WO2022030351A1 - アレーアンテナ - Google Patents

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WO2022030351A1
WO2022030351A1 PCT/JP2021/028071 JP2021028071W WO2022030351A1 WO 2022030351 A1 WO2022030351 A1 WO 2022030351A1 JP 2021028071 W JP2021028071 W JP 2021028071W WO 2022030351 A1 WO2022030351 A1 WO 2022030351A1
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WO
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antenna
directivity
antenna element
antenna elements
array antenna
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PCT/JP2021/028071
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祐太郎 三木
傑 山岸
一郎 桑山
大輔 宮脇
康介 曽根
Original Assignee
住友電気工業株式会社
株式会社オートネットワーク技術研究所
住友電装株式会社
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    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/08—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart the units being spaced along or adjacent to a rectilinear path
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/14—Reflecting surfaces; Equivalent structures
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
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    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/006—Selective devices having photonic band gap materials or materials of which the material properties are frequency dependent, e.g. perforated substrates, high-impedance surfaces
    • H01Q15/008—Selective devices having photonic band gap materials or materials of which the material properties are frequency dependent, e.g. perforated substrates, high-impedance surfaces said selective devices having Sievenpipers' mushroom elements
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture

Definitions

  • the 5th generation mobile communication system enables high-speed, large-capacity, and low-delay communication.
  • the 28 GHz band which is a quasi-millimeter wave band, is used.
  • the array antenna according to one aspect of the present disclosure is a dielectric provided between a plurality of antenna elements, a ground, and the plurality of antenna elements and the ground, from the plurality of antenna elements to the ground. It includes the dielectric having an electric length of 0.03 or more between them, and a shielding structure provided between at least the plurality of antenna elements and configured to shield radio waves radiated from each antenna element.
  • FIG. 1 is a plan view of the array antenna.
  • FIG. 2 is a sectional view taken along line II-II of the array antenna.
  • FIG. 3 is a sectional view taken along line III-III of the array antenna.
  • FIG. 4 is a graph showing the E-plane directivity of the antenna element.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing an EBG sequence.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of a region possessed by EBG.
  • FIG. 7 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 8 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 9 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 10 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 10 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 11 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 12 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 13 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 14 is a table showing the size of the coupling between adjacent elements.
  • FIG. 15 is a schematic diagram showing an EGB sequence.
  • FIG. 16 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 17 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 18 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 19 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 20 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 21 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 22 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 23 is a characteristic diagram showing the directivity of the second antenna element.
  • FIG. 24 is a table showing the size of the coupling between adjacent elements.
  • FIG. 25 is a schematic diagram showing the EGB sequence.
  • FIG. 26 is a graph showing wraparound between elements.
  • the array antenna is used, for example, for beamforming. Beamforming can increase the directivity of the beam to the communication partner.
  • the present inventors consider that when a high frequency such as a quasi-millimeter wave band or a millimeter wave band is used, a frequency lower than the quasi-millimeter wave band or the millimeter wave band, for example, a frequency of about 2 GHz is used.
  • a frequency lower than the quasi-millimeter wave band or the millimeter wave band for example, a frequency of about 2 GHz.
  • the beam emitted from the array antenna is easily disturbed depending on the direction because the directivity of each antenna element constituting the array antenna is randomly different. That is, when high frequencies such as quasi-millimeter wave band or millimeter wave band are used, the beam emitted from the array antenna has direction-dependent non-uniformity.
  • the directivity of each antenna element is different, the combined gain is also lowered as compared with the case where the directivity of each antenna element is the same.
  • the communication performance may deteriorate depending on the direction of the beam. Therefore, it is desired to ensure the uniformity of the beam formed by the array antenna.
  • the array antenna according to the embodiment includes a plurality of antenna elements, a ground, and a dielectric provided between the plurality of antenna elements and the ground.
  • the dielectric is composed of, for example, a solid dielectric substrate.
  • the dielectric may be a gas such as air.
  • the dielectric according to the embodiment has an electric length of 0.03 or more between the plurality of antenna elements and the ground.
  • the array antenna according to the embodiment includes a shielding structure provided between at least the plurality of antenna elements and configured to shield radio waves radiated from each antenna element. Even if the frequency becomes so high that the electric length of the dielectric becomes 0.03 or more, the uniformity of the beam formed by the array antenna can be ensured by the shielding structure.
  • the plurality of antenna elements include a first antenna element and a second antenna element arranged side by side in the first direction
  • the shielding structure includes a first region, a second region, and a third region.
  • the first region is provided between the first antenna element and the second antenna element, and the second region is directed toward a second direction orthogonal to the first direction.
  • the third region extends from the first region in parallel with the first direction from the second region, and is located around the first antenna element and the second antenna element. preferable. In this case, the uniformity of the beam can be further improved.
  • the shielding structure is preferably provided so as to surround the entire circumference of at least one antenna element included in the plurality of antenna elements. In this case, the uniformity of the beam can be further improved.
  • the shielding structure is provided so as to surround the entire circumference of each of the plurality of antenna elements. In this case, the uniformity of the beam can be further improved.
  • the distance between the plurality of antenna elements is preferably 1.5 ⁇ ( ⁇ is the free space wavelength of the radio wave) or less. In this case, an appropriate antenna element spacing as an array antenna can be obtained.
  • the shielding structure preferably has a structure in which a plurality of unit cells are periodically arranged. In this case, radio waves can be effectively shielded.
  • the unit cell is preferably a hexagonal cell. In this case, the shielding of radio waves becomes more reliable.
  • the dielectric has a physical length of 3 mm or less from the plurality of antenna elements to the ground.
  • the dielectric can be made sufficiently thin, and when configured as a flexible substrate, for example, the flexibility of the dielectric is increased.
  • the dielectric preferably has a physical length of 0.01 mm or more between the plurality of antenna elements and the ground.
  • the band can be secured when the physical length between the plurality of antenna elements and the ground is 0.01 mm or more.
  • the frequency of the radio wave is preferably 20 GHz or higher. In this case, since the frequency is high, the uniformity of the beam is easily disturbed, but the uniformity of the beam can be ensured by the shielding structure.
  • the array antenna 10 according to the embodiment is provided by a mobile station mounted on a mobile body such as a vehicle.
  • the mobile station communicates wirelessly with the base station.
  • Wireless communication is, for example, communication using a 5th generation mobile communication system (5G).
  • the mobile station can concentrate the beam on the base station while moving by beamforming.
  • the array antenna 10 includes a plurality of antenna elements 11, 12, 13, and 14.
  • the array antenna 10 is used, for example, for beamforming.
  • the array antenna 10 may be used for gain synthesis in addition to beamforming.
  • the beamforming may be analog beamforming or digital beamforming.
  • Analog beamforming is a method of changing the beam direction by analogically differentizing the phases of radio waves in each antenna element using a phase shifter.
  • Digital beamforming is a method of digitally synthesizing the phase and amplitude of each antenna element.
  • the array antenna 10 includes four antenna elements 11, 12, 13, and 14 arranged one-dimensionally at intervals in the X direction. In the following, it is assumed that the array antenna 10 shown in FIG.
  • the plurality of antenna elements may be two-dimensionally arranged in the XY plane.
  • the Z direction is the thickness direction of the array antenna 10.
  • the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 are arranged at equal intervals.
  • the upper limit of the adjacent spacing of the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 is, for example, 1.5 ⁇ ( ⁇ is the free space wavelength of the radio wave radiated from the antenna element), and is 1.0 ⁇ . It is preferably 0.8 ⁇ , and more preferably 0.8 ⁇ .
  • the lower limit of the interval between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, and 14 is, for example, 0.6 ⁇ and preferably 0.7 ⁇ .
  • the spacing between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, and 14 is 0.75 ⁇ as an example.
  • the adjacent spacing of the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 is equal to or less than one upper limit selected from the above-mentioned plurality of upper limits, and is equal to or more than one lower limit selected from the above-mentioned plurality of lower limits. It is preferable to set.
  • the spacing between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 suppresses the generation of grating lobes when array synthesis is performed, and the shielding structure 50 described later can be arranged between the antenna elements 11, 12, 13, 14.
  • the size of the degree is preferable.
  • the radio wave radiated by the array antenna 10 has a relatively high frequency.
  • the radio wave radiated by the array antenna 10 is preferably in the quasi-millimeter wave band or the millimeter-wave band. More specifically, the lower limit of the frequency of the radio wave radiated by the array antenna 10 is, for example, 3 GHz, more preferably 5 GHz, and even more preferably 10 GHz. Since a wide frequency bandwidth can be used at a high frequency, high-speed communication becomes possible because the frequency of the radio wave radiated by the array antenna 10 is high.
  • the lower limit of the frequency of the radio wave radiated by the array antenna 10 is more preferably 20 GHz, still more preferably 24 GHz, from the viewpoint of the quasi-millimeter wave band or the millimeter wave band.
  • the upper limit of the frequency of the radio wave radiated by the array antenna 10 is not particularly limited, but is, for example, 300 GHz, preferably 200 GHz, more preferably 100 GHz, and further preferably 50 GHz.
  • the frequency of the radio wave radiated by the array antenna 10 is preferably set in a range equal to or less than one upper limit selected from the above-mentioned plurality of upper limits and equal to or more than one lower limit selected from the above-mentioned plurality of lower limits. ..
  • the frequency of the radio wave radiated by the array antenna 10 is the 28 GHz band for the 5th generation mobile communication system.
  • the array antenna 10 has an upper surface (first surface) provided with a plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 and a lower surface (first surface) provided with a ground 20.
  • the second surface) and the first dielectric layer 31 having the above are provided.
  • the ground 20 is a portion having a reference potential.
  • the array antenna 10 according to the embodiment is configured as a planar antenna.
  • the planar antenna has a structure including an antenna element formed on one surface of the dielectric substrate and a ground formed on the other surface of the dielectric substrate. That is, the antenna elements 11, 12, 13, 14, the first dielectric layer 31, and the ground 20 according to the embodiment constitute a planar antenna.
  • the planar antenna shown in the figure is configured as a patch antenna as an example. Patch antennas are also called microstrip antennas.
  • the array antenna 10 includes a second dielectric layer 32.
  • the second dielectric layer 32 is provided so as to sandwich the ground 20 with the first dielectric layer 31. That is, a ground 20 is provided on the upper surface (first surface) of the second dielectric layer 32.
  • a microstrip line 25 serving as a feeder line to the antenna elements 11, 12, 13, and 14 is provided on the lower surface (second surface) on the side opposite to the ground 20.
  • the microstrip line 25 and the antenna elements 11, 12, 13, 14 are connected by a via 26.
  • the via 26 conducts the microstrip line 25 and the antenna elements 11, 12, 13, and 14.
  • the inside of the via 26 may be formed as a hollow through hole, or the inside may be filled with a synthetic resin or a metal body.
  • Both horizontal polarization (H polarization) and vertical polarization (V polarization) are input to each of the plurality of antenna elements 11, 12, 13, and 14.
  • the feeder lines to the antenna elements 11, 12, 13, and 14 may be provided on the upper surface (first surface) of the first dielectric layer 31. That is, the antenna elements 11, 12, 13, 14 and the feeder line thereof may be provided on the same surface.
  • the shielding structure 50 described later is arranged so as to avoid the feeding line.
  • the array antenna 10 includes a shielding structure 50 configured to shield radio waves radiated from the antenna elements 11, 12, 13, and 14.
  • the shielding structure 50 according to the embodiment has a periodic structure that cuts off a frequency band including the frequency of radio waves radiated from the antenna elements 11, 12, 13, and 14.
  • the shielding structure 50 is, for example, the electromagnetic bandgap (EBG) structure shown in FIGS. 1 to 3. As shown in FIG. 1, in the shielding structure 50, each antenna element 11, 12, 13, 14 is provided so as to surround the entire circumference of each of the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14.
  • a plurality of unit cells 51 formed on the upper surface (first surface) of the first dielectric layer 31 and each unit cell 51 are connected to the ground 20.
  • the unit cell 51 is a conductor such as copper.
  • the unit cell 51 is a hexagonal plate in the Z direction.
  • an EBG structure including a unit cell 51 and a via 53 is referred to as a mushroom structure.
  • a vialess EBG structure in which the via 53 is omitted may be adopted as shown in Patent Documents 1 and 2.
  • the plurality of unit cells 51 are periodically arranged via the gap G.
  • the unit cell 51 shown in FIG. 1 is preferably a regular hexagon, but may be a square as described later.
  • the gap between the unit cells 51 is preferably uniform. Further, it is preferable that the vertical (Y direction) and left / right (X direction) intervals between the antenna elements 11, 12, 13, 14 and the shielding structure 50 are almost equal and uniform.
  • a plurality of unit cell non-arrangement regions for arranging the antenna elements 11, 12, 13, 14 are formed.
  • the antenna elements 11, 12, 13, and 14 are arranged in the unit cell non-arrangement region. Since the antenna elements 11, 12, 13, and 14 are arranged in the unit cell non-arrangement region, the shielding structure 50 surrounds the entire circumference of each of the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14. As a result, the shielding structure 50 is provided between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, and 14.
  • a surface wave mode in which radio waves radiated from the antenna element propagate through the ground occurs.
  • the shielding structure 50 according to the embodiment suppresses the propagation of surface waves radiated from the antenna elements 11, 12, 13, and 14.
  • the shielding structure 50 existing between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 has at least one unit cell 51 in the X direction, which is the direction in which the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 are arranged. It is preferable to have, and as shown in FIG. 1, it is preferable to have two unit cells 51 in the X direction. Since there are at least two unit cells in the X direction, at least one gap G exists in the X direction, and the effect of suppressing the propagation of surface waves in the X direction is enhanced. Further, the shielding structure 50 existing between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 has at least one unit cell, preferably two unit cells, as shown in FIG. 2 in the Y direction orthogonal to the X direction. Is preferable. Since there are at least two unit cells in the Y direction, at least one gap G exists in the Y direction, and the effect of suppressing the propagation of surface waves in the Y direction is enhanced.
  • the array antenna 10 is formed on, for example, a rigid substrate.
  • the array antenna 10 may be formed on a flexible substrate. If the substrate on which the array antenna 10 is formed is thin, the flexibility increases.
  • the material of the substrate is not particularly limited as long as it is a dielectric.
  • the first dielectric layer 31 and the second dielectric layer 32 are made of a dielectric such as polyimide.
  • the dielectric may be, for example, a liquid crystal polymer, a PPE resin or a fluororesin.
  • the first dielectric layer 31 and the second dielectric layer 32 are configured as thin film-like members when bending deformation is possible.
  • the first dielectric layer 31 is located between the ground 20 and the antenna elements 11, 12, 13, 14, it greatly affects the characteristics of the array antenna 10.
  • the upper limit of the thickness (Z-direction length) of the film-shaped first dielectric layer 31 as the physical length is, for example, 3 mm, more preferably 2 mm, still more preferably 1.5 mm, and further. It is preferably 1 mm, more preferably 0.5 mm. By thinning the first dielectric layer 31 to this extent, flexibility can be ensured.
  • the lower limit of the thickness (Z-direction length) of the first dielectric layer 31 as a physical length is, for example, 0.01 mm, more preferably 0.05 mm, still more preferably 0.1 mm, and further. It is preferably 0.2 mm, more preferably 0.3 mm.
  • the thickness of the first dielectric layer 31 as a physical length is equal to or less than one upper limit selected from the above-mentioned plurality of upper limits, and is equal to or more than one lower limit selected from the above-mentioned plurality of lower limits. It is preferable to set it.
  • the relative permittivity of the first dielectric layer 31 is not particularly limited as long as it is 1 or more, but the upper limit of the relative permittivity is, for example, 10, and more preferably 5.
  • the relative permittivity of the first dielectric layer 31 is preferably in the range of 1 to 5, and more preferably in the range of 1.5 to 4.5.
  • the thickness of the first dielectric layer 31 as the electric length is preferably 0.03 or more.
  • the lower limit of the electrical length between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 to the ground 20 is more preferably 0.05, further preferably 0.1, and 0.15. Is even more preferable.
  • the upper limit of the electrical length between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 to the ground 20 is preferably 1, more preferably 0.7, and even more preferably 0.5. , 0.3 is more preferable, and 0.2 is even more preferable.
  • the electrical length between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 to the ground 20 is not less than or equal to one upper limit selected from the above-mentioned plurality of upper limits, and one selected from the above-mentioned plurality of lower limits. It is preferably set in the range above the lower limit.
  • the electrical length increases as the thickness t of the first dielectric layer 31 increases. Further, the electric length increases as the relative permittivity increases even if the thickness t of the first dielectric layer 31 is the same. Further, even if the thickness t of the first dielectric layer 31 is the same, the electric length increases as the wavelength becomes shorter.
  • the frequency of the radio wave radiated from the array antenna 10 is 28 GHz
  • the thickness t of the first dielectric layer 31 is 0.5 mm
  • the relative permittivity of the first dielectric layer 31 is 3.6.
  • the electric length of the first dielectric layer 31 (the electric length between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 and the ground 20) is 0.0886. The value is 0.03 or more.
  • the vacuum wavelength ⁇ 0 of the radio wave having a frequency of 28 GHz is 10.7 mm.
  • the electrical length between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14 to the ground 20) is 0.0177, which is a value less than 0.03.
  • Case 1 When the voltage standing wave ratio (VSWR) was determined for each of the array antennas 10 of Case 1 and Case 2, it was confirmed that Case 1 had a wider band. That is, in Case 1, the frequency range in which VSWR is less than 1.5 was 1 G [Hz] with 28 GHz as the center frequency, whereas in Case 2, it was 0.22 G [Hz]. ..
  • the specific band (center frequency ratio) in which VSWR is less than 1.5 is 3.6% in case 1 and is a wide band, whereas in case 2 it is 0.79% and a sufficient band is secured. Can not.
  • the ratio band (center frequency ratio) in which VSWR is less than 2 was 6.1% in Case 1 and 1.4% in Case 2.
  • the thickness of the first dielectric layer 31 is as large as possible in order to secure a wide band. According to the verification by the present inventors, the thickness of the first dielectric layer 31 is preferably 0.03 or more in terms of electrical length from the viewpoint of ensuring a wide band.
  • the present inventors when a high frequency such as a quasi-millimeter wave band or a millimeter wave band is used, the present inventors have a frequency lower than the quasi-millimeter wave band or the millimeter wave band, for example, a frequency of about 2 GHz.
  • a frequency of about 2 GHz We have newly found that the beam emitted from the array antenna is more likely to be disturbed depending on the direction than when.
  • the present inventors have found that the non-uniformity of the beam is caused by the radio waves radiated from the antenna elements 11, 12, 13, and 14 propagating on the ground 20 by the surface wave mode. ..
  • the radio waves generated from the antenna elements 11, 12, 13, 14 are not only radiated toward the communication partner, but also the ground 20 arranged behind the antenna elements 11, 12, 13, 14 by the surface wave mode. Propagate on the surface of.
  • the radio wave radiated from one antenna element 12 reaches the other antenna elements 11, 13 and 14, and coupling between the elements occurs.
  • unnecessary radiation of radio waves is generated from the end of the ground.
  • the directivity of each antenna element is disturbed.
  • the way in which the directivity of each antenna element is disturbed differs for each antenna element. Therefore, the beam formed by the array antenna is disturbed.
  • Such beam turbulence has not conventionally been a problem in an array antenna in which a frequency lower than the quasi-millimeter wave band or the millimeter-wave band, for example, a frequency of about 2 GHz is used.
  • a frequency lower than the quasi-millimeter wave band or the millimeter-wave band for example, a frequency of about 2 GHz is used.
  • the frequency becomes as high as the quasi-millimeter wave band or the millimeter-wave band radio waves are likely to propagate due to surface waves, and beam turbulence occurs.
  • the electric length of the dielectric becomes large. As the electrical length of the dielectric increases, radio waves are more likely to propagate due to surface waves.
  • the electrical length of the thickness of the first dielectric layer 31 is only 0.0028, coupled with the fact that the physical length of the first dielectric layer 31 is very thin.
  • the electrical length of the thickness of the first dielectric layer 31 becomes 0.0396, which is large. ..
  • each antenna element 11, 12, 13, 14 In order to ensure the uniformity of the beam, the directivity of each antenna element 11, 12, 13, 14 must be bilaterally symmetric and there is no disturbance, and the directivity of each antenna element 11, 12, 13, 14 (the directivity of each antenna element 11, 12, 13, 14 must be ensured. It is desirable that the amplitude / phase) and gain are uniform, and that the isolation between the antenna elements is sufficient. The former two are particularly liable to be disturbed by the surface wave mode.
  • FIG. 4 shows the relationship between the E-plane directivity (H polarization, horizontal plane directivity) of the single antenna element 11 and the thickness t of the first dielectric layer 31.
  • the H polarization is the horizontal polarization
  • the horizontal direction is the X direction in FIG.
  • the horizontal plane directivity is the directivity in the XZ plane (horizontal plane) in FIG.
  • the shielding structure 50 does not exist.
  • the thickness t is set to 3 types of 1 mm, 0.5 mm, and 0.1 mm.
  • the frequency of the radio wave was 28 GHz, and the relative permittivity of the first dielectric layer 31 was 3.6.
  • t 0.5 mm corresponds to the above-mentioned case 1
  • the first dielectric layer 31 is relatively thin, so even if the frequency is as high as 28 GHz, there is almost no disturbance in directivity.
  • the directivity of the antenna element 11 is disturbed when the thickness of the first dielectric layer 31 becomes large. That is, it was found that the disorder of the directivity of the antenna element 11 occurs when the thickness of the first dielectric layer 31 becomes larger than the wavelength of the radio wave.
  • radio waves between the antenna elements 11, 12, 13, 14 are transmitted by the shielding structure 50 provided between the plurality of antenna elements 11, 12, 13, 14. Propagation is suppressed, and it is possible to prevent the directivity of each antenna element 11, 12, 13, 14 from being disturbed. Therefore, the uniformity of the beam formed by the array antenna can be ensured.
  • FIGS. 5 to 13 show the results of verifying the effect of improving the directivity disorder by the shielding structure 5.
  • No. Simulations were performed for five types of array antennas 10: 1-1, 1-2, 1-3, 1-4, 1-5.
  • the directivity of the second antenna element 12 was obtained.
  • the frequency was 28 GHz.
  • the thickness t of the first dielectric layer 31 was 0.5 mm, and the relative permittivity of the first dielectric layer 31 was 3.6.
  • No. 1-5 is the same as the array antenna 10 shown in FIGS. 1 to 3, and a shielding structure 50 is provided around all the antenna elements 11, 12, 13, and 14.
  • the shielding structure 50 is arranged around the antenna element 12 in the first region E1, the second region E2, and the third region E3 shown in FIG.
  • the first region E1 is arranged between the first antenna element 11 and the second antenna element 12 arranged side by side in the X direction (first direction). Further, the first region E1 is arranged between the second antenna element 12 and the third antenna element 13 arranged side by side in the X direction (first direction).
  • the second region E2 extends from the first region E1 toward the Y direction (second direction) orthogonal to the X direction (first direction).
  • the second region E2 is arranged on both sides of the first region E1 in the Y direction.
  • the third region E3 extends parallel to the X direction (first direction) from the second region E2, and includes a first antenna element 11, a second antenna element 12, and a third antenna element 13 (and a fourth antenna). It is located around the element 14).
  • the third region E3 is arranged between the plurality of second regions E2.
  • No. 1-3 is No.
  • the shield structure 50 surrounds the entire circumference of the second antenna element 12 except for the third region E3 adjacent to the first antenna element 11 and the third antenna element 13 from the shield structure 50 of 1-4. ..
  • No. 1-2 is No.
  • the third region E3 is removed from the shielding structure 50 of 1-3.
  • No. 1-1 has no shielding structure 50.
  • FIG. 7 shows No. 1-2 and No.
  • the directivity (horizontal plane directivity; H polarization) of the second antenna element 12 in 1-1 is shown.
  • FIG. 8 shows No. 1-3 and No.
  • the directivity (horizontal plane directivity; H polarization) of the second antenna element 12 in 1-1 is shown.
  • FIG. 9 shows No. 1-4 and No.
  • the directivity (horizontal plane directivity; H polarization) of the second antenna element 12 in 1-1 is shown.
  • FIG. 10 shows No. 1-5 and No.
  • the directivity (horizontal plane directivity; H polarization) of the second antenna element 12 in 1-1 is shown.
  • FIG. 11 shows the vertical plane directivity in the H polarization of the second antenna element 12
  • FIG. 12 shows the horizontal plane directivity in the V polarization of the second antenna element 12
  • FIG. 13 shows the horizontal plane directivity of the second antenna element. It shows the vertical plane directivity in V polarization.
  • the V polarization is vertical polarization
  • the vertical direction is the Y direction in FIG.
  • the vertical plane directivity is the directivity in the YZ plane of FIG.
  • FIG. 14 shows that under the same conditions as the simulations shown in FIGS. 5 to 13, element-to-element wraparound (coupling between adjacent elements) between the first antenna element 11 and the second antenna element 12 at 28 GHz is performed in the second antenna element 12. The result of the investigation is shown.
  • FIG. 14 shows No. The maximum value of the inter-element coupling in each of 1-1 to 1-5 is shown.
  • the No. 1 having the shielding structure 50 is determined. 1-2 to No. It can be seen that the binding is reduced in all of 1-5. No. 1-4 and No. A decrease in the binding of 1-5 is particularly large and preferable.
  • FIGS. 15 to 23 show other simulation results in which the effect of improving the directivity disorder by the shielding structure 5 is verified.
  • the shape of the unit cell 51 of the shielding structure 50 is a square as shown in FIG.
  • Other points are the same as the simulations shown in FIGS. 5 to 13.
  • FIG. 16 shows No. 2-2 and No. It shows the horizontal plane directivity in the H polarization of the second antenna element 12 in 2-1.
  • the shielding structure 50 surrounds the entire circumference of each antenna element 11, 12, 13, 14, the directivity of each antenna element 11, 12, 13, 14 is easily aligned, and is formed by the entire array antenna 10. It is possible to prevent the beam from becoming non-uniform depending on the direction. Comparing the case where the unit cell 51 is a square and the case where the unit cell 51 is a regular hexagon, the regular hexagon has a large effect of improving the directivity and is preferable. That is, when the square unit cells 51 are densely arranged via the gap G, the longitudinal direction of the gap G becomes linear, and the effect of suppressing the propagation of radio waves in the longitudinal direction of the gap G is reduced.
  • the unit cells 51 which are regular hexagons, are densely arranged via the gap G, so that the effect of suppressing the propagation of radio waves is enhanced. Therefore, the directivity of each of the antenna elements 11, 12, 13, and 14 is made uniform, and the directivity improving effect is enhanced.
  • FIG. 17 shows the vertical plane directivity in the H polarization of the second antenna element 12
  • FIG. 18 shows the horizontal plane directivity in the V polarization of the second antenna element 12
  • FIG. 19 shows the horizontal plane directivity of the second antenna element. It shows the vertical plane directivity in V polarization. In each case, the effect of improving the directivity by the shielding structure 50 can be seen.
  • reference directivity is shown as a "reference”.
  • the reference directivity here indicates the ideal directivity in which only a single second antenna element 12 is provided on the ground 20 in an infinite plane.
  • a directivity close to the reference directivity can be obtained.
  • No. In 2-5 it is the closest to the reference directivity in the range near the front direction (0 °) (for example, from ⁇ 45 ° to + 45 °).
  • FIG. 24 shows the results of examining the wraparound between the first antenna element 11 and the second antenna element 12 (coupling between adjacent elements) in the second antenna element 12 under the same conditions as in the simulation shown in FIGS. 15 to 23. Is shown.
  • FIG. 24 shows No. The maximum value of the inter-element coupling in each of 2-1 to 2-5 is shown.
  • the values of both the H polarization and the V polarization are determined based on the criterion that the coupling is deteriorated if the value is -18.1 dB or less, No. 2-4 and No. In 2-5, it can be seen that the binding is reduced.
  • FIGS. 25 and 26 show the results of examining the magnitude of wraparound between the two antenna elements 11 and 12 with different element spacings.
  • the array antenna 10A has two antenna elements 11 and 12, and the element spacing is set to 10.7 mm (about 1 ⁇ ).
  • the array antenna 10B in the figure is provided with a shielding structure 50 having three rows of square unit cells between the elements of the array antenna 10A.
  • the array antenna 10C in the figure has two antenna elements 11 and 12, and the element spacing is set to 32.1 mm (about 3 ⁇ ).
  • the array antenna 10D in the figure is provided with a shielding structure 50 having 15 rows of square unit cells between the elements of the array antenna 10C.
  • graph 200A shows wraparound between adjacent elements for the array antenna 10A
  • graph 200B shows wraparound between adjacent elements for the array antenna 10B
  • graph 200C shows wraparound between adjacent elements for the array antenna 10C
  • graph 200D shows the wraparound between adjacent elements for the array antenna 10D.
  • the wraparound suppression effect of the shielding structure 50 is low. This is because the number of unit cell rows that can be arranged between the elements is reduced, and the radio wave shielding effect is reduced.
  • the element spacing cannot be made very large, and it is preferably 1.5 ⁇ or less, and more preferably about 1 ⁇ .
  • the element spacing is about 1 ⁇
  • only about 3 rows of unit cells can be arranged between the elements as in Nos. 1-2 and 2-2.
  • No. 1-3, 1-4, 1-5 and No. By forming the shielding structure 50 as in 2-3, 2-4, 2-5, it is advantageous to prevent the directivity from being disturbed.

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Abstract

アレーアンテナは、ビームフォーミングに用いられるアレーアンテナであって、複数のアンテナ素子と、グランドと、前記複数のアンテナ素子と前記グランドとの間に設けられた誘電体であって、前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の電気長が０．０３以上である前記誘電体と、少なくとも前記複数のアンテナ素子間に設けられ、各アンテナ素子から放射された電波を遮蔽するよう構成された遮蔽構造と、を備える。

Description

アレーアンテナ
　本開示は、アレーアンテナに関する。本出願は、２０２０年８月３日出願の日本出願第２０２０－１３１５２５号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての内容を援用するものである。
　第５世代移動通信システム（５Ｇ）は、高速、大容量、かつ低遅延での通信を可能にする。５Ｇでは、準ミリ波帯である２８ＧＨｚ帯域が使用される。
特開２０１３－５８５８５号公報 特開２０１３－１８３０８２号公報 特開２０１２－７０２３７号公報
　本開示の一態様に係るアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と、グランドと、前記複数のアンテナ素子と前記グランドとの間に設けられた誘電体であって、前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の電気長が０．０３以上である前記誘電体と、少なくとも前記複数のアンテナ素子間に設けられ、各アンテナ素子から放射された電波を遮蔽するよう構成された遮蔽構造と、を備える。
図１は、アレーアンテナの平面図である。 図２は、アレーアンテナのＩＩ－ＩＩ線断面図である。 図３は、アレーアンテナのＩＩＩ－ＩＩＩ線断面図である。 図４は、アンテナ素子のＥ面指向性を示すグラフである。 図５は、ＥＢＧ配列を示す概略図である。 図６は、ＥＢＧが有する領域の説明図である。 図７は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図８は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図９は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図１０は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図１１は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図１２は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図１３は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図１４は、隣接素子間結合の大きさを示す表である。 図１５は、ＥＧＢ配列を示す概略図である。 図１６は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図１７は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図１８は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図１９は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図２０は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図２１は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図２２は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図２３は、第２アンテナ素子の指向性を示す特性図である。 図２４は、隣接素子間結合の大きさを示す表である。 図２５は、ＥＧＢ配列を示す概略図である。 図２６は、素子間の回り込みを示すグラフである。
＜本開示が解決しようとする課題＞
　アレーアンテナは、例えば、ビームフォーミングに用いられる。ビームフォーミングによって、通信相手へのビームの指向性を高めることができる。
　本発明者らは、準ミリ波帯又はミリ波帯のような高い周波数が使用される場合、準ミリ波帯又はミリ波帯よりも低い周波数、例えば２ＧＨｚ程度の周波数、が使用される場合に比べて、アレーアンテナを構成する各アンテナ素子の指向性がランダムに異なるため、アレーアンテナから放射されるビームが、方向によって乱れ易いことを、新たに見出した。すなわち、準ミリ波帯又はミリ波帯のような高い周波数が使用される場合、アレーアンテナから放射されるビームは、方向に依存した不均一性を持つ。また、各アンテナ素子の指向性が異なると、各アンテナ素子の指向性が同一である場合に比べて、合成利得も下がる。
　ビームが不均一性を持つと、ビームの方向によって通信性能が低下するおそれがある。したがって、アレーアンテナによって形成されるビームの均一性を確保することが望まれる。
　＜本開示の効果＞
　本開示によれば、アレーアンテナによって形成されるビームの均一性を確保することができる。
　＜本開示の実施形態の概要＞
　以下、本開示の実施形態の概要を列記して説明する。
（１）実施形態に係るアレーアンテナは、複数のアンテナ素子と、グランドと、前記複数のアンテナ素子と前記グランドとの間に設けられた誘電体と、を備える。なお、誘電体は、例えば、固体である誘電体基板によって構成される。ただし、誘電体は、空気などの気体であってもよい。
　実施形態に係る誘電体は、前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の電気長が０．０３以上である。実施形態に係るアレーアンテナは、少なくとも前記複数のアンテナ素子間に設けられ、各アンテナ素子から放射された電波を遮蔽するよう構成された遮蔽構造を備える。誘電体の電気長が０．０３以上になるほどに周波数が高くなっても、遮蔽構造によって、アレーアンテナによって形成されるビームの均一性を確保することができる。
（２）複数のアンテナ素子は、第１方向に並んで配置された第１アンテナ素子及び第２アンテナ素子を有し、前記遮蔽構造は、第１領域と、第２領域と、第３領域と、を有し、前記第１領域は、前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子との間に設けられ、前記第２領域は、前記第１方向と直交する第２方向へ向けて、前記第１領域から延設され、前記第３領域は、前記第２領域から前記第１方向と平行に延設されており、前記第１アンテナ素子及び前記第２アンテナ素子の周辺に位置するのが好ましい。この場合、ビームの均一性をより高めることができる。
（３）前記遮蔽構造は、複数のアンテナ素子に含まれる少なくとも一つのアンテナ素子の全周を囲むように設けられているのが好ましい。この場合、ビームの均一性をさらに高めることができる。
（４）前記遮蔽構造は、複数のアンテナ素子それぞれのアンテナ素子の全周を囲むように設けられているのが好ましい。この場合、ビームの均一性をさらに高めることができる。
（５）複数のアンテナ素子の間隔は、１．５λ（λは、前記電波の自由空間波長）以下であるのが好ましい。この場合、アレーアンテナとしての適切なアンテナ素子間隔が得られる。
（６）前記遮蔽構造は、複数の単位セルが、周期的に配列された構造を有するのが好ましい。この場合、効果的に電波を遮蔽できる。
（７）前記単位セルは、六角形セルであるのが好ましい。この場合、電波の遮蔽がより確実になる。
（８）前記誘電体は、前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の物理長が、３ｍｍ以下であるのが好ましい。この場合、誘電体を十分に薄くでき、例えばフレキシブル基板として構成されている場合、誘電体の柔軟性が高まる。
（９）前記誘電体は、前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の物理長が、０．０１ｍｍ以上であるのが好ましい。前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の物理長が、０．０１ｍｍ以上あることで、帯域を確保することができる。
（１０）前記電波の周波数は、２０ＧＨｚ以上であるのが好ましい。この場合、周波数が高いため、ビームの均一性が乱れ易いが、遮蔽構造によって、ビームの均一性を確保することができる。
　＜本開示の実施形態の詳細＞
　以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態の詳細を説明する。なお、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
　図１から図３は、実施形態に係るアレーアンテナ１０を示している。実施形態に係るアレーアンテナ１０は、例えば、車両などの移動体に搭載された移動局が備える。移動局は、基地局との間で無線通信をする。無線通信は、例えば、第５世代移動通信システム（５Ｇ）を用いた通信である。移動局は、ビームフォーミングによって、移動しながら基地局へビームを集中させることができる。
　アレーアンテナ１０は、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４を備える。アレーアンテナ１０は、例えば、ビームフォーミングに用いられる。アレーアンテナ１０は、ビームフォーミング以外に、利得合成に用いられてもよい。なお、ビームフォーミングは、アナログビームフォーミングであってもよいし、デジタルビームフォーミングであってもよい。アナログビームフォーミングは、移相器を用いて各アンテナ素子における電波の位相をアナログ的に異ならせて、ビーム方向を変更する方式である。デジタルビームフォーミングは、各アンテナ素子における位相・振幅をデジタル的に合成する方式である。図１において、アレーアンテナ１０は、Ｘ方向に間隔をおいて一次元配列された４個のアンテナ素子１１，１２，１３，１４を備える。以下では、図１に示すアレーアンテナ１０は、Ｘ方向を水平方向にし、Ｘ方向に直交するＹ方向を垂直方向にして用いられるものとする。複数のアンテナ素子は、ＸＹ平面において、二次元配列されていてもよい。なお、図１において、Ｚ方向は、アレーアンテナ１０の厚さ方向である。
　実施形態に係る複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４は、等間隔に配置されている。複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４の隣り合う間隔の上限は、例えば、１．５λ（λは、アンテナ素子から放射される電波の自由空間波長）であり、１．０λであるのが好ましく、０．８λであるのがより好ましい。複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４の間隔の下限は、例えば、０．６λであり、０．７λであるのが好ましい。複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４の間隔は、一例として、０．７５λである。複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４の隣り合う間隔は、前述の複数の上限から選択される一つの上限以下であって、前述の複数の下限から選択される一つの下限以上の範囲において設定されるのが好ましい。
　複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４の間隔は、アレー合成したときにグレーティングローブの発生が抑えられており、アンテナ素子１１，１２，１３，１４間に、後述の遮蔽構造５０が配置できる程度の大きさが好ましい。
　実施形態に係るアレーアンテナ１０が放射する電波は、比較的高い周波数を持つ。アレーアンテナ１０が放射する電波は、準ミリ波帯又はミリ波帯であるのが好ましい。より具体的には、アレーアンテナ１０が放射する電波の周波数の下限は、例えば、３ＧＨｚであり、より好ましくは、５ＧＨｚであり、さらに好ましくは、１０ＧＨｚである。高い周波数では広い周波数帯域幅を使用することができるため、アレーアンテナ１０が放射する電波の周波数が高いことで、高速通信が可能になる。アレーアンテナ１０が放射する電波の周波数の下限は、準ミリ波帯又はミリ波帯であるという観点からは、さらに好ましくは、２０ＧＨｚであり、さらに好ましくは、２４ＧＨｚである。
　アレーアンテナ１０が放射する電波の周波数の上限は、特に限定されないが、例えば、３００ＧＨｚであり、好ましくは２００ＧＨｚであり、より好ましくは１００ＧＨｚであり、さらに好ましくは、５０ＧＨｚである。アレーアンテナ１０が放射する電波の周波数は、前述の複数の上限から選択される一つの上限以下であって、前述の複数の下限から選択される一つの下限以上の範囲において設定されるのが好ましい。
　なお、以下の説明では、アレーアンテナ１０が放射する電波の周波数は、第５世代移動通信システムのための２８ＧＨｚ帯であるものとする。
　図２及び図３に示すように、実施形態に係るアレーアンテナ１０は、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４が設けられた上面（第１面）と、グランド２０が設けられた下面（第２面）と、を有する第１誘電体層３１を備える。グランド２０は、基準電位を有する部分である。
　実施形態に係るアレーアンテナ１０は、平面アンテナとして構成されている。平面アンテナは、誘電体基板の一面に形成されたアンテナ素子と、誘電体基板の他面に形成されたグランドと、を備える構造である。すなわち、実施形態に係るアンテナ素子１１，１２，１３，１４、第１誘電体層３１、及びグランド２０は、平面アンテナを構成している。図示の平面アンテナは、一例として、パッチアンテナとして構成されている。パッチアンテナは、マイクロストリップアンテナとも呼ばれる。
　実施形態に係るアレーアンテナ１０は、第２誘電体層３２を備える。第２誘電体層３２は、第１誘電体層３１との間にグランド２０を挟むように設けられている。すなわち、第２誘電体層３２の上面（第１面）には、グランド２０が設けられている。第２誘電体層３２において、グランド２０とは反対側の下面（第２面）には、アンテナ素子１１，１２，１３，１４への給電線となるマイクロストリップ線路２５が設けられている。マイクロストリップ線路２５とアンテナ素子１１，１２，１３，１４とは、ビア２６によって接続されている。ビア２６は、マイクロストリップ線路２５とアンテナ素子１１，１２，１３，１４とを導通させる。ビア２６は、内部が中空のスルーホールとして形成されていてもよいし、内部が合成樹脂又は金属体によって充実されていてもよい。なお、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４それぞれには、水平偏波（Ｈ偏波）及び垂直偏波（Ｖ偏波）の両方が入力される。なお、アンテナ素子１１，１２，１３，１４への給電線は、第１誘電体層３１の上面（第１面）に設けられていてもよい。すなわち、アンテナ素子１１，１２，１３，１４と、その給電線とは、同じ面に設けられていてもよい。この場合、後述の遮蔽構造５０は、給電線を避けて配置される。
　実施形態に係るアレーアンテナ１０は、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４から放射された電波を遮蔽するよう構成された遮蔽構造５０を備える。実施形態に係る遮蔽構造５０は、アンテナ素子１１，１２，１３，１４から放射された電波の周波数を含む周波数帯域を遮断する周期構造を有する。遮蔽構造５０は、例えば、図１から図３に示される電磁バンドギャップ（ＥＢＧ）構造である。図１に示すように、遮蔽構造５０は、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４は、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４それぞれの全周を囲むように設けられている
　図２及び図３に示す遮蔽構造５０（ＥＢＧ構造）は、第１誘電体層３１の上面（第１面）に形成された複数の単位セル５１と、各単位セル５１をグランド２０と接続するビア５２と、を備える。単位セル５１は銅等の導体である。例えば、単位セル５１は、Ｚ方向視において六角形の板である。図２及び図３のように、単位セル５１とビア５３とを備えるＥＢＧ構造をマッシュルーム構造という。なお、遮蔽構造５０として、特許文献１，２に示すようにビア５３が省略されたビアレスＥＢＧ構造を採用してもよい。
　複数の単位セル５１は、ギャップＧを介して、周期的に配列されている。図１に示す単位セル５１は、正六角形であるのが好ましいが、後述のように正方形であってもよい。単位セル５１間のギャップは、均一であるのが好ましい。また、アンテナ素子１１，１２，１３，１４と遮蔽構造５０との上下（Ｙ方向）及び左右（Ｘ方向）の間隔は偏りがほぼなく均等であるのが好ましい。
　複数の単位セル５１の配列中には、アンテナ素子１１，１２，１３，１４を配置するための複数の単位セル非配置領域が形成されている。アンテナ素子１１，１２，１３，１４は、単位セル非配置領域中に配置されている。アンテナ素子１１，１２，１３，１４が単位セル非配置領域中に配置されていることで、遮蔽構造５０は、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４それぞれの全周を囲んでいる。この結果、遮蔽構造５０は、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４間に設けられている。
　パッチアンテナなどの平面アンテナでは、アンテナ素子から放射された電波が、グランドを伝搬する表面波モードが発生する。実施形態に係る遮蔽構造５０は、アンテナ素子１１，１２，１３，１４から放射された表面波の伝搬を抑制する。
　複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４間に存在する遮蔽構造５０は、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４が並んでいる方向であるＸ方向において、少なくとも１個の単位セル５１を有するのが好ましく、図１に示すように、Ｘ方向において２個の単位セル５１を有するのが好ましい。Ｘ方向に少なくとも２個の単位セルが存在することで、Ｘ方向に少なくとも１個のギャップＧが存在することになり、Ｘ方向への表面波の伝搬の抑制効果が高まる。また、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４間に存在する遮蔽構造５０は、Ｘ方向に直交するＹ方向において、少なくとも１個、好ましくは図２に示すように２個の単位セルを有するのが好ましい。Ｙ方向に少なくとも２個の単位セルが存在することで、Ｙ方向に少なくも１個のギャップＧが存在することになり、Ｙ方向への表面波の伝搬の抑制効果が高まる。
　実施形態に係るアレーアンテナ１０は、例えば、リジッド基板に形成される。アレーアンテナ１０は、フレキシブル基板に形成されていてもよい。アレーアンテナ１０が形成される基板が薄いと柔軟性が増す。基板の素材は、誘電体であれば特に限定されない。
　第１誘電体層３１及び第２誘電体層３２は、ポリイミドなどの誘電体によって構成されている。誘電体は、例えば、液晶ポリマー、ＰＰＥ樹脂又はフッ素樹脂であってもよい。なお、第１誘電体層３１及び第２誘電体層３２は、曲げ変形を可能にする場合には、薄いフィルム状部材として構成される。
　第１誘電体層３１は、グランド２０とアンテナ素子１１，１２，１３，１４との間にあるため、アレーアンテナ１０の特性に大きく影響を与える。
　フィルム状の第１誘電体層３１の物理長としての厚さ（Ｚ方向長さ）の上限は、例えば、３ｍｍであり、より好ましくは２ｍｍであり、さらに好ましくは、１．５ｍｍであり、さらに好ましくは１ｍｍであり、さらに好ましくは、０．５ｍｍである。この程度に第１誘電体層３１を薄くすることで、柔軟性を確保できる。
　第１誘電体層３１の物理長としての厚さ（Ｚ方向長さ）の下限は、例えば、０．０１ｍｍであり、より好ましくは０．０５ｍｍであり、さらに好ましくは０．１ｍｍであり、さらに好ましくは、０．２ｍｍであり、さらに好ましくは０．３ｍｍである。第１導電体層３１の厚さを前述の下限よりも大きくすることで、第１誘電体層３１の厚さを比較的大きくすることができ、広い通信帯域を確保することができ有利である。なお、第１誘電体層３１の物理長としての厚さは、前述の複数の上限から選択される一つの上限以下であって、前述の複数の下限から選択される一つの下限以上の範囲において設定されるのが好ましい。
　第１誘電体層３１の比誘電率は、１以上であれば特に限定されないが、比誘電率の上限は、例えば、１０であり、より好ましくは５である。第１誘電体層３１の比誘電率は、１から５までの範囲にあるのが好ましく、１．５から４．５までの範囲にあるのがより好ましい。
　第１誘電体層３１の電気長としての厚さ、すなわち、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４からグランド２０までの間の電気長は、０．０３以上であるのが好ましい。複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４からグランド２０までの間の電気長の下限は、０．０５であるのがより好ましく、０．１であるのがさらに好ましく、０．１５であるのがさらに好ましい。
　複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４からグランド２０までの間の電気長の上限は、１であるのが好ましく、０．７であるのがより好ましく、０．５であるのがさらに好ましく、０．３であるのがさらに好ましく、０．２であるのがさらに好ましい。複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４からグランド２０までの間の電気長は、前述の複数の上限から選択される一つの上限以下であって、前述の複数の下限から選択される一つの下限以上の範囲において設定されるのが好ましい。
　ここで、電気長は、第１誘電体層３１の厚さ（物理長）ｔ、真空波長λ０、比誘電率εｒによって定義され、以下の式（１）によって示されるように、真空波長λ０に対する第１誘電体層３１の厚さｔの比として算出される。
　電気長＝（ｔ／λ０）×√εｒ　・・・（１）
　電気長は、第１誘電体層３１の厚さｔが大きくなれば、増大する。また、電気長は、第１誘電体層３１の厚さｔが同じであっても、比誘電率が大きくなると増加する。また、電気長は、第１誘電体層３１の厚さｔが同じであっても、波長が短くなれば増大する。
　例えば、アレーアンテナ１０から放射される電波の周波数が２８ＧＨｚであり、第１誘電体層３１の厚さｔが０．５ｍｍであり、第１誘電体層３１の比誘電率が３．６である場合（ケース１：ｔ＝０．５ｍｍ）、第１誘電体層３１の電気長（複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４からグランド２０までの間の電気長）は、０．０８８６となり、０．０３以上の値となる。光速を２９９７９２４５８ｍ／ｓとすると、周波数が２８ＧＨｚである電波の真空波長λ０は、１０．７ｍｍである。
　一方、第１誘電体層３１の厚さｔを０．１ｍｍまで薄くし、その他は上記と同じ条件とした場合（ケース２：ｔ＝０．１ｍｍ）、第１誘電体層３１の電気長（複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４からグランド２０までの間の電気長）は、０．０１７７となり、０．０３未満の値となる。
　ケース１及びケース２それぞれのアレーアンテナ１０において電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を求めたところ、ケース１のほうが広帯域性を有していることが確認された。すなわち、ケース１では、ＶＳＷＲが１．５未満となる周波数範囲が、２８ＧＨｚを中心周波数として１Ｇ［Ｈｚ］の範囲であったのに対して、ケース２では、０．２２Ｇ［Ｈｚ］であった。ＶＳＷＲが１．５未満となる比帯域（中心周波数比）は、ケース１では、３．６％であり広帯域であるのに対して、ケース２では、０．７９％であり十分な帯域が確保できない。また、ＶＳＷＲが２未満となる比帯域（中心周波数比）は、ケース１では、６．１％であるのに対して、ケース２では、１．４％であった。
　このように、フレキシブル性を確保するために薄い第１誘電体層３１を用いるとしても、広帯域を確保するには、第１誘電体層３１の厚さはできるだけ大きいほうが好ましい。本発明者らの検証によれば、第１誘電体層３１の厚さは、広帯域を確保するという観点からは、電気長で０．０３以上であるのが好ましい。
　さて、前述のように、本発明者らは、準ミリ波帯又はミリ波帯のような高い周波数が使用される場合、準ミリ波帯又はミリ波帯よりも低い周波数、例えば２ＧＨｚ程度の周波数、が使用される場合に比べて、アレーアンテナから放射されるビームが、方向によって乱れ易いことを、新たに見出した。
　本発明者らは、ビームの不均一性が、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４から放射された電波が、表面波モードによってグランド２０を伝搬しているために生じていることを見出した。各アンテナ素子１１，１２，１３，１４から生じた電波は、通信相手に向けて放射されるだけでなく、表面波モードによって、アンテナ素子１１，１２，１３，１４の背後に配置されたグランド２０の表面を伝搬する。表面波モードによって、あるアンテナ素子１２から放射された電波は、他のアンテナ素子１１，１３，１４に到達し、素子間結合が生じる。また、グランド端部からの電波の不要放射が生じる。この結果、各アンテナ素子の指向性が乱れる。また、各アンテナ素子の指向性の乱れ方は、アンテナ素子毎に異なる。このため、アレーアンテナによって形成されるビームが乱れることになる。
　このようなビームの乱れは、準ミリ波帯又はミリ波帯よりも低い周波数、例えば２ＧＨｚ程度の周波数、が用いられるアレーアンテナにおいては、従来、問題にならなかった。しかし、準ミリ波帯又はミリ波帯程度に周波数が高くなると、表面波による電波の伝搬が生じ易くなり、ビームの乱れが生じる。
　つまり、アンテナ素子とグランドとの間に設けられた誘電体の厚さの物理長が同じであっても、電波の周波数が高くなり波長が短い場合、誘電体の電気長が大きくなる。誘電体の電気長が大きくなると、表面波による電波の伝搬が生じ易くなる。
　例えば、第１誘電体層３１の厚さ（物理長）ｔが０．３ｍｍであり、第１誘電体層３１の比誘電率が２である場合において、周波数が２ＧＨｚ（真空波長λ０＝１４９．９ｍｍ）であると、第１誘電体層３１の物理長が非常に薄いことも相まって、第１誘電体層３１の厚さの電気長は、わずか０．００２８である。一方、同じ第１誘電体層３１であっても、周波数が２８ＧＨｚ（真空波長λ０＝１０．７ｍｍ）であると、第１誘電体層３１の厚さの電気長は、０．０３９６となり大きくなる。
　このように、誘電体の電気長が０．０３以上になる程度に、アンテナ素子１１，１２，１３，１４から放射される電波の周波数が高くなると、誘電体の電気長が大きいために、表面波による電波の伝搬が生じ易くなる。このため、各アンテナ素子の指向性が乱れる。この結果、アレーアンテナによって形成されるビームの均一性が損なわれる。
　なお、ビームの均一性を確保するには、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４の指向性が左右対称であって乱れがないこと、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４の指向性（振幅・位相）及び利得が揃っていること、及び、各アンテナ素子間のアイソレーションが十分にとれていること、が望まれる。前２者は、表面波モードによって特に乱れ易い。
　図４は、単一のアンテナ素子１１のＥ面指向性（Ｈ偏波、水平面指向性）と第１誘電体層３１の厚さｔとの関係を示している。ここで、Ｈ偏波は、水平偏波であり、水平方向は、図１におけるＸ方向である。水平面指向性は、図１におけるＸＺ平面（水平面）における指向性である。なお、遮蔽構造５０は存在しない。図４では、厚さｔを、１ｍｍ、０．５ｍｍ、０．１ｍｍの３種類とした。電波の周波数は、２８ＧＨｚであり、第１誘電体層３１の比誘電率は３．６とした。ｔ＝０．５ｍｍは前述のケース１に相当し、ｔ＝０．１ｍｍはケース２に相当する。
　ｔ＝０．１ｍｍの場合、第１誘電体層３１が比較的薄いため、周波数が２８ＧＨｚと高くても、指向性の乱れはほとんどない。これに対して、ｔ＝０．５ｍｍになると、ピーク付近に乱れが生じ、ｔ＝１ｍｍになると、左右非対称性も生じている。
　このように、周波数が高くなると、アンテナ素子１１の指向性は、第１誘電体層３１の厚さが大きくなると乱れる。すなわち、アンテナ素子１１の指向性の乱れは、第１誘電体層３１の厚さが、電波の波長に対して大きくなる場合に発生することが判明した。
　上記の問題に対して、実施形態に係るアレーアンテナ１０では、複数のアンテナ素子１１，１２，１３，１４間に設けられた遮蔽構造５０によって、アンテナ素子１１，１２，１３，１４間の電波の伝搬が抑制され、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４の指向性が乱れるのを防止できる。したがって、アレーアンテナによって形成されるビームの均一性を確保することができる。
　図５から図１３は、遮蔽構造５による指向性乱れの改善効果を検証した結果を示している。ここでは、Ｎｏ．１－１，１－２，１－３，１－４，１－５の５種類のアレーアンテナ１０についてシミュレーションを行った。シミュレーションでは、第２アンテナ素子１２の指向性を求めた。周波数は、２８ＧＨｚとした。また、第１誘電体層３１の厚さｔは０．５ｍｍとし、第１誘電体層３１の比誘電率は３．６とした。
　Ｎｏ．１－５は、図１から図３に示すアレーアンテナ１０と同様であり、全てのアンテナ素子１１，１２，１３，１４の周囲に遮蔽構造５０が設けられている。
　Ｎｏ．１－４は、アンテナ素子１２の周囲において、図６に示す第１領域Ｅ１，第２領域Ｅ２，及び第３領域Ｅ３に、遮蔽構造５０を配置したものである。第１領域Ｅ１は、Ｘ方向（第１方向）に並んで配置された第１アンテナ素子１１と第２アンテナ素子１２との間に配置されている。また、第１領域Ｅ１は、Ｘ方向（第１方向）に並んで配置された第２アンテナ素子１２と第３アンテナ素子１３との間に配置されている。
　第２領域Ｅ２は、Ｘ方向（第１方向）と直交するＹ方向（第２方向）へ向けて、第１領域Ｅ１から延設されている。第２領域Ｅ２は、第１領域Ｅ１のＹ方向両側に配置されている。
　第３領域Ｅ３は、第２領域Ｅ２からＸ方向（第１方向）と平行に延設されており、第１アンテナ素子１１、第２アンテナ素子１２、及び第３アンテナ素子１３（並びに第４アンテナ素子１４）の周辺に位置する。第３領域Ｅ３は、複数の第２領域Ｅ２の間に配置されている。
　Ｎｏ．１－３は、Ｎｏ．１－４の遮蔽構造５０から、第１アンテナ素子１１及び第３アンテナ素子１３に隣接する第３領域Ｅ３を除き、第２アンテナ素子１２の全周を遮蔽構造５０が囲むようにしたものである。
　Ｎｏ．１－２は、Ｎｏ．１－３の遮蔽構造５０から、第３領域Ｅ３を除いたものである。
　Ｎｏ．１－１は、遮蔽構造５０を有しないものである。
　図７は、Ｎｏ．１－２とＮｏ．１－１における第２アンテナ素子１２の指向性（水平面指向性；Ｈ偏波）を示している。図８は、Ｎｏ．１－３とＮｏ．１－１における第２アンテナ素子１２の指向性（水平面指向性；Ｈ偏波）を示している。図９は、Ｎｏ．１－４とＮｏ．１－１における第２アンテナ素子１２の指向性（水平面指向性；Ｈ偏波）を示している。図１０は、Ｎｏ．１－５とＮｏ．１－１における第２アンテナ素子１２の指向性（水平面指向性；Ｈ偏波）を示している。
　図７から図１０に示すように、Ｎｏ．１－２，Ｎｏ．１－３，Ｎｏ．１－４，Ｎｏ．１－５の順で指向性改善効果が大きくなり、Ｎｏ．１－５の指向性改善効果が最も高くなった。すなわち、遮蔽構造５０を有しないＮｏ１－１では、指向性パターンの凹凸が大きく指向性が乱れている。しかし、Ｎｏ．１－２，Ｎｏ．１－３，Ｎｏ．１－４，Ｎｏ．１－５の順で指向性パターンの凹凸が小さくなり、指向性改善効果が大きくなっている。したがって、少なくとも複数のアンテナ素子間に遮蔽構造５０が存在するのが好ましく、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４それぞれの全周を遮蔽構造５０が囲んでいるのが最も好ましいことがわかる。
　図１１は、第２アンテナ素子１２のＨ偏波における垂直面指向性を示し、図１２は、第２アンテナ素子１２のＶ偏波における水平面指向性を示し、図１３は、第２アンテナ素子のＶ偏波における垂直面指向性を示している。いずれも、遮蔽構造５０による指向性改善効果がみられる。なお、Ｖ偏波は、垂直偏波であり、垂直方向は、図１におけるＹ方向である。垂直面指向性は、図１のＹＺ平面における指向性である。
　図１４は、図５から図１３に示すシミュレーションと同じ条件で、第１アンテナ素子１１と第２アンテナ素子１２間での２８ＧＨｚにおける素子間回り込み（隣接素子間結合）を、第２アンテナ素子１２において調べた結果を示している。図１４は、Ｎｏ．１－１から１－５のそれぞれにおける素子間結合の最大値を示している。ここでは、Ｈ偏波及びＶ偏波いずれの値も、－１８．３ｄＢ以下であれば結合が低下しているという基準に基づいて判定すると、遮蔽構造５０を有するＮｏ．１－２からＮｏ．１－５のいずれも、結合が低下していることがわかる。Ｎｏ．１－４及びＮｏ．１－５の結合の低下が特に大きく好ましい。
　図１５から図２３は、遮蔽構造５による指向性乱れの改善効果を検証した他のシミュレーション結果を示している。ここでは、遮蔽構造５０の単位セル５１の形状を、図１５に示すように、正方形とした。その他の点については、図５から図１３に示すシミュレーションと同様である。
　図１６は、Ｎｏ．２－２とＮｏ．２－１における第２アンテナ素子１２のＨ偏波における水平面指向性を示している。
　図１６に示すように、Ｎｏ．２－２，Ｎｏ．２－３，Ｎｏ．２－４，Ｎｏ．２－５の順で指向性改善効果が大きくなり、Ｎｏ．１－５の指向性改善効果が最も高くなった。すなわち、遮蔽構造５０を有しないＮｏ２－１では、指向性パターンの凹凸が大きく指向性が乱れている。しかし、Ｎｏ．２－２，Ｎｏ．２－３，Ｎｏ．２－４，Ｎｏ．２－５の順で指向性パターンの凹凸が小さくなり、指向性改善効果が大きくなっている。したがって、少なくとも複数のアンテナ素子間に遮蔽構造５０が存在するのが好ましく、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４それぞれの全周を遮蔽構造５０が囲んでいるのが最も好ましいことがわかる。各アンテナ素子１１，１２，１３，１４の全周を遮蔽構造５０が囲んでいることで、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４の指向性が揃い易くなり、アレーアンテナ１０全体によって形成されるビームが、方向に依存して不均一になるのを抑制できる。なお、単位セル５１が正方形である場合と正六角形である場合とを比べると、正六角形のほうが、指向性改善効果が大きく好ましい。すなわち、正方形である単位セル５１を、ギャップＧを介して密に配置すると、ギャップＧの長手方向が直線状となり、ギャップＧの長手方向への電波の伝搬の抑制効果が低減する。これに対して、正六角形である単位セル５１を、ギャップＧを介して密に配置すると、ギャップＧの長手方向が屈曲するため、電波の伝搬の抑制効果が高くなる。このため、各アンテナ素子１１，１２，１３，１４の指向性が均一化されて、指向性改善効果が高くなる。
　図１７は、第２アンテナ素子１２のＨ偏波における垂直面指向性を示し、図１８は、第２アンテナ素子１２のＶ偏波における水平面指向性を示し、図１９は、第２アンテナ素子のＶ偏波における垂直面指向性を示している。いずれも、遮蔽構造５０による指向性改善効果がみられる。
　図２０から図２３は、図１６から図１９に示す指向性を、基準指向性と対比した結果を示している。図２０から図２３において、基準指向性は「基準」として示されている。ここでの基準指向性は、無限平面のグランド２０上に単一の第２アンテナ素子１２だけを設けた理想的な指向性を示す。
　図２０から図２３に示すように、遮蔽構造５０を設けると、基準指向性に近い指向性が得られる。特に、Ｎｏ．２－５では、正面方向（０°）の近傍（例えば、－４５°から＋４５°）の範囲において、基準指向性に最も近い。
　図２４は、図１５から図２３にシミュレーションと同じ条件で、第１アンテナ素子１１と第２アンテナ素子１２間での素子間回り込み（隣接素子間結合）を、第２アンテナ素子１２において調べた結果を示している。図２４は、Ｎｏ．２－１から２－５のそれぞれにおける素子間結合の最大値を示している。ここでは、Ｈ偏波及びＶ偏波いずれの値も、－１８．１ｄＢ以下であれば結合が低下しているという基準に基づいて判定すると、Ｎｏ．２－４及びＮｏ．２－５において、結合が低下していることがわかる。
　図２５及び図２６は、２つのアンテナ素子１１，１２間での素子間の回り込みの大きさを、素子間隔を異ならせて調べた結果を示している。図２５において、アレーアンテナ１０Ａは、２つのアンテナ素子１１，１２を有し、素子間隔は、１０．７ｍｍ（約１λ）に設定されている。同図のアレーアンテナ１０Ｂは、アレーアンテナ１０Ａの素子間に３列の正方形単位セルを有する遮蔽構造５０を設けたものである。同図のアレーアンテナ１０Ｃは、２つのアンテナ素子１１，１２を有し、素子間隔は、３２．１ｍｍ（約３λ）に設定されている。同図のアレーアンテナ１０Ｄは、アレーアンテナ１０Ｃの素子間に１５列の正方形単位セルを有する遮蔽構造５０を設けたものである。
　図２６において、グラフ２００Ａは、アレーアンテナ１０Ａについての隣接素子間回り込みを示し、グラフ２００Ｂは、アレーアンテナ１０Ｂについての隣接素子間回り込みを示し、グラフ２００Ｃは、アレーアンテナ１０Ｃについての隣接素子間回り込みを示し、グラフ２００Ｄは、アレーアンテナ１０Ｄについての隣接素子間回り込みを示している。
　グラフ２００Ｃとグラフ２００Ｄとを対比すると、素子間隔が大きい場合（３λ）、遮蔽構造５０による回り込み抑制効果は高い。これは、素子間に多くの単位セル列を配置できるため、電波の遮蔽効果が高くなるためである。
　一方、グラフ２００Ａとグラフ２００Ｂとを対比すると、素子間隔が小さい場合（１λ）、遮蔽構造５０による回り込み抑制効果は低い。これは、素子間に配置できる単位セル列が少なくなり、電波の遮蔽効果が低くなるためである。
　ただし、アレーアンテナ全体としての特性の担保を考慮すると、素子間隔はあまり大きくできず、１．５λ以下であるのが好ましく、１λ程度がより好ましい。
　素子間隔が１λ程度であると、Ｎｏ１－２，２－２のように、素子間には、３列程度の単位セル列しか配置できない。しかし、Ｎｏ．１－３，１－４，１－５及びＮｏ．２－３，２－４，２－５のように、遮蔽構造５０を形成することで、指向性の乱れを防止でき有利である。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって、制限的ではない。本発明の権利範囲は、上述の実施形態ではなく請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及びその範囲内でのすべての変更が含まれる。
１０　　アレーアンテナ
１１　　第１アンテナ素子
１２　　第２アンテナ素子
１３　　第３アンテナ素子
１４　　第４アンテナ素子
２０　　グランド
２５　　給電線（マイクロストリップ線路）
２６　　給電線（ビア）
３１　　第１誘電体層
３２　　第２誘電体層
５０　　遮蔽構造（ＥＢＧ）
５１　　単位セル
５２　　ビア
Ｇ　　　ギャップ
 

Claims (10)

  1. 　複数のアンテナ素子と、
    　基準電位を有するグランドと、
    　前記複数のアンテナ素子と前記グランドとの間に設けられた誘電体であって、前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の電気長が０．０３以上である前記誘電体と、
    　少なくとも前記複数のアンテナ素子間に設けられ、各アンテナ素子から放射された電波を遮蔽するよう構成された遮蔽構造と、
    　を備えるアレーアンテナ。
  2. 　複数のアンテナ素子は、第１方向に並んで配置された第１アンテナ素子及び第２アンテナ素子を有し、
    　前記遮蔽構造は、第１領域と、第２領域と、第３領域と、を有し、
    　前記第１領域は、前記第１アンテナ素子と前記第２アンテナ素子との間に設けられ、
    　前記第２領域は、前記第１方向と直交する第２方向へ向けて、前記第１領域から延設され、
    　前記第３領域は、前記第２領域から前記第１方向と平行に延設されており、前記第１アンテナ素子及び前記第２アンテナ素子の周辺に位置する
    　請求項１に記載のアレーアンテナ。
  3. 　前記遮蔽構造は、複数のアンテナ素子に含まれる少なくとも一つのアンテナ素子の全周を囲むように設けられている
    　請求項１又は２に記載のアレーアンテナ。
  4. 　前記遮蔽構造は、複数のアンテナ素子それぞれのアンテナ素子の全周を囲むように設けられている
    　請求項１又は請求項２に記載のアレーアンテナ。
  5. 　複数のアンテナ素子の間隔は、１．５λ（λは、前記電波の自由空間波長）以下である
    　請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のアレーアンテナ。
  6. 　前記遮蔽構造は、複数の単位セルが、周期的に配列された構造を有する
    　請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のアレーアンテナ。
  7. 　前記単位セルは、六角形セルである
    　請求項６に記載のアレーアンテナ。
  8. 　前記誘電体は、前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の物理長が、３ｍｍ以下である
    　請求項１から請求項７のいずれか１項に記載のアレーアンテナ。
  9. 　前記誘電体は、前記複数のアンテナ素子から前記グランドまでの間の物理長が、０．０１ｍｍ以上である
    　請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のアレーアンテナ。
  10. 　前記電波の周波数は、２０ＧＨｚ以上である
    　請求項１から請求項９のいずれか１項に記載のアレーアンテナ。
     
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ADELA BEDILU BEFEKADU, VAN BEURDEN MARTIJN C., VAN ZEIJL PAUL, SMOLDERS A. BART: "High-Isolation Array Antenna Integration for Single-Chip Millimeter-Wave FMCW Radar", IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, IEEE, USA, vol. 66, no. 10, 1 October 2018 (2018-10-01), USA, pages 5214 - 5223, XP055850261, ISSN: 0018-926X, DOI: 10.1109/TAP.2018.2854286 *

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