WO2022050094A1 - フィルタモジュール、フィルタ素子及び電子機器 - Google Patents

フィルタモジュール、フィルタ素子及び電子機器 Download PDF

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inductance
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賢太郎 三川
健一 石塚
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株式会社村田製作所
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    • H05K2201/1006—Non-printed filter

Definitions

  • the present invention relates to a filter module in which a high-frequency filter circuit is configured, a filter element used in this filter module, and an electronic device including the same.
  • Patent Document 1 discloses a low-pass filter composed of two coils formed inside a laminated body and a plurality of capacitors. These two coils are spiral coils each having a central axis extending in the stacking direction of the plurality of insulator layers.
  • the low-pass filter described in Patent Document 1 has a structural parasitic inductor between the connection portion of the two coils inside and the ground terminal.
  • the low-pass filter described in Patent Document 1 is used by being mounted on a circuit board.
  • the ground terminal of this low-pass filter is connected to the ground terminal of the circuit board, but there is also a parasitic inductor between the ground terminal of the circuit board and the reference potential electrode of the circuit board (usually the ground electrode that spreads over a wide area). ..
  • FIG. 12A is an equivalent circuit diagram of the low-pass filter shown in Patent Document 1
  • FIG. 12B is an equivalent circuit diagram in a state where the low-pass filter is mounted on a circuit board.
  • the low-pass filter 10 includes a first terminal T1, a second terminal T2, and a ground terminal GND, and the low-pass filter is configured by the series-connected inductors L1 and L2 and the shunt-connected capacitors C1, C2, and C3 to the ground. Will be done.
  • an inductance component such as a parasitic inductance is generated between the connection portion CP between the inductor L1 and the inductor L2 and the ground terminal GND.
  • the inductor Lp in FIG. 12A is an element that clearly shows this inductance component. Since this inductance component Lp resonates with the capacitor C2 connected in series with it, an attenuation pole is generated at the resonance frequency, and the amount of attenuation decreases in a frequency band higher than that, so that attenuation occurs in a wide band on the high frequency band side. Difficult to use when needed.
  • the circuit board 20 on which the low-pass filter 10 is mounted has a reference potential electrode (a ground electrode that spreads over a wide area) of the circuit board and a ground terminal to which the ground terminal GND of the low-pass filter 10 is connected.
  • An inductance component such as a parasitic inductance is generated between the connection pad and the connection pad.
  • the inductor Lg in FIG. 12B is an element that clearly shows this inductance component. Therefore, in the actual use state, the combined inductance of the inductance component Lp and the inductance component Lg resonates with the capacitance of the capacitor C2, and an attenuation pole is generated at the resonance frequency. Therefore, the amount of attenuation decreases in the frequency band higher than this attenuation pole.
  • the frequency band to secure a predetermined amount of attenuation in the attenuation range to expand.
  • a low-pass filter that cuts off a high-frequency wideband frequency band such as 5G (5th Generation) or UWB (Ultra Wide Band)
  • the frequency band to be attenuated extends over a wide band. Therefore, it is required that the amount of attenuation in the attenuation region of the low-pass filter is secured over a wide band.
  • an object of the present invention is to provide a filter module having good attenuation characteristics over a wide band on the high frequency side of the passing region, a filter element used for this filter module, and an electronic device including them.
  • the filter module as an example of the present disclosure is a filter module composed of a circuit board on which a ground electrode is formed and a filter element mounted on the circuit board, and the filter element is the first.
  • the first inductor and the second inductor which are connected in series between the terminal and the second terminal and are magnetically coupled to each other, are connected between the connection portion between the first inductor and the second inductor and the ground terminal.
  • the first inductor and the second inductor are connected in sum to each other, and the magnetic field coupling between the first inductor and the second inductor causes between the connection portion and the ground terminal.
  • the inductance between the connection portion and the ground terminal is represented by Lp
  • the inductance of the path between the ground terminal and the ground electrode is represented by Lg, Lp + Lg ⁇ M ⁇ 0 and Lp ⁇ It is characterized in that it has a relationship of M ⁇ 0.
  • the filter element as an example of the present disclosure is a filter element mounted on a circuit board on which a ground electrode is formed, and is a ground terminal connected to the ground electrode, and a first terminal and a second terminal.
  • a first inductor and a second inductor that are connected in series to each other and are magnetically coupled to each other, and a capacitor that is connected between the connection portion between the first inductor and the second inductor and the ground terminal.
  • the first inductor and the second inductor are connected in a summoned manner, and the mutual inductance generated between the connection portion and the ground terminal due to the magnetic field coupling between the first inductor and the second inductor is represented by M.
  • An electronic device as an example of the present disclosure includes the filter module or the filter element.
  • a filter module having good attenuation characteristics over a wide band, a filter element used for this filter module, and an electronic device including the same can be obtained on the high frequency side of the passing region.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of the filter module 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram of the filter module 101.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing the mutual inductance generated by the magnetic field coupling between the first inductor L1 and the second inductor L2 as a circuit element.
  • 3A and 3B are perspective views of the low-pass filter 11.
  • FIG. 4 is an exploded bottom view showing each insulator layer of the low-pass filter 11 and the conductor pattern formed on them.
  • FIG. 5 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission coefficient of the filter module 101.
  • FIG. 6 is a perspective view of the filter module 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a front view of the filter module 102.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of the filter module 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram of the filter module 101.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing the mutual inductance generated by the magnetic field
  • FIG. 8 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission coefficient of the filter module 102.
  • FIG. 9A is a circuit diagram of the filter module 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 9B is an equivalent circuit diagram of the filter module 103.
  • FIG. 10 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission coefficient of the bandpass filter 13.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of the electronic device 201 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 12A is an equivalent circuit diagram of the low-pass filter shown in Patent Document 1
  • FIG. 12B is an equivalent circuit diagram in a state where the low-pass filter is mounted on a circuit board.
  • FIG. 1A is a circuit diagram of the filter module 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is an equivalent circuit diagram of the filter module 101.
  • the filter module 101 includes a low-pass filter 11 and a circuit board 20 on which a ground electrode is formed.
  • the low-pass filter 11 shown in FIG. 1A includes a first terminal T1, a second terminal T2, and a ground terminal GND. Further, the low-pass filter 11 is connected in series between the first terminal T1 and the second terminal T2, and is magnetically coupled to each other, the first inductor L1 and the second inductor L2, and the first inductor L1 and the second inductor L2. A capacitor C2 connected between the connection portion CP with and the ground terminal GND is provided.
  • the code of the inductor and the code of the inductance of the inductor are used in common. Therefore, for example, the inductance of the inductor L1 is indicated by L1.
  • An inductance component Lp such as a parasitic inductance is generated between the connection portion CP between the first inductor L1 and the second inductor L2 and the ground terminal GND shown in FIG. 1A.
  • this inductance component is represented by an inductor Lp.
  • the ground electrode of the circuit board 20 is a reference potential electrode of the circuit board 20, and is usually an electrode that spreads over a wide area. That is, in the present specification, the "ground electrode” is a planar electrode that serves as a reference potential in the circuit.
  • an inductance component Lg such as a parasitic inductance is generated between the reference potential electrode of the circuit board 20 and the ground terminal connection pad to which the ground terminal GND of the low-pass filter 10 is connected. In FIG. 1B, this inductance component is represented by the inductor Lg.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing the mutual inductance generated by the magnetic field coupling between the first inductor L1 and the second inductor L2 as a circuit element.
  • the inductor LC representing the mutual inductance is a series.
  • a shunt connection is made between the connection points of the connected inductors LA and LB and the ground terminal GND.
  • the inductance of the inductor LA is (L1 + M)
  • the inductance of the inductor LB is (L2 + M)
  • the inductance of the inductor LC is ( ⁇ M).
  • a negative mutual inductance (-M) is generated in the path shunt-connected to the ground terminal GND due to the magnetic field coupling between the first inductor L1 and the second inductor L2. Due to this negative mutual inductance ( ⁇ M), the inductance component generated between the connection portion CP between the first inductor L1 and the second inductor L2 and the ground electrode of the circuit board 20 is suppressed. Therefore, the resonance frequency (attenuated pole frequency) due to the combined inductance of the negative mutual inductance ( ⁇ M), the inductance component Lp and the inductance component Lg, and the capacitance of the capacitor C2 moves higher than the frequency band used.
  • the relationship between the inductance component Lg generated between the ground electrode of the circuit board 20 and the ground terminal GND of the low-pass filter 11, the inductance component Lp, and the mutual inductance (-M) is as follows.
  • FIGS. 3A and 3B are perspective views of the low-pass filter 11. The viewpoints are different between FIGS. 3A and 3B. In addition, all of them transparently represent the inside.
  • the low-pass filter 11 includes a rectangular parallelepiped laminated body 1 in which a plurality of rectangular insulator layers are laminated.
  • a first terminal electrode ET1, a second terminal electrode ET2, and two ground terminal electrodes EGND are formed on the outer surface of the laminated body 1.
  • the first inductor L1 is composed of a coiled conductor CL1 formed on a laminated body 1 of a plurality of insulator layers
  • the second inductor L2 is a coiled conductor formed on a laminated body 1 of a plurality of insulator layers. It is composed of the conductor CL2.
  • Capacitor C2 is composed of capacitor electrodes C2a, C2b, C2c facing each other in the stacking direction of a plurality of insulator layers and an insulator layer sandwiched between these capacitor electrodes.
  • connection portion between the coiled conductor CL1 of the first inductor L1 and the coiled conductor CL2 of the second inductor L2 and the capacitor electrode C2b are connected via the interlayer connection conductor V.
  • One end of the coiled conductor CL1 of the first inductor L1 is conducting to the first terminal electrode ET1, and one end of the coiled conductor CL2 of the second inductor L2 is conducting to the second terminal electrode ET2.
  • the capacitor electrodes C2a and C2c are conductive to the ground terminal electrode EGND, and the capacitor electrodes C2b are connected to the coiled conductor CL1 of the first inductor L1 and the coiled conductor CL2 of the second inductor L2 via the interlayer connection conductor V. It is conducting to the connection part.
  • FIG. 4 is an exploded bottom view showing each insulator layer of the low-pass filter 11 and the conductor pattern formed on them.
  • the laminated body 1 is formed by laminating the insulator layers S1 to S11.
  • FIG. 4 shows a bottom view of each insulator layer.
  • the insulator layer S1 is the uppermost insulator layer, and the insulator layer S11 is the lowest insulator layer.
  • the insulator layers S2 to S10 are insulator layers between the uppermost insulator layer S1 and the lowermost insulator layer S11.
  • the coiled conductors CL1a, CL1b, CL1c, and CL1d formed in the insulator layers S1 to S4 constitute the coiled conductors CL1 shown in FIGS. 3A and 3B.
  • the coiled conductor CL2 is configured by the coiled conductors CL2a, CL2b, CL2c, and CL2d.
  • the capacitor C2 is composed of the capacitor electrodes C2a, C2b, C2c formed in the insulator layers S8 to S10 and the insulator layers S9, S10.
  • the coiled conductors CL1 and CL2 When the coiled conductors CL1 and CL2 are viewed in the WA direction of the winding axis (see FIGS. 3A and 3B), the coiled conductors CL1 and CL2 have at least a part not overlapping with the capacitor electrodes C2a, C2b and C2c. As a result, unnecessary parasitic capacitance generated between the coiled conductors CL1 and CL2 and the capacitor electrodes C2a, C2b and C2c is suppressed.
  • Side terminal electrodes E1 and E2 are formed on the insulator layers S1 to S11. Further, side terminal electrodes E1, E2, E3, and E4 are formed on the insulator layers S8 to S10. The side terminal electrodes E1, E2, E3, and E4 formed in each insulator layer are electrically connected to each other with the same reference numerals.
  • One end of the coiled conductor CL1a conducts to the side terminal electrode E1, and one end of the coiled conductor CL2a conducts to the side terminal electrode E2.
  • the capacitor electrode C2a and the capacitor electrode C2c are electrically connected to the side terminal electrodes E3 and E4, respectively.
  • the capacitor electrodes C2a, C2b, and C2c have a portion that does not overlap with the first terminal electrode ET1 and the second terminal electrode ET2. As a result, unnecessary parasitic capacitance generated between the capacitor electrodes C2a, C2b, C2c and the first terminal electrode ET1 and the second terminal electrode ET2 is suppressed. It should be noted that the capacitor electrodes C2a, C2b, and C2c may have a structure in which the capacitor electrodes C2a, C2b, and C2c do not overlap with one of the first terminal electrode ET1 and the second terminal electrode ET2 when the winding axis WA direction of the coiled conductor is viewed.
  • the capacitors C2a, C2b, and C2c have a structure having a portion that does not overlap with the first terminal electrode ET1, the parasitic capacitance between the capacitors C2 and the first terminal T1 shown in FIG. 1A can be suppressed.
  • the capacitors C2a, C2b, and C2c have a structure having a portion that does not overlap with the second terminal electrode ET2, the parasitic capacitance between the capacitor C2 and the second terminal T2 can be suppressed.
  • Each of the insulator layers S1 to S11 of the laminate 1 is formed by screen printing, exposure and development of the photosensitive insulating paste and the photosensitive conductive paste, and the laminate 1 is formed by laminating the insulator layers S1 to S11. To.
  • the photosensitive insulating paste layer is screen-printed, irradiated with ultraviolet rays, and developed with an alkaline solution.
  • the photosensitive conductive paste is screen-printed, irradiated with ultraviolet rays, and developed with an alkaline solution to form a conductor pattern.
  • a mother laminated body is obtained by laminating the insulating base material pattern and the conductor pattern. Then, a large number of laminated bodies 1 are obtained by dividing the mother laminated body into individual pieces.
  • the surface of each external electrode is, for example, Ni / Au plated for the purpose of improving solderability, conductivity, and environmental resistance.
  • the method for forming the laminated body 1 is not limited to this.
  • a method of printing and laminating a conductor paste using a screen plate opened in a conductor pattern shape may be used.
  • the conductor foil may be attached to the insulating base material, and the conductor pattern of each insulator layer may be formed by patterning the conductor foil.
  • the method for forming the external electrode is not limited to this, and for example, an external electrode may be formed on the bottom surface and the side surface of the laminated body 1 by dipping a conductor paste on the laminated prime field or a sputtering method, and further, the external electrode may be formed on the surface thereof. It may be plated.
  • FIG. 5 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission coefficient of the filter module 101.
  • the horizontal axis of FIG. 5 is the frequency, and the vertical axis is the transmission coefficient.
  • the characteristic A is the characteristic of the low-pass filter 11 of the present embodiment
  • the characteristics B, C, and D are the characteristics of the filter module as a comparative example.
  • the characteristic B is a characteristic when the mutual inductance M shown in FIGS. 1A and 1B is set to 0.
  • the passing frequency band is the 2.4 GHz band used as a wireless LAN, and the insertion loss is -3 dB.
  • the cutoff frequency is about 4.5 GHz, but the attenuation pole frequency of the characteristic B of the filter module of the comparative example is 8.5 GHz, whereas the attenuation pole frequency of the filter module 101 of the present embodiment is 12.5 GHz. be.
  • the filter module 101 of the present embodiment has a larger amount of attenuation in the high frequency region than the attenuation pole, as compared with the filter module as a comparative example showing the characteristic B.
  • the characteristic C is the combined inductance (Lp + Lg ⁇ ) of the inductance component Lp, the inductance component Lg, and the mutual inductance ( ⁇ M) generated between the connection portion CP between the first inductor L1 and the second inductor L2 and the ground electrode.
  • M the number of inductances
  • ⁇ M the mutual inductance
  • the combined inductance of the inductance component Lp, the inductance component Lg, and the mutual inductance ( ⁇ M) is negative, the steepness is significantly deteriorated, and it becomes more difficult to obtain deep attenuation over a wide band. Therefore, it is desirable that the combined inductance (Lp + Lg-M) is positive.
  • Second Embodiment a filter module composed of a low-pass filter and a circuit board on which the low-pass filter is mounted will be illustrated.
  • FIG. 6 is a perspective view of the filter module 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a front view of the filter module 102.
  • a pad for connecting each terminal of the low-pass filter 11 is formed on the upper surface of the circuit board 20.
  • a continuous wiring electrode 31 is formed from a pad to which the ground terminal electrode EGND of the low-pass filter 11 is connected.
  • a ground electrode 30 is formed on the lower surface of the circuit board 20.
  • the ground electrode 30 is a reference potential electrode of the circuit board 20, and extends over a wide area. In the present embodiment, the area of the ground electrode 30 is larger than the square of the long side of the rectangle when the low-pass filter 11 is viewed in a plane.
  • interlayer connection conductors 32A and 32B are formed to connect the wiring electrode 31 on the upper surface and the ground electrode 30 on the lower surface. Therefore, the ground terminal electrode EGND of the low-pass filter 11 conducts to the ground electrode 30 of the circuit board 20 through the path of [wiring electrode 31]-[interlayer connection conductors 32A, 32B]-[ground electrode 30].
  • the inductance component of the wiring electrode 31 and the inductance components of the interlayer connection conductors 32A and 32B correspond to the inductance component Lg shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission coefficient of the filter module 102.
  • the horizontal axis of FIG. 8 is the frequency, and the vertical axis is the transmission coefficient.
  • the passing frequency band is the 2.4 GHz band used as a wireless LAN
  • the cutoff frequency at which the insertion loss is -3 dB is about 4 GHz
  • the attenuation pole frequency of the lowest attenuation pole is 19 GHz or higher. be.
  • FIG. 9A is a circuit diagram of the filter module 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 9B is an equivalent circuit diagram of the filter module 103.
  • the filter module 103 includes a circuit board 20 on which a ground electrode is formed, and a bandpass filter 13.
  • the bandpass filter 13 includes a first terminal T1, a second terminal T2, and a ground terminal GND. Further, the bandpass filter 13 includes a first inductor L1, a second inductor L2 and capacitors C11 and C12, and a first inductor L1 and a second inductor connected in series between the first terminal T1 and the second terminal T2. A parallel circuit of the capacitor C2 and the third inductor L3 connected between the connection portion CP with L2 and the ground terminal GND is provided.
  • the bandpass filter 13 is connected to the series between the first terminal T1 and the second terminal T2 by the circuit by the first inductor L1, the second inductor L2 and the capacitors C11 and C12, and the first inductor L1.
  • the bandpass filter characteristic is shown by the parallel circuit of the third inductor L3 and the capacitor C2 connected between the connection point between the and the second inductor L2 and the ground.
  • An inductance component such as a parasitic inductance is generated between the connection portion CP between the first inductor L1 and the second inductor L2 and the ground terminal GND shown in FIG. 9A.
  • this inductance component is represented by an inductor Lp.
  • the inductor LC representing the mutual inductance is the inductor LA connected in series. It is connected between the connection point of the LB and the ground terminal GND. Since the first inductor L1 and the second inductor L2 are connected in harmony, the inductance of the inductor LA is (L1 + M), the inductance of the inductor LB is (L2 + M), and the inductance of the inductor LC is ( ⁇ M).
  • the ground electrode of the circuit board 20 is a reference potential electrode of the circuit board 20, and is usually an electrode that spreads over a wide area. As shown in FIG. 9B, an inductance component Lg such as a parasitic inductance is generated between the reference potential electrode of the circuit board 20 and the ground terminal connection pad to which the ground terminal GND of the bandpass filter 13 is connected.
  • the combined inductance of the inductance component Lg, the inductance component Lp, and the mutual inductance ( ⁇ M) generated between the ground electrode of the circuit board 20 and the ground terminal GND of the bandpass filter 13 is larger than 0. That is, when the inductance of the inductance component Lg is represented by Lg and the inductance of the inductance component Lp is represented by Lp, (Lp + Lg ⁇ M) ⁇ 0.
  • FIG. 10 is a diagram showing the frequency characteristics of the transmission coefficient of the bandpass filter 13.
  • the horizontal axis of FIG. 10 is the frequency, and the vertical axis is the transmission coefficient.
  • the characteristic A is the characteristic of the bandpass filter 13 of the present embodiment
  • the characteristic B is the characteristic of the bandpass filter as a comparative example.
  • the characteristic B is a characteristic when the mutual inductance M shown in FIG. 9B is set to 0.
  • the center frequency of the pass band is about 2.4 GHz in both cases, but the characteristic B of the low-pass filter of the comparative example.
  • the decay pole frequency is 12.5 GHz, whereas the decay pole frequency of the above is 8.5 GHz.
  • the bandpass filter 13 of the present embodiment has a larger amount of attenuation in the higher frequency range than the attenuation pole, as compared with the bandpass filter as a comparative example showing the characteristic B. This is because the inductance component Lp generated between the connection portion CP between the first inductor L1 and the second inductor L2 and the ground terminal GND is suppressed by the negative mutual inductance ( ⁇ M).
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of the electronic device 201 according to the fourth embodiment.
  • the electronic device 201 is, for example, a so-called smartphone or mobile phone device.
  • the electronic device 201 includes a duplexer 53, an antenna 54, a control circuit 50, an interface and a memory 51, and a frequency synthesizer 52.
  • the transmission system includes a transmitter 61, a transmission signal processing circuit 62, a transmission mixer 63, a transmission filter 64, and a power amplifier 65.
  • the reception system includes a low noise amplifier 71, a reception filter 72, a reception mixer 73, a reception signal processing circuit 74, and a handset 75.
  • the transmission signal output from the power amplifier 65 is output to the antenna 54 via the duplexer 53. Further, the signal received by the antenna 54 is amplified by the low noise amplifier 71 via the duplexer 53.
  • the control circuit 50 processes the received signal.
  • the filter module or filter element of the present invention can be applied to the transmission filter 64 and the reception filter 72. Further, the filter module or filter element of the present invention can be applied to the filter on the low frequency side of the duplexer 53.
  • the filter module or filter element of the present invention can be applied to those filters.
  • bandpass filters and demultiplexers are often used. As these bandpass filters and demultiplexers, low-pass filters are often used. It can also be configured by combining the filter module or filter element of the present invention having filter characteristics with a high-pass filter.
  • Inductance component M Mutual inductance S1 to S11 ... Insulator layer T1 ... First terminal T2 ... Second terminal V ... Interlayer connection conductor WA ... Winding shaft 1 ... Laminated body 10 ... Low-pass filter 11 ... Low-pass filter (filter element) 13 ... Bandpass filter (filter element) 20 ... Circuit board 30 ... Ground electrode 31 ... Wiring electrodes 32A, 32B ... Interlayer connection conductor 50 ... Control circuit 51 ... Memory 52 ... Frequency synthesizer 53 ... Duplexer 54 ... Antenna 61 ... Transmitter 62 ... Transmission signal processing circuit 63 ... Transmission Mixer 64 ... Transmission filter 65 ... Power amplifier 71 ... Low noise amplifier 72 ... Receive filter 73 ... Receive mixer 74 ... Receive signal processing circuit 75 ... Handset 101, 102, 103 ... Filter module 201 ... Electronic equipment

Abstract

フィルタモジュール１０１は、グランド電極が形成された回路基板２０と、この回路基板２０に実装されたローパスフィルタ１１とで構成される。ローパスフィルタ１１は、第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２及びキャパシタＣ２を備え、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２とは和動接続され、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド端子ＧＮＤとの間の経路のインダクタンスをＬｐ、グランド端子ＧＮＤとグランド電極との間の経路のインダクタンスをＬｇ、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との相互インダクタンスをＭで表すとき、Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ≧０かつＬｐ－Ｍ＜０の関係にある。

Description

フィルタモジュール、フィルタ素子及び電子機器
　本発明は、高周波フィルタ回路が構成されたフィルタモジュール、このフィルタモジュールに用いられるフィルタ素子、及びそれを備える電子機器に関する。
　特許文献１には、積層体の内部に形成された２つのコイルと複数のキャパシタとによって構成されたローパスフィルタが開示されている。この２つのコイルは、複数の絶縁体層の積層方向に延在する中心軸をそれぞれ有する螺旋状のコイルである。
特開２０１３－２１４４９号公報
　特許文献１に記載のローパスフィルタは、その内部の２つのコイルの接続部とグランド端子との間に構造上の寄生インダクタが存在する。
　また、特許文献１に記載のローパスフィルタは回路基板に実装して使用される。このローパスフィルタのグランド端子は回路基板のグランド端子に接続されるが、回路基板のグランド端子と回路基板の基準電位電極（通常、広面積に拡がるグランド電極）との間にも寄生インダクタが存在する。
　以上のことを図１２Ａ、図１２Ｂを参照して説明する。図１２Ａは特許文献１に示されているローパスフィルタの等価回路図であり、図１２Ｂは、そのローパスフィルタを回路基板に実装した状態での等価回路図である。
　図１２Ａにおいて、ローパスフィルタ１０は、第１端子Ｔ１、第２端子Ｔ２及びグランド端子ＧＮＤを備え、シリーズ接続のインダクタＬ１，Ｌ２及びグランドへのシャント接続のキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３によってローパスフィルタが構成される。
　しかし、インダクタＬ１とインダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド端子ＧＮＤとの間には寄生インダクタンス等のインダクタンス成分が生じる。図１２Ａ中のインダクタＬｐはこのインダクタンス成分を明示した素子である。このインダクタンス成分Ｌｐは、それに直列接続されたキャパシタＣ２と共振するので、その共振周波数に減衰極が生じ、それより高い周波数帯においては減衰量が低下するため、高周波数帯側において広帯域に減衰が必要な場合に使用することが困難となる。
　また、図１２Ｂに示すように、ローパスフィルタ１０が実装される回路基板２０には、回路基板の基準電位電極（広面積に拡がるグランド電極）とローパスフィルタ１０のグランド端子ＧＮＤが接続されるグランド端子接続パッドとの間に寄生インダクタンス等のインダクタンス成分が生じる。図１２Ｂ中のインダクタＬｇはこのインダクタンス成分を明示した素子である。したがって、実使用状態では、インダクタンス成分Ｌｐとインダクタンス成分Ｌｇとの合成インダクタンスとキャパシタＣ２のキャパシタンスとで共振し、その共振周波数で減衰極が生じる。そのため、この減衰極より高い周波数帯においては減衰量が低下する。
　一方、最近の用途では、減衰域の所定減衰量を確保する周波数帯が広がる傾向がある。例えば、５Ｇ（5th Generation）やＵＷＢ（Ultra Wide Band）といった高周波広帯域の周波数帯を遮断するローパスフィルタでは、減衰させるべき周波数帯域が広帯域にわたる。したがって、ローパスフィルタの減衰域の減衰量が広帯域にわたって確保されることが要求される。
　そこで、本発明の目的は、通過域より高周波数側に広帯域に亘って良好な減衰特性を有するフィルタモジュール、このフィルタモジュールに用いられるフィルタ素子、及びそれらを備える電子機器を提供することにある。
（１）本開示の一例としてのフィルタモジュールは、グランド電極が形成された回路基板と、当該回路基板に実装されたフィルタ素子とで構成されるフィルタモジュールであって、前記フィルタ素子は、第１端子と第２端子との間に直列に接続され、互いに磁界結合する、第１インダクタ及び第２インダクタと、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続部とグランド端子との間に接続されるキャパシタと、を備え、前記第１インダクタと前記第２インダクタとは和動接続され、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの磁界結合により、前記接続部と前記グランド端子との間に生じる相互インダクタンスをＭで表し、前記接続部と前記グランド端子との間のインダクタンスをＬｐ、前記グランド端子と前記グランド電極との間の経路のインダクタンスをＬｇで表すとき、Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ≧０かつＬｐ－Ｍ＜０の関係にある、ことを特徴とする。
　上記構成により、第１インダクタと第２インダクタとの磁界結合により、グランド端子にシャント接続される経路に生じる負の相互インダクタンスによって、第１インダクタと第２インダクタとの接続部と回路基板のグランド電極との間に生じる合成インダクタンス成分が抑制され、この合成インダクタンスとキャパシタのキャパシタンスとによる共振周波数が使用周波数帯より高域に移動する。また、Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ≧０の関係にあることにより、上記合成インダクタンスとキャパシタのキャパシタンスとの共振による減衰極が生じる。
（２）本開示の一例としてのフィルタ素子は、グランド電極が形成されている回路基板に実装されるフィルタ素子であって、前記グランド電極に接続されるグランド端子と、第１端子と第２端子との間に直列に接続され互いに磁界結合する第１インダクタ及び第２インダクタと、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続部と前記グランド端子との間に接続されるキャパシタと、を備え、前記第１インダクタと前記第２インダクタとは和動接続され、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの磁界結合により、前記接続部と前記グランド端子との間に生じる相互インダクタンスをＭで表し、前記接続部と前記グランド端子との間のインダクタンスをＬｐで表すとき、Ｌｐ－Ｍ＜０の関係にある、ことを特徴とする。
　上記構成により、第１インダクタと第２インダクタとの磁界結合により、グランド端子にシャント接続される経路に生じる負の相互インダクタンスによって、第１インダクタと第２インダクタとの接続部と回路基板のグランド電極との間に生じる合成インダクタンス成分が抑制され、この合成インダクタンスとキャパシタのキャパシタンスとによる共振周波数が使用周波数帯より高域に移動する。
（３）本開示の一例としての電子機器は、前記フィルタモジュール又は前記フィルタ素子を備える。
　本発明によれば、通過域より高周波数側に、広帯域に亘って良好な減衰特性を有するフィルタモジュール、このフィルタモジュールに用いられるフィルタ素子、及びそれを備える電子機器が得られる。
図１Ａは第１の実施形態に係るフィルタモジュール１０１の回路図である。図１Ｂはフィルタモジュール１０１の等価回路図である。 図２は、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との磁界結合により生じる相互インダクタンスを回路素子として表した等価回路図である。 図３Ａ、図３Ｂは、ローパスフィルタ１１の斜視図である。 図４はローパスフィルタ１１の各絶縁体層及びそれらに形成されている導体パターンを示す分解下面図である。 図５はフィルタモジュール１０１の透過係数の周波数特性を示す図である。 図６は第２の実施形態に係るフィルタモジュール１０２の斜視図である。 図７はフィルタモジュール１０２の正面図である。 図８はフィルタモジュール１０２の透過係数の周波数特性を示す図である。 図９Ａは第３の実施形態に係るフィルタモジュール１０３の回路図である。図９Ｂはフィルタモジュール１０３の等価回路図である。 図１０はバンドパスフィルタ１３の透過係数の周波数特性を示す図である。 図１１は第４の実施形態に係る電子機器２０１の構成を示すブロック図である。 図１２Ａは特許文献１に示されているローパスフィルタの等価回路図であり、図１２Ｂは、そのローパスフィルタを回路基板に実装した状態での等価回路図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上、複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１Ａは第１の実施形態に係るフィルタモジュール１０１の回路図である。図１Ｂはフィルタモジュール１０１の等価回路図である。このフィルタモジュール１０１は、ローパスフィルタ１１と、グランド電極が形成された回路基板２０と、を有する。
　図１Ａに示すローパスフィルタ１１は、第１端子Ｔ１、第２端子Ｔ２及びグランド端子ＧＮＤを備える。また、ローパスフィルタ１１は、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２との間に直列に接続され、互いに磁界結合する、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２と、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド端子ＧＮＤとの間に接続されるキャパシタＣ２と、を備える。以下、インダクタの符号と該インダクタのインダクタンスの符号とは共通して使用する。したがって、例えば、インダクタＬ１のインダクタンスはＬ１で示す。
　図１Ａに示す第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド端子ＧＮＤとの間には寄生インダクタンス等のインダクタンス成分Ｌｐが生じる。図１Ｂはこのインダクタンス成分をインダクタＬｐで表している。
　回路基板２０のグランド電極は回路基板２０の基準電位電極であり、通常、広面積に拡がる電極である。つまり、本明細書において「グランド電極」とは、回路における基準電位となる平面状の電極である。図１Ｂに示すように、回路基板２０の基準電位電極とローパスフィルタ１０のグランド端子ＧＮＤが接続されるグランド端子接続パッドとの間に寄生インダクタンス等のインダクタンス成分Ｌｇが生じる。図１Ｂはこのインダクタンス成分をインダクタＬｇで表している。
　図２は、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との磁界結合により生じる相互インダクタンスを回路素子として表した等価回路図である。図２に示すように、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２との間に接続される回路を、インダクタＬＡ，ＬＢ，ＬＣによるＴ型等価回路で表すとき、相互インダクタンスを表すインダクタＬＣは、シリーズ接続されたインダクタＬＡ，ＬＢの接続点とグランド端子ＧＮＤとの間にシャント接続される。第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２とは和動接続されているので、インダクタＬＡのインダクタンスは（Ｌ１＋Ｍ）、インダクタＬＢのインダクタンスは（Ｌ２＋Ｍ）、インダクタＬＣのインダクタンスは（－Ｍ）である。
　上記構成により、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との磁界結合により、グランド端子ＧＮＤにシャント接続される経路に負の相互インダクタンス（－Ｍ）が生じる。この負の相互インダクタンス（－Ｍ）によって、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰと、回路基板２０のグランド電極との間に生じるインダクタンス成分が抑制される。したがって、負の相互インダクタンス（－Ｍ）とインダクタンス成分Ｌｐ及びインダクタンス成分Ｌｇとの合成インダクタンスと、キャパシタＣ２のキャパシタンスとによる共振周波数（減衰極周波数）は使用周波数帯より高域に移動する。
　因みに、特許文献１に記載のローパスフィルタにおいては、２つのコイルは差動接続されているので、その磁界結合により発生する相互インダクタンスは正となるため、ローパスフィルタのグランド端子ＧＮＤにシャントに接続される経路に生じる合成インダクタンスはさらに大きくなる。
　図１Ｂにおいて、回路基板２０のグランド電極と、ローパスフィルタ１１のグランド端子ＧＮＤとの間に生じるインダクタンス成分Ｌｇと、インダクタンス成分Ｌｐと、相互インダクタンス（－Ｍ）との関係は次のとおりである。
　Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ≧０
　Ｌｐ－Ｍ＜０
　このことにより、インダクタンス成分Ｌｇは、負のインダクタンス（Ｌｐ－Ｍ）により抑制される。また、Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ≧０であることにより、上記合成インダクタンスとキャパシタＣ２のキャパシタンスとの共振による減衰極が生じる。
　図３Ａ、図３Ｂは、ローパスフィルタ１１の斜視図である。図３Ａと図３Ｂとでは視点が異なる。また、いずれも内部を透過的に表している。
　ローパスフィルタ１１は、それぞれ矩形の複数の絶縁体層が積層されて構成される直方体形状の積層体１を備える。この積層体１の外面に、第１端子電極ＥＴ１、第２端子電極ＥＴ２及び２つのグランド端子電極ＥＧＮＤが形成されている。
　第１インダクタＬ１は、複数の絶縁体層の積層体１に形成されたコイル状導体ＣＬ１で構成されていて、第２インダクタＬ２は、複数の絶縁体層の積層体１に形成されたコイル状導体ＣＬ２で構成されている。
　キャパシタＣ２は、複数の絶縁体層の積層方向に互いに対向するキャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃ及びこれらキャパシタ電極で挟まれる絶縁体層で構成されている。
　第１インダクタＬ１のコイル状導体ＣＬ１と第２インダクタＬ２のコイル状導体ＣＬ２との接続部とキャパシタ電極Ｃ２ｂとは層間接続導体Ｖを介して接続されている。
　第１インダクタＬ１のコイル状導体ＣＬ１の一端は第１端子電極ＥＴ１に導通していて、第２インダクタＬ２のコイル状導体ＣＬ２の一端は第２端子電極ＥＴ２に導通している。キャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｃはグランド端子電極ＥＧＮＤに導通していて、キャパシタ電極Ｃ２ｂは、層間接続導体Ｖを介して、第１インダクタＬ１のコイル状導体ＣＬ１と第２インダクタＬ２のコイル状導体ＣＬ２との接続部に導通している。
　図４はローパスフィルタ１１の各絶縁体層及びそれらに形成されている導体パターンを示す分解下面図である。
　積層体１は絶縁体層Ｓ１～Ｓ１１の積層により形成されている。図４においては、各絶縁体層の下面図を表している。絶縁体層Ｓ１は最上層の絶縁体層であり、絶縁体層Ｓ１１は最下層の絶縁体層である。絶縁体層Ｓ２～Ｓ１０は、最上層の絶縁体層Ｓ１と最下層の絶縁体層Ｓ１１との間にある絶縁体層である。
　絶縁体層Ｓ１～Ｓ４に形成されているコイル状導体ＣＬ１ａ，ＣＬ１ｂ，ＣＬ１ｃ，ＣＬ１ｄによって、図３Ａ、図３Ｂに示したコイル状導体ＣＬ１が構成される。同様に、コイル状導体ＣＬ２ａ，ＣＬ２ｂ，ＣＬ２ｃ，ＣＬ２ｄによってコイル状導体ＣＬ２が構成される。
　また、絶縁体層Ｓ８～Ｓ１０に形成されているキャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃと絶縁体層Ｓ９，Ｓ１０とによってキャパシタＣ２が構成される。
　コイル状導体ＣＬ１，ＣＬ２の巻回軸ＷＡ方向（図３Ａ、図３Ｂ参照）を視たとき、コイル状導体ＣＬ１，ＣＬ２は少なくとも一部にキャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃに重ならない部分を有する。このことにより、コイル状導体ＣＬ１，ＣＬ２とキャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃとの間に生じる不要な寄生容量が抑制される。
　絶縁体層Ｓ１～Ｓ１１には側部端子電極Ｅ１，Ｅ２が形成されている。また、絶縁体層Ｓ８～Ｓ１０には側部端子電極Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４が形成されている。各絶縁体層に形成されている側部端子電極Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４は同一符号の端子電極同士で導通する。
　コイル状導体ＣＬ１ａの一端は側部端子電極Ｅ１に導通し、コイル状導体ＣＬ２ａの一端は側部端子電極Ｅ２に導通する。キャパシタ電極Ｃ２ａ及びキャパシタ電極Ｃ２ｃは側部端子電極Ｅ３，Ｅ４にそれぞれ導通する。
　コイル状導体の巻回軸ＷＡ方向を視て、キャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃは、第１端子電極ＥＴ１及び第２端子電極ＥＴ２に重ならない部分を有する。このことにより、キャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃと第１端子電極ＥＴ１及び第２端子電極ＥＴ２との間に生じる不要な寄生容量が抑制される。なお、コイル状導体の巻回軸ＷＡ方向を視て、キャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃが、第１端子電極ＥＴ１又は第２端子電極ＥＴ２の一方に重ならない部分を有する構造であってもよい。例えば、キャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃが、第１端子電極ＥＴ１に重ならない部分を有する構造であれば、図１Ａに示したキャパシタＣ２と第１端子Ｔ１との間の寄生容量を抑制できる。同様に、キャパシタ電極Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃが、第２端子電極ＥＴ２に重ならない部分を有する構造であれば、キャパシタＣ２と第２端子Ｔ２との間の寄生容量を抑制できる。
　積層体１の各絶縁体層Ｓ１～Ｓ１１は、感光性絶縁ペースト及び感光性導電ペーストのスクリーン印刷、露光及び現像によって形成され、これら絶縁体層Ｓ１～Ｓ１１の積層形成によって積層体１は形成される。
　具体的には、感光性絶縁ペースト層をスクリーン印刷し、紫外線を照射し、アルカリ溶液で現像する。これにより外部電極用の開口やビアホール等を有する絶縁基材パターンを形成する。また、感光性導電ペーストをスクリーン印刷し、紫外線を照射し、アルカリ溶液で現像することによって導体パターンを形成する。この絶縁基材パターン及び導体パターンの積層によって、マザー積層体を得る。その後、このマザー積層体を個片に分断することによって多数の積層体１を得る。各外部電極の表面には、はんだ付け性向上、導電率向上、耐環境性向上を目的として、例えばNi / Auめっきを施す。
　上記積層体１の形成方法はこれに限らない。例えば、導体パターン形状に開口したスクリーン版による導体ペーストを印刷し積層する工法でもよい。また、絶縁基材に導体箔を貼付し、導体箔のパターンニングによって各絶縁体層の導体パターンを形成してもよい。外部電極の形成方法についてもこれに限らず、例えば、積層した素体に対する導体ペーストのディッピングやスパッタリング法によって、積層体１の底面及び側面に外部電極を形成してもよく、さらに、その表面にめっき加工を施してもよい。
　図５はフィルタモジュール１０１の透過係数の周波数特性を示す図である。図５の横軸は周波数、縦軸は透過係数である。図５において、特性Ａは本実施形態のローパスフィルタ１１の特性であり、特性Ｂ，Ｃ，Ｄは比較例としてのフィルタモジュールの特性である。特性Ｂは、図１Ａ、図１Ｂに示した相互インダクタンスＭを０としたときの特性である。
　本実施形態のフィルタモジュール１０１の特性Ａと比較例のフィルタモジュールの特性Ｂとを比較すると、いずれも通過周波数帯域は無線ＬＡＮとして使用される２．４ＧＨｚ帯であり、挿入損失が－３ｄＢとなる遮断周波数は約４．５ＧＨｚであるが、比較例のフィルタモジュールの特性Ｂの減衰極周波数が８．５ＧＨｚであるのに対し、本実施形態のフィルタモジュール１０１では、減衰極周波数が１２．５ＧＨｚである。
　図５中に矢印記号で表すように、遮断周波数と減衰極周波数との周波数差が小さいと、減衰極周波数から高い周波数域にかけての減衰量の跳ね上がりが急峻であり、かつ跳ね上がりが大きい（減衰がより浅い）。遮断周波数と減衰極周波数との周波数差が大きいと、減衰極周波数から高い周波数域にかけての減衰量の跳ね上がりが緩やかであり、跳ね上がりが小さい（減衰がより深い）。したがって、本実施形態のフィルタモジュール１０１は、特性Ｂを示す比較例としてのフィルタモジュールに比べて、減衰極より高周波数域での減衰量が大きい。これは、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド端子ＧＮＤとの間に生じるインダクタンス成分Ｌｐ及び回路基板のインダクタンス成分Ｌｇが負の相互インダクタンス（－Ｍ）で抑制されるからである。
　図５において、特性Ｃは、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド電極との間に生じるインダクタンス成分Ｌｐ、インダクタンス成分Ｌｇ及び相互インダクタンス（－Ｍ）の合成インダクタンス（Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ）が０である場合の特性である。特性Ｄは、合成インダクタンス（Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ）が負である場合の特性である。このように、インダクタンス成分Ｌｐ、インダクタンス成分Ｌｇ及び相互インダクタンス（－Ｍ）との合成インダクタンスが０又は負であれば、キャパシタＣ２とで共振が生じないので、減衰極が生じない。そのため遮断周波数より高周波数域での所定の減衰量が確保できない。また、インダクタンス成分Ｌｐ、インダクタンス成分Ｌｇ及び相互インダクタンス（－Ｍ）の合成インダクタンスが負の場合は、急峻性が著しく劣化してしまい、広帯域にわたって深い減衰を得ることがより困難となる。よって合成インダクタンス（Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ）は正であることが望ましい。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、ローパスフィルタとそれを実装する回路基板とで構成されるフィルタモジュールについて例示する。
　図６は第２の実施形態に係るフィルタモジュール１０２の斜視図である。図７はフィルタモジュール１０２の正面図である。回路基板２０の上面にはローパスフィルタ１１の各端子を接続するためのパッドが形成されている。また、ローパスフィルタ１１のグランド端子電極ＥＧＮＤが接続されるパッドから連続する配線電極３１が形成されている。回路基板２０の下面にはグランド電極３０が形成されている。このグランド電極３０は回路基板２０の基準電位電極であり、広面積に拡がっている。本実施形態では、グランド電極３０の面積は、ローパスフィルタ１１を平面視したときの矩形の長辺の２乗より大きい。回路基板２０の内部には、上面の配線電極３１と下面のグランド電極３０とを接続する層間接続導体３２Ａ，３２Ｂが形成されている。したがって、ローパスフィルタ１１のグランド端子電極ＥＧＮＤは、［配線電極３１］－［層間接続導体３２Ａ，３２Ｂ］－［グランド電極３０］の経路で回路基板２０のグランド電極３０に導通する。
　配線電極３１のインダクタンス成分及び層間接続導体３２Ａ，３２Ｂのインダクタンス成分は、図２に示したインダクタンス成分Ｌｇに相当する。
　図８はフィルタモジュール１０２の透過係数の周波数特性を示す図である。図８の横軸は周波数、縦軸は透過係数である。この例では、通過周波数帯域が、無線ＬＡＮとして使用されている２．４ＧＨｚ帯であり、挿入損失が－３ｄＢとなる遮断周波数は約４ＧＨｚであり、最も低い減衰極の減衰極周波数は１９ＧＨｚ以上である。このように、減衰極周波数が使用周波数帯より高域に移動することによって、フィルタモジュール１０２の減衰域を広帯域化できる。
《第３の実施形態》
　第３の実施形態では、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続点とグランドとの間に接続される回路がこれまでに示した例とは異なるフィルタモジュールについて示す。
　図９Ａは第３の実施形態に係るフィルタモジュール１０３の回路図である。図９Ｂはフィルタモジュール１０３の等価回路図である。このフィルタモジュール１０３は、グランド電極が形成された回路基板２０と、バンドパスフィルタ１３と、を有する。
　バンドパスフィルタ１３は、第１端子Ｔ１、第２端子Ｔ２及びグランド端子ＧＮＤを備える。また、バンドパスフィルタ１３は、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２との間に直列に接続された第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２及びキャパシタＣ１１，Ｃ１２と、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド端子ＧＮＤとの間に接続された、キャパシタＣ２と第３インダクタＬ３との並列回路と、を備える。
　バンドパスフィルタ１３は、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２との間にシリーズに接続されている、第１インダクタＬ１、第２インダクタＬ２及びキャパシタＣ１１，Ｃ１２による回路により、及び、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続点とグランドとの間に接続される第３インダクタＬ３及びキャパシタＣ２との並列回路により、バンドパスフィルタ特性を示す。
　図９Ａに示す第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド端子ＧＮＤとの間には寄生インダクタンス等のインダクタンス成分が生じる。図９Ｂはこのインダクタンス成分をインダクタＬｐで表している。
　図９Ｂに示すように、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２による回路を、インダクタＬＡ，ＬＢ，ＬＣによるＴ型等価回路で表すとき、相互インダクタンスを表すインダクタＬＣは、シリーズ接続されたインダクタＬＡ，ＬＢの接続点とグランド端子ＧＮＤとの間に接続される。第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２とは和動接続されているので、インダクタＬＡのインダクタンスは（Ｌ１＋Ｍ）、インダクタＬＢのインダクタンスは（Ｌ２＋Ｍ）、インダクタＬＣのインダクタンスは（－Ｍ）である。
　回路基板２０のグランド電極は回路基板２０の基準電位電極であり、通常、広面積に拡がる電極である。図９Ｂに示すように、回路基板２０の基準電位電極とバンドパスフィルタ１３のグランド端子ＧＮＤが接続されるグランド端子接続パッドとの間に寄生インダクタンス等のインダクタンス成分Ｌｇが生じる。
　図９Ｂにおいて、回路基板２０のグランド電極と、バンドパスフィルタ１３のグランド端子ＧＮＤとの間に生じるインダクタンス成分Ｌｇと、インダクタンス成分Ｌｐと、相互インダクタンス（－Ｍ）との合成インダクタンスは０より大きい。つまり、インダクタンス成分ＬｇのインダクタンスをＬｇで表し、インダクタンス成分ＬｐのインダクタンスをＬｐで表すと、（Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ）≧０である。
　上記構成により、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との磁界結合により、グランド端子ＧＮＤにシャント接続される経路に生じる負の相互インダクタンス（－Ｍ）によって、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰと、回路基板２０のグランド電極との間に生じるインダクタンス成分が抑制される。したがって、第３インダクタＬ３及びキャパシタＣ２の並列共振周波数より高域での、上記シャント接続される経路のインダクタンスが抑制されて、通過域より高域における減衰量が大きくなる。
　図１０はバンドパスフィルタ１３の透過係数の周波数特性を示す図である。図１０の横軸は周波数、縦軸は透過係数である。図１０において、特性Ａは本実施形態のバンドパスフィルタ１３の特性であり、特性Ｂは比較例としてのバンドパスフィルタの特性である。特性Ｂは、図９Ｂに示した相互インダクタンスＭを０としたときの特性である。
　本実施形態のバンドパスフィルタ１３の特性Ａと比較例のバンドパスフィルタの特性Ｂとを比較すると、いずれも通過帯域の中心周波数は約２．４ＧＨｚであるが、比較例のローパスフィルタの特性Ｂの減衰極周波数が８．５ＧＨｚであるのに対し、本実施形態のローパスフィルタ１１では、減衰極周波数が１２．５ＧＨｚである。
　本実施形態のバンドパスフィルタ１３は、特性Ｂを示す比較例としてのバンドパスフィルタに比べて、減衰極より高周波数域での減衰量が大きい。これは、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２との接続部ＣＰとグランド端子ＧＮＤとの間に生じるインダクタンス成分Ｌｐが負の相互インダクタンス（－Ｍ）で抑制されるからである。
《第４の実施形態》
　第４の実施形態では、以上に示したフィルタモジュール又はフィルタ素子を備える電子機器について例示する。
　図１１は第４の実施形態に係る電子機器２０１の構成を示すブロック図である。この電子機器２０１は、例えばいわゆるスマートフォンや携帯電話器である。この電子機器２０１は、デュプレクサ５３、アンテナ５４、制御回路５０、インターフェイス及びメモリ５１、周波数シンセサイザ５２を備える。送信系は、送話器６１、送信信号処理回路６２、送信ミキサ６３、送信フィルタ６４及びパワーアンプ６５で構成されている。受信系は、ローノイズアンプ７１、受信フィルタ７２、受信ミキサ７３、受信信号処理回路７４及び受話器７５で構成されている。パワーアンプ６５から出力される送信信号はデュプレクサ５３を介してアンテナ５４へ出力される。また、アンテナ５４で受信された信号はデュプレクサ５３を介してローノイズアンプ７１で増幅される。なお、通話ではなくデータ通信などの場合には、制御回路５０は受信信号を処理する。
　送信フィルタ６４や受信フィルタ７２には、本発明のフィルタモジュール又はフィルタ素子を適用できる。また、デュプレクサ５３の低周波数側のフィルタに本発明のフィルタモジュール又はフィルタ素子を適用できる。
　また、パワーアンプ６５の前後、ローノイズアンプ７１の前後、送信ミキサ６３の前後、受信ミキサ７３等の前後にフィルタを設ける場合に、それらのフィルタに、本発明のフィルタモジュール又はフィルタ素子を適用できる。
　また、現在のスマートフォンや携帯電話器は、複数のアンテナや、複数の周波数帯で使用されるので、バンドパスフィルタや分波器が多用されるが、これらバンドパスフィルタや分波器として、ローパスフィルタ特性を有する本発明のフィルタモジュール又はフィルタ素子とハイパスフィルタとを組み合わせることで構成することもできる。
　最後に、本発明は上述した実施形態に限られるものではない。当業者によって適宜変形及び変更が可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変形及び変更が含まれる。
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ１１，Ｃ１２…キャパシタ
Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ，Ｃ２ｃ…キャパシタ電極
ＣＬ１，ＣＬ２…コイル状導体
ＣＬ１ａ，ＣＬ１ｂ，ＣＬ１ｃ，ＣＬ１ｄ…コイル状導体
ＣＬ２ａ，ＣＬ２ｂ，ＣＬ２ｃ，ＣＬ２ｄ…コイル状導体
ＣＰ…接続部
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４…側部端子電極
ＥＧＮＤ…グランド端子電極
ＥＴ１…第１端子電極
ＥＴ２…第２端子電極
ＧＮＤ…グランド端子
Ｌ１…第１インダクタ
Ｌ２…第２インダクタ
Ｌ３…第３インダクタ
ＬＡ，ＬＢ，ＬＣ…インダクタ
Ｌｇ，Ｌｐ…インダクタンス成分
Ｍ…相互インダクタンス
Ｓ１～Ｓ１１…絶縁体層
Ｔ１…第１端子
Ｔ２…第２端子
Ｖ…層間接続導体
ＷＡ…巻回軸
１…積層体
１０…ローパスフィルタ
１１…ローパスフィルタ（フィルタ素子）
１３…バンドパスフィルタ（フィルタ素子）
２０…回路基板
３０…グランド電極
３１…配線電極
３２Ａ，３２Ｂ…層間接続導体
５０…制御回路
５１…メモリ
５２…周波数シンセサイザ
５３…デュプレクサ
５４…アンテナ
６１…送話器
６２…送信信号処理回路
６３…送信ミキサ
６４…送信フィルタ
６５…パワーアンプ
７１…ローノイズアンプ
７２…受信フィルタ
７３…受信ミキサ
７４…受信信号処理回路
７５…受話器
１０１，１０２，１０３…フィルタモジュール
２０１…電子機器

Claims (7)

  1. 　グランド電極が形成された回路基板と、当該回路基板に実装されたフィルタ素子とで構成されるフィルタモジュールであって、
    　前記フィルタ素子は、
    　第１端子と第２端子との間に直列に接続され互いに磁界結合する第１インダクタ及び第２インダクタと、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続部とグランド端子との間に接続されるキャパシタと、を備え、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは和動接続され、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとの磁界結合により前記接続部と前記グランド端子との間に生じる相互インダクタンスをＭで表し、前記接続部と前記グランド端子との間のインダクタンスをＬｐ、前記グランド端子と前記グランド電極との間の経路のインダクタンスをＬｇで表すとき、Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ≧０かつＬｐ－Ｍ＜０の関係にある、
    　フィルタモジュール。
  2. 　前記インダクタンスＬｐ、前記インダクタンスＬｇ、及び前記相互インダクタンスＭが、Ｌｐ＋Ｌｇ－Ｍ＞０の関係にある、
    　請求項１に記載のフィルタモジュール。
  3. 　前記キャパシタに並列接続される第３インダクタを有する、
    　請求項１又は２に記載のフィルタモジュール。
  4. 　前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、複数の絶縁体層の積層体に形成されたコイル状導体で構成され、
    　前記キャパシタは、前記複数の絶縁体層の積層方向に互いに対向するキャパシタ電極及び前記絶縁体層で構成され、
    　前記コイル状導体の巻回軸方向を視て、前記コイル状導体は少なくとも一部に前記キャパシタ電極に重ならない部分を有する、
    　請求項１から３のいずれかに記載のフィルタモジュール。
  5. 　前記第１端子は前記積層体に形成された第１端子電極で構成され、前記第２端子は前記積層体に形成された第２端子電極で構成され、
    　前記コイル状導体の巻回軸方向を視て、前記キャパシタ電極は、前記第１端子電極又は前記第２端子電極の少なくとも一方に重ならない部分を有する、
    　請求項４に記載のフィルタモジュール。
  6. 　グランド電極が形成されている回路基板に実装されるフィルタ素子であって、
    　前記グランド電極に接続されるグランド端子と、第１端子と第２端子との間に直列に接続され互いに磁界結合する第１インダクタ及び第２インダクタと、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの接続部と前記グランド端子との間に接続されるキャパシタと、を備え、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとは和動接続され、
    　前記第１インダクタと前記第２インダクタとの磁界結合により前記接続部と前記グランド端子との間に生じる相互インダクタンスをＭで表し、前記接続部と前記グランド端子との間のインダクタンスをＬｐで表すとき、Ｌｐ－Ｍ＜０の関係にある、
    　フィルタ素子。
  7. 　請求項１から５のいずれかに記載のフィルタモジュール又は請求項６に記載のフィルタ素子を備える電子機器。
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