WO2022116579A1 - 一种功率放大器校准方法 - Google Patents
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Definitions
- the invention relates to the technical field of power amplifiers, in particular to a power amplifier calibration method.
- the power amplifier is a key component of the wireless transmission system. Its performance directly determines the indicators of the transmitted signal, and its power consumption also accounts for the largest part of the transmission system. When the power amplifier is integrated into the CMOS process, how to achieve the required output power and linearity, or how to effectively reduce the power consumption without compromising performance, is very important.
- the purpose of the present invention is to provide a power amplifier calibration method with full output range coverage and high calibration accuracy. It adopts the following technical solutions:
- a power amplifier calibration method comprising:
- the physical model 1 and the physical model 2 are calibrated separately.
- the physical model one is expressed as:
- VL is the output voltage
- i code is the relationship between the number of amplifier units turned on
- V max and ⁇ are:
- Z L is the impedance of the load
- I on is the current when the amplifier unit is turned on
- Z on is the output impedance when the amplifier unit is turned on
- Z m is the impedance of the matching network.
- the calibration of the physical model 1 is realized by calibrating the coefficients V max and ⁇ .
- the coefficients Vmax and ⁇ are calculated by bringing in the following formulas:
- the power amplifier in the working mode 2, is divided into six working regions according to the working region and formula of the MOS tube in the power amplifier, and the order of output voltage from low to high is: resistance region, weak inversion region , Linear conversion area, pinch-off area, saturation area, compressed area.
- the second physical model is expressed as:
- V L a 1 V AM +a 0
- VL is the output voltage
- V AM is the supply voltage
- the second physical model is expressed as:
- VL is the output voltage
- V AM is the power supply voltage
- the second physical model is expressed as:
- V L c 1 V AM +c 0
- VL is the output voltage
- V AM is the power supply voltage
- the second physical model is expressed as:
- VL is the output voltage
- V AM is the power supply voltage
- the second physical model is expressed as:
- V L e 1 V AM +e 0
- VL is the output voltage
- V AM is the power supply voltage
- the second physical model is expressed as:
- VL is the output voltage
- V AM is the power supply voltage
- the power amplifier calibration method of the present invention utilizes the physical principle of the power amplifier, and establishes a physical model according to the difference of the output voltage.
- the first physical model is used to realize the precise control of the output voltage by controlling the number of amplifier units turned on;
- the physical model 2 is used to achieve precise control of the output voltage by controlling the power supply voltage, so that the calibration method can cover the full output range and ensure the calibration accuracy.
- FIG. 1 is a flowchart of a power amplifier calibration method in a preferred embodiment of the present invention
- Figure 2 is the architecture diagram when the output voltage is small and the power amplifier is a digital power amplifier; 3 is an equivalent circuit diagram of a power amplifier in a preferred embodiment of the present invention; 4 is a graph showing the relationship between the output voltage and digital control obtained by the preferred embodiment of the present invention through actual measurement and the calibrated physical model of the present invention; Fig. 5 is the result error between actual measurement and the calibration algorithm of the present invention; 6 is a schematic diagram of a power amplifier when the output voltage is controlled by the supply voltage; FIG. 7 is a graph showing the relationship between the output voltage and the power supply voltage respectively obtained through 10 measurement results and the second calibrated physical model of the present invention.
- the calibration method proposed by the present invention is based on the physical working principle of the power amplifier to establish a model of the full output range of the power amplifier, and to perform calibration on the basis of this model, the required measurement points can be effectively reduced, and the required measurement points can also be greatly reduced during use. required storage unit.
- the linearity of the control mechanism has a direct impact on the specification of the output signal.
- the model of the present invention is continuous, high-precision, and can be used for linear compensation of power amplifiers at the same time. Since the output of the power amplifier is not linear, the input control needs to be first multiplied by the inverse function of the output power variation function. The coefficients after calibration will be stored in the storage unit. When the transmitter determines the transmit power, the predistortion compensation table generated by the corresponding inverse function formula can be selected to ensure the linearity of the output signal.
- the output voltage When the output voltage is relatively small, it is a digital power amplifier, the input is a digital control line, and different output voltages are achieved by opening different numbers of output units.
- FIG. 1 it is a power amplifier calibration method in a preferred embodiment of the present invention, comprising the following steps:
- the power amplifier is a digital power amplifier, and its architecture is shown in Figure 2, where Z m is the impedance of the matching network; Z L is the impedance of the load. Optionally, Z L is 50 ohms; i_code is a digital control line that controls the output voltage.
- Z m is the impedance of the matching network
- Z L is the impedance of the load.
- Z L is 50 ohms
- i_code is a digital control line that controls the output voltage.
- Z on and Z off are the output impedance of the amplifier unit in the on and off states, respectively, Z on , Z off , Z m and Z L are constants at a specific frequency, and the equivalent output impedance Z eff formula is as follows:
- i code is the relationship between the number of amplifier units that are turned on, and Z a and Z b are as follows:
- V o I o Z off #(4)
- the voltage on the load is the output voltage VL , and the output voltage VL is:
- Equation 5 can be simplified to:
- A, B, and C are:
- equation (7) can be expressed as:
- Equation (10) is the physical model 1 established by the present invention, wherein VL is the output voltage, i code is the relationship between the number of amplifier units turned on, and the coefficients V max and ⁇ are:
- V max and ⁇ After calibration, the values of V max and ⁇ can be obtained, i code can use the following inverse function formula to generate a predistortion table to ensure the correctness and sufficient linearity of the final output voltage.
- V max and ⁇ need to be calibrated, and two operating point states (i code1 , V L1 ) and (i code2 , V L2 ) need to be measured on the production line, and then V max can be obtained through the following algorithm and a.
- V max 1310.6145
- FIG. 5 shows the result error between the actual measurement and the calibration algorithm of the present invention. It can be seen that the error is very small, which verifies the accuracy of the physical model 1 and its calibration method.
- FIG. 6 it is a schematic diagram of a power amplifier.
- M0 and M1 are two NMOS transistors connected in series
- V AM is the power supply voltage of the power amplifier, which is the voltage at the V_AM point in the figure
- V PM is the gate voltage of the V_PM point M0 in the figure
- I D1 and I D0 respectively are the drain currents of M0 and M1
- V DS1 and V DS0 are the drain voltages of M0 and M1, respectively, namely:
- V AM V DS1 +V DS0
- the gate and drain stages of M1 are connected together through an equivalent resistance and an inductance. It can be assumed that the gate and drain stages of M1 have the same voltage, namely:
- V G1 V D1
- V DS1 ⁇ V DS1-off its drain current can be expressed by the following formula, V DS is the drain voltage, V GS is the gate voltage, and V TH is the threshold voltage:
- V DS1-off V GS1 -V TH1
- ⁇ 1 is the channel length modulation factor.
- V GS0 V PM ,
- the principle of the power amplifier is similar to that of a resistor, which can be modeled by a linear equation.
- the physical model 2 is expressed as:
- V L a 1 V AM +a 0 #(1)
- this working area is represented by a second-order function, and the physical model 2 is expressed as:
- this working area is represented by a linear function, and the physical model 2 is expressed as:
- V L c 1 V AM +c 0 #(18)
- Calibration can be performed via two measuring points (V AM4 , V L4 ) and (V AM5 , V L5 ):
- this working area is represented by a quadratic function, and the physical model 2 is expressed as:
- this working range is represented by a linear function, and the physical model 2 is expressed as:
- V L e 1 V AM +e 0 #(28)
- Calibration can be performed via two measuring points (V AM7 , V L7 ) and (V AM8 , V L8 ):
- this working area is represented by a quadratic function, and the physical model 2 is expressed as:
- the slope is:
- the quadratic function has a total of three unknowns, and requires two other measurement points: (V AM9 , V L9 ) and (V AM10 , V L10 ), which can be substituted into:
- FIG. 7 it is a graph of the relationship between the output voltage and the power supply voltage obtained through 10 measurement results and the second calibrated physical model of the present invention. It can be seen that the two are basically consistent. .
- the power amplifier calibration method of the present invention utilizes the physical principle of the power amplifier, and establishes a physical model according to the difference of the output voltage.
- the first physical model is used to realize the precise control of the output voltage by controlling the number of amplifier units turned on;
- the physical model 2 is used to achieve precise control of the output voltage by controlling the power supply voltage, so that the calibration method can cover the full output range and ensure the calibration accuracy.
- the invention only needs to measure twelve points and calculate the coefficients, and can generate the power control table and the linear predistortion compensation table in all output power ranges of the power amplifier in two working modes, and realize mass production.
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Abstract
本发明公开了一种功率放大器校准方法，该方法包括：根据输出电压范围的不同定义两种工作模式；在工作模式一下，保持供电电压不变，建立输出电压与打开的放大器单元数量关系的物理模型一；在工作模式二下，保持打开的放大器单元数量不变，建立输出电压与供电电压关系的物理模型二；对物理模型一和物理模型二分别进行校准。本发明功率放大器校准方法利用了功率放大器的物理原理，根据输出电压的不同分别建立物理模型，在电压较小时，利用物理模型一，通过控制打开的放大器单元数量实现对输出电压的精准控制；在输出电压较大时，利用物理模型二，通过控制供电电压实现对输出电压的精准控制，使得该校准方法可以覆盖全输出范围，保证了校准精度。
Description
本发明涉及功率放大器技术领域，特别涉及一种功率放大器校准方法。
功率放大器是无线发射系统的关键组成部分，其性能直接决定了发射信号的指标，其功耗也在发射系统中占比最大的部分。当功率放大器集成到CMOS工艺，如何达到所需要的输出功率和线性度，或者在不影响性能的情况下有效降低功耗，至关重要。
当功率放大器集成到CMOS工艺，在同样的输出功率和线性需求下所需要的功耗会比较大，而当输出功率持续变大时，线性度更是不能被保障。由于半导体工艺偏差和温度变化，在同一个设定下，输出功率和线性范围也会变化，需要校准，但功率输出范围非常大，输出功率和控制机制通常不是线性关系，这给校准带来很大难度。因此，急需一种校准方法来解决上述问题。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明目的在于提供一种具有覆盖全输出范围、校准精度高的功率放大器校准方法。其采用如下技术方案：
一种功率放大器校准方法，其包括：
根据输出电压范围的不同定义两种工作模式；
在工作模式一下，保持供电电压不变，建立输出电压与打开的放大器单元数量关系的物理模型一；
在工作模式二下，保持打开的放大器单元数量不变，建立输出电压与供电电压关系的物理模型二；
对物理模型一和物理模型二分别进行校准。
作为本发明的进一步改进，所述物理模型一表示为：
其中，V
L为输出电压，i
code为打开的放大器单元数量关系，系数V
max和α分别为：
其中，Z
L为负载的阻抗，I
on为放大器单元打开时的电流，Z
on为放大器单元打开时的输出阻抗，Z
m为匹配网络的阻抗。
作为本发明的进一步改进，通过对系数V
max和α校准实现对物理模型一的校准，具体可通过量测两个工作点的数据(i
code1,V
L1)和(i
code2,V
L2)并带入以下公式计算系数V
max和α：
通过解二元一次方程可得到：
作为本发明的进一步改进，在工作模式二下，根据功率放大器内MOS管的工作区间和公式将功率放大器划分为六个工作区间，按照输出电压从低到高依次为：电阻区、弱翻转区、线性转换区、夹断区、饱和区、被压缩区。
作为本发明的进一步改进，在所述电阻区，物理模型二表示为：
V
L＝a
1V
AM+a
0
其中，V
L为输出电压，V
AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据(V
L1,V
AM1)和(V
L1,V
AM1)带入上述公式，得到系数a
1和a
0：
作为本发明的进一步改进，在所述弱翻转区，物理模型二表示为：
其中，V
L为输出电压，V
AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数b
0、b
1、b
2。
作为本发明的进一步改进，在所述线性转换区，物理模型二表示为：
V
L＝c
1V
AM+c
0
其中，V
L为输出电压，V
AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数c
0和c
1。
作为本发明的进一步改进，在所述夹断区，物理模型二表示为：
其中，V
L为输出电压，V
AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数d
0、d
1、d
2。
作为本发明的进一步改进，在所述饱和区，物理模型二表示为：
V
L＝e
1V
AM+e
0
其中，V
L为输出电压，V
AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数e
0和e
1。
作为本发明的进一步改进，在所述被压缩区，物理模型二表示为：
其中，V
L为输出电压，V
AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数f
0、f
1、f
2。
本发明的有益效果：
本发明功率放大器校准方法利用了功率放大器的物理原理，根据输出电压 的不同分别建立物理模型，在电压较小时，利用物理模型一，通过控制打开的放大器单元数量实现对输出电压的精准控制；在输出电压较大时，利用物理模型二，通过控制供电电压实现对输出电压的精准控制，使得该校准方法可以覆盖全输出范围，保证了校准精度。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。
图1是本发明优选实施例中功率放大器校准方法的流程图；
[根据细则91更正 17.08.2021]
图2是输出电压较小，功率放大器为数字功率放大器时的架构图;
图3是本发明优选实施例中功率放大器的等效电路图;
图4是本发明优选实施例通过实际量测以及本发明的校准后的物理模型一分别得到的输出电压和数字控制之间的关系图；
图5是实际量测以及本发明的校准算法两者之间的结果误差;
图6是用供电电压来控制输出电压时功率放大器的示意图;
图7是通过10个量测结果以及本发明的校准后的物理模型二分别得到的输出电压和供电电压之间的关系图。
图2是输出电压较小，功率放大器为数字功率放大器时的架构图;
图3是本发明优选实施例中功率放大器的等效电路图;
图4是本发明优选实施例通过实际量测以及本发明的校准后的物理模型一分别得到的输出电压和数字控制之间的关系图；
图5是实际量测以及本发明的校准算法两者之间的结果误差;
图6是用供电电压来控制输出电压时功率放大器的示意图;
图7是通过10个量测结果以及本发明的校准后的物理模型二分别得到的输出电压和供电电压之间的关系图。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好地理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。
本发明提出的校准方法是基于功率放大器的物理工作原理，建立功率放大器全输出范围的模型，在此模型的基础上进行校准，可以有效减少所需要的量测点，在使用时也可大幅减少所需要的存储单元。
当功率放大器也同时用来实现幅度调制时，控制机制的线性度对输出信号的指标有直接影响。本发明的模型是连续的，高精准度的，可同时用于功率放大器的线性补偿。由于功率放大器的输出不是线性，输入控制需要先乘以输出功率变化函数的反函数。校准之后的系数会存放在存储单元，当发射机确定了发射功率，可以选择相对应的反函数公式产生的预失真补偿表格来确保输出信号的线性。
而不管是功率校准还是线性校准，最终是要找到一个可以实现的算法来算出在特定输出电压时的输入控制。
当功率放大器集成到CMOS收发器上时，要覆盖输出电压范围，通常会分为两种工作模式。
当输出电压比较小时，是数字功率放大器，输入是数字控制线，通过开不同个数的输出单元达到不同的输出电压。
当输出电压变大时，用纯数字功率放大器会产生杂散，效率也会变差，控制功率放大器供电电压会是更好的选择。输出电压和供电电压的关系不是线性，相对应模型会更复杂。下面结合具体实施例进行详细描述。
如图1所示，为本发明优选实施例中的功率放大器校准方法，包括以下步骤：
S10、根据输出电压范围的不同定义两种工作模式。
S20、在工作模式一下，保持供电电压不变，建立输出电压与打开的放大器单元数量关系的物理模型一。
S30、在工作模式二下，保持打开的放大器单元数量不变，建立输出电压与供电电压关系的物理模型二。
S40、对物理模型一和物理模型二分别进行校准。
具体的，在工作模式一下，输出电压较小，功率放大器为数字功率放大器，其架构如图2所示，其中，Z
m为匹配网络的阻抗；Z
L为负载的阻抗，可选的，Z
L为50欧姆；i_code为控制输出电压的数字控制线，当需要的输出电压变大，通过i_code控制打开更多的放大器单元，更大的输出电流流到负载产生更大的输出电压。
如图3所示，为功率放大器的等效电路。其中，Z
on和Z
off分别是放大器单元在开和关时状态下的输出阻抗，Z
on、Z
off、Z
m和Z
L在特定频率下是一个常数，等效输出阻抗Z
eff公式如下：
其中，i
code为打开的放大器单元数量关系，Z
a和Z
b分别如下：
I
o＝i
code·I
on+(N-i
code)I
off＝(I
on-I
off)i
code+N·I
off#(3)
V
o＝I
oZ
off#(4)
负载上的电压即为输出电压V
L，输出电压V
L为：
当我们假设I
off＝0或者Z
off＝∞，式5可以简化成：
进一步的，输出电压V
L为：
其中，A、B、C分别：
当i
code＞0，式(7)可以表示为：
式(7)中存在平方数，校准算法和补偿反函数的计算都会比较复杂。优选的，本发明用了一个更简单的算法，通过以下公式取代公式(7)：
式(10)即为本发明建立的物理模型一，其中，V
L为输出电压，i
code为打开的放大器单元数量关系，系数V
max和α分别为：
当校准结束后，V
max和α的值可以得出，i
code可以用下面的反函数公式产生预失真表格以确保最后的输出电压的正确性和有足够的线性度。
上述两个系数V
max和α需要校准，需要在产线上量测两个工作点状态(i
code1,V
L1)和(i
code2,V
L2)，然后就可以通过下面的算法得出V
max和α。
通过解二元一次方程可得到：
在一实施例中，用两组数字控制i
code和输出电压V
L的值(258,270.4967473)和(504,441.5247145)可以算出V
max＝1310.6145,α＝992.0651，此时，如图4所示，为通过实际量测以及本发明的校准后的物理模型一分别得到的输出电压和数字控制之间的关系图，可以看出两者基本重叠。图5为实际量测以及本发明的校准算法两者之间的结果误差，可以看出误差非常小，验证了物理模型一及其校 准方法的准确性。
在工作模式二下，输出电压较大，用功率放大器供电电压来控制输出电压。如图6所示，为功率放大器的示意图。其中，M0和M1是两个串联在一起的NMOS管，V
AM为功率放大器供电电压，是图中V_AM点的电压，V
PM是图中V_PM点M0的栅极电压，I
D1和I
D0分别是M0和M1的漏极电流，V
DS1和V
DS0分别是M0和M1的漏极电压，即：
I
D＝I
D1＝I
D0，V
AM＝V
DS1+V
DS0
其中，M1的栅级和漏级通过一个等效电阻和一个电感接在一起，可以假设M1的栅级和漏级电压相同，即：
V
G1＝V
D1
通过定义以下常数简化公式：
以下为M1的工作区间及其公式：
在M1预夹断发生之前，V
DS1≤V
DS1-off，其漏极电流可用以下公式表示，V
DS为漏极电压，V
GS为栅极电压，V
TH为阈值电压：
V
DS1-off＝V
GS1-V
TH1
当V
DS1＞V
DS1-off，夹断发生之后，其漏极电流等于：
其中，λ
1为沟道长度调制系数。
结合式
和式
得到：
以下为M0的工作区间及其公式：
由于M0的栅级电压范围更宽，他的工作区间会更多一些：
V
GS0＝V
PM，
V
DS0-off＝V
GS0-V
TH0＝V
PM-V
TH0
综合M0和M1的工作区间和公式，整个功率放大器的工作区间总共有6个，如表1所示，按照输出电压从低到高依次为：电阻区Resistor、弱翻转区Triode、线性转换区Transition、夹断区Pinch-off、饱和区Saturation、被压缩区Compression。
得到物理模型后，我们需要有足够简单的校准算法，以便有少数的量测就能计算得到功率控制表格和线性预失真补偿表格。一次或二次多项式被用来表示电流和电压的关系。为了简化，同时保持足够精确度，我们直接用V
L替代I
D,假设电流和电压可以用同一套公式。
在工作区间1，即电阻区，功率放大器原理类似于一个电阻，可用线性方程来建模，物理模型二表示为：
V
L＝a
1V
AM+a
0#(1)
校准时需要量测两个点的数据(V
L1,V
AM1)和(V
L1,V
AM1)带入上述公式，得到系数a
1和a
0：
然后功率放大器的供电电压和输出电压的关系可以用下面的方程表示：
在工作区间2，即弱翻转区，通过二阶函数来表示这个工作区间，物理模型二表示为：
从公式(4)可以推出以下的方程来计算V
AM:
式(4)的斜率为：
工作区间1，2，和3之间的转换应该是连续平滑的，所以工作区间2和左右两个区间的接点斜率应该是相同的。区间3的斜率为c
1，工作区间1的斜率为a
1，得出下式：
解出V
AMa和V
AMc：
将式(8)带入式(1)和(18)，得到：
工作区间3和左右两个工作区间的接点应该在这条曲线上，即(V
AMa,V
La)和(V
AMc,V
Lc)，把式(8)和(9)代入下式：
此时，我们需要另外一个量测点(V
AM3,V
L3)来得出所以系数：
从式(11)可知：
其中：
将式(13)代入式(11)，得到：
其中：
算出b
0：
综合式(16)和(12)可得：
在工作区间3，即线性翻转区，通过线性函数来表示这个工作区间，物理模型二表示为：
V
L＝c
1V
AM+c
0#(18)
通过两个量测点(V
AM4,V
L4)和(V
AM5,V
L5)可以进行校准：
得到：
在工作区间4，即夹断区，通过二次函数来表示这个工作区间，物理模型二表示为：
从式(21)可以得出这个区间的预失真反函数是：
跟工作区间2类似，需要另外一个量测点(V
AM6,V
L6)，来得到这个区间的函数：
在工作区间5，即饱和区，通过线性函数来表示这个工作区间，物理模型二表示为：
V
L＝e
1V
AM+e
0#(28)
通过两个量测点(V
AM7,V
L7)和(V
AM8,V
L8)可以进行校准：
得到：
在工作区间6，即被压缩区，通过二次函数来表示这个工作区间，物理模型二表示为：
从式(31)得到预失真反函数是：
斜率为：
工作区间5和6的接点斜率相同：2f
2V
AMe+f
1＝e
1#(34)
可得V
AMe：
将式(35)代入式(31)，得到：
工作区间5和6的接点(V
AMe,V
Le)在这条曲线上，将式(35)和(36)代入式(31)，得到：
二次函数总共有三个未知数，需要另外两个量测点：(V
AM9,V
L9)和(V
AM10,V
L10)，代入得到：
从式(37)和(38)可得：
其中：
把式(39)代入式(38)可得：
其中：
可得：
结合式(39)和式(43)可得：
在一实施例中，如图7所示，为通过10个量测结果以及本发明的校准后的物理模型二分别得到的输出电压和供电电压之间的关系图，可以看出两者基本吻合。
本发明功率放大器校准方法利用了功率放大器的物理原理，根据输出电压的不同分别建立物理模型，在电压较小时，利用物理模型一，通过控制打开的放大器单元数量实现对输出电压的精准控制；在输出电压较大时，利用物理模型二，通过控制供电电压实现对输出电压的精准控制，使得该校准方法可以覆盖全输出范围，保证了校准精度。
本发明只需要量测十二个点，并计算出系数，就可以产生功率放大器两种工作模式下所有输出功率范围内的功率控制表格和线性预失真补偿表格，实现量产。
以上实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。
Claims (10)
- 一种功率放大器校准方法，其特征在于，包括：根据输出电压范围的不同定义两种工作模式；在工作模式一下，保持供电电压不变，建立输出电压与打开的放大器单元数量关系的物理模型一；在工作模式二下，保持打开的放大器单元数量不变，建立输出电压与供电电压关系的物理模型二；对物理模型一和物理模型二分别进行校准。
- 如权利要求1所述的功率放大器校准方法，其特征在于，所述物理模型一表示为：
其中，V L为输出电压，i code为打开的放大器单元数量关系，系数V max和α分别为：
其中，Z L为负载的阻抗，I on为放大器单元打开时的电流，Z on为放大器单元打开时的输出阻抗，Z m为匹配网络的阻抗。 - 如权利要求2所述的功率放大器校准方法，其特征在于，通过对系数V max和α校准实现对物理模型一的校准，具体可通过量测两个工作点的数据(i code1,V L1)和(i code2,V L2)并带入以下公式计算系数V max和α：
通过解二元一次方程可得到：
- 如权利要求1所述的功率放大器校准方法，其特征在于，在工作模式二下，根据功率放大器内MOS管的工作区间和公式将功率放大器划分为六个工作区间，按照输出电压从低到高依次为：电阻区、弱翻转区、线性转换区、夹断区、饱和区、被压缩区。
- 如权利要求4所述的功率放大器校准方法，其特征在于，在所述电阻区，物理模型二表示为：V L＝a iV AM+a 0其中，V L为输出电压，V AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据(V L1,V AM1)和(V L1,V AM1)带入上述公式，得到系数a 1和a 0：
- 如权利要求4所述的功率放大器校准方法，其特征在于，在所述弱翻转区，物理模型二表示为：
其中，V L为输出电压，V AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数b 0、b 1、b 2。 - 如权利要求4所述的功率放大器校准方法，其特征在于，在所述线性转换区，物理模型二表示为：V L＝c 1V AM+c 0其中，V L为输出电压，V AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数c 0和c 1。
- 如权利要求4所述的功率放大器校准方法，其特征在于，在所述夹断区，物理模型二表示为：
其中，V L为输出电压，V AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数d 0、d 1、d 2。 - 如权利要求4所述的功率放大器校准方法，其特征在于，在所述饱和区，物理模型二表示为：V L＝e 1V AM+e 0其中，V L为输出电压，V AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数e 0和e 1。
- 如权利要求4所述的功率放大器校准方法，其特征在于，在所述被压缩区，物理模型二表示为：
其中，V L为输出电压，V AM为供电电压，校准时通过量测工作点的数据带入上述公式，得到系数f 0、f 1、f 2。
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-
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