JP7010304B2 - 測距装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は測距装置に関する。

光波を利用して測距を行う測距装置が開発されている。光波を利用する測距装置は、測距装置から所定の送信光を送信し、その送信光が被測定物によって反射された反射光を受信し、その反射光を解析することで測距を行う。例えば測距の方式には、反射光の飛行時間（送信光が送信されてから反射光が受信されるまでの時間）に基づいて距離を算出する飛行時間測定方式（ToF（Time-of-Flight）方式）、送信光と反射光の周波数差に基づいて距離を算出する周波数差検出方式（例えば、FMCW（Frequency Modulated Continuous Wave）方式）、又は位相差検出方式などがある。

光波を利用して測距を行う装置を開示する先行技術文献としては、例えば特許文献１がある。特許文献１は、チャープ信号に基づいて光の強度を変調することで送信光を生成し、反射光と送信光との周波数差に基づいて測距を行う方法を開示している。

米国特許出願公開第２００８／００１８８８１号明細書

本発明者は、光波を利用して測距を行う新たな技術を見出した。本発明の目的の一つは、光波を利用して測距を行う新たな技術を提供することである。

本発明の測距装置は、周波数差検出方式又はＴｏＦ方式により被測定物までの距離を算出する測距装置であって、１）測距信号を生成する生成手段と、２）測距信号に基づいて光搬送波を直交変調することで、当該光搬送波の周波数と位相との少なくとも１つを変調した送信光を生成する直交変調手段と、３）生成された送信光を送信する送信手段と、４）送信光が被測定物によって反射された光である反射光を受信する受信手段と、５）反射光を参照光と比較することで、被測定物までの距離を算出する算出手段と、を有し、直交変調手段は、マッハツェンダー型の光変調器であり、算出手段は、反射光と参照光を干渉させることでビート信号を生成し、ビート信号に基づいて被測定物までの距離を算出する。

本発明の制御方法は、周波数差検出方式又はＴｏＦ方式により被測定物までの距離を算出するための、コンピュータによって実行させる制御方法である。当該制御方法は、１）測距信号を生成する生成ステップと、２）測距信号に基づいて光搬送波をマッハツェンダー型の光変調器により直交変調することで、当該光搬送波の周波数と位相との少なくとも１つを変調した送信光を生成する直交変調ステップと、３）生成された送信光を送信する送信ステップと、４）送信光が被測定物によって反射された光である反射光を受信する受信ステップと、５）反射光を参照光と比較することで、被測定物までの距離を算出する算出ステップと、を有し、算出ステップでは、反射光と参照光を干渉させることでビート信号を生成し、ビート信号に基づいて被測定物までの距離を算出する。

本発明によれば、光波を利用して測距を行う新たな技術が提供される。

上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。

実施形態１に係る測距装置の動作を概念的に説明するための図である。 測距装置の機能構成部を例示する図である。 測距装置のハードウエア構成を例示する図である。 参照光のバリエーションを例示する図である。 参照光のバリエーションを例示する図である。 参照光のバリエーションを例示する図である。 測距装置によって実行される処理の流れを例示するフローチャートである。 周波数差検出方式における送信光を模式的に例示する図である。 参照光と反射光の周波数、及びデジタルビート信号の関係を模式的に例示する図である。 位相差検出方式における送信光を模式的に例示する図である。 位相差検出方式におけるデジタルビート信号を模式的に例示する図である。 ToF 方式において、光搬送波の強度を変調するケースを模式的に例示する図である。 強度変調を行う ToF 方式における送信光、反射光、参照光、及びデジタルビート信号を模式的に例示する図である。 ToF 方式において、光搬送波の周波数を変調するケースを模式的に例示する図である。 周波数変調を行う ToF 方式における送信光、反射光、参照光、及びデジタルビート信号を模式的に例示する図である。 ToF 方式において、光搬送波の位相を変調するケースを模式的に例示する図である。 位相変調を行う ToF 方式における送信光、反射光、参照光、及びデジタルビート信号を模式的に例示する図である。 実施形態２の測距装置２０００を例示するブロック図である。 周波数差検出方式における現実の送信光と理想の送信光とを比較する図である。 位相差検出方式における現実の送信光と理想の送信光とを比較する図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。尚、すべての図面において、同様な構成要素には同様の符号を付し、適宜説明を省略する。また各ブロック図において、特に説明がない限り、各ブロックは、ハードウエア単位の構成ではなく機能単位の構成を表している。

［実施形態１］
＜概要＞
図１は、実施形態１に係る測距装置２０００の動作を概念的に説明するための図である。なお図１は、測距装置２０００の動作の理解を容易にすることを目的とする例示のための図であり、測距装置２０００の動作は図１によって何ら限定されない。

測距装置２０００は、光波を利用して、測距装置２０００から被測定物１０までの距離の測定（測距）を行う装置である。一般に、光波を利用した測距では、搬送波とする光波（以下、光搬送波）を測距信号で変調した送信光を送信し、その送信光が測距対象の物体によって反射された反射光を受信し、その反射光を解析することで、距離の算出が行われる。光波を利用した測距方式には、飛行時間測定方式（ToF 方式）、周波数差検出方式（例えば、FMCW 方式）、又は位相差検出方式などの様々な方式がある。

測距装置２０００は、測距信号を生成し、生成した測距信号に基づいて光搬送波を直交変調することで、送信光を生成する。すなわち測距装置２０００は、測距信号に基づいて、光搬送波の同相成分（In-Phase（I）成分）と直交成分（Quadrature-Phase（Q）成分）のそれぞれを変調することにより、目的とする送信光を生成する。

測距装置２０００は、上述のようにして生成された送信光が被測定物１０によって反射された反射光を受信する。測距装置２０００は、受信した反射光を参照光と比較することで、測距装置２０００から被測定物１０までの距離を算出する。例えば周波数差検出方式を利用する場合、測距装置２０００は、参照光と反射光との周波数差に基づいて測定距離を算出する。なお、参照光は、送信光又は光搬送波に相当する光信号である。

＜作用・効果＞
本実施形態の測距装置２０００によれば、測距信号に基づいて光搬送波を直交変調することで生成した送信光を利用して測距を行うという新たな技術が提供される。直交変調を利用することには、例えば以下のような利点がある。

まず、チャープ信号に基づいて光搬送波を変調する場合に、光搬送波の周波数そのものを変調することで、チャープ信号が表す周波数変動を送信光に載せることができる。この点、特許文献１の技術では、チャープ信号が表す周波数変動を、光搬送波の強度の変動として表している。周波数変動の情報を送信光の周波数変動で表す方法には、周波数変動の情報を送信光の強度変動で表す方法と比較し、振幅ノイズに強く、受信感度が高くなるという利点がある。

次に、直交変調を利用することで、光搬送波の強度と周波数の２つの要素を、直交変調器で同時に変調できる。そのため、測距装置２０００のハードウエアサイズを小さくすることができる（測距装置２０００を小型化できる）という利点や、測距装置２０００の製造コストを小さくすることができるという利点がある。

以下、本実施形態についてさらに詳細を述べる。

＜測距装置２０００の機能構成の例＞
図２は、測距装置２０００の機能構成部を例示する図である。測距装置２０００は、生成部２０２０、直交変調部２０４０、送信部２０６０、受信部２０８０、及び算出部２１００を有する。生成部２０２０は測距信号を生成する。直交変調部２０４０は、測距信号に基づいて光搬送波を直交変調することで、送信光を生成する。送信部２０６０は、生成された送信光を送信する。受信部２０８０は、送信光が被測定物１０によって反射された光である反射光を受信する。算出部２１００は、受信した反射光を参照光と比較することで、被測定物までの距離を算出する。参照光は、光搬送波、送信光、又は別途配備した光源による局所光である。

＜ハードウエア構成の例＞
図３は、測距装置２０００のハードウエア構成を例示する図である。図３の測距装置２０００は、デジタルシグナルプロセッサ（DSP: Digital Signal Processor）１０２０、デジタルアナログ（DA: Digital-Analog）コンバータ１０４０、光源１０６０、直交変調器１０８０、送信モジュール１１００、受信モジュール１１２０、コヒーレントレシーバ１１４０、アナログデジタル（AD: Analog-Digital）コンバータ１１６０、及びデジタルシグナルプロセッサ１１８０を有する。

デジタルシグナルプロセッサ１０２０は、生成部２０２０を実現するプロセッサである。デジタルシグナルプロセッサ１０２０は、測距信号を表すデジタル信号を出力する。デジタルシグナルプロセッサ１０２０から出力された測距信号は、デジタルアナログコンバータ１０４０により、アナログの電気信号に変換される。

直交変調器１０８０は、直交変調部２０４０を実現する直交変調器である。例えば直交変調器１０８０は、マッハツェンダー型の光変調器によって実現される。光源１０６０は、光搬送波を出力する任意の光源である。例えば送信光としてレーザ光を利用する場合、光源１０６０はレーザ発振器などで実現される。直交変調器１０８０は、測距信号に基づき、光源１０６０から出力される光搬送波に対して直交変調を行う。より具体的には、直交変調器１０８０は、デジタルアナログコンバータ１０４０から出力されるアナログ信号を用いて、光源１０６０から出力される光搬送波を直交変調する。

送信モジュール１１００は、送信部２０６０を実現するモジュールである。送信モジュール１１００は、送信光を測距装置２０００の外部に出力するための光学系（レンズなど）や、送信光の出力方向を制御するための光学系（ミラーなど）で構成される。

受信モジュール１１２０は、受信部２０８０を実現するモジュールである。受信モジュール１１２０は、反射光を測距装置２０００の内部へ取り込むための光学系（レンズやミラーなど）で構成される。

コヒーレントレシーバ１１４０、アナログデジタルコンバータ１１６０、及びデジタルシグナルプロセッサ１１８０は、算出部２１００を実現するハードウエア要素である。例えばコヒーレントレシーバ１１４０は、反射光と参照光をミキシングして光ビート信号を生成する光コヒーレントミキサと、光ビート信号を光電変換するバランストレシーバとから構成され、これにより反射光と参照光の光ビート信号に対応するアナログの電気信号を出力する。以下、コヒーレントレシーバ１１４０から出力されるアナログの電気信号（すなわち、光ビート信号を光電変換することで得られる電気信号）を「アナログビート信号」と表記する。

コヒーレントレシーバ１１４０の構成は、前述した構成に限定されない。例えばコヒーレントレシーバ１１４０は、直交受信器によって直交受信を行う構成であってもよい。この場合、より具体的には、コヒーレントレシーバ１１４０は、IQ ミキサ（９０度ハイブリッド）と２つのバランストレシーバを有する。

コヒーレントレシーバ１１４０に入力される参照光には、１）光源１０６０から出力される光搬送波、２）直交変調器１０８０から出力される送信光、及び３）別途設けた他の光源から出力される局所光などを利用することができる。図４、図５、及び図６は、参照光のバリエーションを例示する図である。図４、図５、及び図６はそれぞれ、上記１）、２）、及び３）のケースを例示している。なお、これら３つの参照光が選択的に受信部２０８０へ入力されるようにするスイッチ機構を設け、スイッチの切り替えによってこれら３つの参照光のいずれかを適宜利用できる構成としてもよい（図示せず）。

コヒーレントレシーバ１１４０から出力されたアナログビート信号は、アナログデジタルコンバータ１１６０に入力される。アナログデジタルコンバータ１１６０により、アナログビート信号がデジタル信号に変換される。以下、アナログビート信号をデジタル信号に変換することで得られるデジタル信号を「デジタルビート信号」と表記する。受信部２０８０は、このデジタルビート信号を出力する。なお、コヒーレントレシーバ１１４０を直交受信器として構成する場合、アナログデジタルコンバータ１１６０を２つ設け、反射光の同相成分と直交成分それぞれのアナログビート信号をデジタルビート信号に変換するようにする。

デジタルシグナルプロセッサ１１８０には、アナログデジタルコンバータ１１６０から出力されるデジタルビート信号が入力される。デジタルシグナルプロセッサ１１８０は、アナログデジタルコンバータ１１６０から出力されるデジタルビート信号を解析することで被測定物１０までの距離を算出する。なお、コヒーレントレシーバ１１４０を直交受信器として構成する場合、デジタルシグナルプロセッサ１１８０は、反射光の同相成分のデジタルビート信号と反射光の直交成分のデジタルビート信号との組で表される複素信号を解析することで、被測定物１０までの距離を算出する。

なお、デジタルシグナルプロセッサ１１８０は、デジタルビート信号を解析するために、測距信号に関する情報（測距方式及びその設定に関する情報）を取得する。例えばこの情報は、デジタルシグナルプロセッサ１０２０とデジタルシグナルプロセッサ１１８０の双方からアクセス可能な記憶装置に記憶させておく。こうすることで、デジタルシグナルプロセッサ１０２０はこの記憶装置から読み込んだ情報に従って測距信号を生成することができ、デジタルシグナルプロセッサ１１８０はこの記憶装置から情報を読み込むことで測距信号に関する設定等を把握することができる。

算出部２１００は、アナログデジタルコンバータから出力されたデジタル信号に対して光学系の収差や送受信に含まれるアナログ電気回路特性の不完全性等を補償するための補償回路をさらに含んでもよい（図示せず）。例えばこの補償回路の実現には、既存の技術を利用することができる。

＜処理の流れ＞
図７は、測距装置２０００によって実行される処理の流れを例示するフローチャートである。生成部２０２０は、測距信号を生成する（Ｓ１０２）。直交変調部２０４０は、生成した測距信号を用いて、光搬送波に対して直交変調を施した送信光を生成する（Ｓ１０４）。送信部２０６０は、生成された送信光を送信する（Ｓ１０６）。受信部２０８０は、送信光が被測定物１０によって反射された反射光を受信する（Ｓ１０８）。算出部２１００は、反射光と参照光を比較することで、被測定物１０までの距離を算出する（Ｓ１１０）。

＜測距方式ごとの詳細な説明＞
測距装置２０００は、種々の測距方式を利用することができる。以下では、測距装置２０００が利用する測距方式ごとに、測距装置２０００の動作をより詳細に説明する。

＜＜周波数差検出方式＞＞
周波数差検出方式では、反射光と参照光との周波数差を用いて、測定対象までの距離が算出される。周波数差検出方式を利用する場合、例えば直交変調部２０４０は、光搬送波の周波数が時間軸上で変化するように、光搬送波を変調する。例えば送信光は、チャープ信号の繰り返しとして実現される。そのために、測距信号は、光搬送波の周波数の時間変化を示す。

図８は、周波数差検出方式における送信光を模式的に例示する図である。図８の上段は送信光を模式的に表している。本来、光の周波数は非常に高く、正確に波として図示するのが困難であるため、ここでは、光の周波数をイメージできるよう、便宜的に遅い周期の正弦波として表し、光強度一定のもと、周波数が徐々に変化していく様子を模式的に示した。図８の下段は、前記周波数変調が施された光搬送波の周波数の変化を示している。ここでは、直交変調部２０４０から出力される光信号は、周期 T で周波数が f1 から f2 に線形に増加することを示している。なお、fc は送信側の光源１０６０から出力される光搬送波の周波数である。Δf1とΔf2 はそれぞれ、Δf1=f1-fc、Δf2=f2-fcと定義される値である。すなわち、直交変調部２０４０から出力される光信号は、光源から出力された光周波数 fc の光信号に対して、Δf1からΔf2の周波数変調が施された光信号となり、結果として光周波数がfc+Δf1からfc+Δf2まで変化する光信号が得られる。

図８に示した光周波数そのものが線形に変化するチャープ信号を生成する場合、直交変調部２０４０を駆動する同相成分の変調信号と直交成分の変調信号それぞれを、以下の数式（１）に示す信号とすることで、光強度が一定かつ周波数が線形に変化するチャープ送信光を生成できる。I(t) とQ(t) はそれぞれ、時刻 t における同相成分の変調信号と直交成分の変調信号を表している。以降では、これらの変調信号のことを測距信号とも呼ぶ。すなわち直交変調部２０４０には、同相成分の測距信号（光搬送波の同相成分を変調するための測距信号）と直交成分の測距信号（光搬送波の直交成分を変調するための測距信号）がそれぞれ入力され、これら２つの測距信号によって直交変調部２０４０が駆動される。なお、これらの信号は、送信側のデジタルシグナルプロセッサ１０２０によって容易に生成することができ、デジタルアナログコンバータ１０４０によってアナログの電気信号に変換された上で、直交変調部２０４０に入力される。このようにして直交変調部２０４０を駆動することにより、所望の光チャープ信号を生成することができる。

送信部２０６０は、上述のように生成された送信光を送信する。受信部２０８０は、この送信光が被測定物１０によって反射された反射光を受信し、反射光と参照光とを干渉させてヘテロダイン受信することで、前述したデジタルビート信号を出力する。参照光としては、送信光を利用する。

図９は、参照光と反射光の周波数、及びデジタルビート信号の関係を模式的に例示する図である。反射光は、測距装置２０００から被測定物１０までの距離に応じ、参照光よりも遅れたものとなる。例えば図９の例では、反射光が参照光よりも td 遅れたものとなっている。その結果、図９に示すデジタルビート信号が得られる。

算出部２１００は、このデジタルビート信号を解析することで、測距装置２０００から被測定物１０までの距離を算出する。例えば算出部２１００は、反射光と参照光との周波数差 fb を特定し、以下の数式（２）を用いて、測距装置２０００から被測定物１０までの距離を算出する。

R は、測距装置２０００から被測定物１０までの距離を表す。c は光速を表す。なお、測距信号は数式（１）に基づいて生成されたものであるとする。そのため、T は測距信号の周期を表し、Δf2 は周波数変調の最大値を表し、Δf1 は周波数変調の最小値を表している。

＜＜位相差検出方式＞＞
位相差検出方式では、反射光と参照光との位相差を用いて、測定対象までの距離が算出される。位相差検出方式を利用する場合、例えば直交変調部２０４０は、光搬送波の強度が時間軸上で変化するように、光搬送波を変調する。

図１０は、位相差検出方式における送信光を模式的に例示する図である。図８と同様、光の周波数をイメージできるよう、便宜的に遅い周期の正弦波として光搬送波を図示してある。図１０において、上段は送信光を示しており、下段はその送信光の強度変動の様子を示している。図示するとおり、位相差検出方式における送信光は、周波数 fmで光搬送波の振幅を変化させることを示している。

ここで、受信部２０８０においてヘテロダイン受信を実現するため、直交変調部２０４０は、光搬送波の強度を変調するだけでなく、光搬送波の周波数を所定量シフトさせる。図１０の例では、光搬送波の周波数を fc から Δfs だけずらした fs=fc+Δfs にシフトし、なおかつその光搬送波の振幅を周波数 fm で振幅変調することで、送信光が生成されている。なお、直交復調では、例えば、直交変調部２０４０を駆動する同相成分の測距信号と直交成分の測距信号をそれぞれ、以下の数式（３）で表される測距信号とすることで、光搬送波の強度変調と周波数シフトを同時に実現することができる。

ここで、Aは振幅変調の大きさを示している。例えば、振幅変調前の光搬送波の強度を１としたとき、A<1 であれば、図１０に示すような、光強度が正弦波 Asin(2πfmt) に従って変動する振幅変調信号が得られる。

受信部２０８０は、反射光を受信してデジタルビート信号を出力する。この方式では、反射光と光搬送波とを干渉させることでヘテロダイン受信を行う。そのため、参照光としては、光搬送波、又は光搬送波に相当する局所光が利用される。

図１１は、位相差検出方式におけるデジタルビート信号を模式的に例示する図である。ここで、デジタルビート信号は、周波数 fs-fc（＝Δfs） の周波数成分と、周波数 fm の周波数成分を含んでいる。そして、デジタルビート信号のエンベロープで表される信号（以下、エンベロープ信号）の周波数が fm となる。

算出部２１００は、デジタルビート信号を解析して、エンベロープ信号を抽出する。ここで、エンベロープ信号と測距信号との位相差は、測距装置２０００と被測定物１０との間を光が往復するのにかかる時間を表す。そこで算出部２１００は、エンベロープ信号と測距信号との位相差を検出することで、測距装置２０００と被測定物１０との間を光が往復するのにかかる時間を算出し、この時間に基づいて、測距装置２０００から被測定物１０までの距離を算出する。

＜＜ToF 方式＞＞
ToF 方式では、反射光の飛行時間に基づいて、測定対象までの距離が算出される。ToF 方式を利用する場合、時間軸上において光搬送波の一部を変化させるように光搬送波を変調することで、送信光を生成する。変化させる光搬送波の要素は、強度であってもよいし、周波数であってもよいし、位相であってもよい。

＜＜＜強度を変調するケース＞＞＞
図１２は、ToF 方式において、光搬送波の強度を変調するケースを模式的に例示する図である。上段は送信光を、下段は送信光に施す強度変動の様子を示している。ここで、光搬送波の周波数は fc であるとする。図示するとおり、強度変調を用いた ToF 方式における送信光は、パルス幅が t1 であり、周期が T であるパルス信号である。また、受信部２０８０においてヘテロダイン受信を行うため、直交変調部２０４０は、光搬送波に対して強度変調に加えて周波数シフトを施す。具体的には、直交変調部２０４０は、パルスがオンである期間の送信光を、光搬送波の周波数を fc からΔfs だけシフトした周波数 fs=fc+Δfs の光信号とし、パルスがオフである期間の送信光の強度を０にする。

より具体的には、直交変調部２０４０を駆動する同相成分の測距信号と直交成分の測距信号を、それぞれ以下の数式（４）で表される信号とすることで、図１２に示すパルス状の送信光を生成することができる。

ここで、S_TOFはパルスがオンの時に１、パルスがオフの時に０を示す信号とする。

受信部２０８０は、反射光を参照光と干渉させてヘテロダイン受信を行い、デジタルビート信号を出力する。そのために、受信部２０８０は、参照光として光搬送波、又は光搬送波に相当する局所光を利用する。

図１３は、強度変調を行う ToF 方式における送信光、反射光、参照光、及びデジタルビート信号を模式的に例示する図である。デジタルビート信号は、反射光の強度が０である期間については強度が０となり、反射光の強度が０でない期間については周波数 fs-fc（＝Δfs）の信号となる。そのため受信部２０８０は、反射光の強度が０でない期間を容易に特定することができる。

ここで、反射光は、測距装置２０００から被測定物１０までの距離に応じ、送信光が遅れたものとなる。そのため、送信光において強度が０でない期間と、デジタルビート信号において強度が０でない期間との時間のずれが、光が測距装置２０００と被測定物１０との間を往復するのに要した時間に一致する。そこで算出部２１００は、この時間ずれを算出し、算出した時間ずれに基づいて、測距装置２０００から被測定物１０までの距離を算出する。

＜＜＜周波数を変調するケース＞＞＞
図１４は、ToF 方式において、光搬送波の周波数を変調するケースを模式的に例示する図である。上段は送信光を、下段は送信光の周波数の変化の様子を示している。ここで、光搬送波は、周波数 fc の正弦波であるとする。図示するとおり、周波数変調を用いた ToF 方式における送信光は、パルス幅が t1 であり、周期が T であるパルス信号であるが、図１２とは違い、光の周波数がパルス状に変化する信号となる。ここでも同様に、受信部２０８０においてヘテロダイン受信を行うため、直交変調部２０４０は、光搬送波に対して周波数変調を施す。具体的には、直交変調部２０４０は、パルスがオンである期間のみについて、光搬送波の周波数を fc からΔfs だけシフトした周波数 fs=fc+Δfs の光信号を、送信光とする。

より具体的には、パルスがオンである期間は、直交変調部２０４０を駆動する同相成分の測距信号と直交成分の測距信号を、それぞれ以下の数式（５）によって表される信号とすることで、図１４に示す周波数がパルス状に変化する送信光を生成することができる（パルスがオフの期間は無変調）。

受信部２０８０は、反射光を参照光と干渉させてヘテロダイン受信を行い、デジタルビート信号を出力する。そのために、受信部２０８０は、参照光として光搬送波、送信光、又は光搬送波に相当する局所光を利用する。

図１５は、周波数変調を行う ToF 方式における送信光、反射光、参照光、及びデジタルビート信号を模式的に例示する図である。反射光の周波数が fs である期間のデジタルビート信号は、周波数 fs-fc（＝Δfs）の信号となる。一方、反射光の周波数が fc である期間のデジタルビート信号は、同一周波数同士のビート成分であるため、直流成分に変換されるが、実際には参照光と反射光の初期位相や位相揺らぎに起因してゆるやかに変化する。このように、反射光の周波数が fs である期間のデジタルビート信号と、反射光の周波数が fc である期間のデジタルビート信号とに差異があるため、これらの境界を検出することができる。具体的には、反射光の周波数が fs である期間のデジタルビート信号と、反射光の周波数が fc である期間のデジタルビート信号との境界が不連続点となるため、この不連続点を検出することで、これらの期間の境界を検出することが可能となる。不連続点の検出は、例えば、微分回路等を利用してデジタルビート信号の値の時間変化を解析することで検出することができる。

ここで、周波数 fs を大きくすると、反射光の周波数が fc である期間のデジタルビート信号と、反射光の周波数が fs である期間のビート信号との違いが大きくなり、これらの期間の境界を検出しやすくなる。好適な周波数 fs の値は、例えば、予め測距装置２０００をテスト動作させることで把握することができる。

また、前記送信光の周波数が fc である期間を無変調とせず、Δfs とは異なるΔfs0 で周波数変調を行ったり、受信に利用する参照光として、送信光源の光周波数 fc とは僅かに周波数が異なる局所光を用いたりすれば、受信側ではパルスがオフの期間も、所定の周波数のビート信号が発生するようになる。こうすることで、反射光におけるパルス状に変化する周波数の境界をより検出し易くすることができる。

反射光は、測距装置２０００から被測定物１０までの距離に応じ、送信光が遅れたものとなる。そのため、送信光において周波数が fs となっている期間と、デジタルビート信号の周波数が fs-fc（＝Δfs）となっている期間のずれが、光が測距装置２０００と被測定物１０との間を往復するのに要した時間に一致する。そこで算出部２１００は、この時間ずれを算出し、算出した時間ずれに基づいて、測距装置２０００から被測定物１０までの距離を算出する。

＜＜＜位相を変調するケース＞＞＞
図１６は、ToF 方式において、光搬送波の位相を変調するケースを模式的に例示する図である。上段は送信光を、下段は送信光の位相の変化の様子を示している。ここで、光搬送波は、周波数 fc の正弦波であるとする。図示するとおり、位相変調を用いた ToF 方式における送信光は、パルス幅が t1 であり、周期が T であるパルス信号であるが、図１２や図１４とは違い、光の位相がパルス状に変化する信号となる。直交変調部２０４０は、光搬送波に対して位相変調を施す。具体的には、直交変調部２０４０は、測距信号においてパルスがオンである期間について光搬送波の位相を１８０度反転させた光信号を、送信光として生成する。

受信部２０８０は、反射光を参照光と干渉させてヘテロダイン受信を行い、デジタルビート信号を出力する。そのために、受信部２０８０は、参照光として光搬送波、送信光、又は光搬送波に相当する局所光を利用する。

図１７は、位相変調を行う ToF 方式における送信光、反射光、参照光、及びデジタルビート信号を模式的に例示する図である。デジタルビート信号は、参照光と反射光の初期位相や位相揺らぎに起因して変化する信号となる。ただし、反射光において位相が変調されている期間のデジタルビート信号と、反射光において位相が変調されていない期間のデジタルビート信号との境界は、信号が大きく変化する不連続点となる。そのため、この不連続点を検出することで、これらの期間の境界を検出することが可能となる。不連続点の検出方法については前述した通りである。

また、前述の通り、受信のデジタルビート信号に或る所定の周波数ビートが現れるように、送信光に積極的に周波数シフトを与えたり、受信の局所光の周波数をずらして受信したりしても良い。この場合も、得られたデジタルビート信号の位相変化が明らかに変化する境界を検出すればよい。

前述したように、反射光は、測距装置２０００から被測定物１０までの距離に応じ、送信光が遅れたものとなる。そのため、送信光において位相が変調されている期間と、反射光において位相が変調されている期間のずれが、光が測距装置２０００と被測定物１０との間を往復するのに要した時間に一致する。そこで算出部２１００は、この時間ずれを算出し、算出した時間ずれに基づいて、測距装置２０００から被測定物１０までの距離を算出する。

＜結果の出力＞
算出部２１００によって算出された測定距離の出力先は様々である。例えば算出部２１００は、算出した測定距離を所定の記憶装置に記憶させる。その他にも例えば、算出部２１００は、測距装置２０００に接続されているディスプレイ装置に、算出した測定距離を表示させる。その他にも例えば、算出部２１００は、算出した測定距離を他の計算機（PC、サーバ装置、又は携帯端末など）に出力してもよい。

なお、これまでに例示した種々の送信光では、同一のパターンが繰り返されており、算出部２１００は、パターン毎に１つの測定距離を算出することができる。そこで算出部２１００は、所定期間（例えば１秒間）において複数のパターンで算出された測定距離の統計値を算出し、この統計値を算出結果として出力するように構成されていてもよい。例えば統計値は平均値などである。

［実施形態２］
図１８は、実施形態２の測距装置２０００を例示するブロック図である。以下で説明する事項を除き、実施形態２の測距装置２０００は、実施形態１の測距装置２０００と同様の機能を有する。

測距信号に基づいて直交変調器が光搬送波を変調すると、直交変調器の特性によって生じる種々の問題（IQ インバランス、IQ スキュー、MZ ヌル点移動など）により、理想と異なる送信光が出力される可能性がある。そこで実施形態２の測距装置２０００は、直交変調部２０４０から出力された送信光と理想の送信光とのずれに基づくフィードバック制御を行うことで、送信光を理想形に近づける機能を有する。この機能を実現する機能構成部をフィードバック部２１２０と呼ぶ。

現実の送信光が理想の送信光と異なるものとなっていると、反射光を受信する際に問題が生じうる。例えば現実の送信光に、意図しない強度の揺らぎが含まれていると、反射光をヘテロダイン受信する際、ビート周波数以外の周波数成分が生じてしまうため、ビート信号を検出しづらくなる。その結果、測距の精度が低下するおそれがある。

本実施形態の測距装置２０００によれば、現実の送信光に基づくフィードバック制御を行って送信光を理想形に近づけるようにするため、測定精度を高めることができる。

また本実施形態の測距装置２０００には、ディザ信号などの特別な制御信号を送信光に重畳することなくフィードバック制御を実現するため、フィードバック制御に起因する受信特性の劣化を避けることができるという利点もある。この点、光通信システムにおいては、実際の送信信号に、制御用のディザ信号等を重畳させ、その変化をモニタすることでフィードバック制御を実現することが一般的である。しかしながら、このようなディザ信号は、受信装置における受信特性を劣化させるおそれがある。測距装置２０００は、このような受信特性の劣化を生じさせることなく、フィードバック制御を行う。

以下、フィードバック部２１２０が行う制御の詳細を、測距装置２０００が利用する測距方式ごとに説明する。

＜周波数差検出方式の場合＞
図１９は、周波数差検出方式における現実の送信光と理想の送信光とを比較する図である。前述したように、周波数差検出方式では光搬送波の周波数を変調すればよく、強度を変調する必要はない。しかしながら、IQ インバランスやバイアスずれなどの影響により、現実の送信光では強度が変動しうる。

そこでフィードバック部２１２０は、直交変調部２０４０から出力された送信光の強度変動を小さくするように、直交変調部２０４０のバイアス制御、又は生成部２０２０から測距信号が出力されるタイミングの制御を行う。

ここで本来、理想的な直交変調が施されていれば、最大値と最小値の差分、すなわち、光強度変動はゼロとなるはずである。しかし、直交変調器の IQ インバランスや IQ 変調信号のスキュー、又はマッハツェンダー型変調器のバイアスずれなど、直交変調に非理想的な条件が加わると、光強度が一定にはならず変動する。そのため、送信光の最大値と最小値の差分をモニタすることにより、直交変調の状態をモニタすることができる。

そこで例えば、フィードバック部２１２０を次のように構成することができる。フィードバック部２１２０は、フォトディテクタを用いて送信光の光強度をモニタする。フィードバック部２１２０は、そのモニタ結果から、光強度の最大値および最小値を検出する。フィードバック部２１２０は、上記最大値と最小値との差分を得ることで、光強度の変動量を得る。フィードバック部２１２０は、光強度の変動量に基づいて、光強度の変動の原因となりうる IQインバランス、IQスキュー、又はバイアスずれの調整を行う。

ここで、IQインバランス、IQスキュー、及びバイアスずれは、いずれも独立した事象である。そのため、フィードバック制御の方法としては、例えば光強度をモニタすることで得られる光強度変動の大きさが最も小さくなるよう、それぞれ順番にIQインバランス、IQスキュー、及びバイアスのいずれか１つ以上を調整すればよい。ただし、これらを調整する順序は任意である。この時、極値（最小値）への調整方法としては、山登り法などの一般的な手法を用いることができるほか、任意のアルゴリズムを利用することができる。

なお、IQインバランス、IQスキュー、又はバイアスずれを調整する具体的手段としては、その発生元となる直交変調器のバイアス調整端子に直接フィードバックしても良いし、測距信号を生成するデジタルプロセッサにおいて、デジタル領域で予め逆特性を施して補正しても良い。

＜位相差検出方式の場合＞
図２０は、位相差検出方式における現実の送信光と理想の送信光とを比較する図である。理想の送信光では、強度が一定の周期で変化する。すなわち、理想的な単一正弦波で強度が変動する。これに対し、IQ インバランス等の影響があると、現実の送信光では期待する単一正弦波の変動に加えて、さらにΔfs の周期で強度が細かく変動する。この強度変動成分は、不要な成分であり、これにより受信特性や測距精度に悪影響を与える。

そこでフィードバック部２１２０は、直交変調部２０４０から出力された送信光の強度変動の揺らぎを小さくするように、直交変調部２０４０のバイアス制御、又は生成部２０２０から測距信号が出力されるタイミングの制御を行う。例えば、前述の周波数差検出方式と同様に、直交変調部２０４０から出力される送信光を分岐し、その光強度の最大値と最小値との差分を算出する。前述したように現実の送信光では強度変動に揺らぎがあるため、算出した差分は、理想の送信光における光強度の最大値と最小値との差分よりも大きくなっている。そこで直交変調部２０４０は、算出した差分を測距信号の振幅に近づけるように、フィードバック制御を行う。例えば、直交変調部２０４０は、現実の送信光における光強度の最大値と最小値の差分と、測距信号の振幅とについて差分を算出し、この差分を小さくするようにフィードバック制御を行う。なお、フィードバック制御の具体的なアルゴリズムや、IQインバランス、IQスキュー、直交変調器のバイアス調整方法等は、前述の周波数差検出方式と同様な手法を用いる事ができる。

＜ToF 方式の場合＞
前述したように、ToF 方式を利用する場合の一形態として、測距信号に基づいて光搬送波の周波数を変調する形態がある。この場合の送信光は、理想的には強度が一定となる。しかしながら、周波数差検出方式における送信光と同様に、IQ インバランス等に起因して強度に揺らぎが生じうる。

そこでフィードバック部２１２０は、現実の送信光における強度変動を小さくするようにフィードバック制御を行う。その具体的な方法は、周波数差検出方式におけるフィードバック制御と同様である。

以上、図面を参照して本発明の実施形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な構成を採用することもできる。

Claims (8)

1. 周波数差検出方式又はＴｏＦ方式により被測定物までの距離を算出する測距装置であって、
   測距信号を生成する生成手段と、
   前記測距信号に基づいて光搬送波を直交変調することで、当該光搬送波の周波数と位相との少なくとも１つを変調した送信光を生成する直交変調手段と、
   前記生成された送信光を送信する送信手段と、
   前記送信光が前記被測定物によって反射された光である反射光を受信する受信手段と、
   前記反射光を参照光と比較することで、前記被測定物までの距離を算出する算出手段と、を有し、
   前記直交変調手段は、マッハツェンダー型の光変調器であり、
   前記算出手段は、前記反射光と前記参照光を干渉させることでビート信号を生成し、前記ビート信号に基づいて前記被測定物までの距離を算出する測距装置。
2. 前記直交変調手段は前記光搬送波の周波数を変調し、
   前記算出手段は、前記ビート信号に基づいて前記参照光と前記反射光の周波数差を算出し、前記算出した周波数差に基づいて前記被測定物までの距離を算出する、請求項１に記載の測距装置。
3. 前記直交変調手段は、所定期間内の部分期間において前記光搬送波を変調し、
   前記算出手段は、前記ビート信号を用いて、前記反射光において前記部分期間とそれ以外の期間の境界となる境界時点を検出し、その境界時点と、前記送信光において前記境界時点に相当する時点とを比較することで、前記被測定物までの距離を算出する、請求項１に記載の測距装置。
4. 前記直交変調手段によって生成された送信光を取得し、前記送信光の強度の変動に基づいて、前記取得した送信光と理想形の送信光とのずれを小さくするフィードバック制御を行うフィードバック手段を有する、請求項１乃至３いずれか一項に記載の測距装置。
5. 前記フィードバック手段は、前記直交変調手段における IQ（In-phase Quadrature-phase）インバランス、IQ スキュー、又はバイアスずれを小さくするように前記フィードバック制御を行う、請求項４に記載の測距装置。
6. 前記直交変調手段は、前記光搬送波の周波数を変調し、
   前記フィードバック手段は、前記送信光の強度の変動を小さくするように前記フィードバック制御を行う、請求項４又は５に記載の測距装置。
7. 前記直交変調手段は、前記光搬送波の強度を変調し、
   前記フィードバック手段は、前記取得した送信光における強度の変動幅と、理想形の送信光における強度の変動幅との差を小さくするように、前記フィードバック制御を行う、請求項４又は５に記載の測距装置。
8. 周波数差検出方式又はＴｏＦ方式により被測定物までの距離を算出するための、コンピュータによって実行される制御方法であって、
   測距信号を生成する生成ステップと、
   前記測距信号に基づいて光搬送波をマッハツェンダー型の光変調器により直交変調することで、当該光搬送波の周波数と位相との少なくとも１つを変調した送信光を生成する直交変調ステップと、
   前記生成された送信光を送信する送信ステップと、
   前記送信光が前記被測定物によって反射された光である反射光を受信する受信ステップと、
   前記反射光を参照光と比較することで、前記被測定物までの距離を算出する算出ステップと、を有し、
   前記算出ステップでは、前記反射光と前記参照光を干渉させることでビート信号を生成し、前記ビート信号に基づいて前記被測定物までの距離を算出する制御方法。

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