WO2023157704A1 - 無線通信システム - Google Patents

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WO2023157704A1
WO2023157704A1 PCT/JP2023/003884 JP2023003884W WO2023157704A1 WO 2023157704 A1 WO2023157704 A1 WO 2023157704A1 JP 2023003884 W JP2023003884 W JP 2023003884W WO 2023157704 A1 WO2023157704 A1 WO 2023157704A1
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WO
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metamaterial
receiving
dielectric
communication system
hollow waveguide
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Application number
PCT/JP2023/003884
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English (en)
French (fr)
Inventor
明彦 枚田
修 加賀谷
大輔 山中
Original Assignee
Ａｇｃ株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/12—Hollow waveguides
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/14—Reflecting surfaces; Equivalent structures
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/40—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by components specially adapted for near-field transmission
    • H04B5/48—Transceivers

Definitions

  • the present invention relates to wireless communication systems.
  • wireless LANs Local Area Networks
  • the number of frequency channels of access points is limited, so there is a problem that when the same channel is used nearby, radio waves interfere and communication becomes unstable.
  • the output of the wireless LAN is high, there is a possibility that the radio waves may reach another floor or adjacent facilities, and there is a risk of information leakage.
  • Patent Document 1 discloses a technology related to sheet-like LAN.
  • the sheet-like LAN disclosed in Patent Document 1 has a sheet-like signal transmission device having a waveguide layer for guiding electromagnetic waves, and when a communication device is arranged near the sheet-like signal transmission device, Further, the sheet-like signal transmission device and the communication device are configured to be wirelessly communicable.
  • the sheet-like LAN of Patent Document 1 transmits electromagnetic waves (radio signals) confined in a waveguide layer formed in a sheet-like signal transmission device. Only the communication device placed on the sheet-shaped signal transmission device can wirelessly communicate with the sheet-shaped signal transmission device.
  • a sheet-shaped signal transmission device is formed on a table, and by placing a mobile terminal such as a notebook computer on the table, the mobile terminal is connected to the sheet-shaped LAN. Since the sheet-like LAN can manage radio waves for each table, radio wave interference between channels is less likely to occur.
  • an access point can be installed for each seat (each table), and the number of mobile terminals connected to the access point can also be limited to a predetermined number. Therefore, the number of mobile terminals connected to each access point can be systematically leveled, and a stable communication speed can be realized.
  • the output of the electromagnetic waves guided through the sheet-like LAN is smaller than that of a normal wireless LAN, and the amount of electromagnetic waves leaking from the sheet-like LAN is also small, so that the radio waves can be prevented from reaching other floors or adjacent facilities. , the risk of information leakage can be reduced.
  • the above-mentioned sheet-like LAN uses a carrier frequency of several GHz, so the transmission speed is 1 Gbps or less.
  • a sheet-like LAN with a transmission speed exceeding 10 Gbps is preferable.
  • the transmission speed can be improved by increasing the carrier frequency of the radio signal. For example, if a terahertz band electromagnetic wave exceeding 100 GHz (hereinafter simply referred to as a terahertz wave) is used, a transmission rate exceeding 10 Gbps may be achieved.
  • an object of the present invention is to provide a wireless communication system capable of realizing a sheet-like LAN using terahertz waves.
  • a wireless communication system includes: a hollow waveguide capable of guiding a terahertz wave provided on a planar substrate; a body member; A metamaterial is provided in the dielectric member, and when the communication device is not close to the metamaterial, the terahertz wave guided in the hollow waveguide is reflected by the metamaterial, When the communication device is close to the material, part of the terahertz wave guided through the hollow waveguide passes through the dielectric member including the metamaterial and is guided to the communication device.
  • the hollow waveguide may have a branch point, and when the substrate is viewed in plan, the plurality of hollow waveguides branched at the branch point are arranged in a predetermined direction. may be placed.
  • the hollow waveguide may be formed to extend in a predetermined direction, and a plurality of the dielectric members are arranged on the upper surface of the hollow waveguide at regular intervals in the predetermined direction. may be provided as follows.
  • the planar substrate may be a metal substrate, and the hollow waveguide may be formed within the metal substrate.
  • the planar substrate may be a resin substrate, and the hollow waveguide includes a waveguide formed in the resin substrate, a metal plating layer formed on an inner wall of the waveguide, may be provided.
  • the dielectric member may be a glass substrate, and the metamaterial may be provided on the surface of the glass substrate.
  • the metamaterial may have a split ring resonator (SRR) structure.
  • SRR split ring resonator
  • the communication device may include a reception dielectric, and a reception metamaterial provided on a surface of the reception dielectric on the hollow waveguide side, wherein the metamaterial part of the terahertz wave guided in the hollow waveguide passes through the dielectric member including the metamaterial and is guided to the receiving dielectric when the receiving metamaterial approaches the good too.
  • the receiving metamaterial may have a lattice pattern structure.
  • the communication device may include a reception transmission line and a reception antenna provided in the reception transmission line, and when the reception antenna approaches the metamaterial, Further, part of the terahertz wave guided through the hollow waveguide may pass through the dielectric member including the metamaterial and be guided to the reception transmission line.
  • the communication device includes a receiving dielectric, a receiving metamaterial provided on a surface of the receiving dielectric on the hollow waveguide side, and the receiving dielectric of the receiving dielectric.
  • a reception transmission line provided on a surface opposite to the surface on which the metamaterial is provided, and a reception antenna provided on the reception transmission line, wherein the reception metamaterial is attached to the metamaterial.
  • the present invention can provide a wireless communication system capable of realizing a sheet-like LAN using terahertz waves.
  • FIG. 1 is a plan view showing a wireless communication system according to a first embodiment
  • FIG. FIG. 2 is a cross-sectional view along section line II-II in FIG. 1
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along section line III-III in FIG. 1
  • 3 is a cross-sectional view of a dielectric member included in the wireless communication system according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a plan view of a dielectric member included in the wireless communication system according to the first embodiment
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing a radio communication system according to a first embodiment
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing a wireless communication system according to related technology
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing a radio communication system according to a first embodiment
  • FIG. 2 is a plan view showing a wireless communication system according to a second embodiment
  • FIG. FIG. 11 is a cross-sectional view showing a wireless communication system according to a third embodiment
  • FIG. 4 is a plan view showing an example of a receiving metamaterial
  • FIG. 11 is a cross-sectional view showing a radio communication system according to a fourth embodiment
  • FIG. 11 is a cross-sectional view showing a radio communication system according to a fifth embodiment
  • 1 is a perspective view showing a simulation model according to an example
  • FIG. 1 is a plan view showing a metamaterial according to an example
  • FIG. 5 is a graph showing transmission loss characteristics when using the metamaterial according to Example 1.
  • FIG. 7 is a graph showing transmission loss characteristics when using the metamaterial according to Example 2.
  • FIG. 5 is a graph showing transmission loss characteristics when using the metamaterial according to Example 1.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the length (c) of a metamaterial capacitor and transmission loss. 4 is a graph showing the relationship between the gap length (g) of the metamaterial and the transmission loss.
  • FIG. 4 is a plan view showing a state in which a receiving metamaterial is arranged on the metamaterial;
  • FIG. 4 is a cross-sectional view showing a state in which a receiving metamaterial is arranged on the metamaterial;
  • 5 is a graph showing S-parameters of the wireless communication system according to the embodiment;
  • FIG. 1 is a plan view showing a wireless communication system according to a first embodiment
  • FIG. FIG. 2 is a cross-sectional view along section line II-II in FIG.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view taken along section line III--III in FIG.
  • the wireless communication system 1 according to the present embodiment includes hollow waveguides 15a to 15d that are provided on a planar substrate 10 and capable of guiding terahertz waves, and hollow waveguides 15a to 15d. and dielectric members 21a to 21d provided so as to cover a part of the upper surface of the.
  • the hollow waveguides 15a to 15d may be collectively referred to as the hollow waveguide 15 below.
  • the x-axis in FIG. 1 is an axis parallel to the longitudinal direction of the substrate 10
  • the x-axis is an axis parallel to the lateral direction of the substrate 10
  • the xy plane is a plane parallel to the main surface of the substrate 10. be.
  • the z-axis is an axis perpendicular to the main surface (xy plane) of the substrate 10 .
  • the substrate 10 including the hollow waveguides 15a to 15d and the dielectric members 21a to 21d constitutes a sheet-like LAN.
  • the communication device 30 when the communication device 30 is placed on the substrate 10 constituting the sheet-like LAN, the communication device 30 is connected to the sheet-like LAN and becomes communicable.
  • the communication device 30 is, for example, a mobile terminal such as a smart phone, tablet, or laptop.
  • each hollow waveguide 11, 13a, 13b has branch points 12, 14a, 14b.
  • Hollow waveguides 15a to 15d are arranged in parallel to extend in the x-axis direction.
  • the hollow waveguide 11 has a branch point 12 on the positive side in the x-axis direction.
  • the hollow waveguides 13a and 13b branched at the branch point 12 are formed to extend to the negative side in the y-axis direction and the positive side in the y-axis direction, respectively, and then to the positive side in the x-axis direction.
  • the hollow waveguide 13a has a branch point 14a on the plus side in the x-axis direction.
  • the hollow waveguides 15a and 15b branched at the branch point 14a are formed so as to extend to the negative side in the y-axis direction and the positive side in the y-axis direction, respectively, and then extend to the positive side in the x-axis direction.
  • the hollow waveguide 13b has a branch point 14b on the plus side in the x-axis direction.
  • the hollow waveguides 15c and 15d branched at the branch point 14b are formed to extend to the negative side in the y-axis direction and the positive side in the y-axis direction, respectively, and then to the positive side in the x-axis direction.
  • FIG. 1 shows a configuration example in which the number of hollow waveguides 15a to 15d after branching is four, the number of hollow waveguides 15 can be arbitrarily determined in the present embodiment.
  • the substrate 10 is, for example, a planar metal substrate, and each hollow waveguide 11, 13, 15 is formed inside the metal substrate.
  • the term "planar” means that the substrate 10 is flat, and in this specification, the term “planar” includes both “plate-like” and “sheet-like.”
  • the terahertz wave is guided inside each hollow waveguide 11 , 13 , 15 . Specifically, when a terahertz wave is supplied to hollow waveguide 11, the supplied terahertz wave propagates through hollow waveguides 13a and 13b and hollow waveguides 15a to 15d in that order.
  • each hollow waveguide 11 , 13 , 15 is determined according to the frequency of the terahertz waves guided in the hollow waveguides 11 , 13 , 15 . That is, the sizes of the hollow waveguides 11, 13, and 15 are determined so that the terahertz waves are guided in the hollow waveguides 11, 13, and 15 in the fundamental mode. For example, when guiding terahertz waves in the 90 to 140 GHz band, the length of the long side (length in the y-axis direction) of the cross section of the hollow waveguides 11, 13, and 15 (see FIG. 2) is 2 mm. , the length of the short side (the length in the z-axis direction) is 1 mm.
  • each of the hollow waveguides 15a-15d is formed inside the substrate 10. As shown in FIG. That is, since the hollow waveguides 15a to 15d are surrounded by the substrate 10 (metal), the terahertz waves guided in the hollow waveguides 15a to 15d are guided without leaking to the outside. Further, since the hollow waveguides 15a to 15d are hollow inside, the loss of the terahertz waves guided in the hollow waveguides 15a to 15d can be suppressed. 2, the hollow waveguides 15a to 15d are surrounded by the substrate 10 (metal). 30 does not guide terahertz.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view taken along section line III--III in FIG. 1, and is a cross-sectional view of locations where the dielectric members 21a to 21d are provided.
  • dielectric members 21a-21d are provided on the upper surfaces of the respective hollow waveguides 15a-15d.
  • the metal on the upper surface of each hollow waveguide 15a-15d is replaced with the dielectric member 21a-21d.
  • Each of the dielectric members 21a-21d can be made of, for example, a glass substrate. Alkaline glass, quartz glass, or the like, for example, may be used for the glass substrate.
  • each of the dielectric members 21a to 21d may be made of a resin material.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the dielectric member 21, and FIG. 5 is a plan view of the dielectric member 21.
  • FIG. 5 is a plan view of the dielectric member 21.
  • a plurality of metamaterials 24 are provided on the top surface of the dielectric member 21 .
  • the metamaterial 24 can be formed by gold wiring with a thickness of 5 ⁇ m on the dielectric member 21 with a thickness of 0.2 mm.
  • the metamaterial 24 can be formed using, for example, a sputtering method, a vapor deposition method, a plating method, or the like.
  • the metamaterial 24 may have a split ring resonator (SRR: Split Ring Resonator) structure.
  • SRR split Ring Resonator
  • the SRR arrangement period is 0.7 mm.
  • the SRR operates as an LC resonator and functions as a bandstop filter that reflects electromagnetic waves in a specific frequency band at the resonance frequency.
  • the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 is reflected by the metamaterial 24 .
  • the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 is reflected by the metamaterial 24, so transmission loss of the terahertz wave 41 can be suppressed.
  • the dielectric member 121 when the dielectric member 121 is not provided with a metamaterial and the communication device 30 is not close to the dielectric member 121, the waveguide 115 formed in the substrate 110 is guided. A portion of the terahertz wave 141 passing through the dielectric member 121 leaks to the outside. Therefore, if the dielectric member 121 is not provided with a metamaterial, the transmission loss of the terahertz wave 141 may increase.
  • metamaterial 24 shown in FIG. 5 is only an example, and in the present embodiment, other types of metamaterials can be used as long as they can reflect the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 with low loss. Metamaterials may also be used. Any material may be used as the material forming the dielectric member 21 and the material forming the metamaterial 24 as long as the material can reflect the terahertz wave 41 with low loss.
  • the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 A portion is guided through dielectric member 21 comprising metamaterial 24 to communication device 30 . That is, as shown in FIG. 8, the communication device 30 includes a reception dielectric 31. When the reception dielectric 31 approaches the metamaterial 24, the metamaterial 24 is affected by the proximity reception dielectric 31. Resonance frequency changes. Therefore, the terahertz wave 41 is transmitted through the dielectric member 21 including the metamaterial 24 , and part of the terahertz wave 41 guided in the hollow waveguide 15 is guided to the receiving dielectric 31 . be done.
  • the communication device 30 can receive the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 .
  • FIG. 8 omits illustration of components other than the receiving dielectric 31 provided in the communication device 30 .
  • the term “proximity” refers to the case where the reception dielectric 31 is close to the dielectric member 21 including the metamaterial 24, and the case where the reception dielectric 31 is close to the dielectric member 21 including the metamaterial 24. It shall include both when they are in contact with each other.
  • the hollow waveguide 15 is used to guide the terahertz wave 41, so the loss of the terahertz wave can be reduced.
  • a dielectric member 21 is provided so as to partially cover the upper surface of the hollow waveguide 15 , and a metamaterial 24 is provided on the dielectric member 21 .
  • the communication device 30 is not close to the metamaterial 24 , the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 is reflected by the metamaterial 24 . Therefore, the leakage of the terahertz wave 41 to the outside can be suppressed, and the transmission loss of the terahertz wave 41 can be suppressed.
  • the communication device 30 when the communication device 30 is close to the metamaterial 24, part of the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 passes through the dielectric member 21 including the metamaterial 24 to reach the communication device. It is configured to guide to 30 . Therefore, the communication device 30 can receive the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 .
  • the invention according to this embodiment can provide a wireless communication system capable of realizing a sheet-like LAN using terahertz waves.
  • the communication device 30 is arranged so as to overlap the two hollow waveguides 15a and 15b.
  • the communication device 30 only needs to overlap with at least one hollow waveguide 15, and the number of hollow waveguides 15 overlapping with the communication device 30 can be arbitrarily determined.
  • the communication device 30 may be configured to be able to receive terahertz waves from the plurality of hollow waveguides 15 (see FIG. 3). may receive terahertz waves from one of the plurality of hollow waveguides 15 .
  • the hollow waveguide can be constructed by forming a waveguide on a resin substrate and forming a metal plating layer on the inner wall of the formed waveguide. By providing the metal plating layer, the inner wall of the waveguide can reflect the terahertz wave.
  • FIG. 9 is a plan view of a wireless communication system according to a second embodiment;
  • a wireless communication system 2 according to the second embodiment differs from the wireless communication system 1 described in the first embodiment in the arrangement of dielectric members 28a to 28d.
  • the same components are denoted by the same reference numerals, and redundant descriptions are omitted.
  • hollow waveguides 15a to 15d are formed to extend in the x-axis direction.
  • a plurality of dielectric members 28a to 28d are provided on the upper surfaces of the hollow waveguides 15a to 15d so as to be arranged at regular intervals in the x-axis direction.
  • a plurality of dielectric members 28a are provided on the upper surface of the hollow waveguide 15a so as to be arranged at regular intervals in the x-axis direction.
  • Each of the dielectric members 28a to 28d is provided with the metamaterial 24 as in the first embodiment.
  • dielectric members 21a to 21d are provided over the entire upper surface of each hollow waveguide 15a to 15d (see FIG. 1). Since each of the dielectric members 21a to 21d is provided with the metamaterial 24, the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 is reflected by the metamaterial 24, and the terahertz wave 41 is prevented from leaking to the outside. can be suppressed. However, when the metamaterial 24 is used to reflect the terahertz wave 41, more per unit length of the hollow waveguides 15a to 15d than when the upper surfaces of the hollow waveguides 15a to 15d are covered with metal transmission loss can be large.
  • a plurality of dielectric members 28a to 28d are provided on the upper surfaces of hollow waveguides 15a to 15d so as to be arranged at regular intervals in the x-axis direction.
  • the dielectric members 28a to 28d are provided in this way, the total area of the dielectric members 28a to 28d covering the upper surfaces of the hollow waveguides 15a to 15d can be reduced. transmission loss can be reduced.
  • the length d of the dielectric member 28 in the x-axis direction is made shorter than the length of the receiving dielectric 31 (see FIG. 8) in the x-axis direction, and the distance between the dielectric members 28 in the x-axis direction is is shorter than the length of the receiving dielectric 31 in the x-axis direction.
  • the period at which the dielectric members 28 are arranged is made shorter than the length of the receiving dielectric 31 in the x-axis direction.
  • the spacing between the dielectric members 28a to 28d and the length d of the dielectric members 28a to 28d in the x-axis direction can be appropriately changed according to the size of the reception dielectric 31 used.
  • the distance between the dielectric members 28a to 28d may be 20 mm
  • the length d of each dielectric member 28a to 28d in the x-axis direction may be 1 mm.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view showing a wireless communication system according to a third embodiment;
  • the wireless communication system according to the third embodiment differs from the wireless communication system described in the first embodiment in the configuration of the communication device 30.
  • the communication device 30 includes a receiving dielectric 31 and a receiving metamaterial 32 .
  • the receiving metamaterial 32 is provided on the surface of the receiving dielectric 31 (the side facing the metamaterial 24).
  • part of the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 passes through the dielectric member 21 including the metamaterial 24. Then, it is guided to the receiving dielectric 31 .
  • the communication device 30 can receive the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 .
  • FIG. 10 omits illustration of components other than the receiving dielectric 31 and the receiving metamaterial 32 provided in the communication device 30 . The same applies to FIGS. 12 and 13 as well.
  • FIG. 11 is a plan view showing an example of a receiving metamaterial.
  • the receiving metamaterial 32 has a lattice pattern structure.
  • the receiving metamaterial 32 is a metal lattice pattern, and can be formed on the surface of the receiving dielectric 31 by sputtering, vapor deposition, plating, or the like.
  • the receiving metamaterial 32 When the receiving metamaterial 32 is provided on the surface of the receiving dielectric 31 , the receiving metamaterial 32 approaches the metamaterial 24 when the communication device 30 is brought close to the substrate 10 . At this time, electromagnetic coupling occurs between the receiving metamaterial 32 and the metamaterial 24, and the transmission characteristics of the metamaterial 24 in the used frequency band (terahertz band) change greatly. As a result, part of the terahertz wave 41 guided in the hollow waveguide 15 can be transferred to the receiving dielectric at a lower loss than in the case of the first embodiment (see FIG. 8) that does not include the receiving metamaterial 32. 31 can be guided.
  • the terahertz band used frequency band
  • a lattice pattern structure is used as the metamaterial 32 for reception.
  • a part of the terahertz wave 41 guided in the hollow waveguide 15 can be guided to the receiving dielectric 31, another kind of metamaterial can be used as the receiving metamaterial 32. may be used.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view showing a wireless communication system according to a fourth embodiment.
  • the wireless communication system according to the fourth embodiment differs from the wireless communication system described in the first embodiment in the configuration of the communication device 30.
  • the communication device 30 includes a reception transmission line 35 and a reception antenna 36.
  • the receiving antenna 36 is provided on the receiving transmission line 35 .
  • the reception transmission line 35 and the reception antenna 36 are provided on the surface of the reception dielectric 31 (the surface facing the metamaterial 24).
  • the receiving antenna 36 approaches the metamaterial 24
  • part of the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 passes through the dielectric member 21 including the metamaterial 24. wave-guided to the transmission line 35 for reception.
  • the communication device 30 can receive the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 .
  • the receiving transmission line 35 and the receiving antenna 36 are provided on the surface of the receiving dielectric 31, when the communication device 30 is brought close to the substrate 10, the receiving antenna 36 is connected to the metal. Proximity to material 24; At this time, electromagnetic coupling occurs between the receiving antenna 36 and the metamaterial 24, and the transmission characteristics of the metamaterial 24 in the used frequency band (terahertz band) change greatly. As a result, part of the terahertz wave 41 guided in the hollow waveguide 15 can be guided to the reception transmission line 35 with lower loss than in the first embodiment (see FIG. 8).
  • the receiving transmission line 35 formed on the surface of the receiving dielectric 31 can be easily connected to a planar circuit such as a monolithic microwave integrated circuit (MMIC). Furthermore, it is also possible to form the receiving transmission line 35 and the receiving antenna 36 on the dielectric member forming the MMIC.
  • MMIC monolithic microwave integrated circuit
  • FIG. 13 is a cross-sectional view showing a wireless communication system according to a fifth embodiment;
  • the wireless communication system according to the fifth embodiment differs from the wireless communication system described in the first embodiment in the configuration of the communication device 30.
  • the communication device 30 includes a receiving dielectric 31, a receiving metamaterial 32, a receiving transmission line 37, and a receiving antenna .
  • the receiving metamaterial 32 is provided on the surface of the receiving dielectric 31 on the hollow waveguide 15 side (the surface facing the metamaterial 24).
  • the reception transmission line 37 is provided on the surface of the reception dielectric 31 opposite to the surface on which the reception metamaterial 32 is provided.
  • the receiving antenna 38 is provided on the receiving transmission line 37 .
  • the receiving metamaterial 32 when the receiving metamaterial 32 approaches the metamaterial 24, part of the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 is transmitted to the dielectric member 21 including the metamaterial 24 and the receiving metamaterial 24. It passes through the dielectric 31 for reception and is guided to the transmission line 37 for reception. As a result, the communication device 30 can receive the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 .
  • the receiving metamaterial 32 since the receiving metamaterial 32 is provided on the surface of the receiving dielectric 31, when the communication device 30 is brought close to the substrate 10, the receiving metamaterial 32 approaches the metamaterial 24. do. At this time, electromagnetic coupling occurs between the receiving metamaterial 32 and the metamaterial 24, and the transmission characteristics of the metamaterial 24 in the used frequency band (terahertz band) change greatly. As a result, part of the terahertz wave 41 guided in the hollow waveguide 15 can be guided to the receiving transmission line 37 with lower loss than in the first embodiment (see FIG. 8).
  • part of the terahertz wave 41 guided through the hollow waveguide 15 is guided to the reception transmission line 37 .
  • the reception transmission line 37 is provided on the surface of the reception dielectric 31 opposite to the surface on which the reception metamaterial 32 is provided, the MMIC in which the reception circuit is integrated is formed on the reception transmission line 37. can also be implemented by flip-chip mounting.
  • FIG. 14 is a perspective view showing a simulation model according to the example.
  • the simulation model shown in FIG. 14 has a configuration in which a hollow waveguide 51 is formed on a copper substrate 50 and a glass substrate 61 is provided on the upper surface of the hollow waveguide 51 .
  • a metamaterial 64 was provided on the glass substrate 61 .
  • a metamaterial having a split ring resonator (SRR) structure was used as the metamaterial.
  • a gold wiring was used for the SRR pattern.
  • Each size of the simulation model is as follows. [Hollow waveguide] Width: 2mm Length: 12.714mm Thickness: 1mm [Glass substrate] Width: 3.6mm Length: 7.357-7.6mm (measured at multiple lengths) Thickness: 0.2mm Relative permittivity: 5.3 [Gold wiring] Thickness: 5 ⁇ m Dielectric constant: 41000000siemens/m
  • FIG. 15 is a plan view showing the metamaterial (SRR) used in the simulation model.
  • SRR metamaterial 64
  • a is the length of one side of the outer ring of the SRR.
  • b is the repetition period of the SRR unit element.
  • c is the length of the middle capacitor 65 of the SRR.
  • g is the gap-to-gap distance of the central capacitor 65 of the SRR.
  • w is the line width of the SRR.
  • An SRR can be expressed as an LC resonant circuit in which an inductor formed by an outer ring and a capacitor formed by two central wires are connected in parallel. Therefore, the resonant frequency of the SRR is inversely proportional to the square root of the product (LC) of the inductance L of the inductor and the capacitance C of the capacitor. Also, the resonance frequency of the SRR depends on the length a ⁇ 4 of the outer ring, and the resonance Q value can be adjusted by the length (c) and gap (g) of the capacitor.
  • a radio wave is transmitted from the port 71 (see FIG. 14) of the hollow waveguide 51 to the port 72 (that is, in the x-axis direction), and the loss is simulated. It was evaluated whether or not the metamaterial 64 placed on the substrate 61 could reduce the transmission loss.
  • metamaterials having the configurations shown in Examples 1 and 2 above were produced. Specifically, metamaterials having the configurations shown in Examples 1 and 2 were produced by forming a pattern using gold with a thickness of 5 ⁇ m on a glass substrate with a thickness of 0.2 mm.
  • a waveguide module was fabricated by forming a hollow waveguide with a width and depth of 1 mm in the central portion of an aluminum rectangular parallelepiped with a long side of 8 cm, a short side of 3 cm, and a height of 3 cm.
  • a glass substrate and a waveguide top plate In order to install a glass substrate and a waveguide top plate on the central waveguide of the waveguide module, a long side of 5 cm, a short side of 3 cm, and a height of 1.5 cm were cut out, and a screw hole for fixing the top plate was formed on the upper surface of the module. .
  • the surface of the waveguide module was plated with gold in order to reduce the loss of the waveguide module itself.
  • the transmission characteristics of the metamaterials having the configurations shown in Examples 1 and 2 were measured by experiment using the waveguide module described above.
  • a standard horn antenna was connected to a vector network analyzer (VNA), a waveguide module was inserted between the two horn antennas for transmission and reception, and the difference in transmission loss measured by both antennas was calculated.
  • VNA vector network analyzer
  • FIG. 16 is a graph showing transmission loss characteristics when the metamaterial according to Example 1 is used.
  • 17 is a graph showing transmission loss characteristics when using the metamaterial according to Example 2.
  • FIG. 16 and 17 respectively show simulation results and experimental values obtained by the method described above.
  • the transmission loss (experimental value) could be reduced in the range of 110 Hz to 135 GHz.
  • the transmission loss (experimental value) could be reduced in the range of 120 Hz to 130 GHz.
  • the transmission loss (experimental value) could be reduced in the range of 110 Hz to 130 GHz.
  • the transmission loss (experimental value) could be reduced in the range of 120 Hz to 130 GHz.
  • the transmission loss was obtained by simulation when the length (c) of the capacitor was changed in the range of 60 ⁇ m to 260 ⁇ m.
  • FIG. 18 is a graph showing the relationship between the length (c) of the metamaterial (SRR) capacitor and the transmission loss. As shown in FIG. 18, the length (c) of the capacitor was set in the range of 100 ⁇ m to 240 ⁇ m in order to reduce the loss S21 to 3 dB or less.
  • FIG. 19 is a graph showing the relationship between the gap length (g) of the metamaterial and the transmission loss. As shown in FIG. 19, the gap length (g) is set to 30 ⁇ m or less in order to reduce the loss S21 to 3 dB or less.
  • the hollow waveguide 51 is formed on the substrate 50 made of copper, and the glass substrate 61 is provided on the upper surface of the hollow waveguide 51 .
  • a metamaterial 64 was provided on the glass substrate 61 .
  • the metamaterial (SRR) described above was used for the metamaterial 64 .
  • the sizes of the hollow waveguide, the glass substrate, and the gold wiring are the same as those described above.
  • a receiving metamaterial 82 having a lattice pattern structure was used as the receiving metamaterial (see FIG. 11).
  • a receiving metamaterial 82 was provided on the surface of a receiving dielectric 81 .
  • the metamaterial 82 for reception was arranged so that the crossing point of each lattice was positioned at the center of the capacitor 65 (see FIG. 15) of the metamaterial 64 (SRR).
  • the grid pattern wiring of the receiving metamaterial 82 had a thickness of 200 ⁇ m and a thickness of 18 ⁇ m. Copper was used for the receiving metamaterial 82 .
  • a dielectric substrate (Rogers RT/duroid 5880) having a width of 2.5 mm and a thickness of 0.78 mm was used for the receiving dielectric 81 .
  • FIG. 22 is a graph showing simulation results of transmission characteristics when communicating between different types of substrates, and is a graph showing S-parameters when the simulation was performed under the above conditions.
  • the frequencies of the radio wave are 125 GHz
  • the values of S21 and S31 are -4.8 dB and -16.5 dB, respectively. From this, it was confirmed that about 1/50 of the power input to the hollow waveguide 51 (port 1) shown in FIG. 21 could be propagated to the receiving dielectric 81 (port 3).

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Abstract

テラヘルツ波を使用したシート状ＬＡＮを実現可能な無線通信システムを提供すること。本発明の一態様にかかる無線通信システムは、平面状の基板（１０）に設けられた、テラヘルツ波が導波可能な中空導波路（１５ａ～１５ｄ）と、中空導波路（１５ａ～１５ｄ）の上面の一部を覆うように設けられた誘電体部材（２１ａ～２１ｄ）と、を備える。誘電体部材（２１ａ～２１ｄ）にはメタマテリアル（２４）が設けられており、メタマテリアル（２４）に通信装置（３０）が近接していない場合は、中空導波路（１５ａ～１５ｄ）を導波しているテラヘルツ波がメタマテリアル（２４）で反射され、メタマテリアル（２４）に通信装置（３０）が近接している場合は、中空導波路（１５ａ～１５ｄ）を導波しているテラヘルツ波の一部がメタマテリアル（２４）を備える誘電体部材（２１ａ～２１ｄ）を通過して通信装置（３０）に導波する。

Description

無線通信システム
　本発明は、無線通信システムに関する。
　近年、スマートフォン、タブレット、ノートパソコンなどのモバイル端末の爆発的な普及に伴い、無線ＬＡＮ（Local Area Network）のニーズが高まっている。しかしながら、現在の無線ＬＡＮではアクセスポイントの周波数チャネル数に限りがあるため、近くで同じチャネルを使用した際に電波が干渉し通信が不安定になるという問題がある。また、無線ＬＡＮの出力は大きいため、電波が別のフロアや隣接する施設に到達する可能性があり、情報漏洩の危険性がある。
　このような無線ＬＡＮの課題を解決する手段として、特許文献１にはシート状ＬＡＮに関する技術が開示されている。特許文献１に開示されているシート状ＬＡＮは、電磁波が導波する導波層を有するシート状の信号伝達装置を有し、当該シート状の信号伝達装置の近傍に通信装置が配置された際に、シート状の信号伝達装置と通信装置とが無線通信可能に構成されている。
　このように特許文献１のシート状ＬＡＮは、シート状の信号伝達装置内に形成された導波層に電磁波（無線信号）を封じ込めて伝送している。そして、シート状の信号伝達装置の上に置かれた通信装置のみが、シート状の信号伝達装置と無線通信可能となる。例えば、シート状の信号伝達装置はテーブルに形成されており、テーブルの上にノートパソコンなどのモバイル端末を置くことで、モバイル端末がシート状ＬＡＮに接続される。シート状ＬＡＮはテーブル毎に電波を管理できるため、チャネル間の電波の干渉が起こりにくい。
　また、特許文献１によれば、シート毎（テーブル毎）にアクセスポイントを設置でき、アクセスポイントに接続されるモバイル端末の数も所定の台数に制限できる。このため、各々のアクセスポイントに接続されるモバイル端末の数を計画的に平準化でき、安定した通信速度を実現できる。また、シート状ＬＡＮを導波する電磁波の出力は、通常の無線ＬＡＮの出力よりも小さく、シート状ＬＡＮから漏れる電磁波も少ないので、電波が別のフロアや隣接する施設に到達することを抑制でき、情報漏洩の危険性を低減できる。
特開２０１０－１１２９０号公報
　上述したシート状ＬＡＮは、数ＧＨｚのキャリア周波数を使用しているため、伝送速度が１Ｇｂｐｓ以下となっている。一方、近年の通信トラフィックの増加を考慮すると、１０Ｇｂｐｓを超える伝送速度のシート状ＬＡＮが好ましい。例えば、無線信号のキャリア周波数を高くすることで伝送速度を向上できる。一例を挙げると、１００ＧＨｚを超えるテラヘルツ帯の電磁波（以下、単にテラヘルツ波と記載する）を使用した場合は、１０Ｇｂｐｓを超える伝送速度を実現できる可能性がある。
　しかしながら、シート状ＬＡＮの導波路（誘電体）にテラヘルツ波を導波させた場合は、誘電体内を導波するテラヘルツ波の一部が熱エネルギーとして消費され、誘電体損失が発生する。このような誘電体損失は、周囲が金属で囲まれた中空導波路を用いることで低減できる可能性がある。
　しかしながら、中空導波路を用いた場合は、中空導波路の途中でテラヘルツ波を取り出せないという問題がある。このように、テラヘルツ波を使用したシート状ＬＡＮ（無線通信システム）を実現させるためには様々な課題が存在する。
　上記課題に鑑み本発明の目的は、テラヘルツ波を使用したシート状ＬＡＮを実現可能な無線通信システムを提供することである。
　本発明の一態様にかかる無線通信システムは、平面状の基板に設けられた、テラヘルツ波が導波可能な中空導波路と、前記中空導波路の上面の一部を覆うように設けられた誘電体部材と、を備える。前記誘電体部材にはメタマテリアルが設けられており、前記メタマテリアルに通信装置が近接していない場合は、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波が前記メタマテリアルで反射され、前記メタマテリアルに通信装置が近接している場合は、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波の一部が前記メタマテリアルを備える誘電体部材を通過して前記通信装置に導波する。
　上述の無線通信システムにおいて、前記中空導波路は分岐点を有してもよく、前記基板を平面視した際に、前記分岐点で分岐された複数の中空導波路が所定の方向に並ぶように配置されてもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記中空導波路は、所定の方向に伸びるように形成されてもよく、前記中空導波路の上面には複数の前記誘電体部材が前記所定の方向において一定間隔で並ぶように設けられてもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記平面状の基板は金属基板でもよく、前記中空導波路は、前記金属基板内に形成されてもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記平面状の基板は樹脂基板でもよく、前記中空導波路は、前記樹脂基板内に形成された導波路と、前記導波路の内壁に形成された金属メッキ層と、を備えてもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記誘電体部材はガラス基板でもよく、前記メタマテリアルは前記ガラス基板の表面に設けられてもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記メタマテリアルが、スプリットリング共振器（ＳＲＲ）構造を有してもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記通信装置は、受信用誘電体と、前記受信用誘電体の前記中空導波路側の面に設けられた受信用メタマテリアルと、を備えてもよく、前記メタマテリアルに前記受信用メタマテリアルが近接した際に、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波の一部が前記メタマテリアルを備える誘電体部材を通過して前記受信用誘電体に導波してもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記受信用メタマテリアルが格子パターン構造を有してもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記通信装置は、受信用伝送線路と、前記受信用伝送線路に設けられた受信用アンテナと、を備えてもよく、前記メタマテリアルに前記受信用アンテナが近接した際に、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波の一部が前記メタマテリアルを備える誘電体部材を通過して前記受信用伝送線路に導波してもよい。
　上述の無線通信システムにおいて、前記通信装置は、受信用誘電体と、前記受信用誘電体の前記中空導波路側の面に設けられた受信用メタマテリアルと、前記受信用誘電体の前記受信用メタマテリアルが設けられた面と反対側の面に設けられた受信用伝送線路と、前記受信用伝送線路に設けられた受信用アンテナと、を備えてもよく、前記メタマテリアルに前記受信用メタマテリアルが近接した際に、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波の一部が前記メタマテリアルを備える誘電体部材および前記受信用誘電体を通過して前記受信用伝送線路に導波してもよい。
　本発明により、テラヘルツ波を使用したシート状ＬＡＮを実現可能な無線通信システムを提供できる。
実施の形態１にかかる無線通信システムを示す平面図である。 図１の切断線ＩＩ－ＩＩにおける断面図である。 図１の切断線ＩＩＩ－ＩＩＩにおける断面図である。 実施の形態１にかかる無線通信システムが備える誘電体部材の断面図である。 実施の形態１にかかる無線通信システムが備える誘電体部材の平面図である。 実施の形態１にかかる無線通信システムを示す断面図である。 関連技術にかかる無線通信システムを示す断面図である。 実施の形態１にかかる無線通信システムを示す断面図である。 実施の形態２にかかる無線通信システムを示す平面図である。 実施の形態３にかかる無線通信システムを示す断面図である。 受信用メタマテリアルの一例を示す平面図である。 実施の形態４にかかる無線通信システムを示す断面図である。 実施の形態５にかかる無線通信システムを示す断面図である。 実施例にかかるシミュレーションモデルを示す斜視図である。 実施例にかかるメタマテリアルを示す平面図である。 例１にかかるメタマテリアルを用いた場合の伝送損失特性を示すグラフである。 例２にかかるメタマテリアルを用いた場合の伝送損失特性を示すグラフである。 メタマテリアルのキャパシタの長さ（ｃ）と伝送損失との関係を示すグラフである。 メタマテリアルのギャップの長さ（ｇ）と伝送損失との関係を示すグラフである。 メタマテリアルの上に受信用メタマテリアルを配置した状態を示す平面図である。 メタマテリアルの上に受信用メタマテリアルを配置した状態を示す断面図である。 実施例にかかる無線通信システムのＳパラメータを示すグラフである。
＜実施の形態１＞
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
　図１は、実施の形態１にかかる無線通信システムを示す平面図である。図２は、図１の切断線ＩＩ－ＩＩにおける断面図である。図３は、図１の切断線ＩＩＩ－ＩＩＩにおける断面図である。図１に示すように、本実施の形態にかかる無線通信システム１は、平面状の基板１０に設けられた、テラヘルツ波が導波可能な中空導波路１５ａ～１５ｄと、中空導波路１５ａ～１５ｄの上面の一部を覆うように設けられた誘電体部材２１ａ～２１ｄと、を備える。なお、以下では中空導波路１５ａ～１５ｄを総称して中空導波路１５と記載する場合もある。他の構成要素についても同様である。また、図１におけるｘ軸は基板１０の長手方向と平行な軸であり、ｘ軸は基板１０の短手方向と平行な軸であり、ｘｙ平面は、基板１０の主面と平行な面である。ｚ軸は、基板１０の主面（ｘｙ平面）と垂直な軸である。
　本実施の形態では、中空導波路１５ａ～１５ｄと誘電体部材２１ａ～２１ｄとを備える基板１０がシート状ＬＡＮを構成している。本実施の形態にかかる無線通信システム１は、シート状ＬＡＮを構成する基板１０の上に通信装置３０が置かれた際に、通信装置３０がシート状ＬＡＮに接続されて通信可能となる。通信装置３０は、例えば、スマートフォン、タブレット、ノートパソコンなどのモバイル端末である。
　図１に示すように、各々の中空導波路１１、１３ａ、１３ｂは、分岐点１２、１４ａ、１４ｂを有し、基板１０を平面視した際に、分岐点１４ａ、１４ｂで分岐された複数の中空導波路１５ａ～１５ｄが各々並行してｘ軸方向に伸びるように配置されている。
　具体的には、中空導波路１１はｘ軸方向プラス側に分岐点１２を有する。分岐点１２で分岐した中空導波路１３ａ、１３ｂはそれぞれ、ｙ軸方向マイナス側とｙ軸方向プラス側に伸びた後、ｘ軸方向プラス側に伸びるように形成される。中空導波路１３ａはｘ軸方向プラス側に分岐点１４ａを有する。分岐点１４ａで分岐した中空導波路１５ａ、１５ｂはそれぞれ、ｙ軸方向マイナス側とｙ軸方向プラス側に伸びた後、ｘ軸方向プラス側に伸びるように形成される。同様に、中空導波路１３ｂはｘ軸方向プラス側に分岐点１４ｂを有する。分岐点１４ｂで分岐した中空導波路１５ｃ、１５ｄはそれぞれ、ｙ軸方向マイナス側とｙ軸方向プラス側に伸びた後、ｘ軸方向プラス側に伸びるように形成される。このように中空導波路を分岐させることで、基板１０上の通信可能なエリアを広げられる。
　なお、図１に示した構成例では、分岐後の中空導波路１５ａ～１５ｄの数が４本の構成例を示したが、本実施の形態では中空導波路１５の数は任意に決定できる。
　基板１０は、例えば平面状の金属基板であり、各々の中空導波路１１、１３、１５は、金属基板の内部に形成されている。なお、「平面状」とは基板１０が平らであることを意味しており、本明細書では「平面状」は、「平板状」と「シート状」の両方を含む意味で用いている。テラヘルツ波は、各々の中空導波路１１、１３、１５の内部を導波する。具体的には、中空導波路１１にテラヘルツ波が供給されると、当該供給されたテラヘルツ波は、中空導波路１３ａ、１３ｂ、中空導波路１５ａ～１５ｄの順に伝搬する。
　各々の中空導波路１１、１３、１５のサイズは、中空導波路１１、１３、１５内を導波するテラヘルツ波の周波数に応じて決定される。つまり、中空導波路１１、１３、１５の内部をテラヘルツ波が基本モードで導波するように、中空導波路１１、１３、１５のサイズが決定される。一例を挙げると、９０～１４０ＧＨｚ帯のテラヘルツ波を導波する場合は、中空導波路１１、１３、１５の断面（図２参照）の長辺の長さ（ｙ軸方向の長さ）を２ｍｍ、短辺の長さ（ｚ軸方向の長さ）を１ｍｍとする。
　図２に示すように、各々の中空導波路１５ａ～１５ｄは、基板１０の内部に形成されている。つまり、各々の中空導波路１５ａ～１５ｄの周囲は基板１０（金属）で覆われているので、各々の中空導波路１５ａ～１５ｄ内を導波するテラヘルツ波は外部に漏れることなく導波する。また、中空導波路１５ａ～１５ｄの内部は空洞であるため、中空導波路１５ａ～１５ｄ内を導波するテラヘルツ波の損失を抑制できる。なお、図２に示す場所は、各々の中空導波路１５ａ～１５ｄの周囲が基板１０（金属）で覆われているので、通信装置３０が近接しても、中空導波路１５ａ～１５ｄから通信装置３０にテラヘルツが導波しない。
　図１に示すように、誘電体部材２１ａ～２１ｄは、中空導波路１５ａ～１５ｄの上面の一部を覆うように設けられている。図３は、図１の切断線ＩＩＩ－ＩＩＩにおける断面図であり、誘電体部材２１ａ～２１ｄが設けられている箇所の断面図である。図３に示すように、各々の中空導波路１５ａ～１５ｄの上面には、誘電体部材２１ａ～２１ｄが設けられている。換言すると、各々の中空導波路１５ａ～１５ｄの上面の金属が誘電体部材２１ａ～２１ｄに置き換えられている。各々の誘電体部材２１ａ～２１ｄは、例えばガラス基板で構成できる。ガラス基板には、例えばアルカリガラスや石英ガラス等を用いてもよい。また、各々の誘電体部材２１ａ～２１ｄは、樹脂材料で構成してもよい。
　図４は、誘電体部材２１の断面図であり、図５は、誘電体部材２１の平面図である。図４、図５に示すように、誘電体部材２１の上面には複数のメタマテリアル２４が設けられている。一例を挙げると、本実施の形態では、厚さ０．２ｍｍの誘電体部材２１の上に厚さ５μｍの金配線でメタマテリアル２４を形成できる。メタマテリアル２４は、例えばスパッタ法、蒸着法、メッキ法など用いて形成できる。
　例えば本実施の形態では、図５に示すように、メタマテリアル２４がスプリットリング共振器（ＳＲＲ：Split Ring Resonator）構造を有してもよい。一例を挙げると、ＳＲＲの配置周期は０．７ｍｍである。ＳＲＲは、ＬＣ共振器として動作し、共振周波数において特定の周波数帯の電磁波を反射するバンドストップフィルタとして機能する。
　すなわち、図６に示すように、メタマテリアル２４に通信装置３０が近接していない場合、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１がメタマテリアル２４で反射される。このように本実施の形態では、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１がメタマテリアル２４で反射されるので、テラヘルツ波４１の伝送損失を抑制できる。
　つまり、図７に示すように、誘電体部材１２１にメタマテリアルを設けない場合は、誘電体部材１２１に通信装置３０が近接していない場合、基板１１０に形成された中空導波路１１５を導波しているテラヘルツ波１４１の一部が誘電体部材１２１を透過して外部に漏れる。このため、誘電体部材１２１にメタマテリアルを設けない場合は、テラヘルツ波１４１の伝送損失が大きくなる可能性がある。
　これに対して、図６に示すように誘電体部材２１にメタマテリアル２４を設けた場合は、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１がメタマテリアル２４で反射されるので、外部にテラヘルツ波４１が漏れることを抑制できる。したがって、テラヘルツ波４１の伝送損失を抑制できる。
　なお、図５に示したメタマテリアル２４は一例であり、本実施の形態では、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１を低損失で反射できるメタマテリアルであれば、他の種類のメタマテリアルを用いてもよい。また、誘電体部材２１を構成する材料やメタマテリアル２４を構成する材料についても、テラヘルツ波４１を低損失で反射できる材料であれば、どのような材料を用いてもよい。
　また、図８に示すように、本実施の形態にかかる無線通信システム１は、メタマテリアル２４に通信装置３０が近接している場合は、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１の一部が、メタマテリアル２４を備える誘電体部材２１を通過して通信装置３０に導波する。すなわち、図８に示すように、通信装置３０は受信用誘電体３１を備えており、メタマテリアル２４に受信用誘電体３１が近接すると、近接した受信用誘電体３１の影響によりメタマテリアル２４の共振周波数が変化する。このため、テラヘルツ波４１が、メタマテリアル２４を備える誘電体部材２１を透過するようになり、中空導波路１５内を導波しているテラヘルツ波４１の一部が受信用誘電体３１に導波される。この結果、通信装置３０は、中空導波路１５内を導波しているテラヘルツ波４１を受信可能になる。なお、図８では、通信装置３０が備える受信用誘電体３１以外の構成要素の図示を省略している。また、本明細書において「近接」とは、メタマテリアル２４を備える誘電体部材２１に受信用誘電体３１が近づいている場合と、メタマテリアル２４を備える誘電体部材２１に受信用誘電体３１が接している場合の両方を含むものとする。
　以上で説明したように、本実施の形態にかかる無線通信システムでは、中空導波路１５を用いてテラヘルツ波４１を導波しているので、テラヘルツ波の損失を低減できる。また、中空導波路１５の上面の一部を覆うように誘電体部材２１を設け、当該誘電体部材２１にメタマテリアル２４を設けている。そして、メタマテリアル２４に通信装置３０が近接していない場合は、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１がメタマテリアル２４で反射されるように構成している。よって、テラヘルツ波４１が外部に漏れることを抑制でき、テラヘルツ波４１の伝送損失を抑制できる。また、メタマテリアル２４に通信装置３０が近接している場合は、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１の一部が、メタマテリアル２４を備える誘電体部材２１を通過して通信装置３０に導波するように構成している。よって、通信装置３０が、中空導波路１５内を導波しているテラヘルツ波４１を受信可能になる。
　したがって、本実施の形態にかかる発明により、テラヘルツ波を使用したシート状ＬＡＮを実現可能な無線通信システムを提供できる。
　なお、図１、図３では、通信装置３０が２つの中空導波路１５ａ、１５ｂと重なるように配置した構成例を示した。しかしながら本実施の形態では、通信装置３０は少なくとも１つの中空導波路１５と重なればよく、通信装置３０と重なる中空導波路１５の数は任意に決定できる。また、通信装置３０が複数の中空導波路１５と重なっている場合は、通信装置３０が複数の中空導波路１５からテラヘルツ波を受信可能に構成してもよく（図３参照）、通信装置３０が複数の中空導波路１５のうちの一つからテラヘルツ波を受信可能に構成してもよい。
　また、上述した構成例では、基板１０として金属基板を用いた場合について説明した。しかしながら本実施の形態では、基板１０として平面状の樹脂基板を用いてもよい。この場合、中空導波路は、樹脂基板に導波路を形成し、当該形成された導波路の内壁に金属メッキ層を形成することで構成できる。金属メッキ層を設けることで、導波路の内壁でテラヘルツ波を反射させられる。
＜実施の形態２＞
　次に、本発明の実施の形態２について説明する。図９は、実施の形態２にかかる無線通信システムを示す平面図である。実施の形態２にかかる無線通信システム２は、実施の形態１で説明した無線通信システム１と比べて、誘電体部材２８ａ～２８ｄの配置が異なる。これ以外については、実施の形態１で説明した無線通信システム１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複した説明は省略する。
　図９に示すように本実施の形態にかかる無線通信システム２において、中空導波路１５ａ～１５ｄはｘ軸方向に伸びるように形成されている。また、中空導波路１５ａ～１５ｄの上面には複数の誘電体部材２８ａ～２８ｄがｘ軸方向において一定間隔で並ぶように設けられている。具体的には、中空導波路１５ａの上面には、複数の誘電体部材２８ａがｘ軸方向において一定間隔で並ぶように設けられている。他の中空導波路１５ｂ～１５ｄに設けられている誘電体部材２８ｂ～２８ｄについても同様である。なお、各々の誘電体部材２８ａ～２８ｄには、実施の形態１で説明した場合と同様に、メタマテリアル２４が設けられている。
　実施の形態１で示した構成例では、各々の中空導波路１５ａ～１５ｄの上面全体に誘電体部材２１ａ～２１ｄを設けた（図１参照）。各々の誘電体部材２１ａ～２１ｄにはメタマテリアル２４が設けられているので、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１がメタマテリアル２４で反射され、外部にテラヘルツ波４１が漏れることを抑制できる。しかしながら、メタマテリアル２４を用いてテラヘルツ波４１を反射させた場合は、各々の中空導波路１５ａ～１５ｄの上面が金属で覆われている場合よりも、中空導波路１５ａ～１５ｄの単位長さ当たりの伝送損失は大きくなる可能性がある。
　そこで本実施の形態では、図９に示すように、中空導波路１５ａ～１５ｄの上面に複数の誘電体部材２８ａ～２８ｄがｘ軸方向において一定間隔で並ぶように設けている。このように誘電体部材２８ａ～２８ｄを設けた場合は、中空導波路１５ａ～１５ｄの上面を覆う誘電体部材２８ａ～２８ｄの総面積を小さくできるので、中空導波路１５ａ～１５ｄの単位長さ当たりの伝送損失を小さくできる。
　例えば、誘電体部材２８のｘ軸方向の長さｄを、受信用誘電体３１（図８参照）のｘ軸方向の長さよりも短くするとともに、各々の誘電体部材２８のｘ軸方向における間隔を、受信用誘電体３１のｘ軸方向の長さよりも短くする。換言すると、誘電体部材２８を配置する周期を、受信用誘電体３１のｘ軸方向の長さよりも短くする。このような構成とした場合は、通信装置３０を基板１０に近接させた際に、受信用誘電体３１が誘電体部材２８の少なくとも一つと近接する。よって、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１の一部を受信用誘電体３１に導波できる。
　なお、各々の誘電体部材２８ａ～２８ｄを配置する間隔、各々の誘電体部材２８ａ～２８ｄのｘ軸方向の長さｄは、使用する受信用誘電体３１の大きさなどに応じて適宜変更してもよい。一例を挙げると、各々の誘電体部材２８ａ～２８ｄを配置する間隔は２０ｍｍ、各々の誘電体部材２８ａ～２８ｄの１つ当たりのｘ軸方向の長さｄは１ｍｍとしてもよい。
＜実施の形態３＞
　次に、本発明の実施の形態３について説明する。図１０は、実施の形態３にかかる無線通信システムを示す断面図である。実施の形態３にかかる無線通信システムは、実施の形態１で説明した無線通信システムと比べて、通信装置３０の構成が異なる。これ以外については、実施の形態１で説明した無線通信システム１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複した説明は省略する。
　図１０に示すように、通信装置３０は、受信用誘電体３１と、受信用メタマテリアル３２と、を備える。受信用メタマテリアル３２は、受信用誘電体３１の表面（メタマテリアル２４と対向する側の面）に設けられている。本実施の形態では、メタマテリアル２４に受信用メタマテリアル３２が近接した際に、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１の一部が、メタマテリアル２４を備える誘電体部材２１を通過して受信用誘電体３１に導波する。この結果、通信装置３０は、中空導波路１５内を導波しているテラヘルツ波４１を受信可能になる。なお、図１０では、通信装置３０が備える受信用誘電体３１、受信用メタマテリアル３２以外の構成要素の図示を省略している。図１２、図１３についても同様である。
　図１１は、受信用メタマテリアルの一例を示す平面図である。図１１に示すように、受信用メタマテリアル３２は格子パターン構造を有する。例えば、受信用メタマテリアル３２は金属の格子パターンであり、受信用誘電体３１の表面にスパッタ法、蒸着法、メッキ法など用いて形成できる。
　受信用誘電体３１の表面に受信用メタマテリアル３２を設けた場合は、通信装置３０を基板１０に近接させた際に、受信用メタマテリアル３２がメタマテリアル２４に近接する。このとき、受信用メタマテリアル３２とメタマテリアル２４との間に電磁結合が生じ、使用する周波数帯（テラヘルツ帯）におけるメタマテリアル２４の透過特性が大きく変化する。この結果、受信用メタマテリアル３２を備えない実施の形態１（図８参照）の場合と比べて、より低損失で中空導波路１５内を導波するテラヘルツ波４１の一部を受信用誘電体３１に導波できる。
　なお、本実施の形態では図１１に示したように、受信用メタマテリアル３２として、格子パターン構造を使用した。しかしながら、本実施の形態では、中空導波路１５内を導波するテラヘルツ波４１の一部を受信用誘電体３１に導波できるのであれば、受信用メタマテリアル３２として他の種類のメタマテリアルを使用してもよい。
＜実施の形態４＞
　次に、本発明の実施の形態４について説明する。図１２は、実施の形態４にかかる無線通信システムを示す断面図である。実施の形態４にかかる無線通信システムは、実施の形態１で説明した無線通信システムと比べて、通信装置３０の構成が異なる。これ以外については、実施の形態１で説明した無線通信システム１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複した説明は省略する。
　図１２に示すように、通信装置３０は、受信用伝送線路３５と、受信用アンテナ３６と、を備える。受信用アンテナ３６は、受信用伝送線路３５に設けられている。また、受信用伝送線路３５および受信用アンテナ３６は、受信用誘電体３１の表面（メタマテリアル２４と対向する側の面）に設けられている。
　本実施の形態では、メタマテリアル２４に受信用アンテナ３６が近接した際に、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１の一部が、メタマテリアル２４を備える誘電体部材２１を通過して受信用伝送線路３５に導波する。この結果、通信装置３０は、中空導波路１５内を導波しているテラヘルツ波４１を受信可能になる。
　すなわち本実施の形態では、受信用誘電体３１の表面に受信用伝送線路３５および受信用アンテナ３６を設けているので、通信装置３０を基板１０に近接させた際に、受信用アンテナ３６がメタマテリアル２４に近接する。このとき、受信用アンテナ３６とメタマテリアル２４との間に電磁結合が生じ、使用する周波数帯（テラヘルツ帯）におけるメタマテリアル２４の透過特性が大きく変化する。この結果、実施の形態１（図８参照）の場合と比べて、より低損失で中空導波路１５内を導波するテラヘルツ波４１の一部を受信用伝送線路３５に導波できる。
　また、受信用誘電体３１の表面に形成された受信用伝送線路３５は、モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ：Monolithic Microwave Integrated Circuit）などの平面回路との接続が容易である。さらに、ＭＭＩＣを形成する誘電体部材上に、受信用伝送線路３５および受信用アンテナ３６を形成することも可能となる。
＜実施の形態５＞
　次に、本発明の実施の形態５について説明する。図１３は、実施の形態５にかかる無線通信システムを示す断面図である。実施の形態５にかかる無線通信システムは、実施の形態１で説明した無線通信システムと比べて、通信装置３０の構成が異なる。これ以外については、実施の形態１で説明した無線通信システム１と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複した説明は省略する。
　図１３に示すように、通信装置３０は、受信用誘電体３１、受信用メタマテリアル３２、受信用伝送線路３７、及び受信用アンテナ３８を備える。受信用メタマテリアル３２は、受信用誘電体３１の中空導波路１５側の面（メタマテリアル２４と対向する側の面）に設けられている。受信用伝送線路３７は、受信用誘電体３１の受信用メタマテリアル３２が設けられた面と反対側の面に設けられている。受信用アンテナ３８は、受信用伝送線路３７に設けられている。
　本実施の形態では、メタマテリアル２４に受信用メタマテリアル３２が近接した際に、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１の一部が、メタマテリアル２４を備える誘電体部材２１および受信用誘電体３１を通過して受信用伝送線路３７に導波する。この結果、通信装置３０は、中空導波路１５内を導波しているテラヘルツ波４１を受信可能になる。
　すなわち本実施の形態では、受信用誘電体３１の表面に受信用メタマテリアル３２を設けているので、通信装置３０を基板１０に近接させた際に、受信用メタマテリアル３２がメタマテリアル２４に近接する。このとき、受信用メタマテリアル３２とメタマテリアル２４との間に電磁結合が生じ、使用する周波数帯（テラヘルツ帯）におけるメタマテリアル２４の透過特性が大きく変化する。この結果、実施の形態１（図８参照）の場合と比べて、より低損失で中空導波路１５内を導波するテラヘルツ波４１の一部を受信用伝送線路３７に導波できる。
　本実施の形態では、中空導波路１５を導波しているテラヘルツ波４１の一部が受信用伝送線路３７に導波される。受信用伝送線路３７は、受信用誘電体３１の受信用メタマテリアル３２が設けられた面と反対側の面に設けられているので、受信用伝送線路３７上に、受信用回路を集積したＭＭＩＣをフィリップチップ実装することも可能となる。
　以下、本発明の実施例について説明する。
　図１４は、実施例にかかるシミュレーションモデルを示す斜視図である。図１４に示すシミュレーションモデルは、銅製の基板５０に中空導波路５１を形成し、中空導波路５１の上面にガラス基板６１を設けた構成を備える。ガラス基板６１にはメタマテリアル６４を設けた。図１４に示すシミュレーションモデルでは、メタマテリアルとしてスプリットリング共振器（ＳＲＲ：Split Ring Resonator）構造を有するメタマテリアルを用いた。ＳＲＲのパターンには金配線を用いた。
　シミュレーションモデルの各サイズは以下の通りである。
［中空導波路］
　幅：２ｍｍ
　長さ：１２．７１４ｍｍ
　厚さ：１ｍｍ
［ガラス基板］
　幅：３．６ｍｍ
　長さ：７．３５７～７．６ｍｍ（複数の長さで測定をおこなった）
　厚さ：０．２ｍｍ
　比誘電率：５．３
［金配線］
　厚さ：５μｍ
　誘電率：41000000siemens/m
　図１５は、シミュレーションモデルで用いたメタマテリアル（ＳＲＲ）を示す平面図である。図１５に示すメタマテリアル６４（ＳＲＲ）において、ａはＳＲＲの外周のリングの一辺の長さである。ｂはＳＲＲ単位素子の繰り返し周期である。ｃはＳＲＲの中央のキャパシタ６５の長さである。ｇはＳＲＲの中央のキャパシタ６５のギャップ間距離である。ｗはＳＲＲの線幅である。
　ＳＲＲは、外周のリングで形成されるインダクタと中央の２本の配線で形成されるキャパシタが並列に接続されたＬＣ共振回路として表現することが可能である。よってＳＲＲの共振周波数は、インダクタのインダクタンスＬとキャパシタの容量Ｃとの積（ＬＣ）の平方根に反比例する。また、ＳＲＲの共振周波数は、外周のリングの長さａ×４に依存し、共振のＱ値は、キャパシタの長さ（ｃ）とギャップ（ｇ）により調整することが可能である。
　本実施例では、下記のサイズを有するＳＲＲ（例１、例２）についてシミュレーションを実施した。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　上述のようにして準備したシミュレーションモデルにおいて、中空導波路５１のポート７１（図１４参照）からポート７２に対して（つまり、ｘ軸方向に）電波を送信し、その損失をシミュレーションすることでガラス基板６１上に配置したメタマテリアル６４によって伝送損失の低減が可能かどうか評価した。
　更に本実施例では、上記例１、例２に示す構成を備えるメタマテリアルを作製した。具体的には、厚さ０．２ｍｍのガラス基板上に厚さ５μｍの金を用いてパターンを形成することで、例１、例２に示す構成を備えるメタマテリアルを作製した。
　また、長辺８ｃｍ、短辺３ｃｍ、高さ３ｃｍのアルミニウム製の直方体の中心部分に、幅及び深さが１ｍｍの中空導波路を形成して導波路モジュールを作製した。導波路モジュールの中央導波路上にガラス基板及び導波路天板を設置するため、長辺５ｃｍ、短辺３ｃｍ、高さ１．５ｃｍでくり抜き、モジュール上面に天板固定用のねじ穴を形成した。また、導波路モジュール自体の損失を低減するために、導波路モジュールの表面を金によってメッキした。
　本実施例では、上記例１、例２に示す構成を備えるメタマテリアルの伝送特性を、上述した導波路モジュールを用いて実験により実測した。実測では、ベクトルネットワークアナライザ（VNA）に標準ホーンアンテナを接続し、送信－受信の２つのホーンアンテナ間に導波路モジュールを挿入し、両アンテナで計測された伝送損失の差を計算することで、メタマテリアルの伝送損失の実験値を測定した。
　図１６は、例１にかかるメタマテリアルを用いた場合の伝送損失特性を示すグラフである。図１７は、例２にかかるメタマテリアルを用いた場合の伝送損失特性を示すグラフである。図１６、図１７ではそれぞれ、上述した方法で求めたシミュレーション結果と実験値を示している。
　図１６に示すように、例１にかかるメタマテリアルを用いた場合は、１１０ＨＨｚ～１３５ＧＨｚの範囲で伝送損失（実験値）を低減できた。特に、１２０ＨＨｚ～１３０ＧＨｚの範囲において伝送損失（実験値）を低減できた。
　図１７に示すように、例２にかかるメタマテリアルを用いた場合は、１１０ＨＨｚ～１３０ＧＨｚの範囲で伝送損失（実験値）を低減できた。特に、１２０ＨＨｚ～１３０ＧＨｚの範囲において伝送損失（実験値）を低減できた。
　また、メタマテリアルのキャパシタの長さ（ｃ）と伝送損失との関係を調べるために、キャパシタの長さ（ｃ）を６０μｍ～２６０μｍの範囲で変化させた際の伝送損失をシミュレーションにより求めた。このとき、ＳＲＲの他のサイズは、ａ＝４７５μｍ、ｂ＝５００μｍ、ｇ＝２１μｍ、ｗ＝８７μｍとした。
　図１８は、メタマテリアル（ＳＲＲ）のキャパシタの長さ（ｃ）と伝送損失との関係を示すグラフである。図１８に示すように、損失Ｓ２１を３ｄＢ以下にするために、キャパシタの長さ（ｃ）を１００μｍ～２４０μｍの範囲とした。
　また、メタマテリアル（ＳＲＲ）のギャップの長さ（ｇ）と伝送損失との関係を調べるために、ギャップの長さ（ｇ）を２０μｍ～６０μｍの範囲で変化させた際の伝送損失をシミュレーションにより求めた。このとき、ＳＲＲの他のサイズは、ａ＝４７５μｍ、ｂ＝５００μｍ、ｃ＝２００μｍ、ｗ＝８７μｍとした。
　図１９は、メタマテリアルのギャップの長さ（ｇ）と伝送損失との関係を示すグラフである。図１９に示すように、損失Ｓ２１を３ｄＢ以下にするために、ギャップの長さ（ｇ）を３０μｍ以下とした。
　次に、異種基板間で通信した際の伝送特性について検討した。図２０、図２１はそれぞれ、メタマテリアルの上に受信用メタマテリアルを配置した状態を示す平面図および断面図である。本実施例にかかるシミュレーションモデルにおいても、銅製の基板５０に中空導波路５１を形成し、中空導波路５１の上面にガラス基板６１を設けた構成とした。ガラス基板６１にはメタマテリアル６４を設けた。メタマテリアル６４には上述したメタマテリアル（ＳＲＲ）を用いた。なお、中空導波路、ガラス基板、金配線のサイズは上述したサイズと同様である。
　また、本実施例では、受信用メタマテリアルとして、格子パターン構造を有する受信用メタマテリアル８２を使用した（図１１参照）。具体的には、図２１に示すように、受信用誘電体８１の表面に受信用メタマテリアル８２を設けた。このとき、図２０に示すように、受信用メタマテリアル８２の各格子の交差点がメタマテリアル６４（ＳＲＲ）のキャパシタ６５（図１５参照）の中心の位置となるように配置した。受信用メタマテリアル８２の格子パターンの配線の太さは２００μｍ、厚さは１８μｍとした。受信用メタマテリアル８２には銅を用いた。受信用誘電体８１には、幅２．５ｍｍ、厚さ０．７８ｍｍの誘電体基板（Rogers RT/duroid 5880）を使用した。
　そして、図２１に示すように、メタマテリアル６４（ＳＲＲ）と受信用メタマテリアル８２とを接触させてポート１から電波を送信した際に、中空導波路５１のポート２に伝搬する電波と、受信用誘電体８１のポート３に伝搬する電波の損失を求めた。具体的には、中空導波路５１のポート２に伝搬する電波の通過損失をＳ２１とし、中空導波路５１から受信用誘電体８１のポート３に導かれた電波の通過損失をＳ３１とした。
　図２２は、異種基板間で通信した際の伝送特性のシミュレーション結果を示すグラフであり、上述の条件でシミュレーションを実施した際のＳパラメータを示すグラフである。図２２に示すように、電波の周波数が１２５ＧＨｚの場合に着目すると、Ｓ２１の値およびＳ３１の値はそれぞれ、－４．８ｄＢ、－１６．５ｄＢとなった。このことから、図２１に示した中空導波路５１（ポート１）に入力した電力の約１／５０を、受信用誘電体８１（ポート３）に伝搬できることが確認できた。
　以上、本発明を上記実施形態に即して説明したが、本発明は上記実施の形態の構成にのみ限定されるものではなく、本願特許請求の範囲の請求項の発明の範囲内で当業者であればなし得る各種変形、修正、組み合わせを含むことは勿論である。
　この出願は、２０２２年２月１６日に出願された日本出願特願２０２２－２２２５３、及び２０２２年５月３１日に出願された日本出願特願２０２２－８８２９４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１　無線通信システム
１０　基板
１１、１３ａ、１３ｂ、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄ、１５　中空導波路
１２、１４ａ、１４ｂ　分岐点
２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１　誘電体部材
２４　メタマテリアル
２８ａ、２８ｂ、２８ｃ、２８ｄ　誘電体部材
３０　通信装置
３１　受信用誘電体
３２　受信用メタマテリアル
３５、３７　受信用伝送線路
３６、３８　受信用アンテナ
４１　テラヘルツ波

Claims (11)

  1. 　平面状の基板に設けられた、テラヘルツ波が導波可能な中空導波路と、
    　前記中空導波路の上面の一部を覆うように設けられた誘電体部材と、を備え、
    　前記誘電体部材にはメタマテリアルが設けられており、
    　前記メタマテリアルに通信装置が近接していない場合は、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波が前記メタマテリアルで反射され、
    　前記メタマテリアルに通信装置が近接している場合は、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波の一部が前記メタマテリアルを備える誘電体部材を通過して前記通信装置に導波する、
    　無線通信システム。
  2. 　前記中空導波路は分岐点を有し、
    　前記基板を平面視した際に、前記分岐点で分岐された複数の中空導波路が所定の方向に並ぶように配置されている、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  3. 　前記中空導波路は、所定の方向に伸びるように形成されており、
    　前記中空導波路の上面には複数の前記誘電体部材が前記所定の方向において一定間隔で並ぶように設けられている、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  4. 　前記平面状の基板は金属基板であり、前記中空導波路は、前記金属基板内に形成されている、請求項１に記載の無線通信システム。
  5. 　前記平面状の基板は樹脂基板であり、
    　前記中空導波路は、
    　前記樹脂基板内に形成された導波路と、
    　前記導波路の内壁に形成された金属メッキ層と、を備える、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  6. 　前記誘電体部材はガラス基板であり、
    　前記メタマテリアルは前記ガラス基板の表面に設けられている、
    　請求項１に記載の無線通信システム。
  7. 　前記メタマテリアルが、スプリットリング共振器（ＳＲＲ）構造を有する、請求項１に記載の無線通信システム。
  8. 　前記通信装置は、
    　受信用誘電体と、
    　前記受信用誘電体の前記中空導波路側の面に設けられた受信用メタマテリアルと、を備え、
    　前記メタマテリアルに前記受信用メタマテリアルが近接した際に、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波の一部が前記メタマテリアルを備える誘電体部材を通過して前記受信用誘電体に導波する、
    　請求項１～７のいずれか一項に記載の無線通信システム。
  9. 　前記受信用メタマテリアルが格子パターン構造を有する、請求項８に記載の無線通信システム。
  10. 　前記通信装置は、
    　受信用伝送線路と、
    　前記受信用伝送線路に設けられた受信用アンテナと、を備え、
    　前記メタマテリアルに前記受信用アンテナが近接した際に、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波の一部が前記メタマテリアルを備える誘電体部材を通過して前記受信用伝送線路に導波する、
    　請求項１～７のいずれか一項に記載の無線通信システム。
  11. 　前記通信装置は、
    　受信用誘電体と、
    　前記受信用誘電体の前記中空導波路側の面に設けられた受信用メタマテリアルと、
    　前記受信用誘電体の前記受信用メタマテリアルが設けられた面と反対側の面に設けられた受信用伝送線路と、
    　前記受信用伝送線路に設けられた受信用アンテナと、を備え、
    　前記メタマテリアルに前記受信用メタマテリアルが近接した際に、前記中空導波路を導波しているテラヘルツ波の一部が前記メタマテリアルを備える誘電体部材および前記受信用誘電体を通過して前記受信用伝送線路に導波する、
    　請求項１～７のいずれか一項に記載の無線通信システム。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010011290A (ja) * 2008-06-30 2010-01-14 Itoki Corp 信号伝達用ボード
JP2013539949A (ja) * 2010-10-15 2013-10-28 シーレイト リミテッド ライアビリティー カンパニー 表面散乱アンテナ
JP2016178402A (ja) * 2015-03-19 2016-10-06 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線アンテナ、無線通信システム
JP2021114766A (ja) * 2020-01-17 2021-08-05 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線アンテナ、無線通信システム
JP2021141360A (ja) * 2020-03-02 2021-09-16 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線アンテナ、無線通信システム

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010011290A (ja) * 2008-06-30 2010-01-14 Itoki Corp 信号伝達用ボード
JP2013539949A (ja) * 2010-10-15 2013-10-28 シーレイト リミテッド ライアビリティー カンパニー 表面散乱アンテナ
JP2016178402A (ja) * 2015-03-19 2016-10-06 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線アンテナ、無線通信システム
JP2021114766A (ja) * 2020-01-17 2021-08-05 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線アンテナ、無線通信システム
JP2021141360A (ja) * 2020-03-02 2021-09-16 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線アンテナ、無線通信システム

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KUMAKI TOMOHIRO; OZEKI SATOSHI; HIRATA AKIHIKO; KAGAYA OSAMU: "120-GHz-band Close Proximity Wireless Communication Using Metamaterial Integrated Glass Substrate", 2022 IEEE INTERNATIONAL WORKSHOP ON ELECTROMAGNETICS: APPLICATIONS AND STUDENT INNOVATION COMPETITION (IWEM), IEEE, 29 August 2022 (2022-08-29), pages 87 - 88, XP034260104, DOI: 10.1109/iWEM52897.2022.9993582 *

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