KR102002787B1 - 무선주파수 신호 변조 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 집중상수회로(lumped-element circuit)에 6포트(port)를 이용한 무선주파수 신호 변조 장치에 있어서, 국부발진기(LO:Local Oscillator)의 신호를 입력받아 반전된 위상차를 가진 두 신호로 출력하여 출력된 두 신호의 직교성을 확보하는 제1 커플러; 출력단의 로드(load)를 조절하여 제1 커플러에서 나눠진 신호의 크기를 변환하는 제2 커플러; 및 제2 커플러에서 변환된 두 신호를 벡터 합하여 출력포트로 무선주파수를 출력하는 컴바이너를 포함하고, 제1 커플러와 제2 커플러는 복수개의 캐패시터와 인덕터로 구성되고 캐패시터는 스위치드 캐패시터인 것을 특징으로 한다.
본 발명은 가변 스위치와 Lange coupler를 이용한 다중밴드 무선주파수 신호 변조 장치 구조는 6-포트(port) 구조의 구조적인 단순함과 전력 소모가 작다는 장점과 함께 CMOS IC chip으로 초소형화하여 구현할 수 있으며, 이를 하나의 주파수가 아닌 초 광대역에서도 적용시킬 수 있다는 이점이 있다. 또한, 제안된 무선주파수 신호 변조 장치는 다중밴드 차세대 MIMO 통신 시스템에서 새로운 송신 구조로 사용될 수 있다.

Description

무선주파수 신호 변조 장치{DEVICE FOR MODULATING RADIO FREQUENCY}
본 발명은 무선주파수 신호 변조 장치에 관한 것이다.
종래의 In-phase와 Quadature-phase 신호 방식(이하 I/Q 방식)의 송신단은 도 1과 같은 구조를 갖는다. I/Q 방식 송신단은 앞단의 디지털 신호부로부터 In-phase(이하 I)와 Quadature-phase(이하 Q) 신호를 받아 각 신호 경로에 Digital to analog converter (DAC), Low pass filter (LPF), 믹서(mixer)를 거쳐 기저 대역(baseband)의 신호를 원하는 대역의 신호로 업-컨버전(up-conversion) 시키고, 변조된 I, Q 신호의 벡터 합으로써 원하는 무선주파수 신호를 만드는 구조를 가진다. 하지만, 기존의 이 I/Q 방식의 구조는 송신단을 구성하는 부품의 수가 많을 뿐만 아니라, I, Q 각 신호 경로 간의 대응되는 동일한 부품 사이의 불일치(mismatch) 등을 보상하기 위한 교정(Calibration)을 하는 필요한 시간이 더 길어지고 어려워지는 단점이 있다. 이는 앞으로 차세대 통신의 핵심으로 제시되고 있는 Massive multiple input, multiple output(이하 MIMO) 송수신단을 구현하는데 있어서 많은 비용을 발생시킬 것으로 예상된다. 또한, 각 부품은 기본적으로 동작 대역 주파수 특성 등이 고정되어 있어 최근 요구되는 다중모드 및 다중밴드를 지원하는데 어려움이 있다. 따라서, Massive MIMO 송수신 환경에서 송수신단의 비용을 최소화하기 위해 송신단에 필요한 부품의 수를 최대한 줄이고, 다중모드 및 다중밴드를 지원하는데 유리한 새로운 송신단 구조들이 많이 연구되고 있다.
연구중인 송신단 구조의 일예로 도 2에 개시된 6-포트(이하 port)를 이용한 무선주파수 신호 변조기를 들 수 있다. 6-port를 이용한 무선주파수 신호 변조기는 기본적으로 두 Quadrature를 거친 신호를 Wilkinson 컴바이너(이하 combiner)로 합하여 원하는 무선주파수 신호를 생성할 수 있다. 특히, Wilkinson combiner로 벡터합을 수행함으로써 하기의 수학식 1과 같이 원하는 무선주파수 신호를 만들 수 있다.
<수학식1>
Figure 112017014569502-pat00001
이렇게 6-port를 이용한 무선주파수 신호변조기는 출력포트(output port)의 임피던스(이하 impedance)와 차이에서 발생하는 reflection coefficient 값으로 수식적인 표현이 가능하다.
도 3 및 4는 branch line을 이용하여 구현된 Quadrature hybrid coupler와 Wilkinson power combiner를 개시한다. 6-port 무선주파수 신호 변조기를 구성하는 Quadrature 커플러(이하 coupler)는 Quadrature hybrid coupler(branch line coupler)를 이용한 것이 있다. 도 3에 개시된 coupler는 branch line을 통한 Direct coupling을 직접 이용한 대표적인 전송선로(microstrip/stripline) coupler로, 두 개의 출력(Direct port, Coupled port)은 각각 반반씩의 power, 즉 -3dB coupler로서 입력 전력을 균등하게 배분하는 기능을 하며, 두 개의 균등한 출력신호는 90도의 위상차를 가진다.
또한, 6-port 무선주파수 신호 변조기를 구성하는 power combiner는 도 4에 개시된 것과 같이 Wilkinson power combiner를 이용한 것이 있다. Wilkinson power combiner는 양 방향성을 가져 combiner 혹은 디바이더(이하 divider)의 하이브리드 형으로 이용될 수 있다. 50 옴의 특성 impedance를 갖는 입력 포트에 전력을 인가하면 출력포트로 두 배의 전력을 가지고 50 옴의 특성 impedance를 갖는 출력이 나온다.
한편, 송신단의 구조가 변경된 신호 변조기와 관련된 종래기술로서 "IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES”에 실린 “Direct Carrier Six-Port Modulator Using a Technique to Suppress Carrier Leakage“는(이하 '선행기술'이라 약칭함)는 Quadrature hybrid coupler(90도 branch line coupler)와 Wilkinson power combiner를 이용한 6-port 무선주파수 신호 변조기가 개시되었다.
다만, 이러한 6-port 무선주파수 신호 변조기를 구성하는 Quadrature hybrid coupler와 Wilkinson power combiner 는 2GHz에서 4cm에 해당하는
Figure 112017014569502-pat00002
를 가지고 있기 때문에 칩 내부에 집적되지 못하고 인쇄 회로 기판 상에서 microstrip line 형태로 구현되어야 한다.
특히, 차세대 통신 시스템으로 연구가 진행되고 있는 MIMO 송수신 환경에서는 기존의 송수신기의 구조에서 필요한 부품을 최소화하여 구조적인 단순화와 저전력화를 이루어내는 것이 필요하다. 6-port 무선주파수 신호 변조기는 수동 소자들로만 이루어진 구조로서 시스템의 발전 방향에 적합한 새로운 송신기 구조이다. 하지만, 현재까지 진행된 6-port 무선주파수 신호 변조기 기술은 coupler와 combiner의 협대역 특성으로 인해 6-port 무선주파수 신호 변조기가 궁극적으로 추구하는 다중밴드 개념을 실현하기 어려웠다.
도 5 및 6은 lumped-element circuit에 적용된 Quadrature hybrid coupler와 Wilkinson power combiner를 개시한다. 인덕터와 캐패시터로 구성된 lumped-element Quadrature hybrid coupler와 인덕터 캐패시터 저항으로 구성된 lumped-element Wilkinson power combiner 는
Figure 112017014569502-pat00003
가 없기 때문에 칩 내부에 간단하게 집적화할 수 있다는 장점을 가지고 있다. 다만, 전한 branch line을 포함한 coupler 및 combiner와 같이 도 5 및 6에 개시된 coupler는 협대역(narrow band) 특성을 가진다는 큰 단점을 가지고 있다. Quadrature hybrid coupler의 경우 원하는 주파수에서는 -3dB의 균등하게 배분된 출력들이 나오고 두 출력 사이에 90도의 위상차가 유지되지만, 주파수를 조금이라도 벗어나게 되면 배분되는 출력들이 균등하지 못하고 더 이상 90도의 위상차를 갖지 않게 된다. 마찬가지로 Wilkinson power combiner의 경우에도 원하는 주파수를 벗어나면 power combiner의 역할을 제대로 수행하지 못한다. 이론적으로 다중모드 다중밴드에 유리한 6-port 무선주파수 신호 변조기의 구조에도 불구하고 이를 구성하는 coupler와 combiner의 협소한(narrow) 한 특성 때문에 실제로 구현된 6-port 무선주파수 신호 변조기는 협소하다는(narrow) 문제점을 가지고 있다. 이에, 본 발명자는 이러한 문제를 해결하기 위해서 가변 스위치를 이용한 6-port 무선주파수 신호 변조 장치를 제안하였다.
IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 59, NO. 3, MAR. 2011, 741-747, 「Direct Carrier Six-Port Modulator Using a Technique to Suppress Carrier Leakage」
본 발명의 목적은 저대역과 고대역을 포함한 광대역 주파수에서 호환가능한 다중 밴드 무선주파수 신호 변조 장치를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 집중상수회로(lumped-element circuit)에 6포트(port)를 이용한 무선주파수 신호 변조 장치에 있어서, 국부발진기(LO:Local Oscillator)의 신호를 입력받아 반전된 위상차를 가진 두 신호로 출력하여 출력된 두 신호의 직교성을 확보하는 제1 커플러; 출력단의 로드(load)를 조절하여 제1 커플러에서 나눠진 신호의 크기를 변환하는 제2 커플러; 및 제2 커플러에서 변환된 두 신호를 벡터 합하여 출력포트로 무선주파수를 출력하는 컴바이너를 포함하고, 제1 커플러와 제2 커플러는 복수개의 캐패시터와 인덕터로 구성되고 캐패시터는 스위치드 캐패시터인 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 제2 커플러는 복수로 구비되어 제1 커플러에서 반전된 위상차로 출력된 두 신호를 개별적으로 수신할 수 있다.
바람직하게, 제1 커플러 및 제2 커플러는 선로를 구부린 형태로 구성된 랑게 커플러(lange coupler)일 수 있다.
바람직하게, 제1 커플러 및 제2 커플러는 복수의 스위치드 캐패시터가 병렬로 연결될 수 있다.
바람직하게, 제1 커플러 및 제2 커플러는 인덕터가 스위치드 인덕터일 수 있다.
바람직하게, 컴바이너는 복수개의 캐패시터로 구성되고 캐패시터는 스위치드 캐패시터일 수 있다.
바람직하게, 컴바이너는 복수의 스위치드 캐패시터가 병렬로 연결될 수 있다.
바람직하게, 컴바이너는 복수개의 인덕터로 구성되고 인덕터가 스위치드 인덕터일 수 있다.
본 발명에 따르면, 스위치드 캐패시터를 이용한 다중밴드 무선주파수 신호 변조 장치는 6-port 구조를 통해 단순함과 전력 소모가 작다는 장점과 함께 CMOS IC chip으로 초소형화하여 구현할 수 있으며, 이를 하나의 주파수가 아닌 초 광대역에서도 적용시킬 수 있다는 이점이 있다.
또한, 제안된 무선주파수 신호 변조 장치는 다중밴드 차세대 MIMO 통신 시스템에서 새로운 송신 구조로 사용될 수 있다.
도 1은 기존의 I/Q 송신단 구조를 나타낸다.
도 2는 기존의 6-port 무선주파수 신호 변조기를 나타낸다.
도 3은 기존의 6-port 무선주파수 신호 변조기를 위한 Quadrature hybrid coupler를 나타낸다.
도 4는 기존의 6-port 무선주파수 신호 변조기를 위한 Wilkinson power combiner를 나타낸다.
도 5는 기존의 6-port 무선주파수 신호 변조기를 위한 lumped-element Quadrature hybrid coupler를 나타낸다.
도 6은 기존의 6-port 무선주파수 신호 변조기를 위한 lumped-element Wilkinson power combiner를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 무선주파수 신호 변조 장치의 회로도이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 스위치드 캐패시터의 구조 및 동작을 나타낸 모식도이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 제1 커플러를 나타낸다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 제2 커플러를 나타낸다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 컴바이너를 나타낸다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 각 커플러의 캐패시터 중 2개의 캐패시터를 튜닝한 무선주파수 신호 변조 장치의 회로도이다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 lange coupler 이용하여 튜닝한 무선주파수 신호 변조 장치의 회로도이다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 다중밴드가 구현된 무선주파수 신호 변조 장치의 회로도이다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 캐패시터 및 인덕터가 튜닝된 무선주파수 신호 변조 장치의 회로도이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 무선주파수 신호 변조 장치의 신호 변조 결과를 나타낸다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 무선주파수 신호 변조 장치의 변조 결과와 종래의 장치의 결과를 비교한 결과를 나타낸다.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른 무선주파수 신호 변조 장치를 실제로 제작한 그림이다.
이하, 첨부된 도면들에 기재된 내용들을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 다만, 본 발명이 예시적 실시 예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일 참조부호는 실질적으로 동일한 기능을 수행하는 부재를 나타낸다.
본 발명의 목적 및 효과는 하기의 설명에 의해서 자연스럽게 이해되거나 보다 분명해 질 수 있으며, 하기의 기재만으로 본 발명의 목적 및 효과가 제한되는 것은 아니다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 무선주파수 신호 변조 장치(1)의 회로도이다. 본 발명의 실시예에 따른 무선주파수 신호 변조 장치(1)는 기본적으로 종래의 집중상수회로(lumped-element circuit)에서 사용되던 커플러(이하 coupler)와 컴바이너(이하 combiner)를 구성하는 캐패시터를 스위치드 캐패시터(switched capacitor)(110, 130, 150)로 변경하여 하나의 대역이 아닌 광대역 주파수에서 각각 동작할 수 있다. 스위치드 캐패시터(110, 130, 150)의 캐패시턴스 값은 낮은 대역에서는 큰 캐패시턴스 값, 높은 대역에서는 작은 캐패시턴스 값을 가질 수 있다. 또한, 무선주파수 신호 변조 장치(1)는 6-port로 구성되며 제1 커플러(11), 제2 커플러(13) 및 컴바이너(15)를 포함한 회로의 구조로 구현될 수 있다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 스위치드 캐패시터(110, 130, 150)의 구조 및 동작을 나타낸 모식도이다. 도 8을 참조하면, 스위치드 캐패시터(110, 130, 150)는 낮은 대역에서 높은 캐패시턴스 값을 가지기 위해 스위치가 활성화 되어야 한다. 스위치는 간단한 트랜지스터(transistor)로 구현가능하며 게이트 바이어스(gate bias, 이하
Figure 112017014569502-pat00004
)를 고 전압으로 인가함으로써 스위치가 활성화되는 동작을 만들어낼 수 있다. 이와 반대로, 높은 대역에서 낮은 캐패시턴스를 가지기 위해서는
Figure 112017014569502-pat00005
는 저전압으로 인가될 수 있으며 스위치는 비활성화 상태가 될 수 있다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 제1 커플러(11)를 나타낸다. 도 9를 참조하면, 제1 커플러(11)는 국부발진기(LO: Local Oscillator) 신호(3)를 입력받아 반전된 위상차를 가진 두 신호로 출력하여 출력된 두 신호의 직교성을 확보할 수 있다.
본 실시예에서, 제1 커플러(11)는 입력포트(111), 다이렉트 포트(113), 커플드 포트(115) 및 고립형 포트(117)를 포함할 수 있다. 제1 커플러(11)는 입력포트(111)로 국부발진기 신호(3)를 입력 받을 수 있다. 제1 커플러(11)는 입력받은 신호를 다이렉트 포트(113) 및 커플드 포트(115)로 -3dB의 크기를 갖도록 균등하게 출력할 수 있다. 제1 커플러(11)는 입력되는 신호의 주파수와 무관하게 다이렉트 포트(113)와 커플드 포트(115)로 출력되는 신호에 90도의 위상차를 갖도록 하여 두 신호의 직교성을 확보할 수 있다. 제1 커플러(11)의 고립형 포트(117)는 선로 임피던스에 맞추어 저항 접지시켜 중단을 시켜놓아서 실제로 입출력용으로 사용하지 않을 수 있다. 특히, 고립형 포트(117)는 구조상 전력이 전송되지 않아 누설 전력이 반사되어 돌아오지 않도록 저항으로 접지시켜 열로 소모시키는 기능을 하여 커플러의 전력 안정화를 유도할 수 있다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 각 커플러의 캐패시터 중 2개의 캐패시터를 튜닝한 무선주파수 신호 변조 장치(1)의 회로도이다. 도 12를 참조하면 커플러(11, 13) 및 컴바이너(15)는 복수의 캐패시터와 인덕터를 포함할 수 있다. 커플러(11, 13)를 구성하는 캐패시터 중 전체 또는 일부를 선택적으로 튜닝할 수 있다. 특히, 제1 커플러(11)는 제1 커플러(11)를 구성하는 캐패시터 중 전체 또는 일부를 스위치드 캐패시터(110)로 튜닝하여 제1 커플러(11)의 회로 집적도를 향상시킬 수 있다.
본 실시예에서, 제1 커플러(11)는 복수의 캐패시터를 포함할 수 있다. 도 7 내지 15를 참조하면, 제1 커플러(11)는 6개의 캐패시터를 포함할 수 있다. 우측 상단에 위치한 캐패시터를 C1으로 정의하고 시계방향으로 나열된 각각의 캐패시터를 순차적으로 C6으로 정의한다. 제1 커플러(11)는 다이렉트 포트(113)와 커플드 포트(115)로 출력되는 신호의 위상차를 생성하면서 소형화된 상태로 구현되기 위해 튜닝되는 캐패시터를 선택할 수 있다.
다시 도 9를 참조하면, 제1 커플러(11)는 4개의 캐패시터를 튜닝할 수 있다. 제1 커플러(11)에서 C1, C3, C4, C6가 스위치드 캐패시터(110)로 튜닝될 수 있다. 다만, 이 경우 회로의 집적도를 향상시키기 위해 다른 튜닝방안이 모색될 수 있다.
바람직하게, 제1 커플러(11)는 2개의 캐패시터를 튜닝하여 90도의 위상차를 가진 두 신호를 출력하고 소형화된 상태로 구현되어 칩 내부에 집적될 수 있다. 즉, 제1 커플러(11)의 C2, C5가 스위치드 캐패시터(110)로 튜닝될 수 있다. 이에 따라, 전술한 4개의 캐패시터를 튜닝한 경우보다 회로의 집적도가 향상될 수 있다.
한편, 스위치드 캐패시터(110)가 2개 또는 4개 적용된 경우 모두 좌우 대칭위치에 캐패시터가 튜닝되어 제1 커플러(11)가 90도 위상차를 갖는 두가지 신호를 출력할 수 있도록 회로의 경로가 유지될 수 있다. 또한, 전술한 스위치드 캐패시터(110)가 적용되는 경우 인덕터의 튜닝은 포함되지 않았으며, 활용되는 주파수 영역을 확장시키기 위해 인덕터의 튜닝이 추가될 수 있다.
도 13은 본 발명의 실시예에 따른 랑게 커플러(이하 lange coupler)(114, 134)를 이용하여 튜닝한 무선주파수 신호 변조 장치(1)의 회로도이다. 도 13을 참조하면 무선주파수 신호 변조 장치(1)는 제1 커플러(11) 또는 제2 커플러(13)를 lange coupler(114, 134)로 튜닝할 수 있다.
일반적으로, lange coupler는 서로 엇갈린 마이크로스트립 선로로 구성된 깍지형 마이크로스트립 결합기로서, 감쇠기, 평형 증폭기, 평형 안테나 급전 소자, RF 증폭기, 믹서, 결합기 및 분배기 등으로 사용된다. lange coupler는 파장 관계를 고려한 전력 배분용 커플러이면서도 선로를 구부린 형태로 구성하여 다른 커플러에 비해 크기가 작다. 따라서, lange coupler는 십여
Figure 112017014569502-pat00006
이상의 초고주파 반도체 내부에 실장이 용이하므로 고주파 집적 회로의 전력 배분용으로 사용된다.
제1 커플러(11)는 선로를 구부린 형태로 구성된 lange coupler(114)일 수 있다.
본 실시예에서, 제1 커플러(11)는 다른 커플러 보다 상대적으로 크기가 작은 lange coupler(114)로 구성되어 칩 내부에 용이하게 집적될 수 있다. 또한, 제1 커플러(11)는 Quadrature hybrid coupler(branch line coupler)가 아닌 lange coupler(114)를 이용하여 각각의 대역에서 대역폭을 확장할 수 있다. 즉, 제1 커플러(11)는 lange coupler(114)를 포함함으로써 광대역 주파수를 활용할 수 있을뿐 아니라 소형화되어 칩 안에 집적되어 기능함에 주목할 수 있다.
도 14는 본 발명의 실시예에 따른 다중밴드가 구현된 무선주파수 신호 변조 장치(1)의 회로도이다. 도 14를 참조하면 무선주파수 신호 변조 장치(1)는 스위치드 캐패시터(110, 130, 150)가 병렬로 연결된 구조를 포함할 수 있다.
제1 커플러(11)는 복수의 스위치드 캐패시터(110)가 병렬로 연결될 수 있다.
본 실시예에서, 제1 커플러(11)는 캐패시터의 튜닝과정에서 스위치드 캐패시터(110)가 병렬로 연결될 수 있다. 제1 커플러(11)에 단수의 스위치드 캐패시터(110)가 적용되는 경우에는 고주파와 저주파 단일 밴드에 대한 듀얼밴드가 구현될 수 있다. 그러나 해당 실시예의 경우 스위치드 캐패시터(110)가 병렬로 연결됨에 따라 고주파와 저주파에서 듀얼밴드 이상의 다중밴드가 구현될 수 있다. 이에 따라, 제1 커플러(11)는 광대역 주파수로 신호를 출력할 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시예에 따른 캐패시터 및 인덕터가 튜닝된 무선주파수 신호 변조 장치(1)의 회로도이다. 도 15를 참조하면 제1 커플러(11), 제2 커플러(13) 및 컴바이너(15)는 스위치드 인덕터(112)를 사용할 수 있다.
제1 커플러(11)의 인덕터는 스위치드 인덕터(112)일 수 있다.
본 실시예에서, 제1 커플러(11)는 복수의 인덕터를 포함할 수 있다. 제1 커플러(11)에 복수로 구비된 인덕터 중 상대적으로 상단에 위치한 인덕터를 L1, 하단에 위치한 인덕터를 L2로 정의한다. 전술한 실시예에서 제1 커플러(11)는 캐패시터(C1 내지 C6)를 튜닝하였다. 다만, 본 실시예에서는 인덕터를 스위치드 인덕터(112)로 튜닝할 수 있다. 특히, 제1 커플러(11)는 듀얼밴드의 구현을 위해 L1, L2 인덕터를 모두 스위치드 인덕터(112)로 튜닝할 수 있다. 이때, 사용자는 캐패시터를 스위치드 캐패시터(110)로 튜닝할 수 있으며, 대칭위치에 있는 짝수개의 캐패시터를 튜닝함으로써 듀얼밴드 이상의 다중밴드가 구현될 수 있다.
제1 커플러(11)는 스위치드 인덕터(112)를 사용하여 회로를 통과하는 주파수를 선별할 수 있다. 특히, 제1 커플러(11)는 고주파 대역의 주파수가 통과하는 경우 스위치드 인덕터(112)의 인덕턴스를 감소시킬 수 있다. 반대로, 저주파 대역의 주파수가 통과하는 경우 스위치드 인덕터(112)의 인덕턴스를 증가시킬 수 있다. 제1 커플러(11)에 스위치드 인덕터(112)가 구성되는 경우 선별 가능한 주파수 영역 범위가 향상될 수 있다. 상세하게는, 스위치드 인덕터(112)의 구성을 통하여 부하(load)의 경중과 무관하게 효율적으로 주파수를 선별할 수 있다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 제2 커플러(13)를 나타낸다. 도 10을 참조하면, 제2 커플러(13)는 출력단의 로드(load)를 조절하여 제1 커플러(11)에서 나눠진 신호의 크기를 변환할 수 있다.
본 실시예에서, 제2 커플러(13)는 입력포트(131), 다이렉트 포트(133), 커플드 포트(135) 및 고립형 포트(137)를 포함할 수 있다. 제2 커플러(13)는 다이렉트 포트(133)와 커플드 포트(135)가 출력단을 구성할 수 있다. 제2 커플러(13)는 다이렉트 포트(133)와 커플드 포트(135)의 로드를 조절할 수 있다. 특히, 제2 커플러(13)의 다이렉트 포트(133)와 커플드 포트(135)는 로드 모듈레이터와 연결될 수 있다. 이를 통해, 제2 커플러(13)는 제1 커플러(11)로부터 입력받은 신호의 크기를 조절할 수 있다. 제2 커플러(13)는 크기가 조절된 신호를 고립형 포트(137)를 통해 컴바이너(15)로 전달할 수 있다.
제2 커플러(13)는 복수로 구비되어 제1 커플러(11)에서 반전된 위상차로 출력된 두 신호를 개별적으로 수신할 수 있다.
본 실시예에서, 제2 커플러(13)는 제2 커플러(13)는 90도의 위상차이를 갖는 각각의 신호(3a, 3b)를 제1 커플러(11)의 다이렉트 포트(113)와 커플드 포트(115)를 통해 각각 전달받을 수 있다. 특히, 제2 커플러(13a)는 제1 커플러(11)의 다이렉트 포트(113)로부터 출력된 신호(3a)를 입력받을 수 있다. 또한, 제2 커플러(13b)는 제1 커플러(11)의 커플드 포트(115)로부터 출력된 신호(3b)를 입력받을 수 있다. 이와 같이, 각각의 제2 커플러(13a, 13b)는 위상차를 갖는 상이한 신호(3a, 3b)를 입력받아 크기를 변환시켜 컴바이너(15)로 전달하게 된다.
다시 도 12를 참조하면, 제2 커플러(13)는 제2 커플러(13)를 구성하는 캐패시터중 전체 또는 일부의 캐패시터를 스위치드 캐패시터(130)로 튜닝하여 제2 커플러(13)의 회로 집적도를 향상시킬 수 있다.
본 실시예에서, 제2 커플러(13a, 13b)는 복수의 캐패시터를 포함할 수 있다. 도 7 내지 15를 참조하면, 제2 커플러(13a, 13b)는 6개의 캐패시터를 포함할 수 있다. 제2 커플러(13a)의 우측 상단에 위치한 캐패시터를 C1a로 정의하고 시계방향으로 나열된 각각의 캐패시터를 순차적으로 C6a로 정의한다. 마찬가지로, 제2 커플러(13b)의 우측 상단에 위치한 캐패시터를 C1b로 정의하고 시계방향으로 나열된 각각의 캐패시터를 순차적으로 C6b로 정의한다. 제2 커플러(13a, 13b)는 다이렉트 포트(133)와 커플드 포트(135)로 인가되는 load를 조절하면서 고립형 포트(137)로 출력되는 신호를 변환하기 위해 튜닝되는 캐패시터를 선택할 수 있다.
다시 도 10을 참조하면, 제2 커플러(13a, 13b)는 4개의 캐패시터를 튜닝할 수 있다. 제2 커플러(13a, 13b)에서 C1a(b), C3a(b), C4a(b), C6a(b) 가 스위치드 캐패시터(130)로 튜닝될 수 있다. 다만, 이 경우 회로의 집적도를 향상시키기 위해 다른 튜닝방안이 모색될 수 있다.
바람직하게, 제2 커플러(13a, 13b)는 2개의 캐패시터를 스위치드 캐패시터(13)로 튜닝하여 칩 내부에 집적될 수 있다. 즉, 제2 커플러(13a, 13b)의 C2a(b), C5a(b) 가 스위치드 캐패시터(130)로 튜닝될 수 있다. 이에 따라, 전술한 4개의 캐패시터를 튜닝한 경우보다 회로의 집적도가 향상될 수 있다.
한편, 스위치드 캐패시터(130)가 2개 또는 4개 적용된 경우 모두 좌우 대칭위치에 캐패시터가 튜닝될 수 있다. 또한, 전술한 스위치드 캐패시터(130)가 적용되는 경우 인덕터의 튜닝은 포함되지 않았으며, 활용되는 주파수 영역을 확장시키기 위해 인덕터의 튜닝이 추가될 수 있다.
다시 도 13을 참조하면, 제2 커플러(13)는 선로를 구부린 형태로 구성된 lange coupler(134)일 수 있다.
본 실시예에서, 제2 커플러(13)는 다른 커플러보다 상대적으로 크기가 작은 lange coupler(134)로 구성되어 칩 내부에 용이하게 집적될 수 있다. 또한, 제2 커플러(13)는 Quadrature hybrid coupler(branch line coupler)가 아닌 lange coupler(134)를 이용하여 각각의 대역에서 대역폭을 확장할 수 있다. 즉, 제2 커플러(13)는 lange coupler(134)를 포함함으로써 광대역 주파수를 활용할 수 있을 뿐 아니라 소형화되어 칩 안에 집적되어 기능함에 주목할 수 있다.
다시 도 14를 참조하면, 제2 커플러(13)는 복수의 스위치드 캐패시터(130)가 병렬로 연결될 수 있다.
본 실시예에서, 제2 커플러(13)는 캐패시터의 튜닝과정에서 스위치드 캐패시터(130)가 병렬로 연결될 수 있다. 제2 커플러(13)에 단수의 스위치드 캐패시터(130)가 적용되는 경우에는 고주파와 저주파 단일 밴드에 대한 듀얼밴드가 구현될 수 있다. 그러나 해당 실시예의 경우 스위치드 캐패시터(130)가 병렬로 연결됨에 따라 고주파와 저주파에서 듀얼밴드 이상의 다중밴드가 구현될 수 있다.
제2 커플러(13)의 인덕터는 스위치드 인덕터(132)일 수 있다.
본 실시예에서, 제2 커플러(13)는 복수의 인덕터를 포함할 수 있다. 제2 커플러(13a, 13b)에 복수로 구비된 인덕터 중 상대적으로 상단에 위치한 인덕터를 L1a(b), 하단에 위치한 인덕터를 L2a(b)로 정의한다. 전술한 실시예에서 제2 커플러(13a, 13b)는 캐패시터(C1a(b) 내지 C6a(b))를 튜닝하였다. 다만, 본 실시예에서는 회로의 인덕터를 스위치드 인덕터(132)로 튜닝할 수 있다. 특히, 제2 커플러(13)는 듀얼밴드의 구현을 위해 L1a(b), L2a(b) 인덕터를 모두 스위치드 인덕터(132)로 튜닝할 수 있다. 이때, 사용자는 캐패시터를 스위치드 캐패시터(130)로 튜닝할 수 있으며, 대칭위치에 있는 짝수개의 캐패시터를 튜닝할 수 있다.
제2 커플러(13)는 스위치드 인덕터(132)를 사용하여 회로를 통과하는 주파수를 선별할 수 있다. 특히, 제2 커플러(13)는 고주파 대역의 주파수가 통과하는 경우 스위치드 인덕터(132)의 인덕턴스를 감소시킬 수 있다. 반대로, 저주파 대역의 주파수가 통과하는 경우 스위치드 인덕터(132)의 인덕턴스를 증가시킬 수 있다. 제2 커플러(13)에 스위치드 인덕터(132)가 구성되는 경우 선별 가능한 주파수 영역 범위가 향상될 수 있다. 상세하게는, 스위치드 인덕터(132)의 구성을 통하여 부하(load)의 경중과 무관하게 효율적으로 주파수를 선별할 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 컴바이너(15)를 나타낸다. 도 11을 참조하면, 컴바이너(15)는 제2 커플러(13)에서 변환된 두 신호를 벡터 합하여 출력포트(155)로 무선주파수(5)를 출력할 수 있다.
본 실시예에서, 컴바이너(15)는 복수의 입력포트(151, 153)와 출력포트(155)를 포함할 수 있다. 컴바이너(15)는 각각의 입력포트(151, 153)를 통해 제2 커플러(13a, 13b)에서 크기가 변경된 상이한 두 신호를 입력받을 수 있다. 컴바이너(15)는 입력된 각각의 신호를 벡터 합하여 출력포트(155)로 출력할 수 있다. 컴바이너(15)를 통해 출력되는 신호는 무선주파수(5) 신호일 수 있다.
컴바이너(15)는 복수개의 캐패시터로 구성되고 캐패시터는 스위치드 캐패시터(150)일 수 있다.
본 실시예에서, 컴바이너(15)는 복수의 캐패시터를 포함할 수 있다. 컴바이너(15)는 4개의 캐패시터를 포함할 수 있다. 우측 상단에 위치한 캐패시터를 C1c로 정의하고 시계방향으로 나열된 각각의 캐패시터를 순차적으로 C2c, C3c, C4c로 정의한다. 컴바이너(15)는 2개의 제2 커플러(13a, 13b)로부터 각각의 신호를 상이한 입력포트(151, 153)으로 입력받아 벡터 합 하여 출력하며, 소형화된 상태로 구현되기 위해 캐패시터를 스위치드 캐패시터(150)로 튜닝할 수 있다. 다만, 컴바이너(15)는 커플러와 달리 구비되는 캐패시터가 4개로 한정되어 회로상의 좌우 및 상하대칭을 모두 만족시키기 위한 위치는 모든 캐패시터가 튜닝되는 경우로 제한될 수 있다. 이에 따라, C1c 내지 C4c의 캐패시터를 튜닝한 경우는 광대역 주파수를 활용할 수 있으며, 회로의 집적도가 향상될 수 있다.
한편, 전술한 스위치드 캐패시터(150)가 적용되는 경우 인덕터의 튜닝은 포함되지 않았으며, 활용되는 주파수 영역을 확장시키기 위해 인덕터의 튜닝이 추가될 수 있다.
컴바이너(15)는 복수의 스위치드 캐패시터(150)가 병렬로 연결될 수 있다.
본 실시예에서, 컴바이너(15)는 캐패시터의 튜닝과정에서 복수의 스위치드 캐패시터(150)가 병렬로 연결될 수 있다. 컴바이너(15)에 단수의 스위치드 캐패시터(150)가 적용되는 경우에는 고주파와 저주파 단일 밴드에 대한 듀얼밴드가 구현될 수 있다. 그러나 해당 실시예의 경우 스위치드 캐패시터(150)가 병렬로 연결됨에 따라 고주파와 저주파에서 듀얼밴드 이상의 다중밴드가 구현될 수 있다.
컴바이너(15)는 복수의 인덕터로 구성되고 인덕터는 스위치드 인덕터(152)일 수 있다.
본 실시예에서, 컴바이너(15)는 복수의 인덕터를 포함할 수 있다. 컴바이너(15)에 복수로 구비된 인덕터 중 상대적으로 상단에 위치한 인덕터를 L1c, 하단에 위치한 인덕터를 L2c로 정의한다. 전술한 실시예에서 컴바이너(15)는 캐패시터(C1c 내지 C4c)를 튜닝하였다. 추가적으로, 본 실시예에서는 인덕터를 스위치드 인덕터(152)로 튜닝할 수 있다. 특히, 컴바이너(15)는 L1c, L2c 인덕터를 모두 스위치드 인덕터(152)로 튜닝할 수 있다. 이때, 사용자는 캐패시터를 스위치드 캐패시터(150)로 튜닝할 수 있다.
컴바이너(15)는 스위치드 인덕터(152)를 사용하여 회로를 통과하는 주파수를 선별할 수 있다. 특히, 컴바이너(15)는 고주파 대역의 주파수가 통과하는 경우 스위치드 인덕터(152)의 인덕턴스를 감소시킬 수 있다. 반대로, 저주파 대역의 주파수가 통과하는 경우 스위치드 인덕터(152)의 인덕턴스를 증가시킬 수 있다. 컴바이너(15)에 스위치드 인덕터(152)가 구성되는 경우 선별 가능한 주파수 영역 범위가 향상될 수 있다. 상세하게는, 스위치드 인덕터(152)의 구성을 통하여 부하(load)의 경중과 무관하게 효율적으로 주파수를 선별할 수 있다.
한편, 컴바이너(15)는 커플러와 달리 두 개의 입력포트(151, 153)를 갖는다. 그렇기 때문에 두 입력포트(151, 153)를 격리시키기 위한 추가적인 구성이 요구될 수 있다. 이와 같은 구성은 입력포트(151, 153)를 연결하는 저항으로 정의될 수 있다. 두 개의 입력포트(151, 153)가 저항을 통하여 격리되어 있지 않다면, 컴바이너(15)로 입력된 각각의 신호는 상이한 입력포트로 전달될 수 있다. 즉, 제2 커플러(13a)를 통해 출력되어 입력포트(151)로 입력된 신호가 바로 입력포트(153)로 넘어가거나, 유사하게 제2 커플러(13b)를 통해 출력되어 입력포트(153)로 입력된 신호가 바로 입력포트(151)로 넘어갈 수 있다.
도 16은 변조 동작을 통한 각각의 대역 (low band/high band)에서 무선주파수(5) 신호 변조 결과를 나타낸다. 낮은 대역에서 high tunable capacitance를 통해 정사각형 형태의 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)으로 변조된 무선주파수(5) 신호를 얻을 수 있고, 높은 대역에서 low tunable capacitance를 통해 또한 정사각형 형태의 16QAM으로 변조된 무선주파수(5) 신호를 얻을 수 있다. 이때, 형성된 constellation이 주파수마다 회전하는 것은 무선주파수 신호 변조 장치 앞 단의 디지털 부에서 조작 가능할 수 있다. 해당 부분에서는 균일한 정사각형 형태를 얼마나 잘 유지하느냐에 초점을 맞추어야 함을 주목할 수 있다.
또한, Quadrature hybrid coupler(branch line coupler)가 아닌 Lange coupler를 이용하여 각각의 대역에서 대역폭을 확장할 수 있다. 1.6
Figure 112017014569502-pat00007
내지 2.0
Figure 112017014569502-pat00008
의 광폭의 낮은 대역과 2.2
Figure 112017014569502-pat00009
내지 2.6
Figure 112017014569502-pat00010
의 광폭의 높은 대역에서 균일한 형태의 변조된 무선주파수(5) 신호를 얻을 수 있었으며 이러한 결과는 실제적인 수동 소자들과 능동 소자들을 직접 구현함으로써 얻은 결과이다. 즉, 해당 결과는 이론적으로 계산된 결과가 아니라 실제로 칩 내부에서 구현된 결과임에 주목한다. 그 결과, 광대역 Lange coupler를 이용하고 tunable capacitance를 통한 듀얼밴드 구현으로 1.6
Figure 112017014569502-pat00011
내지 2.6
Figure 112017014569502-pat00012
까지 초광대역 6port 무선주파수 신호 변조 장치(1)를 구현할 수 있었다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 변조 동작을 종래의 변조 동작과 비교한 것이다. 종래의 의 경우 높은 대역(2.6
Figure 112017014569502-pat00013
)에서 정사각형이 아닌 사다리꼴의 불균일한 16QAM의 무선주파수 신호 출력을 가지는 반면, 본 발명의 실시예에 따른 변조 동작은 상대적으로 균일한 정사각형의 출력을 가지는 것을 확인할 수 있다.
도 18은 본 발명의 실시예에 따른 무선주파수 신호 변조 장치(1)를 실제로 제작한 그림이다. 무선주파수 신호 변조 장치(1)는 1.9mm x 0.9 mm의 크기로 칩 내부에 집적되었다. 이를 통해, 종래의 수 cm의 크기로 PCB 상에서 구현되던 6-port 신호 변조 장치 대비 수십배의 크기 절감을 가져올 수 있고, 다중밴드를 구현하기 위한 스위치드 캐패시터(110, 130, 150) 또한 작은 크기를 가질 수 있다. 또한, Lange coupler에 스위치드 캐패시터(110, 130, 150)를 삽입하여 크기를 더욱 최소화할 수 있다.
이상에서 대표적인 실시예를 통하여 본 발명을 상세하게 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상술한 실시예에 대하여 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변형이 가능함을 이해할 것이다. 그러므로 본 발명의 권리 범위는 설명한 실시예에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 특허청구범위와 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태에 의하여 정해져야 한다.
1: 무선주파수 신호 변조 장치
11: 제1 커플러
13, 13a, 13b: 제2 커플러
111, 131, 151, 153: 입력포트(port)
113, 133: 다이렉트 포트(direct port)
115, 135: 커플드 포트(coupled port)
117, 137: 고립형 포트(isolated port)
15: 컴바이너
155: 출력포트(port)
110, 130, 150: 스위치드 캐패시터
112, 132, 152: 스위치드 인덕터
114, 134: 랑게 커플러(lange coupler)
3, 3a, 3b: 국부발진기(LO) 신호
5: 무선주파수(RF)

Claims (8)

  1. 집중상수회로(lumped-element circuit)에 6포트(port)를 이용한 무선주파수 신호 변조 장치에 있어서,
    국부발진기(LO:Local Oscillator)의 신호를 입력받아 반전된 위상차를 가진 두 신호로 출력하여 출력된 상기 두 신호의 직교성을 확보하는 제1 커플러;
    출력단의 로드(load)를 조절하여 상기 제1 커플러에서 나눠진 신호의 크기를 변환하는 제2 커플러; 및
    상기 제2 커플러에서 변환된 두 신호를 벡터 합하여 출력포트로 무선주파수를 출력하는 컴바이너를 포함하고,
    상기 제1 커플러와 상기 제2 커플러는 복수개의 캐패시터와 인덕터로 구성되고 상기 캐패시터는 스위치드 캐패시터이고,
    상기 제1 커플러 및 상기 제2 커플러는 복수의 상기 스위치드 캐패시터가 병렬로 연결되고,
    상기 컴바이너는 복수개의 커패시터와 인덕터로 구성되고 상기 커패시터는 스위치드 커패시터이고,
    상기 컴바이너는 복수의 상기 스위치드 커패시터가 병렬로 연결된 것을 특징으로 하는 무선주파수 신호 변조 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 커플러는,
    복수로 구비되어 상기 제1 커플러에서 반전된 위상차로 출력된 두 신호를 개별적으로 수신하는 것을 특징으로 하는 무선주파수 신호 변조 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 커플러 및 상기 제2 커플러는,
    선로를 구부린 형태로 구성된 랑게 커플러(lange coupler)인 것을 특징으로 하는 무선주파수 신호 변조 장치.
  4. 삭제
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 커플러 및 상기 제2 커플러는,
    상기 인덕터가 스위치드 인덕터인 것을 특징으로 하는 무선주파수 신호 변조 장치.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 컴바이너는,
    복수개의 인덕터로 구성되고 상기 인덕터가 스위치드 인덕터인 것을 특징으로 하는 무선주파수 신호 변조 장치.

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