t) is set in such a shape that the value is small at the ends of the noise analysis period and becomes large at the center.
- the shape of the window function w(t) is set based on the resolution bandwidth acquired by the measuring instrument parameter acquisition unit 5 so as to match the frequency resolution in noise observation using a noise measuring instrument or the like. be done. For example, when the window function w(t) is Fourier transformed according to the predetermined overall selectivity characteristic, the DC component becomes 0 [dB], and the frequency component of half the resolution bandwidth becomes -6 [dB]. dB] or -3 [dB].
- the weighting coefficient setting unit 42 includes the window function w(t) set by the window function calculation unit 41, and the turn-on time ton(i) within the noise analysis target period from the time range setting unit 14 (FIG. 11).
- the turn-off time toff(i) is input.
- the weighting coefficient setting unit 42 outputs the value of the window function w(t) at each turn-on time ton(i) as a weighting coefficient WGon(i) at each turn-on time. Similarly, the weighting coefficient setting unit 42 outputs the value of the window function w(t) at each turn-off time toff(i) as a weighting coefficient WGoff(i) at each turn-off time.
- the multiplier 43 multiplies the turn-on noise source data related to the turn-on time ton(i) by the corresponding weighting coefficient WGon(i).
- the multiplier 44 multiplies the turn-off noise source data related to the turn-off time toff(i) by the corresponding weighting coefficient WGoff(i).
- the turn-on noise source data reflects information (output value of the phase conversion unit 14a) for distinguishing the turn-on time ton(i) from the turn-on noise source spectrum SPNon in the observation noise calculation unit 10. This includes the data after the Similarly, the turn-off noise source data is generated by reflecting information (output value of the phase conversion unit 14b) for distinguishing the turn-off time toff(i) from the turn-off noise source spectrum SPNoff in the observation noise calculation unit 10. This includes the following data.
- the measuring instrument parameter acquisition section 5 corresponds to an embodiment of the "fourth acquisition section". Furthermore, the multipliers 43 and 44 realize the function of a "second multiplier”.
- weighting coefficients WGon(i) and WGoff(i) are multiplied by the noise source data in the time domain, so that they may be reflected in the turn-on observation noise NSon(i) and the turn-off observation noise NSoff(i). good.
- weighting coefficients WGon(i) and Goff(i) at turn-on time ton(i) and turn-off time toff(i), respectively, to phase converters 14c and 14d. can.
- phase converters 14c and 14d convert the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform to which the phase difference is given in the time domain, and the respective multiplication results of the weighting coefficients WGon(i) and Goff(i) into the Fourier transform unit 23. and 24.
- the multiplication units 43 and 44 perform the multiplication shown in FIG. 11 etc. for the example of FIG. Even if the order of the units 12, 13, 15, and 16 (first multiplication unit) is changed, the weighting coefficients WGon(i) and WGoff(i ) can be similarly reflected. That is, it is clear from the explanation in FIG. 11 etc. that these multiplication values can be multiplied by the noise transfer function in any process.
- the adder 17 calculates the value obtained by multiplying the observation noise NS(i) of the i-th pulse by the weighting coefficients WGon(i) and WGoff(i) corresponding to the shape of the window function w(t). be able to. Therefore, the observation noise calculation result RTNS that is finally calculated can also be calculated with weighting taking into consideration the position of each turn-on time and each turn-off time within the noise analysis target period.
- the third embodiment by reflecting the resolution bandwidth of the noise measuring device in the setting of the weighting coefficient, it is possible to obtain an analytical noise calculation result that takes the resolution bandwidth into consideration.
- FIG. 30 is a spectrum diagram showing an example of the observation noise calculation result by noise analysis according to the third embodiment.
- observation noise calculation results RTNS obtained with a resolution bandwidth of 9 [kHz] below 30 [MHz] and a resolution bandwidth of 120 [kHz] above 30 [MHz] are plotted. Note that the switching frequency of the semiconductor element serving as a noise source is 10 [kHz] as in FIG. 24.
- FIG. 29 it is also possible to combine the configuration in which the window function w(t) is set without reflecting the noise measurement parameter (resolution bandwidth) with Embodiment 1 or 2.
- noise analysis can be made highly accurate by performing weighting that takes into account the positions of each turn-on time and each turn-off time within the noise analysis target period.
- Embodiment 4 the observation noise calculation is performed by assuming that the turn-on noise source spectrum SPNon at each turn-on time ton(i) is common, and the turn-off noise source spectrum SPNoff at each turn-off time toff(i) is also common. Result RTNS calculation was being executed.
- the noise source spectrum generated with switching of a semiconductor element changes depending on the switched current (load current). For example, when the load current becomes smaller, the current change in the semiconductor element during switching becomes smaller, and accordingly, the time when the voltage change in the semiconductor element starts and the slope of the voltage change change. Therefore, in the fourth embodiment, a noise analysis technique that further reflects the load current at the turn-on time and turn-off time of the semiconductor element will be described.
- FIG. 31 is a block diagram illustrating a configuration example of a noise analysis device according to the fourth embodiment.
- the noise analysis function section 1 of the noise analysis device according to the fourth embodiment further includes the load current waveform acquisition section 6 compared to the configuration of the first embodiment shown in FIG. They differ in terms of preparation.
- the load current waveform acquisition unit 6 acquires a load current waveform (time axis) in a time range that includes the noise analysis target period.
- the turn-on transient waveform acquisition section 21 and the turn-off transient waveform acquisition section 22 acquire a plurality of turn-on transient waveforms and turn-off transient waveforms having different load currents.
- J pieces J: a natural number of 2 or more
- J turn-on noise source spectra and turn-off noise source spectra with different load current levels are input to the observation noise calculation unit 10.
- the function of a noise source spectrum correction unit 60 shown in FIG. 32 is added to the observation noise calculation unit 10.
- noise source spectrum correction section 60 includes load current value acquisition sections 61 and 62 and interpolation calculation function sections 65 and 66.
- the load current value acquisition unit 61 receives the load current waveform (time axis) acquired by the load current waveform acquisition unit 6 and the turn-on time ton(i) from the time range setting unit 14 (FIG. 11).
- the load current value acquisition unit 61 outputs the current value of the load current waveform at each turn-on time ton(i) as a load current value X(i) at each turn-on time.
- the load current value X(i) is input to the interpolation calculation function section 65.
- turn-on noise source spectra at each of the J different load current values X1 to XJ are input from the Fourier transform unit 23 to the interpolation calculation function unit 65.
- the interpolation calculation function unit 65 calculates the load current value X( output a turn-on noise source spectrum SPNon corresponding to i);
- the load current is The turn-on noise source spectrum SPNon corresponding to the value X(i) can be determined.
- the interpolation calculation function unit 65 can calculate, corresponding to each turn-on time ton(i), a turn-on noise source spectrum SPNon that depends on the load current value X(i) at that timing.
- the load current value acquisition unit 62 receives the load current waveform (time axis) from the load current waveform acquisition unit 6 and the turn-off time toff(i) from the time range setting unit 14 (FIG. 11). Ru.
- the load current value acquisition unit 62 outputs the current value of the load current waveform at each turn-off time toff(i) as a load current value X(i) at each turn-off time.
- the load current value X(i) is input to the interpolation calculation function section 66.
- the turn-off noise source spectra at each of the J different load current values X1 to XJ are input from the Fourier transform unit 24 to the interpolation calculation function unit 66.
- the interpolation calculation function unit 66 calculates the load current value X( output the turn-off noise source spectrum SPNoff corresponding to i);
- the load current is The turn-off noise source spectrum SPNoff corresponding to the value X(i) can be determined.
- the interpolation calculation function unit 66 can calculate, corresponding to each turn-off time toff(i), a turn-off noise source spectrum SPNoff that depends on the load current value X(i) at that timing.
- the interpolation calculations performed by the interpolation calculation function units 65 and 66 are not limited to the above-mentioned linear interpolation.
- the noise source spectrum correction unit 60 adjusts the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff at each turn-on time ton(i) and each turn-off time toff(i) at each timing. It can be calculated depending on the load current at
- the observation noise calculation result RTNS explained in the first to third embodiments is obtained using the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff obtained by the noise source spectrum correction unit 60. An operation is performed to derive .
- the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff used in the calculation of the observation noise for each of the 1st to Nth (i:1 to N) observations in FIG. ) may differ depending on the difference.
- the noise analysis technique it is possible to take into account the dependence of the noise intensity from the noise source (semiconductor element) on the load current, which further improves the accuracy of noise analysis. be able to.
- Embodiments 2 to 4 can be combined with FIGS. 13, 14, 21, etc., which were explained as modifications in Embodiment 1.
- Embodiments 1 to 4 an example of a noise analysis device is used in which the observed noise calculation result RTNS including the multiplication of the noise transfer function (Gon, Goff, Gcmn) is calculated as the total spectrum of noise generated by switching of semiconductor switching elements. explained. However, in order to reflect the behavior in which the on-period length and off-period length of a semiconductor element change due to PWM waveforms, etc., noise analysis is performed by Fourier transforming the transient waveform for multiple switching cycles including multiple turn-ons and multiple turn-offs.
- the observed noise calculation result RTNS that does not include the multiplication of the noise transfer function is calculated as the above-mentioned total spectrum. It is understood that the above problems can be solved also in terms of the structure. Observation noise that does not include multiplication of a noise transfer function corresponds to observation noise where the noise source is a noise observation point. In this case, by multiplying the calculated observation noise calculation result RTNS by the noise transfer function (Gon, Goff, Gcmn), the observation noise calculation result RTNS similar to that in Embodiments 1 to 4 can be obtained. Can be done.
- FIG. 35 is a block diagram illustrating a first configuration example of a noise analysis device that calculates observation noise using a noise source as a noise observation point, according to the present embodiment.
- the noise analysis function unit 1Y has a configuration obtained by removing the noise transfer function acquisition unit 4 from the noise analysis function unit 1 shown in FIG. have. Furthermore, as shown in FIG. 36, the observation noise calculation section 10 in FIG. 35 is configured to include a total calculation section 10Z in place of the total calculation section 10X in FIGS. 10 and 11.
- FIG. 37 shows the configuration of the total calculation section 10Z shown in FIG. 36. As shown in FIG. 37, compared to the sum calculation section 10X shown in FIG. , 13 and the addition section 17 are omitted.
- the turn-on noise source spectrum SPNon and the turn-off noise source spectrum SPNoff on which the phase difference information is reflected are not multiplied by the noise transfer functions Gon and Goff, and the i-th turn-on observation noise N Son ( i) and the i-th turn-off observation noise NSoff(i) are each calculated as "a plurality of phase-converted noise spectra".
- the addition unit 18 adds the addition value ⁇ NSon(i) of the first to Nth times NSon(1) to NSon(N) and the first to Nth times NSoff(1) to NSoff( The additional value ⁇ NSoff(i) of N) is calculated separately.
- ⁇ NSon(i) related to the turn-on noise source spectrum and ⁇ NSoff(i) related to the turn-off noise source spectrum are calculated as the observed noise with the noise source as the noise observation point.
- the calculation result is calculated as RTNS.
- ⁇ NSon(i) and ⁇ NSoff(i) correspond to a total spectrum obtained by adding a plurality of phase-converted noise spectra.
- Embodiments 1 to 4 the total spectrum obtained by adding a plurality of noise spectra multiplied by the noise transfer function and phase-converted is calculated as the observed noise calculation result RTNS. be done. As indicated by diagonal lines in the arrows in FIG. As a result, the adder 18 outputs ⁇ NSon(i) and ⁇ NSoff(i) separately.
- the total calculation unit 10Z in FIG. 37 can be modified to perform phase transformation in the time domain to which the configuration in FIG. 34 is applied. Specifically, in the configuration of FIG. 37, the phase converters 14a, 14b and the multipliers 15, 16 are deleted, and the turn-on observation noise NSon(i) for N times Fourier-transformed by the Fourier transformer 23 of FIG. By inputting N times of turn-off observation noise NSoff(i) that has been Fourier-transformed by the Fourier transform unit 24 to the addition unit 18, similar ⁇ NSon(i) and ⁇ NSoff(i) can be obtained by converting the noise source to noise observation. It can be calculated as a point observation noise calculation result RTNS.
- FIG. 13 can be operated as a noise analysis device that calculates observation noise.
- the observation noise calculation section 10 of FIG. 35 is configured to delete the multiplication section 12Y from the configuration of FIG. 13, and further include a sum calculation section 10Y' in place of the sum calculation section 10Y. be able to.
- the total calculation unit 10Y′ performs the first to Nth addition operations of NSon(1) to NSon(N) and the first to Nth addition operations by the addition unit 18 in the total calculation unit 10Z of FIG. NSoff(1) to NSoff(N), and further, an adder 17 similar to that shown in FIG. 11 is provided to perform addition operations of turn-on noise and turn-off noise.
- ⁇ NS(i) corresponding to the sum of ⁇ NSon(i) and ⁇ NSoff(i) in FIG. 37 can be output as the observation noise calculation result RTNS with the noise source as the noise observation point.
- ⁇ NS(i) corresponds to a total spectrum obtained by adding a plurality of phase-converted noise spectra.
- phase conversion is performed in the time domain to which the configuration of FIG. 34 is applied.
- the phase converters 14a, 14b and the multipliers 15, 16 are deleted, and the input to the total calculation unit 10Y' is Fourier-transformed by the Fourier transform unit 23 of FIG. 34 in the configuration of FIG.
- ⁇ NS(i) can be obtained by converting the noise source to the noise observation point. It can be calculated as the observation noise calculation result RTNS.
- the observed noise calculation result RTNS (that is, the total spectrum that does not include the multiplication of the noise transfer function) by the noise analysis function unit 1Y according to the present embodiment is calculated using the noise transfer function outside the noise analysis device, for example.
- observation noise calculation results RTNS similar to those in Embodiments 1 to 4 can be obtained. That is, the noise analysis device that calculates observation noise using a noise source as a noise observation point, which has been explained using FIGS. 12, 13, and 12Y), it is possible to configure a noise analysis device similar to those in Embodiments 1 to 4.
- the noise analysis device is configured to calculate observation noise using a noise source as a noise observation point, the phase changes as the on-period length and off-period length change.
- the total spectrum reflecting the behavior can be output as the observation noise calculation result RTNS.
- the observation noise calculation unit 10 outputs the total value (total spectrum) of a plurality of phase-converted noise spectra, which does not include the multiplication of the noise transfer function (Gon, Goff, Gcmn), as the observation noise calculation result RTNS. It can be calculated.
- a noise analysis device that calculates observation noise using a noise source as a noise observation point is configured based on the configuration of the noise analysis device according to Embodiments 2 to 4. It is also possible.
- the noise analysis function unit 1Y has the noise analysis function shown in FIG. 26 (Embodiment 2). It has a configuration in which the noise transfer function acquisition section 4 is removed from the section 1. Thereby, it is possible to calculate the observed noise calculation result RTNS that does not include the multiplication of the noise transfer function (Gon, Goff, Gcmn) and corresponds to the total spectrum obtained by adding a plurality of phase-converted noise spectra.
- the noise analysis function unit 1Y is configured to calculate the noise as shown in FIG. 28 (Embodiment 3). It has a configuration in which the noise transfer function acquisition section 4 is removed from the analysis function section 1. As a result, as in FIG. 35, FIG. 39, and FIG. The calculation result RTNS can be calculated.
- the noise analysis function unit 1Y is configured as shown in FIG. 31 (Embodiment 4). It has a configuration in which the noise transfer function acquisition section 4 is removed from the noise analysis function section 1.
- observation noise calculation corresponding to the total spectrum obtained by adding a plurality of phase-converted noise spectra that does not include multiplication of the noise transfer function (Gon, Goff, Gcmn)
- the result RTNS can be calculated.
- the observation noise calculation unit 10 can be configured in the same manner as described in FIGS. 36 to 38.
- each of the first to fourth embodiments already described also discloses a noise analysis device that calculates observation noise using the noise source described using FIGS. 35 to 42 as a noise observation point.
- the noise analysis device suppresses an increase in the time required for Fourier transform due to an increase in the time width subject to Fourier transform, and changes the on-period length and off-period length. By doing so, the total noise spectrum that reflects the behavior in which the phase changes can be output as the observed noise calculation result RTNS. This makes it possible to provide a noise analysis technique that can prevent noise analysis from taking a long time and derive the final observation noise calculation result quickly and accurately.
- the configuration example analyzes noise from both a turn-on noise source and a turn-off noise source, that is, observation noise regarding noise caused by "switching" which includes both turn-on and turn-off of a semiconductor element.
- the noise analysis technique for calculating That is, in the present embodiment, an example has been described in which the noise analysis according to the present disclosure is performed by setting both the turn-on time ton(i) and the turn-off time toff(i) as "a plurality of occurrence times.”
- the observed noise calculation result RTNS can be calculated without considering the turn-off noise source, that is, by deleting the term NSoff.
- the configuration for acquiring the turn-off transient waveform or the turn-off noise source spectrum may be deleted from the noise analysis function section 1.
- the noise analysis technology (noise analysis technology and noise analysis method) according to the present embodiment is applied to calculation of observation noise regarding noise caused by "switching", which is at least one of turn-on and turn-off of a semiconductor element. Is possible.
- the noise analysis according to the present disclosure will be performed with only one of the turn-on time ton(i) and the turn-off time toff(i) as "a plurality of occurrence times.”
- FIG. 1 illustrates a configuration example in which a noise analysis device is realized by the information processing device 51 executing a program (noise analysis program) for executing the noise analysis technology according to the present embodiment.
- the noise analysis program may be executed on the information processing device 53 or the cloud 54 in FIG. 1.
- execution of the noise analysis program that operates as a noise analysis device may be shared among a plurality of devices. That is, a noise analysis device may be configured by having the information processing devices 51 and 53 and part or all of the cloud 54 share and execute the noise analysis program.
- the data of the turn-on transient waveform and the turn-off transient waveform are stored in either the information processing devices 51, 53 or the cloud 54. There may be.
- the storage destination of the observation noise calculation result RTNS is not limited to the information processing device 51, but may be the information processing device 53 and/or the cloud 54.
- the display destination of the observation noise calculation result RTNS is not limited to the information display device 52, but may be any of the information display device of the information processing device 53 and the virtual information display environment of the cloud 54.
- the contents of the virtual information display environment can be displayed on the information display device 52 by the information processing device 51 accessing the cloud 54, for example.
- noise analysis technology noise analysis program
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Tests Of Electronic Circuits (AREA)
Abstract
時間範囲設定部(14)は、半導体素子の複数回のスイッチングがそれぞれ起こる複数の発生時刻(ton(i),toff(i))を取得する。位相変換部(14a,14b)は、半導体素子のスイッチングにおけるノイズスペクトルに対して複数の発生時刻の時間差を反映する位相変換を実行するための複数の位相差情報を生成する。加算部(18)は、半導体素子のスイッチングにおけるノイズスペクトル(SPNon,SPNoff)が複数の位相差情報によってそれぞれ位相変換された、複数のノイズスペクトル(NSon(i),NSoff(i))を加算することによって、半導体素子のスイッチングによって生じる合計スペクトルの計算結果(RTNS)を算出する。
Description
本開示は、ノイズ解析装置、ノイズ解析方法、及び、プログラムに関する。
電子機器や電力変換器の半導体素子のスイッチングに起因して発生する電磁ノイズを予測するために、情報処理装置を用いてノイズ観測点のノイズをシミュレーションして導出する技術、(以下、「ノイズ解析技術」と称する)が知られている。
例えば、ノイズの伝搬経路を抵抗、インダクタ、及び、キャパシタの回路素子の組み合わせによってモデリングした回路シミュレーションを行うノイズ解析技術が知られている。一方で、回路素子の組み合わせによるモデル化が困難な場合には、電磁界解析で得られるノイズ伝達関数を利用したノイズ解析が有効であることが知られている。
例えば、特開2013-242649号公報(特許文献1)では、スイッチング制御される半導体素子をノイズ源として、当該半導体素子のターンオン時及びターンオフ時の両方を含んだ過渡波形(例えば、電圧波形)を予めフーリエ変換して、ノイズ源の周波数スペクトル(以下、単に「ノイズ源スペクトル」と称する)を計算するノイズ解析技術が開示される。
更に、特許文献1のノイズ解析技術では、ノイズ源スペクトルの計算後に、ノイズ源からノイズ観測点に至るまでのノイズ伝達関数と、ノイズ源スペクトルとを乗算することによって、ノイズの複雑な伝搬特性を考慮して、高精度にノイズ観測点のノイズを導出することができる。
比較的簡易なスイッチング制御が行われるDCDCコンバータでは、定常動作状態において半導体素子のオン期間長及びオフ期間長を一定とみなせることが多い。この場合には、定常動作状態での半導体素子のオン期間長及びオフ期間長に対応させて、ターンオン時及びターンオフ時の過渡波形をそれぞれ1つずつ含んだスイッチング1周期分の過渡波形をノイズ源として取り扱うことで、ノイズ解析を実現することが可能である。
過渡波形の時間ステップは、高い周波数領域でのノイズ解析精度を高くする程、短くする必要があり、例えば、数[ns]程度とすることが一般的である。これに対して、半導体素子のオン期間長及びオフ期間長は、例えば数十[μs]を要し、上述の時間ステップに比べて比較的長くなる。
このため、スイッチング1周期、即ち、1回ずつのターンオン及びターンオフの過渡波形をノイズ源データとする際にも、時間ステップ数は多くなる。更に、スイッチング複数周期分の過渡波形をノイズ源データとすると、フーリエ変換の対象となる時間ステップ数の増大により、フーリエ変換に長時間を要することが懸念される。
上述の様に、比較的簡易なDCDCコンバータであれば、スイッチング1周期分の過渡波形をフーリエ変換して得られるノイズ源スペクトルを用いて、フーリエ変換の対象となる時間幅が抑制されたノイズ解析を行うことができる。
しかしながら、近年は電力変換回路のスイッチング制御が進化しており、定常動作状態であっても、オン期間長及びオフ期間長が変化する場合がある。特に、PWM(Pulse Width Modulation)インバータでは、原理的にオン期間長及びオフ期間長の変化を伴って半導体素子がスイッチング制御されることが知られている。これらの様な電力変換器をノイズ解析の対象とする際には、上述した様な、ターンオン時及びターンオフ時をそれぞれ1つずつ含んだ過渡波形をノイズ源として解析すると、オン期間長及びオフ期間長が変化することでノイズの位相が変化する挙動をノイズ源に反映できなくなる。この結果、ノイズ解析の精度が低下することが懸念される。
上述したオン期間長及びオフ期間長が変化する挙動をノイズ源に反映するためには、ターンオン及びターンオフをそれぞれ複数個含んだ、スイッチング複数周期分の過渡波形をフーリエ変換したノイズ源データを用いてノイズ解析を行う選択肢がある。一方で、この様なノイズ源データを得るためには、フーリエ変換の対象となる時間幅が増大するため、フーリエ変換の所要時間が長くなる。これにより、ノイズ解析が長時間化することが課題となる。
本開示は、上記問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、半導体素子のオン期間長及びオフ期間長が変化する場合であっても、観測ノイズの計算結果を高速かつ正確に導出することが可能なノイズ解析技術を提供することである。
本開示のある局面では、ノイズ解析装置が提供される。ノイズ解析装置は、半導体素子のターンオン及びターンオフの少なくとも一方であるスイッチングによって生じるノイズの合計スペクトルを計算する。ノイズ解析装置は、第1取得部と、位相変換部と、第1加算部とを備える。第1取得部は、半導体素子の複数回のスイッチングが含まれるノイズ解析対象期間において複数回のスイッチングがそれぞれ起こる複数の発生時刻を示す情報を取得する。位相変換部は、半導体素子のスイッチングにおけるノイズスペクトルに対して、複数回のスイッチングの時間差を反映する位相変換を実行するための、第1取得部によって取得された複数の発生時刻のそれぞれに対応する複数の位相差情報を生成する。第1加算部は、半導体素子のスイッチングにおけるノイズスペクトルが複数の位相差情報によってそれぞれ位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した合計スペクトルを計算する。
本開示の他のある局面では、ノイズ解析方法が提供される。ノイズ解析方法は、半導体素子のターンオン及びターンオフの少なくとも一方であるスイッチングによって生じるノイズの合計スペクトルを計算する。ノイズ解析方法は、(1)半導体素子の複数回のスイッチングが含まれるノイズ解析対象期間において複数回のスイッチングがそれぞれ起こる複数の発生時刻を示す情報を取得し、(2)半導体素子のスイッチングにおけるノイズスペクトルに対して、複数回のスイッチングの時間差を反映する位相変換を実行するための、複数の発生時刻のそれぞれに対応する複数の位相差情報を生成し、(3)半導体素子のスイッチングにおけるノイズスペクトルが複数の位相差情報によってそれぞれ位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した合計スペクトルを計算する。
本開示によれば、半導体素子のオン期間長及びオフ期間長が変化する場合であっても、観測ノイズの計算結果を高速かつ正確に導出することが可能なノイズ解析技術を提供することができる。
以下に、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
実施の形態1.
まず、図1及び図2を用いて、本実施の形態に係るノイズ解析装置の構成例を説明する。図1には、ノイズ解析装置のハードウェア構成例が示され、図2には、実施の形態1に係るノイズ解析装置の構成例を説明するブロック図が示される。
まず、図1及び図2を用いて、本実施の形態に係るノイズ解析装置の構成例を説明する。図1には、ノイズ解析装置のハードウェア構成例が示され、図2には、実施の形態1に係るノイズ解析装置の構成例を説明するブロック図が示される。
図1を参照して、本実施の形態に係るノイズ解析装置の機能は、例えば、情報処理装置51による予め定められたノイズ解析プログラムの実行によって実現される。即ち、当該ノイズ解析プログラムが実行されると、図2に示されたノイズ解析機能部1に含まれる各ブロックの機能が、情報処理装置51による演算処理によって実現されることにより、本実施の形態に係るノイズ解析装置が構成される、又は、ノイズ解析方法が実行されることとなる。これにより、本実施の形態に係るノイズ解析技術を適用した観測ノイズのシミュレーションを実行することができる。
即ち、以下に示されるブロック図に記載された各ブロックの機能は、基本的には、プログラムの実行によるソフトウェア処理によって実現される。但し、任意のブロックの少なくとも一部の機能について、FPGA(Field Programmable Gate Array)、或いは、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)等のデジタル回路、又は、アナログ回路によって構成することも可能である。
図33には、情報処理装置51のハードウェア構成例が示される。
例えば、図33に示される様に、情報処理装置51は、CPU(Central Processing Unit)220と、メモリ230と、入出力(I/O)回路240とを含む様にコンピュータベースで構成される。CPU220、メモリ230及びI/O回路240は、バス250を経由して、相互にデータの授受が可能である。
例えば、図33に示される様に、情報処理装置51は、CPU(Central Processing Unit)220と、メモリ230と、入出力(I/O)回路240とを含む様にコンピュータベースで構成される。CPU220、メモリ230及びI/O回路240は、バス250を経由して、相互にデータの授受が可能である。
メモリ230の一部領域には、ノイズ解析プログラムを含むプログラムが予め格納されており、CPU220が当該プログラムを実行することで、後述するノイズ解析を実行することができる。I/O回路240は、図示しない通信装置を介して、他の装置、例えば、図1中に示される情報表示装置52、情報処理装置53、及び、クラウド54との間で、信号及びデータを入出力する。
情報処理装置51での当該シミュレーションの結果として得られる観測ノイズ計算結果は、情報表示装置52に表示することができる。尚、図1では情報処理装置51及び情報表示装置52が別体であるが、両者は一体に構成されてもよい。
尚、観測ノイズ計算結果は、情報表示装置52に表示する他に、情報処理装置51に保存されてもよい。又、観測ノイズ計算結果の保存先は、シミュレーションを実行した情報処理装置51に限らず、情報処理装置51に有線又は無線のネットワークを経由して接続された他の情報処理装置53であってもよく、或いは、クラウド54であってもよい。
次に、図2を参照して、ノイズ解析機能部1は、スイッチング制御信号取得部3と、ノイズ伝達関数取得部4と、ターンオン過渡波形取得部21と、ターンオフ過渡波形取得部22とを備える。
ターンオン過渡波形取得部21は、スイッチング制御される半導体素子(ノイズ源)の時間軸上のターンオン過渡波形(電圧波形)を取得する。同様に、ターンオフ過渡波形取得部22は、当該半導体素子の時間軸上のターンオフ過渡波形(電圧波形)を取得する。
ここで、図3にノイズ解析対象の回路図の一例を示す。図3では、図示を簡略化するために、ケーブル、電源、及び、周辺回路の記載が省略されている。
図3を参照して、解析対象回路200は、入力正極端子201及び入力負極端子202の間に直列接続された、上アーム半導体素子101及び下アーム半導体素子102を有する。入力正極端子201及び入力負極端子202の間には、平滑用のキャパシタ204が接続される。
上アーム半導体素子101の高電位側端子は、入力正極端子201と接続され、下アーム半導体素子102の低電位側端子は、入力負極端子202と接続される。上アーム半導体素子101の低電位側端子と、下アーム半導体素子102の高電位側端子は、中間端子205と接続される。負荷203は、入力正極端子201及び中間端子205の間に接続される。図3の構成例では、上アーム半導体素子101は主にダイオードとして動作する一方で、下アーム半導体素子102が主にトランジスタとして動作する。
或いは、図3の構成において、負荷203を入力負極端子202及び中間端子205の間に接続することも可能である。この場合には、解析対象回路200において、上アーム半導体素子101が主にトランジスタとして動作する一方で、下アーム半導体素子102は主にダイオードとして動作する。
尚、解析対象回路200は、直列接続された上アーム半導体素子及び下アーム半導体素子のセット(アーム)を、入力正極端子201及び入力負極端子202の間に複数アーム分並列接続する様に構成することも可能である。又、各アームにおいて、直列接続される半導体素子の数は、2個に限らず任意の数とすることも可能である。
解析対象回路200において、上アーム半導体素子101及び下アーム半導体素子102の各々(以下、包括的に、単に「半導体素子」とも表記する)は、入力正極端子201及び入力負極端子202の間の直流電力と、負荷203に対して入出力される電力(直流電力又は交流電力)の間で所望の電力変換が実行される様に、スイッチング制御される。スイッチング制御により、半導体素子では、オフ状態からオン状態に遷移するターンオン、及び、オン状態からオフ状態に遷移するターンオフが繰り返し実行される。
図4~図6には、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形の例が示される。図4及び図5には、過渡波形として、電圧波形が示される。
図4には、t1で半導体素子(トランジスタとして動作)がターンオンされたときの、半導体素子(トランジスタとして動作)の端子間電圧Vtr(以下、トランジスタ電圧Vtrとも称する)及び半導体素子(ダイオードとして動作)の端子間電圧Vdi(以下、ダイオード電圧Vdiとも称する)の波形が示される。半導体素子(トランジスタとして動作)のオフ期間は、ダイオードの導通によりVdiがゼロの近傍である一方で、Vtr>0となってトランジスタが導通を阻止している。トランジスタのターンオンに応じて、Vtrが0に低下する一方で、ダイオードがオフすることによりVdiが上昇するが、この際に、Vtr及びVdiに生じる急峻な電圧変化がノイズ源となり得る。即ち、t1以降の電圧波形が、ターンオン過渡波形に相当する。
尚、t1はターンオン過渡波形における基準時刻であり、t1=0と定義される。又、図4ではt1をVtr、Vdiの電圧変化が始まる時刻に対応させて定めているが、半導体素子のゲート電圧の電圧変化が始まる時刻に対応させて、基準となるt1を定めてもよい。或いは、後述するスイッチング制御信号の変化が始まる時刻に対応させて、t1を定めることも可能である。
同様に、図5には、t2で半導体素子(トランジスタとして動作)がターンオフされたときの、半導体素子(トランジスタとして動作)の端子間電圧Vtr及び半導体素子(ダイオードとして動作)の端子間電圧Vdiが示される。トランジスタのオン期間には、Vtrがゼロの近傍である一方で、Vdi>0となってダイオードが導通を阻止している。トランジスタのターンオフに応じて、Vtrが0から上昇する一方で、ダイオードがオンすることによりVdiが0に低下するが、この際に、Vtr及びVdiに生じる急峻な電圧変化がノイズ源となり得る。即ち、t2以降の電圧波形が、ターンオフ過渡波形に相当する。
尚、t2はターンオフ過渡波形における基準時刻であり、t2=0と定義される。又、図5ではt2をVtr、Vdiの電圧変化が始まる時刻に対応させて定めているが、半導体素子のゲート電圧の電圧変化が始まる時刻に対応させて、基準となるt2を定めてもよい。或いは、後述するスイッチング制御信号の変化が始まる時刻に対応させて、t2を定めることも可能である。
図4及び図5に示される電圧変化が半導体素子のターンオン毎及びターンオフ毎にそれぞれ発生するので、シミュレーション結果又は実測データに基づいて、半導体素子のターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を予め得ることができる。
例えば、実測データは、トリガ機能及びメモリ機能を有するオシロスコープ(図示せず)を用いて取得することができる。具体的には、半導体素子のターンオン又はターンオフをトリガとして、図4又は図5に示された実測波形をメモリすることによって、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を得ることができる。
或いは、図6に示される様に、電流波形(例えば、トランジスタ電流Itr)を過渡波形とすることも可能である。図6には、一例として、図3の解析対象回路200内の下アーム半導体素子102(主に、トランジスタとして動作)の電流実測波形の一例が示される。電流波形についても、シミュレーション結果又は実測データ(オシロスコープ)に基づいて、過渡波形を予め定めることができる。この様に、ターンオン過渡波形取得部21及びターンオフ過渡波形取得部22によって取得されるターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形の各々は、必ずしも電圧波形である必要はなく、いずれか一方もしくは両方に電流波形を用いることも可能である。
更に、実測又はシミュレーションから得られた半導体素子のターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形については、当該過渡波形のデータベースを情報処理装置51,53及びクラウド54のいずれかに予め保存することができる。図2に示されたターンオン過渡波形取得部21及びターンオフ過渡波形取得部22は、当該データベースにアクセスすることにより、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を取得することができる。
これにより、ターンオン過渡波形取得部21は、1回のターンオン時における時間軸上の電圧変化又は電流変化を示す情報を取得する。同様に、ターンオフ過渡波形取得部22は、1回のターンオフ時における時間軸上の電圧変化又は電流変化を示す情報を取得する。
尚、図3に例示した様な、トランジスタ及びダイオードを組み合わせた回路では、図4及び図5に示した様に、トランジスタがターンオンするとダイオードがターンオフし、トランジスタがターンオフするとダイオードがターンオンする。従って、半導体素子のターンオン過渡波形(図4)は、厳密には、Vtrのターンオン過渡波形とVdiのターンオフ過渡波形とを含むことになる。同様に、半導体素子のターンオフ過渡波形(図5)は、厳密には、Vtrのターンオフ過渡波形とVdiのターンオン過渡波形とを含むことになる。
又、トランジスタ及びダイオードの一方のみのノイズが支配的である場合には、トランジスタの過渡電圧波形又は過渡電流波形と、ダイオードの過渡電圧波形又は過渡電流波形との一方のみを、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形とすることも可能である。
尚、図3に示された解析対象回路200中には2個の半導体素子がノイズ源として存在しているが、図2では、説明を簡単にするために、1個のノイズ源(半導体素子)から出力されるノイズ解析のための構成を示している。
再び図2を参照して、スイッチング制御信号取得部3は、当該半導体素子のターンオン時刻及びターンオフ時刻の情報を含むスイッチング制御信号を取得する。スイッチング制御信号は、ノイズ源となる半導体素子のターンオン及びターンオフの発生時系列情報を含む。
例えば、図7に示される、半導体素子のオン期間及びオフ期間を指定するためのゲート信号を、スイッチング制御信号として用いることができる。
図7を参照して、ゲート信号は、半導体素子がオン状態に制御されるべき期間において「1」に設定される一方で、オフ状態に制御されるべき期間において「0」に設定される、時間領域のデータである。この場合には、スイッチング制御信号とされるゲート信号の値が「0」から「1」に変化した時刻がターンオン発生時刻に相当し、「1」から「0」に変化した時刻がターンオフ発生時刻に相当する。
尚、スイッチング制御信号の値は、「0」及び「1」のデジタル値に限定されるものではなく、オン状態の期間とオフ状態の期間とで異なる様に設定されるアナログ値であってもよい。この場合には、当該アナログ値と予め定められた閾値との大小関係が反転する時刻が、ターンオン時刻又はターンオフ時刻に相当することになる。
この様に、1個のノイズ源(半導体素子)に対して、1個のスイッチング制御信号が用意され、各スイッチング制御信号には、対応する半導体素子(ノイズ源)のターンオン発生時刻及びターンオフ発生時刻を示す、時間軸上の情報が含まれる。尚、半導体素子(トランジスタとして動作)のターンオン時刻が半導体素子(ダイオードとして動作)のターンオフ時刻であり、半導体素子(トランジスタとして動作)のターンオフ時刻が半導体素子(ダイオードとして動作)のターンオン時刻であると定義して、半導体素子(トランジスタとして動作)のみのスイッチング制御信号を用意してもよい。
具体的には、スイッチング制御信号には、1個の半導体素子(ノイズ源)について、複数回のターンオン発生時刻、及び、複数回のターンオフ発生時刻を示す時間軸上の情報が含まれる。又、スイッチング制御信号は、これらのターンオン発生時刻及びターンオフ発生時刻そのものを示す情報によって構成されてもよい。
この様に、複数回のターンオン発生時刻及びターンオフ時刻を含むことによって、半導体素子のオン期間長及びオフ期間長の変化を、スイッチング制御信号データに反映することができる。
再び図2を参照して、ノイズ解析機能部1は、フーリエ変換部23,24と、観測ノイズ計算部10とを更に備える。フーリエ変換部23は、ターンオン過渡波形取得部21によって取得されたターンオン過渡波形をフーリエ変換した、周波数領域のターンオンノイズ源スペクトルSPNonを出力する。同様に、フーリエ変換部24は、ターンオフ過渡波形取得部22によって取得されたターンオフ過渡波形をフーリエ変換した周波数領域のターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを出力する。フーリエ変換部23及び24によって時間軸上の過渡波形データがフーリエ変換されたターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffは、スイッチング制御信号取得部3からのスイッチング制御信号、及び、ノイズ伝達関数取得部4からのノイズ伝達関数と共に、観測ノイズ計算部10へ入力される。
ここで、図8及び図9を用いて、過渡波形のフーリエ変換処理の一例を説明する。
図8には、図4に示された半導体素子のターンオン過渡波形(トランジスタ電圧Vtr)の折れ線近似例が示される。実測波形を用いる場合には、熱雑音又は外乱ノイズ等の影響を受けるため、図8中に実線で示された実測波形を、破線で示される様に折れ線近似して、当該折れ線近似された波形を、フーリエ変換の対象とすることが好ましい。
図8には、図4に示された半導体素子のターンオン過渡波形(トランジスタ電圧Vtr)の折れ線近似例が示される。実測波形を用いる場合には、熱雑音又は外乱ノイズ等の影響を受けるため、図8中に実線で示された実測波形を、破線で示される様に折れ線近似して、当該折れ線近似された波形を、フーリエ変換の対象とすることが好ましい。
折れ線近似された波形は、ノイズ解析機能部1の内部で折れ線近似を自動的に実行することによって生成されてもよく、ターンオン過渡波形取得部21及びターンオフ過渡波形取得部22が取得するターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形について、折れ線近似されたものを予め準備してもよい。尚、折れ線近似に限らず、任意の回帰曲線で近似してもよい。
図9には、図8に示される、折れ線近似された波形をフーリエ変換した結果が示される。フーリエ変換は、通常は、複素数のスペクトルが得られるように計算される。図9は、各周波数でのスペクトルの絶対値をプロットしたものである。フーリエ変換は例えば次の式(1)で得られる。
式(1)において、N(f)は周波数fにおけるノイズ源スペクトルである。n(t)は、上述のt1及びt2をt=0と定義した時間軸上のターンオン過渡波形又はターンオフ過渡波形を示す、電圧値又は電流値である。w(t)は窓関数であり、Tは窓関数の時間幅である。
或いは、フーリエ変換部23,24では、式(1)と同等のフーリエ変換の計算結果が得られる、変形式又は近似式を用いることも可能である。尚、窓関数の時間幅Tの設定は任意であり、過渡波形のデータの時間長に対して、窓関数の時間幅Tの方が長い場合は、過渡波形のデータを外挿で補間してもよい。又、f=0、すなわち直流のノイズ源スペクトルを計算する必要はないが、f=0の場合には、式(1)で得られた値を2で割る必要がある。
フーリエ変換部23,24は、ターンオン及びターンオフのそれぞれの1回分の過渡波形(図4~図6)をフーリエ変換の対象としている。即ち、フーリエ変換部23,24でフーリエ変換の対象となる過渡波形(ターンオン及びターンオフ)の個数は、スイッチング制御信号から取得される複数回のターンオン発生時刻及び複数回のターンオフ発生時刻の個数よりも少ないことが理解される。
再び図2を参照して、図2の例では、フーリエ変換部23,24によって、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を並列してフーリエ変換しているが、共通のフーリエ変換部によって、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を順次フーリエ変換することも可能である。
観測ノイズ計算部10は、フーリエ変換部23,24からのターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffと、スイッチング制御信号取得部3からのスイッチング制御信号データと、ノイズ伝達関数取得部4からのノイズ伝達関数とを用いて、観測ノイズ計算結果RTNSを算出する。
図10には、図2に示された観測ノイズ計算部10の構成例を説明するブロック図が示される。
図10を参照して、観測ノイズ計算部10は、乗算部12,13と、合計計算部10Xとを含む。ノイズ伝達関数取得部4は、ターンオン時のノイズ伝達関数Gonと、ターンオフ時のノイズ伝達関数Goffとを取得する。即ち、図10の例では、ターンオン時及びターンオフ時で、ノイズ伝達関数が個別に設定される。
乗算部12は、ターンオンノイズ源スペクトルSPNonと、ターンオン時のノイズ伝達関数Gonとを乗算する。乗算部13は、ターンオフノイズ源スペクトルSPNoffと、ターンオフ時のノイズ伝達関数Goffとを乗算する。
ここで、ノイズ伝達関数とは、ノイズ源からノイズ観測点に至るまでの周波数領域の伝達関数を含むデータであり、例えば、電磁界解析又は回路解析によって予め求めることができる。当該ノイズ伝達関数は、例えば、ノイズ源に1[V]の電圧又は1[A]の電流を与えたときの、ノイズ観測点の電圧又は電流によって示される。ノイズ源及びノイズ観測点の位相差を考慮するためには、ノイズ観測点の電圧又は電流が複素数で示される必要がある。
又、後述する様に、ノイズ源及びノイズ観測点が複数ある場合には、ノイズ伝達関数のデータは、ノイズ源とノイズ観測点の組み合わせそれぞれについてのノイズ伝達関数を含む。ノイズ観測点で観測する対象は、電圧、電流に限らず、電界、磁界であってもよいが、本明細書では、電界、磁界の場合を省略して、電圧、電流をノイズとして説明する。
ノイズ伝達関数のデータは、ノイズ源及びノイズ観測点のポートを有するSパラメータのデータであってもよく、Sパラメータの変換計算を行うことで、ノイズ源に1[V]の電圧又は1[A]の電流を与えたときのノイズ観測点の電圧又は電流を導出したものを、ノイズ伝達関数取得部4によって得られるノイズ伝達関数として用いてもよい。
尚、複数のノイズ源及び複数のノイズ観測点のポートを有するSパラメータを用いる場合には、1つのSパラメータのデータから、ノイズ源及びノイズ観測点の組み合わせのそれぞれに対してノイズ伝達関数を導出してもよい。Sパラメータの変換を行う際には、ノイズ源に直列又は並列に任意のインピーダンスを与えてもよく、例えば、1[V]の電圧に直列にターンオン時の半導体素子の抵抗を与えてもよく、1[A]の電流に並列にターンオフ時の半導体素子の静電容量を与えてもよい。
或いは、Sパラメータの代わりに、Sパラメータとの相互変換が可能なYパラメータ、Zパラメータ、又は、Fパラメータを用いて、ノイズ伝達関数を設定することも可能である。
図10に示される様に、ターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffが、ターンオン時のノイズ伝達関数Gon及びターンオフ時のノイズ伝達関数Goffとそれぞれ乗算されることでターンオン観測ノイズとターンオフ観測ノイズが計算される。更に、これらのターンオン観測ノイズとターンオフ観測ノイズをスイッチング制御信号のデータに基づき合計加算することで、観測ノイズが計算される。
図11には、図10に示された合計計算部10Xの構成例を説明するブロック図が示される。
図11を参照して、合計計算部10Xは、時間範囲設定部14と、位相変換部14a,14bと、乗算部15,16と、加算部17,18とを有する。
時間範囲設定部14は、スイッチング制御信号取得部3からのスイッチング制御信号から、指定されたノイズ解析対象期間(開始時間Tstr~終了時間Tend)に含まれる、第1回~第N回(N:自然数)のターンオン発生時刻及びターンオフ発生時刻を抽出する。これにより、スイッチング制御信号から、第i回(i:1~N)のターンオン時刻ton(i)と、第i回(i:1~N)のターンオフ時刻toff(i)が得られる。尚、ノイズ解析対象期間は任意に設定することが可能であり、スイッチング制御信号取得部3によって取得されたスイッチング制御信号に対応する時間領域の一部又は全部とすることができる。
以下では、説明を簡単にするために、同数(N個ずつ)のターンオン時刻及びターンオフ時刻が抽出される例を説明するが、実際には、ノイズ解析対象期間の最端のパルスからターンオン時刻及びターンオフ時刻の一方のみが抽出されることで、ターンオン時刻及びターンオフ時刻の数に差異が生じるケースも有り得る。
位相変換部14aは、第i回目のターンオン時刻ton(i)=tとして、ターンオン時刻の違いによって生じる位相の違いをノイズ源スペクトルに与えるために、exp(-j・2πft)を算出する。同様に、位相変換部14bは、第i回目のターンオフ時刻toff(i)=tとして、ターンオフの時間差を位相差で表現するために、exp(-j・2πft)を算出する。ターンオン時刻ton(i)及びターンオフ時刻toff(i)のそれぞれに対応して算出されたexp(-j・2πft)は、「複数の位相差情報」の一実施例に対応する。これらの位相差情報をノイズ源スペクトルに乗算することで、複数回ずつのターンオン時刻及びターンオフ時刻それぞれにおける位相変化をノイズ源スペクトルに含めることができる。
乗算部15は、乗算部12の出力値(ターンオン観測ノイズ)と、位相変換部14aからの複数回のターンオン時刻の位相差情報のそれぞれとの乗算結果を出力する。これにより、第i回(i:1~N)のターンオン時刻ton(i)のそれぞれに対応するターンオン観測ノイズNSon(i)が算出される。
同様に、乗算部16は、乗算部13の出力値(ターンオフ観測ノイズ)と、位相変換部14bからの複数回のターンオフ時刻の位相差情報のそれぞれとの乗算結果を出力する。これにより、第i回(i:1~N)のターンオフ時刻toff(i)に対応するターンオフ観測ノイズNSoff(i)が算出される。
ターンオン観測ノイズNSon(i)及びターンオフ観測ノイズNSoff(i)は、ノイズ源スペクトル(ターンオンノイズ源スペクトルSPNon又はターンオフノイズ源スペクトルSPNoff)がターンオン時刻ton(i)及びターンオフ時刻toff(i)のそれぞれに対応する位相差情報によってそれぞれ位相変換された複数のノイズ源スペクトルと、ノイズ伝達関数(Gon又はGoff)との乗算値である「複数の乗算値」の一実施例に対応する。尚、図10,図11において、乗算部12,13と、乗算部15,16との位置(乗算の前後)を入れ替えても、同様の「複数の乗算値」を算出することが可能であり、乗算部12,13,15,16によって「第1乗算部」の機能が実現される。
加算部17は、乗算部15からのターンオン観測ノイズNSon(i)と、乗算部16からのターンオフ観測ノイズNSoff(i)とを加算して、第i回のパルス(即ち、1回のターンオン及びターンオフ)の観測ノイズNS(i)を算出する。これにより、i=1~N、即ち、第1回~第N回のパルスのそれぞれ観測ノイズNS(1)~NS(N)が算出される。
加算部18は、加算部17によって算出された観測ノイズNS(1)~NS(N)を加算することによって、観測ノイズ計算結果RTNSを出力する。観測ノイズ計算結果RTNSは、図9に例示したノイズ源スペクトルと同様の、各周波数でのノイズ強度(例えば、雑音電圧[dBV])のデータの集合として示される。
尚、この際に、複数回のパルス間での重み付けを変えて加算することも可能である。例えば、重み付け係数kw(i)を導入して、加算部17からの観測ノイズNS(i)及び重み付け係数kw(i)の乗算値を加算部18で合計することも可能である。一例として、重み付け係数kw(i)は、ノイズ解析対象期間の中央部で値が大きく、端部で値が小さくなる様に設定することができる。
図11において、スイッチング制御信号取得部3は「第1取得部」の一実施例に対応し、ノイズ伝達関数取得部4は「第2取得部」の一実施例に対応する。又、加算部17,18によって「第1加算部」の機能が実現される。又、ターンオン時刻ton(i)及びターンオフ時刻toff(i)は、半導体素子の複数回のスイッチングが起こる「複数の発生時刻」に対応する。
図11に示された観測ノイズ計算結果RTNSは、時間範囲設定部14によって設定された1個のノイズ解析対象期間に対応して算出される。従って、時間範囲設定部14が複数のノイズ解析対象期間を設定すると、当該複数のノイズ解析対象期間毎に観測ノイズ計算結果RTNSを算出することが可能である。この場合には、算出された複数の観測ノイズ計算結果RTNSの統計計算(平均値、最大値、最小値等の算出)を実行する機能を更に具備して、統計計算で得られた結果を、最終的な観測ノイズ計算結果RTNSとして、ノイズ解析機能部1(図2)から出力することも可能である。
尚、図11の構成例において、加算部17及び18のそれぞれによる加算の順序を入れ替えても、同じ観測ノイズ計算結果RTNSが得られることについて確認的に記載する。即ち、加算部18によるN回分の加算演算結果に対して、加算部17によるターンオンノイズ及びターンオフノイズの加算演算を実行する構成とすることも可能である。
図12には、複数個のノイズ源(半導体素子)からの観測ノイズを計算するための観測ノイズ計算部11の構成例が示される。例えば、図3に例示した解析対象回路200において、半導体素子101及び102のそれぞれを別個のノイズ源として観測ノイズを計算する際に、図12に示された観測ノイズ計算部を適用することができる。
図12に示される様に、観測ノイズ計算部11は、各ノイズ源に対応して設けられた合計計算部10X(図11と同様の構成)と、加算部19とを有する。各合計計算部10Xからは、加算部18の出力として、ノイズ源毎に観測ノイズ計算結果が算出される。
加算部19は、ノイズ源毎に設けられた合計計算部10Xからの観測ノイズ計算結果を加算して、複数のノイズ源からの観測ノイズの合計値を、観測ノイズ計算結果RTNSとして出力する。これにより、任意の個数のノイズ源に対応して、観測ノイズ計算結果RTNSを求めることが可能である。即ち、加算部19は「第2加算部」の一実施例に対応する。
以上説明した様に、実施の形態1に係るノイズ解析技術によれば、フーリエ変換の対象となる時間幅を最小限のパルス数(代表的には、1回分)に抑えた上で、オン期間長及びオフ期間長が変化する情報を含む複数のパルスでの半導体素子のターンオン及びターンオフをノイズ源とするノイズ解析を行うことができる。これにより、複数のパルスを直接フーリエ変換の対象としてフーリエ変換の所要時間を増大することなく、半導体素子のオン期間長及びオフ期間長が変化する挙動を反映させて、ノイズ解析を高速かつ正確に実行することが可能となる。
以上では、1個又は複数個のノイズ源に対するノイズ解析に係る基本構成を説明したが、以下では、実施の形態1に係るノイズ解析技術の変形例及び詳細な具体例について適宜説明する。
図13には、図10と対比される、観測ノイズ計算部10(図2)の構成の変形例が示される。
図13を参照して、ノイズ伝達関数取得部4は、ターンオン時及びターンオフ時に共通に設定されるノイズ伝達関数Gcmnを取得してもよい。この場合には、観測ノイズ計算部10は、合計計算部10Yと、乗算部12Yとを有する様に構成することができる。
合計計算部10Yは、図11に示された合計計算部10Xの構成から、乗算部12,13が削除された構成を有する。更に、乗算部12Yは、図11の加算部18の出力値と、ノイズ伝達関数Gcmnとを乗算する様に構成される。これにより、図11において、Gon=Goff=Gcmnとした観測ノイズ計算結果RTNSを得ることができる。
尚、図11の構成において、Gon=Goff=Gcmnを乗算部12,13に入力しても上記同様の観測ノイズ計算結果RTNSを得ることが可能であるが、図13の構成とすることで、乗算演算を1回減少することができるので、ノイズ解析時間の短縮を図ることができる。
図14には、図2に示されたノイズ解析機能部1の変形例が示される。
図2の構成では、ノイズ解析機能部1にフーリエ変換部23,24を設けることによってターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形をターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを取得していた。
図2の構成では、ノイズ解析機能部1にフーリエ変換部23,24を設けることによってターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形をターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを取得していた。
これに対して、図14の変形例では、ノイズ解析機能部1に対して、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を予めフーリエ変換して得られたターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffが入力される。
この場合には、ターンオンノイズ源スペクトル取得部25及びターンオフノイズ源スペクトル取得部26が、ノイズ解析機能部1に入力されたターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを取得する。図14では、ターンオンノイズ源スペクトル取得部25及びターンオフノイズ源スペクトル取得部26は「第3取得部」の一実施例に対応する。
取得されたターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffは、観測ノイズ計算部10に対して入力されることで、図10又は図13の構成によって観測ノイズ計算結果RTNSを算出することができる。
或いは、図2及び図14を統合して、ノイズ解析機能部1に対して入力されるターンオンノイズ源データ及びターンオフノイズ源のデータが、過渡波形(時間領域)及びスペクトル(周波数領域)のいずれであるかを自動判定する機能を設けることも可能である。この場合には、当該自動判定の結果に従って、図2のフーリエ変換部23,24を経由する経路及びバイパスする経路を選択して、ターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを観測ノイズ計算部10に入力する構成とすることができる。これにより、ノイズ解析における、ターンオンノイズ源データ及びターンオフノイズ源データとして、過渡波形(時間領域)及びスペクトル(周波数領域)の両方を許容することが可能となる。
尚、図4及び図5では、t1及びt2をゼロ時刻として基準とした過渡波形を例示したが、過渡波形のデータを入力する時点では、t1及びt2とゼロ時刻との間にずれが生じる場合があってもよい。この様な場合には、図15に示される構成を適用するとこで、過渡波形からターンオンの発生時刻もしくはターンオフの発生時刻を自動的に検出して、時刻ずれの補正処理を自動的に実行することも可能である。
図15を参照して、ターンオン過渡波形取得部21によって取得されたターンオン過渡波形(例えば、図4)は、時刻ずれ検出機能部27aに入力される。時刻ずれ検出機能部27aは、過渡波形データの最初の時刻(図4における原点の時刻)における電圧値(又は、電流値)を初期値として格納する。更に、時刻ずれ検出機能部27aは、以降の各時刻において、当該時刻における電圧値(又は、電流値)と初期値との差分を予め定められた閾値と比較して、差分の絶対値が閾値よりも大きくなると、ターンオンの発生を検出する。当該閾値は、例えば、図4のt1近傍において、ターンオンが検知されるように定めることができる。
時刻ずれ検出機能部27aは、ゼロ時刻(原点相当の時刻)と、ターンオンの検出時刻との時間差を時刻ずれ量τとして検出する。時刻ずれ量τは、基準となるゼロ時刻よりも遅くターンオンが発生したときに正値(τ>0)とすることを想定しているが、一方で、当該ゼロ時刻よりも早くターンオンが発生したときには負値(τ<0)とすることで対応できる。
時刻ずれ補正機能部28aは、ターンオン過渡波形取得部21によって取得されたターンオン過渡波形の時間軸データを、時刻ずれ検出機能部27aによって検出された時刻ずれ量τに従って補正したターンオン過渡波形をフーリエ変換部23に入力する。
同様に、ターンオフ過渡波形取得部22によって取得されたターンオフ過渡波形(例えば、図5)に対しても、時刻ずれ検出機能部27a及び時刻ずれ補正機能部28aと同様の、時刻ずれ検出機能部27b及び時刻ずれ補正機能部28bが設けられる。即ち、時刻ずれ検出機能部27bは、ゼロ時刻(原点相当の時刻)と、ターンオフの検出時刻との時間差を時刻ずれ量τとして検出する。尚、ターンオンに係る時刻ずれ量τ(時刻ずれ検出機能部27a)と、ターンオフに係る時刻ずれ量τ(時刻ずれ検出機能部27b)とについて、説明を簡略化するための同じ記号で表記しているが、実際には、両者は異なる値となり得るものである。ターンオフに係る時刻ずれ量τについても、基準となるゼロ時刻よりも遅くターンオフが発生したときに正値(τ>0)とする一方で、当該ゼロ時刻よりも早くターンオフが発生したときに負値(τ<0)とすることができる。
この様な構成とすることにより、ターンオン時刻及びターンオフ時刻をゼロ時刻とする電圧波形又は電流波形を入力しなくても、ターンオン時刻又はターンオフ時刻との時間ずれ量を自動的に補正して、ターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを得るための過渡波形データを得ることができる。
或いは、図16に示される様に、時刻ずれ補正機能部28a,28bは、フーリエ変換部23,24の後段に配置することも可能である。この場合には、時刻ずれ補正機能部28a,28bは、時刻ずれ検出機能部27a,27bによって検出された時刻ずれ量τに従って、フーリエ変換部23,24の出力に対して、exp(-j・2πf(-τ))=exp(j・2πfτ)を乗算する様に構成される。図16の構成例を用いても、図15と同様のターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを得ることが可能である。
例えば図11では、ターンオン時刻ton(i)及びターンオフ時刻toff(i)のそれぞれに対応して算出されたexp(-j・2πft)を周波数領域で乗算することで位相変換を実行したが、図34に示される構成によって、時間領域において位相変換を実行する変形例も可能である。
図34は、時間領域で位相変換を実行する変形例を説明するブロック図である。
図34を参照して、ターンオン過渡波形取得部21によって取得されたターンオン過渡波形は、位相変換部14cに入力される。位相変換部14cは、時間範囲設定部14によって抽出されたターンオン時刻ton(i)を受けて、ターンオン時刻ton(i)にそれぞれ対応する時間差に従って時間軸上でシフトされたターンオン過渡波形を出力する。この様にして、時間領域で位相差が反映されたターンオン過渡波形(波形データ)が、フーリエ変換部23に入力される。フーリエ変換部23は、位相変換部14cから出力された、各ターンオン時刻ton(i)のターンオン過渡波形(波形データ)をフーリエ変換する。
図34を参照して、ターンオン過渡波形取得部21によって取得されたターンオン過渡波形は、位相変換部14cに入力される。位相変換部14cは、時間範囲設定部14によって抽出されたターンオン時刻ton(i)を受けて、ターンオン時刻ton(i)にそれぞれ対応する時間差に従って時間軸上でシフトされたターンオン過渡波形を出力する。この様にして、時間領域で位相差が反映されたターンオン過渡波形(波形データ)が、フーリエ変換部23に入力される。フーリエ変換部23は、位相変換部14cから出力された、各ターンオン時刻ton(i)のターンオン過渡波形(波形データ)をフーリエ変換する。
同様に、ターンオフ過渡波形取得部22によって取得されたターンオフ過渡波形は、位相変換部14dに入力される。位相変換部14dは、時間範囲設定部14によって抽出されたターンオフ時刻toff(i)を受けて、ターンオフ時刻toff(i)にそれぞれ対応する時間差に従って時間軸上でシフトされたターンオフ過渡波形を出力する。フーリエ変換部24は、位相変換部14dからの、時間領域で位相差が反映された各ターンオフ時刻toff(i)のターンオフ過渡波形(波形データ)をフーリエ変換する。
図11に示された合計計算部10Xは、位相変換部14a,14b及び乗算部15,16に代えて、図34の構成を適用して、フーリエ変換部23,24の出力に、乗算部12,13によってノイズ伝達関数Gon,Goffを乗算することで、ターンオフ観測ノイズNSoff(i)及びターンオン観測ノイズNSon(i)を算出する様に変形することができる。
図34の変形例によって位相差情報による位相変換を時間領域で実行しても、ターンオン及びターンオフを含むパルス全体をフーリエ変換の対象としなくてよいので、フーリエ変換の対象となる時間ステップ数の削減には一定の効果を享受することができる。但し、位相変換後にフーリエ変換することで、ターンオン及びターンオフの発生回数分のフーリエ変換が必要になるので、周波数領域での乗算によって位相変換を実行する方が、フーリエ変換の演算負荷の削減効果は高くなる。
次に、ノイズ伝達関数がSパラメータである場合を例示して、図17~図21を用いてノイズ伝達関数の結線例を説明する。上述の様に、ノイズ伝達関数は、ノイズ源からノイズ観測点に至るまでの伝搬経路における周波数領域でのノイズの伝達関数を意味する。
図17には、ノイズ源及びノイズ観測点が2個ずつのときの結線図が第1の例として示される。
図17に示される様に、ノイズ伝達関数81は、4つのポートPrt1~Prt4を有し、ポートPrt1~Prt4は、第1ノイズ源71、第2ノイズ源72、第1ノイズ観測点73、第2ノイズ観測点74にそれぞれ接続される。第1ノイズ源71及び第2ノイズ源72は、例えば、図3に例示された解析対象回路200内の上アーム半導体素子101及び下アーム半導体素子102にそれぞれ対応する。尚、ポートの数は、4つに制限されるものではなく、任意の数とすることができる。
図18には、ノイズ源及びノイズ観測点がそれぞれ単一であるときの結線図が第2の例として示される。
図18では、ノイズ伝達関数81は、2つのポートPrt1,Prt2を有し、ポートPrt1は、第1ノイズ源71と接続されるとともに、ポートPrt2は、第1ノイズ観測点73と接続される。
ノイズ解析の対象とするべき、ノイズ源及びノイズ観測点の間の伝達関数を予め導出して、ノイズ伝達関数取得部4によって当該伝達関数のデータを読み出すことにより、ノイズ解析に用いるノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)を取得することができる。
図19には、中継点を介して伝達関数が2つに分割されるときの結線図が第3の例として示される。
図19に示される様に、第1ノイズ源71及び第1ノイズ観測点73の間の伝達関数は、第1ノイズ源71及び中継点82の間の第1ノイズ伝達関数81aと、第1ノイズ観測点73及び中継点82の間の第2ノイズ伝達関数81bとに分割される。即ち、図19では、第1ノイズ源71及び第1ノイズ観測点73の間が中継点82を介して2個の伝搬経路に分割されており、第1ノイズ伝達関数81a及び第2ノイズ伝達関数81bは、当該2個の伝搬経路の伝達関数にそれぞれ相当する。
第1ノイズ伝達関数81a及び第2ノイズ伝達関数81bの各々は、2つのポートPrt1,Prt2を有する。第1ノイズ伝達関数81aのポートPrt1及びPrt2は、第1ノイズ源71及び中継点82とそれぞれ接続される。第2ノイズ伝達関数81bのポートPrt1及びPrt2は、中継点82及び第1ノイズ観測点73とそれぞれ接続される。
図20には、複数の中継点を介して伝達関数が2つに分割されるときの結線図が第4の例として示される。
図20に示される様に、第1ノイズ源71及び第1ノイズ観測点73の間の伝達関数は、第1ノイズ源71及び中継点83,84の間の第1ノイズ伝達関数81aと、第1ノイズ観測点73及び中継点82,83の間の第2ノイズ伝達関数81bとに分割される。図20においても、第1ノイズ源71及び第1ノイズ観測点73の間は、中継点83,84を介して2個の伝搬経路に分割されており、第1ノイズ伝達関数81a及び第2ノイズ伝達関数81bは、当該2個の伝搬経路の伝達関数にそれぞれ相当する。
第1ノイズ伝達関数81a及び第2ノイズ伝達関数81bの各々は、3つのポートPrt1~Prt3を有する。第1ノイズ伝達関数81aにおいて、ポートPrt1は第1ノイズ源71と接続され、ポートPrt2は中継点83と接続され、ポートPrt3は中継点84と接続される。又、第2ノイズ伝達関数81bにおいて、ポートPrt1は中継点83と接続され、ポートPrt2は第1ノイズ観測点73と接続され、ポートPrt3は中継点84と接続される。
図19及び図20に例示した様に、解析すべきノイズ源及びノイズ観測点の間のノイズ伝達関数を複数に分割した場合には、図21の構成を適用することで、ノイズ解析機能部1で用いるノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)を取得することができる。
図21を参照して、伝達関数統合部4Xは、図19及び図20での第1ノイズ伝達関数81a及び第2ノイズ伝達関数82aのデータを入力されて、両者を統合した伝達関数データによりノイズ伝達関数Gon,Goffを出力する。伝達関数統合部4Xが、ノイズ伝達関数取得部4の後段に配置されることで、分割された伝達関数を統合することによってノイズ解析機能部1で用いるノイズ伝達関数を取得することができる。
図21には、ターンオンノイズ源及びターンオフノイズ源に対するノイズ伝達関数が個別である図10の構成において、伝達関数統合部4Xが適用される例が示されている。同様に、ターンオンノイズ源及びターンオフノイズ源に対するノイズ伝達関数が共通である図13の構成においても、伝達関数統合部4Xを適用して、ノイズ伝達関数Gcmnを取得することが可能である。
ノイズ伝達関数を複数に分けることで、ノイズ伝達関数を区間ごとに個別に導出することが可能となる。これにより、一部の区間の設計が変更されても、変更された区間分のノイズ伝達関数のみを導出しなおせばよく、ノイズ伝達関数の全体を導出しなおす必要がなくなる。この結果、ノイズ伝達関数のデータを準備する負荷を削減できる。
尚、ノイズ伝達関数の分割数は2に限定されるものではなく、3つ以上の任意の複数に分割されてもよい。この場合にも、図20と同様に、解析すべきノイズ源及びノイズ観測点の間での分割された複数の伝搬経路のそれぞれの伝達関数を適宜統合することで、ノイズ解析機能部1で用いるノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)を取得することができる。
尚、ノイズ伝達関数の各ポートと、ノイズ源、ノイズ観測点、又は、中継点との接続対応関係は、ノイズ解析プログラムが備える結線設定用のインターフェースにおいて、結線図或いは対応表で定義することが可能である。ノイズ伝達関数取得部4は、解析すべきノイズ源及びノイズ観測点の間の伝搬経路を上記インターフェースに入力し、更に、必要に応じて伝達関数統合部4Xを配置することで、ノイズ解析に用いるノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)を取得することができる。
次に、ノイズ解析対象回路の他の例と、実施の形態1に係るノイズ解析装置で得られた観測ノイズ計算結果の例を更に説明する。
図22は、図3とは異なる、ノイズ解析対象の他の一例を説明する回路図である。
図22の例では、解析対象回路200は、図3と同様のアームを構成する上アーム半導体素子101及び下アーム半導体素子102を有する。上アーム半導体素子101及び下アーム半導体素子102は、出力正極端子301及び出力負極端子302の間に直列接続される。
図22の例では、解析対象回路200は、図3と同様のアームを構成する上アーム半導体素子101及び下アーム半導体素子102を有する。上アーム半導体素子101及び下アーム半導体素子102は、出力正極端子301及び出力負極端子302の間に直列接続される。
上アーム半導体素子101及び下アーム半導体素子102の接続点に対応する中間端子205は、リアクトル304を介して、入力正極端子201と接続される。一方で、図3と同様に、入力負極端子202は、下アーム半導体素子102の低電位側端子と接続され、キャパシタ204は、入力正極端子201及び入力負極端子202の間に接続される。出力負極端子302は、入力負極端子202と共通に、下アーム半導体素子102の低電位側端子と接続される。
負荷303は、出力正極端子301及び出力負極端子302の間に接続される。図22の構成では、下アーム半導体素子102は主にトランジスタとして動作し、上アーム半導体素子101は主にダイオードとして動作する。図3でも説明した様に、解析対象回路200は、直列接続された上アーム半導体素子及び下アーム半導体素子のセットを複数アーム分備えていてもよく、直列接続される半導体素子の数は2個に限らず任意の数とすることができる。或いは、解析対象回路200は、DCDCコンバータであってもよく、ACDCコンバータであってもよい。
図23には、ノイズ解析対象の更に他の一例が示される。
図23の例では、解析対象回路200は、入力正極端子201及び入力負極端子202の間に並列接続された、第1アーム401、第2アーム402、及び、第3アーム403を有する。第1アーム401、第2アーム402、及び、第3アーム403の各々は、入力正極端子201及び入力負極端子202の間に直列接続された、上アーム半導体素子及び下アーム半導体素子で構成される。第1アーム401、第2アーム402、及び、第3アーム403のそれぞれにおいて、上アーム半導体素子及び下アーム半導体素子の接続点に相当する中間端子411~413は、交流負荷405に接続される。即ち、図23の解析対象回路200は、三相インバータとして動作する。
図23の例では、解析対象回路200は、入力正極端子201及び入力負極端子202の間に並列接続された、第1アーム401、第2アーム402、及び、第3アーム403を有する。第1アーム401、第2アーム402、及び、第3アーム403の各々は、入力正極端子201及び入力負極端子202の間に直列接続された、上アーム半導体素子及び下アーム半導体素子で構成される。第1アーム401、第2アーム402、及び、第3アーム403のそれぞれにおいて、上アーム半導体素子及び下アーム半導体素子の接続点に相当する中間端子411~413は、交流負荷405に接続される。即ち、図23の解析対象回路200は、三相インバータとして動作する。
この様に、解析対象回路200は、DCAC変換を行うインバータであってもよく、インバータの相数は3相に限らず任意の相数とすることができる。又、各アームで直列接続される半導体素子の数は2個に限らず任意の個数とすることが可能である。
図24には、図23に示された解析対象回路(三相インバータ)のスイッチング制御に対する観測ノイズ計算結果の例が示される。ここでは、三相インバータの各相アームを構成する半導体素子(ノイズ源)は、交流波形を変調信号とするPWM制御によってスイッチング制御されるものとして、ノイズ解析を行った。又、PWM制御における各半導体素子のスイッチング周波数は10[kHz]とした。インバータのPWM制御では、各半導体素子のスイッチング制御信号は、図7に例示されたスイッチング制御信号と同様に、オン期間長及びオフ期間長が変化することが知られている。
図24には、観測ノイズ計算結果RTNSとして得られた、各周波数でのノイズ強度を示す雑音端子電圧[dBV]がプロットされており、図25には、図24中の0.1「MHz]~0.5[MHz]領域の拡大図が示される。
スイッチング周波数が10[kHz]に固定されるスイッチング制御では、オン期間長が一定である場合には、10[kHz]の整数倍でノイズスペクトルの山が生じるため、スペクトルには10[kHz]間隔で凹凸が生じることになる。
しかしながら、PWM制御が適用される三相インバータ(図23)を対象とする、実施の形態1に係るノイズ解析によれば、図25に示される様に、上述の様な10[kHz]間隔の凹凸は発生していない。
即ち、上述した実施の形態1によれば、図7に示されたゲート信号に含まれる複数のパルスを直接フーリエ変換の対象とすることなく、オン期間長及びオフ期間長の変化を伴うスイッチング制御に対するノイズ解析を実現できることが理解される。
実施の形態2.
実施の形態1では、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を区別してノイズ解析機能部1に入力したが、実施の形態2では、ノイズ解析機能部1の内部で、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を分離可能とする構成について説明する。
実施の形態1では、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を区別してノイズ解析機能部1に入力したが、実施の形態2では、ノイズ解析機能部1の内部で、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を分離可能とする構成について説明する。
図26は、実施の形態2に係るノイズ解析装置の構成例を説明するブロック図である。
図26を参照して、実施の形態2に係るノイズ解析装置のノイズ解析機能部1は、図2に示された実施の形態1での構成と比較して、ターンオン過渡波形取得部21及びターンオフ過渡波形取得部22に代えて、過渡波形取得部20を備える点と、ターンオンターンオフ分離部29を更に備える点で異なる。
図26を参照して、実施の形態2に係るノイズ解析装置のノイズ解析機能部1は、図2に示された実施の形態1での構成と比較して、ターンオン過渡波形取得部21及びターンオフ過渡波形取得部22に代えて、過渡波形取得部20を備える点と、ターンオンターンオフ分離部29を更に備える点で異なる。
過渡波形取得部20は、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形の両方が含まれた過渡波形を取得する。即ち、実施の形態2では、ノイズ解析機能部1(ノイズ解析装置)に対して入力する過渡波形から、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を抽出する処理が不要となる。
図27には、図26に示されたターンオンターンオフ分離部29の構成例が示される。
図27を参照して、ターンオンターンオフ分離部29は、ターンオン時刻検出部31と、ターンオフ時刻検出部32と、ターンオン過渡波形出力部33と、ターンオフ過渡波形出力部34とを有する。
図27を参照して、ターンオンターンオフ分離部29は、ターンオン時刻検出部31と、ターンオフ時刻検出部32と、ターンオン過渡波形出力部33と、ターンオフ過渡波形出力部34とを有する。
ターンオン時刻検出部31は、過渡波形取得部20によって得られた過渡波形に含まれる、時間経過に応じて変化する電圧値(例えば、図4及び図5中のVtr)が、予め定められた閾値と交差する様に低下した時刻に対応して半導体素子のターンオン時刻を検出する。ターンオン過渡波形出力部33は、過渡波形取得部20によって得られた過渡波形から、ターンオン時刻検出部31によって検出されたターンオン時刻を含む一定期間の過渡波形を抽出して、ターンオン過渡波形を出力する。
ターンオフ時刻検出部32は、過渡波形取得部20によって得られた過渡波形に含まれる、時間経過に応じて変化する電圧値(例えば、図4及び図5中のVtr)が、予め定められた閾値と交差する様に上昇した時刻に対応して半導体素子のターンオフ時刻を検出する。ターンオフ過渡波形出力部34は、過渡波形取得部20によって得られた過渡波形から、ターンオフ時刻検出部32によって検出されたターンオフ時刻を含む一定期間の過渡波形を抽出して、ターンオフ過渡波形を出力する。
ターンオン過渡波形出力部33及びターンオフ過渡波形出力部34からは、図2に、ターンオン過渡波形取得部21及びターンオフ過渡波形取得部22によって取得されたのと同様のターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形がそれぞれ出力される。出力されたターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形は、図26のフーリエ変換部23及び24にそれぞれ入力される。或いは、ターンオン過渡波形出力部33及びターンオフ過渡波形出力部34から出力されたターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形は、図34の位相変換部14c,14dへ入力することもできる。
尚、過渡波形が、時間経過に応じて変化する電流値(例えば、図6中のItr)を含む場合には、ターンオン時刻検出部31は、閾値と交差する電流値の上昇に応じてターンオン時刻を検出する様に構成され、ターンオフ時刻検出部32は、閾値と交差する電流値の低下に応じてターンオフ時刻を検出する様に構成することができる。
再び図26を参照して、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を取得するための構成以外は、実施の形態1と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
この様に、実施の形態2に係るノイズ解析技術によれば、ノイズ解析機能部1(ノイズ解析装置)に対して入力する過渡波形について、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を分けて準備する工程を不要とすることができる。
実施の形態3.
一般的に、ノイズを実測するノイズ測定器の分解能帯域幅(Resolution Band Width)が、ノイズ源となる半導体素子のスイッチング周波数よりも高くなる程、測定ノイズは大きく現れることが知られている。実施の形態3では、ノイズ観測点で想定される分解能帯域幅を考慮したノイズ解析技術について説明する。
一般的に、ノイズを実測するノイズ測定器の分解能帯域幅(Resolution Band Width)が、ノイズ源となる半導体素子のスイッチング周波数よりも高くなる程、測定ノイズは大きく現れることが知られている。実施の形態3では、ノイズ観測点で想定される分解能帯域幅を考慮したノイズ解析技術について説明する。
図28は、実施の形態3に係るノイズ解析装置の構成例を説明するブロック図である。
図28を図2と比較して、実施の形態3に係るノイズ解析装置のノイズ解析機能部1は、測定器パラメータ取得部5を更に備える点が異なる。
図28を図2と比較して、実施の形態3に係るノイズ解析装置のノイズ解析機能部1は、測定器パラメータ取得部5を更に備える点が異なる。
そして、観測ノイズ計算部10では、測定器パラメータ取得部5によって取得された、ノイズ観測点で想定される分解能帯域幅に係る情報を反映したノイズ解析を行うために、図29に示された構成を更に備える。代表的には、当該情報は、ノイズ観測点において用いられるノイズ測定器の分解能帯域幅を含む。ノイズ測定器としては、スペクトラムアナライザ、又は、EMI(Electro Magnetic Interference)レシーバ等を適用することができる。実施の形態3に係る図28のその他の部分の構成及び動作は、図2(実施の形態1)と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。
図29は、実施の形態3に係るノイズ解析において観測ノイズ計算部10に追加される機能を説明するためのブロック図である。
図29を参照して、実施の形態3に係る観測ノイズ計算部10は、重み付け演算機能部40を更に含む。重み付け演算機能部40は、窓関数計算部41と、重み付け係数設定部42と、乗算部43,44とを有する。
窓関数計算部41は、時間範囲設定部14(図11)からのノイズ解析対象期間の開始時間Tstr~終了時間Tendの情報に基づき、窓関数w(t)を設定する。窓関数w(t)は、ノイズ解析対象期間外ではw(t)=0に設定される。窓関数w(t)は、ノイズ解析対象期間の端部で値が小さく、中心部で値が大きくなるような形状で設定される。
更に、実施の形態3では窓関数w(t)の形状は、測定器パラメータ取得部5によって取得された分解能帯域幅に基づいて、ノイズ測定器等によるノイズ観測における周波数分解能と一致する様に設定される。例えば、予め定められた総合選択度特性に従って、窓関数w(t)をフーリエ変換したときに、直流成分が0[dB]となり、分解能帯域幅の半分の値の周波数の成分が、-6[dB]又は-3[dB]となるように、窓関数w(t)の形状を定めることができる。
重み付け係数設定部42には、窓関数計算部41によって設定された窓関数w(t)と、時間範囲設定部14(図11)からのノイズ解析対象期間内でのターンオン時刻ton(i)及びターンオフ時刻toff(i)とが入力される。
重み付け係数設定部42は、ターンオン時刻ton(i)のそれぞれにおける窓関数w(t)の値を、各ターンオン時刻における重み付け係数WGon(i)として出力する。同様に、重み付け係数設定部42は、ターンオフ時刻toff(i)のそれぞれにおける窓関数w(t)の値を、各ターンオフ時刻での重み付け係数WGoff(i)として出力する。
乗算部43は、ターンオン時刻ton(i)に係るターンオンノイズ源データに対して、対応する重み付け係数WGon(i)を乗算する。同様に、乗算部44は、ターンオフ時刻toff(i)に係るターンオフノイズ源データに対して、対応する重み付け係数WGoff(i)を乗算する。
図29において、ターンオンノイズ源データは、観測ノイズ計算部10の内部において、ターンオンノイズ源スペクトルSPNonに対してターンオン時刻ton(i)を区別するための情報(位相変換部14aの出力値)を反映した後のデータを包括するものである。同様に、ターンオフノイズ源データは、観測ノイズ計算部10の内部において、ターンオフノイズ源スペクトルSPNoffに対してターンオフ時刻toff(i)を区別するための情報(位相変換部14bの出力値)を反映した後のデータを包括するものである。
図29において、測定器パラメータ取得部5は「第4取得部」の一実施例に対応する。又、乗算部43,44によって「第2乗算部」の機能が実現される。
尚、重み付け係数WGon(i),WGoff(i)は、時間領域のノイズ源データに対して乗算されることによって、ターンオン観測ノイズNSon(i)及びターンオフ観測ノイズNSoff(i)に反映されてもよい。例えば、図34の構成において、位相変換部14c,14dに対して、ターンオン時刻ton(i)及びターンオフ時刻toff(i)のそれぞれにおける重み付け係数WGon(i),Goff(i)を入力することができる。そして、位相変換部14c、14dは、時間領域で位相差が付与されたターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形と、重み付け係数WGon(i)及びGoff(i)のそれぞれの乗算結果を、フーリエ変換部23及び24に対して出力することができる。
又、周波数領域で反映される重み付け係数WGon(i),Goff(i)について、乗算部43,44(第2乗算部)は、図29の例に対して、図11等に示された乗算部12,13,15,16(第1乗算部)と順序を入れ替えても、乗算部12,13,15,16によって算出される乗算値に対して、重み付け係数WGon(i),WGoff(i)を同様に反映することができる。即ち、これらの乗算値には、任意の過程にて、ノイズ伝達関数を乗算可能であることが、図11等での説明から明らかである。
この結果、加算部17では、i回目パルスの観測ノイズNS(i)について、窓関数w(t)の形状に対応した重み付け係数WGon(i),WGoff(i)が乗算された値を算出することができる。従って、最終的に算出される観測ノイズ計算結果RTNSについても、ノイズ解析対象期間内における各ターンオン時刻及び各ターンオフ時刻の位置を考慮した重み付けを伴って算出することができる。特に、実施の形態3では、重み付け係数の設定にノイズ測定器の分解能帯域幅を反映することで、当該分解能帯域幅を考慮した解析ノイズ計算結果を得ることができる。
尚、図29の構成例においても、加算部17及び18のそれぞれによる加算の順序を入れ替えても、同じ観測ノイズ計算結果RTNSが得られることについて確認的に記載する。即ち、加算部18によるN回分の加算演算結果に対して、加算部17によるターンオンノイズ及びターンオフノイズの加算演算を実行する構成とすることも可能である。
図30は、実施の形態3に係るノイズ解析による観測ノイズ計算結果の一例を示すスペクトル図である。図30には、30[MHz]以下では分解能帯域幅を9[kHz]とし、30[MHz]以上では分解能帯域幅を120[kHz]として得られた観測ノイズ計算結果RTNSがプロットされている。尚、ノイズ源となる半導体素子のスイッチング周波数は、図24と同様に10[kHz]としている。
図30に示される様に、分解能帯域幅がスイッチング周波数よりも高くなる30[MHz]以上の周波数領域では、ノイズが大きく現れる計算結果が得られている。この結果より、ノイズ測定器の分解能帯域幅の影響を考慮した、高精度のノイズ解析が可能となることが理解される。
尚、図29において、ノイズ測定のパラメータ(分解能帯域幅)を反映せずに窓関数w(t)を設定する構成を、実施の形態1又は2と組みわせることも可能である。この場合にも、ノイズ解析対象期間内における各ターンオン時刻及び各ターンオフ時刻の位置を考慮した重み付けを行うことで、ノイズ解析を高精度化することができる。
実施の形態4.
実施の形態1~3では、各ターンオン時刻ton(i)でのターンオンノイズ源スペクトルSPNonは共通とされ、かつ、各ターンオフ時刻toff(i)でのターンオフノイズ源スペクトルSPNoffも共通として、観測ノイズ計算結果RTNSの演算が実行されていた。
実施の形態1~3では、各ターンオン時刻ton(i)でのターンオンノイズ源スペクトルSPNonは共通とされ、かつ、各ターンオフ時刻toff(i)でのターンオフノイズ源スペクトルSPNoffも共通として、観測ノイズ計算結果RTNSの演算が実行されていた。
一方で、半導体素子のスイッチングに伴って発生するノイズ源スペクトルは、スイッチングされる電流(負荷電流)に依存して変化する。例えば、負荷電流が小さくなるとスイッチング時の半導体素子の電流変化が小さくなり、それに伴い半導体素子の電圧変化が始まる時刻や電圧変化の勾配が変化する。従って、実施の形態4では、半導体素子のターンオン時刻及びターンオフ時刻での負荷電流を更に反映したノイズ解析技術について説明する。
図31は、実施の形態4に係るノイズ解析装置の構成例を説明するブロック図である。
図31を参照して、実施の形態4に係るノイズ解析装置のノイズ解析機能部1は、図2に示された実施の形態1での構成と比較して、負荷電流波形取得部6を更に備える点で異なる。負荷電流波形取得部6は、ノイズ解析対象期間を含む時間範囲における負荷電流波形(時間軸)を取得する。
図31を参照して、実施の形態4に係るノイズ解析装置のノイズ解析機能部1は、図2に示された実施の形態1での構成と比較して、負荷電流波形取得部6を更に備える点で異なる。負荷電流波形取得部6は、ノイズ解析対象期間を含む時間範囲における負荷電流波形(時間軸)を取得する。
更に、実施の形態4では、ターンオン過渡波形取得部21及びターンオフ過渡波形取得部22は、負荷電流が異なる複数個ずつのターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形を取得する。図31では、J個(J:2以上の自然数)ずつのターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形が取得されて、それぞれがフーリエ変換部23,24に入力される。この結果、負荷電流レベルが異なる、J個ずつのターンオンノイズ源スペクトル及びターンオフノイズ源スペクトルが、観測ノイズ計算部10に入力される。
実施の形態4では、観測ノイズ計算部10内に、図32に示される、ノイズ源スペクトル補正部60の機能が追加される。
図32を参照して、ノイズ源スペクトル補正部60は、負荷電流値取得部61,62と、補間計算機能部65,66とを含む。
負荷電流値取得部61は、負荷電流波形取得部6によって取得された負荷電流波形(時間軸)と、時間範囲設定部14(図11)からのターンオン時刻ton(i)とが入力される。負荷電流値取得部61は、ターンオン時刻ton(i)のそれぞれにおける負荷電流波形の電流値を、各ターンオン時刻における負荷電流値X(i)として出力する。負荷電流値X(i)は、補間計算機能部65に入力される。
更に、補間計算機能部65には、異なるJ個の負荷電流値X1~XJのそれぞれにおけるターンオンノイズ源スペクトルがフーリエ変換部23から入力される。
補間計算機能部65は、負荷電流値X1~XJと、入力された負荷電流値X(i)の関係に基づき、負荷電流値X1~XJのそれぞれにおけるターンオンノイズ源スペクトルから、負荷電流値X(i)に対応するターンオンノイズ源スペクトルSPNonを出力する。
例えば、負荷電流値X1~XJのうちの、負荷電流値X(i)と最も近い2個の負荷電流値に対応するターンオンノイズ源スペクトルを用いた内挿又は外挿による線形補間によって、負荷電流値X(i)に対応するターンオンノイズ源スペクトルSPNonを求めることができる。
この結果、補間計算機能部65は、ターンオン時刻ton(i)の各々に対応して、当該タイミングでの負荷電流値X(i)に依存したターンオンノイズ源スペクトルSPNonを算出することができる。
同様に、負荷電流値取得部62には、負荷電流波形取得部6からの負荷電流波形(時間軸)と、時間範囲設定部14(図11)からのターンオフ時刻toff(i)とが入力される。負荷電流値取得部62は、ターンオフ時刻toff(i)のそれぞれにおける負荷電流波形の電流値を、各ターンオフ時刻における負荷電流値X(i)として出力する。負荷電流値X(i)は、補間計算機能部66に入力される。
更に、補間計算機能部66には、異なるJ個の負荷電流値X1~XJのそれぞれにおけるターンオフノイズ源スペクトルがフーリエ変換部24から入力される。
補間計算機能部66は、負荷電流値X1~XJと、入力された負荷電流値X(i)の関係に基づき、負荷電流値X1~XJのそれぞれにおけるターンオフノイズ源スペクトルから、負荷電流値X(i)に対応するターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを出力する。
例えば、負荷電流値X1~XJのうちの、負荷電流値X(i)と最も近い2個の負荷電流値に対応するターンオフノイズ源スペクトルを用いた内挿又は外挿による線形補間によって、負荷電流値X(i)に対応するターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを求めることができる。
この結果、補間計算機能部66は、ターンオフ時刻toff(i)の各々に対応して、当該タイミングでの負荷電流値X(i)に依存したターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを算出することができる。尚、補間計算機能部65,66による補間計算は、上述の線形補間に限られるものではない。例えば、n次のスプライン補間(n:n>2の自然数)によって、負荷電流値X(i)毎のターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを求めることも可能である。
この様に、実施の形態4では、ノイズ源スペクトル補正部60により、各ターンオン時刻ton(i)及び各ターンオフ時刻toff(i)において、ターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを、各タイミングでの負荷電流に依存して算出することができる。
実施の形態4に係るノイズ解析技術では、ノイズ源スペクトル補正部60によって求められたターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffを用いて、実施の形態1~3で説明した観測ノイズ計算結果RTNSを導出する演算が実行される。この際には、図11等での1回目~N回目(i:1~N)のそれぞれの観測ノイズの計算で用いられるターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffは、負荷電流X(i)の違いによって異なり得ることになる。
この様に、実施の形態4に係るノイズ解析技術によれば、ノイズ源(半導体素子)からのノイズ強度の負荷電流依存性を考慮することが可能となるので、ノイズ解析を更に高精度化することができる。
尚、実施の形態2~4については、実施の形態1で変形例として説明した図13、図14、図21等と組み合わせることが可能である。
(ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置及びノイズ解析方法)
実施の形態1~4では、半導体スイッチング素子のスイッチングによって生じるノイズの合計スペクトルとして、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)の乗算を含んだ観測ノイズ計算結果RTNSが算出されるノイズ解析装置の例を説明した。しかしながら、PWM波形等で半導体素子のオン期間長及びオフ期間長が変化する挙動を反映するために、ターンオン及びターンオフをそれぞれ複数個含んだスイッチング複数周期分の過渡波形をフーリエ変換してノイズ解析を行うことで、フーリエ変換の対象となる時間幅が増大する課題を考慮すると、実施の形態1~4において、ノイズ伝達関数の乗算を含まない観測ノイズ計算結果RTNSが、上記合計スペクトルとして算出される構成としても、上記課題については解決できることが理解される。ノイズ伝達関数の乗算を含まない観測ノイズとは、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズに相当する。この場合には、算出された観測ノイズ計算結果RTNSに対して、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)を乗算することで、実施の形態1~4と同様の観測ノイズ計算結果RTNSを得ることができる。
実施の形態1~4では、半導体スイッチング素子のスイッチングによって生じるノイズの合計スペクトルとして、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)の乗算を含んだ観測ノイズ計算結果RTNSが算出されるノイズ解析装置の例を説明した。しかしながら、PWM波形等で半導体素子のオン期間長及びオフ期間長が変化する挙動を反映するために、ターンオン及びターンオフをそれぞれ複数個含んだスイッチング複数周期分の過渡波形をフーリエ変換してノイズ解析を行うことで、フーリエ変換の対象となる時間幅が増大する課題を考慮すると、実施の形態1~4において、ノイズ伝達関数の乗算を含まない観測ノイズ計算結果RTNSが、上記合計スペクトルとして算出される構成としても、上記課題については解決できることが理解される。ノイズ伝達関数の乗算を含まない観測ノイズとは、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズに相当する。この場合には、算出された観測ノイズ計算結果RTNSに対して、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)を乗算することで、実施の形態1~4と同様の観測ノイズ計算結果RTNSを得ることができる。
従って、上述の実施の形態1~4に係るノイズ解析装置については、ノイズ伝達関数の乗算要素を除く態様で、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算する様に動作しても、上述の効果が達成される。以下に説明する図35,図39~42に示されるノイズ解析機能部1Yに含まれる各ブロックの機能が、情報処理装置51による演算処理によって実現されることにより、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置又はノイズ解析方法が実行されることとなる。
図35は、本実施の形態に係る、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置の第1の構成例を説明するブロック図である。
図35を参照して、本実施の形態に係るノイズ解析機能部1Yは、第1の構成例では、図2に示されたノイズ解析機能部1から、ノイズ伝達関数取得部4を除いた構成を有している。更に、図35の観測ノイズ計算部10は、図36に示される様に、図10及び図11の合計計算部10Xに代えて、合計計算部10Zを有する様に構成される。
図37には、図36に示された合計計算部10Zの構成が示される。
図37に示される様に、合計計算部10Zは、図11に示された合計計算部10Xと比較すると、ノイズ伝達関数取得部4からのノイズ伝達関数Gon,Goffを乗算するための乗算部12,13と、加算部17との配置が省略される点で異なる。
図37に示される様に、合計計算部10Zは、図11に示された合計計算部10Xと比較すると、ノイズ伝達関数取得部4からのノイズ伝達関数Gon,Goffを乗算するための乗算部12,13と、加算部17との配置が省略される点で異なる。
この結果、図37では、位相差情報が反映されたターンオンノイズ源スペクトルSPNon及びターンオフノイズ源スペクトルSPNoffに対して、ノイズ伝達関数Gon,Goffが乗算されることなく、i回目のターンオン観測ノイズNSon(i)及びi回目のターンオフ観測ノイズNSoff(i)の各々が、「位相変換された複数のノイズスペクトル」として算出される。
図37では、加算部18は、第1回から第N回のNSon(1)~NSon(N)の加算値ΣNSon(i)と、第1回から第N回のNSoff(1)~NSoff(N)の加算値ΣNSoff(i)とを個別に算出する。これにより、この結果、図37の合計計算部10Zでは、ターンオンノイズ源スペクトルに係るΣNSon(i)と、ターンオフノイズ源スペクトルに係るΣNSoff(i)とが、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズ計算結果RTNSとして算出される。この場合、ΣNSon(i)及びΣNSoff(i)が位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した合計スペクトルに相当する。これに対して、実施の形態1~4では、ノイズ伝達関数が乗算され、かつ、位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した合計スペクトルが、観測ノイズ計算結果RTNSとして算出されていることが理解される。図37中において矢印に斜線を付している様に、ターンオンに係るNSon(1)~NSon(N)と、ターンオフに係るNSoff(1)~NSoff(N)とは、加算部18の入力において別個に取り扱われており、この結果、加算部18からは、ΣNSon(i)とΣNSoff(i)とが個別に出力される。
又、図37の合計計算部10Zについては、図34の構成を適用した時間領域において位相変換を実行する変形例とすることも可能である。具体的には、図37の構成において、位相変換部14a,14b及び乗算部15,16を削除して、図34のフーリエ変換部23によってフーリエ変換されたN回分のターンオン観測ノイズNSon(i)と、フーリエ変換部24によってフーリエ変換されたN回分のターンオフ観測ノイズNSoff(i)とを加算部18に入力することで、同様のΣNSon(i)及びΣNSoff(i)を、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズ計算結果RTNSとして算出することができる。
同様に、ターンオン時及びターンオフ時に共通に設定されるノイズ伝達関数Gcmnを用いる図13の構成についても、図38に示される様に、ノイズ伝達関数の乗算を除くことで、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置として動作させることができる。
図38を参照して、図35の観測ノイズ計算部10は、図13の構成から乗算部12Yを削除し、更に、合計計算部10Yに代えて、合計計算部10Y′を有する様に構成することができる。
合計計算部10Y′は、図37の合計計算部10Zにおいて、加算部18によって、第1回から第N回のNSon(1)~NSon(N)の加算演算と、第1回から第N回のNSoff(1)~NSoff(N)の加算演算とを実行し、更に、図11等と同様の加算部17を設けて、ターンオンノイズ及びターンオフノイズの加算演算を行うことによって構成できる。これにより、図37でのΣNSon(i)及びΣNSoff(i)の和に相当するΣNS(i)を、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズ計算結果RTNSとして出力することができる。この場合、ΣNS(i)が位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した合計スペクトルに相当する。
この際にも加算部17及び18による加算の順序を入れ替えても、同じ観測ノイズ計算結果RTNSを算出することが可能である。即ち、加算部17によるターンオンノイズ及びターンオフノイズの加算演算によって「NSon(i)+NSoff(i)」をN回分算出した後に、加算部18によって、「NSon(1)+NSoff(1)」~「NSon(N)+NSoff(N)」の総和を求める構成としても、上記と同じΣNS(i)を、観測ノイズ計算結果RTNSとして算出することができる。
図38においても、図34の構成を適用した時間領域において位相変換を実行する変形例とすることが可能である。具体的には、位相変換部14a,14b及び乗算部15,16を削除して、図38の構成において、合計計算部10Y′への入力を、図34のフーリエ変換部23によってフーリエ変換されたN回分のターンオン観測ノイズNSon(i)と、フーリエ変換部24によってフーリエ変換されたN回分のターンオフ観測ノイズNSoff(i)とすることで、同様のΣNS(i)を、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズ計算結果RTNSとして算出することができる。
上述の様に、本実施の形態に係るノイズ解析機能部1Yによる観測ノイズ計算結果RTNS(即ち、ノイズ伝達関数の乗算を含まない合計スペクトル)は、例えば、ノイズ解析装置の外部において、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)と乗算することで、実施の形態1~4と同様の観測ノイズ計算結果RTNSを得ることができる。即ち、図35~図42を用いて説明した、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置と、実施の形態1~4でのノイズ伝達関数取得部4及び乗算要素(乗算部12,13,12Y)とによって、実施の形態1~4と同様のノイズ解析装置を構成することができる。
この様に、本実施の形態に係るノイズ解析装置は、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算する態様で構成しても、オン期間長及びオフ期間長が変化することで位相が変化する挙動を反映した合計スペクトルを、観測ノイズ計算結果RTNSとして出力することができる。この際に、フーリエ変換の対象となる時間幅の増大によるフーリエ変換の所要時間の増大を抑制して、ノイズ解析の高速化を実現することができる。
図39に示される、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置の第2の構成例では、ノイズ解析機能部1Yは、図14に示されたノイズ解析機能部1からノイズ伝達関数取得部4を除いた構成を有する。これにより、観測ノイズ計算部10からは、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)の乗算を含まない、位相変換された複数のノイズスペクトルの合計値(合計スペクトル)を、観測ノイズ計算結果RTNSとして算出することができる。
同様に、図40~図42に示される様に、実施の形態2~4に係るノイズ解析装置の構成を基に、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置を構成することも可能である。
ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置(図40)の第3の構成例では、ノイズ解析機能部1Yは、図26(実施の形態2)に示されたノイズ解析機能部1から、ノイズ伝達関数取得部4が除かれた構成を有する。これにより、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)の乗算を含まない、位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した合計スペクトルに相当する観測ノイズ計算結果RTNSを算出することができる。
又、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置の第4の構成例(図41)では、ノイズ解析機能部1Yは、図28(実施の形態3)に示されたノイズ解析機能部1から、ノイズ伝達関数取得部4が除かれた構成を有する。これにより、図35、図39及び、図40と同様に、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)の乗算を含まない、位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した合計スペクトルに相当する観測ノイズ計算結果RTNSを算出することができる。
同様に、ノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置の第5の構成例(図42)では、ノイズ解析機能部1Yは、図31(実施の形態4)に示されたノイズ解析機能部1から、ノイズ伝達関数取得部4が除かれた構成を有する。これにより、図35及び図39~図41と同様に、ノイズ伝達関数(Gon,Goff,Gcmn)の乗算を含まない、位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した合計スペクトルに相当する観測ノイズ計算結果RTNSを算出することができる。図39~図42の各々において、観測ノイズ計算部10は、図36~図38で説明したのと同様に構成することができる。
この様に、既に説明した実施の形態1~4の各々は、図35~図42を用いて説明したノイズ源をノイズ観測点とした観測ノイズを計算するノイズ解析装置についても開示している。ノイズ源をノイズ観測点とした場合においても、該ノイズ解析装置は、フーリエ変換の対象となる時間幅の増大によるフーリエ変換の所要時間の増大を抑制して、オン期間長及びオフ期間長が変化することで位相が変化する挙動を反映した合計ノイズスペクトルを、観測ノイズ計算結果RTNSとして出力することができる。これにより、ノイズ解析の長時間化を防止して、最終的な観測ノイズの計算結果を高速かつ正確に導出することが可能なノイズ解析技術を提供することが可能となる。
尚、以上で説明した複数の実施の形態について、明細書内で言及されていない組み合わせを含めて、不整合や矛盾が生じない範囲内で、各実施の形態で説明された構成を適宜組み合わせることは出願当初から予定されている点について、確認的に記載する。
又、以上の実施の形態では、ターンオンノイズ源及びターンオフノイズ源の両方からのノイズを解析する構成例、即ち、半導体素子のターンオン及びターンオフの両方が含まれる「スイッチング」によって生じるノイズについての観測ノイズを計算するノイズ解析技術を説明した。即ち、本実施の形態では、ターンオン時刻ton(i)及びターンオフ時刻toff(i)の両方を「複数の発生時刻」として、本開示に係るノイズ解析が実行される例を説明した。
一方で、半導体素子のターンオン起因ノイズとターンオフ起因ノイズとのいずれか一方が支配的に観測されるケースも想定される。この様なケースでは、支配的で無い方のノイズ源については考慮せずに、ノイズ解析を行うことも可能である。
例えば、ターンオン時のノイズが支配的である場合には、ターンオフノイズ源については考慮せずに、即ち、NSoffの項は削除して、観測ノイズ計算結果RTNSを算出することができる。この場合には、ノイズ解析機能部1から、ターンオフ過渡波形、又は、ターンオフノイズ源スペクトルを取得するための構成が削除されてもよい。この様に、本実施の形態に係るノイズ解析技術(ノイズ解析技術及びノイズ解析方法)は、半導体素子のターンオン及びターンオフの少なくとも一方である「スイッチング」によって生じるノイズについての観測ノイズの計算に適用することが可能である。この場合には、ターンオン時刻ton(i)及びターンオフ時刻toff(i)の一方のみが「複数の発生時刻」をとして、本開示に係るノイズ解析が実行されることになる。
又、図1では、情報処理装置51によって、本実施の形態に係るノイズ解析技術を実行するためのプログラム(ノイズ解析プログラム)が実行されることで、ノイズ解析装置が実現される構成例を説明したが、当該ノイズ解析プログラムは、図1中の情報処理装置53、又は、クラウド54で実行されてもよい。或いは、ノイズ解析装置として動作するノイズ解析プログラムの実行は、複数の装置間で分担されてもよい。即ち、情報処理装置51及び53、並びに、クラウド54の一部又は全部によって、ノイズ解析プログラムが分担実行されることで、ノイズ解析装置が構成されてもよい。
更に、ターンオン過渡波形及びターンオフ過渡波形のデータ(時間領域或いは周波数領域)、スイッチング制御信号のデータ、及び、ノイズ伝達関数のデータの保存場所は、情報処理装置51,53、及びクラウド54のいずれであってもよい。同様に、観測ノイズ計算結果RTNSの保存先についても、情報処理装置51に限らず、情報処理装置53及び/又はクラウド54であってもよい。
同様に、観測ノイズ計算結果RTNSの表示先についても、情報表示装置52に限らず、情報処理装置53の情報表示装置、及び、クラウド54の仮想的な情報表示環境のいずれであってもよい。仮想的な情報表示環境の内容は、例えば、情報処理装置51がクラウド54にアクセスすることで、情報表示装置52で表示することができる。
この様に、本実施の形態に係るノイズ解析技術に係る処理を複数の実行主体で分担することにより、情報処理装置51のデータ保存性能又は処理性能が高くなくとも、容易にノイズ解析を実施することが可能となる。特に、クラウド54を活用することにより、半導体素子のオン期間長及びオフ期間長が変化する場合であってもノイズを高速かつ正確に導出するノイズ解析技術(ノイズ解析プログラム)を、ノイズ解析サービスとして多くのユーザに簡便にネットワーク経由で提供することが可能となる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1,1Y ノイズ解析機能部、3 スイッチング制御信号取得部、4 ノイズ伝達関数取得部、4X 伝達関数統合部、5 測定器パラメータ取得部、6 負荷電流波形取得部、10,11 観測ノイズ計算部、10X,10Y,10Y′,10Z 合計計算部、12,12Y,13,15,16,43,44 乗算部、14 時間範囲設定部、14a~14d 位相変換部、17,18,19 加算部、20 過渡波形取得部、21 ターンオン過渡波形取得部、22 ターンオフ過渡波形取得部、23,24 フーリエ変換部、25 ターンオンノイズ源スペクトル取得部、26 ターンオフノイズ源スペクトル取得部、27a,27b 時刻ずれ検出機能部、28a,28b 時刻ずれ補正機能部、29 ターンオンターンオフ分離部、31 ターンオン時刻検出部、32 ターンオフ時刻検出部、33 ターンオン過渡波形出力部、34 ターンオフ過渡波形出力部、40 重み付け演算機能部、41 窓関数計算部、42 重み付け係数設定部、51,53 情報処理装置、52 情報表示装置、54 クラウド、60 ノイズ源スペクトル補正部、61,62 負荷電流値取得部、65,66 補間計算機能部、71 第1ノイズ源、72 第2ノイズ源、73 第1ノイズ観測点、74 第2ノイズ観測点、Gcmn,Goff,Gon ノイズ伝達関数、81 ノイズ伝達関数、81a 第1ノイズ伝達関数、81b 第2ノイズ伝達関数、82~84 中継点、101,102 半導体素子(ノイズ源)、200 解析対象回路、201 入力正極端子、202 入力負極端子、203,303 負荷、204 キャパシタ、205,411,412,413 中間端子、220 CPU、230 メモリ、240 I/O回路、250 バス、301 出力正極端子、302 出力負極端子、304 リアクトル、401 第1アーム、402 第2アーム、403 第3アーム、405 交流負荷、NS(i) 観測ノイズ、NSoff(i) ターンオフ観測ノイズ、NSon(i) ターンオン観測ノイズ、Prt1~Prt4 ポート、RTNS 観測ノイズ計算結果、SPNoff ターンオフノイズ源スペクトル、SPNon ターンオンノイズ源スペクトル、Tstr 開始時間、Tend 終了時間、Vdi ダイオード電圧、Vtr トランジスタ電圧、WGoff(i),WGon(i) 重み付け係数、X1~XJ,X(i) 負荷電流値、toff(i) ターンオフ時刻、ton(i) ターンオン時刻、w(t) 窓関数。
Claims (24)
- 半導体素子のターンオン及びターンオフの少なくとも一方であるスイッチングによって生じるノイズの合計スペクトルを計算するノイズ解析装置であって、
前記半導体素子の複数回のスイッチングが含まれるノイズ解析対象期間において前記複数回のスイッチングがそれぞれ起こる複数の発生時刻を示す情報を取得する第1取得部と、
前記半導体素子の前記スイッチングにおけるノイズスペクトルに対して、前記複数回のスイッチングの時間差を反映する位相変換を実行するための、前記第1取得部によって取得された前記複数の発生時刻のそれぞれに対応する複数の位相差情報を生成する位相変換部と、
前記半導体素子の前記スイッチングにおけるノイズスペクトルが前記複数の位相差情報によってそれぞれ位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した、前記合計スペクトルを計算するための、第1加算部とを備える、ノイズ解析装置。 - 前記半導体素子の前記スイッチングにおけるノイズスペクトルは、前記半導体素子の前記スイッチングにおける過渡波形データがフーリエ変換されたノイズ源スペクトルである、請求項1記載のノイズ解析装置。
- 前記半導体素子及びノイズ観測点の間の伝搬経路のノイズ伝達関数を取得する第2取得部と、
前記半導体素子の前記スイッチングにおける過渡波形データがフーリエ変換されたノイズ源スペクトルと前記ノイズ伝達関数との乗算値を算出するための、第1乗算部とを更に備え、
前記半導体素子の前記スイッチングにおける前記ノイズスペクトルは前記乗算値である、請求項1記載のノイズ解析装置。 - 前記第2取得部は、前記半導体素子及び前記ノイズ観測点の間を分割した複数の伝搬経路のそれぞれに対する複数の伝達関数を取得し、
前記ノイズ解析装置は、
前記第2取得部が取得した前記複数の伝達関数を統合して前記ノイズ伝達関数を出力する伝達関数統合部を更に備える、請求項3記載のノイズ解析装置。 - 既にフーリエ変換された前記ノイズ源スペクトルを取得する第3取得部を更に備える、請求項2~4のいずれか1項に記載のノイズ解析装置。
- 前記過渡波形データを取得する第3取得部と、
前記第3取得部で取得された前記過渡波形データをフーリエ変換して前記ノイズ源スペクトルを生成するフーリエ変換部とを更に備える、請求項2~4のいずれか1項に記載のノイズ解析装置。 - 前記複数の発生時刻は、前記ターンオン及び前記ターンオフのそれぞれに対応して個別に設定され、
前記第3取得部は、前記半導体素子の前記ターンオン及び前記ターンオフのそれぞれ1回以上の過渡波形を含む前記過渡波形データを取得し、
前記ノイズ解析装置は、
前記第3取得部が取得した前記過渡波形データから、前記ターンオンでの過渡波形データと、前記ターンオフでの過渡波形データとを個別に抽出するデータ分離部を更に備え、
前記フーリエ変換部は、前記ターンオンでの過渡波形データをフーリエ変換した前記ノイズ源スペクトルと、前記ターンオフでの過渡波形データをフーリエ変換した前記ノイズ源スペクトルとを個別に出力する、請求項6記載のノイズ解析装置。 - 前記ノイズ源スペクトル及び前記複数の発生時刻は、前記ターンオン及び前記ターンオフのそれぞれに対応して個別に設定される、請求項2~6のいずれか1項に記載のノイズ解析装置。
- 前記ノイズ解析対象期間における前記半導体素子を流れる負荷電流の情報を取得する第5取得部と、
前記複数の発生時刻のそれぞれにおける前記負荷電流に応じて前記ノイズ源スペクトルの大きさを補正するノイズ源スペクトル補正部とを更に備える、請求項2~8のいずれか1項に記載のノイズ解析装置。 - 分解能帯域幅に係る情報を取得する第4取得部と、
前記分解能帯域幅を反映した形状で窓関数を設定する窓関数設定部と、
前記第1取得部によって取得された前記複数の発生時刻のそれぞれにおける前記窓関数の値を、前記複数の発生時刻のそれぞれに対応する複数の重み付け係数として出力する重み付け係数設定部と、
前記複数のノイズスペクトルに対して、前記複数の重み付け係数をそれぞれ乗算した複数の乗算値を算出するための第2乗算部とを更に備え、
前記第1加算部は、前記第2乗算部による前記複数の乗算値を加算して、前記合計スペクトルの計算結果を算出する、請求項1~9のいずれか1項に記載のノイズ解析装置。 - 複数個の前記半導体素子の前記スイッチングによって生じるノイズについての前記合計スペクトルを計算し、
各前記半導体素子についての前記合計スペクトルの計算結果を合計して、前記複数個の半導体素子による前記合計スペクトルの計算結果を算出するための第2加算部を更に備える、請求項1~10のいずれか1項に記載のノイズ解析装置。 - 前記ノイズ解析対象期間は複数設定され、複数設定された前記ノイズ解析対象期間のそれぞれに対応する複数の前記合計スペクトルの統計計算結果を出力することを特徴とする、請求項1~11のいずれか1項に記載のノイズ解析装置。
- 半導体素子のターンオン及びターンオフの少なくとも一方であるスイッチングによって生じるノイズの合計スペクトルを計算するノイズ解析方法であって、
前記半導体素子の複数回のスイッチングが含まれるノイズ解析対象期間において前記複数回のスイッチングがそれぞれ起こる複数の発生時刻を示す情報を取得し、
前記半導体素子の前記スイッチングにおけるノイズスペクトルに対して、前記複数回のスイッチングの時間差を反映する位相変換を実行するための、前記複数の発生時刻のそれぞれに対応する複数の位相差情報を生成し、
前記半導体素子の前記スイッチングにおけるノイズスペクトルが前記複数の位相差情報によってそれぞれ位相変換された複数のノイズスペクトルを加算した前記合計スペクトルを計算する、ノイズ解析方法。 - 前記半導体素子の前記スイッチングにおけるノイズスペクトルは、前記半導体素子の前記スイッチングにおける過渡波形データがフーリエ変換されたノイズ源スペクトルである、請求項13記載のノイズ解析方法。
- 前記ノイズ解析方法は、
前記半導体素子及びノイズ観測点の間の伝搬経路のノイズ伝達関数を取得し、
前記半導体素子の前記スイッチングにおける過渡波形データがフーリエ変換されたノイズ源スペクトルと前記ノイズ伝達関数との乗算値を算出し、
前記半導体素子の前記スイッチングにおける前記ノイズスペクトルは前記乗算値である、請求項13記載のノイズ解析方法。 - 前記ノイズ解析方法は、
前記半導体素子及び前記ノイズ観測点の間を分割した複数の伝搬経路のそれぞれに対する複数の伝達関数を取得し、
取得した前記複数の伝達関数を統合した前記ノイズ伝達関数を用いて、前記乗算値を算出する、請求項15記載のノイズ解析方法。 - 前記ノイズ解析方法は、
既にフーリエ変換された前記ノイズ源スペクトルを取得し、
取得した前記ノイズ源スペクトルを用いて前記乗算値を算出する、請求項14~16のいずれか1項に記載のノイズ解析方法。 - 前記ノイズ解析方法は、
前記過渡波形データを取得するとともに、取得した前記過渡波形データをフーリエ変換して前記ノイズ源スペクトルを生成し、
生成した前記ノイズ源スペクトルを用いて前記乗算値を算出する、請求項14~16のいずれか1項に記載のノイズ解析方法。 - 前記ノイズ源スペクトル及び前記複数の発生時刻は、前記ターンオン及び前記ターンオフのそれぞれに対応して個別に設定される、請求項14~18のいずれか1項に記載のノイズ解析方法。
- 前記ノイズ解析方法は、
前記ノイズ解析対象期間における前記半導体素子を流れる負荷電流の情報を取得し、
前記複数の発生時刻のそれぞれにおける前記負荷電流に応じて前記ノイズ源スペクトルの大きさを補正する、請求項14~19のいずれか1項に記載のノイズ解析方法。 - 前記ノイズ解析方法は、
分解能帯域幅に係る情報を取得し、
前記分解能帯域幅を反映した形状で窓関数を設定し、
取得された前記複数の発生時刻のそれぞれにおける前記窓関数の値を、前記複数の発生時刻のそれぞれに対応する複数の重み付け係数として設定し、
前記複数のノイズスペクトルに対して、前記複数の重み付け係数をそれぞれ乗算した複数の乗算値を算出し、
前記複数の重み付け係数が乗算された前記複数の乗算値を加算して、前記合計スペクトルの計算結果を算出する、請求項13~20のいずれか1項に記載のノイズ解析方法。 - 複数個の前記半導体素子の前記スイッチングによって生じるノイズについての前記合計スペクトルを計算する場合には、各前記半導体素子についての前記合計スペクトルの計算結果を合計して、前記複数個の半導体素子による前記合計スペクトルの計算結果を算出する、請求項13~21のいずれか1項に記載のノイズ解析方法。
- 前記ノイズ解析対象期間は複数設定され、複数設定された前記ノイズ解析対象期間のそれぞれに対応する複数の前記合計スペクトルの統計計算結果を算出する、請求項13~22のいずれか1項に記載のノイズ解析方法。
- 請求項13~23のいずれか1項に記載の方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2023547691A JP7415089B1 (ja) | 2022-05-17 | 2023-03-30 | ノイズ解析装置、ノイズ解析方法、及び、プログラム |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022020532 | 2022-05-17 | ||
JPPCT/JP2022/020532 | 2022-05-17 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2023223684A1 true WO2023223684A1 (ja) | 2023-11-23 |
Family
ID=88835362
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2023/013152 WO2023223684A1 (ja) | 2022-05-17 | 2023-03-30 | ノイズ解析装置、ノイズ解析方法、及び、プログラム |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7415089B1 (ja) |
WO (1) | WO2023223684A1 (ja) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6191797B1 (ja) * | 2017-02-24 | 2017-09-06 | 富士電機株式会社 | 評価方法、推定方法、評価装置、および複合評価装置 |
JP2020109376A (ja) * | 2019-01-07 | 2020-07-16 | 富士電機株式会社 | 評価方法、推定方法、評価装置、および複合評価装置 |
CN114095687A (zh) * | 2020-07-30 | 2022-02-25 | 平头哥(上海)半导体技术有限公司 | 视音频会议设备、终端设备、声源定位方法和介质 |
-
2023
- 2023-03-30 JP JP2023547691A patent/JP7415089B1/ja active Active
- 2023-03-30 WO PCT/JP2023/013152 patent/WO2023223684A1/ja unknown
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6191797B1 (ja) * | 2017-02-24 | 2017-09-06 | 富士電機株式会社 | 評価方法、推定方法、評価装置、および複合評価装置 |
JP2020109376A (ja) * | 2019-01-07 | 2020-07-16 | 富士電機株式会社 | 評価方法、推定方法、評価装置、および複合評価装置 |
CN114095687A (zh) * | 2020-07-30 | 2022-02-25 | 平头哥(上海)半导体技术有限公司 | 视音频会议设备、终端设备、声源定位方法和介质 |
Non-Patent Citations (3)
Title |
---|
SAITO YUYA; IBUCHI TAKAAKI; FUNAKI TSUYOSHI; KAWAI KAZUMA; TSUDA TAKAHIRO: "A study on EMI noise source modeling with voltage source in synchronous DC-DC buck converter", 2020 IEEE 11TH INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON POWER ELECTRONICS FOR DISTRIBUTED GENERATION SYSTEMS (PEDG), IEEE, 28 September 2020 (2020-09-28), pages 470 - 475, XP033854279, DOI: 10.1109/PEDG48541.2020.9244423 * |
TAKAHASHI KEITA; IBUCHI TAKAAKI; FUNAKI TSUYOSHI: "Noise-Source Model for Frequency-Domain EMI Simulation of a Single-Phased Power Circuit", IEEE TRANSACTIONS ON ELECTROMAGNETIC COMPATIBILITY, IEEE SERVICE CENTER , NEW YORK , NY, US, vol. 63, no. 3, 22 September 2020 (2020-09-22), US , pages 772 - 782, XP011860308, ISSN: 0018-9375, DOI: 10.1109/TEMC.2020.3022887 * |
YUYA SAITO; TAKAAKI IBUCHI; TSUYOSHI FUNAKI; KAZUMA KAWAI; TAKEHIRO TSUDA: "Equivalent Circuit Modeling of EMI Noise Source for CMOS-Based DC-DC Buck Converter", IEICE TRANSACTIONS ON INFORMATION AND SYSTEMS, IEICE, JP, vol. J104-B, no. 6, 1 June 2021 (2021-06-01), JP , pages 461 - 470, XP009550752, ISSN: 1881-0209, DOI: 10.14923/transcomj.2020PEP0013 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPWO2023223684A1 (ja) | 2023-11-23 |
JP7415089B1 (ja) | 2024-01-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Wood et al. | A behavioral modeling approach to nonlinear model-order reduction for RF/microwave ICs and systems | |
Giannini et al. | Nonlinear microwave circuit design | |
US8302046B1 (en) | Compact modeling of circuit stages for static timing analysis of integrated circuit designs | |
US10521533B2 (en) | Inductor simulation method and inductor nonlinear equivalent circuit model | |
Bracale et al. | Adaptive Prony method for waveform distortion detection in power systems | |
JP3253910B2 (ja) | 回路解析方法 | |
Roinila et al. | Circular correlation based identification of switching power converter with uncertainty analysis using fuzzy density approach | |
CN110765584B (zh) | 一种含多开关元件的电磁暂态仿真方法、系统、介质及设备 | |
CN113468835B (zh) | 一种buck斩波器电磁干扰预测软件 | |
KR20040014976A (ko) | 코히어런트하지 않게 샘플링된 데이타의 파워 스펙트럼을측정하기 위한 저누설 방법 | |
JP7415089B1 (ja) | ノイズ解析装置、ノイズ解析方法、及び、プログラム | |
CN112001059B (zh) | 柔性直流换流阀子模块宽频模型建立方法及装置 | |
CN108051661B (zh) | 一种基于振铃电流时频域特征的二极管寄生参数提取方法 | |
CN105572472B (zh) | 分布式电源环境的频率测量方法与系统 | |
US8593132B2 (en) | Parameter calculating apparatus and simulation apparatus | |
Tam et al. | An improved wavelet approach for finding steady-state waveforms of power electronics circuits using discrete convolution | |
US8554529B2 (en) | Black box model for large signal transient integrated circuit simulation | |
Sudrajat et al. | Evaluation of Nonlinear ARX System Identification Technique on Modeling Crosstalk | |
Schönberger | An overview of simulation tools | |
Mohan et al. | Causal reduced-order modeling of distributed structures in a transient circuit simulator | |
JP2663904B2 (ja) | 伝達関数評価装置 | |
Venkatesh | A FPGA test platform for data converters | |
Chen | Machine Learning Power Magnetics | |
CN114692666A (zh) | 一种基于saemd的疲劳分析方法、装置、终端和介质 | |
Tuz et al. | Application of Exponential Splines in the Measurement and Control of Electric Circuit Parameters |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
ENP | Entry into the national phase |
Ref document number: 2023547691 Country of ref document: JP Kind code of ref document: A |
|
121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
Ref document number: 23807299 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |