WO2023203925A1 - 自動分析装置 - Google Patents

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WO2023203925A1
WO2023203925A1 PCT/JP2023/010365 JP2023010365W WO2023203925A1 WO 2023203925 A1 WO2023203925 A1 WO 2023203925A1 JP 2023010365 W JP2023010365 W JP 2023010365W WO 2023203925 A1 WO2023203925 A1 WO 2023203925A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
automatic analyzer
piezoelectric element
power
frequency
amplifier
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/010365
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
由一 杉山
久亮 金井
裕人 田中
悟郎 吉田
富士夫 大西
Original Assignee
株式会社日立ハイテク
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立ハイテク filed Critical 株式会社日立ハイテク
Publication of WO2023203925A1 publication Critical patent/WO2023203925A1/ja

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N35/00—Automatic analysis not limited to methods or materials provided for in any single one of groups G01N1/00 - G01N33/00; Handling materials therefor
    • G01N35/02—Automatic analysis not limited to methods or materials provided for in any single one of groups G01N1/00 - G01N33/00; Handling materials therefor using a plurality of sample containers moved by a conveyor system past one or more treatment or analysis stations

Definitions

  • the present invention relates to an automatic analyzer.
  • Patent Document 1 discloses an automatic analyzer that applies a frequency-modulated voltage to a piezoelectric element at a frequency in an arbitrary frequency range.
  • An object of the present invention is to provide an automatic analyzer that can stir a sample and a reagent using ultrasonic waves with stable sound pressure, regardless of variations in the characteristics of piezoelectric elements.
  • the present invention provides an automatic analyzer that stirs a sample and a reagent using ultrasonic waves generated by driving a piezoelectric element.
  • a voltage detection section that detects a voltage
  • a current detection section that detects a current flowing through the piezoelectric element, and detects active power based on the detected voltage detected by the voltage detection section and the detected current detected by the current detection section.
  • an arithmetic unit that determines an adjustment signal using the calculated active power and a predetermined target power; and an output of the amplifier by changing a reactance component based on the adjustment signal determined by the arithmetic unit. Equipped with an impedance matching circuit that adjusts power.
  • an automatic analyzer that can stir a sample and a reagent using ultrasonic waves with stable sound pressure, regardless of variations in the characteristics of piezoelectric elements.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an automatic analyzer according to the present embodiment.
  • the figure which shows the structure of a stirring part, the amplifier connected to this, and a mechanism control part.
  • FIG. 3 is a diagram showing an electric circuit of an amplifier, a stirring section and a mechanism control section connected to the electric circuit. 3 is a diagram showing the configuration of a voltage detection section, a current detection element, a current detection section, and a calculation section in the amplifier according to Example 1.
  • 1 is a diagram showing a configuration of a variable reactance impedance matching circuit according to a first embodiment
  • FIG. 5 is a flowchart showing initial setting processing by a calculation unit.
  • FIG. 5 is a flowchart showing power adjustment processing by a calculation unit. Timing chart showing the timing of the training sequence. An example of a table that stores target power values regarding Example 2.
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of a variable reactance impedance matching circuit according to a third embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of a voltage detection section, a current detection element, a current detection section, and a calculation section in the amplifier according to the fourth embodiment.
  • 5 is a flowchart showing initial setting processing for frequency search power adjustment by a calculation unit.
  • FIG. 3 is a diagram showing a power adjustment module used in frequency search power adjustment.
  • 7 is a flowchart showing frequency search power adjustment processing performed by the calculation unit.
  • a timing chart showing the timing of power adjustment. The figure which shows the signal sent from a mechanism control part to an amplifier.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of an automatic analyzer according to this embodiment.
  • the automatic analyzer includes a sample storage section 101, a reagent storage section 102, a reaction section 103, stirring sections 104 to 109, an analysis section 110, a washing section 111, and a sample dispensing mechanism. 113 and a reagent dispensing mechanism 115.
  • the automatic analyzer further includes a mechanism control section 4 (host computer) composed of an electronic circuit and a storage device. operation is controlled.
  • a mechanism control section 4 host computer
  • a sample container such as a test tube is stored in the sample storage section 101, and a sample 112 is placed in the sample container.
  • the reaction section 103 is composed of a rotatable reaction disk, and reaction vessels 114 (reaction cells) are arranged circumferentially on the reaction disk.
  • the reaction disk has a constant temperature bath that holds constant temperature water at a specified temperature, and when the constant temperature water circulating in the constant temperature bath comes into contact with the reaction vessel 114, the reaction vessel 114 is brought to a predetermined temperature. It is maintained.
  • the sample dispensing mechanism 113 aspirates an amount of sample 112 necessary for analysis from within the sample container, and discharges the aspirated sample 112 into the reaction container 114 on the reaction section 103.
  • the reagent dispensing mechanism 115 sucks the amount of reagent 116 required for analysis from the reagent storage section 102 and discharges the sucked reagent 116 into the reaction container 114.
  • a plurality of stirring units 104 to 109 are arranged in parallel on the outer circumferential side of the reaction disk, and each stirs the sample 112 and reagent 116 discharged into the reaction container 114.
  • the analysis unit 110 analyzes the components of the reaction solution of the sample 112 and the reagent 116 in which the reaction has been accelerated by measuring its absorbance.
  • the cleaning unit 111 cleans the reaction vessel 114 after the absorbance measurement has been completed. The next sample 112 is dispensed by the sample dispensing mechanism 113 into the reaction vessel 114 that has been cleaned by the cleaning section 111, and the same sequence is repeated thereafter.
  • the stirring units 104 to 109 irradiate the reaction container 114 with ultrasonic waves and use vibration, acoustic flow, acoustic radiation pressure, etc. to achieve stirring of the sample 112 and the reagent 116 without contact.
  • the sample 112 and the reagent 116 are efficiently stirred and high throughput is achieved.
  • constant-temperature water is used as the liquid that mediates sound waves, but water other than constant-temperature water or liquid other than water may be used.
  • vibration or the like is applied to the sample 112 and the reagent 116, sound waves other than ultrasonic waves may be used.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the stirring section, and the amplifier and mechanism control section connected to it.
  • FIG. 2 mainly shows a vertical cross section of the stirring section 104 along the radial direction of the reaction section 103, and the specific configuration of the amplifier 2 is shown in FIG. 3 and subsequent figures.
  • the stirring section 104 will be described as an example below, the same applies to the stirring sections 105 to 109.
  • the stirring unit 104 includes a piezoelectric element 202 that generates ultrasonic waves, a jig 203 for attaching the piezoelectric element 202 to a constant temperature bath 117, and a reaction vessel 114 that transmits the ultrasonic waves. It includes a reflector 223 that reflects the light toward the container 114, and a connector 201 that electrically connects the piezoelectric element 202 and the amplifier 2 side. Furthermore, the piezoelectric element 202 has divided electrodes 204 and 209 provided on one surface (air side) and in contact with air, and a constant temperature water side provided on the other surface (constant temperature water side) and in contact with constant temperature water 208. It has an electrode 205. Note that a part of the constant temperature water side electrode 205 is folded back to the air side along the lower end surface of the piezoelectric element 202.
  • the divided electrodes 204 and 209 are divided into multiple electrodes at different height positions.
  • 13 divided electrodes are provided (only a portion is shown in FIG. 2 etc.)
  • the number of divided electrodes is not limited to 13.
  • the dimensions and shape of each divided electrode can be individually designed arbitrarily, but in this embodiment, the first to twelfth divided electrodes 204 from the top all have the same shape (same width and length), and 13 Only the th (bottom) divided electrode 209 is formed slightly longer than the other divided electrodes 204 .
  • Each divided electrode is connected one-to-one to each pin of the connector 201, respectively.
  • the amplifier 2 is provided with an interface section 221 that connects to the mechanism control section 4, and the mechanism control section 4 controls the amplifier 2 via this interface section 221. Further, the amplifier 2 is connected to the stirring section 104 via a connector 201. Furthermore, a relay group 213 is arranged between the amplifier 2 and the connector 201. The relay group 213 includes a plurality of switches, and the opening and closing of each switch is controlled by commands from the mechanism control section 4. That is, the relay group 213 functions as a switch device that switches the connection between the amplifier 2 and each of the divided electrodes 204 and 209.
  • the mechanism control unit 4 detects the liquid level position (liquid level height) of the liquid in the reaction container 114. Furthermore, the mechanism control unit 4 selects one or more divided electrodes 204, 209 at appropriate positions according to the liquid level position, and controls the relay group 213 to apply voltage to the selected divided electrodes 204, 209. . In this way, the irradiation position of the ultrasonic wave onto the reaction container 114 is adjusted.
  • the mechanism control unit 4 of this embodiment applies voltage to each divided electrode 204 and 209 via the amplifier 2.
  • a voltage is applied to each divided electrode 204, 209, the piezoelectric element 202 is driven and an ultrasonic wave is generated.
  • FIG. 3 is a diagram showing the electrical circuit of the amplifier, and the stirring section and mechanism control section connected thereto.
  • the amplifier 2 includes a switching amplifier 16, a transformer 19, a variable reactance impedance matching circuit 11, a voltage detection section 13, a current detection section 14, and a calculation section 12.
  • the switching amplifier 16 is for transmitting the driving frequency Frs of the piezoelectric element 202.
  • the transformer 19 converts the output of the switching amplifier 16 according to the turns ratio.
  • the switching amplifier 16 can increase its output when the load impedance (the impedance seen from the primary side to the secondary side of the transformer 19) at the drive frequency Frs is low.
  • the impedance of the piezoelectric element 202 varies depending on its material, and may be several hundred ⁇ at the drive frequency Frs, which is high as a load on the switching amplifier 16. Therefore, in this embodiment, a variable reactance impedance matching circuit 11 is inserted between the transformer 19 and the piezoelectric element 202 to lower the impedance on the piezoelectric element 202 side.
  • the voltage detection unit 13 detects the voltage applied to the piezoelectric element 202 and outputs the detected voltage to the calculation unit 12.
  • the current detection unit 14 detects the current flowing through the piezoelectric element 202 and outputs the detected current to the calculation unit 12.
  • the calculation unit 12 calculates active power based on the detected voltage and detected current, and determines an adjustment signal using the calculated active power and a predetermined target power.
  • the variable reactance impedance matching circuit 11 is connected to the secondary side of the transformer 19 and adjusts the output power of the amplifier 2 by changing the reactance component based on the reactance adjustment signal 15. Note that the details of the method of calculating the active power and the method of adjusting the output power will be described later.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of a voltage detection section, a current detection element, a current detection section, and a calculation section in the amplifier according to the first embodiment.
  • the voltage detection unit 13 includes an input amplifier 22, an alias removal filter 23, and an AD converter 24.
  • the input amplifier 22 linearly amplifies the voltage applied to the piezoelectric element 202 and outputs the amplified voltage to the alias removal filter 23 .
  • the alias removal filter 23 has a cutoff frequency equal to or higher than the drive frequency Frs ⁇ 2, and removes a frequency band that becomes an alias for the AD converter 24.
  • the AD converter 24 performs AD conversion on the voltage signal from which the alias component has been removed, and outputs it to the voltage input register 31 of the calculation unit 12 .
  • the current detection element 21 is an element that clamps the input cable of the piezoelectric element 202 and detects the current.
  • the current detection unit 14 includes a preamplifier 25, an alias removal filter 26, and an AD converter 27.
  • the preamplifier 25 converts the current detected by the current detection element 21 into a voltage and outputs it to the alias removal filter 26.
  • the AD converter 27 performs AD conversion on the current signal from which the alias component has been removed, and outputs it to the current input register 32 of the calculation unit 12 .
  • the calculation unit 12 includes a voltage input register 31, a current input register 32, a multiplier 33, a VI product register 34, and a power register 35.
  • the voltage input register 31 and the current input register 32 synchronously output data to the multiplier 33, and the multiplier 33 outputs the product of the data to the VI product register 34.
  • the VI product register 34 shifts the product data and outputs the total sum Psum of the product data to the power register 35 after a time Ts seconds, which is sufficient for power calculation, has elapsed.
  • the amplifier 2 of this embodiment controls the active power Prl supplied to the piezoelectric element 202 so that it approaches a predetermined target power.
  • different values of the target power are stored in the table 51 for each frequency and for each type of piezoelectric element 202.
  • the table 51 is stored in a storage unit (not shown).
  • FIG. 5 is an example of a table that stores target power values related to the first embodiment.
  • the automatic analyzer of this embodiment can use different types of piezoelectric elements, that is, the amplifier 2 of this embodiment can drive piezoelectric elements 202 made of materials with different characteristics.
  • the material of piezo element A is PZT (lead zirconate titanate), and the material of piezo element B is LN (lithium niobate).
  • the gain of the amplifier 2 can be set to one of three levels: maximum gain Gmax, intermediate gain Gmid, and minimum gain Gmin.
  • the frequency of the amplifier 2 has a plurality of channels including a lowest frequency FLw, a center frequency Fcn, and a maximum frequency Fhi, and for example, a band of 1.0 MHz to 1.5 MHz is used.
  • the target power Ptg is 6.7W.
  • FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a variable reactance impedance matching circuit according to the first embodiment.
  • the variable reactance impedance matching circuit 11 of this embodiment includes an inductor (toroidal cores 41, 42), a capacitor 43, and a variable capacitance diode (varactor diode 44). Note that the varactor diode 44 is connected in parallel to the capacitor 43.
  • the toroidal cores 41 and 42 and the capacitor 43 convert the impedance of several hundred ⁇ of the piezoelectric element 202 to a low impedance, and match the impedance with the switching amplifier 16.
  • the calculation unit 12 outputs the capacitance adjustment signal 45 in order to bring the active power close to the target power stored in the table 51 described above, the capacitance value of the varactor diode 44 changes, so that the impedance seen from the primary side of the transformer 19 changes. changes.
  • changes in impedance due to a shift in the resonance frequency of the piezoelectric element 202 can be corrected by adjusting the capacitance of the varactor diode 44.
  • FIG. 7 is a flowchart showing initial setting processing by the calculation unit.
  • the calculation unit 12 reads information on the type of piezoelectric element 202 (for example, piezo element A or piezo element B) connected to the amplifier 2 from the storage unit (step S101). Further, the calculation unit 12 reads the gain setting values (for example, Gmax, Gmid, Gmin) of the amplifier 2 from the storage unit (step S102). Further, the calculation unit 12 reads the frequency setting values (for example, FLw, Fcn, Fhi) of the amplifier 2 from the storage unit (step S103). Thereafter, the calculation unit 12 refers to the table 51 shown in FIG.
  • step S104 substitutes the corresponding value into the target power Ptg.
  • the piezoelectric element type is piezo element A
  • the gain setting value is Gmid
  • the frequency setting value is Fcn
  • the calculation unit 12 reads ⁇ Vt, which is the step amount of increase/decrease when changing the capacitance adjustment signal 45 (Vt), from the storage unit (step S105).
  • This increase/decrease step amount ⁇ Vt is determined in advance in the storage section based on the amount of change in the effective power Prl supplied to the piezoelectric element 202 when the voltage applied to the varactor diode 44 in the variable reactance impedance matching circuit 11 is changed. It is stipulated in
  • the calculation unit 12 outputs the initial value Vit of the capacitance adjustment signal 45 (Vt) to the variable reactance impedance matching circuit 11 (step S106), and ends the initial setting process.
  • the initial value Vit of the capacitance adjustment signal 45 (Vt) is set to, for example, the center value of the applied voltage range of the varactor diode 44 so as to correspond to the amount of change in the effective power Prl supplied to the piezoelectric element 202. is desirable.
  • FIG. 8 is a flowchart showing power adjustment processing by the calculation unit.
  • the calculation unit 12 causes the voltage detection unit 13 to start voltage detection (step S111), and causes the current detection unit 14 to start current detection (step S112). After that, the calculation unit 12 calculates the active power Prl using the method described above using FIG. 4 (step S113).
  • the calculation unit 12 compares the active power Prl and the target power Ptg (step S114). If the active power Prl is smaller than the target power Ptg, the calculation unit 12 adds the increase/decrease step amount ⁇ t to the current capacity adjustment signal and sets it as a new capacity adjustment signal (step S115). The calculation unit 12 calculates the active power Prl based on the voltage and current when the capacitance of the varactor diode 44 is changed by the new capacitance adjustment signal (step S116). Then, the calculation unit 12 compares the active power Prl and the target power again (step S117).
  • the power adjustment process ends, but if the active power Prl is smaller than the target power Ptg, steps S115 to S117 are repeated. It is assumed that there is a relationship between the capacity adjustment signal and the active power such that the higher the adjustment signal is, the more the active power increases, that is, there is a positive correlation.
  • step S114 when the active power Prl is equal to or higher than the target power Ptg, the calculation unit 12 subtracts the increase/decrease step amount ⁇ t from the current capacity adjustment signal and sets it as a new capacity adjustment signal (step S118 ).
  • the calculation unit 12 calculates the active power Prl based on the voltage and current when the capacitance of the varactor diode 44 is changed by the new capacitance adjustment signal (step S119). Then, the calculation unit 12 compares the active power Prl and the target power again (step S120). If the active power Prl is smaller than the target power Ptg, the power adjustment process ends, but if the active power Prl is greater than or equal to the target power Ptg, steps S118 to S120 are repeated.
  • the piezoelectric element 202 already installed in the automatic analyzer is changed to one with different characteristics, for example, it may be changed from a material containing lead (for example, PZT) to a material that does not contain lead (for example, LN). ), it is possible to drive the piezoelectric element 202 with the same amplifier 2 by performing the power adjustment described above.
  • FIG. 9 is a timing chart showing the timing of the training sequence.
  • the mechanism control section 4 initializes the entire apparatus. At this time, the initial value Vit and increase/decrease step ⁇ Vt of the capacitance adjustment signal 45 (Vt) described above are also set.
  • the piezoelectric element 202 for calibration is an individual having standard characteristics, for example, an individual having a standard resonant frequency of the piezo element A that does not vary.
  • the piezoelectric element 202 for power calibration may be attached in advance to a specific position on the outer circumferential side of the reaction disk.
  • the mechanism control unit 4 starts a training sequence and sends a calibration start signal to the calculation unit 12.
  • the calculation unit 12 updates the table 51 shown in FIG. 5 by calculating each active power when the gain setting value and frequency setting value of the amplifier 2 are changed.
  • the calculation unit 12 transmits a normal completion signal to the mechanism control unit 4.
  • the mechanism control unit 4 determines the end of the training sequence and starts analysis operations including stirring of the sample and reagent.
  • FIG. 10 is an example of a table that stores target power values related to the second embodiment.
  • the electrode of the piezoelectric element 202 is composed of a plurality of (#1 to #12) divided electrodes 204.
  • the voltage/current characteristics may differ for each divided electrode 204. Therefore, in this embodiment, different values of target power Ptg are stored in the table 52 for each divided electrode 204. Furthermore, when voltages are applied to a plurality of divided electrodes 204 at the same time, different values of target power Ptg are stored in the table 52 for each combination.
  • the target power Ptg is 6.1W.
  • the piezoelectric element 202 is composed of a plurality of electrodes, the power supplied to each electrode can be stabilized by bringing it close to the target power set according to each electrode and its combination. , variations in output sound pressure are suppressed.
  • FIG. 11 is a diagram showing the configuration of a variable reactance impedance matching circuit according to the third embodiment.
  • the variable reactance impedance matching circuit 11 of this embodiment includes an inductor (toroidal cores 61 and 62), a capacitor 63, and a 4-bit binary capacitor array 64.
  • the 4-bit binary capacitor array 64 is connected in parallel to the capacitor 63, and the 8421-weighted capacitor is turned on/off by the capacitance adjustment 4-bit signal 65, making it possible to change the capacitance between the terminals. It is element.
  • the toroidal cores 61 and 62 and the capacitor 63 convert the impedance of several hundred ⁇ of the piezoelectric element 202 into a low impedance, and convert the impedance of the piezoelectric element 202 into a low impedance. 16 and impedance matching.
  • the calculation unit 12 outputs the capacitance adjustment 4-bit signal 65, and the capacitor that is turned on among the plurality of capacitors forming the 4-bit binary capacitor array 64 When is changed, the capacitance value changes, so the impedance seen from the primary side of the transformer 19 also changes.
  • impedance changes due to shifts in the resonance frequency of the piezoelectric element 202 can be digitally corrected by adjusting the capacitance of the 4-bit binary capacitor array 64.
  • FIG. 12 is a diagram showing the configuration of a voltage detection section, a current detection element, a current detection section, and a calculation section of the amplifier according to the fourth embodiment. In the following, only the points different from the configuration shown in FIG. 4 of the first embodiment will be explained.
  • the voltage detection unit 13 of this embodiment further includes a voltage 0 cross detector 71 (comparator).
  • the current detection unit 14 of this embodiment further includes a current 0 cross detector 76 (comparator).
  • the calculation unit 12 of this embodiment includes a voltage input register 31, a V 2 sum calculation unit 78, a voltage effective value calculation unit 79, a current input register 32, an I 2 sum calculation unit 83, a current effective value calculation unit 84, and a period It has a calculation section 72, a V counter 73, an I counter 77, a phase difference calculation section 74, and an active power calculation section 75.
  • the V 2 sum calculation unit 78 squares the voltage AD conversion value and sequentially adds them to calculate the sum of V 2 . do.
  • the voltage effective value calculation unit 79 calculates the square root of the V 2 sum, and outputs the calculation result to the active power calculation unit 75 as the voltage effective value Vrms.
  • the voltage 0 cross detector 71 detects the intersection of the output of the input amplifier 22 with 0 volts, and outputs the voltage 0 cross signal 81 to the period calculator 72 and the V counter 73.
  • the period calculating section 72 calculates one period of the voltage signal from the voltage 0 cross signal 81.
  • the I 2 sum calculation unit 83 squares the current AD converted value and sequentially adds the squared values, and calculates the total sum of I 2 Calculate.
  • the current effective value calculation unit 84 calculates the square root of the I 2 sum, and outputs the calculation result to the active power calculation unit 75 as the current effective value Irms.
  • Current 0 cross detector 76 detects the intersection of the output of preamplifier 25 with 0 volts and outputs current 0 cross signal 82 to I counter 77 .
  • the phase difference calculation section 74 of the calculation section 12 is synchronized with the period calculation section 72, the V counter 73, and the I counter 77, and calculates the phase difference time ⁇ T from the count value of the V counter 73 and the count value of the I counter 77. Using one period T outputted by the period calculating section 72, the phase difference ⁇ is determined by the following equation.
  • Phase difference ⁇ ⁇ T/T...(Formula 2)
  • the active power calculation unit 75 of the calculation unit 12 calculates the active power from the output Vrms of the voltage effective value calculation unit 79, the output Irms of the current effective value calculation unit 84, and the output ⁇ of the phase difference calculation unit 74 using the following formula. Calculate Prl.
  • Active power Prl (Vrms ⁇ Irms) ⁇ cos ⁇ ...(Formula 3) In this way, the effective power Prl supplied to the piezoelectric element 202 can be calculated from the voltage applied to the piezoelectric element 202 and the current flowing therein.
  • Embodiment 5 will be explained using FIGS. 13 to 15.
  • the power adjustment as described using FIGS. 7 and 8 is performed, but in the present example, not only the power adjustment but also the drive frequency Fdr for driving the piezoelectric element 202 is adjusted. , perform frequency search power adjustment.
  • FIG. 13 is a flowchart showing the initial setting process for frequency search power adjustment by the calculation unit.
  • the calculation unit 12 executes the same process as the initial setting shown in FIG. 7 of the first embodiment.
  • the calculation unit 12 reads the center frequency Fc of the piezoelectric element (the nominal driving frequency of the piezoelectric element may be used) from the storage unit (step S301). Further, the calculation unit 12 reads the difference ⁇ FLw between the lowest frequency FLw at which the amplifier 2 can drive the piezoelectric element and the center frequency Fc from the storage unit (step S302).
  • the calculation unit 12 reads the frequency increase/decrease step ⁇ Fdr when increasing/decreasing the drive frequency Fdr from the storage unit (step S303).
  • the center frequency Fc, the lowest frequency FLw, the center frequency Fc, the frequency increase/decrease step ⁇ Fdr, etc. are predefined in the storage unit for each type of piezoelectric element, for example.
  • FIG. 14 is a diagram showing a power adjustment module used in frequency search power adjustment.
  • the power adjustment module shown in FIG. 14 corresponds to the part after step S114 of the power adjustment process shown in FIG. 8 of the first embodiment.
  • FIG. 15 is a flowchart showing frequency search power adjustment processing by the calculation unit.
  • the calculation unit 12 substitutes the center frequency Fc- ⁇ FLw as the drive frequency Fdr (step S311).
  • the calculation unit 12 performs steps S111 to S113, and then performs the power adjustment module process shown in FIG. 14.
  • the calculation unit 12 stores the adjusted active power Prl in the power adjustment module in the storage unit (step S312), and also stores the current drive frequency Fdr in the storage unit (step S313). Thereafter, the calculation unit 12 adds the frequency increase/decrease step ⁇ Fdr to the current drive frequency Fdr, sets it as a new drive frequency Fdr (step S314), and compares it with the center frequency Fc (step S315).
  • the process returns to the power adjustment module shown in FIG. 14, and steps S312 to S315 are repeated.
  • the calculation unit 12 sets the reactance adjustment voltage (capacity adjustment signal) when the active power stored in the storage unit becomes the maximum as the reactance adjustment voltage after frequency search adjustment. (Step S316), and the drive frequency at that time is set as the drive frequency after frequency search adjustment (Step S317).
  • the piezoelectric element As a characteristic of the piezoelectric element, there is a resonant frequency where the impedance is minimum, and an anti-resonance frequency where the impedance is maximum in a higher frequency region. Therefore, if the search is performed while increasing the frequency stepwise from a low frequency as in this embodiment, there is an advantage that the resonant frequency can be easily found. If the piezoelectric element is driven at the resonant frequency, the displacement of the piezoelectric element becomes maximum, and powerful ultrasonic waves can be efficiently generated.
  • FIG. 16 is a timing chart showing the timing of power adjustment. The process from when the operator turns on the power of the automatic analyzer until the training sequence is executed and the analysis operation starts is as described above with reference to FIG. 9 of the first embodiment.
  • the amplifier 2 adjusts the output power every predetermined time period. Specifically, after the calculation unit 12 determines the capacity adjustment signal, power adjustment is not performed until time Ttn has elapsed. This can eliminate unnecessary power adjustments. Note that the time Ttn is determined in consideration of the time (for example, one month) during which a change over time may occur in the piezoelectric element. Furthermore, instead of determining whether a predetermined time has elapsed, the timing of power adjustment may be determined based on whether a predetermined number of samples (for example, 100,000 samples) has been reached.
  • FIG. 17 is a diagram showing signals sent from the mechanism control section to the amplifier.
  • the reaction container 114 containing the sample and reagent is sequentially moved to the front of the stirring section 104 by repeating the rotation and stopping of the reaction disk. If the piezoelectric element is driven to generate ultrasonic waves before the stirring unit 104, that is, at the stirring position, when the reaction container 114 containing the sample etc. is not present, the piezoelectric element will be damaged due to reflection. There is a possibility that Therefore, in this embodiment, when the reaction disk is at a predetermined rotational position and the reaction container 114 is at the stirring position, the mechanism control section 4 transmits the reaction container facing signal 401 to the calculation section 12 of the amplifier 2. do. The calculation unit 12 adjusts the power only when the reaction vessel facing signal 401 is received from the mechanism control unit 4. Moreover, the calculation unit 12 ends the power adjustment after determining the reactance adjustment signal.
  • the signal transmitted from the mechanism control unit 4 to the amplifier 2 may include information indicating whether or not analysis is in progress.
  • the calculation unit 12 may adjust the power only when the automatic analyzer is performing analysis. This is because it would be wasteful to adjust the power when the automatic analyzer is not performing analysis.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, but includes various modifications.
  • each of the embodiments described above has been described in detail to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and the present invention is not necessarily limited to having all the configurations described. It is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment, and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. It is possible to add, delete, or replace a part of the configuration of each embodiment with other configurations.

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Abstract

本発明の目的は、圧電素子の特性ばらつきによらず、安定した音圧の超音波により試料と試薬の攪拌が可能な自動分析装置を提供することにある。そのために、本発明は、圧電素子を駆動して生じる超音波により試料と試薬を攪拌する自動分析装置において、前記圧電素子を駆動する増幅器は、前記圧電素子に印加される電圧を検出する電圧検出部と、前記圧電素子に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電圧検出部で検出された検出電圧及び前記電流検出部で検出された検出電流に基づいて有効電力を計算し、計算した有効電力と予め定められた目標電力を用いて、調整信号を決定する演算部と、前記演算部で決定された前記調整信号に基づきリアクタンス成分を変化させることで前記増幅器の出力電力を調整するインピーダンス整合回路と、を備えた。

Description

自動分析装置
　本発明は、自動分析装置に関する。
　超音波を反応容器内の反応液に照射することで、反応液に含まれる試料及び試薬に流動を発生させ、検体と試薬を攪拌する技術が開発され、自動分析装置に既に実装されている。この超音波を用いた攪拌方式は、反応液を非接触で攪拌できるため、攪拌棒などを用いることによる検体及び試薬のキャリーオーバーや洗浄水の持込を回避できる。ただし、超音波を用いた攪拌方式は、超音波の発生源である圧電素子の共振周波数のばらつき等により、発生する超音波の強度が異なり、安定した撹拌が得られない可能性がある。そこで、例えば、特許文献１には、任意の周波数範囲の周波数で周波数変調をかけた電圧を圧電素子に印加する自動分析装置が開示されている。
国際公開第０１／６３３００号
　特許文献１に記載の技術のように、共振周波数の公称値を中心として周波数変調することで、低周波数側をカバーしようとすると、最大周波数偏移ΔＦ以上へ広げなければならない。しかし、出力周波数をΔＦ以上で使用する場合、圧電素子の共振周波数以外で駆動する時間率が増加し、効率が低下してしまう。
　本発明の目的は、圧電素子の特性ばらつきによらず、安定した音圧の超音波により試料と試薬の攪拌が可能な自動分析装置を提供することにある。
　前述の課題を解決するために、本発明は、圧電素子を駆動して生じる超音波により試料と試薬を攪拌する自動分析装置において、前記圧電素子を駆動する増幅器は、前記圧電素子に印加される電圧を検出する電圧検出部と、前記圧電素子に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電圧検出部で検出された検出電圧及び前記電流検出部で検出された検出電流に基づいて有効電力を計算し、計算した有効電力と予め定められた目標電力を用いて、調整信号を決定する演算部と、前記演算部で決定された前記調整信号に基づきリアクタンス成分を変化させることで前記増幅器の出力電力を調整するインピーダンス整合回路と、を備えた。
　本発明によれば、圧電素子の特性ばらつきによらず、安定した音圧の超音波により試料と試薬の攪拌が可能な自動分析装置を提供できる。
本実施形態に係る自動分析装置の概略構成図。 攪拌部の構成と、これに接続される増幅器及び機構制御部を示す図。 増幅器の電気的な回路と、これに接続される攪拌部及び機構制御部を示す図。 実施例１に係る増幅器のうち、電圧検出部、電流検知素子、電流検出部及び演算部の構成を示す図。 実施例１に関する目標電力の値を記憶するテーブルの例。 実施例１に係るリアクタンス可変型インピーダンス整合回路の構成を示す図。 演算部による初期設定の処理を示すフローチャート。 演算部による電力調整の処理を示すフローチャート。 トレーニングシーケンスのタイミングを示すタイミングチャート。 実施例２に関する目標電力の値を記憶するテーブルの例。 実施例３に係るリアクタンス可変型インピーダンス整合回路の構成を示す図。 実施例４に係る増幅器のうち、電圧検出部、電流検知素子、電流検出部及び演算部の構成を示す図。 演算部による周波数サーチ電力調整の初期設定の処理を示すフローチャート。 周波数サーチ電力調整で用いられる電力調整モジュールを示す図。 演算部による周波数サーチ電力調整の処理を示すフローチャート。 電力調整を行うタイミングを示すタイミングチャート。 機構制御部から増幅器へ送られる信号を示す図。
　以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
　図１は、本実施形態に係る自動分析装置の概略構成図である。図１に示すように、自動分析装置は、試料格納部１０１と、試薬格納部１０２と、反応部１０３と、攪拌部１０４～１０９と、分析部１１０と、洗浄部１１１と、試料分注機構１１３と、試薬分注機構１１５と、を備える。また、図１では図示されていないが、自動分析装置は、さらに、電子回路や記憶装置により構成される機構制御部４（ホストコンピュータ）を備えており、この機構制御部４により各部及び各機構の動作が制御される。
　試料格納部１０１には、試験管等の試料容器が格納され、試料容器には試料１１２が入れられている。反応部１０３は、回転可能な反応ディスクで構成され、反応ディスク上の円周状に反応容器１１４（反応セル）が配置される。また、反応ディスクは、指定された温度の恒温水を保持する恒温槽を有しており、恒温槽内を循環する恒温水が反応容器１１４と接触することで、反応容器１１４が所定の温度に保たれている。試料分注機構１１３は、分析に必要な量の試料１１２を試料容器内から吸引し、吸引した試料１１２を反応部１０３上の反応容器１１４内に吐出する。試薬分注機構１１５は、分析に必要な量の試薬１１６を試薬格納部１０２から吸引し、吸引した試薬１１６を反応容器１１４内に吐出する。複数の攪拌部１０４～１０９は、反応ディスクの外周側に並べて設けられ、それぞれ反応容器１１４内に吐出された試料１１２及び試薬１１６を攪拌する。分析部１１０は、反応が促進された試料１１２と試薬１１６の反応液について、その吸光度を計測することにより成分分析する。洗浄部１１１は、吸光度の計測が終了した反応容器１１４を洗浄する。洗浄部１１１で洗浄された反応容器１１４には、次の試料１１２が試料分注機構１１３によって分注され、以降、同様のシーケンスが繰り返される。
　ここで、攪拌部１０４～１０９は、反応容器１１４へ超音波を照射し、振動、音響流動、音響放射圧等を利用して、試料１１２と試薬１１６の攪拌を非接触で実現する。複数の攪拌部を設けることで、試料１１２と試薬１１６の攪拌を効率的に行い、高い処理能力を実現している。なお、本実施形態では、音波を媒介する液体として、恒温水を用いるが、恒温水以外の水でも良いし、水以外の液体でも良い。また、試料１１２と試薬１１６に振動等が与えられるならば、超音波以外の音波であっても構わない。
　図２は、攪拌部の構成と、これに接続される増幅器及び機構制御部を示す図である。図２においては、主に攪拌部１０４について、反応部１０３の径方向に沿った鉛直方向断面を示しており、増幅器２の具体的な構成については、図３以降で示す。また、以下では、攪拌部１０４を例に挙げて説明するが、攪拌部１０５～１０９についても、同様である。
　図２に示すように、攪拌部１０４は、超音波を発生させる圧電素子２０２と、圧電素子２０２を恒温槽１１７に取り付けるための治具２０３と、反応容器１１４等を透過してきた超音波を反応容器１１４に向けて反射させる反射板２２３と、圧電素子２０２と増幅器２側とを電気的に接続するコネクタ２０１と、を備える。また、圧電素子２０２は、一方の面（空気側面）に設けられて空気と接触する分割電極２０４，２０９と、他方の面（恒温水側面）に設けられて恒温水２０８と接触する恒温水側電極２０５と、を有する。なお、恒温水側電極２０５の一部は、圧電素子２０２の下側の端面に沿って空気側面に折り返されている。
　分割電極２０４，２０９は、異なる高さ位置に複数の電極として分割されている。本実施形態では、１３個の分割電極を設けた例（図２等では一部のみを示す）について説明するが、分割電極の個数は１３個に限られない。各分割電極の寸法及び形状は、個別に任意に設計可能であるが、本実施形態では、上から１～１２番目の分割電極２０４はすべて同一形状（同一の幅及び長さ）であり、１３番目（一番下）の分割電極２０９だけが他の分割電極２０４より若干長く形成されている。各分割電極は、それぞれコネクタ２０１の各ピンに一対一で接続される。
　増幅器２には、機構制御部４と接続するインターフェース部２２１が設けられており、機構制御部４は、このインターフェース部２２１を介して増幅器２を制御する。また、増幅器２は、コネクタ２０１を介して攪拌部１０４と接続されている。さらに、増幅器２と、コネクタ２０１との間には、リレー群２１３が配置されている。リレー群２１３は、複数のスイッチを備え、機構制御部４からの指令で各スイッチの開閉が制御される。すなわち、リレー群２１３は、増幅器２と、各分割電極２０４，２０９との接続を切り替えるスイッチ装置として機能する。
　機構制御部４は、反応容器１１４内の液体の液面位置（液面高さ）を検知する。さらに、機構制御部４は、液面位置に合わせて、適切な位置の分割電極２０４，２０９を１つ以上選択し、選択した分割電極２０４，２０９に電圧を印加するようリレー群２１３を制御する。このようにして、反応容器１１４への超音波の照射位置が調整される。
　このように、本実施形態の機構制御部４は、増幅器２を介して各分割電極２０４，２０９に電圧を印加する。各分割電極２０４，２０９に電圧が印加されると、圧電素子２０２が駆動し、超音波が発生する。
　次に、増幅器２の電気的な回路の構成について、説明する。図３は、増幅器の電気的な回路と、これに接続される攪拌部及び機構制御部を示す図である。図３に示すように、増幅器２は、スイッチングアンプ１６と、トランス１９と、リアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１と、電圧検出部１３と、電流検出部１４と、演算部１２と、を備える。
　スイッチングアンプ１６は、圧電素子２０２の駆動周波数Ｆｒｓを発信するものである。トランス１９は、スイッチングアンプ１６の出力を巻き数比に応じて変換するものである。ここで、スイッチングアンプ１６は、駆動周波数Ｆｒｓにおける負荷インピーダンス（トランス１９の一次側から二次側を見たインピーダンス）が低い状態の方が出力を大きくできる。一方、圧電素子２０２は、その材料によってインピーダンスが異なり、駆動周波数Ｆｒｓでは数百Ωと、スイッチングアンプ１６の負荷としては高い場合がある。そこで、本実施形態では、圧電素子２０２側のインピーダンスを下げるためのリアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１を、トランス１９と圧電素子２０２との間に挿入する。
　電圧検出部１３は、圧電素子２０２に印加される電圧を検出し、検出した検出電圧を演算部１２へ出力するものである。電流検出部１４は、圧電素子２０２に流れる電流を検出し、検出した検出電流を演算部１２へ出力するものである。演算部１２は、検出電圧及び検出電流に基づいて有効電力を計算し、計算した有効電力と予め定められた目標電力を用いて、調整信号を決定するものである。リアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１は、トランス１９の２次側に接続され、リアクタンス調整信号１５に基づきリアクタンス成分を変化させることで増幅器２の出力電力を調整するものである。なお、有効電力の計算方法や出力電力の調整方法の詳細については、後述する。
　以下、実施例１～実施例７を用いて、増幅器２の具体例を説明する。
  図４は、実施例１に係る増幅器のうち、電圧検出部、電流検知素子、電流検出部及び演算部の構成を示す図である。
　電圧検出部１３は、入力増幅器２２と、エイリアス除去フィルタ２３と、ＡＤ変換器２４と、を有する。入力増幅器２２は、圧電素子２０２に印加された電圧を線形増幅してエイリアス除去フィルタ２３へ出力する。エイリアス除去フィルタ２３は、駆動周波数Fｒｓ×２以上の遮断周波数を持ち、ＡＤ変換器２４にとってエイリアスとなる周波数帯域を除去する。ＡＤ変換器２４は、エイリアス成分が除去された電圧信号をＡＤ変換して、演算部１２の電圧入力レジスタ３１へ出力する。
　電流検知素子２１は、圧電素子２０２の入力ケーブルをクランプして電流を検知する素子である。電流検出部１４は、プリアンプ２５と、エイリアス除去フィルタ２６と、ＡＤ変換器２７と、を有する。プリアンプ２５は、電流検知素子２１が検知した電流を電圧へ変換してエイリアス除去フィルタ２６へ出力する。ＡＤ変換器２７は、エイリアス成分が除去された電流信号をＡＤ変換して、演算部１２の電流入力レジスタ３２へ出力する。
　演算部１２は、電圧入力レジスタ３１と、電流入力レジスタ３２と、乗算器３３と、ＶＩ積レジスタ３４と、電力レジスタ３５と、を有する。電圧入力レジスタ３１及び電流入力レジスタ３２は、同期して乗算器３３へデータを出力し、乗算器３３は、そのデータの積をＶＩ積レジスタ３４へ出力する。ＶＩ積レジスタ３４は、積データをシフトし、電力計算に十分な時間Tｓ秒が経過した後、積データの総和Pｓｕｍを電力レジスタ３５へ出力する。
　このようにして、演算部１２は、圧電素子２０２に供給された有効電力Pｒｐ＝Pｓｕｍ／Ｔｓを計算できる。すなわち、圧電素子電圧をＶ（ｔ）、圧電素子電流をＩ（ｔ）とすると、有効電力Ｐｒｐは以下の（式１）により、求められる。
　Ｐｒｐ＝［∫｛（Ｖ（ｔ）×Ｉ（ｔ））｝ｄｔ］／Ｔｓ…（式１）
　また、本実施例の増幅器２は、圧電素子２０２に供給される有効電力Pｒｌが、予め定められた目標電力に近づくように制御する。ここで、目標電力は、周波数ごと、及び、圧電素子２０２の種類ごと、に異なる値がテーブル５１に記憶されている。なお、テーブル５１は、図示しない記憶部に格納される。
　図５は、実施例１に関する目標電力の値を記憶するテーブルの例である。本実施例の自動分析装置は種類の異なる圧電素子が利用できる、すなわち、本実施例の増幅器２は特性の異なる材料の圧電素子２０２を駆動できる。図５において、例えば、ピエゾ素子Ａの材料はＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）であり、ピエゾ素子Ｂの材料はＬＮ（ニオブ酸リチウム）である。また、増幅器２のＧａｉｎは、最大利得Ｇｍａｘ，中間利得Ｇｍｉｄ及び最低利得Ｇｍｉｎの３段階のいずれかに設定が可能である。増幅器２の周波数は、最低周波数ＦＬｗ，中心周波数Ｆｃｎ及び最大周波数Ｆｈｉの複数のチャネルを有しており、例えば１．０ＭＨｚ～１．５ＭＨｚ帯が用いられる。一例として、ピエゾ素子Ａを中間利得Ｇｍｉｄ，中心周波数Ｆｃｎで駆動する場合、目標電力Ｐｔｇは、６．７Ｗである。
　次に、リアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１の動作を述べる。図６は、実施例１に係るリアクタンス可変型インピーダンス整合回路の構成を示す図である。本実施例のリアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１は、インダクタ（トロイダルコア４１，４２）と、コンデンサ４３と、可変容量ダイオード（バラクタダイオード４４）と、を有する。なお、バラクタダイオード４４は、コンデンサ４３に並列接続されている。
　トロイダルコア４１，４２とコンデンサ４３は、圧電素子２０２の数百Ωのインピーダンスを低インピーダンスに変換して、スイッチングアンプ１６とインピーダンスを整合させている。前述のテーブル５１に記憶された目標電力に有効電力を近づけるために、演算部１２が容量調整信号４５を出力すると、バラクタダイオード４４の容量値が変化するため、トランス１９の一次側から見たインピーダンスが変化する。本実施例では、この原理を利用することで、圧電素子２０２の共振周波数がずれたことによるインピーダンス変化を、バラクタダイオード４４の容量調整により補正できる。
　次に、演算部１２がリアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１を制御する方法について、図７及び図８を用いて説明する。
　まず、初期設定を述べる。図７は、演算部による初期設定の処理を示すフローチャートである。自動分析装置に電源が投入されると、演算部１２は、増幅器２に接続された圧電素子２０２の種類（例えばピエゾ素子Ａかピエゾ素子Ｂか）の情報を記憶部から読み込む（ステップＳ１０１）。また、演算部１２は、増幅器２のＧａｉｎ設定値（例えばＧｍａｘ，Ｇｍｉｄ，Ｇｍｉｎ）を記憶部から読み込む（ステップＳ１０２）。さらに、演算部１２は、増幅器２の周波数設定値（例えばＦＬｗ，Ｆｃｎ，Ｆｈｉ）を記憶部から読み込む（ステップＳ１０３）。その後、演算部１２は、ステップＳ１０１～ステップＳ１０３で読み込んだ設定情報に基づき、図５に示したテーブル５１を参照し、対応する値を目標電力Ｐｔｇへ代入する（ステップＳ１０４）。例えば、圧電素子種類がピエゾ素子Ａ，Ｇａｉｎ設定値がＧｍｉｄ，周波数設定値がＦｃｎの場合、６．７を目標電力Ｐｔｇへ代入する。
　次に、演算部１２は、容量調整信号４５（Ｖｔ）を変化させる時の増減ステップ量であるΔＶｔを記憶部から読み込む（ステップＳ１０５）。この増減ステップ量ΔＶｔは、リアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１内のバラクタダイオード４４への印加電圧を変化させた場合における、圧電素子２０２へ供給される有効電力Ｐｒｌの変化量に基づいて、予め記憶部に定められたものである。
　最後に、演算部１２は、容量調整信号４５（Ｖｔ）の初期値Ｖｉｔをリアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１へ出力して（ステップＳ１０６）、初期設定の処理を終了する。ここで、容量調整信号４５（Ｖｔ）の初期値Ｖｉｔは、圧電素子２０２へ供給される有効電力Ｐｒｌの変化量に対応できるよう、例えばバラクタダイオード４４の印加電圧範囲の中央値に定めておくのが望ましい。
　次に、電力調整を述べる。図８は、演算部による電力調整の処理を示すフローチャートである。まず、演算部１２は、電圧検出部１３による電圧検出を開始させるとともに（ステップＳ１１１）、電流検出部１４による電流検出を開始させる（ステップＳ１１２）。
その後、演算部１２は、図４を用いて前述した方法で、有効電力Ｐｒｌを計算する（ステップＳ１１３）。
　次に、演算部１２は、有効電力Ｐｒｌと目標電力Ｐｔｇとを比較する（ステップＳ１１４）。有効電力Ｐｒｌが目標電力Ｐｔｇより小さい場合、演算部１２は、現在の容量調整信号に対して増減ステップ量Δｔを加算したものを、新たな容量調整信号とする（ステップＳ１１５）。演算部１２は、新たな容量調整信号によりバラクタダイオード４４の容量が変化した時の電圧と電流に基づいて、有効電力Ｐｒｌを計算する（ステップＳ１１６）。そして、演算部１２は、再び、有効電力Ｐｒｌと目標電力とを比較する（ステップＳ１１７）。有効電力Ｐｒｌが目標電力Ｐｔｇ以上の場合、電力調整の処理は終了するが、有効電力Ｐｒｌが目標電力Ｐｔｇより小さい場合、ステップＳ１１５～ステップＳ１１７を繰り返す。なお、容量調整信号と有効電力との間には、調整調整信号が高いほど有効電力が増加する関係、すなわち正の相関関係があるものとする。
　前述のステップＳ１１４において、有効電力Ｐｒｌが目標電力Ｐｔｇ以上の場合、演算部１２は、現在の容量調整信号に対して増減ステップ量Δｔを減算したものを、新たな容量調整信号とする（ステップＳ１１８）。演算部１２は、新たな容量調整信号によりバラクタダイオード４４の容量が変化した時の電圧と電流に基づいて、有効電力Ｐｒｌを計算する（ステップＳ１１９）。そして、演算部１２は、再び、有効電力Ｐｒｌと目標電力とを比較する（ステップＳ１２０）。有効電力Ｐｒｌが目標電力Ｐｔｇより小さい場合、電力調整の処理は終了するが、有効電力Ｐｒｌが目標電力Ｐｔｇ以上の場合、ステップＳ１１８～ステップＳ１２０を繰り返す。
　以上の電力調整により、有効電力Ｐｒｌを目標電力Ｐｔｇに近づけることができる。したがって、経時変化により共振周波数がずれる等、圧電素子２０２の特性がばらついても、所望の電力が圧電素子２０２に供給される。安定した電力が供給されると、圧電素子２０２からの出力音圧のばらつきが抑制され、結果として、試料と試薬の安定した攪拌が可能となる。さらには、自動分析装置に既に設置されている圧電素子２０２を、特性の異なる種類のものに変更した場合、例えば、鉛を含む材料（例えばＰＺＴ）のものから、鉛を含まない材料（例えばＬＮ）のものに変更した場合であっても、前述の電力調整を行うことにより、同一の増幅器２で圧電素子２０２の駆動が可能となる。
　次に、電力調整のトレーニングシーケンスを述べる。図９は、トレーニングシーケンスのタイミングを示すタイミングチャートである。図９に示すように、オペレータが自動分析装置の電源を投入すると、機構制御部４は装置全体の初期化設定を行う。この時、前述した容量調整信号４５（Ｖｔ）の初期値Ｖｉｔや増減ステップΔＶｔも設定される。
　その後、オペレータは、自動分析装置に電力校正用の圧電素子２０２を取り付ける。校正用の圧電素子２０２は、標準的な特性を有する個体であり、例えばピエゾ素子Ａのばらついていない標準的な共振周波数を有する個体である。また、電力校正用の圧電素子２０２は、反応ディスクの外周側の特定の位置に予め取り付けられていても良い。
　機構制御部４は、トレーニングシーケンスを開始し、校正開始信号を演算部１２へ送信する。演算部１２は、増幅器２のＧａｉｎ設定値及び周波数設定値を変えたときの各有効電力を計算することで、図５に示したテーブル５１を更新する。テーブル５１の更新が完了すると、演算部１２は、正常完了信号を機構制御部４へ送信する。機構制御部４は、正常完了信号２０６を受信すると、トレーニングシーケンスの終了を判定し、試料と試薬の攪拌を含む、分析動作を開始する。
　このように、電源投入後であって分析の開始前に行われる、自動分析装置の校正のタイミングで、目標電力のテーブルを更新しておくことで、その後の電力調整を正常に実行することが可能となる。なお、校正用に取り付けられた圧電素子２０２は、そのまま実際の攪拌に利用されても良い。
  図１０は、実施例２に関する目標電力の値を記憶するテーブルの例である。本発明の実施形態に係る自動分析装置では、前述のように、圧電素子２０２の電極が複数（＃１～＃１２）の分割電極２０４で構成されている。ここで、電圧・電流の特性は、分割電極２０４ごとに異なる場合がある。そのため、本実施例では、分割電極２０４ごと、に異なる目標電力Ｐｔｇの値がテーブル５２に記憶されている。また、同時に複数の分割電極２０４に電圧が印加される場合には、その組合せごとに、異なる目標電力Ｐｔｇの値がテーブル５２に記憶される。例えば、＃５と＃６の分割電極２０４を並列接続して用い、Ｇａｉｎ設定値が中間利得Ｇｍｉｄ，周波数設定値が中心周波数Ｆｃｎの場合、目標電力Ｐｔｇは、６．１Ｗである。本実施例によれば、圧電素子２０２の複数の電極で構成されている場合でも、各電極及びその組合せに応じて設定した目標電力に近づけることで、各電極に供給される電力を安定化でき、出力音圧のばらつきが抑制される。
  図１１は、実施例３に係るリアクタンス可変型インピーダンス整合回路の構成を示す図である。本実施例のリアクタンス可変型インピーダンス整合回路１１は、インダクタ（トロイダルコア６１，６２）と、コンデンサ６３と、４ビット２進コンデンサアレイ６４と、を有する。なお、４ビット２進コンデンサアレイ６４は、コンデンサ６３に並列接続され、容量調整４ビット信号６５により、８４２１の重み付けがされたコンデンサがオン／オフし、端子間の容量を変化させることが可能な素子である。
　本実施例においても、実施例１の図６に示す構成の場合と同様に、トロイダルコア６１，６２とコンデンサ６３が、圧電素子２０２の数百Ωのインピーダンスを低インピーダンスに変換して、スイッチングアンプ１６とインピーダンスを整合させている。ただし、本実施例では、目標電力Ｐｔｇに有効電力を近づけるために、演算部１２が容量調整４ビット信号６５を出力し、４ビット２進コンデンサアレイ６４を構成する複数のコンデンサのうちＯＮするコンデンサが変更されると、容量値が変化するため、トランス１９の一次側から見たインピーダンスも変化する。本実施例では、この原理を利用することで、圧電素子２０２の共振周波数がずれたことによるインピーダンス変化を、４ビット２進コンデンサアレイ６４の容量調整によりデジタル的に補正できる。
  図１２は、実施例４に係る増幅器のうち、電圧検出部、電流検知素子、電流検出部及び演算部の構成を示す図である。以下では、実施例１の図４に示す構成と異なる点のみについて説明する。
　本実施例の電圧検出部１３は、入力増幅器２２、エイリアス除去フィルタ２３及びＡＤ変換器２４に加えて、電圧０クロス検出器７１（コンパレータ）をさらに有する。また、本実施例の電流検出部１４は、プリアンプ２５、エイリアス除去フィルタ２６、ＡＤ変換器２７に加えて、電流０クロス検出器７６（コンパレータ）をさらに有する。そして、本実施例の演算部１２は、電圧入力レジスタ３１、Ｖ2総和計算部７８、電圧実効値計算部７９、電流入力レジスタ３２、Ｉ２総和計算部８３、電流実効値計算部８４、周期計算部７２、Ｖカウンタ７３、Ｉカウンタ７７、位相差計算部７４及び有効電力計算部７５を有する。
　電圧検出部１３のＡＤ変換器２４が、電圧ＡＤ変換値を電圧入力レジスタ３１へ出力すると、V２総和計算部７８は、電圧ＡＤ変換値を自乗して逐次加算し、Ｖ2の総和を計算する。電圧実効値計算部７９は、Ｖ２総和の平方根を計算し、その計算結果を電圧実効値Ｖｒｍｓとして有効電力計算部７５へ出力する。電圧０クロス検出器７１は、入力増幅器２２の出力の０ボルトとの交点を検出して、電圧０クロス信号８１を周期計算部７２及びＶカウンタ７３へ出力する。周期計算部７２は、電圧０クロス信号８１から電圧信号の１周期を計算する。
　一方、電流検出部１４のＡＤ変換器２７が、電流ＡＤ変換値を電流入力レジスタ３２へ出力すると、Ｉ２総和計算部８３は、電流ＡＤ変換値を自乗して逐次加算し、Ｉ2の総和を計算する。電流実効値計算部８４は、Ｉ２総和の平方根を計算し、その計算結果を電流実効値Ｉｒｍｓとして有効電力計算部７５へ出力する。電流０クロス検出器７６は、プリアンプ２５の出力の０ボルトとの交点を検出して、電流０クロス信号８２をＩカウンタ７７へ出力する。
　演算部１２の位相差計算部７４は、周期計算部７２、Ｖカウンタ７３及びＩカウンタ７７と同期しており、Ｖカウンタ７３のカウント値とＩカウンタ７７のカウント値から位相差時間ΔＴを求め、周期計算部７２が出力した１周期Ｔも用いて、次の式により位相差Δθを求める。
　位相差Δθ＝ΔＴ／Ｔ…（式２）
　演算部１２の有効電力計算部７５は、電圧実効値計算部７９の出力Ｖｒｍｓと、電流実効値計算部８４の出力Ｉｒｍｓと、位相差計算部７４の出力Δθと、から次の式で有効電力Ｐｒｌを計算する。
　有効電力Ｐｒｌ＝（Ｖｒｍｓ×Ｉｒｍｓ）×ｃｏｓΔθ…（式３）
　このようにして、圧電素子２０２に印加された電圧と流れる電流から、圧電素子２０２に供給された有効電力Ｐｒｌが計算できる。
  実施例５に関し、図１３～図１５を用いて説明する。実施例１では、図７及び図８を用いて述べたような電力調整のみを行うが、本実施例では、電力調整だけでなく、圧電素子２０２を駆動する駆動周波数Ｆｄｒの調整も行う、すなわち、周波数サーチ電力調整を行う。
　図１３は、演算部による周波数サーチ電力調整の初期設定の処理を示すフローチャートである。自動分析装置の電源が投入されると、まず、演算部１２は、実施例１の図７に示す初期設定と同様の処理を実行する。次に、演算部１２は、圧電素子の中心周波数Ｆｃ（圧電素子の公称駆動周波数でも良い）を記憶部から読み込む（ステップＳ３０１）。また、演算部１２は、増幅器２が圧電素子を駆動可能な最低周波数ＦＬｗと中心周波数Ｆｃとの差ΔＦＬｗを記憶部から読み込む（ステップＳ３０２）。さらに、演算部１２は、駆動周波数Ｆｄｒを増減する時の周波数増減ステップΔＦｄｒを記憶部から読み込む（ステップＳ３０３）。なお、中心周波数Ｆｃ、最低周波数ＦＬｗ、中心周波数Ｆｃ及び周波数増減ステップΔＦｄｒ等は、例えば圧電素子の種類ごとに予め記憶部に定められたものである。
　図１４は、周波数サーチ電力調整で用いられる電力調整モジュールを示す図である。図１４に示す電力調整モジュールは、実施例１の図８に示す電力調整の処理のうち、ステップＳ１１４以降の部分に相当する。
　図１５は、演算部による周波数サーチ電力調整の処理を示すフローチャートである。まず、演算部１２は、駆動周波数Ｆｄｒとして、中心周波数Ｆｃ－ΔＦＬｗを代入する（ステップＳ３１１）。
　次に、演算部１２は、実施例１の図８に示す電力調整の処理と同様に、ステップＳ１１１～ステップＳ１１３を行った後、図１４で示した電力調整モジュールの処理を行う。
　演算部１２は、電力調整モジュールでの調整後の有効電力Ｐｒｌを記憶部に記憶するとともに（ステップＳ３１２）、現在の駆動周波数Ｆｄｒを記憶部に記憶する（ステップＳ３１３）。その後、演算部１２は、現在の駆動周波数Ｆｄｒに対して周波数増減ステップΔＦｄｒを加算したものを、新たな駆動周波数Ｆｄｒとし（ステップＳ３１４）、中心周波数Ｆｃと比較する（ステップＳ３１５）。
　駆動周波数Ｆｄｒが中心周波数Ｆｃ以下の場合、図１４で示した電力調整モジュールの処理へ戻り、ステップＳ３１２～ステップＳ３１５が繰り返られる。駆動周波数Ｆｄｒが中心周波数Ｆｃより大きくなった場合、演算部１２は、記憶部に記憶された有効電力が最大となるときのリアクタンス調整電圧（容量調整信号）を周波数サーチ調整後のリアクタンス調整電圧とし（ステップＳ３１６）、そのときの駆動周波数を周波数サーチ調整後の駆動周波数とする（ステップＳ３１７）。
　このように、圧電素子を駆動する駆動周波数について、一定の範囲でステップ状に変化させ、有効電力を逐次計算していくと、有効電力が最大となる周波数を見つかる。このときの周波数で圧電素子を駆動すれば、出力音圧を高めることが可能となる。
　また、圧電素子の特性として、インピーダンスが極小となる共振周波数と、それよりも高い周波数領域にあってインピーダンスが極大となる反共振周波数と、が存在する。したがって、本実施例のように、低い周波数からステップ状に周波数を増加させながらサーチすると、共振周波数を見つけ易い利点がある。そして、共振周波数で圧電素子を駆動させれば、圧電素子の変位が最大となり、効率よく強力な超音波を発生させることができる。
  実施例６に関し、図１６を用いて説明する。図１６は、電力調整を行うタイミングを示すタイミングチャートである。オペレータが自動分析装置の電源を投入してから、トレーニングシーケンスが実行され、分析動作が開始するまでの処理は、実施例１の図９を用いて前述した通りである。
　本実施例では、増幅器２が、所定時間経過ごとに出力電力の調整を行う。具体的には、演算部１２が容量調整信号を決定した後は、時間Ｔｔｎが経過するまで、電力調整を行わないようにする。これにより、不要な電力調整を省くことができる。なお、時間Ｔｔｎは、圧電素子に経時変化が発生し得る時間（例えば１か月）等を考慮して定められる。また、所定時間経過したか否かの代わりに、所定の検体数（例えば１０万検体）に達したか否かで、電力調整のタイミングが判定されても良い。
  実施例７に関し、図１７を用いて説明する。図１７は、機構制御部から増幅器へ送られる信号を示す図である。
　前述のように、試料及び試薬を収容する反応容器１１４は、反応ディスクの回転と停止の繰り返しにより、順次、攪拌部１０４の前面に移動する。ここで、攪拌部１０４の前、すなわち、攪拌位置に、試料等を収容する反応容器１１４が存在しないタイミングで、圧電素子を駆動して超音波を発生させると、反射の影響で圧電素子を損傷させる可能性がある。したがって、本実施例では、反応ディスクが所定の回転位置にあって、反応容器１１４が攪拌位置にある場合、機構制御部４が、増幅器２の演算部１２に対して反応容器対面信号４０１を送信する。そして、演算部１２は、反応容器対面信号４０１を機構制御部４から受信した場合に限り、電力調整を行うようにした。また、演算部１２は、リアクタンス調整信号を決定すると、電力調整を終了する。
　なお、機構制御部４から増幅器２へ送信される信号には、分析中か否かを示す情報が含まれていても良い。そして、演算部１２は、自動分析装置が分析中の場合に限り、電力調整を行うようにしても良い。自動分析装置が分析中でない場合に電力調整を行っても無駄になるためである。
　本発明は、前述の各実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述の各実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明したすべての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　２：増幅器、４：機構制御部、１１：リアクタンス可変型インピーダンス整合回路、１２：演算部、１３：電圧検出部、１４：電流検出部、１５：リアクタンス調整信号、１６：スイッチングアンプ、１９：トランス、２１：電流検知素子、２２：入力増幅器、２３，２６：エイリアス除去フィルタ、２４，２７：ＡＤ変換器、２５：プリアンプ、３１：電圧入力レジスタ、３２：電流入力レジスタ、３３：乗算器、３４：ＶＩ積レジスタ、３５：電力レジスタ、４１，４２，６１，６２：トロイダルコア、４３，６３：コンデンサ、４４：バラクタダイオード、４５：容量調整信号、６４：４ビット２進コンデンサアレイ、６５：容量調整４ビット信号、７１：電圧０クロス検出器、７２：周期計算部、７３：Ｖカウンタ、７４：位相差計算部、７５：有効電力計算部、７６：電流０クロス検出器、７７：Ｉカウンタ、７８：Ｖ2総和計算部、７９：電圧実効値計算部、８１：電圧０クロス信号、８２：電流０クロス信号、８３：Ｉ２総和計算部、８４：電流実効値計算部、５１，５２：テーブル、１０１：試料格納部、１０２：試薬格納部、１０３：反応部、１０４～１０９：攪拌部、１１０：分析部、１１１：洗浄部、１１２：試料、１１３：試料分注機構、１１４：反応容器、１１５：試薬分注機構、１１６：試薬、１１７：恒温槽、２０１：コネクタ、２０２：圧電素子、２０３：治具、２０４：分割電極、２０５：恒温水側電極、２０８：恒温水、２０９：分割電極（下側）、２１３：リレー群、２２３：反射板、２２１：インターフェース部、４０１：反応容器対面信号

Claims (15)

  1. 圧電素子を駆動して生じる超音波により試料と試薬を攪拌する自動分析装置において、
    前記圧電素子を駆動する増幅器は、
    前記圧電素子に印加される電圧を検出する電圧検出部と、
    前記圧電素子に流れる電流を検出する電流検出部と、
    前記電圧検出部で検出された検出電圧及び前記電流検出部で検出された検出電流に基づいて有効電力を計算し、計算した有効電力と予め定められた目標電力を用いて、調整信号を決定する演算部と、
    前記演算部で決定された前記調整信号に基づきリアクタンス成分を変化させることで前記増幅器の出力電力を調整するインピーダンス整合回路と、
    を備えた自動分析装置。
  2. 請求項１に記載の自動分析装置において、
    前記目標電力は、周波数ごとに異なる値がテーブルに記憶されていることを特徴とする自動分析装置。
  3. 請求項２に記載の自動分析装置において、
    前記目標電力は、前記圧電素子の種類ごとに異なる値が前記テーブルに記憶されていることを特徴とする自動分析装置。
  4. 請求項３に記載の自動分析装置において、
    前記圧電素子の種類には、ＰＺＴ素子と、ＬＮ素子と、が含まれることを特徴とする自動分析装置。
  5. 請求項２に記載の自動分析装置において、
    電源の投入後、分析の開始前に、前記演算部が、前記増幅器のＧａｉｎ設定値及び周波数設定値を変えたときの前記増幅器の各有効電力を計算することで、前記テーブルが更新されることを特徴とする自動分析装置。
  6. 請求項１に記載の自動分析装置において、
    前記インピーダンス整合回路は、可変容量ダイオードと、インダクタと、を有することを特徴とする自動分析装置。
  7. 請求項１に記載の自動分析装置において、
    前記演算部は、前記検出電圧をＡＤ変換した値と、前記検出電流をＡＤ変換した値と、の積の総和に基づいて、前記有効電力を計算することを特徴とする自動分析装置。
  8. 請求項２に記載の自動分析装置において、
    前記圧電素子は、異なる高さ位置に複数の電極を有し、
    前記目標電力は、前記電極ごと又はその組合せごとに異なる値が前記テーブルに記憶されていることを特徴とする自動分析装置。
  9. 請求項１に記載の自動分析装置において、
    前記インピーダンス整合回路は、各コンデンサのオン／オフが選択できるコンデンサアレイと、インダクタと、を有することを特徴とする自動分析装置。
  10. 請求項１に記載の自動分析装置において、
    前記演算部は、前記検出電圧をＡＤ変換した値から算出した電圧実効値と、前記検出電流をＡＤ変換した値から算出した電流実効値と、前記検出電圧及び前記検出電流から算出した位相差と、に基づいて、前記有効電力を計算することを特徴する自動分析装置。
  11. 請求項１に記載の自動分析装置において、
    前記演算部は、前記圧電素子を駆動する駆動する駆動周波数を変化させ、各駆動周波数について計算した前記有効電力を用いて、前記調整信号及び前記駆動周波数を決定することを特徴とする自動分析装置。
  12. 請求項１１に記載の自動分析装置において、
    前記演算部が変化させる駆動周波数は、前記圧電素子の公称駆動周波数又は中心周波数から、前記圧電素子の駆動可能な最低周波数までの範囲であることを特徴とする自動分析装置。
  13. 請求項１２に記載の自動分析装置において、
    前記演算部は、駆動周波数を変化させるとき、前記最低周波数からステップ状に増加させることを特徴とする自動分析装置。
  14. 請求項１に記載の自動分析装置において、
    前記増幅器は、所定時間経過ごとに出力電力の調整を実行することを特徴とする自動分析装置。
  15. 請求項１に記載の自動分析装置において、
    試料及び試薬を収容する反応容器が配置されて回転が可能な反応ディスクを制御する機構制御部を備え、
    前記増幅器は、前記反応容器が攪拌位置にあること、又は、分析中であること、を前記機構制御部から受信した場合に、出力電力の調整を実行することを特徴とする自動分析装置。
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