WO2022168214A1 - 温度補償回路 - Google Patents

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Definitions

  • the present disclosure relates to temperature compensation circuits.
  • a power amplifier is required to have a gain that does not change significantly even when operated under various temperature conditions.
  • a transistor is used as an amplifying element of the power amplifier, and the gain of the power amplifier changes according to the temperature characteristic of the transistor.
  • Patent Document 1 describes a temperature compensation circuit that generates a bias voltage that compensates for the temperature dependence of the gain and drain current of a transistor. ing.
  • the present disclosure is intended to solve the above problems, and an object thereof is to obtain a temperature compensation circuit capable of temperature compensation even under a wide range of temperature conditions including high temperature conditions.
  • a temperature compensation circuit has a first current path that temperature compensates a power amplifier in a first temperature range, and a rectifying element that is turned on in a second temperature range that is higher than the first temperature range. and a second current path for temperature-compensating the power amplifier with the current flowing through the rectifying element in the ON state.
  • the current flowing through the circuit does not become 0 and does not converge to a constant value due to the compensation current from the second current path under high temperature conditions, so even under a wide range of temperature conditions including high temperature conditions Can be temperature compensated.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a temperature compensating circuit according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an equalization circuit of the temperature compensation circuit of FIG. 1;
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a temperature compensating circuit 1 according to the first embodiment.
  • a temperature compensating circuit 1 shown in FIG. 1 is a circuit for compensating the temperature dependence of the gain of a power amplifier, and includes a first transistor 11, a first resistor 21, a second resistor 22, a third resistor 23, a third 4 resistors 24 , a fifth resistor 25 , a diode 31 and a voltage input terminal 43 .
  • the power amplifier to be temperature compensated is the second transistor 12 .
  • the second transistor 12 is a field effect transistor and has a gate terminal, which is a control terminal, a source terminal, and a drain terminal.
  • the input terminal 41 is connected to the gate terminal of the second transistor 12, the source terminal is grounded, and the output terminal 42 is connected to the drain terminal.
  • a high-frequency signal RF in is input to the input terminal 41 and supplied to the gate terminal of the second transistor 12 .
  • a high frequency signal RF out obtained by amplifying the high frequency signal RF in by the second transistor 12 is output from the output terminal 42 .
  • the first transistor 11 is a field effect transistor having a gate terminal that is a control terminal to which a gate voltage VG is supplied, a source terminal that is a first terminal to which a source voltage VS is applied, and a second terminal. and a drain terminal.
  • the first resistor 21 has a temperature characteristic in which the resistance value R1 increases as the temperature rises. is connected to the connection point with the resistor 25 of .
  • the second resistor 22 has a resistance value of R 2 and has one end connected to the other end of the first resistor 21 and the other end connected to the voltage input terminal 43 .
  • the third resistor 23 has a resistance value of R3, and has one end grounded and the other end connected to the drain terminal of the first transistor 11 .
  • a DC voltage Vc is applied to the voltage input terminal 43 .
  • the fourth resistor 24 has a resistance value of R4 , one end of which is connected to the connection point between the first resistor 21 and the second resistor 22, and the other end of which is connected to the gate terminal of the first transistor 11 and a diode. 31 anode.
  • the diode 31 is a rectifying element including an internal resistance rdio , one end of which is the anode terminal is connected to the connection point between the gate terminal of the first transistor 11 and the fourth resistor 24, and the other end of which is the cathode terminal. It is connected to the voltage input terminal 43 .
  • a current I dio flows through the diode 31 when it is turned on.
  • a fourth resistor 24 generates a potential difference I dio R 4 due to the current I dio flowing through the diode 31 .
  • the first transistor 11, the first resistor 21, the second resistor 22 and the third resistor 23 form a first current path.
  • the connection point between the first resistor 21 and the second resistor 22 is connected to the gate terminal of the second transistor 12 via the fifth resistor 25 .
  • An output voltage V ref is supplied to the gate terminal of the second transistor 12 from the junction of the first resistor 21 and the second resistor 22 via the fifth resistor 25 .
  • a fifth resistor 25 is an isolation resistor for coupling the potential at the connection point between the first resistor 21 and the second resistor 22 to the gate terminal of the second transistor 12 .
  • a fourth resistor 24 and a diode 31 form a second current path.
  • the second current path operates in a second temperature range that is higher than the first temperature range in which the first current path operates. That is, the temperature compensation circuit 1 compensates for the temperature dependence of the gain of the second transistor 12 through the first current path in the first temperature range, and when the ambient temperature rises to the second temperature range, Diode 31 is turned on to provide a second current path to compensate for the temperature dependence of the gain of second transistor 12 .
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an equalization circuit of the temperature compensating circuit 1 of FIG.
  • the first transistor 11 is transformed into an equivalent circuit using transconductance gm and drain-source resistance rd.
  • the internal current source of the first transistor 11 is represented by gmVGS , using the transconductance gm and the gate-to-source voltage VGS .
  • the current Id flowing through the first transistor 11 when the diode 31 is in the off state is expressed by the following equation (1).
  • V th is the threshold voltage of the first transistor 11 and V c is the DC voltage applied to the voltage input terminal 43 .
  • the output voltage V ref output from the connection point between the first resistor 21 and the second resistor 22 to the gate terminal of the second transistor 12 via the fifth resistor 25 is expressed by the following equation (3). be.
  • equation (3) if the threshold voltage V th of the first transistor 11, the transconductance gm of the first transistor 11, and the resistance value R 1 of the first resistor 21 have temperature characteristics, the output voltage V ref It can be seen that the temperature dependence is determined by the tendency of V th , gm and R 1 to change with temperature.
  • the temperature compensation circuit 1 adjusts the threshold voltage of the second transistor 12 to Temperature dependence of voltage can be compensated. For example, assuming that the resistance value R1 changes positively with temperature and the transconductance gm changes negatively with temperature, the numerator in the first term on the right side of the above equation (3) is , and the denominator in the first term on the right side of the above equation (3) changes positively with temperature. Therefore, the value indicated by the first term on the right side of the above equation (3) continuously changes negatively with temperature.
  • the threshold value As the voltage Vth drops, the current Id increases and the transconductance gm changes positively with temperature. At this time, if the change with temperature of 1/gm in the denominator of the first term on the right side of the above equation (3) is set to be smaller than the change with temperature of the resistance value R1 , the output voltage V ref is: It changes negatively with temperature.
  • the transconductance gm increases and reaches a maximum value, after which the transconductance gm changes negatively with respect to temperature.
  • the first term on the right side of the above equation (3) if the denominator becomes sufficiently larger than the numerator as the temperature rises, the value indicated by the first term on the right side of the above equation (3) changes little with respect to temperature. , and the change in the output voltage Vref with respect to temperature is also small. In this case, the temperature compensation circuit 1 cannot compensate the temperature of the second transistor 12 because the change of the current Id with respect to the temperature becomes small.
  • the temperature compensating circuit 1 When the threshold voltage V th of the first transistor 11 changes positively with temperature, if the output voltage V ref changes positively with temperature, then the temperature compensating circuit 1 will change the voltage of the second transistor 12 . Temperature dependence of the threshold voltage can be compensated. For example, assuming that the resistance value R1 changes positively with temperature and the transconductance gm changes negatively with temperature, the denominator in the first term on the right side of the above equation (3) is In the temperature range where the change in the denominator is greater than the change in the numerator, the output voltage V ref changes positively with temperature.
  • the output voltage V ref changes with temperature because the threshold voltage V th of the first transistor 11 continuously changes with temperature. has a continuously positive slope. Assuming that the resistance R1 varies positively with temperature and the first transistor 11 is biased in a shallow class AB, the current Id varies negatively with temperature, so the transformer Conductance gm varies negatively with temperature. At this time, the output voltage V ref continuously changes positively with temperature.
  • the diode 31 When the diode 31 is turned on, a current I dio flows through the diode 31 and a voltage drop occurs across the fourth resistor 24, making it possible to control the gate-to-source voltage V GS of the first transistor 11. . Since the diode 31 includes an internal resistance r dio , even when the diode 31 is turned on, a potential difference is generated in the diode 31 to prevent a short circuit. At this time, the current Id flowing through the first transistor 11 is represented by the following equation (4).
  • the current I d flowing through the first transistor 11 is compensated by I dio R 4 in the above equation (5).
  • the temperature compensation circuit 1 can compensate the temperature of the second transistor 12 by the current Idio flowing through the diode 31 even if the change of the current Id with temperature becomes small.
  • the output voltage V ref can be expressed by the following equation (6).
  • the temperature compensation circuit 1 can compensate the temperature of the second transistor 12. .
  • the current Id does not change much with temperature, as described above. Become. However, the current Id is compensated by the current Idio flowing through the diode 31, and the current Id changes continuously with temperature. be.
  • the threshold voltage Vth of the first transistor 11 changes positively with temperature
  • the resistance value R1 changes positively with temperature
  • the transconductance gm changes negatively with temperature.
  • the output voltage V ref continuously changes positively with temperature.
  • the temperature compensation circuit 1 independently adjusts the slope of the change in the output voltage Vref with respect to temperature in the first temperature range in which the diode 31 is turned off and the second temperature range in which the diode 31 is turned on. Can be set.
  • the temperature compensation circuit 1 will also cause the diode 31 to turn off. It is possible to independently set the slope of the change in the output voltage Vref with respect to the temperature in the first temperature range and the second temperature range in which the diode 31 is turned on.
  • FIG. 3 is a graph showing simulation results of the temperature dependence of the output voltage Vref of the temperature compensation circuit.
  • the simulation results shown in FIG. 3 show that in the conventional temperature compensation circuit and the temperature compensation circuit 1, the threshold voltage Vth of the first transistor 11 changes negatively with temperature, and the resistance value R1 changes with temperature. , and the temperature dependence of the output voltage Vref when the first transistor 11 is biased to a shallow class AB.
  • the conventional temperature compensation circuit is a circuit without the second current path in the temperature compensation circuit 1 .
  • the equigain line A indicated by the dashed line in FIG. 3 is the voltage characteristic when the gain of the power amplifier (second transistor 12) is constant with respect to temperature.
  • the relationship between the ambient temperature T amb and the output voltage V ref denoted by symbol B is the simulation result of the temperature characteristics of the output voltage V ref of the conventional temperature compensating circuit.
  • the relationship between the ambient temperature T amb and the output voltage V ref denoted by C is the simulation result of the temperature characteristics of the output voltage V ref of the temperature compensating circuit 1 .
  • FIG. 4 is a graph showing simulation results of the temperature dependence of the gain of the power amplifier (second transistor 12).
  • Each simulation result shown in FIG. 4 shows that the threshold voltage Vth of the first transistor 11 changes negatively with temperature, the resistance value R1 changes positively with 2 shows the temperature dependence of the gain of the second transistor 12 temperature compensated by the conventional temperature compensation circuit and the temperature compensation circuit 1, biased to shallow class AB.
  • the conventional temperature compensating circuit is a circuit without the second current path in the temperature compensating circuit 1, as in FIG.
  • the relation of the gain with respect to the environmental temperature Tamb denoted by symbol D shows the simulation result of the temperature characteristics of the gain of the second transistor 12 temperature-compensated by the conventional temperature compensation circuit.
  • the relationship of the gain with respect to the environmental temperature Tamb denoted by E indicates the simulation result of the temperature characteristics of the gain of the second transistor 12 temperature-compensated by the temperature compensation circuit 1 .
  • the range of ambient temperature Tamb at which the gain variation of the second transistor 12 is 1 dB is 20°C to 60°C.
  • the range of the ambient temperature Tamb at which the gain fluctuation of the second transistor 12 is 1 dB is from 20° C. to 140° C. .
  • the temperature compensation circuit 1 can perform temperature compensation even under a wide range of temperature conditions including high temperature conditions.
  • the first transistor 11 and the second transistor 12 are field effect transistors, they may be other transistors.
  • the first transistor 11 and the second transistor 12 may be bipolar transistors.
  • the diode 31 may be any rectifying element that is turned on and allows a current to flow.
  • the temperature compensating circuit 1 has the first current path that temperature-compensates the second transistor 12 in the first temperature range and the second current path that is higher than the first temperature range. It has a diode 31 that is turned on in a temperature range, and has a second current path that temperature-compensates the second transistor 12 with a current that flows through the diode 31 that is in the on state. Due to the compensation current from the second current path under high temperature conditions, the current flowing through the circuit does not become 0 and does not converge to a constant value, so temperature compensation can be performed even under a wide range of temperature conditions including high temperature conditions. .
  • the first current path is connected to the first transistor 11, one end of which is connected to the source terminal of the first transistor 11, and the resistance value R1 increases as the temperature rises.
  • a first resistor 21 having a rising characteristic a second resistor 22 having one end connected to the other end of the first resistor 21 and the other end connected to the voltage input terminal 43, and one end grounded, It has a third resistor 23 whose other end is connected to the drain terminal of the first transistor 11 , and the connection point between the first resistor 21 and the second resistor 22 is connected through a fifth resistor 25 to the third resistor 23 .
  • the second current path has one end connected to the connection point between the first resistor 21 and the second resistor 22 and the other end connected to the gate terminal of the first transistor 11 . , one end of which is connected to the connection point between the gate terminal of the first transistor 11 and the fourth resistor 24, and the other end of which is connected to the voltage input terminal 43. has a diode 31 through which . Due to the compensation current from the second current path under high temperature conditions, the current flowing through the circuit does not become 0 and does not converge to a constant value, so temperature compensation can be performed even under a wide range of temperature conditions including high temperature conditions. .
  • a temperature compensation circuit according to the present disclosure can be used, for example, for temperature compensation of a high frequency amplifier circuit that amplifies the power of high frequency signals.
  • 1 temperature compensation circuit 11 first transistor, 12 second transistor, 21 first resistor, 22 second resistor, 23 third resistor, 24 fourth resistor, 25 fifth resistor, 31 diode, 41 Input terminal, 42 Output terminal, 43 Voltage input terminal.

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Abstract

温度補償回路（１）は、第１の温度範囲で第２のトランジスタ（１２）を温度補償する第１の電流経路と、第１の温度範囲よりも高い第２の温度範囲でオン状態となるダイオード（３１）を有し、オン状態のダイオード（３１）に流れる電流によって第２のトランジスタ（１２）を温度補償する第２の電流経路を備える。

Description

温度補償回路
　本開示は、温度補償回路に関する。
　電力増幅器は、様々な温度条件で動作させても利得が大きく変化しないことが要求される。電力増幅器の増幅素子にはトランジスタが用いられ、トランジスタの温度特性に応じて電力増幅器の利得は変化する。温度の変動に対する電力増幅器の利得の変化を補償する従来の技術として、例えば、特許文献１には、トランジスタの利得およびドレイン電流の温度依存性を補償するバイアス電圧を生成する温度補償回路が記載されている。
特開２００３－１８８６５３号公報
　特許文献１に記載された温度補償回路は、トランジスタの閾値電圧が温度上昇に対して降下する特性を有する場合、温度上昇に伴って当該回路を流れる電流が増加し、当該回路を流れる電流を制御するトランジスタのソース電位が上昇する。これにより、従来の温度補償回路は、高温条件で回路を流れる電流が０になるか、一定値に収束することにより、温度補償ができなくなるという課題があった。
　本開示は上記課題を解決するものであり、高温条件を含む広範囲の温度条件であっても温度補償が可能な温度補償回路を得ることを目的とする。
　本開示に係る温度補償回路は、第１の温度範囲で電力増幅器を温度補償する第１の電流経路と、第１の温度範囲よりも高い第２の温度範囲でオン状態となる整流素子を有し、オン状態の整流素子に流れる電流によって電力増幅器を温度補償する第２の電流経路を備える。
　本開示によれば、高温条件における第２の電流経路からの補償電流によって回路を流れる電流が０にならず、かつ一定値にも収束しないので、高温条件を含む広範囲の温度条件であっても温度補償することができる。
実施の形態１に係る温度補償回路の構成例を示す回路図である。 図１の温度補償回路の等化回路を示す回路図である。 温度補償回路の出力電圧の温度依存性のシミュレーション結果を示すグラフである。 電力増幅器の利得の温度依存性のシミュレーション結果を示すグラフである。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る温度補償回路１の構成例を示す回路図である。図１に示す温度補償回路１は、電力増幅器の利得の温度依存性を補償する回路であり、第１のトランジスタ１１、第１の抵抗２１、第２の抵抗２２、第３の抵抗２３、第４の抵抗２４、第５の抵抗２５、ダイオード３１および電圧入力端子４３を備える。図１において、温度補償対象の電力増幅器は、第２のトランジスタ１２である。第２のトランジスタ１２は、電界効果トランジスタであり、制御端子であるゲート端子と、ソース端子と、ドレイン端子を備える。
　第２のトランジスタ１２のゲート端子には、入力端子４１が接続されており、ソース端子は接地されており、ドレイン端子には出力端子４２が接続されている。入力端子４１には、高周波信号ＲＦｉｎが入力され、第２のトランジスタ１２のゲート端子に供給される。第２のトランジスタ１２によって高周波信号ＲＦｉｎが増幅された高周波信号ＲＦｏｕｔは、出力端子４２から出力される。
　第１のトランジスタ１１は、電界効果トランジスタであり、ゲート電圧ＶＧが供給される制御端子であるゲート端子と、ソース電圧ＶＳが印加される第１の端子であるソース端子と、第２の端子であるドレイン端子とを備える。第１の抵抗２１は、温度上昇に伴って抵抗値Ｒ１が上昇する温度特性を有し、一端が第１のトランジスタ１１のソース端子に接続され、他端が第４の抵抗２４と第５の抵抗２５との接続点に接続されている。第２の抵抗２２は、抵抗値Ｒ２の抵抗であり、一端が第１の抵抗２１の他端と接続され、他端が電圧入力端子４３に接続されている。第３の抵抗２３は、抵抗値Ｒ３の抵抗であり、一端が接地され、他端が第１のトランジスタ１１のドレイン端子に接続されている。電圧入力端子４３には直流電圧Ｖｃが印加される。
　第４の抵抗２４は、抵抗値Ｒ４の抵抗であり、一端が第１の抵抗２１と第２の抵抗２２との接続点に接続され、他端が第１のトランジスタ１１のゲート端子とダイオード３１のアノードに接続されている。ダイオード３１は、内部抵抗ｒｄｉｏを含む整流素子であり、一端であるアノード端子が第１のトランジスタ１１のゲート端子と第４の抵抗２４との接続点に接続され、他端であるカソード端子が電圧入力端子４３に接続されている。ダイオード３１は、オン状態になると電流Ｉｄｉｏが流れる。第４の抵抗２４は、ダイオード３１を流れる電流Ｉｄｉｏによって電位差ＩｄｉｏＲ４を発生させる。
　第１のトランジスタ１１、第１の抵抗２１、第２の抵抗２２および第３の抵抗２３は、第１の電流経路を形成する。第１の電流経路において、第１の抵抗２１と第２の抵抗２２との接続点は、第５の抵抗２５を介して第２のトランジスタ１２のゲート端子に接続されている。第５の抵抗２５を介して、第１の抵抗２１と第２の抵抗２２との接続点から出力電圧Ｖｒｅｆが、第２のトランジスタ１２のゲート端子に供給される。第５の抵抗２５は、第１の抵抗２１と第２の抵抗２２との接続点における電位を、第２のトランジスタ１２のゲート端子に結合するためのアイソレーション抵抗である。
　第４の抵抗２４およびダイオード３１は、第２の電流経路を形成する。第２の電流経路は、第１の電流経路が動作する第１の温度範囲よりも高い第２の温度範囲で動作する。
　すなわち、温度補償回路１は、第１の温度範囲において、第１の電流経路によって第２のトランジスタ１２の利得の温度依存性を補償し、周辺温度が上昇して第２の温度範囲になると、ダイオード３１がオン状態になって第２の電流経路によって第２のトランジスタ１２の利得の温度依存性を補償する。
　図２は、図１の温度補償回路１の等化回路を示す回路図である。図２において、第１のトランジスタ１１は、トランスコンダクタンスｇｍおよびドレインソース間抵抗ｒｄを用いて等価回路変換されている。第１のトランジスタ１１の内部電流源は、トランスコンダクタンスｇｍおよびゲートソース間電圧ＶＧＳを用いて、ｇｍＶＧＳで表される。
　ダイオード３１がオフ状態であるとき、第１のトランジスタ１１を流れる電流Ｉｄは、下記式（１）で表される。Ｖｔｈは、第１のトランジスタ１１の閾値電圧であり、Ｖｃは、電圧入力端子４３に印加される直流電圧である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　ｒｄ≒∞と仮定した場合、上記式（１）は、下記式（２）に変形される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　第１の抵抗２１と第２の抵抗２２との接続点から第５の抵抗２５を介して第２のトランジスタ１２のゲート端子に出力される出力電圧Ｖｒｅｆは、下記式（３）で表される。下記式（３）において、第１のトランジスタ１１の閾値電圧Ｖｔｈ、第１のトランジスタ１１のトランスコンダクタンスｇｍおよび第１の抵抗２１の抵抗値Ｒ１が温度特性を有すると、出力電圧Ｖｒｅｆの温度依存性は、Ｖｔｈ、ｇｍおよびＲ１のそれぞれの温度に対する変化の傾向によって決定されることがわかる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　温度上昇に伴って閾値電圧Ｖｔｈが降下する温度特性を有する場合、出力電圧Ｖｒｅｆが、温度上昇に伴って降下する温度特性であれば、温度補償回路１は、第２のトランジスタ１２の閾値電圧の温度依存性を補償することができる。
　例えば、抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、トランスコンダクタンスｇｍが温度に対して負の変化をすると仮定した場合に、上記式（３）の右辺第１項における分子は、温度に対して負の変化をし、上記式（３）の右辺第１項における分母は、温度に対して正の変化をする。このため、上記式（３）の右辺第１項が示す値は温度に対し連続して負の変化をする。
　上記式（３）の右辺第１項において、温度上昇に伴って分母が分子に対し十分に大きくなった場合、上記式（３）の右辺第１項が示す値は、温度に対する変化が小さくなって、出力電圧Ｖｒｅｆの温度に対する変化も小さくなる。上記式（２）においても同様に考えると、電流Ｉｄの温度に対する変化が小さくなることを意味する。すなわち、電流Ｉｄの温度に対する変化が小さくなると、温度補償回路１は、第２のトランジスタ１２の温度補償ができなくなる。
　抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、第１のトランジスタ１１がＢ級よりもＡ級に近い、いわゆる浅いＡＢ級にバイアスされていると仮定した場合、温度上昇に伴って閾値電圧Ｖｔｈが降下することにより、電流Ｉｄが増加し、トランスコンダクタンスｇｍが温度に対して正の変化をする。このとき、上記式（３）の右辺第１項の分母における１／ｇｍの温度に対する変化が、抵抗値Ｒ１の温度に対する変化よりも小さくなるように設定された場合、出力電圧Ｖｒｅｆは、温度に対して負の変化をする。
　温度上昇に伴ってトランスコンダクタンスｇｍが増加して最大値になると、その後は、トランスコンダクタンスｇｍが、温度に対して負の変化に転ずる。このとき、上記式（３）の右辺第１項において、温度上昇に伴って分母が分子に対し十分に大きくなると、上記式（３）の右辺第１項が示す値は、温度に対する変化が小さくなり、出力電圧Ｖｒｅｆの温度に対する変化も小さくなる。この場合、電流Ｉｄの温度に対する変化が小さくなるので、温度補償回路１は、第２のトランジスタ１２の温度補償ができなくなる。
　第１のトランジスタ１１の閾値電圧Ｖｔｈが温度に対して正の変化をするとき、出力電圧Ｖｒｅｆが温度に対して正の変化をすれば、温度補償回路１は、第２のトランジスタ１２の閾値電圧の温度依存性を補償することができる。
　例えば、抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、トランスコンダクタンスｇｍが温度に対して負の変化をすると仮定した場合、上記式（３）の右辺第１項における分母は、温度に対して正の変化をし、分母の変化が分子の変化よりも大きい温度範囲において、出力電圧Ｖｒｅｆは、温度に対して正の変化をする。
　温度上昇に伴ってトランスコンダクタンスｇｍの変化が小さくなった場合においても、第１のトランジスタ１１の閾値電圧Ｖｔｈが温度に対して連続して変化することによって、出力電圧Ｖｒｅｆは、温度に対して連続して正の傾きを有する。
　抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、第１のトランジスタ１１が浅いＡＢ級にバイアスされていると仮定した場合、電流Ｉｄが温度に対して負の変化をするため、トランスコンダクタンスｇｍは、温度に対して負の変化をする。このとき、出力電圧Ｖｒｅｆは、温度に対して連続して正の変化をする。
　ダイオード３１がオン状態になると、ダイオード３１に電流Ｉｄｉｏが流れ、第４の抵抗２４において電圧降下が発生して、第１のトランジスタ１１のゲートソース間電圧ＶＧＳを制御することが可能となる。ダイオード３１は、内部抵抗ｒｄｉｏを含むため、オン状態となったときであっても、ダイオード３１に電位差が生じて短絡しない。このとき、第１のトランジスタ１１に流れる電流Ｉｄは、下記式（４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　ｒｄ≒∞と仮定した場合、上記式（４）は、下記式（５）に変形される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　上記式（５）と上記式（２）を比較すると、上記式（５）におけるＩｄｉｏＲ４によって、第１のトランジスタ１１に流れる電流Ｉｄが補償される。前述したように、電流Ｉｄの温度に対する変化が小さくなっても、ダイオード３１を流れる電流Ｉｄｉｏによって、温度補償回路１は、第２のトランジスタ１２の温度補償が可能である。
　このとき、出力電圧Ｖｒｅｆは、下記式（６）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　第１のトランジスタ１１の閾値電圧Ｖｔｈが温度に対して負の変化をし、抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、トランスコンダクタンスｇｍが温度に対して負の変化をすると仮定した場合に、前述したように、電流Ｉｄの温度に対する変化は小さくなる。ただし、ダイオード３１を流れる電流Ｉｄｉｏによって電流Ｉｄが補償され、温度に対して電流Ｉｄが連続して変化するので、温度補償回路１は、第２のトランジスタ１２の温度補償が可能である。
　また、抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、第１のトランジスタ１１が浅いＡＢ級にバイアスされていると仮定した場合、前述したように、電流Ｉｄの温度に対する変化は小さくなる。ただし、ダイオード３１を流れる電流Ｉｄｉｏによって電流Ｉｄが補償されて、温度に対して電流Ｉｄが連続して変化するので、温度補償回路１は、第２のトランジスタ１２の温度補償が可能である。
　さらに、第１のトランジスタ１１の閾値電圧Ｖｔｈが温度に対して正の変化をし、抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、トランスコンダクタンスｇｍが温度に対して負の変化をする場合、前述したように、出力電圧Ｖｒｅｆは温度に対して連続して正の変化をする。
　ただし、ダイオード３１がオン状態になる第２の温度範囲においては、ダイオード３１を流れる電流Ｉｄｉｏによる電流補償によって、出力電圧Ｖｒｅｆが温度に対して変化する。すなわち、温度補償回路１は、ダイオード３１がオフ状態になる第１の温度範囲と、ダイオード３１がオン状態になる第２の温度範囲とで、出力電圧Ｖｒｅｆの温度に対する変化の傾きを独立に設定することが可能である。
　抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、第１のトランジスタ１１が浅いＡＢ級にバイアスされていると仮定した場合も同様に、温度補償回路１は、ダイオード３１がオフ状態になる第１の温度範囲とダイオード３１がオン状態になる第２の温度範囲とで、出力電圧Ｖｒｅｆの温度に対する変化の傾きを独立に設定することが可能である。
　図３は、温度補償回路の出力電圧Ｖｒｅｆの温度依存性のシミュレーション結果を示すグラフである。図３に示すシミュレーション結果は、従来の温度補償回路と温度補償回路１とにおいて、第１のトランジスタ１１の閾値電圧Ｖｔｈが温度に対して負の変化をし、抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、第１のトランジスタ１１が浅いＡＢ級にバイアスされている場合における、出力電圧Ｖｒｅｆの温度依存性である。また、従来の温度補償回路は、温度補償回路１における第２の電流経路がない回路である。
　図３において破線で示す等利得線Ａは、電力増幅器（第２のトランジスタ１２）の利得を温度に対して一定にした場合における電圧特性である。図３において、符号Ｂを付した環境温度Ｔａｍｂと出力電圧Ｖｒｅｆとの関係は、従来の温度補償回路の出力電圧Ｖｒｅｆの温度特性のシミュレーション結果である。また、符号Ｃを付した環境温度Ｔａｍｂと出力電圧Ｖｒｅｆとの関係は、温度補償回路１の出力電圧Ｖｒｅｆの温度特性のシミュレーション結果である。
　従来の温度補償回路は、符号Ｂを付した関係が示すように、環境温度Ｔａｍｂが６０℃以上であると、温度に対する出力電圧Ｖｒｅｆの変化が小さくなっている。これに対し、温度補償回路１では、符号Ｃを付した関係が示すように、環境温度Ｔａｍｂが１４０℃になっても一定の傾きを有している。
　図４は、電力増幅器（第２のトランジスタ１２）の利得の温度依存性のシミュレーション結果を示すグラフである。図４に示す各シミュレーション結果は、第１のトランジスタ１１の閾値電圧Ｖｔｈが温度に対して負の変化をし、抵抗値Ｒ１が温度に対して正の変化をし、第１のトランジスタ１１が浅いＡＢ級にバイアスされている、従来の温度補償回路と温度補償回路１とによって温度補償された第２のトランジスタ１２の利得の温度依存性を示している。なお、従来の温度補償回路は、図３と同様に、温度補償回路１における第２の電流経路がない回路である。
　図４において、符号Ｄを付した環境温度Ｔａｍｂに対する利得の関係は、従来の温度補償回路によって温度補償された第２のトランジスタ１２の利得の温度特性のシミュレーション結果を示している。また、符号Ｅを付した環境温度Ｔａｍｂに対する利得の関係は、温度補償回路１によって温度補償された第２のトランジスタ１２の利得の温度特性のシミュレーション結果を示している。
　符号Ｄを付した関係が示すように、従来の温度補償回路において、第２のトランジスタ１２の利得変動が１ｄＢとなる環境温度Ｔａｍｂの範囲は、２０℃から６０℃である。これに対し、温度補償回路１においては、符号Ｅを付した関係が示すように、第２のトランジスタ１２の利得変動が１ｄＢとなる環境温度Ｔａｍｂの範囲が２０℃から１４０℃になっている。このように、温度補償回路１は、高温条件を含む広範囲の温度条件であっても温度補償が可能である。
　なお、これまでの説明は、第１のトランジスタ１１および第２のトランジスタ１２が電界効果トランジスタである場合を示したが、他のトランジスタであってもよい。例えば、第１のトランジスタ１１および第２のトランジスタ１２は、バイポーラトランジスタであってもよい。また、ダイオード３１についても、オン状態になって電流が流れる整流素子であればよい。
　以上のように、実施の形態１に係る温度補償回路１は、第１の温度範囲で第２のトランジスタ１２を温度補償する第１の電流経路と、第１の温度範囲よりも高い第２の温度範囲でオン状態となるダイオード３１を有し、オン状態のダイオード３１に流れる電流によって第２のトランジスタ１２を温度補償する第２の電流経路を備える。高温条件における第２の電流経路からの補償電流によって回路を流れる電流が０にならず、かつ一定値にも収束しないので、高温条件を含む広範囲の温度条件であっても温度補償することができる。
　実施の形態１に係る温度補償回路１において、第１の電流経路は、第１のトランジスタ１１と、一端が第１のトランジスタ１１のソース端子と接続され、温度上昇に伴って抵抗値Ｒ１が上昇する特性を有した第１の抵抗２１と、一端が第１の抵抗２１の他端と接続され、他端が電圧入力端子４３に接続された第２の抵抗２２と、一端が接地され、他端が第１のトランジスタ１１のドレイン端子に接続された第３の抵抗２３を有し、第１の抵抗２１と第２の抵抗２２との接続点が、第５の抵抗２５を介して第２のトランジスタ１２のゲート端子に接続され、第２の電流経路は、一端が第１の抵抗２１と第２の抵抗２２との接続点に接続され、他端が第１のトランジスタ１１のゲート端子に接続された第４の抵抗２４と、一端が第１のトランジスタ１１のゲート端子と第４の抵抗２４との接続点に接続され、他端が電圧入力端子４３に接続され、オン状態で電流が流れるダイオード３１を有する。高温条件における第２の電流経路からの補償電流によって回路を流れる電流が０にならず、かつ一定値にも収束しないので、高温条件を含む広範囲の温度条件であっても温度補償することができる。
　なお、実施の形態の任意の構成要素の変形もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　本開示に係る温度補償回路は、例えば、高周波信号の電力を増幅する高周波増幅回路の温度補償に利用可能である。
　１　温度補償回路、１１　第１のトランジスタ、１２　第２のトランジスタ、２１　第１の抵抗、２２　第２の抵抗、２３　第３の抵抗、２４　第４の抵抗、２５　第５の抵抗、３１　ダイオード、４１　入力端子、４２　出力端子、４３　電圧入力端子。

Claims (4)

  1. 　第１の温度範囲で電力増幅器を温度補償する第１の電流経路と、
    　前記第１の温度範囲よりも高い第２の温度範囲でオン状態となる整流素子を有し、オン状態の前記整流素子に流れる電流によって前記電力増幅器を温度補償する第２の電流経路と、
    　を備えたことを特徴とする温度補償回路。
  2. 　前記第１の電流経路は、
    　制御端子、第１の端子および第２の端子を有した第１のトランジスタと、
    　一端が前記第１のトランジスタの前記第１の端子と接続され、温度上昇に伴って抵抗値が上昇する特性を有した第１の抵抗と、
    　一端が前記第１の抵抗の他端と接続され、他端が電圧入力端子に接続された第２の抵抗と、
    　一端が接地され、他端が前記第１のトランジスタの前記第２の端子に接続された第３の抵抗と、を有し、
    　前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点が、アイソレーション抵抗を介して、前記電力増幅器である第２のトランジスタの制御端子に接続され、
    　前記第２の電流経路は、
    　一端が前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点に接続され、他端が前記第１のトランジスタの制御端子に接続された第４の抵抗と、
    　一端が前記第１のトランジスタの制御端子と前記第４の抵抗との接続点に接続され、他端が前記電圧入力端子に接続され、オン状態で電流が流れる前記整流素子と、
    　を有することを特徴とする請求項１に記載の温度補償回路。
  3. 　前記第１のトランジスタは、温度上昇に伴って閾値電圧が降下する特性を有すること
    　を特徴とする請求項２に記載の温度補償回路。
  4. 　前記第１のトランジスタは、ＡＢ級にバイアスされること
    　を特徴とする請求項２または請求項３に記載の温度補償回路。
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