WO2022195789A1

WO2022195789A1 - キャンセラ装置及び無線装置

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Publication number: WO2022195789A1
Application number: PCT/JP2021/010964
Authority: WO
Inventors: 真悟山浦; 研悟西本; 泰弘西岡
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2021-03-18
Filing date: 2021-03-18
Publication date: 2022-09-22
Also published as: EP4283869A1; JP7274067B2; JPWO2022195789A1; US20230378996A1; EP4283869A4

Abstract

第１の端子（１１ａ）、第２の端子（１１ｂ）及び第３の端子（１１ｃ）を有し、第１の端子（１１ａ）に与えられた信号を第２の端子（１１ｂ）に出力する線路接続器（１１）と、第２の端子（１１ｂ）に出力された信号の反射波を第３の端子（１１ｃ）に出力させる反射回路（１２）とを備えるように、キャンセラ装置（６）を構成した。反射回路（１２）は、第２の端子（１１ｂ）と一端が接続されている第１の可変抵抗器（２１）と、第２の端子（１１ｂ）と一端が接続され、他端が接地されている第２の可変抵抗器（２２）と、第１の可変抵抗器（２１）の他端と一端が接続され、他端が接地されている並列共振回路（２３）とを備えている。

Description

キャンセラ装置及び無線装置

　本開示は、キャンセラ装置及び無線装置に関するものである。

　送信機及び受信機を含む通信装置では、送信機から出力された送信信号の一部が、漏れ込み波として、受信機を含む受信経路に漏れ込むことがある。漏れ込み波の振幅が大きい場合、受信機が、受信信号を検波できなくなる等の現象を生じることがある。
　漏れ込み波を打ち消すためのキャンセル信号を生成し、キャンセル信号を漏れ込み波と合成させることで、漏れ込み波を抑圧するキャンセラ装置（以下「従来のキャンセラ装置」という）がある。従来のキャンセラ装置は、ベクトル調整器を備えており、当該ベクトル調整器は、送信信号から、漏れ込み波と振幅が同じであり、かつ、漏れ込み波の位相と逆位相のキャンセル信号を生成する。当該ベクトル調整器は、可変減衰器及び可変移相器を含んでいる。

　非特許文献１には、広帯域な漏れ込み波の抑圧が可能なキャンセラ装置が開示されている。当該キャンセラ装置は、送信信号の一部を複数の分岐線路に分岐させる分岐回路と、それぞれの分岐線路に設けられている複数のベクトル調整器と、複数のベクトル調整器により生成されたキャンセル信号と漏れ込み波を含んでいる受信信号とを合成する合成回路とを備えている。当該キャンセラ装置は、複数のベクトル調整器を備えているため、漏れ込み波の周波数特性に応じたキャンセル信号を生成することができる。

Ｔ.　Ｈｕｕｓａｒｉ,　Ｙ.　Ｃｈｏｉ,　Ｐ.　Ｌｉｉｋｋａｎｅｎ,　Ｄ.　Ｋｏｒｐｉ,　Ｓ.　Ｔａｌｗａｒ　ａｎｄ　Ｍ.　Ｖａｌｋａｍａ,　"Ｗｉｄｅｂａｎｄ　Ｓｅｌｆ－Ａｄａｐｔｉｖｅ　ＲＦ　Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ　Ｃｉｒｃｕｉｔ　ｆｏｒ　Ｆｕｌｌ－Ｄｕｐｌｅｘ　Ｒａｄｉｏ：　ＯｐｅｒａｔｉｎｇＰｒｉｎｃｉｐｌｅ　ａｎｄ　Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ,"　２０１５　ＩＥＥＥ　８１ｓｔ　Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ　ＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　（ＶＴＣ　Ｓｐｒｉｎｇ）,　Ｇｌａｓｇｏｗ,　２０１５,　ｐｐ.　１－７.

　非特許文献１に開示されているキャンセラ装置では、複数の分岐線路のそれぞれにベクトル調整器を設ける必要があるという課題があった。

　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、複数のベクトル調整器を設けることなく、漏れ込み波の周波数特性に応じたキャンセル信号を生成することができるキャンセラ装置を得ることを目的とする。

　本開示に係るキャンセラ装置は、第１の端子、第２の端子及び第３の端子を有し、第１の端子に与えられた信号を第２の端子に出力する線路接続器と、第２の端子に出力された信号の反射波を第３の端子に出力させる反射回路とを備えている。反射回路は、第２の端子と一端が接続されている第１の可変抵抗器と、第２の端子と一端が接続され、他端が接地されている第２の可変抵抗器と、第１の可変抵抗器の他端と一端が接続され、他端が接地されている共振回路とを備えている。

　本開示によれば、複数のベクトル調整器を設けることなく、漏れ込み波の周波数特性に応じたキャンセル信号を生成することができる。

実施の形態１に係るキャンセラ装置６を含む無線装置を示す構成図である。実施の形態１に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図３Ａは、キャンセラ装置６のインピーダンス特性を示す説明図、図３Ｂは、キャンセラ装置６の通過特性であるＳ_２１特性を示す説明図である。Ｚ_０＝５０［Ω］であるとき、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１及び第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２のそれぞれが変わることで、通過振幅の周波数特性が凹形状になる領域と凸形状になる領域とを示す説明図である。実施の形態２に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態３に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態４に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態５に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態６に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態７に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態７に係る他のキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態７に係る他のキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態８に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態９に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態９に係る他のキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態１０に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態１１に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態１２に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図１９Ａは、キャンセラ装置６のインピーダンス特性を示す説明図、図１９Ｂは、キャンセラ装置６の通過特性であるＳ_２１特性を示す説明図である。実施の形態１３に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。実施の形態１４に係るキャンセラ装置６を含む無線装置を示す構成図である。実施の形態１５に係るキャンセラ装置６を含む無線装置を示す構成図である。実施の形態１５に係る他の無線装置を示す構成図である。

　以下、本開示をより詳細に説明するために、本開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るキャンセラ装置６を含む無線装置を示す構成図である。
　図１に示す無線装置は、送信機１、分配器２、アンテナ部３、キャンセラ装置６、合成器７及び受信機８を備えている。

　送信機１は、送信信号を分配器２に出力する。
　分配器２は、送信機１から出力された送信信号を２分配する。
　分配器２は、２分配後の一方の送信信号をアンテナ部３に出力し、２分配後の他方の送信信号をキャンセラ装置６に出力する。

　アンテナ部３は、分配器４及び送受信共用アンテナ５を備えている。
　アンテナ部３は、分配器２から出力された一方の送信信号を電磁波として空間に放射する。
　アンテナ部３は、到来してきた電磁波を受信し、受信した電磁波の受信信号を合成器７に出力する。
　アンテナ部３は、分配器２から出力された一方の送信信号の一部を漏れ込み波として合成器７に出力する。

　分配器４は、分配器２から出力された一方の送信信号を送受信共用アンテナ５に出力する。
　分配器４は、送受信共用アンテナ５から出力された受信信号と送受信共用アンテナ５から出力された漏れ込み波とを合成器７に出力する。
　送受信共用アンテナ５は、分配器４から出力された一方の送信信号を電磁波として空間に放射する。
　送受信共用アンテナ５は、到来してきた電磁波を受信し、受信した電磁波の受信信号を分配器４に出力する。
　送受共用アンテナ５は、分配器４から出力された一方の送信信号の一部を反射し、反射後の送信信号を漏れ込み波として分配器４に出力する。

　キャンセラ装置６は、分配器２から出力された他方の送信信号を取得する。
　キャンセラ装置６は、他方の送信信号から、漏れ込み波を打ち消すためのキャンセル信号を生成する。
　キャンセラ装置６は、キャンセル信号を合成器７に出力する。

　合成器７は、アンテナ部３から出力された漏れ込み波とキャンセラ装置６から出力されたキャンセル信号とを合成する。
　合成器７は、漏れ込み波とキャンセル信号との合成信号を受信機８に出力し、アンテナ部３から出力された受信信号を受信機８に出力する。合成器７によって、漏れ込み波とキャンセル信号とが合成されることで、漏れ込み波が抑圧される。例えば、漏れ込み波とキャンセル信号との振幅が同じ振幅であり、かつ、漏れ込み波とキャンセル信号との位相が逆位相であれば、合成器７から受信機８に出力される信号は、受信信号のみとなる。
　受信機８は、合成器７から出力された受信信号を検波する。

　図２は、実施の形態１に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。
　図２に示すキャンセラ装置６は、線路接続器１１及び反射回路１２を備えている。
　線路接続器１１は、例えば、サーキュレータ、又は、方向性結合器によって実現される。
　線路接続器１１は、第１の端子１１ａ、第２の端子１１ｂ及び第３の端子１１ｃを有している。線路接続器１１が、例えば、サーキュレータによって実現される場合、線路接続器１１の順方向は、第１の端子１１ａから第２の端子１１ｂに至る方向、第２の端子１１ｂから第３の端子１１ｃに至る方向及び第３の端子１１ｃから第１の端子１１ａに至る方向である。
　線路接続器１１は、第１の端子１１ａに与えられた送信信号を第２の端子１１ｂに出力する。

　反射回路１２は、第１の可変抵抗器２１、第２の可変抵抗器２２及び共振回路を備えている。
　図２に示すキャンセラ装置６では、反射回路１２が備えている共振回路は、並列共振回路２３である。
　反射回路１２は、第２の端子１１ｂに出力された送信信号の反射波を第３の端子１１ｃに出力させる。送信信号の反射波は、漏れ込み波を打ち消すためのキャンセル信号である。
　反射回路１２は、合成アドミタンスＹ_ａを有している。送信信号の反射波における振幅及び位相のそれぞれは、合成アドミタンスＹ_ａによって決まる。

　第１の可変抵抗器２１の一端は、第２の端子１１ｂと接続されており、第１の可変抵抗器２１の他端は、並列共振回路２３の一端と接続されている。第１の可変抵抗器２１の抵抗値は、Ｒ_１である。
　第２の可変抵抗器２２の一端は、第２の端子１１ｂと接続されており、第２の可変抵抗器２２の他端は、接地されている。第２の可変抵抗器２２の抵抗値は、Ｒ_２である。

　並列共振回路２３は、インダクタ２４及びキャパシタ２５を備えている。
　並列共振回路２３の一端は、第１の可変抵抗器２１の他端と接続されており、並列共振回路２３の他端は、接地されている。並列共振回路２３の共振周波数は、ｆｒである。
　インダクタ２４の一端は、第１の可変抵抗器２１の他端と接続されており、インダクタ２４の他端は、接地されている。インダクタ２４のインダクタンスは、Ｌである。
　キャパシタ２５は、インダクタ２４と並列に接続されている。キャパシタ２５のキャパシタンスは、Ｃである。

　次に、図１に示す無線装置の動作について説明する。
　送信機１は、送信信号を生成し、送信信号を分配器２に出力する。送信機１から出力された送信信号の一部は、漏れ込み波として、受信機８に漏れ込むことがある。
　図１に示す無線装置では、キャンセラ装置６が、漏れ込み波を抑圧するためのキャンセル信号を生成し、漏れ込み波は、キャンセル信号によって抑圧される。

　分配器２は、送信機１から出力された送信信号を２分配する。
　分配器２は、２分配後の一方の送信信号をアンテナ部３の分配器４に出力し、２分配後の他方の送信信号をキャンセラ装置６に出力する。

　アンテナ部３の分配器４は、分配器２から送信信号を受けると、送信信号を送受信共用アンテナ５に出力する。
　送受信共用アンテナ５は、分配器４から送信信号を受けると、送信信号を電磁波として空間に放射する。
　送受信共用アンテナ５は、電磁波が到来してくると、電磁波を受信し、受信した電磁波の受信信号を分配器４に出力する。
　送受共用アンテナ５は、分配器４から送信信号を受けたとき、送信信号の一部を反射し、反射後の送信信号を漏れ込み波として分配器４に出力する。
　分配器４は、送受信共用アンテナ５から出力された受信信号及び漏れ込み波のそれぞれを合成器７に出力する。

　キャンセラ装置６は、分配器２から、２分配後の他方の送信信号を取得する。
　キャンセラ装置６は、他方の送信信号から、漏れ込み波を打ち消すためのキャンセル信号を生成する。
　キャンセラ装置６は、キャンセル信号を合成器７に出力する。

　合成器７は、アンテナ部３から出力された漏れ込み波とキャンセラ装置６から出力されたキャンセル信号とを合成する。
　合成器７は、漏れ込み波とキャンセル信号との合成信号を受信機８に出力し、アンテナ部３から出力された受信信号を受信機８に出力する。例えば、漏れ込み波とキャンセル信号との振幅が同じ振幅であり、かつ、漏れ込み波とキャンセル信号との位相が逆位相であれば、合成器７から受信機８に出力される信号は、受信信号のみとなる。
　受信機８は、合成器７から出力された受信信号を検波する。

　以下、キャンセラ装置６の動作を具体的に説明する。
　線路接続器１１は、第１の端子１１ａに与えられた送信信号を第２の端子１１ｂに出力する。
　反射回路１２は、第１の端子１１ａに与えられた送信信号が第２の端子１１ｂに出力されたとき、送信信号の反射波を第３の端子１１ｃに出力させる。
　送信信号の反射波における振幅及び位相のそれぞれは、反射回路１２の合成アドミタンスＹ_ａによって決まる。
　合成アドミタンスＹ_ａは、以下の式（１）によって表される。

　式（１）において、ωは、角周波数である。送信信号の周波数がｆであれば、角周波数ωは、ω＝２πｆである。

　図２に示すキャンセラ装置６では、線路接続器１１がサーキュレータによって実現されており、サーキュレータの特性は、理想特性であるものとする。理想特性とは、損入損が０［ｄＢ］、アイソレーションが無限大、反射損が０［ｄＢ］である。
　反射回路１２の反射係数Γ_ａは、合成アドミタンスＹ_ａを合成インピーダンスＺ_ａ（１／Ｙ_ａ）で表記すると、以下の式（２）のようになる。

　式（２）において、Ｚ_０は、キャンセラ装置６の給電線路及びポートにおけるそれぞれのインピーダンスである。

　したがって、第１の端子１１ａから第３の端子１１ｃに至る通過特性を示すＳパラメータＳ_２１は、以下の式（３）によって表される。第１の端子１１ａがポート１に対応しており、第３の端子１１ｃがポート２に対応している。

　第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１と、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２と、並列共振回路２３の回路諸元であるインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣとによって、通過特性の振幅周波数特性が決まる。

　以下、振幅周波数特性の制御方法について説明する。
　図３Ａは、キャンセラ装置６のインピーダンス特性を示す説明図であり、図３Ｂは、キャンセラ装置６の通過特性であるＳ_２１特性を示す説明図である。
　図３Ｂでは、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２が１００［Ω］、インダクタ２４のインダクタンスＬが２［ｎＨ］、並列共振回路２３の共振周波数ｆｒが１［ＧＨｚ］であるとして、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が変化したときのＳ_２１特性を示している。
　図３Ａ及び図３Ｂにおいて、実線は抵抗値Ｒ_１が０［Ω］、点線は抵抗値Ｒ_１が１５［Ω］、間隔の短い破線は抵抗値Ｒ_１が３３．３［Ω］、間隔の長い破線は抵抗値Ｒ_１が５０［Ω］、一点鎖線は抵抗値Ｒ_１が７０［Ω］である。○は、共振周波数ｆｒである。
　共振周波数ｆｒにおけるキャパシタンスＣは、以下の式（４）によって表される。

　図３Ｂに示すように、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が変化することによって、通過振幅の周波数特性が変化する。
　即ち、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が０［Ω］、又は、抵抗値Ｒ_１が１５［Ω］であれば、通過振幅の周波数特性が凹形状となり、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が３３．３［Ω］であれば、通過振幅の周波数特性が平坦となる。
　また、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が５０［Ω］、又は、抵抗値Ｒ_１が７０［Ω］であれば、通過振幅の周波数特性が凸形状となる。
　したがって、例えば、図示せぬ制御装置が、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１のみを変化させることで、凹形状の通過振幅の周波数特性、凸形状の通過振幅の周波数特性、又は、平坦な通過振幅の周波数特性を形成することができる。

　第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１と第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２とが変化することによって、凹形状の通過振幅の周波数特性における凹形状の傾斜、又は、凸形状の通過振幅の周波数特性における凸形状の傾斜が変化する。
　キャンセラ装置６の通過特性が、凹形状の通過振幅の周波数特性である場合、例えば、図示せぬ制御装置が、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２を変化させることによって、通過振幅の最小値が変化する。キャンセラ装置６の通過特性が、凸形状の通過振幅の周波数特性である場合、例えば、図示せぬ制御装置が、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２を変化させることによって、通過振幅の最大値が変化する。

　並列共振回路２３の共振周波数ｆｒが維持された状態で、インダクタ２４のインダクタンスＬ及びキャパシタ２５のキャパシタンスＣのうちの１つ以上が変化することによって、並列共振回路２３のＱ値が変わると、凹形状の傾斜、又は、凸形状の傾斜が変化する。並列共振回路２３のＱ値は、以下の式（５）によって表される。

　式（５）において、Ｒは、並列共振回路２３に含まれている抵抗成分である。即ち、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣのそれぞれと並列に接続されている図示せぬ抵抗成分である。
　インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣのうちの１つ以上が変われば、凹形状の通過振幅及び凸形状の通過振幅におけるそれぞれの最小値の周波数と、それぞれの最大値の周波数とが変化する。したがって、キャンセラ装置６は、所望の帯域において、右肩上がりの周波数特性、又は、右肩下がりの周波数特性を有するキャンセル信号を生成することができる。

　通過振幅の周波数特性が平坦となる条件、即ち、通過振幅の周波数特性が、凹形状の通過振幅の周波数特性と凸形状の通過振幅の周波数特性との境界になる条件は、以下の通りである。
　通過振幅の周波数特性が平坦となる条件は、並列共振回路２３の共振周波数ｆｒにおける反射係数Γ_ａ（ｆ＝ｆｒ）と、送信信号の周波数ｆが極限の０であるときの反射係数Γ_ａ（ｆ＝０）とが同値であり、かつ、異符号であるときである。
　反射回路１２の共振周波数ｆｒにおける合成アドミタンスＹ_ａ（ｆ＝ｆｒ）は、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１にかかわらず、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２によって決まる。このときの合成アドミタンスＹ_ａ（ｆ＝ｆｒ）は、１／Ｒ_２になる。反射係数Γ_ａ（ｆ＝ｆｒ）と同値であり、かつ、反射係数Γ_ａ（ｆ＝ｆｒ）と異符号であるときの反射係数Γ_ａ（ｆ＝０）における合成アドミタンスＹ_ａ（ｆ＝０）は、Ｒ_２／Ｚ_０ ^２である。よって、式（１）において、合成アドミタンスＹ_ａがＲ_２／Ｚ_０ ^２になるときの条件式から、通過振幅の周波数特性が平坦となる条件が得られる。周波数ｆ及び角周波数ωのそれぞれが極限の０になるときの、式（１）の右辺における第一項の虚数部は、以下の式（６）に示すように、０となる。

　したがって、周波数ｆ及び角周波数ωのそれぞれが極限の０になるときの式（１）は、以下の式（７）のように表される。

　式（７）において、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１について解くと、抵抗値Ｒ_１は、以下の式（８）のように表される。

　通過振幅の周波数特性は、式（８）が成立するときに平坦となる。
　図４は、Ｚ_０＝５０［Ω］であるとき、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１及び第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２のそれぞれが変わることで、通過振幅の周波数特性が凹形状になる領域と凸形状になる領域とを示す説明図である。図４において、横軸は抵抗値Ｒ_１［Ω］、縦軸は抵抗値Ｒ_２［Ω］である。
　凹形状になる領域と凸形状になる領域との境界線は、式（８）によって描くことができる。例えば、Ｒ_２＝１００［Ω］であるときは、Ｒ_１＝１００／３［Ω］のときに、通過振幅の周波数特性が平坦となる。
　通過振幅の周波数特性が凸形状となる条件は、図４に示すように、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２がインピーダンスＺ_０以上である。通過振幅の周波数特性が、凹形状になる領域と凸形状になる領域との境界線に近いときは、凹形状の通過振幅の周波数特性及び凸形状の通過振幅の周波数特性におけるそれぞれの傾斜が緩やかになる。

　以上の実施の形態１では、第１の端子１１ａ、第２の端子１１ｂ及び第３の端子１１ｃを有し、第１の端子１１ａに与えられた信号を第２の端子１１ｂに出力する線路接続器１１と、第２の端子１１ｂに出力された信号の反射波を第３の端子１１ｃに出力させる反射回路１２とを備えるように、キャンセラ装置６を構成した。反射回路１２は、第２の端子１１ｂと一端が接続されている第１の可変抵抗器２１と、第２の端子１１ｂと一端が接続され、他端が接地されている第２の可変抵抗器２２と、第１の可変抵抗器２１の他端と一端が接続され、他端が接地されている並列共振回路２３とを備えている。したがって、キャンセラ装置６は、複数のベクトル調整器を設けることなく、漏れ込み波の周波数特性に応じたキャンセル信号を生成することができる。

実施の形態２．
　実施の形態２では、第１の可変抵抗器２１と並列共振回路２３とが直列に接続されている複数の直列回路を備え、複数の直列回路が反射回路１２と並列に接続されているキャンセラ装置６について説明する。

　図５は、実施の形態２に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図５において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図５に示すキャンセラ装置６では、第１の可変抵抗器２１と並列共振回路２３とが直列に接続されている２つの直列回路が、反射回路１２と並列に接続されている。
　図５に示すキャンセラ装置６では、２つの直列回路が、反射回路１２と並列に接続されている。しかし、これは一例に過ぎず、１つの直列回路が、反射回路１２と並列に接続されていてもよいし、３つ以上の直列回路が、反射回路１２と並列に接続されていてもよい。

　図２に示すキャンセラ装置６では、１つの通過振幅の周波数特性が形成される。通過振幅の周波数特性は、凹形状の通過振幅の周波数特性、凸形状の通過振幅の周波数特性、又は、平坦な通過振幅の周波数特性である。
　図５に示すキャンセラ装置６では、第１の可変抵抗器２１と並列共振回路２３とが直列に接続されている２つの直列回路が、反射回路１２と並列に接続されているため、３つの通過振幅の周波数特性が形成される。３つの通過振幅の周波数特性が形成されるため、図５に示すキャンセラ装置６は、３つのバンド（マルチバンド）のそれぞれに含まれている漏れ込み波を抑圧することができる。
　なお、３つ以上の直列回路が、反射回路１２と並列に接続されていれば、４つ以上の通過振幅の周波数特性が形成されるため、３つ以上の直列回路を備えるキャンセラ装置６は、４つ以上のバンドのそれぞれに含まれている漏れ込み波を抑圧することができる。

実施の形態３．
　実施の形態３では、複数の反射回路１２が並列に接続されているキャンセラ装置６について説明する。

　図６は、実施の形態３に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図６において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図６に示すキャンセラ装置６では、３つの反射回路１２が並列に接続されている。しかし、これは一例に過ぎず、２つの反射回路１２が並列に接続されていてもよいし、４つ以上の反射回路１２が並列に接続されていてもよい。

　図２に示すキャンセラ装置６では、１つの通過振幅の周波数特性が形成される。
　図６に示すキャンセラ装置６では、３つの反射回路１２が並列に接続されているため、３つの通過振幅の周波数特性が形成される。３つの通過振幅の周波数特性が形成されるため、図６に示すキャンセラ装置６は、３つのバンドのそれぞれに含まれている漏れ込み波を抑圧することができる。
　なお、４つ以上の反射回路１２が並列に接続されていれば、４つ以上の通過振幅の周波数特性が形成されるため、４つ以上の反射回路１２を備えるキャンセラ装置６は、４つ以上のバンドのそれぞれに含まれている漏れ込み波を抑圧することができる。

実施の形態４．
　実施の形態４では、複数の線路接続器１１が直列に接続され、それぞれの線路接続器１１に反射回路１２が接続されているキャンセラ装置６について説明する。

　図７は、実施の形態４に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図７において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図７に示すキャンセラ装置６では、３つの線路接続器１１が直列に接続され、それぞれの線路接続器１１に反射回路１２が接続されている。しかし、これは一例に過ぎず、２つの線路接続器１１が直列に接続され、それぞれの線路接続器１１に反射回路１２が接続されていてもよいし、４つ以上の線路接続器１１が直列に接続され、それぞれの線路接続器１１に反射回路１２が接続されていてもよい。

　図２に示すキャンセラ装置６では、１つの通過振幅の周波数特性が形成される。
　図７に示すキャンセラ装置６では、３つの線路接続器１１のそれぞれに反射回路１２が接続されているため、３つの通過振幅の周波数特性が形成される。３つの通過振幅の周波数特性が形成されるため、図７に示すキャンセラ装置６は、３つのバンドのそれぞれに含まれている漏れ込み波を抑圧することができる。
　なお、４つ以上の線路接続器１１のそれぞれに反射回路１２が接続されていれば、４つ以上の通過振幅の周波数特性が形成されるため、４つ以上の線路接続器１１のそれぞれに反射回路１２が接続されているキャンセラ装置６は、４つ以上のバンドのそれぞれに含まれている漏れ込み波を抑圧することができる。

実施の形態５．
　実施の形態５では、反射回路１２の共振回路が、並列共振回路２３の代わりに、先端短絡スタブ２６を備えているキャンセラ装置６について説明する。

　図８は、実施の形態５に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図８において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　先端短絡スタブ２６は、例えば、誘電体基板上のマイクロストリップ線路によって実現される。
　先端短絡スタブ２６の一端は、第１の可変抵抗器２１の他端と接続され、先端短絡スタブ２６の他端は、接地されている。
　先端短絡スタブ２６の電気長が、０．２５波長×（２Ｎ＋１）であれば、０．２５波長×（２Ｎ＋１）に対応する周波数が共振周波数となる。Ｎは、０以上の整数である。共振周波数付近では、先端短絡スタブ２６が、並列共振回路として動作する。
　並列共振回路２３の代わりに、電気長が０．５波長×（２Ｎ＋１）である先端開放スタブを用いる場合、０．５波長×（２Ｎ＋１）に対応する周波数が共振周波数となる。共振周波数付近では、当該先端開放スタブが、並列共振回路として動作する。

　可変キャパシタ２７は、例えば、電気制御の素子、又は、機械制御の素子によって実現される。電気制御の素子としては、可変容量ダイオード等が該当する。
　可変キャパシタ２７の一端は、第１の可変抵抗器２１の他端と接続され、可変キャパシタ２７の他端は、接地されている。

　次に、図８に示すキャンセラ装置６の動作について説明する。
　先端短絡スタブ２６のＱ値は、例えば、先端短絡スタブ２６を構成するマイクロストリップ線路の特性インピーダンスが変わることで変化する。マイクロストリップ線路の特性インピーダンスは、誘電体基板の基板厚、又は、線路幅が変わることで変化する。

　図２に示すキャンセラ装置６では、反射回路１２が並列共振回路２３を備えており、並列共振回路２３が、集中定数素子であるインダクタ２４と、集中定数素子であるキャパシタ２５とを備えているため、並列共振回路２３は、抵抗成分を有している。このため、並列共振回路２３のＱ値を高くすることが困難なことがある。
　図８に示すキャンセラ装置６では、例えば、低損失の誘電体基板上のマイクロストリップ線路によって、分布定数の先端短絡スタブ２６が実現される場合、先端短絡スタブ２６のＱ値は、並列共振回路２３のＱ値よりも高くすることが可能である。

　また、集中定数素子を有する並列共振回路２３は、数ＧＨｚ以上の高い周波数において、寄生成分の寄与が大きくなり、不要共振等が発生することがある。このため、数ＧＨｚ以上の高い周波数においては、集中定数素子を有する並列共振回路２３は、簡易に設計することが困難なことがある。
　一方、分布定数の先端短絡スタブ２６は、数ＧＨｚ以上の高い周波数においても、寄生成分等の影響が小さいため、集中定数素子を有する並列共振回路２３よりも簡易に設計することが可能である。
　先端短絡スタブ２６の等価回路は、インダクタとキャパシタとが並列に接続されている並列共振回路である。このため、先端短絡スタブ２６は、可変キャパシタ２７の容量が調整されることによって、共振周波数ｆｒが変化する。

　以上の実施の形態５では、共振回路が、第１の可変抵抗器２１の他端と一端が接続され、他端が接地されている先端短絡スタブ２６を備えるように、図８に示すキャンセラ装置６を構成した。したがって、図８に示すキャンセラ装置６は、図２に示すキャンセラ装置６と同様に、複数のベクトル調整器を設けることなく、漏れ込み波の周波数特性に応じたキャンセル信号を生成することができる。また、図８に示すキャンセラ装置６は、図２に示すキャンセラ装置よりも、共振回路のＱ値を高めることができるほか、数ＧＨｚ以上の高い周波数の漏れ込み波も抑圧することができる。

実施の形態６．
　実施の形態６では、特性インピーダンスが互いに異なる複数の先端短絡スタブ２６－１～２６－３のうち、いずれか１つの先端短絡スタブの一端を第１の可変抵抗器２１の他端に接続する切替スイッチ２８を備えているキャンセラ装置６について説明する。

　図９は、実施の形態６に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図９において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　先端短絡スタブ２６－１～２６－３は、例えば、誘電体基板上のマイクロストリップ線路によって実現される。
　先端短絡スタブ２６－１～２６－３におけるそれぞれの特性インピーダンスは、互いに異なっている。
　切替スイッチ２８は、先端短絡スタブ２６－１～２６－３のうち、いずれか１つの先端短絡スタブの一端と第１の可変抵抗器２１の他端との間を接続する。

　次に、図９に示すキャンセラ装置６の動作について説明する。
　切替スイッチ２８が、先端短絡スタブ２６－１～２６－３のうち、第１の可変抵抗器２１の他端と接続する先端短絡スタブを切り替えることで、共振回路のＱ値が変化する。したがって、切替スイッチ２８が、先端短絡スタブ２６－１～２６－３のうち、第１の可変抵抗器２１の他端と接続する先端短絡スタブを切り替えることで、通過振幅における周波数特性の傾斜の調整が可能になる。

　図９に示すキャンセラ装置６では、切替スイッチ２８が、先端短絡スタブ２６－１～２６－３のうち、第１の可変抵抗器２１の他端と接続する先端短絡スタブを切り替えることで、共振回路のＱ値を変化させている。しかし、これは一例に過ぎず、例えば、図示せぬ制御装置が、図８に示す先端短絡スタブ２６に近接している誘電体（図示せず）の位置を機械的に動かして、先端短絡スタブ２６の特性インピーダンスに寄与する実効的な誘電率を変えることで、共振回路のＱ値を変化させるようにしてもよい。

　以上の実施の形態６では、共振回路が、切替スイッチ２８と、先端が短絡されている複数の先端短絡スタブ２６－１～２６－３とを備え、切替スイッチ２８が、複数の先端短絡スタブ２６－１～２６－３のうち、いずれか１つの先端短絡スタブの一端と第１の可変抵抗器２１の他端との間を接続するように、図９に示すキャンセラ装置６を構成した。したがって、図９に示すキャンセラ装置６は、図２に示すキャンセラ装置６と同様に、複数のベクトル調整器を設けることなく、漏れ込み波の周波数特性に応じたキャンセル信号を生成することができる。また、図９に示すキャンセラ装置６は、共振回路のＱ値を調整することができる。

実施の形態７．
　実施の形態７では、位相調整器３１を備えているキャンセラ装置６について説明する。

　図１０は、実施の形態７に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図１０において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　位相調整器３１は、遅延線３２を備えている。
　遅延線３２の一端は、線路接続器１１の第２の端子１１ｂと接続され、遅延線３２の他端は、第１の可変抵抗器２１及び第２の可変抵抗器２２におけるそれぞれの一端と接続されている。

　次に、図１０に示すキャンセラ装置６の動作について説明する。
　図１０に示すキャンセラ装置６は、反射回路１２単体の反射特性を通過特性として得ている。
　図１０に示すキャンセラ装置６では、遅延線３２が、線路接続器１１の第２の端子１１ｂと反射回路１２との間に接続されている。このため、線路接続器１１の第２の端子１１ｂから出力された送信信号である高周波電流は、遅延線３２を介して、反射回路１２に到達し、反射回路１２による反射波である高周波電流は、遅延線３２を介して、第２の端子１１ｂに到達する。即ち、高周波電流が遅延線３２を往復する。このため、遅延線３２による遅延量がθであれば、通過特性は、２θ分の群遅延が生じる。
　なお、遅延線３２が、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間ではなく、分配器２と第１の端子１１ａとの間、又は、第３の端子１１ｃと合成器７との間に接続されている場合、高周波電流が遅延線３２を往復しない。したがって、キャンセラ装置６の群遅延がθのみとなる。キャンセラ装置６が、２θ分の群遅延を得る必要がある場合、２つの遅延線３２が必要になる。

　図１０に示すキャンセラ装置６では、遅延線３２が、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間に接続されている。このため、図１０に示すキャンセラ装置６は、効率よく群遅延を稼ぐことが可能である。
　群遅延を調整することによって、漏れ込み波の群遅延と、キャンセラ装置６の群遅延とを合わせて、広帯域にノイズを低減させることが可能になる。漏れ込み波の群遅延は、周波数によっても変わるため、ノイズ低減の設計周波数によっては、群遅延を小さくする必要を生じる場合がある。図１１に示すように、位相調整器３１がスイッチ３２ａを備えることで、大きな群遅延を得る必要がある場合、スイッチ３２ａが、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間に遅延線３２を挿入する。一方、群遅延を小さくする必要がある場合、スイッチ３２ａが、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間から遅延線３２を除外する。
　図１１は、実施の形態７に係る他のキャンセラ装置６を示す構成図である。

　図１０に示すキャンセラ装置６では、遅延線３２を備える位相調整器３１が、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間に接続されている。しかし、これは一例に過ぎず、例えば、図１２に示すように、可変位相器３３を備える位相調整器３１が、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間に接続されているものであってもよい。可変位相器３３は、遅延線３２と異なり、遅延量θを変えることができる。
　図１２は、実施の形態７に係る他のキャンセラ装置６を示す構成図である。

実施の形態８．
　実施の形態８では、可変位相器３３を備える位相調整器３１が、線路接続器１１の第３の端子１１ｃに接続されているキャンセラ装置６について説明する。

　図１３は、実施の形態８に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図１３において、図２及び図１２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図１３に示すキャンセラ装置６では、可変位相器３３を備える位相調整器３１が、線路接続器１１の第３の端子１１ｃに接続されている。

　次に、図１３に示すキャンセラ装置６の動作について説明する。
　図１２に示すように、可変位相器３３が、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間に接続されている場合、高周波電流が可変位相器３３を往復する。このため、可変位相器３３による移相量がφであれば、可変位相器３３によって、高周波電流の位相が２φだけ変わる。また、可変位相器３３による損失がＬであれば、可変位相器３３によって、２Ｌの損失が生じる。
　例えば、電圧制御式の可変位相器３３は、５［ｄＢ］程度の最小通過損を有する。このため、可変位相器３３によって、２Ｌの損失が生じる場合、１０［ｄＢ］程度の損失となり、キャンセラ装置６で得られる最大通過振幅が減少する。
　図１３に示すキャンセラ装置６では、可変位相器３３が、第３の端子１１ｃと合成器７との間に接続されているため、可変位相器３３による損失が５［ｄＢ］程度の損失となる。したがって、図１３に示すキャンセラ装置６は、図１２に示すキャンセラ装置６よりも、得られる最大通過振幅が増加する。

　図１３に示すキャンセラ装置６では、可変位相器３３が、第３の端子１１ｃと合成器７との間に接続されている。しかし、これは一例に過ぎず、可変位相器３３が、第１の端子１１ａと分配器２との間に接続されていてもよい。

実施の形態９．
　実施の形態９では、可変減衰器３４が、線路接続器１１の第３の端子１１ｃに接続されているキャンセラ装置６について説明する。

　図１４は、実施の形態９に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図１４において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　可変減衰器３４は、第３の端子１１ｃと合成器７との間に接続されている。
　可変減衰器３４は、第３の端子１１ｃから合成器７に至る信号の振幅を調整する。

　次に、図１４に示すキャンセラ装置６の動作について説明する。
　可変減衰器３４は、第３の端子１１ｃから合成器７に至るキャンセル信号の振幅を調整することができるため、キャンセラ装置６は、キャンセル信号の振幅の制御範囲を広げることができる。
　図１４に示すキャンセラ装置６では、可変減衰器３４が、第３の端子１１ｃと合成器７との間に接続されている。しかし、これは一例に過ぎず、可変減衰器３４が、第１の端子１１ａと分配器２との間に接続されていてもよい。

　また、可変減衰器３４が、図１５に示すように、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間に接続されていてもよい。
　図１５は、実施の形態９に係る他のキャンセラ装置６を示す構成図である。
　図１５に示すキャンセラ装置６では、可変減衰器３４が、第２の端子１１ｂと反射回路１２との間に接続されているため、高周波電流が可変減衰器３４を往復する。このため、可変減衰器３４による振幅の調整幅が例えば２［ｄＢ］～２０［ｄＢ］であれば、高周波電流が可変減衰器３４を往復することによって、振幅の調整幅が例えば４［ｄＢ］～４０［ｄＢ］になり、振幅の調整幅が２倍になる。

実施の形態１０．
　実施の形態１０では、線路接続器１１として、サーキュレータ１３を用いているキャンセラ装置６について説明する。

　図１６は、実施の形態１０に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図１６において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　サーキュレータ１３は、第１の端子１３ａ、第２の端子１３ｂ及び第３の端子１３ｃを有している。
　サーキュレータ１３の順方向は、第１の端子１３ａから第２の端子１３ｂに至る方向、第２の端子１３ｂから第３の端子１３ｃに至る方向及び第３の端子１３ｃから第１の端子１３ａに至る方向である。
　サーキュレータ１３は、第１の端子１３ａに与えられた送信信号を第２の端子１３ｂに出力する。
　図１６に示すキャンセラ装置６は、線路接続器１１として、サーキュレータ１３を用いており、図２に示すキャンセラ装置６と同様に動作する。

実施の形態１１．
　実施の形態１１では、線路接続器１１として、方向性結合器１４を用いているキャンセラ装置６について説明する。

　図１７は、実施の形態１１に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図１７において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　方向性結合器１４は、第１の端子１４ａ、第２の端子１４ｂ及び第３の端子１４ｃを有している。
　方向性結合器１４の主経路は、第１の端子１４ａから第２の端子１４ｂに至る経路であり、方向性結合器１４のアイソレーション経路は、第１の端子１４ａから第３の端子１４ｃに至る経路である。方向性結合器１４の結合経路は、第２の端子１４ｂから第３の端子１４ｃに至る経路である。

　次に、図１７に示すキャンセラ装置６の動作について説明する。
　図１７に示すキャンセラ装置６は、線路接続器１１として、方向性結合器１４を用いている点以外は、図１６に示すキャンセラ装置６と同様である。　

　図１６に示すように、キャンセラ装置６が、線路接続器１１として、サーキュレータ１３を用いている場合、サーキュレータ１３の逆方向のアイソレーションは、有限であり、概ね２０［ｄＢ］である。サーキュレータ１３の逆方向は、第２の端子１３ｂから第１の端子１３ａに至る方向、第３の端子１３ｃから第２の端子１３ｂに至る方向及び第１の端子１３ａから第３の端子１３ｃに至る方向である。
　したがって、順方向に伝搬する信号だけでなく、約２０［ｄＢ］の振幅の小さい、逆方向に伝搬する信号も第３の端子１３ｃに出力される。通過振幅を２０［ｄＢ］以上制御する場合、逆方向に伝搬する信号による干渉を無視することができないため、キャンセラ装置６の設計が複雑になる。

　図１７に示すキャンセラ装置６は、線路接続器１１として、方向性結合器１４を用いている。方向性結合器１４は、３０［ｄＢ］以上の大きなアイソレーション特性を得ることが可能であるため、通過振幅を３０［ｄＢ］以上制御する場合でも、アイソレーションポート間を介して漏れ込んだ信号の影響を無視することができる。よって、図１７に示すキャンセラ装置６は、図１６に示すキャンセラ装置６よりも、設計が容易になり、通過振幅の調整範囲を拡大することができる。

実施の形態１２．
　実施の形態１２では、反射回路１２の共振回路が直列共振回路４１であるキャンセラ装置６について説明する。

　図１８は、実施の形態１２に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図１８において、図２と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図１８に示すキャンセラ装置６では、反射回路１２が、第１の可変抵抗器２１と、第２の可変抵抗器２２と、直列共振回路４１とを備えている。
　直列共振回路４１は、キャパシタ４２及びインダクタ４３を備えている。
　直列共振回路４１の一端は、第１の可変抵抗器２１の他端と接続され、直列共振回路４１の他端は、接地されている。

　キャパシタ４２の一端は、第１の可変抵抗器２１の他端と接続され、キャパシタ４２の他端は、インダクタ４３の一端と接続されている。キャパシタ４２のキャパシタンスは、Ｃである。
　インダクタ４３の一端は、キャパシタ４２の他端と接続され、インダクタ４３の他端は、接地されている。インダクタ４３のインダクタンスは、Ｌである。

　図１８に示すキャンセラ装置６では、直列共振回路４１が、図２に示すキャンセラ装置６に適用されている。しかし、これは一例に過ぎず、直列共振回路４１が、図５から図１７に示すいずれかのキャンセラ装置６に適用されていてもよい。
　図１８に示すキャンセラ装置６では、キャパシタ４２の一端が、第１の可変抵抗器２１の他端と接続され、インダクタ４３の一端が、キャパシタ４２の他端と接続され、インダクタ４３の他端が、接地されている。しかし、これは一例に過ぎず、インダクタ４３の一端が、第１の可変抵抗器２１の他端と接続され、キャパシタ４２の一端が、インダクタ４３の他端と接続され、キャパシタ４２の他端が、接地されているものであってもよい。

　次に、図１８に示すキャンセラ装置６の動作について説明する。
　線路接続器１１は、第１の端子１１ａに与えられた送信信号を第２の端子１１ｂに出力する。
　反射回路１２は、第１の端子１１ａに与えられた送信信号が第２の端子１１ｂに出力されたとき、送信信号の反射波を第３の端子１１ｃに出力させる。
　送信信号の反射波における振幅及び位相のそれぞれは、反射回路１２の合成アドミタンスＹ_ｂによって決まる。
　合成アドミタンスＹ_ｂは、以下の式（９）によって表される。

　図１８に示すキャンセラ装置６では、線路接続器１１がサーキュレータによって実現されており、サーキュレータの特性は、理想特性であるものとする。理想特性とは、損入損が０［ｄＢ］、アイソレーションが無限大、反射損が０［ｄＢ］である。
　反射回路１２の反射係数Γ_ｂは、合成アドミタンスＹ_ｂを合成インピーダンスＺ_ｂ（１／Ｙ_ｂ）で表記すると、以下の式（１０）のようになる。

　したがって、第１の端子１１ａから第３の端子１１ｃに至る通過特性を示すＳパラメータＳ_２１は、以下の式（１１）によって表される。第１の端子１１ａがポート１に対応しており、第３の端子１１ｃがポート２に対応している。

　第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１と、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２と、直列共振回路４１の回路諸元であるインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣとによって、通過特性の振幅周波数特性が決まる。

　以下、振幅周波数特性の制御方法について説明する。
　図１９Ａは、キャンセラ装置６のインピーダンス特性を示す説明図であり、図１９Ｂは、キャンセラ装置６の通過特性であるＳ_２１特性を示す説明図である。
　図１９Ｂでは、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２が１００［Ω］、インダクタ４３のインダクタンスＬが２０［ｎＨ］、直列共振回路４１の共振周波数ｆｒが１［ＧＨｚ］であるとして、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１を変化させたときのＳ_２１特性を示している。
　図１９Ａ及び図１９Ｂにおいて、実線は抵抗値Ｒ_１が０［Ω］、点線は抵抗値Ｒ_１が１５［Ω］、間隔の短い破線は抵抗値Ｒ_１が３３．３［Ω］、間隔の長い破線は抵抗値Ｒ_１が５０［Ω］、一点鎖線は抵抗値Ｒ_１が６５［Ω］である。○は、共振周波数ｆｒである。

　図１９Ｂに示すように、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が変化することによって、通過振幅の周波数特性が変化する。
　即ち、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が０［Ω］、又は、抵抗値Ｒ_１が１５［Ω］であれば、通過振幅の周波数特性が凸形状となり、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が３３．３［Ω］であれば、通過振幅の周波数特性が平坦となる。
　また、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１が５０［Ω］、又は、抵抗値Ｒ_１が６５［Ω］であれば、通過振幅の周波数特性が凹形状となる。
　したがって、例えば、図示せぬ制御装置が、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１のみを変化させることで、凸形状の通過振幅の周波数特性、凹形状の通過振幅の周波数特性、又は、平坦な通過振幅の周波数特性を形成することができる。

　直列共振回路４１の共振周波数ｆｒが維持された状態で、インダクタ４３のインダクタンスＬ及びキャパシタ４２のキャパシタンスＣのうちの１つ以上が変化することによって、直列共振回路４１のＱ値が変わると、凸形状の傾斜、又は、凹形状の傾斜が変化する。直列共振回路４１のＱ値は、以下の式（１２）によって表される。

　式（１２）において、Ｒは、直列共振回路４１に含まれている抵抗成分である。即ち、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣのそれぞれと直列に接続されている図示せぬ抵抗成分である。
　インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣのうちの１つ以上が変われば、凸形状の通過振幅及び凹形状の通過振幅におけるそれぞれの最小値の周波数と、それぞれの最大値の周波数とが変化する。したがって、キャンセラ装置６は、所望の帯域において、右肩上がりの周波数特性、又は、右肩下がりの周波数特性を有するキャンセル信号を生成することができる。

　通過振幅の周波数特性が平坦となる条件、即ち、通過振幅の周波数特性が、凸形状の通過振幅の周波数特性と凹形状の通過振幅の周波数特性との境界になる条件は、以下の通りである。
　通過振幅の周波数特性が平坦となる条件は、直列共振回路４１の共振周波数ｆｒにおける反射係数Γ_ｂ（ｆ＝ｆｒ）と、送信信号の周波数ｆが極限の０であるときの反射係数Γ_ｂ（ｆ＝０）とが同値であり、かつ、異符号であるときである。
　送信信号の周波数ｆが極限の０であるときの反射係数Γ_ｂ（ｆ＝０）は、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１にかかわらず、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２によって決まる。このときの合成アドミタンスＹ_ｂ（ｆ＝０）は、１／Ｒ_２になる。反射係数Γ_ｂ（ｆ＝０）と同値であり、かつ、反射係数Γ_ｂ（ｆ＝０）と異符号であるときの反射係数Γ_ｂ（ｆ＝ｆｒ）における合成アドミタンスＹ_ｂ（ｆ＝ｆｒ）は、Ｒ_２／Ｚ_０ ^２である。よって、式（９）において、合成アドミタンスＹ_ｂがＲ_２／Ｚ_０ ^２になるときの条件式から、通過振幅の周波数特性が平坦となる条件が得られる。周波数ｆ及び角周波数ωのそれぞれが極限の０になるとき、式（９）の右辺における第一項の虚数部は、以下の式（１３）に示すように、０となる。

　したがって、周波数ｆ及び角周波数ωのそれぞれが極限の０になるときの式（９）は、以下の式（１４）のように表される。

　式（１４）において、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１について解くと、抵抗値Ｒ_１は、以下の式（１５）のように表される。

　通過振幅の周波数特性は、式（１５）が成立するときに平坦となる。
　通過振幅の周波数特性が、凸形状になる領域と凹形状になる領域との境界線に近いときは、凸形状の通過振幅の周波数特性及び凹形状の通過振幅の周波数特性におけるそれぞれの傾斜が緩やかになる。凸形状の通過振幅の周波数特性と凹形状の通過振幅の周波数特性との間には明確な境界条件があり、図１８に示すキャンセラ装置６は、通過振幅の周波数特性を制御することができる。

　以上の実施の形態１２では、直列共振回路４１が、インダクタ４３と、キャパシタ４２とを備えており、インダクタ４３とキャパシタ４２とが直列に接続されているように、図１８に示すキャンセラ装置６を構成した。したがって、図１８に示すキャンセラ装置６は、図２に示すキャンセラ装置６と同様に、複数のベクトル調整器を設けることなく、漏れ込み波の周波数特性に応じたキャンセル信号を生成することができる。

実施の形態１３．
　実施の形態１３では、反射回路１２の共振回路が、直列共振回路４１の代わりに、先端開放スタブ４５を備えているキャンセラ装置６について説明する。

　図２０は、実施の形態１３に係るキャンセラ装置６を示す構成図である。図２０において、図２及び図１８と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　図２０に示すキャンセラ装置６では、反射回路１２が、第１の可変抵抗器２１と、第２の可変抵抗器２２と、可変キャパシタ４４と、先端開放スタブ４５とを備えている。

　可変キャパシタ４４は、例えば、電気制御の素子、又は、機械制御の素子によって実現される。電気制御の素子としては、可変容量ダイオード等が該当する。
　可変キャパシタ４４の一端は、第１の可変抵抗器２１の他端と接続され、可変キャパシタ２７の他端は、先端開放スタブ４５の非開放端と接続されている。

　先端開放スタブ４５は、例えば、誘電体基板上のマイクロストリップ線路によって実現される。
　先端開放スタブ４５の一端である非開放端は、可変キャパシタ２７の他端と接続され、先端開放スタブ４５の他端は、開放端である。
　先端開放スタブ４５の電気長が、０．２５波長×（２Ｎ＋１）であれば、０．２５波長×（２Ｎ＋１）に対応する周波数が共振周波数となる。Ｎは、０以上の整数である。共振周波数付近では、先端開放スタブ４５が、直列共振回路として動作する。
　直列共振回路４１の代わりに、電気長が０．５波長×（２Ｎ＋１）である先端短絡スタブを用いる場合、０．５波長×（２Ｎ＋１）に対応する周波数が共振周波数となる。共振周波数付近では、当該先端短絡スタブが、直列共振回路として動作する。

　図２０に示すキャンセラ装置６では、可変キャパシタ４４及び先端開放スタブ４５が、図２に示すキャンセラ装置６に適用されている。しかし、これは一例に過ぎず、可変キャパシタ４４及び先端開放スタブ４５が、図５から図１７に示すいずれかのキャンセラ装置６に適用されていてもよい。
　図２０に示すキャンセラ装置６では、反射回路１２が、可変キャパシタ４４を備えている。しかし、これは一例に過ぎず、反射回路１２が、可変キャパシタ４４を備えていなくてもよい。反射回路１２が、可変キャパシタ４４を備えていない場合、先端開放スタブ４５の一端が、第１の可変抵抗器２１の他端と接続される。

　次に、図２０に示すキャンセラ装置６の動作について説明する。
　先端開放スタブ４５のＱ値は、例えば、先端開放スタブ４５を構成するマイクロストリップ線路の特性インピーダンスが変わることで変化する。マイクロストリップ線路の特性インピーダンスは、誘電体基板の基板厚、又は、線路幅が変わることで変化する。

　図１８に示すキャンセラ装置６では、反射回路１２が直列共振回路４１を備えており、直列共振回路４１が、集中定数素子であるインダクタ４３と、集中定数素子であるキャパシタ４２とを備えているため、直列共振回路４１は、抵抗成分を有している。このため、直列共振回路４１のＱ値を高くすることが困難なことがある。
　図２０に示すキャンセラ装置６では、例えば、低損失の誘電体基板上のマイクロストリップ線路によって、分布定数の先端開放スタブ４５が実現される場合、先端開放スタブ４５のＱ値は、直列共振回路４１のＱ値よりも高くすることが可能である。

　先端開放スタブ４５の等価回路は、インダクタとキャパシタとが直列に接続されている直列共振回路である。このため、先端開放スタブ４５は、可変キャパシタ４４の容量が調整されることによって、共振周波数ｆｒが変化する。

　以上の実施の形態１３では、共振回路が、先端開放スタブ４５を備えるように、図２０に示すキャンセラ装置６を構成した。したがって、図２０に示すキャンセラ装置６は、図１８に示すキャンセラ装置６と同様に、複数のベクトル調整器を設けることなく、漏れ込み波の周波数特性に応じたキャンセル信号を生成することができる。また、図２０に示すキャンセラ装置６は、図２０に示すキャンセラ装置６よりも、共振回路のＱ値を高めることができるほか、数ＧＨｚ以上の高い周波数の漏れ込み波も抑圧することができる。

実施の形態１４．
　図１に示す無線装置では、アンテナ部３が、分配器４及び送受信共用アンテナ５を備えている。
　実施の形態１４では、アンテナ部３が、送信アンテナ９及び受信アンテナ１０を備えている無線装置について説明する。

　図２１は、実施の形態１４に係るキャンセラ装置６を含む無線装置を示す構成図である。図２１において、図１と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　アンテナ部３は、送信アンテナ９及び受信アンテナ１０を備えている。
　送信アンテナ９は、分配器２から出力された一方の送信信号を電磁波として空間に放射する。
　受信アンテナ１０は、到来してきた電磁波を受信し、受信した電磁波の受信信号を合成器７に出力する。
　アンテナ部３が、送信アンテナ９及び受信アンテナ１０を備えている点以外は、図１に示す無線装置と同様である。

実施の形態１５．
　実施の形態１５では、制御装置５０を備えている無線装置について説明する。

　図２２は、実施の形態１５に係るキャンセラ装置６を含む無線装置を示す構成図である。図２２において、図１及び図２１と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　制御装置５０は、受信機８により検波された受信信号に従って、キャンセラ装置６の回路諸元を制御する。
　図２２に示す無線装置では、制御装置５０が図１に示す無線装置に適用されている。しかし、これは一例に過ぎず、制御装置５０が図２１に示す無線装置に適用されているものであってもよい。

　次に、図２２に示す無線装置の動作について説明する。制御装置５０以外は、図１に示す無線装置と同様であるため、ここでは、制御装置５０の動作のみを説明する。
　制御装置５０は、受信機８により検波された受信信号を監視し、キャンセル対象の漏れ込み波の受信レベルを検知する。
　制御装置５０は、キャンセル対象の漏れ込み波の受信レベルが小さくなるように、キャンセラ装置６の回路諸元を制御する。キャンセラ装置６の回路諸元としては、第１の可変抵抗器２１の抵抗値Ｒ_１、第２の可変抵抗器２２の抵抗値Ｒ_２、可変キャパシタ２７の容量、又は、可変キャパシタ４４の容量等が該当する。
　制御装置５０による回路諸元の制御方法は、漏れ込み波の受信レベルが小さくなれば、どのような制御方法でもよいため、具体的な制御方法の説明を省略する。
　図２２に示す無線装置では、制御装置５０が、送信信号の漏れ込み波が抑圧されるように、キャンセラ装置６の回路諸元を制御している。制御装置５０は、送信信号の漏れ込み波だけでなく、ノイズ、又は、所望の信号が抑圧されるように、キャンセラ装置６の回路諸元を制御するようにしてもよい。

　以上の実施の形態１５では、受信機８により検波された受信信号に従って、キャンセラ装置６の回路諸元を制御する制御装置５０を備えるように、無線装置を構成した。したがって、無線装置は、漏れ込み波の受信レベルを低減することができる。

　図２２に示す無線装置では、制御装置５０が、受信機８により検波された受信信号に従って、キャンセラ装置６の回路諸元を制御している。しかし、これは一例に過ぎず、図２３に示すように、合成器７から出力された受信信号を２分配し、２分配後の一方の受信信号を制御装置５０に出力し、２分配後の他方の受信信号を受信機８に出力する分配器５１を備え、制御装置５０が、分配器５１から出力された一方の受信信号に従って、キャンセラ装置６の回路諸元を制御するようにしてもよい。
　図２３は、実施の形態１５に係る他の無線装置を示す構成図である。

　なお、本開示は、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

　本開示は、キャンセラ装置及び無線装置に適している。

　１　送信機、２　分配器、３　アンテナ部、４　分配器、５　送受信共用アンテナ、６　キャンセラ装置、７　合成器、８　受信機、９　送信アンテナ、１０　受信アンテナ、１１　線路接続器、１１ａ　第１の端子、１１ｂ　第２の端子、１１ｃ　第３の端子、１２　反射回路、１３　サーキュレータ、１３ａ　第１の端子、１３ｂ　第２の端子、１３ｃ　第３の端子、１４　方向性結合器、１４ａ　第１の端子、１４ｂ　第２の端子、１４ｃ　第３の端子、２１　第１の可変抵抗器、２２　第２の可変抵抗器、２３　並列共振回路、２４　インダクタ、２５　キャパシタ、２６，２６－１～２６－３　先端短絡スタブ、２７　可変キャパシタ、２８　切替スイッチ、３１　位相調整器、３２　遅延線、３２ａ　スイッチ、３３　可変位相器、３４　可変減衰器、４１　直列共振回路、４２　キャパシタ、４３　インダクタ、４４　可変キャパシタ、４５　先端開放スタブ、５０　制御装置、５１　分配器。

Claims

　第１の端子、第２の端子及び第３の端子を有し、前記第１の端子に与えられた信号を前記第２の端子に出力する線路接続器と、
　前記第２の端子に出力された信号の反射波を前記第３の端子に出力させる反射回路とを備え、
　前記反射回路は、
　前記第２の端子と一端が接続されている第１の可変抵抗器と、
　前記第２の端子と一端が接続され、他端が接地されている第２の可変抵抗器と、
　前記第１の可変抵抗器の他端と一端が接続され、他端が接地されている共振回路とを備えていることを特徴とするキャンセラ装置。
　前記共振回路は、並列共振回路であり、
　前記並列共振回路は、
　前記第１の可変抵抗器の他端と一端が接続され、他端が接地されているインダクタと、
　前記インダクタと並列に接続されているキャパシタとを備えていることを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記共振回路は、
　前記第１の可変抵抗器の他端と一端が接続され、他端が接地されている先端短絡スタブを備えていることを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記第１の可変抵抗器の他端と一端が接続され、他端が接地されている可変キャパシタを備えたことを特徴とする請求項３記載のキャンセラ装置。
　前記共振回路は、
　切替スイッチと、特性インピーダンスが互いに異なる複数の先端短絡スタブとを備えており、
　前記切替スイッチは、
　前記複数の先端短絡スタブのうち、いずれか１つの先端短絡スタブの一端と前記第１の可変抵抗器の他端との間を接続することを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記第２の端子と一端が接続され、前記第１の可変抵抗器及び前記第２の可変抵抗器におけるそれぞれの一端と他端が接続されている位相調整器を備えたことを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記位相調整器は、スイッチを備えており、
　前記スイッチは、
　前記第２の端子と前記第１の可変抵抗器及び前記第２の可変抵抗器におけるそれぞれの一端との間に前記位相調整器を挿入、又は、前記第２の端子と前記第１の可変抵抗器及び前記第２の可変抵抗器におけるそれぞれの一端との間から前記位相調整器を除外することを特徴とする請求項６記載のキャンセラ装置。
　前記第３の端子と一端が接続されている位相調整器を備えたことを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記第２の端子と一端が接続され、前記第１の可変抵抗器及び前記第２の可変抵抗器におけるそれぞれの一端と他端が接続されている可変減衰器を備えたことを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記第３の端子と一端が接続されている可変減衰器を備えたことを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記線路接続器は、サーキュレータであることを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記線路接続器は、方向性結合器であることを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記共振回路は、直列共振回路であり、
　前記直列共振回路は、
　インダクタと、キャパシタとを備えており、
　前記インダクタと前記キャパシタとが直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記共振回路は、
　前記第１の可変抵抗器の他端と一端が接続され、他端が開放されている先端開放スタブを備えていることを特徴とする請求項１記載のキャンセラ装置。
　前記第１の可変抵抗器の他端と一端が接続され、前記先端開放スタブの非開放端と他端が接続されている可変キャパシタを備えたことを特徴とする請求項１４記載のキャンセラ装置。
　送信信号を出力する送信機と、
　前記送信機から出力された送信信号を電磁波として空間に放射し、到来してきた電磁波を受信して、受信した電磁波の受信信号を出力し、前記送信信号の一部を漏れ込み波として出力するアンテナ部と、
　前記アンテナ部から出力された受信信号を検波する受信機と、
　請求項１から請求項１５のうちのいずれか１項記載のキャンセラ装置と、
　前記送信機から出力された送信信号を２分配し、２分配後の一方の送信信号を前記アンテナ部に出力し、２分配後の他方の送信信号を前記キャンセラ装置に出力する分配器と、
　前記アンテナ部から出力された漏れ込み波と前記キャンセラ装置から出力された信号とを合成し、前記漏れ込み波と前記キャンセラ装置から出力された信号との合成信号と、前記アンテナ部から出力された受信信号とを前記受信機に出力する合成器とを備え、
　前記分配器から出力された他方の送信信号が、前記キャンセラ装置における前記線路接続器の第１の端子に与えられ、前記線路接続器の第３の端子から出力された信号が、前記合成器に出力されることを特徴とする無線装置。
　前記受信機により検波された受信信号に従って、前記キャンセラ装置の回路諸元を制御する制御装置を備えたことを特徴とする請求項１６記載の無線装置。