WO2022019112A1 - フィルタ装置およびそれを備える高周波フロントエンド回路 - Google Patents

フィルタ装置およびそれを備える高周波フロントエンド回路 Download PDF

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common electrode
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filter device
capacitor
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誠 尾形
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Definitions

  • the present disclosure relates to a filter device and a high frequency front-end circuit including the filter device, and more specifically, to a technique for improving the characteristics of a laminated LC filter.
  • Patent Document 1 discloses a laminated bandpass filter in which a four-stage LC parallel resonator is arranged between an input terminal and an output terminal.
  • the bandpass filter of International Publication No. 2019/097744 Patent Document 1
  • two capacitors first
  • a capacitor capacitor, second capacitor
  • a third capacitor is formed between the connection node of the two capacitors and the grounding point.
  • the inductors that form each LC parallel resonator included in the bandpass filter of International Publication No. 2019/097744 include two via conductors formed in the stacking direction of the dielectric substrate having a multilayer structure and the said one. It is formed by line conductors connecting via conductors, and the line conductors of each LC parallel resonator are arranged apart from each other.
  • it is generally performed by changing the position (interval) of the via conductor forming the inductor or changing the spacing between the resonators. ..
  • the Q value may decrease because the air core diameter of the inductor changes. Further, when the distance between specific resonators is changed, the magnetic coupling with other resonators is also affected, and the loss may be rather large.
  • the bandpass filter as described above may be used in a portable communication device represented by a mobile phone or a smartphone.
  • a mobile terminal further miniaturization and thinning are required, but if the filter is miniaturized accordingly, the degree of freedom in the arrangement of the via conductor is further limited, so that the space between the resonators is further limited. Adjustment of magnetic coupling can be difficult.
  • the present disclosure has been made to solve such a problem, and an object thereof is a resonator in a multi-stage laminated filter including a plurality of LC parallel resonators while suppressing a decrease in Q value. It is to adjust the magnetic coupling between them.
  • the filter device includes an input terminal, an output terminal, a main body, a common electrode provided in the main body, a ground terminal, and first to third LC parallel resonators connected to the common electrode and the ground terminal.
  • Each resonator includes a capacitor, a first via, and a second via.
  • One end of the first via is connected to a common electrode, and the other end is connected to a ground terminal via a capacitor.
  • One end of the second via is connected to a common electrode, and the other end is connected to a ground terminal without a capacitor.
  • the second via is connected between the portions of the common electrode to which the first vias of two adjacent resonators are connected.
  • a plurality of LC parallel resonators (first LC parallel resonator to third LC parallel resonator) magnetically coupled to each other are connected by a common electrode.
  • the arrangement of vias constituting the inductor of each resonator is not limited, and the magnetic coupling between adjacent LC parallel resonators is adjusted by the shape of the common electrode. Therefore, in the multi-stage LC filter, it is possible to adjust the magnetic coupling between the resonators while suppressing the decrease in the Q value.
  • FIG. 3 is a block diagram of a communication device having a high frequency front-end circuit to which the filter device of the first embodiment is applied. It is an equivalent circuit diagram of the filter apparatus of Embodiment 1.
  • FIG. It is an external perspective view of the filter apparatus of FIG. It is an exploded perspective view which shows an example of the laminated structure of the filter apparatus of FIG. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of FIG. It is a figure for demonstrating the arrangement of the resonator in the filter apparatus of the comparative example. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter apparatus of FIG. It is a figure for demonstrating the 1st example of a magnetic coupling adjustment. It is a figure which shows the passage characteristic in the 1st example of FIG.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the 2nd example of a magnetic coupling adjustment. It is a figure which shows the passage characteristic in the 2nd example of FIG. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of the modification 1.
  • FIG. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of the modification 2.
  • FIG. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of the modification 3.
  • FIG. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of the modification 4.
  • FIG. It is an exploded perspective view which shows an example of the laminated structure of the filter apparatus of Embodiment 2. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of FIG. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter apparatus of FIG.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram of the filter apparatus of Embodiment 3.
  • FIG. It is an exploded perspective view which shows the laminated structure of the filter apparatus of FIG. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of FIG. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter apparatus of FIG. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of the modification 5. It is a top view of the common electrode in the filter apparatus of the modification 6. It is an exploded perspective view which shows an example of the laminated structure of the filter apparatus of Embodiment 4.
  • FIG. It is a figure which shows the passing characteristic of the filter apparatus of FIG. It is a figure for demonstrating the influence of an external shield by the presence or absence of a common electrode and an internal shield.
  • FIG. 1 is a block diagram of a communication device 10 having a high frequency front-end circuit 20 to which the filter device of the first embodiment is applied.
  • the communication device 10 is, for example, a mobile phone base station.
  • the communication device 10 includes an antenna 12, a high frequency front end circuit 20, a mixer 30, a local oscillator 32, a digital-to-analog converter (DAC) 40, and an RF circuit 50. Further, the high frequency front end circuit 20 includes bandpass filters 22 and 28, an amplifier 24, and an attenuator 26. Note that FIG. 1 describes a case where the high-frequency front-end circuit 20 includes a transmission circuit that transmits a high-frequency signal from the antenna 12, but the high-frequency front-end circuit 20 is a reception circuit that receives a high-frequency signal via the antenna 12. May include.
  • the communication device 10 up-converts the transmission signal transmitted from the RF circuit 50 into a high-frequency signal and radiates it from the antenna 12.
  • the modulated digital signal which is a transmission signal output from the RF circuit 50, is converted into an analog signal by the D / A converter 40.
  • the mixer 30 mixes the transmission signal converted from the digital signal to the analog signal by the D / A converter 40 with the oscillation signal from the local oscillator 32 and up-converts it into a high frequency signal.
  • the bandpass filter 28 removes unnecessary waves generated by up-conversion and extracts only transmission signals in a desired frequency band.
  • the attenuator 26 adjusts the strength of the transmitted signal.
  • the amplifier 24 power-amplifies the transmitted signal that has passed through the attenuator 26 to a predetermined level.
  • the bandpass filter 22 removes unnecessary waves generated in the amplification process and allows only signal components in the frequency band defined by the communication standard to pass through.
  • the transmitted signal that has passed through the bandpass filter 22 is radiated
  • a filter device corresponding to the present disclosure can be adopted.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the filter device 100.
  • the filter device 100 includes an input terminal T1, an output terminal T2, and resonators RC1 to RC4.
  • Each of the resonators RC1 to RC4 is an LC parallel resonator in which an inductor and a capacitor are connected in parallel.
  • the resonator RC1 includes inductors L1A and L1B connected in series and capacitors C1 connected in parallel to the inductors L1A and L1B.
  • the connection node N1A between the inductor L1A and the capacitor C1 is connected to the input terminal T1 via the capacitor C0.
  • the connection node N1B between the inductor L1B and the capacitor C1 is connected to the ground terminal GND.
  • the resonator RC2 includes inductors L2A and L2B connected in series and capacitors C2 connected in parallel to the inductors L2A and L2B.
  • the connection node N2A between the inductor L2A and the capacitor C2 is connected to the output terminal T2 via the capacitor C5.
  • the connection node N2B between the inductor L2B and the capacitor C2 is connected to the ground terminal GND.
  • the resonator RC3 includes inductors L3A and L3B connected in series and capacitors C3 connected in parallel to the inductors L3A and L3B.
  • the connection node N3A between the inductor L3A and the capacitor C3 is connected to the connection node N1A of the resonator RC1 via the capacitor C13.
  • the connection node N3B between the inductor L3B and the capacitor C3 is connected to the ground terminal GND.
  • the resonator RC4 includes inductors L4A and L4B connected in series and capacitors C4 connected in parallel to the inductors L4A and L4B.
  • the connection node N4A between the inductor L4A and the capacitor C4 is connected to the connection node N2A of the resonator RC2 via the capacitor C24.
  • the connection node N4B between the inductor L4B and the capacitor C4 is connected to the ground terminal GND.
  • connection node N1A of the resonator RC1 and the connection node N2A of the resonator RC2 are connected via the capacitor C12. Further, the connection nodes of the two inductors in each resonator are connected to each other. The portion to which the resonator is commonly connected corresponds to the common electrode PC described later in FIG. 4 and the like.
  • Each resonator is coupled by magnetic coupling.
  • the filter device 100 has a configuration in which a four-stage resonator magnetically coupled to each other is arranged between the input terminal T1 and the output terminal T2. By adjusting the resonance frequency of each resonator, the filter device 100 functions as a bandpass filter for passing a signal in a desired frequency band.
  • the capacitor C0 connected to the input terminal T1 and the capacitor C5 connected to the output terminal T2 are not indispensable, and the resonators RC1 and RC2 may be directly connected to the input terminal T1 and the output terminal T2, respectively.
  • FIG. 3 is an external perspective view of the filter device 100
  • FIG. 4 is an exploded perspective view showing an example of the laminated structure of the filter device 100.
  • the filter device 100 includes a rectangular parallelepiped or substantially rectangular parallelepiped main body 110 formed by laminating a plurality of dielectric layers LY1 to LY12 in the stacking direction.
  • the dielectric layers LY1 to LY12 are formed of, for example, a ceramic such as low temperature co-fired ceramics (LTCC: Low Temperature Co-fired Ceramics) or a resin.
  • LTCC Low Temperature Co-fired Ceramics
  • a plurality of electrodes provided in each dielectric layer and a plurality of vias provided between the dielectric layers form an inductor and a capacitor for forming an LC resonance circuit.
  • "via” means a conductor provided in a dielectric layer for connecting electrodes provided in different dielectric layers. Vias are formed, for example, by conductive paste, plating, and / or metal pins.
  • the stacking direction of the dielectric layers LY1 to LY12 in the main body 110 is defined as the “Z-axis direction”, and the direction perpendicular to the Z-axis direction and along the long side of the main body 110 is the “X-axis direction”.
  • the direction along the short side of the main body 110 is defined as the "Y-axis direction”.
  • the positive direction of the Z axis in each figure may be referred to as an upper side
  • the negative direction may be referred to as a lower side.
  • a directional mark DM for specifying the direction of the filter device 100 is arranged on the upper surface 111 (first layer LY1) of the main body 110.
  • External terminals (input terminal T1, output terminal T2, and ground terminal GND) for connecting the filter device 100 and an external device are arranged on the lower surface 112 (12th layer LY12) of the main body 110.
  • Each of the input terminal T1, the output terminal T2, and the ground terminal GND is a flat plate-shaped electrode, and is an LGA (Land Grid Array) terminal regularly arranged on the lower surface 112 of the main body 110.
  • the filter device 100 has a four-stage LC parallel resonator. More specifically, a resonator RC1 including vias V1A, V1B and a capacitor electrode P2, a resonator RC2 including vias V2A, V2B and a capacitor electrode P8, vias V3A, V3B and a capacitor. It includes a resonator RC3 configured to include an electrode P3 and a resonator RC4 configured to include vias V4A, V4B and a capacitor electrode P7.
  • the capacitor electrode P2 of the resonator RC1 and the capacitor electrode P8 of the resonator RC2 are provided in the 10th layer LY10.
  • the capacitor electrode P2 faces the flat plate electrode P1 provided on the LY11 in the 11th layer.
  • the capacitor C0 of FIG. 2 is configured by the capacitor electrode P2 and the flat plate electrode P1.
  • the flat plate electrode P1 is connected to the input terminal T1 provided in the twelfth layer LY12 by the via V0.
  • the capacitor electrode P8 faces the flat plate electrode P9 provided on the LY11 in the 11th layer.
  • the capacitor C5 of FIG. 2 is configured by the capacitor electrode P8 and the flat plate electrode P9.
  • the flat plate electrode P9 is connected to the output terminal T2 provided in the twelfth layer LY12 by the via V5.
  • the capacitor electrode P2 of the resonator RC1 is connected to the common electrode PC provided in the second layer LY2 by the via V1A. Further, the common electrode PC is connected to the flat plate electrode PG1 provided in the 9th layer LY9 by the via V1B.
  • the flat plate electrode PG1 is connected to the flat plate electrode PG2 provided in the 11th layer LY11 by the vias VG1, VG2, and VG3. Further, the flat plate electrode PG2 is connected to the ground terminal GND provided in the 12th layer LY12 by the vias VG4 and VG5.
  • a part of the capacitor electrode P2 also faces the flat plate electrode PG1, and the capacitor electrode P2 and the flat plate electrode PG1 form the capacitor C1 in FIG. 2.
  • the via V1A and the via V1B correspond to the inductor L1A and the inductor L1B in FIG. 2, respectively.
  • the capacitor electrode P8 of the resonator RC2 is connected to the common electrode PC provided in the second layer LY2 by the via V2A. Further, the common electrode PC is connected to the flat plate electrode PG1 provided in the 9th layer LY9 by the via V2B. A part of the capacitor electrode P8 also faces the flat plate electrode PG1, and the capacitor electrode P8 and the flat plate electrode PG1 form the capacitor C2 in FIG. 2.
  • the via V2A and the via V2B correspond to the inductor L2A and the inductor L2B in FIG. 2, respectively.
  • the capacitor electrode P3 of the resonator RC3 and the capacitor electrode P7 of the resonator RC4 are provided on the eighth layer LY8.
  • the capacitor electrode P3 is connected to the common electrode PC provided in the second layer LY2 by the via V3A. Further, the common electrode PC is connected to the flat plate electrode PG1 provided in the 9th layer LY9 by the via V3B.
  • the capacitor electrode P3 faces the flat plate electrode PG1, and the capacitor electrode P3 and the flat plate electrode PG1 form the capacitor C3 of FIG. 2.
  • the via V3A and the via V3B correspond to the inductor L3A and the inductor L3B in FIG. 2, respectively.
  • the capacitor electrode P7 is connected to the common electrode PC provided in the second layer LY2 by the via V4A. Further, the common electrode PC is connected to the flat plate electrode PG1 provided in the 9th layer LY9 by the via V4B. The capacitor electrode P7 faces the flat plate electrode PG1, and the capacitor electrode P7 and the flat plate electrode PG1 form the capacitor C4 of FIG. 2.
  • the via V4A and the via V4B correspond to the inductor L4A and the inductor L4B in FIG. 2, respectively.
  • the via V1A of the resonator RC1 is also connected to the flat plate electrode P4 provided in the seventh layer LY7.
  • a part of the flat plate electrode P4 faces the capacitor electrode P3 of the resonator RC3.
  • the plate electrode P4 and the capacitor electrode P3 constitute the capacitor C13 in FIG. 2.
  • the via V2A of the resonator RC2 is also connected to the flat plate electrode P6 provided in the seventh layer LY7.
  • a part of the flat plate electrode P6 faces the capacitor electrode P7 of the resonator RC4.
  • the plate electrode P6 and the capacitor electrode P7 constitute the capacitor C24 in FIG. 2.
  • the flat plate electrodes P4 to P6 constitute the capacitor C12 in FIG. 2.
  • first via the vias V1A, V2A, V3A, and V4A connected to the ground terminal GND via the capacitor in each resonator
  • second vias the vias V1B, V2B, V3B, and V4B connected to the ground terminal GND without passing through a capacitor in each resonator are referred to as "second vias”.
  • FIG. 5 is a plan view of the common electrode PC in the filter device 100.
  • the common electrode PC is composed of a band-shaped wiring pattern having a first end portion E1 and a second end portion E2.
  • the common electrode PC has wiring patterns PT1, PT3, PT5, PT7 along the short side (Y-axis) of the main body 110 and wiring patterns PT2, PT4, along the long side (X-axis) of the main body 110. It has a meander shape in which PT6 and PT6 are alternately connected.
  • the line widths of the wiring patterns PT1 to PT7 are the same.
  • Via V1A of the resonator RC1 is connected to the first end E1 of the common electrode PC (that is, one end of the wiring pattern PT1).
  • the via V1B of the resonator RC1 is connected to the other end of the wiring pattern PT1 (that is, one end of the wiring pattern PT2).
  • the via V3A of the resonator RC3 is connected to the other end of the wiring pattern PT2 (that is, one end of the wiring pattern PT3).
  • the via V3B of the resonator RC3 is connected to the other end of the wiring pattern PT3 (that is, one end of the wiring pattern PT4).
  • the via V4B of the resonator RC4 is connected to the other end of the wiring pattern PT4 (that is, one end of the wiring pattern PT5).
  • the via V4A of the resonator RC3 is connected to the other end of the wiring pattern PT5 (that is, one end of the wiring pattern PT6).
  • the via V2B of the resonator RC2 is connected to the other end of the wiring pattern PT6 (that is, one end of the wiring pattern PT7).
  • the via V2A of the resonator RC2 is connected to the other end of the wiring pattern PT7 (that is, the second end portion E2 of the common electrode PC).
  • each via is arranged so as to be axisymmetric with respect to the virtual line CL1 in order to ensure the symmetry of the filter characteristics.
  • the via V1B (second via) of the resonator RC1 is arranged between the via V1A of the resonator RC1 and the via V3A (first via) of the resonator RC3 along the common electrode PC. .. Further, a via V2B (second via) of the resonator RC2 is arranged between the via V2A of the resonator RC2 and the via V4A (first via) of the resonator RC4 along the common electrode PC.
  • the via V3A of the resonator RC3 and the via V4A (first via) of the resonator RC4 the via V3B of the resonator RC3 and the via V3B of the resonator RC4 (second via). Is arranged.
  • the second via is connected between the portions of the two adjacent resonators to which the first via is connected in the path along the common electrode PC. Since the adjacent vias V3B and via V4B are both connected to the ground terminal GND via the flat plate electrodes PG1 and PG2 and vias VG1, VG2, VG3, VG4 and VG5, these two vias are shown in FIG. It can be thought of as one via, such as the broken via V34B in. Then, the first via and the second via are alternately arranged from the first end portion E1 to the second end portion E2 along the common electrode PC.
  • a plurality of LC parallel resonators are connected to the band-shaped common electrode and connected to the ground terminal GND via the capacitor, and to the ground terminal GND without the capacitor.
  • adjacent resonators are inductively coupled to each other.
  • a configuration is known in which the line conductors constituting each resonator are arranged apart from each other.
  • Patent Document 1 International Publication No. 2019/097774 (Patent Document 1), as in the filter device 200 shown in FIG. 6, the vias constituting the inductor of each resonator are individually independent of each other for each resonator. It is connected by wiring electrodes PD1 to PD4.
  • the Q value is affected by the air core diameter of the inductor in each resonator, that is, the via spacing. Specifically, the larger the air core diameter of the inductor in each resonator, the higher the Q value tends to be. Therefore, in the filter device, the vias are arranged so that the via spacing of each resonator is as wide as possible.
  • the strength of the magnetic coupling between the resonators can be adjusted by the distance (interval) between the resonators, but in the case of a multi-stage filter device, the resonators are coupled to each other, and a specific resonator is used. Adjustment by the distance between the resonators may be difficult in design because the coupling state of other resonators may change when the distance between the resonators is changed. Therefore, the Q value may be low due to the simplicity of design, but a method of adjusting the coupling state by changing the via spacing is generally used. However, when the filter device is further miniaturized, the degree of freedom in arranging the vias is further limited, and there is a possibility that the desired filter characteristics cannot be realized.
  • vias constituting the inductors of the plurality of LC parallel resonators RC1 to RC4 are connected to the common electrode PC and connected to the ground terminal GND via the capacitor.
  • the "first via” to be connected and the “second via” connected to the ground terminal GND without a capacitor are arranged alternately along the common electrode PC.
  • the coupling state between the resonators can be changed by adjusting the shape of the common electrode (for example, the line width or the line length).
  • the via can be arranged at a position where the optimum Q value can be realized, so that it is possible to adjust the magnetic coupling between the resonators while suppressing the decrease in the Q value.
  • FIG. 7 shows the insertion loss (solid line LN10) from the input terminal T1 to the output terminal T2 in the filter device 100 having the common electrode PC having the shape shown in FIG. 5, and the filter device 200 of the comparative example shown in FIG. It is a figure which showed the insertion loss (dashed line LN11).
  • FIG. 7 (b) in the lower row is an enlarged view of a portion of the region RG1 in FIG. 7 (a) in the upper row.
  • the attenuation pole in the non-passing band on the low frequency side of the pass band moves to the pass band side as compared with the filter device 200 of the comparative example.
  • the filter device 100 of the first embodiment the amount of attenuation of the attenuation pole in the non-passing band on the higher frequency side than the pass band is larger than that of the filter device 200 of the comparative example.
  • FIG. 8 is a plan view of the common electrode PC in the filter device 100A.
  • the line width W1 of the wiring pattern PT2 and the wiring pattern PT6 in the common electrode PC is wider than that of the common electrode PC of the filter device 100 shown in FIG. That is, in the filter device 100A, the line width of the wiring pattern PT2 and the wiring pattern PT6 in the common electrode PC is wider than the line width of the wiring patterns PT1, PT3, PT4, PT5, PT7.
  • FIG. 8 is a plan view of the common electrode PC in the filter device 100A.
  • FIG. 9 is a diagram showing an insertion loss in the filter device 100A having the common electrode PC having the shape shown in FIG.
  • FIG. 10 is a plan view of the common electrode PC in the filter device 100.
  • the line width W2 of the wiring pattern PT4 in the common electrode PC is wider than that in the common electrode PC of the filter device 100 shown in FIG. That is, in the filter device 100B, the line width of the wiring pattern PT4 in the common electrode PC is wider than the line width of the wiring patterns PT1 to PT3 and PT5 to PT7.
  • FIG. 11 is a diagram showing an insertion loss in a filter device 100B having a common electrode PC having the shape shown in FIG. In FIGS. 9 and 11, for comparison, the insertion loss in the case of FIG. 5 is shown by the broken line LN10.
  • each resonator is connected by a common electrode, and the shape of the common electrode is changed to obtain magnetic coupling between the resonators.
  • the coupling state can be adjusted according to the desired filter characteristics. In this case, since it is not necessary to change the arrangement of the vias constituting the inductor in each resonator, it is possible to suppress a decrease in the Q value.
  • FIG. 12 is a plan view of the common electrode PC1 in the filter device 100C of the modification 1.
  • the filter device 100C is an example of a configuration including three LC parallel resonators.
  • the first vias V10A, V11A, V12A in each resonator are arranged along one long side parallel to the X axis in the main body 110, and the other long side.
  • the second vias V10B and V11B are arranged along the above.
  • the common electrode PC1 is provided in a substantially W shape so as to reach the via V12A from the via V10A via the via V10B, the via V11A, and the via V11B. That is, in the common electrode PC1, the first vias and the second vias are alternately arranged in a zigzag shape along the path from the first end to the second end.
  • the second via of the resonator including the via V11A is shared with the via V10B and / or the via V11B in order to arrange the vias line-symmetrically with respect to the virtual line CL1. ..
  • the first and second stages are used.
  • the magnetic coupling of the resonator and the magnetic coupling of the first and third stage resonators can be adjusted.
  • the magnetic coupling of the second-stage and third-stage resonators is performed. Can be adjusted.
  • the magnetic coupling of the second-stage and third-stage resonators is performed.
  • the magnetic coupling of the first and third stage resonators can be adjusted.
  • each resonator is connected to the common electrode and the line width of the common electrode is changed to resonate without changing the via position.
  • the coupling state between the vessels can be adjusted. Therefore, it is possible to adjust the coupling between the resonators while suppressing the decrease in the Q value.
  • FIG. 13 is a plan view of the common electrode PC2 in the filter device 100D of the modification 2.
  • the filter device 100D includes four LC parallel resonators as in the first embodiment, but the arrangement of vias is different from that of the filter device 100.
  • the first vias V20A to V23A are arranged along one long side of the main body 110, and the first vias V20A to V23A are arranged along the other long side, as in the first modification.
  • Two vias V20B to V22B are arranged.
  • the common electrode PC2 is provided from the via V20A to the via V23A via the via V20B, the via V21A, the via V21B, the via V22A, and the via V22B. That is, in the common electrode PC2, the first vias and the second vias are alternately arranged in a zigzag shape along the path from the first end to the second end.
  • the second via of one of the resonators is shared with the second via of the adjacent resonator.
  • the line width of the wiring pattern connecting the vias V20A and V20B and the wiring pattern connecting the vias V20B and V21A is adjusted in the direction of the arrow AR21 to perform the first and second stages.
  • the magnetic coupling of the resonators, the magnetic coupling of the first-stage and third-stage resonators, and the magnetic coupling of the first-stage and fourth-stage resonators can be adjusted.
  • the magnetic coupling of the second-stage and third-stage resonators is performed. Can be adjusted.
  • the magnetic coupling of the first-stage and fourth-stage resonators is performed.
  • the magnetic coupling of the second and fourth stage resonators and the magnetic coupling of the third and fourth stage resonators can be adjusted.
  • each resonator is connected to the common electrode and the line width of the common electrode is changed so that the via position is not changed between the resonators.
  • the coupling state can be adjusted. Therefore, it is possible to adjust the coupling between the resonators while suppressing the decrease in the Q value.
  • FIG. 14 is a plan view of the common electrode PC3 in the filter device 100E of the modification 3.
  • the filter device 100E is an example of a configuration including five LC parallel resonators.
  • the first via V30A, the second via V31B, the second via V32B, and the first via V34A are arranged along one long side of the main body 110, and the other.
  • the second via V30B, the first via V31A to V33A, and the second via V33B are arranged along the long side of the above.
  • the common electrode PC3 is provided from the via V30A to the via V34A via the via V30B, the via V31A, the via V31B, the via V32A, the via V32B, the via V33A, and the via V33B.
  • the second via of one of the resonators is shared with the second via of the adjacent resonator.
  • the vias may be arranged in a zigzag shape as in the modified example 1 and the modified example 2.
  • the first and second stages are used.
  • Adjust the magnetic coupling of the resonator, the magnetic coupling of the 1st and 3rd stage resonators, the magnetic coupling of the 1st and 4th stage resonators, and the magnetic coupling of the 1st and 5th stage resonators. can do.
  • the magnetic coupling of the second-stage and third-stage resonators is performed.
  • the magnetic coupling of the second and fourth stage resonators can be adjusted.
  • the magnetic coupling of the second-stage and fourth-stage resonators is performed.
  • the magnetic coupling of the third and fourth stage resonators can be adjusted.
  • the magnetic coupling of the first-stage and fifth-stage resonators is performed.
  • the magnetic coupling of the second and fifth stage resonators, the magnetic coupling of the third and fifth stage resonators, and the magnetic coupling of the fourth and fifth stage resonators can be adjusted.
  • each resonator is connected to the common electrode and the line width of the common electrode is changed to resonate without changing the via position.
  • the coupling state between the vessels can be adjusted. Therefore, it is possible to adjust the coupling between the resonators while suppressing the decrease in the Q value.
  • FIG. 15 is a plan view of the common electrode PC4 in the filter device 100F of the modified example 4.
  • the filter device 100F includes four LC parallel resonators as in the first embodiment and the second modification, but the arrangement of vias is further different. More specifically, in the filter device 100F, the vias are arranged so as to be point-symmetrical.
  • the first via V40A, the second via V41B, the first via V42A, and the second via V43B are arranged along one long side of the main body 110, and the other.
  • the second via V40B, the first via V41A, the second via V42B, and the first via V43A are arranged along the long side of the above.
  • the common electrode PC4 is provided so as to reach the via V43A from the via V40A via the via V40B, the via V41A, the via V41B, the via V42B, the via V42A, and the via V43B.
  • vias are arranged so as to be point-symmetrical with respect to the point CP.
  • the resonators are connected to the common electrode and the line width of the common electrode is changed without changing the via position.
  • the coupling state between them can be adjusted. Therefore, it is possible to adjust the coupling between the resonators while suppressing the decrease in the Q value.
  • FIGS. 8 and 10 of the first embodiment a method of adjusting the magnetic coupling by adjusting the line width of the wiring pattern connecting the resonators has been described.
  • FIG. 16 is an exploded perspective view showing an example of the laminated structure of the filter device 100G of the second embodiment. Further, FIG. 17 is a plan view of the common electrode PC1 in the filter device 100G of FIG.
  • the common electrode PC in the filter device 100 described in FIG. 4 of the first embodiment is replaced with the common electrode PC1, and the vias V3B and V4B are as described in FIG. It has been replaced with one via V34B, and a flat plate electrode P10 provided in the seventh layer LY7 has been added.
  • the description of the elements overlapping with FIG. 4 is not repeated.
  • the flat plate electrode P10 has a substantially U-shape, and is arranged between the flat plate electrode P4 and the flat plate electrode P6 in the seventh layer LY7.
  • the flat plate electrode P10 is connected to the via V34B, and is connected to the common electrode PC1 and the flat plate electrode PG1 (that is, the ground terminal GND) via the via V34B.
  • the flat plate electrode P10 is capacitively coupled to the flat plate electrode P5 provided in the sixth layer LY6 and the capacitor electrodes P3 and P7 provided in the eighth layer LY8.
  • the plate electrode P10 increases the capacitance of the capacitors C1 to C4 (FIG. 2) in the resonators RC1 to RC4.
  • the connection position of is moved in the positive direction of the Y axis.
  • the wiring pattern PT2 is formed between the portion of the wiring pattern PT1 to which the via V1A (first via) of the resonator RC1 is connected and the portion to which the via V1B (second via) is connected, and wiring.
  • the wiring pattern PT6 includes a portion of the wiring pattern PT7 to which the via V2A (first via) of the resonator RC2 is connected and a portion to which the via V2B (second via) is connected, and a wiring pattern. It is connected between the portion of the resonator RC4 in PT5 to which the via V4A (first via) is connected and the portion to which the via V34B (second via) is connected.
  • the wiring pattern PT2 connecting the resonator RC1 and the resonator RC3 approaches the open end side (that is, the via V1A side) of the resonator RC1, the shortest distance of the path from the via V1A to the via V34B becomes shorter.
  • the magnetic coupling between the resonator RC1 and the resonator RC3 can be strengthened.
  • the wiring pattern PT6 connecting the resonator RC2 and the resonator RC4 approaches the open end side (that is, the via V2A side) of the resonator RC4, so that the shortest distance of the path from the via V2A to the via V34B is reduced.
  • the magnetic coupling between the resonator RC2 and the resonator RC4 can be strengthened. That is, the resonator RC1 is adjusted by adjusting the distance LG1 from the end of the wiring pattern PT1 on the via V1A side to the wiring pattern PT2 and the distance LG1 from the end of the wiring pattern PT7 on the via V2A side to the wiring pattern PT6. , The magnetic coupling between RC2 and other resonators can be adjusted.
  • the inductance value of the wiring patterns PT2 and PT6 can be adjusted by adjusting the line width W1 of the wiring patterns PT2 and PT6. Further, as described with reference to FIG. 10, the inductance value of the wiring pattern PT4 can be adjusted by adjusting the line width W2 of the wiring pattern PT4 between the resonators RC3 and RC4.
  • the wiring patterns PT2 and PT6 have the negative side of the Y-axis fixed to the end of the wiring patterns PT1 and PT7 on the negative side of the Y-axis.
  • the line width W1 if the line width W1 is narrowed and the inductance value is increased, the distance LG1 becomes long, so that the magnetic coupling between the resonators becomes weak.
  • the line width W1 is widened and the inductance value is made small, the distance LG1 becomes short, so that the magnetic coupling between the resonators becomes strong. That is, the magnitude of the inductance value of the inductor connecting the resonators and the magnetic coupling between the resonators change in conjunction with each other. Therefore, for example, when it is desired to increase the inductance value between the resonators and further strengthen the magnetic coupling between the resonators, such as in a small filter device, the desired filter characteristics cannot be realized by such an adjustment method. Cases can occur.
  • the inductance value between the resonators is adjusted by the line width W1 of the wiring patterns PT2 and PT6, and the magnetic coupling between the resonators is the connection position of the wiring patterns PT2 and PT6 (that is, that is).
  • the distance LG1 By adjusting the distance LG1, the inductance value between the resonators and the magnetic coupling between the resonators can be adjusted independently. Therefore, the degree of freedom in design is increased, and it becomes easy to realize desired filter characteristics.
  • Increasing the inductance value between the resonators has the effect of increasing the impedance of the resonator.
  • Increasing the magnetic coupling between the resonator RC1 and the resonator RC4 has the effect of shifting the attenuation pole near the passband to the passband side. Further, by increasing the magnetic coupling between the resonator RC2 and the resonator RC3, the pass bandwidth can be expanded.
  • FIG. 18 shows the connection positions of the wiring patterns PT2 and PT6 in the filter device 100G of the second embodiment and the filter device 100 of the first embodiment with the wiring patterns PT2 and PT6 having the same line width W1. That is, it is a figure comparing the insertion loss when the distance LG1) is changed.
  • the connection positions of the wiring patterns PT2 and PT6 in the filter device 100G are closer to the vias V1A and V2A than the connection positions of the wiring patterns PT2 and PT6 in the filter device 100.
  • the solid line LN40 shows the case of the filter device 100G
  • the broken line LN41 shows the case of the filter device 100.
  • the frequency at which the attenuation pole is generated is closer to the pass band side than the filter device 100 due to the stronger magnetic coupling between the resonators. That is, the steepness of attenuation in the non-passband can be increased.
  • the line width W2 and the connection position may be individually adjusted for the wiring pattern PT4 that connects the resonator RC3 and the resonator RC4.
  • the degree of freedom in design is achieved by individually adjusting the inductance value by the line width of the wiring pattern connecting each resonator and adjusting the magnetic coupling between the resonators by the connection position of the wiring pattern. Can be enhanced to achieve the desired filter characteristics.
  • the "wiring pattern PT2" and “wiring pattern PT6" in the second embodiment correspond to the "first part” and the “second part” in the present disclosure, respectively.
  • FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of the filter device 100H according to the third embodiment.
  • the capacitors C0 and C5 provided at the input / output ends in the equivalent circuit of the filter device 100 shown in FIG. 2 are removed, and the inductors L3B and L4B in the resonators RC3 and RC4 are shared as the inductor L34B. Further, the resonators RC3 and RC4 are coupled by the capacitor C34.
  • FIG. 19 the description of the elements overlapping with FIG. 2 will not be repeated.
  • FIG. 20 is an exploded perspective view showing an example of the laminated structure of the filter device 100H of the third embodiment.
  • the resonators RC1 to RC4 are configured in the main body 110 having the plurality of dielectric layers LY1 to LY12, similarly to the filter device 100.
  • the resonator RC1 includes vias V51A and V51B and a capacitor electrode P12.
  • the resonator RC2 includes vias V52A, V52B and a capacitor electrode P19.
  • the resonator RC3 includes vias V53A, V534B and a capacitor electrode P13.
  • the resonator RC4 includes vias V54A, V534B and a capacitor electrode P18.
  • a directional mark DM for specifying the direction of the filter device 100 is arranged on the upper surface 111 (first layer LY1) of the main body 110. Further, an external terminal (input terminal T1, output terminal T2, and ground terminal GND) for connecting to an external device is arranged on the lower surface 112 (12th layer LY12) of the main body 110.
  • the input terminal T1 is connected to the flat plate electrode P11 of the 11th layer LY11 by the via V50.
  • the via V51A of the resonator RC1 is connected to the flat plate electrode P11.
  • the via V51A is connected to the common electrode PC11 provided in the second layer LY2.
  • the common electrode PC11 is connected to the flat plate electrode PG11 provided in the 10th layer LY10 by the via V51B.
  • the flat plate electrode PG11 is connected to the ground terminal GND provided in the 12th layer LY12 by the vias VG4 and VG5.
  • the via V51A is connected to the capacitor electrode P12 in the 9th layer LY9, and further connected to the capacitor electrode P14 in the 7th layer LY7. A part of the capacitor electrode P12 faces the flat plate electrode PG11 of the 10th layer LY10. The capacitor electrode P12 and the flat plate electrode PG11 constitute the capacitor C1 in FIG. 19.
  • the via V51A and the via V51B correspond to the inductor L1A and the inductor L1B in FIG. 19, respectively.
  • the output terminal T2 is connected to the flat plate electrode P20 of the 11th layer LY11 by the via V55.
  • the via V52A of the resonator RC2 is connected to the flat plate electrode P20.
  • the via V52A is connected to the common electrode PC11 of the second layer LY2. Further, the common electrode PC11 is connected to the flat plate electrode PG11 provided in the 10th layer LY10 by the via V52B.
  • the via V52A is connected to the capacitor electrode P19 in the 9th layer LY9, and further connected to the capacitor electrode P17 in the 7th layer LY7. A part of the capacitor electrode P19 faces the flat plate electrode PG11 of the 10th layer LY10. The capacitor electrode P19 and the flat plate electrode PG11 constitute the capacitor C2 in FIG. 19.
  • the via V52A and the via V52B correspond to the inductor L2A and the inductor L2B in FIG. 19, respectively.
  • the capacitor electrode P14 provided in the 7th layer LY7 faces the capacitor electrode P13 of the resonator RC3 provided in the 8th layer LY8.
  • the capacitor electrode P13 and the capacitor electrode P14 constitute the capacitor C13 in FIG. 19.
  • the capacitor electrode P13 is connected to the common electrode PC11 of the second layer LY2 by the via V53A. Further, the common electrode PC11 is connected to the flat plate electrode PG11 of the 10th layer LY10 by the via V534B. The capacitor electrode P13 faces the flat plate electrode PG11, and the capacitor electrode P13 and the flat plate electrode PG11 constitute the capacitor C3 of FIG.
  • the via V53A corresponds to the inductor L3A in FIG. Further, the via V534B corresponds to the inductor L34B in FIG.
  • the capacitor electrode P17 of the 7th layer LY7 faces the capacitor electrode P18 of the resonator RC4 provided in the 8th layer LY8.
  • the capacitor electrode P17 and the capacitor electrode P18 constitute the capacitor C24 in FIG. 19.
  • the capacitor electrode P18 is connected to the common electrode PC11 of the second layer LY2 by the via V54A. Further, the common electrode PC11 is connected to the flat plate electrode PG11 of the 10th layer LY10 by the via V534B as described above. The capacitor electrode P18 faces the flat plate electrode PG11, and the capacitor electrode P18 and the flat plate electrode PG11 constitute the capacitor C4 of FIG.
  • the via V54A corresponds to the inductor L4A in FIG.
  • the capacitor electrodes P14, P15, and P17 constitute the capacitor C12 in FIG. 19.
  • the sixth layer LY6 is further provided with a capacitor electrode P16.
  • the capacitor electrode P16 partially faces the capacitor electrodes P13 and P18 of the eighth layer LY8.
  • the capacitor electrodes P13, P16, and P18 constitute the capacitor C34 in FIG. 19.
  • the vias V51A, V52A, V53A, and V54A connected to the ground terminal GND via the capacitor in each resonator are referred to as "first vias”.
  • the vias V51B, V52B, and V534B connected to the ground terminal GND without passing through a capacitor in each resonator are referred to as "second vias”.
  • FIG. 21 is a plan view of the common electrode PC 11 in the filter device 100H.
  • the common electrode PC 11 is configured by a band-shaped wiring pattern having a first end portion E11 and a second end portion E12. As shown in FIG. 21, the common electrode PC 11 extends along the wiring patterns PT11, PT14, PT16 extending along the short side (Y axis) of the main body 110 and along the long side (X axis) of the main body 110. Wiring patterns PT12, PT13, and PT15 are included. The wiring patterns PT12, PT13, and PT15 are connected in series between the wiring pattern PT11 and the wiring pattern PT16. The wiring pattern PT14 is connected to the wiring pattern PT13. That is, the common electrode PC 11 has a substantially E-shape.
  • the via V51A of the resonator RC1 is connected to the first end portion E11 of the common electrode PC11 (that is, one end of the wiring pattern PT11).
  • the via V51B of the resonator RC1 is connected to the other end of the wiring pattern PT11.
  • the via V52A of the resonator RC2 is connected to the second end E12 (that is, one end of the wiring pattern PT16) of the common electrode PC11.
  • the via V52B of the resonator RC2 is connected to the other end of the wiring pattern PT12.
  • the via V53A of the resonator RC3 is connected to the end portion on the wiring pattern PT11 side. Further, in the wiring pattern PT13, the via V54A of the resonator RC4 is connected to the end portion on the wiring pattern PT16 side.
  • the wiring pattern PT12 is connected between the wiring pattern PT11 and the wiring pattern PT13.
  • the wiring pattern PT15 is connected between the wiring pattern PT11 and the wiring pattern PT16.
  • Via V534B which is common to the resonators RC3 and RC4, is connected to one end of the wiring pattern PT14.
  • the other end of the wiring pattern PT14 is connected to the wiring pattern PT13.
  • the via V51A, the via V51B, the via V53A, the via V54A, the via V52B, and the via V52A are formed along the common electrode PC11 from the first end portion E11 to the second end portion E12. They are connected to the common electrode PC11 in order.
  • FIG. 5 shows that the common electrode PC11 has a substantially E-shape, and the portion to which the via V53A of the resonator RC3 is connected and the portion to which the via 54A of the resonator RC4 is connected are adjacent to each other.
  • the shortest distance along the common electrode PC11 between the via V51A of the resonator RC1 and the via V54A of the resonator RC4 is shorter than that of the meander-shaped common electrode PC of the first embodiment shown. That is, the magnetic coupling between the resonator RC1 and the resonator RC4 is stronger than that of the filter device 100 of the first embodiment.
  • the shortest distance along the PC 11 is also shortened.
  • the magnetic coupling between the resonator RC2 and the resonator RC3 and the magnetic coupling between the resonator RC1 and the resonator RC2 become stronger.
  • the magnetic coupling between the first-stage resonator and the third-stage resonator, and the second-stage resonator and the fourth stage resonator are present. It is known that when the magnetic coupling with the resonator of the stage is strengthened, the amount of attenuation on the high frequency side of the passing band increases. Further, it is known that when the magnetic coupling between the first-stage resonator and the fourth-stage resonator is strengthened, the attenuation on the low frequency side of the pass band increases. Therefore, by shaping the common electrode PC 11 as shown in FIG. 21, it is possible to improve the attenuation characteristics in the vicinity of the pass band.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining the passing characteristics of the filter device 100H of FIG.
  • the horizontal axis shows the frequency
  • the vertical axis shows the insertion loss.
  • a portion on the high frequency side of the pass band is shown.
  • the solid line LN50 in FIG. 22 shows the case of the filter device 100H of the third embodiment
  • the broken line LN51 shows the case of the filter device 100 of the first embodiment.
  • the filter device 100H (solid line LN50) has a larger insertion loss (attenuation amount) on the high frequency side than the attenuation pole as compared with the filter device 100 (dashed line LN51). Therefore, in the filter device 100H, the damping characteristics can be further improved as compared with the configuration of the first embodiment.
  • the distance LG11 of the wiring patterns PT12 and PT15 from the positive end of the common electrode PC11 in the positive direction is changed to adjust the line width of the wiring patterns PT12 and PT15. Then, since the shortest distance between the vias does not change, the inductance value between the resonators can be changed while maintaining the degree of magnetic coupling.
  • the distance LG12 of the wiring patterns PT12 and PT15 from the negative end of the common electrode PC11 in the negative direction is changed to adjust the line width of the wiring patterns PT12 and PT15. Since the shortest distance between the vias changes, the strength of the magnetic coupling can be changed and the inductance value between the resonators can be adjusted.
  • the distance LG13 between the via V53A and the via V54A is shortened, the distance between the resonator RC1 and the resonator RC4, the distance between the resonator RC2 and the resonator RC3, and the distance between the resonator RC3 and the resonator RC4. Can be shortened, so that the magnetic coupling between these resonators can be strengthened.
  • the distance between the resonator RC1 and the resonator RC3 and the distance between the resonator RC2 and the resonator RC4 become long, the magnetic coupling between these resonators weakens and the impedance at the input / output end changes. This change in impedance can be matched, for example, by adjusting the values of the capacitors (capacitors C13 and C24 in FIG. 19) between the resonators.
  • FIG. 23 is a plan view of the common electrode PC11A in the filter device 100H1 of the modified example 5.
  • the resonators RC3 and RC4 have a configuration in which vias connecting the common electrode PC11A and the flat plate electrode PG11 are individually arranged.
  • the wiring patterns PT13 and PT14 in FIG. 21 are configured as one wiring pattern P134, and the inductors in the resonators RC3 and RC4 are not shared as one inductor, and vias.
  • the via V53B is arranged for the V53A, and the via V53B is arranged for the via V54A.
  • the magnetic coupling between the resonator RC3 and the resonator RC4 is weaker than that of the filter device 100H, so that the amount of attenuation of the attenuation pole near the pass band increases while the pass band.
  • the width becomes slightly narrower.
  • FIG. 24 is a plan view of the common electrode PC11B in the filter device 100H2 of the modification 6.
  • the common electrode PC11B has a wiring pattern PT11, PT16, PT17, PT18 extending along the short side (Y axis) of the main body 110 and a wiring pattern PT12 extending along the long side (X axis) of the main body 110. Includes PT13 and PT15.
  • the wiring pattern PT12 is connected between the wiring pattern PT11 and the wiring pattern PT17.
  • the wiring pattern PT13 is connected between the wiring pattern PT17 and the wiring pattern PT18.
  • the wiring pattern PT15 is connected between the wiring pattern PT18 and the wiring pattern PT16.
  • the position of the via V53A and the position of the via V53B in the resonator RC3 are exchanged with each other as compared with the filter device 100H1 of the modification 5 shown in FIG. 23, and the position of the via V54A and the via in the resonator RC4 are exchanged.
  • the configuration is such that the position of V54B is exchanged.
  • the via V51B in the resonator RC1 is shared with the via V53B in the resonator RC3 and deleted
  • the via V52B in the resonator RC2 is shared with the via V54B in the resonator RC4 and deleted. There is.
  • vias V51A, V52A, V53A, and V54A connected to the ground terminal GND via a capacitor are connected to the negative end of the Y-axis of the wiring patterns PT11, PT16, PT17, and PT18, respectively, and the wiring pattern.
  • Vias V53B and V54B connected to the ground terminal GND without a capacitor are connected to the positive end of the Y-axis of PT17 and PT18, respectively.
  • the resonator RC1 and the resonator RC1 are more than the configuration of the filter device 100H1 of the modified example 5.
  • the magnetic coupling between the resonator RC3 and the resonator RC2 and the resonator RC4 become stronger. Therefore, the amount of attenuation on the high frequency side of the pass band can be increased.
  • a configuration in which the vias are arranged in the same arrangement as in the filter device 100H2 is adopted, or as in the filter device 100H1. Whether or not to adopt a configuration in which the vias are arranged in the opposite directions to each other is appropriately selected based on, for example, the size of the entire filter device.
  • the size of the filter device particularly the dimension in the Z-axis direction
  • the length of the via becomes long and the air core diameter of the coil in each resonator becomes large. Therefore, if the vias of the resonator are arranged in the same manner as in the filter device 100H2 of the modified example 6, the magnetic coupling may become excessive. In such a case, it is preferable to adopt a configuration in which the vias are arranged in the opposite directions to each other as in the filter device 100H1 of the modified example 5 to weaken the magnetic coupling to realize the desired filter characteristics.
  • the size of the filter device especially the dimension in the Z-axis direction
  • the length of the via is short, so that the magnetic coupling between the resonators tends to be weak. Therefore, it is preferable to realize the desired filter characteristics by strengthening the magnetic coupling by arranging the vias of the resonator in the same arrangement as in the filter device 100H2 of the modification 6.
  • the degree of coupling between the resonators can be adjusted by adjusting the line widths of the wiring patterns PT12, PT13, and PT15.
  • the common electrode is arranged in the second layer LY2 on the uppermost side of the main body 110. Since this common electrode is a passage path for the current flowing in the resonator, if an external shield is present on the upper surface side of the filter device, capacitive coupling with the external shield will occur, which causes fluctuations in the filter characteristics. Can be.
  • the communication device main body should be downsized to secure the distance. It can be a hindrance factor.
  • an internal shield connected to the ground terminal GND is arranged in a layer on the upper surface side of the common electrode. This makes it possible to suppress fluctuations in the filter characteristics due to the external shield.
  • FIG. 25 is an exploded perspective view showing an example of the laminated structure of the filter device 100I of the fourth embodiment.
  • the resonators RC1 to RC4 are configured in the main body 110 having the plurality of dielectric layers LY1 to LY12, similarly to the filter device 100.
  • the filter device 100I has a configuration in which the capacitor C34 in the equivalent circuit of the filter device 100H of the third embodiment shown in FIG. 19 is removed.
  • the resonator RC1 includes vias V61A, V61B and a capacitor electrode P21.
  • the resonator RC2 includes vias V62A, V62B and a capacitor electrode P28.
  • the resonator RC3 includes vias V63A, V634B and a capacitor electrode P22.
  • the resonator RC4 includes vias V64A, V634B and a capacitor electrode P26.
  • a directional mark DM for specifying the direction of the filter device 100 is arranged on the upper surface 111 (first layer LY1) of the main body 110. Further, an external terminal (input terminal T1, output terminal T2, and ground terminal GND) for connecting to an external device is arranged on the lower surface 112 (12th layer LY12) of the main body 110.
  • the input terminal T1 is connected to the capacitor electrode P21 of the 11th layer LY11 by the via V60.
  • a part of the capacitor electrode P21 faces the flat plate electrode PG21 provided in the 10th layer LY10.
  • the capacitor electrode P21 and the flat plate electrode PG21 constitute the capacitor C1 in FIG. 19.
  • the via V61A of the resonator RC1 is connected to the capacitor electrode P21.
  • the via V61A is connected to the common electrode PC21 provided in the third layer LY3 and the common electrode PC22 provided in the fourth layer LY4.
  • the common electrodes PC21 and PC22 are connected to the flat plate electrode PG21 provided in the 10th layer LY10 by the via V61B.
  • the flat plate electrode PG21 is connected to the ground terminal GND of the 12th layer LY12 by the via VG4.
  • the via VG4 is also connected to the flat plate electrode P27 provided in the 11th layer LY11.
  • the plate electrode P27 is connected to the ground terminal GND by vias VG4 and VG5.
  • the via V61A is connected to the capacitor electrode P23 in the eighth layer LY8. A part of the capacitor electrode P23 faces the capacitor electrode P22 of the ninth layer LY9.
  • the capacitor electrode P22 and the capacitor electrode P23 constitute the capacitor C13 in FIG. 19.
  • the via V61A and the via V61B correspond to the inductor L1A and the inductor L1B in FIG. 19, respectively.
  • the output terminal T2 is connected to the capacitor electrode P28 of the 11th layer LY11 by the via V65.
  • a part of the capacitor electrode P28 faces the flat plate electrode PG21 provided in the 12th layer LY12.
  • the capacitor electrode P28 and the flat plate electrode PG21 constitute the capacitor C2 in FIG. 19.
  • Via V62A of the resonator RC2 is connected to the capacitor electrode P28.
  • the via V62A is connected to the common electrode PC21 provided in the third layer LY3 and the common electrode PC23 provided in the fourth layer LY4. Further, the common electrodes PC21 and PC23 are connected to the flat plate electrode PG21 of the 10th layer LY10 by the via V62B.
  • the via V62A is connected to the capacitor electrode P25 in the eighth layer LY8. A part of the capacitor electrode P25 faces the capacitor electrode P26 of the ninth layer LY9.
  • the capacitor electrode P25 and the capacitor electrode P26 constitute the capacitor C24 in FIG. 19.
  • the via V62A and the via V62B correspond to the inductor L2A and the inductor L2B in FIG. 19, respectively.
  • the capacitor electrode P22 of the 9th layer LY9 is connected to the common electrode PC21 of the 3rd layer LY3 and the common electrode PC22 of the 4th layer LY4 by the via V63A. Further, the common electrode PC21 is connected to the flat plate electrode PG21 of the 10th layer LY10 by the via V634B.
  • the via V63A corresponds to the inductor L3A in FIG. Further, the via V634B corresponds to the inductor L34B in FIG.
  • the capacitor electrode P26 of the 9th layer LY9 is connected to the common electrode PC21 of the 3rd layer LY3 and the common electrode PC23 of the 4th layer LY4 by the via V64A. Further, the common electrode PC21 is connected to the flat plate electrode PG21 of the 10th layer LY10 by the via V634B as described above.
  • the via V64A corresponds to the inductor L4A in FIG.
  • the 7th layer LY7 is further provided with a capacitor electrode P24.
  • the capacitor electrode P24 partially faces the capacitor electrodes P23 and P25 of the eighth layer LY8.
  • the capacitor electrodes P23 to P25 constitute the capacitor C12 in FIG. 19.
  • the flat plate electrode PG22 is provided on the second layer LY2.
  • the flat plate electrode PG22 covers at least the common electrode PC21 of the second layer LY3. In other words, the flat plate electrode PG22 overlaps with the common electrode PC21 when the main body 110 is viewed in a plan view from the stacking direction (Z-axis direction).
  • the flat plate electrode PG22 is connected to the flat plate electrode PG21 (that is, the ground terminal GND) via vias V61B, V62B, and V634B.
  • the flat plate electrode PG22 functions as an internal shield member for the common electrode PC21.
  • the flat plate electrode PG22 can prevent the common electrode PC21 from capacitively coupling with an external shield (not shown) outside the filter device.
  • an external shield not shown
  • the flat plate electrode PG22 is connected to the flat plate electrode PG21 (that is, the ground terminal GND) by three vias V61B, V62B, and V634B, but the flat plate electrode PG21 and the flat plate electrode PG22 The potential of the flat plate electrode PG22 becomes more stable due to the large number of vias connected to the plate electrode PG22.
  • the common electrodes PC22 and PC23 in the fourth layer LY4 are provided to improve the Q value at the input / output ends. By arranging the common electrodes PC22 and PC23, the insertion loss is improved.
  • FIG. 26 is a diagram showing the passing characteristics of the filter device 100I of FIG. 25.
  • the horizontal axis shows the frequency
  • the vertical axis shows the insertion loss and the reflection loss.
  • the solid lines LN60 and LN70 show the insertion loss and the reflection loss in the case of the filter device 100I of the fourth embodiment, respectively
  • the broken lines LN61 and LN71 show the insertion loss and the reflection loss in the case where the internal shield is not provided. Each is shown.
  • the insertion loss in the pass band is almost the same value in both the case with the internal shield and the case without the internal shield.
  • the insertion loss of the filter device 100I having an internal shield is large, and the attenuation characteristic is improved.
  • the reflection loss in the pass band is reduced in the filter device 100I as compared with the case without the internal filter. Therefore, it can be seen that the deterioration of the filter characteristics is suppressed by providing the internal shield.
  • FIG. 27 is a diagram for explaining the influence of the presence / absence of the common electrode and the presence / absence of the internal shield on the filter characteristics of the external shield.
  • the degree of deterioration of the insertion loss in the pass band due to the presence or absence of the external shield and the point at which the attenuation on the high frequency side becomes 20 dB (hereinafter referred to as “attenuation point”). Shows the frequency.
  • Case 1 is a case where a common electrode is not provided, each resonator is independent, and there is no internal shield, as in the comparative example of FIG. Further, the case 2 has a common electrode but does not have an internal shield, and the case 3 has a common electrode and an internal shield as in the filter device 100I of the fourth embodiment.
  • the insertion loss in the pass band is reduced by about 0.30 dB in the case of not having the internal shield (case 1 and case 2), but in the case 3 having the internal shield. Has been improved to a decrease of about 0.06 dB.
  • the frequency of the attenuation point on the high frequency side in Case 1, the frequency of the attenuation point is 4 GHz or more lower when the external shield is provided than when the external shield is not provided.
  • the frequency of the attenuation point in Case 2 and Case 3, is as high as 1 to 2 GHz. As described above, there is almost no difference in the attenuation point depending on the presence or absence of the internal shield, but the fluctuation of the attenuation point can be suppressed by using the common electrode.
  • the filter device 100I of the fourth embodiment provided with the common electrode and the internal shield, it is possible to suppress the deterioration of the filter characteristics due to the external shield.
  • the common electrode PC 21 may be a rectangular flat plate electrode, or may have a shape similar to that of the above-described embodiment and modification. Further, in FIG. 24, an example in which the flat plate electrode PG22 is arranged only on the upper surface side as an internal shield is shown, but in addition, the internal shield may be arranged on the side surface portion of the main body 110.
  • P21-P26, P28 Capacitor electrode PC, PC1-PC4, PC11, PC21-PC23 common electrode, PD1-PD4 wiring electrode, PT1-PT7, PT11-PT16, PT134 wiring pattern, RC1-RC4 resonator, T1 input terminal , T2 output terminal, V0, V1A to V4A, V1B to V4B, V5, V10A to V12A, V10B, V11B, V23, V20A to V23A, V20B to V22B, V30A to V34A, V30B to V34B, V40A to V43A, V40B to V43B.

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Abstract

フィルタ装置（１００）は、入力端子（Ｔ１）と、出力端子（Ｔ２）と、本体（１１０）と、本体（１１０）に設けられた共通電極（ＰＣ）と、接地端子（ＧＮＤ）と、共通電極（ＰＣ）および接地端子（ＧＮＤ）に接続されたＬＣ並列共振器（ＲＣ１～ＲＣ３）とを備える。各共振器は、キャパシタと、第１ビアと、第２ビアとを含む。第１ビアは、一方端が共通電極（ＰＣ）に接続され、他方端がキャパシタを介して接地端子（ＧＮＤ）に接続されている。第２ビアは、一方端が共通電極（ＰＣ）に接続され、他方端がキャパシタを介さずに接地端子（ＧＮＤ）に接続されている。共通電極に（ＰＣ）おける、隣接する２つの共振器の第１ビアが接続されている部分の間に第２ビアが接続されている。

Description

フィルタ装置およびそれを備える高周波フロントエンド回路
　本開示はフィルタ装置およびそれを備える高周波フロントエンド回路に関し、より特定的には、積層ＬＣフィルタの特性を向上させるための技術に関する。
　国際公開第２０１９／０９７７７４号（特許文献１）には、入力端子と出力端子との間に４段のＬＣ並列共振器が配置された積層型のバンドパスフィルタが開示されている。国際公開第２０１９／０９７７７４号（特許文献１）のバンドパスフィルタにおいては、入力端子に接続される共振器および出力端子に接続される共振器の間に、直列接続された２つのキャパシタ（第１キャパシタ，第２キャパシタ）が形成されており、当該２つのキャパシタの接続ノードと接地点との間に第３キャパシタが形成されている。このような構成とすることによって、通過帯域よりも低域側の減衰極の周波数をほとんど変化させることなく、通過帯域よりも高域側の減衰極の周波数を変化させることができる。
国際公開第２０１９／０９７７７４号
　国際公開第２０１９／０９７７７４号（特許文献１）のバンドパスフィルタに含まれる各ＬＣ並列共振器を形成するインダクタは、多層構造の誘電体基板の積層方向に形成された２つのビア導体と、当該ビア導体を接続する線路導体によって形成されており、各ＬＣ並列共振器の線路導体は互いに離間して配置されている。このようなバンドパスフィルタにおいて共振器間の磁気結合を調整する場合には、一般的に、インダクタを形成するビア導体の位置（間隔）の変更、あるいは、共振器同士の間隔の変更によって行なわれる。
　しかしながら、ビア導体の配置を変更すると、インダクタの空芯径が変化するためにＱ値が低下する可能性がある。また、特定の共振器同士の間隔を変更した場合、その他の共振器との磁気結合にも影響が生じ、かえって損失が大きくなってしまうおそれがある。
　上記のようなバンドパスフィルタは、携帯電話あるいはスマートフォンに代表される携帯用の通信機器に用いられる場合がある。このような携帯端末においては、さらなる小型化および薄型化が求められているが、それに伴ってフィルタが小型化されると、ビア導体の配置の自由度がさらに制限されてしまうため、共振器間の磁気結合の調整が困難になり得る。
　本開示は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、複数のＬＣ並列共振器を含む多段型の積層フィルタにおいて、Ｑ値の低下を抑制しつつ、共振器間の磁気結合を調整することである。
　本開示に係るフィルタ装置は、入力端子と、出力端子と、本体と、本体に設けられた共通電極と、接地端子と、共通電極および接地端子に接続された第１～第３ＬＣ並列共振器とを備える。各共振器は、キャパシタと、第１ビアと、第２ビアとを含む。第１ビアは、一方端が共通電極に接続され、他方端がキャパシタを介して接地端子に接続されている。第２ビアは、一方端が共通電極に接続され、他方端がキャパシタを介さずに接地端子に接続されている。共通電極における、隣接する２つの共振器の第１ビアが接続されている部分の間に第２ビアが接続されている。
　本開示のフィルタ装置においては、互いに磁気結合する複数のＬＣ並列共振器（第１ＬＣ並列共振器～第３ＬＣ並列共振器）が共通電極により接続される。このような構成とすることによって、各共振器のインダクタを構成するビアの配置は制限されず、隣接するＬＣ並列共振器同士の磁気結合は共通電極の形状によって調整される。したがって、多段型のＬＣフィルタにおいて、Ｑ値の低下を抑制しながら共振器間の磁気結合を調整することが可能となる。
実施の形態１のフィルタ装置が適用される高周波フロントエンド回路を有する通信装置のブロック図である。 実施の形態１のフィルタ装置の等価回路図である。 図２のフィルタ装置の外観斜視図である。 図２のフィルタ装置の積層構造の一例を示す分解斜視図である。 図２のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 比較例のフィルタ装置における共振器の配置を説明するための図である。 図２のフィルタ装置の通過特性を示す図である。 磁気結合調整の第１例を説明するための図である。 図８の第１例における通過特性を示す図である。 磁気結合調整の第２例を説明するための図である。 図８の第２例における通過特性を示す図である。 変形例１のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 変形例２のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 変形例３のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 変形例４のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 実施の形態２のフィルタ装置の積層構造の一例を示す分解斜視図である。 図１６のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 図１６のフィルタ装置の通過特性を示す図である。 実施の形態３のフィルタ装置の等価回路図である。 図１９のフィルタ装置の積層構造を示す分解斜視図である。 図１９のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 図１９のフィルタ装置の通過特性を示す図である。 変形例５のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 変形例６のフィルタ装置における共通電極の平面図である。 実施の形態４のフィルタ装置の積層構造の一例を示す分解斜視図である。 図２５のフィルタ装置の通過特性を示す図である。 共通電極および内部シールドの有無による、外部シールドの影響を説明するための図である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　（通信装置の基本構成）
　図１は、実施の形態１のフィルタ装置が適用される高周波フロントエンド回路２０を有する通信装置１０のブロック図である。通信装置１０は、たとえば、携帯電話基地局である。
　図１を参照して、通信装置１０は、アンテナ１２と、高周波フロントエンド回路２０と、ミキサ３０と、局部発振器３２と、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）４０と、ＲＦ回路５０とを備える。また、高周波フロントエンド回路２０は、バンドパスフィルタ２２，２８と、増幅器２４と、減衰器２６とを含む。なお、図１においては、高周波フロントエンド回路２０が、アンテナ１２から高周波信号を送信する送信回路を含む場合について説明するが、高周波フロントエンド回路２０はアンテナ１２を介して高周波信号を受信する受信回路を含んでいてもよい。
　通信装置１０は、ＲＦ回路５０から伝達された送信信号を高周波信号にアップコンバートしてアンテナ１２から放射する。ＲＦ回路５０から出力された送信信号である変調済みのデジタル信号は、Ｄ／Ａコンバータ４０によってアナログ信号に変換される。ミキサ３０は、Ｄ／Ａコンバータ４０によってデジタル信号からアナログ信号に変換された送信信号を、局部発振器３２からの発振信号と混合して高周波信号へとアップコンバートする。バンドパスフィルタ２８は、アップコンバートによって生じた不要波を除去して、所望の周波数帯域の送信信号のみを抽出する。減衰器２６は、送信信号の強度を調整する。増幅器２４は、減衰器２６を通過した送信信号を、所定のレベルまで電力増幅する。バンドパスフィルタ２２は、増幅過程で生じた不要波を除去するとともに、通信規格で定められた周波数帯域の信号成分のみを通過させる。バンドパスフィルタ２２を通過した送信信号は、アンテナ１２から放射される。
　上記のような通信装置１０におけるバンドパスフィルタ２２，２８として、本開示に対応したフィルタ装置を採用することができる。
　（フィルタ装置の構成）
　次に図２～図５を用いて、実施の形態１のフィルタ装置１００の詳細な構成について説明する。
　図２は、フィルタ装置１００の等価回路図である。図２を参照して、フィルタ装置１００は、入力端子Ｔ１と、出力端子Ｔ２と、共振器ＲＣ１～ＲＣ４を備える。共振器ＲＣ１～ＲＣ４の各々は、インダクタとキャパシタとが並列接続されたＬＣ並列共振器である。
　共振器ＲＣ１は、直列接続されたインダクタＬ１Ａ，Ｌ１Ｂと、当該インダクタＬ１Ａ，Ｌ１Ｂに並列に接続されたキャパシタＣ１とを含む。インダクタＬ１ＡとキャパシタＣ１との接続ノードＮ１Ａは、キャパシタＣ０を介して入力端子Ｔ１に接続されている。インダクタＬ１ＢとキャパシタＣ１との接続ノードＮ１Ｂは、接地端子ＧＮＤに接続されている。
　共振器ＲＣ２は、直列接続されたインダクタＬ２Ａ，Ｌ２Ｂと、当該インダクタＬ２Ａ，Ｌ２Ｂに並列に接続されたキャパシタＣ２とを含む。インダクタＬ２ＡとキャパシタＣ２との接続ノードＮ２Ａは、キャパシタＣ５を介して出力端子Ｔ２に接続されている。インダクタＬ２ＢとキャパシタＣ２との接続ノードＮ２Ｂは、接地端子ＧＮＤに接続されている。
　共振器ＲＣ３は、直列接続されたインダクタＬ３Ａ，Ｌ３Ｂと、当該インダクタＬ３Ａ，Ｌ３Ｂに並列に接続されたキャパシタＣ３とを含む。インダクタＬ３ＡとキャパシタＣ３との接続ノードＮ３Ａは、キャパシタＣ１３を介して共振器ＲＣ１の接続ノードＮ１Ａに接続されている。インダクタＬ３ＢとキャパシタＣ３との接続ノードＮ３Ｂは、接地端子ＧＮＤに接続されている。
　共振器ＲＣ４は、直列接続されたインダクタＬ４Ａ，Ｌ４Ｂと、当該インダクタＬ４Ａ，Ｌ４Ｂに並列に接続されたキャパシタＣ４とを含む。インダクタＬ４ＡとキャパシタＣ４との接続ノードＮ４Ａは、キャパシタＣ２４を介して共振器ＲＣ２の接続ノードＮ２Ａに接続されている。インダクタＬ４ＢとキャパシタＣ４との接続ノードＮ４Ｂは、接地端子ＧＮＤに接続されている。
　また、共振器ＲＣ１の接続ノードＮ１Ａと、共振器ＲＣ２の接続ノードＮ２Ａとが、キャパシタＣ１２を介して接続されている。さらに、各共振器における２つのインダクタの接続ノード同士が互いに接続されている。共振器が共通に接続される当該部分が、図４等で後述する共通電極ＰＣに対応する。
　各共振器同士は、磁気結合により結合されている。このように、フィルタ装置１００は、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に、互いに磁気結合する４段の共振器が配置された構成を有している。各共振器の共振周波数を調整することによって、フィルタ装置１００は、所望の周波数帯域の信号を通過させるバンドパスフィルタとして機能する。
　なお、入力端子Ｔ１に接続されたキャパシタＣ０および出力端子Ｔ２に接続されたキャパシタＣ５は必須ではなく、共振器ＲＣ１，ＲＣ２が、入力端子Ｔ１および出力端子Ｔ２にそれぞれ直接接続されていてもよい。
　図３はフィルタ装置１００の外観斜視図であり、図４はフィルタ装置１００の積層構造の一例を示す分解斜視図である。
　図３および図４を参照して、フィルタ装置１００は、複数の誘電体層ＬＹ１～ＬＹ１２が積層方向に積層されることによって形成された、直方体または略直方体の本体１１０を備えている。誘電体層ＬＹ１～ＬＹ１２は、たとえば低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ：Low　Temperature　Co-fired　Ceramics）などのセラミック、あるいは樹脂により形成されている。本体１１０の内部において、各誘電体層に設けられた複数の電極、および、誘電体層間に設けられた複数のビアによって、ＬＣ共振回路を構成するためのインダクタおよびキャパシタが構成される。なお、本明細書において「ビア」とは、異なる誘電体層に設けられた電極を接続するために、誘電体層中に設けられる導体を示す。ビアは、たとえば、導電ペースト、めっき、および／または金属ピンなどによって形成される。
　なお、以降の説明においては、本体１１０における誘電体層ＬＹ１～ＬＹ１２の積層方向を「Ｚ軸方向」とし、Ｚ軸方向に垂直であって本体１１０の長辺に沿った方向を「Ｘ軸方向」とし、本体１１０の短辺に沿った方向を「Ｙ軸方向」とする。また、以下では、各図におけるＺ軸の正方向を上側、負方向を下側と称する場合がある。
　本体１１０の上面１１１（第１層ＬＹ１）には、フィルタ装置１００の方向を特定するための方向性マークＤＭが配置されている。本体１１０の下面１１２（第１２層ＬＹ１２）には、当該フィルタ装置１００と外部機器とを接続するための外部端子（入力端子Ｔ１、出力端子Ｔ２および接地端子ＧＮＤ）が配置されている。入力端子Ｔ１、出力端子Ｔ２および接地端子ＧＮＤの各々は平板状の電極であり、本体１１０の下面１１２に規則的に配置されたＬＧＡ（Land　Grid　Array）端子である。
　フィルタ装置１００は、図２で説明したように、４段のＬＣ並列共振器を有している。より具体的には、ビアＶ１Ａ，Ｖ１Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ２を含んで構成された共振器ＲＣ１と、ビアＶ２Ａ，Ｖ２Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ８を含んで構成された共振器ＲＣ２と、ビアＶ３Ａ，Ｖ３Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ３を含んで構成された共振器ＲＣ３と、ビアＶ４Ａ，Ｖ４Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ７を含んで構成された共振器ＲＣ４とを含む。
　共振器ＲＣ１のキャパシタ電極Ｐ２、および、共振器ＲＣ２のキャパシタ電極Ｐ８は、第１０層ＬＹ１０に設けられている。キャパシタ電極Ｐ２は、第１１層にＬＹ１１に設けられた平板電極Ｐ１と対向している。キャパシタ電極Ｐ２と平板電極Ｐ１とによって図２のキャパシタＣ０が構成される。平板電極Ｐ１は、ビアＶ０によって第１２層ＬＹ１２に設けられた入力端子Ｔ１に接続される。
　キャパシタ電極Ｐ８は、第１１層にＬＹ１１に設けられた平板電極Ｐ９と対向している。キャパシタ電極Ｐ８と平板電極Ｐ９とによって図２のキャパシタＣ５が構成される。平板電極Ｐ９は、ビアＶ５によって、第１２層ＬＹ１２に設けられた出力端子Ｔ２に接続される。
　共振器ＲＣ１のキャパシタ電極Ｐ２は、ビアＶ１Ａによって、第２層ＬＹ２に設けられた共通電極ＰＣに接続される。また、共通電極ＰＣは、ビアＶ１Ｂによって、第９層ＬＹ９に設けられた平板電極ＰＧ１に接続される。平板電極ＰＧ１は、ビアＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３によって、第１１層ＬＹ１１に設けられた平板電極ＰＧ２に接続される。さらに、平板電極ＰＧ２は、ビアＶＧ４，ＶＧ５によって、第１２層ＬＹ１２に設けられた接地端子ＧＮＤに接続される。キャパシタ電極Ｐ２の一部は、平板電極ＰＧ１とも対向しており、キャパシタ電極Ｐ２と平板電極ＰＧ１とによって、図２におけるキャパシタＣ１が構成される。なお、ビアＶ１ＡおよびビアＶ１Ｂは、図２におけるインダクタＬ１ＡおよびインダクタＬ１Ｂにそれぞれ対応する。
　共振器ＲＣ２のキャパシタ電極Ｐ８は、ビアＶ２Ａによって、第２層ＬＹ２に設けられた共通電極ＰＣに接続される。また、共通電極ＰＣは、ビアＶ２Ｂによって、第９層ＬＹ９に設けられた平板電極ＰＧ１に接続される。キャパシタ電極Ｐ８の一部は、平板電極ＰＧ１とも対向しており、キャパシタ電極Ｐ８と平板電極ＰＧ１とによって、図２におけるキャパシタＣ２が構成される。なお、ビアＶ２ＡおよびビアＶ２Ｂは、図２におけるインダクタＬ２ＡおよびインダクタＬ２Ｂにそれぞれ対応する。
　共振器ＲＣ３のキャパシタ電極Ｐ３、および、共振器ＲＣ４のキャパシタ電極Ｐ７は、第８層ＬＹ８に設けられている。キャパシタ電極Ｐ３は、ビアＶ３Ａによって、第２層ＬＹ２に設けられた共通電極ＰＣに接続される。また、共通電極ＰＣは、ビアＶ３Ｂによって、第９層ＬＹ９に設けられた平板電極ＰＧ１に接続される。キャパシタ電極Ｐ３は、平板電極ＰＧ１と対向しており、キャパシタ電極Ｐ３と平板電極ＰＧ１とによって図２のキャパシタＣ３が構成される。なお、ビアＶ３ＡおよびビアＶ３Ｂは、図２におけるインダクタＬ３ＡおよびインダクタＬ３Ｂにそれぞれ対応する。
　キャパシタ電極Ｐ７は、ビアＶ４Ａによって、第２層ＬＹ２に設けられた共通電極ＰＣに接続される。また、共通電極ＰＣは、ビアＶ４Ｂによって、第９層ＬＹ９に設けられた平板電極ＰＧ１に接続される。キャパシタ電極Ｐ７は、平板電極ＰＧ１と対向しており、キャパシタ電極Ｐ７と平板電極ＰＧ１とによって図２のキャパシタＣ４が構成される。なお、ビアＶ４ＡおよびビアＶ４Ｂは、図２におけるインダクタＬ４ＡおよびインダクタＬ４Ｂにそれぞれ対応する。
　共振器ＲＣ１のビアＶ１Ａは、第７層ＬＹ７に設けられる平板電極Ｐ４にも接続されている。平板電極Ｐ４の一部は、共振器ＲＣ３のキャパシタ電極Ｐ３と対向している。平板電極Ｐ４とキャパシタ電極Ｐ３とによって、図２におけるキャパシタＣ１３が構成される。
　共振器ＲＣ２のビアＶ２Ａは、第７層ＬＹ７に設けられる平板電極Ｐ６にも接続されている。平板電極Ｐ６の一部は、共振器ＲＣ４のキャパシタ電極Ｐ７と対向している。平板電極Ｐ６とキャパシタ電極Ｐ７とによって、図２におけるキャパシタＣ２４が構成される。
　また、平板電極Ｐ４の一部および平板電極Ｐ６の一部は、第６層ＬＹ６に設けられた平板電極Ｐ５と対向している。平板電極Ｐ４～Ｐ６によって、図２におけるキャパシタＣ１２が構成される。
　以降の説明では、各共振器においてキャパシタを介して接地端子ＧＮＤに接続されるビアＶ１Ａ，Ｖ２Ａ，Ｖ３Ａ，Ｖ４Ａを「第１ビア」と称する。また、各共振器においてキャパシタを介さずに接地端子ＧＮＤに接続されるビアＶ１Ｂ，Ｖ２Ｂ，Ｖ３Ｂ，Ｖ４Ｂを「第２ビア」と称する。
　図５は、フィルタ装置１００における共通電極ＰＣの平面図である。共通電極ＰＣは、第１端部Ｅ１および第２端部Ｅ２を有する帯状の配線パターンによって構成されている。図５においては、共通電極ＰＣは、本体１１０の短辺（Ｙ軸）に沿った配線パターンＰＴ１，ＰＴ３，ＰＴ５，ＰＴ７と本体１１０の長辺（Ｘ軸）に沿った配線パターンＰＴ２，ＰＴ４，ＰＴ６とが交互に接続されたメアンダ形状を有している。配線パターンＰＴ１～ＰＴ７の線幅は同じである。
　共通電極ＰＣの第１端部Ｅ１（すなわち、配線パターンＰＴ１の一方端）には、共振器ＲＣ１のビアＶ１Ａが接続されている。配線パターンＰＴ１の他方端（すなわち、配線パターンＰＴ２の一方端）には、共振器ＲＣ１のビアＶ１Ｂが接続されている。配線パターンＰＴ２の他方端（すなわち、配線パターンＰＴ３の一方端）には、共振器ＲＣ３のビアＶ３Ａが接続されている。配線パターンＰＴ３の他方端（すなわち、配線パターンＰＴ４の一方端）には、共振器ＲＣ３のビアＶ３Ｂが接続されている。
　配線パターンＰＴ４の他方端（すなわち、配線パターンＰＴ５の一方端）には、共振器ＲＣ４のビアＶ４Ｂが接続されている。配線パターンＰＴ５の他方端（すなわち、配線パターンＰＴ６の一方端）には、共振器ＲＣ３のビアＶ４Ａが接続されている。配線パターンＰＴ６の他方端（すなわち、配線パターンＰＴ７の一方端）には、共振器ＲＣ２のビアＶ２Ｂが接続されている。配線パターンＰＴ７の他方端（すなわち、共通電極ＰＣの第２端部Ｅ２）には、共振器ＲＣ２のビアＶ２Ａが接続されている。図５に示されるように、共通電極ＰＣにおいて、各ビアは、フィルタ特性の対称性を確保するために、仮想線ＣＬ１に対して線対称となるように配置される。
　このように、共通電極ＰＣに沿って、共振器ＲＣ１のビアＶ１Ａと共振器ＲＣ３のビアＶ３Ａ（第１ビア）との間に、共振器ＲＣ１のビアＶ１Ｂ（第２ビア）が配置されている。また、共通電極ＰＣに沿って、共振器ＲＣ２のビアＶ２Ａと共振器ＲＣ４のビアＶ４Ａ（第１ビア）との間に、共振器ＲＣ２のビアＶ２Ｂ（第２ビア）が配置されている。さらに、共通電極ＰＣに沿って、共振器ＲＣ３のビアＶ３Ａと共振器ＲＣ４のビアＶ４Ａ（第１ビア）との間に、共振器ＲＣ３のビアＶ３Ｂおよび共振器ＲＣ４のビアＶ３Ｂ（第２ビア）が配置されている。
　換言すれば、共通電極ＰＣに沿った経路において、隣接する２つの共振器の第１ビアが接続されている部分の間に第２ビアが接続されている。なお、隣接するビアＶ３ＢおよびビアＶ４Ｂは、いずれも平板電極ＰＧ１，ＰＧ２およびビアＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４，ＶＧ５を介して接地端子ＧＮＤに接続されているため、これらの２つのビアは図５の破線のビアＶ３４Ｂのように１つのビアとして考えることができる。そうすると、共通電極ＰＣにそって第１端部Ｅ１から第２端部Ｅ２に向かって、第１ビアと第２ビアとが交互に配置された構成となる。
　このように、複数のＬＣ並列共振器が帯状の共通電極に接続され、キャパシタを介して接地端子ＧＮＤに接続される「第１ビア」と、キャパシタを介さずに接地端子ＧＮＤに接続される「第２ビア」とが、当該共通電極に沿って交互に配置されることによって、隣接する共振器同士が誘導結合する。
　ここで、複数のＬＣ並列共振器で構成された多段型のフィルタ装置として、各共振器を構成する線路導体が互いに離間して配置される構成が知られている。たとえば、国際公開第２０１９／０９７７７４号（特許文献１）においては、図６に示されるフィルタ装置２００のように、各共振器のインダクタを構成するビアが、各共振器ごとに互いに独立した個別の配線電極ＰＤ１～ＰＤ４で接続される。
　一般的に、フィルタ装置の特性を向上させるためには、Ｑ値を高めることが必要とされる。上記のような多段型のＬＣ並列共振器を用いたフィルタ装置においては、Ｑ値は、各共振器におけるインダクタの空芯径、すなわちビア間隔によって影響を受ける。具体的には、各共振器におけるインダクタの空芯径が大きいほどＱ値は高くなる傾向を有している。そのため、フィルタ装置においては、各共振器のビア間隔ができるだけ広くなるように、ビアが配置される。
　一方で、所望のフィルタ特性を実現するために、各共振器間の磁気結合の強度を調整することが必要となる場合がある。共振器間の磁気結合の強度は、共振器同士の距離（間隔）によって調整することができるが、多段型のフィルタ装置の場合、各共振器同士が互いに結合し合っており、特定の共振器間の距離を変更するとそれ以外の共振器の結合状態も変化し得るため、共振器間の距離による調整は設計上の困難が伴う可能性がある。そのため、設計上の簡便さから、Ｑ値が低くなる可能性はあるが、ビア間隔の変更により結合状態を調整する手法が一般的に用いられる。しかしながら、フィルタ装置をさらに小型化する場合には、ビアの配置の自由度がさらに制限されてしまい、所望のフィルタ特性を実現できなくなる可能性がある。
　実施の形態１のフィルタ装置１００においては、上記で説明したように、複数のＬＣ並列共振器ＲＣ１～ＲＣ４のインダクタを構成するビアが、共通電極ＰＣに接続され、キャパシタを介して接地端子ＧＮＤに接続される「第１ビア」と、キャパシタを介さずに接地端子ＧＮＤに接続される「第２ビア」とが、当該共通電極ＰＣに沿って交互に配置された構成となっている。このように、隣接する共振器同士が共通電極により接続されることによって、特に本体１１０の中心付近に配置されている共振器ＲＣ３，ＲＣ４においては、１つの第１ビアに対して２つ以上の第２ビアが配置されるため、損失を低減することができる。また、共通電極の形状（たとえば、線幅あるいは線路長）を調整することによって、共振器間の結合状態を変更することができる。これにより、各共振器において、最適なＱ値を実現可能な位置にビアを配置することができるので、Ｑ値の低下を抑制しながら共振器間の磁気結合を調整することが可能となる。
　次に、図７～図１１を用いて、実施の形態１のフィルタ装置１００における、共通電極の形状の変更による磁気結合の調整例について説明する。
　図７は、図５で示した形状の共通電極ＰＣを有するフィルタ装置１００における入力端子Ｔ１から出力端子Ｔ２への挿入損失（実線ＬＮ１０）、および、図６で示した比較例のフィルタ装置２００における挿入損失（破線ＬＮ１１）を示した図である。なお、下段の図７（ｂ）は、上段の図７（ａ）における領域ＲＧ１の部分の拡大図である。
　図７を参照して、実施の形態１のフィルタ装置１００においては、比較例のフィルタ装置２００に比べて、通過帯域よりも低域側の非通過帯域における減衰極が通過帯域側に移動している。これにより、図７（ｂ）に示されるように、通過帯域が低域側に拡大され、さらに非通過帯域における急峻度が向上している。また、実施の形態１のフィルタ装置１００においては、通過帯域よりも高域側の非通過帯域における減衰極の減衰量が、比較例のフィルタ装置２００に比べて大きくなっている。このように、共通電極ＰＣに各共振器が接続された構成とすることによって、通過帯域を拡大するとともに急峻度を改善することができる。
　実施の形態１のフィルタ装置１００と異なる形状の共通電極ＰＣを有するフィルタ装置１００Ａとフィルタ装置１００Ｂを用意した。図８は、フィルタ装置１００Ａにおける共通電極ＰＣの平面図である。図８に示すように、フィルタ装置１００Ａでは、共通電極ＰＣにおける配線パターンＰＴ２と配線パターンＰＴ６の線幅Ｗ１が、図５に示されるフィルタ装置１００の共通電極ＰＣに比べて広くされている。すなわち、フィルタ装置１００Ａでは、共通電極ＰＣにおける配線パターンＰＴ２と配線パターンＰＴ６の線幅は、配線パターンＰＴ１，ＰＴ３，ＰＴ４，ＰＴ５，ＰＴ７の線幅よりも広い。図９は、図８で示した形状の共通電極ＰＣを有するフィルタ装置１００Ａにおける挿入損失を示した図である。図１０は、フィルタ装置１００における共通電極ＰＣの平面図である。図１０に示すように、フィルタ装置１００Ｂでは、共通電極ＰＣにおける配線パターンＰＴ４の線幅Ｗ２が、図５に示されるフィルタ装置１００の共通電極ＰＣに比べて広くされている。すなわち、フィルタ装置１００Ｂでは、共通電極ＰＣにおける配線パターンＰＴ４の線幅は、配線パターンＰＴ１～ＰＴ３，ＰＴ５～ＰＴ７の線幅よりも広い。図１１は、図１０で示した形状の共通電極ＰＣを有するフィルタ装置１００Ｂにおける挿入損失を示した図である。なお、図９および図１１においては、比較のために、図５の場合の挿入損失が破線ＬＮ１０で示されている。
　図９を参照して、共通電極ＰＣの配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の線幅Ｗ１を配線パターンＰＴ１，ＰＴ３，ＰＴ４，ＰＴ５，ＰＴ７の線幅よりも広くした場合には、通過帯域よりも低域側の減衰極の周波数が、配線パターンＰＴ１～ＰＴ７の線幅が同じである図５の場合に比べて通過帯域側にシフトしている（図９中の実線ＬＮ２０）。すなわち、通過帯域の低域側における減衰の急峻度が高められている。これは、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の線幅の拡大によって、最も遠い共振器間、すなわち共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ２との間の最短距離が短くなり、共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ２との間の磁気結合の感度が高くなるためである。これは、図２の等価回路におけるインダクタＬ１Ａ，Ｌ２Ａのインダクタンス値が小さくなり、共振器全体におけるインダクタＬ１Ｂ，Ｌ２Ｂの割合が大きくなっていることを意味する。
　次に、図１１を参照して、共通電極ＰＣの配線パターンＰＴ４の線幅Ｗ２を配線パターンＰＴ１～ＰＴ３，ＰＴ５～ＰＴ７の線幅よりも広くした場合には、通過帯域の高域側がより高周波数側にシフトしており、通過帯域幅が拡大している（図１中の実線ＬＮ３０）。これは、配線パターンＰＴ４の線幅の拡大によって、共振器ＲＣ３と共振器ＲＣ４との間の最短距離が短くなり、共振器ＲＣ３と共振器ＲＣ４との間の磁気結合の感度が高くなるためである。これは、図２の等価回路におけるインダクタＬ３Ａ，Ｌ４Ａのインダクタンス値が小さくなり、共振器全体におけるインダクタＬ３Ｂ，Ｌ４Ｂの割合が大きくなっていることを意味する。
　以上のように、複数のＬＣ並列共振器で構成されたフィルタ装置において、各共振器が共通電極により接続される構成とし、当該共通電極の形状を変更することによって、共振器間の磁気結合を所望のフィルタ特性に応じた結合状態に調整することができる。この場合、各共振器においてインダクタを構成するビアの配置を変更することが不要なため、Ｑ値の低下を抑制することができる。
　［変形例］
　以下の変形例においては、フィルタ装置に含まれるＬＣ並列共振器の段数が異なる場合、および、共振器のビア配置が異なる場合の例について説明する。
　（変形例１）
　図１２は、変形例１のフィルタ装置１００Ｃにおける共通電極ＰＣ１の平面図である。フィルタ装置１００Ｃは、３つのＬＣ並列共振器が含まれる構成の例である。
　図１２を参照して、フィルタ装置１００Ｃにおいては、本体１１０においてＸ軸に平行な一方の長辺に沿って各共振器における第１ビアＶ１０Ａ，Ｖ１１Ａ，Ｖ１２Ａが配置されており、他方の長辺に沿って第２ビアＶ１０Ｂ，Ｖ１１Ｂが配置されている。共通電極ＰＣ１は、ビアＶ１０Ａから、ビアＶ１０Ｂ、ビアＶ１１Ａ、およびビアＶ１１Ｂを経由してビアＶ１２Ａに至るように、略Ｗ形状に設けられている。すなわち、共通電極ＰＣ１において第１端部から第２端部に向かう経路に沿って、第１ビアおよび第２ビアがジグザグ状に交互に配置されている。
　なお、フィルタ装置１００Ｃにおいては、仮想線ＣＬ１に対してビアを線対称な配置とするために、ビアＶ１１Ａを含む共振器の第２ビアが、ビアＶ１０Ｂおよび／またはビアＶ１１Ｂと共通化されている。
　このような構成においては、ビアＶ１０ＡおよびＶ１０Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ１０ＢおよびＶ１１Ａを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ１１の方向に調整することによって、１段目と２段目の共振器の磁気結合、および、１段目と３段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　また、ビアＶ１０ＢおよびＶ１１Ａを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ１１ＡおよびＶ１１Ｂを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ１２の方向に調整することによって、２段目と３段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　さらに、ビアＶ１１ＡおよびＶ１１Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ１１ＢおよびＶ１２Ａを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ１３の方向に調整することによって、２段目と３段目の共振器の磁気結合、および、１段目と３段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　以上のように、フィルタ装置が３つのＬＣ並列共振器を含む場合についても、各共振器を共通電極に接続し、共通電極の線幅等を変更することによって、ビア位置を変更することなく共振器間の結合状態を調整することができる。したがって、Ｑ値の低下を抑制しつつ、共振器間の結合を調整することが可能となる。
　（変形例２）
　図１３は、変形例２のフィルタ装置１００Ｄにおける共通電極ＰＣ２の平面図である。フィルタ装置１００Ｄは、実施の形態１と同様に４つのＬＣ並列共振器を含んでいるが、フィルタ装置１００と比較してビアの配置が異なっている。
　図１３を参照して、フィルタ装置１００Ｄにおいては、変形例１と同様に、本体１１０の一方の長辺に沿って第１ビアＶ２０Ａ～Ｖ２３Ａが配置されており、他方の長辺に沿って第２ビアＶ２０Ｂ～Ｖ２２Ｂが配置されている。共通電極ＰＣ２は、ビアＶ２０Ａから、ビアＶ２０Ｂ、ビアＶ２１Ａ、ビアＶ２１Ｂ、ビアＶ２２Ａ、およびビアＶ２２Ｂを経由してビアＶ２３Ａに至るように設けられている。すなわち、共通電極ＰＣ２において第１端部から第２端部に向かう経路に沿って、第１ビアおよび第２ビアがジグザグ状に交互に配置されている。
　なお、フィルタ装置１００Ｄにおいては、仮想線ＣＬ１に対してビアを線対称に配置するために、いずれかの共振器の第２ビアが、隣接する共振器の第２ビアと共通化されている。
　このような構成においては、ビアＶ２０ＡおよびＶ２０Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ２０ＢおよびＶ２１Ａを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ２１の方向に調整することによって、１段目と２段目の共振器の磁気結合、１段目と３段目の共振器の磁気結合、および１段目と４段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　また、ビアＶ２１ＡおよびＶ２１Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ２１ＢおよびＶ２２Ａを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ２２の方向に調整することによって、２段目と３段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　さらに、ビアＶ２２ＡおよびＶ２２Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ２２ＢおよびＶ２３Ａを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ２３の方向に調整することによって、１段目と４段目の共振器の磁気結合、２段目と４段目の共振器の磁気結合、および３段目と４段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　以上のように、フィルタ装置におけるビアの配置が異なる場合においても、各共振器を共通電極に接続し、共通電極の線幅等を変更することによって、ビア位置を変更することなく共振器間の結合状態を調整することができる。したがって、Ｑ値の低下を抑制しつつ、共振器間の結合を調整することが可能となる。
　（変形例３）
　図１４は、変形例３のフィルタ装置１００Ｅにおける共通電極ＰＣ３の平面図である。フィルタ装置１００Ｅは、５つのＬＣ並列共振器が含まれる構成の例である。
　図１４を参照して、フィルタ装置１００Ｅにおいては、本体１１０の一方の長辺に沿って第１ビアＶ３０Ａ、第２ビアＶ３１Ｂ、第２ビアＶ３２Ｂ、および第１ビアＶ３４Ａが配置されており、他方の長辺に沿って第２ビアＶ３０Ｂ、第１ビアＶ３１Ａ～Ｖ３３Ａ、および第２ビアＶ３３Ｂが配置されている。共通電極ＰＣ３は、ビアＶ３０Ａから、ビアＶ３０Ｂ、ビアＶ３１Ａ、ビアＶ３１Ｂ、ビアＶ３２Ａ、ビアＶ３２Ｂ、ビアＶ３３Ａ、およびビアＶ３３Ｂを経由してビアＶ３４Ａに至るように設けられている。
　フィルタ装置１００Ｅにおいては、仮想線ＣＬ１に対してビアを線対称に配置するために、いずれかの共振器の第２ビアが、隣接する共振器の第２ビアと共通化されている。なお、５段のフィルタ装置においても、変形例１および変形例２のように、ビアをジグザグ状に配置するようにしてもよい。
　このような構成においては、ビアＶ３０ＡおよびＶ３０Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ３０ＢおよびＶ３１Ａを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ３１の方向に調整することによって、１段目と２段目の共振器の磁気結合、１段目と３段目の共振器の磁気結合、１段目と４段目の共振器の磁気結合、および１段目と５段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　また、ビアＶ３１ＡおよびＶ３１Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ３１ＢおよびＶ３２Ａを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ３２の方向に調整することによって、２段目と３段目の共振器の磁気結合、および２段目と４段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　また、ビアＶ３２ＡおよびＶ３２Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ３２ＢおよびＶ３２３を接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ３３の方向に調整することによって、２段目と４段目の共振器の磁気結合、および３段目と４段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　さらに、ビアＶ３３ＡおよびＶ３３Ｂを接続する配線パターン、ならびに、ビアＶ３３ＢおよびＶ３４Ａを接続する配線パターンの線幅を矢印ＡＲ３４の方向に調整することによって、１段目と５段目の共振器の磁気結合、２段目と５段目の共振器の磁気結合、３段目と５段目の共振器の磁気結合、および４段目と５段目の共振器の磁気結合を調整することができる。
　以上のように、フィルタ装置が５つのＬＣ並列共振器を含む場合についても、各共振器を共通電極に接続し、共通電極の線幅等を変更することによって、ビア位置を変更することなく共振器間の結合状態を調整することができる。したがって、Ｑ値の低下を抑制しつつ、共振器間の結合を調整することが可能となる。
　（変形例４）
　図１５は、変形例４のフィルタ装置１００Ｆにおける共通電極ＰＣ４の平面図である。フィルタ装置１００Ｆは、実施の形態１および変形例２と同様に４つのＬＣ並列共振器を含んでいるがビアの配置がさらに異なっている。より具体的には、フィルタ装置１００Ｆにおいては、ビアが点対称となるように配置されている。
　図１５を参照して、フィルタ装置１００Ｆにおいては、本体１１０の一方の長辺に沿って第１ビアＶ４０Ａ、第２ビアＶ４１Ｂ、第１ビアＶ４２Ａ、および第２ビアＶ４３Ｂが配置されており、他方の長辺に沿って第２ビアＶ４０Ｂ、第１ビアＶ４１Ａ、第２ビアＶ４２Ｂ、および第１ビアＶ４３Ａが配置されている。共通電極ＰＣ４は、ビアＶ４０Ａから、ビアＶ４０Ｂ、ビアＶ４１Ａ、ビアＶ４１Ｂ、ビアＶ４２Ｂ、ビアＶ４２Ａ、ビアＶ４３Ｂを経由してビアＶ４３Ａに至るように設けられている。共通電極ＰＣ４においては、点ＣＰに対して点対称になるようにビアが配置されている。
　このように、フィルタ装置においてビアが点対称に配置される場合においても、各共振器を共通電極に接続し、共通電極の線幅等を変更することによって、ビア位置を変更することなく共振器間の結合状態を調整することができる。したがって、Ｑ値の低下を抑制しつつ、共振器間の結合を調整することが可能となる。
　なお、本開示の特徴については、６段以上のフィルタ装置についても適用可能である。
　［実施の形態２］
　実施の形態１の図８および図１０においては、共振器間を接続する配線パターンの線幅を調整することによって磁気結合を調整する手法について説明した。
　実施の形態２においては、入出力端子に接続される共振器ＲＣ１および共振器ＲＣ２についての磁気結合の他の調整例について説明する。
　図１６は、実施の形態２のフィルタ装置１００Ｇの積層構造の一例を示す分解斜視図である。また、図１７は、図１６のフィルタ装置１００Ｇにおける共通電極ＰＣ１の平面図である。
　図１６を参照して、フィルタ装置１００Ｇにおいては、実施の形態１の図４で説明したフィルタ装置１００における共通電極ＰＣが共通電極ＰＣ１に置き換えられ、ビアＶ３Ｂ，Ｖ４Ｂが図５で説明したように１つのビアＶ３４Ｂに置き換えられており、さらに、第７層ＬＹ７に設けられた平板電極Ｐ１０が追加された構成となっている。フィルタ装置１００Ｇにおいて、図４と重複する要素の説明は繰り返さない。
　平板電極Ｐ１０は、略Ｕ字形状を有しており、第７層ＬＹ７において、平板電極Ｐ４および平板電極Ｐ６との間に配置される。平板電極Ｐ１０は、ビアＶ３４Ｂに接続されており、ビアＶ３４Ｂを介して、共通電極ＰＣ１および平板電極ＰＧ１（すなわち接地端子ＧＮＤ）に接続されている。平板電極Ｐ１０は、第６層ＬＹ６に設けられた平板電極Ｐ５、および、第８層ＬＹ８に設けられたキャパシタ電極Ｐ３，Ｐ７と容量結合している。平板電極Ｐ１０によって、共振器ＲＣ１～ＲＣ４におけるキャパシタＣ１～Ｃ４（図２）の容量が増加されている。
　また、第２層ＬＹ２に設けられた共通電極ＰＣ１においては、図１７に示されるように、配線パターンＰＴ２における配線パターンＰＴ１，ＰＴ３との接続位置、および、配線パターンＰＴ６における配線パターンＰＴ５，ＰＴ７との接続位置が、Ｙ軸の正方向に移動した構成となっている。言い換えれば、配線パターンＰＴ２は、配線パターンＰＴ１における共振器ＲＣ１のビアＶ１Ａ（第１ビア）が接続されている部分とビアＶ１Ｂ（第２ビア）が接続されている部分との間、ならびに、配線パターンＰＴ３における共振器ＲＣ３のビアＶ３Ａ（第１ビア）が接続されている部分とビアＶ３４Ｂ（第２ビア）が接続されている部分との間に接続されている。また、配線パターンＰＴ６は、配線パターンＰＴ７における共振器ＲＣ２のビアＶ２Ａ（第１ビア）が接続されている部分とビアＶ２Ｂ（第２ビア）が接続されている部分との間、ならびに、配線パターンＰＴ５における共振器ＲＣ４のビアＶ４Ａ（第１ビア）が接続されている部分とビアＶ３４Ｂ（第２ビア）が接続されている部分との間に接続されている。
　共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ３とを接続する配線パターンＰＴ２が、共振器ＲＣ１の開放端側（すなわち、ビアＶ１Ａ側）に近づくことによって、ビアＶ１ＡからビアＶ３４Ｂに至る経路の最短距離が短くなるため、共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ３との磁気結合を強めることができる。同様に、共振器ＲＣ２と共振器ＲＣ４とを接続する配線パターンＰＴ６が、共振器ＲＣ４の開放端側（すなわち、ビアＶ２Ａ側）に近づくことによって、ビアＶ２ＡからビアＶ３４Ｂに至る経路の最短距離が短くなるため、共振器ＲＣ２と共振器ＲＣ４との磁気結合を強めることができる。すなわち、配線パターンＰＴ１のビアＶ１Ａ側の端部から配線パターンＰＴ２までの距離ＬＧ１、および、配線パターンＰＴ７のビアＶ２Ａ側の端部から配線パターンＰＴ６までの距離ＬＧ１を調整することによって、共振器ＲＣ１，ＲＣ２と他の共振器との間の磁気結合を調整することができる。
　なお、図８で説明したように、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の線幅Ｗ１を調整することによって配線パターンＰＴ２，ＰＴ６のインダクタンス値を調整することができる。また、図１０で説明したように、共振器ＲＣ３，ＲＣ４間の配線パターンＰＴ４の線幅Ｗ２を調整することによって、配線パターンＰＴ４のインダクタンス値を調整することができる。
　図８のように、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６におけるＹ軸の負方向側の辺が、配線パターンＰＴ１，ＰＴ７のＹ軸の負方向側の端部に固定された状態で、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の線幅Ｗ１を調整する場合、線幅Ｗ１を狭くしてインダクタンス値を大きくすると、距離ＬＧ１が長くなるので、共振器間の磁気結合が弱くなる。逆に、線幅Ｗ１を広くしてインダクタンス値を小さくすると、距離ＬＧ１が短くなるので、共振器間の磁気結合が強くなる。すなわち、共振器間を接続するインダクタのインダクタンス値の大きさと共振器間の磁気結合とが連動して変化する。そのため、たとえば、小型のフィルタ装置のように、共振器間のインダクタンス値を大きくし、さらに共振器間の磁気結合も強くしたい場合には、このような調整手法では、所望のフィルタ特性を実現できない場合が生じ得る。
　実施の形態２の構成においては、共振器間のインダクタンス値については、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の線幅Ｗ１により調整し、共振器間の磁気結合については、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の接続位置（すなわち、距離ＬＧ１）により調整することによって、共振器間のインダクタンス値と共振器間の磁気結合とを独立して調整することができる。そのため、設計の自由度が高まり、所望のフィルタ特性を実現しやすくなる。
　なお、共振器間のインダクタンス値を大きくすると、共振器のインピーダンスを高くする効果がある。共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ４との間の磁気結合を大きくすると、通過帯域近傍の減衰極を通過帯域側にシフトさせる効果がある。また、共振器ＲＣ２と共振器ＲＣ３との間の磁気結合を大きくすると、通過帯域幅を拡大することができる。
　なお、上記の例においては、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の双方について線幅および接続位置を調整する場合について説明したが、配線パターンＰＴ２および配線パターンＰＴ６のいずれか一方のみについての線幅および接続位置を調整するようにしてもよい。
　図１８は、実施の形態２のフィルタ装置１００Ｇ、および、実施の形態１のフィルタ装置１００において、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６を同一の線幅Ｗ１とした状態で、配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の接続位置（すなわち、距離ＬＧ１）を変化させたときの挿入損失を比較した図である。なお、フィルタ装置１００Ｇにおける配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の接続位置は、フィルタ装置１００における配線パターンＰＴ２，ＰＴ６の接続位置よりも、ビアＶ１Ａ，Ｖ２Ａに近くされている。図１８において、実線ＬＮ４０はフィルタ装置１００Ｇの場合を示しており、破線ＬＮ４１はフィルタ装置１００の場合を示している。
　図１８に示されるように、フィルタ装置１００Ｇにおいては、共振器間の磁気結合が強くなったことによって、減衰極が生じる周波数がフィルタ装置１００と比べて通過帯域側に近くなっている。すなわち、非通過帯域における減衰の急峻度を高めることができている。
　なお、図には示していないが、共振器ＲＣ３と共振器ＲＣ４とを接続する配線パターンＰＴ４についても、線幅Ｗ２と接続位置とを個別に調整してもよい。
　以上のように、各共振器間を接続する配線パターンの線幅によるインダクタンス値の調整と、配線パターンの接続位置による共振器間の磁気結合の調整とを個別に行なうことによって、設計の自由度を高めて、所望のフィルタ特性を実現することができる。
　なお、実施の形態２における「配線パターンＰＴ２」および「配線パターンＰＴ６」は、本開示における「第１部分」および「第２部分」にそれぞれ対応する。
　［実施の形態３］
　実施の形態３においては、通過帯域近傍の減衰特性をさらに向上させたフィルタ装置の構成について説明する。
　図１９は、実施の形態３のフィルタ装置１００Ｈの等価回路図である。フィルタ装置１００Ｈは、図２で示したフィルタ装置１００の等価回路における、入出力端に設けられるキャパシタＣ０，Ｃ５が除かれ、共振器ＲＣ３，ＲＣ４におけるインダクタＬ３Ｂ，Ｌ４ＢがインダクタＬ３４Ｂとして共通化され、さらに共振器ＲＣ３，ＲＣ４がキャパシタＣ３４によって結合された構成となっている。図１９において、図２と重複する要素についての説明は繰り返さない。
　図２０は、実施の形態３のフィルタ装置１００Ｈの積層構造の一例を示す分解斜視図である。図２０を参照して、フィルタ装置１００Ｈにおいては、フィルタ装置１００と同様に、複数の誘電体層ＬＹ１～ＬＹ１２を有する本体１１０内に共振器ＲＣ１～ＲＣ４が構成されている。共振器ＲＣ１は、ビアＶ５１Ａ，Ｖ５１Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ１２を含んで構成される。共振器ＲＣ２は、ビアＶ５２Ａ，Ｖ５２Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ１９を含んで構成される。共振器ＲＣ３は、ビアＶ５３Ａ，Ｖ５３４Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ１３を含んで構成される。共振器ＲＣ４は、ビアＶ５４Ａ，Ｖ５３４Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ１８を含んで構成される。
　本体１１０の上面１１１（第１層ＬＹ１）には、フィルタ装置１００の方向を特定するための方向性マークＤＭが配置されている。また、本体１１０の下面１１２（第１２層ＬＹ１２）には、外部機器と接続するための外部端子（入力端子Ｔ１、出力端子Ｔ２および接地端子ＧＮＤ）が配置されている。
　入力端子Ｔ１は、ビアＶ５０によって第１１層ＬＹ１１の平板電極Ｐ１１に接続される。平板電極Ｐ１１には、共振器ＲＣ１のビアＶ５１Ａが接続されている。ビアＶ５１Ａは、第２層ＬＹ２に設けられた共通電極ＰＣ１１に接続される。また、共通電極ＰＣ１１は、ビアＶ５１Ｂによって、第１０層ＬＹ１０に設けられた平板電極ＰＧ１１に接続される。平板電極ＰＧ１１は、ビアＶＧ４，ＶＧ５によって、第１２層ＬＹ１２に設けられた接地端子ＧＮＤに接続される。
　ビアＶ５１Ａは、第９層ＬＹ９においてキャパシタ電極Ｐ１２に接続されており、さらに、第７層ＬＹ７においてキャパシタ電極Ｐ１４に接続されている。キャパシタ電極Ｐ１２の一部は、第１０層ＬＹ１０の平板電極ＰＧ１１と対向している。キャパシタ電極Ｐ１２と平板電極ＰＧ１１とによって、図１９におけるキャパシタＣ１が構成される。なお、ビアＶ５１ＡおよびビアＶ５１Ｂは、図１９におけるインダクタＬ１ＡおよびインダクタＬ１Ｂにそれぞれ対応する。
　出力端子Ｔ２は、ビアＶ５５によって第１１層ＬＹ１１の平板電極Ｐ２０に接続される。平板電極Ｐ２０には、共振器ＲＣ２のビアＶ５２Ａが接続されている。ビアＶ５２Ａは、第２層ＬＹ２の共通電極ＰＣ１１に接続される。また、共通電極ＰＣ１１は、ビアＶ５２Ｂによって、第１０層ＬＹ１０に設けられた平板電極ＰＧ１１に接続される。
　ビアＶ５２Ａは、第９層ＬＹ９においてキャパシタ電極Ｐ１９に接続されており、さらに、第７層ＬＹ７においてキャパシタ電極Ｐ１７に接続されている。キャパシタ電極Ｐ１９の一部は、第１０層ＬＹ１０の平板電極ＰＧ１１と対向している。キャパシタ電極Ｐ１９と平板電極ＰＧ１１とによって、図１９におけるキャパシタＣ２が構成される。なお、ビアＶ５２ＡおよびビアＶ５２Ｂは、図１９におけるインダクタＬ２ＡおよびインダクタＬ２Ｂにそれぞれ対応する。
　第７層ＬＹ７に設けられたキャパシタ電極Ｐ１４は、第８層ＬＹ８に設けられた、共振器ＲＣ３のキャパシタ電極Ｐ１３と対向している。キャパシタ電極Ｐ１３およびキャパシタ電極Ｐ１４によって、図１９におけるキャパシタＣ１３が構成される。
　キャパシタ電極Ｐ１３は、ビアＶ５３Ａによって第２層ＬＹ２の共通電極ＰＣ１１に接続される。また、共通電極ＰＣ１１は、ビアＶ５３４Ｂによって第１０層ＬＹ１０の平板電極ＰＧ１１に接続される。キャパシタ電極Ｐ１３は、平板電極ＰＧ１１と対向しており、キャパシタ電極Ｐ１３と平板電極ＰＧ１１とによって図１９のキャパシタＣ３が構成される。
　ビアＶ５３Ａは、図１９におけるインダクタＬ３Ａに対応する。また、ビアＶ５３４Ｂは、図１９におけるインダクタＬ３４Ｂに対応する。
　第７層ＬＹ７のキャパシタ電極Ｐ１７は、第８層ＬＹ８に設けられた、共振器ＲＣ４のキャパシタ電極Ｐ１８と対向している。キャパシタ電極Ｐ１７およびキャパシタ電極Ｐ１８によって、図１９におけるキャパシタＣ２４が構成される。
　キャパシタ電極Ｐ１８は、ビアＶ５４Ａによって第２層ＬＹ２の共通電極ＰＣ１１に接続される。また、共通電極ＰＣ１１は、上述の様にビアＶ５３４Ｂによって第１０層ＬＹ１０の平板電極ＰＧ１１に接続される。キャパシタ電極Ｐ１８は、平板電極ＰＧ１１と対向しており、キャパシタ電極Ｐ１８と平板電極ＰＧ１１とによって図１９のキャパシタＣ４が構成される。ビアＶ５４Ａは、図１９におけるインダクタＬ４Ａに対応する。
　第７層ＬＹ７のキャパシタ電極Ｐ１４の一部およびキャパシタ電極Ｐ１７の一部は、第６層ＬＹ６に設けられたキャパシタ電極Ｐ１５と対向している。キャパシタ電極Ｐ１４，Ｐ１５，Ｐ１７によって、図１９におけるキャパシタＣ１２が構成される。
　また、第６層ＬＹ６には、キャパシタ電極Ｐ１６がさらに設けられている。キャパシタ電極Ｐ１６は、第８層ＬＹ８のキャパシタ電極Ｐ１３，Ｐ１８と部分的に対向している。キャパシタ電極Ｐ１３，Ｐ１６，Ｐ１８によって、図１９におけるキャパシタＣ３４が構成される。
　実施の形態３においては、各共振器においてキャパシタを介して接地端子ＧＮＤに接続されるビアＶ５１Ａ，Ｖ５２Ａ，Ｖ５３Ａ，Ｖ５４Ａを「第１ビア」と称する。また、各共振器においてキャパシタを介さずに接地端子ＧＮＤに接続されるビアＶ５１Ｂ，Ｖ５２Ｂ，Ｖ５３４Ｂを「第２ビア」と称する。
　図２１は、フィルタ装置１００Ｈにおける共通電極ＰＣ１１の平面図である。共通電極ＰＣ１１は、第１端部Ｅ１１および第２端部Ｅ１２を有する帯状の配線パターンによって構成されている。図２１に示すように、共通電極ＰＣ１１は、本体１１０の短辺（Ｙ軸）に沿って延在する配線パターンＰＴ１１，ＰＴ１４，ＰＴ１６と、本体１１０の長辺（Ｘ軸）に沿って延在する配線パターンＰＴ１２，ＰＴ１３，ＰＴ１５とを含む。配線パターンＰＴ１２，ＰＴ１３，ＰＴ１５は、配線パターンＰＴ１１と配線パターンＰＴ１６との間に直列に接続されている。配線パターンＰＴ１４は、配線パターンＰＴ１３に接続されている。すなわち、共通電極ＰＣ１１は、略Ｅ字形状を有している。
　共通電極ＰＣ１１の第１端部Ｅ１１（すなわち、配線パターンＰＴ１１の一方端）には、共振器ＲＣ１のビアＶ５１Ａが接続されている。配線パターンＰＴ１１の他方端には、共振器ＲＣ１のビアＶ５１Ｂが接続されている。共通電極ＰＣ１１の第２端部Ｅ１２（すなわち、配線パターンＰＴ１６の一方端）には、共振器ＲＣ２のビアＶ５２Ａが接続されている。配線パターンＰＴ１２の他方端には、共振器ＲＣ２のビアＶ５２Ｂが接続されている。
　配線パターンＰＴ１３において、配線パターンＰＴ１１側の端部には、共振器ＲＣ３のビアＶ５３Ａが接続されている。また、配線パターンＰＴ１３において、配線パターンＰＴ１６側の端部には、共振器ＲＣ４のビアＶ５４Ａが接続されている。
　配線パターンＰＴ１２は、配線パターンＰＴ１１と配線パターンＰＴ１３との間に接続されている。配線パターンＰＴ１５は、配線パターンＰＴ１１と配線パターンＰＴ１６との間に接続されている。
　配線パターンＰＴ１４の一方端には、共振器ＲＣ３，ＲＣ４において共通化されたビアＶ５３４Ｂが接続されている。配線パターンＰＴ１４の他方端は配線パターンＰＴ１３に接続されている。
　言い換えれば、共通電極ＰＣ１１においては、第１端部Ｅ１１から第２端部Ｅ１２に向かって、共通電極ＰＣ１１に沿ってビアＶ５１Ａ，ビアＶ５１Ｂ，ビアＶ５３Ａ，ビアＶ５４Ａ，ビアＶ５２Ｂ，ビアＶ５２Ａが、この順に共通電極ＰＣ１１と接続されている。
　共通電極ＰＣ１１が略Ｅ字形状を有しており、共振器ＲＣ３のビアＶ５３Ａが接続されている部分と共振器ＲＣ４のＶビア５４Ａが接続されている部分とが隣り合うことによって、図５で示した実施の形態１のメアンダ形状の共通電極ＰＣに比べて、共振器ＲＣ１のビアＶ５１Ａと共振器ＲＣ４のビアＶ５４Ａとの間における共通電極ＰＣ１１に沿った最短距離が短くなる。すなわち、実施の形態１のフィルタ装置１００よりも、共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ４との間における磁気結合が強くなる。
　同様に、共振器ＲＣ２のビアＶ５２Ａと共振器ＲＣ３のビアＶ５３Ａとの間における共通電極ＰＣ１１に沿った最短距離、および、共振器ＲＣ１のビアＶ５１Ａと共振器ＲＣ２のビアＶ５２Ａとの間における共通電極ＰＣ１１に沿った最短距離も短くなる。これにより、共振器ＲＣ２と共振器ＲＣ３との間における磁気結合、および、共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ２との間における磁気結合が強くなる。
　一般的に、４段の共振器を有するフィルタ装置においては、第１段目の共振器と第３段目の共振器との間の磁気結合、および、第２段目の共振器と第４段目の共振器との間の磁気結合を強めると、通過帯域よりも高周波数側の減衰量が増加することが知られている。また、第１段目の共振器と第４段目の共振器との間の磁気結合を強めると、通過帯域よりも低周波数側の減衰量が増加することが知られている。そのため、共通電極ＰＣ１１を図２１に示すような形状とすることによって、通過帯域近傍における減衰特性を向上させることができる。
　図２２は、図１９のフィルタ装置１００Ｈの通過特性を説明するための図である。図２２においては、横軸に周波数が示されており、縦軸には挿入損失が示されている。なお、図２２においては、通過帯域よりも高周波数側の部分が示されている。図２２における実線ＬＮ５０は実施の形態３のフィルタ装置１００Ｈの場合を示しており、破線ＬＮ５１は実施の形態１のフィルタ装置１００の場合を示している。
　図２２に示されるように、フィルタ装置１００Ｈ（実線ＬＮ５０）の方がフィルタ装置１００（破線ＬＮ５１）に比べて、減衰極よりも高周波数側における挿入損失（減衰量）が大きくなっている。したがって、フィルタ装置１００Ｈにおいては、実施の形態１の構成よりもさらに減衰特性を向上させることができる。
　なお、共通電極ＰＣ１１のＹ軸の正方向の端部（配線パターンＰＴ１１，ＰＴ１４，ＰＴ１６の一方端）からの配線パターンＰＴ１２，ＰＴ１５の距離ＬＧ１１を変更して配線パターンＰＴ１２，ＰＴ１５の線幅を調整すると、ビア間の最短距離は変わらないので、磁気結合の度合いを維持しつつ、共振器間のインダクタンス値を変更することができる。また、共通電極ＰＣ１１のＹ軸の負方向の端部（配線パターンＰＴ１１，ＰＴ１６の他方端）からの配線パターンＰＴ１２，ＰＴ１５の距離ＬＧ１２を変更して配線パターンＰＴ１２，ＰＴ１５の線幅を調整すると、ビア間の最短距離が変化するので、磁気結合の強度を変化させるとともに、共振器間のインダクタンス値を調整することができる。
　また、ビアＶ５３ＡとビアＶ５４Ａとの間の距離ＬＧ１３を短くすると、共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ４との距離、共振器ＲＣ２と共振器ＲＣ３との距離、および共振器ＲＣ３と共振器ＲＣ４との距離を短くできるので、これらの共振器間の磁気結合を強くすることができる。一方で、共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ３との距離、および共振器ＲＣ２と共振器ＲＣ４との距離は長くなるため、これらの共振器間の磁気結合は弱まり、入出力端のインピーダンスが変化する。このインピーダンスの変化については、たとえば共振器間のキャパシタ（図１９のキャパシタＣ１３，Ｃ２４）の値を調整することによって整合させることができる。
　（変形例５）
　図２３は、変形例５のフィルタ装置１００Ｈ１における共通電極ＰＣ１１Ａの平面図である。フィルタ装置１００Ｈ１においては、共振器ＲＣ３，ＲＣ４について、共通電極ＰＣ１１Ａと平板電極ＰＧ１１とを接続するビアが個別に配置された構成となっている。
　より具体的には、フィルタ装置１００Ｈ１においては、図２１における配線パターンＰＴ１３，ＰＴ１４が１つの配線パターンＰ１３４として構成されており、共振器ＲＣ３，ＲＣ４におけるインダクタが１つのインダクタとして共通化されず、ビアＶ５３Ａに対してはビアＶ５３Ｂが配置され、ビアＶ５４Ａに対してはビアＶ５３Ｂが配置されている。
　フィルタ装置１００Ｈ１のような構成においては、フィルタ装置１００Ｈと比べて共振器ＲＣ３と共振器ＲＣ４との間の磁気結合が弱くなるので、通過帯域に近い減衰極の減衰量は増加する一方で通過帯域幅はやや狭くなる。フィルタ装置１００Ｈおよびフィルタ装置１００Ｈ１のいずれの構成を採用するかについては、所望の減衰特性および通過帯域幅を考慮して適宜選択される。
　（変形例６）
　図２４は、変形例６のフィルタ装置１００Ｈ２における共通電極ＰＣ１１Ｂの平面図である。共通電極ＰＣ１１Ｂは、本体１１０の短辺（Ｙ軸）に沿って延在する配線パターンＰＴ１１，ＰＴ１６，ＰＴ１７，ＰＴ１８と、本体１１０の長辺（Ｘ軸）に沿って延在する配線パターンＰＴ１２，ＰＴ１３，ＰＴ１５とを含む。配線パターンＰＴ１２は、配線パターンＰＴ１１と配線パターンＰＴ１７との間に接続されている。配線パターンＰＴ１３は、配線パターンＰＴ１７と配線パターンＰＴ１８との間に接続されている。配線パターンＰＴ１５は、配線パターンＰＴ１８と配線パターンＰＴ１６との間に接続されている。
　フィルタ装置１００Ｈ２においては、図２３に示した変形例５のフィルタ装置１００Ｈ１と比べると、共振器ＲＣ３におけるビアＶ５３Ａの位置とビアＶ５３Ｂの位置とが入れ替えられ、共振器ＲＣ４におけるビアＶ５４Ａの位置とビアＶ５４Ｂの位置とが入れ替えられた構成になっている。さらに、フィルタ装置１００Ｈ２においては、共振器ＲＣ１におけるビアＶ５１Ｂが共振器ＲＣ３におけるビアＶ５３Ｂと共通化されて削除され、共振器ＲＣ２におけるビアＶ５２Ｂが共振器ＲＣ４におけるビアＶ５４Ｂと共通化されて削除されている。
　すなわち、配線パターンＰＴ１１，ＰＴ１６，ＰＴ１７，ＰＴ１８のＹ軸の負方向の端部に、キャパシタを介して接地端子ＧＮＤに接続されるビアＶ５１Ａ，Ｖ５２Ａ，Ｖ５３Ａ，Ｖ５４Ａがそれぞれ接続されており、配線パターンＰＴ１７，ＰＴ１８のＹ軸の正方向の端部に、キャパシタを介さずに接地端子ＧＮＤに接続されるビアＶ５３Ｂ，Ｖ５４Ｂがそれぞれ接続されている。
　このような構成においては、各共振器において配線パターンとビアによって構成される閉ループのコイルで生じる磁力線の方向が同じ方向となるため、変形例５のフィルタ装置１００Ｈ１の構成よりも、共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ３との間の磁気結合、および、共振器ＲＣ２と共振器ＲＣ４との間の磁気結合が強くなる。そのため、通過帯域よりも高周波数側の減衰量を大きくすることができる。
　なお、共振器ＲＣ１と共振器ＲＣ３との間、および、共振器ＲＣ２と共振器ＲＣ４との間において、フィルタ装置１００Ｈ２のようにビアを同じ配置にする構成を採用するか、フィルタ装置１００Ｈ１のようにビアを互いに逆に配置する構成を採用するかは、たとえば、フィルタ装置全体のサイズ等によって基づいて適宜選択される。
　具体的には、フィルタ装置のサイズ、特にＺ軸方向の寸法が比較的大きい場合には、ビアの長さが長くなり各共振器におけるコイルの空芯径が大きくなる。そのため、変形例６のフィルタ装置１００Ｈ２のように共振器のビアを同じ配置とすると、磁気結合が過剰となるおそれがある。このような場合には、変形例５のフィルタ装置１００Ｈ１のように、ビアを互いに逆に配置する構成を採用して、磁気結合を弱めることで、所望のフィルタ特性を実現することが好ましい。
　一方、フィルタ装置のサイズ、特にＺ軸方向の寸法が比較的小さい場合には、ビアの長さが短くなるため、共振器間の磁気結合が弱くなりやすい。そのため、変形例６のフィルタ装置１００Ｈ２のように共振器のビアを同じ配置として、磁気結合を強めることで、所望のフィルタ特性を実現することが好ましい。
　なお、変形例６のフィルタ装置１００Ｈ２においても、配線パターンＰＴ１２，ＰＴ１３，ＰＴ１５の線幅を調整することによって、各共振器間の結合度合いを調整することができる。
　［実施の形態４］
　実施の形態４においては、フィルタ装置が収容される通信機器の筐体などに配置された外部シールドによるフィルタ特性の影響を低減するための構成について説明する。
　上述した実施の形態に開示した各フィルタ装置においては、本体１１０の最上部側の第２層ＬＹ２に共通電極が配置されている。この共通電極は、共振器内に流れる電流の通過経路となっているため、フィルタ装置の上面側に外部シールドが存在すると、当該外部シールドとの容量結合が生じてしまい、フィルタ特性の変動の要因となり得る。
　この外部シールドの影響を低減する手法として、フィルタ装置と外部シールドとの間の距離を長くすることが考えられるが、この場合には、当該離間距離の確保のために通信機器本体の小型化を阻害する要因になり得る。
　実施の形態４のフィルタ装置においては、本体１１０において、共通電極よりもさらに上面側の層に、接地端子ＧＮＤに接続された内部シールドが配置される。これによって、外部シールドによるフィルタ特性の変動を抑制することができる。
　図２５は、実施の形態４のフィルタ装置１００Ｉの積層構造の一例を示す分解斜視図である。図２５を参照して、フィルタ装置１００Ｉにおいても、フィルタ装置１００と同様に、複数の誘電体層ＬＹ１～ＬＹ１２を有する本体１１０内に共振器ＲＣ１～ＲＣ４が構成されている。なお、フィルタ装置１００Ｉは、図１９に示した実施の形態３のフィルタ装置１００Ｈの等価回路におけるキャパシタＣ３４が除かれた構成となっている。
　フィルタ装置１００Ｉにおいて、共振器ＲＣ１は、ビアＶ６１Ａ，Ｖ６１Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ２１を含んで構成される。共振器ＲＣ２は、ビアＶ６２Ａ，Ｖ６２Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ２８を含んで構成される。共振器ＲＣ３は、ビアＶ６３Ａ，Ｖ６３４Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ２２を含んで構成される。共振器ＲＣ４は、ビアＶ６４Ａ，Ｖ６３４Ｂおよびキャパシタ電極Ｐ２６を含んで構成される。
　本体１１０の上面１１１（第１層ＬＹ１）には、フィルタ装置１００の方向を特定するための方向性マークＤＭが配置されている。また、本体１１０の下面１１２（第１２層ＬＹ１２）には、外部機器と接続するための外部端子（入力端子Ｔ１、出力端子Ｔ２および接地端子ＧＮＤ）が配置されている。
　入力端子Ｔ１は、ビアＶ６０によって第１１層ＬＹ１１のキャパシタ電極Ｐ２１に接続される。キャパシタ電極Ｐ２１の一部は、第１０層ＬＹ１０に設けられた平板電極ＰＧ２１と対向している。キャパシタ電極Ｐ２１と平板電極ＰＧ２１とによって、図１９におけるキャパシタＣ１が構成される。
　キャパシタ電極Ｐ２１には、共振器ＲＣ１のビアＶ６１Ａが接続されている。ビアＶ６１Ａは、第３層ＬＹ３に設けられた共通電極ＰＣ２１および第４層ＬＹ４に設けられた共通電極ＰＣ２２に接続される。また、共通電極ＰＣ２１，ＰＣ２２は、ビアＶ６１Ｂによって、第１０層ＬＹ１０に設けられた平板電極ＰＧ２１に接続される。平板電極ＰＧ２１は、ビアＶＧ４によって、第１２層ＬＹ１２の接地端子ＧＮＤに接続される。また、ビアＶＧ４は、第１１層ＬＹ１１に設けられた平板電極Ｐ２７にも接続されている。平板電極Ｐ２７は、ビアＶＧ４，ＶＧ５によって接地端子ＧＮＤに接続される。
　ビアＶ６１Ａは、第８層ＬＹ８においてキャパシタ電極Ｐ２３に接続されている。キャパシタ電極Ｐ２３の一部は、第９層ＬＹ９のキャパシタ電極Ｐ２２と対向している。キャパシタ電極Ｐ２２とキャパシタ電極Ｐ２３とによって、図１９におけるキャパシタＣ１３が構成される。なお、ビアＶ６１ＡおよびビアＶ６１Ｂは、図１９におけるインダクタＬ１ＡおよびインダクタＬ１Ｂにそれぞれ対応する。
　出力端子Ｔ２は、ビアＶ６５によって第１１層ＬＹ１１のキャパシタ電極Ｐ２８に接続される。キャパシタ電極Ｐ２８の一部は、第１２層ＬＹ１２に設けられた平板電極ＰＧ２１と対向している。キャパシタ電極Ｐ２８と平板電極ＰＧ２１とによって、図１９におけるキャパシタＣ２が構成される。
　キャパシタ電極Ｐ２８には、共振器ＲＣ２のビアＶ６２Ａが接続されている。ビアＶ６２Ａは、第３層ＬＹ３に設けられた共通電極ＰＣ２１および第４層ＬＹ４に設けられた共通電極ＰＣ２３に接続される。また、共通電極ＰＣ２１，ＰＣ２３は、ビアＶ６２Ｂによって、第１０層ＬＹ１０の平板電極ＰＧ２１に接続される。
　また、ビアＶ６２Ａは、第８層ＬＹ８においてキャパシタ電極Ｐ２５に接続されている。キャパシタ電極Ｐ２５の一部は、第９層ＬＹ９のキャパシタ電極Ｐ２６と対向している。キャパシタ電極Ｐ２５とキャパシタ電極Ｐ２６とによって、図１９におけるキャパシタＣ２４が構成される。なお、ビアＶ６２ＡおよびビアＶ６２Ｂは、図１９におけるインダクタＬ２ＡおよびインダクタＬ２Ｂにそれぞれ対応する。
　第９層ＬＹ９のキャパシタ電極Ｐ２２は、ビアＶ６３Ａによって第３層ＬＹ３の共通電極ＰＣ２１および第４層ＬＹ４の共通電極ＰＣ２２に接続される。また、共通電極ＰＣ２１は、ビアＶ６３４Ｂによって第１０層ＬＹ１０の平板電極ＰＧ２１に接続される。ビアＶ６３Ａは、図１９におけるインダクタＬ３Ａに対応する。また、ビアＶ６３４Ｂは、図１９におけるインダクタＬ３４Ｂに対応する。
　第９層ＬＹ９のキャパシタ電極Ｐ２６は、ビアＶ６４Ａによって第３層ＬＹ３の共通電極ＰＣ２１および第４層ＬＹ４の共通電極ＰＣ２３に接続される。また、共通電極ＰＣ２１は、上述の様にビアＶ６３４Ｂによって第１０層ＬＹ１０の平板電極ＰＧ２１に接続される。ビアＶ６４Ａは、図１９におけるインダクタＬ４Ａに対応する。
　また、第７層ＬＹ７には、キャパシタ電極Ｐ２４がさらに設けられている。キャパシタ電極Ｐ２４は、第８層ＬＹ８のキャパシタ電極Ｐ２３，Ｐ２５と部分的に対向している。キャパシタ電極Ｐ２３～Ｐ２５によって、図１９におけるキャパシタＣ１２が構成される。
　実施の形態４のフィルタ装置１００Ｉにおいては、第２層ＬＹ２に平板電極ＰＧ２２が設けられている。平板電極ＰＧ２２は、少なくとも第２層ＬＹ３の共通電極ＰＣ２１を覆っている。言い換えれば、本体１１０を積層方向（Ｚ軸方向）から平面視した場合に、平板電極ＰＧ２２は共通電極ＰＣ２１と重なっている。
　平板電極ＰＧ２２は、ビアＶ６１Ｂ，Ｖ６２Ｂ，Ｖ６３４Ｂを介して平板電極ＰＧ２１（すなわち、接地端子ＧＮＤ）に接続されている。平板電極ＰＧ２２は、共通電極ＰＣ２１に対する内部シールド部材として機能する。平板電極ＰＧ２２によって、共通電極ＰＣ２１がフィルタ装置外部の外部シールド（図示せず）と容量結合することを防止できる。なお、図２５の例においては、平板電極ＰＧ２２は、３本のビアＶ６１Ｂ，Ｖ６２Ｂ，Ｖ６３４Ｂによって、平板電極ＰＧ２１（すなわち、接地端子ＧＮＤ）と接続されているが、平板電極ＰＧ２１と平板電極ＰＧ２２とを接続するビアの数が多いことによって、平板電極ＰＧ２２の電位がより安定化する。
　なお、第４層ＬＹ４における共通電極ＰＣ２２，ＰＣ２３は、入出力端におけるＱ値を向上させるために設けられている。共通電極ＰＣ２２，ＰＣ２３が配置されることによって、挿入損失が向上する。
　図２６は、図２５のフィルタ装置１００Ｉの通過特性を示す図である。図２６においては、横軸には周波数が示されており、縦軸には挿入損失および反射損失が示されている。図２６においては、実線ＬＮ６０，ＬＮ７０は実施の形態４のフィルタ装置１００Ｉの場合の挿入損失および反射損失をそれぞれ示しており、破線ＬＮ６１，ＬＮ７１は内部シールドを設けない場合の挿入損失および反射損失をそれぞれ示している。
　図２６を参照して、通過帯域内における挿入損失については、内部シールドがある場合および内部シールドがない場合のいずれも、ほぼ同程度の値となっている。しかしながら、特に通過帯域よりも低周波数側については、内部シールドのあるフィルタ装置１００Ｉの挿入損失が大きくなっており、減衰特性が改善している。また、通過帯域内における反射損失については、フィルタ装置１００Ｉの方が、内部フィルタのない場合に比べて低減している。したがって、内部シールドが設けられることによって、フィルタ特性の低下が抑制されていることがわかる。
　図２７は、共通電極の有無、および、内部シールドの有無による、外部シールドのフィルタ特性への影響を説明するための図である。図２７においては、ケース１～３において、外部シールドの有無による通過帯域における挿入損失の劣化度、および、高周波数側の減衰量が２０ｄＢとなるポイント（以下、「減衰ポイント」と称する。）の周波数を示している。
　ケース１は、図６の比較例のように、共通電極が設けられておらず各共振器が独立しており、かつ、内部シールドを有さない場合である。また、ケース２は共通電極を有しているが内部シールドは有していない場合であり、ケース３は実施の形態４のフィルタ装置１００Ｉのように、共通電極および内部シールドを有する場合である。
　図２７を参照して、通過帯域における挿入損失については、内部シールドを有していない場合（ケース１，ケース２）では０．３０ｄＢ程度の低下となっているが、内部シールドを有するケース３においては、０．０６ｄＢ程度の低下に改善されている。
　また、高周波数側の減衰ポイントの周波数については、ケース１では、外部シールドを有する場合には、外部シールドを有していない場合に比べて減衰ポイントの周波数が４ＧＨｚ以上低くなっている。一方で、ケース２およびケース３では、減衰ポイントの周波数が１～２ＧＨｚほど高くなっている。このように、減衰ポイントについては、内部シールドの有無による差異はほとんど見られないが、共通電極が用いられることによって減衰ポイントの変動を抑制することができる。
　このように、共通電極および内部シールドを備えた実施の形態４のフィルタ装置１００Ｉにおいては、外部シールドによるフィルタ特性の低下を抑制することができる。
　なお、実施の形態４において、共通電極ＰＣ２１は矩形形状の平板電極であってもよいし、上述の実施の形態および変形例のような形状であってもよい。また、図２４においては、内部シールドとして上面側のみに平板電極ＰＧ２２が配置された例が示されているが、それに加えて、本体１１０の側面部分にも内部シールドが配置されてもよい。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０　通信装置、１２　アンテナ、２０　高周波フロントエンド回路、２２，２８　バンドパスフィルタ、２４　増幅器、２６　減衰器、３０　ミキサ、３２　局部発振器、４０　Ｄ／Ａコンバータ、５０　ＲＦ回路、１００，１００Ａ～１００Ｉ，２００　フィルタ装置、１１０　本体、Ｃ０～Ｃ５，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ２４，Ｃ３４　キャパシタ、ＤＭ　方向性マーク、Ｅ１，Ｅ２　端部、ＧＮＤ　接地端子、Ｌ１Ａ～Ｌ４Ａ，Ｌ１Ｂ～Ｌ４Ｂ，Ｌ３４Ｂ　インダクタ、ＬＹ１～ＬＹ１２　誘電体層、Ｎ１Ａ～Ｎ４Ａ，Ｎ１Ｂ～Ｎ４Ｂ　接続ノード、Ｐ１，Ｐ４～Ｐ６，Ｐ９～Ｐ１１，Ｐ２０，Ｐ２７，ＰＧ１，ＰＧ２，ＰＧ１１，ＰＧ２１，ＰＧ２２　平板電極、Ｐ２，Ｐ３，Ｐ７，Ｐ８，Ｐ１１～Ｐ１９，Ｐ２１～Ｐ２６，Ｐ２８　キャパシタ電極、ＰＣ，ＰＣ１～ＰＣ４，ＰＣ１１，ＰＣ２１～ＰＣ２３　共通電極、ＰＤ１～ＰＤ４　配線電極、ＰＴ１～ＰＴ７，ＰＴ１１～ＰＴ１６，ＰＴ１３４　配線パターン、ＲＣ１～ＲＣ４　共振器、Ｔ１　入力端子、Ｔ２　出力端子、Ｖ０，Ｖ１Ａ～Ｖ４Ａ，Ｖ１Ｂ～Ｖ４Ｂ，Ｖ５，Ｖ１０Ａ～Ｖ１２Ａ，Ｖ１０Ｂ，Ｖ１１Ｂ，Ｖ２３，Ｖ２０Ａ～Ｖ２３Ａ，Ｖ２０Ｂ～Ｖ２２Ｂ，Ｖ３０Ａ～Ｖ３４Ａ，Ｖ３０Ｂ～Ｖ３４Ｂ，Ｖ４０Ａ～Ｖ４３Ａ，Ｖ４０Ｂ～Ｖ４３Ｂ，Ｖ５０，Ｖ５１Ａ～Ｖ５４Ａ，Ｖ５１Ｂ～Ｖ５４Ｂ，Ｖ５３４Ｂ，Ｖ５５，Ｖ６０，Ｖ６１Ａ～Ｖ６４Ａ，Ｖ６１Ｂ，Ｖ６２Ｂ，Ｖ６３４Ｂ，Ｖ６５，ＶＧ１～ＶＧ５　ビア。

Claims (12)

  1. 　入力端子と、
    　出力端子と、
    　本体と、
    　前記本体に設けられた共通電極と、
    　接地端子と、
    　各々が前記共通電極および前記接地端子に接続された、第１ＬＣ並列共振器、第２ＬＣ並列共振器および第３ＬＣ並列共振器とを備え、
    　前記第１ＬＣ並列共振器、前記第２ＬＣ並列共振器および前記第３ＬＣ並列共振器の各々は、
    　　キャパシタと、
    　　一方端が前記共通電極に接続され、他方端が前記キャパシタを介して前記接地端子に接続された第１ビアと、
    　　一方端が前記共通電極に接続され、他方端が前記キャパシタを介さずに前記接地端子に接続された第２ビアとを含み、
    　前記共通電極における、隣接する２つのＬＣ並列共振器の第１ビアが接続されている部分の間に第２ビアが接続されている、フィルタ装置。
  2. 　前記共通電極は、帯状であって、第１端部および第２端部を含み、
    　前記第１ＬＣ並列共振器の第１ビアは、前記第１端部に接続されるとともに、前記入力端子に電気的に接続されており、
    　前記第２ＬＣ並列共振器の第１ビアは、前記第２端部に接続されるとともに、前記出力端子に電気的に接続されており、
    　前記第３ＬＣ並列共振器は、前記第１ＬＣ並列共振器と前記第２ＬＣ並列共振器との間に配置される、請求項１に記載のフィルタ装置。
  3. 　前記第２ＬＣ並列共振器と前記第３ＬＣ並列共振器との間に並んで配置された第４ＬＣ並列共振器をさらに備える、請求項２に記載のフィルタ装置。
  4. 　前記共通電極はメアンダ形状を有しており、
    　前記共通電極に沿って前記第１端部から前記第２端部に向かって、前記第１ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第１ＬＣ並列共振器の第２ビア、前記第３ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第３ＬＣ並列共振器の第２ビア、前記第４ＬＣ並列共振器の第２ビア、前記第４ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第２ＬＣ並列共振器の第２ビア、および前記第２ＬＣ並列共振器の第１ビアが、この順に前記共通電極と接続されており、
    　前記第１ＬＣ並列共振器の第２ビアが接続されている部分と前記第３ＬＣ並列共振器の第１ビアが接続されている部分との間の前記共通電極の幅、および、前記第２ＬＣ並列共振器の第２ビアが接続されている部分と前記第４ＬＣ並列共振器の第１ビアが接続されている部分との間の前記共通電極の幅の少なくとも一方は、前記共通電極の他の部分の幅よりも広い、請求項３に記載のフィルタ装置。
  5. 　前記共通電極はメアンダ形状を有しており、
    　前記共通電極に沿って前記第１端部から前記第２端部に向かって、前記第１ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第１ＬＣ並列共振器の第２ビア、前記第３ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第３ＬＣ並列共振器の第２ビア、前記第４ＬＣ並列共振器の第２ビア、前記第４ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第２ＬＣ並列共振器の第２ビア、および前記第２ＬＣ並列共振器の第１ビアが、この順に前記共通電極と接続されており、
    　前記第３ＬＣ並列共振器の第２ビアが接続されている部分と前記第４ＬＣ並列共振器の第２ビアが接続されている部分との間の前記共通電極の幅は、前記共通電極の他の部分の幅よりも広い、請求項３に記載のフィルタ装置。
  6. 　前記共通電極は、前記第１ＬＣ並列共振器が接続されている部分と前記第３ＬＣ並列共振器が接続されている部分との間である第１部分を含み、
    　前記第１部分は、前記第１ＬＣ並列共振器の第１ビアが接続されている部分と前記第１ＬＣ並列共振器の第２ビアが接続されている部分との間、ならびに、前記第３ＬＣ並列共振器の第１ビアが接続されている部分と前記第３ＬＣ並列共振器の第２ビアが接続されている部分とアの間に接続されている、請求項３に記載のフィルタ装置。
  7. 　前記共通電極は、前記第２ＬＣ並列共振器が接続されている部分と前記第４ＬＣ並列共振器が接続されている部分との間である第２部分を含み、
    　前記第２部分は、前記第２ＬＣ並列共振器の第１ビアが接続されている部分と前記第２ＬＣ並列共振器の第２ビアが接続されている部分との間、ならびに、前記第４ＬＣ並列共振器の第１ビアが接続されている部分と前記第４ＬＣ並列共振器の第２ビアが接続されている部分との間に接続されている、請求項３または６に記載のフィルタ装置。
  8. 　前記第１ＬＣ並列共振器と前記第３ＬＣ並列共振器との間に接続された第１キャパシタと、
    　前記第２ＬＣ並列共振器と前記第４ＬＣ並列共振器との間に接続された第２キャパシタと、
    　前記第１ＬＣ並列共振器と前記第２ＬＣ並列共振器との間に接続された第３キャパシタとをさらに備える、請求項３～７のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  9. 　前記共通電極に沿って前記第１端部から前記第２端部に向かって、前記第１ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第１ＬＣ並列共振器の第２ビア、前記第３ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第４ＬＣ並列共振器の第１ビア、前記第２ＬＣ並列共振器の第２ビア、および前記第２ＬＣ並列共振器の第１ビアが、この順に前記共通電極と接続されている、請求項３に記載のフィルタ装置。
  10. 　前記共通電極よりも前記本体の上面側に配置され、前記接地端子に接続されたシールド部材をさらに備え、
    　前記シールド部材は、前記本体の上面側から平面視した場合に、前記共通電極と重なっている、請求項１～９のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  11. 　前記フィルタ装置は、特定の周波数帯域の信号を通過させるバンドパスフィルタである、請求項１～１０のいずれか１項に記載のフィルタ装置。
  12. 　請求項１～１１のいずれか１項に記載のフィルタ装置を備えた、高周波フロントエンド回路。
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