CN117674881A - 一种移相电路及相关装置 - Google Patents

一种移相电路及相关装置 Download PDF

Info

Publication number
CN117674881A
CN117674881A CN202211042362.8A CN202211042362A CN117674881A CN 117674881 A CN117674881 A CN 117674881A CN 202211042362 A CN202211042362 A CN 202211042362A CN 117674881 A CN117674881 A CN 117674881A
Authority
CN
China
Prior art keywords
capacitance
inductor
switch
capacitor array
adjusting unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202211042362.8A
Other languages
English (en)
Inventor
邓伟
张明名
丘启霖
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tsinghua University
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Tsinghua University
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tsinghua University, Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Tsinghua University
Priority to CN202211042362.8A priority Critical patent/CN117674881A/zh
Publication of CN117674881A publication Critical patent/CN117674881A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

本申请实施例提供了一种移相电路及相关装置，用以改善现有的移相电路工作频带较窄、调节范围较小等问题。其中移相电路包括正交混合网络以及两个可调阻抗负载，正交混合网络包括输入端、直通端、耦合端与输出端，直通端、耦合端分别连接一个可调阻抗负载；其中，可调阻抗负载包括信号输入端、第一电容调节单元、第一电感与第二电容调节单元，信号输入端与直通端或耦合端连接；第一电感的第一端与信号输入端连接；第一电容调节单元设置在第一电感的第一端与地之间；第二电容调节单元设置在第一电感的第二端与地之间，其中电容调节单元可以采用开关电容阵列粗调和变容二极管细调结合的方式，以此来增大调节范围，提高调节精度。

Description

一种移相电路及相关装置
技术领域
本申请涉及通信技术领域，具体而言，涉及一种移相电路及相关装置。
背景技术
在无线通信中，可以利用波束赋形(beamforming)来增加信号功率和增大信噪比。从波束赋形的实现方式来看，主要有实时延迟和移相两种方式，而实时延迟也可以通过反射式移相网络架构来实现。
反射式移相网络架构的基本结构为一个耦合器和两个具有可变阻抗的反射负载，在耦合器的直通端口和耦合端口分别设置一个反射负载，信号从输入端口输入，被平分至直通端口和耦合端口，经过反射网络反射，再由输出端口输出，通过调整直通端口和耦合端口连接的反射负载的阻抗，整个网络架构的输入阻抗会有相应的变化，使输入信号和输出信号之间产生相位的移动。
反射式移相网络架构的反射负载通常采用LC并联谐振进行相位控制，但这种结构的反射负载可调带宽较窄，应用场景比较局限。
发明内容
本申请提供了一种移相电路、射频装置及芯片，以改善移相电路的工作频带较窄、调节范围较小等问题。
第一方面，本申请实施例提供了一种移相电路，移相电路包括正交混合网络以及两个可调阻抗负载，正交混合网络包括输入端、直通端、耦合端与输出端，直通端、耦合端分别连接一个可调阻抗负载，例如两个可调阻抗负载分别为第一可调阻抗负载与第二可调阻抗负载，正交混合网络的直通端连接第一可调阻抗负载，正交混合网络的耦合端连接第二可调阻抗负载，其中，可调阻抗负载包括信号输入端、第一电容调节单元、第一电感与第二电容调节单元，信号输入端与直通端或耦合端连接，例如第一可调阻抗负载的信号输入端与直通端连接，第二可调阻抗负载的信号输入端与耦合端连接，可调阻抗负载中，第一电感的第一端与信号输入端连接；第一电容调节单元设置在第一电感的第一端与地之间，第二电容调节单元设置在第一电感的第二端与地之间，两个电容调节单元与电感形成π型C-L-C匹配网络，相比传统的LC并联谐振网络作为反射负载的移相电路，π型网络可以具有更宽的工作频带，这样能够提高移相电路的工作带宽。
在一种可能的实现方式中，第一电容调节单元包括第一开关电容阵列与第一变容二极管，第一变容二极管的第一端与第一电感的第一端连接，第一变容二极管的第二端接地，第一开关电容阵列与第一变容二极管并联，这样第一电容调节单元整体的电容值为第一开关电容阵列的电容值与第一变容二极管的电容值之和，其中第一开关电容阵列包括多个并联支路，通过控制并联支路内开关的通断可以调整第一开关电容阵列的电容值，这样实现了大范围的电容粗调；而变容二极管可以连续的、较高精度的调整电容值，这样第一电容调节单元可以同时做到粗调和细调电容值，也即可以对移相电路的反射负载的阻抗进行精调和细调，从而提高移相电路对输出信号的相位调节精度，扩大对输出信号的相位调节范围。
在一种可能的实现方式中，第一开关电容阵列包括多个并联支路，每个并联支路包括开关与电容，电容与开关串联于第一电感的第一端与地之间，这样通过控制开关的通断，即可控制该并联支路的电容是否接入整个阵列中，从而调节开关电容阵列的电容值。
在一种可能的实现方式中，第一开关电容阵列包括多个并联支路，每个并联支路包括开关与两个容值相同的电容，两个容值相同的电容分别设置于开关的两端，电容与开关串联于第一电感的第一端与地之间，在开关的两端分别设置两个容值相同的电容，能够隔离直流信号的干扰，提高电路的稳定性。
在一种可能的实现方式中，第二电容调节单元包括第二开关电容阵列与第二变容二极管，第二变容二极管的第一端与第一电感的第二端连接，第二变容二极管的第二端接地，第二开关电容阵列与第二变容二极管并联。
在一种可能的实现方式中，第二开关电容阵列包括多个并联支路，每个并联支路包括开关与电容，电容与开关串联于第一电感的第二端与地之间。
在一种可能的实现方式中，第二开关电容阵列包括多个并联支路，每个并联支路包括开关与两个容值相同的电容，两个容值相同的电容分别设置于开关的两端，电容与开关串联于第一电感的第二端与地之间。
第二电容调节单元的结构与第一电容调节单元的结构基本相同，也可以实现电容值的大范围精调与细调，从而提高移相电路对输出信号的相位调节精度，扩大对输出信号的相位调节范围。
在一种可能的实现方式中，可调阻抗负载还包括电阻调节单元，电阻调节单元设置于第一电感的第二端与地之间。在可调阻抗负载设置电阻调节单元，电阻调节单元用于调节电阻，调节电阻即调节可调阻抗负载的阻抗的实部，而对移相电路中反射负载的阻抗的实部做调节，可以调节移相电路输出信号的幅度，避免因为插损等原因造成信号幅度的损失。
在一种可能的实现方式中，可调阻抗负载还包括电阻调节单元，电阻调节单元设置于第一电感的第一端与地之间。电阻调节单元可以设置在第一电感的第二端与地之间，也可以设置在第一电感的第一端与地之间，当然，还可以在第一电感的第一端与地之间、第二端与地之间分别设置一个电阻调节单元，从而提高调节精度，扩大调节范围。
在一种可能的实现方式中，电阻调节单元包括可调有源电阻。
第二方面，本申请实施例提供了一种移相电路，移相电路包括正交混合网络以及两个可调阻抗负载，正交混合网络包括输入端、直通端、耦合端与输出端，直通端、耦合端分别连接一个可调阻抗负载；其中，可调阻抗负载包括信号输入端、第一电感、第一电容调节单元与电阻调节单元；信号输入端与直通端或耦合端连接；第一电感的第一端与信号输入端连接，第一电感的第二端接地；第一电容调节单元设置在第一电感的第一端与地之间；电阻调节单元设置在第一电感的第一端与地之间，本申请实施例提供的移相电路，在以LC并联谐振网络作为反射负载的基础上，在反射负载中增加设置了电阻调节单元，电阻调节单元用于调节可调阻抗负载的电阻，而第一电容调节单元用于调节可调阻抗负载的电容，这样能够同时调节反射负载的电容和电阻，即调节反射负载的阻抗的实部与虚部，这样移相电路输出的信号的相位和幅度都可以做调整。
在一种可能的实现方式中，第一电容调节单元包括开关电容阵列与变容二极管，变容二极管的第一端与第一电感的第一端连接，变容二极管的第二端接地，开关电容阵列与变容二极管并联。第一开关电容阵列与第一变容二极管并联，这样第一电容调节单元整体的电容值为第一开关电容阵列的电容值与第一变容二极管的电容值之和，其中第一开关电容阵列包括多个并联支路，通过控制并联支路内开关的通断可以调整第一开关电容阵列的电容值，这样实现了大范围的电容粗调；而变容二极管可以连续的、较高精度的调整电容值，这样第一电容调节单元可以同时做到粗调和细调电容值，也即可以对移相电路的反射负载的阻抗进行精调和细调，从而提高移相电路对输出信号的相位调节精度，扩大对输出信号的相位调节范围。
在一种可能的实现方式中，正交混合网络为集总参数定向耦合器，集总参数定向耦合器包括两个交叉耦合的线圈。传统的正交混合网络采用1/4波长的传输线耦合实现，这样会占用较大的面积，本申请实施例提供的移相电路以集总元件实现正交混合网络，两个线圈交叉耦合形成交叉互感耦合变压器，仅用一个电感线圈的面积即可实现正交混合网络，减小了电路占用的面积。
第三方面，本申请实施例提供了一种射频装置，射频装置包括射频前端以及如前述第一方面或第二方面任一种实现方式提供的移相电路，移相电路与射频前端连接。
第四方面，本申请实施例提供了一种芯片，包括封装基板以及如前述第一方面或第二方面任一种实现方式提供的移相电路，移相电路与封装基板连接。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种射频装置的结构示意图。
图2为天线分别全向发射和向指定方向发射信号的示意图；
图3为本申请实施例提供的一种波束赋形系统的示意图；
图4为本申请实施例提供的一种实时延迟移相电路的示意图；
图5为本申请实施例提供的一种反射负载的示意图；
图6为本申请实施例提供的移相电路的示意图；
图7为本申请实施例提供的一种电容调节单元的示意图；
图8为本申请实施例提供的另一种电容调节单元的示意图；
图9为本申请实施例提供的另一种电容调节单元的示意图；
图10为本申请实施例提供的另一种电容调节单元的示意图；
图11为本申请实施例提供的另一种电容调节单元的示意图；
图12为本申请实施例提供的一种变容二极管的特性曲线示意图；
图13为本申请实施例提供的另一移相电路的示意图；
图14为本申请实施例提供的可调有源电阻的特性曲线示意图；
图15为本申请另一实施例提供的一种移相电路的示意图；
图16为本申请实施例提供的另一种移相电路的示意图；
图17为本申请实施例提供的另一种移相电路的示意图；
图18为本申请实施例提供的另一种移相电路的示意图；
图19为本申请实施例提供的另一种移相电路的示意图；
图20为本申请实施例提供的另一种移相电路的示意图；
图21为本申请实施例提供的另一种移相电路的示意图；
图22为本申请实施例提供的一种正交混合网络的示意图；
图23为本申请实施例提供的一种正交混合网络的等效示意图；
图24为本申请实施例提供的一种移相电路的电路示意图；
图25为本申请实施例提供的一种芯片的结构示意图；
图26为本申请实施例提供的移相电路在35G～45G范围内的群延时示意图；
图27为本申请实施例提供的移相电路在35G～45G范围内的插损示意图；
图28为本申请实施例提供的移相电路的RMS插损误差与RMS延迟误差示意图。
具体实施方式
本申请的实施例重要应用于具有无线发射或接收功能(也称作射频功能)的电子设备的射频装置中，例如，手机、基站或者雷达等电子设备的射频装置中。通常，参照图1所示，射频装置包括射频前端以及移相电路，移相电路与射频前端连接。射频前端通常用于对天线接收的或者要通过天线进行发射的射频信号过滤和放大，而移相电路，则是调节射频信号的相位，这里的射频信号可以是天线发射的射频信号，也可以是天线接收的射频信号。
具体的，无线基站的天线在发射信号时，参阅图2，如果天线的信号向周围空间的全向发射的话，那么这几个手机只能收到有限的信号，大部分能量都浪费掉了。而如果能够通过某种方式将信号聚焦成几个波束，分别指向几个手机所处的位置，这样承载信号的电磁能量就能够传播得更远，并且手机接收到的信号也会更强。
在无线通信中，可以利用波束赋形(beamforming)来增加信号功率和增大信噪比。波束赋形也被称为波束成形或者空域滤波，是指定向发送或者接收信号的信号处理技术，通过调整系统的结构或者参数，使得某些角度的信号获得相长干涉，而另一些角度的信号获得相消干涉。
从波束赋形的实现方式来看，目前主要有移相和实时延迟(true time delay，TTD)两种方式。
实时延迟是相位对频率的微分，要实现不同频率或者带宽的信号的同相位变化，实时延迟需要为常数。
实时延迟是指信号通过某一个电路或者系统后产生的延迟，对于一个电路或系统而言，假设该系统在0时刻的相位为0，一个角频率为ω的信号经过该系统，在t1时刻信号离开该系统，此时系统的相位为θ1，根据：
可以求出该系统对信号的延迟为τ＝t1，在此基础上，其相位延迟为：
上式中负号表示相位滞后。若有多个不同频率的信号，假设第i个信号的角频率为ωi，那么显然信系统对不同频率信号的相位响应为θ(ωi)，每个信号经过该系统都有不同的延迟，而这里对于不同的信号只有频率是变量，因此延迟即为频率的函数。
一个包含很多频率成分的信号，例如脉冲信号在经过一个系统后，其不同的频率分量会有不同的延迟，这些不同的延迟就是该信号的群延时，在不同电路或系统中，其群延时为不同的值。若在一定的频段内，群延时为恒定值，即：
τg＝k
那么，则可以称该电路或系统具有线性相位响应，不同频率的信号通过具有线性相位响应的系统或电路后的相位延迟是相同的，这样的电路或系统能够较好地实现波束赋形。
在实际应用中，在发射或者接收不同的信号时，不同频率信号所需的相位延迟可能是不同的，图3示出了一种采用实时延迟移相电路的波束赋形系统，其中电路Z1的群延时固定为0，电路Z2的群延时固定为τg，电路Z3的群延时固定为2τg，可以适用于具有不同相位延迟需求的信号。
实时延迟电路可以采用反射式移相网络架构，反射式移相又称为定向耦合器型移相电路，其基本结构为一个定向耦合器与两个具有可变阻抗的反射型负载。反射式移相器的基本原理是在均匀传输线的终端接入电抗性负载，调节负载的阻抗特性，从而改变负载反射系数的相位(反射角)，使反射波与入射波之间产生相位移。
在实际电路中，要求移相电路为二端口网络，需要将输入信号和输出信号分隔开，常用环形器或定向耦合器作为变换元件实现信号分离，但由于环形器成本较高、体积较大，因此反射式移相电路多采用定向耦合器。
图4示出了一种实时延迟的移相电路的示意图，采用反射式移相网络架构，包括一个定向耦合器与两个具有可变阻抗的反射负载。
在图4示出的实施延迟电路中，实时延迟与反射负载的关系为：
其中∠ΓZR为反射负载的反射角。在此架构中，正交混合网络通常采用1/4波长的耦合线实现，会占用较大的面积，而反射负载的架构通畅采用如图5所示的并联谐振网络进行相位的控制，在这种电路架构中，能够实现的相位角度变化较小。
此外，图5示出的反射负载只能调节反射系数的虚部，也即只能调节相位，无法调节幅度，无法对插损控制。为了改善上述的问题，本申请实施例提供了一种电路，在LC谐振并联的反射负载基础上增加电阻调节单元，这样在能够对相位调节的同时，还可以对信号的幅度做调整。
参阅图6，图6示出了本申请实施例提供的移相电路，包括正交混合网络110以及两个可调阻抗负载，其中正交混合网络110包括输入端、直通端、耦合端与输出端，直通端与耦合端分别连接一个上述的可调阻抗负载。例如，两个可调阻抗负载分别为第一可调阻抗负载120与第二可调阻抗负载130，第一可调阻抗负载120与正交混合网络110的直通端连接，第二可调阻抗负载130与正交混合网络110的耦合端连接。
以第一可调阻抗负载120为例，第一可调阻抗负载120包括信号输入端P1、第一电感123、第一电容调节单元121与电阻调节单元125，其中信号输入端P1与正交混合网络110的直通端连接；第一电感123的第一端与信号输入端P1连接，第一电感123的第二端接地，第一电容调节单元121设置在第一电感123的第一端与地之间，电阻调节单元125设置在第一电感123的第一端与地之间，其中第一电容调节单元121、电阻调节单元125用于调节反射负载的阻抗，其中第一电容调节单元121用于调节电容大小，电阻调节单元125用于调节电阻的大小。
传统的反射负载采用单一电容进行电容值调节，这样会导致电容值调节范围较小，移相电路的输出信号的相位调节也较小，本申请实施例提供的第一电容调节单元121可以采用电容阵列的方式以扩大相位调节的范围，例如，采用开关电容阵列的方式。
示例性的，参阅图7，第一电容调节单元121包括多个并联支路形成的开关电容阵列，开关电容阵列作为一个整体，其总的电容值为各个并联支路的电容值之和，通过调节有效的并联支路的数量，可以按照设定的调节步长对开关电容阵列的电容值做调整。
例如，在一种可能的实现方式中，以开关电容阵列包括4个并联支路为例，开关电容阵列包括公共端P0、接地端以及设置在公共端P0与接地端之间的4个并联支路，其中公共端P0与信号输入端P1连接，也即与第一电感123的第一端连接，每一个并联支路包括开关与电容，电容与开关串联连接于公共端P0与接地端之间，当某一个并联支路中的开关闭合时，此时这一个并联支路有效，这一个并联支路中的电容会对开关电容阵列的总的电容值做出贡献；这样通过调节各个并联支路中的开关的通断状态，从而可以调节有效的电容的数量，起到调整开关电容阵列的电容值的效果。
例如，开关电容阵列包括电容C0～电容C3以及开关K0～开关K3，电容C0与开关K0串联于公共端P0与地之间，电容C1与开关K1串联于公共端P0与地之间，电容C2与开关K2串联于公共端P0与地之间，电容C3与开关K3串联于公共端P0与地之间。通过调节开关K0、开关K1、开关K2与开关K3的通断状态，可以调节开关电容阵列的电容值。
在一些可能的实现方式中，各个电容的电容值可以相同，即电容C0～电容C3的电容值相等，例如，各个电容的电容值都为C，在这种情况下，由于各个电容的电容值相等，开关电容阵列的电容值调节步长为C，开关电容阵列的电容值为n*C，此处的n为开关电容阵列中闭合的开关的数量。
在上述情况下，开关电容阵列的电容值的调节步长为C，但各个电容的电容值相同，会导致开关电容阵列的电容值调整范围较小，以上述开关电容阵列包括4个并联支路为例，开关电容阵列的电容值调节范围为0～4C，这样在移相电路中，对信号的相位调节范围较小。
为了扩大移相电路的相位调节范围，在一种可能的实现方式中，开关电容阵列中，各个电容的电容值可以不相等，示例性的，开关电容阵列中，电容的电容值可以二进制权重分布，继续以上述开关电容阵列包括4个并联支路为例，各个电容的电容值以二进制权重分布，例如，电容C0的电容值为C，电容C1的电容值为2C，电容C2的电容值为4C，电容C3的电容值为8C，在这样的情况下，调节开关K0～开关K3的通断状态，进行不同的组合，开关电容阵列的电容值的调节范围可以为0～15C。例如，开关K0～开关K3均断开，此时开关电容阵列的电容值为0；若开关K0～开关K3均闭合，此时开关电容阵列的电容值为15C；若开关K0、开关K3闭合，开关K1、开关K2断开，此时开关电容阵列的电容值为9C；若开关K1、开关K3闭合，开关K0、开关K2断开，此时开关电容阵列的电容值为10C，由此可见，开关电容阵列中各个电容的电容值以二进制权重设置时，调节电容值的调节步长仍然为C，但电容值的调节范围扩大至0～15C，这样也可以扩大移相电路相位调节的范围。
上述的开关电容阵列中各个并联支路中电容的电容值以二进制权重分布设置，但这仅仅是本申请实施例的一种示例，本申请实施例提供的开关电容阵列中，各个并联支路中电容的电容值还可以是其他的设置方式，以扩大开关电容阵列的电容值调节范围。
上述开关电容阵列的各个并联支路中，每一个并联支路包括一个电容与一个开关，在一些其他可能的实现方式中，每一个并联支路还可以包括一个开关与两个电容值相同的电容，两个电容值相同的电容分别设置于开关的两端。
请结合图8，同样以开关电容阵列包括4个并联支路为例，每一个并联支路包括开关与两个电容值相同的电容，两个电容分别设置在开关的两端，例如，开关电容阵列包括电容C0～电容C7以及开关K0～开关K3，其中，电容C0、开关K0、电容C4串联在公共端P0与地之间；电容C1、开关K1与电容C5串联于公共端P0与地之间；电容C2、开关K2与电容C6串联于公共端P0与地之间；电容C3、开关K3与电容C7串联于公共端P0与地之间，通过调节开关K0、开关K1、开关K2与开关K3的通断状态，可以调节开关电容阵列的电容值。
在图8示出的结构中，由于每一个并联支路中的两个电容值相等的电容是串联连接的，若其中任意一个电容的电容值为C，那么并联支路的电容值为C/2。相应地，为了扩大调节范围，多个并联支路的电容值可以按照二进制权重来设置，例如若仍然以C为调节步长，电容C0、电容C4的电容值为2C，这样该并联支路的总的电容值为C；电容C1、电容C5的电容值为4C，这样该并联支路的总的电容值为2C；电容C2、电容C6的电容值为8C，这样该并联支路的总的电容值为4C；电容C3、电容C7的电容值为16C，这样该并联支路的总的电容值为8C。在这样的情况下，调节开关K0～开关K3的通断状态，进行不同的组合，开关电容阵列的电容值的调节范围可以为0～15C。
此外，上述开关电容阵列的各个并联支路中，每一个并联支路包括电容与开关，或者两个电容分别设置在开关两端，需要说明的是，这里的电容并不特指为一个电容器，其可以是一个或多个电容器形成的电容组件，例如电容C0其实可以由一个或多个电容器以串联、并联或以其他的连接方式组成。
开关电容阵列中的开关可以选择有源器件，例如晶体管，这样可以利用CMOS工艺实现本申请的示例提供的移相电路。晶体管可以采用金属-氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field effect transistor,MOSFET)，晶体管分为N(negative，负)型晶体管和P(positive，正)型晶体管两种类型。晶体管包括源极(source)、漏极(drain)以及栅极(gate)，通过控制输入晶体管栅极的电平可以控制晶体管的导通或截止状态。晶体管在导通状态时，源极和漏极导通，产生导通电流，并且，在晶体管的栅极电平不同时，源极与漏极之间产生的导通电流的大小也不同；晶体管在截止状态时，源极和漏极不会导通，不会产生电流。在本申请的实施例中，晶体管的栅极也被称为控制端，源极被称为第一端，漏极被称为第二端；或者，栅极被称为控制端，漏极被称为第一端，源极被称为第二端。此外，N型晶体管在控制端的电平为高电平时导通，第一端和第二端导通，第一端和第二端之间产生导通电流；N型晶体管在控制端的电平为低电平时截止，第一端和第二端不导通，不产生电流。P型晶体管在控制端的电平为低电平时导通，第一端和第二端导通，产生导通电流；P型晶体管在控制端的电平为高电平时截止，第一端和第二端不导通，不产生电流，为了对本申请的实施例进行详细的介绍，本申请的实施例中均以晶体管为N型晶体管进行举例说明，但并非对本申请方案的限定。
例如，在图7基础上，参阅图9，以开关K0～开关K3均采用N型MOS管为例，当向MOS管的控制端输出高电平时，MOS管导通，该MOS管所处的并联支路的电容值计入开关电容阵列总的电容值；当向MOS管的控制端输出低电平时，MOS管截止，该MOS管所处的并联支路的电容值不计入开关电容阵列总的电容值。
同理，在图8的基础上，参阅图10，K0～开关K3均采用N型MOS管为例，当向MOS管的控制端输出高电平时，MOS管导通；当向MOS管的控制端输出低电平时，MOS管截止。
上述示例中，在LC并联谐振网络的基础上，用开关电容阵列替换了单一的可调电容，这样可以扩展相位调节的范围，开关电容阵列虽然可以扩大调节范围，但它仍然有调节不连续的缺点，例如开关电容阵列的电容值可以为C、2C或者8C等等，调节步长较大，对于需要精细调节相位的情形并不适用，为了适应不同的需求场景，本申请实施例提供了另一种移相电路，示例性的，参阅图11，第一电容调节单元121包括开关电容阵列及变容二极管，其中开关电容阵列用于实现相位的大范围的粗调，变容二极管用于实现相位小范围的精细调节。
变容二极管又称可变电抗二极管，是利用PN结反偏时结电容大小随外加电压而变化的特性制成的，反偏电压增大时PN结的电容值减小、反之PN结的电容值增大，利用这一特性，变容二极管的电容值可以连续的变化。变容二极管的电容值一般较小，其最大值一般为几十pF到几百pF，因此可以用作相位细调。
参阅图12，图12示出了变容二极管工作在反偏时的特性曲线，在变容二极管的偏压升高时，其电容值随偏压升高而增大。
电容调节单元中开关电容阵列与变容二极管并联，电容调节单元的电容值为开关电容阵列的电容值与变容二极管的电容值之和，开关电容阵列可以按照一定的步长调节其自身的电容值，但这样的调节是不连续的，调节的步长相对较大，而变容二极管的电容值较小，并且电容值可以连续调节，调节的步长相对较小，这样电容调节单元将开关电容阵列与变容二极管相结合，可以做到调节范围大，并且能够同时实现粗调(开关电容阵列)和细调(变容二极管)。
请结合图13，电阻调节单元125可以选用可调有源电阻，例如，可调有源电阻可以为MOS管，当MOS管的栅极电压发生变化时，MOS管的电阻也会发生变化，示例性的，参阅图14，图14示出了本申请实施例提供的可调有源电阻的特性曲线，当可调有源电阻的控制电压升高时，可调有源电阻的电阻值会增大。这样在LC并联谐振网络的基础上增设了电阻调节单元125，对负载网络的电阻和电容进行调节，这样可以对反射负载的反射系数实部和虚部同时进行调节，即可以对移相电路输出信号的相位和幅度同时进行调整。
在一些其他的实施方式中，可调有源电阻还可以受控电阻阵列的形式实现，本实施例对此不做限定。
本申请实施例提供的反射式移相电路，在以LC并联谐振网络作为反射负载的基础上，增设电阻调节单元125，这样通过调节电阻可以对反射负载的阻抗的实部进行调节，从而调节移相电路输出信号的幅度，此外，本申请实施例提供的反射式移相电路采用开关电容阵列与变容二极管并联作为电容调节单元，相比传统的单电容调节，开关电容阵列结合变容二极管可以扩大调节范围，同时兼具有粗调和细调两种调节方式，能够适用于不同的应用场景。但由于LC并联谐振网络只能在固定频点上进行调节，因此上述实施例提供的移相电路虽然能够实现插损控制，并且增大了相位调节的范围，但LC谐振网络是一种单点谐振网络，其工作的频带较窄。
有鉴于此，本申请实施例提供了另一种反射式移相电路，采用π型C-L-C匹配网络作为反射负载，以扩大移相电路的工作带宽，并且采用相位粗调与细调协同的方式进行移相，并增加了幅度调节。
参阅图15，图15示出了本申请实施例提供的移相电路的示意图。移相电路包括正交混合网络110以及两个可调阻抗负载，例如，第一可调阻抗负载120与第二可调阻抗负载130。其中正交混合网络110包括输入端、直通端、耦合端与输出端，正交混合网络110的直通端与耦合端分别连接一个可调阻抗负载，例如正交混合网络110的直通端连接第一可调阻抗负载120，正交混合网络110的输出端连接第二可调阻抗负载130。
可调阻抗负载采用π型C-L-C网络结构，与LC谐振网络相比，π型网络增加一个电路变量，进而增加其阻抗调谐范围，拓展频率带宽，因此π型网络比LC谐振网络可以有更好的调节带宽。以第一可调阻抗负载120为例，第一可调阻抗负载120包括信号输入端P1，第一电容调节单元121、第一电感123与第二电容调节单元122。第一电感123的第一端与信号输入端P1连接，第一电容调节单元121设置在第一电感123的第一端与地之间，第二电容调节单元122设置在第一电感123的第二端与地之间。第一可调阻抗负载120的信号输入端P1与正交混合网络110的直通端连接，这样可以将正交混合网络110的直通端输出的信号反射。
传统的反射式移相电路中，采用电感与可调电容组成的LC并联谐振网络作为反射负载，这样的结构只能工作在有限的频率范围，并且单一的可调电容调节范围有限，不能实现较大范围的调节，移相电路输出信号相对于输入信号的相位变化较小，本申请实施例提供的可调阻抗负载的电容调节单元具备大范围粗调和小范围细调的能力，可以扩大相位可调范围，提高相位调节精度。其中，粗调采用开关电容阵列，可调节范围较大；细调采用可连续调节的变容二极管，调节范围较小但调节精度较高。
第一可调阻抗负载120包括第一电容调节单元121与第二电容调节单元122，以第一电容调节单元121为例，参阅图16，第一电容调节单元121包括开关电容阵列与变容二极管，变容二极管的第一端与第一电感123的第一端连接，变容二极管的第二端接地，开关电容阵列与变容二极管并联，开关电容阵列包括公共端P0与接地端，其中公共端P0与第一电感123的第一端连接。
开关电容阵列用于相位粗调，变容二极管用于相位细调，开关电容阵列与变容二极管并联形成第一电容调节单元121，第一电容调节单元121的整体电容值为开关电容阵列的电容值与变容二极管的电容值之和。
开关电容阵列包括多个设置在公共端P0与接地端之间的并联支路，开关电容阵列作为一个整体，其总的电容值为各个并联支路的电容值之和，并联支路的数量越多，开关电容阵列整体能够达到的电容值越大，通过调节有效的并联支路的数量，可以按照设定的调节步长对开关电容阵列的电容值做调整。
例如，在一种可能的实现方式中，以开关电容阵列包括4个并联支路为例，每一个并联支路包括开关与电容，并联支路中的开关与电容串联于公共端P0与地之间，当某一个并联支路中的开关闭合时，此时这一个并联支路有效，这一个并联支路中电容的电容值会计入开关电容阵列的总的电容值；这样通过调节各个并联支路中的开关的通断状态，从而可以调节有效的电容的数量，起到调整开关电容阵列的电容值的效果。
例如，开关电容阵列包括电容C0～电容C3以及开关K0～开关K3，电容C0与开关K0串联于公共端P0与地之间，电容C1与开关K1串联于公共端P0与地之间，电容C2与开关K2串联于公共端P0与地之间，电容C3与开关K3串联于公共端P0与地之间，通过调节开关K0、开关K1、开关K2与开关K3的通断状态，可以调节开关电容阵列的电容值。
在一些可能的实现方式中，各个电容的电容值可以相同，即电容C0～电容C3的电容值相等，例如，各个电容的电容值都为C，在这种情况下，由于各个电容的电容值相等，开关电容阵列的调节步长为C，开关电容阵列的电容值为n*C，此处的n为开关电容阵列中闭合的开关的数量，例如开关K0、开关K1、开关K2闭合，开关K3断开，那么开关电容阵列的电容值为3C。
在上述情况下，开关电容阵列的电容值的调节步长为C，但各个电容的电容值相同，会导致开关电容阵列的电容值调整范围较小，以上述开关电容阵列包括4个并联支路为例，开关电容阵列的电容值调节范围为0～4C，这样在移相电路中，对信号的相位调节范围较小。
为了扩大移相电路的相位调节范围，在一种可能的实现方式中，开关电容阵列中，各个电容的电容值还可以不相等，例如可以按照一定规律对各个电容的电容值进行设定，示例性的，开关电容阵列中，不同电容的电容值可以二进制权重分布，同样，以上述开关电容阵列包括4个并联支路为例，各个电容的电容值以二进制权重分布，例如电容C0的电容值为C，电容C1的电容值为2C，电容C2的电容值为4C，电容C3的电容值为8C，在这样的情况下，调节开关K0～开关K3的通断状态，进行不同的组合，开关电容阵列的电容值的调节范围可以为0～15C。
例如，开关K0～开关K3均断开，此时开关电容阵列的电容值为0；若开关K0～开关K3均闭合，此时开关电容阵列的电容值为15C；若开关K0、开关K3闭合，开关K1、开关K2断开，此时开关电容阵列的电容值为9C；若开关K1、开关K3闭合，开关K0、开关K2断开，此时开关电容阵列的电容值为10C……由此可见，开关电容阵列中各个电容的电容值以二进制权重设置时，调节电容值的调节步长仍然为C，但电容值的调节范围扩大至0～15C，这样也可以扩大移相电路相位调节的范围。
上述的开关电容阵列中各个并联支路中电容的电容值以二进制权重分布设置，但这仅仅是本申请实施例的一种示例，本申请实施例提供的开关电容阵列中，各个并联支路中电容的电容值还可以是其他的设置方式，以扩大开关电容阵列的电容值调节范围。
开关电容阵列的各个并联支路中，每一个并联支路包括一个电容与一个开关串联，电容与开关串联在公共端P0与地之间，在开关导通时电容的一侧极板会接地，这样可能会导致产生一些直流的干扰。因此，在一些其他可能的实现方式中，例如，参阅图17，每一个并联支路设置两个容值相等的电容与一个开关，两个电容值相同的电容分别设置于开关的两端，这样额外设置一个电容来降低直流干扰，提高电路的稳定性和可靠性。
同样以开关电容阵列包括4个并联支路为例，每一个并联支路包括开关与两个电容值相同的电容，两个电容分别设置在开关的两端，例如，开关电容阵列包括电容C0～电容C7以及开关K0～开关K3，其中，电容C0、开关K0、电容C4串联在公共端P0与地之间；电容C1、开关K1与电容C5串联于公共端P0与地之间；电容C2、开关K2与电容C6串联于公共端P0与地之间；电容C3、开关K3与电容C7串联于公共端P0与地之间，通过调节开关K0、开关K1、开关K2与开关K3的通断状态，可以调节开关电容阵列的电容值。
在图17示出的结构中，由于每一个并联支路中的两个电容值相等的电容是串联连接的，若其中任意一个电容的电容值为C，那么并联支路的电容值为C/2。相应地，为了扩大调节范围，多个并联支路的电容值可以按照二进制权重来设置，例如若仍然以C为调节步长，电容C0、电容C4的电容值为2C，这样该并联支路的总的电容值为C；电容C1、电容C5的电容值为4C，这样该并联支路的总的电容值为2C；电容C2、电容C6的电容值为8C，这样该并联支路的总的电容值为4C；电容C3、电容C7的电容值为16C，这样该并联支路的总的电容值为8C。在这样的情况下，调节开关K0～开关K3的通断状态，进行不同的组合，开关电容阵列的电容值的调节范围可以为0～15C。
此外，上述开关电容阵列的各个并联支路中，每一个并联支路包括电容与开关，或者两个电容分别设置在开关两端，需要说明的是，这里的电容并不特指为一个电容器，其可以是一个或多个电容器形成的电容组件，例如电容C0其实可以由一个或多个电容器以串联、并联或以其他的连接方式组成。
开关电容阵列中的开关可以选择有源器件，例如晶体管，这样可以利用CMOS工艺实现本申请的示例提供的移相电路，前述示例中已经介绍了如何以晶体管实现开关K0～开关K3，因此在此处不再作详细介绍。
上述示例中，开关电容阵列可以调节步长为C调节电容值，当然，若开关电容阵列中的电容参数不同，开关电容阵列的调节步长也会相应的发生变化。可以看出，这样的调节方式是不连续的，例如开关电容阵列的电容值可以为C、2C或者8C等等，调节的粒度较大，可以用作移相电路中相位粗调。本申请实施例提供的电容调节单元同时设置开关电容阵列与变容二极管，变容二极管又称可变电抗二极管，是利用PN结反偏时结电容大小随外加电压而变化的特性制成的，反偏电压增大时PN结的电容值减小、反之PN结的电容值增大，利用这一特性，变容二极管的电容值可以连续的变化。变容二极管的电容值一般较小，其最大值一般为几十pF到几百pF，因此可以用作相位细调。例如可以结合前述示例中图12的说明，图12示出了变容二极管工作在反偏时的特性曲线，在变容二极管的偏压升高时，其电容值随偏压升高而增大。
第一电容调节单元121中开关电容阵列与变容二极管并联，第一电容调节单元121的电容值为开关电容阵列的电容值与变容二极管的电容值之和，开关电容阵列可以按照一定的步长调节其自身的电容值，但这样的调节是不连续的，调节的步长相对较大，而变容二极管的电容值较小，并且电容值可以连续调节，调节的步长相对较小，这样电容调节单元将开关电容阵列与变容二极管相结合，可以做到调节范围大，并且能够同时实现粗调(开关电容阵列)和细调(变容二极管)。
第二电容调节单元122的结构与第一电容调节单元121的结构类似，例如，请参阅图18，第二电容调节单元122同样设置有开关电容阵列与变容二极管，可以同时进行相位粗调与相位细调。第二电容调节单元122的结构可以参见前述实施例中对第一电容调节单元121的介绍，此处不再赘述。
第一电容调节单元121、第一电感123与第二电容调节单元122组成π型C-L-C网络结构，第一电容调节单元121与第二电容调节单元122均可以调节电容值实现调节阻抗，一般而言，也可以通过调节电感来实现阻抗调节，但由于电感的电感值与线圈的长度有关，因此对电感的调节需要改变线圈的长度，这样会占用较大的面积，因此本申请实施例提供的可调阻抗负载利用第一电容调节单元121与第二电容调节单元122实现阻抗的调节，进而实现反射式移相电路的相位调整。
移相电路包括两个可调阻抗负载，在正交混合网络110的直通端连接第一可调阻抗负载120，在正交网络的耦合端连接第二可调阻抗负载130，前述实施例已经对第一可调阻抗负载120进行了介绍，第二可调阻抗负载130的结构与第一可调阻抗负载120的结构相似，同样为π型C-L-C网络结构。包括第一电容调节单元121、第一电感123与第二电容调节单元122，其中第一电容调节单元121与第二电容调节单元122均包括开关电容阵列以及变容二极管，可以实现移相电路的相位粗调与细调，在此不再详细说明。
本申请实施例提供的移相电路，通过在正交混合网络110的直通端与耦合端分别设置π型C-L-C可调阻抗负载，拓展移相电路的工作频带，每一个可调阻抗负载均包括两个电容调节单元，电容调节单元包括开关电容阵列与变容二极管，其中开关电容阵列能够通过控制其中的开关通断以设定的步长调节电容值，调节范围大，而变容二极管可以通过调节偏压进行连续的电容细调，二者结合可以扩大移相电路的相位调节范围，同时能够实现移相电路的相位的粗调与细调。
上述实施例中，可调阻抗负载采用π型C-L-C网络，这样能够通过调节网络的电容来调节阻抗，但移相电路中的组件例如正交混合网络110、反射负载等都可能存在插损，输出信号的幅度可能会遭受损失，虽然可调阻抗负载能够调节阻抗进而调整输出信号的相位延迟，但是通过调节电容值只能调节阻抗的虚部，无法调节实部，这就导致调节电容值仅仅能够调整输出信号的相位，为此本申请实施例提供的移相电路还设置有电阻调节单元，通过调节可调阻抗负载的电阻实现插损控制。
以第一可调阻抗负载120为例，第一可调阻抗负载120还包括电阻调节单元，电阻调节单元可以设置在第一电感123的第一端与地之间，或者也可以设置在第一电感123的第二端与地之间，或者还可以设置两个电阻调节单元，分别设置在第一电感123的第一端与地之间和第一电感123的第二端与地之间。
电阻调节单元可以改变自身的阻值，调整反射负载的阻抗的实部，进而对移相电路输出信号的幅度进行调节。由于正交混合网络110、反射负载等存在插损，通过幅度调节可以做到插损补偿控制。
示例性的，参阅图19，图19所示的移相电路在第一电感123的第二端与地之间设置电阻调节单元，此处，结合图20，电阻调节单元可以选用可调有源电阻，其中，可调有源电阻可以为MOS管。当MOS管的栅极电压发生变化时，MOS管的电阻也会发生变化，示例性的，结合前述实施例提供的图14，图14示出了本申请实施例提供的可调有源电阻的特性曲线，当可调有源电阻的控制电压升高时，可调有源电阻的电阻值会增大。
需要说明的是，图20示出的移相电路仅在第一电感123的第二端与地之间设置可调有源电阻，在本申请的其他示例中，还可以在第一电感123的第一端与地之间设置可调有源电阻，或者同时在第一电感123的第一端与地之间、第一电感123的第二端与地之间分别设置可调有源电阻，以此来提高调整的精度。
上述示例介绍了第一可调阻抗负载120，第二可调阻抗负载130的结构与第一可调阻抗负载120的结构类似，如图21所示，本申请实施例不再对第二可调阻抗负载130的具体结构做介绍，具体可以参见第一可调阻抗负载120的相关内容。
本申请实施例提供的反射式移相电路，改进了反射负载的结构，从而实现相位、幅度可调，并且相位调整做到了精调与细调，可以提高相位调节的范围和精度；但无论是射频发射端设备或是射频接收端设备的发展趋势都是朝着小型化、集成化的方向发展，传统的反射式移相电路其正交混合网络110一般采用1/4λ波长的耦合线实现，如图22所示，其会占用较大的芯片面积，不利于芯片的小型化，本申请实施例提供的反射式移相电路采用集总参数的定向耦合器，以减小器件占用的面积。
参阅图23，示出了本申请实施例提供的集总参数的定向耦合器的等效示意图，包括6个电容器、2个电感以及四个端口，四个端口分别为：输入端、直通端、耦合端与输出端，其中，电感L1的第一端连接输入端、电感L1的第二端连接直通端；电感L2的第一端连接耦合端，电感L2的第二端连接输出端。输入端通过电容C8接地，直通端通过电容C9接地，耦合端通过电容C10接地，输出端通过电容C11接地，电容C12的第一极板连接输入端，电容C12的第二极板连接耦合端；电容C13的第一极板连接直通端，电容C13的第二极板连接输出端。
在图23示出的定向耦合器中，电感L1、电感L2以及电容C8～电容C13均为集总元件，这样可以大幅降低定向耦合器占用的面积，有利于芯片实现小型化。
基于图23示出的定向耦合器，请参阅图24，示出了本申请实施例提供的一种移相电路的电路示意图，包括集中参数定向耦合器以及两个可调阻抗负载，其中可调阻抗负载为π型C-L-C匹配网络，并且增设了可调有源电阻。
在实际应用中，电感L1、电感L2可以组成交叉互感耦合变压器，这样可以增大耦合系数，降低芯片面积。
例如，参阅图25，本申请实施例提供了一种芯片，芯片包括交叉设置的线圈L1、线圈L2，线圈L1与线圈L2交叉耦合，形成交叉互感耦合变压器，长度约为150um，宽度约为140um，交叉互感耦合变压器可以作为前述实施例中提供的移相电路的正交混合网络110，其中，线圈L1的第一端与正交混合网络110的输入端连接，线圈L1的第二端与正交混合网络110的直通端连接，线圈L2的第一端与正交混合网络110的耦合端连接，线圈L2的第二端与正交混合网络110的输出端连接。
参照图25所示，L1线圈左侧的一半位于L2线圈的左侧；L1线圈右侧的一半也位于L2线圈的左侧。其中，为了形成线圈L1与线圈L2的交叉设置，线圈L1和线圈L2可以是位于不同的导电材料层，并且两者之间通过绝缘材料隔离。
其中线圈L1的第一端与输入端连接，线圈L1的第二端与直通端连接，线圈L2的第一端与耦合端连接，线圈L2的第二端与输出端连接，前述示例中提及正交混合网络110还包括电容C8、电容C9、电容C10、电容C11、电容C12与电容C13，在此处，电容C8～电容C13并不是实体存在，而是由电感L1与电感L2之间的互感效应或者线电容等效形成。
芯片还包括线圈L3与线圈L4，其中线圈L3、线圈L4设置于交叉互感耦合变压器的同一侧，线圈L3的第一端与正交混合网络的直通端连接，线圈L4的第一端与正交混合网络的耦合端连接。
线圈L3的第一端和第二端还可以分别连接一个电容调节单元，例如前述实施例提供的开关电容阵列与变容二极管并联的电容调节单元，这样线圈L3与两个电容调节单元可以形成π型C-L-C匹配网络，同理线圈L4也可以与两个电容调节单元形成π型C-L-C匹配网络，从而形成如图15～图18所示的移相电路。
此外，在线圈L3的第一端或者第二端还可以连接电阻调节单元。例如前述实施例提供的可调有源电阻，同理，线圈L4的第一端或者第二端也可以连接上述可调有源电阻，从而形成如图19～图20示出的移相电路。
其中电容调节单元、电阻调节单元等可以设置在封装基板的内部，或者封装基板的表面之下的层结构中，或者还可以焊接或引脚连接等方式连接在芯片外。
本申请实施例提供的芯片可以采用28nm CMOS工艺流片，利用交叉互感耦合变压器的形式实现正交混合网络，这样使用一个电感线圈的面积实现正交混合网络，整体面积约为0.081mm2，缩小了器件面积。
如图26～图28所示，本申请提供的移相电路在35GHz～45GHz频率范围之内，能够实现9.2ps的延迟，且以0.2ps为一个步长进行步进。且插损小于5dB。其均方根(root meansquare，RMS)延迟误差小于0.1ps；RMS插损误差小于1dB。
表1示出了本申请实施例提供的移相电路的性能，如表1所示，本申请实施例提供的移相电路在35～45G的范围内可以实现较小的RMS延迟误差和RMS插损误差。
表1
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (15)

1.一种移相电路，其特征在于，所述移相电路包括正交混合网络以及两个可调阻抗负载，
所述正交混合网络包括输入端、直通端、耦合端与输出端，所述直通端、所述耦合端分别连接一个所述可调阻抗负载；
其中，可调阻抗负载包括信号输入端、第一电容调节单元、第一电感与第二电容调节单元，所述信号输入端与所述直通端或所述耦合端连接；
所述第一电感的第一端与所述信号输入端连接；
所述第一电容调节单元设置在所述第一电感的第一端与地之间；
所述第二电容调节单元设置在所述第一电感的第二端与地之间。
2.根据权利要求1所述的移相电路，其特征在于，所述第一电容调节单元包括第一开关电容阵列与第一变容二极管，所述第一变容二极管的第一端与所述第一电感的第一端连接，所述第一变容二极管的第二端接地，所述第一开关电容阵列与所述第一变容二极管并联。
3.根据权利要求2所述的移相电路，其特征在于，所述第一开关电容阵列包括多个并联支路，每个并联支路包括开关与电容，所述电容与所述开关串联于所述第一电感的第一端与地之间。
4.根据权利要求2所述的移相电路，其特征在于，所述第一开关电容阵列包括多个并联支路，每个并联支路包括开关与两个容值相同的电容，两个容值相同的所述电容分别设置于所述开关的两端，所述电容与所述开关串联于所述第一电感的第一端与地之间。
5.根据权利要求1～4任一项所述的移相电路，其特征在于，所述第二电容调节单元包括第二开关电容阵列与第二变容二极管，所述第二变容二极管的第一端与所述第一电感的第二端连接，所述第二变容二极管的第二端接地，所述第二开关电容阵列与所述第二变容二极管并联。
6.根据权利要求5所述的移相电路，其特征在于，所述第二开关电容阵列包括多个并联支路，每个并联支路包括开关与电容，所述电容与所述开关串联于所述第一电感的第二端与地之间。
7.根据权利要求5所述的移相电路，其特征在于，所述第二开关电容阵列包括多个并联支路，每个并联支路包括开关与两个容值相同的电容，两个容值相同的所述电容分别设置于所述开关的两端，所述电容与所述开关串联于所述第一电感的第二端与地之间。
8.根据权利要求1～7任一项所述的移相电路，其特征在于，所述可调阻抗负载还包括电阻调节单元，所述电阻调节单元设置于所述第一电感的第二端与地之间。
9.根据权利要求1～7任一项所述的移相电路，其特征在于，所述可调阻抗负载还包括电阻调节单元，所述电阻调节单元设置于所述第一电感的第一端与地之间。
10.根据权利要求8或9所述的移相电路，其特征在于，所述电阻调节单元包括可调有源电阻。
11.一种移相电路，其特征在于，所述移相电路包括正交混合网络以及两个可调阻抗负载，所述正交混合网络包括输入端、直通端、耦合端与输出端，所述直通端、所述耦合端分别连接一个所述可调阻抗负载；
其中，可调阻抗负载包括信号输入端、第一电感、第一电容调节单元与电阻调节单元；
所述信号输入端与所述直通端或所述耦合端连接；
所述第一电感的第一端与所述信号输入端连接，所述第一电感的第二端接地；
所述第一电容调节单元设置在所述第一电感的第一端与地之间；
所述电阻调节单元设置在所述第一电感的第一端与地之间。
12.根据权利要求11所述的移相电路，其特征在于，所述第一电容调节单元包括开关电容阵列与变容二极管，所述变容二极管的第一端与所述第一电感的第一端连接，所述变容二极管的第二端接地，所述开关电容阵列与所述变容二极管并联。
13.根据权利要求1～12任一项所述的移相电路，其特征在于，所述正交混合网络为集总参数定向耦合器，所述集总参数定向耦合器包括两个交叉耦合的线圈。
14.一种射频装置，其特征在于，所述射频装置包括射频前端以及如权利要求1～13任一项所述的移相电路，所述移相电路与所述射频前端连接。
15.一种芯片，其特征在于，包括封装基板以及如权利要求1～13任意一项所述的移相电路，所述移相电路与所述封装基板连接。
CN202211042362.8A 2022-08-29 2022-08-29 一种移相电路及相关装置 Pending CN117674881A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211042362.8A CN117674881A (zh) 2022-08-29 2022-08-29 一种移相电路及相关装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211042362.8A CN117674881A (zh) 2022-08-29 2022-08-29 一种移相电路及相关装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN117674881A true CN117674881A (zh) 2024-03-08

Family

ID=90077532

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211042362.8A Pending CN117674881A (zh) 2022-08-29 2022-08-29 一种移相电路及相关装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN117674881A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110212887B (zh) 一种射频有源移相器结构
US7907100B2 (en) Phased array antenna with extended resonance power divider/phase shifter circuit
CN114050382B (zh) 一种平衡式宽带压控可调移相器
CN110858771A (zh) Rf切换
KR102538462B1 (ko) 튜너블 안테나장치 및 튜너블 안테나장치의 동작 방법
KR101263927B1 (ko) 스위치-라인 형태의 반사부하를 이용한 반사형 위상변환기
US7205866B2 (en) Electronic phase reflector with enhanced phase shift performance
Tan et al. Tunable couplers: An overview of recently developed couplers with tunable functions
CN111130488A (zh) 一种超宽带移相电路
CN117674881A (zh) 一种移相电路及相关装置
WO2023141108A1 (en) Cascaded low-noise wideband active phase shifter
US11316552B2 (en) High frequency switch and antenna device
US6963241B2 (en) Method and apparatus for increasing the efficiency of a transmitter
Hettak et al. Compact variable reflective-type SiGe phase shifter using lumped elements for 5 GHz applications
Gharbi et al. Design of a switched line phase shifter for reconfigurable mm-wave Antennas
Voitsun et al. Multi-antenna diversity set for transmission and reception in Car-to-Car and Car-to-X Communication
CN108306661B (zh) 射频延迟线
WO2024174766A1 (zh) 移相器电路及电子设备
KR102691079B1 (ko) 능동형 스위치를 이용한 스위칭 방식 위상 변화기
CN113270728B (zh) 一种用于多天线系统的可调谐去耦网络
JP2003188604A (ja) 可変位相器、この可変位相器を具備する無線装置及び位相調整方法
Chen et al. High-Power and Small-size CMOS T/R Switch Using Stacked Inductor
EP1248362A1 (en) Method and apparatus for increasing the efficiency of a transmitter
CN114726340A (zh) 一种有源衰减器电路
Ginzberg et al. Linear Polarization Control for Shared Aperture SATCOM Systems at Ku-Band

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination