WO2022210950A1 - 電力変換装置、空気調和機及び冷凍装置 - Google Patents

電力変換装置、空気調和機及び冷凍装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2022210950A1
WO2022210950A1 PCT/JP2022/016216 JP2022016216W WO2022210950A1 WO 2022210950 A1 WO2022210950 A1 WO 2022210950A1 JP 2022016216 W JP2022016216 W JP 2022016216W WO 2022210950 A1 WO2022210950 A1 WO 2022210950A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
filter
reactor
power
capacitor
wiring pair
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/016216
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
悠樹 半田
卓郎 小川
伸夫 林
Original Assignee
ダイキン工業株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=82610409&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=WO2022210950(A1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by ダイキン工業株式会社 filed Critical ダイキン工業株式会社
Priority to CN202280014729.7A priority Critical patent/CN116868497A/zh
Priority to EP22781160.1A priority patent/EP4318921A1/en
Priority to US18/547,940 priority patent/US20240235424A9/en
Publication of WO2022210950A1 publication Critical patent/WO2022210950A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters

Definitions

  • the present disclosure relates to power converters, air conditioners, and refrigerators.
  • Patent Document 1 a power conversion device in which the resonance frequency of the LC filter is set to a frequency band greater than 40 times the power supply frequency for which no power supply harmonic standard exists (for example, Patent Document 1).
  • the resonance frequency of the LC filter is set to be greater than 40 times the power supply frequency, if harmonic components near the resonance frequency appear in the reactor or capacitor, the signal may be excessively amplified according to the frequency characteristics of the LC filter.
  • the present disclosure provides a power conversion device capable of suppressing amplification of harmonic components by an LC filter, and an air conditioner provided with the power conversion device.
  • a power converter a converter that converts alternating current input from an alternating current power supply via a first wiring pair into direct current; an inverter that converts the DC power output from the converter to the second wiring pair into AC power; a capacitor connected between the first wiring pair or between the second wiring pair;
  • the inductance of the inductance component from the point where the power conversion device is connected to the AC power supply to the capacitor is L, and the maximum value of the output frequency of the inverter is MAX(f 0 )
  • the static electricity of the capacitor C which is the capacity
  • a gain at the carrier frequency fc of the LC filter formed by the inductance component and the capacitor may be 0.1 or less.
  • the gain of the LC filter at the carrier frequency fc becomes ⁇ 20 dB (0.1 times) or less, so that the LC filter can suppress harmonic components in the carrier frequency band.
  • a gain at 6 ⁇ MAX(f 0 ) of the LC filter by the inductance component and the capacitor may be 5 or less.
  • the inductance component includes a reactor inserted in series into one or both of the first wiring pair or one or both of the second wiring pair;
  • the capacitor may be connected between the first wiring pair or the second wiring pair between the reactor and the inverter.
  • This disclosure is a converter that converts alternating current input from an alternating current power supply via a first wiring pair into direct current; an inverter that converts the DC power output from the converter to the second wiring pair into AC power; a reactor inserted in series into one or both wirings of the first wiring pair or one or both wirings of the second wiring pair; A capacitor connected between the first wiring pair or between the second wiring pair between the reactor and the inverter,
  • the carrier frequency for driving the inverter is f c
  • the resonance frequency of the LC filter formed by the reactor and the capacitor is f LC
  • the maximum value of the output frequency of the inverter is MAX(f 0 )
  • MAX (f 0 ) is
  • the gain of the LC filter at the carrier frequency f c may be less than or equal to 0.1.
  • the gain of the LC filter at the carrier frequency fc becomes ⁇ 20 dB (0.1 times) or less, so that the LC filter can suppress harmonic components in the carrier frequency band.
  • the gain of the LC filter at 6x the MAX(f 0 ) may be 5 or less.
  • the reactor may be a component mounted on a substrate.
  • the carrier frequency f c is set to a relatively large value. Since the inductance of the reactor can be decreased as the carrier frequency fc increases, the size of the reactor can be reduced. By downsizing the reactor, it becomes easier to mount the reactor on a substrate. Therefore, even if the reactor tends to generate heat by reducing the inductance, the temperature rise of the reactor can be suppressed by radiating heat to the substrate.
  • the capacitor may be connected between the second wiring pair.
  • the LC filter including the capacitor connected between the second wiring pair.
  • the capacitor connected between the second wiring pair can absorb a surge voltage caused by switching of the inverter.
  • the MAX(f 0 ) may be 600 Hz.
  • 600 Hz is the upper limit of the output frequency of the list regulation, so the list regulation can be satisfied.
  • the switching element configured in the inverter may be a wide bandgap semiconductor device.
  • the loss reduction effect of the switching element is enhanced.
  • the present disclosure provides an air conditioner that includes the power conversion device described above.
  • the present disclosure provides a refrigeration system including the above power converter.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a setting range of resonance frequencies of an LC filter
  • FIG. 2 is a cross-sectional view partially showing a configuration example of an electrical unit including a power conversion device
  • FIG. 4 is a diagram showing simulated waveforms of respective parts according to an embodiment
  • FIG. 10 is a diagram showing simulation waveforms of respective parts according to a comparative example
  • FIG. 4 is a diagram showing frequency analysis results of simulation waveforms of respective parts according to an embodiment; It is a figure which shows the frequency-analysis result of the simulation waveform of each part by one comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram showing simulated waveforms of respective parts according to an embodiment;
  • FIG. 10 is a diagram showing simulation waveforms of respective parts according to a comparative example;
  • FIG. 4 is a diagram showing frequency analysis results of simulation waveforms of respective parts according to an embodiment; It is a figure which shows the frequency-analysis result of the simulation waveform of each part by one comparative example.
  • FIG. 10 is a diagram showing conditions during simulation of FIGS. 6 to 9;
  • FIG. FIG. 14 is a diagram showing conditions during the simulation of FIGS. 10 to 13;
  • FIG. 1 is a diagram showing a first configuration example of a power converter to which the technology of the present disclosure is applied.
  • a power converter 1A shown in FIG. is converted into output AC power and supplied to the motor 7.
  • a power conversion device 1A is provided, for example, in an air conditioner 101 that conditions the air in a target space.
  • the equipment on which the power conversion device 1A is mounted is not limited to an air conditioner, and may be other equipment that requires a power conversion function.
  • the air conditioner 101 is an example of a refrigeration system (refrigeration cycle system) including a compressor driven by the motor 7 .
  • Motor 7 is, for example, a three-phase AC motor.
  • a specific example of the motor 7 is an electric motor that drives a compressor provided in the refrigerant circuit of the air conditioner 101 .
  • the motor 7 is, for example, a concentrated winding motor such as a 4-pole 6-slot or 6-pole 9-slot motor.
  • the harmonic components of the induced voltage tend to include many 5th and 7th order components of the fundamental wave.
  • High-order (for example, sixth-order) harmonic components caused by this motor voltage distortion (fifth and seventh-order harmonic components of the fundamental wave) appear in the input power of the motor 7 and the input side of the inverter circuit 4.
  • the high-order harmonic components are the power supply current i in of the AC power supply 6, the DC link voltage v dc in the DC link section 3, the reactor voltage v L across the reactor 8, the reactor current i L flowing through the reactor 8, or the DC It may appear in the direct current i dc flowing through the link portion 3 .
  • the converter circuit 2 is an example of a converter that converts three-phase alternating current input from the alternating current power supply 6 via a plurality of wirings 61, 62, and 63 into direct current.
  • the three-phase alternating current supplied from the alternating current power supply 6 includes three wirings 61, 62, 63 (three sets including wiring pairs 61, 62, wiring pairs 62, 63, and wiring pairs 61, 63). are input to the input portion of the converter circuit 2 via a pair of wirings).
  • At least one of the three pairs of wires including the pair of wires 61 and 62, the pair of wires 62 and 63, and the pair of wires 61 and 63 is the first pair of wires between the AC power supply 6 and the converter circuit 2. is an example.
  • the converter circuit 2 is connected to the AC power supply 6 and converts the AC output by the AC power supply 6 into DC.
  • the converter circuit 2 is, for example, a diode bridge circuit in which a plurality of (six in this example) diodes are connected in a bridge shape. These diodes full-wave rectify the AC voltage of the AC power supply 6 and convert it into a DC voltage.
  • the converter circuit 2 may be a voltage conversion circuit of a circuit type other than a diode bridge as long as it is a circuit that supplies converted DC power to the inverter circuit 4 via the DC link section 3 .
  • the DC link section 3 includes a capacitor 3 a connected between the converter circuit 2 and the inverter circuit 4 .
  • the capacitor 3 a is connected in parallel to the output of the converter circuit 2 , and the DC voltage (DC link voltage v dc ) generated across the capacitor 3 a is input to the input node of the inverter circuit 4 .
  • Capacitor 3 a is connected between wiring pair 31 and 32 . Of the wiring pair 31 and 32, one wiring 31 is a positive bus and the other wiring 32 is a negative bus.
  • the wiring pair 31, 32 is an example of a second wiring pair.
  • the DC link section 3 includes a reactor 8 connected between the converter circuit 2 and the inverter circuit 4 .
  • Reactor 8 is inserted in series in a DC bus between the output of converter circuit 2 and the input of inverter circuit 4 .
  • the reactor 8 is inserted in series in one wiring 31 of a wiring pair 31 and 32, which are a pair of DC buses.
  • the reactor 8 may be inserted in series with the wiring 32 or may be inserted in series with both of the pair of wirings 31 and 32 .
  • the reactor 8 may be inserted in series with all of the wirings 61 , 62 , 63 .
  • wiring means a path through which current passes, and is not limited to a simple conducting wire.
  • the wiring 32 may be a grounded conductive portion or a heat sink for heat dissipation of the inverter circuit 4 .
  • the inverter circuit 4 is an example of an inverter that converts the DC power output from the converter circuit 2 to the wiring pair 31 and 32 into AC power.
  • the inverter circuit 4 has an input node connected in parallel to the capacitor 3a of the DC link section 3, switches the output of the DC link section 3, converts it into a three-phase AC, and supplies the connected motor 7 with the three-phase AC.
  • the inverter circuit 4 of this embodiment is configured by connecting a plurality of switching elements 4a in a bridge connection. Since the inverter circuit 4 outputs a three-phase alternating current to the motor 7, it has six switching elements.
  • the inverter circuit 4 includes three switching legs connected in parallel with each other, and each switching leg has two switching elements connected in series with each other. In each switching leg, the midpoint between the upper arm switching element and the lower arm switching element is connected to each phase coil of the motor 7 .
  • a free wheel diode is connected in anti-parallel to each switching element.
  • the inverter circuit 4 switches the DC link voltage vdc input from the DC link unit 3 by turning on and off these switching elements, converts it into a three-phase AC voltage, and supplies it to the motor 7 .
  • the control part 5 performs control of this ON/OFF operation.
  • the switching element 4a is preferably a device containing a wide bandgap semiconductor such as SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), Ga 2 O 3 (gallium oxide), diamond, or the like.
  • a wide bandgap semiconductor such as SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), Ga 2 O 3 (gallium oxide), diamond, or the like.
  • the switching element may be an element containing a semiconductor such as Si (silicon).
  • the diode may be an element containing a semiconductor such as Si (silicon).
  • the switching elements may be unipolar transistors comprising wide bandgap semiconductors.
  • the body diode of the unipolar transistor as a freewheeling diode, it is not necessary to provide a diode connected in anti-parallel.
  • the control unit 5 controls switching (on/off operation) in the inverter circuit 4 .
  • the control unit 5 is, for example, a control circuit including a processor such as a CPU (Central Processing Unit) and a memory.
  • the functions of the control unit 5 may be implemented by the processor operating according to a program readable and stored in the memory.
  • the functions of the control unit 5 may be realized by FPGA (Field Programmable Gate Array) or ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • FIG. 2 is a diagram showing a second configuration example of the power converter to which the technology of the present disclosure is applied. A description of the configuration similar to that of the first configuration example is omitted by citing the above description.
  • the power converter 1B shown in FIG. 2 includes a converter circuit 2, a DC link section 3, an inverter circuit 4, and a control section 5, and converts input AC power supplied from a single-phase AC power supply 6 into a predetermined voltage and a predetermined frequency. is converted into output AC power and supplied to the motor 7.
  • the converter circuit 2 is an example of a converter that converts single-phase alternating current input from the alternating current power supply 6 via a plurality of wirings 64 and 65 into direct current.
  • the single-phase alternating current supplied from the alternating current power supply 6 is input to the input section of the converter circuit 2 via two wirings 64, 65 (one wiring pair 64, 65).
  • the converter circuit 2 is connected to the AC power supply 6 via the reactor 8, and rectifies (converts) the AC output by the AC power supply 6 to DC.
  • the converter circuit 2 is, for example, a diode bridge circuit in which a plurality of (four in this example) diodes are connected in a bridge shape. These diodes full-wave rectify the AC voltage of the AC power supply 6 and convert it into a DC voltage.
  • the converter circuit 2 may be a voltage conversion circuit of a circuit type other than a diode bridge as long as it is a circuit that supplies converted DC power to the inverter circuit 4 via the DC link section 3 .
  • Reactor 8 is connected between AC power supply 6 and converter circuit 2, and more specifically, inserted in series between the AC output side of AC power supply 6 and the AC input side of converter circuit 2.
  • the reactor 8 is inserted in series with one wiring 64 of the wiring pair 64 and 65 .
  • the reactor 8 may be inserted in series with the wiring 65 or may be inserted in series with both of the wiring pair 64 and 65 .
  • the reactor 8 may be inserted in series in one or both of the wiring pairs 31 and 32 .
  • the capacitance value of the capacitor 3a can hardly smooth the output of the converter circuit 2, while the ripple voltage caused by the switching operation of the inverter circuit 4 (the voltage corresponding to the switching frequency fc It is set so that fluctuations) can be suppressed.
  • the capacitor 3a has a capacitance value (for example, It is composed of a small-capacity capacitor (for example, a film capacitor) having a capacity of several tens to several hundred ⁇ F.
  • DC link voltage v dc Since the capacitance value of the capacitor 3a is thus small, the output of the converter circuit 2 is hardly smoothed in the DC link section 3.
  • the DC link voltage vdc has a pulsation component with a frequency six times the frequency of the power supply voltage vin, and in the case of the single-phase AC power supply 6 in FIG. , has a pulsating component with a frequency twice the frequency of the power supply voltage v in .
  • the reactor 8 and the capacitor 3a constitute an LC filter.
  • an LC filter is configured by a reactor 8 arranged in series with a wiring 31 and a capacitor 3a connected between a pair of wirings 31 and 32 between the reactor 8 and the inverter circuit 4. It is An LC filter may be configured by a reactor 8 arranged in series with a wiring 32 and a capacitor 3 a connected between a pair of wirings 31 and 32 between the reactor 8 and the inverter circuit 4 . An LC filter is configured by a reactor 8 arranged in series with each of the wiring pairs 31 and 32 and a capacitor 3a connected between the wiring pairs 31 and 32 between the reactors 8 and the inverter circuit 4.
  • the capacitors that make up the LC filter may include three phase-to-phase capacitors, including a capacitor between wire pairs 61 and 62 , a capacitor between wire pairs 62 and 63 , and a capacitor between wire pairs 61 and 63 .
  • a reactor that configures the LC filter may include a plurality of reactors arranged in series with each of the wirings 61 , 62 , 63 .
  • the inductance used for calculating the resonance frequency of the LC filter when the reactor is arranged in series with each of the wirings 61, 62, 63 is the inductance of each reactor arranged in series with each of the wirings 61, 62, 63. is 2 ⁇ L.
  • the LC filter is configured by the reactor 8 arranged in series with the wiring 64 and the capacitor 3a connected between the wiring pair 31 and 32 between the reactor 8 and the inverter circuit 4.
  • An LC filter may be configured by the reactor 8 arranged in series with the wiring 65 and the capacitor 3 a connected between the pair of wirings 31 and 32 between the reactor 8 and the inverter circuit 4 .
  • An LC filter is configured by a reactor 8 arranged in series with each of the wiring pairs 64 and 65 and a capacitor 3a connected between the wiring pairs 31 and 32 between the reactors 8 and the inverter circuit 4.
  • the capacitors forming the LC filter may include a capacitor connected between a pair of wirings 64 and 65 between reactor 8 and converter circuit 2 .
  • a reactor that configures the LC filter may include a reactor that is arranged in series with at least one of the wiring pair 31 and 32 .
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of transfer characteristics of an LC filter.
  • An LC filter has a resonant frequency. If harmonic components near the resonance frequency of the LC filter appear in the reactor 8 or the capacitor 3a, the signal may be excessively amplified according to the frequency characteristics of the LC filter. Excessive amplification of the signal may cause, for example, abnormal heat generation in the reactor 8 or excessive DC link voltage vdc .
  • harmonic components appearing in the DC link section 3 mainly a: n-fold component of the power supply frequency (n is an integer of 1 or more) b: 6-fold component of the output frequency c: carrier frequency ⁇ (3-fold component of the output frequency) etc.
  • the harmonic component a is determined by the power supply frequency of the AC power supply 6 and appears in the frequency band of 2 kHz or less.
  • the harmonic component b is determined by the output frequency of the inverter circuit 4 and also appears in a frequency band higher than the harmonic component a.
  • the harmonic component c is determined by the carrier frequency and the output frequency of the inverter circuit 4, and appears in a frequency band higher than the harmonic components a and b.
  • harmonic components a, b, and c appear near the resonance frequency of the LC filter, the signal is amplified according to the frequency characteristics of the LC filter.
  • the harmonic component b is determined by the output frequency of the inverter circuit 4
  • the harmonic component c is determined by the carrier frequency and the output frequency of the inverter circuit 4.
  • FIG. Therefore, when the carrier frequency is increased to make the LC filter smaller and the resonance frequency of the LC filter is increased, there appears a region where the harmonic components a, b, and c and the resonance of the LC filter are less likely to interfere ( See Figure 4).
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of the setting range of the resonance frequency of the LC filter.
  • the carrier frequency for driving the inverter circuit 4 is f c
  • the resonance frequency of the LC filter by the reactor 8 and the capacitor 3a is f LC
  • the maximum value of the output frequency of the inverter circuit 4 is MAX(f 0 ). do.
  • MAX(f 0 ) is
  • the characteristics of the LC filter can be set to frequency bands in which it is difficult to amplify the harmonic components a, b, and c.
  • Equation 1 is solved for MAX(f 0 ).
  • L be the inductance of the inductance component from the point where the power converter 1A or the like is connected to the AC power supply 6 to the capacitor 3a
  • C be the capacitance of the capacitor 3a
  • the place where the power conversion device is connected to the AC power supply 6 is, for example, the AC input terminal of the power conversion device 1A to which a plurality of wirings 61, 62, and 63 are connected in the case of FIG. 1, and in the case of FIG. It is an AC input terminal of the power converter 1B to which a plurality of wirings 64 and 65 are connected.
  • the lower limit of C in Equation 9 is infinitely close to zero when the power supply impedance on the AC power supply 6 side is infinite when viewed from the power converter. Since the power supply impedance differs from country to country, the lower limit of C in Equation 9 can take any value.
  • the characteristics of the LC filter can be set to frequency bands in which it is difficult to amplify the harmonic components a, b, and c.
  • the resonance frequency f LC is higher than 6 ⁇ MAX(f 0 ), for example, amplification of harmonic components by the LC filter can be suppressed without adding an additional circuit or special control. Since the resonance frequency f LC is lower than f c ⁇ 3 ⁇ MAX(f 0 ), it is possible to suppress an increase in the size of the circuit due to the addition of a noise filter or the like due to an increase in the carrier frequency.
  • MAX(f 0 ) is set to 600 Hz.
  • 600 Hz is the upper limit of the output frequency of the list regulation, so the list regulation can be satisfied.
  • the gain of the LC filter at carrier frequency fc is set to 0.1 or less.
  • the gain of the LC filter at the carrier frequency fc becomes ⁇ 20 dB (0.1 times) or less, so that the LC filter can suppress harmonic components in the carrier frequency band.
  • the gain of the LC filter at the carrier frequency fc is preferably 0.01 or less (-40 dB or less), and 0.001 or less (-60 dB or less). is more preferred.
  • the gain of the LC filter at 6 ⁇ MAX(f 0 ) is set to 5 or less. This makes the gain of the LC filter at 6 ⁇ MAX(f 0 ) less than 14 dB (five times). As a result, the effect of suppressing the amplification of the harmonic components in the low-frequency region side by the LC filter with respect to the resonance frequency f LC of the LC filter is enhanced.
  • FIG. 5 shows a vertical cross-sectional view of an electrical unit including a power conversion device.
  • the electrical unit 10 shown in FIG. 5 includes a box-shaped housing 15 and a power converter 20 housed in the housing 15 .
  • the power conversion device 20 is an example of the above power conversion device 1A and the like.
  • the power converter 20 includes components such as the converter circuit 2, the reactor 8, the capacitor 3a, the inverter circuit 4, and the controller 5, as described above. These components in power converter 20 are mounted on board 60 . Thereby, the heat of these parts such as the reactor 8 can be radiated to the substrate 60 .
  • the substrate 60 is fixed to the inner surface of the housing 15 .
  • the substrate 60 is thermally connected to the radiator 47 via the thermally conductive connecting member 80 , so that the heat of the substrate 60 can be radiated from the radiator 47 .
  • a through hole 15d is formed in the housing 15.
  • the substrate 60 is thermally connected to a radiator 47 provided outside the housing 15 via a connecting member 80 passing through the through hole 15d.
  • FIG. 1 shows the case where the resonance frequency of the LC filter is set to satisfy the above formula 1
  • the technique of Patent Document 1 shows the case where the resonance frequency of the LC filter is set to be greater than 40 times the power supply frequency.
  • 6 to 9 show the case where a harmonic component b (a component six times the output frequency) appears.
  • 6 and 7 show waveforms of the power supply current i in of the AC power supply 6, the reactor current i L flowing through the reactor 8, the DC link voltage v dc in the DC link section 3, and the motor current im flowing through the motor 7.
  • FIG. FIG. 6 shows an embodiment to which the technique of the present disclosure is applied
  • FIG. 7 shows a comparative form to which the technique of Patent Literature 1 is applied.
  • 8 and 9 show the waveforms of the power supply current i in of the AC power supply 6, the reactor current i L flowing through the reactor 8, the DC link voltage v dc at the DC link section 3, and the motor current im flowing through the motor 7 by fast Fourier analysis. The result of frequency analysis by conversion is shown.
  • FIG. 8 shows an embodiment to which the technique of the present disclosure is applied
  • FIG. 9 shows a comparative form to which the technique of Patent Literature 1 is applied.
  • the harmonic component b (six times the output frequency) and the resonance frequency of the LC filter are close to each other, the harmonic component b (six times the output frequency) causes The resonance of the LC filter is excited, and harmonic components near the resonance frequency appear significantly.
  • the harmonic component b (6-fold component of the output frequency) is set sufficiently smaller than the resonance frequency of the LC filter. Amplification of b (six times the output frequency) is suppressed. As a result, as shown in FIGS.
  • FIGS. 10 to 13 show the case where a harmonic component c (carrier frequency ⁇ (triple component of the output frequency)) appears.
  • 10 and 11 show waveforms of the power supply current i in of the AC power supply 6, the reactor current i L flowing through the reactor 8, the DC link voltage v dc at the DC link section 3, and the motor current im flowing through the motor 7.
  • FIG. FIG. 10 shows an embodiment to which the technique of the present disclosure is applied
  • FIG. 11 shows a comparative form to which the technique of Patent Literature 1 is applied.
  • FIG. 12 and 13 show the waveforms of the power supply current i in of the AC power supply 6, the reactor current i L flowing through the reactor 8, the DC link voltage v dc at the DC link section 3, and the motor current im flowing through the motor 7 using a fast Fourier technique. The result of frequency analysis by conversion is shown.
  • FIG. 12 shows an embodiment to which the technique of the present disclosure is applied
  • FIG. 13 shows a comparative form to which the technique of Patent Literature 1 is applied.
  • the harmonic component c (carrier frequency-(three-fold component of the output frequency)) appears in the vicinity of the resonance frequency of the LC filter.
  • the harmonic component c (carrier frequency-(triple component of the output frequency)) appears apart from the resonance frequency of the LC filter.
  • the technique of the present disclosure suppresses the peak of the harmonic component c (carrier frequency - (three times the output frequency)) on the low frequency side compared to the technique of Patent Document 1. It is As a result, as shown in FIGS.
  • an LC filter is arranged in the DC link section 3 .
  • the same LC filter function can be realized, even if the LC filter is arranged between the AC power supply 6 and the converter circuit 2, only the reactor constituting the LC filter is connected between the AC power supply 6 and the converter circuit 2.
  • the DC link section 3 is provided with a capacitor 3a that constitutes an LC filter.
  • the LC filter can be configured between the AC power supply 6 and the converter circuit 2 even if the capacitor that constitutes the LC filter is connected between the AC power supply 6 and the converter circuit 2. I don't mind. That is, the LC filter may be placed anywhere as long as the capacitor is connected between the reactor and the inverter circuit (inverter) that constitute the LC filter.
  • the LC filter may be configured without a reactor.
  • an LC filter may be configured by an inductance component of wiring and a capacitor.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

交流電源から第１配線対を介して入力される交流を直流に変換する変換器と、前記変換器から第２配線対に出力される直流電力を交流電力に変換する逆変換器と、前記第１配線対の少なくとも一方、又は前記第２配線対の少なくとも一方に直列に挿入されたリアクトルと、前記リアクトルと前記逆変換器との間において、前記第１配線対の間又は前記第２配線対の間に接続されたコンデンサと、を備え、前記逆変換器の駆動のキャリア周波数をｆｃ、前記リアクトルと前記コンデンサとによるＬＣフィルタの共振周波数をｆＬＣ、前記逆変換器の出力周波数の最大値をＭＡＸ（ｆ０）とするとき、ＭＡＸ（ｆ０）は、６×ＭＡＸ（ｆ０）＜ｆＬＣ＜ｆｃ－３×ＭＡＸ（ｆ０）を満たす、電力変換装置。

Description

電力変換装置、空気調和機及び冷凍装置
　本開示は、電力変換装置、空気調和機及び冷凍装置に関する。
　従来、電源高調波規格を満足するため、電源高調波規格の存在しない電源周波数の４０倍よりも大きな周波数帯にＬＣフィルタの共振周波数を設定した電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５－２５３２８２号公報
　しかしながら、ＬＣフィルタの共振周波数を電源周波数の４０倍よりも大きく設定した場合でも、共振周波数近傍の高調波成分がリアクトル又はコンデンサに現れると、ＬＣフィルタの周波数特性に従って信号が過度に増幅されるおそれがある。
　本開示は、ＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制可能な電力変換装置、及び電力変換装置を備える空気調和機を提供する。
　本開示は、
　電力変換装置であって、
　交流電源から第１配線対を介して入力される交流を直流に変換する変換器と、
　前記変換器から第２配線対に出力される直流電力を交流電力に変換する逆変換器と、
　前記第１配線対の間又は前記第２配線対の間に接続されたコンデンサと、を備え、
　前記電力変換装置が前記交流電源と接続される箇所から前記コンデンサまでのインダクタンス成分のインダクタンスをＬ、前記逆変換器の出力周波数の最大値をＭＡＸ（ｆ０）とするとき、前記コンデンサの静電容量であるＣは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 を満たす、電力変換装置を提供する。
　これにより、ＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制できる。
　上記の電力変換装置において、
　前記逆変換器の駆動のキャリア周波数をｆｃとするとき、
　前記インダクタンス成分と前記コンデンサとによるＬＣフィルタの前記キャリア周波数ｆｃでのゲインは、０．１以下でもよい。
　これにより、前記ＬＣフィルタのキャリア周波数ｆｃでのゲインは、－２０ｄＢ（０．１倍）以下になるので、ＬＣフィルタによりキャリア周波数帯の高調波成分を抑制できる。
　上記の電力変換装置において、
　前記インダクタンス成分と前記コンデンサとによるＬＣフィルタの６×前記ＭＡＸ（ｆ０）でのゲインは、５以下でもよい。
　これにより、ＬＣフィルタの共振周波数ｆＬＣに対して低周波領域側の高調波成分がＬＣフィルタによって増幅されることを抑制する効果が高まる。
　上記の電力変換装置において、
　前記インダクタンス成分は、前記第１配線対のうちの一方もしくは両方の配線に又は前記第２配線対のうちの一方もしくは両方の配線に直列に挿入されたリアクトルを含み、
　前記コンデンサは、前記リアクトルと前記逆変換器との間において、前記第１配線対の間又は前記第２配線対の間に接続されてもよい。
　これにより、前記リアクトルと前記コンデンサによるＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制できる。
　本開示は、
　交流電源から第１配線対を介して入力される交流を直流に変換する変換器と、
　前記変換器から第２配線対に出力される直流電力を交流電力に変換する逆変換器と、
　前記第１配線対のうちの一方もしくは両方の配線又は前記第２配線対のうちの一方もしくは両方の配線に直列に挿入されたリアクトルと、
　前記リアクトルと前記逆変換器との間において、前記第１配線対の間又は前記第２配線対の間に接続されたコンデンサと、を備え、
　前記逆変換器の駆動のキャリア周波数をｆｃ、前記リアクトルと前記コンデンサとによるＬＣフィルタの共振周波数をｆＬＣ、前記逆変換器の出力周波数の最大値をＭＡＸ（ｆ０）とするとき、ＭＡＸ（ｆ０）は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 を満たす、電力変換装置を提供する。
　これにより、ＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制できる。
　上記の電力変換装置において、
　前記キャリア周波数ｆｃでの前記ＬＣフィルタのゲインは、０．１以下でもよい。
　これにより、キャリア周波数ｆｃでの前記ＬＣフィルタのゲインは、－２０ｄＢ（０．１倍）以下になるので、ＬＣフィルタによりキャリア周波数帯の高調波成分を抑制できる。
　上記の電力変換装置において、
　６×前記ＭＡＸ（ｆ０）での前記ＬＣフィルタのゲインは、５以下でもよい。
　これにより、ＬＣフィルタの共振周波数ｆＬＣに対して低周波領域側の高調波成分がＬＣフィルタによって増幅されることを抑制する効果が高まる。
　上記の電力変換装置において、
　前記リアクトルは、基板に実装された部品でもよい。
　静電容量Ｃが式２を満たす又はＭＡＸ（ｆ０）が式１を満たすことで、キャリア周波数ｆｃは、比較的大きな値に設定されることになる。キャリア周波数ｆｃが大きくなるほど、前記リアクトルのインダクタンスを小さくできるので、前記リアクトルを小型化できる。前記リアクトルが小型化されることで、前記リアクトルを基板に実装することが容易になる。したがって、インダクタンスを小さくすることによって、前記リアクトルが発熱しやすくなっても、基板への放熱によって、前記リアクトルの温度上昇を抑制できる。
　上記の電力変換装置において、
　前記コンデンサは、前記第２配線対の間に接続されてもよい。
　これにより、前記第２配線対の間に接続された前記コンデンサを含むＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制できる。また、前記第２配線対の間に接続された前記コンデンサは、前記逆変換器のスイッチングによるサージ電圧を吸収できる。
　上記の電力変換装置において、
　前記ＭＡＸ（ｆ０）は、６００Ｈｚでもよい。
　これにより、ＬＣフィルタの共振周波数ｆＬＣは、３．６ｋＨｚ（＝６×６００Ｈｚ）よりも大きくなるので、ＬＣフィルタによる３．６ｋＨｚより低い周波数の高調波成分の増幅を抑制できる。特に、６００Ｈｚは、リスト規制の出力周波数の上限値であるので、リスト規制を満たすことができる。
　上記の電力変換装置において、
　前記逆変換器に構成されるスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体のデバイスでもよい。
　ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子に適用することにより、スイッチング素子の損失低減の効果が高まる。
　本開示は、上記の電力変換装置を備える、空気調和機を提供する。
　これにより、ＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制可能な空気調和機を実現できる。
　本開示は、上記の電力変換装置を備える、冷凍装置を提供する。
　これにより、ＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制可能な冷凍装置を実現できる。
電力変換装置の第１構成例を示す図である。 電力変換装置の第２構成例を示す図である。 ＬＣフィルタの伝達特性の一例を示す図である。 ＬＣフィルタの共振周波数の設定範囲の一例を示す図である。 電力変換装置を備える電装ユニットの構成例を部分的に示す断面図である。 一実施例による各部のシミュレーション波形を示す図である。 一比較例による各部のシミュレーション波形を示す図である。 一実施例による各部のシミュレーション波形の周波数分析結果を示す図である。 一比較例による各部のシミュレーション波形の周波数分析結果を示す図である。 一実施例による各部のシミュレーション波形を示す図である。 一比較例による各部のシミュレーション波形を示す図である。 一実施例による各部のシミュレーション波形の周波数分析結果を示す図である。 一比較例による各部のシミュレーション波形の周波数分析結果を示す図である。 図６～図９のシミュレーション時の条件を示す図である。 図１０～図１３のシミュレーション時の条件を示す図である。
　以下、実施形態を説明する。
　図１は、本開示の技術が適用される電力変換装置の第１構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１Ａは、コンバータ回路２、直流リンク部３、インバータ回路４及び制御部５を備え、三相の交流電源６から供給された入力交流電力を所定の電圧及び所定の周波数の出力交流電力に変換して、モータ７に供給する。
　電力変換装置１Ａは、例えば、対象とする空間の空気を調和する空気調和機１０１に備えられる。電力変換装置１Ａが搭載される機器は、空気調和機に限られず、電力変換機能を必要とする他の機器でもよい。空気調和機１０１は、モータ７によって駆動される圧縮機を備える冷凍装置（冷凍サイクル装置）の一例である。
　モータ７は、例えば、三相交流モータである。モータ７の具体例として、空気調和機１０１の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する電動機などが挙げられる。モータ７は、例えば、４極６スロットや６極９スロットなどの集中巻モータである。このモータ７では、誘起電圧の高調波成分として、基本波の５，７次成分が多く含まれる傾向にある。このモータ電圧歪み（基本波の５，７次の高調波成分）を起因とする高次（例えば、６次）の高調波成分が、モータ７の入力電力及びインバータ回路４の入力側に現れることがある。この高次の高調波成分は、交流電源６の電源電流ｉｉｎ、直流リンク部３における直流リンク電圧ｖｄｃ、リアクトル８の両端のリアクトル電圧ｖＬ、リアクトル８に流れるリアクトル電流ｉＬ、又は直流リンク部３に流れる直流電流ｉｄｃに現れることがある。
　コンバータ回路２は、交流電源６から複数の配線６１，６２，６３を介して入力される三相交流を直流に変換する変換器の一例である。図１に示す例では、交流電源６から供給される三相交流は、３本の配線６１，６２，６３（配線対６１，６２、配線対６２，６３及び配線対６１，６３を含む３組の配線対）を介して、コンバータ回路２の入力部に入力される。配線対６１，６２、配線対６２，６３及び配線対６１，６３を含む３組の配線対のうちの少なくとも一組の配線対が、交流電源６とコンバータ回路２との間の第１配線対の一例である。
　コンバータ回路２は、交流電源６に接続され、交流電源６が出力した交流を直流に変換する。コンバータ回路２は、例えば、複数（この例では、６つ）のダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードは、交流電源６の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。コンバータ回路２は、変換後の直流電力を、直流リンク部３を介して、インバータ回路４に供給する回路であれば、ダイオードブリッジとは別の回路形式の電圧変換回路でもよい。
　直流リンク部３は、コンバータ回路２とインバータ回路４との間に接続されたコンデンサ３ａを備えている。コンデンサ３ａは、コンバータ回路２の出力部に並列接続され、コンデンサ３ａの両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧ｖｄｃ）がインバータ回路４の入力ノードに入力される。コンデンサ３ａは、配線対３１，３２の間に接続されている。配線対３１，３２のうち、一方の配線３１は、正極母線であり、他方の配線３２は、負極母線である。配線対３１，３２は、第２配線対の一例である。
　直流リンク部３は、コンバータ回路２とインバータ回路４との間に接続されたリアクトル８を備えている。リアクトル８は、コンバータ回路２の出力部とインバータ回路４の入力部との間の直流母線に直列に挿入されている。図１に示す例では、リアクトル８は、一対の直流母線である配線対３１，３２のうち、一方の配線３１に直列に挿入されている。リアクトル８は、配線３２に直列に挿入されてもよいし、配線対３１，３２の両方に直列に挿入されてもよい。リアクトル８は、配線６１，６２，６３の全てに直列に挿入されてもよい。
　なお、配線とは、電流が通る経路を意味し、単なる導線とは限られない。例えば、配線３２は、接地された導電部でもよいし、インバータ回路４の放熱のためのヒートシンクでもよい。
　インバータ回路４は、コンバータ回路２から配線対３１，３２に出力される直流電力を交流電力に変換する逆変換器の一例である。
　インバータ回路４は、入力ノードが直流リンク部３のコンデンサ３ａに並列に接続され、直流リンク部３の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ７に供給する。本実施形態のインバータ回路４は、複数のスイッチング素子４ａがブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路４は、三相交流をモータ７に出力するので、６個のスイッチング素子を備えている。詳しくは、インバータ回路４は、互いに並列接続された３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグは、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する。各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との中点が、それぞれモータ７の各相のコイルに接続されている。また、各スイッチング素子には、還流ダイオードが逆並列に接続されている。インバータ回路４は、これらのスイッチング素子のオンオフ動作によって、直流リンク部３から入力された直流リンク電圧ｖｄｃをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ７へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部５が行う。
　スイッチング素子４ａは、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）やＧａ２Ｏ３（酸化ガリウム）やダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を含むデバイスであることが好ましい。ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子に適用することにより、スイッチング素子の損失低減の効果が高まる。なお、スイッチング素子は、Ｓｉ（シリコン）などの半導体を含む素子でもよい。同様に、ワイドバンドギャップ半導体を含む素子を、スイッチング素子４ａに逆並列に接続されるダイオードに適用することにより、ダイオードの損失低減の効果が高まる。なお、ダイオードは、Ｓｉ（シリコン）などの半導体を含む素子でもよい。同様に、スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を含むユニポーラトランジスタでもよい。その場合、ユニポーラトランジスタのボディーダイオードを還流ダイオードとして用いることで、逆並列に接続されるダイオードを設けなくてもよい。
　制御部５は、インバータ回路４におけるスイッチング（オンオフ動作）を制御する。制御部５は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサ及びメモリを備えた制御回路である。制御部５の機能は、メモリに読み出し可能に記憶されたプログラムによって、プロセッサが動作することにより実現されてもよい。制御部５の機能は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）によって実現されてもよい。
　図２は、本開示の技術が適用される電力変換装置の第２構成例を示す図である。第１構成例と同様の構成についての説明は、上述の説明を援用することで省略する。図２に示す電力変換装置１Ｂは、コンバータ回路２、直流リンク部３、インバータ回路４及び制御部５を備え、単相の交流電源６から供給された入力交流電力を所定の電圧及び所定の周波数の出力交流電力に変換して、モータ７に供給する。
　コンバータ回路２は、交流電源６から複数の配線６４，６５を介して入力される単相交流を直流に変換する変換器の一例である。図２に示す例では、交流電源６から供給される単相交流は、２本の配線６４，６５（一つの配線対６４，６５）を介して、コンバータ回路２の入力部に入力される。
　コンバータ回路２は、リアクトル８を介して交流電源６に接続され、交流電源６が出力した交流を直流に整流（変換）する。コンバータ回路２は、例えば、複数（この例では、４つ）のダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードは、交流電源６の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。コンバータ回路２は、変換後の直流電力を、直流リンク部３を介して、インバータ回路４に供給する回路であれば、ダイオードブリッジとは別の回路形式の電圧変換回路でもよい。
　リアクトル８は、交流電源６とコンバータ回路２との間に接続されており、より具体的には、交流電源６の交流出力側とコンバータ回路２の交流入力側との間に直列に挿入されている。図２に示す例では、リアクトル８は、配線対６４，６５のうち、一方の配線６４に直列に挿入されている。リアクトル８は、配線６５に直列に挿入されてもよいし、配線対６４，６５の両方に直列に挿入されてもよい。リアクトル８は、配線対３１，３２のうちの一方又は両方に直列に挿入されてもよい。
　図１及び図２において、コンデンサ３ａの容量値は、コンバータ回路２の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路４のスイッチング動作に起因するリプル電圧（スイッチング周波数ｆｃに応じた電圧変動）を抑制できるように、設定されている。具体的には、コンデンサ３ａは、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路２の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十～数百μＦ程度）を有する小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）によって構成されている。
　コンデンサ３ａの容量値はこのように小さいので、直流リンク部３においてコンバータ回路２の出力がほとんど平滑化されず、その結果、交流電源６の電源電圧ｖｉｎの周波数に応じた脈動成分が直流電圧（直流リンク電圧ｖｄｃ）に残留することになる。例えば、直流リンク電圧ｖｄｃは、図１の三相の交流電源６の場合、電源電圧ｖｉｎの周波数の６倍の周波数の脈動成分を有し、図２の単相の交流電源６の場合、電源電圧ｖｉｎの周波数の２倍の周波数の脈動成分を有する。
　図１及び図２において、リアクトル８とコンデンサ３ａによって、ＬＣフィルタが構成される。
　図１に示す例では、配線３１に直列に配置されたリアクトル８と、そのリアクトル８とインバータ回路４との間において配線対３１，３２の間に接続されたコンデンサ３ａとによって、ＬＣフィルタが構成されている。配線３２に直列に配置されたリアクトル８と、そのリアクトル８とインバータ回路４との間において配線対３１，３２の間に接続されたコンデンサ３ａとによって、ＬＣフィルタが構成されてもよい。配線対３１，３２の各々に直列に配置されたリアクトル８と、それらのリアクトル８とインバータ回路４との間において配線対３１，３２の間に接続されたコンデンサ３ａとによって、ＬＣフィルタが構成されてもよい。ＬＣフィルタを構成するコンデンサは、配線対６１，６２の間のコンデンサ、配線対６２，６３の間のコンデンサ、および、配線対６１，６３の間のコンデンサを含む３つの相間コンデンサを含んでもよい。ＬＣフィルタを構成するリアクトルは、配線６１，６２，６３の各々に直列に配置された複数のリアクトルを含んでもよい。リアクトルが配線６１，６２，６３の各々に直列に配置された場合のＬＣフィルタの共振周波数の計算に使用するインダクタンスは、配線６１，６２，６３の各々に直列に配置されたリアクトルの各々のインダクタンスをＬとすると、２×Ｌである。
　図２に示す例では、配線６４に直列に配置されたリアクトル８と、そのリアクトル８とインバータ回路４との間において配線対３１，３２の間に接続されたコンデンサ３ａによって、ＬＣフィルタが構成されている。配線６５に直列に配置されたリアクトル８と、そのリアクトル８とインバータ回路４との間において配線対３１，３２の間に接続されたコンデンサ３ａによって、ＬＣフィルタが構成されてもよい。配線対６４，６５の各々に直列に配置されたリアクトル８と、それらのリアクトル８とインバータ回路４との間において配線対３１，３２の間に接続されたコンデンサ３ａとによって、ＬＣフィルタが構成されてもよい。ＬＣフィルタを構成するコンデンサは、リアクトル８とコンバータ回路２との間において配線対６４，６５の間に接続されるコンデンサを含んでもよい。ＬＣフィルタを構成するリアクトルは、配線対３１，３２の少なくとも一方に直列に配置されたリアクトルを含んでもよい。
　図３は、ＬＣフィルタの伝達特性の一例を示す図である。ＬＣフィルタは、共振周波数を有する。ＬＣフィルタの共振周波数近傍の高調波成分がリアクトル８又はコンデンサ３ａに現れると、ＬＣフィルタの周波数特性に従って信号が過度に増幅されるおそれがある。信号が過度に増幅されると、例えば、リアクトル８の異常発熱や過大な直流リンク電圧ｖｄｃが発生するおそれがある。
　直流リンク部３に現れる高調波成分として、主に、
　　ａ：電源周波数のｎ倍成分（ｎは、１以上の整数）
　　ｂ：出力周波数の６倍成分
　　ｃ：キャリア周波数±（出力周波数の３倍成分）
などが挙げられる。
　図３に示すように、高調波成分ａは、交流電源６の電源周波数によって決まり、２ｋＨｚ以下の周波数帯に現れる。高調波成分ｂは、インバータ回路４の出力周波数によって決まり、高調波成分ａよりも高い周波数帯にも現れる。高調波成分ｃは、インバータ回路４のキャリア周波数と出力周波数によって決まり、高調波成分ａ，ｂよりも高い周波数帯に現れる。
　このような高調波成分ａ，ｂ，ｃがＬＣフィルタの共振周波数近傍に出現すると、ＬＣフィルタの周波数特性に従って信号が増幅されてしまう。高調波成分ｂは、インバータ回路４の出力周波数によって決まり、高調波成分ｃは、インバータ回路４のキャリア周波数と出力周波数によって決まる。したがって、キャリア周波数の高周波化によって、ＬＣフィルタを小型化し、ＬＣフィルタの共振周波数を上昇させていくと、高調波成分ａ，ｂ，ｃとＬＣフィルタの共振とが干渉し難い領域が出現する（図４参照）。
　図４は、ＬＣフィルタの共振周波数の設定範囲の一例を示す図である。本開示の技術では、インバータ回路４の駆動のキャリア周波数をｆｃ、リアクトル８とコンデンサ３ａとによるＬＣフィルタの共振周波数をｆＬＣ、インバータ回路４の出力周波数の最大値をＭＡＸ（ｆ０）とする。このとき、ＭＡＸ（ｆ０）は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 を満たすと、高調波成分ａ，ｂ，ｃを増幅し難い周波数帯にＬＣフィルタの特性を設定できる。
　また、式１は、ＭＡＸ（ｆ０）について解くと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 に変形される。
　式３及び式４の右辺の大小関係について考えると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 が得られる。つまり、式５が成立する範囲においては、式３が成立するとき、常に式４が成立する。
　電力変換装置１Ａ等が交流電源６と接続される箇所からコンデンサ３ａまでのインダクタンス成分のインダクタンスをＬ、コンデンサ３ａの静電容量をＣとすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 が成立する。電力変換装置が交流電源６と接続される箇所とは、例えば、図１の場合、複数の配線６１，６２，６３が接続される電力変換装置１Ａの交流入力端子であり、図２の場合、複数の配線６４，６５が接続される電力変換装置１Ｂの交流入力端子である。
　したがって、式６の関係式を使って、式３及び式５をインダクタンスＬについて解くと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 が得られる。
　式７と式８をＣについてまとめると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 が得られる。
　式９におけるＣの下限値は、電力変換装置から見て交流電源６側の電源インピーダンスが無限大のとき、限りなく零に近い。各国により電源インピーダンスが異なるので、式９におけるＣの下限値は、任意の値をとり得る。
　したがって、コンデンサ３ａの静電容量Ｃは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 を満たすと、高調波成分ａ，ｂ，ｃを増幅し難い周波数帯にＬＣフィルタの特性を設定できる。
　従来技術では，キャリア周波数および出力周波数について未考慮のため、上記の式１又は式２が成立しない領域にＬＣフィルタの共振周波数が設定される可能性があった。本開示の技術では、上記の式１又は式２が成立する領域にＬＣフィルタの共振周波数を設定することで、ＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制できる。その結果、リアクトル８の異常発熱や過大な直流リンク電圧ｖｄｃの発生を抑制できる。
　共振周波数ｆＬＣが６×ＭＡＸ（ｆ０）よりも高いことで、例えば、付加回路や特別な制御を加えることなく、ＬＣフィルタによる高調波成分の増幅を抑制できる。共振周波数ｆＬＣがｆｃ－３×ＭＡＸ（ｆ０）よりも低いことで、キャリア周波数の高周波化によるノイズフィルタの追加等によって回路が大型化することを抑制できる。
　例えば、ＭＡＸ（ｆ０）は、６００Ｈｚに設定される。これにより、ＬＣフィルタの共振周波数ｆＬＣは、３．６ｋＨｚ（＝６×６００Ｈｚ）よりも大きくなるので、ＬＣフィルタによる３．６ｋＨｚより低い周波数の高調波成分の増幅を抑制できる。特に、６００Ｈｚは、リスト規制の出力周波数の上限値であるので、リスト規制を満たすことができる。
　例えば、キャリア周波数ｆｃでのＬＣフィルタのゲインは、０．１以下に設定される。これにより、キャリア周波数ｆｃでのＬＣフィルタのゲインは、－２０ｄＢ（０．１倍）以下になるので、ＬＣフィルタによりキャリア周波数帯の高調波成分を抑制できる。ＬＣフィルタによるキャリア周波数帯の高調波成分の抑制効果を高めるため、キャリア周波数ｆｃでのＬＣフィルタのゲインは、０．０１以下（－４０ｄＢ以下）が好ましく、０．００１以下（－６０ｄＢ以下）がより好ましい。
　例えば、６×ＭＡＸ（ｆ０）でのＬＣフィルタのゲインは、５以下に設定される。これにより、６×ＭＡＸ（ｆ０）でのＬＣフィルタのゲインは、１４ｄＢ（５倍）以下になる。これにより、ＬＣフィルタの共振周波数ｆＬＣに対して低周波領域側の高調波成分がＬＣフィルタによって増幅されることを抑制する効果が高まる。
　図５は、電力変換装置を備える電装ユニットの縦断面図を示す。図５に示す電装ユニット１０は、箱状の筐体１５と、筐体１５内に収納された電力変換装置２０とを備える。電力変換装置２０は、上記の電力変換装置１Ａ等の一例である。
　電力変換装置２０は、上記の通り、コンバータ回路２、リアクトル８、コンデンサ３ａ、インバータ回路４及び制御部５などの部品を備える。電力変換装置２０内のこれらの部品は、基板６０に実装される。これにより、リアクトル８等のこれらの部品の熱を基板６０に放熱できる。基板６０は、筐体１５の内面に固定されている。
　基板６０は、熱伝導性を有する接続部材８０を介して放熱器４７と熱的に接続されることで、基板６０の熱を放熱器４７から放熱できる。図５に示す例では、貫通孔１５ｄが筐体１５に形成されている。基板６０は、貫通孔１５ｄを貫通する接続部材８０を介して、筐体１５の外側に設けられた放熱器４７と熱的に接続される。
　次に、図１に示す構成の電力変換装置１Ａを用いて、本開示の技術と特許文献１の技術とを比較した結果について、図６～図１３を参照して説明する。本開示の技術は、ＬＣフィルタの共振周波数を上記の式１を満たすように設定した場合を示し、特許文献１の技術は、ＬＣフィルタの共振周波数を電源周波数の４０倍よりも大きく設定した場合を示す。
　図６～図９は、高調波成分ｂ（出力周波数の６倍成分）が出現する場合を示す。図６及び図７は、交流電源６の電源電流ｉｉｎ、リアクトル８に流れるリアクトル電流ｉＬ、直流リンク部３における直流リンク電圧ｖｄｃ、モータ７に流れるモータ電流ｉｍの各波形を示す。図６は、本開示の技術を適用した実施形態を示し、図７は、特許文献１の技術を適用した比較形態を示す。図８及び図９は、交流電源６の電源電流ｉｉｎ、リアクトル８に流れるリアクトル電流ｉＬ、直流リンク部３における直流リンク電圧ｖｄｃ、モータ７に流れるモータ電流ｉｍの各波形を高速フーリエ変換で周波数解析した結果を示す。図８は、本開示の技術を適用した実施形態を示し、図９は、特許文献１の技術を適用した比較形態を示す。
　図９に示すように，特許文献１の技術では，高調波成分ｂ（出力周波数の６倍成分）とＬＣフィルタの共振周波数が近接するため、高調波成分ｂ（出力周波数の６倍成分）によりＬＣフィルタの共振が励起され、共振周波数近傍の高調波成分が大きく現れている。一方、図８に示すように、本開示の技術は、高調波成分ｂ（出力周波数の６倍成分）がＬＣフィルタの共振周波数よりも十分に小さく設定されているため、ＬＣフィルタによる高調波成分ｂ（出力周波数の６倍成分）の増幅が抑制されている。これにより、図６及び図７に示すように、本開示の技術は、特許文献１の技術に比べて、電源電流ｉｉｎ、リアクトル電流ｉＬ及び直流リンク電圧ｖｄｃに重畳する高調波は、抑制されている。なお、図６～図９のシミュレーション時の条件は、図１４に示す。
　図１０～図１３は、高調波成分ｃ（キャリア周波数－（出力周波数の３倍成分））が出現する場合を示す。図１０及び図１１は、交流電源６の電源電流ｉｉｎ、リアクトル８に流れるリアクトル電流ｉＬ、直流リンク部３における直流リンク電圧ｖｄｃ、モータ７に流れるモータ電流ｉｍの各波形を示す。図１０は、本開示の技術を適用した実施形態を示し、図１１は、特許文献１の技術を適用した比較形態を示す。図１２及び図１３は、交流電源６の電源電流ｉｉｎ、リアクトル８に流れるリアクトル電流ｉＬ、直流リンク部３における直流リンク電圧ｖｄｃ、モータ７に流れるモータ電流ｉｍの各波形を高速フーリエ変換で周波数解析した結果を示す。図１２は、本開示の技術を適用した実施形態を示し、図１３は、特許文献１の技術を適用した比較形態を示す。
　図１３の場合、高調波成分ｃ（キャリア周波数－（出力周波数の３倍成分））がＬＣフィルタの共振周波数の近傍に出現している。これに対し、図１２の場合、高調波成分ｃ（キャリア周波数－（出力周波数の３倍成分））がＬＣフィルタの共振周波数から離れて出現している。図１２及び図１３に示すように、本開示の技術は、特許文献１の技術に比べて、低周波側の高調波成分ｃ（キャリア周波数－（出力周波数の３倍成分））のピークが抑制されている。これにより、図１０及び図１１に示すように、本開示の技術は、特許文献１の技術に比べて、電源電流ｉｉｎ、リアクトル電流ｉＬ及び直流リンク電圧ｖｄｃに重畳する高調波は、抑制されている。なお、図１０～図１３のシミュレーション時の条件は、図１５に示す。
　また、第１の構成例では、直流リンク部３にＬＣフィルタを配置している。しかしながら、同様のＬＣフィルタの機能を実現できれば、ＬＣフィルタを交流電源６とコンバータ回路２の間に配置しても、ＬＣフィルタを構成するリアクトルのみを交流電源６とコンバータ回路２の間に接続してもよい。
　また、第２の構成例では、直流リンク部３にＬＣフィルタを構成するコンデンサ３ａを配置している。しかしながら、同様のＬＣフィルタの機能を実現できれば、ＬＣフィルタを構成するコンデンサを交流電源６とコンバータ回路２の間に接続しても、ＬＣフィルタを交流電源６とコンバータ回路２の間に構成しても構わない。つまり、ＬＣフィルタを構成するリアクトルとインバータ回路（逆変換器）との間においてコンデンサが接続されるのであれば、ＬＣフィルタはどこに配置されてもよい。
　また、リアクトルレスでＬＣフィルタが構成されてもよい。例えば、配線のインダクタンス成分とコンデンサとによってＬＣフィルタが構成されてもよい。
　以上、実施形態を説明したが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が可能である。
　本国際出願は、２０２１年３月３１日に出願した日本国特許出願第２０２１－０６１７０４号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０２１－０６１７０４号の全内容を本国際出願に援用する。
　１Ａ，１Ｂ　電力変換装置
　２　コンバータ回路
　３　直流リンク部
　４　インバータ回路
　４ａ　スイッチング素子
　５　制御部
　６　交流電源
　７　モータ
　８　リアクトル
　１０　電装ユニット
　１５　筐体
　１５ｄ　貫通孔
　２０　電力変換装置
　３１，３２　配線
　４７　放熱器
　６０　基板
　６１，６２，６３，６４，６５，６６　配線
　８０　接続部材
　１０１　空気調和機

Claims (13)

  1. 　電力変換装置であって、
    　交流電源から第１配線対を介して入力される交流を直流に変換する変換器と、
    　前記変換器から第２配線対に出力される直流電力を交流電力に変換する逆変換器と、
    　前記第１配線対の間又は前記第２配線対の間に接続されたコンデンサと、を備え、
    　前記電力変換装置が前記交流電源と接続される箇所から前記コンデンサまでのインダクタンス成分のインダクタンスをＬ、前記逆変換器の出力周波数の最大値をＭＡＸ（ｆ０）とするとき、前記コンデンサの静電容量であるＣは、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     を満たす、電力変換装置。
  2. 　前記逆変換器の駆動のキャリア周波数をｆｃとするとき、
    　前記インダクタンス成分と前記コンデンサとによるＬＣフィルタの前記キャリア周波数ｆｃでのゲインは、０．１以下である、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記インダクタンス成分と前記コンデンサとによるＬＣフィルタの６×前記ＭＡＸ（ｆ０）でのゲインは、５以下である、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記インダクタンス成分は、前記第１配線対のうちの一方もしくは両方の配線に又は前記第２配線対のうちの一方もしくは両方の配線に直列に挿入されたリアクトルを含み、
    　前記コンデンサは、前記リアクトルと前記逆変換器との間において、前記第１配線対の間又は前記第２配線対の間に接続された、請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 　交流電源から第１配線対を介して入力される交流を直流に変換する変換器と、
    　前記変換器から第２配線対に出力される直流電力を交流電力に変換する逆変換器と、
    　前記第１配線対のうちの一方もしくは両方の配線に又は前記第２配線対のうちの一方もしくは両方の配線に直列に挿入されたリアクトルと、
    　前記リアクトルと前記逆変換器との間において、前記第１配線対の間又は前記第２配線対の間に接続されたコンデンサと、を備え、
    　前記逆変換器の駆動のキャリア周波数をｆｃ、前記リアクトルと前記コンデンサとによるＬＣフィルタの共振周波数をｆＬＣ、前記逆変換器の出力周波数の最大値をＭＡＸ（ｆ０）とするとき、ＭＡＸ（ｆ０）は、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
     を満たす、電力変換装置。
  6. 　前記キャリア周波数ｆｃでの前記ＬＣフィルタのゲインは、０．１以下である、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　６×前記ＭＡＸ（ｆ０）での前記ＬＣフィルタのゲインは、５以下である、請求項５又は６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記リアクトルは、基板に実装された部品である、請求項４又は５に記載の電力変換装置。
  9. 　前記コンデンサは、前記第２配線対の間に接続された、請求項１から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記ＭＡＸ（ｆ０）は、６００Ｈｚである、請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記逆変換器に構成されるスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体のデバイスである、請求項１から１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  12. 　請求項１から１１のいずれか一項に記載の電力変換装置を備える、空気調和機。
  13. 　請求項１から１１のいずれか一項に記載の電力変換装置を備える、冷凍装置。
PCT/JP2022/016216 2021-03-31 2022-03-30 電力変換装置、空気調和機及び冷凍装置 WO2022210950A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202280014729.7A CN116868497A (zh) 2021-03-31 2022-03-30 电力变换装置、空调机以及冷冻装置
EP22781160.1A EP4318921A1 (en) 2021-03-31 2022-03-30 Power conversion device, air conditioner, and refrigeration device
US18/547,940 US20240235424A9 (en) 2021-03-31 2022-03-30 Power conversion apparatus, air conditioner and refrigeration apparatus

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021061704 2021-03-31
JP2021-061704 2021-03-31

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022210950A1 true WO2022210950A1 (ja) 2022-10-06

Family

ID=82610409

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2022/016216 WO2022210950A1 (ja) 2021-03-31 2022-03-30 電力変換装置、空気調和機及び冷凍装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20240235424A9 (ja)
EP (1) EP4318921A1 (ja)
JP (1) JP7108224B1 (ja)
CN (1) CN116868497A (ja)
WO (1) WO2022210950A1 (ja)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5329531A (en) * 1976-08-31 1978-03-18 Toshiba Corp Filter circuit
JPS57126276A (en) * 1981-01-27 1982-08-05 Toshiba Corp Starting method for power converter
JP2005020837A (ja) * 2003-06-24 2005-01-20 Takahashi Yuko 多相電流供給回路
JP2005253282A (ja) 2004-02-06 2005-09-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電力変換装置及びモータ駆動用インバータ制御装置及び空気調和機
JP2008029151A (ja) * 2006-07-24 2008-02-07 Daikin Ind Ltd インバータ装置
JP2021061704A (ja) 2019-10-08 2021-04-15 株式会社Ｎｔｔファシリティーズ 充放電計画作成装置及び充放電計画作成方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5329531A (en) * 1976-08-31 1978-03-18 Toshiba Corp Filter circuit
JPS57126276A (en) * 1981-01-27 1982-08-05 Toshiba Corp Starting method for power converter
JP2005020837A (ja) * 2003-06-24 2005-01-20 Takahashi Yuko 多相電流供給回路
JP2005253282A (ja) 2004-02-06 2005-09-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電力変換装置及びモータ駆動用インバータ制御装置及び空気調和機
JP2008029151A (ja) * 2006-07-24 2008-02-07 Daikin Ind Ltd インバータ装置
JP2021061704A (ja) 2019-10-08 2021-04-15 株式会社Ｎｔｔファシリティーズ 充放電計画作成装置及び充放電計画作成方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP4318921A1 (en) 2024-02-07
CN116868497A (zh) 2023-10-10
US20240136949A1 (en) 2024-04-25
US20240235424A9 (en) 2024-07-11
JP7108224B1 (ja) 2022-07-28
JP2022159095A (ja) 2022-10-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6041862B2 (ja) 電力変換装置
JP5813781B2 (ja) 半導体装置および電子機器
WO2012070117A1 (ja) モータ駆動回路
US10600716B2 (en) Power converter
CN111064321A (zh) 电控组件及电器设备
WO2022210950A1 (ja) 電力変換装置、空気調和機及び冷凍装置
JP6178178B2 (ja) ノイズフィルタ
JP6289577B2 (ja) 電力変換装置
JP6821266B2 (ja) 電力変換装置
JP7571417B2 (ja) 電力変換装置
US11462997B2 (en) DC to DC converter for a vehicle alternator
JPH11356047A (ja) スイッチングレギュレータ電源装置
EP3591829A1 (en) Power conversion device
CN114208007A (zh) 电路体和制冷循环装置
JP7168884B2 (ja) 空気調和機
WO2023090263A1 (ja) 電力変換装置及びその製造方法
JP7275397B1 (ja) バスバーモジュール及び電力変換システム
JP2018182880A (ja) 電力変換装置
JP7209898B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動制御装置、送風機、圧縮機および空気調和機
WO2024070456A1 (ja) 電気回路
JP2012010500A (ja) 冷凍装置
WO2013024686A1 (ja) 電力変換回路および空気調和機
JP2024106477A (ja) プリント回路板、およびそれを有する空気調和装置
JP2018129982A (ja) 電力変換装置、電力変換システムならびに空気調和システム
JP2023128422A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 22781160

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 202280014729.7

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 18547940

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2301006126

Country of ref document: TH

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 202317064922

Country of ref document: IN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2022781160

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2022781160

Country of ref document: EP

Effective date: 20231031

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE