WO2022264393A1 - 光センサ装置 - Google Patents

光センサ装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2022264393A1
WO2022264393A1 PCT/JP2021/023157 JP2021023157W WO2022264393A1 WO 2022264393 A1 WO2022264393 A1 WO 2022264393A1 JP 2021023157 W JP2021023157 W JP 2021023157W WO 2022264393 A1 WO2022264393 A1 WO 2022264393A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
frequency
optical
analog
light
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2021/023157
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
隼也 西岡
隆典 山内
巨生 鈴木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to CN202180099312.0A priority Critical patent/CN117460946A/zh
Priority to GB2318421.1A priority patent/GB2622968B/en
Priority to JP2023528906A priority patent/JP7350217B2/ja
Priority to PCT/JP2021/023157 priority patent/WO2022264393A1/ja
Priority to KR1020237042946A priority patent/KR102650419B1/ko
Publication of WO2022264393A1 publication Critical patent/WO2022264393A1/ja
Priority to US18/379,584 priority patent/US20240053256A1/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01B—MEASURING LENGTH, THICKNESS OR SIMILAR LINEAR DIMENSIONS; MEASURING ANGLES; MEASURING AREAS; MEASURING IRREGULARITIES OF SURFACES OR CONTOURS
    • G01B9/00—Measuring instruments characterised by the use of optical techniques
    • G01B9/02—Interferometers
    • G01B9/02001—Interferometers characterised by controlling or generating intrinsic radiation properties
    • G01B9/02002—Interferometers characterised by controlling or generating intrinsic radiation properties using two or more frequencies
    • G01B9/02003—Interferometers characterised by controlling or generating intrinsic radiation properties using two or more frequencies using beat frequencies
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C3/00—Measuring distances in line of sight; Optical rangefinders
    • G01C3/02—Details
    • G01C3/06—Use of electric means to obtain final indication
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
    • G01N21/00—Investigating or analysing materials by the use of optical means, i.e. using sub-millimetre waves, infrared, visible or ultraviolet light
    • G01N21/17—Systems in which incident light is modified in accordance with the properties of the material investigated
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01B—MEASURING LENGTH, THICKNESS OR SIMILAR LINEAR DIMENSIONS; MEASURING ANGLES; MEASURING AREAS; MEASURING IRREGULARITIES OF SURFACES OR CONTOURS
    • G01B9/00—Measuring instruments characterised by the use of optical techniques
    • G01B9/02—Interferometers
    • G01B9/02001—Interferometers characterised by controlling or generating intrinsic radiation properties
    • G01B9/02002—Interferometers characterised by controlling or generating intrinsic radiation properties using two or more frequencies
    • G01B9/02004—Interferometers characterised by controlling or generating intrinsic radiation properties using two or more frequencies using frequency scans
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/26—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable characterised by optical transfer means, i.e. using infrared, visible, or ultraviolet light
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
    • G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
    • G01S17/06—Systems determining position data of a target
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
    • G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
    • G01S17/06—Systems determining position data of a target
    • G01S17/08—Systems determining position data of a target for measuring distance only
    • G01S17/32—Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S17/34—Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/48—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S17/00
    • G01S7/497—Means for monitoring or calibrating
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B3/00—Apparatus for testing the eyes; Instruments for examining the eyes
    • A61B3/10—Objective types, i.e. instruments for examining the eyes independent of the patients' perceptions or reactions
    • A61B3/102—Objective types, i.e. instruments for examining the eyes independent of the patients' perceptions or reactions for optical coherence tomography [OCT]

Definitions

  • the present disclosure relates to an optical sensor device.
  • a wavelength-swept optical coherence tomography (SS-OCT: Swept Source-OCT) that employs a wavelength-scanning interference method splits wavelength-swept light, whose frequency changes over time, into signal light and reference light.
  • SS-OCT emits branched signal light toward a measurement target, receives signal light reflected by the measurement target, and causes the received signal light to interfere with the branched reference light to generate interference light. to obtain the beat signal.
  • SS-OCT measures the distance from the light source to the measurement target by measuring the frequency of the acquired beat signal.
  • the optical distance measuring device described in Patent Document 1 compensates for such nonlinearity of the wavelength swept light. More specifically, the optical distance measuring device uses a laser light source with a known frequency-modulated waveform, and performs regression analysis on the beat signal based on the known frequency-modulated waveform by digital signal processing to determine the wavelength. Compensate for the nonlinearity of the swept light.
  • Patent Document 1 requires regression analysis for each measurement to compensate for the nonlinearity of the wavelength-swept light, which poses a problem of increased signal processing load.
  • the present disclosure has been made to solve the above problems, and provides a technique for reducing the signal processing load caused by compensating for the nonlinearity of wavelength-swept light.
  • the optical sensor device includes a wavelength swept light source that outputs light whose frequency changes over time, an optical splitter that splits the light output from the wavelength swept light source 1 into signal light and local light, and an optical splitter.
  • the signal light branched by the device is emitted toward the measurement target, and the optical sensor head receives the reflected light reflected by the measurement target, the local light branched by the optical branching device, and the optical sensor head receive An optical heterodyne receiver that obtains a received signal as an electrical signal by combining reflected light and photoelectrically converting the combined light, and converting the received signal obtained by the optical heterodyne receiver into a digital signal by sampling.
  • a first digital-to-analog converter that generates a first clock signal for the analog-to-digital converter; and a signal that calculates measurement data relating to the object to be measured based on the received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter.
  • the optical heterodyne receiver multiplexes the local light split by the optical splitter and the internally reflected light obtained by internally reflecting the signal light split by the optical splitter, and multiplexes them.
  • the analog-to-digital converter further converts the internal received signal obtained by the optical heterodyne receiver into a digital signal by sampling
  • the signal processing device based on the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter, further calculates first frequency fluctuation reference signal data as a reference for the frequency fluctuation of the light output from the wavelength swept light source
  • the first digital-to-analog converter converts the first frequency variation reference signal data calculated by the signal processing device into an analog signal to generate a first frequency variation reference signal as a first clock signal
  • the received signal acquired by the optical heterodyne receiver is sampled in synchronization with the first frequency-varying reference signal generated by the digital-to-analog converter.
  • the signal processing load caused by compensating for the nonlinearity of the wavelength swept light is reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an optical sensor device according to Embodiment 1;
  • FIG. 10 is a graph showing temporal changes in the frequency of an internal received signal obtained by an optical heterodyne receiver combining local light and internal reflected light and photoelectrically exchanging the combined light in a specific example of Embodiment 4; FIG. .
  • FIG. 13A is a block diagram showing a hardware configuration that implements the functions of the signal processing device according to Embodiments 1-4.
  • FIG. 13B is a block diagram showing a hardware configuration for executing software realizing the functions of the signal processing device according to Embodiments 1-4.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an optical sensor device 1000 according to Embodiment 1.
  • the optical sensor device 1000 includes a wavelength swept light source 1, an optical splitter 2, an optical circulator 3, a reference reflection point 4, an optical sensor head 5, an optical heterodyne receiver 6, and an analog-to-digital converter 7 (ADC). , a digital-analog converter 8 (DAC) (first digital-analog converter), a signal processor 9 , a reference clock 10 , a splitter 11 , a phase-locked loop 12 (PLL), and a switch 13 .
  • DAC digital-analog converter 8
  • PLL phase-locked loop 12
  • the wavelength swept light source 1 outputs light whose frequency changes over time (wavelength swept light) to the optical splitter 2 . That is, the wavelength swept light source 1 performs frequency sweep (wavelength sweep). In other words, the swept wavelength light source 1 outputs light whose wavelength changes with time to the optical branching device 2 .
  • the wavelength swept light source 1 it is possible to use a laser light source whose wavelength is controllable by controlling the cavity length, or a laser light source whose wavelength changes depending on the amount of injected current.
  • the swept wavelength light source 1 may output light that alternately repeats continuous triangular up-chirp and down-chirp by sweeping the frequency, or output light that repeats sawtooth-wave up-chirp.
  • light that repeats a sawtooth-like down-chirp may be output, or a chirped pulse signal of pulsed up-chirp or down-chirp may be output.
  • the optical splitter 2 splits the light output from the wavelength swept light source into signal light and local light.
  • the optical splitter 2 outputs the split signal light to the optical circulator 3, and outputs the split local light to the optical heterodyne receiver 6 (22 in FIG. 1).
  • the optical circulator 3 outputs the signal light split by the optical splitter 2 to the reference reflection point 4 .
  • the reference reflection point 4 internally reflects the signal light split by the optical splitter 2 by partially reflecting it. More specifically, in the first embodiment, the reference reflection point 4 internally reflects the signal light output from the optical circulator 3 by partially reflecting it. Internally reflected light internally reflected by the reference reflection point 4 is output to the optical heterodyne receiver 6 via the optical circulator 3 . The signal light that has passed through the reference reflection point 4 is output to the optical sensor head 5 .
  • Examples of reference reflection points 4 include partially reflecting mirrors or connector end faces.
  • the optical sensor head 5 emits the signal light (51 in FIG. 1) branched by the optical splitter 2 toward the measurement target 999, and receives the reflected light (51 in FIG. 1) reflected by the measurement target 999. . More specifically, in the first embodiment, the optical sensor head 5 emits the signal light (51 in FIG. 1) that has passed through the reference reflection point 4 toward the measurement target 999, and receives the signal light reflected by the measurement target 999. Receive light (51 in FIG. 1). The optical sensor head 5 outputs the received reflected light to the optical heterodyne receiver 6 via the reference reflection point 4 and the optical circulator 3 (31 in FIG. 1).
  • the optical circulator 3 outputs the signal light (21 in FIG. 1) input from the optical splitter 2 side to the reference reflection point 4, and the reflected light input from the reference reflection point 4 side or The internally reflected light ( 31 in FIG. 1) is output to the optical heterodyne receiver 6 .
  • the optical heterodyne receiver 6 multiplexes the local light (22 in FIG. 1) branched by the optical splitter 2 and the reflected light (31 in FIG. 1) received by the optical sensor head 5, and outputs the combined light.
  • a reception signal (beat signal) as an electric signal is obtained by photoelectric conversion. That is, the optical heterodyne receiver 6 heterodynes the local light (22 in FIG. 1) split by the optical splitter 2 and the reflected light (31 in FIG. 1) received by the optical sensor head 5.
  • the optical heterodyne receiver 6 photoelectrically converts the combined light using, for example, a photodiode (PD).
  • PD photodiode
  • the optical heterodyne receiver 6 receives the local light (22 in FIG. 1) split by the optical splitter 2 and the internally reflected light (22 in FIG. 1) obtained by internally reflecting the signal light split by the optical splitter 2. 31) and photoelectrically convert the combined light to obtain an internal received signal as an electrical signal. More specifically, the optical heterodyne receiver 6 combines the local light (22 in FIG. 1) split by the optical splitter 2 and the internal reflected light (31 in FIG. 1) reflected by the reference reflection point 4. By photoelectrically converting the combined light, an internal received signal as an electrical signal is further obtained. The optical heterodyne receiver 6 outputs the acquired received signal and internal received signal (61 in FIG. 1) to the analog-to-digital converter 7, respectively.
  • the reference clock 10 generates a reference clock signal.
  • the reference clock 10 outputs the generated reference clock signal to the splitter 11 .
  • Brancher 11 branches the reference clock signal generated by reference clock 10 to signal processing device 9 and phase-locked loop 12 .
  • phase-locked loop 12 generates a second clock signal for the analog-to-digital converter 7 . More specifically, in the first embodiment, phase-locked loop 12 generates the second clock signal for analog-to-digital converter 7 in synchronization with the reference clock signal branched by splitter 11 . The phase-locked loop 12 outputs the generated second clock signal (121 in FIG. 1) to the digital-analog converter 8 and outputs the generated second clock signal (122 in FIG. 1) to the switch 13.
  • a digital-to-analog converter 8 (DAC) generates a first clock signal for the analog-to-digital converter 7 . More specifically, the digital-to-analog converter 8 generates the first clock signal for the analog-to-digital converter 7 in synchronization with the second clock signal generated by the phase-locked loop 12 . The digital-to-analog converter 8 outputs the generated first clock signal ( 81 in FIG. 1) to the switch 13 . Details of the first clock signal will be described later.
  • the digital-to-analog converter 8 is configured to generate the first clock signal for the analog-to-digital converter 7 in synchronization with the second clock signal generated by the phase-locked loop 12.
  • the optical sensor device 1000 may additionally include a circuit that generates a clock, and the digital-to-analog converter 8 generates the first clock signal of the analog-to-digital converter 7 in synchronization with the clock generated by the circuit. may be generated. That is, the frequency of the first clock signal and the frequency of the second clock signal need not be synchronized.
  • the switch 13 switches the clock signal of the analog-to-digital converter 7 to either the first clock signal generated by the digital-to-analog converter 8 or the second clock signal generated by the phase-locked loop 12 .
  • the switch 13 changes the clock signal of the analog-to-digital converter 7 to the second clock signal generated by the phase-locked loop 12.
  • the switch 13 switches the clock signal of the analog-to-digital converter 7 to the first clock signal generated by the digital-to-analog converter 8 .
  • the analog-to-digital converter 7 samples the internal received signal acquired by the optical heterodyne receiver 6 to convert it into a digital signal. More specifically, in Embodiment 1, analog-to-digital converter 7 samples the internal received signal acquired by optical heterodyne receiver 6 in synchronization with the second clock signal generated by phase-locked loop 12 . More specifically, in Embodiment 1, the analog-to-digital converter 7 samples the internal received signal acquired by the optical heterodyne receiver 6 in synchronization with the second clock signal switched by the switch 13 . The analog-to-digital converter 7 outputs the internal received signal (71 in FIG. 1) converted into a digital signal to the signal processing device 9. FIG.
  • the signal processing device 9 calculates first frequency variation reference signal data as a reference for the frequency variation of the light output from the wavelength swept light source 1 based on the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7 .
  • the signal processing device 9 synchronizes with the reference clock signal branched by the branching device 11, and based on the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7, the first , the frequency variation reference signal data is calculated.
  • the signal processing device 9 outputs the calculated first frequency variation reference signal data to the digital-analog converter 8 (91 in FIG. 1). More specifically, the signal processing device 9 stores the calculated first frequency variation reference signal data in a memory (not shown), and the memory transfers the stored first frequency variation reference signal data to the digital-to-analog converter 8. Output. Details of the first frequency variation reference signal data will be described later.
  • the digital-to-analog converter 8 converts the first frequency-variation reference signal data calculated by the signal processing device 9 into an analog signal, thereby generating the first frequency-variation reference signal as the above-described first clock signal. More specifically, in the first embodiment, the digital-to-analog converter 8 converts the first frequency variation reference signal data calculated by the signal processing device 9 in synchronization with the second clock signal generated by the phase-locked loop 12. By converting into an analog signal, a first frequency-varying reference signal is generated as the above-described first clock signal. The digital-to-analog converter 8 outputs the generated first frequency variation reference signal to the switch 13 .
  • the analog-to-digital converter 7 (ADC) further converts the received signal acquired by the optical heterodyne receiver 6 into a digital signal by sampling. More specifically, the analog-to-digital converter 7 samples the received signal acquired by the optical heterodyne receiver 6 in synchronization with the first frequency-varying reference signal generated by the digital-to-analog converter 8 . More specifically, in Embodiment 1, analog-to-digital converter 7 samples the received signal acquired by optical heterodyne receiver 6 in synchronization with the first frequency-varying reference signal switched by switch 13 . The analog-to-digital converter 7 outputs the received signal ( 71 in FIG. 1) converted into a digital signal to the signal processing device 9 .
  • the signal processing device 9 calculates measurement data regarding the measurement target 999 based on the received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7 .
  • the signal processing device 9 outputs the calculated measurement data to the outside (92 in FIG. 1).
  • the optical sensor device 1000 may further include a display device for displaying the calculated measurement data as an image. Examples of measurement data calculated by the signal processing device 9 include information indicating the distance from the optical sensor device 1000 to the measurement target 999, information indicating the position of the measurement target 999, and the like.
  • FIG. 2 is a graph for explaining a specific example of signal processing by the photosensor device 1000 when the frequency of the wavelength-swept light exhibits linearity. That is, in the specific example, the wavelength swept light source 1 outputs wavelength swept light exhibiting linearity (for example, linear up-chirp).
  • FIG. 2(a) shows the temporal change (dashed line) in the frequency of the local light branched by the optical splitter 2 and the temporal change (solid line) in the frequency of the reflected light received by the optical sensor head 5 from the object 999 to be measured. It is a graph showing.
  • FIG. 2B shows the frequency (heterodyne frequency) of the reception signal (difference beat A) acquired by the optical heterodyne receiver 6 combining local light and reflected light and photoelectrically exchanging the combined light. It is a graph which shows a time change.
  • (c) of FIG. 2 is a graph showing a frequency spectrum obtained by performing fast Fourier transform (FFT) by the signal processor 9 on the received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7 .
  • FFT fast Fourier transform
  • the signal processing device 9 can calculate the position information of the measurement object based on the FFT bin number including the specific frequency.
  • FIG. 3 is a graph for explaining a specific example of signal processing by the optical sensor device 1000 when nonlinearity is not compensated. That is, in the specific example, the wavelength swept light source 1 outputs wavelength swept light exhibiting nonlinearity (for example, linear up-chirp). Further, in this specific example, the analog-to-digital converter 7 generates the second clock signal generated by the phase-locked loop 12 without synchronizing with the first frequency-fluctuation reference signal generated by the digital-to-analog converter 8, as described above. , the received signal acquired by the optical heterodyne receiver 6 is sampled.
  • the wavelength swept light source 1 outputs wavelength swept light exhibiting nonlinearity (for example, linear up-chirp).
  • the analog-to-digital converter 7 generates the second clock signal generated by the phase-locked loop 12 without synchronizing with the first frequency-fluctuation reference signal generated by the digital-to-analog converter 8, as described above.
  • FIG. 3 shows the temporal change (dashed line) of the frequency of the local light branched by the optical splitter 2 and the temporal change of the frequency of the reflected light received by the optical sensor head 5 from the measurement target 999 in the specific example.
  • (solid line) shows the frequency of the received signal (difference beat A) acquired by the optical heterodyne receiver 6 combining local light and reflected light and photoelectrically exchanging the combined light in the specific example. It is a graph which shows a time change of (heterodyne frequency).
  • FIG. 3(c) is a graph showing a frequency spectrum obtained by the fast Fourier transform (FFT) performed by the signal processor 9 on the received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7 in the specific example.
  • FFT fast Fourier transform
  • the frequency of the swept wavelength light output from the swept wavelength light source 1 exhibits nonlinearity
  • the frequency of the local oscillator light and the frequency of the light reflected by the measurement target 999 are shown in (a) of FIG.
  • the frequency of the reflected light and the frequency of the reflected light each show a curve, and the time delay A between the local light and the reflected light reflected by the measurement object 999 varies over time. Therefore, as shown in FIG. 3(b), the frequency of the difference beat A, which is the beat signal obtained by combining them, also changes with the lapse of time. Therefore, as shown in (c) of FIG. 3, the frequency spectrum based on the difference beat A spreads in the frequency axis direction, and the resolution of the position measurement of the object to be measured decreases.
  • the optical heterodyne receiver 6 combines the local light split by the optical splitter 2 and the internal reflected light reflected by the reference reflection point 4 in a state where the reflected light reflected from the measurement object 999 is cut off. By photoelectrically converting the combined light, an internal received signal is obtained as an electrical signal.
  • the analog-to-digital converter 7 samples the internal received signal acquired by the optical heterodyne receiver 6 in synchronization with the second clock signal switched by the switch 13 (the second clock signal generated by the phase-locked loop 12). converted into a digital signal.
  • the signal processing device 9 calculates first frequency variation reference signal data based on the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7, and stores it in a memory (not shown). For example, the signal processing device 9 calculates the instantaneous frequency of the internal received signal by performing the Hilbert transform on the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7, and multiplies the calculated instantaneous frequency to obtain the second 1 is calculated.
  • the signal processing device 9 calculates the instantaneous frequency f ref (t) of the internal reception signal by Hilbert transforming the internal reception signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7, By multiplying the calculated instantaneous frequency f ref (t) by K, the first frequency variation reference signal data of the frequency component Kf ref (t) is calculated.
  • K is a positive integer.
  • the digital-to-analog converter 8 converts the first frequency variation reference signal data calculated by the signal processing device 9 and stored in a memory (not shown) into an analog signal, thereby producing the first frequency variation reference signal as a first clock signal. to generate
  • the analog-to-digital converter 7 synchronizes with the first frequency-varying reference signal generated by the digital-to-analog converter 8, and converts the above-described internal received signal and the above-described received signal obtained by the optical heterodyne receiver 6, respectively. Each is converted into a digital signal by sampling.
  • the internal reception signal here is obtained again by the optical heterodyne receiver 6 .
  • the received signal here is the optical heterodyne receiver 6 which combines the local light beam split by the optical splitter 2 and the reflected light received by the optical sensor head 5, and the multiplexed light beam is acquired as an electrical signal by photoelectric conversion.
  • the signal processing device 9 performs fast Fourier transform (FFT) on the internal received signal and the received signal converted into digital signals by the analog-to-digital converter 7, respectively.
  • FFT fast Fourier transform
  • FIG. 4 is a graph for explaining a specific example of signal processing for internally reflected light by the photosensor device 1000 according to the first embodiment.
  • (a) of FIG. 4 shows the temporal change (dashed line) of the frequency of the local light branched by the optical splitter 2 and the temporal change (dotted line) of the frequency of the internally reflected light reflected by the reference reflection point 4 in the specific example.
  • (dotted line) is a graph showing .
  • FIG. 4(b) shows an internal received signal (difference beat B) acquired by the optical heterodyne receiver 6 combining the local light and the internal reflected light and photoelectrically exchanging the combined light in the specific example.
  • 2 is a graph showing the time change (dotted line) of the frequency of (heterodyne frequency). Note that the dashed-dotted line in FIG. 4(b) indicates the first frequency variation reference signal.
  • FIG. 4 is a graph showing the frequency spectrum (dashed line) that is the result of fast Fourier transform of the internal reception signal by the signal processing device 9 in the specific example.
  • the internal received signal here is obtained again by the optical heterodyne receiver 6 and converted into a digital signal by sampling in synchronization with the above-mentioned first frequency variation reference signal by the analog-to-digital converter 7 .
  • the dotted line in FIG. 4(c) is the frequency spectrum when the analog-to-digital converter 7 samples the internal received signal in synchronization with the second clock signal of the phase-locked loop 12 and converts it into a digital signal.
  • the frequency of the local light and the frequency of the internally reflected light reflected by the reference reflection point 4 respectively show curves, and the time between the local light and the internally reflected light is Delay B varies over time. Therefore, as shown by the dotted line in FIG. 4(b), the frequency of the difference beat B, which is the beat signal obtained by combining them, is also the same as the difference beat A in FIG. 3(b). change over time.
  • the analog-to-digital converter 7 samples the internal received signal in synchronization with the above-described first frequency-fluctuation reference signal, thereby compensating for the nonlinearity of the wavelength-swept light. As indicated by the dashed line in c), spectral broadening is suppressed.
  • FIG. 5 is a graph for explaining a specific example of signal processing for reflected light by the optical sensor device 1000 according to the first embodiment.
  • FIG. 5(a) shows the time change (dashed line) of the frequency of the local light branched by the optical splitter 2 and the time change of the frequency of the reflected light received by the optical sensor head 5 from the measurement target 999 in the specific example. (solid line).
  • FIG. 5(b) shows the frequency of the received signal (difference beat A) acquired by the optical heterodyne receiver 6 combining the local light and the reflected light and photoelectrically exchanging the combined light in the specific example.
  • FIG. 10 is a graph showing a time change (solid line) of (heterodyne frequency); FIG. Note that the dashed-dotted line in FIG. 5(b) indicates the first frequency variation reference signal.
  • FIG. 5 is a graph showing the frequency spectrum (dashed line) that is the result of fast Fourier transform of the received signal by the signal processing device 9 in the specific example.
  • the received signal here is converted into a digital signal by sampling in synchronism with the above-described first frequency variation reference signal by the analog-to-digital converter 7 .
  • the solid line in FIG. 5(c) represents the frequency spectrum when the analog-to-digital converter 7 samples the received signal in synchronization with the second clock signal of the phase-locked loop 12 and converts it into a digital signal. show.
  • the frequency of the local light and the frequency of the reflected light received by the optical sensor head 5 from the measurement object 999 each show a curved line.
  • the time delay A varies over time. Therefore, as indicated by the solid line in FIG. 5(b), the frequency of the difference beat A, which is the beat signal obtained by combining them, also changes with the lapse of time.
  • the analog-to-digital converter 7 samples the received signal in synchronization with the above-described first frequency-fluctuation reference signal, thereby compensating for the nonlinearity of the wavelength swept light. ), the spectrum broadening is suppressed. Thereby, the signal processing device 9 can calculate the position information of the measurement object based on the FFT bin number.
  • Embodiment 1 by adopting a configuration in which sampling is performed with reference to the first frequency variation reference signal data calculated in advance based on the internally reflected light, the signal at the time of measurement can be easily obtained. A highly accurate optical sensor device 1000 with reduced processing load can be realized.
  • the optical sensor device 1000 includes the wavelength swept light source 1 that outputs light whose frequency changes over time, and the light output from the wavelength swept light source 1 as signal light and local light.
  • An optical branching device 2 for branching, an optical sensor head 5 for emitting the signal light branched by the optical branching device 2 toward an object to be measured and receiving the reflected light reflected by the object to be measured, and the optical branching device 2
  • An optical heterodyne receiver 6 that combines the branched local light and the reflected light received by the optical sensor head 5 and photoelectrically converts the combined light to obtain a received signal as an electrical signal; and an optical heterodyne receiver.
  • the analog-to-digital converter 7 that converts the received signal acquired by the device 6 into a digital signal by sampling
  • the digital-to-analog converter 8 that generates the first clock signal of the analog-to-digital converter 7
  • the analog-to-digital converter 7 converts the signal into a digital signal.
  • a signal processing device 9 for calculating measurement data relating to the object to be measured based on the converted received signal.
  • the signal light is combined with the internally reflected light that is internally reflected, and the combined light is photoelectrically converted to further acquire an internal received signal as an electrical signal.
  • the signal processing device 9 converts the light output from the wavelength swept light source 1 based on the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7.
  • the digital-to-analog converter 8 converts the first frequency fluctuation reference signal data calculated by the signal processing device 9 into an analog signal
  • a first frequency-varying reference signal is generated as the first clock signal
  • the analog-to-digital converter 7 synchronizes with the first frequency-varying reference signal generated by the digital-to-analog converter 8, and the optical heterodyne receiver 6 acquires Sample the received signal.
  • the nonlinearity of the wavelength swept light is compensated by sampling the received signal derived from the reflected light from the measurement object in synchronization with the first frequency-fluctuation reference signal derived from the internal received signal. can do. This eliminates the need for signal processing for compensating for the nonlinearity of the wavelength swept light for each measurement, thereby reducing the signal processing load caused by compensating for the nonlinearity of the signal processing wavelength swept light.
  • Embodiment 2 the configuration in which the waveform of the swept wavelength light output from the swept wavelength light source 1 does not change has been described. However, when the waveform of the wavelength swept light changes, the resolution of the position measurement of the object to be measured decreases. Therefore, in a second embodiment, a configuration for compensating for nonlinearity of wavelength swept light whose waveform changes will be described.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of optical sensor device 1001 according to the second embodiment.
  • optical sensor device 1001 includes, in addition to the configuration of optical sensor device 1000 according to Embodiment 1, digital-to-analog converter 14 (second DAC) (second digital-to-analog converter), frequency phase It further comprises a comparator 15, a loop filter 16, and a second splitter 17 (brancher).
  • second DAC digital-to-analog converter
  • second splitter 17 brancher
  • the second splitter 17 splits the internal received signal acquired by the optical heterodyne receiver 6 to the frequency phase comparator 15 and the analog-to-digital converter 7 .
  • the internal reception signal here is obtained by combining the local light beam split by the optical splitter 2 and the internal reflection light reflected by the reference reflection point 4 by the optical heterodyne receiver 6. It is obtained as an electric signal by photoelectrically converting the waved light.
  • the optical heterodyne receiver 6 acquires the internal received signal while blocking the reflected light from the object 999 to be measured.
  • the analog-to-digital converter 7 samples the internal received signal branched by the second splitter 17 in synchronization with the second clock signal generated by the phase-locked loop 12 and converts it into a digital signal.
  • the analog-to-digital converter 7 outputs the internally received signal converted into a digital signal to the signal processing device 9 .
  • the signal processing device 9 further calculates second frequency variation reference signal data based on the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7 . More specifically, in the second embodiment, the signal processing device 9 synchronizes with the reference clock signal branched by the branching device 11, and based on the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7, 2 frequency variation reference signal data is further calculated. The signal processing device 9 outputs the calculated second frequency variation reference signal data to the digital-analog converter 14 (93 in FIG. 6). More specifically, in the second embodiment, the signal processing device 9 stores the calculated second frequency variation reference signal data in a memory (not shown), and the memory stores the stored second frequency variation reference signal data. to the digital-to-analog converter 14 .
  • the second frequency variation reference signal data may be, for example, the internal received signal itself converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7 .
  • the signal processing device 9 may calculate the second frequency variation reference signal data by removing unnecessary frequency components from the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7 .
  • the digital-to-analog converter 14 converts the second frequency variation reference signal data calculated by the signal processing device 9 into an analog signal to generate a second frequency variation reference signal. More specifically, in the second embodiment, the digital-to-analog converter 14 converts the second frequency variation reference signal data calculated by the signal processing device 9 in synchronization with the second clock signal generated by the phase-locked loop 12. A second frequency varying reference signal is generated by converting to an analog signal. The digital-to-analog converter 14 outputs the generated second frequency variation reference signal to the frequency phase comparator 15 (141 in FIG. 1).
  • the frequency phase comparator 15 generates a frequency error signal by comparing the internal received signal branched by the second splitter 17 and the second frequency fluctuation reference signal generated by the digital-to-analog converter 14 .
  • the frequency phase comparator 15 outputs the generated error signal to the loop filter 16 .
  • Loop filter 16 generates a control signal by integrating the error signal generated by frequency phase comparator 15 . Loop filter 16 outputs the generated control signal to wavelength swept light source 1 . The wavelength swept light source 1 adjusts the frequency of output light based on the control signal generated by the loop filter 16 .
  • FIG. 7 is a graph for explaining a specific example of signal processing for internally reflected light by the optical sensor device 1001 according to the second embodiment.
  • FIG. 7(a) shows an internal reception signal (difference beat B) acquired by the optical heterodyne receiver 6 combining local light and internal reflected light and photoelectrically exchanging the combined light in the specific example.
  • 2 is a graph showing the time change (dotted line) of the frequency of (heterodyne frequency).
  • the dashed line in FIG. 7(a) indicates the second frequency-varying reference signal generated by the digital-to-analog converter 14.
  • the waveform of the swept wavelength light changes each time the swept wavelength light source 1 sweeps, so the curve that draws the instantaneous frequency of the difference beat B changes. Therefore, during a certain sweep, the frequency phase comparator 15 outputs the difference beat B, which is the internal received signal branched by the second splitter 17, and the second frequency fluctuation reference generated by the digital-to-analog converter 14, as described above. signal to generate a frequency error signal.
  • Loop filter 16 generates a control signal by integrating the error signal generated by frequency phase comparator 15 .
  • the wavelength swept light source 1 adjusts the frequency of the output light based on the control signal generated by the loop filter 16, so that the frequency and phase of the output wavelength swept light are the same as those of the second reflection point frequency fluctuation signal. Converge on frequency and phase. Such a converging operation improves the reproducibility of the nonlinearity of the wavelength-swept light.
  • FIG. 7 is a graph showing the frequency spectrum (solid line) that is the result of fast Fourier transform of the internal reception signal by the signal processing device 9 in the specific example.
  • the internal received signal here is derived from the wavelength swept light source 1 whose frequency is adjusted based on the control signal generated by the loop filter 16, and the optical heterodyne receiver 6 acquires the internal received signal, and analog
  • the digital converter 7 performs sampling in synchronism with the above-described first frequency-fluctuation reference signal and converts it into a digital signal.
  • the dotted line in FIG. 7B is the frequency spectrum when the analog-to-digital converter 7 samples the internal received signal in synchronization with the second clock signal of the phase-locked loop 12 and converts it into a digital signal. indicates Also, the dashed line in FIG. 7(b) indicates the frequency spectrum when the wavelength swept light source 1 does not adjust the frequency of the wavelength swept light.
  • the wavelength swept light source 1 does not adjust the frequency of the wavelength swept light, the nonlinearity of the wavelength swept light whose waveform changes is not compensated for. spreads along the frequency axis.
  • the wavelength-swept light source 1 adjusts the frequency of the wavelength-swept light as described above, the non-linearity of the wavelength-swept light whose waveform changes is compensated for, so that the solid line in FIG. , the spread of the spectrum of the difference beat B is suppressed.
  • FIG. 8 is a graph for explaining a specific example of signal processing for reflected light by the photosensor device 1001 according to the second embodiment.
  • FIG. 8(a) shows the frequency of the received signal (difference beat A) acquired by the optical heterodyne receiver 6 combining local light and reflected light and photoelectrically exchanging the combined light in the specific example.
  • FIG. 10 is a graph showing a time change (dashed line) of (heterodyne frequency);
  • FIG. The dotted line in (a) of FIG. 8 is a graph showing the change over time of the frequency of the difference beat A when the wavelength swept light source 1 does not adjust the frequency of the wavelength swept light.
  • a dashed dotted line in FIG. 8(a) indicates the first frequency variation reference signal.
  • the waveform of the swept wavelength light changes each time the swept wavelength light source 1 sweeps, so the curve representing the instantaneous frequency of the difference beat A changes. Therefore, by adjusting the frequency of the light output from the wavelength swept light source 1 by the means described above, the frequency and phase of the wavelength swept light are converged to the same frequency and phase as those of the second reflection point frequency fluctuation signal. As a result, the instantaneous frequency of the difference beat A also converges as indicated by the dashed line in FIG. 8(a), and the width of fluctuation for each sweep becomes smaller.
  • FIG. 8 is a graph showing the frequency spectrum (the inner solid line) that is the result of fast Fourier transform of the received signal by the signal processing device 9 in the specific example.
  • the received signal here is derived from the swept wavelength light whose frequency is adjusted by the swept wavelength light source 1 based on the control signal generated by the loop filter 16.
  • 7 is a signal converted into a digital signal by sampling in synchronization with the first frequency-varying reference signal.
  • the solid line outside FIG. 8(b) indicates the frequency when the analog-to-digital converter 7 samples the received signal in synchronization with the second clock signal of the phase-locked loop 12 described above and converts it into a digital signal.
  • a spectrum is shown.
  • the dashed line in FIG. 8(b) indicates the frequency spectrum when the wavelength swept light source 1 does not adjust the frequency of the wavelength swept light.
  • the signal processing device 9 can calculate the position information of the measurement object based on the FFT bin number.
  • the sensor resolution can be improved without using an additional interferometer for compensating for the nonlinearity of the wavelength swept light whose waveform changes.
  • it is possible to suppress the drift of the measurement data due to the nonlinearity of the wavelength swept light due to environmental fluctuations and the change in the sweep frequency width. can be planned.
  • Embodiment 3 a configuration for separating a received signal derived from the reflected light reflected by the measurement target 999 and an internal received signal derived from the internally reflected light reflected by the reference reflection point 4 will be described.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of optical sensor device 1002 according to the third embodiment.
  • optical sensor device 1002 includes optical frequency shifter 18, shift frequency oscillator 19, third splitter 20, low-pass filter 201 ( 1st filter), a high-pass filter 202 (second filter), a doubler 203 and a frequency mixer 204 .
  • An optical frequency shifter 18 is installed between the reference reflection point 4 and the optical sensor head 5 .
  • a low-pass filter 201 is installed between the second splitter 17 and the frequency phase comparator 15 .
  • a high-pass filter 202 and a frequency mixer 204 are installed between the second splitter 17 and the analog-to-digital converter 7 .
  • the shift frequency oscillator 19 outputs a frequency shift signal for frequency shifting to the third splitter 20 .
  • the third splitter 20 splits the frequency-shifted signal output from the shift frequency oscillator 19 to the optical frequency shifter 18 and the doubler 203 .
  • the doubler 203 doubles the frequency-shifted signal split by the third splitter 20 .
  • the doubler 203 outputs the doubled frequency-shifted signal to the frequency mixer 204 .
  • the optical frequency shifter 18 frequency-shifts the signal light that has passed through the reference reflection point 4 . More specifically, in Embodiment 3, the optical frequency shifter 18 frequency-shifts the signal light that has passed through the reference reflection point 4 based on the frequency-shifted signal split by the third splitter 20 . More specifically, in Embodiment 3, the optical frequency shifter 18 downshifts the frequency of the signal light that has passed through the reference reflection point 4 . The optical frequency shifter 18 outputs the frequency-shifted (down-shifted) signal light to the optical sensor head 5 .
  • an acousto-optic modulator can be used as the optical frequency shifter 18 .
  • the waveform of the frequency shift signal output by the shift frequency oscillator 19 is a sine waveform.
  • a LiNbO3 phase modulator that gives serrodyne modulation by applying a linear phase chirp to the signal light that has passed through the reference reflection point 4 can be used as the optical frequency shifter 18.
  • the waveform of the frequency shift signal output from the shift frequency oscillator 19 is a sawtooth waveform that repeats linear voltage changes.
  • the optical sensor head 5 emits the signal light frequency-shifted by the optical frequency shifter 18 toward the measurement target, and receives the reflected light reflected by the measurement target.
  • the optical sensor head 5 outputs the received reflected light to the optical frequency shifter 18 .
  • the optical frequency shifter 18 frequency-shifts the reflected light output from the optical sensor head 5 again.
  • the optical frequency shifter 18 outputs the frequency-shifted reflected light to the optical heterodyne receiver 6 via the reference reflection point 4 and the optical circulator 3 .
  • the optical heterodyne receiver 6 multiplexes the local light beam split by the optical splitter 2 and the reflected light output by the optical frequency shifter 18, and photoelectrically converts the multiplexed light into a received signal as an electrical signal. to get The optical heterodyne receiver 6 multiplexes the local light beam split by the optical splitter 2 and the internal reflected light reflected by the reference reflection point 4, and photoelectrically converts the combined light into an electric signal. Further obtain the internal received signal as .
  • the second splitter 17 splits the received signal acquired by the optical heterodyne receiver 6 and the internal received signal to a low-pass filter 201 and a high-pass filter 202 .
  • the low-pass filter 201 passes the internal reception signal branched by the second branching device 17 and blocks the reception signal branched by the second branching device 17 . That is, due to the downshifting by the optical frequency shifter 18 described above, the received signal, which is a beat signal based on the frequency difference between the reflected light and the local light, is changed to the internal received signal, which is a beat signal based on the frequency difference between the internally reflected light and the local light. Since the frequency is higher than the signal, it is cut off by the low-pass filter 201 .
  • the high-pass filter 202 passes the received signal branched by the second branching device 17 and cuts off the internal received signal branched by the second branching device 17 . That is, due to the downshifting by the optical frequency shifter 18 described above, the received signal, which is a beat signal based on the frequency difference between the reflected light and the local light, is changed to the internal received signal, which is a beat signal based on the frequency difference between the internally reflected light and the local light. Since it has a higher frequency than the signal, it passes through the high pass filter 202 .
  • the frequency phase comparator 15 generates a frequency error signal by comparing the internal received signal passed by the low-pass filter 201 and the second frequency fluctuation reference signal generated by the digital-to-analog converter 14 .
  • the frequency mixer 204 frequency-shifts the received signal passed by the high-pass filter 202 by twice the amount of shift by the optical frequency shifter 18 . More specifically, in the third embodiment, frequency mixer 204 multiplies the received signal passed by high-pass filter 202 by the frequency-shifted signal doubled by doubler 203, thereby downgrading the received signal. shift. The frequency mixer 204 outputs the frequency-shifted (down-shifted) received signal to the analog-to-digital converter 7 .
  • the analog-to-digital converter 7 samples the received signal passed by the high-pass filter 202 in synchronization with the first frequency variation reference signal generated in advance by the digital-to-analog converter 8 . More specifically, in the third embodiment, analog-to-digital converter 7 samples the received signal frequency-shifted by frequency mixer 204 in synchronization with the first frequency-fluctuation reference signal generated by digital-to-analog converter 8 .
  • FIG. 10 is a graph for explaining a specific example of a method for separating a received signal and an internal received signal by the photosensor device 1002 according to the third embodiment.
  • (a) of FIG. 10 shows the temporal change (dashed line) of the frequency of the local light branched by the optical splitter 2 and the temporal change (dotted line) of the frequency of the internally reflected light reflected by the reference reflection point 4 in the specific example. ) and the time change (solid line) of the frequency of the reflected light received by the optical sensor head 5 from the measurement object 999 and frequency-shifted again by the optical frequency shifter 18.
  • FIG. 10 shows the temporal change (dashed line) of the frequency of the local light branched by the optical splitter 2 and the temporal change (dotted line) of the frequency of the internally reflected light reflected by the reference reflection point 4 in the specific example. ) and the time change (solid line) of the frequency of the reflected light received by the optical sensor head 5 from the measurement object 999 and frequency-shifted again by the optical
  • the optical frequency shifter 18 shifts the frequency of the signal light that has passed through the reference reflection point 4 by f shift (corresponding to the frequency of the shift frequency oscillator 19), and the optical sensor head 5 receives it from the measurement object 999 by the amount of f shift .
  • the frequency of the reflected light is down-shifted again.
  • only the reflected light component of the light input to the optical heterodyne receiver 6 undergoes a 2f shift downshift, as shown in FIG. 10(a).
  • FIG. 10(b) shows an internal received signal (difference beat B) acquired by the optical heterodyne receiver 6 combining local light and internal reflected light and photoelectrically exchanging the combined light in the specific example. and the received signal (difference beat A) acquired by the optical heterodyne receiver 6 combining local light and reflected light and photoelectrically exchanging the combined light.
  • 10 is a graph showing a time change (solid line) of frequency (heterodyne frequency);
  • the high-pass filter 202 can selectively extract the difference beat A between the local light and the reflected light reflected by the object to be measured.
  • the differential beat B can be selectively extracted by the low-pass filter 201 .
  • (c) of FIG. 10 shows the temporal change in the frequency of the received signal (difference beat A) input to the analog-to-digital converter 7 .
  • (d) of FIG. 10 shows the time change of the frequency of the internal received signal (difference beat B) inputted to the frequency phase comparator 15 .
  • the frequency mixer 204 down-converts the input received signal by a frequency that is twice the amount of shift by the optical frequency shifter 18 .
  • the received signal is input to the analog-to-digital converter 7 with the shift component removed by the optical frequency shifter 18 .
  • unnecessary reception signal components derived from reflected light from the object to be measured are removed from the signal input to the frequency phase comparator 15. It is possible to improve the convergence accuracy of the wavelength swept light and improve the resolution of the position measurement of the measurement object.
  • the signal processing device 9 when calculating the measurement data for the measurement object 999 based on the received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7, corrects the nonlinearity of the received signal caused by the frequency shift by the optical frequency shifter 18. You can compensate for gender.
  • Embodiment 4 In the second embodiment, a configuration has been described in which the swept wavelength light source 1 adjusts the frequency of the swept wavelength light to compensate for the nonlinearity of the swept wavelength light whose waveform changes. In the fourth embodiment, a configuration for compensating for the nonlinearity of the wavelength swept light whose waveform changes by frequency-shifting the local light split by the optical splitter 2 will be described.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of optical sensor device 1003 according to the fourth embodiment. As shown in FIG. 11, optical sensor device 1003 further includes optical frequency shifter 18, frequency mixer 204, and voltage controlled oscillator 205 in addition to the configuration of optical sensor device 1001 according to the second embodiment.
  • the loop filter 16 according to Embodiment 4 generates a control signal by integrating the error signal generated by the frequency phase comparator 15 and outputs the generated control signal to the voltage controlled oscillator 205 .
  • a voltage controlled oscillator 205 generates a control signal for the optical frequency shifter 18 based on the control signal generated by the loop filter 16 .
  • the voltage controlled oscillator 205 outputs the generated control signal to the optical frequency shifter 18 .
  • the optical frequency shifter 18 frequency-shifts the local oscillator light split by the optical splitter 2 based on the control signal generated by the voltage-controlled oscillator 205 .
  • the optical frequency shifter 18 outputs the frequency-shifted local light to the optical heterodyne receiver 6 .
  • the optical heterodyne receiver 6 multiplexes the local light frequency-shifted by the optical frequency shifter 18 and the internally reflected light of the signal light split by the optical splitter 2, and converts the combined light into a photoelectric converter. Obtain the internal received signal by transforming it. More specifically, in the fourth embodiment, the optical heterodyne receiver 6 multiplexes the local light frequency-shifted by the optical frequency shifter 18 and the internally reflected light reflected by the reference reflection point 4, and multiplexes An internal reception signal is obtained by photoelectrically converting the light.
  • the optical heterodyne receiver 6 When the optical sensor device 1003 measures measurement data on the object 999 to be measured, the optical heterodyne receiver 6 multiplexes the local light frequency-shifted by the optical frequency shifter 18 and the reflected light received by the optical sensor head 5 . Then, the received signal is obtained by photoelectrically converting the combined light.
  • the frequency mixer 204 frequency-shifts the internal received signal split by the second splitter 17 .
  • the frequency mixer 204 frequency-shifts the received signal split by the second splitter 17 . More specifically, frequency mixer 204 frequency shifts the internal received signal and the received signal, respectively, in synchronization with the second clock signal (124 in FIG. 11) generated by phase locked loop 12 . A detailed configuration of the frequency mixer 204 will be described later.
  • FIG. 12 shows the frequency (heterodyne Fig. 10 is a graph showing a time change (dotted line) of frequency).
  • a dashed line in FIG. 12 indicates the second frequency-varying reference signal generated by the digital-to-analog converter 14 .
  • the optical frequency shifter 18 frequency-shifts the local light branched by the optical branching device 2 by the instantaneous frequency f vco (t) based on the control signal generated by the voltage controlled oscillator 205 .
  • the instantaneous heterodyne frequency of the internal received signal (difference beat B) acquired by the optical heterodyne receiver 6 at a certain sweep time X is f bX (t)+f vco ( t).
  • f bX (t) is the frequency of the difference beat B at a sweep time X;
  • the signal processing device 9 calculates the second frequency variation reference signal data by giving an offset to the frequency of the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7 . More specifically, in this specific example, the signal processing device 9 applies an offset f offset to the frequency of the internal received signal converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 7, thereby increasing the frequency as indicated by the dashed line in FIG. calculates f ref (t)+f offset second frequency variation reference signal data.
  • the frequency mixer 204 When measuring the measurement data for the measurement target 999, the frequency mixer 204 downshifts the frequency of the received signal branched by the second splitter 17 by the offset f offset .
  • Analog-to-digital converter 7 samples the received signal down-shifted by frequency mixer 204 in synchronization with the first frequency-fluctuation reference signal generated by digital-to-analog converter 8 .
  • the comparison frequency in the frequency phase comparator 15 can be increased by the amount of the offset, so that the operation is stabilized and highly accurate measurement data can be obtained.
  • frequency-shifting the local light it is possible to compensate for the nonlinearity of the wavelength-swept light whose waveform changes, so it is possible to use a wavelength-swept light source whose wavelength sweep cannot be controlled externally, improving design flexibility.
  • the function of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003 is realized by a processing circuit. That is, the signal processing device 9 includes a processing circuit for executing the above processing. This processing circuit may be dedicated hardware, or may be a CPU (Central Processing Unit) that executes a program stored in memory.
  • CPU Central Processing Unit
  • FIG. 13A is a block diagram showing a hardware configuration that implements the functions of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003.
  • FIG. 13B is a block diagram showing a hardware configuration for executing software that realizes the functions of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003.
  • FIG. 13A is a block diagram showing a hardware configuration that implements the functions of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003.
  • FIG. 13B is a block diagram showing a hardware configuration for executing software that realizes the functions of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003.
  • processing circuit is the dedicated hardware processing circuit 300 shown in FIG. Circuit), FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the functions of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003 may be realized by separate processing circuits, or these functions may be integrated into one processing circuit. may be realized.
  • the processing circuit is the processor 301 shown in FIG. 13B
  • the function of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003 is software, firmware, or software and firmware. realized by a combination of Software or firmware is written as a program and stored in the memory 302 .
  • the processor 301 reads and executes a program stored in the memory 302 to realize the function of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003. That is, the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the signal processing device 9 of the optical sensor device 1003 executes the above-described processing as a result when these functions are executed by the processor 301.
  • a memory 302 for storing a program to be executed;
  • the memory 302 may be a computer-readable storage medium storing a program for causing a computer to function as the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003. .
  • the processor 301 corresponds to, for example, a CPU (Central Processing Unit), a processing device, an arithmetic device, a processor, a microprocessor, a microcomputer, or a DSP (Digital Signal Processor).
  • a CPU Central Processing Unit
  • a processing device for example, a CPU (Central Processing Unit), a processing device, an arithmetic device, a processor, a microprocessor, a microcomputer, or a DSP (Digital Signal Processor).
  • DSP Digital Signal Processor
  • the memory 302 includes, for example, non-volatile or volatile semiconductor memories such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (Electrically-EPROM), Magnetic discs such as hard disks and flexible discs, flexible discs, optical discs, compact discs, mini discs, DVDs (Digital Versatile Discs) and the like are applicable.
  • RAM Random Access Memory
  • ROM Read Only Memory
  • flash memory EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory)
  • EEPROM Electrically-EPROM
  • Magnetic discs such as hard disks and flexible discs, flexible discs, optical discs, compact discs, mini discs, DVDs (Digital Versatile Discs) and the like are applicable.
  • the functions of the signal processing device 9 of the optical sensor device 1000, the optical sensor device 1001, the optical sensor device 1002, or the optical sensor device 1003 may be partly realized by dedicated hardware and partly realized by software or firmware. .
  • the processing circuitry may implement each of the above functions in hardware, software, firmware, or a combination thereof. It should be noted that it is possible to freely combine each embodiment, modify any component of each embodiment, or omit any component from each embodiment.
  • the optical sensor device can reduce the signal processing load caused by compensating for the nonlinearity of the wavelength swept light, it can be used as a technique for compensating for the nonlinearity of the wavelength swept light.
  • 1 wavelength swept light source 1 wavelength swept light source, 2 optical splitter, 3 optical circulator, 4 reference reflection point, 5 optical sensor head, 6 optical heterodyne receiver, 7 analog-to-digital converter, 8 digital-to-analog converter, 9 signal processor, 10 reference clock, 11 branching device, 12 phase-locked loop, 13 switch, 14 digital-to-analog converter, 15 frequency phase comparator, 16 loop filter, 17 second branching device, 18 optical frequency shifter, 19 shift frequency oscillator, 20 third branching device, 201 low-pass filter, 202 high-pass filter, 203 doubler, 204 frequency mixer, 205 voltage controlled oscillator, 300 processing circuit, 301 processor, 302 memory, 999 measurement object, 1000, 1001, 1002, 1003 photosensor device.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Biochemistry (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Pathology (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Immunology (AREA)
  • Investigating Or Analysing Materials By Optical Means (AREA)
  • Photometry And Measurement Of Optical Pulse Characteristics (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Optical Transform (AREA)
  • Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
  • Length Measuring Devices By Optical Means (AREA)

Abstract

光センサ装置（１０００）における信号処理装置（９）は、アナログデジタルコンバータ（７）がデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、波長掃引光源（１）が出力した光の周波数変動に対する基準となる第１の周波数変動基準信号データをさらに算出し、デジタルアナログコンバータ（８）は、信号処理装置（９）が算出した第１の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、第１のクロック信号として第１の周波数変動基準信号を生成し、アナログデジタルコンバータ（７）は、デジタルアナログコンバータ（８）が生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、光ヘテロダイン受信器（６）が取得した受信信号をサンプリングする。

Description

光センサ装置
　本開示は、光センサ装置に関する。
　波長走査干渉方式を採用した波長掃引型光干渉断層計（ＳＳ－ＯＣＴ：Ｓｗｅｐｔ　Ｓｏｕｒｃｅ　－　ＯＣＴ）は、時間の経過とともに周波数が変化する波長掃引光を信号光及び参照光に分岐する。ＳＳ－ＯＣＴは、分岐した信号光を測定対象に向かって出射し、当該測定対象によって反射された信号光を受信し、受信した信号光を、分岐した参照光と干渉させ、干渉光を発生させることによりビート信号を取得する。ＳＳ－ＯＣＴは、取得したビート信号の周波数を測定することにより、光源から測定対象までの距離を測定する。
　上記のようなＳＳ－ＯＣＴが光の周波数を広帯域に掃引した場合、波長掃引光の周波数の時間変化が理想的な線形性を示さず、非線形性を示すため、上述の距離分解能が劣化してしまう。そこで、特許文献１に記載の光学的距離測定装置は、このような波長掃引光の非線形性を補償する。より詳細には、当該光学的距離測定装置は、周波数変調波形が既知のレーザ光源を用い、ビート信号に対して、デジタル信号処理により既知の周波数変調波形を基に回帰分析を行うことによって、波長掃引光の非線形性を補償する。
国際公開第２０１８／２３０４７４号公報
　しかしながら、特許文献１の方法では、波長掃引光の非線形性を補償するための回帰分析が測定毎に必要であり、信号処理負荷が大きくなってしまうという問題がある。
　本開示は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、波長掃引光の非線形性を補償することによって生じる信号処理負荷を軽減させる技術を提供する。
　本開示に係る光センサ装置は、時間の経過とともに周波数が変化する光を出力する波長掃引光源と、波長掃引光源１が出力した光を信号光及び局発光に分岐させる光分岐器と、光分岐器が分岐させた信号光を測定対象に向かって出射し、当該測定対象によって反射された反射光を受信する光センサヘッドと、光分岐器が分岐させた局発光、及び光センサヘッドが受信した反射光を合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての受信信号を取得する光ヘテロダイン受信器と、光ヘテロダイン受信器が取得した受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと、アナログデジタルコンバータの第１のクロック信号を生成する第１のデジタルアナログコンバータと、アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した受信信号に基づいて、測定対象に関する測定データを算出する信号処理装置と、を備え、光ヘテロダイン受信器は、光分岐器が分岐させた局発光と、光分岐器が分岐させた信号光が内部反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号をさらに取得し、アナログデジタルコンバータは、光ヘテロダイン受信器が取得した内部受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号にさらに変換し、信号処理装置は、アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、波長掃引光源が出力した光の周波数変動に対する基準となる第１の周波数変動基準信号データをさらに算出し、第１のデジタルアナログコンバータは、前記信号処理装置が算出した第１の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、第１のクロック信号として第１の周波数変動基準信号を生成し、アナログデジタルコンバータは、第１のデジタルアナログコンバータが生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、光ヘテロダイン受信器が取得した受信信号をサンプリングする。
　本開示によれば、波長掃引光の非線形性を補償することによって生じる信号処理負荷を軽減させる。
実施の形態１に係る光センサ装置の構成を示すブロック図である。 波長掃引光の周波数が線形性を示す場合の光センサによる信号処理の具体例を説明するためのグラフである。 非線形性を補償しない場合の光センサ装置による信号処理の具体例を説明するためのグラフである。 実施の形態１に係る光センサ装置による、内部反射光に対する信号処理の具体例を説明するためのグラフである。 実施の形態１に係る光センサ装置による、反射光に対する信号処理の具体例を説明するためのグラフである。 実施の形態２に係る光センサ装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態２に係る光センサ装置による、内部反射光に対する信号処理の具体例を説明するためのグラフである。 実施の形態２に係る光センサ装置による、反射光に対する信号処理の具体例を説明するためのグラフである。 実施の形態３に係る光センサ装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態３に係る光センサ装置による、受信信号と内部受信信号とを分離する方法の具体例を説明するためのグラフである。 実施の形態４に係る光センサ装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態４の具体例における、光ヘテロダイン受信器が局発光及び内部反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した内部受信信号の周波数の時間変化を示すグラフである。 図１３Ａは、実施の形態１－４に係る信号処理装置の機能を実現するハードウェア構成を示すブロック図である。図１３Ｂは、実施の形態１－４に係る信号処理装置の機能を実現するソフトウェアを実行するハードウェア構成を示すブロック図である。
　以下、本開示をより詳細に説明するため、本開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る光センサ装置１０００の構成を示すブロック図である。図１が示すように、光センサ装置１０００は、波長掃引光源１、光分岐器２、光サーキュレータ３、参照反射点４、光センサヘッド５、光ヘテロダイン受信器６、アナログデジタルコンバータ７（ＡＤＣ）、デジタルアナログコンバータ８（ＤＡＣ）（第１のデジタルアナログコンバータ）、信号処理装置９、基準クロック１０、分岐器１１、フェーズロックドループ１２（ＰＬＬ）、及びスイッチ１３を備えている。
　波長掃引光源１は、時間の経過とともに周波数が変化する光（波長掃引光）を光分岐器２に出力する。つまり、波長掃引光源１は、周波数掃引（波長掃引）を行う。換言すれば、波長掃引光源１は、時間の経過とともに波長が変化する光を光分岐器２に出力する。
　例えば、波長掃引光源１として、共振器長を制御することにより波長制御可能なレーザ光源、又は、注入電流量により波長が変化するレーザ光源等が使用可能である。例えば、波長掃引光源１は、周波数掃引を行うことにより、連続三角波的なアップチャープ及びダウンチャープを交互に繰返す光を出力してもよいし、鋸波的なアップチャープを繰返す光を出力してもよいし、又は鋸波的なダウンチャープを繰返す光を出力してもよいし、パルス化されたアップチャープ又はダウンチャープのチャープパルス信号を出力してもよい。
　光分岐器２は、波長掃引光源が出力した光を信号光及び局発光に分岐させる。光分岐器２は、分岐させた信号光を光サーキュレータ３に出力し、分岐させた局発光を光ヘテロダイン受信器６に出力する（図１の２２）。
　光サーキュレータ３は、光分岐器２が分岐させた信号光を参照反射点４に出力する。
　参照反射点４は、光分岐器２が分岐させた信号光を部分的に反射することにより内部反射する。より詳細には、実施の形態１では、参照反射点４は、光サーキュレータ３が出力した信号光を部分的に反射することにより内部反射する。参照反射点４によって内部反射された内部反射光は、光サーキュレータ３を介して、光ヘテロダイン受信器６に出力される。参照反射点４を通過した信号光は、光センサヘッド５に出力される。参照反射点４の例として、部分反射ミラー、又はコネクタ端面が挙げられる。
　光センサヘッド５は、光分岐器２が分岐させた信号光（図１の５１）を測定対象９９９に向かって出射し、測定対象９９９によって反射された反射光（図１の５１）を受信する。より詳細には、実施の形態１では、光センサヘッド５は、参照反射点４を通過した信号光（図１の５１）を測定対象９９９に向かって出射し、測定対象９９９によって反射された反射光（図１の５１）を受信する。光センサヘッド５は、受信した反射光を、参照反射点４及び光サーキュレータ３を介して光ヘテロダイン受信器６に出力する（図１の３１）。
　なお、光サーキュレータ３は、上記のように、光分岐器２側から入力された信号光（図１の２１）を参照反射点４に出力し、参照反射点４側から入力された反射光又は内部反射光（図１の３１）を光ヘテロダイン受信器６に出力する。
　光ヘテロダイン受信器６は、光分岐器２が分岐させた局発光（図１の２２）、及び光センサヘッド５が受信した反射光（図１の３１）を合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての受信信号（ビート信号）を取得する。つまり、光ヘテロダイン受信器６は、光分岐器２が分岐させた局発光（図１の２２）、及び光センサヘッド５が受信した反射光（図１の３１）に対してヘテロダイン処理を行う。なお、光ヘテロダイン受信器６は、例えば、フォトダイオード（ＰＤ）を用いて、合波した光を光電変換する。
　一方で、光ヘテロダイン受信器６は、光分岐器２が分岐させた局発光（図１の２２）と、光分岐器２が分岐させた信号光が内部反射された内部反射光（図１の３１）とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号をさらに取得する。より詳細には、光ヘテロダイン受信器６は、光分岐器２が分岐させた局発光（図１の２２）と、参照反射点４によって反射された内部反射光（図１の３１）とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号をさらに取得する。光ヘテロダイン受信器６は、取得した受信信号及び内部受信信号（図１の６１）をそれぞれアナログデジタルコンバータ７に出力する。
　基準クロック１０は、基準クロック信号を生成する。基準クロック１０は、生成した基準クロック信号を分岐器１１に出力する。分岐器１１は、基準クロック１０が生成した基準クロック信号を信号処理装置９とフェーズロックドループ１２とに分岐する。
　フェーズロックドループ１２（ＰＬＬ）は、アナログデジタルコンバータ７の第２のクロック信号を生成する。より詳細には、実施の形態１では、フェーズロックドループ１２は、分岐器１１が分岐した基準クロック信号に同期して、アナログデジタルコンバータ７の第２のクロック信号を生成する。フェーズロックドループ１２は、生成した第２のクロック信号（図１の１２１）をデジタルアナログコンバータ８に出力し、また、生成した第２のクロック信号（図１の１２２）をスイッチ１３に出力する。
　デジタルアナログコンバータ８（ＤＡＣ）は、アナログデジタルコンバータ７の第１のクロック信号を生成する。より詳細には、デジタルアナログコンバータ８は、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号に同期して、アナログデジタルコンバータ７の第１のクロック信号を生成する。デジタルアナログコンバータ８は、生成した第１のクロック信号（図１の８１）をスイッチ１３に出力する。第１のクロック信号の詳細については後述する。
　なお、上記のように、実施の形態１では、デジタルアナログコンバータ８が、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号に同期して、アナログデジタルコンバータ７の第１のクロック信号を生成する構成について説明する。しかし、光センサ装置１０００は、別途、クロックを生成する回路をさらに備えていてもよく、デジタルアナログコンバータ８は、当該回路が生成したクロックに同期して、アナログデジタルコンバータ７の第１のクロック信号を生成してもよい。つまり、第１のクロック信号の周波数と第２のクロック信号の周波数とは、同期している必要はない。
　スイッチ１３は、アナログデジタルコンバータ７のクロック信号を、デジタルアナログコンバータ８が生成した第１のクロック信号、又はフェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号の何れか一方に切り替える。例えば、光センサ装置１０００が後述する第１の周波数変動基準信号データを取得する際には、スイッチ１３は、アナログデジタルコンバータ７のクロック信号を、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号に切り替える。例えば、光センサ装置１０００が後述する測定対象９９９に関する測定データを取得する際には、スイッチ１３は、アナログデジタルコンバータ７のクロック信号を、デジタルアナログコンバータ８が生成した第１のクロック信号に切り替える。
　アナログデジタルコンバータ７は、光ヘテロダイン受信器６が取得した内部受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換する。より詳細には、実施の形態１では、アナログデジタルコンバータ７は、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号に同期して、光ヘテロダイン受信器６が取得した内部受信信号をサンプリングする。さらに詳細には、実施の形態１では、アナログデジタルコンバータ７は、スイッチ１３が切り替えた第２のクロック信号に同期して、光ヘテロダイン受信器６が取得した内部受信信号をサンプリングする。アナログデジタルコンバータ７は、デジタル信号に変換した内部受信信号（図１の７１）を信号処理装置９に出力する。
　信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、波長掃引光源１が出力した光の周波数変動に対する基準となる第１の周波数変動基準信号データを算出する。
　より詳細には、実施の形態１では、信号処理装置９は、分岐器１１が分岐した基準クロック信号に同期して、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、第１の周波数変動基準信号データを算出する。信号処理装置９は、算出した第１の周波数変動基準信号データをデジタルアナログコンバータ８に出力する（図１の９１）。より詳細には、信号処理装置９は、算出した第１の周波数変動基準信号データを図示しないメモリに格納し、当該メモリが、格納された第１の周波数変動基準信号データをデジタルアナログコンバータ８に出力する。第１の周波数変動基準信号データの詳細については後述する。
　デジタルアナログコンバータ８は、信号処理装置９が算出した第１の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、上述の第１のクロック信号として第１の周波数変動基準信号を生成する。より詳細には、実施の形態１では、デジタルアナログコンバータ８は、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号に同期して、信号処理装置９が算出した第１の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、上述の第１のクロック信号として第１の周波数変動基準信号を生成する。デジタルアナログコンバータ８は、生成した第１の周波数変動基準信号をスイッチ１３に出力する。
　アナログデジタルコンバータ７（ＡＤＣ）は、光ヘテロダイン受信器６が取得した受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号にさらに変換する。より詳細には、アナログデジタルコンバータ７は、デジタルアナログコンバータ８が生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、光ヘテロダイン受信器６が取得した受信信号をサンプリングする。さらに詳細には、実施の形態１では、アナログデジタルコンバータ７は、スイッチ１３が切り替えた第１の周波数変動基準信号に同期して、光ヘテロダイン受信器６が取得した受信信号をサンプリングする。アナログデジタルコンバータ７は、デジタル信号に変換した受信信号（図１の７１）を信号処理装置９に出力する。
　信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した受信信号に基づいて、測定対象９９９に関する測定データを算出する。信号処理装置９は、算出した測定データを外部に出力する（図１の９２）。図示しないが、光センサ装置１０００は、算出した測定データを画像として表示する表示装置をさらに備えていてもよい。信号処理装置９が算出する測定データの例として、光センサ装置１０００から測定対象９９９までの距離を示す情報、又は測定対象９９９の位置を示す情報等が挙げられる。
　以下で、実施の形態１に係る光センサ装置１０００による、波長掃引光の非線形性を補償する方法の具体例について図面を参照して説明する。まず、比較対照のために、波長掃引光の周波数が線形性を示す場合の例について説明する。図２は、波長掃引光の周波数が線形性を示す場合の光センサ装置１０００による信号処理の具体例を説明するためのグラフである。つまり、当該具体例では、波長掃引光源１が、線形性を示す波長掃引光（例えば、線形なアップチャープ等）を出力する。
　図２の（ａ）は、光分岐器２が分岐した局発光の周波数の時間変化（破線）と、光センサヘッド５が測定対象９９９から受信した反射光の周波数の時間変化（実線）とを示すグラフである。図２の（ｂ）は、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した受信信号（差ビートＡ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化を示すグラフである。図２の（ｃ）は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した受信信号を信号処理装置９が高速フーリエ変換（ＦＦＴ）した結果である周波数スペクトルを示すグラフである。
　当該具体例のように、波長掃引光源１が出力した波長掃引光の周波数が理想的な線形性を示す場合には、図２の（ａ）が示すように、局発光と、測定対象９９９によって反射された反射光との間の時間遅延Ａは一定となり、図２の（ｂ）が示すように、それらを合波することにより得られたビート信号である差ビートＡの周波数も一定となる。従って、図２の（ｃ）が示すように、差ビートＡに基づいた周波数スペクトルは、特定の周波数において鋭いピークを示す。これにより、信号処理装置９は、当該特定の周波数が含まれるＦＦＴ　ｂｉｎ番号に基づいて、測定対象の位置情報を算出することができる。
　次に、比較対照のために、波長掃引光の周波数が非線形性を示すが、光センサ装置１０００が非線形性を補償しない場合の例について説明する。図３は、非線形性を補償しない場合の光センサ装置１０００による信号処理の具体例を説明するためのグラフである。つまり、当該具体例では、波長掃引光源１が、非線形性を示す波長掃引光（例えば、線形なアップチャープ等）を出力する。また、当該具体例では、アナログデジタルコンバータ７は、上述のように、デジタルアナログコンバータ８が生成した第１の周波数変動基準信号に同期せずに、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号に同期して、光ヘテロダイン受信器６が取得した受信信号をサンプリングしたものとする。
　図３の（ａ）は、当該具体例における、光分岐器２が分岐した局発光の周波数の時間変化（破線）と、光センサヘッド５が測定対象９９９から受信した反射光の周波数の時間変化（実線）とを示すグラフである。図３の（ｂ）は、当該具体例における、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した受信信号（差ビートＡ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化を示すグラフである。図３の（ｃ）は、当該具体例における、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した受信信号を信号処理装置９が高速フーリエ変換（ＦＦＴ）した結果である周波数スペクトルを示すグラフである。
　当該具体例のように、波長掃引光源１が出力した波長掃引光の周波数が非線形性を示す場合には、図３の（ａ）が示すように、局発光の周波数と、測定対象９９９によって反射された反射光の周波数とは、それぞれ、曲線を示し、局発光と、測定対象９９９によって反射された反射光との間の時間遅延Ａは、時間の経過とともに変化する。そのため、図３の（ｂ）が示すように、それらを合波することにより得られたビート信号である差ビートＡの周波数も時間の経過とともに変化する。従って、図３の（ｃ）が示すように、差ビートＡに基づいた周波数スペクトルは、周波数軸方向に広がってしまい、測定対象の位置測定の分解能が低下してしまう。
　次に、実施の形態１に係る光センサ装置１０００による信号処理の具体例について説明する。つまり、波長掃引光の周波数が非線形性を示し、光センサ装置１０００が非線形性を補償する構成の具体例について説明する。
　まずは、測定対象９９９から反射された反射光を遮断した状態で、光ヘテロダイン受信器６は、光分岐器２が分岐させた局発光と、参照反射点４によって反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号を取得する。アナログデジタルコンバータ７は、スイッチ１３が切り替えた第２のクロック信号（フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号）に同期して、光ヘテロダイン受信器６が取得した内部受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換する。
　信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、第１の周波数変動基準信号データを算出し、図示しないメモリに格納する。例えば、信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号をヒルベルト変換することにより、当該内部受信信号の瞬時周波数を算出し、算出した瞬時周波数を逓倍することにより、第１の周波数変動基準信号データを算出する。より具体的には、例えば、信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号をヒルベルト変換することにより、当該内部受信信号の瞬時周波数ｆｒｅｆ（ｔ）を算出し、算出した瞬時周波数ｆｒｅｆ（ｔ）をＫ逓倍することにより、周波数成分Ｋｆｒｅｆ（ｔ）の第１の周波数変動基準信号データを算出する。なお、ここにおけるＫは、正の整数である。
　デジタルアナログコンバータ８は、信号処理装置９が算出し、図示しないメモリに格納した第１の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、第１のクロック信号として第１の周波数変動基準信号を生成する。
　当該具体例では、アナログデジタルコンバータ７は、デジタルアナログコンバータ８が生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、光ヘテロダイン受信器６が取得した上述の内部受信信号及び上述の受信信号をそれぞれサンプリングすることによりそれぞれデジタル信号に変換する。なお、ここにおける内部受信信号は、光ヘテロダイン受信器６が再度取得したものである。また、ここにおける受信信号は、上述のように、光ヘテロダイン受信器６が、光分岐器２が分岐させた局発光、及び光センサヘッド５が受信した反射光を合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号として取得したものである。
　当該具体例では、信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号及び受信信号に対してそれぞれ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行う。
　図４は、実施の形態１に係る光センサ装置１０００による、内部反射光に対する信号処理の具体例を説明するためのグラフである。図４の（ａ）は、当該具体例における、光分岐器２が分岐した局発光の周波数の時間変化（破線）と、参照反射点４によって反射された内部反射光の周波数の時間変化（点線）とを示すグラフである。
　図４の（ｂ）は、当該具体例における、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び内部反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した内部受信信号（差ビートＢ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化（点線）を示すグラフである。なお、図４の（ｂ）の一点鎖線は、第１の周波数変動基準信号を示す。
　図４の（ｃ）は、当該具体例における、信号処理装置９が内部受信信号を高速フーリエ変換した結果である周波数スペクトル（破線）を示すグラフである。なお、ここにおける内部受信信号は、光ヘテロダイン受信器６が再度取得し、アナログデジタルコンバータ７が上述の第１の周波数変動基準信号に同期してサンプリングすることによりデジタル信号に変換したものである。また、図４の（ｃ）の点線は、アナログデジタルコンバータ７が上述のフェーズロックドループ１２の第２のクロック信号に同期して内部受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換した場合の周波数スペクトルを示す。
　図４の（ａ）が示すように、局発光の周波数と、参照反射点４によって反射された内部反射光の周波数とは、それぞれ、曲線を示し、局発光と内部反射光との間の時間遅延Ｂは時間の経過とともに変化する。そのため、図４の（ｂ）の点線が示すように、それらを合波することにより得られたビート信号である差ビートＢの周波数も、図３の（ｂ）の差ビートＡと同様に、時間の経過とともに変化する。しかし、当該具体例では、アナログデジタルコンバータ７が上述の第１の周波数変動基準信号に同期して内部受信信号をサンプリングすることにより、波長掃引光の非線形性が補償されるため、図４の（ｃ）の破線が示すように、スペクトルの広がりが抑制される。
　図５は、実施の形態１に係る光センサ装置１０００による、反射光に対する信号処理の具体例を説明するためのグラフである。図５の（ａ）は、当該具体例における、光分岐器２が分岐した局発光の周波数の時間変化（破線）と、光センサヘッド５が測定対象９９９から受信した反射光の周波数の時間変化（実線）とを示すグラフである。
　図５の（ｂ）は、当該具体例における、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した受信信号（差ビートＡ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化（実線）を示すグラフである。なお、図５の（ｂ）の一点鎖線は、第１の周波数変動基準信号を示す。
　図５の（ｃ）は、当該具体例における、信号処理装置９が受信信号を高速フーリエ変換した結果である周波数スペクトル（破線）を示すグラフである。ここにおける受信信号は、アナログデジタルコンバータ７が上述の第１の周波数変動基準信号に同期してサンプリングすることによりデジタル信号に変換したものである。また、図５の（ｃ）の実線は、アナログデジタルコンバータ７が上述のフェーズロックドループ１２の第２のクロック信号に同期して受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換した場合の周波数スペクトルを示す。
　図５の（ａ）が示すように、局発光の周波数と、光センサヘッド５が測定対象９９９から受信した反射光の周波数とは、それぞれ、曲線を示し、局発光と反射光との間の時間遅延Ａは時間の経過とともに変化する。そのため、図５の（ｂ）の実線が示すように、それらを合波することにより得られたビート信号である差ビートＡの周波数も、時間の経過とともに変化する。しかし、当該具体例では、アナログデジタルコンバータ７が上述の第１の周波数変動基準信号に同期して受信信号をサンプリングすることにより、波長掃引光の非線形性が補償されるため、図５の（ｃ）の破線が示すように、スペクトルの広がりが抑制される。これにより、信号処理装置９は、ＦＦＴ　ｂｉｎ番号に基づいて、測定対象の位置情報を算出することができる。
　上記のように、実施の形態１では、内部反射光に基づいて予め算出した第１の周波数変動基準信号データを基準にしてサンプリングを行う構成を採用することにより、簡便であり且つ測定時の信号処理負荷が低減された高精度な光センサ装置１０００を実現することができる。
　以上のように、実施の形態１に係る光センサ装置１０００は、時間の経過とともに周波数が変化する光を出力する波長掃引光源１と、波長掃引光源１が出力した光を信号光及び局発光に分岐させる光分岐器２と、光分岐器２が分岐させた信号光を測定対象に向かって出射し、当該測定対象によって反射された反射光を受信する光センサヘッド５と、光分岐器２が分岐させた局発光、及び光センサヘッド５が受信した反射光を合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての受信信号を取得する光ヘテロダイン受信器６と、光ヘテロダイン受信器６が取得した受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータ７と、アナログデジタルコンバータ７の第１のクロック信号を生成するデジタルアナログコンバータ８と、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した受信信号に基づいて、測定対象に関する測定データを算出する信号処理装置９と、を備え、光ヘテロダイン受信器６は、光分岐器２が分岐させた局発光と、光分岐器２が分岐させた信号光が内部反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号をさらに取得し、アナログデジタルコンバータ７は、光ヘテロダイン受信器６が取得した内部受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号にさらに変換し、信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、波長掃引光源１が出力した光の周波数変動に対する基準となる第１の周波数変動基準信号データをさらに算出し、デジタルアナログコンバータ８は、信号処理装置９が算出した第１の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、第１のクロック信号として第１の周波数変動基準信号を生成し、アナログデジタルコンバータ７は、デジタルアナログコンバータ８が生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、光ヘテロダイン受信器６が取得した受信信号をサンプリングする。
　上記の構成によれば、内部受信信号に由来する第１の周波数変動基準信号に同期して、測定対象からの反射光に由来する受信信号をサンプリングすることにより、波長掃引光の非線形性を補償することができる。これにより、測定毎に、波長掃引光の非線形性を補償するための信号処理が不要になるため、信号処理波長掃引光の非線形性を補償することによって生じる信号処理負荷を軽減させることができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、波長掃引光源１が出力する波長掃引光の波形が変化しない構成について説明した。しかし、波長掃引光の波形が変化する場合、測定対象の位置測定の分解能が低下してしまう。そこで、実施の形態２では、波形が変化する波長掃引光の非線形性を補償する構成について説明する。
　以下で、実施の形態２について図面を参照して説明する。なお、実施の形態１で説明した構成と同様の機能を有する構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。図６は、実施の形態２に係る光センサ装置１００１の構成を示すブロック図である。図６が示すように、光センサ装置１００１は、実施の形態１に係る光センサ装置１０００の構成に加えて、デジタルアナログコンバータ１４（第２のＤＡＣ）（第２のデジタルアナログコンバータ）、周波数位相比較器１５、ループフィルタ１６、及び第２の分岐器１７（分岐器）をさらに備えている。なお、実施の形態２では、上述の通り、波長掃引光源１が出力する波長掃引光の波形は、変化するものとする。
　第２の分岐器１７は、光ヘテロダイン受信器６が取得した内部受信信号を、周波数位相比較器１５とアナログデジタルコンバータ７とに分岐させる。なお、ここにおける内部受信信号は、上述の通り、光ヘテロダイン受信器６が、光分岐器２が分岐させた局発光と、参照反射点４によって反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号として取得したものである。実施の形態２では、測定対象９９９からの反射光を遮断した状態で、光ヘテロダイン受信器６が内部受信信号を取得する。
　アナログデジタルコンバータ７は、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号に同期して、第２の分岐器１７が分岐させた内部受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換する。アナログデジタルコンバータ７は、デジタル信号に変換した内部受信信号を信号処理装置９に出力する。
　信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、第２の周波数変動基準信号データをさらに算出する。より詳細には、実施の形態２では、信号処理装置９は、分岐器１１が分岐させた基準クロック信号に同期して、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、第２の周波数変動基準信号データをさらに算出する。信号処理装置９は、算出した第２の周波数変動基準信号データをデジタルアナログコンバータ１４に出力する（図６の９３）。より詳細には、実施の形態２では、信号処理装置９は、算出した第２の周波数変動基準信号データを図示しないメモリに格納し、当該メモリが、格納された第２の周波数変動基準信号データをデジタルアナログコンバータ１４に出力する。
　第２の周波数変動基準信号データは、例えば、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号そのものであってもよい。または、信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号から不要な周波数成分を除去することにより、第２の周波数変動基準信号データを算出してもよい。
　デジタルアナログコンバータ１４は、信号処理装置９が算出した第２の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、第２の周波数変動基準信号を生成する。より詳細には、実施の形態２では、デジタルアナログコンバータ１４は、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号に同期して、信号処理装置９が算出した第２の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、第２の周波数変動基準信号を生成する。デジタルアナログコンバータ１４は、生成した第２の周波数変動基準信号を周波数位相比較器１５に出力する（図１の１４１）。
　周波数位相比較器１５は、第２の分岐器１７が分岐した内部受信信号と、デジタルアナログコンバータ１４が生成した第２の周波数変動基準信号とを比較することにより、周波数の誤差信号を生成する。周波数位相比較器１５は、生成した誤差信号をループフィルタ１６に出力する。
　ループフィルタ１６は、周波数位相比較器１５が生成した誤差信号を積分することにより制御信号を生成する。ループフィルタ１６は、生成した制御信号を波長掃引光源１に出力する。
　波長掃引光源１は、ループフィルタ１６が生成した制御信号に基づいて、出力する光の周波数を調整する。
　以下で、実施の形態２に係る光センサ装置１００１による、波長掃引光の非線形性を補償する方法の具体例について図面を参照して説明する。図７は、実施の形態２に係る光センサ装置１００１による、内部反射光に対する信号処理の具体例を説明するためのグラフである。図７の（ａ）は、当該具体例における、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び内部反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した内部受信信号（差ビートＢ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化（点線）を示すグラフである。図７の（ａ）の破線は、デジタルアナログコンバータ１４が生成した第２の周波数変動基準信号を示す。
　図７の（ａ）の点線が示すように、波長掃引光源１が掃引する毎に波長掃引光の波形が変化するため、差ビートＢの瞬時周波数を描く曲線が変化する。そこで、ある掃引時に、周波数位相比較器１５は、上述のように、第２の分岐器１７が分岐した内部受信信号である差ビートＢと、デジタルアナログコンバータ１４が生成した第２の周波数変動基準信号とを比較することにより、周波数の誤差信号を生成する。ループフィルタ１６は、周波数位相比較器１５が生成した誤差信号を積分することにより制御信号を生成する。波長掃引光源１は、ループフィルタ１６が生成した制御信号に基づいて、出力する光の周波数を調整することにより、出力する波長掃引光の周波数及び位相を、第２の反射点周波数変動信号と同じ周波数及び位相に収束させる。このような収束動作により、波長掃引光の非線形性の再現性が向上する。
　図７の（ｂ）は、当該具体例における、信号処理装置９が内部受信信号を高速フーリエ変換した結果である周波数スペクトル（実線）を示すグラフである。なお、ここにおける内部受信信号は、波長掃引光源１が、ループフィルタ１６が生成した制御信号に基づいて周波数を調整した波長掃引光に由来する内部受信信号を光ヘテロダイン受信器６が取得し、アナログデジタルコンバータ７が上述の第１の周波数変動基準信号に同期してサンプリングすることによりデジタル信号に変換したものである。また、図７の（ｂ）の点線は、アナログデジタルコンバータ７が上述のフェーズロックドループ１２の第２のクロック信号に同期して内部受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換した場合の周波数スペクトルを示す。また、図７の（ｂ）の破線は、波長掃引光源１が波長掃引光の周波数を調整しなかった場合の周波数スペクトルを示す。
　波長掃引光源１が波長掃引光の周波数を調整しなかった場合、波形が変化する波長掃引光の非線形性が補償されないため、図７の（ｂ）の破線が示すように、差ビートＢのスペクトルが周波数軸方向に広がってしまう。一方で、波長掃引光源１が上述のように波長掃引光の周波数を調整した場合、波形が変化する波長掃引光の非線形性が補償されるため、図７の（ｂ）の実線が示すように、差ビートＢのスペクトルの広がりが抑制される。
　図８は、実施の形態２に係る光センサ装置１００１による、反射光に対する信号処理の具体例を説明するためのグラフである。図８の（ａ）は、当該具体例における、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した受信信号（差ビートＡ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化（破線）を示すグラフである。図８の（ａ）の点線は、波長掃引光源１が波長掃引光の周波数を調整しなかった場合における差ビートＡの周波数の時間変化を示すグラフである。図８の（ａ）の一点鎖線は、第１の周波数変動基準信号を示す。
　図８の（ａ）の点線が示すように、波長掃引光源１が掃引する毎に波長掃引光の波形が変化するため、差ビートＡの瞬時周波数を描く曲線が変化する。そこで、上述の手段により波長掃引光源１が出力する光の周波数を調整することにより、波長掃引光の周波数及び位相を、第２の反射点周波数変動信号と同じ周波数及び位相に収束させる。これにより、図８の（ａ）の破線が示すように、差ビートＡの瞬時周波数も収束し、掃引毎の変動幅が小さくなる。
　図８の（ｂ）は、当該具体例における、信号処理装置９が受信信号を高速フーリエ変換した結果である周波数スペクトル（内側の実線）を示すグラフである。なお、ここにおける受信信号は、波長掃引光源１が、ループフィルタ１６が生成した制御信号に基づいて周波数を調整した波長掃引光に由来する受信信号を光ヘテロダイン受信器６が取得し、アナログデジタルコンバータ７が上述の第１の周波数変動基準信号に同期してサンプリングすることによりデジタル信号に変換したものである。また、図８の（ｂ）の外側の実線は、アナログデジタルコンバータ７が上述のフェーズロックドループ１２の第２のクロック信号に同期して受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換した場合の周波数スペクトルを示す。また、図８の（ｂ）の破線は、波長掃引光源１が波長掃引光の周波数を調整しなかった場合の周波数スペクトルを示す。
　波長掃引光源１が波長掃引光の周波数を調整しなかった場合、波形が変化する波長掃引光の非線形性が補償されないため、図８の（ｂ）の破線が示すように、差ビートＡのスペクトルが周波数軸方向に広がってしまう。一方で、波長掃引光源１が上述のように波長掃引光の周波数を調整した場合、波形が変化する波長掃引光の非線形性が補償されるため、図８の（ｂ）の内側の実線が示すように、差ビートＡのスペクトルの広がりが抑制される。これにより、信号処理装置９は、ＦＦＴ　ｂｉｎ番号に基づいて、測定対象の位置情報を算出することができる。
　上記のように、実施の形態２では、波形が変化する波長掃引光の非線形性を補償するための追加の干渉計を用いることなく、センサ分解能を向上させることができる。また、環境変動等による波長掃引光の非線形性、及び掃引周波数幅の変化による測定データのドリフトを抑制することができ、例えば、複数回の測定データを平均化することにより、測定精度の向上を図ることができる。
実施の形態３．
　実施の形態３では、測定対象９９９によって反射された反射光に由来する受信信号と、参照反射点４によって反射された内部反射光に由来する内部受信信号とを分離する構成について説明する。
　以下で、実施の形態３について図面を参照して説明する。なお、実施の形態１又は実施の形態２で説明した構成と同様の機能を有する構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。図９は、実施の形態３に係る光センサ装置１００２の構成を示すブロック図である。図９が示すように、光センサ装置１００２は、実施の形態２に係る光センサ装置１００１の構成に加えて、光周波数シフタ１８、シフト周波数発振器１９、第３の分岐器２０、ローパスフィルタ２０１（第１のフィルタ）、ハイパスフィルタ２０２（第２のフィルタ）、２逓倍器２０３、及び周波数ミキサ２０４を備えている。光周波数シフタ１８は、参照反射点４と光センサヘッド５の間に設置されている。ローパスフィルタ２０１は、第２の分岐器１７と周波数位相比較器１５との間に設置されている。ハイパスフィルタ２０２及び周波数ミキサ２０４は、第２の分岐器１７とアナログデジタルコンバータ７との間に設置されている。
　シフト周波数発振器１９は、周波数シフトを行うための周波数シフト信号を第３の分岐器２０に出力する。
　第３の分岐器２０は、シフト周波数発振器１９が出力した周波数シフト信号を、光周波数シフタ１８と２逓倍器２０３とに分岐させる。
　２逓倍器２０３は、第３の分岐器２０が分岐させた周波数シフト信号を２逓倍する。２逓倍器２０３は、２逓倍した周波数シフト信号を周波数ミキサ２０４に出力する。
　光周波数シフタ１８は、参照反射点４を通過した信号光を周波数シフトさせる。より詳細には、実施の形態３では、光周波数シフタ１８は、第３の分岐器２０が分岐させた周波数シフト信号に基づいて、参照反射点４を通過した信号光を周波数シフトさせる。さらに詳細には、実施の形態３では、光周波数シフタ１８は、参照反射点４を通過した信号光の周波数をダウンシフトさせる。光周波数シフタ１８は、周波数シフト（ダウンシフト）させた信号光を光センサヘッド５に出力する。
　光周波数シフタ１８として、例えば、音響光学変調器（ＡＯＭ）を用いることができる。その場合、シフト周波数発振器１９が出力する周波数シフト信号の波形は、ｓｉｎ波形である。例えば、光周波数シフタ１８として、参照反射点４を通過した信号光に対して線形な位相チャープを与えることによりセロダイン変調を与えるＬｉＮｂＯ３位相変調器を用いることができる。その場合、シフト周波数発振器１９が出力する周波数シフト信号の波形は、線形な電圧変化を繰り返す鋸波形である。
　光センサヘッド５は、光周波数シフタ１８が周波数シフトさせた信号光を測定対象に向かって出射し、当該測定対象によって反射された反射光を受信する。光センサヘッド５は、受信した反射光を光周波数シフタ１８に出力する。光周波数シフタ１８は、光センサヘッド５が出力した反射光を、再度、周波数シフトさせる。光周波数シフタ１８は、周波数シフトさせた反射光を参照反射点４及び光サーキュレータ３を介して光ヘテロダイン受信器６に出力する。
　光ヘテロダイン受信器６は、光分岐器２が分岐させた局発光と、光周波数シフタ１８が出力した反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての受信信号を取得する。また、光ヘテロダイン受信器６は、光分岐器２が分岐させた局発光と、参照反射点４によって反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号をさらに取得する。
　第２の分岐器１７は、光ヘテロダイン受信器６が取得した受信信号及び内部受信信号を、ローパスフィルタ２０１とハイパスフィルタ２０２とに分岐させる。
　ローパスフィルタ２０１は、第２の分岐器１７が分岐させた内部受信信号を通過させ、第２の分岐器１７が分岐させた受信信号を遮断する。つまり、上述の光周波数シフタ１８によるダウンシフトによって、反射光と局発光との周波数差に基づくビート信号である受信信号は、内部反射光と局発光との周波数差に基づくビート信号である内部受信信号よりも周波数が高くなるため、ローパスフィルタ２０１によって遮断される。
　ハイパスフィルタ２０２は、第２の分岐器１７が分岐させた受信信号を通過させ、第２の分岐器１７が分岐させた内部受信信号を遮断する。つまり、上述の光周波数シフタ１８によるダウンシフトによって、反射光と局発光との周波数差に基づくビート信号である受信信号は、内部反射光と局発光との周波数差に基づくビート信号である内部受信信号よりも周波数が高くなるため、ハイパスフィルタ２０２を通過する。
　周波数位相比較器１５は、ローパスフィルタ２０１が通過させた内部受信信号と、デジタルアナログコンバータ１４が生成した第２の周波数変動基準信号とを比較することにより、周波数の誤差信号を生成する。
　周波数ミキサ２０４は、光周波数シフタ１８によるシフト量の２倍の周波数分、ハイパスフィルタ２０２が通過させた受信信号を周波数シフトさせる。より詳細には、実施の形態３では、周波数ミキサ２０４は、ハイパスフィルタ２０２が通過させた受信信号と、２逓倍器２０３が２逓倍した周波数シフト信号とを掛け合わせることにより、当該受信信号をダウンシフトさせる。周波数ミキサ２０４は、周波数シフト（ダウンシフト）させた受信信号をアナログデジタルコンバータ７に出力する。
　アナログデジタルコンバータ７は、デジタルアナログコンバータ８が予め生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、ハイパスフィルタ２０２が通過させた受信信号をサンプリングする。より詳細には、実施の形態３では、アナログデジタルコンバータ７は、デジタルアナログコンバータ８が生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、周波数ミキサ２０４が周波数シフトさせた受信信号をサンプリングする。
　以下で、実施の形態３に係る光センサ装置１００２による、受信信号と内部受信信号とを分離する方法の具体例について説明する。図１０は、実施の形態３に係る光センサ装置１００２による、受信信号と内部受信信号とを分離する方法の具体例を説明するためのグラフである。図１０の（ａ）は、当該具体例における、光分岐器２が分岐した局発光の周波数の時間変化（破線）と、参照反射点４によって反射された内部反射光の周波数の時間変化（点線）と、光センサヘッド５が測定対象９９９から受信し、光周波数シフタ１８が再度周波数シフトさせた反射光の周波数の時間変化（実線）とを示すグラフである。
　光周波数シフタ１８は、ｆｓｈｉｆｔ（シフト周波数発振器１９の周波数に対応）の分、参照反射点４を通過した信号光を周波数シフトさせ、ｆｓｈｉｆｔの分、光センサヘッド５が測定対象９９９から受信した反射光の周波数を再度ダウンシフトさせる。結果として、図１０の（ａ）が示すように、光ヘテロダイン受信器６に入力される光のうちの反射光成分のみが２ｆｓｈｉｆｔのダウンシフトを受けることになる。
　図１０の（ｂ）は、当該具体例における、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び内部反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した内部受信信号（差ビートＢ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化（点線）と、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した受信信号（差ビートＡ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化（実線）と、を示すグラフである。
　例えば、掃引中における、局発光と参照反射点４による内部反射光との差ビートＢの瞬時周波数の最大値よりも２ｆｓｈｉｆｔが大きくなるようにｆｓｈｉｆｔを設定することにより、図１０の（ｂ）が示すように、局発光と測定対象によって反射された反射光との差ビートＡをハイパスフィルタ２０２により選択的に抽出可能となる。これにより、差ビートＢは、ローパスフィルタ２０１によって選択的に抽出可能となる。
　図１０の（ｃ）は、アナログデジタルコンバータ７に入力される受信信号（差ビートＡ）の周波数の時間変化を示す。図１０の（ｄ）は、周波数位相比較器１５に入力される内部受信信号（差ビートＢ）の周波数の時間変化を示す。
　図１０（ｄ）が示すように、第２の分岐器１７がローパスフィルタ２０１に分岐させた受信信号及び内部受信信号のうち内部受信信号（差ビートＢ）のみが、ローパスフィルタ２０１により選択的に抽出され、周波数位相比較器１５に入力される。一方で、第２の分岐器１７がハイパスフィルタ２０２に分岐させた受信信号及び内部受信信号のうち受信信号（差ビートＡ）のみが、ハイパスフィルタ２０２により選択的に抽出され、周波数ミキサ２０４に入力される。そして、周波数ミキサ２０４は、入力された受信信号を、光周波数シフタ１８によるシフト量の２倍の周波数分、ダウンコンバートする。これにより、図１０（ｃ）が示すように、受信信号は、光周波数シフタ１８によってシフト成分が除去された状態で、アナログデジタルコンバータ７に入力される。
　上記のように、実施の形態３では、実施の形態２の効果に加えて、周波数位相比較器１５に入力される信号から、不要な、測定対象からの反射光に由来する受信信号成分を除去することができ、波長掃引光の収束精度を向上させ、測定対象の位置測定の分解能を向上させることができる。
　なお、信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した受信信号に基づいて、測定対象９９９に関する測定データを算出する際に、光周波数シフタ１８による周波数シフトによって生じた受信信号の非線形性を補償してもよい。
実施の形態４．
　実施の形態２では、波長掃引光源１が波長掃引光の周波数を調整することにより、波形が変化する波長掃引光の非線形性を補償する構成について説明した。実施の形態４では、光分岐器２が分岐させた局発光を周波数シフトさせることにより、波形が変化する波長掃引光の非線形性を補償する構成について説明する。
　以下で、実施の形態４について図面を参照して説明する。なお、実施の形態１、実施の形態２又は実施の形態３で説明した構成と同様の機能を有する構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。図１１は、実施の形態４に係る光センサ装置１００３の構成を示すブロック図である。図１１が示すように、光センサ装置１００３は、実施の形態２に係る光センサ装置１００１の構成に加えて、光周波数シフタ１８、周波数ミキサ２０４、及び電圧制御発振器２０５をさらに備えている。
　実施の形態４に係るループフィルタ１６は、周波数位相比較器１５が生成した誤差信号を積分することにより制御信号を生成し、生成した制御信号を電圧制御発振器２０５に出力する。
　電圧制御発振器２０５は、ループフィルタ１６が生成した制御信号に基づいて、光周波数シフタ１８の制御信号を発生させる。電圧制御発振器２０５は、発生させた制御信号を光周波数シフタ１８に出力する。
　光周波数シフタ１８は、電圧制御発振器２０５が発生させた制御信号に基づいて、光分岐器２が分岐させた局発光を周波数シフトさせる。光周波数シフタ１８は、周波数シフトさせた局発光を光ヘテロダイン受信器６に出力する。
　光ヘテロダイン受信器６は、光周波数シフタ１８が周波数シフトさせた局発光と、光分岐器２が分岐させた信号光が内部反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより内部受信信号を取得する。より詳細には、実施の形態４では、光ヘテロダイン受信器６は、光周波数シフタ１８が周波数シフトさせた局発光と、参照反射点４によって反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより内部受信信号を取得する。
　光センサ装置１００３が測定対象９９９に関する測定データを測定する際は、光ヘテロダイン受信器６は、光周波数シフタ１８が周波数シフトさせた局発光と、光センサヘッド５が受信した反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより受信信号を取得する。
　周波数ミキサ２０４は、第２の分岐器１７が分岐させた内部受信信号を周波数シフトさせる。光センサ装置１００３が測定対象９９９に関する測定データを測定する際は、周波数ミキサ２０４は、第２の分岐器１７が分岐させた受信信号を周波数シフトさせる。より詳細には、周波数ミキサ２０４は、フェーズロックドループ１２が生成した第２のクロック信号（図１１の１２４）に同期して、内部受信信号及び受信信号をそれぞれ周波数シフトさせる。周波数ミキサ２０４の詳細な構成については後述する。
　以下で、実施の形態４に係る光センサ装置１００３による、波長掃引光の非線形性を補償する方法の具体例について図面を参照して説明する。図１２は、当該具体例における、光ヘテロダイン受信器６が局発光及び内部反射光を合波し、合波した光を光電交換することにより取得した内部受信信号（差ビートＢ）の周波数（ヘテロダイン周波数）の時間変化（点線）を示すグラフである。図１２の破線は、デジタルアナログコンバータ１４が生成した第２の周波数変動基準信号を示す。
　当該具体例では、光周波数シフタ１８は、電圧制御発振器２０５が発生させた制御信号に基づいて、瞬時周波数ｆｖｃｏ（ｔ）の分、光分岐器２が分岐させた局発光を周波数シフトさせる。これにより、図１２の点線が示すように、ある掃引時Ｘにおいて、光ヘテロダイン受信器６が取得する内部受信信号（差ビートＢ）の瞬時的なヘテロダイン周波数は、ｆｂＸ（ｔ）＋ｆｖｃｏ（ｔ）となる。ｆｂＸ（ｔ）は、ある掃引時Ｘにおける差ビートＢの周波数である。
　信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号の周波数にオフセットを与えることにより、第２の周波数変動基準信号データを算出する。より詳細には、当該具体例では、信号処理装置９は、アナログデジタルコンバータ７がデジタル信号に変換した内部受信信号の周波数にオフセットｆｏｆｆｓｅｔを与えることにより、図１２の破線が示すように、周波数がｆｒｅｆ（ｔ）＋ｆｏｆｆｓｅｔの第２の周波数変動基準信号データを算出する。結果として、周波数位相比較器１５が生成した誤差信号に基づいてループフィルタ１６が生成する制御信号は、ｆｂＸ（ｔ）＋ｆｖｃｏ（ｔ）＝ｆｒｅｆ（ｔ）＋ｆｏｆｆｓｅｔが成り立つように、電圧制御発振器２０５が出力する制御信号の瞬時周波数ｆｖｃｏ（ｔ）を制御する。
　周波数ミキサ２０４は、第２の分岐器１７が分岐した内部受信信号の周波数を、オフセットの分、ダウンシフトさせる。より詳細には、当該具体例では、周波数ミキサ２０４は、第２の分岐器１７が分岐した内部受信信号（差ビートＢ）の周波数を、オフセットｆｏｆｆｓｅｔの分、ダウンコンバートする。これにより、差ビートBの内部受信信号は、ｆｂＸ（ｔ）＋ｆｖｃｏ（ｔ）－ｆｏｆｆｓｅｔ＝ｆｒｅｆ（ｔ）に収束する。アナログデジタルコンバータ７は、周波数ミキサ２０４がダウンシフトさせた内部受信信号をサンプリングする。
　測定対象９９９に関する測定データを測定する際は、周波数ミキサ２０４は、第２の分岐器１７が分岐した受信信号の周波数を、オフセットｆｏｆｆｓｅｔの分、ダウンシフトさせる。アナログデジタルコンバータ７は、デジタルアナログコンバータ８が生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、周波数ミキサ２０４がダウンシフトさせた受信信号をサンプリングする。
　以上のように、実施の形態４では、オフセットの分、周波数位相比較器１５での比較周波数を高くできるため、動作が安定し、高精度な測定データが得られるという効果を奏する。また、局発光を周波数シフトすることにより、波形が変化する波長掃引光の非線形性を補償することができるため、波長掃引を外部制御できない波長掃引光源を使用することができ、設計自由度を向上させることができる。
　光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９の機能は、処理回路により実現される。すなわち、信号処理装置９は、上述の処理を実行するための処理回路を備える。この処理回路は、専用のハードウェアであってもよいが、メモリに記憶されたプログラムを実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）であってもよい。
　図１３Ａは、光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９の機能を実現するハードウェア構成を示すブロック図である。図１３Ｂは、光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９の機能を実現するソフトウェアを実行するハードウェア構成を示すブロック図である。
　上記処理回路が図１３Ａに示す専用のハードウェアの処理回路３００である場合、処理回路３００は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）又はこれらを組み合わせたものが該当する。
　光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９の機能を別々の処理回路で実現してもよいし、これらの機能をまとめて１つの処理回路で実現してもよい。
　上記処理回路が図１３Ｂに示すプロセッサ３０１である場合、光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９の機能は、ソフトウェア、ファームウェア又はソフトウェアとファームウェアとの組み合わせによって実現される。
　なお、ソフトウェア又はファームウェアは、プログラムとして記述されてメモリ３０２に記憶される。
　プロセッサ３０１は、メモリ３０２に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９の機能を実現する。すなわち、光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９は、これらの各機能がプロセッサ３０１によって実行されるときに、上述の処理が結果的に実行されるプログラムを記憶するためのメモリ３０２を備える。
　これらのプログラムは、光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９の手順又は方法をコンピュータに実行させる。メモリ３０２は、コンピュータを、光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９として機能させるためのプログラムが記憶されたコンピュータ可読記憶媒体であってもよい。
　プロセッサ３０１には、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、処理装置、演算装置、プロセッサ、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などが該当する。
　メモリ３０２には、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ－ＥＰＲＯＭ）などの不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、ハードディスク、フレキシブルディスク等の磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）などが該当する。
　光センサ装置１０００、光センサ装置１００１、光センサ装置１００２又は光センサ装置１００３の信号処理装置９の機能について一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェア又はファームウェアで実現してもよい。
　このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はこれらの組み合わせにより上記機能のそれぞれを実現することができる。
　なお、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　本開示に係る光センサ装置は、波長掃引光の非線形性を補償することによって生じる信号処理負荷を軽減させることができるため、波長掃引光の非線形性を補償する技術に利用可能である。
　１　波長掃引光源、２　光分岐器、３　光サーキュレータ、４　参照反射点、５　光センサヘッド、６　光ヘテロダイン受信器、７　アナログデジタルコンバータ、８　デジタルアナログコンバータ、９　信号処理装置、１０　基準クロック、１１　分岐器、１２　フェーズロックドループ、１３　スイッチ、１４　デジタルアナログコンバータ、１５　周波数位相比較器、１６　ループフィルタ、１７　第２の分岐器、１８　光周波数シフタ、１９　シフト周波数発振器、２０　第３の分岐器、２０１　ローパスフィルタ、２０２　ハイパスフィルタ、２０３　２逓倍器、２０４　周波数ミキサ、２０５　電圧制御発振器、３００　処理回路、３０１　プロセッサ、３０２　メモリ、９９９　測定対象、１０００，１００１，１００２，１００３　光センサ装置。

Claims (11)

  1. 　時間の経過とともに周波数が変化する光を出力する波長掃引光源と、
    　前記波長掃引光源が出力した光を信号光及び局発光に分岐させる光分岐器と、
    　前記光分岐器が分岐させた信号光を測定対象に向かって出射し、当該測定対象によって反射された反射光を受信する光センサヘッドと、
    　前記光分岐器が分岐させた局発光、及び前記光センサヘッドが受信した反射光を合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての受信信号を取得する光ヘテロダイン受信器と、
    　前記光ヘテロダイン受信器が取得した受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータと、
    　前記アナログデジタルコンバータの第１のクロック信号を生成する第１のデジタルアナログコンバータと、
    　前記アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した受信信号に基づいて、前記測定対象に関する測定データを算出する信号処理装置と、を備え、
    　前記光ヘテロダイン受信器は、前記光分岐器が分岐させた局発光と、前記光分岐器が分岐させた信号光が内部反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号をさらに取得し、
    　前記アナログデジタルコンバータは、前記光ヘテロダイン受信器が取得した内部受信信号をサンプリングすることによりデジタル信号にさらに変換し、
    　前記信号処理装置は、前記アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、前記波長掃引光源が出力した光の周波数変動に対する基準となる第１の周波数変動基準信号データをさらに算出し、
    　前記第１のデジタルアナログコンバータは、前記信号処理装置が算出した第１の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、前記第１のクロック信号として第１の周波数変動基準信号を生成し、
    　前記アナログデジタルコンバータは、前記第１のデジタルアナログコンバータが生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、前記光ヘテロダイン受信器が取得した受信信号をサンプリングすることを特徴とする、光センサ装置。
  2. 　前記光分岐器が分岐させた信号光を部分的に反射することにより内部反射する参照反射点をさらに備え、
    　前記光ヘテロダイン受信器は、前記光分岐器が分岐させた局発光と、前記参照反射点によって反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号をさらに取得することを特徴とする、請求項１に記載の光センサ装置。
  3. 　前記アナログデジタルコンバータの第２のクロック信号を生成するフェーズロックドループをさらに備え、
    　前記アナログデジタルコンバータは、前記フェーズロックドループが生成した第２のクロック信号に同期して、前記光ヘテロダイン受信器が取得した内部受信信号をサンプリングすることを特徴とする、請求項１に記載の光センサ装置。
  4. 　前記アナログデジタルコンバータのクロック信号を、前記第１のデジタルアナログコンバータが生成した第１のクロック信号としての第１の周波数変動基準信号、又は前記フェーズロックドループが生成した第２のクロック信号の何れか一方に切り替えるスイッチをさらに備えていることを特徴とする、請求項３に記載の光センサ装置。
  5. 　前記信号処理装置は、前記アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した内部受信信号をヒルベルト変換することにより、当該内部受信信号の瞬時周波数を算出し、算出した瞬時周波数を逓倍することにより、前記第１の周波数変動基準信号データを算出することを特徴とする、請求項１に記載の光センサ装置。
  6. 　分岐器、第２のデジタルアナログコンバータ、周波数位相比較器、及びループフィルタをさらに備え、
    　前記分岐器は、前記光ヘテロダイン受信器が取得した内部受信信号を、前記周波数位相比較器と前記アナログデジタルコンバータとに分岐させ、
    　前記信号処理装置は、前記アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、第２の周波数変動基準信号データをさらに算出し、
    　前記第２のデジタルアナログコンバータは、前記信号処理装置が算出した第２の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、第２の周波数変動基準信号を生成し、
    　前記周波数位相比較器は、前記分岐器が分岐した内部受信信号と、前記第２のデジタルアナログコンバータが生成した第２の周波数変動基準信号とを比較することにより、周波数の誤差信号を生成し、
    　前記ループフィルタは、前記周波数位相比較器が生成した誤差信号を積分することにより制御信号を生成し、
    　前記波長掃引光源は、前記ループフィルタが生成した制御信号に基づいて、出力する光の周波数を調整することを特徴とする、請求項１に記載の光センサ装置。
  7. 　参照反射点、光周波数シフタ、第１のフィルタ、及び第２のフィルタをさらに備え、
    　前記参照反射点は、前記光分岐器が分岐させた信号光を部分的に反射することにより内部反射し、
    　前記光周波数シフタは、前記参照反射点を通過した信号光を周波数シフトさせ、
    　前記光センサヘッドは、前記光周波数シフタが周波数シフトさせた信号光を前記測定対象に向かって出射し、当該測定対象によって反射された反射光を受信し、
    　前記光ヘテロダイン受信器は、前記光分岐器が分岐させた局発光と、前記参照反射点によって反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより電気信号としての内部受信信号をさらに取得し、
    　前記分岐器は、前記光ヘテロダイン受信器が取得した受信信号及び内部受信信号を、前記第１のフィルタと前記第２のフィルタとに分岐させ、
    　前記第１のフィルタは、前記分岐器が分岐させた内部受信信号を通過させ、前記分岐器が分岐させた受信信号を遮断し、
    　前記第２のフィルタは、前記分岐器が分岐させた受信信号を通過させ、前記分岐器が分岐させた内部受信信号を遮断し、
    　前記周波数位相比較器は、前記第１のフィルタが通過させた内部受信信号と、前記第２のデジタルアナログコンバータが生成した第２の周波数変動基準信号とを比較することにより、周波数の誤差信号を生成し、
    　前記アナログデジタルコンバータは、前記第１のデジタルアナログコンバータが生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、前記第２のフィルタが通過させた受信信号をサンプリングすることを特徴とする、請求項６に記載の光センサ装置。
  8. 　周波数ミキサをさらに備え、
    　前記光周波数シフタは、前記光センサヘッドが受信した反射光をさらに周波数シフトさせ、
    　前記周波数ミキサは、前記光周波数シフタによるシフト量の２倍の周波数分、前記第２のフィルタが通過させた受信信号を周波数シフトさせ、
    　前記アナログデジタルコンバータは、前記第１のデジタルアナログコンバータが生成した第１の周波数変動基準信号に同期して、前記周波数ミキサが周波数シフトさせた受信信号をサンプリングすることを特徴とする、請求項７に記載の光センサ装置。
  9. 　前記信号処理装置は、前記アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した受信信号に基づいて、前記測定対象に関する測定データを算出する際に、前記光周波数シフタによる周波数シフトによって生じた受信信号の非線形性を補償することを特徴とする、請求項７に記載の光センサ装置。
  10. 　分岐器、第２のデジタルアナログコンバータ、周波数位相比較器、ループフィルタ、電圧制御発振器、及び光周波数シフタをさらに備え、
    　前記分岐器は、前記光ヘテロダイン受信器が取得した内部受信信号を、前記周波数位相比較器と前記アナログデジタルコンバータとに分岐させ、
    　前記信号処理装置は、前記アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した内部受信信号に基づいて、第２の周波数変動基準信号データをさらに算出し、
    　前記第２のデジタルアナログコンバータは、前記信号処理装置が算出した第２の周波数変動基準信号データをアナログ信号に変換することにより、第２の周波数変動基準信号を生成し、
    　前記周波数位相比較器は、前記分岐器が分岐した内部受信信号と、前記第２のデジタルアナログコンバータが生成した第２の周波数変動基準信号とを比較することにより、周波数の誤差信号を生成し、
    　前記ループフィルタは、前記周波数位相比較器が生成した誤差信号を積分することにより制御信号を生成し、
    　前記電圧制御発振器は、前記ループフィルタが生成した制御信号に基づいて、前記光周波数シフタの制御信号を発生させ、
    　前記光周波数シフタは、前記電圧制御発振器が発生させた制御信号に基づいて、前記光分岐器が分岐させた局発光を周波数シフトさせ、
    　前記光ヘテロダイン受信器は、前記光周波数シフタが周波数シフトさせた局発光と、前記光分岐器が分岐させた信号光が内部反射された内部反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより前記内部受信信号を取得し、前記光周波数シフタが周波数シフトさせた局発光と、前記光センサヘッドが受信した反射光とを合波し、合波した光を光電変換することにより前記受信信号を取得することを特徴とする、請求項１に記載の光センサ装置。
  11. 　周波数ミキサをさらに備え、
    　前記信号処理装置は、前記アナログデジタルコンバータがデジタル信号に変換した内部受信信号の周波数にオフセットを与えることにより、前記第２の周波数変動基準信号データを算出し、
    　前記周波数ミキサは、前記分岐器が分岐させた受信信号及び内部受信信号の各周波数を、前記オフセットの分、ダウンシフトさせることを特徴とする、請求項１０に記載の光センサ装置。
PCT/JP2021/023157 2021-06-18 2021-06-18 光センサ装置 Ceased WO2022264393A1 (ja)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202180099312.0A CN117460946A (zh) 2021-06-18 2021-06-18 光传感器装置
GB2318421.1A GB2622968B (en) 2021-06-18 2021-06-18 Optical sensor device
JP2023528906A JP7350217B2 (ja) 2021-06-18 2021-06-18 光センサ装置
PCT/JP2021/023157 WO2022264393A1 (ja) 2021-06-18 2021-06-18 光センサ装置
KR1020237042946A KR102650419B1 (ko) 2021-06-18 2021-06-18 광 센서 장치
US18/379,584 US20240053256A1 (en) 2021-06-18 2023-10-12 Optical sensor device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2021/023157 WO2022264393A1 (ja) 2021-06-18 2021-06-18 光センサ装置

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US18/379,584 Continuation US20240053256A1 (en) 2021-06-18 2023-10-12 Optical sensor device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022264393A1 true WO2022264393A1 (ja) 2022-12-22

Family

ID=84526977

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/023157 Ceased WO2022264393A1 (ja) 2021-06-18 2021-06-18 光センサ装置

Country Status (6)

Country Link
US (1) US20240053256A1 (ja)
JP (1) JP7350217B2 (ja)
KR (1) KR102650419B1 (ja)
CN (1) CN117460946A (ja)
GB (1) GB2622968B (ja)
WO (1) WO2022264393A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2025013662A1 (ja) * 2023-07-11 2025-01-16 テルモ株式会社 光干渉断層像形成装置
WO2026038383A1 (ja) * 2024-08-14 2026-02-19 三菱電機株式会社 光干渉距離測定装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140268038A1 (en) * 2013-03-12 2014-09-18 Carl Zeiss Meditec, Inc. Systems and methods for variable depth optical coherence tomography imaging
JP2014533837A (ja) * 2011-12-21 2014-12-15 ウェイブライト ゲーエムベーハー 掃引光源光干渉断層撮影のための装置及び方法
JP2015099078A (ja) * 2013-11-19 2015-05-28 株式会社トーメーコーポレーション 光断層画像撮影装置
JP2016031294A (ja) * 2014-07-29 2016-03-07 日本電信電話株式会社 光干渉断層装置
JP2016148539A (ja) * 2015-02-10 2016-08-18 アンリツ株式会社 Ｏｃｔ装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1889037A2 (en) 2005-06-01 2008-02-20 The General Hospital Corporation Apparatus, method and system for performing phase-resolved optical frequency domain imaging
JP4999147B2 (ja) * 2006-05-22 2012-08-15 富士フイルム株式会社 波長掃引光源および光断層画像化装置
WO2012100213A2 (en) * 2011-01-21 2012-07-26 Duke University Systems and methods for complex conjugate artifact resolved optical coherence tomography
US8908189B2 (en) * 2011-04-15 2014-12-09 Carl Zeiss Meditec, Inc. Systems and methods for swept-source optical coherence tomography
EP2574273B1 (en) * 2011-06-23 2014-09-24 Nidek Co., Ltd. Optical coherence tomography apparatus
US9191020B2 (en) * 2014-02-05 2015-11-17 Waveworks, Inc. Traveling-wave based high-speed sampling systems
JP2016090280A (ja) * 2014-10-30 2016-05-23 日本電信電話株式会社 光断層画像撮像装置及びこれを使用した撮像方法
JP6696782B2 (ja) 2015-03-09 2020-05-20 炭　親良 ビームフォーミング方法、計測イメージング装置、及び、通信装置
US11255663B2 (en) * 2016-03-04 2022-02-22 May Patents Ltd. Method and apparatus for cooperative usage of multiple distance meters
EP3743679B1 (en) 2018-01-23 2023-06-28 AMO Development, LLC Methods and systems of optical coherence tomography with fiducial signal for correcting scanning laser nonlinearity
US20220244035A1 (en) * 2019-07-18 2022-08-04 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Wavelength Sweeping Optical Measurement System
JP7348582B2 (ja) * 2020-09-09 2023-09-21 日本電信電話株式会社 光送信器及び光送信における周波数制御方法
US11988903B2 (en) * 2021-02-11 2024-05-21 Raytheon Company Photonic integrated circuit-based optical phased array calibration technique
KR102680481B1 (ko) * 2021-04-06 2024-07-01 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 광 측정 장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014533837A (ja) * 2011-12-21 2014-12-15 ウェイブライト ゲーエムベーハー 掃引光源光干渉断層撮影のための装置及び方法
US20140268038A1 (en) * 2013-03-12 2014-09-18 Carl Zeiss Meditec, Inc. Systems and methods for variable depth optical coherence tomography imaging
JP2015099078A (ja) * 2013-11-19 2015-05-28 株式会社トーメーコーポレーション 光断層画像撮影装置
JP2016031294A (ja) * 2014-07-29 2016-03-07 日本電信電話株式会社 光干渉断層装置
JP2016148539A (ja) * 2015-02-10 2016-08-18 アンリツ株式会社 Ｏｃｔ装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JIA, PINGPING ET AL.: "NON-DESTRUCTIVE AND REAL-TIME OPTICAL INSPECTION FOR LENS SIZE USING SWEPT SOURCE OPTICAL COHERENCE TOMOGRAPHY", PROCEEIDINGS OF SPIE. OPTICAL MEASUREMENT SYSTEMS FOR INDUSTRIAL INSPECTION XI., vol. 11056, 21 June 2019 (2019-06-21), pages 1 - 6, XP060122753, DOI: 10.1117/12.2525974 *
YAMAUCHI ET AL.: "A Study on Compensation Scheme of Wavelength Variations for SS-OCT Based Digital Photonics Sensor", PROCEEDINGS OF THE 2020 IEICE GENERAL CONFERENCE, March 2020 (2020-03-01) *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2025013662A1 (ja) * 2023-07-11 2025-01-16 テルモ株式会社 光干渉断層像形成装置
WO2026038383A1 (ja) * 2024-08-14 2026-02-19 三菱電機株式会社 光干渉距離測定装置

Also Published As

Publication number Publication date
GB202318421D0 (en) 2024-01-17
CN117460946A (zh) 2024-01-26
KR20230173739A (ko) 2023-12-27
JPWO2022264393A1 (ja) 2022-12-22
US20240053256A1 (en) 2024-02-15
JP7350217B2 (ja) 2023-09-25
GB2622968A (en) 2024-04-03
GB2622968B (en) 2024-11-06
KR102650419B1 (ko) 2024-03-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US12510639B2 (en) System and method for increasing coherence length in lidar systems
US20240053256A1 (en) Optical sensor device
US8699013B2 (en) Chromatic dispersion measurement device and chromatic dispersion measurement method for measuring the dispersion of light pulses
JP2014202716A (ja) 距離測定装置
WO2019166876A1 (en) Method and device for interferometric range measurements
JP2010515919A5 (ja)
JP2019045200A (ja) 光学的距離測定装置および測定方法
JP7010304B2 (ja) 測距装置及び制御方法
US20200209392A1 (en) Multi frequency long range distance detection for amplitude modulated continuous wave time of flight cameras
WO2017014098A1 (ja) ガス検知装置およびガス検知方法
JP7627487B2 (ja) ライダー装置及びライダー制御方法
JP2000111312A (ja) 光周波数線形掃引装置及び光周波数線形掃引装置のための変調補正デ―タ記録装置
CN113758412B (zh) Oct测量装置以及oct测量方法
JP6991034B2 (ja) 光波距離計及びフィードバック信号の変調周波数決定方法
US20140268290A1 (en) System and method for increasing coherence length in lidar systems
WO2019186776A1 (ja) 測距装置及び制御方法
JP7564293B1 (ja) 位相特性校正装置および位相特性校正方法
JP5480507B2 (ja) レーザ干渉計
US7492464B2 (en) Triggering for a heterodyne interferometer
JP2020008357A (ja) 距離計及び距離測定方法並びに光学的三次元形状測定機
CN118259268A (zh) 光源线性度检测、线性调频控制方法、系统及激光雷达
JP7693147B1 (ja) 波長分散補償装置、光測距装置および波長分散補償方法
EP4495629A1 (en) Measurement apparatus and measurement method

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21946068

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2023528906

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 202318421

Country of ref document: GB

Kind code of ref document: A

Free format text: PCT FILING DATE = 20210618

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2318421.1

Country of ref document: GB

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20237042946

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 202180099312.0

Country of ref document: CN

Ref document number: 1020237042946

Country of ref document: KR

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2318421.1

Country of ref document: GB

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 21946068

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 2318421.1

Country of ref document: GB