JP5892854B2

JP5892854B2 - デュアルバンド移相器、デュアルバンド移相器の制御方法

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Publication number: JP5892854B2
Application number: JP2012111633A
Authority: JP
Inventors: 鈴木　恭宜; 恭宜鈴木; 山口　良; 山口　　良; 一公小宮
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 2012-05-15
Filing date: 2012-05-15
Publication date: 2016-03-23
Anticipated expiration: 2032-05-15
Also published as: JP2013239901A

Description

本発明は、無線通信用機器や無線回路などに用いられる移相器に関し、より詳しくは、対象の二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号に独立して同時に動作する移相器に関する。

移相器は、送信波または受信波の位相を制御する機能を持ち、さまざまな無線回路に用いられている。例えば、多数のアンテナ素子が周期的に配置されたアレーアンテナでは、複数の移相器を用いて各アンテナ素子に給電される入力波の位相を制御することによって、アレーアンテナの指向性制御が実現されている。

例えば、移相器が実装された送受信機は、レーダー、衛星搭載用通信機器、移動通信基地局用装置などさまざまな装置で利用されている。また、線形電力増幅器であるフィードフォワード増幅器では、電力増幅器で発生するひずみ成分の抽出と除去のために移相器が用いられている。複数のアンテナで構成される受信ダイバーシチ装置では、一部のアンテナ出力端に移相器を設けることで、複数のアンテナで受信した信号レベルを最大化する最大比合成による受信ダイバーシチを実現できる。

移相器の構成として、誘電体素子を用いる構成、平面回路を用いる構成、導波管を用いる構成、信号処理回路を用いる構成などがある。導波管を用いるマイクロ波帯またはミリ波帯送受信機では、導波管の壁面位置を物理的に移動させることによって反射係数を変更し位相を制御する。また、小型レーダーでは、通常、平面回路による移相器が用いられる。移動通信基地局用装置の垂直面指向性制御を行うチルト装置では、誘電体素子を用いる構成などが用いられる。フィードフォワード増幅器のような無線回路では、小型化かつ低消費電力化の可能な平面回路による移相器またはダイオードを用いた移相器が利用されている。信号処理回路による移相器は、直交変調器で入力信号に所定の位相を与えることができる。一般的に、物理的形状に制約のある導波管または誘電体素子を用いた移相器では設定できる位相範囲に制約があるが、信号処理回路を用いる移相器にはそのような制約がない。

代表的な平面回路を用いる移相器として、ブランチラインカプラとダイオードを用いた移相器がある。図１に基本的なブランチラインカプラ１１０を用いた移相器を示す。入力端子である第１端子１０１と、第２端子１０２と、第３端子１０３と、出力端子である第４端子１０４の４端子を持つブランチラインカプラ１１０では、４個の伝送線路がループ状に接合されており、各接合部が各端子に対応する。第２端子１０２に伝送線路９０１（長さＬ₁）と伝送線路９０２（長さＬ₂）が直列に接続されており、伝送線路９０２の端部（伝送線路９０２の両端部のうち、伝送線路９０１に接続されていない方の端部）は接地されている。第３端子１０３に伝送線路９０３（長さＬ₁）と伝送線路９０４（長さＬ₂）が直列に接続されており、伝送線路９０４の端部（伝送線路９０４の両端部のうち、伝送線路９０３に接続されていない方の端部）は接地されている。伝送線路９０１と伝送線路９０２との接続部には、一端（アノード）が接地されたダイオードＤ１の他端（カソード）が接続されている。伝送線路９０３と伝送線路９０４との接続部には、一端（アノード）が接地されたダイオードＤ２の他端（カソード）が接続されている。第１端子１０１は入力端子であり、第４端子１０４は出力端子である。図1の構成では、ダイオードＤ１とダイオードＤ２のON/OFFの同期制御によって50Ohm線路長を制御する。ダイオードＤ１とダイオードＤ２が共にOFFのときはブランチラインカプラ１１０からみて50Ohm線路長はＬ₁+Ｌ₂であり、ダイオードＤ１とダイオードＤ２が共にONのときはＬ₁となる。

位相値を離散的に制御する移相器として、長さの異なる二つの線路９１１，９１２を平行に配置し、各線路の一端同士を二つのダイオードＤ３，Ｄ４で選択可能に接続し、各線路の他端同士を二つのダイオードＤ５，Ｄ６で選択可能に接続した構成を有する移相器がある（図２）。図２の構成では、ダイオードＤ３およびダイオードＤ５をＯＮ、ダイオードＤ４およびダイオードＤ６をＯＦＦとするか、ダイオードＤ３およびダイオードＤ５をＯＦＦ、ダイオードＤ４およびダイオードＤ６をＯＦＦとして、線路９１１と線路９１２のいずれか一方を選択する。このように選択された線路長に応じて位相値が制御される。

位相値を連続的に制御するために、可変容量ダイオードを用いる構成がある。この構成では、可変容量ダイオードへの印加電圧を制御することによって容量値が制御される。例えば図１のダイオードＤ１とダイオードＤ２の代わりにそれぞれ可変容量ダイオードを用いる。この構成によると、ブランチラインカプラ１１０からみた反射係数を連続的に制御できることから位相値の連続制御が可能になる。

これらの従来技術として、例えば非特許文献１、非特許文献２を例示できる。

誘電体素子や導波管を用いる移相器は、特許文献１、特許文献２、特許文献３に例示されるようにパッシブ素子が用いられる。特許文献１によると、アクチェエータを用いて移相器の位相設定値が機械的に制御される。ここで用いられる移相器の構成は一般に長さを調整可能な伝送線路である。特許文献２では、誘電体基板上に伝送線路を円弧状に形成し、導体稼動部材によって等価的に伝送線路長を制御する構成が開示されている。特許文献３は、導波管の長さを制御する構成が開示されている。

宮内，山本，"通信用マイクロ波回路"，電子情報通信学会，1981． D. Parker, and D. C. Zimmermann, "Phased Arrays - Part II: Implementations, Applications, and Future Trends," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 50, no. 3, pp. 688-698, March 2002.

特開2000-283258号公報特開2008-124845号公報特開2004-328187号公報

従来の移相器は単一周波数帯域で動作するように設計されている。例えば、レーダーなどの応用例では一般に単一周波数帯域を対象として動作する機能が求められている。これに対して、移動通信システムにおける移動通信基地局は1.5GHz帯、1.8GHz帯、2GHz帯などの複数の周波数帯域をサポートしている。各帯域に適応された送受信装置を設置するものの、アンテナとして、設置上の制約などから、一つのレドーム内に複数の周波数帯域に対応したアンテナ素子が用いられる。周波数帯域により送受信波の伝搬特性が異なることから、周波数帯域ごとにチルト角制御を行う場合がある。このため、各帯域の送受信装置とアンテナとの間には、各帯域に対応した移相器を設置している。例えば、1.8GHzおよび2.1GHz帯で動作する移動通信基地局の場合、一つの移相器で1.8GHz帯のチルト角と2.1GHz帯のチルト角を個々に実現することが望まれるが、両者の周波数帯域が近接していることから、実際には同一のチルト角で両帯域に対応している。

移相器は一般にアンテナ直下またはアンテナ内部に設置される。複数の周波数帯域に適応するマルチバンドアンテナでは、移相器をマルチバンドに適応する構成とすることによって、装置数の削減とアンテナの軽量化に貢献できると考えられる。一般的に、一つの移相器に複数の周波数帯域の送受信波が同時に入力されると、移相器の構造または周波数特性から、或る周波数帯域で位相を調整するとその他の周波数帯域の位相も一意に決まってしまう。これは、従来の移相器が、複数の位相調整手段を設けたとしても、或る位相調整手段が他の位相調整手段による位相調整の影響を受けない構造を有していないからである。

上述したように、マルチバンドに適応する移動通信システムでは、各周波数帯域で独立したチルト角制御を行うことが求められるため、複数の周波数帯域の送受信波が同時に入力された場合に、一つの移相器で複数の周波数帯域の位相を同時に独立に制御することが求められる。従来の移相器ではこのような独立した位相制御が移相器の構造上の理由によりできなかった。

本発明は、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号に独立して同時に動作するデュアルバンド移相器とその制御方法を提供することを目的とする。

本発明のデュアルバンド移相器は、第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とが混合した入力波が入力される入力端子と、出力端子と、少なくとも一つの反射端子を備えた移相器において、各反射端子に位相制御回路が接続されており、各位相制御回路は、位相制御回路が接続されている反射端子に接続された分配器と、当該分配器に接続された第１帯域位相制御部および第２帯域位相制御部とを含み、当該第１帯域位相制御部は、第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロックと、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部とを含み、当該第２帯域位相制御部は、第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロックと、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部とを含むデュアルバンド移相器であって、第１周波数帯域において入力波と出力端子からの出力波との間の位相を比較する第１位相比較器と、第２周波数帯域において入力波と出力端子からの出力波との間の位相を比較する第２位相比較器と、第１位相比較器の出力と第２位相比較器の出力に基づいて各位相調整部のリアクタンスを制御する制御器とを含むことを特徴とする。

本発明のデュアルバンド移相器の制御方法は、第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とが混合した入力波が入力される入力端子と、出力端子と、少なくとも一つの反射端子を備えた移相器において、制御器を含み、各反射端子に位相制御回路が接続されており、各位相制御回路は、位相制御回路が接続されている反射端子に接続された分配器と、当該分配器に接続された第１帯域位相制御部および第２帯域位相制御部とを含み、当該第１帯域位相制御部は、第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロックと、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部とを含み、当該第２帯域位相制御部は、第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロックと、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部とを含み、制御器が各位相調整部のリアクタンスを制御する、ように構成されたデュアルバンド移相器の制御方法であって、制御器が、入力波の位相と出力端子からの出力波の位相とを比較し、当該比較結果に基づいて各位相調整部のリアクタンスを制御する制御工程を有する。

本発明によると、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号の位相を独立して同時に制御できる。

従来の移相器。従来の移相器。実施形態１のデュアルバンド移相器を示す図。実施形態１のデュアルバンド移相器の実施例を示す図。図４に示す実施例のシミュレーション結果を示す図。実施形態２のデュアルバンド移相器を示す図。実施形態３のデュアルバンド移相器を示す図。制御回路を備えた実施形態３のデュアルバンド移相器を示す図。

図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。各実施形態に共通の構成要素には同じ符号を割り当てて重複説明を省略することとする。

《実施形態１》
＜デュアルバンド移相器＞
実施形態１のデュアルバンド移相器１は、第１端子１０１、第２端子１０２、第３端子１０３と第４端子１０４の４端子を持つブランチラインカプラ１１０と、第２端子１０２に接続された第１位相制御回路１２０と、第３端子１０３に接続された第２位相制御回路１３０とを含む構成を持つ（図３）。第１端子１０１はデュアルバンド移相器１の入力端子であり、第１および第２の周波数帯域の入力信号が混合した入力波が入力される。第２端子１０２と第３端子１０３はそれぞれ反射端子である。第４端子１０４はデュアルバンド移相器１の出力端子である。

＜ブランチラインカプラ＞
ブランチラインカプラ１１０は、例えば、結合度3dBのブランチライン型90度ハイブリッド回路である。第１端子１０１と第２端子１０２との間および第３端子１０３と第４端子１０４との間の２端子対回路としての分布定数線路１０５ａについて、それぞれ、その特性インピ−ダンスZ0は(Z/√2)であり（Zは負荷のインピーダンス）、かつ、予め決められた周波数f0（波長λ0）においてその電気長θはほぼ1/4波長(θ＝λ0/4)である。第１端子１０１と第４端子１０４との間および第２端子１０２と第３端子１０３との間の２端子対回路としての分布定数線路１０５ｂについて、それぞれ、その特性インピ−ダンスZ0はZであり（Zは負荷のインピーダンス）、かつ、周波数f0においてその電気長θはほぼ1/4波長(θ＝λ0/4)である。

＜第１位相制御回路＞
第１位相制御回路１２０は、Ｔ分配器１２１と、第１帯域位相制御部１２２と、第２帯域位相制御部１２３とを含む。Ｔ分配器１２１の第１端子１２１ａはブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２に接続されており、Ｔ分配器１２１の第２端子１２１ｂは第１帯域位相制御部１２２に接続されており、Ｔ分配器１２１の第３端子１２１ｃは第２帯域位相制御部１２３に接続されている。

第１帯域位相制御部１２２は、第１周波数帯域の中心周波数ｆ_１でＴ分配器１２１の第２端子１２１ｂを高周波的に短絡させるように、つまり第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロック１２２１と、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部１２２２とを含む。第１位相調整部１２２２は、所望の移相量に応じて予め定められたリアクタンス値を持つように構成されているか、あるいは、移相量を変更可能にするためにリアクタンス値を変更可能な構成を持つ。リアクタンスは好ましくは容量性リアクタンスである。第１短絡ブロック１２２１および第１位相調整部１２２２の各一端はＴ分配器１２１の第２端子１２１ｂに接続されている。このため、Ｔ分配器１２１からの入力波（正確には、ブランチラインカプラ１１０によって分波された入力波がさらに分配器によって等分配された信号波である）に含まれる第１周波数帯域の信号は第１位相調整部１２２２に伝播しない。つまり、第１位相調整部１２２２は、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。この実施形態では、例えば、第１短絡ブロック１２２１は中心周波数ｆ_１で１/４波長（電気長90度）のオープンスタブであり、第１位相調整部１２２２は伝送線路１２２２ａと可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１２２２ｂとの直列接続で構成されている。伝送線路１２２２ａの一端はＴ分配器１２１の第２端子１２１ｂに接続されており、可変容量手段１２２２ｂの一端は伝送線路１２２２ａの他端に接続されており、可変容量手段１２２２ｂの他端は接地されている。可変容量手段１２２２ｂのキャパシタンスを適切に設定することによって、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。

第２帯域位相制御部１２３は、第２周波数帯域の中心周波数ｆ_２でＴ分配器１２１の第３端子１２１ｃを高周波的に短絡させるように、つまり第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロック１２３１と、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部１２３２とを含む。第２位相調整部１２３２は、所望の移相量に応じて予め定められたリアクタンス値を持つように構成されているか、あるいは、移相量を変更可能にするためにリアクタンス値を変更可能な構成を持つ。リアクタンスは好ましくは容量性リアクタンスである。第２短絡ブロック１２３１および第２位相調整部１２３２の各一端はＴ分配器１２１の第３端子１２１ｃに接続されている。このため、Ｔ分配器１２１からの入力波（正確には、ブランチラインカプラ１１０によって分波された入力波がさらに分配器によって等分配された信号波である）に含まれる第２周波数帯域の信号は第２位相調整部１２３２に伝播しない。つまり、第２位相調整部１２３２は、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。この実施形態では、例えば、第２短絡ブロック１２３１は中心周波数ｆ_２で１/４波長（電気長90度）のオープンスタブであり、第２位相調整部１２３２は伝送線路１２３２ａと可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１２３２ｂとの直列接続で構成されている。伝送線路１２３２ａの一端はＴ分配器１２１の第３端子１２１ｃに接続されており、可変容量手段１２３２ｂの一端は伝送線路１２３２ａの他端に接続されており、可変容量手段１２３２ｂの他端は接地されている。可変容量手段１２３２ｂのキャパシタンスを適切に設定することによって、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。

＜第２位相制御回路＞
第２位相制御回路１３０は、Ｔ分配器１３１と、第１帯域位相制御部１３２と、第２帯域位相制御部１３３とを含む。Ｔ分配器１３１の第１端子１３１ａはブランチラインカプラ１１０の第３端子１０３に接続されており、Ｔ分配器１３１の第２端子１３１ｂは第１帯域位相制御部１３２に接続されており、Ｔ分配器１３１の第３端子１３１ｃは第２帯域位相制御部１３３に接続されている。

第１帯域位相制御部１３２は、第１周波数帯域の中心周波数ｆ_１でＴ分配器１３１の第２端子１３１ｂを高周波的に短絡させるように、つまり第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロック１３２１と、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部１３２２とを含む。第１位相調整部１３２２は、所望の移相量に応じて予め定められたリアクタンス値を持つように構成されているか、あるいは、移相量を変更可能にするためにリアクタンス値を変更可能な構成を持つ。リアクタンスは好ましくは容量性リアクタンスである。第１短絡ブロック１３２１および第１位相調整部１３２２の各一端はＴ分配器１３１の第２端子１３１ｂに接続されている。このため、Ｔ分配器１３１からの入力波（正確には、ブランチラインカプラ１１０によって分波された入力波がさらに分配器によって等分配された信号波である）に含まれる第１周波数帯域の信号は第１位相調整部１３２２に伝播しない。つまり、第１位相調整部１３２２は、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。この実施形態では、例えば、第１短絡ブロック１３２１は中心周波数ｆ_１で１/４波長（電気長90度）のオープンスタブであり、第１位相調整部１３２２は伝送線路１３２２ａと可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１３２２ｂとの直列接続で構成されている。伝送線路１３２２ａの一端はＴ分配器１３１の第２端子１３１ｂに接続されており、可変容量手段１３２２ｂの一端は伝送線路１３２２ａの他端に接続されており、可変容量手段１３２２ｂの他端は接地されている。可変容量手段１３２２ｂのキャパシタンスを適切に設定することによって、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。

第２帯域位相制御部１３３は、第２周波数帯域の中心周波数ｆ_２でＴ分配器１３１の第３端子１３１ｃを高周波的に短絡させるように、つまり第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロック１３３１と、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部１３３２とを含む。第２位相調整部１３３２は、所望の移相量に応じて予め定められたリアクタンス値を持つように構成されているか、あるいは、移相量を変更可能にするためにリアクタンス値を変更可能な構成を持つ。リアクタンスは好ましくは容量性リアクタンスである。第２短絡ブロック１３３１および第２位相調整部１３３２の各一端はＴ分配器１３１の第３端子１３１ｃに接続されている。このため、Ｔ分配器１３１からの入力波（正確には、ブランチラインカプラ１１０によって分波された入力波がさらに分配器によって等分配された信号波である）に含まれる第２周波数帯域の信号は第２位相調整部１３３２に伝播しない。つまり、第２位相調整部１３３２は、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。この実施形態では、例えば、第２短絡ブロック１３３１は中心周波数ｆ_２で１/４波長（電気長90度）のオープンスタブであり、第２位相調整部１３３２は伝送線路１３３２ａと可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１３３２ｂとの直列接続で構成されている。伝送線路１３３２ａの一端はＴ分配器１２１の第３端子１３１ｃに接続されており、可変容量手段１３３２ｂの一端は伝送線路１３３２ａの他端に接続されており、可変容量手段１３３２ｂの他端は接地されている。可変容量手段１３３２ｂのキャパシタンスを適切に設定することによって、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。

＜原理＞
実施形態１において、第１帯域位相制御部１２２と、第２帯域位相制御部１２３と、第１帯域位相制御部１３２と、第２帯域位相制御部１３３は、それぞれ、構造が同じであるから、第１帯域位相制御部１２２を例にとって、この発明の基本原理を説明する。
既述のとおり、第１短絡ブロック１２２１は中心周波数ｆ_１で１/４波長（電気長90度）の開放線路であり、第１位相調整部１２２２は伝送線路１２２２ａ（長さＬ_１、特性インピーダンス50Ohm）と可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１２２２ｂとの直列接続で構成されている。Ｔ分配器１２１の第２端子１２１ｂに１/４波長開放線路が接続されているため、Ｔ分配器１２１の第２端子１２１ｂにて第１周波数帯域の信号は短絡となり、伝送線路１２２２ａには第２周波数帯域の信号のみが伝達される。可変容量キャパシタの静電容量値を変更すると、ブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２から見て、第２周波数帯域での反射係数は可変容量キャパシタの静電容量に応じて変化するが、第１周波数帯域での反射係数は１/４波長開放線路によって常に短絡に固定されている（ブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２から見ると、第１周波数帯域の信号のインピーダンスはスミスチャート上の短絡点で常に固定されるが、第２周波数帯域の信号のインピーダンスは可変容量キャパシタの静電容量と可変容量キャパシタに接続している伝送線路の線路長に応じてスミスチャート上を移動する）。すなわち、第２周波数帯域の信号の位相制御を行っても、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えない。このように本発明に含まれる基本回路部（ここで説明した例では、第１帯域位相制御部１２２に相当する）は、一方の周波数帯域での反射係数を短絡に固定したまま、一方の周波数帯域での反射係数とは独立に他方の周波数帯域での反射係数だけを任意に設定できる。

従って、異なる二つの周波数帯域での反射係数を独立に設定するためには、双対な二つの基本回路部を用意すればよい。すなわち、第１の基本回路部は、一方の周波数帯域での反射係数を短絡に固定したまま、一方の周波数帯域での反射係数とは独立に他方の周波数帯域での反射係数だけを任意に設定するものであり、例えば、第１帯域位相制御部１２２に相当する。第１の基本回路部に対して双対な第２の基本回路部は、他方の周波数帯域での反射係数を短絡に固定したまま、他方の周波数帯域での反射係数とは独立に一方の周波数帯域での反射係数だけを任意に設定するものであり、例えば、第２帯域位相制御部１２３に相当する。この双対な二つの基本回路部に混合信号を送るために、反射端子に分配器の一端を接続して、当該分配器の二つの端子に第１の基本回路部と第２の基本回路部を接続すればよい。この構成が位相制御回路に相当する。反射端子が複数ある場合には、分配器と双対な二つの基本回路部で構成された位相制御回路を各反射端子に接続すればよい。たとえば、ブランチラインカプラ１１０にて異なる二つの周波数帯域の信号の移相を独立に制御するには、既述のように、二つの反射端子に第１位相制御回路と第２位相制御回路を接続すればよい。

＜機能＞
このデュアルバンド移相器１の構成によると、第１周波数帯域の信号の観点からは、デュアルバンド移相器１はあたかも、ブランチラインカプラ１１０と、第１位相制御回路１２０の第２位相調整部１２３２に含まれる可変容量手段１２３２ｂと、可変容量手段１２３２ｂの一端とブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２との間の伝送線路（以下、伝送線路Ｂと呼称する）と、第２位相制御回路１３０の第２位相調整部１３３２に含まれる可変容量手段１３３２ｂと、可変容量手段１３３２ｂの一端とブランチラインカプラ１１０の第３端子１０３との間の伝送線路（以下、伝送線路Ｄと呼称する）と、で構成されている。通常、可変容量手段１２３２ｂのキャパシタンスと可変容量手段１３３２ｂのキャパシタンスは等しく設定される。
他方、第２周波数帯域の信号の観点からは、デュアルバンド移相器１はあたかも、ブランチラインカプラ１１０と、第１位相制御回路１２０の第１位相調整部１２２２に含まれる可変容量手段１２２２ｂと、可変容量手段１２２２ｂの一端とブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２との間の伝送線路（以下、伝送線路Ａと呼称する）と、第２位相制御回路１３０の第１位相調整部１３２２に含まれる可変容量手段１３２２ｂと、可変容量手段１３２２ｂの一端とブランチラインカプラ１１０の第３端子１０３との間の伝送線路（以下、伝送線路Ｃと呼称する）と、で構成されている。通常、可変容量手段１２２２ｂのキャパシタンスと可変容量手段１３２２ｂのキャパシタンスは等しく設定される。

このため、デュアルバンド移相器１では、第１端子１０１から入力された入力波（第１と第２の周波数帯域の入力信号が混合した信号波）はブランチラインカプラ１１０によって分波され、所定の位相差を持って第２端子１０２と第３端子１０３に至り、各帯域の信号の位相変化は次のようにして生じる。
［１］第１周波数帯域の信号の観点からは、分波された入力波はそれぞれ伝送線路Ｂと伝送線路Ｄを伝播して可変容量手段１２３２ｂと可変容量手段１３３２ｂで各キャパシタンスに応じた反射係数で反射される。その後、反射波はそれぞれ伝送線路Ｂと伝送線路Ｄを伝播して第２端子１０２と第３端子１０３に至りブランチラインカプラ１１０によって合成され、入力波に対して所望の位相差を持った信号波が第４端子１０４から出力される。
［２］第２周波数帯域の信号の観点からは、分波された入力波はそれぞれ伝送線路Ａと伝送線路Ｃを伝播して可変容量手段１２２２ｂと可変容量手段１３２２ｂで各キャパシタンスに応じた反射係数で反射される。その後、反射波はそれぞれ伝送線路Ａと伝送線路Ｃを伝播して第２端子１０２と第３端子１０３に至りブランチラインカプラ１１０によって合成され、入力波に対して所望の位相差を持った信号波が第４端子１０４から出力される。

なお、第４端子１０４から出力される出力波は、位相変化された第１周波数帯域の信号と位相変化された第２周波数帯域の信号が混合した信号波である。

このように、デュアルバンド移相器１は、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号に独立して同時に動作する。

＜補記＞
上述のように、「通常、可変容量手段１２２２ｂのキャパシタンスと可変容量手段１３２２ｂのキャパシタンスは等しく設定される」、要するに、「通常、第１位相制御回路１２０に含まれる第１位相調整部１２２２のリアクタンス値と第２位相制御回路１３０に含まれる第１位相調整部１３２２のリアクタンス値が等しい」、と説明したが、ここで“等しい”とは、両方のリアクタンス値が完全に一致することを意味するものではない。設計上のリアクタンス値と実際のリアクタンス値との間に誤差が生じることは通常であり、このため、両方のリアクタンス値を完全に一致させることには相当の困難が伴う。また、この程度の誤差があったとしても、実用上、支障が生じることは無い（換言すれば、実用上の支障が無いように、誤差を考慮してリアクタンス値が設定される）。
同様に、「通常、可変容量手段１２３２ｂのキャパシタンスと可変容量手段１３３２ｂのキャパシタンスは等しく設定される」、要するに、「通常、第１位相制御回路１２０に含まれる第２位相調整部１２３２のリアクタンス値と第２位相制御回路１３０に含まれる第２位相調整部１３３２のリアクタンス値が等しい」、と説明したが、ここで“等しい”とは、両方のリアクタンス値が完全に一致することを意味するものではない。

＜変形例＞
各位相調整部は、キャパシタンスを変更可能とする構成に限定されず、例えば線路長を変更可能な伝送線路構造を採用することができる。具体的には、同軸型伝送線路の導体長を調整する構造や、PinダイオードまたはMEMSスイッチを用いて伝送線路の長さを機械的に可変する構造を用いることができる。また、可変容量キャパシタとして、例えばバリキャップが挙げられるが、機械式のトリマコンデンサを用いてもよい。位相調整部に半導体素子を用いる利点は位相値を連続制御できることであり、位相調整部に受動素子を用いる利点は半導体特有の非線形ひずみを生じないことである。

＜実施形態１の実施例＞
この実施例では、第１周波数帯域の中心周波数（第１中心周波数f1）を1823MHz、第２周波数帯域の中心周波数（第２中心周波数f2）を2045MHzとした（図４）。これは日本国で運用されている1.7GHz帯と2.1GHz帯のそれぞれの運用帯域の中心周波数である。運用周波数帯域は上りと下りの帯域とした。

ブランチラインカプラ１１０の設計周波数f0は、第１中心周波数f1と第２中心周波数f2の中間周波数である1934MHzとした。これはブランチラインカプラ１１０には、1.7GHz帯と2.1GHz帯の送信波または受信波を同時に入力することから、1.7GHz帯と2.1GHz帯の周波数特性を均一にする観点から、中間周波数f0にて設計を行った。ブランチラインカプラ１１０では、周知のように、二つの90度50Ohm線路と二つの90度35.5Ohm線路が環状に構成されている。なお、図中、ZとZ0は特性インピーダンス［単位：Ohm］を表しており、ELは電気長を表している［単位：deg］。

第１位相制御回路１２０において、Ｔ分配器１２１は、中間周波数1934MHzの40度50ohm線路と、二つの中間周波数1934MHzの90度50Ohm 線路で構成される。第１短絡ブロック１２２１である90度開放線路は第１中心周波数1823MHzの50Ohm線路である。第１位相調整部１２２２に含まれる伝送線路は第２中心周波数2045MHzの30度50Ohm線路である。この30度50Ohm線路は、可変容量キャパシタのキャパシタンスをバイアス電圧で制御したときに他方の周波数帯域の位相に影響を与えないようにするためであり、30度という数値は計算機シミュレーションにて決定した。第２短絡ブロック１２３１である90度開放線路は第２中心周波数2045MHzの50Ohm線路である。第２位相調整部１２３２に含まれる伝送線路は第１中心周波数1823MHzの30度50Ohm線路である。この30度50Ohm線路は、可変容量キャパシタのキャパシタンスをバイアス電圧で制御したときに他方の周波数帯域の位相に影響を与えないようにするためであり、30度という数値は計算機シミュレーションにて決定した。

第２位相制御回路１３０の構成は第１位相制御回路１２０と同じとした。

図５に図４に示す実施例の計算機シミュレーション結果を示す。第１周波数帯域での位相制御に用いられる二つの可変容量キャパシタにそれぞれ同じキャパシタンスを設定した。また第２周波数帯域での位相制御に用いられる二つの可変容量キャパシタにそれぞれ同じキャパシタンスを設定した（注：図４に示すように、当該キャパシタンス値は僅かに異なるが、誤差の許容範囲内であり、この意味で「同じ」と表現した）。

図５の横軸は４個の可変容量キャパシタに設定したキャパシタンスを表しており、縦軸はデュアルバンド移相器１の出力の位相値を表している。第１周波数帯域に関して可変容量キャパシタを制御したときの第１周波数帯域の信号の位相はダイヤ印で示されており、この場合の第２周波数帯域の信号の位相は四角印で示されている。計算機シミュレーション結果から、第１周波数帯域の信号の位相値は-70degから110degまで連続的に変化しているのに対して、第２周波数帯域の信号の位相値は-65degで一定であることがわかる。第２周波数帯域に関して可変容量キャパシタを制御したときの第２周波数帯域の信号の位相は×印で示されており、この場合の第１周波数帯域の信号の位相は三角印で示されている。計算機シミュレーション結果から、第２周波数帯域の信号の位相値は-80degから10degまで連続的に変化しているのに対して、第１周波数帯域の信号の位相値は65degでほぼ一定であることがわかる。このように、デュアルバンド移相器１によると、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の信号の位相を独立して同時に調整できることがわかる。

《実施形態２》
＜デュアルバンド移相器＞
実施形態２のデュアルバンド移相器２（図６）は、実施形態１の変形例の一例であり、下記の点で、実施形態１のデュアルバンド移相器１と異なる。

第１位相制御回路１２０の第１位相調整部１２２２が、伝送線路１２２２ａと伝送線路１２２２ｃとの直列接続と、伝送線路１２２２ａと伝送線路１２２２ｃとの接続部に一端（カソード）が接続され他端（アノード）が接地された可変容量ダイオードＶＤ１で構成されている。伝送線路１２２２ａの一端はＴ分配器１２１の第２端子１２１ｂに接続されており、伝送線路１２２２ｃの一端は伝送線路１２２２ａの他端に接続されており、伝送線路１２２２ｃの他端は接地されている。

第１位相制御回路１２０の第２位相調整部１２３２が、伝送線路１２３２ａと伝送線路１２３２ｃとの直列接続と、伝送線路１２３２ａと伝送線路１２３２ｃとの接続部に一端（カソード）が接続され他端（アノード）が接地された可変容量ダイオードＶＤ２で構成されている。伝送線路１２３２ａの一端はＴ分配器１２１の第３端子１２１ｃに接続されており、伝送線路１２３２ｃの一端は伝送線路１２３２ａの他端に接続されており、伝送線路１２３２ｃの他端は接地されている。

第２位相制御回路１３０の第１位相調整部１３２２が、伝送線路１３２２ａと伝送線路１３２２ｃとの直列接続と、伝送線路１３２２ａと伝送線路１３２２ｃとの接続部に一端（カソード）が接続され他端（アノード）が接地された可変容量ダイオードＶＤ３で構成されている。伝送線路１３２２ａの一端はＴ分配器１３１の第２端子１３１ｂに接続されており、伝送線路１３２２ｃの一端は伝送線路１３２２ａの他端に接続されており、伝送線路１３２２ｃの他端は接地されている。

第２位相制御回路１３０の第２位相調整部１３３２が、伝送線路１３３２ａと伝送線路１３３２ｃとの直列接続と、伝送線路１３３２ａと伝送線路１３３２ｃとの接続部に一端（カソード）が接続され他端（アノード）が接地された可変容量ダイオードＶＤ４で構成されている。伝送線路１３３２ａの一端はＴ分配器１３１の第３端子１３１ｃに接続されており、伝送線路１３３２ｃの一端は伝送線路１３３２ａの他端に接続されており、伝送線路１３３２ｃの他端は接地されている。

この構成によると、各位相調整部に含まれる可変容量ダイオードの印加電圧を制御することによって位相調整部のリアクタンス値が変わるため、位相調整部に対応する周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。

＜制御方法＞
各可変容量ダイオードの印加電圧を制御する方法について説明する。
デュアルバンド移相器２は、さらに、４個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２００−１，２００−２，２００−３，２００−４と、２個の位相比較器２１０−１，２１０−２と、可変容量ダイオードの印加電圧を制御する制御器２２０を含む。

ＢＰＦ２００−１は、出力波から第１周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタであり、ＢＰＦ２００−２は、入力波から第１周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタであり、ＢＰＦ２００−３は、出力波から第２周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタであり、ＢＰＦ２００−４は、入力波から第２周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタである。
なお、ブランチラインカプラ１１０の第１端子１０１への入力波は、図示しない方向性結合器によって抽出され、ＢＰＦ２００−２とＢＰＦ２００−４へ入力される。同様に、ブランチラインカプラ１１０の第４端子１０４への出力波は、図示しない方向性結合器によって抽出され、ＢＰＦ２００−１とＢＰＦ２００−３へ入力される。なお、入力波を二つの周波数帯域に分波すればよいので、本実施形態のようにＢＰＦを用いる構成に限定されるものではなく、例えば、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）とＬＰＦ（ローパスフィルタ）を用いてもよい。

位相比較器２１０−１は、ＢＰＦ２００−１とＢＰＦ２００−２で抽出された出力波に含まれる第１周波数帯域の信号成分と入力波に含まれる第１周波数帯域の信号成分を乗算し、直流成分を抽出する。第１周波数帯域の直流成分にはデュアルバンド移相器２によって設定された位相のみが含まれる。

位相比較器２１０−２は、ＢＰＦ２００−３とＢＰＦ２００−４で抽出された出力波に含まれる第２周波数帯域の信号成分と入力波に含まれる第２周波数帯域の信号成分を乗算し、直流成分を抽出する。第２周波数帯域の直流成分にはデュアルバンド移相器２によって設定された位相のみが含まれる。

制御器２２０は、位相比較器２１０−１からの出力である位相と位相比較器２１０−２からの出力である位相を入力とし、各帯域に応じた所望の位相（つまり、デュアルバンド移相器２による移相によって実現されるべき位相）と比較する。或る帯域の位相が所望の位相と異なる場合には、制御器２２０は、当該帯域の位相が所望の位相になるように、当該帯域に応じた可変容量ダイオードの印加電圧を制御する。図示されるデュアルバンド移相器２の例では、第１周波数帯域の位相が所望の位相と異なる場合には、制御器２２０は、当該帯域の位相が所望の位相になるように、当該帯域に応じた可変容量ダイオードＶＤ２，ＶＤ４の印加電圧を制御し、第２周波数帯域の位相が所望の位相と異なる場合には、制御器２２０は、当該帯域の位相が所望の位相になるように、当該帯域に応じた可変容量ダイオードＶＤ１，ＶＤ３の印加電圧を制御する。両帯域に対する制御は独立に行われる。通常、ペアで制御される二つの可変容量ダイオードの印加電圧は等しく設定される。

制御器２２０に格納される制御アルゴリズムは、制御器２２０のメモリ内に記録されている所望の位相と位相比較器の出力である位相との誤差（位相誤差）を算出し、その位相誤差を最小にするように可変容量ダイオードの印加電圧を制御するアルゴリズムである。可変容量ダイオードの印加電圧のバリエーションは容量値が一定間隔となるように予め選定されており、制御器２２０はアルゴリズムによって選定された印加電圧が可変容量ダイオードに印加される制御を実行する（可変容量ダイオードへの電圧印加回路は周知技術によって達成されるので説明および図示を省略する）。

実施形態１の実施例（図５）から、第１周波数帯域と第２周波数帯域のそれぞれの位相制御はほぼ独立に行われていることがわかるが、1/4波長開放線路の特性によっては、第１周波数帯域の位相制御と第２周波数帯域の位相制御に相互依存性が生じる場合がある。図５では、第２周波数帯域の調整において、キャパシタンスが2.5pFから3.0pFの範囲で第１周波数帯域の信号の位相がわずかに変動していることが理解される。このような場合、制御器２２０は、第１周波数帯域の位相制御と第２周波数帯域の位相制御を交互に切り替えて行い、各周波数帯域の位相制御における位相誤差がともに所定値以下となるように制御が実行される。二つの周波数帯域について完全に独立に位相制御できる場合では、制御器２２０は第１周波数帯域と第２周波数帯域のそれぞれの位相誤差を独立に監視すればよい。第１周波数帯域の位相制御と第２周波数帯域の位相制御に相互依存性が生じる場合には、制御器２２０は第１周波数帯域における位相誤差と第２周波数帯域における位相誤差をともに監視し、この二つの位相誤差がそれぞれ所定値以下になるように第１周波数帯域の位相制御と第２周波数帯域の位相制御を交互に切り替えて行う。

第三世代移動通信方式の送信波帯域幅は1.4MHzから20MHzの範囲である。この範囲の送信波がデュアルバンド移相器２に入力波として入力された場合でも、位相比較器は送信波の位相成分を十分に除去できるが、それをさらに容易する方法として、ブランチラインカプラの第１端子１０１に送信波よりも十分にレベルの低いパイロット信号を注入する方法がある。パイロット信号は無変調波の搬送波であり、送信波の隣接帯域に注入される。デュアルバンド移相器２のＢＰＦと位相比較器はパイロット信号の位相を抽出するため、送信波に比べてより簡易に位相を検出できる。なお。ＢＰＦとして、ＳＡＷフィルタなど狭通過帯域幅特性を持つフィルタを利用できる。

なお、上述の制御に関わる構成は実施形態１にも適用できる。すなわち、実施形態１のデュアルバンド移相器１は、さらに、４個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２００−１，２００−２，２００−３，２００−４と、２個の位相比較器２１０−１，２１０−２と、可変容量キャパシタのキャパシタンスを制御する制御器２２０を含み、実施形態２と同様の構成とされる。この構成においても実施形態２の制御方法が適用でき、制御器２２０はアルゴリズムによって選定された制御信号が可変容量キャパシタンスに印加される制御を実行する（可変容量キャパシタンスへの制御信号印加回路は周知技術によって達成されるので説明および図示を省略する）。

《実施形態３》
＜デュアルバンド移相器＞
実施形態３のデュアルバンド移相器３（図７）は、実施形態１の変形例の一例であり、下記の点で、実施形態１のデュアルバンド移相器１と異なる。

デュアルバンド移相器３は、ブランチラインカプラ１１０に替えて、サーキュレータ１５０を備えている。サーキュレータ１５０は、入力端子である第１端子１０１ａ、出力端子である第２端子１０４ａ、反射端子である第３端子１０３ａを持っている。このため、実施形態１と異なり一つの位相制御回路を具備すればよく、第３端子１０３ａには、第１位相制御回路１２０または第２位相制御回路１３０が接続されている。図７では、第１位相制御回路１２０が第３端子１０３ａに接続されている構成を例示している。なお、Ｔ分配器１２１の第１端子１２１ａはサーキュレータ１５０の第３端子１０３ａに接続されている。

＜機能＞
このデュアルバンド移相器３の構成によると、第１周波数帯域の信号の観点からは、デュアルバンド移相器３はあたかも、サーキュレータ１５０と、第１位相制御回路１２０の第２位相調整部１２３２に含まれる可変容量手段１２３２ｂと、可変容量手段１２３２ｂの一端とサーキュレータ１５０の第３端子１０３ａとの間の伝送線路（以下、伝送線路Ｂ１と呼称する）で構成されている。
他方、第２周波数帯域の信号の観点からは、デュアルバンド移相器３はあたかも、サーキュレータ１５０と、第１位相制御回路１２０の第１位相調整部１２２２に含まれる可変容量手段１２２２ｂと、可変容量手段１２２２ｂの一端とサーキュレータ１５０の第３端子１０３ａとの間の伝送線路（以下、伝送線路Ａ１と呼称する）で構成されている。

このため、デュアルバンド移相器３では、第１端子１０１ａから入力された入力波（第１と第２の周波数帯域の入力信号が混合した信号波）はサーキュレータ１５０によって第３端子１０３ａから出力され、各帯域の信号の位相変化は次のようにして生じる。
［１］第１周波数帯域の信号の観点からは、入力波は伝送線路Ｂ１を伝播して可変容量手段１２３２ｂでそのキャパシタンスに応じた反射係数で反射される。その後、反射波は伝送線路Ｂ１を伝播して第３端子１０３ａに至り、サーキュレータ１５０によって、入力波に対して所望の位相差を持った信号波として第４端子１０４ａから出力される。
［２］第２周波数帯域の信号の観点からは、入力波は伝送線路Ａ１を伝播して可変容量手段１２２２ｂでそのキャパシタンスに応じた反射係数で反射される。その後、反射波は伝送線路Ａ１を伝播して第３端子１０３ａに至り、サーキュレータ１５０によって、入力波に対して所望の位相差を持った信号波として第４端子１０４ａから出力される。

なお、第４端子１０４ａから出力される出力波は、位相変化された第１周波数帯域の信号と位相変化された第２周波数帯域の信号が混合した信号波である。

このように、デュアルバンド移相器３は、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号に独立して同時に動作する。

なお、実施形態２で説明した制御に関わる構成は実施形態３にも適用できる。すなわち、実施形態３のデュアルバンド移相器３は、さらに、４個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２００−１，２００−２，２００−３，２００−４と、２個の位相比較器２１０−１，２１０−２と、可変容量キャパシタのキャパシタンスを制御する制御器２２０を含み、実施形態２と同様の構成とされる（図８）。この構成においても実施形態２の制御方法が適用でき、制御器２２０はアルゴリズムによって選定された制御信号が可変容量キャパシタンスに印加される制御を実行する（可変容量キャパシタンスへの制御信号印加回路は周知技術によって達成されるので説明および図示を省略する）。

＜各実施形態の変形例＞
各実施形態では、短絡ブロックの構成例として1/4波長開放線路を用いる例を説明した。1/4波長開放線路は、いわゆるノッチフィルタであり、その役割は他方の周波数成分を抑圧することである。よって、このような性質を持つものであれば、短絡ブロックの構成に制限はない。例えば短絡ブロックを、十分な帯域外減衰特性を持つＢＰＦを用いて構成することもできる。或いは、短絡ブロックを、直列共振回路としてもよい。

各実施形態では、Ｔ分配器を用いる例を説明した。しかし、Ｔ分配器に限定されるものではなく、同様の効果を有する回路としてウイルキンソン型電力分配器、方向性結合器などを例示することができる。ブランチラインカプラ１１０に入力される送信波の帯域にて位相周波数特性が平坦な特性を持てばよいので、いわゆる３端子回路と50ohm終端した４端子回路を適用することもできる。

Claims

第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とが混合した入力波が入力される入力端子と、出力端子と、少なくとも一つの反射端子を備えた移相器において、
各上記反射端子に位相制御回路が接続されており、
各上記位相制御回路は、
位相制御回路が接続されている反射端子に接続された分配器と、当該分配器に接続された第１帯域位相制御部および第２帯域位相制御部とを含み、当該第１帯域位相制御部は、第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロックと、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部とを含み、当該第２帯域位相制御部は、第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロックと、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部とを含む
デュアルバンド移相器であって、
第１周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較する第１位相比較器と、
第２周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較する第２位相比較器と、
上記第１位相比較器の出力と上記第２位相比較器の出力に基づいて、上記各位相調整部のリアクタンスを制御する制御器と
を含むことを特徴とするデュアルバンド移相器。
請求項１に記載のデュアルバンド移相器であって、
上記反射端子の数は２であり、二つの上記位相制御回路を備えており、
一方の上記位相制御回路に含まれる第１位相調整部のリアクタンスと他方の上記位相制御回路に含まれる第１位相調整部のリアクタンスとが等しく設定され、
一方の上記位相制御回路に含まれる第２位相調整部のリアクタンスと他方の上記位相制御回路に含まれる第２位相調整部のリアクタンスとが等しく設定される
ことを特徴とするデュアルバンド移相器。
第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とが混合した入力波が入力される入力端子と、出力端子と、少なくとも一つの反射端子を備えた移相器において、
制御器を含み、
各上記反射端子に位相制御回路が接続されており、
各上記位相制御回路は、
位相制御回路が接続されている反射端子に接続された分配器と、当該分配器に接続された第１帯域位相制御部および第２帯域位相制御部とを含み、当該第１帯域位相制御部は、第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロックと、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部とを含み、当該第２帯域位相制御部は、第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロックと、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部とを含み、
上記制御器が上記各位相調整部のリアクタンスを制御する、
ように構成されたデュアルバンド移相器の制御方法であって、
上記制御器が、上記入力波の位相と上記出力端子からの出力波の位相とを比較し、当該比較結果に基づいて上記各位相調整部のリアクタンスを制御する制御工程
を有するデュアルバンド移相器の制御方法。
請求項３に記載のデュアルバンド移相器の制御方法であって、
上記デュアルバンド移相器は、さらに、第１周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較する第１位相比較器と、第２周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較する第２位相比較器とを備えており、
上記第１位相比較器が、第１周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較して、位相誤差を出力する工程と、
上記第２位相比較器が、第２周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較して、位相誤差を出力する工程と、を有し、
上記制御工程は、上記制御器が、上記第１位相比較器の出力と上記第２位相比較器の出力に基づいて、上記各位相調整部のリアクタンスを制御する工程である
ことを特徴とするデュアルバンド移相器の制御方法。
請求項４に記載のデュアルバンド移相器の制御方法であって、
上記反射端子の数は２であり、上記デュアルバンド移相器は二つの上記位相制御回路を備えており、
上記制御工程は、上記制御器が、一方の上記位相制御回路に含まれる第１位相調整部のリアクタンスと他方の上記位相制御回路に含まれる第１位相調整部のリアクタンスとを等しく設定し、一方の上記位相制御回路に含まれる第２位相調整部のリアクタンスと他方の上記位相制御回路に含まれる第２位相調整部のリアクタンスとを等しく設定する工程である
ことを特徴とするデュアルバンド移相器の制御方法。