WO2023067697A1 - 電力変換装置およびヒートポンプ装置 - Google Patents

電力変換装置およびヒートポンプ装置 Download PDF

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WO2023067697A1
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power
inverter
frequency
load
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PCT/JP2021/038620
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French (fr)
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和徳 畠山
慎也 豊留
翔英 堤
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Mitsubishi Electric Corp
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present disclosure relates to a power converter and a heat pump device using the power converter.
  • the motor control device described in Patent Document 1 controls a motor that drives a load whose load torque pulsates periodically.
  • a power conversion device equipped with a converter that converts AC power supplied from an AC power source into DC power when the load torque pulsates at a frequency asynchronous to the power source frequency, the charging/discharging current flowing from the converter to the smoothing capacitor is reduced by the power source. An unbalanced state occurs between positive and negative voltages. As a result, the harmonics of the power supply current may increase.
  • the electric motor control device described in Patent Document 1 estimates a three-phase alternating current flowing in the electric motor from the detection result of the current flowing between the converter that rectifies the alternating current power supply and the inverter, and converts the estimated three-phase alternating current into generate a control signal based on Patent Literature 1 also describes that a shunt resistor can be used to detect the current flowing between the converter and the inverter.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain a power conversion device capable of increasing the accuracy of load control performed based on an instantaneous value of current obtained at a predetermined timing. do.
  • the power converter according to the present disclosure includes a converter that rectifies AC power supplied from an AC power supply, and power that is connected to the output terminal of the converter and output by the converter. a smoothing unit that smoothes the current, an inverter that is connected to both ends of the smoothing unit and generates AC power to be output to the load, a current detector that detects current flowing between the smoothing unit and the inverter, and controls the inverter and a control unit.
  • the control unit divides a unit time, which is a period of a predetermined length, into a plurality of current detection intervals based on voltage vectors representing the state of each switching element that constitutes the inverter, and for each of the plurality of current detection intervals , calculates the product of the time width of the current detection section and the current value detected by the current detector in the current detection section, and controls the inverter so that the total value of the calculated product per unit time is constant for each unit time. .
  • an electric power conversion device capable of highly accurate control of a load based on an instantaneous value of current obtained at a predetermined timing.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to a first embodiment
  • FIG. FIG. 4 is a diagram for explaining how the control unit generates a control signal for the inverter;
  • FIG. 4 shows switching patterns of switching elements that make up an inverter
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of current and voltage waveforms when the power converter according to the first embodiment operates;
  • FIG. 4 is a diagram showing frequency components included in an input current Is in a state where symmetry is lost when the frequency of the power supply voltage Vs is 50 Hz;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a method of detecting a direct current Idc flowing from an inverter of a power conversion device to a load
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes a control unit included in the power converter according to the first embodiment
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a heat pump device according to a second embodiment
  • Embodiment 1. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power converter according to a first embodiment; FIG.
  • the power conversion device 100 includes a reactor 2 , a rectifier 3 that is a converter, a smoothing section 4 , an inverter 5 , a current detector 7 , a voltage detector 8 and a control section 9 .
  • the power conversion device 100 is connected to an AC power supply 1 , converts AC power supplied from the AC power supply 1 into three-phase AC power, and supplies the three-phase AC power to a load 6 .
  • a power supply voltage Vs input from an AC power supply 1 is rectified by a rectifier 3 via a reactor 2, and is accumulated in capacitors 4a and 4b constituting a smoothing section 4 connected to the output end of the rectifier 3, thereby smoothing the voltage. After that, it is supplied to the inverter 5 .
  • the capacitor 4a of the smoothing unit 4 is charged when the power supply voltage Vs is positive, and the capacitor 4b is charged when the power supply voltage Vs is negative.
  • the battery is charged.
  • the AC power supply 1 may be a commercial power supply of 50 Hz or 60 Hz, or an AC voltage generated by a distributed power supply such as a stationary storage battery or solar power generation.
  • the reactor 2 may be an EI-shaped or EE-shaped one in which electromagnetic steel sheets are laminated, or may be one using an iron core such as ferrite or amorphous.
  • the winding material is copper, aluminum, or the like.
  • the rectifier 3 is realized, for example, by arranging diodes in a bridge shape.
  • the rectifier 3 may be configured by a power semiconductor such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) instead of the diode.
  • power semiconductors such as diodes and MOSFETs may be of general silicon material or may be wide bandgap semiconductors with lower loss.
  • the capacitors 4a and 4b are aluminum electrolytic capacitors, small-capacity film capacitors, or the like.
  • the configuration of the rectifier 3 is not limited to that shown in FIG.
  • the power converter 100 according to the present embodiment may be of any type as long as it includes a circuit for rectifying AC power and a capacitor for smoothing the rectified DC power.
  • An inverter 5 is connected to both ends of the smoothing section 4, that is, to both ends of a series circuit composed of a capacitor 4a and a capacitor 4b connected in series, and a load 6 is connected to the inverter 5.
  • a load 6 that consumes the AC power generated by the inverter 5 includes an electric motor.
  • the inverter 5 has a plurality of series-connected switching elements arranged in parallel, and operates to apply a multiphase AC voltage to the electric motor included in the load 6 .
  • a diode is connected in parallel to each of the switching elements forming inverter 5 .
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • MOSFETs are widely used as switching elements. In the case of a MOSFET, a parasitic diode is built in, and the diode connected in parallel may not be separately connected.
  • Si materials are widely used for switching elements, and in recent years, due to the demand for higher efficiency, MOSFETs with a super junction structure are also widely used.
  • wide bandgap semiconductors such as silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga2O3), and diamond have been used for further efficiency improvement.
  • switching elements made of any material can be used as long as they are capable of switching operation so as to apply a voltage to the motor.
  • the stator may be concentrated winding or distributed winding, and the winding may be made of any material such as copper or aluminum wire that allows current to flow.
  • the rotor there are surface magnet type, embedded magnet type, etc. as those using a permanent magnet synchronous motor, but any type may be used as long as it has a structure capable of generating a rotational force.
  • the motor When such a motor is used to implement, for example, a refrigeration cycle device, the motor is used to operate a compression mechanism that compresses the refrigerant or drive a fan for heat exchange.
  • control unit 9 controls the switching element to control the voltage supplied to the load 6 by the inverter 5 based on the DC current Idc detected by the current detector 7 and the DC voltage Vdc detected by the voltage detector 8.
  • a pulse width modulation (PWM: Pulse Width Modulation) signal is sent out.
  • the current detector 7 may be a shunt resistor or a DCCT (Direct Current Current Transformer) or any other device that can detect current.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining how the control section 9 generates a control signal for the inverter 5. As shown in FIG.
  • the control unit 9 controls a carrier signal whose amplitude is 1/2 of the DC voltage Vdc and a command for each of the U-phase, V-phase, and W-phase voltages to be applied to the motor included in the load 6.
  • the values Vu*, Vv*, and Vw* are compared to generate a PWM signal for operating each switching element of the inverter 5 .
  • V* is the amplitude of the voltage command value (Vu*, Vv*, Vw*) of each phase.
  • the PWM signal generated by the controller 9 is shown in the lower part of FIG. 2, UP is a control signal for the upper left switching element of the inverter 5 shown in FIG.
  • UN is a control signal for the lower left switching element
  • VP is a control signal for the middle upper switching element
  • VN is the middle lower switching element
  • WP is a control signal for the upper right switching element
  • WN is a control signal for the lower right switching element.
  • FIG. 3 is a diagram showing switching patterns of switching elements that constitute the inverter 5.
  • FIG. 3 shows the direction of the voltage applied to the motor (voltage direction) in each switching pattern of the switching elements that make up the inverter 5, and the rectifier 3 and the inverter 5 when the voltage vector (V0 to V7) is output. and the PWM signals (UP, VP, WP, UN, VN, WN).
  • a voltage vector represents the state of each switching element that constitutes inverter 5 . Note that the numerical values (0 to 7) combined with "V" correspond to the states of the switching elements UP, VP, and WP.
  • a current detector 7 detects a direct current Idc described as "detected current".
  • Idc direct current
  • FIG. 3 the current flowing from the rectifier 3 to the inverter 5 is assumed to be positive.
  • current is detected at a specific moment when a PWM signal corresponding to a voltage vector is output to the inverter, and the detected instantaneous value is used for controlling the motor. Since such an electric motor control method is publicly known, a detailed explanation is omitted.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of current and voltage waveforms when the power converter 100 according to the first embodiment operates.
  • FIG. 4 shows waveforms when the speed pulsation is suppressed by controlling the torque of the electric motor according to the pulsation of the load torque.
  • the power converter 100 When controlling the torque of the electric motor in accordance with the pulsation of the load torque, the power converter 100 increases or decreases the active power output to the electric motor in accordance with the pulsation of the load torque. Therefore, as shown in FIG. 4, the DC current Idc pulsates, and electric charges are consumed from the capacitors 4a and 4b forming the smoothing section 4 in accordance with the pulsation of the load torque. Therefore, the charging timing of the capacitors 4a and 4b with the power supply voltage Vs becomes asynchronous with the power supply frequency, and the symmetry between positive and negative input current Is is lost.
  • FIG. 4 Each of the waveforms shown in FIG.
  • the input current Is When the input current Is and the power supply voltage Vs are synchronized, the input current Is has odd-order harmonics such as the 3rd, 5th, 7th, etc., with the component of the same frequency as the frequency of the power supply voltage Vs as the fundamental wave. component becomes dominant, and the generation of even-order harmonics is slight.
  • odd-order harmonics such as the 3rd, 5th, 7th, etc.
  • the input current Is flows irregularly and asynchronously with the power supply voltage Vs, the symmetry of the waveform of the input current Is is lost as described above.
  • current components other than odd-order harmonics, specifically, even-order harmonics and inter-harmonics are generated.
  • Interharmonics are harmonics that are neither odd nor even harmonics of the input current Is. For example, if the frequency of the fundamental wave is 50 Hz, the second harmonic is 100 Hz. A frequency component between 50 Hz and 100 Hz.
  • the harmonic current of the power supply current (corresponding to the input current Is in the power converter 100) is the limit value in 61000-3-2 of the standard stipulated by JIS (Japanese Industrial Standards) and IEC (International Electrotechnical Commission). is determined.
  • the standard sets higher limits for odd harmonics than for even harmonics. Therefore, in cases where components other than odd-order harmonics are generated, the even-order harmonics increase and easily exceed the limit value.
  • the handling method is determined in 61000-4-7 of the standard defined by JIS and IEC. According to this standard 61000-4-7, interharmonics are grouped by frequency within a specific range and added to adjacent odd-order or even-order harmonics. Therefore, as the interharmonics increase, the harmonics treated as odd-order harmonics and the harmonics treated as even-order harmonics also increase. Therefore, the generation of interharmonics cannot be ignored, and it is important to suppress the generation.
  • FIG. 5 shows current components included in the input current Is when the power supply frequency is 50 Hz.
  • FIG. 5 is a diagram showing frequency components included in the input current Is in a state where the symmetry is lost when the frequency of the power supply voltage Vs is 50 Hz.
  • the frequency component included in the input current Is in which the symmetry is lost can also be obtained in the same manner as described below.
  • the frequencies (0, 5, 10, . . . , 100) described in the leftmost column of FIG. is the fluctuation frequency of
  • this frequency may hereinafter be referred to as the load current fluctuation frequency.
  • the range of numerical values (75 to 125, 125 to 175, . . . , 275 to 325) shown in the first row of FIG. That is, in the grouping according to the above standard 61000-4-7, the interharmonics included in each range shown in the first line of FIG. 5 are grouped. For example, interharmonics in the range of 75-125 Hz belong to the same group.
  • the numerical values described in each column other than the leftmost column from the third row onward in FIG. 5 indicate the frequency of the interharmonics included in the input current Is.
  • a specific current component generated when the DC current Idc flowing through the load 6 is periodically changed will be described.
  • the frequency (50 Hz) of the fundamental wave component of the power supply voltage Vs is described as power supply frequency 1f
  • the frequencies (100Hz, 150Hz, 200Hz, . . . ) of the harmonic components of power supply voltage Vs are referred to as power supply frequency 2f , power frequency 3f, power frequency 4f, .
  • the DC current Idc flowing through the load 6 may be referred to as a load current.
  • Power supply frequency 1f represents the frequency of the fundamental wave of the power supply current
  • Power supply frequency (2n-1) represents the frequency of the 2n-1st harmonic of the power supply current. That is, the fundamental wave component and the odd-order harmonic component are generated regardless of fluctuations in the load current of the AC power supply 1 .
  • Power supply frequency 3f represents the frequency of the third harmonic of the power supply current
  • Power supply frequency 5f represents the frequency of the fifth harmonic of the power supply current
  • the current components other than the frequency shown in (1) are generated depending on the power supply frequency and the load current fluctuation frequency, and the generated amount increases as the fluctuation range of the load current increases. As shown in FIG. 5, it is mostly the interharmonics in between, rather than the odd and even harmonics that are multiples of 50 Hz (power supply frequency).
  • the load current fluctuation frequency is 30 Hz
  • current components with frequencies of 80 Hz, 90 Hz, 110 Hz, and 120 Hz are generated. is grouped at 100 Hz of the even harmonics, resulting in an increase in the even harmonics.
  • even-order harmonics are set to a low limit value in the above-mentioned standard 61000-3-2, etc., when inter-order harmonics grouped into even-order harmonics are generated, even-order harmonics are generated. You are more likely to exceed your limits.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of current and voltage waveforms when the power converter 100 operates the load 6 with a constant current.
  • the power supply voltage Vs and the input current Is have synchronized waveforms, and the input current Is has a waveform containing many odd-order harmonics.
  • the power supply current (corresponding to the input current Is in this embodiment) is synchronized with the power supply voltage Vs and contains many odd-order harmonics. Therefore, as described above, in the standard 61000-3-2, the limit value of odd-order harmonics is set high, and the limit value of even-order harmonics is set low. Therefore, it is necessary to suppress the generation of interharmonics that are grouped into even orders.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a general method of detecting load current.
  • the upper part of FIG. 7 shows the relationship between the carrier signal and the voltage commands (Vu*, Vv*, Vw*) of each phase applied to the motor.
  • the lower part of FIG. 7 shows the current flowing through the motor and the timing of detecting the current (corresponding to current measurement points represented by ⁇ ).
  • the current is detected once during the period from when the voltage vector changes until the next change.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a method of detecting the direct current Idc flowing from the inverter 5 to the load 6 of the power converter 100.
  • one carrier cycle is defined as a unit time that is a period of a predetermined length, and a current value (instantaneous value) detected at a certain timing within one carrier cycle is output to the inverter 5. Based on the PWM signal, the average value of the DC current Idc per unit time is obtained.
  • a real vector is output from the control unit 9 to the inverter 5 based on the relationship between the carrier signal used to generate the PWM signal for the inverter 5 and the voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*. It is possible to guess the time.
  • the real vector here means a voltage vector other than the V0 vector and the V7 vector shown in FIG.
  • the control unit 9 can estimate the time during which each of the V1 vector to V6 vector is output. For example, in the case of time t1 shown in FIG. 8, the time during which the real vector is output is the difference between the point where the voltage command Vw* and the carrier signal intersect and the point where the voltage command Vv* and the carrier signal intersect. It's time.
  • v is the voltage command value on the vertical axis in FIG. 8
  • t is the time on the horizontal axis in FIG. 8
  • a and b are constants.
  • the current detection timing in the current detection section which is the time section (t1 to t4) corresponding to each voltage vector, is preferably near the center of each current detection section.
  • the width of the current detection section is narrow and detection is performed near the center, ringing will occur when the current detection section switches, and it will continue to near the center, which will affect the detection accuracy. there is a possibility. Therefore, when the width of the current detection section is narrow, detection may be performed after waiting until the influence of ringing disappears.
  • the average value may be obtained by adding the areas of the currents as described above in the period of six times the frequency.
  • the average value may be obtained in a period other than one carrier period.
  • the average value of the DC current Idc per unit time may be obtained by using a period that is an integral multiple of one carrier period as a unit time.
  • FIG. 8 shows an example in which current measurement is performed once in each current detection section, it is also possible to perform current measurement multiple times in one current detection section, average the measured values, and use them for the above area calculation. good.
  • the electric charge consumed from the capacitors 4a and 4b is reduced according to the cycle of the load torque pulsation.
  • the amount becomes uniform in each cycle of the load torque pulsation, making it possible to reduce the harmonics of the input current Is.
  • the harmonic current can be effectively reduced even when the capacity of the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b is small, and the size and weight of the device can be reduced and the cost can be reduced.
  • a method of controlling the torque generated by the electric motor so that the DC current Idc flowing through the load 6 is constant can be easily realized using a known technique.
  • the control unit 9 compensates the q-axis current command value, which is the torque current of the motor, so that the direct current Idc flowing through the load 6 is constant, and operates the motor, thereby easily manipulating the active power. is possible, and the DC current Idc flowing through the load 6 can be controlled to be constant.
  • the charging and discharging of the capacitors 4a and 4b are affected by the electromotive force and voltage drop due to the reactor 2 and the capacitance of the capacitors 4a and 4b.
  • the capacity of the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b is sufficiently large (reactor 2 is several milliseconds, and the capacitors 4a and 4b are several hundreds of microfarads)
  • fluctuations in the DC voltage Vdc become small, and pulsations are superimposed on the DC current Idc.
  • components other than odd-order harmonics are less likely to occur in the input current Is. Therefore, while considering the amount of current generated other than the odd-order harmonics, it is possible to use the conventional control of pulsating the load torque. By doing so, it is possible to achieve both a reduction in vibration of the compressor driven by the motor to be controlled and a reduction in harmonic current.
  • the DC current Idc flowing through the load 6 fluctuates according to the load torque, and the harmonic current of the input current Is deteriorates as described above.
  • the load power is determined by the product of the mechanical angular frequency ⁇ and the torque ⁇ of the motor. Therefore, by varying the mechanical angular frequency ⁇ or varying the torque ⁇ , it is possible to control the DC current Idc so as to approach a constant value.
  • the operation is performed so as to suppress the pulsation of the DC current Idc flowing through the load 6 so that the power supply harmonic current does not further increase, there is a concern that the vibration will increase.
  • the power fluctuation is proportional to the load torque and inversely proportional to the moment of inertia. If the fluctuation of the DC current Idc flowing through the load 6 due to the load torque is unacceptable, it can be dealt with by designing to increase the moment of inertia. By taking such measures, it is possible to achieve both suppression of vibration and suppression of power supply harmonic current.
  • the load current fluctuates according to the load torque, and the harmonic current of the input current deteriorates as described above.
  • the load power is determined by the product of the mechanical angular frequency ⁇ and the torque ⁇ . Therefore, by varying the mechanical angular frequency ⁇ or varying the torque ⁇ , it is possible to control the DC current Idc, which is the load current, to be nearly constant.
  • the control unit 9 of the power conversion device 100 sets the amount of fluctuation of the DC current Idc detected by the current detector 7 to be within an allowable range, in other words, the amount of fluctuation of the DC current Idc is set to a value
  • the load 6 is controlled via the inverter 5 so that:
  • the permissible range is the range in which the even-order harmonics affected by the generation of inter-harmonics of the power supply current can be maintained below the standard limit value, and the inductance of the reactor 2 and the static of the capacitors 4a and 4b. It is determined in advance in consideration of the electric capacity and the like.
  • the switching frequency of the inverter for driving the compressor for air conditioning is higher than 2 kHz (when the power main frequency is 50 Hz) or 2.4 kHz (when the power frequency is 60 Hz) of the 40th harmonic, which is the power harmonic regulation value.
  • the load current in the inverter has a pulse shape corresponding to the switching frequency, but this pulse shape current does not easily affect the harmonics of the power supply. Therefore, the pulsating component of the load current should be suppressed below the frequency of the 40th harmonic, which is the power supply harmonic regulation value.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that implements the control unit 9 included in the power converter 100 according to the first embodiment.
  • the control unit 9 of the power conversion device 100 is realized by, for example, a processor 91 and a memory 92 shown in FIG. 9 .
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, also referred to as a central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)).
  • the memory 92 is RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), or the like. Note that the memory 92 stores a program for operating as the control unit 9 of the power conversion device 100, and the control unit 9 is realized by the processor 91 reading and executing this program.
  • the above program stored in the memory 92 may be provided to the user or the like while being written on a storage medium such as a CD (Compact Disc)-ROM, a DVD (Digital Versatile Disc)-ROM, etc. Alternatively, it may be provided via a network.
  • a storage medium such as a CD (Compact Disc)-ROM, a DVD (Digital Versatile Disc)-ROM, etc.
  • it may be provided via a network.
  • the control unit 9 can also be realized by a dedicated processing circuit, for example, a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit combining these. be.
  • a dedicated processing circuit for example, a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit combining these. be.
  • the control unit 9 that controls the inverter 5 sets the unit time to an integral multiple of one period of the carrier signal, and sets the unit time based on the voltage vector. It is divided into a plurality of current detection intervals, and for each of the plurality of current detection intervals, the product of the time width of the current detection interval and the DC current Idc detected by the current detector 7 in the current detection interval is calculated. The inverter 5 is controlled so that the total value per unit time is constant for each unit time.
  • the current detector 7 As a result, even when a shunt resistor or the like, which is difficult to improve the resolution of current detection, is used as the current detector 7, the DC current flowing between the smoothing section 4 and the inverter 5 can be detected with high accuracy. It is possible to improve the accuracy of the control of the load 6 based on the instantaneous value of the current obtained at the timing.
  • Embodiment 2 a device that can be realized by applying the power conversion device 100 described in the first embodiment will be described.
  • a heat pump device using the power conversion device 100 described in Embodiment 1 will be described.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of the heat pump device 200 according to the second embodiment.
  • a heat pump device 200 according to the second embodiment includes the power conversion device 100 described in the first embodiment.
  • the heat pump device 200 includes a four-way valve 902, a compressor 903 that constitutes the load 6 shown in FIG. It has a refrigeration cycle in a mounted configuration.
  • the compressor 903 is provided with a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant circulating in the refrigerant pipe 912 and an electric motor 905 that operates the compression mechanism 904 .
  • the electric motor 905 constitutes the load 6 shown in FIG. 1 and is driven by being supplied with electric power from the power converter 100 .
  • the heat pump device 200 having such a configuration can be used, for example, in air conditioners, heat pump water heaters, refrigerators, refrigerators, and the like.

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Abstract

電力変換装置（１００）は、交流電源（１）から供給される交流電力を整流するコンバータである整流器（３）と、コンバータの出力端に接続され、コンバータが出力する電力を平滑化する平滑部（４）と、平滑部の両端に接続され、負荷（６）に出力する交流電力を生成するインバータ（５）と、平滑部とインバータとの間に流れる電流を検出する電流検出器（７）と、インバータを制御する制御部（９）と、を備え、制御部は、予め定められた長さの期間である単位時間を、インバータを構成する各スイッチング素子の状態を表す電圧ベクトルに基づき複数の電流検出区間に分割し、複数の電流検出区間のそれぞれについて、電流検出区間の時間幅と電流検出区間で電流検出器が検出した電流値との積を算出し、算出した積の単位時間あたりの合計値が単位時間ごとに一定となるようインバータを制御する。

Description

電力変換装置およびヒートポンプ装置
　本開示は、電力変換装置および電力変換装置を用いたヒートポンプ装置に関する。
　空気調和機および冷凍機といったヒートポンプ装置に適用されるシングルロータリ圧縮機やツインロータリ圧縮機を駆動する電動機の制御において、例えば、電動機の状態に応じてトルクの脈動成分を適切に補償することで消費電力の増加を抑制する技術がある（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１６－１７８８１４号公報
　特許文献１に記載の電動機制御装置は、周期的に負荷トルクが脈動する負荷を駆動する電動機の制御を行うものである。しかしながら、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータを備える電力変換装置の場合、電源周波数と非同期の周波数で負荷トルクが脈動すると、コンバータから平滑コンデンサに流れ込む充放電電流が、電源電圧の正と負でアンバランス状態となる。この結果、電源電流の高調波が増加してしまう恐れがある。
　また、特許文献１に記載の電動機制御装置は、交流電源を整流するコンバータとインバータとの間に流れる電流の検出結果から、電動機に流れる三相交流電流を推定し、推定した三相交流電流に基づいて制御信号を生成する。特許文献１には、コンバータとインバータとの間に流れる電流の検出にシャント抵抗を使用可能であることも記載されている。
　しかしながら、シャント抵抗を用いて電流検出を行う場合、所定のタイミングでのみ検出が可能である。一般的には、定められた時間間隔で周期的に電流検出を行うため、瞬時の値しか検出することができず、正確な電流値を得ることが難しい。正確な電流値が得られない場合はインバータの制御を正確に行うことが難しくなる。なお、電流検出を行う時間間隔には最小値が存在し、最小値よりも短い間隔で電流検出を行うことはできない。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、所定のタイミングで得られる電流の瞬時値に基づいて行う負荷の制御を高精度化することが可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示にかかる電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を整流するコンバータと、コンバータの出力端に接続され、コンバータが出力する電力を平滑化する平滑部と、平滑部の両端に接続され、負荷に出力する交流電力を生成するインバータと、平滑部とインバータとの間に流れる電流を検出する電流検出器と、インバータを制御する制御部と、を備える。制御部は、予め定められた長さの期間である単位時間を、インバータを構成する各スイッチング素子の状態を表す電圧ベクトルに基づき複数の電流検出区間に分割し、複数の電流検出区間のそれぞれについて、電流検出区間の時間幅と電流検出区間で電流検出器が検出した電流値との積を算出し、算出した積の単位時間あたりの合計値が単位時間ごとに一定となるようインバータを制御する。
　本開示によれば、所定のタイミングで得られる電流の瞬時値に基づいて行う負荷の制御を高精度化することが可能な電力変換装置を実現できる、という効果を奏する。
実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図 制御部がインバータに対する制御信号を生成する方法を説明するための図 インバータを構成するスイッチング素子のスイッチングパターンを示す図 実施の形態１にかかる電力変換装置が動作した時の電流および電圧の波形の一例を示す図 電源電圧Ｖｓの周波数が５０Ｈｚの場合において、対称性が失われた状態の入力電流Ｉｓに含まれる周波数成分を表す図 電力変換装置が定電流で負荷を動作させた場合の電流および電圧の波形の一例を示す図 負荷電流の一般的な検出方法を説明するための図 電力変換装置のインバータから負荷に流れる直流電流Ｉｄｃの検出方法を説明するための図 実施の形態１にかかる電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２にかかるヒートポンプ装置の構成例を示す図
　以下に、本開示の実施の形態にかかる電力変換装置およびヒートポンプ装置を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、リアクトル２と、コンバータである整流器３と、平滑部４と、インバータ５と、電流検出器７と、電圧検出器８と、制御部９と、を備える。電力変換装置１００は、交流電源１に接続され、交流電源１から供給される交流電力を三相交流電力に変換して負荷６に供給する。
　交流電源１から入力される電源電圧Ｖｓはリアクトル２を介して整流器３で整流され、整流器３の出力端に接続された平滑部４を構成するコンデンサ４ａおよび４ｂに蓄積されることで平滑化が行われた後、インバータ５に供給される。なお、交流電源１の出力端子のリアクトル２が接続された側を正とした場合、平滑部４のコンデンサ４ａは、電源電圧Ｖｓが正の場合に充電され、コンデンサ４ｂは電源電圧Ｖｓが負の場合に充電される。
　ここで、交流電源１は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用電源であってもよいし、定置型蓄電池や太陽光発電などの分散電源などにより生成された交流電圧でもよい。
　また、リアクトル２は、電磁鋼板などを積層したＥＩ形状またはＥＥ形状のものでもよいし、フェライトまたはアモルファスなどの鉄心を用いたものでもよい。巻線の材質は、銅、アルミなどである。
　整流器３は、例えば、ダイオードをブリッジ状に配置して実現する。ダイオードに代えてＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）などのパワー半導体により整流器３を構成してもよい。また、ダイオード、および、ＭＯＳＦＥＴなどのパワー半導体は、一般的なシリコン材料のものであってもよいし、より損失の低いワイドバンドギャップ半導体でもよい。
　コンデンサ４ａおよび４ｂは、アルミ電解コンデンサ、小容量のフィルムコンデンサなどである。
　なお、整流器３の構成は図１に示したものに限定されない。本実施の形態にかかる電力変換装置１００は、交流電力を整流する回路と、整流後の直流電力を平滑化するコンデンサとを備えるものであればどのようなものでもよい。
　また、平滑部４の両端、すなわち、直列接続されたコンデンサ４ａおよびコンデンサ４ｂからなる直列回路の両端にはインバータ５が接続され、インバータ５には負荷６が接続される。インバータ５が生成する交流電力を消費する負荷６は電動機を含む。インバータ５は直列接続されたスイッチング素子が並列に複数配置され、負荷６に含まれる電動機に多相の交流電圧を印加するよう動作する。また、インバータ５を構成するスイッチング素子のそれぞれには並列にダイオードが接続される。スイッチング素子はＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistors）やＭＯＳＦＥＴ等が広く用いられる。ＭＯＳＦＥＴの場合には寄生ダイオードが内蔵された構成となっており、並列に接続したダイオードを別途接続しない場合もある。
　スイッチング素子にはシリコン（Ｓｉ）の材料が広く用いられ、近年は高効率化の要望によりスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴなども広く用いられている。また、さらなる高効率化のためにワイドバンドギャップ半導体である、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、ダイヤモンドなども用いられるようになってきており、いずれを用いても問題ないし、電動機に電圧を印加するようスイッチング動作が可能であれば、どのような材料のスイッチング素子を用いても問題ない。
　電動機については、誘導電動機や同期電動機などがあるが、どのような構成の電動機であっても問題ない。例えば同期電動機の場合には、ステータは集中巻きや分布巻きのどちらでもよく、巻線については銅やアルミ線など電流を流せる材料であればどのようなものを用いても問題ない。またロータについては永久磁石同期電動機を用いたものとして表面磁石型や埋込磁石型などがあるが、回転力を発生させられるような構造であれば、どのようなものを用いてもよい。
　このような電動機を用いて、例えば冷凍サイクル機器を実現する場合は、電動機は、冷媒を圧縮する圧縮機構を動作させたり、熱交換をするためのファンを駆動したりするために用いられる。
　また、制御部９は、電流検出器７により検出した直流電流Ｉｄｃ、電圧検出器８により検出した直流電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ５が負荷６に供給する電圧を制御すべくスイッチング素子を制御する信号であるパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse　Width　Modulation）信号を送出する。なお、電流検出器７は、シャント抵抗、または、ＤＣＣＴ（Direct　Current　Current　Transformer）など電流が検出可能なものであれば、どのようなものを用いてもよい。
　制御部９がインバータ５に対する制御信号としてＰＷＭ信号を生成する方法について説明する。図２は、制御部９がインバータ５に対する制御信号を生成する方法を説明するための図である。
　制御部９は、図２の上段に示すように、振幅が直流電圧Ｖｄｃの１／２のキャリア信号と、負荷６に含まれる電動機に印加するＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧の指令値であるＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊とを比較して、インバータ５の各スイッチング素子を動作させるＰＷＭ信号を生成する。Ｖ＊は、各相の電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）の振幅である。制御部９が生成するＰＷＭ信号は図２の下段に示したものとなる。なお、図２の下段において、ＵＰは図１に示すインバータ５の左上のスイッチング素子に対する制御信号、ＵＮは左下のスイッチング素子に対する制御信号、ＶＰは真ん中上のスイッチング素子に対する制御信号、ＶＮは真ん中下のスイッチング素子に対する制御信号、ＷＰは右上のスイッチング素子に対する制御信号、ＷＮは右下のスイッチング素子に対する制御信号である。
　図３は、インバータ５を構成するスイッチング素子のスイッチングパターンを示す図である。詳細には、図３は、インバータ５を構成するスイッチング素子の各スイッチングパターンにおける電動機への印加電圧方向（電圧方向）と、電圧ベクトル（Ｖ０～Ｖ７）を出力した際に整流器３とインバータ５との間に流れる直流電流Ｉｄｃ（検出電流）と、ＰＷＭ信号（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）との関係を示す。電圧ベクトルは、インバータ５を構成する各スイッチング素子の状態を表す。なお、「Ｖ」と組み合わされている数値（０～７）は、ＵＰ，ＶＰ，ＷＰのスイッチング素子の状態に対応する。
　図３において「電圧方向」と記載された、電動機への印加電圧方向は、電圧検出器８による直流電圧Ｖｄｃの検出結果から求める。また「検出電流」と記載された直流電流Ｉｄｃは電流検出器７により検出する。図３においては、整流器３からインバータ５の方向に流れる電流を正としている。一般的に、インバータに接続された電動機の制御では、電圧ベクトルに対応するＰＷＭ信号をインバータに出力した際の特定の瞬間の電流を検出し、検出した瞬時値を電動機の制御に利用する。このような電動機の制御方法は公知であるため、詳細説明は割愛する。
　続いて、上述した特許文献１に記載された技術のように負荷トルクの脈動に合わせて電動機のトルクを制御することで速度脈動を抑制する制御を考える。図４は、実施の形態１にかかる電力変換装置１００が動作した時の電流および電圧の波形の一例を示す図である。図４では、負荷トルクの脈動に合わせて電動機のトルクを制御することで速度脈動を抑制する場合の波形を示している。
　電力変換装置１００は、負荷トルクの脈動に合わせて電動機のトルクを制御する場合、電動機へ出力する有効電力を負荷トルクの脈動に合わせて増減させる。そのため、図４に示すように、直流電流Ｉｄｃが脈動し、平滑部４を構成するコンデンサ４ａおよび４ｂから負荷トルクの脈動に合わせて電荷が消費される。そのため、電源電圧Ｖｓによるコンデンサ４ａおよび４ｂへの充電タイミングが電源周波数と非同期になり、入力電流Ｉｓの正と負の対称性が失われてくる。なお、図４に示す波形のそれぞれは、上から、電源電圧Ｖｓ、入力電流Ｉｓ、直流電圧Ｖｄｃ、電動機電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、直流電流Ｉｄｃ、電圧ベクトルを示す。このような、入力電流Ｉｓの正側の波形と負側の波形との対称性が失われた状態になると、入力電流Ｉｓに含まれる高調波が増加する。
　入力電流Ｉｓと電源電圧Ｖｓとが同期している場合、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓの周波数と同じ周波数の成分を基本波として３次、５次、７次、・・・といった奇数次高調波成分が支配的となり、偶数次高調波の発生は軽微である。しかしながら、入力電流Ｉｓが、電源電圧Ｖｓと非同期、かつ不規則に流れると、上述したように、入力電流Ｉｓの波形の対称性が失われる。この結果、奇数次高調波以外の電流成分、具体的には、偶数次高調波および次数間高調波が発生する。次数間高調波は、入力電流Ｉｓの奇数次高調波および偶数次高調波のいずれにも該当しない高調波であり、例えば、基本波の周波数を５０Ｈｚとすると、２次高調波は１００Ｈｚとなり、この５０Ｈｚと１００Ｈｚとの間の周波数成分である。
　ここで、電源電流（電力変換装置１００では入力電流Ｉｓに相当）の高調波電流は、ＪＩＳ（Japanese　Industrial　Standards）およびＩＥＣ（International　Electrotechnical　Commission）により定められた規格の６１０００－３－２において限度値が決められている。この規格では、偶数次高調波よりも奇数次高調波の限度値の方が高く設定されている。そのため、奇数次高調波以外の成分が発生するケースでは、偶数次高調波が増加し限度値を超過しやすくなる。また、次数間高調波については、その取扱い方法がＪＩＳおよびＩＥＣにより定められた規格の６１０００－４－７において決められている。この規格６１０００－４－７では、次数間高調波を特定範囲の周波数ごとにグルーピングを行い、隣接する奇数次高調波または偶数次高調波に足し込むとされている。そのため、次数間高調波の増加に伴い、奇数次高調波として取り扱う高調波および偶数次高調波として取り扱う高調波が増加する。よって、次数間高調波の発生も無視することはできず、発生を抑制することが重要となる。
　図４の場合には、入力電流Ｉｓのアンバランスにより１回あたりの充電電流が大きくなる箇所（例えば、左から１番目の周期の正側の充電電流）と小さくなる箇所（例えば、左から４番目の周期の正側の充電電流）が現れ、特に充電電流が大きくなる領域では、リアクトル２に流れる入力電流Ｉｓが大きくなることによるインダクタンスの低下による影響、整流器３に過大な電流が流れることによる損失悪化などが懸念される。そのため、このような電流が流れないようにする制御、すなわち、１回あたりの充電電流が大きくならないようにすることが必要となる。
　直流電流Ｉｄｃが小さい場合には直流電圧Ｖｄｃの低下は小さくなり、電源電圧Ｖｓによる充電量が小さくなるため、入力電流Ｉｓは低下する。また、電源電圧Ｖｓが低く（ゼロに近い）、かつ、直流電流Ｉｄｃが大きい場合、直流電圧Ｖｄｃが大きく低下する。このような状態で電源電圧Ｖｓの正または負のピークが発生すると、コンデンサ４ａおよび４ｂへの充電電流が大きくなり、入力電流Ｉｓは増加する。このような、入力電流Ｉｓの対称性が失われてアンバランスとなった状態の場合、入力電流Ｉｓに以下の成分が含まれる。一例として、電源周波数が５０Ｈｚの場合の入力電流Ｉｓに含まれる電流成分について図５に記載する。図５は、電源電圧Ｖｓの周波数が５０Ｈｚの場合において、対称性が失われた状態の入力電流Ｉｓに含まれる周波数成分を表す図である。なお、電源周波数が６０Ｈｚの場合において、対称性が失われた状態の入力電流Ｉｓに含まれる周波数成分についても、以下により同様に求めることが可能である。
　図５の左端の列に記載の周波数（０，５，１０，…，１００）は、周期的に変化する直流電流Ｉｄｃの波形（図４参照）の周波数、すなわち、負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃの変動周波数である。説明の便宜上、以下では、この周波数を負荷電流変動周波数と称する場合がある。
　図５の１行目に示す数値の範囲（７５～１２５，１２５～１７５，…，２７５～３２５）は、周波数の範囲を表し、上述した、次数間高調波のグルーピングを行う際の単位となる。すなわち、上記の規格６１０００－４－７の規定に従うグルーピングでは、図５の１行目に示す範囲のそれぞれに含まれる次数間高調波を１つのグループとする。例えば、７５～１２５Ｈｚの範囲に含まれる次数間高調波は同じグループに属することになる。図５の３行目以降の左端の列以外の各列に記載した数値は、入力電流Ｉｓに含まれる次数間高調波の周波数を示す。
　図５の２行目の左端の列以外の記載（２次，３次，…，６次）は、電源周波数の高調波の次数であり、グルーピングされた次数間高調波が足し込まれる先を表す。例えば、「２次」と記載された列の次数間高調波（７５Ｈｚ，８０Ｈｚ，…）、すなわち、７５～１２５Ｈｚの範囲の次数間高調波は、２次高調波に足し込まれる。なお、グルーピングを行う範囲それぞれの境界となる周波数（１２５Ｈｚ，１７５Ｈｚ，２２５Ｈｚ，…）の次数間高調波は、その半分が、この次数間高調波を含む２つの範囲のそれぞれに対応する奇数次高調波および偶数次高調波の一方に足し込まれ、残り半分が、他方に足し込まれる。
　負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃを周期的に変化させた場合に発生する具体的な電流成分について説明する。なお、以下の説明では、電源電圧Ｖｓの基本波成分の周波数（５０Ｈｚ）を電源周波数１ｆと記載し、電源電圧Ｖｓの高調波成分の周波数（１００Ｈｚ，１５０Ｈｚ，２００Ｈｚ，…）を、電源周波数２ｆ，電源周波数３ｆ，電源周波数４ｆ，…と記載する。また、説明が煩雑となるのを防止するために、負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃを負荷電流と称する場合がある。
　交流電源１の負荷電流の変動を問わず発生する電流成分として、以下の(1)に示す周波数の電流成分がある。
(1)電源周波数１ｆ，電源周波数３ｆ，電源周波数５ｆ，…，電源周波数（２ｎ－１）ｆ、（ｎ＝１，２，３，…）
　「電源周波数１ｆ」は電源電流の基本波の周波数を表し、「電源周波数（２ｎ－１）」は電源電流の２ｎ－１次高調波の周波数を表す。すなわち、基本波成分と、奇数次高調波成分とが、交流電源１の負荷電流の変動を問わず発生する。
　負荷電流の基本波成分の影響により入力電流Ｉｓに発生する電流成分として、以下の(2)～(7)に示す周波数の電流成分がある。なお、「電源周波数３ｆ」は電源電流の３次高調波の周波数を表し、「電源周波数５ｆ」は、電源電流の５次高調波の周波数を表す。
(2)電源周波数１ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(3)電源周波数１ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(4)電源周波数３ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(5)電源周波数３ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(6)電源周波数５ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(7)電源周波数５ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
　また、負荷電流の２次高調波成分の影響により入力電流Ｉｓに発生する電流成分として、以下の（8）～（13）に示す周波数の電流成分がある。なお、これらは、図５中では括弧内に記載している（例えば「（80,120）」が該当）。
(8)電源周波数１ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(9)電源周波数１ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(10)電源周波数３ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(11)電源周波数３ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(12)電源周波数５ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(13)電源周波数５ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
　このように、(1)に示した周波数の電流成分以外については、電源周波数と負荷電流変動周波数とに依存して発生し、発生量は負荷電流の変動幅が大きいほど増加する。図５に示すように、５０Ｈｚ（電源周波数）の倍数である奇数次高調波および偶数次高調波ではなく、その間の次数間高調波になる場合がほとんどである。上記の規格６１０００－４－７で定められたグルーピング処理を行うと、例えば、負荷電流変動周波数が３０Ｈｚの場合には、周波数が８０Ｈｚ，９０Ｈｚ，１１０Ｈｚ，１２０Ｈｚの各電流成分が発生するが、これらは偶数次高調波の１００Ｈｚにグルーピングされるため、偶数次高調波が増加することになる。偶数次高調波は上記の規格６１０００－３－２などでは限度値が低く設定されているため、このような、偶数次高調波にグルーピングされる次数間高調波が発生すると、偶数次高調波が限度値を超過してしまう可能性が高まる。
　上記の(2)～(13)に示した周波数の次数間高調波は、負荷電流変動周波数がゼロとなれば、すなわち、負荷電流が直流となれば、発生しない。そのため、負荷電流が直流となるように制御部９が負荷６を制御すれば、図６に示すように入力電流Ｉｓのアンバランスが発生せず、次数間高調波の発生を抑制できることは明らかである。図６は、電力変換装置１００が定電流で負荷６を動作させた場合の電流および電圧の波形の一例を示す図である。
　このように、平滑部４を構成するコンデンサ４ａおよび４ｂから常に一定の電荷を消費するように定電流で負荷６を動作させることにより、コンデンサ４ａおよび４ｂの充放電のバラつきが無くなる。この結果、電源電圧Ｖｓと入力電流Ｉｓとが同期した波形となり、入力電流Ｉｓは奇数次高調波を多く含む波形となる。一般的に、電源電流（本実施の形態の入力電流Ｉｓに相当）は、電源電圧Ｖｓと同期しており奇数次高調波を多く含む。そのため、上述したように、規格６１０００－３－２では、奇数次の高調波の限度値が高く設定されており、偶数次の高調波の限度値は低く設定されている。したがって、偶数次にグルーピングされる次数間高調波の発生を抑制する必要がある。
　以上のことから、偶数次高調波を発生させないためには、インバータ５から負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃに生じる交流成分を抑制する必要があり、正確に直流電流Ｉｄｃを検出する必要がある。
　ここで、従来は、図７に示すように、キャリア信号の１周期内の、図３に示す電圧ベクトルを出力しているタイミングで電流を検出し、この検出結果を用いてインバータを制御している。図７は、負荷電流の一般的な検出方法を説明するための図である。図７の上段は、キャリア信号と、電動機に印加する各相の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）との関係を示す。図７の下段は、電動機に流れる電流と、電流を検出するタイミング（●で表す電流測定点が該当）とを示す。図７に示す負荷電流検出方法では、電圧ベクトルが変化してから次に変化するまでの期間において１回、電流を検出する。
　しかし、実際には、図７からも分かるように、電動機に連続的に電流が流れており、電圧ベクトルが同じ区間でも電流は変化する。そのため、検出タイミングに依存して検出値が変化し、正確な値を得ることができない可能性がある。また、電流が流れない区間もあるため検出は容易ではない。電流の検出タイミングを細かくする方法もあるが、キャリア信号の周期が数十μ秒～数百μ秒であるのに対して、一般的なマイコンのアナログデジタル変換の速度は数μ秒程度であり、時間分解能が不足する恐れがある。また、頻繁にアナログデジタル変換を行うとマイコン全体の処理時間に影響を与える恐れもあるため現実的ではない。
　そこで、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、図８に示すような方法を用いて電流検出を行う。図８は、電力変換装置１００のインバータ５から負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃの検出方法を説明するための図である。図８に示す方法では、１キャリア周期を、予め定められた長さの期間である単位時間とし、１キャリア周期内のあるタイミングで検出された電流値（瞬時値）と、インバータ５に出力するＰＷＭ信号とに基づいて、直流電流Ｉｄｃの単位時間あたりの平均値を求める。
　電力変換装置１００では、インバータ５に対するＰＷＭ信号を生成する際に使用するキャリア信号と電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊およびＶｗ＊との関係により、制御部９からインバータ５へ実ベクトルが出力されている時間を推測可能である。なお、ここでの実ベクトルとは、図３に示すＶ０ベクトルおよびＶ７ベクトル以外の電圧ベクトル、すなわち、インバータ５から負荷６に電流を流す時に出力される電圧ベクトルである。制御部９は、Ｖ１ベクトル～Ｖ６ベクトルのそれぞれが出力されている時間を推測可能である。実ベクトルが出力されている時間は、例えば、図８に示す時間ｔ１の場合、電圧指令Ｖｗ＊とキャリア信号とが交差する点と、電圧指令Ｖｖ＊とキャリア信号とが交差する点の差分の時間となる。これに関してはキャリア信号の上りのタイミングをｖ＝ａ×ｔ＋ｂとし、電圧指令Ｖｖ＊およびＶｗ＊をそれぞれｖに代入してｔを求めて差分をとればよい。なお、ｖは図８における縦軸の電圧指令値、ｔは図８における横軸の時間、ａ，ｂは定数である。このようにして求めたｔ１とその区間で検出した電流Ｉ１の積を求めることで、面積を求めることができる。同様にして、図８に示すＩ２×ｔ２、Ｉ３×ｔ３、Ｉ４×ｔ４を求め、合算する。これをキャリア周期の時間で除することで１キャリア周期において負荷６に流れる電流の平均値である平均負荷電流を求めることができる。このような方法を用いることで安価なシャント抵抗を用いる場合など、電流検出タイミングを細かくすることが難しい場合でも、平均負荷電流の検出誤差の発生を抑制し、負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃを一定に制御することが可能となる。
　なお、電圧ベクトルのそれぞれに対応する時間区間（ｔ１～ｔ４）である電流検出区間における電流検出タイミングは、各電流検出区間の中央付近が望ましい。電流検出区間の中央付近で検出を行うことで、電流の検出誤差を抑制し、面積を高精度に算出することが可能となる。ただし、電流検出区間の幅が狭い場合に中央付近で検出を行うと、電流検出区間の切り替わり時にリンギングが発生し、それが中央付近まで継続してしまい、その影響を受けて検出精度が劣化する可能性がある。そのため、電流検出区間の幅が狭い場合は、リンギングの影響を受けなくなるまで待ってから検出を行うようにしてもよい。
　また、直流電流Ｉｄｃのピーク電流は、電動機に流れる電流の６倍の周波数で脈動する。そのため、６倍の周波数の周期で、前述のような電流の面積を加算して平均値を求めてもよい。また、その他の脈動による影響を除外するために、１キャリア周期とは別の周期で平均値を求めてもよい。例えば、１キャリア周期の整数倍の周期を単位時間とし、単位時間あたりの直流電流Ｉｄｃの平均値を求めてもよい。
　また、図８では、各電流検出区間において電流測定を１回行う例を示したが、１つの電流検出区間で電流測定を複数回行い、測定値を平均して上記の面積算出に用いてもよい。
　このような方法で求めた電流値（直流電流Ｉｄｃ）が一定となるよう、電動機に発生させるトルクを制御することで、負荷トルクの脈動の周期に合わせてコンデンサ４ａおよび４ｂから消費される電荷の量が、負荷トルクの脈動の周期のそれぞれで均一となり、入力電流Ｉｓの高調波を低減させることが可能となる。これにより、リアクトル２やコンデンサ４ａおよび４ｂの容量が小さい状況においても効果的に高調波電流を低減することができ、機器の小型軽量化と低コスト化が図れる。
　負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃが一定になるように、電動機に発生させるトルクを制御する方法については、公知の技術を用いることで容易に実現することが可能である。例えば、制御部９は、負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃが一定となるように、電動機のトルク電流であるｑ軸電流指令値を補償し、電動機を動作させることで有効電力を容易に操作することが可能であり、負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃが一定となるように制御できる。
　また、コンデンサ４ａおよび４ｂの充放電については、リアクトル２による起電力および電圧降下の影響や、コンデンサ４ａおよび４ｂの容量による影響も受ける。リアクトル２やコンデンサ４ａおよび４ｂの容量が十分大きい場合（リアクトル２は数ｍＨ、コンデンサ４ａおよび４ｂは数百μＦ）は、直流電圧Ｖｄｃの変動が小さくなるため、直流電流Ｉｄｃに脈動が重畳しても入力電流Ｉｓに奇数次高調波以外の成分が発生しづらくなる。そのため、奇数次高調波以外の電流の発生量を考慮しながら、従来の制御のような負荷トルクを脈動させる制御を用いてもよい。このようにすることで、制御対象の電動機が駆動する圧縮機の振動の低減と、高調波電流の削減との両立を図ることが可能となる。
　なお、一般的なシングルロータリ圧縮機およびツインロータリ圧縮機といった、電動機に接続される負荷において、負荷トルクの脈動による速度変動に伴う振動の増加を抑制するために、電動機が出力するトルクを負荷トルクの脈動と略一致させることで速度変動を防止している。加えて、消費電力が大きくなりすぎないように、電動機の出力トルクを抑制するよう動作させている。
　このような動作の場合、負荷トルクに応じて負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃが変動し、前述の通り入力電流Ｉｓの高調波電流が悪化してしまう。電動機を駆動するインバータの場合には、負荷電力は電動機の機械角周波数ωとトルクτとの積で決まる。そのため、機械角周波数ωを変動させるか、トルクτを変動させることで直流電流Ｉｄｃを一定に近づけるよう制御させることが可能である。
　ただし、さらに電源高調波電流が増加しないよう、負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃの脈動を抑制するように動作させると、振動が増加してしまう懸念がある。一般的に電動機の場合、電力変動は負荷トルクに比例し、慣性モーメントに反比例する。負荷トルクによる負荷６に流れる直流電流Ｉｄｃの変動が許容できない場合には、慣性モーメントを大きくするよう設計することで対応することが可能となる。このような対応を行うことで、振動の抑制と電源高調波電流の抑制を両立させることができる。
　なお、従来の一般的なシングルロータリ圧縮機やツインロータリ圧縮機などの電動機の負荷において、負荷トルクの脈動による速度変動に伴う振動の増加を抑制するために、電動機が出力するトルクを負荷トルクの脈動と略一致させることで速度変動を防止しており、加えて消費電力が大きくなりすぎないよう電動機の出力トルクを抑制するよう動作させている。
　このような動作の場合、負荷トルクに応じて負荷電流が変動し、前述の通り入力電流の高調波電流が悪化してしまう。電動機を駆動するインバータの場合には、負荷電力は機械角周波数ωとトルクτとの積で電力が決まる。そのため、機械角周波数ωを変動させるか、トルクτを変動させることで負荷電流である直流電流Ｉｄｃを一定に近づけるよう制御させることが可能である。
　ただし、さらに電源高調波電流が増加しないよう、負荷電流の脈動を抑制するように動作させると、電源電流の振動が増加してしまう懸念がある。一般的な電動機の場合、電力変動は負荷トルクに比例し、慣性モーメントに反比例する。負荷トルクの変動による負荷電流の変動量が許容できない場合には、慣性モーメントを大きくするよう設計することで対応することが可能となる。このような対応を行うことで、振動の抑制と電源高調波電流の抑制を両立させることができる。すなわち、電力変換装置１００の制御部９は、電流検出器７で検出される直流電流Ｉｄｃの変動量が許容可能な範囲となるよう、換言すれば、直流電流Ｉｄｃの変動量が定められた値以下となるよう、インバータ５を介して負荷６を制御する。許容可能な範囲とは、電源電流の次数間高調波発生の影響を受ける偶数次高調波が規格の限度値以下の状態を維持可能な範囲であり、リアクトル２のインダクタンス、コンデンサ４ａ，４ｂの静電容量などを考慮して予め決定しておく。
　なお、空調用の圧縮機駆動用インバータのスイッチング周波数は、電源高調波規制値である４０次高調波の２ｋＨｚ（電源主端数が５０Ｈｚ時）または２．４ｋＨｚ（電源周波数が６０Ｈｚ時）よりも高い。インバータにおける負荷電流はスイッチング周波数に応じたパルス状となるが、このパルス状の電流は電源高調波に影響を与えにくい。そのため、負荷電流の脈動成分は電源高調波規制値である４０次高調波の周波数以下を抑制するようにすればよい。
　つづいて、電力変換装置１００が備える制御部９のハードウェア構成について説明する。図９は、実施の形態１にかかる電力変換装置１００が備える制御部９を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。電力変換装置１００の制御部９は、例えば、図９に示すプロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）等である。なお、メモリ９２には電力変換装置１００の制御部９として動作するためのプログラムが格納され、このプログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより制御部９が実現される。メモリ９２に格納される上記のプログラムは、例えば、ＣＤ（Compact　Disc）－ＲＯＭ、ＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）－ＲＯＭなどの記憶媒体に書き込まれた状態でユーザ等に提供される形態であってもよいし、ネットワークを介して提供される形態であってもよい。
　なお、制御部９は、専用の処理回路、例えば、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）、またはこれらを組み合わせた回路で実現することも可能である。
　以上説明したように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００において、インバータ５を制御する制御部９は、キャリア信号の１周期の整数倍の時間を単位時間とし、単位時間を電圧ベクトルに基づき複数の電流検出区間に分割し、複数の電流検出区間のそれぞれについて、電流検出区間の時間幅と電流検出区間で電流検出器７が検出した直流電流Ｉｄｃとの積を算出し、算出した積の単位時間あたりの合計値が単位時間ごとに一定となるようインバータ５を制御する。これにより、電流検出の分解能を高めることが難しいシャント抵抗等を電流検出器７として用いる場合でも、平滑部４とインバータ５との間に流れる直流電流を高精度に検出することができ、所定のタイミングで得られる電流の瞬時値に基づいて行う負荷６の制御を高精度化できる。
実施の形態２．
　本実施の形態では、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を適用して実現可能な装置について説明する。一例として、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を使用するヒートポンプ装置について説明する。
　図１０は、実施の形態２にかかるヒートポンプ装置２００の構成例を示す図である。実施の形態２にかかるヒートポンプ装置２００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備える。
　また、ヒートポンプ装置２００は、四方弁９０２と、図１に示した負荷６を構成する圧縮機９０３と、熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、熱交換器９１０とが、冷媒配管９１２を介して取り付けられた構成の冷凍サイクルを備えている。
　圧縮機９０３には、冷媒配管９１２内を循環する冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させる電動機９０５とが設けられている。電動機９０５は図１に示した負荷６を構成し、電力変換装置１００から電力の供給を受けて駆動する。
　このような構成のヒートポンプ装置２００は、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に利用することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクトル、３　整流器、４　平滑部、４ａ，４ｂ　コンデンサ、５　インバータ、６　負荷、７　電流検出器、８　電圧検出器、９　制御部、１００　電力変換装置、２００　ヒートポンプ装置、９０２　四方弁、９０３　圧縮機、９０４　圧縮機構、９０５　電動機、９０６，９１０　熱交換器、９０８　膨張弁、９１２　冷媒配管。

Claims (4)

  1. 　交流電源から供給される交流電力を整流するコンバータと、
    　前記コンバータの出力端に接続され、前記コンバータが出力する電力を平滑化する平滑部と、
    　前記平滑部の両端に接続され、負荷に出力する交流電力を生成するインバータと、
    　前記平滑部と前記インバータとの間に流れる電流を検出する電流検出器と、
    　前記インバータを制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、予め定められた長さの期間である単位時間を、前記インバータを構成する各スイッチング素子の状態を表す電圧ベクトルに基づき複数の電流検出区間に分割し、複数の前記電流検出区間のそれぞれについて、電流検出区間の時間幅と電流検出区間で前記電流検出器が検出した電流値との積を算出し、算出した積の前記単位時間あたりの合計値が前記単位時間ごとに一定となるよう前記インバータを制御する、
    　電力変換装置。
  2. 　前記インバータに出力する制御信号の生成に用いるキャリア信号の１周期の整数倍の時間を前記単位時間とする、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電流検出器をシャント抵抗で構成する、
    　請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置を備えるヒートポンプ装置。
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