WO2023095545A1 - 振動型駆動装置、振動型アクチュエータの制御装置および機器 - Google Patents

振動型駆動装置、振動型アクチュエータの制御装置および機器 Download PDF

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WO2023095545A1
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vibration
transformer
driving device
vibration type
frequency
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隆之 渡邉
彰 上林
潤 住岡
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キヤノン株式会社
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    • B06B1/02—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency making use of electrical energy
    • B06B1/0207—Driving circuits
    • B06B1/0223—Driving circuits for generating signals continuous in time
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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    • H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
    • H02N2/02—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing linear motion, e.g. actuators; Linear positioners ; Linear motors
    • H02N2/06—Drive circuits; Control arrangements or methods

Definitions

  • the present invention relates to a vibration type drive device, an electronic device and an optical device equipped with a vibration type drive device, and a control device for a vibration type actuator.
  • a vibration type actuator is a non-electromagnetic drive configured to bring a contact body and a vibrating body into contact with each other and take out vibration energy of high-frequency vibration generated in the vibrating body as a mechanical motion for relatively moving the contact body and the vibrating body.
  • a vibrating body is generally constructed by bonding an electro-mechanical energy conversion element such as a piezoelectric element to an elastic body.
  • a control device for controlling driving of the vibration type actuator has a pulse signal generating circuit for generating a pulse signal and a booster circuit for applying an AC voltage amplified by a transformer to the electro-mechanical energy converting element.
  • a vibration actuator can control the relative movement speed between the contact body and the vibrating body by adjusting the frequency, amplitude, and phase difference of the AC voltage applied to the electro-mechanical energy conversion element. Therefore, the vibration type actuator is used, for example, to drive a focus lens for performing an autofocus operation in an imaging device as an optical device.
  • High-precision positioning control is required for autofocus operation.
  • the focus lens is controlled to stop at the target stop position after performing acceleration, constant velocity, and deceleration by position feedback control using a position sensor. be done.
  • a booster circuit ( Resonance circuit) design is important.
  • When using a booster circuit using a transformer it is necessary to adjust the circuit constant according to the frequency range used for driving the vibration type actuator. Adjustment by circuit constants must consider not only electrical elements such as transformers, coils and capacitors, but also equivalent coils and equivalent capacitors of the mechanical vibrating portion of the vibrator.
  • the parallel resonance frequency generated by the electrostatic capacitance of the piezoelectric element and the output coil of the step-up transformer is the frequency at which the resonance frequency of the motor and the amplitude characteristic of the motor are at the lowest level first.
  • a controller is described that is configured to be between
  • An object of the present invention is to provide a vibration-type driving device capable of reducing power consumption when driving a vibration-type actuator.
  • a vibration-type driving device includes a vibrating body having an elastic body and an electro-mechanical energy conversion element, and a contact body that contacts the elastic body. a vibration type actuator in which the body and the contact body move relative to each other;
  • a driving unit having a transformer for transforming a drive signal generated in response to an input control signal is provided, the primary side of the transformer receives the drive signal, and the secondary side of the transformer is the electrical - a controller connected to the mechanical energy conversion element;
  • a vibration type driving device comprising: Let f1 be the frequency of the drive signal at which the current flowing through the primary side of the transformer is minimal, and fu be the resonance frequency of a vibration mode other than the vibration used for relative movement between the vibrating body and the contact body, which is greater than f1. if 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21, is characterized by satisfying the relationship of
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a vibration-type driving device according to a first embodiment
  • FIG. 2A and 2B are diagrams for explaining a schematic configuration and vibration modes of a vibration-type actuator that constitutes the vibration-type drive device of FIG. 1
  • FIG. 2A and 2B are diagrams for explaining a schematic configuration and vibration modes of a vibration-type actuator that constitutes the vibration-type drive device of FIG. 1
  • FIG. 2A and 2B are diagrams for explaining a schematic configuration and vibration modes of a vibration-type actuator that constitutes the vibration-type drive device of FIG. 1
  • FIG. 2A and 2B are diagrams for explaining a schematic configuration and vibration modes of a vibration-type actuator that constitutes the vibration-type drive device of FIG. 1
  • FIG. 2A and 2B are diagrams for explaining a schematic configuration and vibration modes of a vibration-type actuator that constitutes the vibration-type drive device of FIG. 1;
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a vibration-type
  • FIG. 2A and 2B are diagrams for explaining a schematic configuration and vibration modes of a vibration-type actuator that constitutes the vibration-type drive device of FIG. 1;
  • FIG. 2A and 2B are diagrams for explaining a schematic configuration and vibration modes of a vibration-type actuator that constitutes the vibration-type drive device of FIG. 1;
  • FIG. FIG. 4 is a diagram for explaining admittance-frequency characteristics of a vibrating body that constitutes the vibration type actuator of the present invention;
  • 2 is a circuit diagram of a driving circuit that constitutes the vibration type driving device of FIG. 1;
  • FIG. 5 is a diagram showing a variation of the drive circuit of FIG. 4 (fourth embodiment);
  • FIG. FIG. 5 is a diagram showing a variation of the drive circuit of FIG.
  • 5 is a diagram for explaining a pulse signal output from a pulse signal generation circuit of the drive circuit of FIG. 4;
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a pulse signal output from a pulse signal generation circuit of the drive circuit of FIG. 4;
  • It is a calculation result of the current flowing through the primary side coil of the transformer of the drive circuit of FIG. 4 (Example 11).
  • It is a calculation result of the current flowing through the transformer primary side coil of the drive circuit of FIG. 4 (Example 9).
  • 5 is a calculation result of the current flowing through the primary side coil of the transformer of the drive circuit of FIG. 4 (comparative example 1).
  • 5 is a diagram showing drive characteristics of the vibration type drive device of Comparative Example 1.
  • FIG. 10 is a diagram showing driving characteristics of a vibration type driving device of Comparative Example 2;
  • FIG. 12 is a diagram showing drive characteristics of the vibration type drive device of Example 9;
  • FIG. 12 is a diagram showing drive characteristics of the vibration type drive device of Example 10;
  • It is a perspective view which shows the schematic structure of a lens drive mechanism.
  • FIG. 10 is a diagram showing another configuration of the vibration actuator;
  • FIG. 10 is a diagram showing still another configuration of the vibration type actuator;
  • FIG. 10 is a diagram showing still another configuration of the vibration type actuator;
  • FIG. 10 is a diagram showing still another configuration of the vibration type actuator;
  • 1 is a diagram showing an example of a device with a vibratory drive;
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a device with a vibratory drive;
  • vibration type driving device includes “vibration type actuator” and “control device”
  • vibration type actuator includes “vibrating body” and “contact body”
  • vibrating body includes “elastic actuator”.
  • body and “electro-mechanical energy conversion element”.
  • a vibration-type driving device includes a vibrating body having an elastic body and an electro-mechanical energy conversion element, and a contact body that contacts the elastic body. Moreover, it also has a vibration-type actuator in which the vibrating body and the contact body move relative to each other when the vibrating body vibrates. In addition, it has a driving unit provided with a transformer that transforms a driving signal generated according to an input control signal, the driving signal is input to the primary side of the transformer, and the secondary side of the transformer is the a controller connected to the electro-mechanical energy conversion element.
  • f1 be the frequency of the drive signal at which the current flowing through the primary side of the transformer is minimal
  • fu be the resonance frequency of a vibration mode other than the vibration used for relative movement between the vibrating body and the contact body, which is greater than f1.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a vibration-type driving device 10 according to the first embodiment.
  • the vibration type driving device 10 has a vibration type actuator 200 and a control device 100 that controls driving of the vibration type actuator 200 .
  • the control device 100 has a control section 110 that generates a control signal, a drive section 120 that receives the control signal and outputs an AC signal to be applied to the vibration type actuator 200, and a position sensor .
  • the control unit 110 has a command unit 111 , a control calculation unit 112 and a relative position detection unit 113 .
  • the drive unit 120 has a pulse signal generation circuit 121 and a booster circuit 122 .
  • a vibration actuator 200 has a vibrating body 210 and a contact body 220 .
  • the position sensor 130 is an encoder, for example, and detects the position of the contact body 220 .
  • the position sensor 130 may be provided in the vibration actuator 200 separately from the control unit 110 and the driving unit 120 as hardware. Here, it is treated as being included in the control device 100 as a component necessary for controlling the vibration type actuator 200 .
  • the command unit 111 generates a position command value for each time of the contact member 220 and sends it to the control calculation unit 112 .
  • Relative position detector 113 detects the position of contact body 220 based on the output signal from position sensor 130 and sends the detected position signal to control calculator 112 .
  • the control calculation unit 112 calculates the positional deviation between the position command value input from the command unit 111 and the position signal input from the relative position detection unit 113 , converts it into a control signal, and outputs it to the drive unit 120 .
  • the control signal is a pulse signal for generating AC voltages V A and V B (described later with reference to FIG. 2B) to be applied to a piezoelectric element 211 (described later) (see FIG. 2A) that constitutes the vibrating body 210. is the control parameter of
  • This control parameter is phase difference, frequency or pulse width, and is generated based on the position deviation.
  • the relative driving speed and driving direction of the contact member 220 and the vibrating member 210 are controlled based on the control amounts of the control parameters of the phase difference, frequency, and pulse width output from the control unit 110 .
  • the control unit 110 performs position feedback control for controlling the driving of the vibration actuator 200 based on the deviation between the position command value and the actual position of the contact member 220 every predetermined time.
  • the control calculation unit 112 Although a PID calculator or the like is used for the control calculation unit 112, it is not limited to this. Further, although the position feedback control is performed here, the configuration is not limited to this, and the speed feedback control based on the speed deviation may be performed. Furthermore, in view of the purpose of reducing power consumption when driving the vibration type actuator 200, the configuration may be such that open drive control is performed without performing feedback control.
  • the pulse signal generation circuit 121 generates pulse signals having different phases (A-phase pulse signal, A-phase inverted pulse signal, B-phase pulse signal and B-phase inverted pulse signal) based on control signals (phase difference, frequency, pulse width control amount).
  • a signal (see FIGS. 6A and 6B) is generated and output to the booster circuit 122.
  • the booster circuit 122 boosts the input signal generated by switching the DC power supply with the input pulse signal to a predetermined voltage with a transformer. By doing so, two-phase AC voltages V A and V B having substantially sinusoidal waveforms and different phases are generated.
  • contact body 220 moves in a predetermined direction due to the frictional driving force received from vibrating body 210 .
  • the position of contact body 220 is detected by position sensor 130 and a detection signal is sent to relative position detection section 113 .
  • position feedback control of the vibration type actuator 200 is performed so that the actual position of the contact member 220 follows the position command value for each time.
  • FIG. 2A, 2B, 2C, 2D, 2E, and 2F are diagrams for explaining the schematic configuration of the vibration actuator 200 and the vibration modes excited in the vibrating body 210.
  • FIG. FIG. 2A is a perspective view showing a schematic configuration of the vibration actuator 200.
  • FIG. A vibrating body 210 constituting the vibration-type actuator 200 has a substantially rectangular plate-shaped elastic body 212 and a substantially rectangular plate-shaped piezoelectric element 211 bonded to one surface of the elastic body 212 with an adhesive or the like.
  • the other surface of the elastic body 212 (the surface opposite to the surface to which the piezoelectric element 211 is joined) is provided with projections 213 at two locations.
  • FIG. 2B is a diagram showing an electrode pattern provided on the piezoelectric element 211.
  • FIGS. 2C and 2D are diagrams for explaining the first vibration mode and the second vibration mode excited by the vibrating body 210, respectively, and FIGS. 2E and 2F are diagrams for explaining the unwanted vibration mode.
  • the direction connecting the two protrusions 213 in the vibrating body 210 is defined as the X direction
  • the thickness direction of the elastic body 212 is defined as the Z direction
  • the direction orthogonal to the X and Z directions is defined as the Y direction.
  • two electrode regions are formed that are substantially halved in the longitudinal direction (X direction). are in the same direction (+).
  • one electrode common electrode is provided on substantially the entire surface of the piezoelectric element 211 that is joined to the elastic body 212 .
  • an AC voltage V A is applied to the left electrode region, and an AC voltage V B is applied to the right electrode region.
  • the piezoelectric element 211 as a whole expands at one moment and contracts at another moment.
  • the vibrating body 210 generates vibration in the first-order out-of-plane bending vibration mode in which two nodes appear in the vibrating body 1 substantially parallel to the X direction, as shown in FIG. 2C (first vibration mode). .
  • the vibrating body 210 When the AC voltages V A and V B are applied at a frequency near the resonance frequency of the vibrating body and the phase is shifted by 180°, at a certain moment, one electrode area of the piezoelectric element 211 shrinks and the other electrode area shrinks. is extended, and the opposite relationship occurs at another instant. As a result, as shown in FIG. 2D, the vibrating body 210 generates vibration in the secondary out-of-plane bending vibration mode in which three nodes appear in the vibrating body 210 substantially parallel to the Y direction (second vibration mode ).
  • the electro-mechanical energy conversion element has the first electrode and the second electrode adjacent to each other, and the regions where the first electrode and the second electrode are respectively provided are the first region and the second region, , is configured to produce the following vibrations: That is, a first bending vibration mode in which both the first region and the second region expand or contract, and a second bending vibration mode in which the second region contracts and expands when the first region expands and contracts, respectively. form a mode.
  • the AC voltages V A and V B are configured to have a frequency near the resonance frequency of the unwanted vibration mode, which is higher than the frequencies of the first and second vibration modes, and have a phase shift of 180°.
  • one electrode area of the piezoelectric element 211 contracts at one moment while the other electrode area expands, and the opposite relationship occurs at another moment.
  • vibration in the out-of-plane bending vibration mode occurs in the vibrating body 210 as shown in FIG. 2E (unwanted vibration mode).
  • Vibration due to the unwanted vibration mode is high-order bending vibration, and as shown in FIG. It has a line Y1.
  • One substantially parallel node line Y1 means that the node line Y1 is a continuous curve that intersects two long sides of the elastic body 212 and is parallel to the short side of the elastic body 212 without intersecting. means lined up.
  • the two nodal lines X1 and X2 substantially parallel to the X direction of the elastic body 212 cross the two short sides of the elastic body 212 and each other in a continuous curve. It means that it is arranged in parallel with the long side without crossing the long side.
  • the flat plate plane of the elastic body 212 is divided into three in the lateral direction of the elastic body 212, and the flat plate plane of the elastic body 212 is divided in the longitudinal direction of the elastic body 212.
  • the vibration of a plate can be expressed in the form of the (m, n) order vibration mode.
  • the (m, n) order vibration mode can be expressed in the vertical and horizontal directions according to the number of nodes of the standing wave of vibration.
  • a mode with no node is denoted as primary, and a mode with one node is denoted as secondary. That is, in the case of a rectangular plate, a vibration mode in which there are m ⁇ 1 nodes in the vertical direction and n ⁇ 1 nodes in the horizontal direction is referred to as an (m, n)-order vibration mode.
  • the unwanted vibration mode in this embodiment is expressed as the (m, n)-order vibration mode, it can be expressed as the (2, 3)-order vibration mode.
  • the two protrusions 213 are arranged in the vicinity of the vibration antinode in the first vibration mode and in the vicinity of the vibration node in the second vibration mode. . Therefore, the first vibration mode and the second vibration mode are excited and superimposed such that the vibration phase difference is around ⁇ /2. By doing so, the tip of the protrusion 213 performs a pendulum motion with the node of vibration in the second vibration mode as a fulcrum to reciprocate in the X direction, and reciprocates in the Z direction by vibration in the first vibration mode. .
  • the tip surface of the protrusion 213 is caused to make an elliptical motion in the XZ plane, and a frictional driving force is applied to the contact body 220 in contact with the tip face of the protrusion 213, thereby moving the contact body 220 in the X direction. It can be driven in the positive or negative direction.
  • the driving speed of the contact member 220 can be adjusted by changing the phase difference between the AC voltages VA and VB .
  • the amplitude of the unwanted vibration mode increases as the phase difference between the AC voltages V A and V B increases from 0 to ⁇ , and reaches its maximum amplitude when the phase difference is 180°.
  • the protrusion 213 vibrates in the Z direction and does not cause elliptical vibration in the XZ plane. Therefore, the contact body cannot obtain a sufficient speed in the unwanted vibration mode, but power is consumed when the unwanted vibration mode is excited. The power consumed by the unwanted vibration is superimposed on the power consumed by the drive vibration.
  • the first vibration mode and the second vibration mode are superimposed, and the contact member 220 in contact with the protrusion 213 is shifted. Although it can be moved in the X direction, an unwanted vibration mode having a resonance frequency close to that of the drive vibration is also excited at the same time.
  • the present invention devises a drive circuit for suppressing power derived from this unnecessary vibration.
  • a piezoelectric element is used as an electromechanical energy conversion element, and a configuration driven by two-phase AC voltages V A and V B is taken up. It can also be applied to drive and control vibration type actuators.
  • a piezoelectric element is composed of a piezoelectric material and electrodes.
  • Lead zirconate titanate (Pb(Zr, Ti)O 3 ) which has excellent piezoelectric properties, is generally used as a piezoelectric material.
  • a piezoelectric material having a lead content of less than 1000 ppm can be suitably used as the piezoelectric material.
  • a lead content of less than 1000 ppm is preferable because the environmental impact is substantially negligible.
  • a piezoelectric material containing less than 1000 ppm of lead is preferably made of a barium titanate-based material because it has a high piezoelectric constant and is relatively easy to manufacture.
  • the barium titanate-based materials include barium titanate (BaTiO 3 ), barium calcium titanate ((Ba, Ca)TiO 3 ), barium zirconate titanate (Ba(Ti, Zr)O 3 ), titanic acid Barium calcium zirconate ((Ba, Ca) (Ti, Zr) O 3 ), sodium niobate-barium titanate (NaNbO 3 -BaTiO 3 ), bismuth sodium titanate-barium titanate ((Bi, Na) TiO 3 -BaTiO 3 ), bismuth potassium titanate-barium titanate ((Bi, K)TiO 3 -BaTiO 3 ), and materials containing these compositions as main components.
  • barium calcium titanate zirconate (Ba, Ca) (Ti, Zr) O 3 , hereinafter BCTZ)
  • BCTZ barium calcium titanate zirconate
  • a major component is when the weight fraction of that material is greater than 50%.
  • Mn and/or Bi may be included for the purpose of improving the mechanical quality factor or adjusting the phase transition temperature.
  • BCTZ is specifically a piezoelectric material containing perovskite structure oxide containing Ba, Ca, Ti, and Zr, and Mn.
  • the molar ratio x of Ca to the sum of Ba and Ca is 0.02 ⁇ x ⁇ 0.30.
  • y which is the molar ratio of Zr to the sum of Ti and Zr, satisfies 0.020 ⁇ y ⁇ 0.095 and y ⁇ x.
  • the ratio ⁇ between the molar amount of Ba and Ca and the molar amount of Ti and Zr is 0.9955 ⁇ ⁇ ⁇ 1.01, and the content of Mn with respect to 100 parts by weight of the oxide is 0.02 in terms of metal. It is preferable in it being more than a weight part and 1.0 weight part or less.
  • Such a piezoelectric material can be represented by the following general formula (1).
  • x which indicates the molar ratio of Ca at the A site in general formula (1), is in the range of 0.02 ⁇ x ⁇ 0.30.
  • the phase transition temperature between orthorhombic and tetragonal crystals shifts to the low temperature side, so that piezoelectric vibration is stable within the driving temperature range of the vibration type actuator. can be obtained.
  • x is greater than 0.30, the piezoelectric constant of the piezoelectric material may not be sufficient, and the performance of the vibration actuator may be insufficient.
  • dielectric loss (tan ⁇ ) may increase. If the dielectric loss increases, heat generation increases when a voltage is applied to the piezoelectric material to drive the vibration type actuator, which may reduce motor drive efficiency and increase power consumption.
  • y which indicates the molar ratio of Zr at the B site, is in the range of 0.02 ⁇ y ⁇ 0.1. If y is larger than 0.1, the depolarization temperature Td becomes lower than 80°C, and the temperature range in which the vibration type actuator can be used becomes lower than 80°C, which is not preferable.
  • the depolarization temperature Td is defined as one week after the polarization treatment, the piezoelectric material is heated from room temperature to Td, and the piezoelectric constant after cooling to room temperature again is higher than the piezoelectric constant before heating. It refers to the lowest temperature among the temperatures that decrease by more than 10%.
  • ⁇ which indicates the ratio between the molar amounts of Ba and Ca at the A site and the molar amounts of Ti and Zr at the B site, is in the range of 0.9955 ⁇ ⁇ ⁇ 1.010. preferable. This is because when it is within the above range, abnormal grain growth is less likely to occur, and the mechanical strength is good. On the other hand, if ⁇ is less than 0.9955, abnormal grain growth tends to occur in the crystal grains forming the piezoelectric material, and the mechanical strength of the piezoelectric material may decrease. On the other hand, if ⁇ is greater than 1.010, the piezoelectric material may not be densified and may become extremely fragile.
  • the molar ratio of the B-site element and the O element is 1:3. Included in the scope. Whether the metal oxide has a perovskite structure can be determined from structural analysis using, for example, X-ray diffraction or electron beam diffraction.
  • the content of Mn is preferably 0.02 parts by weight or more and 0.40 parts by weight or less in terms of metal with respect to 100 parts by weight of the metal oxide.
  • Mn is contained within the above range, the insulating properties and the mechanical quality factor Qm are improved.
  • the mechanical quality factor Qm is a factor representing elastic loss due to vibration when evaluating a piezoelectric material as a vibrator, and the magnitude of the mechanical quality factor is observed as the sharpness of the resonance curve in impedance measurement. be. In other words, it is a constant representing the sharpness of resonance of the vibrator.
  • the mechanical quality factor Qm is large, the amount of strain in the piezoelectric material increases in the vicinity of the resonance frequency, and the piezoelectric material can be vibrated effectively.
  • the metal conversion indicating the content of Mn means that the elements constituting the metal oxide represented by the general formula (1) are converted into oxides from the contents of each metal of Ba, Ca, Ti, Zr and Mn, and the It represents the relative weight of Mn when the total weight is 100.
  • the effect of the polarization treatment required for driving the vibration type actuator may not be sufficient.
  • the content of Mn is more than 0.40 parts by weight, the piezoelectric properties of the piezoelectric material may become insufficient, or a hexagonal crystal structure having no piezoelectric properties may develop.
  • Mn is not limited to metal Mn, and may be contained in the piezoelectric material as a Mn component, and the form of inclusion is not a concern. For example, it may be dissolved in the B site, or may be included in the grain boundary. Alternatively, the Mn component may be contained in the piezoelectric ceramics 1 in the form of metal, ion, oxide, metal salt, complex, or the like. A more preferable mode of inclusion is to form a solid solution at the B site from the viewpoint of insulation and ease of sintering.
  • the piezoelectric material preferably contains 0.042 parts by weight or more and 0.850 parts by weight or less of Bi in terms of metal.
  • the piezoelectric material may contain 0.85 parts by weight or less of Bi in terms of metal with respect to 100 parts by weight of the metal oxide represented by the general formula (1).
  • Bi may exist at the grain boundaries of the ceramic-like piezoelectric material, or may be dissolved in the perovskite structure of (Ba, Ca)(Ti, Zr)O 3 .
  • the addition of Bi increases the mechanical quality factor and lowers the successive phase transition temperature, thereby reducing the temperature dependence of the piezoelectric constant.
  • the piezoelectric material may contain components other than the elements contained in the general formula (1) and Mn and Bi (hereinafter referred to as subcomponents) within a range in which the characteristics do not change.
  • the total amount of subcomponents is preferably less than 1.2 parts by weight with respect to 100 parts by weight of the metal oxide represented by formula (1). If the subcomponent exceeds 1.2 parts by weight, the piezoelectric properties and insulating properties of the piezoelectric material may deteriorate.
  • the means for measuring the composition of the piezoelectric material is not particularly limited. Examples of means include X-ray fluorescence analysis, ICP emission spectrometry, atomic absorption analysis, and the like. By using any measurement means, the weight ratio and composition ratio of each element contained in the piezoelectric material can be calculated.
  • Fig. 3 shows an example of the impedance characteristics of the vibrating body (the vertical axis is the admittance).
  • the horizontal axis is the frequency
  • the frequency at which the admittance peaks corresponds to the frequency of each vibration mode, and indicates the easiness of current flow, that is, the magnitude of the vibration mode.
  • This characteristic is obtained by applying a small-amplitude (for example, 50 to 500 mV) AC signal to the piezoelectric element and frequency-analyzing the response result, and can be measured using an impedance analyzer or the like.
  • the first and second vibration modes shown in FIGS. 2C and 2D are two driving vibrations with peaks at frequencies of 95 to 105 kHz.
  • the first vibration mode and the second vibration mode must be operated while the vibrating body is not pressed against the contact body.
  • the second vibration mode is located on the higher frequency side than the first vibration mode.
  • the resonance frequency changes depending on the shape of the piezoelectric element and elastic body used.
  • the unwanted vibration mode shown in FIG. 2E above is vibration with a peak at frequencies of 115 to 125 kHz.
  • the frequency at which this admittance is maximized is the resonance frequency fu of the unwanted vibration.
  • the resonance frequency difference ( ⁇ f2) between fu and the second vibration mode is preferably 15 to 25 kHz, and the unwanted vibration mode is positioned on the higher frequency side than the second vibration mode.
  • a partial frequency band between the higher one of the resonance frequencies of the first and second vibration modes and the resonance frequency fu of the unwanted vibration mode is the frequency range used to drive the vibration actuator 200. .
  • the frequency of each vibration mode varies depending on the density, Young's modulus, and shape of the piezoelectric element and elastic body.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the driving section 120 that constitutes the vibration type driving device of the present invention.
  • An equivalent circuit of the vibrating body 210 is composed of an RLC series circuit corresponding to the mechanical vibration of the vibrating body 210 and a capacitance Cd214 of the piezoelectric element 211 connected in parallel to the RLC series circuit.
  • elements represented by two RLC series circuits corresponding to drive vibration and unwanted vibration are shown in parallel with capacitance 214 .
  • the first vibration mode and the second vibration mode described above with reference to FIGS. 2C and 2D are used to drive the vibration type actuator of the present invention. , the frequencies of both vibration modes generally overlap. Therefore, on the equivalent circuit, the first vibration mode and the second vibration mode are combined and explained as an element responsible for one driving vibration.
  • the drive frequency fm is the frequency at which the admittance is maximized in the first vibration mode.
  • An RLC series circuit is composed of an equivalent coil, an equivalent capacitor and an equivalent resistance.
  • Lm, Cm, and Rm be the capacitance, inductance, and resistance corresponding to the element responsible for driving oscillations, respectively.
  • the equivalent circuit constants (Lm, Cm, Rm) of the drive vibration can be obtained by causing the vibrator to generate the first vibration mode, detecting the change in admittance at that time, and performing equivalent circuit analysis on the detection result. Since the change in admittance is greater in the first vibration mode than in the second vibration mode, the two can be distinguished.
  • the equivalent circuit constants (Lu, Cu, Ru) of unwanted vibration can be obtained by equivalent circuit analysis of the admittance change due to the unwanted vibration mode.
  • the capacitance Cd214 is the capacitance when a signal with a frequency (for example, 1 kHz) far enough from mechanical vibration is applied to the piezoelectric element.
  • the step-up transformer 1222 has a magnetically coupled primary coil 1222a and secondary coil 1222b. A current flows through the primary coil 1222a to generate magnetic flux, and a current inductively flows through the secondary coil 1222b to generate a transformed voltage.
  • the number of turns of the secondary side coil 1222b is set to about several to 22 times that of the primary side coil 1222a, and the primary side voltage amplitude is amplified according to the ratio of the number of turns.
  • the current flowing through the primary side coil 1222a of the transformer 1222 is an alternating current that flows to the GND side through the coil 1221 and the primary side coil 1222a via the switching element selected from the power supply side of the pulse signal generating circuit 121. Therefore, the power consumption on the primary side of the transformer 1222 changes depending on the ON resistance of the switching element, the resistance components of the coil 1221 and the primary side coil 1222a, and the current values. Due to the turns ratio in the transformer 1222, the primary side current is larger than the secondary side current in this embodiment, so the power consumption is also increased.
  • the current flowing on the secondary side of the transformer 1222 is an alternating current that flows through at least one of the electrostatic capacitance Cd 214 of the piezoelectric element 211 and the mechanical vibrating portion (RLC series circuit) through the secondary coil 1222b.
  • the electrical resonance frequency fe of the vibration type driving device in this embodiment can be adjusted by the transformer 1222, the coil 1221 and the capacitance Cd214 of the piezoelectric element. By adjusting the electrical resonance frequency fe, it is possible to adjust the magnitudes of the voltages V A and V B in the driving frequency range.
  • 'Le' is the inductance of the coil 1221
  • 'L1' is the inductance of the transformer primary coil 1222a
  • 'L2' is the transformer secondary coil 1222b
  • 'M' is the mutual inductance of the transformer 1222. It is represented by the following formula 2.
  • 'Cd' is the capacitance of the piezoelectric element 214;
  • the electric resonance frequency fe is higher than the drive frequency by a certain amount.
  • the drive frequency when it is in the range of 1.4 to 1.8 times the central value of the drive frequency region, power consumption due to unnecessary vibration and harmonics can be kept small, which is preferable. This is because if fe is less than 1.4 times, the voltage applied to the unwanted vibration mode increases, and the power due to unwanted vibration increases. On the other hand, if fe is greater than 1.8 times the drive frequency, the harmonics generated by the power source in addition to the fundamental wave will be boosted, increasing the power.
  • the electrical resonance frequency fe can also be adjusted by changing the inductance Le of the coil 1221.
  • a capacitor may be connected in parallel to the oscillator on the secondary side of the transformer 1222 for the purpose of adjusting fe.
  • FIG. 5A shows a circuit 501A in which a capacitor 2141 is connected in parallel with the piezoelectric element on the secondary side of the transformer 1222.
  • FIG. 4 shows a vibration-type driving device having one vibrating body 210 as a representative example
  • a plurality of equivalent vibrating bodies may be prepared to drive one contact body.
  • an equivalent circuit in the case of having a composite vibrating body 2103 made up of three vibrating bodies 210 is shown as circuit 501B in FIG. 5B.
  • FIG. 4 shows only the circuit configuration for generating the AC voltage VA , and the illustration of the circuit configuration for generating the AC voltage VB is omitted. Since the circuit configuration for generating the AC voltage VB is the same as the circuit configuration for generating the AC voltage VA , redundant description will be omitted.
  • the driving section 120 is roughly composed of a pulse signal generating circuit 121 and a boosting circuit 122 .
  • the pulse signal generation circuit 121 has an oscillator that generates a pulse signal and a switching circuit (H bridge circuit) that switches a DC power supply according to the pulse signal output from the oscillator.
  • the switching circuit outputs an AC pulse signal Vi. .
  • FIG. 6A is a timing chart of the pulse signal output from the oscillator of the pulse signal generating circuit 121.
  • the oscillator generates an A-phase pulse signal (A+) and an A-phase pulse signal that is 180 degrees out of phase with the A-phase pulse signal based on a control signal having information on the phase difference, frequency, and pulse width input from the control unit 110. Outputs an inverted pulse signal (A-).
  • a DC-DC converter circuit (not shown) that supplies a DC power supply is connected to the switching circuit, and the pulse signal output by the oscillator turns on/off the switching element to generate an AC pulse signal that is a rectangular wave AC voltage. Vi is generated and output to the booster circuit 122 .
  • the pulse signal generation circuit 121 controls the pulse width (pulse duty) of the A-phase pulse signal and the A-phase inverted pulse signal by PWM (pulse width modulation) control so as to obtain the AC pulse signal Vi with a desired voltage amplitude. to adjust.
  • the pulse width is set based on a control signal input from control section 110 . Further, in the present embodiment, a full-bridge driven switching circuit is used, but the present invention is not limited to this, and a half-bridge driven switching circuit or the like may be used.
  • the AC pulse signal Vi generated by the pulse signal generation circuit 121 is input to the booster circuit 122 .
  • the booster circuit 122 is composed of a coil 1221 and a transformer 1222 that form a resonance circuit together with the capacitance 214 of the piezoelectric element 211.
  • Vo By boosting the AC pulse signal Vi to a desired output voltage Vo, a substantially sinusoidal waveform is generated. Generating an alternating voltage VA . It does not matter which polarity the transformer 1222 has.
  • the oscillator of the pulse signal generating circuit 121 generates the B-phase pulse signal (B+) and the phase of the B-phase pulse signal is 180° based on the control signal having the information of the phase difference, frequency, and pulse width from the control unit 110 .
  • a phase-shifted B-phase inversion pulse signal (B-) is output (see FIG. 6A).
  • the alternating voltage VB is generated in the same manner as the alternating voltage VA is generated.
  • FIG. 6B is a timing chart explaining the phase difference between the A-phase pulse signal and the B-phase pulse signal.
  • the A-phase pulse signal and the B-phase pulse signal both have a duty of 50% and a phase difference of +90 degrees.
  • the time from t0 to t4 is one cycle of the frequency for driving the vibration type actuator 200, and the rises of the A-phase pulse signal and the B-phase pulse signal are shifted by 1/4 cycle.
  • the frequency f1 of the control signal at which the primary current of the transformer constituting the vibration type drive device is minimized is characterized by being set.
  • the power consumption of the booster circuit 122 in the drive frequency range can be reduced by matching or approximating the frequency f1 and the resonance frequency fu of the unwanted vibration.
  • f1/fu which is the ratio of the resonance frequency fu of the unwanted vibration to the frequency f1
  • f1/fu is set so as to satisfy the relationship of 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21.
  • 7A, 7B, and 7C show the frequency characteristics of the transformer primary side current when the vibration type driving device of this embodiment is driven.
  • the vibration actuators of the vibration actuators corresponding to Figs. 7A, 7B, and 7C are the same, and the coils 1221 and the transformers 1222 in the driving parts are different.
  • circuit simulation software (collectively called SPICE) can be used to obtain the frequency f1 described above.
  • SPICE circuit simulation software
  • the frequency f1 can be easily obtained even when the vibrator has a plurality of RLC series circuits, that is, a plurality of mechanical vibration modes.
  • Frequency f1 can be obtained simply by the following formula 3. That is, the inductance Lm215a of the drive vibration equivalent coil, the capacitance Cm216a of the drive vibration equivalent capacitor, the capacitance Cd214, and the inductance L2 of the transformer secondary coil 1222B are substituted into the following equation 3.
  • the frequency f1 is a function of the parameters related to the vibrating body 210 and the inductance L2 of the secondary coil 1222b of the transformer 1222. That is, by changing the inductance L2, the frequency f1 can be adjusted without changing the vibrator 210.
  • a decrease in current corresponding to frequency f1 is observed in addition to a decrease in current corresponding to drive vibration and unwanted vibration.
  • the vertical axis of the graph in FIG. 7A indicates the current flowing through the transformer primary coil 1222a in the eleventh embodiment.
  • f1 is positioned between the drive vibration and the unwanted vibration.
  • FIGS. 7A and 7B satisfy the relationship of 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21, and by arranging f1 coincident with or close to fu, it is possible to suppress power consumption due to unwanted vibrations. .
  • f1 is set to 86.9 kHz or more and less than 152.1 kHz, so that the vibration type actuator can be driven while suppressing power consumption more effectively.
  • the electrostatic capacitance Cd214 of the piezoelectric element and the equivalent circuit constant of the mechanical vibration are not a little dependent on temperature, so the frequency f1 changes according to the temperature at which the vibration type actuator is driven.
  • the piezoelectric element is made of a piezoelectric material that undergoes a sequential phase transition at a temperature lower than room temperature, f1 changes remarkably depending on the ambient temperature.
  • the vibration type actuator of the present embodiment it is preferable to configure the vibration type actuator of the present embodiment so that f1 satisfies the relationship of 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21 with the resonance frequency fu of the unwanted vibration even at -30°C.
  • f1 satisfies the relationship of 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21 with the resonance frequency fu of the unwanted vibration even at -30°C.
  • the piezoelectric element 211 is composed of the aforementioned BCTZ, when the temperature of the piezoelectric element 211 is lowered from room temperature to ⁇ 30° C., the vibration characteristics of the piezoelectric element 211 change compared to room temperature.
  • the capacitance Cd, the inductance corresponding to the equivalent coil of vibration, the capacitance corresponding to the equivalent capacitor, and the resistance value corresponding to the equivalent resistance change.
  • the frequency f1 at which the current flowing through the primary side of the transformer is minimized under the -30° C. environment shifts to the low frequency side with respect to f1 at room temperature.
  • the resonance frequency fu of unwanted vibrations also shifts to the low frequency side at low temperatures, but since the shift of f1 is greater, f1/fu at -30°C is smaller than at room temperature.
  • f1/fu is 0.91 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21 at room temperature, the relationship of 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21 can be satisfied even at ⁇ 30° C., which is preferable.
  • 1.0 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21 is preferable because power consumption caused by unnecessary vibration can be further suppressed.
  • f1/fu is in the range of 1.0 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21
  • the current becomes a minimum value on the high frequency side of the drive vibration (FIG. 7B). Therefore, it is possible to further suppress electric power caused by unnecessary vibration in a frequency region close to the driving vibration, which is preferable.
  • FIG. 7C shows the current flowing through the transformer primary coil 1222a in the vibration type driving device that does not satisfy the relationship 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21 (Comparative Example 1).
  • the booster circuit 122 is designed so that the frequency f1 at which the primary current of the transformer 1222 is minimized and the resonance frequency fu of unwanted vibration satisfy the relationship of 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21. .
  • 8A, 8B and 9A, 9B show the driving speed (moving speed of the contact body 220) and power consumption when the vibration type actuator is driven by sweeping the frequency of the driving voltage from the high frequency side to the low frequency side. and the drive frequency.
  • the phase difference between the drive voltages applied to the two electrodes of the piezoelectric element is 90°.
  • the frequency of the driving voltage at which the admittance is maximized in the first vibration mode is assumed to be the driving frequency fm.
  • the frequency at which the velocity profile drawn by the solid line takes a maximum value roughly corresponds to the driving frequency fm.
  • Figures 8A and 8B correspond to Comparative Examples 1 and 2, respectively.
  • f1 is not near the unwanted vibration frequency fu, and f1/fu is smaller than 0.79.
  • the drive voltage frequency passes the unwanted vibration frequency fu, the power derived from the unwanted vibration gradually decreases with respect to the drive voltage frequency. Therefore, in a drive region between fu and fm where the speed is greater than 0, the powers of both are superimposed and increased.
  • the power decreases as the driving frequency decreases, reaches a minimum value, and then increases as it asymptotically approaches the driving oscillation.
  • the sign of the slope of the power with respect to the driving voltage frequency is reversed at the frequency at which the power is minimized.
  • the power at 25 mm/s (P25mm /s ) is smaller than the power at 100 mm/s (P100mm /s ).
  • P 25 mm/s is larger than P 100 mm/s , and controllability is poor.
  • Example 9A and 9B correspond to Examples 9 and 10, respectively.
  • Example 10 is obtained by cooling the vibration type actuator used in Example 9 to -30°C.
  • f1 is in the vicinity of the unwanted vibration frequency fu, satisfying the relationship 0.79 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21. Therefore, when the drive voltage frequency passes the resonance frequency of the unwanted vibration, compared to Comparative Examples 1 and 2 (see FIGS. 8A and 8B) in which f1/fu is outside the scope of the present invention, The power rapidly decreases and reaches a local minimum. Controllability is good, P 25 mm/s is smaller than P 100 mm/s .
  • the unnecessary vibration frequency fu should be increased and separated from fm. However, if the design of the vibrator is changed to increase fu-fm, fu-fm increases and ⁇ f decreases to less than 1 kHz. If ⁇ f ⁇ 1 kHz, the driving characteristics of the vibration type actuator are significantly degraded, which is not preferable.
  • fu-fm is 18.0 to 23 kHz, that is, the relationship 23 ⁇ fu-fm ⁇ 18 kHz is satisfied.
  • the evaluation rank of power consumption is expressed as relative values in four stages based on '1.0 ⁇ f1/fu ⁇ 1.21', which is the condition for the lowest power consumption.
  • P 25 mm/s > P 100 mm/s .
  • rank 2 and rank 1
  • P 25 mm/s ⁇ P 100 mm/s .
  • P 100 mm/s ⁇ 575 mW for rank 3 P 100 mm/s ⁇ 550 mW for rank 2
  • rank 1 has the lowest power consumption
  • rank 4 conversely rank 4 has the highest power consumption.
  • the vibration type actuator Controllability can be improved and power consumption can be reduced.
  • FIG. 10 is a perspective view showing a schematic structure of a lens driving mechanism 900 of a lens barrel provided in the imaging apparatus. Illustration of the control device 100 is omitted.
  • a lens driving mechanism 900 includes a lens holder 902, a vibrating body 901 for driving the lens holder 902, a pressure magnet 905, a first guide bar 903, a second guide bar 904, and a base (not shown).
  • a lens holder 902 is a component corresponding to the contact body 2 in FIG. 2A.
  • the lens holder 902 has a cylindrical body portion 902a, a holding portion 902b that holds the vibrating body 901 and the pressurizing magnet 905, and a first guide bar 903 that are fitted together to form a first guide portion. 1 guide portion 902c and drop-off prevention portion 902d.
  • a lens 907 is held in the body portion 902a.
  • the first guide bar 903 and the second guide bar 904 are arranged parallel to each other, and both ends of the first guide bar 903 and the second guide bar 904 are fixed to a base (not shown). .
  • the lens 907 optical element
  • the lens 907 optical element
  • the pressurizing magnet 905 that constitutes the pressurizing means is composed of a permanent magnet and two yokes arranged at both ends of the permanent magnet. A magnetic circuit is formed between the pressurizing magnet 905 and the second guide bar 904, and an attractive force is generated between these members. As a result, the tips of the two protrusions provided on the vibrating body 901 are held in a state of being pressed against the second guide bar 904 with a predetermined force, forming a second guide portion.
  • a constant gap is provided between the pressing magnet 905 and the second guide bar 904 . Therefore, if the second guide section receives an external force or the like, there is a possibility that the protrusion of the vibrating body 901 and the second guide bar 904 are separated from each other. However, at that time, the drop-off preventing portion 902d provided on the lens holder 902 comes into contact with the second guide bar 904, and the holding portion 902b of the lens holder 902 returns to its original position. As a result, the protrusion of the vibrating body 901 is configured to return to the state of contacting the second guide bar 904 .
  • the vibrating body 901 has the same structure as the vibrating body 210 described in the first embodiment, and detailed description of its configuration is omitted.
  • a two-phase AC voltage to the piezoelectric element of the vibrating body 901 , elliptical vibration is generated in the two projections, and a frictional driving force is generated between the vibrating body 901 and the second guide bar 904 .
  • the generated friction driving force moves the lens holder 902 along the length of the first guide bar 903 and the second guide bar 904. You can move along the direction. In this way, an autofocus operation can be performed by adjusting the position of the lens 907 .
  • the lens driving mechanism 900 uses magnetic force (pressing magnet 905) as the pressurizing mechanism, the present invention is not limited to this, and an urging force of a spring may be used.
  • the lens drive mechanism 900 is configured as a linear vibration drive device, it is not limited to this, and the lens drive mechanism may be configured as a rotary vibration actuator in combination with an annular contact body. can. That is, the rotational force of the contact body is used to rotate the annular member holding the lens. Convert to displacement. Thereby, the lens can be moved in the optical axis direction.
  • the vibration-type driving device is suitable for driving the focus lens (optical element) in the imaging device, but it is not limited to this, and it is possible to drive the zoom lens (optical element) with a similar configuration.
  • the vibration-type driving device can also be used as a mechanism for driving a lens (optical element) or an imaging element (optical element) in order to correct camera shake.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the configuration of the vibration type actuator 23A in the third embodiment, showing a plan view on the upper side and a side view on the lower side.
  • the vibration type actuator 23A has vibrating bodies 1A, 1B, 1C and a contacting body 2A.
  • the vibrating bodies 1A, 1B, and 1C are equivalent to the vibrating body 210 described with reference to FIG. 2A, and therefore detailed descriptions of their configurations are omitted.
  • the contact body 2A has a disk shape.
  • the vibrating bodies 1A, 1B, and 1C are arranged so that the line connecting the respective two protrusions 213 (reference numerals are omitted in FIG. 11) is the tangent line of the circle centered on the rotation center of the contact body 2A. They are held on one plane of an annular base plate 43 at regular intervals in the circumferential direction.
  • each of the vibrating bodies 1A, 1B, and 1C is in contact with one surface of the contact body 2A, and a rotating shaft 47 is coaxially fixed to the center of the contact body 2A.
  • a disk-shaped scale portion 48 is coaxially fixed to the rotating shaft 47, and the scale portion 48 rotates at the same angular velocity as the contact member 2A.
  • a position sensor 46 is arranged so as to face the scale portion 48 . Based on the result of reading the scale (not shown) of the scale portion 48 by the position sensor 46, the rotation angle (rotation position) or rotation speed of the contact body 2A can be detected, and feedback control is performed based on the detection result.
  • a control device including a drive circuit having a booster circuit 501B shown in FIG. 5B is used to drive the vibration type actuator 23A.
  • the output voltage Vo output from the booster circuit 105B is supplied as a two-phase AC voltage to the piezoelectric elements 211 of the vibrating bodies 1A, 1B, and 1C connected in parallel through the flexible cable 49, and the vibrating bodies 1A, 1B, and 1C are connected. are driven simultaneously.
  • the vibrating bodies 1A, 1B, and 1C For example, by causing the vibrating bodies 1A, 1B, and 1C to generate friction driving forces in directions indicated by arrows M1, M2, and M3 in FIG. can be rotated. At this time, by using the three vibrating bodies 1A, 1B, and 1C, a large torque, which is the sum of the torques generated by the vibrating bodies, can be obtained. As is well known, the rotation speed and rotation direction can be adjusted by adjusting the phases of the two-phase AC voltages.
  • FIG. 12A is a perspective view showing a schematic configuration of a vibrating body 51 and a contact body 52 that constitute a vibration type actuator 23B according to the fourth embodiment.
  • the vibrating body 51 and the contact body 52 both have an annular shape and are coaxially arranged, and the contact body 52 is in contact with the vibrating body 51 while being rotatably supported.
  • a part of the contact body 52 is cut away.
  • FIG. 12B is a plan view illustrating the electrodes of the annular piezoelectric element 54 provided on the vibrating body 51.
  • the vibrating body 51 has a structure in which an annular piezoelectric element 54 is adhered to the lower surface of an annular elastic body (the surface opposite to the contact surface with respect to the contact body 52).
  • the annular piezoelectric element 54 is formed with an electrode pattern divided into 16 equal parts in the circumferential direction and divided into 4 phases.
  • a control device including a drive circuit having the booster circuit 501A described with reference to FIG. 5A is preferably used to drive the vibration type actuator 23B.
  • the contact body 52 can be rotationally driven. Note that the number of waves of progressive vibration generated in the vibrating body 51 is not limited to four. Further, since vibration type actuators that operate according to such a driving principle are well known, a more detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 12C is a cross-sectional view showing a schematic configuration of the rotary drive device 50 using the vibration type actuator 23B.
  • the vibrating body 51 is fixed to the housing 53 with screws or the like. Note that the vibrating body 51 is in contact with a friction material provided on the contact body 52 .
  • An output shaft 55 for extracting the rotational motion of the contact member 52 is rotatably supported by the housing 53 by a ball bearing 56, and a pressure spring 58 urges the contact member 52 to come into contact with the vibrating member 51. , to transmit the rotation of the contact member 52 to the output shaft 55 .
  • the output shaft 55 is connected via a mechanism (not shown) to a drive unit 60 such as various devices using the rotary drive device 50 as a drive source. ).
  • FIG. 13A is a front view showing a schematic configuration of a camera platform device 70 having a rotary drive device 50.
  • the pan head device 70 has a structure in which a camera (imaging device, rotated device) fixed to a mounting base 71 (holding member) can be rotated in the pan direction by the rotary drive device 50 .
  • FIG. 13B is a front view showing the configuration of a transfer drum 81 (rotary drum) of an image forming apparatus or the like, which is rotationally driven by the rotational drive device 50.
  • the transfer drum 80 is directly connected to the output shaft 55 and rotates by receiving the rotational driving force of the output shaft 55 .
  • the present invention has been described in detail based on its preferred embodiments, the present invention is not limited to these specific embodiments, and various forms without departing from the gist of the present invention can be applied to the present invention. included.
  • the object to be driven by the control device provided with the booster circuit according to the present embodiment is not limited to vibration actuators, and can be used to control, for example, vibration devices using piezoelectric elements, power generation devices, piezoelectric transducers, and the like.
  • the movably arranged contact member is assumed to move with respect to the fixed vibrator, but the reverse configuration may be adopted.
  • vibration type driving device 100 control device 110 control section 111 command section 112 control calculation section 113 relative position detection section 120 drive section 121 pulse signal generation circuit 122 booster circuit 1221 coil 1222 transformer 1222a transformer primary coil 1222b transformer secondary coil 130 Position sensor 200 Vibration type actuator 210 Vibrating body 2103 Composite vibrating body 220 Contact body 900 Lens drive mechanism 60 Drive unit for various devices 70 Camera platform device 71 Mounting base (holding member) 80 Rotating drums of image forming devices, etc.

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Abstract

振動型駆動装置１０は、振動型アクチュエータ２００と制御装置１００を備える。振動型アクチュエータ２００は、弾性体２１２と圧電素子２１１とが接合されてなる振動体２１０と、弾性体２１２と接触する接触体２２０とを有する。制御装置１００は、入力信号を圧電素子２１１に印加する交流電圧に変換するトランス１２２２を有する駆動部１２０と、入力信号の周波数、位相および電圧を制御する制御部１１０を有する。 トランス１２２２の一次側電流が極小となる周波数をｆ１、不要振動の共振周波数をｆｕとした場合に、０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１、の関係が満たされる。

Description

振動型駆動装置、振動型アクチュエータの制御装置および機器
　本発明は、振動型駆動装置、振動型駆動装置を備える電子機器、光学機器、並びに、振動型アクチュエータの制御装置に関する。
　振動型アクチュエータは、接触体と振動体とを接触させ、振動体に発生させた高周波振動の振動エネルギを接触体と振動体を相対的に移動させる機械運動として取り出すように構成された非電磁駆動式のアクチュエータ（モータ）である。振動体は一般的に、圧電素子等の電気－機械エネルギ変換素子を弾性体と接合させて構成される。そして、振動型アクチュエータの駆動を制御する制御装置は、パルス信号を発生するパルス信号発生回路と、トランスで増幅した交流電圧を電気－機械エネルギ変換素子へ印加するための昇圧回路を有する。
　振動型アクチュエータは、電気－機械エネルギ変換素子に印加された交流電圧の周波数や振幅、位相差を調整することにより、接触体と振動体との相対移動速度を制御することができる。そこで、振動型アクチュエータは、一例として、光学機器としての撮像装置でオートフォーカス動作を行うためのフォーカスレンズの駆動に用いられている。
　オートフォーカス動作には高精度な位置決め制御が必要であり、一般的にフォーカスレンズは位置センサを用いた位置フィードバック制御等により、加速、等速、減速を行った後に目標停止位置で停止するよう制御される。その際には制御装置での消費電力を抑制して、フォーカスレンズの駆動効率を高めることが望ましく、そのためには、駆動回路における電気－機械エネルギ変換素子の電気的な共振を利用した昇圧回路（共振回路）の設計が重要となる。トランスを用いた昇圧回路を用いる場合には、振動型アクチュエータの駆動に用いる周波数領域に合わせて回路定数を調整する必要がある。回路定数による調整は、トランス、コイル、コンデンサ等の電気素子だけでなく、振動体の機械的振動部分の等価コイル及び等価コンデンサを考慮する必要がある。これに対して、例えば特許文献１には、圧電素子の静電容量と昇圧用トランスの出力コイルによって生じる並列共振周波数が、モータの共振周波数とモータの振幅特性が最初に最も低レベルとなる周波数との間となるように構成された制御装置が記載されている。
　上記特許文献１に記載された駆動回路では、共振周波数より少し高い周波数域におけるトランス出力の電圧変動を低減することができる。しかしながら、消費電力に関しては、振動型アクチュエータの無効電流を低く抑えることに止まっており、より大きな消費電力の低減効果を奏する昇圧回路が望まれている。なお、無効電流とは、電気－機械エネルギ変換素子の静電容量に流れる電流を指し、振動に寄与しない電流成分である。
特許第２８７９２２０号公報
　本発明は、振動型アクチュエータの駆動時の消費電力を低減することが可能な振動型駆動装置を提供することを目的とする。
　本発明に係る振動型駆動装置は、弾性体と電気－機械エネルギ変換素子とを有する振動体と、前記弾性体と接触する接触体と、を有し、前記振動体が振動することにより前記振動体と前記接触体とが相対移動する振動型アクチュエータと、
　入力された制御信号に応じて発生させた駆動信号を変圧するトランスが配された駆動部を有し、前記トランスの一次側は前記駆動信号が入力され、前記トランスの二次側は前記電気－機械エネルギ変換素子と接続されている制御装置と、
　を備える振動型駆動装置であって、
　前記トランスの一次側に流れる電流が極小となる前記駆動信号の周波数をｆ１とし、前記ｆ１より大きい、前記振動体と前記接触体との相対移動に用いる振動以外の振動モードの共振周波数をｆｕとした場合に、
　０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１、
　の関係が満たされることを特徴とする。
　本発明によれば、振動型アクチュエータの駆動時の消費電力を低減させることが可能になる。
第１実施形態に係る振動型駆動装置の概略構成を示すブロック図である。 図１の振動型駆動装置を構成する振動型アクチュエータの概略構成と振動モードを説明する図である。 図１の振動型駆動装置を構成する振動型アクチュエータの概略構成と振動モードを説明する図である。 図１の振動型駆動装置を構成する振動型アクチュエータの概略構成と振動モードを説明する図である。 図１の振動型駆動装置を構成する振動型アクチュエータの概略構成と振動モードを説明する図である。 図１の振動型駆動装置を構成する振動型アクチュエータの概略構成と振動モードを説明する図である。 図１の振動型駆動装置を構成する振動型アクチュエータの概略構成と振動モードを説明する図である。 本発明の振動型アクチュエータを構成する振動体のアドミタンスー周波数特性を説明する図である。 図１の振動型駆動装置を構成する駆動回路の回路図である。 図４の駆動回路のバリエーションを示す図である（第四実施形態）。 図４の駆動回路のバリエーションを示す図である（第三実施形態）。 図４の駆動回路のパルス信号発生回路から出力されるパルス信号を説明する図である。 図４の駆動回路のパルス信号発生回路から出力されるパルス信号を説明する図である。 図４の駆動回路のトランス一次側コイルを流れる電流の計算結果である（実施例１１）。 図４の駆動回路のトランス一次側コイルを流れる電流の計算結果である（実施例９）。 図４の駆動回路のトランス一次側コイルを流れる電流の計算結果である（比較例１）。 比較例１の振動型駆動装置の駆動特性を示す図である。 比較例２の振動型駆動装置の駆動特性を示す図である。 実施例９の振動型駆動装置の駆動特性を示す図である。 実施例１０の振動型駆動装置の駆動特性を示す図である。 レンズ駆動機構の概略構造を示す斜視図である。 振動型アクチュエータの別の構成を示す図である。 振動型アクチュエータの更に別の構成を示す図である。 振動型アクチュエータの更に別の構成を示す図である。 振動型アクチュエータの更に別の構成を示す図である。 振動型駆動装置を備える機器の例を示す図である。 振動型駆動装置を備える機器の例を示す図である。
　以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。以下の説明において、「振動型駆動装置」は「振動型アクチュエータ」と「制御装置」を含み、「振動型アクチュエータ」は「振動体」と「接触体」を含み、「振動体」は「弾性体」と「電気－機械エネルギ変換素子」を含むものとする。また、振動型アクチュエータを駆動すると振動体と接触体とが相対移動するが、説明の便宜上、振動体は所定位置に固定され、接触体が振動体に対して移動可能であるとする。
　本実施形態にかかる振動型駆動装置は、弾性体と電気－機械エネルギ変換素子とを有する振動体と、前記弾性体と接触する接触体と、を有する。また、前記振動体が振動することにより前記振動体と前記接触体とが相対移動する振動型アクチュエータも併せて有する。加えて入力された制御信号に応じて発生させた駆動信号を変圧するトランスが配された駆動部を有し、前記トランスの一次側は前記駆動信号が入力され、前記トランスの二次側は前記電気－機械エネルギ変換素子と接続されている制御装置と、を備えている。
　前記トランスの一次側に流れる電流が極小となる前記駆動信号の周波数をｆ１とし、前記ｆ１より大きい、前記振動体と前記接触体との相対移動に用いる振動以外の振動モードの共振周波数をｆｕとした場合に、以下の関係が満たされる。
　すなわち０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１、の関係が満たされることを特徴とする。
　＜第１実施形態＞
　図１は、第１実施形態に係る振動型駆動装置１０の概略構成を示すブロック図である。振動型駆動装置１０は、振動型アクチュエータ２００と、振動型アクチュエータ２００の駆動を制御する制御装置１００を有する。制御装置１００は、制御信号を生成する制御部１１０と、その制御信号を受け振動型アクチュエータ２００に印加される交流信号を出力する駆動部１２０と、位置センサ１３０を有する。制御部１１０は、指令部１１１、制御演算部１１２及び相対位置検出部１１３を有する。駆動部１２０は、パルス信号発生回路１２１と昇圧回路１２２を有する。振動型アクチュエータ２００は、振動体２１０と接触体２２０を有する。
　位置センサ１３０は、例えば、エンコーダであり、接触体２２０の位置を検出する。位置センサ１３０は、ハードウェアとしては制御部１１０及び駆動部１２０とは別体で振動型アクチュエータ２００に設けられることもある。ここでは、振動型アクチュエータ２００の制御に必要な構成要素として制御装置１００に含まれるものとして扱うこととする。
　指令部１１１は、接触体２２０の時間毎の位置指令値を生成して制御演算部１１２へ送る。相対位置検出部１１３は、位置センサ１３０からの出力信号に基づいて接触体２２０の位置を検出し、検出した位置信号を制御演算部１１２へ送る。制御演算部１１２は、指令部１１１から入力された位置指令値と相対位置検出部１１３から入力された位置信号との位置偏差を演算し、制御信号に変換して駆動部１２０へ出力する。なお、制御信号とは、振動体２１０を構成する後述の圧電素子２１１（図２Ａ参照）に印加する交流電圧ＶＡ，ＶＢ（図２Ｂを参照して後述する）を生成するためのパルス信号の制御パラメータである。
　この制御パラメータは位相差、周波数あるいはパルス幅であり、位置偏差に基づいて生成される。制御部１１０から出力される位相差、周波数及びパルス幅の各制御パラメータの制御量に基づいて、接触体２２０と振動体２１０との相対的な駆動速度及び駆動方向が制御される。このように、制御部１１０は、位置指令値と接触体２２０の実際の位置との所定の時間毎の偏差に基づいて振動型アクチュエータ２００の駆動を制御する位置フィードバック制御を行う。
　なお、制御演算部１１２には、例えばＰＩＤ演算器等が用いられるが、これに限定されるものではない。また、ここでは位置フィードバック制御を行う構成としているが、これに限らず、速度偏差に基づく速度フィードバック制御を行う構成であってもよい。更に、振動型アクチュエータ２００を駆動する際に消費電力を低減させるという目的に鑑みれば、フィードバック制御を行わずにオープン駆動制御を行う構成であってもよい。
　パルス信号発生回路１２１は、制御信号（位相差、周波数、パルス幅の制御量）に基づいて位相の異なるパルス信号（Ａ相パルス信号、Ａ相反転パルス信号、Ｂ相パルス信号及びＢ相反転パルス信号（図６Ａ、図６Ｂ参照）を生成し、昇圧回路１２２へ出力する。昇圧回路１２２は、入力されたパルス信号で直流電源をスイッチングすることにより生成した入力信号をトランスで所定の電圧へ昇圧することにより、略正弦波形で位相の異なる２相の交流電圧ＶＡ，ＶＢを生成する。
　交流電圧ＶＡ，ＶＢによって振動体２１０に後述の振動が発生すると、振動体２１０から受ける摩擦駆動力によって接触体２２０が所定の方向に移動する。接触体２２０の位置は位置センサ１３０によって検出され、検出信号が相対位置検出部１１３へ送られる。こうして、前述したように、時間毎の位置指令値に接触体２２０の実際の位置が追従するように、振動型アクチュエータ２００の位置フィードバック制御が行われる。
　図２Ａ、図２Ｂ、図２Ｃ、図２Ｄ、図２Ｅ、図２Ｆは、振動型アクチュエータ２００の概略構成と、振動体２１０に励起される振動モードを説明する図である。図２Ａは、振動型アクチュエータ２００の概略構成を示す斜視図である。振動型アクチュエータ２００を構成する振動体２１０は、略矩形板状の弾性体２１２と、弾性体２１２の一方の面に接着剤等を用いて接合された略矩形板状の圧電素子２１１を有する。弾性体２１２の他方の面（圧電素子２１１が接合されている面の反対側の面）には、２か所に突起部２１３が設けられている。
　図２Ｂは圧電素子２１１に設けられた電極パターンを示す図である。
　図２Ｃ、図２Ｄ、それぞれ振動体２１０に励振される第１の振動モード、第２の振動モードを説明する図であり、図２Ｅと図２Ｆは不要振動モードを説明する図である。
　なお、振動体２１０において２つの突起部２１３を結ぶ方向をＸ方向、弾性体２１２の厚さ方向をＺ方向、Ｘ方向及びＺ方向と直交する方向をＹ方向と定義する。
　圧電素子２１１において弾性体２１２と接合している面の反対側の面には、長手方向（Ｘ方向）で略２等分された２つ電極領域が形成されており、各電極領域における圧電体の分極方向は同一方向（＋）となっている。なお、圧電素子２１１において弾性体２１２と接合している面には、不図示であるが、略面全体に１つの電極（共通電極）が設けられている。
　圧電素子２１１の図２Ｂの２つの電極領域のうち、左側の電極領域には交流電圧ＶＡが印加され、右側の電極領域には交流電圧ＶＢが印加される。
　交流電圧ＶＡ，ＶＢを振動体の共振周波数付近の周波数で、且つ、同位相とすると、圧電素子２１１が全体的にある瞬間には伸び、別の瞬間には縮む。その結果、振動体２１０には、図２Ｃに示すような、Ｘ方向と略平行に振動体１に２つの節が現れる一次の面外曲げ振動モードの振動が発生する（第１の振動モード）。
　また、交流電圧ＶＡ，ＶＢを振動体の共振周波数付近の周波数で、且つ、位相を１８０°ずらすと、ある瞬間には、圧電素子２１１の一方の電極領域が縮むと同時に他方の電極領域が伸び、別の瞬間には逆の関係が生じる。その結果、振動体２１０には、図２Ｄに示すような、Ｙ方向と略平行に振動体２１０に３つの節が現れる二次の面外曲げ振動モードの振動が発生する（第２の振動モード）。
　このように電気－機械エネルギ変換素子は互いに隣り合う第１電極及び第２電極を有し、第１電極及び第２電極がそれぞれ設けられた領域を第一の領域と第二の領域としたとき、以下のような振動を生じるよう構成されている。すなわち第一の領域と第二の領域がともに伸長または収縮する第１の曲げ振動モードと、第一の領域が伸張、収縮するときに第二の領域がそれぞれ収縮、伸張する第２の曲げ振動モードを形成する。
　他方で、交流電圧ＶＡ，ＶＢを、上記の第１および第２の振動モードの周波数より大きい、不要振動モードの共振周波数付近の周波数で、且つ、位相を１８０°ずらすよう構成する。そのように構成すると、ある瞬間には、圧電素子２１１の一方の電極領域が縮むと同時に他方の電極領域が伸び、別の瞬間には逆の関係が生じる。その結果、振動体２１０には、図２Ｅに示すような、面外曲げ振動モードの振動が発生する（不要振動モード）。
　不要振動モードによる振動は、高次の曲げ振動であり、図２Ｆに示すように弾性体のＸ方向と略平行な２本の節線Ｘ１及びＸ２と、Ｙ方向と略平行な１本の節線Ｙ１を有する。略平行な１本の節線Ｙ１とは、節線Ｙ１が、連続的な曲線で、弾性体２１２の２つの長辺と交差し、且つ、弾性体２１２の短辺と交差せずに並列に並んでいることを意味する。
　弾性体２１２のＸ方向と略平行な２本の節線Ｘ１及びＸ２とは、節線Ｘ１及びＸ２が、連続的な曲線で、弾性体２１２の２つの短辺と交差し、且つ、互いに交差することなく、且つ、長辺と交差せずに長辺と並列に並んでいることを意味する。
　つまり、不要振動である高次の曲げ振動が生じた際には、弾性体２１２の短手方向に弾性体２１２の平板平面を３分割し、弾性体２１２の長手方向に弾性体２１２の平板平面を２分割した合計６つの領域を考える。その各領域内に、弾性体２１２の平板平面の面外方向の振動における振幅極大が存在する。そして、これら６つの領域の隣り合う領域では、振幅極大における振動が逆位相となる。
　一般に、板（板状体）の振動は、（ｍ，ｎ）次の振動モードという形で表記することが出来る。例えば、正方形や長方形の板の場合には、縦方向と横方向に、振動の定常波の節の数に応じて、（ｍ，ｎ）次の振動モードと表記することができる。節が１つもないモードを１次、節が１つ存在するモードを２次と表記する。即ち、長方形の板の場合に、縦方向にｍ－１、横方向にｎ－１、の数の節が存在する振動モードを、（ｍ，ｎ）次の振動モードと表記する。各共振周波数における振動モードの特定は、共振周波数で板を加振し、板の複数箇所での振動をレーザードップラー振動計等で測定し、得られた振動データを総合的に解析してアニメーション等で観察することにより特定することが可能である。本実施形態における不要振動モードを（ｍ，ｎ）次の振動モードと表記すると（２，３）次の振動モードと表現できる。
　ここで、２か所の突起部２１３は、第１の振動モードでの振動の腹となる位置の近傍、且つ、第２の振動モードでの振動の節となる位置の近傍に配置されている。よって、第１の振動モードと第２の振動モードの振動位相差が±π／２近傍となるように励振して重ね合わせる。そうすることで、突起部２１３の先端は、第２の振動モードの振動の節を支点として振り子運動を行ってＸ方向に往復運動すると共に第１の振動モードの振動によってＺ方向に往復運動する。これにより、突起部２１３の先端面にＸＺ面内の楕円運動を生じさせて、突起部２１３の先端面と接触している接触体２２０に摩擦駆動力を与えて、接触体２２０をＸ方向の正方向あるいは負方向に駆動することができる。その際、交流電圧ＶＡ，ＶＢの位相差等を変えることによって、接触体２２０の駆動速度を調整することができる。
　不要振動モードは交流電圧ＶＡ、ＶＢの位相差が０からπに増加するにつれて振幅が大きくなり、位相差が１８０°の時に振幅が最大となる。不要振動モードでは突起部２１３はＺ方向に振動してＸＺ面内で楕円振動を起こさない。そのため不要振動モードでは接触体は十分な速度が得られないが、不要振動モードが励振されると電力は消費される。不要振動が消費する電力は駆動振動の消費する電力に重畳される。
　すなわち、交流電圧ＶＡ、ＶＢの位相差を０°から１８０°の間に設定することによって第一の振動モードと第二の振動モードを重ね合わせ、突起部２１３に接触する接触体２２０をＸ方向に移動させることができるが、同時に駆動振動に共振周波数の近い不要振動モードも同時に励振される。
　本発明は、この不要振動に由来する電力を抑制するための駆動回路を工夫する。
　なお、ここでは、電気機械エネルギー変換素子として圧電素子を用いて、２相の交流電圧ＶＡ，ＶＢで駆動する構成を取り上げているが、制御装置１００は、３相以上の交流電圧で駆動する振動型アクチュエータの駆動と制御にも適用することができる。
　圧電素子は圧電材料と電極によって構成されている。圧電材料には一般に圧電特性の優れるチタン酸ジルコン酸鉛（Ｐｂ（Ｚｒ，Ｔｉ）Ｏ３）が用いられるが、一方で鉛成分が土壌に溶け出し生態系に害を成す可能性が指摘されている。よって、圧電材料には鉛の含有率が１０００ｐｐｍ未満である圧電材料も好適に用いることができる。鉛含有量が１０００ｐｐｍ未満であると、環境に及ぼす影響は実質的には無視できるレベルとなるため好ましい。
　鉛含有量が１０００ｐｐｍ未満である圧電材料には、圧電定数が高く、かつ製造が比較的容易であるいう観点からチタン酸バリウム系材料よりなることが好ましい。ここでチタン酸バリウム系材料とは、チタン酸バリウム（ＢａＴｉＯ３）、チタン酸バリウムカルシウム（（Ｂａ、Ｃａ）ＴｉＯ３）、チタン酸ジルコン酸バリウム（Ｂａ（Ｔｉ、Ｚｒ）Ｏ３）、チタン酸ジルコン酸バリウムカルシウム（（Ｂａ、Ｃａ）（Ｔｉ、Ｚｒ）Ｏ３）、ニオブ酸ナトリウム－チタン酸バリウム（ＮａＮｂＯ３－ＢａＴｉＯ３）、チタン酸ビスマスナトリウム－チタン酸バリウム（（Ｂｉ、Ｎａ）ＴｉＯ３－ＢａＴｉＯ３）、チタン酸ビスマスカリウム－チタン酸バリウム（（Ｂｉ、Ｋ）ＴｉＯ３－ＢａＴｉＯ３）などの組成や、これらの組成を主成分とした材料のことを指す。
　中でも、圧電セラミックスの圧電定数と機械的品質係数を両立できるという観点において、チタン酸ジルコン酸バリウムカルシウム（（Ｂａ、Ｃａ）（Ｔｉ、Ｚｒ）Ｏ３、以後ＢＣＴＺ）を主成分とすることが好ましい。主成分とはその材料の重量分率が５０％よりも大きい場合をいう。また、主成分以外の元素として、機械的品質係数を改善したり、相転移温度を調整したりする目的でＭｎやＢｉ、あるいはその両方を含んでいてもよい。
　ＢＣＴＺとは、具体的にはＢａ，Ｃａ，Ｔｉ，およびＺｒを含むペロブスカイト型構造の酸化物、およびＭｎを含有する圧電材料である。そしてＢａおよびＣａの和に対するＣａのモル比であるｘが０．０２≦ｘ≦０．３０である。さらにはＴｉおよびＺｒの和に対するＺｒのモル比であるｙが、０．０２０≦ｙ≦０．０９５であり、かつｙ≦ｘであると好ましい。そしてＢａとＣａのモル量とＴｉとＺｒのモル量の比であるαが０．９９５５≦α≦１．０１であり、酸化物１００重量部に対するＭｎの含有量は、金属換算で０．０２重量部以上１．０重量部以下であると好ましい。このような圧電材料は次の一般式（１）で表すことができる。
　（Ｂａ１－ｘＣａｘ）α（Ｔｉ１－ｙＺｒｙ）Ｏ３　　　一般式（１）
　ただし、
　　　０．９８６≦α≦１．１００、
　　　０．０２≦ｘ≦０．３０、
　　　０．０２≦ｙ≦０．０９５
　一般式（１）におけるＡサイトにおけるＣａのモル比を示すｘは、０．０２≦ｘ≦０．３０の範囲である。ペロブスカイト型のチタン酸バリウムのＢａの一部を前記範囲でＣａに置換すると斜方晶と正方晶との相転移温度が低温側にシフトするので、振動型アクチュエータの駆動温度範囲において安定した圧電振動を得ることができる。しかし、ｘが０．３０より大きいと、圧電材料の圧電定数が十分ではなくなり、振動型アクチュエータの性能が不足するおそれがある。他方、ｘが０．０２より小さいと誘電損失（ｔａｎδ）が増加する恐れがある。誘電損失が増えると、圧電材料に電圧を印加して振動型アクチュエータを駆動する際の発熱が増え、モータ駆動効率が低下し、消費出力が大きくなる恐れがある。
　一般式（１）において、ＢサイトにおけるＺｒのモル比を示すｙは、０．０２≦ｙ≦０．１の範囲である。ｙが０．１より大きいと脱分極温度Ｔｄが８０℃未満と低くなり、振動型アクチュエータを使用できる温度範囲が８０℃未満となり好ましくない。
　本明細書において脱分極温度Ｔｄは、分極処理を施して一週間が経過した後に、室温からＴｄまで圧電材料を加熱し、再度室温まで冷却した後の圧電定数が加熱前の圧電定数に比べて１０％より多く低下する温度のうち最も低い温度を指す。
　また、一般式（１）において、ＡサイトにおけるＢａとＣａのモル量とＢサイトにおけるＴｉとＺｒのモル量との比を示すαは０．９９５５≦α≦１．０１０の範囲であることが好ましい。当該範囲にあると異常粒成長が生じにくく、機械的強度が良好なためである。他方でαが０．９９５５より小さいと圧電材料を構成する結晶粒に異常粒成長が生じ易くなり、圧電材料の機械的強度が低下するおそれがある。一方で、αが１．０１０より大きくなると圧電材料が高密度化せず著しく脆くなるおそれがある。
　一般式（１）における、Ｂサイトの元素とＯ元素のモル比は１対３であるが、モル比が若干ずれた場合でも、金属酸化物がペロブスカイト構造を主相としていれば、本発明の範囲に含まれる。金属酸化物がペロブスカイト構造であることは、例えば、Ｘ線回折や電子線回折による構造解析から判断することができる。
　Ｍｎの含有量は、前記金属酸化物１００重量部に対して金属換算で０．０２重量部以上０．４０重量部以下であることが好ましい。前記範囲のＭｎを含有すると、絶縁性や機械的品質係数Ｑｍが向上する。ここで、機械的品質係数Ｑｍとは、圧電材料を振動子として評価した際に振動による弾性損失を表す係数であり、機械的品質係数の大きさは、インピーダンス測定における共振曲線の鋭さとして観察される。つまり振動子の共振の鋭さを表す定数である。機械的品質係数Ｑｍが大きいと、共振周波数付近で圧電材料の歪量がより大きくなり、効果的に圧電材料を振動させることができる。
　Ｍｎの含有量を示す金属換算とは、Ｂａ、Ｃａ、Ｔｉ、ＺｒおよびＭｎの各金属の含有量から、一般式（１）で表わされる金属酸化物を構成する元素を酸化物換算し、その総重量を１００としたときのＭｎの相対重量を表す。
　Ｍｎの含有量が０．０２重量部未満であると、振動型アクチュエータの駆動に必要な分極処理の効果が充分でなくなる恐れがある。一方、Ｍｎの含有量が０．４０重量部より大きくなると、圧電材料の圧電特性が充分でなくなることや、圧電特性を持たない六方晶構造の結晶が発現する恐れがある。
　Ｍｎは金属Ｍｎに限らず、Ｍｎ成分として圧電材料に含まれていれば良く、その含有の形態は問わない。例えば、Ｂサイトに固溶していても良いし、粒界に含まれていてもかまわない。または、金属、イオン、酸化物、金属塩、錯体などの形態でＭｎ成分が圧電セラミックス１に含まれていても良い。より好ましい含有の形態は、絶縁性や焼結容易性という観点からＢサイトに固溶することである。
　さらに前記圧電材料が、Ｂｉを金属換算で０．０４２重量部以上０．８５０重量部以下含有することが好ましい。圧電材料は一般式（１）に示す金属酸化物１００重量部に対して、Ｂｉを金属換算で０．８５重量部以下含有してもよい。Ｂｉはセラミックス状の圧電材料の粒界にあっても良いし、（Ｂａ，Ｃａ）（Ｔｉ，Ｚｒ）Ｏ３のペロブスカイト型構造中に固溶していても良い。Ｂｉの添加によって機械的品質係数が増加し、さらに逐次相転移温度が低温化することから圧電定数の温度依存性が小さくなる。
　圧電材料は、前記一般式（１）に含まれる元素およびＭｎ、Ｂｉ以外の成分（以下、副成分）を特性が変動しない範囲で含んでいてもよい。副成分は、一般式（１）で表現される金属酸化物１００重量部に対してその合計が１．２重量部より少ないことが好ましい。副成分が１．２重量部を超えると、圧電材料の圧電特性や絶縁特性が低下する恐れがある。
　圧電材料の組成を測定する手段は特に限定されない。手段としては、Ｘ線蛍光分析、ＩＣＰ発光分光分析、原子吸光分析などが挙げられる。いずれの測定手段を用いても、圧電材料に含まれる各元素の重量比および組成比を算出できる。
　図３に、振動体のインピーダンス特性（縦軸はアドミッタンス）の例を示す。横軸は周波数、縦軸は損失成分（＝ωＣｄ）を除いたアドミッタンスである。アドミッタンスを測定する際は、振動体と接触体と接触させず、振動体は自由に振動することができる状態で測定する。アドミッタンスのピークを示す周波数が各振動モードの周波数に相当し、電流の流れやすさ、すなわち振動モードの大きさを示す。本特性は、圧電素子に小振幅（例えば５０～５００ｍＶ）の交流信号を印加し、その応答結果を周波数解析したもので、インピーダンスアナライザなどを用いて測定できる。
　前述の図２Ｃ、図２Ｄで示した第１、第２の振動モードが、周波数９５～１０５ｋＨｚにピークが見られる２つの駆動振動である。ある周波数で第１の振動モードと第２の振動モードを共に励振して利用するためには、振動体が接触体に加圧されていない状態での第１の振動モードと第２の振動モードの周波数差（Δｆ）は、１～３ｋＨｚであることが好ましい。第２の振動モードは第１の振動モードよりも高周波数側に位置する。共振周波数は使用する圧電素子や弾性体の形状によって変化する。
　前述の図２Ｅで示した不要振動モードが、周波数１１５～１２５ｋＨｚにピークが見られる振動である。このアドミッタンスが最大となる周波数を不要振動の共振周波数ｆｕである。ｆｕと第２の振動モードの共振周波数差（Δｆ２）は１５～２５ｋＨｚであることが好ましく、不要振動モードは第２の振動モードよりも高周波数側に位置する。
　第１および第２の振動モードの共振周波数の内の高いほうの周波数と、不要振動モードの共振周波数ｆｕとの間の一部の周波数帯が、振動型アクチュエータ２００の駆動に用いる周波数領域となる。
　また、この測定結果を用いて振動体の等価回路解析を行うことによって、後述する駆動振動、不要振動の等価回路定数を求めることができる。本測定は必要に応じて振動体２１０の温度を変えて行うことで、温度ごとの等価回路定数を求める。
　尚、それぞれの振動モードの周波数は、圧電素子および弾性体の密度とヤング率、そして形状等によって変化する。
　図４は本発明の振動型駆動装置を構成する駆動部１２０の回路図である。振動体２１０の等価回路は、振動体２１０の機械的振動に対応するＲＬＣ直列回路と、ＲＬＣ直列回路に並列に接続された圧電素子２１１の静電容量Ｃｄ２１４とにより構成される。図４においては、駆動振動と不要振動に対応する２つのＲＬＣ直列回路で表される要素が、静電容量２１４と並列に示されている。本発明の振動型アクチュエータの駆動には、図２Ｃ、図２Ｄを参照して前述した第１の振動モードと第２の振動モードを利用するが、振動体が接触体に加圧されて励振されると両振動モードの周波数が概ね重なる。そのため等価回路上は第１の振動モードと第２の振動モードを合わせて一つの駆動振動を担う要素として以下に説明する。なお以下の説明では、第１の振動モードによってアドミッタンスが最大となる周波数を駆動周波数ｆｍとする。
　（等価回路定数）
　ＲＬＣ直列回路は、等価コイル、等価コンデンサ及び等価抵抗により構成される。駆動振動を担う要素に対応するキャパシタンス、インダクタンス、および抵抗をそれぞれＬｍ、Ｃｍ、およびＲｍとする。駆動振動の等価回路定数（Ｌｍ，Ｃｍ，Ｒｍ）は振動体に第１の振動モードを発生させて、その際のアドミッタンス変化を検出し、検出結果を等価回路分析することによって求めることができる。第１の振動モードの方が第２の振動モードよりもアドミッタンスの変化が大きいので、両者を区別することができる。
　不要振動の等価回路定数（Ｌｕ、Ｃｕ、Ｒｕ）は不要振動モードによるアドミッタンス変化を等価回路分析することによって求めることができる。
　静電容量Ｃｄ２１４は機械的振動から十分離れた周波数（例えば１ｋＨｚ）の信号を圧電素子に加えた場合での静電容量である。
　（トランス）
　昇圧用のトランス１２２２は、磁気的に結合した一次側コイル１２２２ａと二次側コイル１２２２ｂを有する。一次側コイル１２２２ａに電流が流れることで磁束が発生し、二次側コイル１２２２ｂに誘導的に電流が流れて、変圧された電圧が発生する。
　本実施形態のトランス１２２２では、二次側コイル１２２２ｂの巻き数を一次側コイル１２２２ａに対して数倍～２２倍程度とし、巻き数の比に応じて一次側の電圧振幅を増幅する。
　トランス１２２２の一次側コイル１２２２ａに流れる電流は、パルス信号発生回路１２１の電源側から選択されたスイッチング素子を介してコイル１２２１と一次側コイル１２２２ａを通じてＧＮＤ側に流れる交流電流である。したがって、トランス１２２２の一次側の消費電力は、スイッチング素子のオン抵抗と、コイル１２２１及び一次側コイル１２２２ａの抵抗成分及び電流値によって変化する。トランス１２２２での巻き数比の関係で、本実施形態では一次側電流は二次側電流より大きいため、消費電力も大きくなる。一方、トランス１２２２の二次側に流れる電流は、二次側コイル１２２２ｂを通じて、圧電素子２１１の静電容量Ｃｄ２１４と機械的振動部分（ＲＬＣ直列回路）の少なくとも一方を流れる交流電流である。
　（電気共振周波数）
　本実施形態における振動型駆動装置の電気的共振周波数ｆｅは、トランス１２２２、コイル１２２１及び圧電素子の静電容量Ｃｄ２１４によって調整することができる。電気的共振周波数ｆｅを調整することにより、駆動周波数域での電圧ＶＡおよびＶＢの大きさを調整することができる。
　電気共振周波数ｆｅを表す式１を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、‘Ｌｅ’はコイル１２２１の、‘Ｌ１’はトランス一次側コイル１２２２ａの、‘Ｌ２’はトランス二次側コイル１２２２ｂの各インダクタンスであり、‘Ｍ’はトランス１２２２の相互インダクタンスであり、下記式２により表される。‘Ｃｄ’は圧電素子２１４の静電容量である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　電気共振周波数ｆｅは駆動周波数より一定程度大きいことが好ましい。例えば駆動周波数領域の中心値）の１．４～１．８倍の範囲にあると、不要振動および高調波起因の消費電力が小さく抑えられるため好ましい。ｆｅが１．４倍よりも小さいと不要振動モードに印加される電圧が大きくなり、不要振動起因の電力が増加するからである。他方でｆｅが駆動周波数の１．８倍よりも大きいと電源が基本波に加えて発する高調波が昇圧され、電力が増加するからである。
　電気的共振周波数ｆｅは、コイル１２２１のインダクタンスＬｅを変更することで調整することもできる。もしくは、ｆｅを調整する目的でコンデンサをトランス１２２２の二次側で、振動体に並列に接続してもよい。図５Ａにトランス１２２２の二次側で、圧電素子に並列にコンデンサ２１４１を接続した回路５０１Ａを示す。
　図４では一つの振動体２１０を有する振動型駆動装置を代表例として示すが、等価な振動体を複数用意して一つの接触体を駆動してもよい。例えば３個の振動体２１０によってなる複合振動体２１０３を有する場合の等価回路を図５Ｂに回路５０１Ｂとして示す。
　なお、図４には交流電圧ＶＡを生成する回路構成のみが示されており、交流電圧ＶＢを生成する回路構成の図示を省略している。交流電圧ＶＢを生成する回路構成は、交流電圧ＶＡを生成する回路構成と同じであるため、重複する説明を省略する。
　次に、図６Ａ、図６Ｂを参照してパルス信号発生回路について説明する。
　（パルス信号発生回路）
　駆動部１２０は、大略的に、パルス信号発生回路１２１と昇圧回路１２２によって構成される。パルス信号発生回路１２１は、パルス信号を発生させる発振器と、発振器から出力されるパルス信号により直流電源をスイッチングするスイッチング回路（Ｈブリッジ回路）を有し、スイッチング回路から交流パルス信号Ｖｉが出力される。
　図６Ａはパルス信号発生回路１２１の発振器から出力されるパルス信号のタイミングチャートである。発振器は、制御部１１０から入力された位相差、周波数、パルス幅の情報を有する制御信号に基づいて、Ａ相パルス信号（Ａ＋）と、Ａ相パルス信号とは位相が１８０度ずれたＡ相反転パルス信号（Ａ－）を出力する。スイッチング回路には直流電源を供給する不図示のＤＣ－ＤＣコンバータ回路等が接続されており、発振器が出力したパルス信号によってスイッチング素子がオン／オフすることで矩形波の交流電圧である交流パルス信号Ｖｉを生成し、昇圧回路１２２へ出力する。
　なお、パルス信号発生回路１２１は、所望の電圧振幅の交流パルス信号Ｖｉが得られるように、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によってＡ相パルス信号及びＡ相反転パルス信号のパルス幅（パルス・デューティ）を調整する。パルス幅は、制御部１１０から入力される制御信号に基づいて設定される。また、本実施形態では、フルブリッジ駆動のスイッチング回路を用いているが、これに限らず、ハーフブリッジ駆動によるスイッチング回路等を用いてもよい。
　パルス信号発生回路１２１で生成された交流パルス信号Ｖｉは、昇圧回路１２２へ入力される。昇圧回路１２２は、圧電素子２１１の静電容量２１４と共振回路を形成するコイル１２２１とトランス１２２２によって構成されており、交流パルス信号Ｖｉを所望の出力電圧Ｖｏに昇圧することにより、略正弦波形の交流電圧ＶＡを生成する。なお、トランス１２２２の極性はどちらでも構わない。
　なお、パルス信号発生回路１２１の発振器は、制御部１１０からの位相差、周波数、パルス幅の情報を有する制御信号に基づき、Ｂ相パルス信号（Ｂ＋）と、位相がＢ相パルス信号とは１８０度ずれたＢ相反転パルス信号（Ｂ－）を出力する（図６Ａ参照）。交流電圧ＶＡを生成する方法と同じ方法で交流電圧ＶＢが生成される。
　図６ＢはＡ相パルス信号とＢ相パルス信号の位相差を説明するタイミングチャートである。ここでは、Ａ相パルス信号とＢ相パルス信号は、デューティが共に５０％であり、且つ、＋９０度の位相差を有する例が示されている。なお、時刻ｔ０～ｔ４の時間が振動型アクチュエータ２００を駆動する周波数の１周期であり、Ａ相パルス信号とＢ相パルス信号の立ち上がりが１／４周期分だけずれている。
　本実施形態では、振動型駆動装置を構成するトランスの一次側電流が極小となる制御信号の周波数ｆ１に着目し、駆動部１２０では振動型アクチュエータ２００の駆動に用いる周波数領域に合わせて回路定数が設定されている点に特徴がある。周波数ｆ１と不要振動の共振周波数ｆｕを一致又は近接させることにより、駆動周波数域での昇圧回路１２２での消費電力を低減することができる。
　即ち、本実施形態の振動型駆動装置は、周波数ｆ１に対する不要振動の共振周波数ｆｕの比であるｆ１／ｆｕが、０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係を満たすように設定されており、このように構成されることで消費電力を低減することができる。
　図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃは、本実施形態の振動型駆動装置を駆動した際における、トランス一次側電流の周波数特性を示す。
　図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃに対応する振動型駆動装置は、振動型アクチュエータは全て同じものであり、駆動部におけるコイル１２２１およびトランス１２２２が異なる。
　本実施形態では回路シミュレーションソフトウェア（総称としてＳＰＩＣＥと呼ばれる）を利用して、前述した周波数ｆ１を求めることができる。回路シミュレーションソフトウェアを用いる場合は、振動体が複数のＲＬＣ直列回路、すなわち複数の機械的振動モードを有する場合も容易に周波数ｆ１を求めることができる。
　簡易的には下記の式３にて、周波数ｆ１を求めることができる。すなわち駆動振動等価コイルのインダクタンスＬｍ２１５ａ、駆動振動等価コンデンサのキャパシタンスＣｍ２１６ａ、静電容量Ｃｄ２１４、そしてトランス二次側コイル１２２２ＢのインダクタンスＬ２を下記の式３に代入する。
　式３によると、周波数ｆ１は振動体２１０に関連するパラメータとトランス１２２２の二次側コイル１２２２ｂのインダクタンスＬ２の関数となっている。すなわち、インダクタンスＬ２を変更することによって振動体２１０は変更することなく周波数ｆ１を調整することができる。本発明ではこれらいずれかの方法で導出した周波数ｆ１を用いることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃを参照すると、駆動振動と不要振動に対応する電流の低下に加えて周波数ｆ１に対応する電流の低下がみられる。
　図７Ａのグラフの縦軸は実施例１１でのトランス一次側コイル１２２２ａを流れる電流を示す。不要振動周波数１２０ｋＨｚに対してｆ１は１１１．５ｋＨｚである（ｆ１／ｆｕ＝０．９３）。図７Ａではｆ１は駆動振動と不要振動の間に位置する。
　図７Ｂのグラフの縦軸は実施例９でのトランス一次側コイル１２２２ａを流れる電流を示す。不要振動周波数１２０ｋＨｚに対してｆ１は１４４．９ｋＨｚである（ｆ１／ｆｕ＝１．２１）。図７Ｂではｆ１は駆動振動よりも高い周波数に位置する。
　図７Ａと図７Ｂのいずれも、０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係を満たし、ｆ１をｆｕと一致もしくは近傍に配置することによって、不要振動由来の消費電力を抑制することができる。
　また、ｆ１は８６．９ｋＨｚ以上１５２．１ｋＨｚ未満であることでより有効に消費電力を抑制しつつ振動型アクチュエータを駆動することができる。
　（電気共振の温度依存）
　圧電素子の静電容量Ｃｄ２１４および機械的振動の等価回路定数は少なからず温度依存性を有しており、そのため周波数ｆ１は振動型アクチュエータの駆動する温度に応じて変化する。特に、圧電素子が室温よりも低い温度に逐次相転移を有する圧電材料で構成される場合、環境温度に依存して顕著にｆ１が変化する。
　本実施形態の振動型アクチュエータを、－３０℃においてもｆ１が不要振動の共振周波数ｆｕと、０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係を満たすように構成することが好ましい。このように振動型駆動装置を構成すると低温環境下においても実使用が可能となり温度調節することなく汎用することができる。
　圧電素子２１１が前述のＢＣＴＺで構成されている場合、圧電素子を室温から－３０℃に降温すると圧電素子２１１の振動特性が室温と比べて変化する。
　図４に示した各要素を用いて説明すると、静電容量Ｃｄ、振動の等価コイルに対応するインダクタンス、等価コンデンサに対応するキャパシタンス、等価抵抗に対応する抵抗値が変化する。その結果、－３０℃の環境下でトランスの一次側に流れる電流が極小となる周波数ｆ１は、室温でのｆ１に対して低周波数側にシフトする。
　つまりｆ１（－３０℃）＜ｆ１（室温）となる。
　不要振動の共振周波数ｆｕも低温では低周波数側にシフトするが、ｆ１のシフトの方が大きいために、－３０℃でのｆ１／ｆｕは室温に比して小さくなる。室温でのｆ１／ｆｕが０．９１≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１あると、－３０℃においても０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係を満たすことができるため好ましい。
　さらに１．０≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１であるとさらに不要振動起因の消費電力を抑制できるために好ましい。ｆ１／ｆｕが１．０≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の範囲にあると、駆動振動の高周波数側で電流が極小値となる（図７Ｂ）。そのため、駆動振動に近い周波数領域で、不要振動に起因する電力をさらに抑制することができるため好ましい。
　一方で、図７Ｃは、０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係を満たさない振動型駆動装置におけるトランス一次側コイル１２２２ａを流れる電流を示す（比較例１）。
　具体的には不要振動の周波数１２０ｋＨｚに対して周波数ｆ１は８０ｋＨｚである（ｆ１／ｆｕ＝０．６７）。本例はｆ１／ｆｕ＜０．７９であり、図７Ｃを参照すると周波数ｆ１が周波数ｆｕから大きく低周波数側に離れている。そのために、１００ｋＨｚ近傍の駆動振動の周波数から不要振動の周波数１２０ｋＨｚに至るまでの周波数帯において、１次側電流値の低下はみられない。したがって不要振動に起因する消費電力を低減する効果が得られないことがわかる。
　＜具体的な昇圧回路設計例＞
　本実施形態では、トランス１２２２の一次側電流が極小となる周波数ｆ１と不要振動の共振周波数ｆｕとが０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係を満たすように昇圧回路１２２が設計される。
　図８Ａ、図８Ｂ及び図９Ａ、図９Ｂは、駆動電圧の周波数を高周波数側から低周波数側に掃引し、振動型アクチュエータを駆動した際の駆動速度（接触体２２０の移動速度）及び消費電力の駆動周波数との関係を示す図である。
　本実施形態においては、図２Ｂを参照して説明したように、圧電素子の二つの電極に印加する駆動電圧の位相差は９０°とした。また前述したように第１の振動モードによってアドミッタンスが最大となる駆動電圧の周波数を駆動周波数ｆｍとする。
　図８Ａ、図８Ｂ及び図９Ａ、図９Ｂを参照すると、実線で描かれた速度プロファイルが極大値を取る周波数が駆動周波数ｆｍに概ね対応する。
　駆動周波数ｆｍ近傍では速度が最大となり、駆動周波数ｆｍから概ね１５～２５ｋＨｚ高い周波数領域にある不要振動周波数ｆｕ近辺では電力が極大値を示す。
　図８Ａと図８Ｂはそれぞれ比較例１および２に対応する。比較例１及び２ではｆ１が不要振動周波数ｆｕの近傍にはなく、ｆ１／ｆｕが０．７９よりも小さい。駆動電圧周波数が不要振動周波数ｆｕを過ぎると、不要振動由来の電力は駆動電圧周波数に対して徐々に減少する。そのため、ｆｕとｆｍの間であって速度が０よりも大きくなる駆動領域において両者の電力が重畳して増加する。
　また該駆動領域においては、電力は駆動周波数の低下とともに減少して極小値に達し、その後駆動振動に漸近するにつれて増加することがわかる。つまり、駆動電圧周波数に対する電力の傾きの符号が、電力が極小となる周波数で逆転する。駆動電圧周波数を一定量変えた場合に、駆動周波数の領域によって電力が大きくなったり小さくなったりするため、駆動電圧周波数での消費電力制御が困難になる。
　表１に振動体２１０に関連するパラメータと昇圧回路１２２のパラメータとをまとめた。
　制御性が良好な振動型アクチュエータでは、２５ｍｍ／ｓ時の電力（Ｐ２５ｍｍ／ｓ）が１００ｍｍ／ｓ時の電力（Ｐ１００ｍｍ／ｓ）よりも小さい。ところが、比較例１および２ではＰ２５ｍｍ／ｓがＰ１００ｍｍ／ｓよりも大きく、制御性が悪い。
　図９Ａと図９Ｂはそれぞれ実施例９及び１０に対応する。実施例９で使用した振動型アクチュエータを－３０℃に冷却した状態が実施例１０である。実施例９及び１０ではｆ１が不要振動周波数ｆｕの近傍にあり、０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係を満たす。そのため、駆動電圧周波数が不要振動の共振周波数を過ぎると、ｆ１／ｆｕが本発明の範囲外である比較例１および比較例２（図８Ａ、図８Ｂ参照）に比して、周波数に対して電力は速やかに減少して極小値に達する。制御性は良好であり、Ｐ２５ｍｍ／ｓがＰ１００ｍｍ／ｓよりも小さい。
　不要振動起因の電力を小さくするためには、不要振動周波数ｆｕを大きくしてｆｍから離せばよい。しかし、ｆｕ－ｆｍを大きくするために振動体の設計変更を行うと、ｆｕ－ｆｍが大きくなるのと同時にΔｆが減少して１ｋＨｚよりも小さくなってしまう。Δｆ＜１ｋＨｚでは振動型アクチュエータの駆動特性が著しく低下してしまうため好ましくない。
　反対にｆｕ－ｆｍが小さすぎると、駆動領域において不要振動起因の電力が一層重畳されてしまう。よってｆｕ－ｆｍは１８．０～２３ｋＨｚであること、すなわち２３≧ｆｕ－ｆｍ≧１８ｋＨｚの関係が満たされることが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　表１では、最も消費電力が小さくなる条件である‘１．０≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１’を基準として、消費電力の評価ランクを４段階の相対値としてあらわしている。ランク４ではＰ２５ｍｍ／ｓ＞Ｐ１００ｍｍ／ｓとなる。ランク３、ランク２、ランク１ではＰ２５ｍｍ／ｓ＜Ｐ１００ｍｍ／ｓである。さらに詳細には、ランク３ではＰ１００ｍｍ／ｓ＜５７５ｍｗ、ランク２ではＰ１００ｍｍ／ｓ＜５５０ｍｗ、ランク１ではＰ１００ｍｍ／ｓ＜５００ｍＷである。評価ランクはランク１が最も消費電力が小さく、逆にランク４は消費電力が大きい。
　以上の説明の通り、トランスの一次側電流での周波数ｆ１と不要振動の共振周波数ｆｕが０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係が満たすように昇圧回路を設計すると、振動型アクチュエータの制御性を改善し、消費電力を低減することができる。
　＜第２実施形態＞
　第２実施形態では、第１実施形態として説明した振動型駆動装置１０を撮像装置（光学機器）のレンズ駆動機構に適用した構成について説明する。図１０は、撮像装置が備えるレンズ鏡筒のレンズ駆動機構９００の概略構造を示す斜視図である。なお、制御装置１００の図示は省略する。レンズ駆動機構９００は、レンズホルダ９０２、レンズホルダ９０２を駆動する振動体９０１、加圧磁石９０５、第１のガイドバー９０３、第２のガイドバー９０４及び不図示の基体を備える。
　レンズホルダ９０２は、図２Ａの接触体２に対応する部品である。レンズホルダ９０２は、円筒状の本体部９０２ａと、振動体９０１及び加圧磁石９０５を保持する保持部９０２ｂと、第１のガイドバー９０３と嵌合することによって第１のガイド部を形成する第１のガイド部９０２ｃと、脱落防止部９０２ｄを有する。本体部９０２ａには、レンズ９０７が保持されている。第１のガイドバー９０３と第２のガイドバー９０４は互いに平行に配置されており、第１のガイドバー９０３と第２のガイドバー９０４のそれぞれの両端は、不図示の基体に固定されている。なお、レンズ９０７（光学素子）は、ここでは、オートフォーカス動作を行うためのレンズ（フォーカスレンズ）であるとする。
　加圧手段を構成する加圧磁石９０５は、永久磁石と、その永久磁石の両端に配置される２つのヨークから構成される。加圧磁石９０５と第２のガイドバー９０４との間に磁気回路が形成され、これら部材間に吸引力が発生する。これにより、振動体９０１に設けられた２カ所の突起部の先端が所定の力で第２のガイドバー９０４に押し当てられた状態で保持され、第２のガイド部が形成される。
　加圧磁石９０５と第２のガイドバー９０４との間には一定の隙間が設けられている。そのため、第２のガイド部が外力を受ける等すると、振動体９０１の突起部と第２のガイドバー９０４とが引き離される状態が生じるおそれがある。しかし、その際にはレンズホルダ９０２に設けられた脱落防止部９０２ｄが第２のガイドバー９０４に当接し、レンズホルダ９０２の保持部９０２ｂが本来の位置に戻る。そのことで、振動体９０１の突起部が第２のガイドバー９０４に当接した状態に戻るよう構成されている。
　振動体９０１は、第１実施形態で説明した振動体２１０と同等の構造を有しており、その構成についての詳細な説明は省略する。振動体９０１の圧電素子に２相の交流電圧を印加することによって２カ所の突起部に楕円振動を発生させ、振動体９０１と第２のガイドバー９０４との間に摩擦駆動力を発生させる。このとき、第１のガイドバー９０３と第２のガイドバー９０４は固定されているため、発生した摩擦駆動力によって、レンズホルダ９０２を第１のガイドバー９０３と第２のガイドバー９０４の長さ方向に沿って移動させることができる。こうして、レンズ９０７の位置調整によるオートフォーカス動作を行うことができる。
　なお、レンズ駆動機構９００では、加圧機構として磁力（加圧磁石９０５）を用いたが、これに限られず、ばねによる付勢力を用いてもよい。また、レンズ駆動機構９００は、リニア型の振動型駆動装置として構成されているが、これに限られず、円環状の接触体と組み合わせて回転型の振動型アクチュエータとしてレンズ駆動機構を構成することもできる。即ち、接触体の回転力を用いてレンズを保持した環状部材を回転させ、このとき、カムピンとカム溝との係合等の手法を用いて、環状部材の回転量を光軸方向での直線移動量に変換する。これにより、レンズを光軸方向で移動させることができる。
　振動型駆動装置は、撮像装置でのフォーカスレンズ（光学素子）の駆動に好適であるが、これに限られず、ズームレンズ（光学素子）についても、同様の構成による駆動が可能である。また、振動型駆動装置は、手ぶれ補正を行うためにレンズ（光学素子）又は撮像素子（光学素子）を駆動する機構にも用いることができる。
　＜第３実施形態＞
　第３実施形態では、図２Ａを参照して説明した振動体２１０を複数用いて接触体を回転駆動する振動型アクチュエータについて説明する。図１１は第３実施形態での振動型アクチュエータ２３Ａの構成を説明する図であり、上側に平面図を示すと共に下側に側面図を示している。
　振動型アクチュエータ２３Ａは、振動体１Ａ，１Ｂ，１Ｃと接触体２Ａを有する。振動体１Ａ，１Ｂ，１Ｃは、図２Ａを参照して説明した振動体２１０と同等であり、よって、これらの構成の詳細については説明を省略する。接触体２Ａは、円板形状を有する。振動体１Ａ，１Ｂ，１Ｃは、それぞれの２か所の突起部２１３（図１１では符号の記載を省略）を結ぶ線が接触体２Ａの回転中心を中心とする円の接線となるように、円環状のベース板４３の一方の平面に周方向に等間隔で保持されている。振動体１Ａ，１Ｂ，１Ｃのそれぞれの突起部２１３は接触体２Ａの一方の面と接触しており、接触体２Ａの中心には回転軸４７が同軸に固定されている。回転軸４７には円板状のスケール部４８が同軸に固定されており、スケール部４８は接触体２Ａと同じ角速度で回転する。スケール部４８と対向するように位置センサ４６が配置されている。位置センサ４６がスケール部４８のスケール（不図示）を読み取った結果に基づいて、接触体２Ａの回転角度（回転位置）或いは回転速度を検出することができ、検出結果に基づいてフィードバック制御が行われる。
　振動型アクチュエータ２３Ａの駆動には、図５Ｂ記載の昇圧回路５０１Ｂを有する駆動回路を備える制御装置が用いられる。昇圧回路１０５Ｂから出力される出力電圧Ｖｏは、２相の交流電圧としてフレキシブルケーブル４９を通じて並列接続された振動体１Ａ，１Ｂ，１Ｃのそれぞれの圧電素子２１１に供給され、振動体１Ａ，１Ｂ，１Ｃは同時に駆動される。
　例えば、振動体１Ａ，１Ｂ，１Ｃに図１１に矢印Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３でそれぞれ示す方向に摩擦駆動力を発生させることにより、接触体２Ａを図１１の上段に示した状態で時計まわり方向に回転させることができる。このとき、３個の振動体１Ａ，１Ｂ，１Ｃを用いることで、各振動体が発生するトルクを合わせた大きなトルクを得ることができる。なお、周知の通り、２相の交流電圧の位相を調整することによって、回転速度と回転方向を調整することができる。
　＜第４実施形態＞
　第４実施形態では、接触体を回転駆動する振動型アクチュエータの別の例について説明する。図１２Ａは第４実施形態での振動型アクチュエータ２３Ｂを構成する振動体５１と接触体５２の概略構成を示す斜視図である。振動体５１と接触体５２は共に円環形状を有し、同軸となるように配置され、接触体５２は回転自在に軸支された状態で振動体５１と接触している。なお、図１２Ａでは接触体５２の一部を切り欠いて示している。
　図１２Ｂは振動体５１に設けられた円環状圧電素子５４の電極を説明する平面図である。振動体５１は、円環状の弾性体の下面（接触体５２に対する接触面の反対側の面）に、円環状圧電素子５４が接着された構造を有する。円環状圧電素子５４には、周方向に１６等分されて４位相に分けられた電極パターンが形成されている。
　振動型アクチュエータ２３Ｂの駆動には、図５Ａを参照して説明した昇圧回路５０１Ａを有する駆動回路を含む制御装置が好適に用いられる。振動体５１に進行性の振動の波数が１回転中に４波となるように円環状圧電素子５４に所定の交流電圧を印加することにより、接触体５２を回転駆動することができる。なお、振動体５１に発生させる進行性の振動の波数は４波に限らない。また、このような駆動原理で動作する振動型アクチュエータは周知であるため、より詳細な説明は省略する。
　図１２Ｃは、振動型アクチュエータ２３Ｂを用いた回転駆動装置５０の概略構成を示す断面図である。回転駆動装置５０において、振動体５１はハウジング５３にビス等で固定されている。なお、振動体５１は、接触体５２に設けられた摩擦材に接触している。接触体５２の回転運動を外部に取り出す出力軸５５が玉軸受け５６によってハウジング５３に回転自在に支持されており、加圧ばね５８は接触体５２を振動体５１に接触させるように付勢する共に、接触体５２の回転を出力軸５５に伝達する。
　出力軸５５には、不図示の機構を介して、回転駆動装置５０を駆動源とする各種の機器等の駆動部６０が接続されており、駆動部６０は出力軸５５の出力（回転駆動力）を受けて作動する。
　図１３Ａは回転駆動装置５０を備える雲台装置７０の概略構成を示す正面図である。雲台装置７０は、取付台７１（保持部材）に固定されたカメラ（撮像装置、被回転装置）を、回転駆動装置５０によりパン方向に回転可能な構造を有する。図１３Ｂは回転駆動装置５０により回転駆動される、画像形成装置等の転写ドラム８１（回転ドラム）の構成を示す正面図である。転写ドラム８０は、出力軸５５に直結され、出力軸５５の回転駆動力を受けて回転する。
　以上、本発明をその好適な実施形態に基づいて詳述してきたが、本発明はこれら特定の実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の様々な形態も本発明に含まれる。例えば、本実施形態に係る昇圧回路を備える制御装置による駆動対象は、振動型アクチュエータに限定されず、例えば、圧電素子を用いた振動デバイスや発電デバイス、圧電型トランスデューサ等の制御に用いることができる。また、上記実施形態では、移動可能に配置された接触体が、固定された振動体に対して移動する構成を前提としたが、逆の構成であっても構わない。
　本発明は上記実施の形態に制限されるものではなく、本発明の精神及び範囲から離脱することなく、様々な変更及び変形が可能である。従って、本発明の範囲を公にするために以下の請求項を添付する。
　本願は、２０２１年１１月２４日提出の日本国特許出願特願２０２１－１９０６１８を基礎として優先権を主張するものであり、その記載内容の全てをここに援用する。
　１０　振動型駆動装置
　１００　制御装置
　１１０　制御部
　１１１　司令部
　１１２　制御演算部
　１１３　相対位置検出部
　１２０　駆動部
　１２１　パルス信号発生回路
　１２２　昇圧回路
　１２２１　コイル
　１２２２　トランス
　１２２２ａ　トランス一次側コイル
　１２２２ｂ　トランス二次側コイル
　１３０　位置センサ
　２００　振動型アクチュエータ
　２１０　振動体
　２１０３　複合振動体
　２２０　接触体
　９００　レンズ駆動機構
　６０　各種機器等の駆動部
　７０　雲台装置
　７１　取付台（保持部材）
　８０　画像形成装置等の回転ドラム

Claims (15)

  1. 　弾性体と電気－機械エネルギ変換素子とを有する振動体と、前記弾性体と接触する接触体と、を有し、前記振動体が振動することにより前記振動体と前記接触体とが相対移動する振動型アクチュエータと、
    　入力された制御信号に応じて発生させた駆動信号を変圧するトランスが配された駆動部を有し、前記トランスの一次側は前記駆動信号が入力され、前記トランスの二次側は前記電気－機械エネルギ変換素子と接続されている制御装置と、
    　を備える振動型駆動装置であって、
    　前記トランスの一次側に流れる電流が極小となる前記駆動信号の周波数をｆ１とし、前記ｆ１より大きい、前記振動体と前記接触体との相対移動に用いる振動以外の振動モードの共振周波数をｆｕとした場合に、
    　０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１、
    　の関係が満たされることを特徴とする振動型駆動装置。
  2. 　前記電気－機械エネルギ変換素子は互いに隣り合う第１電極及び第２電極を有し、前記第１電極及び前記第２電極がそれぞれ設けられた領域を第一の領域と第二の領域としたとき、前記第一の領域と前記第二の領域がともに伸長または収縮する第１の曲げ振動モードと、前記第一の領域が伸張、収縮するときに前記第二の領域がそれぞれ収縮、伸張する第２の曲げ振動モードを形成する請求項１記載の振動型駆動装置。
  3. 　前記トランスの一次側において前記トランスと直列に接続されたコイルを有することを特徴とする請求項１または２に記載の振動型駆動装置。
  4. 　前記トランスの二次側において前記電気－機械エネルギ変換素子と並列に接続されたコンデンサを有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の振動型駆動装置。
  5. 　前記振動体と前記接触体との相対移動に用いる振動に対応する振動モードの共振周波数をｆｍとした場合に、２３≧ｆｕ－ｆｍ≧１８ｋＨｚの関係が満たされることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の振動型駆動装置。
  6. 　前記電気－機械エネルギ変換素子は圧電材料と電極を有する圧電素子であり、前記圧電材料の鉛の含有率が１０００ｐｐｍ未満であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の振動型駆動装置。
  7. 　前記圧電材料はチタン酸ジルコン酸バリウムカルシウムを含有することを特徴とする請求項６に記載の振動型駆動装置。
  8. 　－３０℃で０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１の関係が満たされることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の振動型駆動装置。
  9. 　前記ｆ１が８６．９ｋＨｚ以上１５２．１ｋＨｚ未満であることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の振動型駆動装置。
  10. 　請求項１乃至９のいずれか１項に記載の振動型駆動装置と、
    　前記振動型駆動装置が備える振動型アクチュエータにより駆動される光学素子と、を有することを特徴とする光学機器。
  11. 　請求項１乃至９のいずれか１項に記載の振動型駆動装置と、
    　前記振動型駆動装置が備える振動型アクチュエータにより駆動される保持部材と、を有することを特徴とする雲台装置。
  12. 　請求項１乃至９のいずれか１項に記載の振動型駆動装置と、
    　前記振動型駆動装置が備える振動型アクチュエータにより駆動される回転ドラムと、を有することを特徴とする画像形成装置。
  13. 　請求項１乃至９のいずれか１項に記載の振動型駆動装置と、
    　前記振動型駆動装置が備える振動型アクチュエータにより駆動される部品と、を有することを特徴とする機器。
  14. 　弾性体と電気－機械エネルギ変換素子とを有する振動体と、前記弾性体と接触する接触体と、を有し、前記振動体が振動することにより前記振動体と前記接触体とが相対移動する振動型アクチュエータの制御装置であって、
    　前記制御装置は、入力された制御信号に応じて発生させた駆動信号を変圧するトランスが配された駆動部を有し、前記トランスの一次側は前記駆動信号が入力され、前記トランスの二次側は前記電気－機械エネルギ変換素子と接続されるよう構成されており、
    　前記トランスの一次側に流れる電流が極小となる前記駆動信号の周波数をｆ１とし、前記ｆ１より大きい、前記振動体と前記接触体との相対移動に用いる振動以外の振動モードの共振周波数をｆｕとした場合に、
    　０．７９≦ｆ１／ｆｕ≦１．２１、
    　の関係が満たされることを特徴とする振動型アクチュエータの制御装置。
  15. 　前記ｆ１が８６．９ｋＨｚ以上１５２．１ｋＨｚ未満であることを特徴とする請求項１４に記載の振動型アクチュエータの制御装置。
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