WO2022118877A1 - 物体検知装置 - Google Patents

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WO2022118877A1
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complex
correlation
reference signal
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優 小山
康平 上月
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株式会社デンソー
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    • G01S7/536—Extracting wanted echo signals

Definitions

  • This disclosure relates to an object detection device.
  • An object of the present disclosure is to reduce the amount of calculation in an object detection device.
  • the object detection device transmits ultrasonic waves encoded by frequency modulation, receives ultrasonic waves and outputs a received signal, and an orthogonal detection of the received signal.
  • the first orthogonal detector that generates and outputs a complex received signal
  • the second orthogonal detector that generates and outputs a complex reference signal by orthogonal detection of the reference signal
  • the correlation detection between the complex received signal and the complex reference signal It is provided with a correlation filter that performs and outputs a correlation signal, and a code determination unit that determines a code included in the received signal based on the correlation signal.
  • FIG. 3 is a block diagram of an orthogonal detection unit included in the matched filter unit shown in FIG. 1.
  • FIG. 3 is a block diagram of an orthogonal detection unit included in the reference signal processing unit shown in FIG. 1.
  • It is a block diagram of the correlation filter shown in FIG.
  • It is a block diagram of the vector rotation part and addition part shown in FIG.
  • It is a figure which shows the phase difference between a complex received signal and a complex reference signal.
  • It is a figure which shows the state of the vector rotation of a complex received signal.
  • It is a figure which shows the vector-rotated signal.
  • It is a figure which shows the addition result of the vector-rotated signal.
  • the object detection device 1 of the present embodiment shown in FIG. 1 is mounted on a vehicle (not shown) and is configured to detect an object B around the vehicle.
  • the vehicle equipped with the object detection device 1 is hereinafter referred to as "own vehicle”.
  • the vehicle (not shown) is, for example, an automobile.
  • the object detection device 1 includes an ultrasonic sensor 2 and a control unit 3 that controls the operation of the ultrasonic sensor 2.
  • the ultrasonic sensor 2 is configured to detect an object B by transmitting an exploration wave which is an ultrasonic wave and receiving a reflected wave of the exploration wave by the object B.
  • the ultrasonic sensor 2 includes a transmission / reception unit 4, a drive signal generation unit 5, a matched filter unit 6, a reference signal processing unit 7, and a determination unit 8.
  • the transmission / reception unit 4 has a transmission unit 40A and a reception unit 40B.
  • the transmission unit 40A is provided so that the exploration wave can be transmitted to the outside.
  • the receiving unit 40B is provided so as to be able to receive ultrasonic waves including a reflected wave of the exploration wave transmitted from the transmitting unit 40A by the object B.
  • the transmission / reception unit 4 includes a transducer 41, a transmission circuit 42, and a reception circuit 43.
  • the transmission unit 40A includes a transducer 41 and a transmission circuit 42.
  • the receiving unit 40B is composed of a transducer 41 and a receiving circuit 43.
  • the transducer 41 has a function as a transmitter for transmitting the exploration wave to the outside and a function as a receiver for receiving the reflected wave, and is electrically connected to the transmission circuit 42 and the reception circuit 43. .. That is, the ultrasonic sensor 2 has a so-called transmission / reception integrated configuration.
  • the transducer 41 is configured as an ultrasonic microphone having a built-in electric-mechanical energy conversion element such as a piezoelectric element.
  • the transducer 41 is arranged at a position facing the outer surface of the own vehicle so that the exploration wave can be transmitted to the outside of the own vehicle and the reflected wave can be received from the outside of the own vehicle.
  • the transmission circuit 42 is provided so as to transmit an exploration wave by the transducer 41 by driving the transducer 41 based on the input drive signal.
  • the transmission circuit 42 has a digital / analog conversion circuit and the like. That is, the transmission circuit 42 is configured to generate an element input signal by performing signal processing such as digital / analog conversion on the drive signal output from the drive signal generation unit 5.
  • the element input signal is an AC voltage signal for driving the transducer 41.
  • the transmission circuit 42 is configured to generate an exploration wave by applying the generated element input signal to the transducer 41 to excite the electric-mechanical energy conversion element in the transducer 41.
  • the reception circuit 43 is provided so as to generate a reception signal corresponding to the reception result of the ultrasonic wave by the transducer 41 and output it to the matched filter unit 6.
  • the receiving circuit 43 includes an amplifier circuit, an analog / digital conversion circuit, and the like. That is, the receiving circuit 43 performs signal processing such as amplification and analog / digital conversion on the element output signal output by the transducer 41 to generate a received signal including information on the amplitude and frequency of the received wave. It is configured in.
  • the element output signal is an AC voltage signal generated by the electric-mechanical energy conversion element provided in the transducer 41 by receiving ultrasonic waves.
  • the exploration wave includes ultrasonic waves encoded by frequency modulation.
  • the sampling frequency of the receiving circuit 43 is set to be twice or more of fc, where fc is the center frequency of the frequency modulation band of the probe wave.
  • the sampling frequency of the received signal may be the same as or different from the sampling frequency of the drive signal.
  • the drive signal generation unit 5 is provided so as to generate a drive signal and output it to the transmission circuit 42.
  • the drive signal is a signal for driving the transducer 41 and transmitting an exploration wave from the transducer 41.
  • the drive signal generation unit 5 is adapted to generate a drive signal corresponding to the frequency modulation state in the exploration wave having a predetermined frequency modulation state.
  • the drive signal generation unit 5 generates a drive signal so that the frequency of the probe wave is swept in the range including the resonance frequency of the transducer 41.
  • the predetermined frequency modulation state includes an up chirp or a down chirp.
  • the up chirp is a frequency modulation state in which the frequency monotonously increases with the passage of time.
  • a down chirp is a frequency modulation state in which the frequency monotonously decreases with the passage of time.
  • the drive signal generation unit 5, the matched filter unit 6, the reference signal processing unit 7, and the determination unit 8 have, for example, functions such as generation of the drive signal described above, orthogonal detection, correlation detection, code determination, and object detection determination described later. It consists of a programmed DSP (Digital Signal Processor).
  • DSP Digital Signal Processor
  • the matched filter unit 6 processes the received signal and detects the correlation between the received signal and the reference signal.
  • the matched filter unit 6 includes an orthogonal detection unit 61 and a correlation filter 62.
  • the orthogonal detection unit 61 performs orthogonal detection of the received signal output by the reception circuit 43 to generate a complex signal, and corresponds to the first orthogonal detection unit. As shown in FIG. 2, the orthogonal detection unit 61 includes a multiplication unit 611, an LPF (low pass filter) 612, and a downsampling unit 613.
  • the multiplying unit 611 generates a complex signal by multiplying the received signal output by the receiving circuit 43 by sin (2 ⁇ ⁇ fc ⁇ t) and cos (2 ⁇ ⁇ fc ⁇ t).
  • t is time.
  • the signals of sin (2 ⁇ , fc, t) and cos (2 ⁇ , fc, t) are input from the drive signal generation unit 5 to the multiplication unit 611.
  • the multiplying unit 611 outputs the generated complex signal to the LPF612.
  • LPF612 removes high frequency components from the complex signal output by the multiplication unit 611.
  • the cutoff frequency of the LPF612 is input from the control unit 3, and is set based on the bandwidth of the transducer 41 and the sweep band of the drive signal.
  • the complex signal from which the high frequency component has been removed by the LPF612 is input to the downsampling unit 613.
  • the downsampling unit 613 downsamples the output signal of the LPF612.
  • the downsampling unit 613 downsamples, for example, a signal sampled at twice the center frequency fc to one times the center frequency fc.
  • the sampling frequency after downsampling can be set lower than 1 times the center frequency fc according to the cutoff frequency of LPF612. Since the high frequency component has been removed by the LPF612, downsampling of the received signal is possible, which can reduce the amount of calculation of the correlation filter 62 and reduce the circuit area.
  • the object detection device 1 When the object detection device 1 includes a plurality of transmission / reception units 4, and the transmission / reception unit 4 on the transmission side and the transmission / reception unit 4 on the reception side both discriminate between the same direct wave and the indirect wave different from each other, the object detection device 1 is up. Correlation calculations are required for both chirps and down chirps.
  • the correlation calculation with the two chirp signals is performed for the reception signal of each transmission / reception unit 4. If the correlation between the received signal of the transmission / reception unit 4 that has transmitted the up-chirp signal and the up-chirp signal is high, it is determined that the ultrasonic wave received by the transmission / reception unit 4 is a direct wave, and the ultrasonic wave is determined to be a direct wave. If the correlation is high, this ultrasonic wave is determined to be an indirect wave.
  • the ultrasonic wave received by the transmitting / receiving unit 4 is a direct wave, and the ultrasonic wave is determined to be a direct wave. If the correlation is high, this ultrasonic wave is determined to be an indirect wave.
  • the amount of calculation increases and the circuit scale of the object detection device 1 tends to increase.
  • the amount of calculation is reduced and the circuit scale can be reduced.
  • the output signal of the downsampling unit 613 is input to the correlation filter 62.
  • the complex signal output from the downsampling unit 613 is used as a complex reception signal.
  • the complex received signal is composed of N signals sampled by the downsampling unit 613.
  • N is an integer of 2 or more.
  • the N signals constituting the complex received signal are designated as signals S1 to SN in the order of sampling.
  • the correlation filter 62 detects the correlation between the complex received signal generated by the orthogonal detection unit 61 and the reference signal corresponding to each of the up chirp and the down chirp, and outputs the correlation signal.
  • the correlation signal output from the correlation filter 62 is input to the determination unit 8. The details of the correlation filter 62 will be described later.
  • the reference signal processing unit 7 processes the signal output from the drive signal generation unit 5 and outputs it to the matched filter unit 6.
  • the signal output from the drive signal generation unit 5 to the reference signal processing unit 7 corresponds to the up chirp and the down chirp used for the drive signal input to the transmission / reception unit 4, and this signal is the code of the received signal. It is used as a reference signal for identifying.
  • the drive signal generation unit 5 outputs the reference signal corresponding to the up chirp and the reference signal corresponding to the down chirp to the reference signal processing unit 7.
  • the reference signal processed by the reference signal processing unit 7 is used for correlation detection. As shown in FIG. 1, the reference signal processing unit 7 includes an orthogonal detection unit 71.
  • the orthogonal detection unit 71 generates a complex signal by orthogonally detecting the reference signal output by the drive signal generation unit 5, and corresponds to the second orthogonal detection unit. As shown in FIG. 3, the orthogonal detection unit 71 includes a multiplication unit 711, an LPF 712, and a downsampling unit 713.
  • the multiplication unit 711, LPF 712, and downsampling unit 713 have the same configuration as the multiplication unit 611, LPF 612, and downsampling unit 613 of the orthogonal detection unit 61.
  • the multiplication unit 711 multiplies the reference signal by sin (2 ⁇ ⁇ fc ⁇ t) and cos (2 ⁇ ⁇ fc ⁇ t) to generate a complex signal, and the LPF 712 is high from the complex signal output by the multiplication unit 711. Remove the frequency component. Then, the downsampling unit 713 downsamples the output signal of the LPF712.
  • the downsampling unit 713 performs downsampling so that the sampling frequency after downsampling is the same for the received signal and the reference signal. That is, for example, when the input signal is downsampled to 1 times the center frequency fc in the downsampling unit 613, the input signal is also downsampled to 1 times the center frequency fc in the downsampling unit 713. Since the high frequency component has been removed by the LPF712, downsampling of the reference signal is possible, which can reduce the amount of calculation of the correlation filter 62 and reduce the circuit area.
  • the output signal of the downsampling unit 713 is input to the correlation filter 62.
  • the complex signal output from the downsampling unit 713 is used as a complex reference signal.
  • the complex reference signal is composed of N signals like the complex reception signal.
  • the N signals constituting the complex reference signal are designated as signals S R1 to S RN in the order of sampling.
  • the correlation filter 62 the correlation detection between the complex received signal composed of the signals S1 to SN and the complex reference signal composed of the signals S R1 to SRN is performed .
  • the correlation filter 62 includes an up chirp filter 620A and a down chirp filter 620B.
  • the up-chirp filter 620A detects the correlation between the complex reception signal and the complex reference signal for the up-chirp signal.
  • the down chirp filter 620B detects the correlation between the complex received signal and the complex reference signal for the down chirp signal.
  • the up chirp filter 620A includes a reference signal holding unit 621, a vector rotating unit 622, an adding unit 623, and an amplitude conversion unit 624.
  • a complex reference signal generated by orthogonal detection of the reference signal corresponding to the up chirp is input to the up chirp filter 620A from the reference signal processing unit 7.
  • the reference signal holding unit 621 holds and outputs the complex reference signal input from the reference signal processing unit 7, and is configured to individually output a plurality of signals constituting the complex reference signal. Specifically, the reference signal holding unit 621 individually outputs the signals S R1 to S RN output from the downsampling unit 713.
  • the vector rotation unit 622 rotates the vector of the input signal. As shown in FIG. 5, the vector rotation unit 622 includes a matrix conversion unit 625, a received signal holding unit 626, and a multiplication unit 627.
  • the matrix conversion unit 625 converts the signals S R1 to S RN output from the reference signal holding unit 621 into rotation matrices R 1 to RN. Specifically, assuming that the phase of the signal S R1 is ⁇ R1 , the rotation matrix R 1 is generated as shown in the following equation.
  • the rotation matrices R2 to RN are also generated in the same manner by using the phases ⁇ R2 to ⁇ RN of the signals S R2 to S RN .
  • the matrix conversion unit 625 individually outputs the signals corresponding to the generated rotation matrices R 1 to RN to the multiplication unit 627.
  • the reception signal holding unit 626 holds the complex reception signal and outputs it to the multiplication unit 627.
  • a complex reception signal is input to the reception signal holding unit 626 from the orthogonal detection unit 61, and the reception signal holding unit 626 individually outputs the input signals S1 to SN to the multiplication unit 627. do.
  • the multiplication unit 627 multiplies the rotation matrices R 1 to RN generated by the matrix conversion unit 625 by the vectors of the signals S 1 to SN , and sets the phase difference between the received signal and the reference signal as the phase signals ⁇ S 1 to. It produces ⁇ SN .
  • ⁇ SN the phase difference between the received signal and the reference signal
  • FIG. 6 when the phase difference between the signal S 1 and the signal S R 1 is ⁇ 1 and the amplitude of the signal S 1 is r 1 , the phase of the signal ⁇ S 1 is ⁇ as shown in FIG. It becomes 1 , and the amplitude becomes r 1 . 6 and 7, and FIGS. 8 to 11 and 18 and 19 described later show the signal S1 and the like on a complex plane.
  • the phase difference between the signals S 2 to SN and the signals S R1 to S RN is ⁇ 2 to ⁇ N and the amplitude of the signals S 2 to SN is r 2 to r N
  • the signals ⁇ S 2 to ⁇ S The phase of N is ⁇ 2 to ⁇ N
  • the amplitude is r 2 to r N.
  • the real parts I 2 to IN of the signals S 2 to SN , the imaginary parts Q 2 to Q N , and the rotation matrices R 2 to RN From the real parts I 2'to IN ' of the signals ⁇ S 2 to ⁇ S N , imaginary. Parts Q 2'to Q N'are calculated.
  • the multiplication unit 627 individually outputs the signals ⁇ S 1 to ⁇ S N to the addition unit 623.
  • the addition unit 623 includes an addition signal generation unit 628 and an averaging unit 629, and the signals ⁇ S 1 to ⁇ SN output from the multiplication unit 627 are sent to the addition signal generation unit 628. Entered.
  • the addition signal generation unit 628 adds the input signals, thereby detecting the correlation between the received signal and the reference signal.
  • the amplitude increases when the correlation between the received signal and the reference signal is high, and decreases when the correlation is low. For example, if the phases ⁇ 1 and ⁇ 2 of the signals ⁇ S 1 and ⁇ S 2 are aligned as shown in FIGS. 7 and 8, the signal ⁇ S 2 can be added to the signal ⁇ S 1 as shown in FIG. The amplitude increases. On the other hand, as shown in FIG. 10, if the phase ⁇ 2 of the signal ⁇ S 2 is significantly different from the phase ⁇ 1 of the signal ⁇ S 1 , by adding the signal ⁇ S 2 to the signal ⁇ S 1 as shown in FIG. The amplitude decreases.
  • the amplitude of the complex signal generated by the addition represents the height of the correlation between the received signal and the reference signal.
  • the addition signal generation unit 628 outputs the complex signal generated by the addition of the signals ⁇ S1 to ⁇ SN to the averaging unit 629.
  • the averaging unit 629 divides the amplitude of the output signal from the addition signal generation unit 628 by N and averages it.
  • the complex signal averaged by the averaging unit 629 is output to the amplitude conversion unit 624.
  • the addition unit 623 among the signals ⁇ S 1 to ⁇ SN , only the signals included in the range set by the predetermined conditions may be added. For example, since the components at both ends of the frequency band of the received signal have a low S / N, the code determination accuracy is improved by setting the addition range so that the corresponding portion is excluded from the reference signal.
  • the amplitude conversion unit 624 converts the complex signal input from the averaging unit 629 into an amplitude signal. Specifically, the amplitude conversion unit 624 calculates an absolute value from the real part and the imaginary part of the complex signal, and outputs this absolute value as an amplitude. The amplitude signal generated by the amplitude conversion unit 624 is output to the determination unit 8 as a correlation signal.
  • the down chirp filter 620B includes a reference signal holding unit 621, a vector rotating unit 622, an adding unit 623, and an amplitude conversion unit 624, similarly to the up chirp filter 620A.
  • the reference signal holding unit 621 to the amplitude conversion unit 624 of the down chirp filter 620B have the same configuration as the reference signal holding unit 621 to the amplitude conversion unit 624 of the up chirp filter 620A.
  • the complex reference signal generated by the orthogonal detection of the reference signal corresponding to the down chirp is input from the reference signal processing unit 7 to the reference signal holding unit 621, and the complex reception signal and this complex reference signal are input. Correlation detection with is performed. Then, the amplitude signal generated by the amplitude conversion unit 624 is output to the determination unit 8 as a correlation signal.
  • the determination unit 8 determines the code included in the received signal based on the correlation signal output by the matched filter unit 6, and corresponds to the code determination unit. Further, the determination unit 8 makes an object detection determination based on the received signal and the code determination result. The determination unit 8 calculates the peak of the correlation signal of the up chirp and the peak of the correlation signal of the down chirp based on the correlation output of the up chirp filter 620A and the down chirp filter 620B. Then, the determination unit 8 compares these and determines that the larger code is included in the received signal, and makes an object detection determination. The determination unit 8 transmits the result of the object detection determination to the control unit 3.
  • the control unit 3 is connected to the ultrasonic sensor 2 via an in-vehicle communication line so as to be capable of information communication, and is configured to control the transmission / reception operation of the ultrasonic sensor 2.
  • the control unit 3 is provided as a so-called sonar ECU, and includes an in-vehicle microcomputer having a CPU, ROM, RAM, non-volatile rewritable memory, etc. (not shown).
  • ECU is an abbreviation for Electronic Control Unit.
  • the non-volatile rewritable memory is, for example, EEPROM, flash ROM, or the like.
  • EEPROM is an abbreviation for Electronically Erasable and Programmable Read Only Memory. ROM, RAM, etc. are non-transitional substantive storage media.
  • the object detection device 1 repeatedly executes the object detection process including the process shown in FIG.
  • the control unit 3 issues a transmission instruction to the drive signal generation unit 5, and the transducer 41 transmits an exploration wave based on the drive signal generated by the drive signal generation unit 5.
  • the object detection device 1 executes the process shown in FIG. 12 to detect the object.
  • step S101 the orthogonal detection unit 61 orthogonally detects the reception signal output from the transmission / reception unit 4 to generate a complex reception signal, and outputs the complex reception signal to the correlation filter 62. Further, the orthogonal detection unit 71 orthogonally detects the reference signals corresponding to the up chirp and the down chirp output from the drive signal generation unit 5, generates a complex reference signal, and outputs the complex reference signal to the correlation filter 62.
  • the correlation filter 62 performs correlation detection between the complex reception signal output from the orthogonal detection unit 61 and the complex reference signal corresponding to the upcharp, and outputs the correlation signal to the determination unit 8. Further, the correlation filter 62 performs correlation detection between the complex reception signal and the complex reference signal corresponding to the down chirp, and outputs the correlation signal to the determination unit 8.
  • the determination unit 8 determines whether or not the peak of the up-chirp correlation signal output from the correlation filter 62 is larger than the peak of the down-chirp correlation signal.
  • the determination unit 8 saves the code determination result that the received wave includes the up chirp in step S104, and this is saved.
  • the object detection judgment is made based on the result.
  • the determination unit 8 saves the code determination result that the received wave includes the down chirp in step S105. The object detection judgment is made based on the result.
  • the determination unit 8 calculates the distance to the object based on the time from the transmission of the exploration wave until the amplitude of the received signal whose sign matches the transmission signal becomes a predetermined value or more, and obtains the calculation result. It is transmitted to the control unit 3. Then, the control unit 3 determines whether or not the possibility of collision with the object is high based on the calculation result of the distance and the speed of the own vehicle. Avoidance control and braking control are performed according to this determination result. After step S104 and step S105, the object detection device 1 ends the process.
  • the received signal and the reference signal are converted into a complex signal by orthogonal detection, and the code included in the received signal is determined by the correlation detection between the complex received signal and the complex reference signal.
  • the matched filter unit 6 of the present embodiment includes a normalization unit 63 and a correction unit 64 in addition to the orthogonal detection unit 61 and the correlation filter 62.
  • the reference signal processing unit 7 includes a normalization unit 72 in addition to the orthogonal detection unit 71.
  • the drive signal generation unit 5, the matched filter unit 6, the reference signal processing unit 7, and the determination unit 8 may be used, for example, for the drive signal generation, orthogonal detection, correlation detection, code determination, object detection determination, and normalization and delay described later. It consists of a DSP in which functions such as correction and amplitude correction are programmed.
  • the normalization unit 63 normalizes the complex received signal output from the orthogonal detection unit 61 so that the amplitude becomes constant, and corresponds to the second normalization unit. As shown in FIG. 14, the normalization unit 63 includes an amplitude conversion unit 631, a moving average filter 632, and a vector normalization unit 633. The complex reception signal output from the orthogonal detection unit 61 is input to the amplitude conversion unit 631 and the vector normalization unit 633.
  • the amplitude conversion unit 631 converts the complex received signal output from the orthogonal detection unit 61 into an amplitude.
  • the calculation result of the amplitude by the amplitude conversion unit 631 is input to the moving average filter 632 and the vector normalization unit 633.
  • the moving average filter 632 calculates a moving average of amplitudes r1 to rN and generates an envelope of the amplitude of the complex received signal.
  • the setting of the moving average filter 632 is input from the control unit 3.
  • the amplitude envelope generated by the moving average filter 632 is output to the correction unit 64 and the determination unit 8.
  • the normalization unit 63 of the present embodiment includes the moving average filter 632, the normalization unit 63 may include an LPF instead of the moving average filter 632. Further, the normalization unit 63 may not include the moving average filter 632, and the output of the amplitude conversion unit 631 may be directly output to the correction unit 64 and the determination unit 8.
  • the vector normalization unit 633 normalizes the amplitude of the complex received signal input from the orthogonal detection unit 61 based on the amplitudes r1 to rN input from the amplitude conversion unit 631 while maintaining the phase, and is a unit vector. It is to convert to. Specifically, the vector normalization unit 633 divides the complex received signal by the original amplitude. That is, the real parts I 1 to IN of the signals S 1 to SN are converted into I 1 / r 1 to IN / r N , and the imaginary parts Q 1 to Q N are Q 1 / r 1 to Q N / r. Converted to N.
  • the signals S1 to SN normalized in this way are input to the correlation filter 62. Then, in the multiplication unit 627 of the vector rotation unit 622, instead of I 1 to IN and Q 1 to Q N , I 1 / r 1 to IN / r N and Q 1 / r 1 to Q N / r N are used. It is used and the calculation as shown in Equation 2 is performed.
  • the amplitude of the complex received signal may be adjusted to a different magnitude.
  • the complex reference signal is normalized so that the amplitude becomes 1, but the amplitude of the complex reference signal may be adjusted to a different magnitude.
  • the complex received signal is normalized by the normalization unit 63. Then, the normalized complex reception signal is input to the correlation filter 62, and the correlation detection with the complex reference signal is performed.
  • the correlation filter 62 of the present embodiment outputs a correlation signal to the correction unit 64.
  • the normalization unit 72 normalizes the complex reference signal output from the orthogonal detection unit 71 so that the amplitude becomes constant, and corresponds to the first normalization unit.
  • the normalization unit 72 has the same configuration as the amplitude conversion unit 631 and the vector normalization unit 633 of the normalization unit 63, and the complex reference signal normalized so that the amplitude becomes 1 by the normalization unit 72 is , Is output to the correlation filter 62.
  • the normalized signals S R1 to S RN corresponding to the up chirp are input from the normalizing unit 72 to the up chirp filter 620A of the correlation filter 62.
  • the normalized signals S R1 to S RN corresponding to the down chirp are input from the normalizing unit 72 to the down chirp filter 620B.
  • the correlation detection between the normalized complex reception signal and the normalized complex reference signal is performed, and the correlation signal is output.
  • the correction unit 64 corrects the amplitude and the like of the correlation signal output from the correlation filter 62.
  • the correction unit 64 includes delay correction units 641 and 642 and multiplication units 643 and 644.
  • the delay correction units 641 and 642 delay the phase of the amplitude signal output from the normalization unit 63 in response to the phase delay of the output signals of the up chirp filter 620A and the down chirp filter 620B.
  • Amplitude signals generated by the moving average filter 632 of the normalization unit 63 are input to the delay correction units 641 and 642, and the amplitude signals delayed by the delay correction units 641 and 642 are multiplied, respectively. It is output to units 643 and 644.
  • the multiplication units 643 and 644 multiply the amplitude of the correlation signal output by the up chirp filter 620A and the down chirp filter 620B of the correlation filter 62 by the amplitude before normalization and restore the original magnitude. This makes it possible for the determination unit 8 to perform code determination and object detection determination by comparing the original amplitude with a predetermined threshold value.
  • the amplitude signal whose amplitude has been restored to the original magnitude by the multiplication units 643 and 644 is output to the determination unit 8.
  • step S101 of FIG. 12 after the orthogonal detection unit 61 converts the received signal into a complex signal, the normalization unit 63 normalizes the complex reception signal output from the orthogonal detection unit 61. And set the amplitude to 1. Further, the normalization unit 72 normalizes the complex reference signal output from the orthogonal detection unit 71 to set the amplitude to 1. Then, in step S102, the correlation filter 62 performs correlation detection between the normalized complex received signal and the normalized complex reference signal, and in step S103, the determination unit 8 is based on the result of this correlation detection. The code is determined.
  • the signal width of the output of the correlation filter 62 is inversely proportional to the frequency bandwidth of the received signal, and the wider the frequency bandwidth, the shorter the signal width of the filter output.
  • FIG. 16 shows the signal width measured by the present inventors by changing the frequency bandwidth, and the alternate long and short dash line is an approximate curve of the measurement result.
  • the microphone used for the transducer in the vehicle-mounted sensor has a narrow band frequency characteristic as shown in FIG. That is, when a microphone having such characteristics is used for the transducer 41, when the resonance frequency of the transducer 41 is f0, the transmission / reception sensitivity is high near the resonance frequency f0, but the transmission / reception sensitivity is low at a frequency far from the resonance frequency f0. Become.
  • the complex reception signal output by the orthogonal detection unit 61 is normalized by the normalization unit 63 before the correlation detection. That is, as shown in FIG. 19, the amplitudes of the signals S1 to SN are aligned to 1 . Note that FIG. 19 shows only the signals SA and SB among the signals S1 to SN . As a result, the influence of the frequency characteristic of the microphone is reduced, the frequency band of the received signal is widened, and the signal width after the correlation detection is shortened, as shown in FIG. In addition, it is possible to suppress erroneous determination of the code.
  • FIG. 20 is a diagram showing changes in the frequency band due to normalization.
  • the alternate long and short dash line indicates the amplitude of the complex received signal generated by the orthogonal detection unit 61
  • the solid line indicates the amplitude of the complex received signal normalized by the normalization unit 63.
  • f LPF is the cutoff frequency of LPF612.
  • the influence of the frequency characteristic of the transducer 41 is reduced by normalizing the complex received signal before the correlation detection.
  • the decrease in the peak of the correlation output is suppressed, the signal width is shortened, and the resolution is improved.
  • the sign determination accuracy is improved.
  • by normalizing the amplitude of the complex signal to 1 it is possible to simplify the calculation by a known formula.
  • the influence of the frequency characteristic of the transducer 41 is further reduced.
  • the complex reference signal can be treated as a trigonometric function, so that the conversion to a rotation matrix can be facilitated and the amount of calculation can be further reduced.
  • a third embodiment will be described. This embodiment is the same as the second embodiment in that the configuration for rotating the phase of the complex signal is added to the second embodiment. Therefore, only the parts different from the second embodiment will be described. do.
  • the object detection device 1 of the present embodiment has a configuration in which the frequency band of the received signal is further expanded by phase rotation.
  • the matched filter unit 6 includes a phase rotation unit 65 in addition to the orthogonal detection unit 61, the correlation filter 62, the normalization unit 63, and the correction unit 64.
  • the reference signal processing unit 7 includes a phase rotation unit 73 in addition to the orthogonal detection unit 71 and the normalization unit 72.
  • the drive signal generation unit 5, the matched filter unit 6, the reference signal processing unit 7, and the determination unit 8 are, for example, the drive signal generation, orthogonal detection, normalization, correlation detection, delay correction, amplitude correction, code determination, and object detection described above. It is composed of a DSP in which functions such as determination and phase rotation, which will be described later, are programmed.
  • the phase rotation unit 65 rotates the phase of the complex received signal and corresponds to the first phase rotation unit.
  • a complex reception signal normalized by the normalization unit 63 is input to the phase rotation unit 65, and the complex reception signal whose phase is rotated by the phase rotation unit 65 is output to the correlation filter 62. To.
  • the phase rotation unit 73 rotates the phase of the complex reference signal and corresponds to the second phase rotation unit.
  • a complex reference signal normalized by the normalization unit 72 is input to the phase rotation unit 73, and the complex reference signal whose phase is rotated by the phase rotation unit 73 is output to the correlation filter 62.
  • the phase rotation unit 73 also performs phase rotation in the same manner as the phase rotation unit 65.
  • the correlation filter 62 detects the correlation between the complex reception signal whose phase is rotated and the complex reference signal whose phase is rotated, and outputs the correlation signal.
  • FIG. 24 is a diagram showing changes in the frequency band due to phase rotation.
  • the alternate long and short dash line shows the amplitude of the complex received signal normalized by the normalizing unit 63
  • the solid line shows the amplitude of the complex received signal phase-rotated by the phase rotating unit 65.
  • the normalization widens the frequency band, but as shown in FIG. 24, the phase rotation further widens the apparent frequency band.
  • phase rotation amount may be changed according to a predetermined condition. For example, the higher the magnification, the wider the frequency band after phase rotation, but the effect of Doppler shift becomes greater. May be higher.
  • step S101 of FIG. 12 the orthogonal detection unit 61 converts the received signal into a complex signal, the normalization unit 63 normalizes the complex reception signal, and then the phase rotation unit 65 Performs phase rotation of the normalized complex received signal. Further, after the normalization unit 72 normalizes the complex reference signal output from the orthogonal detection unit 71, the phase rotation unit 73 performs phase rotation of the normalized complex reference signal. Then, in step S102, the correlation filter 62 performs correlation detection between the complex received signal whose phase is rotated and the complex reference signal whose phase is rotated, and in step S103, the determination unit 8 is the result of this correlation detection. The code is determined based on.
  • 25 and 26 are diagrams showing the results of experiments conducted by the present inventors, and show the output of the correlation filter 62 when an exploration wave is transmitted toward a pole having a diameter of 60 mm.
  • a chirp signal having a narrower frequency modulation range than the chirp signal included in the exploration wave was used as a reference signal.
  • the lower limit of the frequency modulation range of the probe wave is f1
  • the upper limit is f2
  • the lower limit of the frequency modulation range of the reference signal is f3
  • the upper limit is f4
  • FIG. 25 is a diagram showing the output of the up-chirp filter 620A when the exploration wave including the up-chirp signal is transmitted
  • FIG. 26 is a diagram showing the output of the down-chirp filter 620B when the exploration wave including the down-chirp signal is transmitted. It is a figure which shows.
  • the solid line shows the correlation output when the phase rotation is performed
  • the alternate long and short dash line shows the correlation output when the phase rotation is not performed
  • the broken line indicates the threshold value for the reflected wave detection.
  • the signal width of the output signal of the correlation filter 62 is shortened due to the phase rotation.
  • FIGS. 27 and 28 show the output of the correlation filter 62 when the exploration wave including the down chirp signal is transmitted toward the mesh fence.
  • FIG. 27 is an example of the output signal of the correlation filter 62 when the phase rotation is not performed
  • FIG. 28 is an example of the output signal of the correlation filter 62 when the phase rotation is performed.
  • the solid line shows the output signal of the down chirp filter 620B
  • the alternate long and short dash line shows the output signal of the up chirp filter 620A.
  • phase rotation is not performed, an erroneous determination may occur as described above, but the phase rotation causes the output signals of the up chirp filter 620A and the down chirp filter 620B to become dull as shown in FIG. 28. It is reduced and the number of false judgments is reduced.
  • the sign recognition rate when the exploration wave was transmitted toward the mesh fence was improved from 88% to 95% by the addition of the phase rotation process.
  • the signal width is further shortened due to the phase rotation of the complex signal, and the sign determination accuracy is improved.
  • the phase rotation processing can be performed using the double angle formula as described above, and the amount of calculation of the phase rotation is reduced. be able to.
  • the probe wave and the reference signal may be composed of a component of one frequency lower than the resonance frequency f0 of the transducer 41 and a component of one frequency higher than the resonance frequency.
  • the exploration wave having a frequency different from the resonance frequency f0 of the transducer 41 in this way, the influence of the frequency characteristic of the transducer 41 is reduced, and the robustness of the object detection device 1 is improved.
  • the frequency of the exploration wave is modulated from a frequency lower than the resonance frequency f0 to a higher frequency, but may be modulated from a frequency higher than the resonance frequency f0 to a lower frequency.
  • the complex received signal may not be normalized and only the complex reference signal may be normalized. Further, the complex reference signal may not be normalized, and only the complex received signal may be normalized.
  • the normalized and phase-rotated complex received signal may be returned to the original amplitude, and then the correlation detection may be performed.
  • the matched filter unit 6 includes an amplitude multiplying unit 66.
  • the complex received signal phase-rotated by the phase rotation unit 65 and the amplitude calculated by the normalization unit 63 are input to the amplitude multiplication unit 66.
  • the amplitude multiplying unit 66 multiplies the complex received signal by the amplitude before normalization, restores the amplitude of the complex received signal, and outputs the complex received signal having the returned amplitude to the correlation filter 62.
  • the normalized complex reference signal may be returned to its original amplitude before correlation detection.
  • phase rotation units 65 and 73 may be added to the first embodiment to perform phase rotation of the complex reception signal and the complex reference signal output by the orthogonal detection units 61 and 71.
  • the drive signal generation unit, the matched filter unit, the reference signal processing unit, the determination unit, the control unit, and the like described in the present disclosure are programmed to execute one or more functions embodied by a computer program. It may be realized by a dedicated computer provided by configuring the provided processor and memory. Alternatively, the drive signal generation unit, the matched filter unit, the reference signal processing unit, the determination unit, the control unit, and the like described in the present disclosure are provided by configuring the processor with one or more dedicated hardware logic circuits. It may be realized by a dedicated computer. Alternatively, the drive signal generation unit, the matched filter unit, the reference signal processing unit, the determination unit, the control unit, etc.
  • processors and memories programmed to execute one or a plurality of functions. It may be realized by one or more dedicated computers configured in combination with a processor configured by one or more hardware logic circuits. Further, the computer program may be stored in a computer-readable non-transitional tangible recording medium as an instruction executed by the computer.

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Abstract

物体検知装置は、周波数変調により符号化された超音波を送信するとともに、超音波を受信して受信信号を出力する送受信部（４）と、受信信号の直交検波によって複素受信信号を生成して出力する第１直交検波部（６１）と、参照信号の直交検波によって複素参照信号を生成して出力する第２直交検波部（７１）と、複素受信信号と複素参照信号との相関検出を行って相関信号を出力する相関フィルタ（６２）と、相関信号に基づいて受信信号に含まれる符号を判定する符号判定部（８）と、を備える。

Description

物体検知装置 関連出願への相互参照
　本出願は、２０２０年１２月２日に出願された日本特許出願番号２０２０－２００５４３号に基づくもので、ここにその記載内容が参照により組み入れられる。
　本開示は、物体検知装置に関するものである。
　超音波センサによる障害物の検知について、送信波の周波数を変化させて符号化し、マッチドフィルタによって得られた受信信号と参照信号との相関出力に基づいて符号を判定する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開昭６３－２４９０７１号公報
　受信信号と参照信号との相関検出は必要な計算量が多いため、このような相関検出を用いる物体検知装置では回路規模が大きくなりやすい。
　本開示は、物体検知装置において計算量を低減することを目的とする。
　本開示の１つの観点によれば、物体検知装置は、周波数変調により符号化された超音波を送信するとともに、超音波を受信して受信信号を出力する送受信部と、受信信号の直交検波によって複素受信信号を生成して出力する第１直交検波部と、参照信号の直交検波によって複素参照信号を生成して出力する第２直交検波部と、複素受信信号と複素参照信号との相関検出を行って相関信号を出力する相関フィルタと、相関信号に基づいて受信信号に含まれる符号を判定する符号判定部と、を備える。
　このように、受信信号と参照信号を直交検波によって複素信号に変換することで、ベクトル、行列演算で相関を計算することが可能となるため、相関検出の計算量の低減が可能となる。
　なお、各構成要素等に付された括弧付きの参照符号は、その構成要素等と後述する実施形態に記載の具体的な構成要素等との対応関係の一例を示すものである。
第１実施形態にかかる物体検知装置のブロック図である。 図１に示すマッチドフィルタ部が備える直交検波部のブロック図である。 図１に示す参照信号処理部が備える直交検波部のブロック図である。 図１に示す相関フィルタのブロック図である。 図４に示すベクトル回転部および加算部のブロック図である。 複素受信信号と複素参照信号との位相差を示す図である。 複素受信信号のベクトル回転の様子を示す図である。 ベクトル回転された信号を示す図である。 ベクトル回転された信号の加算結果を示す図である。 ベクトル回転された信号を示す図である。 ベクトル回転された信号の加算結果を示す図である。 物体検知処理のフローチャートである。 第２実施形態にかかる物体検知装置のブロック図である。 図１３に示すマッチドフィルタ部が備える正規化部のブロック図である。 図１３に示す補正部のブロック図である。 探査波の周波数帯域幅と信号幅との関係を示す図である。 トランスデューサの送受信感度を示す図である。 正規化前の複素受信信号を示す図である。 正規化後の複素受信信号を示す図である。 正規化による周波数帯域の拡大を示す図である。 比較例におけるフィルタ出力を示す図である。 第２実施形態におけるフィルタ出力を示す図である。 第３実施形態にかかる物体検知装置のブロック図である。 位相回転による周波数帯域の拡大を示す図である。 アップチャープ信号に対応するフィルタ出力を示す図である。 ダウンチャープ信号に対応するフィルタ出力を示す図である。 比較例におけるフィルタ出力を示す図である。 第３実施形態におけるフィルタ出力を示す図である。 他の実施形態における探査波の周波数を示す図である。 他の実施形態にかかる物体検知装置のブロック図である。
　以下、本開示の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、同一符号を付して説明を行う。
　（第１実施形態）
　第１実施形態について説明する。図１に示す本実施形態の物体検知装置１は、不図示の車両に搭載されていて、当該車両の周囲の物体Ｂを検知するように構成されている。物体検知装置１を搭載する車両を、以下「自車両」と称する。不図示の車両は、例えば、自動車である。
　物体検知装置１は、超音波センサ２と、超音波センサ２の動作を制御する制御部３とを備えている。超音波センサ２は、超音波である探査波を送信するとともに探査波の物体Ｂによる反射波を受信することで、物体Ｂを検知するように構成されている。
　超音波センサ２は、送受信部４と、駆動信号生成部５と、マッチドフィルタ部６と、参照信号処理部７と、判定部８とを備えている。送受信部４は、送信部４０Ａと、受信部４０Ｂとを有している。送信部４０Ａは、探査波を外部に向けて送信可能に設けられている。受信部４０Ｂは、送信部４０Ａから送信された探査波の物体Ｂによる反射波を含む超音波を受信可能に設けられている。
　送受信部４は、トランスデューサ４１と、送信回路４２と、受信回路４３とを備えている。送信部４０Ａは、トランスデューサ４１と送信回路４２とによって構成されている。受信部４０Ｂは、トランスデューサ４１と受信回路４３とによって構成されている。
　トランスデューサ４１は、探査波を外部に向けて送信する送信器としての機能と、反射波を受信する受信器としての機能とを有していて、送信回路４２および受信回路４３と電気接続されている。すなわち、超音波センサ２は、いわゆる送受信一体型の構成を有している。
　具体的には、トランスデューサ４１は、圧電素子等の電気－機械エネルギー変換素子を内蔵した、超音波マイクロフォンとして構成されている。トランスデューサ４１は、探査波を自車両の外部に送信可能および反射波を自車両の外部から受信可能なように、自車両の外表面に面する位置に配置されている。
　送信回路４２は、入力された駆動信号に基づいてトランスデューサ４１を駆動することで、トランスデューサ４１にて探査波を発信させるように設けられている。具体的には、送信回路４２は、デジタル／アナログ変換回路等を有している。すなわち、送信回路４２は、駆動信号生成部５から出力された駆動信号に対してデジタル／アナログ変換等の信号処理を施すことで、素子入力信号を生成するように構成されている。素子入力信号は、トランスデューサ４１を駆動するための交流電圧信号である。そして、送信回路４２は、生成した素子入力信号をトランスデューサ４１に印加してトランスデューサ４１における電気－機械エネルギー変換素子を励振することで、探査波を発生させるように構成されている。
　受信回路４３は、トランスデューサ４１による超音波の受信結果に対応する受信信号を生成してマッチドフィルタ部６に出力するように設けられている。具体的には、受信回路４３は、増幅回路およびアナログ／デジタル変換回路等を有している。すなわち、受信回路４３は、トランスデューサ４１が出力した素子出力信号に対して、増幅およびアナログ／デジタル変換等の信号処理を施すことで、受信波の振幅および周波数に関する情報を含む受信信号を生成するように構成されている。素子出力信号は、超音波の受信により、トランスデューサ４１に設けられた電気－機械エネルギー変換素子が発生する交流電圧信号である。
　後述するように、探査波には、周波数変調により符号化された超音波が含まれる。探査波の周波数変調帯域の中心周波数をｆｃとして、受信回路４３のサンプリング周波数はｆｃの２倍以上とされる。なお、受信信号のサンプリング周波数は、駆動信号のサンプリング周波数と同じでもよいし、異なっていてもよい。
　駆動信号生成部５は、駆動信号を生成して送信回路４２に出力するように設けられている。駆動信号は、トランスデューサ４１を駆動してトランスデューサ４１から探査波を発信させるための信号である。
　駆動信号生成部５は、所定の周波数変調状態を有する探査波における周波数変調状態に対応する駆動信号を生成するようになっている。駆動信号生成部５は、トランスデューサ４１の共振周波数を含む範囲において探査波の周波数が掃引されるように駆動信号を生成する。
　本実施形態では、所定の周波数変調状態は、アップチャープまたはダウンチャープを含む。アップチャープは、時間経過とともに周波数が単調増加するような周波数変調状態である。ダウンチャープは、時間経過とともに周波数が単調減少するような周波数変調状態である。
　駆動信号生成部５、マッチドフィルタ部６、参照信号処理部７、判定部８は、例えば、前述した駆動信号の生成や、後述する直交検波、相関検出、符号判定、物体検知判定等の機能がプログラムされたＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成される。
　マッチドフィルタ部６は、受信信号を処理し、受信信号と参照信号との相関検出を行うものである。マッチドフィルタ部６は、直交検波部６１と、相関フィルタ６２とを備えている。直交検波部６１は、受信回路４３が出力した受信信号を直交検波して複素信号を生成するものであり、第１直交検波部に相当する。図２に示すように、直交検波部６１は、乗算部６１１と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）６１２と、ダウンサンプリング部６１３とを備えている。
　乗算部６１１は、受信回路４３の出力した受信信号にｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）とｃｏｓ（２π・ｆｃ・ｔ）を乗算して複素信号を生成するものである。ここで、ｔは時間である。ｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）とｃｏｓ（２π・ｆｃ・ｔ）の信号は、駆動信号生成部５から乗算部６１１に入力されるようになっている。乗算部６１１は、生成した複素信号をＬＰＦ６１２に出力する。
　ＬＰＦ６１２は、乗算部６１１が出力した複素信号から高周波数成分を除去するものである。ＬＰＦ６１２のカットオフ周波数は、制御部３から入力されるようになっており、トランスデューサ４１の帯域幅や駆動信号の掃引帯域に基づいて設定される。ＬＰＦ６１２によって高周波数成分を除去された複素信号は、ダウンサンプリング部６１３に入力される。
　ダウンサンプリング部６１３は、ＬＰＦ６１２の出力信号をダウンサンプリングするものである。ダウンサンプリング部６１３は、例えば、中心周波数ｆｃの２倍でサンプリングされた信号を中心周波数ｆｃの１倍にダウンサンプリングする。ダウンサンプリング後のサンプリング周波数は、ＬＰＦ６１２のカットオフ周波数に応じて、中心周波数ｆｃの１倍よりも低く設定することができる。ＬＰＦ６１２により高周波数成分が除去された後なので、受信信号のダウンサンプリングが可能であり、これにより相関フィルタ６２の計算量を減らすことができ、回路面積の低減が可能となる。
　物体検知装置１が送受信部４を複数備え、送信側の送受信部４と受信側の送受信部４との両者が同一の直接波と、両者が互いに異なる間接波とを識別する場合には、アップチャープとダウンチャープの両方について相関計算が必要となる。
　例えば、２つの送受信部４がそれぞれアップチャープ信号、ダウンチャープ信号を送信した場合には、各送受信部４の受信信号について２つのチャープ信号との相関計算が行われる。そして、アップチャープ信号を送信した一方の送受信部４の受信信号とアップチャープ信号との相関が高ければ、この送受信部４が受信した超音波は直接波であると判定され、ダウンチャープ信号との相関が高ければ、この超音波は間接波であると判定される。また、ダウンチャープ信号を送信した他方の送受信部４の受信信号とダウンチャープ信号との相関が高ければ、この送受信部４が受信した超音波は直接波であると判定され、アップチャープ信号との相関が高ければ、この超音波は間接波であると判定される。
　このように複数通りの相関計算を行うと、計算量が多くなり、物体検知装置１の回路規模が大きくなりやすい。これに対して、上記のようなダウンサンプリングを行うことで、計算量が低減され、回路規模の縮小が可能となる。ダウンサンプリング部６１３の出力信号は、相関フィルタ６２に入力される。
　ダウンサンプリング部６１３から出力される複素信号を、複素受信信号とする。複素受信信号は、ダウンサンプリング部６１３によってサンプリングされたＮ個の信号で構成されている。Ｎは２以上の整数である。複素受信信号を構成するＮ個の信号を、サンプリングされた順に信号Ｓ１～ＳＮとする。
　相関フィルタ６２は、直交検波部６１が生成した複素受信信号と、アップチャープおよびダウンチャープそれぞれに対応する参照信号との相関検出を行い、相関信号を出力するものである。相関フィルタ６２から出力された相関信号は、判定部８に入力される。相関フィルタ６２の詳細については後述する。
　参照信号処理部７は、駆動信号生成部５から出力された信号を処理してマッチドフィルタ部６に出力するものである。駆動信号生成部５から参照信号処理部７に出力される信号は、送受信部４に入力される駆動信号に用いられるアップチャープとダウンチャープとに対応するものであり、この信号が受信信号の符号を識別するための参照信号とされる。なお、駆動信号生成部５は、アップチャープに対応する参照信号と、ダウンチャープに対応する参照信号とを参照信号処理部７に出力する。マッチドフィルタ部６では、参照信号処理部７によって処理された参照信号が相関検出に用いられる。図１に示すように、参照信号処理部７は、直交検波部７１を備えている。
　直交検波部７１は、駆動信号生成部５が出力した参照信号を直交検波して複素信号を生成するものであり、第２直交検波部に相当する。図３に示すように、直交検波部７１は、乗算部７１１と、ＬＰＦ７１２と、ダウンサンプリング部７１３とを備えている。乗算部７１１、ＬＰＦ７１２、ダウンサンプリング部７１３は、直交検波部６１の乗算部６１１、ＬＰＦ６１２、ダウンサンプリング部６１３と同様の構成とされている。
　すなわち、乗算部７１１は、参照信号にｓｉｎ（２π・ｆｃ・ｔ）とｃｏｓ（２π・ｆｃ・ｔ）を乗算して複素信号を生成し、ＬＰＦ７１２は、乗算部７１１が出力した複素信号から高周波数成分を除去する。そして、ダウンサンプリング部７１３は、ＬＰＦ７１２の出力信号をダウンサンプリングする。
　なお、ダウンサンプリング部７１３は、ダウンサンプリング後のサンプリング周波数が受信信号と参照信号とで同じになるようにダウンサンプリングを行う。すなわち、例えば、ダウンサンプリング部６１３で入力信号が中心周波数ｆｃの１倍にダウンサンプリングされる場合には、ダウンサンプリング部７１３においても、入力信号が中心周波数ｆｃの１倍にダウンサンプリングされる。ＬＰＦ７１２によって高周波成分が除去された後なので、参照信号のダウンサンプリングが可能であり、これにより相関フィルタ６２の計算量を減らすことができ、回路面積の低減が可能となる。ダウンサンプリング部７１３の出力信号は、相関フィルタ６２に入力される。
　ダウンサンプリング部７１３から出力される複素信号を、複素参照信号とする。複素参照信号は、複素受信信号と同様にＮ個の信号で構成されている。複素参照信号を構成するＮ個の信号を、サンプリングされた順に信号ＳＲ１～ＳＲＮとする。相関フィルタ６２では、信号Ｓ１～ＳＮで構成される複素受信信号と、信号ＳＲ１～ＳＲＮで構成される複素参照信号との相関検出が行われる。
　図４に示すように、相関フィルタ６２は、アップチャープフィルタ６２０Ａと、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂとを備えている。アップチャープフィルタ６２０Ａは、アップチャープ信号について複素受信信号と複素参照信号との相関検出を行うものである。ダウンチャープフィルタ６２０Ｂは、ダウンチャープ信号について複素受信信号と複素参照信号との相関検出を行うものである。
　アップチャープフィルタ６２０Ａは、参照信号保持部６２１と、ベクトル回転部６２２と、加算部６２３と、振幅変換部６２４とを備えている。
　アップチャープフィルタ６２０Ａには、参照信号処理部７から、アップチャープに対応する参照信号の直交検波によって生成された複素参照信号が入力されるようになっている。参照信号保持部６２１は、参照信号処理部７から入力された複素参照信号を保持して出力するものであり、複素参照信号を構成する複数の信号を個別に出力する構成となっている。具体的には、参照信号保持部６２１は、ダウンサンプリング部７１３から出力された信号ＳＲ１～ＳＲＮを個別に出力する。
　ベクトル回転部６２２は、入力された信号のベクトル回転を行うものである。図５に示すように、ベクトル回転部６２２は、行列変換部６２５と、受信信号保持部６２６と、乗算部６２７とを備えている。
　行列変換部６２５は、参照信号保持部６２１から出力された信号ＳＲ１～ＳＲＮを回転行列Ｒ１～ＲＮに変換するものである。具体的には、信号ＳＲ１の位相をθＲ１とすると、回転行列Ｒ１は、次式のように生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　回転行列Ｒ２～ＲＮについても、信号ＳＲ２～ＳＲＮの位相θＲ２～θＲＮを用いて同様に生成される。行列変換部６２５は、生成した回転行列Ｒ１～ＲＮに対応する信号を個別に乗算部６２７に出力する。
　受信信号保持部６２６は、複素受信信号を保持して乗算部６２７に出力するものである。受信信号保持部６２６には、直交検波部６１から複素受信信号が入力されるようになっており、受信信号保持部６２６は、入力された信号Ｓ１～ＳＮを個別に乗算部６２７に出力する。
　乗算部６２７は、行列変換部６２５が生成した回転行列Ｒ１～ＲＮに信号Ｓ１～ＳＮのベクトルを乗算して、受信信号と参照信号との位相差を位相とする信号ΔＳ１～ΔＳＮを生成するものである。例えば、図６に示すように、信号Ｓ１と信号ＳＲ１との位相差をΔθ１とし、信号Ｓ１の振幅をｒ１とすると、図７に示すように、信号ΔＳ１の位相はΔθ１となり、振幅はｒ１となる。なお、図６、図７、および、後述する図８～図１１、図１８、図１９は、信号Ｓ１等を複素平面上に示したものである。信号Ｓ１の実部をＩ１、虚部をＱ１とし、信号ΔＳ１の実部をＩ１’、虚部をＱ１’とすると、Ｉ１’、Ｑ１’は次式で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　同様に、信号Ｓ２～ＳＮと信号ＳＲ１～ＳＲＮとの位相差をΔθ２～ΔθＮとし、信号Ｓ２～ＳＮの振幅をｒ２～ｒＮとすると、信号ΔＳ２～ΔＳＮの位相はΔθ２～ΔθＮとなり、振幅はｒ２～ｒＮとなる。信号Ｓ２～ＳＮの実部Ｉ２～ＩＮ、虚部Ｑ２～ＱＮ、回転行列Ｒ２～ＲＮから、信号ΔＳ２～ΔＳＮの実部Ｉ２’～ＩＮ’、虚部Ｑ２’～ＱＮ’が算出される。乗算部６２７は、信号ΔＳ１～ΔＳＮを個別に加算部６２３に出力する。
　図５に示すように、加算部６２３は、加算信号生成部６２８と、平均化部６２９とを備えており、乗算部６２７から出力された信号ΔＳ１～ΔＳＮは、加算信号生成部６２８に入力される。加算信号生成部６２８は、入力された信号を加算するものであり、これによって受信信号と参照信号との相関検出が行われる。
　信号ΔＳ１～ΔＳＮを加算すると、受信信号と参照信号との相関が高い場合には振幅が増加し、相関が低い場合には振幅が減少する。例えば、図７、図８に示すように、信号ΔＳ１、ΔＳ２の位相Δθ１、Δθ２が揃っていれば、図９に示すように、信号ΔＳ１に信号ΔＳ２を加算することで振幅が増加する。一方、図１０に示すように、信号ΔＳ２の位相Δθ２が信号ΔＳ１の位相Δθ１と大きく異なっていれば、図１１に示すように、信号ΔＳ１に信号ΔＳ２を加算することで振幅が減少する。
　このように、信号ΔＳ１～ΔＳＮを加算すると、加算によって生成された複素信号の振幅は、受信信号と参照信号の相関の高さを表すようになる。加算信号生成部６２８は、信号ΔＳ１～ΔＳＮの加算によって生成された複素信号を平均化部６２９に出力する。
　平均化部６２９は、加算信号生成部６２８からの出力信号の振幅をＮで割って平均化するものである。平均化部６２９によって平均化された複素信号は、振幅変換部６２４に出力される。
　なお、加算部６２３において、信号ΔＳ１～ΔＳＮのうち、所定の条件によって設定された範囲に含まれる信号のみを加算してもよい。例えば、受信信号のうち周波数帯域の両端部の成分はＳ／Ｎが低いため、これに対応する部分を参照信号から除くように加算範囲を設定することで、符号判定精度が向上する。
　振幅変換部６２４は、平均化部６２９から入力された複素信号を振幅信号に変換するものである。具体的には、振幅変換部６２４は、この複素信号の実部と虚部から絶対値を算出し、この絶対値を振幅として出力する。振幅変換部６２４が生成した振幅信号は、相関信号として判定部８に出力される。
　図４に示すように、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂは、アップチャープフィルタ６２０Ａと同様に、参照信号保持部６２１と、ベクトル回転部６２２と、加算部６２３と、振幅変換部６２４とを備えている。ダウンチャープフィルタ６２０Ｂの参照信号保持部６２１～振幅変換部６２４は、アップチャープフィルタ６２０Ａの参照信号保持部６２１～振幅変換部６２４と同様の構成とされている。ただし、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂでは、参照信号処理部７から参照信号保持部６２１にダウンチャープに対応する参照信号の直交検波によって生成された複素参照信号が入力され、複素受信信号と、この複素参照信号との相関検出が行われる。そして、振幅変換部６２４が生成した振幅信号は、相関信号として判定部８に出力される。
　判定部８は、マッチドフィルタ部６が出力した相関信号に基づいて受信信号に含まれる符号を判定するものであり、符号判定部に相当する。また、判定部８は、受信信号および符号判定結果に基づいて物体検知判定を行う。判定部８は、アップチャープフィルタ６２０Ａ、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂの相関出力に基づいて、アップチャープの相関信号のピークとダウンチャープの相関信号のピークとを算出する。そして、判定部８は、これらを比較して大きい方の符号が受信信号に含まれると判定して物体検知判定を行う。判定部８は、物体検知判定の結果を制御部３に送信する。
　制御部３は、車載通信回線を介して超音波センサ２と情報通信可能に接続されており、超音波センサ２の送受信動作を制御するように構成されている。制御部３は、いわゆるソナーＥＣＵとして設けられていて、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、不揮発性リライタブルメモリ、等を有する車載マイクロコンピュータを備えている。ＥＣＵはElectronic Control Unitの略である。不揮発性リライタブルメモリは、例えば、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュＲＯＭ、等である。ＥＥＰＲＯＭはElectronically Erasable and Programmable Read Only Memoryの略である。ＲＯＭ、ＲＡＭ等は、非遷移的実体的記憶媒体である。
　物体検知装置１の動作について説明する。物体検知装置１は、図１２に示す処理を含む物体検知処理を繰り返し実行する。物体検知処理では、まず、制御部３から駆動信号生成部５に送信指示が出され、駆動信号生成部５が生成した駆動信号に基づいてトランスデューサ４１から探査波が送信される。そして、送受信部４による超音波信号の受信が検出されると、物体検知装置１は、図１２に示す処理を実行し、物体を検知する。
　まず、ステップＳ１０１にて、直交検波部６１は、送受信部４から出力された受信信号を直交検波して複素受信信号を生成し、相関フィルタ６２に出力する。また、直交検波部７１は、駆動信号生成部５から出力されたアップチャープ、ダウンチャープに対応する参照信号をそれぞれ直交検波して複素参照信号を生成し、相関フィルタ６２に出力する。
　続くステップＳ１０２にて、相関フィルタ６２は、直交検波部６１から出力された複素受信信号と、アップチャープに対応する複素参照信号との相関検出を行い、相関信号を判定部８に出力する。また、相関フィルタ６２は、複素受信信号とダウンチャープに対応する複素参照信号との相関検出を行い、相関信号を判定部８に出力する。
　続くステップＳ１０３にて、判定部８は、相関フィルタ６２から出力されたアップチャープの相関信号のピークが、ダウンチャープの相関信号のピークよりも大きいか否かを判定する。アップチャープの相関信号のピークがダウンチャープの相関信号のピークよりも大きいと判定すると、判定部８は、ステップＳ１０４にて、受信波にアップチャープが含まれるとの符号判定結果を保存し、この結果に基づいて物体検知判定を行う。アップチャープの相関信号のピークがダウンチャープの相関信号のピーク以下であると判定すると、判定部８は、ステップＳ１０５にて、受信波にダウンチャープが含まれるとの符号判定結果を保存し、この結果に基づいて物体検知判定を行う。
　例えば、判定部８は、探査波を送信してから、送信信号と符号が一致した受信信号の振幅が所定値以上となるまでの時間に基づいて、物体との距離を算出し、算出結果を制御部３に送信する。そして、制御部３は、距離の算出結果と自車両の速度等に基づいて、物体との衝突可能性が高いか否かを判定する。この判定結果に応じて、回避制御や制動制御が行われる。ステップＳ１０４、ステップＳ１０５の後、物体検知装置１は処理を終了する。
　本実施形態の効果について説明する。前述したように、本実施形態では、受信信号と参照信号とを直交検波によって複素信号に変換し、複素受信信号と複素参照信号との相関検出によって受信信号に含まれる符号を判定している。このように、受信信号と参照信号とを複素信号に変換することにより、ベクトル、行列演算による相関計算や、ダウンサンプリングが可能になり、相関フィルタ６２の計算量を減らすことができ、回路面積の低減が可能となる。
　（第２実施形態）
　第２実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態に対して複素信号を正規化する構成を追加したものであり、その他については第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
　図１３に示すように、本実施形態のマッチドフィルタ部６は、直交検波部６１、相関フィルタ６２に加えて、正規化部６３と、補正部６４とを備えている。また、参照信号処理部７は、直交検波部７１に加えて、正規化部７２を備えている。駆動信号生成部５、マッチドフィルタ部６、参照信号処理部７、判定部８は、例えば、前述した駆動信号生成、直交検波、相関検出、符号判定、物体検知判定や、後述する正規化、ディレイ補正、振幅補正等の機能がプログラムされたＤＳＰで構成される。
　正規化部６３は、直交検波部６１から出力された複素受信信号を振幅が一定となるように正規化するものであり、第２正規化部に相当する。図１４に示すように、正規化部６３は、振幅変換部６３１と、移動平均フィルタ６３２と、ベクトル正規化部６３３とを備えている。直交検波部６１から出力された複素受信信号は、振幅変換部６３１とベクトル正規化部６３３に入力される。
　振幅変換部６３１は、直交検波部６１から出力された複素受信信号を振幅に変換するものである。振幅変換部６３１は、信号Ｓ１～ＳＮについて、実部Ｉ１～ＩＮ、虚部Ｑ１～ＱＮから振幅ｒ１～ｒＮを算出する。すなわち、振幅ｒ１は、ｒ１＝√（Ｉ１ ２＋Ｑ１ ２）となり、振幅ｒ２～ｒＮについても同様に算出される。振幅変換部６３１による振幅の算出結果は、移動平均フィルタ６３２とベクトル正規化部６３３に入力される。
　移動平均フィルタ６３２は、振幅ｒ１～ｒＮの移動平均を算出し、複素受信信号の振幅のエンベロープを生成するものである。移動平均フィルタ６３２の設定は、制御部３から入力されるようになっている。移動平均フィルタ６３２が生成した振幅のエンベロープは、補正部６４と判定部８に出力される。なお、本実施形態の正規化部６３は移動平均フィルタ６３２を備えているが、正規化部６３が移動平均フィルタ６３２の代わりにＬＰＦを備えていてもよい。また、正規化部６３が移動平均フィルタ６３２を備えず、振幅変換部６３１の出力がそのまま補正部６４と判定部８に出力されてもよい。
　ベクトル正規化部６３３は、振幅変換部６３１から入力された振幅ｒ１～ｒＮに基づいて、直交検波部６１から入力された複素受信信号を、位相を保持したまま振幅を正規化して単位ベクトルに変換するものである。具体的には、ベクトル正規化部６３３は、複素受信信号を元の振幅で除算する。すなわち、信号Ｓ１～ＳＮの実部Ｉ１～ＩＮはＩ１／ｒ１～ＩＮ／ｒＮに変換され、虚部Ｑ１～ＱＮはＱ１／ｒ１～ＱＮ／ｒＮに変換される。
　本実施形態では、このように正規化された信号Ｓ１～ＳＮが相関フィルタ６２に入力される。そして、ベクトル回転部６２２の乗算部６２７では、Ｉ１～ＩＮ、Ｑ１～ＱＮの代わりにＩ１／ｒ１～ＩＮ／ｒＮ、Ｑ１／ｒ１～ＱＮ／ｒＮが用いられて数式２に示すような演算が行われる。
　なお、本実施形態では複素受信信号を振幅が１になるように正規化する場合について説明するが、複素受信信号の振幅を、これとは異なる大きさに揃えてもよい。また、後述するように、本実施形態では複素参照信号を振幅が１になるように正規化するが、複素参照信号の振幅を、これとは異なる大きさに揃えてもよい。
　このように、本実施形態では、正規化部６３によって複素受信信号が正規化される。そして、正規化された複素受信信号が相関フィルタ６２に入力され、複素参照信号との相関検出が行われる。本実施形態の相関フィルタ６２は、相関信号を補正部６４に出力する。
　正規化部７２は、直交検波部７１から出力された複素参照信号を振幅が一定となるように正規化するものであり、第１正規化部に相当する。正規化部７２は、正規化部６３の振幅変換部６３１、ベクトル正規化部６３３と同様の構成を備えており、正規化部７２によって振幅が１になるように正規化された複素参照信号は、相関フィルタ６２に出力される。詳細には、相関フィルタ６２のアップチャープフィルタ６２０Ａには、正規化部７２からアップチャープに対応する正規化された信号ＳＲ１～ＳＲＮが入力される。また、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂには、正規化部７２からダウンチャープに対応する正規化された信号ＳＲ１～ＳＲＮが入力される。アップチャープフィルタ６２０Ａ、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂでは、正規化された複素受信信号と正規化された複素参照信号との相関検出が行われ、相関信号が出力される。
　補正部６４は、相関フィルタ６２から出力された相関信号の振幅等を補正するものである。図１５に示すように、補正部６４は、ディレイ補正部６４１、６４２と、乗算部６４３、６４４とを備えている。ディレイ補正部６４１、６４２は、アップチャープフィルタ６２０Ａ、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂの出力信号の位相の遅れに対応して、正規化部６３から出力された振幅信号の位相を遅らせるものである。ディレイ補正部６４１、６４２には、正規化部６３の移動平均フィルタ６３２が生成した振幅信号が入力されるようになっており、ディレイ補正部６４１、６４２がディレイ補正した振幅信号は、それぞれ、乗算部６４３、６４４に出力される。
　乗算部６４３、６４４は、相関フィルタ６２のアップチャープフィルタ６２０Ａ、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂが出力した相関信号の振幅に、正規化される前の振幅を乗算し、元の大きさに戻すものである。これにより、判定部８において元の振幅と所定の閾値との比較によって符号判定および物体検知判定を行うことが可能となる。乗算部６４３、６４４によって振幅が元の大きさとなった振幅信号は、判定部８に出力される。
　本実施形態の物体検知処理では、図１２のステップＳ１０１にて、直交検波部６１が受信信号を複素信号に変換した後、直交検波部６１から出力された複素受信信号を正規化部６３が正規化して振幅を１にする。また、直交検波部７１から出力された複素参照信号を正規化部７２が正規化して振幅を１にする。そして、ステップＳ１０２にて、相関フィルタ６２は、正規化された複素受信信号と正規化された複素参照信号の相関検出を行い、ステップＳ１０３にて、判定部８は、この相関検出の結果に基づいて符号判定を行う。
　本実施形態の効果について説明する。相関フィルタ６２の出力の信号幅は、図１６に示すように受信信号の周波数帯域幅に反比例し、周波数帯域幅が広ければフィルタ出力の信号幅は短くなる。なお、図１６は本発明者らが周波数帯域幅を変化させて測定した信号幅を示しており、一点鎖線は、測定結果の近似曲線である。
　複雑な形状の障害物においては、反射点が複数存在するため、高い符号判定精度を得るにはフィルタ出力の信号幅を短くすることが望ましい。しかしながら、車載センサでトランスデューサに用いられるマイクロフォンは、図１７に示すように、狭帯域の周波数特性を有する。すなわち、このような特性のマイクロフォンをトランスデューサ４１に用いた場合、トランスデューサ４１の共振周波数をｆ０とすると、共振周波数ｆ０付近では送受信感度が大きいが、共振周波数ｆ０から離れた周波数では、送受信感度が小さくなる。
　そのため、例えばｆｃ＝ｆ０となるようにチャープ信号を送信すると、中心周波数ｆｃの成分は大きくなるものの、中心周波数ｆｃから離れた周波数の成分が小さくなり、帯域全体のうち中心周波数ｆｃ付近の成分しか十分に活用できない。
　具体的には、複素受信信号を構成する信号Ｓ１～ＳＮのうち、共振周波数ｆ０に対応する信号をＳＡ、共振周波数ｆ０から離れた周波数に対応する信号をＳＢとすると、信号ＳＡ、ＳＢの振幅は、例えば図１８に示すようになる。すなわち、信号ＳＡの振幅は１よりも大きくなり、信号ＳＢの振幅は１よりも小さくなる。
　図１６に示すように、このようなマイクロフォンのハード的限界により、フィルタ出力の信号幅を望ましい値まで短くすることが困難であり、車両やフェンス等の複雑な形状の障害物の検知時に、符号判定を誤るおそれがある。また、図１８に示すように信号Ｓ１～ＳＮの周波数による振幅の差が大きいと、相関検出の結果が共振周波数ｆ０付近の振幅に引っ張られ、符号の誤判定が生じるおそれがある。
　これに対して、本実施形態では、相関検出の前に、直交検波部６１が出力した複素受信信号が正規化部６３によって正規化される。すなわち、図１９に示すように、信号Ｓ１～ＳＮの振幅が１に揃えられる。なお、図１９では、信号Ｓ１～ＳＮのうち信号ＳＡ、ＳＢのみを示している。これにより、マイクロフォンの周波数特性の影響が低減され、図２０に示すように、受信信号の周波数帯域が広くなり、相関検出後の信号幅が短くなる。また、符号の誤判定を抑制することができる。
　なお、図２０は、正規化による周波数帯域の変化を示す図である。図２０において、一点鎖線は直交検波部６１によって生成された複素受信信号の振幅を示し、実線は正規化部６３によって正規化された複素受信信号の振幅を示す。図２０において、ｆＬＰＦは、ＬＰＦ６１２のカットオフ周波数である。
　このように、トランスデューサ４１の周波数特性によって振幅にばらつきが生じた受信信号を、正規化部６３によって正規化することで、マイクロフォンの周波数特性の影響が低減される。
　例えばフェンス等の複雑な形状の物体に向かって探査波を送信すると、複数の反射波が戻ってくる。このとき、複素受信信号の正規化を行わずに相関検出を行うと、図２１に示すように、一点鎖線で示す元の探査波の振幅信号に比べて、相関出力のピークが低下する。また、例えば反射波検出の閾値を破線で示すように設定すると、信号幅が長くなり、反射波の干渉により分解能が低下する。
　これに対して、複素受信信号の正規化を行うと、図２２に示すように、相関出力のピークの低下が抑制されるとともに、信号幅が短くなり、反射波の干渉による分解能の低下が抑制される。
　以上説明したように、本実施形態では、複素受信信号を相関検出の前に正規化することで、トランスデューサ４１の周波数特性の影響が低減される。これにより、相関出力のピークの低下が抑制されるとともに、信号幅が短くなり分解能が向上する。また、符号判定精度が向上する。また、複素信号の振幅を１に正規化することで、既知の公式によって演算を簡略化することが可能となる。また、複素参照信号を相関検出の前に正規化することで、トランスデューサ４１の周波数特性の影響がさらに低減される。また、複素参照信号の正規化により、複素参照信号を三角関数として扱うことが可能となるため、回転行列への変換が容易になり、計算量をさらに低減することができる。
　（第３実施形態）
　第３実施形態について説明する。本実施形態は、第２実施形態に対して複素信号の位相を回転させる構成を追加したものであり、その他については第２実施形態と同様であるため、第２実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
　本実施形態の物体検知装置１は、位相回転によって受信信号の周波数帯域をさらに拡大する構成を備えている。具体的には、図２３に示すように、マッチドフィルタ部６は、直交検波部６１、相関フィルタ６２、正規化部６３、補正部６４に加えて、位相回転部６５を備えている。また、参照信号処理部７は、直交検波部７１、正規化部７２に加えて、位相回転部７３を備えている。駆動信号生成部５、マッチドフィルタ部６、参照信号処理部７、判定部８は、例えば、前述した駆動信号生成、直交検波、正規化、相関検出、ディレイ補正、振幅補正、符号判定、物体検知判定や、後述する位相回転等の機能がプログラムされたＤＳＰで構成される。
　位相回転部６５は、複素受信信号の位相を回転させるものであり、第１位相回転部に相当する。位相回転部６５には、正規化部６３によって正規化された複素受信信号が入力されるようになっており、位相回転部６５によって位相が回転された複素受信信号は、相関フィルタ６２に出力される。
　位相回転部６５は、具体的には、入力された信号を例えば次のように処理する。すなわち、正規化された複素受信信号の実部をＩ’、虚部をＱ’、位相をθとし、Ｉ’＝ｃｏｓθ、Ｑ’＝ｓｉｎθ、ｃｏｓ２θ＝１－２ｓｉｎ２θ、ｓｉｎ２θ＝２ｓｉｎθｃｏｓθを用いて、Ｉ’とＱ’からｃｏｓ２θとｓｉｎ２θを求める。そして、新しい複素受信信号の実部、虚部をそれぞれｃｏｓ２θ、ｓｉｎ２θとして出力する。
　位相回転部７３は、複素参照信号の位相を回転させるものであり、第２位相回転部に相当する。位相回転部７３には、正規化部７２によって正規化された複素参照信号が入力されるようになっており、位相回転部７３によって位相が回転された複素参照信号は、相関フィルタ６２に出力される。位相回転部７３においても、位相回転部６５と同様に位相回転が行われる。相関フィルタ６２は、位相が回転された複素受信信号と、位相が回転された複素参照信号との相関検出を行い、相関信号を出力する。
　図２４は、位相回転による周波数帯域の変化を示す図である。図２４において、一点鎖線は正規化部６３によって正規化された複素受信信号の振幅を示し、実線は位相回転部６５によって位相回転された複素受信信号の振幅を示す。第２実施形態で説明したように、正規化によって周波数帯域が広くなるが、図２４に示すように、位相回転によって見かけ上の周波数帯域がさらに広くなる。
　位相回転量は整数倍であり、例えば上記のように２倍とされるが、他の倍率で位相を回転させてもよい。例えば、位相回転部６５、７３において、２倍の位相回転を２回実行し、ｃｏｓ４θ＝１－２ｓｉｎ２２θ、ｓｉｎ４θ＝２ｓｉｎ２θｃｏｓ２θのように位相が４倍回転された信号を出力してもよい。
　また、所定の条件によって位相回転量を変化させてもよい。例えば、倍率が高いほど位相回転後の周波数帯域が広くなるが、ドップラーシフトの影響が大きくなるので、車速の速い直進時には倍率を所定値よりも低くし、車速の遅い後退時には倍率を所定値よりも高くしてもよい。
　本実施形態の物体検知処理では、図１２のステップＳ１０１にて、直交検波部６１が受信信号を複素信号に変換し、正規化部６３が複素受信信号を正規化した後、位相回転部６５が正規化された複素受信信号の位相回転を行う。また、直交検波部７１から出力された複素参照信号を正規化部７２が正規化した後、位相回転部７３が正規化された複素参照信号の位相回転を行う。そして、ステップＳ１０２にて、相関フィルタ６２は、位相が回転された複素受信信号と位相が回転された複素参照信号の相関検出を行い、ステップＳ１０３にて、判定部８は、この相関検出の結果に基づいて符号判定を行う。
　本実施形態の効果について説明する。図２５、図２６は、本発明者らが行った実験の結果を示す図であり、直径６０ｍｍのポールに向かって探査波を送信したときの相関フィルタ６２の出力を示している。なお、この実験では、探査波に含まれるチャープ信号よりも周波数変調範囲の狭いチャープ信号を参照信号として用いた。具体的には、探査波の周波数変調範囲の下限をｆ１、上限をｆ２とし、参照信号の周波数変調範囲の下限をｆ３、上限をｆ４として、ｆ１＜ｆ３＜ｆ４＜ｆ２となるようにｆ１～ｆ４を設定した。
　図２５は、アップチャープ信号を含む探査波を送信したときのアップチャープフィルタ６２０Ａの出力を示す図であり、図２６は、ダウンチャープ信号を含む探査波を送信したときのダウンチャープフィルタ６２０Ｂの出力を示す図である。図２５、図２６において、実線は位相回転を行ったときの相関出力を示し、一点鎖線は位相回転を行わなかったときの相関出力を示し、破線は、反射波検出の閾値を示す。図２５、図２６に示すように、位相回転によって、相関フィルタ６２の出力信号の信号幅が短くなっている。
　図２７、図２８は、メッシュフェンスに向かってダウンチャープ信号を含む探査波を送信したときの相関フィルタ６２の出力を示す。図２７は、位相回転を行わなかった場合の相関フィルタ６２の出力信号の一例であり、図２８は、位相回転を行った場合の相関フィルタ６２の出力信号の一例である。図２７、図２８において、実線は、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂの出力信号を示し、一点鎖線は、アップチャープフィルタ６２０Ａの出力信号を示す。
　図２７では、アップチャープフィルタ６２０Ａの出力ピークがダウンチャープフィルタ６２０Ｂの出力ピークよりも大きくなっているため、受信信号にアップチャープ信号が含まれていると誤判定される。一方、図２８では、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂの出力ピークがアップチャープフィルタ６２０Ａの出力ピークよりも大きくなっているため、受信信号にダウンチャープ信号が含まれていると正しく判定される。
　位相回転を行わない場合には、上記のように誤判定が生じるおそれがあるが、位相回転を行うことにより、図２８に示すようにアップチャープフィルタ６２０Ａ、ダウンチャープフィルタ６２０Ｂの出力信号の鈍りが減り、誤判定が少なくなる。本発明者らが行った実験では、メッシュフェンスに向かって探査波を送信したときの符号認識率が、位相回転処理の追加によって８８％から９５％に向上した。
　以上説明したように、本実施形態では、複素信号の位相回転により、信号幅がさらに短くなり、符号判定精度が向上する。また、複素受信信号と複素参照信号を位相回転の前に正規化しているため、前述したように倍角の公式を用いて位相回転処理を行うことが可能になり、位相回転の計算量を低減することができる。
　（他の実施形態）
　なお、本開示は上記した実施形態に限定されるものではなく、適宜変更が可能である。また、上記実施形態において、実施形態を構成する要素は、特に必須であると明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。
　例えば、図２９に示すように、トランスデューサ４１の共振周波数ｆ０よりも低い１つの周波数の成分と、共振周波数よりも高い１つの周波数の成分とで探査波および参照信号を構成してもよい。このようにトランスデューサ４１の共振周波数ｆ０とは異なる周波数の探査波を用いることで、トランスデューサ４１の周波数特性の影響が低減され、物体検知装置１のロバスト性が向上する。なお、図２９では、探査波の周波数が、共振周波数ｆ０よりも低い周波数から高い周波数に変調されているが、共振周波数ｆ０よりも高い周波数から低い周波数に変調してもよい。
　また、上記第２実施形態では複素受信信号と複素参照信号の両方を正規化したが、複素受信信号を正規化せず、複素参照信号のみを正規化してもよい。また、複素参照信号を正規化せず、複素受信信号のみを正規化してもよい。
　また、上記第３実施形態において、正規化および位相回転された複素受信信号を元の振幅に戻してから、相関検出を行ってもよい。例えば、図３０に示すように、マッチドフィルタ部６は、振幅乗算部６６を備える。振幅乗算部６６には、位相回転部６５によって位相回転された複素受信信号と、正規化部６３で算出された振幅が入力される。そして、振幅乗算部６６は、複素受信信号に正規化される前の振幅を乗算して、複素受信信号の振幅を元に戻し、振幅が戻された複素受信信号を相関フィルタ６２に出力する。この場合、補正部６４による振幅の補正は不要となる。同様に、正規化された複素参照信号を元の振幅に戻してから、相関検出を行ってもよい。
　また、第１実施形態に対して位相回転部６５、７３を追加し、直交検波部６１、７１が出力した複素受信信号および複素参照信号の位相回転を行ってもよい。
　本開示に記載の駆動信号生成部、マッチドフィルタ部、参照信号処理部、判定部、制御部等及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の駆動信号生成部、マッチドフィルタ部、参照信号処理部、判定部、制御部等及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の駆動信号生成部、マッチドフィルタ部、参照信号処理部、判定部、制御部等及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

Claims (10)

  1. 　物体検知装置であって、
    　周波数変調により符号化された超音波を送信するとともに、超音波を受信して受信信号を出力する送受信部（４）と、
    　前記受信信号の直交検波によって複素受信信号を生成して出力する第１直交検波部（６１）と、
    　参照信号の直交検波によって複素参照信号を生成して出力する第２直交検波部（７１）と、
    　前記複素受信信号と前記複素参照信号との相関検出を行って相関信号を出力する相関フィルタ（６２）と、
    　前記相関信号に基づいて前記受信信号に含まれる符号を判定する符号判定部（８）と、を備える物体検知装置。
  2. 　前記複素参照信号を振幅が一定となるように正規化する第１正規化部（７２）を備え、
    　前記相関フィルタは、前記複素受信信号と、前記第１正規化部によって正規化された前記複素参照信号との相関検出を行う請求項１に記載の物体検知装置。
  3. 　前記複素受信信号を振幅が一定となるように正規化する第２正規化部（６３）を備え、
    　前記相関フィルタは、前記第２正規化部によって正規化された前記複素受信信号と、前記第１正規化部によって正規化された複素参照信号との相関検出を行う請求項２に記載の物体検知装置。
  4. 　前記相関信号を補正する補正部（６４）を備え、
    　前記第２正規化部は、前記複素受信信号を元の振幅で除算して正規化し、
    　前記補正部は、前記複素受信信号が正規化される前の振幅を前記相関信号に乗算して前記相関信号を補正し、
    　前記符号判定部は、前記補正部によって補正された前記相関信号に基づいて前記受信信号に含まれる符号を判定する請求項３に記載の物体検知装置。
  5. 　前記複素受信信号の位相を回転させる第１位相回転部（６５）と、
    　前記複素参照信号の位相を回転させる第２位相回転部（７３）と、を備え、
    　前記相関フィルタは、前記第１位相回転部によって位相回転された前記複素受信信号と、前記第２位相回転部によって位相回転された前記複素参照信号との相関検出を行う請求項１ないし４のいずれか１つに記載の物体検知装置。
  6. 　前記第１位相回転部は、正規化された前記複素受信信号の位相を回転させる請求項５に記載の物体検知装置。
  7. 　前記第２位相回転部は、正規化された前記複素参照信号の位相を回転させる請求項５または６に記載の物体検知装置。
  8. 　前記第１位相回転部および前記第２位相回転部は、所定の条件によって位相回転量を変化させる請求項５ないし７のいずれか１つに記載の物体検知装置。
  9. 　前記第１直交検波部は、前記複素受信信号をダウンサンプリングして出力し、
    　前記第２直交検波部は、前記複素参照信号をダウンサンプリングして出力する請求項１ないし８のいずれか１つに記載の物体検知装置。
  10. 　前記送受信部から送信される超音波の周波数、および、前記参照信号の周波数は、前記送受信部の共振周波数とは異なる周波数とされている請求項１ないし９のいずれか１つに記載の物体検知装置。
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