WO2023148134A1

WO2023148134A1 - Verlustarmer gleichspannungswandler und zugehöriges ansteuerungsverfahren

Info

Publication number: WO2023148134A1
Application number: PCT/EP2023/052225
Authority: WO
Inventors: Günter ACHLEITNER
Original assignee: Fronius International Gmbh
Priority date: 2022-02-02
Filing date: 2023-01-31
Publication date: 2023-08-10

Abstract

Es wird ein verlustarmer Gleichspannungswandler (100) angegeben, dessen Drosseln (L1, L2) gegensinnig gewickelt und mittels eines magnetischen Kerns (Fe) magnetisch gekoppelt sind, und dessen Streuinduktivitäten (LSig1, LSig2), welche sich aufgrund der magnetisch gekoppelten Drosseln (L1, L2) ausbilden, derart an die vorgegebene Schaltfrequenz (fs) zum Schalten der Schalter (S1, S2) des Gleichspannungswandlers (100) angepasst sind, dass sich in den sich aus der Schaltfrequenz (fs) ergebenden Schaltperioden (Ts) stets zumindest eine Lückphase (ΔL) einstellt.

Description

Verlustarmer Gleichspannungswandler und zugehöriges Ansteuerungsverfahren

Die gegenständliche Erfindung betrifft einen elektrischen Gleichspannungswandler mit einem Eingang, einem Ausgang und einem Bezugspotential zur Wandlung einer zwischen dem Eingang und dem Bezugspotential abfallenden Eingangs-Gleichspannung in eine zwischen dem Ausgang und dem Bezugspotential abfallende Ausgangs-Gleichspannung. Der Gleichspannungswandler umfasst einen ersten und einen zweiten Sub-Spannungswandler, in denen jeweils eine elektrische Drossel mit je einem Drossel-Eingang und einem Drossel- Ausgang, jeweils ein mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz geschalteter Schalter mit je einem Schalter-Eingang und einem Schalter-Ausgang, sowie jeweils ein Stromventil mit je einem Stromventil-Eingang und einem Stromventil-Ausgang vorgesehen sind. Die in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln sind dabei über den jeweiligen Drossel- Eingang mit dem Eingang des Gleichspannungswandlers und über den jeweiligen Drossel- Ausgang über einen Knotenpunkt des jeweiligen Sub-Spannungswandlers mit dem Schalter- Eingang des jeweiligen Schalters sowie mit dem Stromventil-Eingang des jeweiligen Stromventils elektrisch leitend verbunden. Der Schalter-Ausgang des jeweiligen Schalters ist mit dem Bezugspotential elektrisch leitend verbunden, und der jeweilige Stromventil- Ausgang des jeweiligen Stromventils ist mit dem Ausgang des Gleichspannungswandlers elektrisch leitend verbunden.

Unter Schaltverlusten versteht man in der Leistungselektronik jene elektrischen Verlustleistungen, die an einem elektronischen Schalter während des Ein- und Ausschaltens umgesetzt werden. Bekanntermaßen ist elektrische Leistung als das Produkt von elektrischem Strom und elektrischer Spannung definiert. Auf einen elektronischen Schalter bezogen, wie insbesondere einen Halbleiterschalter, sind Schaltverluste demnach als das Produkt der am Schalter abfallenden Spannung mit dem durch den Schalter fließenden Strom aufzufassen.

Befindet sich ein Schalter im nichtleitenden, also sperrenden oder ausgeschalteten oder geöffneten Zustand, fällt eine (üblicherweise nicht vernachlässigbare) Spannung am Schalter ab. Im sperrenden Zustand wird die am Schalter abfallende Spannung maximal, der Strom durch den Halbleiterschalter demgegenüber minimal - im Idealfall null. Im Idealfall wird an einem geöffneten Schalter dementsprechend keine Verlustleistung umgesetzt. Befindet sich ein Schalter im leitenden, also eingeschalteten oder geschlossenen Zustand, wird der durch den Schalter fließende Strom maximal, die am Schalter abfallende Spannung demgegenüber minimal - im Idealfall wiederum null. Somit wird auch im leitenden Zustand am Schalter (wenig bis) keine Verlustleistung umgesetzt.

Zwischen dem leitenden und dem nichtleitenden Zustand, wo gemäß den vorgehenden Ausführungen Minima hinsichtlich der entstehenden Verlustleistung auftreten, sind bei einem realen Schalter jedoch üblicherweise weder die am Schalter abfallende Spannung, noch der durch den Schalter fließende Strom gleich null, wodurch es während dieser sogenannten „Umschaltzeiten“ zu teils signifikanten Verlustleistungen kommen kann.

In diesem Zusammenhang ist wesentlich, dass reale elektronische Schalter, wie beispielsweise Bipolartransistoren, IGBTs („Insulated-Gate-Bipolar-Transistoren“), Feldeffekttransistoren, oder auch Thyristoren, endliche Umschaltzeiten aufweisen, also nicht augenblicklich von einem leitenden in einen nichtleitenden Zustand und umgekehrt umgeschaltet werden können. Das gilt unabhängig vom in den elektronischen Schaltern verwendeten Halbleitermaterial. Sowohl siliciumbasierte (Si) elektronische Schalter, als auch mit neuen Halbleitermaterialien, wie Siliciumcarbid (SiC) oder Galliumnitrid (GaN), aufgebaute elektronische Schalter weisen endliche Umschaltzeiten auf.

Beim Ein- bzw. Ausschalten eines Schalters wird folglich zwangsläufig jener Bereich durchlaufen, in dem sowohl Spannung als auch Strom ungleich null sind und demnach Verlustleistungen auftreten. Für dieses reale Verhalten, dass ein Schalter während eines Umschaltvorgangs weder vollständig sperrt noch vollständig leitet und demnach Verlustleistungen ausbildet, existiert eine Vielzahl von Gründen, die dem Fachmann auf dem Gebiet der Leistungselektronik hinlänglich bekannt sind. So muss beispielsweise bei Feldeffekttransistoren erst die Gatekapazität umgeladen werden, ehe der Feldeffekttransistor ein- bzw. ausschalten kann. Bei Bipolartransistoren müssen z.B. beim Ausschalten zunächst die noch freien Ladungsträger aus der Basis geräumt werden, wodurch das Ausschalten verzögert wird.

Da die Schaltfrequenz, also jene Frequenz, mit der ein Schalter ein- und ausgeschaltet wird, die Anzahl der in einem vorgegebenen Zeitintervall auftretenden Umschaltvorgänge festlegt, sind Schaltverluste weiters direkt proportional zur vorgegebenen Schaltfrequenz. Dieser Umstand ist speziell bei Gleichspannungswandlern relevant, da bei Gleichspannungswandlern erst durch das Schalten mit hohen Schaltfrequenzen eine Verwendung kleiner und kostengünstiger Bauteile, wie kleiner und kostengünstiger Drosseln, also kleiner und kostengünstiger Spulen, und/oder kleiner und kostengünstiger Kondensatoren, möglich wird.

Ein Gleichspannungswandler, auch „DC-DC-Wandler“ genannt und aus dem Stand der Technik hinlänglich bekannt, erlaubt bekanntermaßen die Wandlung einer am Eingang des Gleichspannungswandlers angelegten Eingangs-Gleichspannung in eine am Ausgang des Gleichspannungswandlers ausgegebene Ausgangs-Gleichspannung. Die Ausgangs- Gleichspannung kann dabei im Vergleich zur Eingangs-Gleichspannung ein höheres, niedrigeres, invertiertes, aber auch gleiches Spannungsniveau aufweisen. Aufgrund der vielfältigen Einsatzgebiete von Gleichspannungswandlern, z.B. in PC-Netzteilen, Haushaltsgeräten, Elektromotoren usw., stellt das Problem der Schaltverlustreduktion bei Gleichspannungswandlern eine nach wie vor wesentliche Forschungsfrage auf dem Gebiet der Leistungselektronik dar.

Eine Möglichkeit, um Schaltverluste eines Gleichspannungswandlers zu reduzieren, ist hierbei durch die Verringerung der oben genannten Umschaltzeiten der in einem Gleichspannungswandler eingesetzten Schalter gegeben. Das kann beispielsweise durch eine Erhöhung der eingesetzten Ansteuerungsströme erfolgen. Erhöhte Ansteuerungsströme haben jedoch meist eine Verschlechterung der EMV-Eigenschaften („Elektromagnetische Verträglichkeit“) eines Gleichspannungswandlers zur Folge, weshalb dieser Ansatz in der Praxis oft nicht angewandt werden kann.

Die Problemstellung der Schaltverlustreduktion bei gleichzeitiger Erhöhung der Schaltfrequenz bei Gleichspannungswandlern ist im Stand der Technik bekannt. So offenbart die WO 2020/011786 A1 eine Topologie eines Gleichspannungswandlers, bei der den Schaltern, die zur Gleichspannungswandlung eingesetzt werden, zur Reduktion von Schaltverlusten ein Ausgleichskondensator sowie ein weiterer, bidirektionaler Kurzschlussschalter nachgeschaltet sind. Durch das Zusammenspiel der im Gleichspannungswandler vorgesehenen Drosseln, des genannten Ausgleichskondensators und des genannten bidirektionalen Kurzschlussschalters werden Strom und Spannung an den Schaltern zeitlich derart voneinander verschoben, dass eine nur noch geringe Überlappung von großen Spannungswerten und großen Stromwerten an den Schaltern auftritt, wodurch die auftretenden Schaltverluste in unmittelbarer Konsequenz reduziert werden. Der in der WO 2020/011786 A1 zusätzlich vorgesehene bidirektionale Kurzschlussschalter zur Schaltentlastung bringt jedoch erhöhte Kosten und insbesondere eine gesteigerte Ansteuerungskomplexität mit sich. Überdies wird durch den bidirektionalen Kurzschlussschalter eine weitere Quelle für Schaltverluste in den betrachteten Gleichspannungswandler eingeführt. Im in der WO 2020/011786 A1 beschriebenen Konzept muss überdies zusätzlich eine Auswerte- bzw. Erfassungsschaltung vorgesehen werden, welche ermittelt bzw. festlegt, zu welchen Zeitpunkten der bidirektionale Kurzschlussschalter zu schalten ist.

Auch die CN 103095114 B beschreibt eine Topologie eines Gleichspannungswandlers für einen verlustarmen Einsatz bei hohen Schaltfrequenzen. Zu diesem Zweck schlägt die CN 103095114 B einen zusätzlichen Entlastungskreis vor, welcher ebenfalls zusätzliche Kosten sowie eine gesteigerte Schaltungskomplexität mit sich bringt.

Sämtliche in den zitierten Druckschriften vorgeschlagenen Ansätze führen demzufolge zu einer erhöhten Schaltungskomplexität sowie zu erhöhten Kosten. Es ist demnach eine Aufgabe der gegenständlichen Erfindung, einen kostengünstigen, verlustarmen sowie einfach zu steuernden Gleichspannungswandler und ein zugehöriges Ansteuerungsverfahren anzugeben, um eine verlustarme Wandlung einer Eingangs- Gleichspannung in eine Ausgangs-Gleichspannung zu ermöglichen.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Die unabhängigen Ansprüche beschreiben hierbei einen Gleichspannungswandler sowie ein zugehöriges Ansteuerungsverfahren.

Der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler weist einen Eingang, einen Ausgang und ein Bezugspotential zur Wandlung einer zwischen dem Eingang und dem Bezugspotential abfallenden Eingangs-Gleichspannung in eine zwischen dem Ausgang und dem Bezugspotential abfallende Ausgangs-Gleichspannung auf, sowie einen ersten und einen zweiten Sub-Spannungswandler.

In den Sub-Spannungswandlern sind jeweils eine elektrische Drossel mit je einem Drossel- Eingang und einem Drossel-Ausgang, jeweils ein Schalter, welcher in einer mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz wiederkehrenden Schaltperiode geschaltet wird, mit je einem Schalter-Eingang und einem Schalter-Ausgang, sowie weiters jeweils ein Stromventil, insbesondere in Form einer geeignet gewählten Diode, wie einer Schottky-Diode oder einer Zener-Diode oder einer anderen Diode, mit je einem Stromventil-Eingang und einem Stromventil-Ausgang vorgesehen. Die in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln sind über den jeweiligen Drossel-Eingang mit dem Eingang des Gleichspannungswandlers elektrisch leitend verbunden und über den jeweiligen Drossel- Ausgang über einen Knotenpunkt des jeweiligen Sub-Spannungswandlers mit dem Schalter- Eingang des jeweiligen Schalters sowie mit dem Stromventil-Eingang des jeweiligen Stromventils elektrisch leitend verbunden. Der Schalter-Ausgang des jeweiligen Schalters ist elektrisch leitend mit dem Bezugspotential verbunden, und der jeweilige Stromventil- Ausgang des jeweiligen Stromventils ist elektrisch leitend mit dem Ausgang des Gleichspannungswandlers verbunden.

Erfindungsgemäß sind die in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln mittels eines magnetischen Kerns magnetisch gekoppelt und gegensinnig gewickelt. Durch die gegensinnige Wicklung der Drosseln (d.h. entgegengesetzter Wickelsinn, Wicklungsanfang und Wicklungsende der jeweiligen Drosseln sind entgegengesetzt angeordnet), wird sichergestellt, dass die Richtungen der durch die Drosseln im magnetischen Kern verursachten magnetischen Flüsse entgegengesetzt sind. Das Übersetzungsverhältnis zwischen den in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln, das insbesondere die Relation der Windungszahlen der Drosseln beschreibt, und die von diesen Drosseln gebildeten Streuinduktivitäten sind erfindungsgemäß derart gewählt, dass die Wirkung der Hauptinduktivität, welche von den gekoppelten Drosseln gebildet wird, auf die in den jeweiligen Sub-Spannungswandlern fließenden Ströme eliminiert wird. Auf diese Weise kann die Dynamik der in den jeweiligen Sub-Spannungswandlern fließenden Ströme alleine durch die Streuinduktivitäten, welche sich aufgrund der magnetischen Kopplung der Drosseln in den jeweiligen Sub-Spannungswandler ausbilden, vorgegeben werden. Da Streuinduktivitäten wesentlich kleiner sind (typischerweise bei 1% - 5% der Gesamtinduktivität) als die üblicherweise gegebenen Hauptinduktivitäten, kann auf diese Weise eine wesentlich schnellere Stromdynamik erreicht werden.

Die Streuinduktivitäten, welche sich aufgrund der magnetischen Kopplung der Drosseln in den jeweiligen Sub-Spannungswandler ausbilden, sind weiters derart an die vorgegebene Schaltfrequenz angepasst, dass sich während der Schaltperioden zum Schalten der Schalter eine Lückphase in den durch die Drosseln fließenden Ströme einstellt. Als Lückphase ist hierbei bekanntermaßen eine zeitliche Phase bzw. ein zeitliches Intervall zu verstehen, in welchem die durch die Drosseln fließenden Ströme an zumindest einem Zeitpunkt null werden. Durch die Sicherstellung einer Lückphase im Verlauf der in den Sub- Spannungswandlern fließenden Ströme wird es ohne einen weiteren bidirektionalen Kurzschlussschalter, ohne dafür erforderliche Auswerte- bzw. Erfassungsschaltung und ohne erhöhte Ansteuerungskomplexität möglich, die vorgesehenen Schalter stromfrei, zumindest jedoch annähernd stromfrei, einzuschalten. So können Schaltverluste auf eine kostengünstige und einfach umzusetzende Weise unterbunden werden bzw. zumindest merklich reduziert werden. Der Wirkungsgrad des Gleichspannungswandlers kann so signifikant erhöht werden.

Höher werdende Schaltfrequenzen führen zu kürzer werdenden Schaltperioden. Lückphasen können in kurzen Schaltperioden nur noch durch steile Stromanstiege und Stromabstiege erreicht werden. Diese steilen Stroman- und abstiege werden erfindungsgemäß dadurch ermöglicht, dass die Dynamik der gegebenen Ströme durch die wesentlich kleineren Streuinduktivitäten festgelegt wird, anstelle der ansonsten vergleichsweise großen Hauptinduktivitäten.

Die sich ausbildenden Streuinduktivitäten hängen von der Kerngröße des magnetischen Kerns, der Kerngeometrie, der Wicklungszahl der Drosseln und darüber hinaus auch von der zu übertragenden Leistung ab. Anhand numerischer und/oder simulationsgestützter Entwurfsmethoden, die einem Fachmann auf dem Gebiet der Elektrotechnik bekannt sind, können diese Parameter geeignet gewählt und optimiert werden, um die sich ergebenden Streuinduktivitäten entsprechend auszulegen.

In einer bevorzugten Weise kann zwischen dem Knotenpunkt des ersten Sub- Spannungswandlers und dem Knotenpunkt des zweiten Sub-Spannungswandlers ein Entlastungskondensator geschaltet werden, um die gegebenen Schalter auch annähernd spannungsfrei ausschalten zu können.

Ein Entlastungskondensator kann zu mitunter wesentlichen weiteren Verbesserungen des Betriebsverhaltens des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers beitragen. Konkret wirken die gekoppelten Drosseln und ein vorteilhafterweise dazwischen geschalteter Entlastungskondensator synergistisch zusammen, und legen gemeinsam die resultierende Stromdynamik der durch die Drosseln fließenden Drossel-Ströme fest: Einerseits haben die Induktivitätswerte der Drosseln Einfluss auf die Steilheit der resultierenden Stromflanken, andererseits bestimmt die Kapazität des Entlastungskondensators, wie schnell sich die an den Drosseln abfallenden Spannungen ändern.

Bekanntermaßen gilt für die Änderung eines Drossel-Stromes i durch eine Drossel L i = u, mit der an der Drossel abfallenden Spannung u, sodass durch eine Wahl der Induktivitätswerte L der Drosseln und des Kapazitätswertes des Entlastungskondensators (der die Spannung u beeinflusst), sämtliche Größen beeinflusst werden können, die sich auf die Dynamik, also das zeitliche Verhalten, der Drossel-Ströme auswirken.

In einer vorteilhaften Weise können der Entlastungskondensator und die Drosseln demnach aufeinander abgestimmt werden, um die erfindungsgemäßen Lückphasen zu realisieren. Der Entlastungskondensator kann auch auf die Schaltfrequenz zum Betrieb des Gleichspannungswandlers oder an die Streuinduktivitäten der Drosseln abgestimmt sein, um ein bestmögliches Betriebsverhalten des Gleichspannungswandlers garantieren zu können.

Für das Übersetzungsverhältnis zwischen den in den Sub-Spannungswandlern vorgesehenen Drosseln, also die Relation von deren Windungszahlen, kann ein an die Schaltfrequenz angepasstes Soll-Übersetzungsverhältnis vorgegebenen werden. Ausgehend von einem vorgegebenen Soll-Übersetzungsverhältnis können die Drosseln, deren Wicklungen und deren Windungszahlen, sowie die restlichen im Gleichspannungswandler vorgesehenen elektronischen Bauteile derart ausgelegt werden, dass das sich in der praktischen Umsetzung tatsächlich einstellende Übersetzungsverhältnis möglichst genau dem vorgegebenen Soll- Übersetzungsverhältnis entspricht. Gründe für ein Abweichen des sich tatsächlich einstellenden Übersetzungsverhältnisses von einem vorgegebenen Soll- Übersetzungsverhältnis können beispielsweise in Fertigungstoleranzen, in Schmutzeffekten, in Bauteilstreuungen oder in sonstigen nichtlinearen Effekten liegen. Zusätzlich kann für das Übersetzungsverhältnis auch eine Maximai-Abweichung vorgegeben werden, welche festlegt, wie weit ein sich in der praktischen Umsetzung tatsächlich einstellendes Übersetzungsverhältnis vom vorgegebenen Soll-Übersetzungsverhältnis maximal nach oben und nach unten abweichen darf. Bei der praktischen Umsetzung des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers ist dann dafür Sorge zu tragen, dass die Abweichung zwischen tatsächlichem Übersetzungsverhältnis und Soll-Übersetzungsverhältnis die vorgegebene Maximai-Abweichung nicht überschreitet.

Konkret erweist es sich in diesem Zusammenhang als vorteilhaft, für das Soll- Übersetzungsverhältnis den Wert 1 zu wählen. Das entspricht einem Verhältnis der Windungszahlen der in den Subspannungswandlern vorgesehenen Drosseln von 1 :1. Als Maximai-Abweichung von einem solchen Soll-Übersetzungsverhältnis kann vorzugsweise ein Relativwert von 10% gewählt werden. Das Übersetzungsverhältnis darf in einem solchen Fall um nicht mehr als ±10% vom gewählten Soll-Übersetzungsverhältnis (ideal dem Wert 1) abweichen. Ebenso kann für die Maximai-Abweichung vom Soll-Übersetzungsverhältnis ein Relativwert von 20%, oder aber auch von 30% gewählt werden.

Ist das Übersetzungsverhältnis gleich dem Wert 1, wird eine besonders effektive Eliminierung der Wirkung der Hauptinduktivität auf die Verläufe bzw. die Dynamik der Ströme möglich, wodurch die gewünschten Lückphasen alleine durch geeignete Wahl der Streuinduktivitäten sichergestellt werden können.

Genauso kann für das Verhältnis der Streuinduktivitäten ein Soll-Verhältnis vorgegeben werden, und es kann auch für dieses Soll-Verhältnis eine tolerierbare Maximai-Abweichung vorgebeben werden, wie etwa 10%, oder 20%, oder 30%. Hierbei erweist es sich als vorteilhaft, das Verhältnis der Streuinduktivitäten in den jeweiligen Sub-Spannungswandlern ebenso möglichst nahe dem Wert 1 zu wählen, also ein Verhältnis der Streuinduktivitäten von 1:1 zu wählen. So wird sichergestellt, dass sich in den Sub-Spannungswandlern eine ähnliche, ideal sogar idente, Stromdynamik einstellt.

In einer ebenso vorteilhaften Weise können beim erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler parallel zum Ausgang des Gleichspannungswandlers aber auch parallel zum Eingang des Gleichspannungswandlers Glättungskondensatoren geschaltet werden. So können die Ausgangsspannung aber auch die Eingangsspannung zusätzlich geglättet werden, und beispielsweise ansonsten in der Ausgangsspannung verbleibende Spannungsrippei verringert werden.

Eine Ansteuerung des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers kann entsprechend einer Ansteuerungsabfolge erfolgen. In einer vorteilhaften Weise werden dazu zuerst gleichzeitig der Schalter des ersten Sub-Spannungswandlers und der Schalter des zweiten Sub-Spannungswandlers geschlossen. Dann wird der Schalter des ersten Sub- Spannungswandlers geöffnet und danach wird der Schalter des zweiten Sub- Spannungswandlers ebenfalls geöffnet. Darauffolgend werden neuerlich der Schalter des ersten Sub-Spannungswandlers und der Schalter des zweiten Sub-Spannungswandlers gleichzeitig geschlossen. Dann wird zuerst der Schalter des zweiten Sub- Spannungswandlers geöffnet und letztlich der Schalter des ersten Sub-Spannungswandlers geöffnet.

Bevorzugt wird eine solche Ansteuerungsabfolge zur Ansteuerung des elektrischen Gleichspannungswandlers zyklisch durchgeführt, indem nach dem Öffnen des Schalters des zweiten Sub-Spannungswandlers eine neue, weitere Ansteuerungsabfolge mit dem Schließen der Schalter der beiden Sub-Spannungswandler begonnen wird. In einer vorteilhaften Weise kann zwischen zwei nacheinander ausgeführten Ansteuerungsabfolgen eine vorgegebene Wartezeit gewartet werden, die wiederum in Abhängigkeit von Schaltfrequenz und Belastung des Gleichspannungswandlers gewählt werden kann.

Ein weiterer vorteilhafter Aspekt der gegenständlichen Erfindung erlaubt über die bereits genannten Vorteile hinaus eine zusätzliche Verbesserung des Wirkungsgrades des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers. So kann der Umstand, dass ein vorteilhafterweise vorgesehener Entlastungskondensator im Rahmen der gegenständlichen Erfindung nicht durch einen Kurzschlussschalter kurzgeschlossen wird, dazu führen, dass sich am Entlastungskondensator auch in den erfindungsgemäß vorgesehenen Lückphasen kleine, aber doch vorhandene Spannungen ausbilden. Hier wurde erkannt, dass diese Spannungen üblicherweise in Form von Schwingungen vorliegen, da der Entlastungskondensator mit den Drosseln der Sub-Spannungswandler eine schwingfähige Schaltung bildet. In einer besonders vorteilhaften Weise kann das Schließen der Schalter hierbei stets zu Zeitpunkten erfolgen, in denen eine am Entlastungskondensator abfallende Spannungsschwingung ein hinsichtlich ihres zeitlichen Verlaufs lokales Minimum annimmt. Dazu kann die am Entlastungskondensator abfallende Spannungsschwingung messtechnisch erfasst werden und es kann ermittelt werden, ob die gemessene Spannungsschwingung ein lokales Minimum annimmt oder sich in der Nähe eines lokalen Minimums befindet. Mit einer solchen Optimierung der Schaltzeitpunkte beim Schließen der Schalter kann der Wirkungsgrad des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers insbesondere im Teillastbereich verbessert werden.

Die gegenständliche Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 10 näher erläutert, die beispielhaft, schematisch und nicht einschränkend vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung zeigen. Dabei zeigt

Fig. 1 einen Gleichspannungswandler nach Stand der Technik,

Fig. 2 einen erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler,

Fig. 3-8 eine erfindungsgemäße Abfolge von Ansteuerungsschritten, Fig. 9 Punkte im Zeitverlauf einer an einem Schalter abfallenden Spannung, bei denen die Schalter des Gleichspannungswandlers besonders verlustarm geschaltet werden können,

Fig. 10 zwei messtechnisch ermittelte Wirkungsgradverläufe.

Fig. 1 zeigt einen Gleichspannungswandler 300 nach Stand der Technik, wie er insbesondere in der WO 2020/011786 A1 beschrieben ist. Der Gleichspannungswandler 300 weist einen Eingang E, einen Ausgang A und ein Bezugspotential G zur Wandlung einer zwischen dem Eingang E und dem Bezugspotential G abfallenden Eingangs- Gleichspannung Ue in eine zwischen dem Ausgang A und dem Bezugspotential G abfallende Ausgangs-Gleichspannung U_a auf, sowie einen ersten Sub-Spannungswandler 11A und einen zweiten Sub-Spannungswandler 11 B. Die grundsätzliche Funktionsweise eines Gleichspannungswandlers 300 ist hierbei hinlänglich bekannt, weswegen darauf an dieser Stelle nicht näher eingegangen wird.

In den Sub-Spannungswandlern 11 A, 11 B des Gleichspannungswandlers 300 sind jeweils eine elektrische Drossel Li , l_2 mit je einem Drossel-Eingang LEi , LE2 und einem Drossel- Ausgang LAi , LA2, jeweils ein Schalter Si , S2, welcher in einer mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz fs wiederkehrenden Schaltperiode Ts geschaltet wird, mit je einem Schalter- Eingang SEI , SE2 und einem Schalter-Ausgang SAI , SA2, sowie weiters jeweils ein Stromventil Di , D2 mit je einem Stromventil-Eingang DEI , DE2 und einem Stromventil-Ausgang DA1, DA2 vorgesehen. Die in den Sub-Spannungswandlern 11 A, 11 B vorgesehenen Drosseln Li, L2 sind über den jeweiligen Drossel-Eingang LE1 , LE2 mit dem Eingang E des Gleichspannungswandlers elektrisch leitend verbunden und über den jeweiligen Drossel- Ausgang LAi , LA2 über einen Knotenpunkt K1 , K2 des jeweiligen Sub-Spannungswandlers 11A, 11 B mit dem Schalter-Eingang SE1, SE2 des jeweiligen Schalters Si, S2 sowie mit dem Stromventil-Eingang DE1, DE2 des jeweiligen Stromventils Di, D2 elektrisch leitend verbunden. Der Schalter-Ausgang SA1, SA2 des jeweiligen Schalters Si , S2 ist elektrisch leitend mit dem Bezugspotential G verbunden, und der jeweilige Stromventil-Ausgang DA1, DA2 des jeweiligen Stromventils Di , D2 ist elektrisch leitend mit dem Ausgang A des Gleichspannungswandlers verbunden.

Weitere Merkmale des in Fig. 1 gezeigten und aus dem Stand der Technik bekannten Gleichspannungswandlers 300 sind der Entlastungskondensator CB sowie der bidirektionale Kurzschlussschalter SB. Darüber hinaus sind in Fig. 1 die Glättungskondensatoren C_e und C_a dargestellt, die für die Funktionsweise des gegenständlichen Gleichspannungswandlers 300 aber keine zwingende Voraussetzung darstellen. Weiters zeigt Fig. 1 eine Last RL, die vom Gleichspannungswandler 300 versorgt werden kann und demnach kein Bestandteil des Gleichspannungswandlers 300 selbst ist. Die (ohmsche) Last R ist aus diesem Grund strichliert dargestellt.

Fig. 2 zeigt beispielhaft eine Schaltung eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100. Merkmalen, wie den Schaltern Si , S2, den Drosseln Li , L2, oder den Stromventilen Di , D2, die in gleicher Weise im in Fig. 1 gezeigten Gleichspannungswandler 300 vorgesehen sind, wird in Fig. 2 das gleiche Bezugszeichen zugewiesen. In Fig. 2 sind weiters die durch die Drosseln Li , L2 fließenden Drossel-Ströme i_Li , ii2, die durch die Schalter Si , S2 fließenden Schalter-Ströme isi , is2, die durch die Stromventile Di , D2 fließenden Ventil-Ströme i_Di , io2, die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 und die am grundsätzlich optionalen, in diesem Ausführungsbeispiel aber vorgesehenen, Entlastungskondensator CB abfallende Spannung Uc sowie der in den Entlastungskondensator CB fließende Strom ic eingezeichnet. Auch der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler 100 kann eine ohmsche Last R versorgen, die wie in Fig. 1 strichliert angedeutet ist.

Demnach unterscheiden sich der in Fig. 1 gezeigte Gleichspannungswandler 300 und der in Fig. 2 gezeigte Gleichspannungswandler 100 durch die Kopplung der Drosseln Li , L2 durch einen Eisenkern Fe, durch die gegensinnige Wicklung der Drosseln Li , L2, durch eine spezielle Abstimmung der resultierenden Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2, sowie durch das Weglassen des bidirektionalen Entlastungsschalters SB. Darüber hinaus sind die in Fig. 1 gezeigten Glättungskondensatoren C_e, C_a nicht vorgesehen, da diese nicht wesentlich für die Funktion des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 sind. Diese können jedoch ohne Beschränkung der Funktionalität des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 ergänzt werden.

Zentral für den erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 ist, dass mithilfe der magnetischen Kopplung der Drosseln Li , L2, deren gegensinniger Wicklung und der Wahl eines geeigneten Übersetzungsverhältnisses a die Wirkung der Hauptinduktivität Lh, welche von den gekoppelten Drosseln Li, L2 gebildet wird, auf die in den jeweiligen Sub- Spannungswandlern 11 A, 11 B fließenden Ströme i_Li, ii_2 verschwindet.

Dieser Effekt wird insbesondere bei Betrachtung der Kirchhoffschen Maschengleichung für den ersten Subspannungswandler 11A deutlich. Konkret ergibt sich die entsprechende Spannungsgleichung hier als

in welche der zweite Drossel-Strom ii_2 aufgrund der gegensinnigen Wicklung mit negativem Vorzeichen eingeht. Ist nun die zeitliche Änderung der Ströme i_Li und ii_2 gleich, gilt also ^i_L1 = was gerade durch eine geeignete Vorgabe gleicher Streuinduktivitäten sichergestellt werden kann, ergibt sich für die Dynamik des Stromes i_Li

Da Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 wesentlich geringer sind als Hauptinduktivitäten L_h, können auf die beschriebene Weise wesentlich steilere Stromanstiege ^i_L1 erreicht werden und letztlich auch in nur noch kurzen Schaltperioden Ts Lückphasen sichergestellt werden. Damit wird alleine durch eine geeignete Parametrierung / Auslegung der Drosseln Li , l_2 ein annähernd stromfreies Schließen der Schalter Si , S2 ermöglicht.

Dieser für die gegenständliche Erfindung wichtige Aspekt, das stromfreie Einschalten, ist auch ohne Entlastungskondensator CB möglich, weswegen der Entlastungskondensator CB in Fig. 2 als „optional“ gekennzeichnet ist. In einer vorteilhaften Weise kann jedoch ein Entlastungskondensator CB vorgesehen werden, um auch ein spannungsfreies Öffnen der Schalter Si , S2 zu ermöglichen. In diesem Fall kann aber auf den in Fig. 1 gezeigten bidirektionalen Kurzschlussschalter SB verzichtet werden, da durch die erfindungsgemäße Kopplung der Drosseln der Entlastungskondensator CB stets automatisch annähernd spannungsfrei wird. Auch dieser Umstand stellt für die praktische Anwendung einen signifikanten Vorteil dar.

Darüber hinaus beeinflusst der Entlastungskondensator CB die Stromdynamik der durch die Drosseln Li , L2 fließenden Ströme i_Li , ii2, sodass durch den Entlastungskondensator CB eine weitere Eingriffsmöglichkeit auf die Flankensteigungen

^i_L2 dieser Ströme i_Li, ii_2 besteht. Ein Entlastungskondensator CB kann demnach nicht nur herangezogen werden, um ein spannungsfreies Öffnen der Schalter Si , S2 zu ermöglichen, sondern auch auf z.B. die Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 abgestimmt sein, um eine vorgegebene Stromdynamik bzw. vorgegebene Flankensteigungen

zu realisieren und die gewünschten Lückphasen herbeizuführen.

Im erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler 100 verzögern die vorgesehenen Drosseln Li , L2 ausgehend von einem stromfreien Zustand („Lückphase“, Ströme durch die Drosseln Li , L2 sind null) den Aufbau der durch die Schalter Si , S2 fließenden Schalter-Ströme i_Si , is2 derart, dass die Schalter-Ströme i_Si , is2 ihre Maximalwerte erst erreichen, wenn die über die Schalter Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 längst eingebrochen sind. Dass in jeder Schaltperiode Ts Lückphasen auftreten, wird hierbei wie beschrieben durch eine geeignete Wahl der sich in den Sub-Spannungswandlern ergebenden Streuinduktivitäten

Beim Öffnen der Schalter S1 , S2 ist es demgegenüber vorteilhaft, den Aufbau der über die Schalter abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 zu verzögern. Dies kann, wie beschrieben, in einer bevorzugten Weise durch den Verbau des Entlastungskondensators CB zwischen den Knotenpunkten Ki , K2 des ersten sowie des zweiten Sub-Spannungswandlers 11 A, 11 B erfolgen. Zum Aufbau einer über einen Schalter Si , S2 abfallenden Schalter- Spannung usi, us2 muss erst der Entlastungskondensator CB geladen werden, weswegen der Aufbau der über den Schaltern abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 erst abgeschlossen ist, wenn die über die Schalter Si , S2 fließenden Schalter-Ströme i_Si , is2 bereits eingebrochen sind.

Damit die beschriebenen Ansätze zur Schaltverlustreduktion bestmöglich funktionieren, ist dafür Sorge zu tragen, dass jene Energiespeicher (Drosseln Li, L2, Entlastungskondensator CB), die zur Verschiebung von Strömen i_Si, is2 und Schalter-Spannungen usi, us2 an den Schaltern Si, S2 eingesetzt werden, bei den entsprechenden Schaltvorgängen (möglichst) ungeladen sind. Dadurch kann im Fall der Verwendung eines Entlastungskondensators CB zur Reduktion von Ausschaltverlusten sichergestellt werden, dass der Entlastungskondensator CB stets zur Spannungsverzögerung und damit zur Reduktion der Schaltverluste beitragen kann, ohne selbst eine zu Verlusten führende Spannung einzubringen.

Wie die Drosseln Li, L2 abgestimmt werden können, um ein stromfreies Schließen der Schalter Si , S2 sowie ein annähernd spannungsfreies Öffnen der Schalter Si , S2 zu ermöglichen ist, wird nachfolgend erklärt. Eine Auslegung der Drosseln Li , L2 kann bevorzugt von einer zuvor erfolgten Auslegung der Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 abgeleitet werden, da die Hauptinduktivität Lh wie beschrieben keine Wirkung auf die Ströme i_Li , ii_2 entfaltet und das Augenmerk bei der Auslegung demnach zunächst auf die Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 gelegt werden kann. Konkret können die Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 der Drosseln Li, L2 ausgehend von vorgegebenen Parametern (z.B.: Ausgangsspannung, Leistung, Schaltfrequenz, ...) berechnet werden. Will man einen vorgegebenen Eingangs- Spannungsbereich mit einer vorgegebenen Minimal-Eingangsspannung U_e,min und einer vorgegebenen Maximai-Eingangsspannung U_e,max abdecken, kann im Fall einer ohmschen Belastung R des Gleichspannungswandlers 100 in Abhängigkeit der Eingangsspannung U_e die sogenannte kritische Induktivität entsprechend der Formel

bestimmt werden. Dabei stellt D den aus der Leistungselektronik hinlänglich bekannten Tastgrad (englisch „Duty cycle“) dar, welcher bekanntermaßen die Einschaltdauer eines Schalters in Relation zur Schaltperiode T_s beschreibt. Der Kehrwert der Schaltperiode T_s legt hierbei die Schaltfrequenz f_s = — fest. Die weiters in obiger Formel vorgesehene Eingangsös

Gleichspannung U_e, die Ausgangs-Gleichspannung U_a und der Lastwiderstand R entsprechen weiters den aus den vorgehenden Ausführungen bekannten Größen.

Die kritische Induktivität L_Crit gibt einen Grenzwert für die eingesetzten Induktivitäten an, unter dem sich in einem Gleichspannungswandler 100 lückender Betrieb einstellt, und über dem sich nicht-lückender Betrieb einstellt. In einer vorteilhaften Weise können die

Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 gewählt werden, indem nach obiger Formel zunächst für alle möglichen Eingangsspannungswerte U_e die kleinste mögliche kritische Induktivität L_critimin berechnet wird. Diese ergibt sich für die kleinste Eingangsspannung U_{e min} j D²R_L i-i Ug üf_milL_iL_niL

^{CViM =} U_a(U_a - U_e,_min)2f_s

Die Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 können nun gewählt werden, indem diese kleinste mögliche kritische Induktivität L_critimin auf die Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 aufgeteilt wird, also

gewählt wird. Bei dieser Wahl ist sichergestellt, dass die Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 für jede Eingangsspannung U_e unter der sich für die jeweilige Eingangsspannung U_e ergebenden kritischen Induktivität L_crit liegen.

Zur Festlegung des Übersetzungsverhältnisses a zwischen den in den Sub-

Spannungswandlern 11 A, 11 B vorgesehenen Drosseln Li , L2, welches das Verhältnis

der

Windungszahlen der beiden Drosseln Li , L2 beschreibt, kann ein Soll- Übersetzungsverhältnis a* vorgegeben werden. Idealerweise wird das Soll- Übersetzungsverhältnis a* gleich dem Wert 1 gewählt, also ein Verhältnis der Windungszahlen der Drosseln Li , L2 von 1 :1 gewählt.

In der praktischen Umsetzung kann das sich tatsächlich einstellende Übersetzungsverhältnis a allerdings vom vorgegebenen Soll-Übersetzungsverhältnis a* (bevorzugt a*=1) abweichen. Abweichungen des Übersetzungsverhältnisses a vom vorgegebenen Soll- Übersetzungsverhältnis a* können hierbei vielfach aber toleriert werden, insbesondere wenn diese Abweichungen geringer als eine vorgegebene Maximai-Abweichung sind. Als Maximai- Abweichung von einem Soll- Übersetzungsverhältnis a* kann, wie erwähnt, vorzugsweise ein Relativwert von 10% gewählt werden. Das Übersetzungsverhältnis a darf in einem solchen Fall um nicht mehr als ±10% vom gewählten Soll-Übersetzungsverhältnis a* (ideal a*=1) abweichen. Ebenso kann für die Maximai-Abweichung vom Soll-Übersetzungsverhältnis a* ein Relativwert von 20%, oder aber auch von 30% gewählt werden. Bei der Auslegung eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 ist darauf zu achten, dass eine vorgegebene Maximai-Abweichung nicht überschritten wird.

Bei Übersetzungsverhältnissen a in einem Wertebereich von 0,9 bis 1 ,1 - also bei Abweichungen von weniger als 10% von einem Soll- Übersetzungsverhältnis a*=1 - wird nahezu Symmetrie hinsichtlich der Drossel-Ströme i_Li , ii_2 erreicht. Symmetrie hinsichtlich der Drossel-Ströme i_Li , ii_2 bedeutet, dass die Zeitverläufe der Drossel-Ströme i_Li , ii_2 sich bis auf eine zeitliche Verschiebung nicht unterscheiden. Bei einem Übersetzungsverhältnis a von 0,5, also bei einer Abweichung von 50% von einem Soll- Übersetzungsverhältnis a*=1 , geht die genannte Symmetrie demgegenüber jedoch verloren. In solchen Fällen kann ein lückender Betrieb nicht mehr mit Sicherheit garantiert werden. Im Gegenteil kann es in solchen Fällen zu einem sogenannten „nicht-lückenden Betrieb“ (englisch „Continuous Current Mode“ (CCM), kontinuierlicher Stromfluss) kommen, in dem die Drossel-Ströme i_Li , ii_2 durch die Drosseln Li, l_2 nicht aufhören zu fließen. Hinsichtlich der gegenständlich betrachteten Schaltverluste ist ein derartiger Zustand aus offensichtlichen Gründen nachteilig, insbesondere weil in einem solchen Szenario kein stromfreies Schließen der Schalter Si , S2 mehr garantiert werden kann.

Dem Verhältnis der Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 der jeweiligen Sub-Spannungswandlern 11 A, 11 B wird idealerweise ebenso der Wert 1 zugewiesen. Abweichungen des Verhältnisses Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 von einem vorgegebenen Soll-Verhältnis (z.B. dem Wert 1) von weniger als ±20%, bevorzugt aber von weniger als ±10%, können in den üblichen praktischen Fällen aber toleriert werden, sodass trotz Abweichungen ein verlustarmer Betrieb des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 sichergestellt werden kann.

In den Figuren 3-8 sind exemplarisch Verläufe von Strömen und Spannungen gezeigt, wie sie im Betrieb eines erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 mit Entlastungskondensator CB auftreten können. Im Rahmen der nachfolgenden Diskussion wird auch auf die zur Erzeugung der dargestellten Strom- und Spannungsverläufe herangezogene Ansteuerungsabfolge der Schalter Si , S2 eingegangen.

Entsprechend der genannten Ansteuerungsabfolge werden in einem ersten Ansteuerungsschritt 1 der Schalter S1 des ersten Sub-Spannungswandlers 11A und der Schalter S2 des zweiten Sub-Spannungswandlers 11 B geschlossen. In dieser Situation sind die Drossel-Ausgänge LAi , LA2 elektrisch mit dem Bezugspotential G verbunden, wie in Fig. 3a (links) gezeigt. Dadurch fällt die gesamte Eingangs-Gleichspannung U_e an den Drosseln Li , L2 ab und die Drossel-Ströme i_Li , ii_2 in den Drosseln Li , L2 steigen. Die zugehörigen Stromverläufe sind in Fig. 3b im Intervall Ai gezeigt.

In einem zweiten Ansteuerungsschritt 2 wird der Schalter S1 des ersten Sub- Spannungswandlers 11 A geöffnet, was in Fig. 4a dargestellt ist. Dadurch ergibt sich für den ersten Sub-Spannungswandler der Strompfad über den zunächst noch ungeladenen Entlastungskondensator CB. Die sich hierbei einstellenden Stromverläufe sind in Fig. 4b dargestellt, das zugehörige Intervall ist nun A21.

Während des zweiten Ansteuerungsschrittes 2 kommt es weiters zu einer Änderung des Strompfades für den Sub-Spannungswandler 11A, was in Fig. 5a gezeigt ist. Sobald der Entlastungskondensator CB geladen ist, also das Potential am Knotenpunkt K1 des Sub- Spannungswandler 11A über das des Ausgangs A steigt, wird das Stromventil D1 leitend, was zur in Fig. 5a dargestellten Situation führt. Die entsprechenden Ströme sind wiederum Fig. 5b zu entnehmen, wo die zugehörigen Verläufe im Intervall A22 hervorgehoben sind.

In einem dritten Ansteuerungsschritt 3 wird nun auch der Schalter S2 des zweiten Sub- Spannungswandlers 11 B geöffnet, wodurch sich zunächst der in Fig. 6a gezeigte Strompfad einstellt. Der in Fig. 6a gezeigte Strompfad verläuft zunächst über den Entlastungskondensator CB. Auch während des dritten Ansteuerungsschrittes 3 kommt es wie im Zuge des zweiten Ansteuerungsschritts 2 zu einer Änderung des Strompfades.

Demnach ergibt sich, sobald der Entlastungskondensator CB entladen ist und das Stromventil D2 leitend wird, die in Fig. 7a dargestellte Situation. Das zugehörige Zeitintervall in Fig. 7b ist A3. Im Zeitintervall A3 sinken die durch die Drosseln Li , L2 fließenden Drossel- Ströme i_Li , ii_2. Die Steigung der Drossel-Ströme i_Li , ii_2 ist hierbei durch die sich in den Sub- Spannungswandlern gegebenen Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 festgelegt. Die Steigungen müssen dabei so groß sein, dass noch vor Ende einer Ansteuerungsperiode T_s die Ströme zu Null gebracht werden können. Nur so wird ein stromloses Einschalten bzw. Schließen der Schalter Si , S2 ermöglicht, was gerade durch die erfindungsgemäße Topologie sichergestellt wird.

Nach dem dritten Ansteuerungsschritt 3 werden im Wesentlichen der erste bis dritte Ansteuerungsschritt 1 bis 3 wiederholt, was in den Figuren 3-8 durch die geklammerten Ziffern 4-6 und die geklammerten Intervalle 1_4-6 zur Kennzeichnung eines vierten bis sechsten Ansteuerungsschritt 4 bis 6 angedeutet ist. Fig. 8 zeigt diesbezüglich, wie durch ein erneutes Schließen der Schalter Si , S2 eine neue Schaltperiode begonnen werden kann. Der einzige Unterschied zwischen der Abfolge des ersten bis dritten Ansteuerungsschritts 1-3 und der Abfolge der vierten bis sechsten Ansteuerungsschritts 4-6 besteht darin, dass in einem fünften Ansteuerungsschritt 5 zuerst der Schalter S2 des zweiten Sub- Spannungswandlers 11 B und erst in einem sechsten Ansteuerungsschritt 6 der Schalter S1 des ersten Sub-Spannungswandlers 11A geöffnet wird. In diesem Sinn würde beispielsweise im fünften Ansteuerungsschritt 5 der Schalter-Strom iSi ansteigen und der Schalter-Strom is2 auf null gehen, und nicht umgekehrt wie im zweiten Ansteuerungsschritt 2. Wie beschrieben beginnt das Zeitintervall A3 zu jenem Zeitpunkt, an dem der Entlastungskondensator CB entladen ist. Bekanntermaßen ist ein Kondensator dann entladen, wenn er keine elektrische Ladung mehr hält und wenn folglich keine elektrische Spannung mehr an ihm abfällt. Fällt keine Spannung mehr am Entlastungskondensator CB ab, bedeutet das, dass die Knotenpunkte K1 , K2 das gleiche elektrische Potential aufweisen. Da damit auch die jeweiligen Drossel-Ausgänge LAi, LA2 das gleiche elektrische Potential aufweisen, und da die jeweiligen Drossel-Eingänge LE1 , LE2 aufgrund ihrer elektrisch leitenden Verbindung mit dem Eingang E ohnehin das gleiche elektrische Potential aufweisen, fällt von diesem Zeitpunkt an an beiden Drosseln Li , L2 die gleiche elektrische Spannung ab.

Sind die Induktivitäten der Drosseln Li , L2 überdies ident, ergeben sich idente, fallende Stromflanken der Drossel-Ströme i_Li , ii_2. Wenn die Drossel-Ströme i_Li , ii_2 zu Beginn des Zeitintervalls A3 überdies den gleichen Wert aufweisen, was im Rahmen der Erfindung üblicherweise der Fall ist, erreichen beide Drossel-Ströme i_Li , ii_2 gleichzeitig den Wert Null. Das bedeutet, dass es zumindest einen Zeitpunkt gibt, in dem beide Drossel-Ströme i_Li , ii_2 und damit auch der Summenstrom über beide Drosseln Li , L2 gleichzeitig bei null liegen. Der Summenstrom über beide Drosseln Li , L2 ist gleichzeitig der Eingangsstrom in den Gleichspannungswandler 100, der damit zu zumindest einem Zeitpunkt zu Null wird, was zusätzlich zu einer Reduktion von Verlusten beiträgt.

Losgelöst von den gegenständlichen Ausführungsformen gilt für die Erfindung allgemein, dass eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung erreicht werden kann, indem die durch die Drosseln Li, L2 fließenden Drossel-Ströme i_Li, ii_2 während der erfindungsgemäß vorgesehenen Lückphasen A_L zu zumindest einem Zeitpunkt gleichzeitig zu Null gebracht werden.

Aus den obigen Ausführungen geht ebenso hervor, dass der elektrische Zustand des Entlastungskondensators CB, also die von ihm gehaltene elektrische Ladung bzw. die an ihm abfallende elektrische Spannung, in einer vorteilhaften Weise beim Betrieb des Gleichspannungswandler 100 berücksichtigt wird. Insbesondere kann der Zeitpunkt des gleichzeitigen Schließens der Schalter Si , S2 in Abhängigkeit des Entlastungskondensators CB und/oder dessen elektrischem Zustand gewählt werden, oder es kann die Pause zwischen dem Öffnen der Schalter Si , S2 an den Entlastungskondensators CB und/oder dessen elektrischem Zustand angepasst werden.

Zu Ansteuerung der Schalter Si , S2 kann im Gleichspannungswandler 100 eine Steuereinheit vorgesehen sein. Eine derartige Steuereinheit kann in einer auf dem Gebiet der Leistungselektronik hinlänglich bekannten Weise Zündimpulse bzw. Ansteuersignale ermitteln, und diese den Schaltern Si , S2 zu deren Ansteuerung zuführen. Eine Steuereinheit kann aber auch separat von einem Gleichspannungswandler 100 ausgeführt sein, und lediglich mit den Schaltern Si , S2 verkabelt sein, um diese anzusteuern. Mögliche Realisierungen einer derartigen Steuereinheit sind hierbei unter anderem durch mikroprozessorbasierte Hardware gegeben, wie beispielsweise Mikrocontroller und integrierte Schaltungen (ASIC, FPGA).

Ein weiterer Aspekt der gegenständlichen Erfindung erlaubt über die genannten Vorteile hinaus eine zusätzliche Verbesserung des Wirkungsgrades TJ des Gleichspannungswandlers 100. So kann der Umstand, dass ein Entlastungskondensator CB im Rahmen der gegenständlichen Erfindung nicht durch einen Kurzschlussschalter SB kurzgeschlossen wird, auch in den erwähnten Lückphasen zu kleinen, aber doch vorhandenen Spannungen u_c am Entlastungskondensator CB führen, was in Fig. 9 dargestellt ist. Fig. 9 zeigt dabei ein aus den in den vorhergehenden Figuren herausgegriffenes Lückintervall A_L. Die Spannungen u_c liegen im gezeigten Lückintervall A_L in Form von Schwingungen vor, da der Entlastungskondensator CB mit den Drosseln Li , L2 eine schwingfähige Schaltung bildet. Da der Entlastungskondensator CB wiederum zwischen die Schaltereingänge SE1, SE2 der Schalter Si , S2 geschaltet ist, wirken sich Schwingungen in der am Entlastungskondensator CB abfallenden Spannung Uc unmittelbar auf die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 aus, sodass auch in den Schalter-Spannungen usi, us2 Schwingungen auftreten.

In einer vorteilhaften Weise können Schwingungen in den Schalter-Spannungen usi, us2 aber dazu verwendet werden, die Schalter Si , S2 besonders verlustarm zu schließen. So können der erste und der vierte Ansteuerungsschritt 1 und 4 der oben beschriebenen Ansteuerungsabfolge, also das Schließen der Schalter Si , S2, zu Schaltzeitpunkten VP („Valley-Points“, „Valley-Switching“) erfolgen, in denen die Schalter-Spannungen usi, us2 im Vergleich zur Eingangsspannung U_e nur geringe Spannungswerte annehmen. Liegen die Schalter-Spannungen usi, us2 in Form einer (sinusförmigen) Schwingung vor, sind als Zeitpunkte, zu denen die Schalter-Spannungen usi, us2 nur geringe Werte annehmen, insbesondere jene Zeitpunkte zu nennen, zu denen sich die Schalter-Spannungen usi, us2 in einem Schwingungstal der entsprechenden (sinusförmigen) Schwingung befinden. Die Schalter-Spannungen usi, us2 nehmen in Schwingungstälern hinsichtlich ihrer zeitlichen Verläufe lokale Minima an, was exemplarisch in Fig. 9b dargestellt ist.

Um geeignete Schaltzeitpunkte VP zu ermitteln, können die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 messtechnisch erfasst werden. Messwerte der Schalter-Spannungen usi, us2 können in weiterer Folge einer Steuerungseinheit übermittelt werden, in welcher geprüft werden kann, ob die Schalter-Spannungen usi, us2 ausreichend gering sind, oder ob sie sogar ein lokales Minimum annehmen, oder ob sie in der Nähe eines lokalen Minimus liegen. Mit einer solchen Optimierung der Schaltzeitpunkte VP beim Schließen der Schalter Si , S2 kann der Wirkungsgrad TJ des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers 100 insbesondere im Teillastbereich verbessert werden.

Zur konkreten Umsetzung der genannten Schritte zur Optimierung der Schaltzeitpunkte VP können bei einer auf den erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler 100 angewandten Form des Valley Switchings die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 gemessen werden. Über eine geeignete Schnittstelle können die gemessenen Schalter-Spannungen usi, us2 einer Steuereinheit übermittelt werden und es kann in der Steuereinheit aus den gemessenen Schalter-Spannungen usi, us2 ein Komparatorsignal UK ermittelt bzw. erzeugt werden, beispielsweise durch Vergleich einer der Schalter- Spannungen usi, us2 mit einer vorgegebenen Schwelle U_x. Ein Komparatorsignal UK kann auch einer der gemessenen Schalter-Spannungen usi, us2 entsprechen. Ein Komparatorsignal kann aber auch einer gefilterten, beispielsweise tiefpassgefilterten, Version einer der gemessenen Schalter-Spannungen usi, us2 entsprechen. Die Schalter- Spannungen usi, us2 können aber auch zu einem Komparatorsignal kombiniert werden, beispielsweise durch Mittelwertbildung zwischen den beiden Schalter-Spannungen usi, us2.

Eine Schaltung zur Implementierung der oben beschriebenen Schritte ist in Fig. 9a dargestellt. Eine gemessene Schalter-Spannungen usi, us2 wird hierbei zunächst mit einer vorgegeben Schranke U_x verglichen. Das Ergebnis dieses Vergleichs wird weiters mit dem Signal UPWM logisch Und-verknüpft. Das Signal UPWM ist hierbei ein gepulstes Ansteuersignal mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz mit dem die Schalter Si , S2 im Rahmen einer PWM (Pulsweitenmodulation) geöffnet und geschlossen werden. Genauso könnte aber auch ein anderes Ansteuerverfahren eingesetzt werden, wie beispielsweise eine PFM (Pulsfrequenzmodulation). Das Ergebnis dieser Und-Verknüpfung wird im nachfolgenden Flip-Flop allerdings erneut mit der Inversen des Signals UPWM verknüpft, sodass das tatsächliche Ansteuersignal erst tatsächlich an die Schalter Si , S2 weitergegeben wird, wenn das Ansteuersignal UPWM und das Komparatorsignal UK gleichzeitig einen logischen High- Pegel annehmen. Die dabei entstehenden Signalverläufe sowie das resultierende Ansteuersignal uc sind in Fig. 9b dargestellt.

Die Schranke U_x kann beispielsweise in Form eines Relativwertes der Eingangsspannung U_e vorgegeben werden. Für eine Schranke U_x in Form eines Relativwertes der Eingangsspannung U_e kann verlangt werden, dass die Schranke durch das Komparatorsignal unterschritten werden muss, um die Schalter Si , S2 schalten zu können. Für die Schranke kann beispielsweise ein Relativwert von 30% der Eingangsspannung U_e vorgegeben werden, oder ein Relativwert von 20% der Eingangsspannung U_e vorgegeben werden, oder aber auch ein Relativwert von 10% der Eingangsspannung U_e vorgegeben werden, oder aber bevorzugt auch ein Relativwert von 1% der Eingangsspannung U_e vorgegeben werden. Wenn das Komparatorsignal UK diese Schranke unterschreitet, können die Schalter Si , S2 geschlossen werden. Durch das Unterschreiten einer Schranke U_x durch des Komparatorsignal kann auf eine einfache und robuste Weise sichergestellt werden, dass die an den Schaltern Si , S2 abfallenden Schalter-Spannungen usi, us2 nur geringe Werte aufweisen und demnach ein verlustarmes Schließen der Schalter Si , S2 ermöglicht wird.

Wie sich die beschriebenen Maßnahamen auf den Wirkungsgrad eines Gleichspannungswandlers 100 auswirken können, ist abschließend in Fig. 10 gezeigt. Darin sind erreichbare Wirkungsgrade TJ über einer in einen Gleichspannungswandler 100, 300 gespeiste Eingangsleistung P_in dargestellt. Der mit dem erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler 100 erreichbare Wirkungsgrad J/₁₀₀ ist hierbei durchgezogen dargestellt, der mit einem Gleichspannungswandler 300 nach Stand der Technik mögliche Wirkungsgrad J/₃₀₀ strichliert. Man erkennt, dass insbesondere im unterem Leistungsbereich deutliche Verbesserungen des Wirkungsgrades TJ möglich sind.

Claims

Patentansprüche

1. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) mit einem Eingang (E), einem Ausgang (A) und einem Bezugspotential (G) zur Wandlung einer zwischen dem Eingang (E) und dem Bezugspotential (G) abfallenden Eingangs-Gleichspannung (U_e) in eine zwischen dem Ausgang (A) und dem Bezugspotential (G) abfallende Ausgangs-Gleichspannung (U_a), umfassend einen ersten und einen zweiten Sub-Spannungswandler (11A, 11 B), in denen jeweils eine elektrische Drossel (Li , L2) mit je einem Drossel-Eingang (LE1 , LE2) und einem Drossel-Ausgang (LAi , LA2), jeweils ein Schalter (Si , S2), welcher in einer mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz (fs) wiederkehrenden Schaltperiode (Ts) geschaltet wird, mit je einem Schalter-Eingang (SE1, SE2) und einem Schalter-Ausgang (SA1, SA2), sowie jeweils ein Stromventil (Di , D2) mit je einem Stromventil-Eingang (DE1, DE2) und einem Stromventil- Ausgang (DA1, DA2), vorgesehen sind, wobei die in den Sub-Spannungswandlern (11 A, 11 B) vorgesehenen Drosseln (Li, L2) über den jeweiligen Drossel-Eingang (LE1, LE2) mit dem Eingang (E) des Gleichspannungswandlers (100) elektrisch leitend verbunden sind und über den jeweiligen Drossel-Ausgang (LAi, LA2) über einen Knotenpunkt (Ki, K2) des jeweiligen Sub-Spannungswandlers (11 A, 11 B) mit dem Schalter-Eingang (SE1, SE2) des jeweiligen Schalters (Si, S2) sowie mit dem Stromventil-Eingang (DE1, DE2) des jeweiligen Stromventils (Di , D2) elektrisch leitend verbunden sind, und wobei der Schalter-Ausgang (SA1, SA2) des jeweiligen Schalters (Si , S2) mit dem Bezugspotential (G) elektrisch leitend verbunden ist und wobei der jeweilige Stromventil-Ausgang (DA1, DA2) des jeweiligen Stromventils (Di, D2) mit dem Ausgang (A) des Gleichspannungswandlers (100) elektrisch leitend verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die in den Sub-Spannungswandlern (11 A, 11 B) vorgesehenen Drosseln (Li , L2) gegensinnig gewickelt und mittels eines magnetischen Kerns (Fe) magnetisch gekoppelt sind, dass das Übersetzungsverhältnis a zwischen den in den Sub-Spannungswandlern (11 A, 11 B) vorgesehenen Drosseln (Li, L2) sowie die Streuinduktivitäten (L_Sigi , L_Sig2), welche sich aufgrund der magnetisch gekoppelten Drosseln (Li, L2) in den jeweiligen Sub-Spannungswandler (11A, 11 B) ausbilden, derart an die vorgegebene Schaltfrequenz (fs) angepasst sind, dass die Wirkung der Hauptinduktivität (Lh), welche von den gekoppelten Drosseln (Li, L2) gebildet wird, auf in den jeweiligen Sub- Spannungswandlern (11A, 11 B) fließende Drossel-Ströme (i i, ii_2) eliminiert wird und dass sich während der Schaltperioden (Ts) zum Schalten der Schalter (Si , S2) zumindest eine Lückphase ( A _L) einstellt, in welcher die durch die Drosseln fließenden Drossel-Ströme (i _i , ii_2) an zumindest einem Zeitpunkt zu Null werden, und dass die in den Sub- Spannungswandlern (11 A, 11 B) vorgesehenen Schalter (Si, S2) in einer solchen Lückphase ( A _L) geschlossen werden.

2. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Knotenpunkt (K1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11A) und den Knotenpunkt (K2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) ein Entlastungskondensator (CB) geschaltet ist.

3. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Übersetzungsverhältnis a zwischen den in den Sub- Spannungswandlern (11A, 11 B) vorgesehenen Drosseln (Li, L2) um nicht mehr als eine vorgegebene Maximai-Abweichung von einem vorgegebenen Soll- Übersetzungsverhältnis a* abweicht.

4. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Soll- Übersetzungsverhältnis a* einem Wert 1 entspricht und dass die vorgegebene Maximai-Abweichung vom Soll- Übersetzungsverhältnis a* einem Relativwert von 30%, oder einem Relativwert von 20%, oder einem Relativwert von 10% entspricht.

5. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Verhältnis der Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 in den jeweiligen Sub-Spannungswandlern (11 A, 11 B) um nicht mehr als eine vorgegebene Maximai-Abweichung von einem vorgegebenen Soll-Verhältnis abweicht.

6. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Soll-Verhältnis der Streuinduktivitäten L_ffl,L_ff2 einem Wert 1 entspricht und dass die vorgegebene Maximai-Abweichung vom Soll-Verhältnis einem Relativwert von 30%, oder einem Relativwert von 20% oder einem Relativwert von 10% entspricht.

7. Elektrischer Gleichspannungswandler (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Ausgang (A) und das Bezugspotential (G) ein Glättungskondensator (C_a) geschaltet ist, um die vom Gleichspannungswandler (100) erzeugte Ausgangs-Gleichspannung (U_a) zu glätten.

8. Verfahren zur Ansteuerung des elektrischen Gleichspannungswandlers (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Gleichspannungswandler (100) gemäß einer Ansteuerungsabfolge angesteuert wird, bei welcher der Schalter (S1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11A) und der Schalter (S2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) gleichzeitig geschlossen werden (1), dann zuerst der Schalter (S1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11 A) geöffnet wird (2), dann der Schalter (S2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) geöffnet wird (3), dann neuerlich der Schalter (S1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11A) und der Schalter (S2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) gleichzeitig geschlossen werden (4), dann zuerst der Schalter (S2) des zweiten Sub-Spannungswandlers (11 B) geöffnet wird (5), und dann der Schalter (S1) des ersten Sub-Spannungswandlers (11 A) geöffnet wird (6).

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerungsabfolge zur Ansteuerung des elektrischen Gleichspannungswandlers (100) zyklisch durchgeführt wird.

10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (Si , S2) der jeweiligen Sub-Spannungswandler (11A, 11 B) zu Schaltzeitpunkten (VP) geschlossen werden, in denen ein Komparatorsignal (UK), welches aus den an den Schaltern (Si , S2) abfallenden Schalter-Spannungen (usi, US2) ermittelt worden ist, eine vorgegebene Schranke (U_x) unterschreitet.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Schranke (U_x) als Relativwert der Eingangsspannung (U_e) als 1 % der Eingangsspannung (Ue), oder als 10% der Eingangsspannung (U_e), oder als 20% der Eingangsspannung (U_e), vorgegeben wird.

12. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (Si , S2) der jeweiligen Sub-Spannungswandler (11 A, 11 B) zu Schaltzeitpunkten (VP) geschlossen werden, in denen die Zeitverläufe der an den Schaltern (Si , S2) abfallenden Schalter- Spannungen (usi, us2) in ihrem zeitlichen Verlauf ein lokales Minimum annehmen oder in denen die Schalter-Spannungen (usi, US2) um nicht mehr als 10% von einem lokalen Minimum in ihrem zeitlichen Verlauf abweichen.