WO2022130571A1 - 電動機駆動装置、冷凍サイクル装置、及び空気調和機 - Google Patents

電動機駆動装置、冷凍サイクル装置、及び空気調和機 Download PDF

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    • F25B2600/021—Inverters therefor

Definitions

  • This disclosure relates to a motor drive device, a refrigeration cycle device, and an air conditioner.
  • the permanent magnet synchronous motor Since the permanent magnet synchronous motor has higher efficiency characteristics than the induction motor, it is applied not only to home appliances but also to industrial equipment, electric vehicles and the like. Further, it is widely practiced to change the output frequency and output voltage value of the inverter by PWM control using an inverter for variable speed control of a permanent magnet synchronous motor. Further, in the above application, in order to save energy, high efficiency in a low speed rotation range (light load) is required, and an expansion of a drive range in a high speed rotation range (high load) is also required.
  • Patent Document 1 describes a method of suppressing a windup phenomenon and stabilizing a control system by calculating a voltage command value based on a current deviation by a P calculation instead of a PI calculation.
  • Patent Document 1 has a problem that the motor cannot be stably controlled in a region having a large modulation factor, for example, a region having a modulation factor of 1.5 or more in the overmodulation region.
  • the object of the present disclosure is to enable the motor to operate stably in a wide range of the overmodulation region.
  • the motor drive device of the present disclosure is An inverter that generates an AC voltage with a variable frequency and a variable voltage value and applies it to the motor, It is equipped with a control device that controls the inverter.
  • the control device is A q-axis current command value is generated based on the frequency deviation, which is the difference between the frequency of the AC voltage and the frequency command value.
  • a proportional calculation is performed on the d-axis current deviation, which is the difference between the d-axis current of the motor and the d-axis current command value, to generate the first d-axis voltage value.
  • An integral operation is performed on the d-axis current deviation to generate a second d-axis voltage value.
  • a d-axis compensation value that compensates for the d-axis voltage induced by the q-axis current command value is calculated.
  • Proportional calculation is performed on the q-axis current deviation, which is the difference between the q-axis current of the motor and the q-axis current command value, to generate the first q-axis voltage value.
  • An integral operation is performed on the q-axis current deviation to generate a second q-axis voltage value.
  • a q-axis compensation value that compensates for the q-axis voltage induced by the d-axis current command value is calculated.
  • a third d-axis voltage value is generated.
  • a third q-axis voltage value is generated.
  • a third q-axis voltage value is generated.
  • the second mode Using at least the d-axis compensation value among the first d-axis voltage value, the second d-axis voltage value, and the d-axis compensation value, and without using the second d-axis voltage value.
  • Generates the third d-axis voltage value At least the q-axis compensation value of the first q-axis voltage value, the second q-axis voltage value, and the q-axis compensation value is used, and the second q-axis voltage value is not used.
  • Generates the third q-axis voltage value The modulation factor is calculated based on the third d-axis voltage value and the third q-axis voltage value.
  • a correction coefficient is generated based on the modulation factor, The correction coefficient is multiplied by the third d-axis voltage value and the third q-axis voltage value to generate a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value.
  • a signal for PWM control of the inverter is generated based on the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value.
  • the correction factor is maintained at 1 in the first mode.
  • the correction coefficient is determined so that in the second mode, the AC voltage has a magnitude corresponding to the third d-axis voltage value and the third q-axis voltage value.
  • the motor can be operated stably in a wide range of the overmodulation region.
  • FIG. 1 It is a schematic diagram which shows an example of the refrigerating cycle of an air conditioner. It is a figure which shows the electric motor drive device of Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the configuration example of the inverter of FIG.
  • FIG. It is a functional block diagram which shows an example of the control apparatus used in Embodiment 1.
  • FIG. It is a functional block diagram which shows the structural example of the d-axis current command value generation of FIG.
  • FIG. It is a functional block diagram which shows the structural example of the voltage command value generation part of FIG.
  • It is a functional block diagram which shows the structural example of the voltage value calculation part of FIG.
  • FIG. (A) to (d) are diagrams showing an example of changes in the speed of the motor, the torque of the motor and the load, the d-axis current and the q-axis current, and the input voltage of the inverter when the wind-up phenomenon occurs.
  • FIG. (A) to (d) are diagrams showing an example of changes in the speed of the motor, the torque of the motor and the load, the d-axis current and the q-axis current, and the input voltage of the inverter when the wind-up phenomenon occurs.
  • (A) to (d) are diagrams showing an example of changes in the speed of the motor, the torque of the motor and the load, the d-axis current and the q-axis current, and the input voltage of the inverter when the wind-up phenomenon does not occur.
  • (A) to (d) are diagrams showing an example of the deviation of the actual current with respect to the current command value when the d-axis inductance used in the control does not match the actual d-axis inductance.
  • the motor drive device is for driving the motor of the compressor of the refrigerating cycle device of the air conditioner, for example.
  • the refrigeration cycle 900 of FIG. 1 can be operated for heating or cooling by switching the four-way valve 902.
  • the refrigerant is pressurized by the compressor 904 and sent out, and passes through the four-way valve 902, the indoor heat exchanger 906, the expansion valve 908, the outdoor heat exchanger 910 and the four-way valve 902. Return to the compressor 904.
  • the refrigerant is pressurized by the compressor 904 and sent out, and passes through the four-way valve 902, the outdoor heat exchanger 910, the expansion valve 908, the indoor heat exchanger 906 and the four-way valve 902. Return to the compressor 904.
  • the indoor heat exchanger 906 acts as a condenser to release heat, and the outdoor heat exchanger 910 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the outdoor heat exchanger 910 acts as a condenser to release heat, and the indoor heat exchanger 906 acts as an evaporator to absorb heat.
  • the expansion valve 908 depressurizes the refrigerant and expands it.
  • the compressor 904 is driven by a variable speed controlled motor 7.
  • the refrigeration cycle device is composed of the above refrigeration cycle 900, the motor 7 for driving the compressor 904, and the motor drive device for driving the motor 7.
  • FIG. 2 is a schematic wiring diagram showing the motor drive device 2 of the first embodiment together with the motor 7.
  • the motor drive device 2 shown in FIG. 2, the motor 7, and the refrigeration cycle 900 shown in FIG. 1 constitute a refrigeration cycle device.
  • the motor drive device 2 shown in FIG. 2 is for driving the motor 7, and includes a reactor 4, a rectifier circuit 10, a smoothing capacitor 20, an inverter 30, a voltage detection unit 82, and an input current detection unit. It has 84 and a control device 100.
  • the rectifier circuit 10 converts the AC power supplied from the AC power supply 1 into DC power.
  • the rectifier circuit 10 is composed of a diode bridge.
  • the input terminal of the diode bridge is connected to the AC power supply 1 via the reactor 4, and the output terminal is connected to the smoothing capacitor 20.
  • the smoothing capacitor 20 smoothes the output voltage of the rectifier circuit 10.
  • One electrode (positive electrode) of the smoothing capacitor 20 is connected to the first output terminal of the rectifier circuit 10 and the DC bus 22a on the high potential side (positive side).
  • the other electrode (negative electrode) of the smoothing capacitor 20 is connected to the second output terminal of the rectifier circuit 10 and the DC bus 22b on the low potential side (negative side).
  • the inverter 30 receives a DC voltage between both electrodes of the smoothing capacitor 20, generates a three-phase AC voltage having a variable frequency and a variable voltage, and supplies the three-phase AC voltage to the motor 7 via the output lines 331 to 333.
  • the DC voltage input to the inverter 30 is called the input voltage of the inverter, or simply the input voltage.
  • the motor 7 is, for example, a three-phase permanent magnet synchronous motor.
  • the voltage detection unit 82 detects the DC voltage Vdc between the DC bus 22a and 22b as the input voltage of the inverter.
  • the voltage detection unit 82 includes, for example, a circuit that divides the input voltage Vdc by a resistance connected in series, and converts the input voltage Vdc into a voltage suitable for processing by the microcomputer in the control device 100, for example, a voltage of 5 V or less and outputs the voltage. ..
  • This signal (voltage detection signal) is converted into a digital signal by an A / D conversion unit (not shown) in the control device 100 and used for internal processing of the control device 100.
  • the input current detection unit 84 detects the input current Idc of the inverter 30.
  • the input current detection unit 84 includes a shunt resistance inserted in the DC bus 22b between the negative electrode of the smoothing capacitor 20 and the inverter 30, and supplies an analog signal indicating the detection result to the control device 100.
  • This signal (current detection signal) is converted into a digital signal by an A / D conversion unit (not shown) in the control device 100 and used for internal processing of the control device 100.
  • control device 100 To control the inverter 30, the control device 100 generates PWM signals Sm1 to Sm6 and supplies them to the inverter 30.
  • the inverter 30 has an inverter main circuit 310 and a drive circuit 350, and the input terminal of the inverter main circuit 310 is connected to the DC bus 22a and 22b.
  • the inverter main circuit 310 each has six arms including switching elements 311 to 316. Rectifying elements 321 to 326 for reflux are connected in antiparallel to the switching elements 311 to 316.
  • the drive circuit 350 generates drive signals Sr1 to Sr6 based on the PWM signals Sm1 to Sm6, and controls the on / off of the switching elements 311 to 316 by the drive signals Sr1 to Sr6, whereby the frequency is variable and the voltage is variable.
  • the three-phase AC voltage of No. 3 is applied to the motor 7 via the output lines 331 to 333.
  • the drive signals Sr1 to Sr6 are voltage levels required to control the switching elements 311 to 316, for example. It is a signal having a magnitude of + 15V to -15V. Further, while the PWM signals Sm1 to Sm6 use the ground potential of the control device 100 as a reference potential, the drive signals Sr1 to Sr6 are the potentials of the negative terminals (emitter terminals) of the corresponding switching elements. Is the reference potential.
  • the control device 100 controls the operation of the inverter 30 as described above. Specifically, the control device 100 controls the inverter 30 to change the frequency and the voltage value of the output voltage thereof.
  • the angular frequency ⁇ of the output voltage of the inverter 30 determines the rotation angle speed at the electric angle of the motor 7 (represented by the same sign ⁇ as the angular frequency of the output voltage), and the rotation angle speed at the mechanical angle of the motor 7.
  • ⁇ m is equal to the rotation angular frequency ⁇ at the electric angle of the motor 7 divided by the pole log number P m . Therefore, there is a relationship expressed by the following equation (1) between the rotation angular velocity ⁇ m at the mechanical angle of the motor 7 and the angular frequency ⁇ of the output voltage of the inverter 30.
  • the angular velocity is simply referred to as the rotational velocity
  • the angular frequency is sometimes referred to simply as the frequency.
  • the control device 100 calculates the d-axis current Id and the q-axis current Iq of the rotational coordinate system based on the phase currents Iu, Iv, and Iw of the electric motor 7, and d based on the input voltage Vdc and the q-axis current Iq.
  • Axis voltage command value d * is generated, and d-axis voltage command value Vd * and q-axis voltage are generated based on frequency command value ⁇ * , d-axis current command value Id * , d-axis current Id, and q-axis current Iq.
  • the command value Vq * is generated, and PWM signals Sm1 to Sm6 for inverter control are generated based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * to control the inverter 30.
  • the control device 100 is realized by a microprocessor.
  • the microprocessor may be a processor or a processing device called a CPU (Central Processing Unit), a microcomputer, or a DSP (Digital Signal Processor).
  • CPU Central Processing Unit
  • microcomputer or a DSP (Digital Signal Processor).
  • DSP Digital Signal Processor
  • FIG. 4 is a functional block diagram showing an example of the control device 100. As shown in the figure, the control device 100 includes an operation control unit 102 and an inverter control unit 110.
  • the operation control unit 102 outputs the frequency command value ⁇ * .
  • the frequency command value ⁇ * is obtained by multiplying the command value (rotation angular velocity command value) ⁇ m * of the rotation speed of the motor 7 by the pole logarithm P m , as shown in the following equation (2).
  • the operation control unit 102 receives information Qa indicating the room temperature (temperature of the air conditioning target space) detected by a temperature sensor (not shown), receives an instruction Qb from an operation unit (for example, a remote controller) (not shown), and operates each part of the air conditioner. To control.
  • the instructions from the operation unit include information indicating the set temperature, selection of the operation mode (heating, cooling, dehumidification, etc.), and instructions for starting and ending the operation.
  • the inverter control unit 110 includes a current restoration unit 111, a three-phase two-phase conversion unit 112, a d-axis current command value generation unit 114, a voltage command value generation unit 115, an electrical phase calculation unit 116, and a two-phase three-phase system. It has a conversion unit 117 and a PWM signal generation unit 118.
  • the current restoration unit 111 restores the phase currents Iu, Iv, and Iw flowing through the motor 7 based on the input current Idc detected by the input current detection unit 84.
  • the current restoration unit 111 samples the input current Idc detected by the input current detection unit 84 at a timing determined based on the PWM signals Sm1 to Sm6 from the PWM signal generation unit 118, whereby the phase currents Iu, Iv and Restore Iw.
  • the three-phase two-phase conversion unit 112 uses the phase currents Iu, Iv, and Iw restored by the current restoration unit 111 as the d-axis current Id and the q-axis current using the electric phase ⁇ e generated by the electric phase calculation unit 116 described later. Convert to Iq.
  • the d-axis current command value generation unit 114 is generated by the input voltage Vdc detected by the voltage detection unit 82, the q-axis current Iq obtained by conversion in the three-phase two-phase conversion unit 112, and the voltage command value generation unit 115.
  • the d-axis current command value Id * is generated and output based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * .
  • the voltage command value generation unit 115 has a d-axis current Id and a q-axis current Iq obtained from the 3-phase 2-phase conversion unit 112, a frequency command value ⁇ * output from the operation control unit 102, and a d-axis current command value.
  • the d-axis current command value Id * obtained from the generation unit 114 and the input voltage Vdc detected by the voltage detection unit 82 are input, and the voltage command values Vd * and Vq * are generated and output based on these. ..
  • the voltage command value generation unit 115 further estimates and outputs the estimated frequency value ⁇ est from the voltage command values Vd * and Vq * and the d-axis current Id and the q-axis current Iq.
  • the voltage command value generation unit 115 operates in the first mode or the second mode.
  • the voltage command value generation unit 115 normally operates in the first mode, and operates in the second mode during overmodulation. For example, it operates in the first mode until the modulation factor Fm for PWM control described later reaches the first threshold value Fmta, and when the modulation factor Fm becomes larger than the first threshold value Fmta, it switches to the second mode. Transition. When the modulation factor Fm becomes smaller than the second threshold value Fmtb during the operation in the second mode, the mode returns to the first mode.
  • the second threshold value Fmtb may be the same as or smaller than the first threshold value Fmta.
  • the method of generating the voltage command values Vd * and Vq * is different between the first mode and the second mode.
  • the electric phase calculation unit 116 calculates the electric phase ⁇ e by integrating the estimated value ⁇ est of the frequency output from the voltage command value generation unit 115.
  • the two-phase three-phase conversion unit 117 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * (voltage command value of the two-phase coordinate system) obtained by the voltage command value generation unit 115 into the electrical phase calculation unit 116.
  • the output voltage command value (3-phase voltage command value) of the 3-phase coordinate system is converted into Vu * , Vv * , and Vw * and output using the electric phase ⁇ e obtained in.
  • the PWM signal generation unit 118 is a PWM signal based on the input voltage Vdc detected by the voltage detection unit 82 and the three-phase voltage command values Vu * , Vv * and Vw * obtained by the two-phase three-phase conversion unit 117. Generates and outputs Sm1 to Sm6.
  • the two-phase three-phase conversion unit 117 and the PWM signal generation unit 118 constitute an inverter control signal generation unit 119.
  • the inverter control signal generation unit 119 generates PWM signals Sm1 to Sm6 based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * .
  • the d-axis current command value generation unit 114 has, for example, a weakening magnetic flux control unit 410 and a limiting circuit 420, as shown in FIG.
  • the weakening magnetic flux control unit 410 generates a d-axis current value Id_fw * based on the input voltage Vdc and the voltage command values Vd * and Vq * .
  • the d-axis current value Id_fw * is a d-axis current command value for weakening magnetic flux control.
  • the weakening magnetic flux control unit 410 obtains the d-axis current value (d-axis current command value for weakening magnetic flux control) Id_fw * by the integral type weakening magnetic flux control.
  • the weakening control magnetic flux control unit 410 has an amplitude calculation unit 411, a coefficient multiplication unit 412, a multiplication unit 413, and an integration unit 415.
  • the amplitude calculation unit 411 calculates the amplitude Vdq * _abs * of the voltage command vector based on the voltage command values Vd * and Vq * obtained by the voltage command value generation unit 115 as described later.
  • Vdq * _abs is calculated by the following equation (3).
  • the coefficient multiplying unit 412 multiplies the input voltage Vdc by 1 / ⁇ 2.
  • the multiplication unit 413 multiplies the output of the coefficient multiplication unit 412 by the above-mentioned first threshold value Fmta, and outputs the limit value Vom.
  • the first threshold value Fmta is the modulation factor at which the weakening magnetic flux control is started.
  • the subtraction unit 414 subtracts the amplitude Vdq * _abs from the limit value Vom to obtain the difference.
  • the integrating unit 415 multiplies the difference obtained by the subtracting unit 414 by the coefficient Kifw, integrates the product, and generates the d-axis current value Id_fw * .
  • the d-axis current value Id_fw * output from the integrating unit 415 is the output of the weakening magnetic flux control unit 410.
  • the d-axis current value Id_fw * gradually increases in the negative direction when the amplitude Vdq * _abs of the voltage command vector is larger than the limit value Vom, and is negative when the amplitude Vdq * _abs of the voltage command vector is smaller than the limit value Vom. It gradually decreases in the direction (the absolute value gradually decreases).
  • the limiting circuit 420 applies a limit using a limit value that defines an upper limit and a lower limit to the d-axis current value Id_fw * to generate a d-axis current command value Id * .
  • the limiting circuit 420 has an MTPA control unit 421, a selection unit 422, and a limiter 423.
  • the MTPA control unit 421 obtains the d-axis current command value Id_mtpa * , which is the most efficient for driving the motor 7, based on the q-axis current Iq.
  • This d-axis current command value Id_mtpa * is also referred to as "current command value of maximum torque / current control (Maximum torque per ampere control)".
  • the selection unit 422 selects and outputs the d-axis current command value Id_mtpa * and the d-axis current value Id_fw * , whichever is larger in the negative direction (the one whose value is negative and whose absolute value is larger).
  • the limiter 423 performs limit processing on the output of the selection unit 422, and outputs the result of the limit processing as the d-axis current command value Id * .
  • the limit processing in the limiter 423 applies a limit to the absolute value of the output of the selection unit 422 by using an upper limit value.
  • the limitation using the upper limit value is performed in order to prevent the electric motor 7 from being demagnetized (irreversibly demagnetized) due to an excessive d-axis current command value Id * .
  • the d-axis current command value Id * is the d-axis current command value.
  • the value is not larger in the positive direction than that of Id_mtpa * . That is, it can be said that the MTPA control unit 421 and the selection unit 422 impose a positive restriction on the d-axis current command value Id * .
  • zero may be set as the limit value in the positive direction.
  • the MTPA control unit 421 is unnecessary, and a value zero may be input to the selection unit 422 instead of the d-axis current command value Id_mtpa * .
  • the voltage command value generation unit 115 is configured as shown in FIG. 6, for example.
  • the illustrated voltage command value generation unit 115 includes a frequency estimation unit 501, a subtraction unit 502, a speed control unit 503, a voltage value calculation unit 520, a modulation factor calculation unit 551, a correction coefficient generation unit 552, and a mode determination. It has a unit 553 and a multiplication unit 560.
  • the frequency estimation unit 501 receives the d-axis current Id and q-axis current Iq output from the three-phase two-phase conversion unit 112 and the voltage command values Vd * and Vq * output from the multiplication unit 560 as inputs to these. Based on this, the frequency of the voltage applied to the motor 7 is estimated, and the estimated value ⁇ est is output.
  • the speed control unit 503 performs a proportional integral (PI) operation on the calculated frequency deviation del_ ⁇ to obtain the q-axis current command value Iq * that brings the deviation close to zero.
  • PI proportional integral
  • control is performed to match the frequency estimation value ⁇ est with the frequency command value ⁇ * .
  • the rotation speed of the electric motor 7 is proportional to the frequency of the AC voltage applied to the electric motor 7, so that the control by the speed control unit 503 makes the deviation of the speed estimation value with respect to the speed command value close to zero. It can be said that it is the control of.
  • the speed control unit 503 has, for example, as shown in FIG. 7, a coefficient multiplication unit 5031 and 5032, an integration unit 5033, an addition unit 5034, and a limiter 5035.
  • the coefficient multiplying unit 5031 multiplies the frequency deviation del_ ⁇ by a predetermined coefficient.
  • the coefficient multiplying unit 5032 multiplies the frequency deviation del_ ⁇ by a predetermined coefficient.
  • the coefficient used in the coefficient multiplying unit 5031 and the coefficient used in the coefficient multiplying unit 5032 may have the same value or different values.
  • the integrating unit 5033 integrates the output of the coefficient multiplying unit 5032.
  • the output of the coefficient multiplying unit 5031 is the result of the proportional operation with respect to the frequency deviation del_ ⁇
  • the output of the integrating unit 5033 is the result of the integral operation with respect to the frequency deviation del_ ⁇ .
  • the addition unit 5034 adds the output of the coefficient multiplication unit 5031 and the output of the integration unit 5033 to output the q-axis current value Iq1 * .
  • the q-axis current value Iq1 * is the result of a proportional integral (PI) operation for the frequency deviation del_ ⁇ .
  • the limiter 5035 imposes positive and negative restrictions on the q-axis current value Iq1 * .
  • the output Iq * of the limiter 5035 is output from the speed control unit 503 as a q-axis current command value.
  • the voltage value calculation unit 520 converts the d-axis current command value Id * output from the d-axis current command value generation unit 114, the q-axis current command value Iq * output from the speed control unit 503, and the three-phase two-phase conversion.
  • the d-axis current Id and q-axis current Iq output from the unit 112, the frequency estimation value ⁇ est output from the frequency estimation unit 501, and the mode signal Ss output from the mode determination unit 553 are input to the d-axis voltage.
  • the value Vd3 * and the q-axis voltage value Vq3 * are output.
  • the voltage value calculation unit 520 has a d-axis voltage value calculation unit 521 and a q-axis voltage value calculation unit 522.
  • the d-axis voltage value calculation unit 521 includes a subtraction unit 5210, a proportional calculation unit 5211, an integration calculation unit 5212, a d-axis compensation value calculation unit 5213, switches 5215 and 5216, and an addition unit 5217.
  • the proportional calculation unit 5211 performs a proportional calculation on the d-axis current deviation del_Id to generate a first d-axis voltage value Vdfbp * as a result of the proportional calculation.
  • the first d-axis voltage value Vdfbp * is supplied to the adder 5217 via the switch 5215.
  • the integration calculation unit 5212 performs an integration calculation on the d-axis current deviation del_Id to generate a second d-axis voltage value Vdfbi * as a result of the integration calculation.
  • the second d-axis voltage value Vdfbi * is supplied to the adder 5217 via the switch 5216.
  • the d-axis compensation value calculation unit 5213 calculates the d-axis compensation value Vdf * based on the q-axis current command value Iq * and the frequency estimation value ⁇ est .
  • the d-axis compensation value Vdff * is a compensation value for canceling the interference voltage generated on the d-axis by the q-axis current command value Iq * .
  • the interference voltage generated on the d-axis by the q-axis current command value Iq * means the d-axis voltage induced by the q-axis current command value Iq * .
  • the compensation value Vdf * is obtained by an operation represented by the formula (4a) described later.
  • the d-axis compensation value Vdff * is supplied to the addition unit 5217.
  • the addition unit 5217 adds the first d-axis voltage value Vdfbp * , the second d-axis voltage value Vdfbi * , and the d-axis compensation value Vdf * , and adds the addition result to the third d-axis voltage value Vd3 *. Is output as.
  • the third d-axis voltage value Vd3 * has a character as a voltage command value.
  • the q-axis voltage value calculation unit 522 includes a subtraction unit 5220, a proportional calculation unit 5221, an integration calculation unit 5222, a q-axis compensation value calculation unit 5223, switches 5225 and 5226, and an addition unit 5227.
  • the proportional calculation unit 5221 performs a proportional calculation on the q-axis current deviation del_Iq to generate a first q-axis voltage value Vqfbp * as a result of the proportional calculation.
  • the first q-axis voltage value Vqfbp * is supplied to the adder 5227 via the switch 5225.
  • the integration calculation unit 5222 performs an integration calculation on the q-axis current deviation del_Iq to generate a second q-axis voltage value Vqfbi * as a result of the integration calculation.
  • the second q-axis voltage value Vqfbi * is supplied to the adder 5227 via the switch 5226.
  • the q-axis compensation value calculation unit 5223 calculates the q-axis compensation value Vqff * based on the d-axis current command value Id * and the frequency estimation value ⁇ est .
  • the q-axis compensation value Vqff * is a compensation value for canceling the interference voltage generated on the q-axis by the d-axis current command value Id * .
  • the interference voltage generated on the d-axis by the d-axis current command value Id * means the q-axis voltage induced by the d-axis current command value Id * .
  • the compensation value Vqff * is obtained, for example, by an operation represented by the equation (4b) described later.
  • the q-axis compensation value Vqff * is supplied to the addition unit 5227.
  • the addition unit 5227 adds the first q-axis voltage value Vqfbp * , the second q-axis voltage value Vqfbi * , and the q-axis compensation value Vqff * , and adds the addition result to the third q-axis voltage value Vq3 *. Is output as.
  • the third q-axis voltage value Vq3 * has a character as a voltage command value.
  • Ld is the d-axis inductance of the motor 7.
  • Lq is the q-axis inductance of the motor 7.
  • ⁇ f is the interlinkage magnetic flux.
  • ⁇ est is a frequency estimation value, and for example, a value estimated by the frequency estimation unit 501 is used.
  • the frequency command value ⁇ * may be used instead of the frequency estimation value ⁇ est .
  • control using the above compensation values Vdff * and Vqff * can be regarded as FF (feedforward) control.
  • Control using the compensation value is also called non-interference control.
  • the switches 5215, 5216, 5225 and 5226 open and close according to the mode represented by the mode signal Ss.
  • the switches 5215, 5216, 5225 and 5226 are closed in the first mode.
  • the voltage values Vd3 * and Vq * 3 are given by the following equations.
  • the switches 5215, 5216, 5225 and 5226 are open in the second mode.
  • the voltage values Vd3 * and Vq * 3 are given by the following equations.
  • Vdf * and Vqff * dominate among the equations (5a) and (5b), so even if the mode is switched from the first mode to the second mode. , The voltage values Vd3 * and Vq3 * do not change significantly.
  • the modulation factor calculation unit 551 calculates the modulation factor Fm based on the third d-axis voltage value Vd3 * , the third q-axis voltage value Vq3 * , and the input voltage Vdc.
  • the modulation factor Fm is calculated by the following formula.
  • the correction coefficient generation unit 552 generates the correction coefficient Kh based on the modulation factor Fm calculated by the modulation factor calculation unit 551.
  • the correction coefficient generation unit 552 is composed of, for example, a conversion table.
  • FIG. 9 shows an example of the conversion characteristics of the conversion table.
  • the correction coefficient Kh is 1 in the range where the modulation factor Fm is 1 or less, and the correction coefficient Kh is gradually larger than 1 in the range where the modulation factor Fm exceeds 1.
  • the rate of increase in the correction coefficient Kh gradually increases as the modulation factor Fm increases.
  • the mode determination unit 553 determines the operation mode based on the modulation factor Fm. For example, when the modulation factor Fm becomes larger than the first threshold value Fmta, the mode is switched from the first mode to the second mode, and when the modulation factor Fm becomes smaller than the second threshold value Fmtb, the second mode is changed to the second mode. Switch to mode 1.
  • the second threshold value Fmtb may be the same as the first threshold value Fmta, or may be smaller than the first threshold value Fmta. For example, the first threshold Fmta is 1 and the second threshold Fmtb is 0.8.
  • the mode signal Ss indicates the mode determined by the mode determination unit 553.
  • the multiplication unit 560 multiplies the third d-axis voltage value Vd3 * and the third q-axis voltage value Vq3 * by the correction coefficient Kh.
  • the multiplication result is output from the voltage command value generation unit 115 as a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value.
  • the modulation factor calculation unit 551 includes, for example, an amplitude calculation unit 5511, a coefficient multiplication unit 5512, and a division unit 5513 as shown in FIG.
  • the amplitude calculation unit 5511 obtains the square root of the sum of squares from the d-axis voltage value Vd3 * and the q-axis voltage value Vq3 * , and outputs the amplitude Vdq3 * _abs. This process is represented by the following equation (8).
  • the coefficient multiplying unit 5512 multiplies the input voltage Vdc by a coefficient (1 / ⁇ 2).
  • the division unit 5513 divides the output Vdq3 * _abs of the amplitude calculation unit 5511 by the output Vdc / ⁇ 2 of the coefficient multiplication unit 5512, and outputs the result of the division as the modulation factor (modulation factor before correction) Fm.
  • FIG. 11A shows the speed. The speed shown is in units of "rps”.
  • the reference numeral wref indicates a speed command value (corresponding to the frequency command value ⁇ * ), the reference numeral wr0 indicates an estimated speed (corresponding to the frequency estimated value ⁇ est ), and wr_mtr indicates an actual speed.
  • FIG. 11B shows the torque. The torque shown is in units of "Nm”. The symbol Tem indicates the output torque of the motor 7, and the reference numeral Tl indicates the load torque.
  • FIG. 11 (c) shows the current.
  • the illustrated current is in units of "A".
  • the reference numeral Id_ref indicates the d-axis current command value Id *
  • the reference numeral Ides indicates the estimated value of the actual d-axis current
  • the reference numeral Iq_ref indicates the q-axis current command value Iq *
  • the reference numeral Iqes indicates the actual q-axis current.
  • FIG. 11D shows an input voltage Vdc, with "V" as a unit.
  • the operation in the first mode is performed until the modulation factor reaches 1, and when the modulation factor becomes larger than 1, (that is, in the overmodulation region), the operation in the second mode is performed. Do the action.
  • PI control and non-interference control based on the current command value are performed.
  • PI control is not performed, that is, only non-interference control is performed without using the result of PI calculation, and the compensation value generated as a result of non-interference control is the third d-axis voltage value Vd3 * and the third. It is output as the q-axis voltage value Vq3 * of 3, and the voltage command values Vd * and Vq * are generated based on the third d-axis voltage value Vd3 * and the third q-axis voltage value Vq3 * .
  • the modulation factor Fm is obtained based on the voltage values Vd3 * and Vq3 *
  • the correction coefficient Kh is generated based on the modulation factor Fm
  • the voltage values Vd3 * and Vq3 * are multiplied by the correction coefficient Kh.
  • Voltage command values Vd * and Vq * are generated, and the voltage command values Vd * and Vq * are supplied to the inverter control signal generation unit 119.
  • the voltage values Vd3 * and Vq3 * have characteristics as voltage command values before correction. Therefore, it can be said that the process of multiplying the voltage values Vd3 * and Vq3 * by the correction coefficient Kh is the process of correcting the voltage command value.
  • the relationship between the modulation factor and the correction coefficient is shown in FIG. 9.
  • the ratio of the increase in the voltage actually output to the increase in the modulation factor increases with the increase in the modulation factor, as shown in FIG. It tends to become smaller and smaller, in other words, it has the characteristic that the output voltage saturates with the increase in the modulation factor. That is, the rate of increase in the correction coefficient is gradually increased as the modulation factor is increased so as to cancel such a tendency, that is, the saturation characteristic.
  • the correction of the voltage command value by the correction coefficient can be regarded as the correction of the modulation factor.
  • FIG. 13 shows changes in the voltage command vector due to multiplication of correction coefficients (modulation rate correction).
  • the vector V3 * (Vd3 * , Vq3 * ) corresponding to the voltage values Vd3 * and Vq3 * output from the voltage value calculation unit 520 has a radius of ⁇ (2/3) ⁇ Vdc.
  • the modulation factor increases only up to about ⁇ (2/3) / 1 / ⁇ 2 ⁇ 1.15.
  • FIGS. 14 (a) to 14 (d) Changes in current and the like due to not using the result of PI control are as shown in FIGS. 14 (a) to 14 (d), for example.
  • FIG. 14 (a) shows the speed. The speed shown is in units of "rps”.
  • the reference numeral wref indicates a speed command value (corresponding to the frequency command value ⁇ * )
  • the reference numeral wr0 indicates an estimated speed (corresponding to the frequency estimated value ⁇ est )
  • wr_mtr indicates an actual speed.
  • FIG. 14B shows the torque.
  • the torque shown is in units of "Nm”.
  • the symbol Tem indicates the output torque of the motor 7, and the reference numeral Tl indicates the load torque.
  • FIG. 14 (c) shows the current.
  • the illustrated current is in units of "A".
  • the reference numeral Id_ref indicates the d-axis current command value Id *
  • the reference numeral Ides indicates the actual d-axis current
  • the reference numeral Iq_ref indicates the q-axis current command value Iq *
  • the reference numeral Iqes indicates the estimated value of the actual q-axis current. Is shown.
  • FIG. 14D shows an input voltage Vdc, with "V" as a unit.
  • the limit value used in the second mode is set to be larger than the limit value used in the first mode. do. The reason for doing so will be described below.
  • the compensation values Vdff * and Vqff * represented by the equations (4a) and (4b) are the voltage values Vd3 * and It becomes Vq3 *
  • the voltage command values Vd * and Vq * are determined by the voltage values Vd3 * and Vq3 * .
  • the compensation values Vdff * and Vqff * are the output (Iq * ) of the speed control unit 503 and the output of the d-axis current command value generation unit 114 including the weakening magnetic flux control unit 410. It is determined by (Id * ) and does not depend on the outputs of the proportional calculation units 5211 and 5221 and the integral calculation units 5212 and 5222.
  • the voltage command value Vd * does not include a voltage component for reducing the difference between the d-axis current command value and the actual d-axis current
  • the voltage command value Vq * includes the q-axis current command value and the actual q-axis. It does not include a voltage component to reduce the current difference. Therefore, if the constant of the motor used in the calculation for control and the actual constant of the motor are different, the deviation of the actual current with respect to the current command value may not approach zero.
  • FIGS. 15A and 15B show waveforms when the value of the d-axis inductance Ld used in the control is different from the actual value of the d-axis inductance.
  • 15 (a) and 15 (b) show the case where the value of the d-axis inductance Ld used in the control is 0.8 times the actual value. In this case, the d-axis current command value Id * becomes larger in the negative direction than the actual current Id due to the weak magnetic flux control.
  • 15 (c) and 15 (d) show the case where the value of the d-axis inductance Ld used in the control is 1.2 times the actual value. In this case, the d-axis current command value Id * becomes smaller in the negative direction than the actual current Id due to the weak magnetic flux control.
  • the limit value of the current command value is set relatively large.
  • the limit value Idlim of the d-axis current command value Id * output from the d-axis current command value generation unit 114 may be defined as the equation (9) based on the voltage equation.
  • Km is a coefficient
  • the d-axis current command value and the actual d-axis current do not match as shown in FIG. 15 (a), and are calculated based on the d-axis current command value Id * . Since it is controlled by the compensation value Vqff * , it may operate stably with a d-axis current command value Id * equal to the limit value Idlim when the coefficient Km in the equation (9) is larger than 1.
  • the limit value of the d-axis current command value Id * is, for example, the maximum value of the absolute value of the estimated deviation (deviation del_Id of the actual current Id with respect to the d-axis current command value Id * ), and the first mode (modulation rate is It is preferable to set the absolute value to a value larger than the limit value used in (1 or less).
  • the limit value may be set so that the absolute value is about 1.2 times larger than the limit value used in the first mode.
  • the mode signal Ss is input to the limiter 423, and the limiter 423 limits according to the mode signal Ss. You may switch the value.
  • the first mode (modulation rate is 1 or less) is the maximum value of the absolute value of del_Iq, which is the estimated deviation (deviation of the actual current Iq with respect to the q-axis current command value Iq * ). It is preferable to set the absolute value to a value larger than the limit value used in). Alternatively, the limit value may be set so that the absolute value is about 1.2 times larger than the limit value used in the first mode.
  • the limit value for the q-axis current command value Iq * is set, for example, in the limiter 5035 of FIG.
  • a mode signal Ss is input to the limiter 5035, and the limiter 5035 sets the limit value according to the mode signal Ss. It may be switched.
  • the current command value may be set to a larger value.
  • the value of the coefficient Kifw used in the integration unit 415 of FIG. 5 may be made larger.
  • the mode signal Ss is input to the integrating unit 415, and the integrating unit 415 is used as the mode signal Ss.
  • the value of the coefficient Kifw may be switched accordingly.
  • the value of the coefficient multiplied by the coefficient multiplication units 5031 and 5032 in FIG. 7 may be made larger.
  • the mode signal Ss is input to the coefficient multiplication unit 5031 and the coefficient multiplication unit 5032, and the coefficient multiplication unit 5031 and The coefficient multiplication unit 5032 may switch the value of each coefficient according to the mode signal Ss.
  • the outputs of the proportional calculation units 5211 and 5221 and the outputs of the integral calculation units 5212 and 5222 are not used, but the outputs of the proportional calculation units 5211 and 5221 are used, and the integral calculation units 5212 and The output of 5222 may not be used.
  • the voltage values Vd3 * and Vq3 * are given by the following equations (10a) and (10b).
  • the weakening magnetic flux control unit 410 obtains the d-axis current command value Id_fw * by the integral type weakening magnetic flux control, but instead, it is calculated by the following equation (11) based on the voltage equation. May be.
  • the Vom is a limit value and can be calculated in the same manner as described with respect to the coefficient multiplication unit 412 and the multiplication unit 413 shown in FIG. ⁇ is the frequency of the output voltage of the inverter 30.
  • phase currents Iu, Iv and Iw are restored from the input current Idc of the inverter 30.
  • a current detector may be provided on the output lines 331, 332, and 333 of the inverter 30, and the detector may be used to detect the phase current.
  • the current detected by the above current detector may be used instead of the current restored by the current restoration unit 111.
  • the switching elements 311 to 316 of the inverter main circuit 310 an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or MOSFET is assumed, but any element capable of switching may be used. .. Since the MOSFET has a parasitic diode due to its structure, the same effect can be obtained without connecting the rectifying elements (321 to 326) for circulation in antiparallel.
  • the materials constituting the switching elements 311 to 316 are made of not only silicon (Si) but also silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), diamond, etc., which are wide bandgap semiconductors. It is possible to reduce the loss.
  • the configuration shown in the above embodiments is an example of the configuration of the present invention, and can be combined with another known technique, and a part thereof is omitted as long as the gist of the present invention is not deviated. It is also possible to change and configure it.
  • the motor drive device and the refrigeration cycle device equipped with the motor drive device have been described above.
  • the refrigerating cycle device is used for an air conditioner
  • the refrigerating cycle device may be used for a refrigerator, a freezer, a heat pump water heater, or the like.

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Abstract

電動機を駆動するインバータをＰＷＭ制御する制御装置であって、通常時は、電流偏差に対して比例積分演算及び非干渉制御を行なうこと得られる電圧値を用いて電圧指令値を生成し、過変調時には、積分演算の結果を用いずに、例えば非干渉制御のみを行って電圧指令値を生成する。さらに、変調率に基づいて電圧指令値を補正する。補正係数は、電動機に印加される交流電圧が変調率に比例する値に近づくように定められる。過変調領域の広い範囲で電動機を安定に動作させることができる。

Description

電動機駆動装置、冷凍サイクル装置、及び空気調和機
　本開示は、電動機駆動装置、冷凍サイクル装置、及び空気調和機に関する。
　永久磁石同期電動機は、誘導電動機に比べて高効率な特性を有するため、家電製品のみならず、産業機器、電動車等にも適用されている。また、永久磁石同期電動機の可変速制御のためインバータを用いて、ＰＷＭ制御によりインバータの出力周波数及び出力電圧値を変化させることも広く行われている。
　また、上記の適用において、省エネルギー化のため、低速回転域（軽負荷）における高効率化が求められるとともに、高速回転域（高負荷）における駆動範囲の拡大も求められている。
　電動機の低速回転域での高効率化のため、電動機の磁石量及び巻線を増加させることが知られている。しかしながら、磁石量及び巻線を増やすと、高速回転域で誘起電圧が増大し、そのため、回転速度に制限が加えられる。誘起電圧は、弱め磁束制御を用いることで抑制できる。また、インバータのＰＷＭ制御を過変調領域（変調率が１より大きい領域）で行いながら、弱め磁束制御を適切に行うことで電動機の運転限界を延ばす方法が知られている。
　一般的にＰＷＭ制御を過変調領域で行いながら、電流を比例積分（ＰＩ）制御すると、ワインドアップ現象が発生することが知られている。ワインドアップ現象はＰＩ制御によって誤差が次第に大きくなって電流制御系が不安定となる現象である。特許文献１には、電流偏差に基づく電圧指令値の算出をＰＩ演算ではなくＰ演算で行うことでワインドアップ現象を抑制し制御系を安定化する方法が記載されている。
特開２００２－２２３５９９号公報（段落０１０６～０１０８）
　しかし、特許文献１に記載の方法では、過変調領域のうち、変調率が大きい領域、例えば、変調率１．５以上の領域では電動機を安定に制御できないという問題がある。
　本開示は、過変調領域の広い範囲で電動機を安定に動作させることを可能にすることを目的とする。
　本開示の電動機駆動装置は、
　周波数可変で電圧値可変の交流電圧を生成し、電動機に印加するインバータと、
　前記インバータを制御する制御装置とを備え、
　前記制御装置は、
　前記交流電圧の周波数の、周波数指令値に対する差分である周波数偏差に基づいてｑ軸電流指令値を生成し、
　前記電動機のｄ軸電流のｄ軸電流指令値に対する差分であるｄ軸電流偏差に対して比例演算を行なって第１のｄ軸電圧値を生成し、
　前記ｄ軸電流偏差に対して積分演算を行なって第２のｄ軸電圧値を生成し、
　前記ｑ軸電流指令値により誘起されるｄ軸電圧を補償するｄ軸補償値を算出し、
　前記電動機のｑ軸電流の前記ｑ軸電流指令値に対する差分であるｑ軸電流偏差に対して比例演算を行なって第１のｑ軸電圧値を生成し、
　前記ｑ軸電流偏差に対して積分演算を行なって第２のｑ軸電圧値を生成し、
　前記ｄ軸電流指令値により誘起されるｑ軸電圧を補償するｑ軸補償値を算出し、
　第１のモードでは、
　前記第１のｄ軸電圧値と、前記第２のｄ軸電圧値と、前記ｄ軸補償値とを用いて第３のｄ軸電圧値を生成し、
　前記第１のｑ軸電圧値と、前記第２のｑ軸電圧値と、前記ｑ軸補償値とを用いて第３のｑ軸電圧値を生成し、
　第２のモードでは、              
　前記第１のｄ軸電圧値、前記第２のｄ軸電圧値、及び前記ｄ軸補償値のうちの、少なくとも前記ｄ軸補償値を用い、かつ前記第２のｄ軸電圧値を用いずに、前記第３のｄ軸電圧値を生成し、
　前記第１のｑ軸電圧値、前記第２のｑ軸電圧値、及び前記ｑ軸補償値のうちの、少なくとも前記ｑ軸補償値を用い、かつ前記第２のｑ軸電圧値を用いずに、前記第３のｑ軸電圧値を生成し、
　前記第３のｄ軸電圧値及び前記第３のｑ軸電圧値に基づいて変調率を算出し、
　前記変調率に基づいて補正係数を生成し、
　前記第３のｄ軸電圧値及び前記第３のｑ軸電圧値に対して前記補正係数を乗算して、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成し、
　前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御する信号を生成し、
　前記補正係数は、前記第１のモードでは１に維持され、
　前記補正係数は、前記第２のモードでは、前記交流電圧が前記第３のｄ軸電圧値及び前記第３のｑ軸電圧値に相当する大きさとなるように定められる。
　本開示によれば、過変調領域の広い範囲で電動機を安定に動作させることができる。
空気調和機の冷凍サイクルの一例を示す概略図である。 実施の形態１の電動機駆動装置を示す図である。 図２のインバータの構成例を示す図である。 実施の形態１で用いられる制御装置の一例を示す機能ブロック図である。 図４のｄ軸電流指令値生成の構成例を示す機能ブロック図である。 図４の電圧指令値生成部の構成例を示す機能ブロック図である。 図６の速度制御部の構成例を示す機能ブロック図である。 図６の電圧値算出部の構成例を示す機能ブロック図である。 変調率と補正係数との関係の一例を示す図である。 図６の変調率算出部の構成例を示す機能ブロック図である。 （ａ）～（ｄ）は、ワインドアップ現象が起きているときの、電動機の速度、電動機及び負荷のトルク、ｄ軸電流及びｑ軸電流、及びインバータの入力電圧の変化の一例を示す図である。 変調率とインバータの出力電圧との関係の一例を示す図である。 変調率補正を行なう場合の電圧指令ベクトル、及び変調率補正を行なう場合の電圧指令ベクトルを示す図である。 （ａ）～（ｄ）は、ワインドアップ現象が起きていないときの、電動機の速度、電動機及び負荷のトルク、ｄ軸電流及びｑ軸電流、及びインバータの入力電圧の変化の一例を示す図である。 （ａ）～（ｄ）は、制御で用いられるｄ軸インダクタンス実際のｄ軸インダクタンスとが一致しない場合の、電流指令値に対する実際の電流の偏差の一例を示す図である。
　以下に添付の図面を参照し、実施の形態に係る電動機駆動装置について説明する。
　電動機駆動装置は、例えば空気調和機の冷凍サイクル装置の圧縮機の電動機を駆動するためのものである。
　最初に、空気調和機の一例における冷凍サイクルを、図１を参照して説明する。
　図１の冷凍サイクル９００は四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。
　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機９０４に戻る。
　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機９０４に戻る。
　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
　圧縮機９０４は可変速制御される電動機７によって駆動される。
　以上の冷凍サイクル９００と、圧縮機９０４を駆動する電動機７と、電動機７を駆動する電動機駆動装置とで、冷凍サイクル装置が構成されている。
　図２は、実施の形態１の電動機駆動装置２を、電動機７とともに示す概略配線図である。図２に示される電動機駆動装置２と、電動機７と、図１に示される冷凍サイクル９００とで冷凍サイクル装置が構成される。
　図２に示される電動機駆動装置２は、電動機７を駆動するためのものであり、リアクタ４と、整流回路１０と、平滑コンデンサ２０と、インバータ３０と、電圧検出部８２と、入力電流検出部８４と、制御装置１００とを有する。
　整流回路１０は、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する。図示の例では、整流回路１０は、ダイオードブリッジで構成されている。ダイオードブリッジの入力端子はリアクタ４を介して交流電源１に接続されており、出力端子は平滑コンデンサ２０に接続されている。
　平滑コンデンサ２０は、整流回路１０の出力電圧を平滑する。
　平滑コンデンサ２０の一方の電極（正電極）は、整流回路１０の第１の出力端子及び高電位側（正側）の直流母線２２ａに接続されている。
　平滑コンデンサ２０の他方の電極（負電極）は、整流回路１０の第２の出力端子及び低電位側（負側）の直流母線２２ｂに接続されている。
　インバータ３０は、平滑コンデンサ２０の両電極間の直流電圧を受けて、周波数可変で電圧可変の３相交流電圧を発生して、出力線３３１～３３３を介して電動機７に供給する。インバータ３０に入力される直流電圧をインバータの入力電圧、又は単に入力電圧と言う。
　電動機７は、例えば、３相永久磁石同期電動機である。
　電圧検出部８２は、直流母線２２ａ及び２２ｂ間の直流電圧Ｖｄｃをインバータの入力電圧として検出する。電圧検出部８２は、例えば、入力電圧Ｖｄｃを、直列接続された抵抗で分圧する回路を含み、制御装置１００内のマイコンでの処理に適した電圧、例えば５Ｖ以下の電圧に変換して出力する。この信号（電圧検出信号）は、制御装置１００で図示しないＡ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換されて制御装置１００の内部での処理に用いられる。
　入力電流検出部８４は、インバータ３０の入力電流Ｉｄｃを検出する。入力電流検出部８４は、平滑コンデンサ２０の負電極とインバータ３０との間において、直流母線２２ｂに挿入されたシャント抵抗を含み、検出結果を示すアナログ信号を制御装置１００に供給する。この信号（電流検出信号）は、制御装置１００で図示しないＡ／Ｄ変換部によりデジタル信号に変換されて制御装置１００の内部での処理に用いられる。
　インバータ３０の制御のため、制御装置１００は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成して、インバータ３０に供給する。
　インバータ３０は、図３に示すように、インバータ主回路３１０と、駆動回路３５０とを有し、インバータ主回路３１０の入力端子が直流母線２２ａ及び２２ｂに接続されている。
　インバータ主回路３１０は、それぞれスイッチング素子３１１～３１６を含む６つのアームを有する。スイッチング素子３１１～３１６には、還流用の整流素子３２１～３２６が逆並列接続されている。
　駆動回路３５０は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６を生成して、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６によりスイッチング素子３１１～３１６のオン、オフを制御し、これにより、周波数可変で電圧可変の３相交流電圧が出力線３３１～３３３を介して電動機７に印加されるようにする。
　ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６が論理回路の信号レベルの大きさ（０～５Ｖ）のものであるのに対し、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、スイッチング素子３１１～３１６を制御するのに必要な電圧レベル、例えば＋１５Ｖ～－１５Ｖの大きさを持つ信号である。また、ＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６が、制御装置１００の接地電位を基準電位とするものであるのに対し、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ６は、それぞれ対応するスイッチング素子の負側の端子（エミッタ端子）の電位を基準電位とするものである。
　制御装置１００は、上記のように、インバータ３０の動作の制御を行なう。
　具体的には、制御装置１００は、インバータ３０を制御してその出力電圧の周波数及び電圧値を変化させる。
　インバータ３０の出力電圧の角周波数ωは、電動機７の電気角での回転角速度（出力電圧の角周波数と同じ符号ωで表される）を定めるものであり、電動機７の機械角での回転角速度ωｍは、電動機７の電気角での回転角速度ωを極対数Ｐｍで割ったものに等しい。従って、電動機７の機械角での回転角速度ωｍと、インバータ３０の出力電圧の角周波数ωとの間には、下記の式（１）で表される関係がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　本書では、回転角速度を単に回転速度と言い、角周波数を単に周波数と言うことがある。
　制御装置１００は、電動機７の相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗに基づいて、回転座標系のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを算出し、入力電圧Ｖｄｃと、ｑ軸電流Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値ｄ＊を生成し、周波数指令値ω＊と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づいてインバータ制御のためのＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成して、インバータ３０を制御する。
　制御装置１００は、マイクロプロセッサにより実現される。マイクロプロセッサは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった呼び方をされる処理器又は処理装置であってもよい。
　図４は、制御装置１００の一例を示す機能ブロック図である。図示のように、制御装置１００は、運転制御部１０２と、インバータ制御部１１０とを有する。
　運転制御部１０２は、周波数指令値ω＊を出力する。周波数指令値ω＊は、下記の式（２）に示す如く、電動機７の回転速度の指令値（回転角速度指令値）ωｍ ＊に極対数Ｐｍを掛けることで求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　運転制御部１０２は、図示しない温度センサで検出された室温（空調対象空間の温度）を示す情報Ｑａを受け、図示しない操作部、例えばリモコンからの指示Ｑｂを受け、空気調和機の各部の動作を制御する。操作部からの指示には、設定温度を示す情報、運転モード（暖房、冷房、除湿など）の選択、運転開始及び終了の指示が含まれる。
　インバータ制御部１１０は、電流復元部１１１と、３相２相変換部１１２と、ｄ軸電流指令値生成部１１４と、電圧指令値生成部１１５と、電気位相演算部１１６と、２相３相変換部１１７と、ＰＷＭ信号生成部１１８とを有する。
　電流復元部１１１は入力電流検出部８４で検出された入力電流Ｉｄｃに基づいて電動機７に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを復元する。電流復元部１１１は、入力電流検出部８４で検出される入力電流Ｉｄｃを、ＰＷＭ信号生成部１１８からのＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６に基づいて定められるタイミングでサンプリングすることで、相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを復元する。
　３相２相変換部１１２は電流復元部１１１により復元された相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを、後述の電気位相演算部１１６で生成される電気位相θｅを用いてｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。
　ｄ軸電流指令値生成部１１４は、電圧検出部８２で検出された入力電圧Ｖｄｃと３相２相変換部１１２における変換で得られたｑ軸電流Ｉｑと、電圧指令値生成部１１５で生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成して出力する。
　電圧指令値生成部１１５は、３相２相変換部１１２より得られたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、運転制御部１０２から出力された周波数指令値ω＊と、ｄ軸電流指令値生成部１１４より得られたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、電圧検出部８２で検出された入力電圧Ｖｄｃとを入力とし、これらに基づいて電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊を生成して出力する。
　電圧指令値生成部１１５はさらに、電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊並びにｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから周波数の推定値ωｅｓｔを推定して出力する。
　電圧指令値生成部１１５は、第１のモード又は第２のモードで動作する。電圧指令値生成部１１５は、通常時は第１のモードで動作し、過変調時には第２のモードで動作する。例えば、後述のＰＷＭ制御のための変調率Ｆｍが第１の閾値Ｆｍｔａに達するまでは、第１のモードで動作し、変調率Ｆｍが第１の閾値Ｆｍｔａよりも大きくなったら第２のモードに移行する。第２のモードで動作中に、変調率Ｆｍが第２の閾値Ｆｍｔｂよりも小さくなったら、第１のモードに復帰する。第２の閾値Ｆｍｔｂは第１の閾値Ｆｍｔａと同じであっても良く、より小さくても良い。第１のモードと、第２のモードでは、電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊の生成の方法が異なる。
　電気位相演算部１１６は、電圧指令値生成部１１５から出力される周波数の推定値ωｅｓｔを積分することで、電気位相θｅを算出する。
　２相３相変換部１１７は電圧指令値生成部１１５により得られたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊（２相座標系の電圧指令値）を電気位相演算部１１６により得られた電気位相θｅを用いて３相座標系の出力電圧指令値（３相電圧指令値）Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊に変換して出力する。
　ＰＷＭ信号生成部１１８は、電圧検出部８２で検出された入力電圧Ｖｄｃと、２相３相変換部１１７により得られた３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊及びＶｗ＊とを元にＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成して出力する。
　２相３相変換部１１７とＰＷＭ信号生成部１１８とで、インバータ制御信号生成部１１９が構成されている。
　インバータ制御信号生成部１１９は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊に基づいてＰＷＭ信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を生成する。
　ｄ軸電流指令値生成部１１４は、例えば図５に示されるように、弱め磁束制御部４１０と、制限回路４２０とを有する。
　弱め磁束制御部４１０は、入力電圧Ｖｄｃ、並びに電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊に基づいてｄ軸電流値Ｉｄ＿ｆｗ＊を生成する。ｄ軸電流値Ｉｄ＿ｆｗ＊は弱め磁束制御のためのｄ軸電流指令値である。
　弱め磁束制御部４１０は、積分型の弱め磁束制御によりｄ軸電流値（弱め磁束制御のためのｄ軸電流指令値）Ｉｄ＿ｆｗ＊を求める。
　弱め制御磁束制御部４１０は、振幅算出部４１１と、係数乗算部４１２と、乗算部４１３と、積分部４１５とを有する。
　振幅算出部４１１は、電圧指令値生成部１１５で後述のようにして求められた電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊に基づいて、電圧指令ベクトルの振幅Ｖｄｑ＊＿ａｂｓ＊を算出する。Ｖｄｑ＊＿ａｂｓは下記の式（３）で算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　係数乗算部４１２は、入力電圧Ｖｄｃに１／√２を乗算する。
　乗算部４１３は、係数乗算部４１２の出力に上記の第１の閾値Ｆｍｔａを乗算し、制限値Ｖｏｍを出力する。第１の閾値Ｆｍｔａは弱め磁束制御が開始される変調率である。
　減算部４１４は、制限値Ｖｏｍから振幅Ｖｄｑ＊＿ａｂｓを減算し差分を求める。
　積分部４１５は、減算部４１４で求めた差分に係数Ｋｉｆｗを乗算し、その積を積分し、ｄ軸電流値Ｉｄ＿ｆｗ＊を生成する。
　積分部４１５から出力されるｄ軸電流値Ｉｄ＿ｆｗ＊は、弱め磁束制御部４１０の出力となる。
　ｄ軸電流値Ｉｄ＿ｆｗ＊は、電圧指令ベクトルの振幅Ｖｄｑ＊＿ａｂｓが制限値Ｖｏｍよりも大きい場合は負方向に次第に大きくなり、電圧指令ベクトルの振幅Ｖｄｑ＊＿ａｂｓが制限値Ｖｏｍよりも小さい場合は負方向に次第に小さくなる（絶対値が次第に小さくなる）。
　制限回路４２０は、ｄ軸電流値Ｉｄ＿ｆｗ＊に対して上限及び下限を定めるリミット値を用いた制限を加えて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成する。
　制限回路４２０は、ＭＴＰＡ制御部４２１と、選択部４２２と、リミッタ４２３とを有する。
　ＭＴＰＡ制御部４２１は、ｑ軸電流Ｉｑを基にして、電動機７を駆動するために最も効率が良くなるｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｍｔｐａ＊を求める。
　このｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｍｔｐａ＊は、「最大トルク／電流制御（Ｍａｘｉｍｕｍ　ｔｏｒｑｕｅ　ｐｅｒ　ａｍｐｅｒｅ　ｃｏｎｔｒｏｌ）の電流指令値」とも呼ばれるものである。
　選択部４２２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｍｔｐａ＊とｄ軸電流値Ｉｄ＿ｆｗ＊のうち負方向に大きい方（値が負であって、絶対値が大きい方）を選択して出力する。
　リミッタ４２３は、選択部４２２の出力に対してリミット処理を行ない、リミットの処理の結果をｄ軸電流指令値Ｉｄ＊として出力する。リミッタ４２３におけるリミット処理は、選択部４２２の出力の絶対値に対して上限値を用いて制限を加えるものである。
　上限値を用いた制限は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が過大になって、電動機７が減磁（不可逆的減磁）するのを防ぐために行われる。
　選択部４２２でＭＴＰＡ制御部４２１の出力と弱め磁束制御部４１０の出力のうちの小さい方（負方向により大きい方）選択して出力するので、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊はｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｍｔｐａ＊と比べて正方向に大きい値とならない。即ち、ＭＴＰＡ制御部４２１及び選択部４２２で、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に対して正方向の制限を加えていると言える。
　なお、ＭＴＰＡ制御部４２１からのｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｍｔｐａ＊の代わりに、ゼロを正方向のリミット値としても良い。その場合は、ＭＴＰＡ制御部４２１は不要であり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｍｔｐａ＊の代わり値ゼロを選択部４２２に入力すれば良い。
　電圧指令値生成部１１５は例えば、図６に示されるように構成されている。図示の電圧指令値生成部１１５は、周波数推定部５０１と、減算部５０２と、速度制御部５０３と、電圧値算出部５２０と、変調率算出部５５１と、補正係数生成部５５２と、モード決定部５５３と、乗算部５６０とを有する。
　周波数推定部５０１は、３相２相変換部１１２から出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、乗算部５６０から出力された電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊とを入力として、これらに基づいて電動機７に印加された電圧の周波数を推定し、推定値ωｅｓｔを出力する。
　減算部５０２は、周波数推定部５０１により生成された周波数推定値ωｅｓｔの、周波数指令値ω＊に対する差分である周波数偏差ｄｅｌ＿ω（＝ω＊－ωｅｓｔ）を算出する。
　速度制御部５０３は、算出された周波数偏差ｄｅｌ＿ωに対して比例積分（ＰＩ）演算を行って、該偏差をゼロに近付けるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。このようにしてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成することで、周波数推定値ωｅｓｔを周波数指令値ω＊に一致させるための制御が行われる。
　なお、上記のように電動機７の回転速度は、電動機７に印加される交流電圧の周波数に比例するので、速度制御部５０３による制御は、速度指令値に対する速度推定値の偏差をゼロに近付けるための制御であると言える。
　速度制御部５０３は、例えば図７に示すように、係数乗算部５０３１及び５０３２と、積分部５０３３と、加算部５０３４と、リミッタ５０３５とを有する。
　係数乗算部５０３１は、周波数偏差ｄｅｌ＿ωに対して予め定められた係数を乗算する。係数乗算部５０３２は、周波数偏差ｄｅｌ＿ωに対して予め定められた係数を乗算する。係数乗算部５０３１で用いる係数と係数乗算部５０３２で用いる係数とは同じ値のものであっても良く、異なる値のものであっても良い。
　積分部５０３３は、係数乗算部５０３２の出力を積分する。
　係数乗算部５０３１の出力は周波数偏差ｄｅｌ＿ωに対する比例演算の結果であり、積分部５０３３の出力は、周波数偏差ｄｅｌ＿ωに対する積分演算の結果である。
　加算部５０３４は、係数乗算部５０３１の出力と、積分部５０３３の出力を加算してｑ軸電流値Ｉｑ１＊を出力する。ｑ軸電流値Ｉｑ１＊は、周波数偏差ｄｅｌ＿ωに対する比例積分（ＰＩ）演算の結果である。
　リミッタ５０３５は、ｑ軸電流値Ｉｑ１＊に対して、正方向及び負方向の制限を加える。リミッタ５０３５の出力Ｉｑ＊がｑ軸電流指令値として速度制御部５０３から出力される。
　電圧値算出部５２０は、ｄ軸電流指令値生成部１１４から出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と、速度制御部５０３から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、３相２相変換部１１２から出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、周波数推定部５０１から出力された周波数推定値ωｅｓｔと、モード決定部５５３から出力されたモード信号Ｓｓを入力とし、ｄ軸電圧値Ｖｄ３＊及びｑ軸電圧値Ｖｑ３＊を出力する。
　電圧値算出部５２０は例えば図８に示されるように、ｄ軸電圧値算出部５２１とｑ軸電圧値算出部５２２とを有する。
　ｄ軸電圧値算出部５２１は、減算部５２１０と、比例演算部５２１１と、積分演算部５２１２と、ｄ軸補償値算出部５２１３と、開閉器５２１５及び５２１６と、加算部５２１７とを有する。
　減算部５２１０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄを減算して、両者の差分としてのｄ軸電流偏差ｄｅｌ＿Ｉｄ（＝Ｉｄ＊－Ｉｄ）を出力する。
　比例演算部５２１１は、ｄ軸電流偏差ｄｅｌ＿Ｉｄに対して比例演算を行って、比例演算の結果としての第１のｄ軸電圧値Ｖｄｆｂｐ＊を生成する。第１のｄ軸電圧値Ｖｄｆｂｐ＊は開閉器５２１５を介して加算部５２１７に供給される。
　積分演算部５２１２は、ｄ軸電流偏差ｄｅｌ＿Ｉｄに対して積分演算を行って、積分演算の結果としての第２のｄ軸電圧値Ｖｄｆｂｉ＊を生成する。第２のｄ軸電圧値Ｖｄｆｂｉ＊は開閉器５２１６を介して加算部５２１７に供給される。
　ｄ軸補償値算出部５２１３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊及び周波数推定値ωｅｓｔに基づいて、ｄ軸補償値Ｖｄｆｆ＊を算出する。ｄ軸補償値Ｖｄｆｆ＊は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊により、ｄ軸上に発生する干渉電圧を打ち消すための補償値である。ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊によりｄ軸上に発生する干渉電圧とは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊により誘起されるｄ軸電圧を意味する。補償値Ｖｄｆｆ＊は後述の式（４ａ）で表される演算で求められる。ｄ軸補償値Ｖｄｆｆ＊は加算部５２１７に供給される。
　加算部５２１７は、第１のｄ軸電圧値Ｖｄｆｂｐ＊と、第２のｄ軸電圧値Ｖｄｆｂｉ＊と、ｄ軸補償値Ｖｄｆｆ＊とを加算し、加算結果を第３のｄ軸電圧値Ｖｄ３＊として出力する。第３のｄ軸電圧値Ｖｄ３＊は電圧指令値としての性格を持つ。
　ｑ軸電圧値算出部５２２は、減算部５２２０と、比例演算部５２２１と、積分演算部５２２２と、ｑ軸補償値算出部５２２３と、開閉器５２２５及び５２２６と、加算部５２２７とを有する。
　減算部５２２０は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑを減算して、両者の差分としてのｑ軸電流偏差ｄｅｌ＿Ｉｑ（＝Ｉｑ＊－Ｉｑ）を出力する。
　比例演算部５２２１は、ｑ軸電流偏差ｄｅｌ＿Ｉｑに対して比例演算を行って、比例演算の結果としての第１のｑ軸電圧値Ｖｑｆｂｐ＊を生成する。第１のｑ軸電圧値Ｖｑｆｂｐ＊は開閉器５２２５を介して加算部５２２７に供給される。
　積分演算部５２２２は、ｑ軸電流偏差ｄｅｌ＿Ｉｑに対して積分演算を行って、積分演算の結果としての第２のｑ軸電圧値Ｖｑｆｂｉ＊を生成する。第２のｑ軸電圧値Ｖｑｆｂｉ＊は開閉器５２２６を介して加算部５２２７に供給される。
　ｑ軸補償値算出部５２２３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及び周波数推定値ωｅｓｔに基づいて、ｑ軸補償値Ｖｑｆｆ＊を算出する。ｑ軸補償値Ｖｑｆｆ＊は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊により、ｑ軸上に発生する干渉電圧を打ち消すための補償値である。ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊によりｄ軸上に発生する干渉電圧とは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊により誘起されるｑ軸電圧を意味する。補償値Ｖｑｆｆ＊は、例えば、後述の式（４ｂ）で表される演算で求められる。ｑ軸補償値Ｖｑｆｆ＊は加算部５２２７に供給される。
　加算部５２２７は、第１のｑ軸電圧値Ｖｑｆｂｐ＊と、第２のｑ軸電圧値Ｖｑｆｂｉ＊と、ｑ軸補償値Ｖｑｆｆ＊とを加算し、加算結果を第３のｑ軸電圧値Ｖｑ３＊として出力する。第３のｑ軸電圧値Ｖｑ３＊は電圧指令値としての性格を持つ。
　補償値Ｖｄｆｆ＊及びＶｑｆｆ＊の算出には下記の式（４ａ）及び（４ｂ）が用いられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記の式（４ａ）及び（４ｂ）で、
　Ｌｄは電動機７のｄ軸インダクタンス、
　Ｌｑは電動機７のｑ軸インダクタンス、
　φｆは鎖交磁束である。
　ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び鎖交磁束φｆの値は、予め求められ、例えば電圧値算出部５２０内に記憶されている。
　ωｅｓｔは周波数推定値であり、例えば周波数推定部５０１で推定された値が用いられる。
　なお、周波数推定値ωｅｓｔの代わりに、周波数指令値ω＊を用いても良い。
　上記の補償値Ｖｄｆｆ＊及びＶｑｆｆ＊を用いた制御は、ＦＦ（フィードフォワード）制御と見なせるものである。補償値を用いた制御は非干渉制御とも呼ばれる。
　開閉器５２１５、５２１６、５２２５及び５２２６は、モード信号Ｓｓで表されるモードに応じて開閉する。
　開閉器５２１５、５２１６、５２２５及び５２２６は、第１のモードでは閉じている。この場合、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ＊３は、下記の式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　開閉器５２１５、５２１６、５２２５及び５２２６は、第２のモードでは開いている。この場合、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ＊３は、下記の式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　高速でかつ安定した運転をしているときは、式（５ａ）及び（５ｂ）のうち、Ｖｄｆｆ＊及びＶｑｆｆ＊が支配的になるので、第１のモードから第２のモードへの切り替わっても、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊に大幅な変化は起きない。
　図６に戻り、変調率算出部５５１は、第３のｄ軸電圧値Ｖｄ３＊、第３のｑ軸電圧値Ｖｑ３＊、及び入力電圧Ｖｄｃに基づいて、変調率Ｆｍを算出する。
　変調率Ｆｍは下記の式で算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　補正係数生成部５５２は、変調率算出部５５１で算出された変調率Ｆｍに基づいて補正係数Ｋｈを生成する。
　補正係数生成部５５２は、例えば変換テーブルで構成されている。
　変換テーブルの変換特性の一例を図９に示す。図９に示される変換特性では、変調率Ｆｍが１以下の範囲では、補正係数Ｋｈは１であり、変調率Ｆｍが１を超える範囲では、補正係数Ｋｈが１より次第に大きくなる。補正係数Ｋｈの増加の割合は、変調率Ｆｍの増加に伴って次第に大きくなる。
　モード決定部５５３は、変調率Ｆｍに基づいて動作モードを決定する。例えば、変調率Ｆｍが第１の閾値Ｆｍｔａよりも大きくなったら、第１のモードから第２のモードに切り替え、変調率Ｆｍが第２の閾値Ｆｍｔｂよりも小さくなったら、第２のモードから第１のモードに切り替える。第２の閾値Ｆｍｔｂは第１の閾値Ｆｍｔａと同じであっても良く、第１の閾値Ｆｍｔａよりも小さくても良い。例えば、第１の閾値Ｆｍｔａは１であり、第２の閾値Ｆｍｔｂは０．８である。モード信号Ｓｓはモード決定部５５３で決定されたモードを示す。
　乗算部５６０は、第３のｄ軸電圧値Ｖｄ３＊及び第３のｑ軸電圧値Ｖｑ３＊に補正係数Ｋｈを乗算する。乗算結果は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値として電圧指令値生成部１１５から出力される。
　変調率算出部５５１は、例えば図１０に示されるように振幅算出部５５１１と、係数乗算部５５１２と、除算部５５１３とを有する。
　振幅算出部５５１１は、ｄ軸電圧値Ｖｄ３＊及びｑ軸電圧値Ｖｑ３＊からそれらの２乗和の平方根を求め、振幅Ｖｄｑ３＊＿ａｂｓとして出力する。この処理は、下記の式（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　係数乗算部５５１２は、入力電圧Ｖｄｃに係数（１／√２）を乗算する。
　除算部５５１３は、振幅算出部５５１１の出力Ｖｄｑ３＊＿ａｂｓを係数乗算部５５１２の出力Ｖｄｃ／√２で除算し、除算の結果を変調率（補正前の変調率）Ｆｍとして出力する。
　以下、上記のような制御を行なうことの意義について説明する。
　上記のように、一般的に過変調領域で電流をＰＩ制御すると、積分項が飽和するワインドアップ現象が起きてしまい、電流制御系が不安定になる。これは、過変調領域では、電圧指令値に対する、実際に電動機７に印加される電圧の誤差が大きくなり、積分項が次第に大きくなるためである。
　図１１（ａ）～（ｄ）は、その様子の一例を示す。
　図１１（ａ）は、速度を示す。図示の速度は「ｒｐｓ」を単位とする。符号ｗｒｅｆは、速度指令値（周波数指令値ω＊に対応する）を示し、符号ｗｒ０は推定速度（周波数推定値ωｅｓｔに対応する）を示し、ｗｒ＿ｍｔｒは実速度を示す。
　図１１（ｂ）は、トルクを示す。図示のトルクは「Ｎｍ」を単位とする。符号Ｔｅｍは電動機７の出力トルクを示し、符号Ｔｌは負荷トルクを示す。
　図１１（ｃ）は、電流を示す。図示の電流は「Ａ」を単位とする。符号Ｉｄ＿ｒｅｆは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を示し、符号Ｉｄｅｓは実際のｄ軸電流の推定値を示し、符号Ｉｑ＿ｒｅｆは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を示し、符号Ｉｑｅｓは実際のｑ軸電流の推定値を示す。
　図１１（ｄ）は、入力電圧Ｖｄｃを示し、「Ｖ」を単位とする。
　図１１（ａ）～（ｄ）から、電流指令値に対する実電流の偏差が次第に大きくなっており、これとともに、速度、トルク、及び入力電圧の変動が次第に大きくなっていることが分かる。
　本実施の形態では、変調率が１に達するまでは、第１のモードでの動作を行なう一方、変調率が１よりも大きくなったら（即ち、過変調領域では）、第２のモードでの動作を行なう。
　第１のモードでは、電流指令値に基づくＰＩ制御と非干渉制御とを行なう。
　第２のモードでは、ＰＩ制御を行なわず、即ちＰＩ演算の結果を用いず、非干渉制御のみを行ない、非干渉制御の結果生成される補償値を第３のｄ軸電圧値Ｖｄ３＊及び第３のｑ軸電圧値Ｖｑ３＊として出力し、第３のｄ軸電圧値Ｖｄ３＊及び第３のｑ軸電圧値Ｖｑ３＊に基づいて電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊を生成する。
　具体的には、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊に基づいて変調率Ｆｍを求め、変調率Ｆｍに基づいて補正係数Ｋｈを生成し、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊に補正係数Ｋｈを乗算することで、電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊を生成し、電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊をインバータ制御信号生成部１１９に供給する。
　上記のように、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊は補正前の電圧指令値としての性格を持つ。従って、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊に補正係数Ｋｈを乗算する処理は、電圧指令値を補正する処理であると言える。
　変調率と補正係数との関係を、図９に示すものとするのは、変調率の増加に対し、実際に出力される電圧の増加の割合は、図１２のように、変調率の増加とともに次第に小さくなる傾向がある、言い換えると、変調率の増加に対して出力電圧が飽和する特性があるからである。即ちそのような傾向、即ち飽和特性を打ち消すように、変調率の増加に伴って補正係数の増加の割合が次第に大きくされる。上記のように、補正係数による電圧指令値の補正は、変調率の補正と見ることもできる。
　補正係数の乗算（変調率補正）による電圧指令ベクトルの変化を図１３に示す。
　変調率補正が無い場合、電圧値算出部５２０から出力される電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊に対応するベクトルＶ３＊（Ｖｄ３＊，Ｖｑ３＊）は、半径が√（２／３）・Ｖｄｃである円周上に頂点がある六角形の内側に限定される。
　従って、変調率は、最大でも√（２／３）／１／√２≒１．１５程度までしか大きくならない。
　一方、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊に補正係数を乗算することで得られる電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊に対応するベクトルＶ＊としては、より大きな絶対値を持つものが得られる。その結果、インバータ３０からは、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊に対応するベクトルＶ３＊の大きさに相当する電圧が出力されて電動機７に印加される。
　即ち、電圧指令値の補正（変調率の補正）を行うことで、過変調領域でも電圧値（補正前の電圧指令値）Ｖｄ３＊，Ｖｑ３＊に相当する値の電圧を電動機７に印加することができ、安定した動作が可能となる。
　ＰＩ制御の結果を用いないことによる電流等の変化は例えば図１４（ａ）～（ｄ）に示す如くとなる。
　図１４（ａ）は、速度を示す。図示の速度は「ｒｐｓ」を単位とする。符号ｗｒｅｆは、速度指令値（周波数指令値ω＊に対応する）を示し、符号ｗｒ０は推定速度（周波数推定値ωｅｓｔに対応する）を示し、ｗｒ＿ｍｔｒは実速度を示す。
　図１４（ｂ）は、トルクを示す。図示のトルクは「Ｎｍ」を単位とする。符号Ｔｅｍは電動機７の出力トルクを示し、符号Ｔｌは負荷トルクを示す。
　図１４（ｃ）は、電流を示す。図示の電流は「Ａ」を単位とする。符号Ｉｄ＿ｒｅｆは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を示し、符号Ｉｄｅｓは実際のｄ軸電流を示し、符号Ｉｑ＿ｒｅｆは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を示し、符号Ｉｑｅｓは実際のｑ軸電流の推定値を示す。
　図１４（ｄ）は、入力電圧Ｖｄｃを示し、「Ｖ」を単位とする。
　図１４（ａ）～（ｄ）から、電流指令値に対する実電流の偏差が小さい値に保たれ、速度、トルク、入力電圧の変動も小さく保たれていることが分かる。
　本実施の形態では、上記のように、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値に対するリミット処理において、第２のモードで用いられるリミット値を第１のモードで用いられるリミット値よりも大きく設定する。
　以下そのようにする理由について説明する。
　上記のように、第２のモードでは、開閉器５２１５、５２１６、５２２５及び５２２６が開くことにより、式（４ａ）及び（４ｂ）で表される補償値Ｖｄｆｆ＊及びＶｑｆｆ＊が電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊となり、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊により電圧指令値Ｖｄ＊及びＶｑ＊が決まる。
　式（４ａ）及び（４ｂ）を見ると分かるように補償値Ｖｄｆｆ＊及びＶｑｆｆ＊は速度制御部５０３の出力（Ｉｑ＊）と弱め磁束制御部４１０を含むｄ軸電流指令値生成部１１４の出力（Ｉｄ＊）によって決まり、比例演算部５２１１及び５２２１、並びに積分演算部５２１２及び５２２２の出力に依存しない。
　従って、電圧指令値Ｖｄ＊には、ｄ軸電流指令値と実ｄ軸電流の差分を小さくするための電圧成分が含まれず、電圧指令値Ｖｑ＊には、ｑ軸電流指令値と実ｑ軸電流の差分を小さくするための電圧成分が含まれない。
　そのため、制御のための演算で用いている電動機の定数と、電動機の実際の定数が異なる場合、電流指令値に対する実電流の偏差がゼロに近づかない可能性がある。
　例えば図１５（ａ）及び（ｂ）に制御で用いられるｄ軸インダクタンスＬｄの値が、実際のｄ軸インダクタンスの値とは異なる場合の波形を示す。
　図１５（ａ）及び（ｂ）は、制御で用いられたｄ軸インダクタンスＬｄの値が実際の値の０．８倍である場合を示す。この場合、弱め磁束制御によりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が実電流Ｉｄに比べ負方向に大きくなる。
　図１５（ｃ）及び（ｄ）は、制御で用いられたｄ軸インダクタンスＬｄの値が実際の値の１．２倍である場合を示す。この場合、弱め磁束制御によりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊が実電流Ｉｄに比べ負方向に小さくなる。
　このように誤差が大きくなることを考慮し、電流指令値のリミット値を比較的大きくしておく。
　例えば、ｄ軸電流指令値生成部１１４から出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊のリミット値Ｉｄｌｉｍは、電圧方程式に基づき式（９）のように定義されることもある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　上記の式（９）で、Ｋｍは係数である。
　式（９）の係数Ｋｍが１の場合はｑ軸基準の電圧位相が９０［ｄｅｇ］まで弱め磁束制御を行うことを意味している。なお、電圧位相が９０［ｄｅｇ］より大きいと制御が破綻する。
　上記の構成においては、第２のモードでは、図１５（ａ）に示すようにｄ軸電流指令値と実際のｄ軸電流は一致せず、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に基づいて算出された補償値Ｖｑｆｆ＊によって制御されるため、式（９）の係数Ｋｍが１よりも大きい場合のリミット値Ｉｄｌｉｍに等しいｄ軸電流指令値Ｉｄ＊となって安定に動作することもある。
　そのためｄ軸電流指令値Ｉｄ＊のリミット値は例えば、推定される偏差（ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊に対する実電流Ｉｄの偏差ｄｅｌ＿Ｉｄ）の絶対値の最大値だけ、第１のモード（変調率が１以下であるとき）で用いられるリミット値より絶対値を大きくした値に設定するのが好ましい。
　代わりに、第１のモードで用いられるリミット値に比べその絶対値が１．２倍程度に大きくなるようにリミット値を設定しても良い。
　第１のモードと第２のモードとで異なる値のリミット値を用いるには、例えば、図５に示すように、モード信号Ｓｓをリミッタ４２３に入力し、リミッタ４２３がモード信号Ｓｓに応じてリミット値を切替えることとしても良い。
　ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊についても同様に、推定される偏差（ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対する実電流Ｉｑの偏差）ｄｅｌ＿Ｉｑの絶対値の最大値だけ、第１のモード（変調率が１以下であるとき）で用いられるリミット値より絶対値を大きくした値に設定するのが好ましい。
　代わりに、第１のモードで用いられるリミット値に比べその絶対値が１．２倍程度に大きくなるようにリミット値を設定しても良い。
　ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に対するリミット値は例えば、図７のリミッタ５０３５に設定される。
　第１のモードと第２のモードとで異なるリミット値を用いるには、例えば、図７に示すように、モード信号Ｓｓをリミッタ５０３５に入力し、リミッタ５０３５がモード信号Ｓｓに応じてリミット値を切替えることとしても良い。
　なお、上記のようにリミット値を大きくする代わりに電流指令値をより大きい値としても良い。
　ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊をより大きくするには、例えばｄ軸電流指令値生成部１１４において、図５の積分部４１５で用いられる係数Ｋｉｆｗの値をより大きくしても良い。
　第１のモードと第２のモードとで異なる値の係数を用いるには、例えば、図５に点線で示すように、モード信号Ｓｓを積分部４１５に入力し、積分部４１５がモード信号Ｓｓに応じて係数Ｋｉｆｗの値を切替えることとしても良い。
　ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊をより大きくするには、例えばｄ軸電流指令値生成部１１４においては、図７の係数乗算部５０３１及び５０３２で乗算される係数の値をより大きくしても良い。
　第１のモードと第２のモードとで係数を切替えるには、例えば、図７に点線で示すように、モード信号Ｓｓを係数乗算部５０３１及び係数乗算部５０３２に入力し、係数乗算部５０３１及び係数乗算部５０３２がモード信号Ｓｓに応じてそれぞれの係数の値を切替えることとしても良い。
　上記の例では、第２のモードにおいて、比例演算部５２１１及び５２２１の出力、並びに積分演算部５２１２及び５２２２の出力を用いないが、比例演算部５２１１及び５２２１の出力を用い、積分演算部５２１２及び５２２２の出力を用いないこととしても良い。
　この場合、電圧値Ｖｄ３＊及びＶｑ３＊は下記の式（１０ａ）及び（１０ｂ）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ワインドアップが起きるのは、積分演算の結果を用いるためであるので、積分演算の結果を用いないことで、ワインドアップを防ぐことができる。
　上記の例では、弱め磁束制御部４１０は、積分型の弱め磁束制御によりｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｆｗ＊を求めているが、代わりに、電圧方程式に基づいて、下記の式（１１）で算出しても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　式（１１）で、
　Ｖｏｍは、制限値であり、図５に示される係数乗算部４１２及び乗算部４１３に関して説明したのと同様に算出され得る。
　ωは、インバータ３０の出力電圧の周波数である。
　上記の例では、インバータ３０の入力電流Ｉｄｃから相電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを復元する構成としている。代わりに、インバータ３０の出力線３３１、３３２及び３３３に電流検知器を設け、該検知器で相電流を検出する構成としても良い。そのようにする場合には、上記の電流検知器で検出される電流を、電流復元部１１１で復元された電流の代わりに用いれば良い。
　インバータ主回路３１０のスイッチング素子３１１～３１６としては、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）或いはＭＯＳＦＥＴを想定しているが、スイッチングを行うことが可能な素子であれば、どのようなものを用いても良い。なお、ＭＯＳＦＥＴの場合は、構造上寄生ダイオードを有するため環流用の整流素子（３２１～３２６）を逆並列接続しなくても同様の効果を得ることができる。
　スイッチング素子３１１～３１６を構成する材料については、ケイ素（Ｓｉ）だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体である炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド等を用いたもので構成することにより、損失をより少なくすることが可能となる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。
　以上、電動機駆動装置、及びそれを備えた冷凍サイクル装置について説明した。特に、冷凍サイクル装置が空気調和機に用いられるものである場合について説明したが、冷凍サイクル装置は、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器などに用いられるものであっても良い。
　１　交流電源、　２　電動機駆動装置、　４　リアクタ、　７　電動機、　２０　平滑コンデンサ、　３０　インバータ、　６０　結線切替装置、　８２　電圧検出部、　８４　入力電流検出部、　１００　制御装置、　１０２　運転制御部、　１１０　インバータ制御部、　１１１　電流復元部、　１１２　３相２相変換部、　１１４　ｄ軸電流指令値生成部、　１１５　電圧指令値生成部、　１１６　電気位相演算部、　１１７　２相３相変換部、　１１８　ＰＷＭ信号生成部、　４１０　弱め磁束制御部、　４１１　振幅算出部、　４１２　係数乗算部、　４１３　乗算部、　４１５　積分部、　４２１　ＭＴＰＡ　制御部、　４２０　制限回路、　４２２　選択部、　４２３　リミッタ、　５０１　周波数推定部、　５０２　減算部、　５０３　速度制御部、　５２０　電圧値算出部、　５５１　変調率算出部、　５５２　補正係数生成部、　５５３　モード決定部、　５６０　乗算部、　９００　冷凍サイクル、　９０２　四方弁、　９０４　圧縮機、　９０６　室内熱交換器、　９０８　膨張弁、　９１０　室外熱交換器、　５０３１，５０３２　乗算部、　５０３３　積分部、　５０３５　リミッタ、　５２１１，５２２１　比例演算部、　５２１２，５２２２　積分演算部、　５２１３，５２２３　補償値算出部、　５２１５，５２１６，５２２５，５２２６　開閉器。

Claims (18)

  1. 　周波数可変で電圧値可変の交流電圧を生成し、電動機に印加するインバータと、
    　前記インバータを制御する制御装置とを備え、
    　前記制御装置は、
    　前記交流電圧の周波数の、周波数指令値に対する差分である周波数偏差に基づいてｑ軸電流指令値を生成し、
    　前記電動機のｄ軸電流のｄ軸電流指令値に対する差分であるｄ軸電流偏差に対して比例演算を行なって第１のｄ軸電圧値を生成し、
    　前記ｄ軸電流偏差に対して積分演算を行なって第２のｄ軸電圧値を生成し、
    　前記ｑ軸電流指令値により誘起されるｄ軸電圧を補償するｄ軸補償値を算出し、
    　前記電動機のｑ軸電流の前記ｑ軸電流指令値に対する差分であるｑ軸電流偏差に対して比例演算を行なって第１のｑ軸電圧値を生成し、
    　前記ｑ軸電流偏差に対して積分演算を行なって第２のｑ軸電圧値を生成し、
    　前記ｄ軸電流指令値により誘起されるｑ軸電圧を補償するｑ軸補償値を算出し、
    　第１のモードでは、
    　前記第１のｄ軸電圧値と、前記第２のｄ軸電圧値と、前記ｄ軸補償値とを用いて第３のｄ軸電圧値を生成し、
    　前記第１のｑ軸電圧値と、前記第２のｑ軸電圧値と、前記ｑ軸補償値とを用いて第３のｑ軸電圧値を生成し、
    　第２のモードでは、              
    　前記第１のｄ軸電圧値、前記第２のｄ軸電圧値、及び前記ｄ軸補償値のうちの、少なくとも前記ｄ軸補償値を用い、かつ前記第２のｄ軸電圧値を用いずに、前記第３のｄ軸電圧値を生成し、
    　前記第１のｑ軸電圧値、前記第２のｑ軸電圧値、及び前記ｑ軸補償値のうちの、少なくとも前記ｑ軸補償値を用い、かつ前記第２のｑ軸電圧値を用いずに、前記第３のｑ軸電圧値を生成し、
    　前記第３のｄ軸電圧値及び前記第３のｑ軸電圧値に基づいて変調率を算出し、
    　前記変調率に基づいて補正係数を生成し、
    　前記第３のｄ軸電圧値及び前記第３のｑ軸電圧値に対して前記補正係数を乗算して、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成し、
    　前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値に基づいて前記インバータをＰＷＭ制御する信号を生成し、
    　前記補正係数は、前記第１のモードでは１に維持され、
    　前記補正係数は、前記第２のモードでは、前記交流電圧が前記第３のｄ軸電圧値及び前記第３のｑ軸電圧値に相当する大きさとなるように定められる
    　電動機駆動装置。
  2. 　前記制御装置は、
    　前記第１のモードでは、
    　前記第１のｄ軸電圧値と、前記第２のｄ軸電圧値と、前記ｄ軸補償値とを加算することで、前記第３のｑ軸電圧値を生成し、
    　前記第１のｑ軸電圧値と、前記第２のｑ軸電圧値と、前記ｑ軸補償値とを加算することで、前記第３のｑ軸電圧値を生成する
    　請求項１に記載の電動機駆動装置。
  3. 　前記第２のモードでは、
    　前記第１のｄ軸電圧値と前記ｄ軸補償値とを加算することで前記第３のｄ軸電圧値を生成し、
    　前記第１のｑ軸電圧値と前記ｑ軸補償値とを加算することで前記第３のｑ軸電圧値を生成する
    　請求項２に記載の電動機駆動装置。
  4. 　前記第２のモードでは、
    　前記ｄ軸補償値を前記第３のｄ軸電圧値として用い、
    　前記ｑ軸補償値を前記第３のｑ軸電圧値として用いる
    　請求項２に記載の電動機駆動装置。
  5. 　前記第２のモードでは、前記変調率が大きくなるほど、前記変調率の増加に対する前記補正係数の増加がより大きくなるように、前記補正係数が定められる
    　請求項１から４のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  6. 　前記第２のモードでは、前記変調率の増加に対して、前記交流電圧が飽和する特性を打ち消すように前記補正係数が定められる
    　請求項１から４のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  7. 　前記制御装置は、
    　前記変調率が第１の閾値よりも大きくなったら前記第１のモードを選択し、
    　前記変調率が前記第１の閾値以下である第２の閾値よりも小さくなったら前記第２のモードを選択する
    　請求項１から６のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  8. 　前記制御装置は、
    　前記インバータの入力電圧と、前記ｄ軸電圧指令値と、前記ｑ軸電圧指令値とに基づいて、ｄ軸電流値を算出し、
    　前記ｄ軸電流値の絶対値に対してリミット値を用いて制限を加えることで前記ｄ軸電流指令値を生成する
    　請求項１から７のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  9. 　前記第１のモードで用いられるリミット値よりも前記第２のモードで用いられるリミット値の方が大きい
    　請求項８に記載の電動機駆動装置。
  10. 　前記第２のモードで用いられる前記リミット値は、前記第１のモードで用いられる前記リミット値に対し、前記ｄ軸電流偏差の推定値の最大値だけ大きい
    　請求項９に記載の電動機駆動装置。
  11. 　前記第１のモードで算出される前記ｄ軸電流値よりも前記第２のモードで算出される前記ｄ軸電流値の方が大きい
    　請求項８に記載の電動機駆動装置。
  12. 　前記第２のモードで算出される前記ｄ軸電流値は、前記第１のモードで算出される前記ｄ軸電流値よりも予め定められた１より大きい係数を掛けた値となるように算出される
    　請求項１１に記載の電動機駆動装置。
  13. 　前記制御装置は、
    　前記周波数偏差に対して比例積分演算を行なって、ｑ軸電流値を生成し、
    　前記ｑ軸電流値の絶対値に対してリミット値を用いて制限を加えることで前記ｑ軸電流指令値を生成し、
    　前記第１のモードで用いられるリミット値よりも前記第２のモードで用いられるリミット値の方が大きい
    　請求項１から６のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  14. 　前記第２のモードで用いられる前記リミット値は、前記第１のモードで用いられる前記リミット値に対し、前記ｑ軸電流偏差の推定値の最大値だけ大きい
    　請求項９に記載の電動機駆動装置。
  15. 　前記第１のモードで生成される前記ｑ軸電流指令値よりも前記第２のモードで生成される前記ｑ軸電流指令値の方が大きい
    　請求項１から１２のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
  16. 　前記第２のモードで生成される前記ｑ軸電流指令値は、前記第１のモードで生成されるｑ軸電流指令値に対し予め定められた１より大きい係数を掛けた値となるように算出される
    　請求項１５に記載の電動機駆動装置。
  17. 　請求項１から１６のいずれか１項に記載の電動機駆動装置を備えた冷凍サイクル装置。
  18. 　請求項１７に記載の冷凍サイクル装置を備えた空気調和機。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006020411A (ja) * 2004-07-01 2006-01-19 Hitachi Ltd 永久磁石同期電動機の制御装置及びモジュール
JP2007116791A (ja) * 2005-10-19 2007-05-10 Hitachi Ltd 永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置及びモジュール
JP2011091976A (ja) * 2009-10-26 2011-05-06 Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd モータ制御装置、及びモータ制御システム
JP2020031485A (ja) * 2018-08-22 2020-02-27 サンデンホールディングス株式会社 電力変換装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4466600B2 (ja) * 2006-03-31 2010-05-26 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電動駆動制御装置及び電動駆動制御方法
WO2008152929A1 (ja) * 2007-06-12 2008-12-18 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki モータ制御装置とその制御方法
JP4329880B1 (ja) * 2009-01-14 2009-09-09 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の制御装置および電動車両
CN105103434B (zh) * 2013-04-10 2016-09-28 三菱电机株式会社 永磁体型电动机的控制装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006020411A (ja) * 2004-07-01 2006-01-19 Hitachi Ltd 永久磁石同期電動機の制御装置及びモジュール
JP2007116791A (ja) * 2005-10-19 2007-05-10 Hitachi Ltd 永久磁石同期電動機の弱め界磁ベクトル制御装置及びモジュール
JP2011091976A (ja) * 2009-10-26 2011-05-06 Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd モータ制御装置、及びモータ制御システム
JP2020031485A (ja) * 2018-08-22 2020-02-27 サンデンホールディングス株式会社 電力変換装置

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