WO2022180746A1 - 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

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WO2022180746A1
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皓陽 清水
慎也 豊留
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三菱電機株式会社
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    • H02P2201/09—Boost converter, i.e. DC-DC step up converter increasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor

Definitions

  • the present disclosure relates to an electric motor drive device that drives an electric motor in which the connection state of stator windings (hereinafter simply referred to as "windings") is switchable, and a refrigeration cycle application device including the same.
  • windings stator windings
  • Patent Document 1 discloses a motor driving device for driving an electric motor in which the connection state of the windings is switchable. A technique for switching to is disclosed.
  • connection switching is performed to switch the connection state of the windings while the current flowing through the electric motor is set to zero.
  • the connection is switched while boosting the voltage of the converter, current does not flow to the electric motor during connection switching control, so the load on the inverter side is reduced and the bus voltage rises sharply.
  • a sudden rise in the bus voltage stresses the switching elements. If the rate of rise of the bus voltage is high, the switching elements may be damaged. If the bus voltage rises repeatedly and stress accumulates in the switching elements, the reliability of the device deteriorates. Therefore, it is necessary to take measures to suppress the rise in the bus voltage caused by the connection switching of the windings.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a motor drive device capable of suppressing an increase in bus voltage that may occur due to connection switching of windings.
  • the electric motor drive device includes a booster circuit, an inverter, a connection switching device, and a control device.
  • the booster circuit boosts the voltage value of the bus voltage applied to the DC bus.
  • a bus voltage is applied to the inverter, and an AC voltage having a variable frequency and voltage value is applied to the electric motor.
  • the connection switching device switches the connection state of the windings of the electric motor.
  • the control device controls the operations of the booster circuit, the inverter, and the connection switching device, and performs zero-current control to control the inverter so that the current flowing through the electric motor or the connection switching device becomes zero.
  • the control device performs zero current control after stopping the boosting operation of the booster circuit.
  • the electric motor drive device it is possible to suppress an increase in the bus voltage that may occur due to the connection switching of the windings.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle application device according to Embodiment 1.
  • FIG. Schematic wiring diagram showing an electric motor drive device according to Embodiment 1 together with an electric motor Diagram showing the charge path for the smoothing capacitor when the power supply voltage is positive in the booster circuit of FIG. Diagram showing the charge path for the smoothing capacitor when the power supply voltage is negative in the booster circuit of FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a first control device according to Embodiment 1;
  • FIG. A diagram showing an operation example of the power supply voltage phase calculator shown in FIG. A diagram showing a configuration example of the inverter shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing in detail the mode of connection between the connection switching device shown in FIG. 2 and the electric motor;
  • FIG. 3 is a diagram showing a detailed configuration of a switching unit of the connection switching device shown in FIG. 2;
  • 3 is a diagram showing two connection states to be switched in the electric motor shown in FIG. 2;
  • FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a second control device according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a voltage command value calculation unit that realizes zero current control according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram used for explaining considerations when performing zero-current control according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 4 is a diagram showing an example of a control sequence when performing zero-current control in Embodiment 1;
  • Wiring diagram showing in detail the mode of connection between the connection switching device and the electric motor in the second embodiment
  • Wiring diagram showing in detail the mode of connection between the connection switching device and the electric motor in Embodiment 3
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a refrigeration cycle equipment 900 according to Embodiment 1.
  • a refrigerating cycle application device 900 shown in FIG. 1 is an application example of the electric motor drive device according to Embodiment 1 and Embodiments 2 and 3 to be described later.
  • a refrigeration cycle application device 900 includes an electric motor drive device 200 .
  • FIG. 1 exemplifies a separate type air conditioner, but is not limited to the separate type.
  • the refrigerating cycle applied equipment 900 according to Embodiment 1 can be applied to products equipped with a refrigerating cycle, such as air conditioners, refrigerators, freezers, and heat pump water heaters.
  • a compression mechanism 904 for compressing refrigerant and an electric motor 7 for operating the compression mechanism 904 are provided inside the compressor 901 .
  • Electric motor drive device 200 is used to drive electric motor 7 used in compressor 901 .
  • the refrigeration cycle applied equipment 900 can perform heating operation or cooling operation by switching operation of the four-way valve 902 .
  • Compression mechanism 904 is driven by electric motor 7 whose speed is controlled.
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent out through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the refrigerant is pressurized by the compression mechanism 904 and sent through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906, and the four-way valve 902. Return to compression mechanism 904 .
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 reduces the pressure of the refrigerant to expand it.
  • FIG. 2 is a schematic wiring diagram showing the electric motor drive device 200 according to Embodiment 1 together with the electric motor 7.
  • the motor drive device 200 includes a booster circuit 3, a smoothing capacitor 5, a first voltage detector 6, a power supply current detector 4, a second voltage detector 10, a first control device 8, a It includes a second control device 100 , an inverter 80 , a connection switching device 60 , a power supply circuit 50 as a control power source, and a bus line current detection section 40 .
  • the booster circuit 3 includes a reactor 2 , a first leg 31 and a second leg 32 .
  • the first leg 31 and the second leg 32 are connected in parallel with each other.
  • a first upper arm switching element 311 and a first lower arm switching element 312 are connected in series.
  • a second upper arm switching element 321 and a second lower arm switching element 322 are connected in series.
  • One end of the reactor 2 is connected to the AC power supply 1 .
  • the other end of the reactor 2 is connected to a connection point 3 a between the first upper arm switching element 311 and the first lower arm switching element 312 in the first leg 31 .
  • connection point 3 b between the second upper arm switching element 321 and the second lower arm switching element 322 is connected to the other end of the AC power supply 1 .
  • the connection points 3a and 3b form AC terminals.
  • the booster circuit 3 converts the AC voltage output from the AC power supply 1 into a DC voltage and, if necessary, boosts the DC voltage.
  • the voltage output from the AC power supply 1 will be referred to as "power supply voltage”.
  • the power supply voltage may be called "first voltage”.
  • the first and second upper arm switching elements 311 and 321 and the first and second lower arm switching elements 312 and 322 are metal oxide semiconductor field effect transistors (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor: MOSFET) are exemplified, but are not limited to MOSFETs.
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • An insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used instead of the MOSFET.
  • the first upper arm switching element 311 includes a transistor and a diode connected in antiparallel to the transistor. Anti-parallel means that the cathode of the diode is connected to the drain or collector of the transistor and the anode of the diode is connected to the source or emitter of the transistor.
  • a parasitic diode that the MOSFET itself has inside may be used as the diode.
  • a parasitic diode is also called a body diode.
  • Other switching elements are configured in the same manner, and overlapping descriptions are omitted.
  • the smoothing capacitor 5 is connected to the DC bus 12a on the high potential side.
  • the DC bus 12 a is drawn from a connection point 3 c between the first upper arm switching element 311 on the first leg 31 and the second upper arm switching element 321 on the second leg 32 .
  • the other end of the smoothing capacitor 5 is connected to the DC bus 12b on the low potential side.
  • the DC bus 12b is led out from a connection point 3d between the first lower arm switching element 312 on the first leg 31 and the second lower arm switching element 322 on the second leg 32 .
  • the connection points 3c and 3d form DC terminals.
  • the smoothing capacitor 5 is connected to the DC buses 12a and 12b.
  • a boosted voltage output from the booster circuit 3 is applied across the smoothing capacitor 5 .
  • a smoothing capacitor 5 smoothes the output voltage of the booster circuit 3 .
  • the aforementioned bus voltage Vdc is a voltage smoothed by the smoothing capacitor 5 . That is, the booster circuit 3 boosts the voltage value of the bus voltage Vdc applied to the DC buses 12a and 12b.
  • the first voltage detector 6 is connected across the AC power supply 1 .
  • a first voltage detector 6 detects a power supply voltage Vs.
  • the power supply voltage Vs is the absolute value of the instantaneous voltage of the AC power supply 1 .
  • a detected value of the power supply voltage Vs is input to the first control device 8 .
  • the power supply current detector 4 is arranged between the AC power supply 1 and the booster circuit 3 .
  • a power supply current detector 4 detects a power supply current Is flowing between the AC power supply 1 and the booster circuit 3 .
  • a detected value of the power supply current Is is input to the first control device 8 .
  • the second voltage detector 10 is connected across the smoothing capacitor 5 .
  • a second voltage detector 10 detects the bus voltage Vdc.
  • a detected value of the bus voltage Vdc is input to the first controller 8 .
  • the bus current detection unit 40 detects the bus current, that is, the DC current Idc flowing to the input side of the inverter 80 .
  • the bus current detector 40 includes a shunt resistor inserted in the DC bus 12b. A value detected by the bus current detector 40 is input to the second control device 100 .
  • the first control device 8 controls the operation of the booster circuit 3 . Specifically, the first control device 8 drives each switching element of the booster circuit 3 based on the detection values of the first voltage detector 6, the power supply current detector 4, and the second voltage detector 10. Generate a drive pulse for When identifying the drive pulse for driving each switching element of the booster circuit 3, the drive pulse for driving the first lower arm switching element 312 is called the "first drive pulse”. A drive pulse for driving the upper arm switching element 311 may be called a "second drive pulse”. Further, drive pulses for driving the second upper arm switching element 321 and the second lower arm switching element 322 may be collectively called "synchronous drive pulse". The first drive pulse corresponds to Xa, the second drive pulse corresponds to Xb, and the synchronous drive pulses correspond to Ya and Yb.
  • the second control device 100 controls the operations of the inverter 80 and the connection switching device 60 .
  • the second control device 100 For controlling the inverter 80 , the second control device 100 generates and outputs Pulse Width Modulation (PWM) signals Sm 1 to Sm 6 to the inverter 80 .
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the second control device 100 In order to control the connection switching device 60 , the second control device 100 generates a connection selection signal Sc and outputs it to the connection switching device 60 .
  • the first control device 8 and the second control device 100 are implemented by microprocessors.
  • the microprocessor may be a processor or processing device called a CPU (Central Processing Unit), a microcomputer, a microcomputer, or a DSP (Digital Signal Processor). Further, there is no problem even if the first control device 8 and the second control device 100 are configured as one control device.
  • CPU Central Processing Unit
  • microcomputer a microcomputer
  • DSP Digital Signal Processor
  • the electric motor 7 is an electric motor in which the connection state of windings 71, 72, and 73 is switchable.
  • An example of motor 7 is a three-phase permanent magnet motor.
  • the connection switching device 60 also has switches 61 , 62 , and 63 .
  • the ends of the windings 71, 72, 73 are drawn out, and are connected to either star connection (appropriately referred to as “Y connection”) or delta connection (appropriately referred to as “ ⁇ connection”). Switching is possible. This switching is performed by switches 61 , 62 , 63 of the connection switching device 60 . That is, the connection switching device 60 switches the connection state of the windings 71, 72, 73 of the electric motor 7 between the Y connection and the ⁇ connection.
  • the power supply circuit 50 receives the bus voltage Vdc.
  • the power supply circuit 50 steps down the received bus voltage Vdc to generate a control power supply voltage V8, a control power supply voltage V100 and a switching power supply voltage V60.
  • a control power supply voltage V8 is applied to the first controller 8 .
  • a control power supply voltage V100 is applied to the second control device 100 .
  • the switching power supply voltage V60 is applied to the connection switching device 60 .
  • FIG. 3 the basic circuit operation of the electric motor drive device 200 according to Embodiment 1 will be described with reference to FIGS. 3 to 6.
  • FIG. 3 the basic circuit operation of the electric motor drive device 200 according to Embodiment 1 will be described with reference to FIGS. 3 to 6.
  • FIG. 3 is a diagram showing the charging path for the smoothing capacitor 5 when the power supply voltage Vs is positive in the booster circuit 3 of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing charging paths for the smoothing capacitor 5 when the power supply voltage Vs is of negative polarity in the booster circuit 3 of FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a short-circuit path of the power supply voltage Vs via the reactor 2 in the booster circuit 3 of FIG. 2 when the power supply voltage Vs has a positive polarity.
  • FIG. 6 is a diagram showing a short-circuit path of the power supply voltage Vs via the reactor 2 in the booster circuit 3 of FIG. 2 when the power supply voltage Vs has a negative polarity. As shown in FIGS.
  • the polarity of the power supply voltage Vs is defined as positive, and as shown in FIGS.
  • the polarity of the power supply voltage Vs is defined to be negative when the upper terminal in 1 is at a negative potential.
  • a short-circuit path can be formed by the path of the second lower arm switching element 322 and the AC power supply 1 .
  • the first upper arm switching element 311 is turned on when the power supply voltage Vs is of negative polarity, as shown in FIG.
  • a short-circuit path can be formed by the path of the arm switching element 311 , the reactor 2 and the AC power supply 1 .
  • these operation modes are switched and controlled under the control of the first control device 8 . It is possible to switch the power supply current Is and the bus voltage Vdc by switching control of the operation mode.
  • the configuration of the booster circuit 3 shown in FIG. 2 is an example, and a booster circuit having a configuration other than that shown in FIG. 2 may be used as long as it has a boosting function.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of the first control device 8 according to the first embodiment.
  • the first control device 8 includes a power supply current command value control section 20, a power supply current command value calculation section 21, an on-duty control section 22, a power supply voltage phase calculation section 23, an on-duty calculation section 24, It has a first drive pulse generator 25 , a second drive pulse generator 26 and a synchronous drive pulse generator 27 .
  • the power supply current command value control unit 20 calculates the power supply current effective value command value Is_rms * based on the deviation between the bus voltage Vdc detected by the second voltage detector 10 and the preset bus voltage command value Vdc * . to calculate The power supply current effective value command value Is_rms * is calculated by proportional integral (PI) control of the deviation between the bus voltage Vdc and the bus voltage command value Vdc * .
  • PI control is an example, and proportional (P) control or proportional integral differential (PID) control may be adopted instead of PI control.
  • the power supply voltage phase calculator 23 estimates the power supply voltage phase estimation value ⁇ s based on the power supply voltage Vs detected by the first voltage detector 6 .
  • the power supply voltage phase calculator 23 generates a sine value sin ⁇ s of the power supply voltage phase estimate ⁇ s based on the power supply voltage phase estimate ⁇ s.
  • a power supply current command value calculation unit 21 calculates a power supply current instantaneous value command value Is * .
  • the power supply current instantaneous value command value Is * is the sum of the power supply current effective value command value Is_rms * output by the power supply current command value control unit 20 and the power supply voltage phase estimated value ⁇ s output by the power supply voltage phase calculation unit 23 as shown in the figure. It can be obtained by multiplication with the sine value sin ⁇ s.
  • the on-duty control unit 22 calculates the on-duty DTa based on the power supply current instantaneous value command value Is * and the power supply current Is.
  • the on-duty DTa is a calculated duty value referred to when generating the first drive pulse Xa for turning on the first lower arm switching element 312 .
  • the calculation of the on-duty DTa is performed by PI-controlling the deviation between the power supply current effective value command value Is_rms * and the power supply current Is.
  • the control of the on-duty control section 22 may also adopt P control or PID control instead of PI control.
  • the on-duty calculator 24 calculates the on-duty DTb based on the power supply voltage Vs, the bus voltage Vdc, and the on-duty DTa.
  • the on-duty DTb is a duty calculation value referred to when generating the second drive pulse Xb for turning on the first upper arm switching element 311 .
  • the first drive pulse generator 25 generates the first drive pulse Xa by comparing the on-duty DTa with the amplitude of the first triangular wave 25a, which is the carrier wave.
  • the second drive pulse generator 26 generates the second drive pulse Xb by comparing the on-duty DTb and the amplitude of the second triangular wave 26a, which is the carrier wave.
  • the first triangular wave 25a used in the first drive pulse generator 25 and the second triangular wave 26a used in the second drive pulse generator 26 are out of phase by 180°.
  • the synchronous drive pulse generator 27 generates the synchronous drive pulse Ya by comparing the power supply voltage Vs and the amplitude of the third triangular wave 27a, which is the carrier wave. Further, the synchronous drive pulse generator 27 generates the synchronous drive pulse Yb by comparing the power supply voltage Vs and the amplitude of the fourth triangular wave 27b, which is the carrier wave.
  • the third triangular wave 27a used to generate the synchronous driving pulse Ya and the fourth triangular wave 27b used to generate the synchronous driving pulse Yb are out of phase by 180°.
  • FIG. 8 is a diagram showing an operation example of the power supply voltage phase calculator 23 shown in FIG.
  • FIG. 8 shows the waveforms of the power supply voltage Vs, the power supply voltage phase estimation value ⁇ s, and the sine value sin ⁇ s of the power supply voltage phase estimation value ⁇ s in order from the top.
  • FIG. 8 shows waveforms under ideal conditions that do not consider delays due to control or detection processing.
  • the power supply voltage phase estimation value ⁇ s is 360° at the point where the power supply voltage Vs switches from negative to positive.
  • the power supply voltage phase calculator 23 detects the point at which the power supply voltage Vs switches from the negative polarity to the positive polarity, and resets the power supply voltage phase estimation value ⁇ s at this switching point, that is, returns it to 0°.
  • a circuit for detecting the zero crossing of the power supply voltage Vs may be added to FIG. In either case, any method may be used as long as the phase of the power supply voltage Vs can be detected.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of the inverter 80 shown in FIG. As shown in FIG. 9, the inverter 80 has an inverter main circuit 810 and a drive circuit 850. Input terminals of the inverter main circuit 810 are connected to the DC buses 12a and 12b. A bus voltage Vdc is applied to inverter main circuit 810 .
  • the inverter main circuit 810 has switching elements 811 to 816 of six arms. Rectifying elements 821 to 826 for freewheeling are connected in antiparallel to the switching elements 811 to 816, respectively.
  • the drive circuit 850 generates drive signals Sr1 to Sr6 based on the PWM signals Sm1 to Sm6.
  • the switching elements 811 to 816 are controlled to be turned on or off by the drive signals Sr1 to Sr6.
  • an alternating voltage with a variable frequency and voltage value is generated and applied to the electric motor 7 . That is, the inverter 80 drives the electric motor 7 by applying an AC voltage with a variable frequency and voltage value to the electric motor 7 based on the PWM signals Sm1 to Sm6 output from the second control device 100 .
  • PWM signals Sm1-Sm6 are of logic circuit signal level magnitudes (0-5V), while drive signals Sr1-Sr6 are of voltage levels necessary to control switching elements 811-816, for example It is a signal having a magnitude of +15V to -15V. Further, while the PWM signals Sm1 to Sm6 use the ground potential of the second control device 100 as a reference potential, the driving signals Sr1 to Sr6 are applied to the emitter terminal, which is the negative terminal of the corresponding switching element. is used as the reference potential.
  • FIG. 9 exemplifies the case where the switching elements 811 to 816 are IGBTs, the present invention is not limited to this. Any element may be used as long as it can perform a switching operation.
  • the switching elements 811 to 816 are MOSFETs, the rectifying elements 821 to 826 for circulating current do not have to be provided because they have parasitic diodes due to their structure.
  • the switching elements 811 to 816 and the rectifying elements 821 to 826 are generally semiconductor elements made of a silicon-based material, but are not limited to this.
  • Switching elements 811 to 816 and rectifying elements 821 to 826 may be switching elements made of a wide band gap (WBG) semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, or diamond.
  • WBG wide band gap
  • FIG. 10 is a wiring diagram showing in detail the connection mode between the connection switching device 60 and the electric motor 7 shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing the detailed configuration of the switches 61, 62, 63 of the connection switching device 60 shown in FIG.
  • the first ends 71a, 72a, 73a of the windings 71, 72, 73 of the three phases consisting of U-phase, V-phase, and W-phase of the electric motor 7 are connected to external terminals 71c, 72c, 73c, respectively. It is connected to the.
  • the second ends 71b, 72b, 73b of the U-phase, V-phase, and W-phase windings 71, 72, and 73 are connected to external terminals 71d, 72d, and 73d, respectively.
  • the external terminals 71c, 72c, 73c, 71d, 72d, and 73d are terminals that can be connected to the outside of the electric motor 7 .
  • U-phase, V-phase and W-phase output lines 831, 832 and 833 of the inverter 80 are connected to the external terminals 71c, 72c and 73c.
  • the connection switching device 60 has switches 61 , 62 and 63 .
  • Currents flowing through the windings 71, 72 and 73 flow through the switches 61, 62 and 63, respectively.
  • the switches 61, 62, 63 switch paths of currents flowing through the windings 71, 72, 73, respectively.
  • electromagnetic contactors whose contacts are electromagnetically opened and closed are used. Such electromagnetic contactors include those called relays, contactors, and the like.
  • the switches 61, 62, 63 are configured as shown in FIG. 11, for example. In FIG. 11, the contacts of the switches 61, 62, 63 are configured to be in different connection states depending on whether the current is flowing through the exciting coils 611, 621, 631 or not. ing.
  • the excitation coils 611, 621, 631 are connected via the semiconductor switch 604 to receive the switching power supply voltage V60.
  • the opening/closing of the semiconductor switch 604 is controlled by the connection selection signal Sc output from the second control device 100 .
  • the semiconductor switch 604 is turned off, and when the connection selection signal Sc has a second value, the semiconductor switch 604 is turned on.
  • the first value is, for example, a logical "Low" value
  • the second value is, for example, a logical "High" value.
  • connection selection signal Sc When the connection selection signal Sc is output from a circuit having a sufficient current capacity, the current according to the connection selection signal Sc may be configured to flow directly from the circuit to the exciting coils 611, 621, and 631. good. In that case, the semiconductor switch 604 becomes unnecessary.
  • the semiconductor switch 604 is generally formed using a semiconductor element made of a silicon-based material, but is not limited to this.
  • a semiconductor element formed of a WBG semiconductor may be used for the semiconductor switch 604 .
  • a switching element formed of a WBG semiconductor By using a switching element formed of a WBG semiconductor, a device with lower loss can be constructed.
  • the common contact 61c of the switch 61 is connected to the external terminal 71d via the lead wire 61e, the normally closed contact 61b is connected to the neutral node 64, and the normally open contact 61a is connected to the inverter 80. is connected to the V-phase output line 832 of .
  • the common contact 62c of the switch 62 is connected to the external terminal 72d through a lead wire 62e, the normally closed contact 62b is connected to the neutral node 64, and the normally open contact 62a is the W-phase output of the inverter 80. It is connected to line 833 .
  • the common contact 63c of the switch 63 is connected to the external terminal 73d through a lead wire 63e, the normally closed contact 63b is connected to the neutral node 64, and the normally open contact 63a is the U-phase output of the inverter 80. It is connected to line 831 .
  • FIG. 12 is a diagram showing two connection states switched in the electric motor 7 shown in FIG.
  • FIG. 12(a) shows the connection state when three windings are Y-connected
  • FIG. 12(b) shows the connection state when three windings are ⁇ -connected.
  • V ⁇ V Y / ⁇ 3 (1)
  • the Y connection and the ⁇ connection are:
  • the electric power supplied to the electric motor 7 becomes equal to each other. That is, when the electric powers supplied to the electric motors 7 are equal to each other, the ⁇ connection requires a larger current for driving, and conversely, a lower voltage for driving.
  • connection state when the load is low, the Y-connection is used for low-speed operation, and when the load is high, the ⁇ -connection is used for high-speed operation. By doing so, it is possible to improve the efficiency at low load and increase the output at high load.
  • the electric motor 7 for driving the compressor in the air conditioner a synchronous motor using a permanent magnet for the rotor is widely used in order to meet the demand for energy saving.
  • the electric motor 7 is rotated at high speed to quickly approach the set temperature. to maintain room temperature. In the case of such an operation pattern, the ratio of time occupied by driving at low speed becomes large.
  • connection state is set to ⁇ connection.
  • the voltage value required for driving can be reduced to 1/ ⁇ 3 compared to the Y connection. This eliminates the need to reduce the number of winding turns and the need to use flux weakening control.
  • the connection state is Y connection.
  • the current value required for driving can be reduced to 1/ ⁇ 3 compared to the ⁇ connection.
  • the windings in the Y-connected state can be designed so as to be suitable for low-speed driving. This makes it possible to reduce the current value compared to the case where the Y-connection is used over the entire speed range. Thereby, the loss of the inverter 80 can be reduced, and the efficiency of the device can be improved.
  • connection switching device 60 is provided to enable such switching.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example of the second control device 100 according to the first embodiment.
  • the second control device 100 has an operation control section 102 and an inverter control section 110 .
  • the operation control unit 102 receives command information Qe from the outside, and generates a stop signal St, a connection selection signal Sc, and a frequency command value ⁇ e * based on the command information Qe .
  • the stop signal St is a signal for stopping the operation of the inverter 80 .
  • the connection selection signal Sc is a signal for selecting the connection state of the windings 71, 72, 73 described above.
  • the second control device 100 controls an air conditioner as the refrigeration cycle applied equipment 900, it controls the operation of each part of the air conditioner based on the command information Qe .
  • the command information Qe includes, for example, a temperature detected by a temperature sensor (not shown), information indicating a set temperature instructed by a remote controller (not shown), operation mode selection information, operation start and operation end instruction information, and the like. is.
  • the operation mode selection information includes, for example, heating, cooling, dehumidification, and, in the case of the electric motor 7 in the first embodiment, selection information by the connection selection signal Sc.
  • the operation control unit 102 may be outside the second control device 100 . That is, the second control device 100 may be configured to acquire the frequency command value ⁇ e * from the outside.
  • the change in the frequency command value ⁇ e * and the behavior of the air conditioner when the ⁇ connection and the Y connection are selected in this order by the connection selection signal Sc will be described.
  • the ⁇ connection is selected at startup, and a frequency command value ⁇ e * that gradually increases to the frequency corresponding to the first target rotation speed after startup is generated.
  • the frequency command value ⁇ e * reaches the frequency corresponding to the first target rotation speed, that state is maintained until the room temperature approaches the set temperature.
  • the electric motor 7 is temporarily stopped and switched to the Y connection.
  • a frequency command value ⁇ e * is generated that restarts after switching to the Y connection and gradually increases to a frequency corresponding to a second target rotation speed that is lower than the first target rotation speed. After the frequency command value ⁇ e * reaches the frequency corresponding to the second target rotation speed, control is performed to keep the room temperature close to the set temperature.
  • the inverter control unit 110 includes a current restoration unit 111, a three-phase to two-phase conversion unit 112, an excitation current command value generation unit 113, a voltage command value calculation unit 115, an electrical angle phase calculation unit 116, a two-phase It has a phase-to-three phase converter 117 and a PWM signal generator 118 .
  • a current restoration unit 111 restores the phase currents i u , iv , and i w flowing through the electric motor 7 based on the DC current Idc detected by the bus current detection unit 40 .
  • Current restorer 111 samples DC current Idc detected by bus current detector 40 at timing determined based on PWM signals Sm1 to Sm6 generated by PWM signal generator 118 . Thereby, the phase currents i u , iv , and i w can be restored from the DC current I dc .
  • the three-phase to two-phase conversion unit 112 converts the phase currents i u , iv , and i w restored by the current restoration unit 111 into excitation current ⁇ -axis current i ⁇ and ⁇ -axis current i ⁇ which is the torque current, that is, the current value of the ⁇ - ⁇ axis.
  • the excitation current command value generator 113 obtains the ⁇ -axis current command value i ⁇ * that provides the highest efficiency for driving the electric motor 7 .
  • the ⁇ -axis current command value i ⁇ * that provides the highest efficiency is obtained when the output torque T m has a current phase ⁇ m that is equal to or greater than a specified value or maximizes, that is, the current value is equal to or less than the specified value or is the minimum value.
  • the ⁇ -axis current command value i ⁇ * is obtained based on the ⁇ -axis current i ⁇ which is the torque current component .
  • a current command value i ⁇ * may be obtained.
  • the voltage command value calculation unit 115 calculates the frequency command value ⁇ e * obtained from the operation control unit 102, the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ obtained from the three-phase to two-phase conversion unit 112, and the excitation current command value.
  • a ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and a ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * are generated based on the ⁇ -axis current command value i ⁇ * obtained from the generation unit 113 .
  • the voltage command value calculation unit 115 calculates the frequency estimated value Estimate ⁇ est . A detailed operation of voltage command value calculation unit 115 will be described later.
  • the electrical angle phase calculation unit 116 calculates the electrical angle phase ⁇ e by integrating the frequency estimation value ⁇ est acquired from the voltage command value calculation unit 115 .
  • the two-to-three-phase conversion unit 117 converts the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * acquired from the voltage command value calculation unit 115, that is, the voltage command value in the two-phase coordinate system, into the electrical angle phase Using the electrical angle phase ⁇ e acquired from the calculation unit 116, the three-phase voltage command values V u * , V v * , V w * , which are the output voltage command values in the three-phase coordinate system, are converted.
  • PWM signal generation unit 118 generates three-phase voltage command values V u * , V v * , V w * obtained from two-to-three phase conversion unit 117, bus voltage Vdc detected by second voltage detector 10, and to generate PWM signals Sm1 to Sm6.
  • the PWM signal generator 118 can also stop the electric motor 7 by not outputting the PWM signals Sm1 to Sm6.
  • the generated stop signal St is given to the PWM signal generation unit 118 .
  • the PWM signal generator 118 stops outputting the PWM signals Sm1 to Sm6.
  • the switching elements 811 to 816 of the inverter main circuit 810 stop their switching operations.
  • the phase currents i u , iv , and i w are restored from the DC current Idc on the input side of the inverter 80 .
  • the current detector may be configured to detect the phase current.
  • the current detected by the current detector may be used instead of the current restored by the current restorer 111 .
  • connection switching device 60 In order to avoid such a failure, there is a control method in which the power supply from the inverter 80 to the electric motor 7 is stopped before the connection switching device 60 is operated to set the rotation speed of the electric motor 7 to zero.
  • the connection state can be switched without causing arc discharge between the contacts of the switches 61 , 62 , 63 .
  • the rotational speed of the electric motor 7 is reduced to zero, it may become difficult to restart the electric motor 7.
  • the load of the electric motor 7 is the compressor 901
  • the state where the rotation speed is zero means that the refrigerant is not stable.
  • the torque required for restarting increases, so the required current also increases, and in the worst case, restarting may not be possible. Therefore, the electric motor 7 must not be operated immediately, and must be restarted after the passage of time until the state of the refrigerant has sufficiently stabilized. If this is done, the refrigerant cannot be pressurized by the compressor 901, and the room temperature may rise or fall due to a decrease in the air-conditioning capacity, and the room temperature may not be kept constant.
  • the electric current flowing through the electric motor 7 or the connection switching device 60 during operation of the electric motor 7 is controlled to be zero.
  • this control method is called "zero current control.”
  • zero-current control By operating the connection switching device 60 using zero-current control, arc discharge that may occur between the contacts of the switches 61, 62, and 63 can be suppressed.
  • the connection state of the electric motor 7 can be switched without reducing the rotation speed of the electric motor 7 to zero, that is, without stopping the electric motor 7 .
  • zero-current control there is no need to stop the electric motor 7 before and after switching the connection state, so there is no need for waiting time for stabilizing the refrigerant in the compressor 901 .
  • the current flowing through the electric motor 7 or the connection switching device 60 does not have to be completely zero, as long as the current is regarded as zero.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration example of voltage command value calculation section 115 that implements zero current control in the first embodiment.
  • 15A and 15B are diagrams used for explaining considerations when performing zero-current control in Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 15 shows the relationship between the modulation factor given to the inverter 80 and the inverter output voltage, which is the output voltage of the inverter 80.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of a control sequence when performing zero current control according to Embodiment 1.
  • FIG. 16 shows, from the top, the current of the connection switching device 60, the connection selection signal Sc, the bus voltage command value Vdc * , the frequency command value ⁇ * , and the waveforms of the boosting operation of the booster circuit 3.
  • FIG. 16 shows, from the top, the current of the connection switching device 60, the connection selection signal Sc, the bus voltage command value Vdc * , the frequency command value ⁇ * , and the waveforms of the boosting operation of the booster circuit 3.
  • the voltage command value calculation unit 115 includes subtractors 1151, 1157, 1158, a frequency controller 1152, current controllers 1154, 1156, switching units 1153, 1155, and a frequency estimation unit 1159.
  • the frequency estimator 1159 calculates the frequency of the electric motor 7 based on the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * . Estimate to produce a frequency estimate ⁇ est .
  • Subtractor 1151 obtains a difference value of frequency estimated value ⁇ est generated by frequency estimating section 1159 with respect to frequency command value ⁇ * .
  • the difference value is the value of " ⁇ * - ⁇ est ".
  • the frequency controller 1152 performs, for example, a PI control operation on the difference value obtained by the subtractor 1151 to obtain a ⁇ -axis current command value i ⁇ * that reduces the difference value. By generating such a ⁇ -axis current command value i ⁇ * , control is performed to match the frequency estimated value ⁇ est with the frequency command value ⁇ * .
  • the switching unit 1153 selects either the ⁇ -axis current command value i ⁇ * or the value 0, and outputs the selected command value to the subtractor 1157 as the ⁇ -axis current command value i ⁇ ** .
  • the switching unit 1155 selects either the ⁇ -axis current command value i ⁇ * or the value 0, and outputs the selected command value to the subtractor 1158 as the ⁇ -axis current command value i ⁇ ** . That is, the switching unit 1153 switches and outputs either the ⁇ -axis current command value i ⁇ * or the value 0, and the switching unit 1155 outputs either the ⁇ -axis current command value i ⁇ * or the value 0. Either one is switched and output.
  • a subtractor 1157 obtains a difference value of the output of the switching unit 1153 with respect to the ⁇ -axis current i ⁇ and outputs the difference value to the current controller 1154 .
  • Subtractor 1158 obtains a difference value of the output of switching section 1155 with respect to ⁇ -axis current i ⁇ and outputs the difference value to current controller 1156 .
  • the current controller 1154 performs, for example, a PI control operation on the difference value obtained by the subtractor 1157 to obtain the ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * that reduces the difference value.
  • the current controller 1156 performs, for example, a PI control operation on the difference value obtained by the subtractor 1158 to obtain a ⁇ -axis voltage command value V ⁇ * that reduces the difference value.
  • the ⁇ -axis current i ⁇ * is selected as the ⁇ -axis current command value i ⁇ ** in the switching unit 1153
  • the ⁇ -axis current i ⁇ is controlled to match the ⁇ -axis current command value i ⁇ * . done.
  • the value 0 is selected as the ⁇ -axis current command value i ⁇ **
  • control is performed to make the ⁇ -axis current i ⁇ zero.
  • the ⁇ -axis current command value i ⁇ * is selected as the ⁇ -axis current command value i ⁇ ** in the switching unit 1155
  • the ⁇ -axis current i ⁇ is matched with the ⁇ -axis current command value i ⁇ * .
  • control is performed.
  • the value 0 is selected as the ⁇ -axis current command value i ⁇ **
  • control is performed to make the ⁇ -axis current i ⁇ zero.
  • the switching unit 1153 is operated to select the value 0 as the ⁇ -axis current command value I ⁇ ** , and the switching unit 1155 selects the value 0 as the ⁇ -axis current command value I ⁇ ** .
  • Such operation is an example of a technique for realizing zero current control in the first embodiment.
  • a method of stopping the output of the PWM signals Sm1 to Sm6 is also conceivable. If the output of the inverter 80 is stopped while a large current is flowing through the windings 71, 72, 73 of the electric motor 7, there is concern that regenerated power or surge voltage may occur. For this reason, it is conceivable to switch the connection state of the windings 71, 72, 73 by turning off all the outputs of the PWM signals Sm1 to Sm6 after performing the above zero current control. When the PWM signals Sm1 to Sm6 are turned off, as in the zero current control shown in FIG. 14, no current flows if the following equation (7) is satisfied. In addition, about zero current control, although another method is also considered, description here is omitted.
  • ⁇ represents the speed deviation
  • Tm the output torque
  • Tl the load torque
  • Jm the moment of inertia
  • the second control device 100 performs zero current control after stopping the boosting operation of the booster circuit 3.
  • FIG. A more specific operation will be described with reference to FIG.
  • the booster circuit 3 boosts the bus voltage Vdc before switching the connection state.
  • the frequency command value ⁇ * is increased.
  • the boosting operation of the booster circuit 3 is stopped, and then zero current control is performed. Switch the connection state during zero current control, and decrease the frequency command value ⁇ * when the switching is completed.
  • the boosting operation by the boosting circuit 3 may be performed as necessary.
  • FIG. 16 shows an example in which the boosting operation is performed after the connection switching control is finished. Note that FIG. 16 is an example, and control may be performed in a sequence other than that shown in FIG. However, when performing zero-current control at a higher speed, it is necessary to increase the bus voltage Vdc and drive the electric motor 7 in the non-voltage saturation region.
  • the output of the first and second drive pulses Xa, Xb and the synchronous drive pulses Ya, Yb for controlling the operation of the booster circuit 3 should be stopped.
  • this method is only an example, and any control method may be used as long as it can stop the boosting operation of the booster circuit 3 .
  • the frequency command value ⁇ * is determined so as to provide a rotation speed that does not cause the motor 7 to step out.
  • the output voltage of the booster circuit 3, that is, the bus voltage Vdc is determined according to the frequency command value ⁇ * .
  • V d (R a +L d ⁇ p)i d - ⁇ L q i q (4)
  • V q (R a + L q ⁇ p) i q + ⁇ Ldid + ⁇ a (5)
  • V d and V q represent the dq-axis components of the armature voltage
  • i d and i q represent the dq-axis components of the armature current
  • L d and L q represent the dq represents the inductance of the shaft
  • Ra represents the armature winding resistance
  • ⁇ a represents the armature flux linkage of the permanent magnet in the dq coordinate system
  • p represents the differential operator.
  • the value of the armature interlinkage magnetic flux ⁇ a changes depending on the connection state. Therefore, it is necessary to satisfy the above equation (7) both before and after the connection switching. Therefore, it is necessary to set the armature interlinkage magnetic flux ⁇ a to a constant that has a larger armature interlinkage magnetic flux ⁇ a before and after connection switching.
  • armature interlinkage magnetic flux ⁇ a when switching from ⁇ -connection to Y-connection, armature interlinkage magnetic flux ⁇ a is ⁇ 3 times larger in Y-connection than in ⁇ -connection, so parameters for Y-connection are used for armature interlinkage magnetic flux ⁇ a.
  • bus voltage Vdc when switching from ⁇ connection to Y connection, if armature interlinkage magnetic flux ⁇ a is a parameter for ⁇ connection and bus voltage Vdc is set according to the above equation (7), the voltage saturation region is entered during Y connection, and zero A case is assumed in which current control cannot be performed. In this case, since the induced voltage of the electric motor 7 may exceed the bus voltage Vdc, the bus voltage Vdc is boosted so as to satisfy the above equation (7).
  • the electric motor drive device includes a booster circuit, an inverter, a connection switching device that switches the connection state of the windings of the motor, and controls the operations of the booster circuit, the inverter, and the connection switching device.
  • a control device is provided.
  • the control device performs zero-current control to control the inverter so that the current flowing through the electric motor or the connection switching device becomes zero. Further, when switching the connection state by operating the connection switching device, the control device performs zero current control after stopping the boosting operation of the booster circuit.
  • connection switching device can be configured with less expensive components to achieve the desired durability, thereby suppressing an increase in the manufacturing cost of the device.
  • the electric motor drive device if the electric motor is a permanent magnet electric motor, it is desirable that the relationship of the above equation (7) is satisfied when switching the connection state of the windings.
  • the relationship of the above formula (7) it is possible to reduce the extent of reduction in speed when performing zero-current control. As a result, the motor can be prevented from stepping out even when the zero-current control period is long.
  • ⁇ a used in the above equation (7) includes the armature interlinkage magnetic flux ⁇ a before switching the connection state and the armature interlinkage magnetic flux ⁇ a after switching the connection state. It is desirable to use the larger value of ⁇ a. By using the larger value, it is possible to prevent any of the connection states before and after the connection state switching from entering the voltage saturation region. Thereby, zero current control can be reliably implemented.
  • the control device controls the output voltage of the booster circuit according to the rotation speed of the electric motor when switching the connection state. Thereby, zero-current control can be efficiently performed.
  • FIG. 17 is a wiring diagram showing in detail the manner of connection between the connection switching device 60 and the electric motor 7 according to the second embodiment.
  • changeover switches are used as each of the switches 61 , 62 , 63 of the connection switching device 60 .
  • each switch may be configured by a combination of a normally closed switch and a normally open switch, and FIG. 17 shows an example of the configuration.
  • a combination of a normally closed switch 615 and a normally open switch 616 is used in place of the switch of the switch 61.
  • a combination of a normally closed switch 625 and a normally open switch 626 is used.
  • a combination of a normally closed switch 635 and a normally open switch 636 is used.
  • normally closed switches 615, 625, 635 are closed and normally open switches 616, 626, 636 are open, the electric motor 7 is Y-connected. Contrary to the illustration, when the normally closed switches 615, 625, 635 are open and the normally open switches 616, 626, 636 are closed, the electric motor 7 is delta connected.
  • an electromagnetic contactor can be used as each switch.
  • An electromagnetic contactor is preferable because it has a small conduction loss when it is turned on.
  • the normally closed switches 615, 625, 635 and the normally open switches 616, 626, 636 shown in FIG. 17 may use switching elements made of WBG semiconductors.
  • a semiconductor switch made of a WBG semiconductor may also be used.
  • a semiconductor switch formed of a WBG semiconductor has a low on-resistance, and therefore has the effect of low loss and little element heat generation. By using a semiconductor switch made of a WBG semiconductor, switching operation can be performed quickly.
  • connection switching device 60 configured by a semiconductor switch
  • the connection is switched during execution of the zero-current control
  • a large current change can be obtained. It is possible to perform connection switching without causing a problem. As a result, it is possible to suppress a sudden change in the rotation speed of the electric motor 7 at the time of connection switching, and to switch the connection state while suppressing noise or vibration.
  • it is possible to suppress abrupt changes in the rotation speed of the electric motor 7 at the time of connection switching it is possible to suppress thermal destruction caused by heat generation of the semiconductor switches.
  • Embodiment 3 the zero-current control in Embodiment 1 is applied to the electric motor 7 in which the connection state of the windings can be switched between Y-connection and ⁇ -connection.
  • the electric motor may have a different connection mode in which the wire connection state is different.
  • the motor may have two or more winding portions as windings for each phase, and may be switchable between parallel connection and series connection. In this case, both ends of each of the two or more winding portions that constitute the winding of each phase should be pulled out of the electric motor, and the connection of each of the two or more winding portions that are pulled out should be switched. .
  • a specific configuration example and the operation in the configuration example will be described below.
  • FIG. 18 is a wiring diagram showing in detail the connection mode between the connection switching device 60 and the electric motor 7A in the third embodiment.
  • the winding of each phase is composed of two winding portions, and both ends of each winding portion are connectable to the outside of the electric motor 7, and the connection switching is performed.
  • a configuration for switching the connection state in the device 60 is shown.
  • the U-phase winding 71 is composed of two winding portions 711 and 712
  • the V-phase winding 72 is composed of two winding portions 721 and 722
  • the W-phase winding 73 is composed of It consists of two winding parts 731,732.
  • First ends of the winding portions 711, 721, 731 are connected to output lines 831, 832, 833 of the inverter 80 via external terminals 71c, 72c, 73c.
  • the second ends of the winding portions 711, 721, 731 are connected to common contacts of the changeover switches 617, 627, 637 via external terminals 71g, 72g, 73g.
  • the first ends of the winding portions 712, 722, 732 are connected to common contacts of the changeover switches 618, 628, 638 via external terminals 71h, 72h, 73h.
  • the second ends of winding portions 712, 722, 732 are connected to neutral node 64 via external terminals 71d, 72d, 73d.
  • the normally closed contacts of the changeover switches 617, 627, 637 are connected to the normally closed contacts of the changeover switches 618, 628, 638.
  • the normally open contacts of changeover switches 617 , 627 , 637 are connected to neutral node 64 .
  • Normally open contacts of changeover switches 618 , 628 , 638 are connected to output lines 831 , 832 , 833 of inverter 80 .
  • the connection switching device 60 is composed of the switches 617 , 627 , 637 , 618 , 628 , and 638 .
  • connection switching device 60 Even when such a connection switching device 60 is used, the connection switching device 60 can be protected in the same manner as shown in the first and second embodiments.
  • the electric motor 7A is connected in series when the switches 617, 627, 637, 618, 628, and 638 are switched to the normally closed contact side as shown.
  • the electric motor 7A is in a parallel connection state.
  • a combination of a normally closed switch and a normally open switch can be used in place of the selector switch.
  • the present invention is not limited to these examples.
  • the content of the present disclosure can be applied to any configuration as long as the connection state of the windings of the electric motor can be switched, and switching the connection state switches the back electromotive force.

Landscapes

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Abstract

電動機駆動装置（２００）は、昇圧回路（３）、インバータ（８０）、結線切替装置（６０）及び第一及び第二の制御装置（８，１００）を備える。昇圧回路（３）は、直流母線（１２ａ，１２ｂ）に印加する母線電圧の電圧値を昇圧する。インバータ（８０）は、母線電圧が印加され、電動機（７）に周波数及び電圧値が可変の交流電圧を印加する。結線切替装置（６０）は、電動機（７）の巻線（７１，７２，７３）の結線状態を切り替える。第二の制御装置（１００）は、電動機（７）又は結線切替装置（６０）に流れる電流が零となるようにインバータ（８０）を制御する零電流制御を行う。第二の制御装置（１００）は、結線切替装置（６０）を動作させて結線状態の切り替えを行う際には、第一の制御装置（８）によって昇圧回路（３）の昇圧動作が停止された後に零電流制御を行う。

Description

電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
　本開示は、固定子巻線（以下、単に「巻線」と呼ぶ）の結線状態が切り替え可能に構成された電動機を駆動する電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。
　下記特許文献１には、巻線の結線状態が切り替え可能に構成された電動機を駆動する電動機駆動装置において、電動機の回転中に、巻線の結線状態をスター結線とデルタ結線との間で相互に切り替える技術が開示されている。
国際公開第２０２０／０２１６８１号
　特許文献１に記載された技術では、巻線の結線状態を切り替えるためのリレーの信頼性の観点から、電動機に流れる電流を零とした状態で、巻線の結線状態を切り替える結線切替を行っている。一方、コンバータの昇圧を行いながら結線切替を行った場合、結線切替制御中は電動機側に電流を流さないため、インバータ側の負荷が小さくなり、母線電圧が急激に上昇する。母線電圧の急激な上昇は、スイッチング素子にストレスを与える。母線電圧の上昇率が高い場合、スイッチング素子が損傷するおそれもある。母線電圧の急激な上昇が繰り返され、スイッチング素子へのストレスが蓄積すると、装置の信頼性の低下につながる。このため、巻線の結線切替に起因する母線電圧の上昇を抑制する対策が必要になる。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、巻線の結線切替に起因して生じ得る母線電圧の上昇を抑制可能な電動機駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電動機駆動装置は、昇圧回路と、インバータと、結線切替装置と、制御装置とを備える。昇圧回路は、直流母線に印加する母線電圧の電圧値を昇圧する。インバータは、母線電圧が印加され、電動機に周波数及び電圧値が可変の交流電圧を印加する。結線切替装置は、電動機の巻線の結線状態を切り替える。制御装置は、昇圧回路、インバータ及び結線切替装置の動作を制御すると共に、電動機又は結線切替装置に流れる電流が零となるようにインバータを制御する零電流制御を行う。制御装置は、結線切替装置を動作させて結線状態の切り替えを行う際には、昇圧回路の昇圧動作を停止した後に零電流制御を行う。
　本開示に係る電動機駆動装置によれば、巻線の結線切替に起因して生じ得る母線電圧の上昇を抑制できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図 実施の形態１に係る電動機駆動装置を電動機と共に示す概略配線図 電源電圧が正極性のときの平滑コンデンサに対する充電経路を図２の昇圧回路に示した図 電源電圧が負極性のときの平滑コンデンサに対する充電経路を図２の昇圧回路に示した図 電源電圧が正極性のときのリアクタを介した電源電圧の短絡経路を図２の昇圧回路に示した図 電源電圧が負極性のときのリアクタを介した電源電圧の短絡経路を図２の昇圧回路に示した図 実施の形態１に係る第一の制御装置の構成例を示すブロック図 図７に示す電源電圧位相演算部の動作例を示す図 図２に示すインバータの構成例を示す図 図２に示される結線切替装置と電動機との間の接続態様を詳細に示す図 図２に示される結線切替装置の切替器の詳細構成を示す図 図２に示される電動機において切り替えられる２つの結線状態を示す図 実施の形態１に係る第二の制御装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１における零電流制御を実現する電圧指令値演算部の構成例を示す図 実施の形態１における零電流制御を実施するときの着意事項の説明に用いる図 実施の形態１における零電流制御を実施するときの制御シーケンスの例を示す図 実施の形態２における結線切替装置と電動機との間の接続態様を詳細に示す配線図 実施の形態３における結線切替装置と電動機との間の接続態様を詳細に示す配線図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル適用機器について説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。図１に示す冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１、及び後述する実施の形態２，３に係る電動機駆動装置の応用例である。冷凍サイクル適用機器９００は、電動機駆動装置２００を備える。なお、図１では、セパレート形の空気調和機を例示しているが、セパレート形には限定されない。また、実施の形態１に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。
　図１に示す冷凍サイクル適用機器９００においては、圧縮機９０１と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
　圧縮機９０１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させる電動機７とが設けられている。電動機駆動装置２００は、圧縮機９０１に用いられる電動機７を駆動するために用いられる。
　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御される電動機７によって駆動される。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　図２は、実施の形態１に係る電動機駆動装置２００を電動機７と共に示す概略配線図である。電動機駆動装置２００は、昇圧回路３と、平滑コンデンサ５と、第一の電圧検出器６と、電源電流検出器４と、第二の電圧検出器１０と、第一の制御装置８と、第二の制御装置１００と、インバータ８０と、結線切替装置６０と、制御電源である電源回路５０と、母線電流検出部４０とを備えている。
　昇圧回路３は、リアクタ２と、第一のレグ３１と、第二のレグ３２とを備える。第一のレグ３１及び第二のレグ３２は、互いに並列に接続されている。第一のレグ３１では、第一の上アームスイッチング素子３１１と第一の下アームスイッチング素子３１２とが直列に接続されている。第二のレグ３２では、第二の上アームスイッチング素子３２１と第二の下アームスイッチング素子３２２とが直列に接続されている。リアクタ２の一端は、交流電源１に接続される。リアクタ２の他端は、第一のレグ３１における第一の上アームスイッチング素子３１１と第一の下アームスイッチング素子３１２との接続点３ａに接続されている。第二の上アームスイッチング素子３２１と第二の下アームスイッチング素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。昇圧回路３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を成す。昇圧回路３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換しつつ、要すれば当該直流電圧を昇圧する。以下、交流電源１から出力される電圧を「電源電圧」と呼ぶ。なお、電源電圧を「第一電圧」と呼ぶ場合がある。
　なお、図２では、第一及び第二の上アームスイッチング素子３１１，３２１と、第一及び第二の下アームスイッチング素子３１２，３２２が金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）を例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴに代えて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。
　第一の上アームスイッチング素子３１１は、トランジスタと、トランジスタに逆並列に接続されるダイオードとを含む。逆並列とは、トランジスタのドレイン又はコレクタにダイオードのカソードが接続され、トランジスタのソース又はエミッタにダイオードのアノードが接続されていることを意味する。第一の上アームスイッチング素子３１１がＭＯＳＦＥＴである場合、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。他のスイッチング素子も同様に構成され、重複する説明は割愛する。
　平滑コンデンサ５の一端は、高電位側の直流母線１２ａに接続されている。直流母線１２ａは、第一のレグ３１における第一の上アームスイッチング素子３１１と、第二のレグ３２における第二の上アームスイッチング素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。平滑コンデンサ５の他端は、低電位側の直流母線１２ｂに接続されている。直流母線１２ｂは、第一のレグ３１における第一の下アームスイッチング素子３１２と、第二のレグ３２における第二の下アームスイッチング素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。昇圧回路３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を成す。
　前述したように、平滑コンデンサ５は直流母線１２ａ，１２ｂに接続されている。昇圧回路３から出力される昇圧電圧は、平滑コンデンサ５の両端に印加される。平滑コンデンサ５は、昇圧回路３の出力電圧を平滑する。前述した母線電圧Ｖｄｃは、平滑コンデンサ５で平滑された電圧である。即ち、昇圧回路３は、直流母線１２ａ，１２ｂに印加する母線電圧Ｖｄｃの電圧値を昇圧する。
　第一の電圧検出器６は、交流電源１の両端に接続される。第一の電圧検出器６は、電源電圧Ｖｓを検出する。電源電圧Ｖｓは、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。電源電圧Ｖｓの検出値は、第一の制御装置８に入力される。
　電源電流検出器４は、交流電源１と昇圧回路３との間に配置されている。電源電流検出器４は、交流電源１と昇圧回路３との間に流れる電源電流Ｉｓを検出する。電源電流Ｉｓの検出値は、第一の制御装置８に入力される。
　第二の電圧検出器１０は、平滑コンデンサ５の両端に接続される。第二の電圧検出器１０は、母線電圧Ｖｄｃを検出する。母線電圧Ｖｄｃの検出値は、第一の制御装置８に入力される。
　母線電流検出部４０は、母線電流、即ちインバータ８０の入力側に流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。母線電流検出部４０は、直流母線１２ｂに挿入されたシャント抵抗を含んでいる。母線電流検出部４０の検出値は、第二の制御装置１００に入力される。
　第一の制御装置８は、昇圧回路３の動作を制御する。具体的に、第一の制御装置８は、第一の電圧検出器６、電源電流検出器４、及び第二の電圧検出器１０の検出値を基に、昇圧回路３の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスを生成する。なお、昇圧回路３の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスを識別する際に、第一の下アームスイッチング素子３１２を駆動するための駆動パルスを「第一駆動パルス」と呼び、第一の上アームスイッチング素子３１１を駆動するための駆動パルスを「第二駆動パルス」と呼ぶ場合がある。また、第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２を駆動するための駆動パルスを総称して「同期駆動パルス」と呼ぶ場合がある。第一駆動パルスは図示のＸａに対応し、第二駆動パルスは図示のＸｂに対応し、同期駆動パルスは図示のＹａ，Ｙｂに対応する。
　第二の制御装置１００は、インバータ８０及び結線切替装置６０の動作を制御する。インバータ８０の制御のため、第二の制御装置１００は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成してインバータ８０に出力する。また、結線切替装置６０の制御のため、第二の制御装置１００は、結線選択信号Ｓｃを生成して結線切替装置６０に出力する。
　第一の制御装置８及び第二の制御装置１００は、マイクロプロセッサにより実現される。マイクロプロセッサは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロコンピュータ、マイコン、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称される処理器又は処理装置であってもよい。また、第一の制御装置８及び第二の制御装置１００を一つの制御装置として構成しても何ら問題はない。
　電動機７は、巻線７１，７２，７３の結線状態が切り替え可能に構成された電動機である。電動機７の一例は、三相永久磁石電動機である。また、結線切替装置６０は、切替器６１，６２，６３を有する。電動機７では、巻線７１，７２，７３の端部が外部に引き出されており、スター結線（適宜「Ｙ結線」と表記）又はデルタ結線（適宜「Δ結線」と表記）の何れかへの切り替えが可能である。この切り替えは、結線切替装置６０の切替器６１，６２，６３によって行われる。即ち、結線切替装置６０は、電動機７の巻線７１，７２，７３の結線状態を、Ｙ結線とΔ結線との間で相互に切り替える動作を行う。
　電源回路５０は、母線電圧Ｖｄｃを受電する。電源回路５０は、受電した母線電圧Ｖｄｃを降圧して、制御電源電圧Ｖ８、制御電源電圧Ｖ１００及び切替電源電圧Ｖ６０を生成する。制御電源電圧Ｖ８は、第一の制御装置８に印加される。制御電源電圧Ｖ１００は、第二の制御装置１００に印加される。切替電源電圧Ｖ６０は、結線切替装置６０に印加される。
　次に、実施の形態１に係る電動機駆動装置２００の基本的な回路動作について、図３から図６の図面を参照して説明する。
　図３は、電源電圧Ｖｓが正極性のときの平滑コンデンサ５に対する充電経路を図２の昇圧回路３に示した図である。図４は、電源電圧Ｖｓが負極性のときの平滑コンデンサ５に対する充電経路を図２の昇圧回路３に示した図である。図５は、電源電圧Ｖｓが正極性のときのリアクタ２を介した電源電圧Ｖｓの短絡経路を図２の昇圧回路３に示した図である。図６は、電源電圧Ｖｓが負極性のときのリアクタ２を介した電源電圧Ｖｓの短絡経路を図２の昇圧回路３に示した図である。なお、図３及び図５に示すように、交流電源１における上側の端子がプラス電位のときを電源電圧Ｖｓの極性が正であると定義し、図４及び図６に示すように、交流電源１における上側の端子がマイナス電位のときを電源電圧Ｖｓの極性が負であると定義する。
　第一の上アームスイッチング素子３１１、第一の下アームスイッチング素子３１２、第二の上アームスイッチング素子３２１及び第二の下アームスイッチング素子３２２をスイッチング動作させない場合、電源電圧Ｖｓの極性に応じて、図３又は図４に示すように、平滑コンデンサ５を充電する電流が流れる。
　一方、電源電圧Ｖｓが正極性のときに、第一の下アームスイッチング素子３１２をオン動作させると、図５に示すように、交流電源１、リアクタ２、第一の下アームスイッチング素子３１２、第二の下アームスイッチング素子３２２、交流電源１という経路で短絡経路を形成することができる。また、電源電圧Ｖｓが負極性のときに、第一の上アームスイッチング素子３１１をオン動作させると、図６に示すように、交流電源１、第二の上アームスイッチング素子３２１、第一の上アームスイッチング素子３１１、リアクタ２、交流電源１の経路で短絡経路を形成することができる。
　実施の形態１に係る電動機駆動装置２００では、第一の制御装置８の制御により、これらの動作モードを切替制御する。動作モードの切替制御により、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃを切り替えることが可能である。
　なお、図２に示す昇圧回路３の構成は一例であり、昇圧機能を有するものであれば、図２以外の構成の昇圧回路を用いてもよい。
　図７は、実施の形態１に係る第一の制御装置８の構成例を示すブロック図である。図７に示すように、第一の制御装置８は、電源電流指令値制御部２０、電源電流指令値演算部２１、オンデューティ制御部２２、電源電圧位相演算部２３、オンデューティ演算部２４、第一の駆動パルス生成部２５、第二の駆動パルス生成部２６、及び同期駆動パルス生成部２７を有する。
　電源電流指令値制御部２０は、第二の電圧検出器１０により検出された母線電圧Ｖｄｃと、予め設定された母線電圧指令値Ｖｄｃ＊との偏差を基に、電源電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ＊を演算する。電源電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ＊の演算は、母線電圧Ｖｄｃと母線電圧指令値Ｖｄｃ＊との偏差を比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御することで実現する。なお、ＰＩ制御は一例であり、ＰＩ制御に代えて比例（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ：Ｐ）制御、又は比例積分微分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ：ＰＩＤ）制御を採用してもよい。
　電源電圧位相演算部２３は、第一の電圧検出器６により検出された電源電圧Ｖｓを基に、電源電圧位相推定値θｓを推定する。電源電圧位相演算部２３は、電源電圧位相推定値θｓを基に、電源電圧位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓを生成する。
　電源電流指令値演算部２１は、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ＊を演算する。電源電流瞬時値指令値Ｉｓ＊は、図示のように電源電流指令値制御部２０が出力する電源電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ＊と、電源電圧位相演算部２３が出力する電源電圧位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓとの乗算により求めることができる。
　オンデューティ制御部２２は、電源電流瞬時値指令値Ｉｓ＊と、電源電流Ｉｓとを基に、オンデューティＤＴａを演算する。オンデューティＤＴａは、第一の下アームスイッチング素子３１２をオンにする第一駆動パルスＸａを生成する際に参照されるデューティの演算値である。
　オンデューティＤＴａの演算は、電源電流実効値指令値Ｉｓ_ｒｍｓ＊と電源電流Ｉｓとの偏差をＰＩ制御することで行う。なお、オンデューティ制御部２２の制御も、ＰＩ制御に代えて、Ｐ制御又はＰＩＤ制御を採用してもよい。
　オンデューティ演算部２４は、電源電圧Ｖｓと、母線電圧Ｖｄｃと、オンデューティＤＴａとを基に、オンデューティＤＴｂを演算する。オンデューティＤＴｂは、第一の上アームスイッチング素子３１１をオンにする第二駆動パルスＸｂを生成する際に参照されるデューティの演算値である。
　第一の駆動パルス生成部２５は、オンデューティＤＴａと、キャリア波である第一の三角波２５ａの振幅とを比較することで、第一駆動パルスＸａを生成する。第二の駆動パルス生成部２６は、オンデューティＤＴｂと、キャリア波である第二の三角波２６ａの振幅とを比較することで、第二駆動パルスＸｂを生成する。なお、第一の駆動パルス生成部２５で用いられる第一の三角波２５ａと、第二の駆動パルス生成部２６で用いられる第二の三角波２６ａとは、位相が１８０°ずれている。
　同期駆動パルス生成部２７は、電源電圧Ｖｓと、キャリア波である第三の三角波２７ａの振幅とを比較することで同期駆動パルスＹａを生成する。また、同期駆動パルス生成部２７は、電源電圧Ｖｓと、キャリア波である第四の三角波２７ｂの振幅とを比較することで同期駆動パルスＹｂを生成する。同期駆動パルスＹａを生成するために用いられる第三の三角波２７ａと、同期駆動パルスＹｂを生成するために用いられる第四の三角波２７ｂとは、位相が１８０°ずれている。
　図８は、図７に示す電源電圧位相演算部２３の動作例を示す図である。図８では、上段側から順に、電源電圧Ｖｓ、電源電圧位相推定値θｓ及び電源電圧位相推定値θｓの正弦値ｓｉｎθｓの波形を示している。但し、図８では、制御による遅延又は検出処理による遅延を考慮しない理想的な条件下での波形を示している。
　図８に示すように、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性に切り替わる点において、電源電圧位相推定値θｓは３６０°となる。電源電圧位相演算部２３は、電源電圧Ｖｓが負極性から正極性に切り替わる点を検出し、この切り替わり点で電源電圧位相推定値θｓをリセットして、即ち０°に戻す。なお、プロセッサの割り込み機能を用いる場合には、電源電圧Ｖｓの零クロスを検出する回路を、図７に追加する場合がある。何れの場合も、電源電圧Ｖｓの位相が検出可能であれば、どのような手法を用いてもよい。
　図９は、図２に示すインバータ８０の構成例を示す図である。インバータ８０は、図９に示すように、インバータ主回路８１０と、駆動回路８５０とを有し、インバータ主回路８１０の入力端子が直流母線１２ａ，１２ｂに接続されている。インバータ主回路８１０には、母線電圧Ｖｄｃが印加される。
　インバータ主回路８１０は、６つのアームのスイッチング素子８１１～８１６を有する。スイッチング素子８１１～８１６には、還流用の整流素子８２１～８２６が逆並列接続されている。
　駆動回路８５０は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６を生成する。駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６により、スイッチング素子８１１～８１６のオン又はオフが制御される。このとき、周波数及び電圧値が可変の交流電圧が生成されて電動機７に印加される。即ち、インバータ８０は、第二の制御装置１００から出力されるＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて、電動機７に周波数及び電圧値が可変の交流電圧を印加することで電動機７を駆動する。
　ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６が論理回路の信号レベルの大きさ（０～５Ｖ）のものであるのに対し、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、スイッチング素子８１１～８１６を制御するのに必要な電圧レベル、例えば＋１５Ｖ～－１５Ｖの大きさを持つ信号である。また、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６が、第二の制御装置１００の接地電位を基準電位とするものであるのに対し、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、それぞれ対応するスイッチング素子の負側端子であるエミッタ端子の電位を基準電位とするものである。
　なお、図９では、スイッチング素子８１１～８１６がＩＧＢＴである場合を例示しているが、これに限定されない。スイッチング動作を行うことが可能な素子であれば、どのような素子を用いてもよい。なお、スイッチング素子８１１～８１６がＭＯＳＦＥＴの場合は、構造上寄生ダイオードを有するため、環流用の整流素子８２１～８２６を有していなくてもよい。
　スイッチング素子８１１～８１６及び整流素子８２１～８２６は、シリコン系材料により形成された半導体素子を用いるのが一般的であるが、これに限定されない。スイッチング素子８１１～８１６及び整流素子８２１～８２６は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄ　Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたスイッチング素子を用いてもよい。ＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子及び整流素子を用いることにより、より低損失な装置を構成することができる。
　図１０は、図２に示される結線切替装置６０と電動機７との間の接続態様を詳細に示す配線図である。図１１は、図２に示される結線切替装置６０の切替器６１，６２，６３の詳細構成を示す図である。
　図１０において、電動機７の、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相から成る３つの相の巻線７１，７２，７３の第一の端部７１ａ，７２ａ，７３ａは、それぞれ外部端子７１ｃ，７２ｃ，７３ｃに接続されている。また、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の巻線７１，７２，７３の第二の端部７１ｂ，７２ｂ，７３ｂは、それぞれ外部端子７１ｄ，７２ｄ，７３ｄに接続されている。外部端子７１ｃ，７２ｃ，７３ｃ，７１ｄ，７２ｄ，７３ｄは、電動機７の外部との接続が可能な端子である。外部端子７１ｃ，７２ｃ，７３ｃには、インバータ８０のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の出力線８３１，８３２，８３３が接続されている。
　前述したように、結線切替装置６０は、切替器６１，６２，６３を有する。切替器６１，６２，６３には、それぞれ巻線７１，７２，７３に流れる電流が流れる。切替器６１，６２，６３は、それぞれが巻線７１，７２，７３に流れる電流の経路を切替える。切替器６１，６２，６３としては、電磁的に接点が開閉する電磁接触器が用いられている。そのような電磁接触器には、リレー、コンタクターなどと呼ばれるものが含まれる。切替器６１，６２，６３は、例えば図１１に示すように構成されている。図１１では、励磁コイル６１１，６２１，６３１に電流が流されているときと、電流が流されていないときとで、切替器６１，６２，６３の接点が異なる接続状態となるように構成されている。
　図１１において、励磁コイル６１１，６２１，６３１は、半導体スイッチ６０４を介して、切替電源電圧Ｖ６０を受けるように接続される。半導体スイッチ６０４の開閉は、第二の制御装置１００から出力される結線選択信号Ｓｃにより制御される。例えば、結線選択信号Ｓｃが第１の値のとき、半導体スイッチ６０４はオフとなり、結線選択信号Ｓｃが第２の値のとき、半導体スイッチ６０４はオンとなる。第１の値は、例えば論理値の“Ｌｏｗ”であり、第２の値は、例えば論理値の“Ｈｉｇｈ”である。これらは、逆の関係でもよい。なお、結線選択信号Ｓｃが、十分な電流容量を持つ回路から出力される場合には、結線選択信号Ｓｃによる電流を当該回路から直接、励磁コイル６１１，６２１，６３１に流すように構成してもよい。その場合には、半導体スイッチ６０４は不要となる。
　なお、半導体スイッチ６０４は、シリコン系材料により形成された半導体素子を用いて形成するのが一般的であるが、これに限定されない。半導体スイッチ６０４は、ＷＢＧ半導体により形成された半導体素子を用いてもよい。ＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子用いることにより、より低損失な装置を構成することができる。
　図１０に戻り、切替器６１の共通接点６１ｃは、リード線６１ｅを介して外部端子７１ｄに接続され、常閉接点６１ｂは、中性点ノード６４に接続され、常開接点６１ａは、インバータ８０のＶ相の出力線８３２に接続されている。切替器６２の共通接点６２ｃは、リード線６２ｅを介して外部端子７２ｄに接続され、常閉接点６２ｂは、中性点ノード６４に接続され、常開接点６２ａは、インバータ８０のＷ相の出力線８３３に接続されている。切替器６３の共通接点６３ｃは、リード線６３ｅを介して外部端子７３ｄに接続され、常閉接点６３ｂは、中性点ノード６４に接続され、常開接点６３ａは、インバータ８０のＵ相の出力線８３１に接続されている。
　図１１において、励磁コイル６１１，６２１，６３１に電流が流れていないときは、切替器６１，６２，６３が図示のように、常閉接点側に切替わった状態、即ち、共通接点６１ｃ，６２ｃ，６３ｃが常閉接点６１ｂ，６２ｂ，６３ｂに接続された状態にある。この状態では、電動機７は、Ｙ結線状態にある。励磁コイル６１１，６２１，６３１に電流が流れているときは、切替器６１，６２，６３が図示とは逆に、常開接点側に切替わった状態、即ち、共通接点６１ｃ，６２ｃ，６３ｃが常開接点６１ａ，６２ａ，６３ａに接続された状態にある。この状態では、電動機７は、Δ結線状態にある。
　ここで、電動機７としてＹ結線及びΔ結線の何れかへの切り替えが可能なものを用いることの利点について、図１２を参照して説明する。図１２は、図２に示される電動機７において切り替えられる２つの結線状態を示す図である。
　図１２（ａ）には、３つの巻線をＹ結線としたときの接続状態が示され、図１２（ｂ）には、３つの巻線をΔ結線としたときの接続状態が示されている。Ｙ結線時の線間電圧をＶＹ、流れ込む電流をＩＹとし、Δ結線時の線間電圧をＶΔ、流れ込む電流をＩΔとし、各相の巻線に印加される電圧が互いに等しいとする。このとき、電圧ＶＹと電圧ＶΔとの間には、以下の（１）式の関係が成り立つ。
　ＶΔ＝ＶＹ／√３　　…（１）
　また、電流ＩＹと電流ＩΔとの間には、以下の（２）式の関係が成り立つ。
　ＩΔ＝√３×ＩＹ　　…（２）
　Ｙ結線時の電圧ＶＹ及び電流ＩＹと、Δ結線時の電圧ＶΔ及び電流ＩΔとが上記（１），（２）式の関係を有するとき、Ｙ結線時とΔ結線時とで電動機７に供給される電力が互いに等しくなる。つまり、電動機７に供給される電力が互いに等しいとき、Δ結線の方が駆動に必要な電流は大きくなり、逆に駆動に必要な電圧は低くなる。
　上記の性質を利用し、負荷条件等に応じて結線状態を選択することが考えられる。例えば、低負荷時にはＹ結線で低速運転し、高負荷時にはΔ結線で高速運転することが考えられる。このようにすることで、低負荷時の効率を向上させ、高負荷時の高出力化も可能となる。
　この性質について、更に電動機７が空気調和機の圧縮機を駆動する場合を例にとり、詳細に説明する。
　空気調和機における圧縮機駆動用の電動機７としては、省エネルギー化の要求に応えるため、回転子に永久磁石を用いた同期電動機が広く用いられている。また、近年の空気調和機においては、室温と設定温度との差が大きいときは、電動機７を高速で回転させることで設定温度に早く近づけ、室温が設定温度に近いときは、電動機７を低速で回転させて室温を維持するようにしている。このような運転パターンの場合、低速で駆動する時間の占める割合が大きくなる。
　同期電動機を用いた場合、回転速度が上がると逆起電力が増加し、駆動に必要な電圧値が増加する。この逆起電力は、上記のようにＹ結線の方がΔ結線に比べて高い。
　より高速回転域での逆起電力を抑制するために、永久磁石の磁力を小さくしたり、固定子巻線の巻数を減らしたりすることが考えられる。しかしながら、そのようにすると、同一出力トルクを得るための電流が増加するので、電動機７及びインバータ８０に流れる電流が増加して、装置の効率が低下する。
　そこで、回転速度に応じて結線状態を切り替えることが考えられる。例えば、高速での運転が必要な高速回転域では、結線状態をΔ結線とする。こうすることで、Ｙ結線に比べて、駆動に必要な電圧値を１／√３にすることができる。これにより、巻線の巻数を減らす必要もなく、また弱め磁束制御を用いる必要もなくなる。
　一方、低速で運転可能な低速回転域では、結線状態をＹ結線とする。こうすることで、Δ結線に比べて駆動に必要な電流値を１／√３にすることができる。また、Ｙ結線の状態で高速運転することがなくなるので、Ｙ結線状態の巻線を低速での駆動に適したように設計することが可能となる。これにより、Ｙ結線を速度範囲の全域に亘って使用する場合に比べて、電流値を低減することが可能となる。これにより、インバータ８０の損失を低減することができ、装置の効率を高めることが可能となる。
　なお、高速回転域では、昇圧回路３を駆動して、母線電圧Ｖｄｃを昇圧することで駆動に必要な電圧を生成することも考えられる。しかしながら、母線電圧Ｖｄｃを昇圧するより、必要となる電圧が低いΔ結線で運転する方が効率がよくなる。
　以上のように、負荷条件に応じて電動機７の巻線７１，７２，７３の結線状態を切り替えることには意義がある。結線切替装置６０が設けられるのは、このような切り替えを可能にするためである。
　図１３は、実施の形態１に係る第二の制御装置１００の構成例を示すブロック図である。図１３において、第二の制御装置１００は、運転制御部１０２及びインバータ制御部１１０を有する。
　運転制御部１０２は、外部から指令情報Ｑｅを受け、指令情報Ｑｅに基づいて、停止信号Ｓｔ、結線選択信号Ｓｃ及び周波数指令値ωｅ ＊を生成する。停止信号Ｓｔは、インバータ８０の動作を停止するための信号である。結線選択信号Ｓｃは、前述した巻線７１，７２，７３の結線状態を選択するための信号である。周波数指令値ωｅ ＊は、電動機７の回転速度の指令値を「ωｍ ＊」とし、電動機の極対数を「Ｐｍ」とするとき、ωｅ ＊＝ωｍ ＊×Ｐｍによって求めることができる。
　第二の制御装置１００は、冷凍サイクル適用機器９００として空気調和機を制御する場合、指令情報Ｑｅに基づいて空気調和機の各部の動作を制御する。指令情報Ｑｅは、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などである。運転モードの選択情報とは、例えば、暖房、冷房、除湿などの他、実施の形態１における電動機７の場合には、結線選択信号Ｓｃによる選択情報が含まれる。運転制御部１０２については、第二の制御装置１００の外部にあってもよい。即ち、第二の制御装置１００は、外部から周波数指令値ωｅ ＊を取得する構成であってもよい。
　ここで、結線選択信号Ｓｃによって、Δ結線、Ｙ結線の順に選択されるときの周波数指令値ωｅ ＊の変化、及び空気調和機の挙動について説明する。まず、起動時にはΔ結線が選択され、起動後の第一の目標回転速度に対応する周波数まで徐々に上昇する周波数指令値ωｅ ＊が生成される。周波数指令値ωｅ ＊が第一の目標回転速度に対応する周波数に達したら、室温が設定温度に近づくまで、その状態を維持する。室温が設定温度に近くなったら、電動機７を一旦停止させてＹ結線に切り替える。Ｙ結線に切り替えた後に再起動し、第一の目標回転速度よりも低い第二の目標回転速度に対応する周波数まで徐々に上昇する周波数指令値ωｅ ＊が生成される。周波数指令値ωｅ ＊が第二の目標回転速度に対応する周波数に達したら、その後、室温が設定温度に近い状態を維持するための制御が行われる。
　次に、インバータ制御部１１０について説明する。インバータ制御部１１０は、図１３に示されるように、電流復元部１１１、三相二相変換部１１２、励磁電流指令値生成部１１３、電圧指令値演算部１１５、電気角位相演算部１１６、二相三相変換部１１７、及びＰＷＭ信号生成部１１８を有する。
　電流復元部１１１は、母線電流検出部４０で検出された直流電流Ｉｄｃに基づいて電動機７に流れる相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元する。電流復元部１１１は、母線電流検出部４０で検出された直流電流Ｉｄｃを、ＰＷＭ信号生成部１１８で生成されたＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて定められるタイミングでサンプリングする。これにより、直流電流Ｉｄｃから相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元することができる。
　三相二相変換部１１２は、電流復元部１１１で復元された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、電気角位相演算部１１６で生成された電気角位相θｅを用いて、励磁電流であるγ軸電流ｉγ及びトルク電流であるδ軸電流ｉδ、即ちγ－δ軸の電流値に変換する。
　励磁電流指令値生成部１１３は、δ軸電流ｉδに基づいて、電動機７を駆動するために最も効率が良くなるγ軸電流指令値ｉγ ＊を求める。最も効率が良くなるγ軸電流指令値ｉγ ＊は、出力トルクＴｍが規定された値以上、若しくは最大になる電流位相βｍを有するとき、即ち電流値が規定された値以下、若しくは最小になる電流位相βｍを有するときである。なお、図１３では、トルク電流成分であるδ軸電流ｉδに基づいてγ軸電流指令値ｉγ ＊を求めているが、γ軸電流ｉγ及び周波数指令値ω＊に基づいて、γ軸電流指令値ｉγ ＊を求めてもよい。
　電圧指令値演算部１１５は、運転制御部１０２から取得した周波数指令値ωｅ ＊と、三相二相変換部１１２から取得したγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδと、励磁電流指令値生成部１１３から取得したγ軸電流指令値ｉγ ＊とに基づいて、γ軸電圧指令値Ｖγ ＊及びδ軸電圧指令値Ｖδ ＊を生成する。更に、電圧指令値演算部１１５は、γ軸電圧指令値Ｖγ ＊と、δ軸電圧指令値Ｖδ ＊と、γ軸電流ｉγと、δ軸電流ｉδとに基づいて、周波数推定値ωｅｓｔを推定する。電圧指令値演算部１１５の詳細な動作については後述する。
　電気角位相演算部１１６は、電圧指令値演算部１１５から取得した周波数推定値ωｅｓｔを積分することで、電気角位相θｅを演算する。
　二相三相変換部１１７は、電圧指令値演算部１１５から取得したγ軸電圧指令値Ｖγ ＊及びδ軸電圧指令値Ｖδ ＊、即ち二相座標系の電圧指令値を、電気角位相演算部１１６から取得した電気角位相θｅを用いて、三相座標系の出力電圧指令値である三相電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に変換する。
　ＰＷＭ信号生成部１１８は、二相三相変換部１１７から取得した三相電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊と、第二の電圧検出器１０で検出された母線電圧Ｖｄｃとを比較することによって、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成する。なお、ＰＷＭ信号生成部１１８は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を出力しないようにすることによって、電動機７を停止することも可能である。
　前述した停止信号Ｓｔが運転制御部１０２で生成されると、生成された停止信号Ｓｔは、ＰＷＭ信号生成部１１８に与えられる。ＰＷＭ信号生成部１１８は、停止信号Ｓｔを受けとると、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６の出力を停止する。これにより、インバータ主回路８１０のスイッチング素子８１１～８１６は、スイッチング動作を停止する。
　なお、上記の例では、インバータ８０の入力側の直流電流Ｉｄｃから相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを復元する構成としているが、インバータ８０の出力線８３１，８３２，８３３に電流検出器を設け、当該電流検出器で相電流を検出するような構成としてもよい。この場合、当該電流検出器で検出された電流を、電流復元部１１１で復元された電流の代わりに用いればよい。
　次に、電動機７の運転中に結線切替装置６０を動作させたときの、電動機駆動装置２００の動作について説明する。
　最初に、従来技術の問題点、即ち、本開示の特徴を備えない電動機駆動装置における動作について説明する。
　電動機７の運転中、即ち、結線切替装置６０を構成する切替器６１，６２，６３に電流が流れている状態において、励磁コイル６１１，６２１，６３１に流れる電流を操作した場合、共通接点６１ｃ，６２ｃ，６３ｃは、それぞれ常閉接点６１ｂ，６２ｂ，６３ｂと常開接点６１ａ，６２ａ，６３ａとの間で接続が切り替わる。一方、電動機７の運転中は、インバータ８０から電動機７への給電が続いている。このため、切り替わりが起きるとき、電動機７の回転速度が未だ零になっていないとすると、切替器６１，６２，６３における各接点間にアーク放電が発生する。アーク放電が発生すると、切替器６１，６２，６３に、接点溶着等の故障が発生する可能性がある。
　このような故障を避けるため、結線切替装置６０を動作させる前に、インバータ８０から電動機７への給電を停止して電動機７の回転速度を零の状態にする制御手法がある。この制御手法を用いると、切替器６１，６２，６３における各接点間にアーク放電を発生させることなく、結線状態の切り替えを行うことができる。
　その一方で、電動機７の回転速度を零にしてしまうと、電動機７を再始動させることが困難になる場合がある。例えば、電動機７の負荷が圧縮機９０１の場合、回転速度が零の状態は、冷媒が安定しない状態である。この状態から再始動する場合、再始動に必要なトルクが増加するので、必要な電流も増加し、最悪の場合には、再始動ができないおそれがある。このため、電動機７をすぐには動作させず、冷媒の状態が充分に安定するまでの時間の経過後に、再始動を行う必要がある。このようにすると、圧縮機９０１により冷媒を加圧することができなくなり、空調能力の低下によって室温の上昇又は低下を招き、室温が一定に保たれないおそれがある。
　そこで、本開示に係る電動機駆動装置２００では、電動機７の運転中に電動機７又は結線切替装置６０に流れる電流が零となるように制御する。以降、この制御手法を「零電流制御」と呼ぶ。零電流制御を用いて結線切替装置６０を動作させれば、切替器６１，６２，６３の各接点間に発生し得るアーク放電を抑制できる。これにより、電動機７の回転速度を零にすることなく、即ち、電動機７を停止させることなく、電動機７の結線状態を切り替えることが可能となる。零電流制御を用いると、結線状態の切り替えの前後で電動機７を停止させる必要が無いので、圧縮機９０１の冷媒を安定化させるための待機時間が不要となる。このため、空調能力の低下による室温の上昇又は低下を抑制することが可能となる。なお、零電流制御においては、電動機７又は結線切替装置６０に流れる電流が完全に零とならなくてもよく、電流が零とみなされる状態であればよい。
　次に、上述した零電流制御を実現する電圧指令値演算部１１５の構成及び動作について、図１４から図１６の図面を参照して説明する。図１４は、実施の形態１における零電流制御を実現する電圧指令値演算部１１５の構成例を示す図である。図１５は、実施の形態１における零電流制御を実施するときの着意事項の説明に用いる図である。図１５には、インバータ８０に付与する変調率とインバータ８０の出力電圧であるインバータ出力電圧との関係が示されている。図１６は、実施の形態１における零電流制御を実施するときの制御シーケンスの例を示す図である。図１６には、上段部から順に、結線切替装置６０の電流、結線選択信号Ｓｃ、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊、周波数指令値ω＊、及び昇圧回路３の昇圧動作の波形が示されている。
　図１４に示すように、電圧指令値演算部１１５は、減算器１１５１，１１５７，１１５８、周波数制御器１１５２、電流制御器１１５４，１１５６、切替部１１５３，１１５５、及び周波数推定部１１５９を有している。
　図１４において、周波数推定部１１５９は、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδと、γ軸電圧指令値Ｖγ ＊及びδ軸電圧指令値Ｖδ ＊とに基づいて、電動機７の周波数を推定して、周波数推定値ωｅｓｔを生成する。
　減算器１１５１は、周波数推定部１１５９により生成された周波数推定値ωｅｓｔの、周波数指令値ω＊に対する差分値を求める。差分値は、「ω＊－ωｅｓｔ」の値である。
　周波数制御器１１５２は、減算器１１５１で求められた差分値に対し、例えばＰＩ制御演算を行って、当該差分値を小さくするδ軸電流指令値ｉδ ＊を求める。このようなδ軸電流指令値ｉδ ＊を生成することで、周波数推定値ωｅｓｔを周波数指令値ω＊に一致させるための制御が行われる。
　切替部１１５３は、γ軸電流指令値ｉγ ＊又は値０のうちの何れかを選択し、選択した指令値をγ軸電流指令値ｉγ ＊＊として減算器１１５７に出力する。また、切替部１１５５は、δ軸電流指令値ｉδ ＊又は値０のうちの何れかを選択し、選択した指令値をδ軸電流指令値ｉδ ＊＊として減算器１１５８に出力する。即ち、切替部１１５３からはγ軸電流指令値ｉγ ＊又は値０のうちの何れかが切り替えられて出力され、切替部１１５５からは、δ軸電流指令値ｉδ ＊又は値０のうちの何れかが切り替えられて出力される。
　減算器１１５７は、切替部１１５３の出力の、γ軸電流ｉγに対する差分値を求めて電流制御器１１５４に出力する。減算器１１５８は、切替部１１５５の出力の、δ軸電流ｉδに対する差分値を求めて電流制御器１１５６に出力する。
　電流制御器１１５４は、減算器１１５７で求められた差分値に対し、例えばＰＩ制御演算を行って、当該差分値を小さくするγ軸電圧指令値Ｖγ ＊を求める。電流制御器１１５６は、減算器１１５８で求められた差分値に対し、例えばＰＩ制御演算を行って、当該差分値を小さくするδ軸電圧指令値Ｖδ ＊を求める。
　切替部１１５３において、γ軸電流指令値ｉγ ＊＊としてγ軸電流指令値ｉγ ＊が選択された場合には、γ軸電流ｉγをγ軸電流指令値ｉγ ＊に一致させる制御が行われる。一方、γ軸電流指令値ｉγ ＊＊として値０が選択された場合には、γ軸電流ｉγを零にする制御が行われる。また、切替部１１５５において、δ軸電流指令値ｉδ ＊＊としてδ軸電流指令値ｉδ ＊が選択された場合には、δ軸電流ｉδをδ軸電流指令値ｉδ ＊に一致させる制御が行われる。一方、δ軸電流指令値ｉδ ＊＊として値０が選択された場合には、δ軸電流ｉδを零にする制御が行われる。
　図１４のように、切替部１１５３によりγ軸電流指令値Ｉγ ＊＊として値０を選択するよう動作させること、及び切替部１１５５によりδ軸電流指令値Ｉδ ＊＊として値０を選択するよう動作させることは、実施の形態１における零電流制御を実現する手法の一例である。
　なお、実施の形態１における零電流制御の別の例として、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６の出力を停止する手法も考えられる。電動機７の巻線７１，７２，７３に大きな電流が流れている状態でインバータ８０の出力を停止すると、回生電力の発生又はサージ電圧の発生が懸念される。このため、上記の零電流制御を行った後にＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６の出力を全てオフとして巻線７１，７２，７３の結線状態を切り替えることも考えられる。ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６をオフにするとき、図１４に示す零電流制御と同様に、後述する以下の（７）式を満たせば電流は流れない。なお、零電流制御については、他の手法も考えられるが、ここでの説明は割愛する。
　次に、電動機７の動作を考慮した零電流制御について説明する。まず、一般的な電動機におけるトルクと速度との関係は、以下の（３）式で表される。
　Δω＝（Ｔｍ－Ｔｌ）／（Ｊｍ・（１／ｔ））　　…（３）
　上記（３）式において、Δωは速度偏差、Ｔｍは出力トルク、Ｔｌは負荷トルク、Ｊｍは慣性モーメント、ｔは時間を表している。
　巻線７１，７２，７３の結線状態の切り替えには、ある程度の時間を要する。このため、巻線７１，７２，７３の結線状態を切り替える際には、零電流制御をある程度の時間継続する必要がある。零電流制御の期間は出力トルクが零である。このため、零電流制御の期間が長く、負荷トルクが大きいほど、速度の低下幅が大きくなる。そのため、低速で零電流制御を開始した場合、回転速度が零近くまで落ちて電動機７が脱調するおそれがある。
　そこで、電動機７の回転速度を上昇させてから零電流制御を行うことが考えられる。しかしながら、電動機７の回転速度が高速になればなるほど、電動機７の逆起電力が大きくなり、逆起電力以上の電圧をインバータ８０から出力する必要がある。ところが、図１５に示されるように、インバータ８０に付与する変調率が１を超えると、インバータ出力電圧が飽和する領域に入る。変調率が１を超える領域は「過変調領域」と呼ばれ、変調率が１以下の領域は「非過変調領域」と呼ばれる。
　インバータ出力電圧が飽和する電圧飽和領域では、電動機７の見かけ上の逆起電力を減少させるために、負のｄ軸電流を流す弱め磁束制御を行う必要がある。しかしながら、この電圧飽和領域で零電流制御を行うと、負のｄ軸電流を流すことができなくなり、電動機７の逆起電力の方がインバータ８０の最大の出力電圧よりも大きくなって脱調してしまう。また、ＰＷＭ信号をオフする零電流制御を行った場合は、回生が起きてしまい、母線電圧Ｖｄｃが過大に大きくなってしまう。
　そこで、第二の制御装置１００は、結線切替装置６０を動作させて結線状態の切り替えを行う際には、昇圧回路３の昇圧動作を停止した後に零電流制御を行う。より具体的な動作については、図１６を参照して説明する。
　まず、結線状態を切り替える前に昇圧回路３によって母線電圧Ｖｄｃを昇圧する。母線電圧Ｖｄｃの昇圧が完了したら周波数指令値ω＊を上げる。そして、結線状態を切り替える直前に昇圧回路３の昇圧動作を停止した後に零電流制御を行う。零電流制御中に結線状態を切り替え、切り替えが完了したら周波数指令値ω＊を下げる。なお、結線切替制御が終わった後、必要に応じて昇圧回路３による昇圧動作を行ってもよい。図１６には、結線切替制御が終わった後に昇圧動作を行う例が示されている。なお、図１６は一例であり、図１６以外のシーケンスで制御が行われてもよい。但し、より高速で零電流制御を行う場合、母線電圧Ｖｄｃを上昇させ、非電圧飽和領域で電動機７を駆動する必要がある。
　上記の制御について補足する。昇圧回路３の昇圧動作を停止するには、例えば昇圧回路３の動作を制御するための第一及び第二駆動パルスＸａ，Ｘｂ及び同期駆動パルスＹａ，Ｙｂの出力を停止すればよい。なお、この手法は一例であり、昇圧回路３の昇圧動作を停止できるものであればよく、どのような制御手法を用いてもよい。また、周波数指令値ω＊は、電動機７が脱調を起こさない程度の回転速度になるように定められる。また、昇圧回路３の出力電圧、即ち母線電圧Ｖｄｃは、周波数指令値ω＊に応じて定められる。
　以上の制御により、信頼性の高い、ノンストップの結線切替制御が可能となる。
　次に、上記零電流制御の実施時における母線電圧指令値Ｖｄｃ＊の設定値について、電動機７が永久磁石電動機である場合を例に説明する。
　まず、永久磁石電動機のｄｑ座標軸の電圧方程式は、以下の（４）、（５）式で表される。
　Ｖｄ＝（Ｒａ＋Ｌｄ・ｐ）ｉｄ－ωＬｑｉｑ　　…（４）
　Ｖｑ＝（Ｒａ＋Ｌｑ・ｐ）ｉｑ＋ωＬｄｉｄ＋ωφａ　　…（５）
　上記（４）、（５）式において、Ｖｄ，Ｖｑは電機子電圧のｄｑ軸成分を表し，ｉｄ，ｉｑは電機子電流のｄｑ軸成分を表し、Ｌｄ，Ｌｑはｄｑ軸のインダクタンスを表し、Ｒａは電機子巻線抵抗を表し、φａはｄｑ座標系の永久磁石の電機子鎖交磁束を表し、ｐは微分演算子を表す。
　また、上記（５）式において、前述した零電流制御により、ｉｄ＝ｉｑ＝０とすると、以下の（６）式が得られる。
　Ｖｑ＝ωφａ　　…（６）
　よって、前述の零電流制御を行う場合において、結線切替時の電動機７の回転速度がωの場合、母線電圧Ｖｄｃは、以下の（７）式を満足する必要がある。
　Ｖｄｃ≧√２・ω・φａ　　…（７）
　また、電機子鎖交磁束φａの値は、結線状態によって変化する。このため、結線切替前及び結線切替後の双方で、上記（７）式を満足する必要がある。従って、電機子鎖交磁束φａは、結線切替の前後において、電機子鎖交磁束φａの値が大きい方の定数で設定する必要がある。
　例えばΔ結線からＹ結線へ切り替える場合、電機子鎖交磁束φａはＹ結線時の方がΔ結線に比べて√３倍大きいため、電機子鎖交磁束φａはＹ結線のパラメータを使用する。また、例えばΔ結線からＹ結線へ切り替える場合、電機子鎖交磁束φａをΔ結線時のパラメータで、上記（７）式による母線電圧Ｖｄｃを設定した場合、Ｙ結線時に電圧飽和領域に入り、零電流制御を行うことができない場合が想定される。この場合、電動機７の誘起電圧が母線電圧Ｖｄｃを超えるおそれがあるので、上記（７）式を満たすように母線電圧Ｖｄｃを昇圧する。
　以上の動作により、結線切替の際に生じ得る母線電圧Ｖｄｃの急激な上昇を抑制することができる。また、結線切替中においては、電動機７及び切替器６１，６２，６３に電流が流れていない状態で結線切替を行うことができるので、切替器６１，６２，６３の各接点間にアーク放電が生じるのを防止することができる。これにより、機械的なリレーを用いた際には、接点溶着を防止することができ、信頼性の高い電動機駆動装置２００を実現できる。また、零電流制御中においては、切替器６１，６２，６３に流れる電流を零とするため、大きな電流変化を起こすことなく結線切替を行うことができる。これにより、結線切替に伴う電動機７の回転速度の急変を抑制することができ、騒音及び振動を抑制しながら、結線切替を行うことが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電動機駆動装置は、昇圧回路と、インバータと、電動機の巻線の結線状態を切り替える結線切替装置と、昇圧回路、インバータ及び結線切替装置の動作を制御する制御装置を備える。制御装置は、電動機又は結線切替装置に流れる電流が零となるようにインバータを制御する零電流制御を行う。また、制御装置は、結線切替装置を動作させて結線状態の切り替えを行う際には、昇圧回路の昇圧動作を停止した後に零電流制御を行う。これらの制御により、各切替器の各接点間にアーク放電が生じるのを防止しつつ、結線切替の際に生じ得る母線電圧の急激な上昇を抑制することができる。これにより、スイッチング素子の損傷を防止することができる。また、スイッチング素子へのストレスの蓄積を防止できるので、装置の寿命の延伸化、及び装置の信頼性の向上を図ることができる。また、別な観点で言い替えると、所望の耐久性を達成するためにより安価な部品で結線切替装置を構成することができるので、装置の製造コストの増加を抑制することができる。
　また、実施の形態１に係る電動機駆動装置において、電動機が永久磁石電動機である場合には、巻線の結線状態を切り替える際には、上記（７）式の関係が満たされることが望ましい。上記（７）式の関係が満たされることにより、零電流制御を行ったときの速度の低下幅を小さくすることができる。これにより、零電流制御の期間が長くなった場合でも、電動機が脱調するのを防止することができる。
　また、実施の形態１に係る電動機駆動装置において、上記（７）式で用いるφａには、結線状態を切り替える前の電機子鎖交磁束φａと、結線状態を切り替えた後の電機子鎖交磁束φａとのうちで、値が大きい方を用いることが望ましい。値が大きい方を用いることにより、結線状態切替の前後の何れかの結線状態が電圧飽和領域に入ることを防止できる。これにより、零電流制御を確実に実施することができる。
　また、実施の形態１に係る電動機駆動装置において、制御装置は、結線状態を切り替えるときの電動機の回転速度に応じて、昇圧回路の出力電圧を制御することが望ましい。これにより、零電流制御を効率よく実施することができる。
実施の形態２．
　図１７は、実施の形態２における結線切替装置６０と電動機７との間の接続態様を詳細に示す配線図である。図１０の構成では、結線切替装置６０の切替器６１，６２，６３の各々として、切替スイッチを用いている。その構成に代えて、常閉スイッチと常開スイッチとの組み合わせで各切替器を構成してもよく、図１７にはその構成例が示されている。
　図１７の構成では、切替器６１の切替スイッチに代えて、常閉スイッチ６１５と常開スイッチ６１６との組み合わせが用いられている。また、切替器６２の切替スイッチに代えて、常閉スイッチ６２５と常開スイッチ６２６との組み合わせが用いられている。また、切替器６３の切替スイッチに代えて、常閉スイッチ６３５と常開スイッチ６３６との組み合わせが用いられている。
　図示のように、常閉スイッチ６１５，６２５，６３５は閉じた状態であり、且つ常開スイッチ６１６，６２６，６３６が開いた状態では、電動機７はＹ結線される。図示とは逆に、常閉スイッチ６１５，６２５，６３５が開いた状態であり、且つ、常開スイッチ６１６，６２６，６３６が閉じた状態では、電動機７はΔ結線される。
　図１７に示すように、結線切替装置６０の各切替器を常閉スイッチと常開スイッチとの組み合わせで構成する場合にも、各スイッチとして、電磁接触器を用いることができる。電磁接触器は、オン時の導通損失が小さいので好適である。
　また、図１７に示す常閉スイッチ６１５，６２５，６３５及び常開スイッチ６１６，６２６，６３６は、ＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子を用いてもよい。ＷＢＧ半導体で形成された半導体スイッチを用いてもよい。ＷＢＧ半導体で形成された半導体スイッチはオン抵抗が小さいので、低損失で素子発熱も少ないという効果が得られる。ＷＢＧ半導体で形成された半導体スイッチを用いることにより、切り替え動作を速やかに行うことができる。
　上記のように、半導体スイッチを用いる場合にも、切り替え動作を高速に動作させることが可能であるが、各半導体スイッチ間で数μｓ程度の動作ばらつきが生じる。そのため、電動機７の巻線抵抗Ｒと巻線インダクタンスＬに基づく時定数Ｌ／Ｒが非常に小さい場合には、急激な電流変化が生じて電動機７の回転速度が急変するおそれがある。これにより、電動機７に振動又は騒音が発生し、半導体スイッチが発熱して熱破壊する懸念がある。
　一方、半導体スイッチで構成された結線切替装置６０に対し、実施の形態１で説明した零電流制御を適用し、当該零電流制御の実施中に結線切替を行うようにすれば、大きな電流変化を生じさせること無く、結線切替を行うことが可能となる。これにより、結線切替時の電動機７の回転速度の急変を抑制することができ、騒音又は振動を抑制しながら結線状態を切り替えることができる。また、結線切替時の電動機７の回転速度の急変を抑制することができるので、半導体スイッチの発熱に起因する熱破壊を抑制することができる。
実施の形態３．
　実施の形態１及び実施の形態２では、巻線の結線状態をＹ結線及びΔ結線との間で相互に切り替え可能な電動機７に実施の形態１における零電流制御を適用しているが、巻線の結線状態が他の異なる接続態様の電動機であってもよい。例えば電動機は、各相の巻線として２以上の巻線部分から成るものを用い、並列結線及び直列結線の何れかに切り替え得るものであってもよい。この場合、各相の巻線を構成する２以上の巻線部分の各々の両端部を電動機の外部に引き出すと共に、引き出された２以上の巻線部分の各々の両端部の接続を切り替えればよい。以下、具体的な構成例、及び当該構成例における動作を説明する。
　図１８は、実施の形態３における結線切替装置６０と電動機７Ａとの間の接続態様を詳細に示す配線図である。図１８には、Ｙ結線された電動機７Ａにおいて、各相の巻線を２つの巻線部分で構成し、当該巻線部分の各々の両端部を、電動機７の外部に接続可能として、結線切替装置６０で結線状態を切り替える構成が示されている。
　具体的には、Ｕ相の巻線７１が２つの巻線部分７１１，７１２で構成され，Ｖ相の巻線７２が２つの巻線部分７２１，７２２で構成され、Ｗ相の巻線７３が２つの巻線部分７３１，７３２で構成されている。
　巻線部分７１１，７２１，７３１の第一の端部は、外部端子７１ｃ，７２ｃ，７３ｃを介してインバータ８０の出力線８３１，８３２，８３３に接続されている。巻線部分７１１，７２１，７３１の第二の端部は、外部端子７１ｇ，７２ｇ，７３ｇを介して切替スイッチ６１７，６２７，６３７の共通接点に接続されている。
　巻線部分７１２，７２２，７３２の第一の端部は、外部端子７１ｈ，７２ｈ，７３ｈを介して切替スイッチ６１８，６２８，６３８の共通接点に接続されている。巻線部分７１２，７２２，７３２の第二の端部は、外部端子７１ｄ，７２ｄ，７３ｄを介して中性点ノード６４に接続されている。
　切替スイッチ６１７，６２７，６３７の常閉接点は、切替スイッチ６１８，６２８，６３８の常閉接点に接続されている。切替スイッチ６１７，６２７，６３７の常開接点は、中性点ノード６４に接続されている。切替スイッチ６１８，６２８，６３８の常開接点は、インバータ８０の出力線８３１，８３２，８３３に接続されている。切替スイッチ６１７，６２７，６３７，６１８，６２８，６３８により、結線切替装置６０が構成されている。
　このような結線切替装置６０が使用されている場合にも、実施の形態１及び実施の形態２で示したのと同様に、結線切替装置６０の保護を行うことができる。
　図１８に示される構成の場合、切替スイッチ６１７，６２７，６３７，６１８，６２８，６３８が図示のように常閉接点側に切り替えられた状態では、電動機７Ａは直列結線状態となる。一方、切替スイッチ６１７，６２７，６３７，６１８，６２８，６３８が図示とは逆の常開接点側に切り替えられた状態では、電動機７Ａは並列結線状態となる。
　なお、実施の形態３でも実施の形態２で説明したように、切替スイッチの代わりに常閉スイッチと常開スイッチとの組み合わせを用いることができる。
　上記では、Ｙ結線された電動機７Ａにおいて、直列結線状態と並列結線状態との切り替えを行う場合について説明したが、この例に限定されない。実施の形態３による構成は、例えばΔ結線された電動機において、直列結線状態と並列結線状態との切り替えを行う場合にも適用可能である。
　また、上記では、Ｙ結線又はΔ結線の各相の巻線を直列又は並列に切り替える構成について説明したが、これらの例に限定されない。実施の形態３による構成は、Ｙ結線又はΔ結線の状態で巻線に中間タップを設けて巻線の一部をスイッチング手段で短絡することで駆動に必要な電圧を変更する構成であってもよい。要するに、本開示の内容は、電動機の巻線の結線状態が切り替え可能であり、結線状態の切り替えにより、逆起電力が切替わるものであればよく、何れの構成にも適用が可能である。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本開示の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本開示の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　１　交流電源、２　リアクタ、３　昇圧回路、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ　接続点、４　電源電流検出器、５　平滑コンデンサ、６　第一の電圧検出器、７，７Ａ　電動機、８　第一の制御装置、１０　第二の電圧検出器、１２ａ，１２ｂ　直流母線、２０　電源電流指令値制御部、２１　電源電流指令値演算部、２２　オンデューティ制御部、２３　電源電圧位相演算部、２４　オンデューティ演算部、２５　第一の駆動パルス生成部、２５ａ　第一の三角波、２６　第二の駆動パルス生成部、２６ａ　第二の三角波、２７　同期駆動パルス生成部、２７ａ　第三の三角波、２７ｂ　第四の三角波、３１　第一のレグ、３２　第二のレグ、４０　母線電流検出部、５０　電源回路、６０　結線切替装置、６１，６２，６３　切替器、６１ｅ，６２ｅ，６３ｅ　リード線、６１ａ，６２ａ，６３ａ　常開接点、６１ｂ，６２ｂ，６３ｂ　常閉接点、６１ｃ，６２ｃ，６３ｃ　共通接点、６４　中性点ノード、７１，７２，７３　巻線、７１ａ，７２ａ，７３ａ　第一の端部、７１ｂ，７２ｂ，７３ｂ　第二の端部、７１ｃ，７１ｄ，７１ｇ，７１ｈ，７２ｃ，７２ｄ，７２ｇ，７２ｈ，７３ｃ，７３ｄ，７３ｇ，７３ｈ　外部端子、８０　インバータ、１００　第二の制御装置、１０２　運転制御部、１１０　インバータ制御部、１１１　電流復元部、１１２　三相二相変換部、１１３　励磁電流指令値生成部、１１５　電圧指令値演算部、１１６　電気角位相演算部、１１７　二相三相変換部、１１８　ＰＷＭ信号生成部、２００　電動機駆動装置、３１１　第一の上アームスイッチング素子、３１２　第一の下アームスイッチング素子、３２１　第二の上アームスイッチング素子、３２２　第二の下アームスイッチング素子、６０４　半導体スイッチ、６１１，６２１，６３１　励磁コイル、６１５，６２５，６３５　常閉スイッチ、６１６，６２６，６３６　常開スイッチ、６１７，６１８，６２７，６２８，６３７，６３８　切替スイッチ、７１１，７１２，７２１，７２２，７３１，７３２　巻線部分、８１０　インバータ主回路、８１１～８１６　スイッチング素子、８２１～８２６　整流素子、８３１，８３２，８３３　出力線、８５０　駆動回路、９００　冷凍サイクル適用機器、９０１　圧縮機、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管、１１５１，１１５７，１１５８　減算器、１１５２　周波数制御器、１１５３，１１５５　切替部、１１５４，１１５６　電流制御器、１１５９　周波数推定部。

Claims (7)

  1. 　直流母線に印加する母線電圧の電圧値を昇圧する昇圧回路と、
    　前記母線電圧が印加され、電動機に周波数及び電圧値が可変の交流電圧を印加するインバータと、
    　前記電動機の巻線の結線状態を切り替える結線切替装置と、
    　前記昇圧回路、前記インバータ及び前記結線切替装置の動作を制御すると共に、前記電動機又は前記結線切替装置に流れる電流が零となるように前記インバータを制御する零電流制御を行う制御装置と、
    　を備え、
    　前記制御装置は、前記結線切替装置を動作させて前記結線状態の切り替えを行う際には、前記昇圧回路の昇圧動作を停止した後に前記零電流制御を行う
    　電動機駆動装置。
  2. 　前記電動機は永久磁石電動機であり、
    　前記結線状態を切り替えるときの前記母線電圧をＶｄｃとし、
    　前記結線状態を切り替えるときの前記電動機の回転速度をωとし、
    　前記結線状態を切り替えるときの前記永久磁石電動機の電機子鎖交磁束をφａとするとき、
    　Ｖｄｃ≧√２・ω・φａ　　　…（１）
    　の関係が満たされる請求項１に記載の電動機駆動装置。
  3. 　前記（１）式で用いる前記φａには、前記結線状態を切り替える前の前記電機子鎖交磁束と、前記結線状態を切り替えた後の前記電機子鎖交磁束とのうちで、値が大きい方を用いる
    　請求項２に記載の電動機駆動装置。
  4. 　前記制御装置は、前記結線状態を切り替えるときの前記電動機の回転速度に応じて、前記昇圧回路の出力電圧を制御する
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電動機駆動装置。
  5. 　前記結線切替装置は、制御端子に入力される信号により制御される半導体スイッチを有する
    　請求項１から４の何れか１項に記載の電動機駆動装置。
  6. 　前記半導体スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている
    　請求項５に記載の電動機駆動装置。
  7. 　請求項１から６の何れか１項に記載の電動機駆動装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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