WO2022168249A1 - 制御装置および蓄電システム - Google Patents

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storage device
voltage
output
impedance
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圭佑 小笠原
朗子 田渕
勢児 平井
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • This application relates to control devices and power storage systems.
  • a power storage device composed of a lithium-ion battery, a fuel cell, or a lead-acid battery is used over a predetermined voltage range or a predetermined current range
  • the performance of the power storage device significantly decreases or the power storage device deteriorates. Sometimes. Therefore, the voltage and current of the power storage device are controlled.
  • a ripple current may be generated when the semiconductor switching element is switched, and the ripple current may be applied to the power storage device. Since the impedance of the power storage device changes depending on the conditions such as temperature, voltage, SOC (State Of Charge), current, and ripple frequency, depending on the state of the power storage device, a large ripple current may be applied to the power storage device. sometimes There is a problem that when a large ripple current is applied to the power storage device, the power storage device may be used beyond a predetermined voltage or current range, resulting in deterioration in performance.
  • the present application has been made to solve the above-described problems, and aims to provide a control device and a power storage system that suppress performance deterioration of the power storage device.
  • a control device disclosed in the present application is a control device that controls a converter that converts at least one of a voltage that is input to a power storage device and a voltage that is output from the power storage device using a semiconductor switching element, and is related to the power storage device.
  • a detection unit for detecting parameters an impedance calculation unit for obtaining the impedance of the power storage device from the output of the detection unit, and a ripple current calculation unit for obtaining the amplitude of the ripple current applied to the power storage device from the output of the detection unit.
  • the converter is controlled based on the output of the calculator and the output of the ripple current calculator.
  • the control device disclosed in the present application includes a detection unit that detects power storage device parameters related to the power storage device, an impedance calculation unit that obtains the impedance of the power storage device from the output of the detection unit, and a ripple applied to the power storage device from the output of the detection unit.
  • a ripple current calculation unit that obtains the amplitude of the current is provided, and the converter is controlled based on the output of the impedance calculation unit and the output of the ripple current calculation unit.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a control device according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 3 is a diagram showing the relationship between temperature and resistance in a battery;
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between SOC and resistance in a battery;
  • FIG. 4 is a diagram showing voltage fluctuations when a DC voltage and ripple current are applied to a battery;
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the value of DC current input or output from a battery and the resistance;
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the value of DC current input or output in a fuel cell and the resistance;
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the current value and the voltage value of direct current input or output in a fuel cell;
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the current value and the voltage value of direct current input or output in a fuel cell;
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the current value and the voltage value of direct current input or output in a fuel cell;
  • FIG. 3 is an impedance Bode diagram showing the relationship between frequency and resistance in a lithium ion battery.
  • 4 is a diagram showing an equivalent circuit of the converter in Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the power storage device in Embodiment 1.
  • FIG. 3 is an impedance Nyquist diagram of one cell of the battery;
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the voltage fluctuation at each temperature of the power storage device, the difference between the upper limit voltages, and the deterioration speed.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of a control device according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of an equivalent circuit of a converter according to Embodiment 2;
  • FIG. 5 is a diagram showing how ripple currents are combined in a converter of a comparative example
  • FIG. 10 is a diagram showing how ripple currents are combined in the converter of the second embodiment
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the DC current of the converter and the converter loss in Embodiment 2
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between ripple current applied to a power storage device and battery loss in Embodiment 2
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing an example of hardware of a control device according to Embodiments 1 and 2;
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a control device 100 according to Embodiment 1.
  • Power storage device 10 is composed of one or more batteries.
  • the converter 20 converts the voltage output from the power storage device 10 to increase or decrease the voltage to supply power to the load 30, or converts the voltage input to the power storage device 10 to increase or decrease the voltage.
  • the control device 100 includes a detector 1 , an impedance calculator 2 , a ripple current calculator 3 , a ripple fluctuation calculator 4 and a controller 5 .
  • Detecting unit 1 detects power storage device parameters related to power storage device 10 , such as temperature, voltage value, SOC (State Of Charge) of power storage device 10 , current value of direct current input to power storage device 10 , power storage device 10 is a detector that detects at least one of the current value of the DC current output from the power storage device 10 and the frequency of the ripple current applied to the power storage device 10 .
  • Impedance calculator 2 obtains the impedance of power storage device 10 from the output of detector 1 .
  • Ripple current calculator 3 obtains the magnitude of the ripple current applied to power storage device 10 from the output of detector 1 .
  • Ripple variation calculation unit 4 estimates the voltage variation of power storage device 10 based on the impedance of power storage device 10 and the value of the ripple current.
  • the control unit 5 controls the converter 20 so that the value of the voltage fluctuation, which is the output of the ripple fluctuation calculation unit 4, does not exceed the prescribed voltage range of the power storage device 10 determined in advance.
  • a power storage system includes the control device 100, the power storage device 10, and the converter 20.
  • the type of battery that constitutes the power storage device 10 is not limited to a lithium ion secondary battery, but may be a fuel battery, a lead storage battery, a nickel metal hydride battery, or the like. Further, as for the shape of power storage device 10, the technology described in Embodiment 1 can be applied to power storage devices having various shapes such as a stacked type, a winding type, and a button type. Power storage device 10 is not limited to single cells, and may be modules or packs in which a plurality of cells are connected in series or in parallel.
  • the converter 20 may be a unidirectional converter, a converter with a bidirectional function, a DC/DC converter, an inverter that converts DC power from the power storage device 10 to AC power for the load 30, or the like.
  • the power storage device 10 has defined upper and lower limits of voltage within a specified voltage range, and upper limit of current which is a specified current range. If the power storage device 10 is used beyond the specified specified voltage range or specified current range, performance degradation or deterioration occurs. there is a possibility. In a lithium-ion secondary battery, if it is used beyond the upper limit voltage, it will be overcharged, Li metal will be deposited on the negative electrode, and the internal electrolyte will form a film due to a side reaction, which will increase the resistance and further electrolysis. A decomposition reaction of the liquid generates gas, which expands the container and may reduce the contact between the electrodes. Furthermore, if the deposition of Li on the negative electrode proceeds, the deposited Li metal may cause an internal short circuit between the positive electrode and the negative electrode.
  • the current collector will corrode, or the water in the electrolyte will undergo an electrolysis reaction and the electrolyte will dry up, resulting in a decrease in conductivity.
  • lead sulfate generated at the negative electrode may be deposited as sulfation, resulting in performance degradation or deterioration.
  • the voltage is determined by the value of the current that is applied. If the current is too large, the supply of hydrogen gas and air cannot keep up with the voltage, resulting in a drop in voltage and further deterioration in performance.
  • batteries in general are designed to measure and protect voltage, current, temperature, etc.
  • ripple current is generated by switching semiconductor switching elements such as IGBTs or MOSFETs used as switching devices.
  • the voltage of the battery fluctuates, possibly exceeding the upper limit voltage and increasing or exceeding the lower limit voltage and falling below.
  • Ripple generated during switching of the semiconductor switching element may be ripple voltage, in which case the current flowing through the battery fluctuates.
  • design measures such as increasing the capacity of the smoothing capacitor in the converter, designing an appropriate reactor layout, or changing the switching frequency of the semiconductor switching element in the converter control, for example, suppressing ripple current by increasing the switching frequency, or operating a converter in which reactors are multiplexed in a multiple reactor state.
  • the semiconductor switching element inside the converter 20 is switched, but the switching operation may be performed according to a PWM (Pulse Width Modulation) signal of pulse width modulation.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • control device 100 In control device 100 according to Embodiment 1 shown in FIG. At least one of the current value of the direct current and the frequency of the ripple current applied to power storage device 10 is detected, and impedance calculation unit 2 calculates the impedance of power storage device 10 based on the value detected by detection unit 1. to calculate Since changes in battery impedance are largely affected by temperature, detection unit 1 may detect at least the temperature of power storage device 10 .
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship between temperature and resistance in a battery. The lower the temperature, the higher the resistance of the battery, and the higher the temperature, the lower the resistance. Therefore, when the temperature of the battery is low, the impedance increases, and when a ripple current is applied to the battery, the voltage fluctuation also increases.
  • the ripple current when the ripple current is applied to the battery at a normal temperature of 15 degrees Celsius to 25 degrees Celsius, even if the upper limit voltage and the lower limit voltage of the battery are not exceeded, the voltage when the ripple current is applied at a low temperature Since the fluctuation of the voltage increases, the performance may be degraded or deteriorated beyond the upper limit voltage or lower limit voltage.
  • the battery is used at a voltage exceeding the upper limit, especially at low temperatures, there is a high possibility that Li metal will be deposited on the negative electrode and the performance will be reduced or deteriorated.
  • the impedance calculation unit 2 When the detection unit 1 detects the temperature of the power storage device 10, the impedance calculation unit 2 previously holds information indicating the relationship between the temperature and the resistance of the power storage device 10 as shown in FIG. Using such information indicating the relationship between temperature and resistance, the temperature value detected by detection unit 1 is converted into a resistance value, which is the impedance of power storage device 10 .
  • the information as shown in FIG. 2 may be held as a map or table, or may be held in the form of formulas or functions.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between SOC and resistance in a battery.
  • the lower the SOC or voltage the higher the resistance value. Therefore, when a current ripple is applied to the battery in a state where the SOC of the battery is low, the voltage of the battery fluctuates greatly, and there is a possibility that the battery will be used in the range below the lower limit voltage.
  • a ripple current is applied to the battery while the SOC of the battery is high, fluctuations in the battery voltage may cause the battery to be used in a state exceeding the upper limit voltage, resulting in performance degradation or deterioration.
  • the impedance calculation unit 2 When the detection unit 1 detects the SOC, the impedance calculation unit 2 previously holds information indicating the relationship between the SOC and the resistance of the power storage device 10 as shown in FIG.
  • the SOC value detected by the detection unit 1 is converted into a resistance value, which is the impedance of the power storage device 10, using the information indicating the resistance relationship.
  • the information as shown in FIG. 3 may be held as a map or table, or may be held in the form of formulas or functions.
  • the lower diagram in FIG. 4 shows voltage fluctuations when a DC voltage of 3.9 V and a ripple current are applied to the battery
  • the upper diagram in FIG. It shows the voltage variation when a current is applied. Ripple currents of the same amplitude are applied in the lower diagram of FIG. 4 and the upper diagram of FIG.
  • Ripple currents of the same amplitude are applied in the lower diagram of FIG. 4 and the upper diagram of FIG.
  • the upper limit voltage of the specified voltage range of the battery is 4.2 V
  • a DC voltage of 4.1 V and a ripple current are applied to the battery as shown in the upper diagram of FIG.
  • the lower diagram of FIG. 4 when a DC voltage of 3.9 V and a ripple current are applied to the battery, the upper limit voltage is not exceeded and no deterioration occurs.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the value of direct current input or output from a battery and the resistance.
  • the resistance of the battery changes depending on the magnitude of the DC current that is input or output. This feature is greatly influenced by ion diffusion or concentration diffusion that occurs inside the battery due to charging or discharging. The smaller the DC current value or the average value of the current input or output to the battery, the greater the resistance. The lower voltage limit may be exceeded.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the value of DC current input or output in the fuel cell and the resistance.
  • Fuel cells have a large resistance when the current value is small, and the resistance decreases as the current value increases.
  • the current value exceeds a certain value the gas supply inside the fuel cell becomes insufficient, resulting in a shortage of gas and increasing the resistance. .
  • the voltage fluctuation at the time of ripple application may become large, and may exceed the upper limit voltage or lower limit voltage of the specified voltage range of the battery.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the current value and the voltage value of direct current input or output in the fuel cell. The voltage of the fuel cell increases when the current value is small.
  • impedance calculating unit 2 detects the direct current input to or output from power storage device 10 as shown in FIG.
  • Information indicating the relationship between the current value and the resistance of the current is stored in advance, and based on the current value detected by the detection unit 1 and the information indicating the relationship between the current value and the resistance as shown in FIG. Determine the resistance value, which is the impedance of 10.
  • Information such as that shown in FIG. 5 or 6 may be held as a map or table, or may be held in the form of formulas or functions.
  • Fig. 8 is an impedance Bode diagram showing the relationship between frequency and resistance in a lithium ion battery. Resistance values are shown at frequencies from 10 mHz to 20 kHz. The resistance value in the frequency range of 1 kHz to 20 kHz is affected by the impedance of the wiring inside the battery, the wiring between batteries in the case of a battery module in which multiple batteries are connected in series or in parallel, and the wiring from the battery to the converter. is large. The resistance value when the frequency is 1 kHz corresponds to the DC resistance of the electrolytic solution resistance, internal wiring, etc. in the lithium ion battery.
  • the resistance value in the frequency range of 1 kHz or less corresponds to the reaction between the positive and negative electrodes in the lithium ion battery and the Li ions, or the diffusion impedance of the Li ions in the electrodes and in the electrolyte.
  • the impedance frequency characteristic has a feature that the higher the ripple frequency is, the larger the ripple frequency is, the smaller it is in the vicinity of about 1 kHz, and the larger it is in the low frequency range of 1 kHz or less. Therefore, the voltage fluctuation of the battery when the ripple current is applied changes depending on the frequency of the ripple current applied to the lithium ion battery.
  • the impedance calculation unit 2 When the detection unit 1 detects the frequency of the ripple current applied to the power storage device 10, the impedance calculation unit 2 outputs information indicating the relationship between the frequency of the ripple current applied to the power storage device 10 and the resistance as shown in FIG. is obtained in advance, and from the frequency of the ripple current detected by the detection unit 1 and information indicating the relationship between the frequency of the ripple current and the resistance as shown in FIG. Information such as that shown in FIG. 8 may be held as a map or table, or may be held in the form of formulas or functions. Moreover, the detection of the frequency of the ripple current in the detection unit 1 may be performed by, for example, FFT (Fast Fourier Transform) analysis, and the frequency with the highest rate of occurrence may be used as the detection result.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the impedance calculator 2 calculates the overall battery impedance of the power storage device 10 when the plurality of batteries are connected and the impedance for connecting the plurality of batteries.
  • the impedance of the busbar and cable, and the impedance of the cable connecting power storage device 10 and converter 20 may be obtained.
  • the power storage device 10 is not composed of a single battery, but is used in the form of a module in which a plurality of batteries are connected in series or in parallel. The influence of the impedance of the cable is large.
  • the overall battery impedance of power storage device 10 when a plurality of batteries are connected, the impedance of bus bars and cables for connecting the plurality of batteries, and the impedance of power storage device 10 and converter 20 are calculated as follows: By obtaining the impedance of the connecting cable, the ripple current applied to the power storage device 10 can be accurately calculated. In addition, since the impedance of the busbar and cable has characteristics that change depending on temperature and frequency, the characteristics may be stored as information to obtain the impedance.
  • the detection unit 1 further detects the deterioration state or degree of deterioration of the battery, and determines the degree of deterioration and resistance. By holding the relationship, the impedance of the battery in the deteriorated state may be calculated.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of an equivalent circuit of the converter 20.
  • the converter 20 is a boost converter and is composed of a primary side capacitor 21 , a reactor 22 , a semiconductor switching element 23 and a secondary side capacitor 24 .
  • the converter 20 boosts the input voltage V in from the power storage device 10 to the output voltage V out and outputs it to the load 30 .
  • the ripple current diL is expressed by the following formula (4) based on the formulas (2) and (3).
  • a peak value P diL of the ripple current is represented by the following equation (5).
  • Ripple current diL represented by equation (4) is applied as a ripple current to power storage device 10 by capacitance C in of primary side capacitor 21 , and voltage fluctuation occurs due to the impedance of power storage device 10 .
  • the ripple current calculation unit 3 calculates the switching frequency f of the semiconductor switching element 23 such as a MOSFET, the rising/lowering voltage ratio between the primary side voltage V in and the secondary side voltage V out , the inductance of the reactor 22 Based on the value L, the capacitance C in of the primary side capacitor 21 and the capacitance C out of the secondary side capacitor 24, the ripple current is calculated.
  • the ripple current calculator 3 obtains and stores information on the inductance value L of the reactor 22 of the converter 20, the capacitance C in of the primary side capacitor 21, and the capacitance C out of the secondary side capacitor 24 in advance. Alternatively, it may be obtained from the converter 20 together with the switching frequency f of the semiconductor switching element 23 such as a MOSFET, the values of the primary side voltage Vin and the secondary side voltage Vout . Furthermore, the ripple current calculator 3 may acquire information on the switching frequency f of the semiconductor switching element 23 such as a MOSFET, the primary side voltage V in and the secondary side voltage V out from the control section 5 . Alternatively, the sampling timing may be set based on the switching frequency of the semiconductor switching element 23 of the converter 20, the ripple current may be measured by the detector 1, and the value may be used.
  • FIG. 10 is a diagram showing an equivalent circuit of power storage device 10, and expresses the electrical and chemical characteristics of power storage device 10 with a simple electric circuit.
  • L is the conductive path inside the power storage device 10
  • the current collector metal is the current collector metal, the busbar and cable inductance between the batteries of the battery module
  • Rl is the wiring resistance
  • Rs is the electrolyte resistance inside the battery
  • Rc is the inside of the battery.
  • C is the electric double layer capacity
  • OCV Open Circuit Voltage
  • the ripple current when alternating current is applied can be calculated by simulation.
  • the ripple current may be calculated by using voltage Vb of the equivalent circuit of power storage device 10 shown in FIG. 10 instead of input voltage Vin in equations (1) to (5).
  • the equivalent circuit may include only the inductance and resistance components related to the busbars and cables between the batteries, or may include the conductive paths in the battery and the inductance and resistance of the metal that serves as the current collector.
  • FIG. 11 is an impedance Nyquist diagram of one cell of the battery.
  • FIG. 11 plots the impedance of one cell of the battery divided into the real part Zre and the imaginary part Zim, and plots the respective values at each frequency.
  • the imaginary part Zim of the impedance based on the inductance of the battery is in the positive range, and in the positive range of Zim, the higher the frequency, the larger the inductance and the real number component.
  • the ripple current can be calculated by incorporating the impedance calculated based on the characteristics shown in FIG. 11 into the input voltage Vin shown in FIG. 9 as a resistance.
  • the constant of each circuit element of the equivalent circuit may be varied according to the type of battery and electrical or chemical characteristics, so that the impedance suitable for the battery to be used may be calculated.
  • the equivalent circuit may use an equivalent circuit based on the wiring inductance and wiring resistance of a bus bar or cable used for connection between batteries. Since the circuit element constants of these wires and cables change with temperature and frequency, the relationship between these changes may be expressed and calculated.
  • Ripple fluctuation calculation unit 4 calculates voltage fluctuation when ripple current is applied to power storage device 10 from the impedance value output from impedance calculation unit 2 and the ripple current value output from ripple current calculation unit 3. presume. Since the voltage fluctuation of the power storage device 10 is estimated based on the impedance value of the power storage device 10, it is possible to more accurately determine whether the power storage device 10 is used beyond the upper limit voltage or the lower limit voltage of the specified voltage range. Therefore, deterioration or degradation of battery performance can be suppressed more accurately.
  • the control unit 5 controls the ripple current applied to the power storage device 10 by controlling the converter 20 based on the information on the voltage fluctuation of the power storage device 10, which is the output of the ripple fluctuation calculation unit 4.
  • the converter 20 is controlled so that the voltage of the power storage device 10 does not exceed the predetermined voltage range of the power storage device 10 .
  • Control of the ripple current is performed, for example, by adjusting the switching frequency of semiconductor switching elements inside converter 20 .
  • the ripple current may be controlled by adjusting the carrier frequency for generating the PWM signal.
  • the amplitude of the ripple current may be controlled to be small by increasing the switching frequency of the semiconductor switching element or the carrier frequency for PWM signal generation.
  • Control may be performed to increase the amplitude of the ripple current by decreasing the frequency.
  • control unit 5 may set a voltage target value of power storage device 10 and control to increase or decrease the voltage value or SOC.
  • a current target value to be supplied to power storage device 10 may be set to control the current value.
  • the control unit 5 may include a deterioration determination unit. Based on the voltage fluctuation information of the power storage device 10, which is the output of the ripple fluctuation calculation unit 4, the deterioration determination unit determines the necessity of controlling the ripple current and the control target, and controls the ripple current applied to the power storage device 10. do. For example, the deterioration determination unit determines the upper limit voltage, upper limit SOC, lower limit voltage, and lower limit of the power storage device 10 based on the voltage fluctuation obtained by the ripple fluctuation calculation unit 4 based on the voltage or SOC of the power storage device 10 detected by the detection unit 1 . When any of the SOCs is exceeded, it is determined that ripple current control is necessary, and the ripple current is controlled.
  • the deterioration determination unit determines that when the ripple current generated by the switching operation of converter 20 is applied to power storage device 10 and the voltage fluctuation of power storage device 10 exceeds the upper limit voltage or lower limit voltage and the power storage device 10 A voltage excess value, which is the difference from the voltage of the device 10, is determined.
  • Information indicating the relationship between the excess voltage value and the deterioration rate of the power storage device 10, for example, the relationship between the excess voltage value and the change in the capacity of the power storage device 10 is prepared in advance, and the excess voltage value and the deterioration speed of the power storage device 10 are determined. and the calculated excess voltage value, the ripple current applied to power storage device 10 may be controlled so as to slow down the deterioration rate.
  • information indicating the relationship between the number of times of application of ripple current and the change in capacity of power storage device 10 is held in advance, and the information indicating the relationship between the number of times of application of ripple current and the deterioration rate of power storage device 10 and the obtained excess voltage are obtained.
  • the ripple current to be applied to power storage device 10 may be controlled based on the value so that the rate of deterioration slows down.
  • Information indicating the relationship between the excess voltage value and the deterioration rate of the power storage device 10, or information indicating the relationship between the number of times the ripple current is applied and the change in capacity of the power storage device 10 may be stored as a map or table. It may be held in the form of an expression or a function.
  • the temperature of power storage device 10 detected by detection unit 1 changes the rate of deterioration of power storage device 10 with respect to the voltage fluctuation of power storage device 10 .
  • Information indicating the relationship between the fluctuation and the deterioration rate of the power storage device 10 may be stored in advance, and the ripple current may be controlled based on this information.
  • the information indicating the relationship between the temperature of power storage device 10, the voltage variation obtained by ripple variation calculation unit 4, and the deterioration rate of power storage device 10 may be stored as a map or table, or may be stored in the form of a formula or function. good.
  • the deterioration determination unit detects the upper limit voltage according to the temperature of power storage device 10 detected by detection unit 1 .
  • the lower limit voltage is changed, and based on the difference between the voltage fluctuation of power storage device 10 when the ripple current is applied and the upper limit voltage or lower limit voltage, the ripple current is controlled so that deterioration of power storage device 10 is reduced.
  • FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the voltage fluctuation of power storage device 10, the difference in the upper limit voltage, and the rate of deterioration at each temperature of power storage device 10.
  • the state at 0 degrees, the circle at 25 degrees Celsius, and the diamond at 45 degrees Celsius.
  • the deterioration determining unit has information such as that shown in FIG.
  • the ripple current may be controlled so that Information such as that shown in FIG. 12 may be held as a map or table, or may be held in the form of formulas or functions.
  • the temperature may rise and exceed the predetermined upper temperature limit of the power storage device, resulting in deterioration of power storage device 10 .
  • the deterioration determination unit obtains the amount of heat generated by power storage device 10 from the impedance value obtained by impedance calculation unit 2 and the ripple current obtained by ripple current calculation unit 3, and obtains the temperature of power storage device 10 that has increased due to this heat value.
  • the ripple current may be controlled based on the temperature information after this rise.
  • the amount of heat generated Q based on the ripple current generated by the switching operation of converter 20 and the internal resistance R of power storage device 10 is defined by the following equation (6), where I rms is the ripple effective current.
  • the internal resistance R of the power storage device 10 changes according to the temperature of the power storage device 10 detected by the detection unit 1, the SOC, the input current, the output current, or the frequency of the applied ripple current. Therefore, the resistance value of the impedance obtained by the impedance calculator 2 may be used.
  • the temperature rise of the power storage device 10 can be estimated based on the heat generation amount Q of the power storage device 10 obtained from Equation (6), the energy generated over time, and the heat capacity Cv [J/K] of the battery.
  • the deterioration determination unit has in advance information indicating the relationship between temperature rise due to internal heat generation of power storage device 10 when ripple current is applied, voltage fluctuation of power storage device 10, and deterioration rate of power storage device 10. You may control a ripple current based on information. Joule heat is generated in power storage device 10 by the current ripple applied to power storage device 10 and the impedance of power storage device 10, and the temperature of power storage device 10 rises. Since power storage device 10 is in a high-temperature state, performance degradation or deterioration may occur, but performance degradation or deterioration of power storage device 10 can be suppressed by performing such processing in the degradation determination unit.
  • Information indicating the relationship between the temperature rise due to internal heat generation, the voltage fluctuation of power storage device 10, and the deterioration rate of power storage device 10 may be stored as a map or table, or may be stored in the form of a formula or function. .
  • the deterioration determining unit has information indicating the relationship between the time integral value of the voltage of the power storage device 10 and the deterioration rate of the power storage device 10 in advance, and determines the voltage in response to the ripple current frequency and the battery voltage fluctuation due to the application of the ripple current. A time integral value may be calculated, and the ripple current may be controlled based on the time integral value of this voltage.
  • the deterioration determination unit may have in advance information indicating the relationship between the effective voltage value of the voltage of power storage device 10 and the deterioration rate of power storage device 10, calculate the effective voltage value of the voltage of power storage device 10, and The ripple current may be controlled based on the effective voltage value.
  • the ripple current is controlled based on the time integral value of the voltage or the value of the effective voltage.
  • Information indicating the relationship between the time integral value of the voltage of power storage device 10 and the deterioration rate of power storage device 10 may be stored as a map or table, or may be stored in the form of an expression or function.
  • the deterioration determination unit may control the ripple current applied to the battery based on the frequency of the ripple current generated by the switching operation of the converter 20.
  • Lithium-ion batteries have the characteristic that deterioration tends to progress when a ripple current in the frequency range of 1 kHz or less is applied, for example, due to the movement of Li ions in the electrolyte solution inside the battery or the electrode reaction in the battery. . Therefore, when a ripple current of 1 kHz or less is applied, the deterioration determination unit performs control such as suppressing the ripple current applied to power storage device 10, thereby controlling performance deterioration or deterioration of power storage device 10. can be done.
  • the deterioration factor diagnosis unit analyzes and compares the voltage curve and differential voltage curve of an undegraded battery, which is a general method, and the voltage curve and differential voltage curve of a deteriorated battery, and uses parameters such as positive electrode deterioration, negative electrode deterioration, Deterioration due to Li deposition is diagnosed, and when the deterioration parameter due to Li deposition exceeds a threshold, the ripple current is controlled to be suppressed. Note that it is not always necessary to analyze and compare both the voltage curve and the differential voltage curve, and either one of them may be analyzed and compared.
  • the inductance value and capacitor capacity of the reactor provided in the converter 20 are obtained by calculating the ripple current generated by the switching operation of the converter 20 in advance in the design stage, calculating the impedance of the assumed power storage device 10, and calculating the voltage A configuration may be used in which the variation is estimated and then designed based on the estimated variation. By these processes, it is possible to reduce the size of the reactor mounted on the converter 20 or reduce the capacitance of the capacitor.
  • control device 100 controls converter 20 that converts at least one of the voltage input to power storage device 10 and the voltage output from power storage device 10 using semiconductor switching elements.
  • a detection unit 1 that detects power storage device parameters related to the power storage device 10
  • an impedance calculation unit 2 that obtains the impedance of the power storage device 10 from the output of the detection unit 1;
  • the converter 20 is controlled based on the output of the impedance calculation unit 2 and the output of the ripple current calculation unit 3, so that the performance of the power storage device 10 decreases or Deterioration can be suppressed.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of a control device 100a according to the second embodiment.
  • a control device 100a according to the second embodiment controls a converter 20a having a plurality of reactors connected in parallel and a plurality of semiconductor switching elements respectively connected to the plurality of reactors. Comparing the control device 100a according to the second embodiment shown in FIG. 13 with the control device 100 according to the first embodiment shown in FIG. 5a, and includes a loss calculator 6 instead of the ripple fluctuation calculator 4.
  • the loss calculator 6 includes a converter loss calculator 61 and a battery loss calculator 62 .
  • Other configurations of the control device 100a according to the second embodiment are the same as those of the control device 100 according to the first embodiment.
  • a power storage system includes the control device 100a, the power storage device 10, and the converter 20a.
  • Ripple current calculation unit 3a calculates the ripple current applied to power storage device 10 based on the output of detection unit 1 and the number of reactors operating in converter 20a, that is, the number of semiconductor switching elements operating in converter 20a. Calculate the magnitude of the ripple current.
  • Converter loss calculation unit 61 obtains from detection unit 1 the value of the DC current input or output in power storage device 10, and converts the conversion loss, which is the loss caused by the switching operation of the semiconductor switching element of converter 20a, from the value of the DC current. Find the device loss.
  • Battery loss calculation unit 62 calculates the battery loss that occurs in power storage device 10 from the impedance of power storage device 10 that is the output of impedance calculation unit 2 and the value of the ripple current that is the output of ripple current calculation unit 3.
  • the control unit 5a controls the number of semiconductor switching elements to be operated in the converter 20a based on the converter loss output from the converter loss calculation unit 61 and the battery loss output from the battery loss calculation unit 62. .
  • FIG. 14 is a diagram showing an equivalent circuit of the converter 20a.
  • the converter 20a is composed of a primary side capacitor 21a, a reactor 22a, a semiconductor switching element 23a, a semiconductor switching element 23b, a reactor 22b, a semiconductor switching element 23c, a semiconductor switching element 23d, and a secondary side capacitor 24a.
  • FIG. 15 is a diagram showing states of i 1 , i 2 and i 3 when the switching operation of the semiconductor switching elements is performed so that the phases of i 1 and i 2 are the same in the converter of the comparative example. is.
  • FIG. 16 shows i 1 , i 2 and i 3 when the switching operation of the semiconductor switching elements is performed so that the phases of i 1 and i 2 are shifted by 180 degrees in the converter of the second embodiment. It is a diagram showing. i1 and i2 having an amplitude ia and a phase difference of 180 degrees are synthesized , and the amplitude of the ripple current i3 is ia and the frequency is 2f.
  • the synthesized ripple current i3 having an amplitude ia is applied to the power storage device 10 , and the semiconductor device is arranged so that the phases of i1 and i2 are the same.
  • the amplitude of the ripple current applied to power storage device 10 can be suppressed as compared with the comparative example in which the switching operation of the switching element is performed.
  • the direct current flowing through one reactor is reduced, and the amount of heat generated by the converter 20a is reduced. be.
  • FIG. 17 is a diagram showing the relationship between DC current and loss when boosting voltage in converter 20a.
  • Qa1 is the converter loss per reactor when the reactor is duplicated and operated
  • Qa2 is the converter loss when only one reactor is used without duplicating the reactor. is shown as
  • the current flowing per reactor becomes smaller and the converter loss per reactor becomes smaller, but the converter loss of the converter 20a as a whole becomes 2Qa1.
  • the converter loss is 2Qa1 when the reactor is duplicated and operated, and only one reactor is operated.
  • control is performed to operate with only one reactor.
  • the loss may be calculated based on the efficiency with respect to the current when the voltage of the power storage device 10 is stepped up or stepped down by the converter 20a.
  • FIG. 18 is a diagram showing the relationship between the ripple current applied to the power storage device 10 and the battery loss of the power storage device 10 calculated based on the impedance, that is, the loss due to the heat generation of the power storage device 10.
  • the battery loss of power storage device 10 when the reactor is duplicated and operated is Qb1
  • the battery loss of power storage device 10 when the reactor is not duplicated and operated with only one reactor is Qb1. It is shown as Qb2.
  • Qb1 which is the battery loss when the reactor is duplicated and operated
  • Qb1 which is the battery loss when the reactor is operated with only one reactor
  • a certain Qb2 is compared, and control is performed so that operation is performed with the smaller battery loss. Further, when it is desired to reduce the total of the converter loss of the converter 20a and the battery loss of the power storage device 10, for example, the control unit 5a compares 2Qa1+Qb1 and Qa2+Qb2 to determine the number of reactors to be operated in the converter 20a. to control.
  • control device 100a further includes a ripple variation calculation unit 4 that estimates the voltage variation of the power storage device 10 based on the values of the impedance and the ripple current. You may control the number of said semiconductor switching elements operated so that it may carry out. With such a configuration, the impedance of power storage device 10 and the ripple current applied to power storage device 10 cause voltage fluctuations in power storage device 10, and deterioration of power storage device 10 occurs when the upper limit voltage or lower limit voltage is exceeded. can be suppressed.
  • the number of reactors connected in parallel in converter 20a may be multiplexed, and control unit 5a determines the number of reactors to be operated to control the ripple current applied to power storage device 10. may be controlled. By increasing the number of reactors, the ripple current applied to power storage device 10 can be further suppressed. Further, when controlling the converter 20a having a large number of reactors connected in parallel, the loss of the entire converter 20a is a value obtained by adding the losses due to the switching operation per reactor for the number of reactors. , the converter loss of the converter 20a can also be reduced by reducing the number of reactors to be operated while considering the ripple current.
  • the reactor has a rated current value, when some of the multiplexed reactors are stopped, the current flowing through each operating reactor is kept below the rated current value. It is desirable to control the number of Further, as shown in FIG. 17, operating two or more reactors tends to increase the overall converter loss of the converter 20a.
  • the converter loss of the converter 20a can be reduced by operating only one reactor. For example, in converter 20a shown in FIG. 14, semiconductor switching element 23c and semiconductor switching element 23d are gated off when i3 of the ripple current applied to power storage device 10 is 1/2 or less of the rated current of the reactor. The converter loss of the converter 20a can be reduced by stopping the reactor 22b. At this time , the ripple current applied to the power storage device 10 from the ripple current i1 flowing through the reactor 22a is i3.
  • the control device may be implemented as a control method, or may be implemented as a computer program describing each operation of the control method.
  • the computer program may be provided via a communication channel, or recorded on a recording medium and provided.
  • FIG. 19 is a schematic diagram showing an example of hardware of the control device according to the first and second embodiments.
  • Impedance calculator 2, ripple current calculators 3 and 3a, ripple fluctuation calculator 4, controllers 5 and 5a, and loss calculator 6 are processors such as a CPU (Central Processing Unit) that executes programs stored in memory 202. 201.
  • the memory 202 is also used as a temporary storage device for each process executed by the processor 201 .
  • a plurality of processing circuits may work together to perform the functions described above. Furthermore, the above functions may be realized by dedicated hardware.
  • the dedicated hardware may be, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the processor 201 is a CPU, a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), etc., or a combination thereof. It is a thing.
  • the memory 202 is, for example, non-volatile or volatile semiconductor memory such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), EEPROM (Registered Trademark) (Electrically EPROM), A magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, a DVD (registered trademark) (Digital Versatile Disk), or a combination thereof.
  • the detector 1, the processor 201 and the memory 202 are bus-connected to each other.

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Abstract

蓄電装置の性能低下を抑制する制御装置である。　蓄電装置（１０）に関する蓄電装置パラメータを検出する検出部（１）と、検出部（１）の出力から蓄電装置（１０）のインピーダンスを求めるインピーダンス計算部（２）と、検出部（１）の出力から蓄電装置（１０）に印加されるリプル電流の振幅を求めるリプル電流計算部（３）とを備え、インピーダンス計算部（２）の出力およびリプル電流計算部（３）の出力をもとに変換器（２０）を制御する。

Description

制御装置および蓄電システム
　本願は、制御装置および蓄電システムに関するものである。
　リチウムイオン電池、燃料電池あるいは鉛蓄電池からなる蓄電装置は、所定の電圧範囲を超えてあるいは所定の電流範囲を超えて使用すると、蓄電装置の性能が著しく低下する、あるいは、蓄電装置に劣化が生じることがある。そのため、蓄電装置の電圧および電流の制御が行われる。蓄電装置の制御技術として、例えば、蓄電装置の温度が低い場合に、充電装置の直流出力電流に交流電流波形を重畳させるような電流基準を生成し、この電流基準に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ部に含まれるインバータ部の半導体スイッチング素子を駆動することにより直流出力電流に交流電流を重畳し、蓄電装置を昇温する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１３－０３０３５１号公報
　蓄電装置と接続される変換器では半導体スイッチング素子のスイッチング時にリプル電流が生じて、蓄電装置にリプル電流が印加される場合がある。蓄電装置は、温度、電圧、ＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ　Ｏｆ　Ｃｈａｒｇｅ：充電率）、電流およびリプル周波数などの状態に応じてインピーダンスが変化するため、蓄電装置の状態によっては、蓄電装置に大きなリプル電流が印加されることもある。蓄電装置に大きなリプル電流が印加されたときに所定の電圧または電流の範囲を超えて使用される場合があり、性能低下が生じることがあるという課題があった。
　本願は、上述の課題を解決するためになされたものであり、蓄電装置の性能低下を抑制する制御装置および蓄電システムを提供することを目的とする。
　本願に開示される制御装置は、蓄電装置に入力される電圧および蓄電装置から出力される電圧の少なくとも一方を半導体スイッチング素子によって変換する変換器を制御する制御装置であって、蓄電装置に関する蓄電装置パラメータを検出する検出部と、検出部の出力から蓄電装置のインピーダンスを求めるインピーダンス計算部と、検出部の出力から蓄電装置に印加されるリプル電流の振幅を求めるリプル電流計算部とを備え、インピーダンス計算部の出力およびリプル電流計算部の出力をもとに変換器を制御することを特徴とする。
　本願に開示される制御装置は、蓄電装置に関する蓄電装置パラメータを検出する検出部と、検出部の出力から蓄電装置のインピーダンスを求めるインピーダンス計算部と、検出部の出力から蓄電装置に印加されるリプル電流の振幅を求めるリプル電流計算部とを備え、インピーダンス計算部の出力およびリプル電流計算部の出力をもとに変換器を制御するので、蓄電装置の性能低下を抑制することができる。
実施の形態１による制御装置の構成を示すブロック図である。 電池における温度と抵抗との関係を示す図である。 電池におけるＳＯＣと抵抗との関係を示す図である。 電池に直流電圧とリプル電流とが印加されたときの電圧変動を示す図である。 電池において入力または出力される直流電流の電流値と抵抗との関係を示す図である。 燃料電池において入力または出力される直流電流の電流値と抵抗との関係を示す図である。 燃料電池において入力または出力される直流電流の電流値と電圧値との関係を示す図である。 リチウムイオン電池における周波数と抵抗の関係を示したインピーダンスボード線図である。 実施の形態１における変換器の等価回路を示す図である。 実施の形態１における蓄電装置の等価回路を示す図である。 電池の１つのセルのインピーダンスナイキスト線図である。 蓄電装置のそれぞれの温度における電圧変動および上限電圧の差分と劣化速度との関係を示す図である。 実施の形態２による制御装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態２における変換器の等価回路の一例を示す図である。 比較例の変換器においてリプル電流が合成されている様子を示す図である。 実施の形態２の変換器においてリプル電流が合成されている様子を示す図である。 実施の形態２における変換器の直流電流と変換器損失との関係を示す図である。 実施の形態２における蓄電装置に印加されるリプル電流と電池損失との関係を示す図である。 実施の形態１および実施の形態２による制御装置のハードウェアの一例を示す模式図である。
　以下、本願を実施するための実施の形態に係る制御装置について、図面を参照して詳細に説明する。なお、各図において同一符号は同一もしくは相当部分を示している。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１による制御装置１００の構成を示すブロック図である。蓄電装置１０は、１つまたは複数の電池から構成されるものである。変換器２０は、蓄電装置１０より出力する電圧を変換して昇圧または降圧して電力を負荷３０に供給する、あるいは、蓄電装置１０に入力する電圧を変換して昇圧または降圧するものである。制御装置１００は、検出部１、インピーダンス計算部２、リプル電流計算部３、リプル変動計算部４および制御部５を備えている。検出部１は、蓄電装置１０に関する蓄電装置パラメータである、蓄電装置１０の温度、電圧値、ＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ　Ｏｆ　Ｃｈａｒｇｅ：充電率）、蓄電装置１０に入力される直流電流の電流値、蓄電装置１０から出力される直流電流の電流値、蓄電装置１０に印加されるリプル電流の周波数の少なくとも一つを検出する検出器である。インピーダンス計算部２は、検出部１の出力から蓄電装置１０のインピーダンスを求める。リプル電流計算部３は、検出部１の出力から蓄電装置１０に印加されるリプル電流の大きさを求める。リプル変動計算部４は、蓄電装置１０のインピーダンスとリプル電流の値をもとに、蓄電装置１０の電圧変動を推定する。制御部５は、リプル変動計算部４の出力である電圧変動の値があらかじめ定められた蓄電装置１０の規定電圧範囲を超えないように変換器２０を制御する。
　また、制御装置１００と、蓄電装置１０と、変換器２０とを備えたものが、蓄電システムとなる。
　蓄電装置１０を構成する電池の種類は、リチウムイオン二次電池に限らず、燃料電池、鉛蓄電池、ニッケル水素電池などであってもよい。さらに蓄電装置１０の形状は、積層型、巻型、ボタン型など様々な形状の蓄電装置について実施の形態１に示す技術を適用することができる。また蓄電装置１０は、単電池に限らず複数個を直列もしくは並列に接続したモジュールあるいはパックであってもよい。変換器２０は、片方向のコンバータ、双方向機能を持つコンバータ、ＤＣ／ＤＣコンバータ、負荷３０に対して蓄電装置１０からのＤＣ電力をＡＣ電力に変換するインバータ等であってもよい。
　蓄電装置１０は、規定電圧範囲の上限電圧と下限電圧、規定電流範囲である上限電流が定められており、定められた規定電圧範囲または規定電流範囲を超えて使用すると、性能低下あるいは劣化が生じる可能性がある。リチウムイオン二次電池においては、上限電圧を超えて使用した場合は過充電状態となり、負極にＬｉ金属が析出し、内部の電解液が副反応によって被膜を形成することで抵抗が上がり、さらに電解液の分解反応によってガスが発生し容器が膨張し電極同士の接触性を低下させる場合がある。さらに、負極へのＬｉ析出が進むと、析出したＬｉ金属によって正極と負極の内部短絡を生じさせる、あるいは、Ｌｉ析出によって過充電が生じた場合に発熱反応による不具合が起こることがある。
　リチウムイオン電池が下限電圧以下で使用された場合は、正極へのＬｉ挿入による構造破壊、負極集電体の銅の溶解あるいは析出反応が生じ、その後充電すると微短絡などが生じて、性能低下あるいは劣化が生じる場合がある。リチウムイオン電池で上限電流を超えて電流を流した場合には、電池の内部抵抗と電流の積によるジュール発熱によって電池温度が上昇し、さらに上限電流を超えた電流で充電すると負極にＬｉ金属が析出し、性能低下あるいは劣化を生じさせる場合がある。
　鉛電池が上限電圧を超えて使用された場合、集電体が腐食する、あるいは、電解液の水が電気分解反応し液枯れによって導電性が低下する。鉛電池が下限電圧以下で使用されると、負極で生成された硫酸鉛がサルフェーションとして堆積するなど、性能低下あるいは劣化が生じる場合がある。燃料電池では、流す電流値によって電圧が決まるため、流す電流が大きすぎると水素ガスおよび空気の供給が追い付かず電圧が低下し、さらに性能低下あるいは劣化が生じる場合がある。
　よって、電池全般においては、電圧、電流、温度等を計測し保護するよう設計されている。ところが、電池の電圧を変換する変換器では、スイッチングデバイスとして使用されるＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子のスイッチングによって、リプル電流が発生する。発生したリプル電流が電池に印加された場合、電池の電圧が変動し、上限電圧を超えて大きくなるあるいは下限電圧を超えて下まわる可能性がある。なお、半導体スイッチング素子のスイッチング時に生じるリプルは、リプル電圧の可能性もあり、その場合は電池に流れる電流に変動が生じる。電池にリプル電流が印加されないようにするためには、変換器内の平滑コンデンサ容量を大きくする、適切なリアクトルを配置設計するといった設計面の対策、あるいは、変換器内の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する、例えば、スイッチング周波数を高くすることでリプル電流を抑制する、リアクトルが多重化された変換器にてリアクトル多重状態で動作させるなど、制御面の対策が取られる場合がある。
　図１に示す変換器２０において電圧を変換するときには、変換器２０の内部の半導体スイッチング素子をスイッチング動作するが、スイッチング動作はパルス幅変調のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に従って実施してもよい。ＰＷＭ信号の生成には例えば三角波を使用し、キャリア周波数が設定される。
　図１に示した実施の形態１における制御装置１００では、検出部１は、蓄電装置１０に関する蓄電装置パラメータである、蓄電装置１０の温度、電圧値、ＳＯＣ、蓄電装置１０に入力または出力される直流電流の電流値、および、蓄電装置１０に印加されるリプル電流の周波数の少なくとも１つを検出し、インピーダンス計算部２は、検出部１において検出された値をもとに蓄電装置１０のインピーダンスを計算する。電池のインピーダンス変化は温度の影響によるものが大きいため、検出部１は少なくとも蓄電装置１０の温度を検出するものとしてもよい。
　図２から図８をもとに、電池のインピーダンスの変化について説明し、検出部１によって検出された値からインピーダンス計算部２においてインピーダンスを求める方法について説明する。図２は、電池における温度と抵抗との関係を示す図である。電池は、温度が低いほど抵抗が大きくなり、温度が高いほど抵抗は小さくなる。よって、電池の温度が低い状態ではインピーダンスが大きくなり、電池にリプル電流が印加されると電圧の変動も大きくなる。例えば、セ氏１５度からセ氏２５度の常温時において電池にリプル電流が印加されたときに電池の上限電圧および下限電圧を超えていない場合であっても、低温時においてはリプル電流印加時の電圧の変動が大きくなるため、上限電圧あるいは下限電圧を超えて性能低下あるいは劣化が生じることがある。例えば、リチウムイオン電池においては、特に低温時において上限電圧を超えて使用されると、負極にＬｉ金属が析出して性能低下あるいは劣化が生じる可能性が高くなる。検出部１において蓄電装置１０の温度を検出した場合は、インピーダンス計算部２において、図２に示すような蓄電装置１０の温度と抵抗との関係を示す情報をあらかじめ持っておき、図２に示すような温度と抵抗の関係を示す情報を用いて検出部１において検出した温度の値を蓄電装置１０のインピーダンスである抵抗値に変換する。インピーダンス計算部２において、図２に示すような情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。
　図３は、電池におけるＳＯＣと抵抗の関係を示す図である。一般的には、電池においてはＳＯＣまたは電圧が低いほど抵抗値が大きくなる。よって、電池のＳＯＣが低い状態において電池に電流リプルが印加されると、電池の電圧の変動が大きくなり、電池の下限電圧以下の範囲で使用される可能性がある。一方、電池のＳＯＣが高い状態において電池にリプル電流が印加されると、電池の電圧の変動によって、電池の上限電圧を超えた状態で使用されて性能低下あるいは劣化が生じる可能性がある。検出部１においてＳＯＣを検出した場合は、インピーダンス計算部２において、図３に示すような蓄電装置１０のＳＯＣと抵抗との関係を示す情報をあらかじめ持っておき、図３に示すようなＳＯＣと抵抗の関係を示す情報を用いて検出部１において検出したＳＯＣの値を蓄電装置１０のインピーダンスである抵抗値に変換する。インピーダンス計算部２において、図３に示すような情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。
　図４の下側の図は電池に３．９Ｖの直流電圧とリプル電流とが印加されたときの電圧変動を示しており、図４の上側の図は電池に４．１Ｖの直流電圧とリプル電流とが印加されたときの電圧変動を示している。図４の下側の図と図４の上側の図では、同じ振幅のリプル電流が印加されている。例えば、電池の規定電圧範囲の上限電圧が４．２Ｖである場合、図４の上側の図に示されたように電池に４．１Ｖの直流電圧とリプル電流とが印加されたときには上限電圧を超えており劣化が生じるが、図４の下側の図に示されたように電池に３．９Ｖの直流電圧とリプル電流とが印加されたときには上限電圧を超えず、劣化が生じない。
　図５は、電池において入力または出力される直流電流の電流値と抵抗の関係を示す図である。例えば、鉛蓄電池においては、図５に示すように、入力または出力される直流電流の電流値の大きさによって電池の抵抗が変化する。この特徴は、充電あるいは放電によって電池内部に生じるイオン拡散あるいは濃度拡散による影響が大きい。電池において入力または出力される直流電流の電流値あるいは電流の平均値が小さいほど抵抗が大きくなるため、リプル電流印加時の電圧変動が大きくなる可能性があり、電池の規定電圧範囲の上限電圧あるいは下限電圧を超える可能性がある。
　図６は、燃料電池において入力または出力される直流電流の電流値と抵抗の関係を示す図である。燃料電池は、電流値が小さいときに抵抗が大きく、電流値が高くなるにつれて抵抗は小さくなり、電流値が一定値を超えると燃料電池内のガス供給が不足し、ガス不足となり抵抗が大きくなる。燃料電池に流れる電流の大きさによってリプル印加時の電圧変動が大きくなる可能性があり、電池の規定電圧範囲の上限電圧あるいは下限電圧を超える可能性がある。図７は、燃料電池において入力または出力される直流電流の電流値と電圧値の関係を示す図である。燃料電池は、電流値が小さいときに電圧が大きくなる。
　検出部１において、蓄電装置１０において入力または出力される直流電流の電流値を検出した場合は、インピーダンス計算部２において、図５または図６に示すような蓄電装置１０において入力または出力される直流電流の電流値と抵抗との関係を示す情報をあらかじめ持っておき、検出部１において検出した電流値と図５または図６に示すような電流値と抵抗の関係を示す情報とから、蓄電装置１０のインピーダンスである抵抗値を求める。図５または図６に示すような情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。
　図８は、リチウムイオン電池における周波数と抵抗の関係を示したインピーダンスボード線図である。１０ｍＨｚから２０ｋＨｚの周波数における抵抗値を示している。周波数が１ｋＨｚから２０ｋＨｚの範囲の抵抗値は、電池内部の配線、複数個の電池を直列もしくは並列に接続した電池モジュールであれば電池間の配線、さらに電池から変換器への配線のインピーダンスの影響が大きい。周波数が１ｋＨｚのときの抵抗値は、リチウムイオン電池内の電解液抵抗、内部配線等の直流抵抗に相当する。周波数が１ｋＨｚ以下の範囲の抵抗値は、リチウムイオン電池内部の正極、負極とＬｉイオンとの反応あるいは電極内、電解液中のＬｉイオンの拡散インピーダンスに相当するものである。インピーダンス周波数特性は、図８に示す通り、リプル周波数が高周波であるほど大きく、約１ｋＨｚ付近で最も小さくなり、１ｋＨｚ以下の低周波範囲ほど大きくなる特徴を持つ。そのため、リチウムイオン電池に印加されるリプル電流の周波数によって、リプル電流印加時の電池の電圧変動が変化することになる。
　検出部１において蓄電装置１０に印加されるリプル電流の周波数を検出した場合は、インピーダンス計算部２において図８に示すような蓄電装置１０に印加されるリプル電流の周波数と抵抗の関係を示す情報をあらかじめ持っておき、検出部１において検出したリプル電流の周波数と図８に示すようなリプル電流の周波数と抵抗の関係を示す情報とから、蓄電装置１０のインピーダンスである抵抗値を求める。図８に示すような情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。また、検出部１におけるリプル電流の周波数の検出は、例えばＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）による解析を実施し、発生割合として最も多い周波数を検出結果としてもよい。
　蓄電装置１０が複数個の電池を接続したものである場合は、インピーダンス計算部２では、複数個の電池を接続したときの蓄電装置１０の全体の電池インピーダンスと、複数の電池を接続するためのバスバーおよびケーブルのインピーダンスと、蓄電装置１０と変換器２０を接続するケーブルのインピーダンスを求めてもよい。基本的に蓄電装置１０は１つの電池から構成されることはなく、複数個の電池を直列接続あるいは並列に接続したモジュールの形態で利用されるため、電池のインピーダンスと接続時に使用されるバスバー、ケーブルのインピーダンスの影響は大きい。そのため、インピーダンス計算部２において、複数個の電池を接続したときの蓄電装置１０の全体の電池インピーダンスと、複数の電池を接続するためのバスバーおよびケーブルのインピーダンスと、蓄電装置１０と変換器２０を接続するケーブルのインピーダンスを求めてることにより、正確に蓄電装置１０に印加されるリプル電流を計算することができる。またバスバーおよびケーブルのインピーダンスは温度、周波数によって変化する特徴をもつため、その特徴を情報として保有し、インピーダンスを求める構成としてもよい。
　また、インピーダンス計算部２で求めた蓄電装置１０のインピーダンスは電池の劣化が進むにつれて変化する傾向を持つため、検出部１にてさらに電池の劣化状態あるいは劣化度を検知し、劣化度と抵抗の関係を保有しておくことで、劣化状態における電池のインピーダンスを計算する構成にしてもよい。
　次に、リプル電流計算部３においてリプル電流を求める方法について説明する。図９は、変換器２０の等価回路の一例を示す図である。図９において、変換器２０は、昇圧コンバータであり、一次側コンデンサ２１、リアクトル２２、半導体スイッチング素子２３および二次側コンデンサ２４から構成されている。変換器２０は、蓄電装置１０からの入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに昇圧し、負荷３０に出力する。
　リアクトル２２のインダクタンス値をＬ、リアクトル２２に流れる電流をｉＬ、リアクトル２２の入力電圧をＶｉｎとしたとき、半導体スイッチング素子２３のＯＮ期間であるＴｏｎにおいて、電流ｉＬはｄｉＬだけ増加し、以下の式（１）に示すような関係となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）を書き換えると、以下の式（２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　半導体スイッチング素子２３のＯＮ期間であるＴｏｎは、半導体スイッチング素子２３のスイッチング周波数ｆ、オンデューティ比Ｄ、変換器２０の入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔを用いると、以下の式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　リプル電流ｄｉＬは、式（２）および式（３）をもとに、以下の式（４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　リプル電流のピーク値ＰｄｉＬは、以下の式（５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（４）で示されるリプル電流ｄｉＬは、一次側コンデンサ２１の容量Ｃｉｎによって蓄電装置１０にリプル電流として印加され、蓄電装置１０のインピーダンスによって電圧変動が生じる。以上のように、リプル電流計算部３では、変換器２０における、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子２３のスイッチング周波数ｆ、一次側電圧Ｖｉｎと二次側電圧Ｖｏｕｔの昇降電圧比、リアクトル２２のインダクタンス値Ｌ、一次側コンデンサ２１の容量Ｃｉｎと二次側コンデンサ２４の容量Ｃｏｕｔをもとに、リプル電流を計算する。リプル電流計算部３は、変換器２０のリアクトル２２のインダクタンス値Ｌ、一次側コンデンサ２１の容量Ｃｉｎおよび二次側コンデンサ２４の容量Ｃｏｕｔの情報は、あらかじめ入手して記憶しておいてもよいし、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子２３のスイッチング周波数ｆ、一次側電圧Ｖｉｎと二次側電圧Ｖｏｕｔの値と共に、変換器２０から入手してもよい。さらに、リプル電流計算部３は、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子２３のスイッチング周波数ｆ、一次側電圧Ｖｉｎと二次側電圧Ｖｏｕｔの情報を、制御部５から入手してもよい。あるいは、変換器２０の半導体スイッチング素子２３のスイッチング周波数をもとにサンプリングを実施するタイミングを設定し、検出部１においてリプル電流を計測して、その値を用いてもよい。
　また、リプル電流計算部３では、蓄電装置１０の等価回路をもとにリプル電流を求めてもよい。図１０は、蓄電装置１０の等価回路を示す図であり、蓄電装置１０の電気的、化学的な特性を簡易的な電気回路で表現している。図１０において、Ｌは蓄電装置１０の内部の導電経路、集電体金属、電池モジュールの電池間のバスバーおよびケーブルのインダクタンス、Ｒｌは配線抵抗、Ｒｓは電池内部の電解液抵抗、Ｒｃは電池内部の反応に伴う反応抵抗、Ｃは電気二重層容量、ＯＣＶ（Ｏｐｅｎ　Ｃｉｒｃｕｉｔ　Ｖｏｌｔａｇｅ）は電池の開回路電圧を示している。各素子の定数を設定した後に、例えば、図９に示す入力電圧Ｖｉｎに図１０に示す等価回路を組み込むことで、交流が印加されたときのリプル電流をシミュレーションで計算することができる。あるいは、式（１）から式（５）において入力電圧Ｖｉｎの代わりに図１０に示す蓄電装置１０の等価回路の電圧Ｖｂを用いることにより、リプル電流を計算してもよい。等価回路は、電池間のバスバー、ケーブルに関するインダクタンスおよび抵抗成分だけでもよく、電池内の導電経路、集電体となる金属のインダクタンスおよび抵抗を含めてもよい。
　例えば、リチウムイオン電池は、電極と集電体が巻回されている構造であり、電池内部のインダクタンス、導電経路に基づくインダクタンスおよび抵抗成分が大きい可能性がある。図１１は、電池の１つのセルのインピーダンスナイキスト線図である。図１１は、電池の１つのセルのインピーダンスを実数部Ｚｒｅと虚数部Ｚｉｍに分けて各周波数でのそれぞれの値をプロットしたものである。図１１において、電池のインダクタンスに基づくインピーダンスは虚数部Ｚｉｍが正の範囲であり、Ｚｉｍが正の範囲においては周波数が高くなるほどインダクタンスと実数成分が大きくなる特性が示されている。これら特性を反映した等価回路を組み込むことによって、より正確に電池に印加されるリプル電流の計算が可能となり、電池の電圧変動を推定することができる。また、リプル電流は、図１１に示す特性をもとに算出したインピーダンスを図９に示す入力電圧Ｖｉｎに抵抗として組み込むことにより計算することができる。等価回路の各回路素子の定数は、電池の種類、電気的または化学的な特性に合わせて可変とすることで、使用する電池にあったインピーダンスを計算する構成にしてもよい。更に、等価回路は、電池間の接続に使用するバスバーあるいはケーブルの配線インダクタンス、配線抵抗に基づく等価回路を利用してもよい。それら配線、ケーブルの回路素子定数は温度、周波数によって変化するため、それら変化の関係を表し計算するようにしてもよい。
　リプル変動計算部４は、インピーダンス計算部２の出力であるインピーダンスの値と、リプル電流計算部３の出力であるリプル電流の値から、蓄電装置１０にリプル電流が印加された場合の電圧変動を推定する。蓄電装置１０のインピーダンスの値をもとに蓄電装置１０の電圧変動を推定するので、蓄電装置１０の規定電圧範囲の上限電圧あるいは下限電圧を超えて使用されないかをより正確に判断することができるため、電池の性能低下あるいは劣化をより正確に抑制することができる。
　制御部５では、リプル変動計算部４の出力である蓄電装置１０の電圧変動の情報をもとに、変換器２０を制御することによって、蓄電装置１０に印加するリプル電流を制御し、蓄電装置１０の電圧があらかじめ定められた蓄電装置１０の規定電圧範囲を超えないように変換器２０を制御する。リプル電流の制御は、例えば、変換器２０の内部の半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を調整することによって行われる。半導体スイッチング素子のスイッチング動作をパルス幅変調のＰＷＭ信号によって行っている場合は、リプル電流の制御は、ＰＷＭ信号生成のためのキャリア周波数を調整することによって行ってもよい。半導体スイッチング素子のスイッチング周波数あるいはＰＷＭ信号生成のためのキャリア周波数を高くすることによりリプル電流の振幅を小さくするように制御してもよいし、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数あるいはＰＷＭ信号生成のためのキャリア周波数を低くすることによりリプル電流の振幅を大きくするように制御してもよい。あるいは、制御部５では、蓄電装置１０の電圧目標値を設定し、電圧値あるいはＳＯＣを上げるあるいは下げるように制御してもよい。さらに、蓄電装置１０に流す電流目標値を設定し、電流値を制御してもよい。
　制御部５は、劣化判定部を備えてもよい。劣化判定部では、リプル変動計算部４の出力である蓄電装置１０の電圧変動の情報をもとに、リプル電流の制御要否、制御目標を判定し、蓄電装置１０に印加するリプル電流を制御する。例えば、劣化判定部では、検出部１において検出した蓄電装置１０の電圧もしくはＳＯＣをもとにリプル変動計算部４で求めた電圧変動によって、蓄電装置１０の上限電圧、上限ＳＯＣ、下限電圧および下限ＳＯＣのいずれかを超えるときには、リプル電流の制御が必要と判断し、リプル電流を制御する。
　さらに、劣化判定部は、変換器２０のスイッチング動作によって生じるリプル電流が蓄電装置１０に印加され、蓄電装置１０の電圧変動が上限電圧あるいは下限電圧を超えた場合に、上限電圧あるいは下限電圧と蓄電装置１０の電圧との差分である電圧超過値を求める。電圧超過値と蓄電装置１０の劣化速度との関係、例えば、電圧超過値と蓄電装置１０の容量の変化との関係を示す情報をあらかじめ持っておき、電圧超過値と蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報と求めた電圧超過値とから、劣化速度が遅くなるように蓄電装置１０に印加するリプル電流を制御してもよい。また、リプル電流の印加回数と蓄電装置１０の容量の変化との関係を示す情報をあらかじめ持っておき、リプル電流の印加回数と蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報と求めた電圧超過値とから、劣化速度が遅くなるように蓄電装置１０に印加するリプル電流を制御してもよい。電圧超過値と蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報、あるいは、リプル電流の印加回数と蓄電装置１０の容量の変化との関係を示す情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。
　検出部１において検出した蓄電装置１０の温度によって、蓄電装置１０の電圧変動に対する蓄電装置１０の劣化速度が変化するため、劣化判定部は、蓄電装置１０の温度とリプル変動計算部４によって求まる電圧変動と蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報をあらかじめ保有し、この情報をもとにリプル電流を制御してもよい。蓄電装置１０の温度とリプル変動計算部４によって求まる電圧変動と蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。
　また、検出部１で検出した蓄電装置１０の温度によって蓄電装置１０の上限電圧あるいは下限電圧が変化するため、劣化判定部は、検出部１において検出された蓄電装置１０の温度に応じて上限電圧あるいは下限電圧を変更し、リプル電流が印加されたときの蓄電装置１０の電圧変動と上限電圧または下限電圧との差分をもとに、蓄電装置１０の劣化が少なくなるようにリプル電流を制御してもよい。この構成により、例えばリチウムイオン電池では、低温時に変換器２０のスイッチング動作によって生じるリプル電流が蓄電装置１０に印加された場合に負極へのＬｉ析出に伴う劣化が進行しやすくなる特徴を持つため、低温時の電池劣化を抑制することができる。また、高温状態においても、リチウムイオン電池は変換器のスイッチング動作によって生じるリプル電流が電池に印加された場合に電解液の還元分解反応、負極、正極の副反応、Ｌｉ金属の析出が進行しやすくなるため、高温時の劣化を抑制することができる。
　図１２は、蓄電装置１０のそれぞれの温度における、蓄電装置１０の電圧変動および上限電圧の差分と劣化速度との関係を示す図であり、四角はセ氏マイナス２０度のときの様子、三角はセ氏０度のときの様子、丸はセ氏２５度のときの様子、ひし形はセ氏４５度のときの様子を示している。劣化判定部は、図１２に示すような情報をあらかじめ持っておき、リプル電流が印加されたときの蓄電装置１０の電圧変動と上限電圧との差分をもとに、蓄電装置１０の劣化が少なくなるようにリプル電流を制御してもよい。図１２に示すような情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。
　リプル電流が蓄電装置１０に印加されたときに温度が上昇し、あらかじめ定めた蓄電装置の上限温度を超え、蓄電装置１０が劣化することがある。劣化判定部は、インピーダンス計算部２で求めたインピーダンスの値とリプル電流計算部３で求めたリプル電流とから蓄電装置１０の発熱量を求め、この発熱量により上昇した蓄電装置１０の温度を求め、この上昇後の温度の情報をもとにリプル電流を制御してもよい。変換器２０のスイッチング動作によって生じるリプル電流と蓄電装置１０の内部抵抗Ｒに基づく発熱量Ｑは、リプルの実効電流をＩｒｍｓとすると、以下の式（６）によって定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、蓄電装置１０の内部抵抗Ｒは、検出部１において検出した蓄電装置１０の温度、ＳＯＣ、入力される電流、出力される電流、あるいは、印加されるリプル電流の周波数に応じて変化するため、インピーダンス計算部２で求めたインピーダンスの抵抗値を用いてもよい。式（６）から求まる蓄電装置１０の発熱量Ｑおよび時間によって生じるエネルギーと、電池の熱容量Ｃｖ［Ｊ／Ｋ］とをもとに、蓄電装置１０の温度上昇を推定することができる。以上の処理により、変換器２０のスイッチング動作によって生じるリプル電流が蓄電装置１０に印加され、蓄電装置１０の内部発熱によって蓄電装置１０の温度が上昇して蓄電装置１０の劣化が進行することを防ぐことができる。
　劣化判定部は、リプル電流を印加したときの蓄電装置１０の内部発熱による温度上昇と、蓄電装置１０の電圧変動と、蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報をあらかじめ持っておき、この情報をもとにリプル電流を制御してもよい。蓄電装置１０に印加される電流リプルと蓄電装置１０のインピーダンスによって蓄電装置１０にジュール発熱が生じ、蓄電装置１０の温度が上昇するため、特に高温状態で使用している場合には温度上昇によってさらに蓄電装置１０は高温状態となるため、性能低下または劣化が生じる可能性があるが、劣化判定部においてこのような処理をすることにより、蓄電装置１０の性能低下または劣化を抑制することができる。内部発熱による温度上昇と、蓄電装置１０の電圧変動と、蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。
　劣化判定部は、蓄電装置１０の電圧の時間積分値と蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報をあらかじめ持っておき、リプル電流の周波数とリプル電流印加による電池電圧変動に対して電圧の時間積分値を算出し、この電圧の時間積分値をもとにリプル電流を制御してもよい。あるいは、劣化判定部は、蓄電装置１０の電圧の実効電圧値と蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報をあらかじめ持っておき、蓄電装置１０の電圧の実効電圧値を算出して、この実効電圧値をもとにリプル電流を制御してもよい。リプル電流印加時の蓄電装置１０の電圧変動において電圧の時間積分値あるいは実効電圧によって電池の劣化進行速度が変化するため、電圧の時間積分値あるいは実効電圧の値をもとにリプル電流を制御することで、蓄電装置１０の性能低下または劣化を抑制することができる。蓄電装置１０の電圧の時間積分値と蓄電装置１０の劣化速度との関係を示す情報は、マップあるいはテーブルとして保有してもよく、式あるいは関数の形で保有してもよい。
　劣化判定部は、変換器２０のスイッチング動作によって生じるリプル電流の周波数をもとに、電池に印加するリプル電流を制御してもよい。リチウムイオン電池は、電池内部の電解液中のＬｉイオンの移動あるいは電池内の電極反応によって、例えば１ｋＨｚ以下の周波数領域のリプル電流が印加された場合に劣化が進行しやすくなる特徴を持っている。そのため、劣化判定部は、１ｋＨｚ以下のリプル電流が印加されるときは、蓄電装置１０に印加するリプル電流を抑制するなどの制御を行うことにより、蓄電装置１０の性能低下または劣化を制御することができる。
　リチウムイオン電池については、劣化の要因によって劣化判定部において使用する蓄電装置１０の上限電圧の値を変更する必要がある。よって、蓄電装置１０の劣化要因を診断する劣化要因診断部を劣化判定部に設けて、劣化要因診断部によって診断された劣化要因の情報をもとに劣化判定部においてリプル電流を制御してもよい。劣化要因診断部では、例えば、一般的な方法である未劣化電池の電圧曲線および微分電圧曲線と、劣化電池の電圧曲線および微分電圧曲線とをそれぞれ解析比較し、パラメータとして正極劣化、負極劣化、Ｌｉ析出による劣化を診断し、Ｌｉ析出による劣化パラメータが閾値を超える場合にリプル電流を抑制するように制御する。なお、必ずしも電圧曲線および微分電圧曲線の両方を解析比較する必要はなく、どちらか一方を解析比較するようにしてもよい。例えば、リチウムイオン電池では、負極にＬｉ析出が生じることで、正極および負極内を充放電に伴い移動するＬｉイオンが消費されて容量低下または劣化が生じる場合、さらにＬｉ析出が進行するとセパレータを突き破り微短絡あるいは内部短絡を生じさせることがあるため、電池の性能低下、劣化を抑制することができる。
　なお、変換器２０に設けられるリアクトルのインダクタンス値、コンデンサ容量は、予め設計段階で変換器２０のスイッチング動作によって生じるリプル電流を計算した上で、想定される蓄電装置１０のインピーダンスを計算し、電圧変動を推定し上で、それをもとに設計する構成にしてもよい。これらの処理により、変換器２０に搭載するリアクトルの小型化あるいはコンデンサ容量を提言することができる。
　以上のように、実施の形態１による制御装置１００は、蓄電装置１０に入力される電圧および蓄電装置１０から出力される電圧の少なくとも一方を半導体スイッチング素子によって変換する変換器２０を制御する制御装置１００であって、蓄電装置１０に関する蓄電装置パラメータを検出する検出部１と、検出部１の出力から蓄電装置１０のインピーダンスを求めるインピーダンス計算部２と、検出部１の出力から蓄電装置１０に印加されるリプル電流の振幅を求めるリプル電流計算部３とを備え、インピーダンス計算部２の出力およびリプル電流計算部３の出力をもとに変換器２０を制御するので、蓄電装置１０の性能低下または劣化を抑制することができる。
実施の形態２．
　図１３は、実施の形態２による制御装置１００ａの構成を示す図である。実施の形態２による制御装置１００ａは、互いに並列に接続された複数のリアクトルと、複数のリアクトルのそれぞれに接続された複数の半導体スイッチング素子とを備えた変換器２０ａを制御するものである。図１３に示す実施の形態２による制御装置１００ａを図１に示す実施の形態１による制御装置１００と比較すると、リプル電流計算部３がリプル電流計算部３ａになっており、制御部５が制御部５ａになっており、リプル変動計算部４ではなく損失計算部６を備えている。損失計算部６は、変換器損失計算部６１と電池損失計算部６２とを備えている。実施の形態２による制御装置１００ａの他の構成は、実施の形態１による制御装置１００の構成と同じである。
　また、制御装置１００ａと、蓄電装置１０と、変換器２０ａとを備えたものが、蓄電システムとなる。
　リプル電流計算部３ａは、検出部１の出力と、変換器２０ａにおいて動作しているリアクトルの数、すなわち、変換器２０ａにおいて動作している半導体スイッチング素子の数とから、蓄電装置１０に印加されるリプル電流の大きさを求める。変換器損失計算部６１は、蓄電装置１０において入力あるいは出力される直流電流の値を検出部１から入手し、直流電流の値から変換器２０ａの半導体スイッチング素子のスイッチング動作によって生じる損失である変換器損失を求める。電池損失計算部６２は、インピーダンス計算部２の出力である蓄電装置１０のインピーダンスと、リプル電流計算部３の出力であるリプル電流の値とから、蓄電装置１０に生じる電池損失である蓄電装置１０のインピーダンスによる内部発熱量を求める。制御部５ａは、変換器損失計算部６１の出力である変換器損失と、電池損失計算部６２の出力である電池損失の値とから、変換器２０ａにおいて動作させる半導体スイッチング素子の個数を制御する。以上の構成により、変換器損失および電池損失を考慮しつつ動作させるリアクトルの数を多くすることにより、リプル電流を抑制し、蓄電装置１０の性能低下を抑制することができる。
　電圧を変換するリアクトルを２個備えて２重化した変換器２０ａを例に、リプル電流を制御する方法について説明する。図１４は、変換器２０ａの等価回路を示す図である。図１４において、変換器２０ａは、一次側コンデンサ２１ａ、リアクトル２２ａ、半導体スイッチング素子２３ａ、半導体スイッチング素子２３ｂ、リアクトル２２ｂ、半導体スイッチング素子２３ｃ、半導体スイッチング素子２３ｄおよび二次側コンデンサ２４ａから構成されている。
　リアクトルを２重化した変換器２０ａにおいて、キャリア周波数ｆで半導体スイッチング素子２３ａおよび半導体スイッチング素子２３ｂをスイッチング動作したときにリアクトル２２ａに流れるリプル電流をｉ１とし、キャリア周波数ｆで半導体スイッチング素子２３ｃおよび半導体スイッチング素子２３ｄをスイッチング動作したときにリアクトル２２ｂに流れるリプル電流をｉ２とする。ｉ１とｉ２とを合成したｉ３のリプル電流が蓄電装置１０に印加されることになる。図１５は、比較例の変換器においてｉ１とｉ２との位相が同じになるように半導体スイッチング素子のスイッチング動作を行ったときの、ｉ１、ｉ２およびｉ３の様子を示した図である。振幅がｉａで同位相のｉ１とｉ２とが合成されて、リプル電流ｉ３の振幅は２ｉａとなっている。一方、図１６は、実施の形態２の変換器においてｉ１とｉ２との位相が１８０度ずれるように半導体スイッチング素子のスイッチング動作を行ったときのｉ１、ｉ２およびｉ３の様子を示した図である。振幅がｉａで位相が１８０度ずれたｉ１とｉ２とが合成されて、リプル電流ｉ３の振幅はｉａとなり周波数は２ｆとなっている。実施の形態２の変換器においては、蓄電装置１０には合成された振幅がｉａのリプル電流ｉ３が印加されることになり、ｉ１とｉ２との位相が同じになるように半導体スイッチング素子のスイッチング動作を行う比較例と比べて蓄電装置１０に印加されるリプル電流の振幅を抑制することができる。また、リアクトルを２重化することにより、１つのリアクトルを用いて同じ大きさの直流電流を流すときに比べて、１つのリアクトルに流れる直流電流が低減され、変換器２０ａの発熱量が低減される。
　一方、リアクトルを２重化すると、スイッチングによる損失が生じ、効率が低下するという欠点がある。図１７は、変換器２０ａにおいて昇圧する場合の、直流電流と損失との関係を示す図である。図１７において、リアクトルを２重化して動作させたときのリアクトル１つ当たりの変換器損失をＱａ１とし、リアクトルを２重化せずに１つのリアクトルのみで動作させたときの変換器損失をＱａ２として示している。リアクトルを２重化して動作させると、リアクトル１つ当たりに流れる電流は小さくなり、リアクトル１つ当たりの変換器損失も小さくなるが、変換器２０ａの全体としての変換器損失は２Ｑａ１となる。変換器２０ａの全体としての変換器損失を小さくしたいときは、例えば、制御部５ａにおいて、リアクトルを２重化して動作させたときの変換器損失である２Ｑａ１と、１つのリアクトルのみで動作させたときの変換器損失であるＱａ２とを比較し、２Ｑａ１がＱａ２よりも大きいときは１つのリアクトルのみで動作させるように制御する。なお、直流電流と変換器損失との関係は、蓄電装置１０の電圧を変換器２０ａによって昇圧または降圧するときの電流に対する効率をもとに損失を計算してもよい。
　図１８は、蓄電装置１０に印加されるリプル電流と、インピーダンスをもとに計算した蓄電装置１０の電池損失、すなわち、蓄電装置１０の発熱による損失との関係を示す図である。図１８において、リアクトルを２重化して動作させたときの蓄電装置１０の電池損失をＱｂ１とし、リアクトルを２重化せずに１つのリアクトルのみで動作させたときの蓄電装置１０の電池損失をＱｂ２として示している。蓄電装置１０の電池損失を小さくしたいときは、例えば、制御部５ａにおいて、リアクトルを２重化して動作させたときの電池損失であるＱｂ１と、１つのリアクトルのみで動作させたときの電池損失であるＱｂ２とを比較し、電池損失が小さな方で動作させるように制御する。また、変換器２０ａの変換器損失と蓄電装置１０の電池損失との合計を小さくしたいときには、例えば、制御部５ａにおいて、２Ｑａ１＋Ｑｂ１とＱａ２＋Ｑｂ２を比較して、変換器２０ａにおいて動作させるリアクトルの数を決定して制御する。
　さらに、制御装置１００ａは、インピーダンスおよびリプル電流の値をもとに蓄電装置１０の電圧変動を推定するリプル変動計算部４をさらに備え、制御部５ａにおいて蓄電装置１０に印加されるリプル電流を抑制するように動作させる前記半導体スイッチング素子の個数を制御してもよい。このような構成にすることにより、蓄電装置１０のインピーダンスおよび蓄電装置１０に印加されるリプル電流により蓄電装置１０の電圧変動が生じ、上限電圧あるいは下限電圧を超えることで蓄電装置１０の劣化が生じることを抑制することができる。
　変換器２０ａの並列に接続されるリアクトルの個数は２個よりも多い数を多重化してもよく、制御部５ａは、動作させるリアクトルの個数を決定することで蓄電装置１０に印加されるリプル電流を制御するようにしてもよい。リアクトルの個数を増やすことによって、蓄電装置１０に印加されるリプル電流をより抑制することができる。また、並列に接続されるリアクトルの数が多い変換器２０ａを制御するときは、変換器２０ａ全体の損失はリアクトル１つ当たりのスイッチング動作による損失をリアクトルの個数分だけ足し合わせた値となるため、リプル電流を考慮しながら動作させるリアクトルの個数を減らすことにより、変換器２０ａの変換器損失を減らすこともできる。
　また、リアクトルには定格電流値が定められているため、多重化されたリアクトルのいくつかを停止させるときには、動作しているリアクトルの１個あたりに流れる電流は定格電流値以下となるように動作させる個数を制御することが望ましい。また、図１７に示したように、２つ以上のリアクトルを動作させると変換器２０ａの全体の変換器損失は大きくなる傾向を持っているため、負荷が軽く変換器２０ａをリアクトルの定格電流値以下の小さな直流電流で動作させるときには、リアクトルを１つだけ動作させることにより変換器２０ａの変換器損失を小さくすることができる。例えば、図１４に示した変換器２０ａにおいて、蓄電装置１０に印加されるリプル電流をｉ３がリアクトルの定格電流の１／２以下の場合、半導体スイッチング素子２３ｃと半導体スイッチング素子２３ｄとをゲートオフしてリアクトル２２ｂを停止することにより、変換器２０ａの変換器損失を小さくすることができる。このとき、リアクトル２２ａに流れるリプル電流ｉ１が蓄電装置１０に印加されるリプル電流をｉ３となる。
　実施の形態１および実施の形態２による制御装置は、制御方法として実現されてもよく、制御方法の各動作を記述したコンピュータプログラムとして実現されてもよい。コンピュータプログラムは、通信路を介して提供されてもよいし、記録媒体に記録されて提供されてもよい。
　図１９は、実施の形態１および実施の形態２による制御装置のハードウェアの一例を示す模式図である。インピーダンス計算部２、リプル電流計算部３、３ａ、リプル変動計算部４、制御部５、５ａ、損失計算部６は、メモリ２０２に記憶されたプログラムを実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）等のプロセッサ２０１によって実現される。メモリ２０２は、プロセッサ２０１が実行する各処理における一時記憶装置としても使用される。また、複数の処理回路が連携して上記機能を実行してもよい。さらに、専用のハードウェアによって上記機能を実現してもよい。
　専用のハードウェアによって上記機能を実現する場合は、専用のハードウェアは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものである。プロセッサ２０１およびメモリ２０２によって上記機能を実現する場合は、プロセッサ２０１はＣＰＵであり、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）など、あるいは、これらを組み合わせたものである。メモリ２０２は、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）などの不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（登録商標）（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｋ）、または、これらを組み合わせたものである。検出部１、プロセッサ２０１およびメモリ２０２は、互いにバス接続されている。
　本願は、様々な例示的な実施の形態が記載されているが、１つまたは複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　したがって、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
　１　検出部、２　インピーダンス計算部、３、３ａ　リプル電流計算部、４　リプル変動計算部、５、５ａ　制御部、６　損失計算部、１０　蓄電装置、２０、２０ａ　変換器、２１、２１ａ　一次側コンデンサ、２２、２２ａ、２２ｂ　リアクトル、２３、２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄ　半導体スイッチング素子、２４、２４ａ　二次側コンデンサ、３０　負荷、６１　変換器損失計算部、６２　電池損失計算部、１００、１００ａ　制御装置、２０１　プロセッサ、２０２　メモリ。

Claims (16)

  1. 　蓄電装置に入力される電圧および前記蓄電装置から出力される電圧の少なくとも一方を半導体スイッチング素子によって変換する変換器を制御する制御装置であって、
    　前記蓄電装置に関する蓄電装置パラメータを検出する検出部と、
    　前記検出部の出力から前記蓄電装置のインピーダンスを求めるインピーダンス計算部と、
    　前記検出部の出力から前記蓄電装置に印加されるリプル電流の振幅を求めるリプル電流計算部とを備え、
    　前記インピーダンス計算部の出力および前記リプル電流計算部の出力をもとに前記変換器を制御することを特徴とする制御装置。
  2. 　前記インピーダンス計算部の出力および前記リプル電流計算部の出力から前記蓄電装置の電圧変動を推定するリプル変動計算部と、
    　前記電圧変動があらかじめ定められた前記蓄電装置の規定電圧範囲を超えないように前記変換器を制御する制御部とを備えたことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  3. 　前記制御部は、前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御することによって前記蓄電装置に印加される前記リプル電流を制御することを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
  4. 　前記制御部は、前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御することによって前記蓄電装置に印加する直流電圧の電圧値を制御することを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
  5. 　前記蓄電装置に関する蓄電装置パラメータは、前記蓄電装置の温度、前記蓄電装置に入力される直流電圧の電圧値、前記蓄電装置から出力される直流電圧の電圧値、前記蓄電装置のＳＯＣ、前記蓄電装置に入力される直流電流の電流値、前記蓄電装置から出力される直流電流の電流値および前記蓄電装置に印加される前記リプル電流の周波数の少なくとも一つであることを特徴とする請求項２から４のいずれか１項に記載の制御装置。
  6. 　前記インピーダンス計算部は、前記検出部の出力と前記蓄電装置のインピーダンスとの関係を示す情報をもとに前記検出部の出力を前記蓄電装置のインピーダンスの値に変換することを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の制御装置。
  7. 　前記蓄電装置は内部に配線を含んでおり、
    　前記インピーダンス計算部は、前記配線のインピーダンスも含めた前記蓄電装置のインピーダンスを求めることを特徴とする請求項２から６のいずれか１項に記載の制御装置。
  8. 　前記制御部は、前記蓄電装置の劣化速度の情報をもとに前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御する劣化判定部を備えたことを特徴とする請求項２から７のいずれか１項に記載の制御装置。
  9. 　前記劣化判定部は、前記電圧変動による前記蓄電装置の劣化速度の情報をもとに前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御することを特徴とする請求項８に記載の制御装置。
  10. 　前記劣化判定部は、前記インピーダンス計算部の出力および前記リプル電流計算部の出力から推定した蓄電装置の発熱量から前記蓄電装置の劣化速度を求めることを特徴とした請求項８に記載の制御装置。
  11. 　前記劣化判定部は、前記電圧変動の時間積分値から前記蓄電装置の劣化速度を求めることを特徴とした請求項８に記載の制御装置。
  12. 　前記劣化判定部は、前記電圧変動から求められた実効電圧から前記蓄電装置の劣化速度を求めることを特徴とした請求項８に記載の制御装置。
  13. 　前記検出部は少なくとも前記蓄電装置に印加されるリプル電流の周波数を検出し、
    　前記制御部は、前記蓄電装置に印加されるリプル電流の前記周波数による前記蓄電装置の劣化速度の情報をもとに前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御することを特徴とする請求項８から１２のいずれか１項に記載の制御装置。
  14. 　互いに並列に接続された複数のリアクトルと、複数の前記リアクトルのそれぞれに接続された複数の前記半導体スイッチング素子とを備えた前記変換器を制御する制御装置であって、
    　前記インピーダンス計算部の出力と前記リプル電流計算部の出力と前記検出部の出力とから動作させる前記半導体スイッチング素子の個数を制御することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
  15. 　前記検出部の出力から前記変換器における損失を求める変換器損失計算部と、
    　前記インピーダンス計算部の出力および前記リプル電流計算部の出力から前記蓄電装置における損失を求める電池損失計算部と、
    　前記変換器損失計算部の出力および前記電池損失計算部の出力から動作させる前記半導体スイッチング素子の個数を決定する制御部とを備えたことを特徴とする請求項１４に記載の制御装置。
  16. 　請求項１から１５のいずれか１項に記載の制御装置と、
    　前記蓄電装置と、
    　前記変換器とを備えたことを特徴とする蓄電システム。
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Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0654532A (ja) * 1992-07-24 1994-02-25 Canon Inc 多出力スイッチング電源装置
JPH0937560A (ja) * 1995-07-19 1997-02-07 Toshiba Corp インバータ制御装置
JP2010178608A (ja) * 2009-02-02 2010-08-12 Lenovo Singapore Pte Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび携帯式コンピュータ
JP2011018533A (ja) * 2009-07-08 2011-01-27 Toyota Motor Corp 二次電池の昇温制御装置およびそれを備える車両、ならびに二次電池の昇温制御方法
JP2012231557A (ja) * 2011-04-25 2012-11-22 Mitsubishi Electric Corp 電源装置
JP2014110728A (ja) * 2012-12-04 2014-06-12 Toyota Motor Corp 電池システムおよびそれを備える車両
JP2015201951A (ja) * 2014-04-08 2015-11-12 三菱電機株式会社 モータ制御装置、モータ制御方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5696615B2 (ja) 2011-07-28 2015-04-08 トヨタ自動車株式会社 充電装置および車両、ならびに充電装置の制御方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0654532A (ja) * 1992-07-24 1994-02-25 Canon Inc 多出力スイッチング電源装置
JPH0937560A (ja) * 1995-07-19 1997-02-07 Toshiba Corp インバータ制御装置
JP2010178608A (ja) * 2009-02-02 2010-08-12 Lenovo Singapore Pte Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび携帯式コンピュータ
JP2011018533A (ja) * 2009-07-08 2011-01-27 Toyota Motor Corp 二次電池の昇温制御装置およびそれを備える車両、ならびに二次電池の昇温制御方法
JP2012231557A (ja) * 2011-04-25 2012-11-22 Mitsubishi Electric Corp 電源装置
JP2014110728A (ja) * 2012-12-04 2014-06-12 Toyota Motor Corp 電池システムおよびそれを備える車両
JP2015201951A (ja) * 2014-04-08 2015-11-12 三菱電機株式会社 モータ制御装置、モータ制御方法

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