WO2021085515A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2021085515A1
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尚斗 小林
修司 倉内
祐一 半田
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株式会社デンソー
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    • H02M3/33584—Bidirectional converters

Definitions

  • This disclosure relates to a power conversion device.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device that raises a temperature of a storage battery as a heating target element by using a heat exchange fluid heated by an electric heater.
  • the present disclosure has been made in view of the above problems, and its main purpose is to provide a power conversion device capable of miniaturization.
  • the present disclosure includes an input side terminal, an output side terminal, and a switch unit, and from a power storage unit connected to the input side terminal to a power supply target connected to the output side terminal.
  • a power conversion device that turns on and off the switch unit when performing power transmission, when a reverse conduction current flows through the switch unit, the larger the gate voltage is on the negative side, the more the reverse conduction current flows.
  • a control unit that increases the gate voltage when the switch unit is off, through which a reverse conduction current flows when the power is transmitted, is provided as compared with the case where it is determined that there is no request.
  • the switch unit is turned off when power is transmitted from the power storage unit connected to the input side terminal to the power supply target connected to the output side terminal. At this time, a conduction loss is generated as the reverse conduction current flows through the switch portion, and heat is generated due to the conduction loss.
  • the device can be miniaturized. Therefore, according to the present disclosure, it is possible to reduce the size of the power conversion device.
  • the switch unit of the present disclosure has a characteristic that when a reverse conduction current flows, the larger the gate voltage is on the negative side, the larger the conduction loss generated when the reverse conduction current flows. Focusing on this characteristic, in the present disclosure, when it is determined that there is a request for an increase in the amount of heat generated due to power transmission, the reverse conduction current is generated during power transmission as compared with the case where it is determined that there is no increase request. The gate voltage when the flowing switch is off is increased to the negative side. As a result, the conduction loss generated in the switch unit when the increase request is made can be made larger than when the increase request is not made. As a result, the amount of heat generated by the power conversion device can be increased.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of the control unit in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 3 is a diagram showing the characteristics of the reverse conduction current flowing through the Gan-HEMT.
  • FIG. 4 is a timing chart showing the transition of the operating state of each switch in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure of the control unit.
  • FIG. 6 is a timing chart showing current waveforms and the like in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 7 is a diagram showing current paths in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of the power conversion device according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a timing chart showing the transition of the operation state of each switch in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 10 is a diagram showing current paths in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a functional block diagram of the control unit in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 13 is a flowchart showing a processing procedure of the control unit.
  • FIG. 14 is a timing chart showing current waveforms and the like in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 15 is a diagram showing a voltage control method of the gate voltage setting unit in the heat generation mode.
  • FIG. 16 is a functional block diagram of the gate voltage setting unit in the heat generation mode.
  • FIG. 17 is a timing chart showing a current waveform and the like in the heat generation mode of the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a timing chart showing the transition of the operating state of each switch in the heat generation mode of the fifth embodiment.
  • FIG. 19 is a timing chart showing the current path in the heat generation mode.
  • FIG. 20 is a diagram showing the characteristics of the amount of conduction current and the amount of voltage drop when the gate voltage at the time of turning on is reduced.
  • FIG. 21 is a functional block diagram of the control unit in the normal mode of the sixth embodiment.
  • FIG. 22 is a timing chart showing the transition of the operating state of each switch in the normal mode.
  • FIG. 23 is a configuration diagram of the power conversion device according to the seventh embodiment.
  • the power conversion device of the present embodiment is mounted on an electrified vehicle such as a plug-in hybrid vehicle or an electric vehicle.
  • the power conversion system includes a storage battery 10 as a power storage unit, a power supply target 11, a first capacitor 12, a second capacitor 13, and a power conversion device 20.
  • the storage battery 10 supplies electric power to the power supply target 11 via the electric power conversion device 20.
  • the storage battery 10 is a rechargeable and dischargeable secondary battery, for example, a lithium ion storage battery.
  • the power supply target 11 includes at least one of a low-voltage storage battery having an output voltage lower than that of the storage battery 10 and an electric load.
  • the low-voltage storage battery is, for example, a lead storage battery.
  • the electric load is, for example, a headlamp or the like.
  • the power conversion device 20 includes a first high potential side terminal CH1, a first low potential side terminal CL1, a first full bridge circuit 30, a second high potential side terminal CH2, a second low potential side terminal CL2, and a second full bridge circuit. It includes 40 and a transformer 50.
  • the first high potential side terminal CH1 and the first low potential side terminal CL1 correspond to a pair of input side terminals
  • the second high potential side terminal CH2 and the second low potential side terminal CL2 correspond to a pair of output sides.
  • the first full bridge circuit 30 corresponds to the conversion circuit.
  • the first full bridge circuit 30 includes first to fourth switches Q1 to Q4.
  • the first to fourth switches Q1 to Q4 are N-channel MOSFETs.
  • the second full bridge circuit 40 includes fifth to eighth switches Q5 to Q8.
  • the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are GaN-HEMTs.
  • GaN is gallium nitride and HEMT is a high electron mobility transistor.
  • the GaN-HEMT is a switching device having a characteristic that when a negative voltage is applied to the gate, the voltage drop at the time of reverse conduction increases.
  • the fifth to eighth switches Q5 to Q8 correspond to the switch unit.
  • the drain corresponds to the high potential side terminal and the source corresponds to the low potential side terminal.
  • the first high potential side terminal CH1 is connected to the drains of the first switch Q1 and the third switch Q3.
  • the drain of the second switch Q2 is connected to the source of the first switch Q1, and the drain of the fourth switch Q4 is connected to the source of the third switch Q3.
  • the first low potential side terminal CL1 is connected to the sources of the second switch Q2 and the fourth switch Q4.
  • the first low potential side terminal CL1 is connected to the first high potential side terminal CH1 via the first capacitor 12.
  • the positive electrode terminal of the storage battery 10 is connected to the first high potential side terminal CH1, and the first low potential side terminal CL1 is connected to the negative electrode terminal of the storage battery 10.
  • the second high potential side terminal CH2 is connected to the drains of the fifth switch Q5 and the seventh switch Q7.
  • the drain of the sixth switch Q6 is connected to the source of the fifth switch Q5, and the drain of the eighth switch Q8 is connected to the source of the seventh switch Q7.
  • the second low potential side terminal CL2 is connected to the sources of the sixth switch Q6 and the eighth switch Q8.
  • the second low potential side terminal CL2 is connected to the second high potential side terminal CH2 via the second capacitor 13. Further, the second low potential side terminal CL2 is connected to the second high potential side terminal CH2 via the power supply target 11.
  • the transformer 50 has a first coil 50a and a second coil 50b.
  • the source of the first switch Q1 and the drain of the second switch Q2 are connected to the first end of the first coil 50a, and the source of the third switch Q3 and the fourth switch Q4 are connected to the second end of the first coil 50a. Drain is connected.
  • the source of the fifth switch Q5 and the drain of the sixth switch Q6 are connected to the first end of the second coil 50b, and the source of the seventh switch Q7 and the eighth switch Q8 are connected to the second end of the second coil 50b. Drain is connected.
  • the first coil 50a and the second coil 50b are magnetically coupled to each other.
  • an induced voltage is generated in the second coil 50b so that the potential of the first end becomes higher than that of the second end.
  • an induced voltage is generated in the second coil 50b so that the potential of the second end is higher than that of the first end.
  • the power conversion system includes a first current sensor 60, a first voltage sensor 61, a second current sensor 62, a second voltage sensor 63, and a temperature sensor 64.
  • the first current sensor 60 detects the first current I1 flowing through the first high potential side terminal CH1
  • the first voltage sensor 61 detects the voltage between the terminals of the first high potential side terminal CH1 and the first low potential side terminal CL1.
  • the first voltage V1 is detected.
  • the first current I1 is positive when the discharge current flows through the storage battery 10 and negative when the charge current flows.
  • the second current sensor 62 detects the second current I2 flowing through the second high potential side terminal CH2, and the second voltage sensor 63 detects the voltage between the terminals of the second high potential side terminal CH2 and the second low potential side terminal CL2.
  • the second voltage V2 is detected.
  • the second current I2 is positive when the current flows from the second high potential side terminal CH2 in the drain direction of the fifth switch Q5 and the seventh switch Q7, and negative when the current flows in the opposite direction. ..
  • the temperature sensor 64 detects the environmental temperature T.
  • the environmental temperature T is the temperature of the element to be heated.
  • the element to be heated is, for example, the power conversion device 20.
  • Each detected value I1, V1, I2, V2, T is input to the control unit 70 included in the power conversion device 20.
  • the control unit 70 outputs a drive signal to the gates of the switches Q1 to Q8 based on the detected values I1, V1, I2, V2, T, and turns on and off the switches Q1 to Q8.
  • the temperature rise control implemented in this embodiment will be described.
  • the normal mode is set as there is no request for increasing the calorific value.
  • the heat generation mode is set because there is a request to increase the heat generation amount.
  • FIG. 2 shows a control block diagram carried out by the control unit 70 in the normal mode and the heat generation mode.
  • the control unit 70 includes a command current setting unit 71.
  • the command current setting unit 71 includes a current calculation unit 72 and a minimum value selection unit 73.
  • the current calculation unit 72 calculates the command current I2f by dividing the power command value P2 * by the second voltage V2, which is the detection voltage of the second voltage sensor 63.
  • the definition of the code of the command current I2f is the same as the definition of the code of the second current I2.
  • the minimum value selection unit 73 selects the smaller of the command current I2f calculated by the current calculation unit 72 and the current limit value I2L as the final command current Iref2.
  • the current limit value I2L is set to protect the power conversion system from overcurrent.
  • the upper limit value or the lower limit value of the command current Iref2 output from the minimum value selection unit 73 is limited by the first limiter 74.
  • the control unit 70 includes a current controller 75.
  • the current controller 75 includes a current deviation calculation unit 76, a feedback control unit 77, and a second limiter 78.
  • the current deviation calculation unit 76 calculates the current deviation ⁇ I2 by subtracting the second current I2, which is the detection current of the second current sensor 62, from the command current Iref2 output from the first limiter 74.
  • the feedback control unit 77 calculates the inter-leg phase ⁇ 1 as an operation amount for feeding back the calculated current deviation ⁇ I2 to 0.
  • proportional integral control is used as this feedback control.
  • the feedback control used in the feedback control unit 77 is not limited to the proportional integral control, and may be, for example, the proportional integral differential control.
  • the upper limit value or the lower limit value of the inter-leg phase ⁇ 1 calculated by the feedback control unit 77 is limited by the second limiter 78.
  • the inter-leg phase ⁇ 1 is limited to a range from 0 ° to a predetermined phase, and in that range, the larger the value, the larger the power transmitted from the storage battery 10 to the power supply target 11.
  • the control unit 70 includes a PWM generation unit 79, a gate voltage correction unit 80, and a gate voltage setting unit 81.
  • the PWM generation unit 79 generates drive signals for the switches Q1 to Q8 based on the inter-leg phase ⁇ 1 received from the second limiter 78, and outputs the drive signals to the gate voltage correction unit 80.
  • the PWM generation unit 79 generates a drive signal for turning on / off the first to fourth switches Q1 to Q4 and turning off the fifth to eighth switches Q5 to Q8.
  • the gate voltage correction unit 80 corrects the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off, based on the command received from the gate voltage setting unit 81. After that, the gate voltage correction unit 80 outputs a drive signal reflecting the above correction to the gates of the switches Q1 to Q8.
  • the gate voltage setting unit 81 sets the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off to the first off voltage V ⁇ (for example, 0V) in the normal mode, and the second in the heat generation mode.
  • V ⁇ the first off voltage V ⁇
  • the second off voltage V ⁇ is a value smaller than the first off voltage V ⁇ , and is a negative voltage in the present embodiment. Setting the off-time gate voltage Voff to the second off-voltage V ⁇ corresponds to increasing the off-time gate voltage Voff to the negative side.
  • FIG. 3 is a diagram showing the characteristics of the reverse conduction current flowing through the GaN-HEMT.
  • the vertical axis shows the amount of reverse conduction current
  • the horizontal axis shows the amount of voltage drop.
  • FIG. 4 shows the transition of the operating state of each switch Q1 to Q8 in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 4A shows the transition of the operating state of the first to fourth switches Q1 to Q4
  • FIG. 4B shows the transition of the operating state of the fifth to eighth switches Q5 to Q8.
  • the solid line in FIG. 4A shows the transition of the operating state of the first switch Q1.
  • the operation state in which the operation state of the first switch Q1 is reversed becomes the operation state of the second switch Q2.
  • the broken line in FIG. 4A shows the transition of the operating state of the third switch Q3.
  • the operation state in which the operation state of the third switch Q3 is reversed becomes the operation state of the fourth switch Q4.
  • the on period of the first switch Q1 is the off period of the second switch Q2.
  • the solid line in FIG. 4B shows the operating state of the 5th to 8th switches Q5 to Q8.
  • the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are turned off.
  • the 1 switching period Tsw of the 1st to 4th switches Q1 to Q4 is the same as each other.
  • the phase difference between the off-switching timing of the first switch Q1 and the off-switching timing of the third switch Q3 is defined as the inter-leg phase ⁇ 1.
  • the inter-leg phase ⁇ 1 becomes positive when the switching timing of the third switch Q3 to the off is earlier than the switching timing of the first switch Q1 to the off.
  • the inter-leg phase ⁇ 1 is positive.
  • FIG. 5 shows a procedure of processing executed by the control unit 70. This process is repeatedly executed, for example, at a predetermined control cycle.
  • the product of the number of turns of the first voltage V1 and the first coil 50a is larger than the product of the number of turns of the second voltage V2 and the second coil 50b. That is, it is assumed that the electric power is transmitted from the storage battery 10 to the power supply target 11 by this process.
  • step S10 it is determined whether the environmental temperature T is equal to or lower than the set temperature.
  • step S10 corresponds to the determination unit.
  • step S10 If a negative determination is made in step S10, the process proceeds to step S11 assuming that there is no request to increase the calorific value, and the control mode is set to the normal mode. In the normal mode, in the next step S12, the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off is set to the first off voltage V ⁇ .
  • step S10 If an affirmative judgment is made in step S10, the process proceeds to step S13 on the assumption that there is a request to increase the amount of heat generated, and the control mode is set to the heat generation mode.
  • the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off is set to the second off voltage V ⁇ .
  • step S15 the command current setting unit 71 sets the command current Iref2.
  • step S16 the first to fourth switches Q1 to Q4 are turned on and off, and the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are turned off so that the second current I2 is controlled by the command current Iref2.
  • FIG. 6 shows the transition of the operation state and the like of each switch Q1 to Q8 in the normal mode and the heat generation mode.
  • FIG. 6A shows the transition of the operating state of the first to fourth switches Q1 to Q4.
  • FIG. 6B shows the transition of the operating state of the 5th to 8th switches Q5 to Q8.
  • FIG. 6C shows the transition of the first current I1 and the second current I2.
  • FIG. 6D shows the first power P1, the second power P2, and the lost power P1 + P2.
  • the first electric power P1 is the time average value of the electric power supplied from the storage battery 10 to the first full bridge circuit 30, and the second electric power P2 is supplied from the second full bridge circuit 40 to the power supply target 11. It is the time average value of the electric power to be generated.
  • the first electric power P1 is positive, the storage battery 10 is discharged. Further, when the second electric power P2 is negative, electric power is supplied to the power supply target 11. Therefore, the sum P1 + P2 of the first power P1 and the second power P2 is the lost power.
  • FIG. 6E is an enlarged view of the vertical axis of the power loss P1 + P2 in FIG. 6D.
  • the scales of the vertical axis in the normal mode and the heat generation mode of FIG. 6 (e) are the same, and are used to compare the magnitudes of the power loss P1 + P2 in the normal mode and the heat generation mode.
  • the inter-leg phase ⁇ 1 is set to a value in the range from 0 ° to a predetermined phase so that the second current I2 is feedback-controlled by the command current Iref2.
  • the inter-leg phase ⁇ 1 By limiting the inter-leg phase ⁇ 1 to a range from 0 ° to a predetermined phase, it is possible to prevent the inter-leg phase ⁇ 1 from becoming too large and reducing the power that can be transmitted from the storage battery 10 to the power supply target 11.
  • the first to fourth periods T1 to T4 appear in one switching cycle Tsw.
  • the switching patterns of the normal mode and the heat generation mode are the same.
  • the first period T1 the second and third switches Q2 and Q3 are turned on, and the first, fourth, fifth, sixth, seventh and eighth switches Q1, Q4, Q5, Q6 and Q7.
  • Q8 is the period during which it is turned off.
  • the second period T2 the first, third switches Q1 and Q3 are turned on, and the second, fourth, fifth, sixth, seventh, and eighth switches Q2, Q4, Q5, Q6, and Q7.
  • Q8 is the period during which it is turned off.
  • the first and fourth switches Q1 and Q4 are turned on, and the second, third, fifth, sixth, seventh, and eighth switches Q2, Q3, Q5, Q6, and Q7. , Q8 is the period during which it is turned off.
  • the second and fourth switches Q2 and Q4 are turned on, and the first, third, fifth, sixth, seventh, and eighth switches Q1, Q3, Q5, Q6, and Q7. , Q8 is the period during which it is turned off.
  • FIG. 7A shows the current path in the first period T1.
  • a current path including the first high potential side terminal CH1, the third switch Q3, the first coil 50a, the second switch Q2, and the first low potential side terminal CL1 is formed.
  • the second full bridge circuit 40 a current path including the second low potential side terminal CL2, the sixth switch Q6, the second coil 50b, the seventh switch Q7, and the second high potential side terminal CH2 is formed.
  • the 6th switch Q6 and the 7th switch Q7 are turned off, but due to the characteristics of the GaN-HEMT, a reverse conduction current is flowing through the 6th switch Q6 and the 7th switch Q7.
  • the first current I1 gradually increases in the positive direction and the second current I2 gradually increases in the negative direction.
  • the gate voltage Voff at the time of off is increased to the negative side as compared with the normal mode. Therefore, due to the characteristics of GaN-HEMT, the reverse conduction current of the sixth switch Q6 and the seventh switch Q7 The conduction loss due to is larger than that in the normal mode.
  • FIG. 7B shows the current path in the second period T2.
  • a current path including the first switch Q1, the third switch Q3, and the first coil 50a is formed.
  • the second full bridge circuit 40 the same current path as in the first period T1 is formed.
  • the first coil 50a is not connected to the first low potential side terminal CL1, so that the first current I1 is 0 as shown in FIG. 6C.
  • the first full bridge circuit 30 an induced voltage is temporarily generated in the first coil 50a so that the potential at the first end is higher than that at the second end.
  • an induced voltage is temporarily generated in the second coil 50b so that the potential at the second end is higher than that at the first end. Therefore, the sign of the second current I2 remains negative, and its absolute value gradually decreases. Even in this case, due to the characteristics of GaN-HEMT, the conduction loss due to the reverse conduction current is larger in the heat generation mode than in the normal mode.
  • FIG. 7 (c) shows the current path in the third period T3.
  • a current path including the first high potential side terminal CH1, the first switch Q1, the first coil 50a, the fourth switch Q4, and the first low potential side terminal CL1 is formed.
  • the second full bridge circuit 40 a current path including the second low potential side terminal CL2, the eighth switch Q8, the second coil 50b, the fifth switch Q5, and the second high potential side terminal CH2 is formed.
  • the fifth switch Q5 and the eighth switch Q8 are turned off, but due to the characteristics of the GaN-HEMT, a reverse conduction current is passed through the fifth switch Q5 and the eighth switch Q8.
  • the first current I1 gradually increases in the positive direction and the second current I2 gradually increases in the negative direction.
  • the gate voltage Voff at the time of off is increased to the negative side as compared with the normal mode. Therefore, due to the characteristics of GaN-HEMT, the reverse conduction current of the fifth switch Q5 and the eighth switch Q8 The conduction loss due to is larger than that in the normal mode.
  • FIG. 7 (d) shows the current path in the fourth period T4.
  • a current path including the second switch Q2, the first coil 50a, and the fourth switch Q4 is formed.
  • the second full bridge circuit 40 the same current path as in the third period T3 is formed.
  • the first coil 50a is not connected to the first high potential side terminal CH1, so that the first current I1 is 0 as shown in FIG. 6C.
  • the first full bridge circuit 30 an induced voltage is temporarily generated in the first coil 50a so that the potential at the second end is higher than that at the first end.
  • an induced voltage is temporarily generated in the second coil 50b so that the potential at the first end is higher than that at the second end. Therefore, the sign of the second current I2 remains negative, and its absolute value gradually decreases. Even in this case, due to the characteristics of GaN-HEMT, the conduction loss due to the reverse conduction current is larger in the heat generation mode than in the normal mode.
  • FIG. 6C shows the time average value I1ave of the first current I1 and the time average value I2ave of the second current I2 in the first to fourth periods T1 to T4 with broken lines.
  • the first current average value I1ave is a positive value
  • the second current average value I2ave is a negative value.
  • the first power P1 has a positive value
  • the second power P2 has a negative value. This indicates that the electric power was transmitted from the storage battery 10 to the power supply target 11 in the first period T1 to the fourth period T4. Since power loss occurs in each of the switches Q1 to Q8 and the like due to this power transmission, the lost power P1 + P2 is a positive value.
  • the power loss P1 + P2 in the heat generation mode is larger than the value of the power loss P1 + P2 in the normal mode. This is because in the heat generation mode, the gate voltage Voff at off is increased to the negative side as compared with the normal mode, and therefore, due to the characteristics of GaN-HEMT, the conduction loss due to the reverse conduction current in the 5th to 8th switches Q5 to Q8. This is because
  • the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are turned off when power is transmitted from the storage battery 10 to the power supply target 11. At this time, a conduction loss is generated as the reverse conduction current flows through the 5th to 8th switches Q5 to Q8, and heat is generated by the conduction loss.
  • the power conversion device 20 can be miniaturized.
  • the fifth to eighth switches Q5 to Q8 of the present embodiment are composed of GaN-HEMT, when a reverse conduction current flows, the larger the gate voltage Voff at the time of off is on the negative side, the more it occurs. It has the characteristic that the conduction loss is large. Focusing on this characteristic, in the present embodiment, when the heat generation mode is set, the gate voltage Voff when the 5th to 8th switches Q5 to Q8 are off increases to the negative side as compared with the case where the normal mode is set. Will be done. As a result, the conduction loss generated in the fifth to eighth switches Q5 to Q8 when the heat generation mode is set can be made larger than that when the normal mode is set. As a result, the amount of heat generated by the power conversion device 20 can be increased.
  • the first to fourth switches Q1 to Q4 are not limited to N-channel MOSFETs, and may be IGBTs.
  • the high potential side terminal is the collector and the low potential side terminal is the emitter.
  • the first full bridge circuit 30 includes a freewheel diode connected in antiparallel to each of the first to fourth switches Q1 to Q4. In this case, the pair of the switch and the freewheel diode corresponds to the switch portion.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of this embodiment.
  • the power conversion system includes a power conversion device 90.
  • the power conversion device 90 includes a third capacitor 91 and a half-bridge circuit 92.
  • the half-bridge circuit 92 corresponds to the conversion circuit.
  • the half-bridge circuit 92 includes a ninth switch Q9 and a tenth switch Q10.
  • the 9th switch Q9 and the 10th switch Q10 are N-channel MOSFETs.
  • the first high potential side terminal CH1 is connected to the drain of the ninth switch Q9.
  • the drain of the 10th switch Q10 is connected to the source of the 9th switch Q9.
  • the first low potential side terminal CL1 and the second end of the first coil 50a are connected to the source of the tenth switch Q10.
  • the source of the 9th switch Q9 and the drain of the 10th switch Q10 are connected to the first end of the first coil 50a via the third capacitor 91.
  • the control unit 70 alternately turns on the ninth switch Q9 and the tenth switch Q10 constituting the half-bridge circuit 92.
  • the duty ratio of the ninth switch Q9 is 0.5.
  • the duty ratio is the ratio (Ton / Tsw) of the on-time Ton to the one switching cycle Tsw of the ninth switch Q9.
  • FIG. 9 shows changes in the operating states of the fifth to tenth switches Q5 to Q10 in the normal mode and the heat generation mode of the present embodiment.
  • the solid line in FIG. 9A shows the transition of the operating state of the 9th switch Q9, and the broken line shows the transition of the 10th switch Q10.
  • FIG. 9B shows the operating states of the 5th to 8th switches Q5 to Q8.
  • FIG. 9C shows the transition of the first current I1 and the second current I2.
  • the fifth to eighth periods T5 to T8 appear in one switching cycle Tsw.
  • the ninth switch Q9 is turned on, and the fifth, sixth, seventh, eighth, and tenth switches Q5, Q6, Q7, Q8, and Q10 are turned off.
  • the 10th switch Q10 is turned on, and the 5th, 6th, 6th, 7th, 8th, and 9th switches Q5, Q6, Q7, Q8, and Q9 are turned off.
  • the period. As described above, also in this embodiment, since the fifth to eighth switches Q5 to Q8 constituting the second full bridge circuit 40 are fixed to off, conduction loss due to the reverse conduction current occurs.
  • FIG. 10A shows the current path in the fifth period T5.
  • a current path including the first high potential side terminal CH1, the ninth switch Q9, the third capacitor 91, the first coil 50a, and the first low potential side terminal CL1 is formed.
  • the second full bridge circuit 40 the same current path as in the third period T3 is formed.
  • the first current I1 gradually increases in the positive direction in the fifth period T5.
  • the second current I2 gradually increases in the negative direction.
  • FIG. 10B shows the current path in the sixth period T6.
  • a current path including the 10th switch Q10, the 3rd capacitor 91, and the 1st coil 50a is formed in the half-bridge circuit 92.
  • the same current path as in the fifth period T5 is formed in the second full bridge circuit 40.
  • the first current I1 is 0 as shown in FIG. 9C.
  • the half-bridge circuit 92 an induced voltage is temporarily generated in the first coil 50a so that the potential at the second end is higher than that at the first end.
  • an induced voltage is temporarily generated in the second coil 50b so that the potential at the first end is higher than that at the second end. Therefore, the sign of the second current I2 remains negative, and its absolute value gradually decreases.
  • FIG. 10 (c) shows the current path in the 7th period T7.
  • a current in the opposite direction flows in the same current path as in the sixth period T6.
  • a current path including the second low potential side terminal CL2, the sixth switch Q6, the second coil 50b, the seventh switch Q7, and the second high potential side terminal CH2 is formed.
  • the 1st current I1 is 0 as shown in FIG. 9C. Since the electric charge stored in the third capacitor 91 is discharged to the half-bridge circuit 92, a current flows in the direction opposite to that of the sixth period T6. Therefore, an induced voltage is generated in the second coil 50b so that the potential at the second end is higher than that at the first end. Therefore, the second current I2 gradually increases in the negative direction.
  • FIG. 10 (d) shows the current path in the eighth period T8.
  • a current path including the first low potential side terminal CL1, the second coil 50b, the third capacitor 91, the ninth switch Q9, and the first high potential side terminal CH1 is formed.
  • the second full bridge circuit 40 the same current path as in the seventh period T7 is formed.
  • an induced voltage is temporarily generated in the first coil 50a so that the potential at the first end is higher than that at the second end. Therefore, as shown in FIG. 9C, the sign of the first current I1 becomes negative, and its absolute value gradually decreases.
  • an induced voltage is temporarily generated in the second coil 50b so that the potential at the second end is higher than that at the first end. Therefore, the sign of the second current I2 remains negative, and its absolute value gradually decreases.
  • the half-bridge circuit 92 is used as the configuration of the conversion circuit, the DC voltage supplied from the storage battery 10 can be converted into an alternating voltage. Therefore, using this alternating voltage, a reverse conduction current can be passed through the fifth to eighth switches Q5 to Q8 constituting the second full bridge circuit 40.
  • the tenth switch Q10 is not limited to the N-channel MOSFET, but may be an IGBT.
  • the second embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the first embodiment.
  • a full bridge circuit is used in the configuration of the power conversion device 20, but this is changed.
  • the configuration of the power conversion device is a step-up chopper circuit.
  • FIG. 11 shows a configuration diagram of this embodiment.
  • the power conversion system includes a storage battery 10, a power supply target 11, a capacitor 12, and a power conversion device 100.
  • the power conversion device 100 includes a first high potential side terminal CH1, a first low potential side terminal CL1, a second high potential side terminal CH2, a second low potential side terminal CL2, a half bridge circuit 101, and a reactor 102. ..
  • the half-bridge circuit 101 includes an eleventh switch Q11 and a twelfth switch Q12.
  • the eleventh switch Q11 is a GaN-HEMT and the twelfth switch Q12 is an IGBT.
  • the second high potential side terminal CH2 is connected to the drain of the eleventh switch Q11.
  • the collector of the 12th switch Q12 is connected to the source of the 11th switch Q11.
  • the first low potential side terminal CL1 and the second low potential side terminal CL2 are connected to the emitter of the twelfth switch Q12.
  • the second low potential side terminal CL2 is connected to the second high potential side terminal CH2 via the capacitor 12. Further, the second low potential side terminal CL2 is connected to the second high potential side terminal CH2 via the power supply target 11.
  • a diode D as a freewheel diode is connected in antiparallel to the 12th switch Q12.
  • the twelfth switch Q12 is not limited to the IGBT, and an N-channel MOSFET may be used. In this case, the diode D may not be provided.
  • the first end of the reactor 102 is connected to the first high potential side terminal CH1.
  • the second end of the reactor 102 is connected to the source of the 11th switch Q11 and the collector of the 12th switch Q12.
  • the positive electrode terminal of the storage battery 10 is connected to the first high potential side terminal CH1, and the first low potential side terminal CL1 is connected to the negative electrode terminal of the storage battery 10.
  • the power conversion system includes a first current sensor 60, a first voltage sensor 61, a second current sensor 62, a second voltage sensor 63, and a temperature sensor 64.
  • the detection target of these sensors is the same as that of the first embodiment.
  • the control unit 70 outputs a drive signal to the gates of the 11th switch Q11 and the 12th switch Q12 based on the detected values I1, V1, I2, V2, T, and turns the 11th switch Q11 and the 12th switch Q12 on and off.
  • the definition of the code of the first current I1 is the same as that of the first embodiment, but the second current I2 is a case where a current flows from the second high potential side terminal CH2 in the direction of the power supply target 11. Is positive, and the case where current flows in the opposite direction is negative.
  • FIG. 12 is a control block diagram implemented by the control unit 70 in this embodiment.
  • the control unit 70 includes a voltage controller 82.
  • the voltage controller 82 includes a voltage deviation calculation unit 83, a feedback control unit 77, and a duty ratio calculation unit 84.
  • the voltage deviation calculation unit 83 calculates the voltage deviation ⁇ V2 by subtracting the second voltage V2, which is the detection voltage of the second voltage sensor 63, from the command voltage V2 *.
  • the feedback control unit 77 calculates the duty ratio of the 12th switch Q12 as an operation amount for feeding back the calculated voltage deviation ⁇ V2 to 0.
  • the duty ratio calculation unit 84 adds the feedforward term (V2 * -V1) / V2 * to the duty ratio calculated by the feedback control unit 77 to obtain the final duty ratio of the 12th switch Q12.
  • the duty ratio of the 12th switch Q12 is output to the PWM generation unit 79.
  • the PWM generation unit 79 generates drive signals for the 11th switch Q11 and the 12th switch Q12 and outputs them to the gate voltage correction unit 85.
  • the eleventh switch Q11 is turned off.
  • the twelfth switch Q12 is turned on and off based on the duty ratio of the twelfth switch Q12.
  • the gate voltage correction unit 85 corrects the gate voltage Voff when the 11th switch Q11 is off, based on the command received from the gate voltage setting unit 81. After that, the gate voltage correction unit 85 outputs the drive signal to the 11th switch Q11 and the 12th switch Q12.
  • the gate voltage setting unit 81 sets the gate voltage Voff when the eleventh switch Q11 is off, as in the first embodiment.
  • FIG. 13 shows a procedure of processing executed by the control unit 70. This process is repeatedly executed, for example, at a predetermined control cycle.
  • FIG. 13 the same processing as that shown in FIG. 5 above is designated by the same reference numerals for convenience.
  • step S10 If a negative determination is made in step S10, the process proceeds to step S17 assuming that there is no request to increase the calorific value, and the control mode is set to the normal mode. In the normal mode, in the next step S18, the gate voltage Voff when the eleventh switch Q11 is off is set to the first off voltage V ⁇ .
  • step S10 If an affirmative judgment is made in step S10, the process proceeds to step S19 on the assumption that there is a request to increase the amount of heat generated, and the control mode is set to the heat generation mode.
  • the gate voltage Voff when the 11th switch Q11 is off is set to the second off voltage V ⁇ .
  • the second off voltage V ⁇ is a value increased to the negative side of the first off voltage V ⁇ .
  • step S21 the value of the command voltage V2 * is set.
  • step S22 the eleventh switch Q11 is turned off, and the duty ratio of the twelfth switch Q12 is controlled so that the second voltage V2 is controlled by the command voltage V2 *.
  • FIG. 14 shows changes in the operating states of the 11th switch Q11 and the 12th switch Q12 in the normal mode and the heat generation mode.
  • the solid line in FIG. 14A shows the transition of the operating state of the 11th switch Q11, and the broken line shows the transition of the operating state of the 12th switch Q12.
  • FIG. 14B shows a first voltage V1 and a second voltage V2.
  • FIG. 14C shows the transition of the first current I1 and the second current I2.
  • FIG. 14D shows the first power P1, the second power P2, and the lost power P1-P2.
  • the case where the second electric power P2 is supplied from the electric power conversion device 100 to the power supply target 11 is positive. Therefore, the value obtained by subtracting the second power P2 from the first power P1 is the lost power P1-P2.
  • the power loss P1-P2 in the heat generation mode is larger than the power loss P1-P2 in the normal mode. This is because, also in the present embodiment, in the heat generation mode, the gate voltage Voff at the time of off is increased to the negative side as compared with the normal mode. Therefore, due to the characteristics of GaN-HEMT, the conduction due to the reverse conduction current in the 11th switch Q11 This is because the loss becomes large.
  • the gate voltage setting unit 81 controls the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off based on the environmental temperature T.
  • FIG. 15 shows a voltage control method implemented by the gate voltage setting unit 81.
  • the upper limit temperature TL is a temperature set from the heat resistance of the element to be heated, and is set to, for example, the allowable upper limit temperature of the element to be heated.
  • the gate voltage setting unit 81 sets the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off. Set to a value according to the temperature T. Specifically, when the environmental temperature T exceeds the limit start temperature TC, the gate voltage setting unit 81 sets the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off as the environmental temperature T approaches the upper limit temperature TL.
  • the gate voltage setting unit 81 sets the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off to the first off voltage V ⁇ .
  • the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 set in this way are off is output to the gate voltage correction unit 80.
  • the gate voltage Voff at the time of off is set to the first off voltage V ⁇ .
  • the off gate voltage Voff is set to the second off voltage V ⁇ .
  • the gate voltage Voff of the 5th to 8th switches Q5 to Q8 is gradually reduced based on the environmental temperature T to reduce heat generation due to the reverse conduction current. be able to. As a result, it is possible to prevent the environmental temperature T from exceeding the upper limit temperature TL.
  • FIG. 16 is a control block diagram implemented by the gate voltage setting unit 81 in the heat generation mode of the present embodiment.
  • the gate voltage setting unit 81 includes a temperature controller 86.
  • the temperature controller 86 includes a temperature deviation calculation unit 87, a feedback control unit 88, and a limiter 89.
  • the temperature deviation calculation unit 87 calculates the temperature deviation ⁇ T by subtracting the environmental temperature T from the target temperature T *.
  • the target temperature T * corresponds to the command temperature.
  • the feedback control unit 88 calculates the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are off as the operation amount for feeding back the calculated temperature deviation ⁇ T to 0. For example, when the environmental temperature T is raised, the gate voltage Voff at the time of off is increased to the negative side. On the other hand, when the environmental temperature T is lowered, the absolute value of the gate voltage Voff at the time of off is reduced.
  • proportional integral control is used as this feedback control.
  • the feedback control used in the feedback control unit 88 is not limited to the proportional integral control, and may be, for example, the proportional integral differential control.
  • the upper limit value or lower limit value of the gate voltage Voff when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 calculated by the feedback control unit 88 is off is limited by the limiter 89, and is output to the gate voltage correction unit 80.
  • the upper limit value is the first off voltage V ⁇
  • the lower limit value is the voltage determined from the characteristics of the fifth to eighth switches Q5 to Q8.
  • the environmental temperature T can be controlled to the target temperature T *.
  • control unit 70 temporarily switches the gate voltage Voff when the fifth switch Q5 and the sixth switch Q6 are off from the second off voltage V ⁇ to the first off voltage V ⁇ .
  • FIG. 17 shows the transition of the operating state and the like of the switches Q1 to Q8 in each of the case where the gate voltage Voff at the time of off is fixed and the case where the gate voltage Voff at the time of off is temporarily switched.
  • FIG. 17A shows the transition of the operating state of the first switch Q1 and the fourth switch Q4. The operating state in which the operating states of the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are reversed becomes the operating state of the second switch Q2 and the third switch Q3.
  • FIG. 17B shows the transition of the operating state of the fifth to eighth switches Q5 to Q8. Also in this embodiment, the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are turned off.
  • FIG. 17C shows the transition of the gate voltage Voff when the fifth switch Q5 and the sixth switch Q6 are off.
  • FIG. 17D shows the transition of the first current I1 and the second current I2.
  • the control unit 70 fixes the gate voltage Voff when the fifth switch Q5 and the sixth switch Q6 are off to the second off voltage V ⁇ .
  • the control unit 70 temporarily switches the gate voltage Voff at the time of off from the second off voltage V ⁇ to the first off voltage V ⁇ .
  • the control unit 70 controls the gate voltage Voff when the sixth switch Q6 is off to the first off voltage V ⁇ .
  • the operating states of the switches Q1 to Q8 in the ninth period T9 are the same as those in the first period T1.
  • the current path of the 9th period T9 is the same as that of the 1st period T1.
  • the gate voltage Voff when the sixth switch Q6 is off is switched from the second off voltage V ⁇ to the first off voltage V ⁇ , so that the voltage drop amount of the sixth switch Q6 becomes smaller.
  • the conduction loss of the sixth switch Q6 becomes smaller. Therefore, as shown in FIG. 17D, the second current I2 increases to the negative side in the case of Voff switching as compared with the case of Voff fixing. The speed will increase.
  • the operating states of the switches Q1 to Q8 in the 10th period T10 are the same as those in the 3rd period T3.
  • the current path of the 10th period T10 is the same as that of the 3rd period T3.
  • the gate voltage Voff when the fifth switch Q5 is off is switched from the second off voltage V ⁇ to the first off voltage V ⁇ , so that the voltage drop amount of the fifth switch Q5 becomes smaller.
  • the conduction loss of the fifth switch Q5 becomes small, as shown in FIG. 17D, when the Voff is switched, the second current I2 is moved to the negative side as compared with the case where the Voff is fixed. Increases the rate of increase.
  • the control unit 70 sets the gate voltage Voff at the time of turning off the switch through which the reverse conduction current is flowing to the first off voltage within the period when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are turned off.
  • a period for temporarily switching to V ⁇ is provided.
  • the reverse conduction current is increased during this period, so that the gate voltage Voff at the time of off is returned to the second off voltage V ⁇ .
  • the reverse conduction current can be passed through the 5th to 8th switches Q5 to Q8. As a result, the conduction loss due to the reverse conduction current can be increased, so that the amount of heat generated by the power conversion device 20 can be increased.
  • the value for temporarily switching the gate voltage Voff at the time of off is set to the first off voltage V ⁇ , but this value is not limited to the first off voltage V ⁇ , and the magnitude of the reverse conduction current is adjusted. Therefore, it may be adjusted in a direction in which the conduction loss is reduced.
  • the time width for temporarily switching the gate voltage Voff when off is increased, the reverse conduction current increases, but the amount of heat generated by the reverse conduction current decreases. Therefore, if the time width for temporarily switching the gate voltage Voff at the time of off is increased, the calorific value per switching cycle reaches the maximum value and then starts to decrease.
  • a desired calorific value can be obtained as the time width for temporarily switching the gate voltage Voff at the time of off. It may be set to the time width.
  • the fifth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on the differences from the first embodiment.
  • the switching pattern in the heat generation mode is changed.
  • the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are turned off in the heat generation mode, but in the present embodiment, the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are turned on and off.
  • FIG. 18 shows the transition of the operating state and the like of the switches Q1 to Q8 in the heat generation mode of the present embodiment.
  • the solid line in FIG. 18A shows the transition of the operating state of the first switch Q1.
  • the operation state in which the operation state of the first switch Q1 is reversed becomes the operation state of the second switch Q2.
  • the broken line in FIG. 18A shows the operating state of the fourth switch Q4.
  • the operation state in which the operation state of the fourth switch Q4 is reversed becomes the operation state of the third switch Q3.
  • the solid line in FIG. 18B shows the transition of the operating state of the fifth switch Q5.
  • the operation state in which the operation state of the fifth switch Q5 is reversed becomes the operation state of the sixth switch Q6.
  • the broken line in FIG. 18B shows the transition of the operating state of the eighth switch Q8.
  • the operation state in which the operation state of the eighth switch Q8 is reversed becomes the operation state of the seventh switch Q7.
  • the transmitted power between the first full bridge circuit 30 and the second full bridge circuit 40 is adjusted by controlling the intercircuit phase ⁇ 21.
  • the inter-circuit phase ⁇ 21 is the phase difference between the on-switching timing of the fourth switch Q4 and the on-switching timing of the eighth switch Q8.
  • FIG. 18C shows the transition of the gate voltage of the 5th switch Q5 and the 8th switch Q8.
  • Von1 indicates the on-time gate voltage in the normal mode
  • Von2 indicates the on-time gate voltage in the heat generation mode.
  • the gate voltage Von2 at the time of turning on in the heat generation mode is reduced as compared with the gate voltage Von1 at the time of turning on in the normal mode.
  • Voff1 indicates the gate voltage at the time of off in the normal mode
  • Voff2 indicates the gate voltage at the time of off in the heat generation mode.
  • the gate voltage Voff2 at the time of off in the heat generation mode is increased to the negative side as compared with the gate voltage Voff1 at the time of off in the normal mode. For example, in the eleventh period T11 shown in FIG.
  • the gate voltage when the fifth switch Q5 and the eighth switch Q8 are on is set to Von2. Further, in the 12th period T12, the gate voltage when the fifth switch Q5 is on is set to Von2, and the gate voltage when the eighth switch Q8 is off is set to Voff2.
  • the 1st, 4th, 5th, and 8th switches Q1, Q4, Q5, and Q8 are turned on, and the 2nd, 3rd, 6th, and 7th switches Q2, Q3, and Q6. This is the period during which Q7 is turned off.
  • the current path of the 11th period T11 is the same as that of the 3rd period T3.
  • the fifth switch Q5 and the eighth switch Q8 are turned on. Therefore, the control unit 70 sets the gate voltage at the time of turning on the fifth switch Q5 and the eighth switch Q8 through which the reverse conduction current flows to Von2, which is smaller than the gate voltage Von1 at the time of turning on in the normal mode.
  • the conduction loss at the time of conduction can be increased.
  • the second, third, fifth, and seventh switches Q2, Q3, Q5, and Q7 are turned on, and the first, fourth, sixth, and eighth switches Q1, Q4, and Q6. This is the period during which Q8 is turned off.
  • FIG. 19B shows the current path of the 12th period T12.
  • a circuit including the second coil 50b, the seventh switch Q7, and the fifth switch Q5 is formed.
  • the control unit 70 sets the gate voltage at the time of turning on the fifth switch Q5 through which the forward conducting current flows to Von2, which is smaller than the gate voltage Von1 at the time of turning on in the normal mode. The conduction loss can be increased.
  • FIG. 20 shows the characteristics of the forward conduction current amount and the voltage drop amount when the gate voltage when the fifth to eighth switches Q5 to Q8 are turned on is reduced.
  • the arrows in FIG. 20 indicate that the gate voltage when on is reduced. It can be seen that when the gate voltage at the time of ON is reduced, the amount of voltage drop for the same amount of forward conduction current increases.
  • the present embodiment by reducing the gate voltage at the time of turning on in the heat generation mode as compared with the normal mode, the voltage drop amount of the fifth to eighth switches Q5 to Q8 is increased, and the conduction loss is increased. be able to.
  • the fifth to eighth switches Q5 It is also possible to reduce the stress applied to Q8. As a result, deterioration of the fifth to eighth switches Q5 to Q8 can be suppressed.
  • FIG. 21 shows a control block diagram carried out by the control unit 70 in the normal mode.
  • the same components as those in FIG. 2 above are designated by the same reference numerals for convenience.
  • the feedback control unit 77 calculates the inter-circuit phase ⁇ 21 as an operation amount for feeding back the current deviation ⁇ I2 to 0.
  • the inter-circuit phase ⁇ 21 is limited to a range from 0 ° to a predetermined phase, and in that range, the larger the value, the larger the transmitted power from the storage battery 10 to the power supply target 11.
  • the PWM generation unit 79 generates drive signals for the switches Q1 to Q8 based on the inter-circuit phase ⁇ 21.
  • FIG. 22 shows the transition of the operating state of each switch Q1 to Q8 in the normal mode.
  • the solid line in FIG. 22A shows the transition of the operating state of the first switch Q1.
  • the operation state in which the operation state of the first switch Q1 is reversed becomes the operation state of the second switch Q2.
  • the broken line in FIG. 22A shows the transition of the operating state of the third switch Q3.
  • the operation state in which the operation state of the third switch Q3 is reversed becomes the operation state of the fourth switch Q4.
  • the solid line in FIG. 22B shows the transition of the operating state of the fifth switch Q5.
  • the operation state in which the operation state of the fifth switch Q5 is reversed becomes the operation state of the sixth switch Q6.
  • the broken line in FIG. 22B shows the transition of the operating state of the seventh switch Q7.
  • the operation state in which the operation state of the seventh switch Q7 is reversed becomes the operation state of the eighth switch Q8.
  • the phase difference between the on-switching timing of the first switch Q1 and the on-switching timing of the fifth switch Q5 is defined as the inter-circuit phase ⁇ 21.
  • FIG. 23 shows a configuration diagram of this embodiment.
  • the power conversion device 20 includes a heat transfer unit 110.
  • the heat transfer unit 110 has each switch Q1 to Q8, a transformer 50, and a power supply target 11 as heat exchange target elements, and is configured to be able to absorb heat generated by the heat exchange target elements.
  • the heat transfer unit 110 transfers the absorbed heat to the element to be heated, and raises the temperature of the element to be heated.
  • the element to be heated is, for example, the power supply target 11.
  • the heat transfer unit 110 includes, for example, a circulation path in which cooling water circulates between the heat exchange target element and the temperature rise target element, and raises the temperature of the temperature rise target element through the cooling water. May be good.
  • the heat transfer unit 110 may use, for example, a gas (air) as the cooling fluid.
  • the heat transfer unit 110 may be, for example, a constituent member such as a heat sink that comes into contact with the heat exchange target element and the temperature rise target element without using a cooling fluid.
  • the heat generated by the power conversion can be recovered and transferred to the element to be heated, so that the temperature of the element to be heated can be efficiently increased.
  • the circuit configuration of the power conversion device 20 of the first embodiment is used, but the modified example 2 of the first embodiment is used.
  • the same effect can be obtained by using the circuit configuration of the power conversion device 90 shown in 1.
  • the controls and methods thereof described in the present disclosure are provided by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by a computer program. It may be realized. Alternatively, the controls and methods thereof described in the present disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by configuring the processor with one or more dedicated hardware logic circuits. Alternatively, the control unit and method thereof described in the present disclosure may be a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor composed of one or more hardware logic circuits. It may be realized by one or more dedicated computers configured. Further, the computer program may be stored in a computer-readable non-transitional tangible recording medium as an instruction executed by the computer.

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Abstract

電力変換装置（２０，９０，１００）は、入力側端子（ＣＨ１，ＣＬ１）、出力側端子（ＣＨ１，ＣＬ１）及びスイッチ部（Ｑ５～Ｑ８，Ｑ１１）を有し、入力側端子に接続される蓄電部（１０）から、出力側端子に接続される給電対象（１１）へと電力伝達を行う場合にスイッチ部をオンオフする。スイッチ部は、スイッチ部に逆導通電流が流れる場合において、そのゲート電圧が負側に大きいほど、逆導通電流が流れる場合に発生する導通損失が大きくなる特性を有している。また、電力変換装置は、電力伝達に伴う発熱量の増大要求があるか否かを判定し、増大要求があると判定した場合、増大要求がないと判定した場合に比べて電力伝達を行うときに逆導通電流が流れるスイッチ部のオフ時のゲート電圧を負側に増大する制御部（７０）を備える。

Description

電力変換装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１９年１０月３０日に出願された日本出願番号２０１９－１９７３７１号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、電力変換装置に関する。
　従来、蓄電池の電気エネルギを熱エネルギに変換し、昇温対象要素を昇温する制御が行われている。特許文献１には、電熱ヒータにより加熱された熱交換流体を用いて、昇温対象要素としての蓄電池を昇温する電力変換装置が開示されている。
特許第３４５１１４１号公報
　蓄電池を昇温させるために電熱ヒータが追加されると、電力変換装置が大型化する懸念がある。
　本開示は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、小型化を図ることができる電力変換装置を提供することである。
　上記課題を解決するために、本開示は、入力側端子、出力側端子及びスイッチ部を有し、前記入力側端子に接続される蓄電部から、前記出力側端子に接続される給電対象へと電力伝達を行う場合に前記スイッチ部をオンオフする電力変換装置において、前記スイッチ部は、該スイッチ部に逆導通電流が流れる場合において、そのゲート電圧が負側に大きいほど、逆導通電流が流れる場合に発生する導通損失が大きくなる特性を有しており、前記電力伝達に伴う発熱量の増大要求があるか否かを判定する判定部と、前記増大要求があると判定された場合、前記増大要求がないと判定された場合に比べて前記電力伝達を行うときに逆導通電流が流れる前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を負側に増大する制御部と、を備える。
　本開示では、入力側端子に接続される蓄電部から、出力側端子に接続される給電対象へと電力伝達を行う場合にスイッチ部がオフされる。この際、スイッチ部に逆導通電流が流れることに伴って導通損失が発生し、その導通損失によって熱が発生する。その熱を利用することにより、昇温対象要素を昇温させるための発熱装置を不要にできたり、発熱装置が設けられる場合であっても、その装置を小型化できたりすることができる。このため、本開示によれば、電力変換装置の小型化を図ることができる。
　また、本開示のスイッチ部は、逆導通電流が流れる場合において、そのゲート電圧が負側に大きいほど、逆導通電流が流れる場合に発生する導通損失が大きくなる特性を有している。この特性に着目し、本開示では、電力伝達に伴う発熱量の増大要求があると判定された場合、増大要求がないと判定された場合に比べて、電力伝達を行うときに逆導通電流が流れるスイッチ部のオフ時のゲート電圧は負側に増大される。これにより、上記増大要求がある場合にスイッチ部で発生する導通損失を上記増大要求がない場合よりも大きくできる。その結果、電力変換装置で発生する熱量を大きくすることができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の構成図であり、 図２は、通常モード及び発熱モードにおける制御部の機能ブロック図であり、 図３は、Ｇａｎ－ＨＥＭＴに流れる逆導通電流の特性を示す図であり、 図４は、通常モード及び発熱モードにおける各スイッチの操作状態の推移を示すタイミングチャートであり、 図５は、制御部の処理手順を示すフローチャートであり、 図６は、通常モード及び発熱モードにおける電流波形等を示すタイミングチャートであり、 図７は、通常モード及び発熱モードにおける電流経路を示す図であり、 図８は、第１実施形態の変形例２に係る電力変換装置の構成図であり、 図９は、通常モード及び発熱モードにおける各スイッチの操作状態の推移を示すタイミングチャートであり、 図１０は、通常モード及び発熱モードにおける電流経路を示す図であり、 図１１は、第２実施形態に係る電力変換装置の構成図であり、 図１２は、通常モード及び発熱モードにおける制御部の機能ブロック図であり、 図１３は、制御部の処理手順を示すフローチャートであり、 図１４は、通常モード及び発熱モードにおける電流波形等を示すタイミングチャートであり、 図１５は、発熱モードにおけるゲート電圧設定部の電圧制御方法を示す図であり、 図１６は、発熱モードにおけるゲート電圧設定部の機能ブロック図であり、 図１７は、第４実施形態の発熱モードにおける電流波形等を示すタイミングチャートであり、 図１８は、第５実施形態の発熱モードにおける各スイッチの操作状態の推移を示すタイミングチャートであり、 図１９は、発熱モードにおける電流経路を示すタイミングチャートであり、 図２０は、オン時のゲート電圧を低減した場合の導通電流量及び電圧降下量の特性を示す図であり、 図２１は、第６実施形態の通常モードにおける制御部の機能ブロック図であり、 図２２は、通常モードにおける各スイッチの操作状態の推移を示すタイミングチャートであり、 図２３は、第７実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
　＜第１実施形態＞
　以下、本開示に係る電力変換装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態の電力変換装置は、プラグインハイブリッド自動車や電気自動車等の電動化車両に搭載される。
　図１に示すように、電力変換システムは、蓄電部としての蓄電池１０、給電対象１１、第１コンデンサ１２、第２コンデンサ１３、及び電力変換装置２０を備えている。
　蓄電池１０は、電力変換装置２０を介して、給電対象１１に電力を供給する。蓄電池１０は、充放電可能な２次電池であり、例えば、リチウムイオン蓄電池である。また、給電対象１１は、蓄電池１０よりも出力電圧の低い低圧蓄電池と、電気負荷とのうち、少なくとも一方を含む。低圧蓄電池は、例えば鉛蓄電池である。電気負荷は、例えばヘッドランプ等である。
　電力変換装置２０は、第１高電位側端子ＣＨ１、第１低電位側端子ＣＬ１、第１フルブリッジ回路３０、第２高電位側端子ＣＨ２、第２低電位側端子ＣＬ２、第２フルブリッジ回路４０及びトランス５０を備えている。本実施形態において、第１高電位側端子ＣＨ１及び第１低電位側端子ＣＬ１が一対の入力側端子に相当し、第２高電位側端子ＣＨ２及び第２低電位側端子ＣＬ２が一対の出力側端子に相当する。また、第１フルブリッジ回路３０が変換回路に相当する。
　第１フルブリッジ回路３０は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４を備えている。本実施形態において、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。また、第２フルブリッジ回路４０は第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８を備えている。本実施形態において、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８は、ＧａＮ－ＨＥＭＴである。ここで、ＧａＮとは窒化ガリウムであり、ＨＥＭＴとは高電子移動度トランジスタである。ＧａＮ－ＨＥＭＴは、ゲートに負の電圧を印加すると、逆導通時の電圧降下が増大する特性を有するスイッチングデバイスである。本実施形態において、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８が、スイッチ部に相当する。なお、本実施形態において、ドレインが高電位側端子に相当し、ソースが低電位側端子に相当する。
　第１フルブリッジ回路３０において、第１スイッチＱ１及び第３スイッチＱ３のドレインには、第１高電位側端子ＣＨ１が接続されている。第１スイッチＱ１のソースには、第２スイッチＱ２のドレインが接続され、第３スイッチＱ３のソースには、第４スイッチＱ４のドレインが接続されている。第２スイッチＱ２及び第４スイッチＱ４のソースには、第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。第１高電位側端子ＣＨ１には、第１コンデンサ１２を介して第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。また、第１高電位側端子ＣＨ１には、蓄電池１０の正極端子が接続され、蓄電池１０の負極端子には、第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。
　第２フルブリッジ回路４０において、第５スイッチＱ５及び第７スイッチＱ７のドレインには、第２高電位側端子ＣＨ２が接続されている。第５スイッチＱ５のソースには、第６スイッチＱ６のドレインが接続され、第７スイッチＱ７のソースには、第８スイッチＱ８のドレインが接続されている。第６スイッチＱ６及び第８スイッチＱ８のソースには、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。第２高電位側端子ＣＨ２には、第２コンデンサ１３を介して、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。また、第２高電位側端子ＣＨ２には、給電対象１１を介して、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。
　トランス５０は、第１コイル５０ａ及び第２コイル５０ｂを有している。第１コイル５０ａの第１端には、第１スイッチＱ１のソース及び第２スイッチＱ２のドレインが接続され、第１コイル５０ａの第２端には、第３スイッチＱ３のソース及び第４スイッチＱ４のドレインが接続されている。第２コイル５０ｂの第１端には、第５スイッチＱ５のソース及び第６スイッチＱ６のドレインが接続され、第２コイル５０ｂの第２端には、第７スイッチＱ７のソース及び第８スイッチＱ８のドレインが接続されている。
　第１コイル５０ａ及び第２コイル５０ｂは、互いに磁気結合する。第１コイル５０ａの第２端に対する第１端の電位が高くなる場合、第２コイル５０ｂには、その第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。一方、第１コイル５０ａの第１端に対する第２端の電位が高くなる場合、第２コイル５０ｂには、その第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。
　電力変換システムは、第１電流センサ６０、第１電圧センサ６１、第２電流センサ６２、第２電圧センサ６３及び温度センサ６４を備えている。第１電流センサ６０は、第１高電位側端子ＣＨ１を流れる第１電流Ｉ１を検出し、第１電圧センサ６１は、第１高電位側端子ＣＨ１及び第１低電位側端子ＣＬ１の端子間電圧である第１電圧Ｖ１を検出する。ここで、第１電流Ｉ１は、蓄電池１０に放電電流が流れる場合を正とし、充電電流が流れる場合を負とする。
　第２電流センサ６２は、第２高電位側端子ＣＨ２を流れる第２電流Ｉ２を検出し、第２電圧センサ６３は、第２高電位側端子ＣＨ２及び第２低電位側端子ＣＬ２の端子間電圧である第２電圧Ｖ２を検出する。ここで、第２電流Ｉ２は、第２高電位側端子ＣＨ２から第５スイッチＱ５及び第７スイッチＱ７のドレイン方向へ電流が流れる場合を正とし、その逆方向に電流が流れる場合を負とする。
　温度センサ６４は環境温度Ｔを検出する。ここで、本実施形態において、環境温度Ｔは昇温対象要素の温度である。本実施形態において、昇温対象要素は、例えば電力変換装置２０である。
　各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔは、電力変換装置２０が備える制御部７０に入力される。制御部７０は、各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔに基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートに駆動信号を出力し、各スイッチＱ１～Ｑ８をオンオフする。
　次に、本実施形態で実施される昇温制御について説明する。本実施形態では、環境温度Ｔが設定温度より高い場合は、発熱量の増大要求がないとして通常モードに設定される。一方、環境温度Ｔが設定温度以下の場合は、発熱量の増大要求があるとして発熱モードに設定される。
　図２に、通常モード及び発熱モードにおける制御部７０が実施する制御ブロック図を示す。
　制御部７０は、指令電流設定部７１を備えている。指令電流設定部７１は、電流算出部７２及び最小値選択部７３を備えている。
　電流算出部７２は、電力指令値Ｐ２＊を、第２電圧センサ６３の検出電圧である第２電圧Ｖ２で除算することにより、指令電流Ｉ２ｆを算出する。指令電流Ｉ２ｆの符号の定義は、第２電流Ｉ２の符号の定義と同一である。
　最小値選択部７３は、電流算出部７２により算出された指令電流Ｉ２ｆと、電流制限値Ｉ２Ｌとのうち小さい方を最終的な指令電流Ｉｒｅｆ２として選択する。電流制限値Ｉ２Ｌは、電力変換システムを過電流から保護するために設定されている。
　最小値選択部７３から出力された指令電流Ｉｒｅｆ２は、第１リミッタ７４により上限値又は下限値が制限される。
　制御部７０は、電流制御器７５を備えている。電流制御器７５は、電流偏差算出部７６、フィードバック制御部７７及び第２リミッタ７８を備えている。電流偏差算出部７６は、第１リミッタ７４から出力された指令電流Ｉｒｅｆ２から、第２電流センサ６２の検出電流である第２電流Ｉ２を減算することにより、電流偏差ΔＩ２を算出する。
　フィードバック制御部７７は、算出された電流偏差ΔＩ２を０にフィードバックするための操作量として、レグ間位相φ１を算出する。本実施形態では、このフィードバック制御として、比例積分制御が用いられている。なお、フィードバック制御部７７で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。
　フィードバック制御部７７により算出されたレグ間位相φ１は、第２リミッタ７８により上限値又は下限値が制限される。本実施形態では、レグ間位相φ１は、０°から所定位相までの範囲に制限され、その範囲において、値が大きくなるほど蓄電池１０から給電対象１１への伝達電力が大きくなる。
　制御部７０は、ＰＷＭ生成部７９、ゲート電圧補正部８０、ゲート電圧設定部８１を備えている。
　ＰＷＭ生成部７９は、第２リミッタ７８から受け取るレグ間位相φ１に基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８の駆動信号を生成し、ゲート電圧補正部８０へ出力する。本実施形態では、ＰＷＭ生成部７９は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオンオフし、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオフする駆動信号を生成する。
　ゲート電圧補正部８０は、ゲート電圧設定部８１から受け取る指令に基づいて、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆの補正を行う。その後、ゲート電圧補正部８０は、上記補正が反映された駆動信号を各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートへ出力する。
　ゲート電圧設定部８１は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを、通常モードの場合に第１オフ電圧Ｖα（例えば０Ｖ）に設定し、発熱モードの場合に第２オフ電圧Ｖβに設定する。ここで、第２オフ電圧Ｖβは、第１オフ電圧Ｖαよりも小さい値であり、本実施形態では負電圧である。オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが第２オフ電圧Ｖβに設定されることは、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されることに相当する。
　図３は、ＧａＮ－ＨＥＭＴに流れる逆導通電流の特性を示す図である。縦軸は、逆導通電流量を示し、横軸は、電圧降下量を示す。図３中の矢印は、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを負側に増大させる方向を示す。よって、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されたＶｏｆｆ＝Ｖβの場合は、Ｖｏｆｆ＝Ｖαの場合よりも、逆導通時の電圧降下が増大するため、導通損失も大きくなる。
　図４に、通常モード及び発熱モードにおける各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態の推移を示す。図４（ａ）は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の操作状態の推移を示し、図４（ｂ）は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態の推移を示す。
　図４（ａ）の実線は、第１スイッチＱ１の操作状態の推移を示す。第１スイッチＱ１の操作状態が反転された操作状態が、第２スイッチＱ２の操作状態となる。図４（ａ）の破線は、第３スイッチＱ３の操作状態の推移を示す。第３スイッチＱ３の操作状態が反転された操作状態が、第４スイッチＱ４の操作状態となる。例えば、図４（ａ）において、第１スイッチＱ１のオン期間は、第２スイッチＱ２のオフ期間となる。
　図４（ｂ）の実線は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態を示す。本実施形態では、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオフされる。
　第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の１スイッチング周期Ｔｓｗは、互いに同じである。第１スイッチＱ１のオフへの切り替えタイミングと、第３スイッチＱ３のオフへの切り替えタイミングとの位相差がレグ間位相φ１とされる。本実施形態において、レグ間位相φ１は、第１スイッチＱ１のオフへの切り替えタイミングに対して、第３スイッチＱ３のオフへの切り替えタイミングが早まる場合に正となる。例えば、図４（ａ）において、レグ間位相φ１は正である。
　図５に、制御部７０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態において、第１電圧Ｖ１と第１コイル５０ａの巻き数の積は、第２電圧Ｖ２と第２コイル５０ｂの巻き数の積よりも大きいとする。つまり、この処理により電力は、蓄電池１０から給電対象１１へ伝達されるものとする。
　ステップＳ１０では、環境温度Ｔが設定温度以下であるかを判定する。本実施形態において、ステップＳ１０が判定部に相当する。
　ステップＳ１０で否定判定した場合、発熱量の増大要求がないとしてステップＳ１１に進み、制御モードを通常モードに設定する。通常モードでは、次のステップＳ１２で、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαとする。
　ステップＳ１０で肯定判定した場合、発熱量の増大要求があるとしてステップＳ１３に進み、制御モードを発熱モードに設定する。発熱モードでは、次のステップＳ１４で、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβとする。
　ステップＳ１５では、指令電流設定部７１で指令電流Ｉｒｅｆ２を設定する。
　ステップＳ１６では、第２電流Ｉ２が指令電流Ｉｒｅｆ２に制御されるように、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオンオフし、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオフする。
　図６に、通常モード及び発熱モードにおける、各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態等の推移を示す。図６（ａ）は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の操作状態の推移を示す。図６（ｂ）は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態の推移を示す。
　図６（ｃ）は、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の推移を示す。図６（ｄ）は、第１電力Ｐ１、第２電力Ｐ２及び損失電力Ｐ１＋Ｐ２を示す。ここで、第１電力Ｐ１は、蓄電池１０から第１フルブリッジ回路３０へと供給される電力の時間平均値であり、第２電力Ｐ２は、第２フルブリッジ回路４０から給電対象１１へと供給される電力の時間平均値である。第１電力Ｐ１が正であると、蓄電池１０から放電される。また、第２電力Ｐ２が負であると、給電対象１１に電力が供給される。したがって、第１電力Ｐ１及び第２電力Ｐ２の和Ｐ１＋Ｐ２が損失電力となる。損失電力Ｐ１＋Ｐ２が正であると、電気エネルギが熱エネルギへと変換され、発熱が生じることを示す。図６（ｅ）は、図６（ｄ）における損失電力Ｐ１＋Ｐ２の縦軸を拡大した図である。図６（ｅ）の通常モード及び発熱モードにおける縦軸のスケールは同一であり、通常モード及び発熱モードにおける損失電力Ｐ１＋Ｐ２の大きさを比較するのに用いる。
　以下、図６及び図７を用いつつ、本実施形態の通常モード及び発熱モードにおける昇温制御について説明する。本実施形態の発熱モードにおいて、レグ間位相φ１は、第２電流Ｉ２が指令電流Ｉｒｅｆ２にフィードバック制御されるように、０°から所定位相までの範囲の値とされる。レグ間位相φ１を０°から所定位相までの範囲に制限することにより、レグ間位相φ１を大きくしすぎて、蓄電池１０から給電対象１１へ伝送することができる電力が小さくなることを防止できる。
　図６（ａ）に示すように、本実施形態の通常モード及び発熱モードでは、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、第１～第４期間Ｔ１～Ｔ４が出現する。本実施形態において、通常モード及び発熱モードのスイッチングパターンは同一である。第１期間Ｔ１は、第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３がオンにされて、かつ、第１，第４，第５，第６，第７，第８スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８がオフにされる期間である。第２期間Ｔ２は、第１，第３スイッチＱ１，Ｑ３がオンにされて、かつ、第２，第４，第５，第６，第７，第８スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８がオフにされる期間である。
　第３期間Ｔ３は、第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４がオンにされて、かつ、第２，第３，第５，第６，第７，第８スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８がオフにされる期間である。第４期間Ｔ４は、第２，第４スイッチＱ２，Ｑ４がオンにされて、かつ、第１，第３，第５，第６，第７，第８スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８がオフにされる期間である。
　図７（ａ）に、第１期間Ｔ１における電流経路を示す。第１フルブリッジ回路３０においては、第１高電位側端子ＣＨ１、第３スイッチＱ３、第１コイル５０ａ、第２スイッチＱ２及び第１低電位側端子ＣＬ１を含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第２低電位側端子ＣＬ２、第６スイッチＱ６、第２コイル５０ｂ、第７スイッチＱ７及び第２高電位側端子ＣＨ２を含む電流経路が形成される。この場合、第６スイッチＱ６及び第７スイッチＱ７はオフされているが、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第６スイッチＱ６及び第７スイッチＱ７には逆導通電流が流されている。
　これにより、図６（ｃ）に示すように、第１期間Ｔ１において、第１電流Ｉ１は正方向に漸増し、第２電流Ｉ２は負方向に漸増する。第１期間Ｔ１において、発熱モードでは、通常モードよりもオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されているため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第６スイッチＱ６及び第７スイッチＱ７の逆導通電流による導通損失は、通常モードに比べて大きい。
　図７（ｂ）に、第２期間Ｔ２における電流経路を示す。第１フルブリッジ回路３０においては、第１スイッチＱ１、第３スイッチＱ３及び第１コイル５０ａを含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第１期間Ｔ１と同じ電流経路が形成される。
　第２期間Ｔ２において、第１コイル５０ａは、第１低電位側端子ＣＬ１と接続されないため、図６（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１は０である。第１フルブリッジ回路３０には、第１コイル５０ａにおいて、第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。これにより、第２コイル５０ｂには、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、第２電流Ｉ２の符号は負のままで、その絶対値は漸減する。この場合においても、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、通常モードよりも発熱モードの方が、逆導通電流による導通損失は大きい。
　図７（ｃ）に、第３期間Ｔ３における電流経路を示す。第１フルブリッジ回路３０においては、第１高電位側端子ＣＨ１、第１スイッチＱ１、第１コイル５０ａ、第４スイッチＱ４及び第１低電位側端子ＣＬ１を含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第２低電位側端子ＣＬ２、第８スイッチＱ８、第２コイル５０ｂ、第５スイッチＱ５及び第２高電位側端子ＣＨ２を含む電流経路が形成される。この場合、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８はオフされているが、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８には逆導通電流が流されている。
　これにより、図６（ｃ）に示すように、第３期間Ｔ３において、第１電流Ｉ１は正方向に漸増し、第２電流Ｉ２は負方向に漸増する。第３期間Ｔ３において、発熱モードでは、通常モードよりもオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されているため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８の逆導通電流による導通損失は、通常モードに比べて大きい。
　図７（ｄ）に、第４期間Ｔ４における電流経路を示す。第１フルブリッジ回路３０においては、第２スイッチＱ２、第１コイル５０ａ及び第４スイッチＱ４を含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第３期間Ｔ３と同じ電流経路が形成される。
　第４期間Ｔ４において、第１コイル５０ａは、第１高電位側端子ＣＨ１と接続されないため、図６（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１は０である。第１フルブリッジ回路３０には、第１コイル５０ａにおいて、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。これにより、第２コイル５０ｂには、第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、第２電流Ｉ２の符号は負のままで、その絶対値は漸減する。この場合においても、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、通常モードよりも発熱モードの方が、逆導通電流による導通損失は大きい。
　図６（ｃ）に、第１～第４期間Ｔ１～Ｔ４における、第１電流Ｉ１の時間平均値Ｉ１ａｖｅと第２電流Ｉ２の時間平均値Ｉ２ａｖｅとを破線にて示す。第１電流平均値Ｉ１ａｖｅは正の値となり、第２電流平均値Ｉ２ａｖｅは負の値となる。
　図６（ｄ）に示すように、第１電力Ｐ１は正の値となり、第２電力Ｐ２は負の値となっている。これは、第１期間Ｔ１～第４期間Ｔ４において、蓄電池１０から給電対象１１へ電力が伝達されたことを示す。この電力伝達により、各スイッチＱ１～Ｑ８等において、電力の損失が発生するため、損失電力Ｐ１＋Ｐ２は正の値となっている。
　図６（ｅ）に示すように、発熱モードの損失電力Ｐ１＋Ｐ２は、通常モードにおける損失電力Ｐ１＋Ｐ２の値と比較して大きくなっていることがわかる。これは、発熱モードでは、通常モードよりもオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されているため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８における逆導通電流による導通損失が大きくなるためである。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られる。
　本実施形態では、蓄電池１０から、給電対象１１へと電力伝達を行う場合に第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８がオフされる。この際、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８に逆導通電流が流れることに伴って導通損失が発生し、その導通損失によって熱が発生する。その熱を利用することにより、昇温対象要素を昇温させるための発熱装置を不要にできたり、発熱装置が設けられる場合であっても、その装置を小型化できたりすることができる。このため、本開示によれば、電力変換装置２０の小型化を図ることができる。
　また、本実施形態の第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８は、ＧａＮ－ＨＥＭＴで構成されているため、逆導通電流が流れる場合において、そのオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に大きいほど、発生する導通損失が大きくなる特性を有している。この特性に着目し、本実施形態では、発熱モードに設定された場合、通常モードに設定された場合よりも、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは負側に増大される。これにより、発熱モードに設定された場合に第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８で発生する導通損失を、通常モードに設定された場合よりも大きくすることができる。その結果、電力変換装置２０で発生する熱量を大きくすることができる。
　＜第１実施形態の変形例１＞
　以下、第１実施形態の変形例１について、第１実施形態との相違点を中心に説明する。
　第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴであってもよい。この場合、高電位側端子はコレクタであり、低電位側端子はエミッタである。さらに、ＩＧＢＴを用いる場合、第１フルブリッジ回路３０は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４それぞれに対して逆並列に接続されるフリーホイールダイオードを備えている。この場合、スイッチとフリーホイールダイオードとの組がスイッチ部に相当する。
　＜第１実施形態の変形例２＞
　以下、第１実施形態の変形例２について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、変換回路として第１フルブリッジ回路３０を用いたが、これを変更する。本実施形態では、変換回路としてハーフブリッジ回路を用いる。
　図８は、本実施形態の構成図である。図８において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上同一の符号を付している。電力変換システムは、電力変換装置９０を備えている。
　電力変換装置９０は、第３コンデンサ９１及びハーフブリッジ回路９２を備えている。本実施形態において、ハーフブリッジ回路９２が変換回路に相当する。
　ハーフブリッジ回路９２は、第９スイッチＱ９及び第１０スイッチＱ１０を備えている。本実施形態において、第９スイッチＱ９及び第１０スイッチＱ１０は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第９スイッチＱ９のドレインには、第１高電位側端子ＣＨ１が接続されている。第９スイッチＱ９のソースには、第１０スイッチＱ１０のドレインが接続されている。第１０スイッチＱ１０のソースには、第１低電位側端子ＣＬ１及び第１コイル５０ａの第２端が接続されている。第１コイル５０ａの第１端には、第３コンデンサ９１を介して、第９スイッチＱ９のソース及び第１０スイッチＱ１０のドレインが接続されている。
　本実施形態では、制御部７０は、ハーフブリッジ回路９２を構成する第９スイッチＱ９及び第１０スイッチＱ１０を交互にオンする。この場合の第９スイッチＱ９のデューティ比は０．５である。ここで、デューティ比は、第９スイッチＱ９の１スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン時間Ｔｏｎの比率（Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）である。
　図９に、本実施形態の通常モード及び発熱モードにおける第５～第１０スイッチＱ５～Ｑ１０の操作状態等の推移を示す。図９（ａ）の実線は第９スイッチＱ９の操作状態の推移を、破線は第１０スイッチＱ１０の推移を示す。図９（ｂ）は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態を示す。図９（ｃ）は、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の推移を示す。
　以下、図９及び図１０を用いつつ、本実施形態の通常モード及び発熱モードにおける昇温制御について説明する。
　図９（ａ）に示すように、本実施形態の通常モード及び発熱モードでは、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、第５～第８期間Ｔ５～Ｔ８が出現する。第５期間Ｔ５及び第８期間Ｔ８は、第９スイッチＱ９がオンされて、かつ、第５，第６，第７，第８，第１０スイッチＱ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ１０がオフされる期間である。第６期間Ｔ６及び第７期間Ｔ７は、第１０スイッチＱ１０がオンされて、かつ、第５，第６，第７，第８，第９スイッチＱ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９がオフされる期間である。このように、本実施形態においても、第２フルブリッジ回路４０を構成する第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオフに固定されるため、逆導通電流による導通損失が発生する。
　図１０（ａ）に、第５期間Ｔ５における電流経路を示す。ハーフブリッジ回路９２においては、第１高電位側端子ＣＨ１、第９スイッチＱ９、第３コンデンサ９１、第１コイル５０ａ及び第１低電位側端子ＣＬ１を含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第３期間Ｔ３と同じ電流経路が形成される。
　これにより、図９（ｃ）に示すように、第５期間Ｔ５において、第１電流Ｉ１は正方向に漸増する。一方、第２電流Ｉ２は負方向に漸増する。
　図１０（ｂ）に、第６期間Ｔ６における電流経路を示す。ハーフブリッジ回路９２においては、第１０スイッチＱ１０、第３コンデンサ９１及び第１コイル５０ａを含む電流経路が形成される。第２フルブリッジ回路４０においては、第５期間Ｔ５と同じ電流経路が形成される。
　第６期間Ｔ６において、第１コイル５０ａは、第１高電位側端子ＣＨ１に接続されていないため、図９（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１は０である。ハーフブリッジ回路９２には、第１コイル５０ａにおいて、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。これにより、第２コイル５０ｂには、第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、第２電流Ｉ２の符号は負のままで、その絶対値は漸減する。
　図１０（ｃ）に、第７期間Ｔ７における電流経路を示す。ハーフブリッジ回路９２においては、第６期間Ｔ６と同じ電流経路で、逆方向の電流が流れる。第２フルブリッジ回路４０においては、第２低電位側端子ＣＬ２、第６スイッチＱ６、第２コイル５０ｂ、第７スイッチＱ７及び第２高電位側端子ＣＨ２を含む電流経路が形成される。
　第７期間Ｔ７においても、第１コイル５０ａは、第１高電位側端子ＣＨ１に接続されていないため、図９（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１は０である。ハーフブリッジ回路９２には、第３コンデンサ９１が蓄えた電荷を放出するため、第６期間Ｔ６とは逆方向に電流が流れる。このため、第２コイル５０ｂには、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。このため、第２電流Ｉ２は負方向に漸増する。
　図１０（ｄ）に、第８期間Ｔ８における電流経路を示す。ハーフブリッジ回路９２においては、第１低電位側端子ＣＬ１、第２コイル５０ｂ、第３コンデンサ９１、第９スイッチＱ９及び第１高電位側端子ＣＨ１を含む電流経路が形成される。第２フルブリッジ回路４０においては、第７期間Ｔ７と同じ電流経路が形成される。
　第８期間Ｔ８において、第１コイル５０ａには、第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、図９（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１の符号は負となり、その絶対値は漸減する。一方、第２コイル５０ｂには、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、第２電流Ｉ２の符号は負のままで、その絶対値は漸減する。
　このように、変換回路の構成としてハーフブリッジ回路９２を用いた場合も、蓄電池１０から供給される直流電圧を交番電圧に変換することができる。よって、この交番電圧を用いて、第２フルブリッジ回路４０を構成する第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８に逆導通電流を流すことができる。
　よって、以上詳述した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　なお、本実施形態においても、第１０スイッチＱ１０としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴであってもよい。
　＜第２実施形態＞
　以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、電力変換装置２０の構成にフルブリッジ回路を用いたが、これを変更する。本実施形態では、電力変換装置の構成を昇圧チョッパ回路とする。
　図１１に本実施形態の構成図を示す。図１１において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。電力変換システムは、蓄電池１０、給電対象１１、コンデンサ１２及び電力変換装置１００を備えている。
　電力変換装置１００は、第１高電位側端子ＣＨ１、第１低電位側端子ＣＬ１、第２高電位側端子ＣＨ２、第２低電位側端子ＣＬ２、ハーフブリッジ回路１０１、及びリアクトル１０２を備えている。
　ハーフブリッジ回路１０１は、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２を備えている。本実施形態において、第１１スイッチＱ１１はＧａＮ－ＨＥＭＴであり、第１２スイッチＱ１２はＩＧＢＴである。第１１スイッチＱ１１のドレインには、第２高電位側端子ＣＨ２が接続されている。第１１スイッチＱ１１のソースには、第１２スイッチＱ１２のコレクタが接続されている。第１２スイッチＱ１２のエミッタには、第１低電位側端子ＣＬ１及び第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。第２高電位側端子ＣＨ２には、コンデンサ１２を介して、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。また、第２高電位側端子ＣＨ２には、給電対象１１を介して、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。
　なお、第１２スイッチＱ１２には、フリーホイールダイオードとしてのダイオードＤが逆並列に接続されている。第１２スイッチＱ１２としては、ＩＧＢＴに限らず、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、ダイオードＤが備えられていなくてもよい。
　リアクトル１０２の第１端は、第１高電位側端子ＣＨ１に接続されている。リアクトル１０２の第２端は、第１１スイッチＱ１１のソース及び第１２スイッチＱ１２のコレクタに接続されている。第１高電位側端子ＣＨ１には、蓄電池１０の正極端子が接続され、蓄電池１０の負極端子には、第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。
　電力変換システムは、第１電流センサ６０、第１電圧センサ６１、第２電流センサ６２、第２電圧センサ６３及び温度センサ６４を備えている。これらのセンサの検出対象は、第１実施形態と同様である。
　制御部７０は、各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔに基づいて、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２のゲートに駆動信号を出力し、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２をオンオフする。ここで、本実施形態において、第１電流Ｉ１の符号の定義は第１実施形態と同様であるが、第２電流Ｉ２は、第２高電位側端子ＣＨ２から給電対象１１方向へ電流が流れる場合を正とし、その逆方向に電流が流れる場合を負とする。
　図１２は、本実施形態において、制御部７０が実施する制御ブロック図である。制御部７０は、電圧制御器８２を備えている。電圧制御器８２は、電圧偏差算出部８３、フィードバック制御部７７及びデューティ比算出部８４を備えている。
　電圧偏差算出部８３は、指令電圧Ｖ２＊から第２電圧センサ６３の検出電圧である第２電圧Ｖ２を減算することにより、電圧偏差ΔＶ２を算出する。
　フィードバック制御部７７は、算出された電圧偏差ΔＶ２を０にフィードバックするための操作量として、第１２スイッチＱ１２のデューティ比を算出する。
　デューティ比算出部８４では、フィードバック制御部７７により算出されたデューティ比に、フィードフォワード項（Ｖ２＊－Ｖ１）／Ｖ２＊を加算し、最終的な第１２スイッチＱ１２のデューティ比とする。この第１２スイッチＱ１２のデューティ比は、ＰＷＭ生成部７９に出力される。
　ＰＷＭ生成部７９は、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２の駆動信号を生成し、ゲート電圧補正部８５に出力する。本実施形態では、第１１スイッチＱ１１は、オフされる。また、第１２スイッチＱ１２のデューティ比に基づいて、第１２スイッチＱ１２はオンオフされる。
　ゲート電圧補正部８５は、ゲート電圧設定部８１から受け取る指令に基づいて、第１１スイッチＱ１１のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆの補正を行う。その後、ゲート電圧補正部８５は、駆動信号を第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２へ出力する。
　ゲート電圧設定部８１は、第１実施形態と同様に、第１１スイッチＱ１１のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを設定する。
　図１３に、制御部７０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図１３において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。
　ステップＳ１０で否定判定した場合、発熱量の増大要求がないとしてステップＳ１７に進み、制御モードを通常モードに設定する。通常モードでは、次のステップＳ１８で、第１１スイッチＱ１１のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに設定する。
　ステップＳ１０で肯定判定した場合、発熱量の増大要求があるとしてステップＳ１９に進み、制御モードを発熱モードに設定する。発熱モードでは、次のステップＳ２０で、第１１スイッチＱ１１のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβに設定する。ここで、第２オフ電圧Ｖβは第１オフ電圧Ｖαよりも負側に増大された値である。
　ステップＳ２１では、指令電圧Ｖ２＊の値を設定する。
　ステップＳ２２では、第１１スイッチＱ１１をオフし、第２電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２＊に制御されるように第１２スイッチＱ１２のデューティ比を制御する。
　図１４に、通常モード及び発熱モードにおける、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２の操作状態等の推移を示す。図１４（ａ）の実線は第１１スイッチＱ１１の操作状態の推移を示し、破線は第１２スイッチＱ１２の操作状態の推移を示す。図１４（ｂ）は、第１電圧Ｖ１及び第２電圧Ｖ２を示す。図１４（ｃ）は、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の推移を示す。図１４（ｄ）は、第１電力Ｐ１、第２電力Ｐ２及び損失電力Ｐ１－Ｐ２を示す。ここで、本実施形態において、第２電力Ｐ２は、電力変換装置１００から給電対象１１へと供給される場合を正とする。そのため、第１電力Ｐ１から第２電力Ｐ２を差し引いた値が損失電力Ｐ１－Ｐ２となる。
　図１４（ｄ）に示すように、通常モードの損失電力Ｐ１－Ｐ２よりも発熱モードの損失電力Ｐ１－Ｐ２の方が大きい。これは、本実施形態においても、発熱モードでは、通常モードよりもオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されているため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第１１スイッチＱ１１における逆導通電流による導通損失が大きくなるためである。
　以上詳述した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　＜第３実施形態＞
　以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ゲート電圧設定部８１の発熱モードにおけるオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを設定する方法を変更する。
　本実施形態の発熱モードにおいて、ゲート電圧設定部８１は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを、環境温度Ｔに基づき制御する。
　図１５に、ゲート電圧設定部８１が実施する電圧制御方法を示す。上限温度ＴＬは、昇温対象要素の耐熱性等から設定される温度であり、例えば、昇温対象要素の許容上限温度に設定される。環境温度Ｔが、上限温度ＴＬに対して低い温度に設定された制限開始温度ＴＣ以上になると、ゲート電圧設定部８１は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを環境温度Ｔに応じた値に設定する。詳しくは、ゲート電圧設定部８１は、環境温度Ｔが制限開始温度ＴＣを超える場合、環境温度Ｔが上限温度ＴＬに近づくほど、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに近づける。ゲート電圧設定部８１は、環境温度Ｔが制限開始温度ＴＣになる場合、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに設定する。このように設定された第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは、ゲート電圧補正部８０へ出力される。
　なお、環境温度Ｔが上限温度ＴＬ以上の場合、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは第１オフ電圧Ｖαに設定される。また、環境温度Ｔが制限開始温度ＴＣ以下の場合、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは第２オフ電圧Ｖβに設定される。
　このように、環境温度Ｔが制限開始温度ＴＣを超える場合、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のゲート電圧Ｖｏｆｆを環境温度Ｔに基づき徐々に低減することで、逆導通電流による発熱を低減することができる。その結果、環境温度Ｔが上限温度ＴＬを超えることを防止することができる。
　＜第３実施形態の変形例＞
　以下、第３実施形態の変形例について、第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ゲート電圧設定部８１の発熱モードにおけるオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを設定する方法として、フィードバック制御を用いる。
　図１６は、本実施形態の発熱モードにおいて、ゲート電圧設定部８１が実施する制御ブロック図である。ゲート電圧設定部８１は、温度制御器８６を備えている。温度制御器８６は、温度偏差算出部８７、フィードバック制御部８８及びリミッタ８９を備えている。
　温度偏差算出部８７は、目標温度Ｔ＊から環境温度Ｔを減算することにより、温度偏差ΔＴを算出する。なお、本実施形態において、目標温度Ｔ＊が指令温度に相当する。
　フィードバック制御部８８は、算出された温度偏差ΔＴを０にフィードバックするための操作量として、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを算出する。例えば、環境温度Ｔを上げる場合、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは負側に増大される。一方、環境温度Ｔを下げる場合、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆはその絶対値を低減される。本実施形態では、このフィードバック制御として、比例積分制御が用いられている。なお、フィードバック制御部８８で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。
　フィードバック制御部８８により算出された第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは、リミッタ８９により上限値又は下限値が制限され、ゲート電圧補正部８０へ出力される。なお、本実施形態において、上限値は第１オフ電圧Ｖαであり、下限値は第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の特性から定められる電圧である。
　このように、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のゲート電圧Ｖｏｆｆを環境温度Ｔに基づきフィードバック制御することで、環境温度Ｔを目標温度Ｔ＊に制御することができる。
　＜第４実施形態＞
　以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、制御部７０は、第５スイッチＱ５及び第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを、第２オフ電圧Ｖβから一時的に第１オフ電圧Ｖαへと切り替える。
　図１７に、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを固定した場合と、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替えた場合とのそれぞれにおける各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態等の推移を示す。図１７（ａ）は、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４の操作状態の推移を示す。第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４の操作状態が反転された操作状態が、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３の操作状態となる。図１７（ｂ）は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態の推移を示す。本実施形態においても、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオフされる。図１７（ｃ）は、第５スイッチＱ５及び第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆの推移を示す。図１７（ｄ）は、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の推移を示す。
　図１７（ｃ）に示すように、Ｖｏｆｆ固定の場合、制御部７０は、第５スイッチＱ５及び第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβに固定する。一方、Ｖｏｆｆ切替ありの場合、制御部７０は、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβから一時的に第１オフ電圧Ｖαへ切り替える。例えば、図１７（ａ）に示す第９期間Ｔ９及び第１０期間Ｔ１０において、制御部７０は、第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに制御する。
　第９期間Ｔ９の各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態は、第１期間Ｔ１と同一である。
　第９期間Ｔ９の電流経路は、第１期間Ｔ１と同一である。この場合、第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが第２オフ電圧Ｖβから第１オフ電圧Ｖαへ切り替えられることで、第６スイッチＱ６の電圧降下量は小さくなる。これにより、第６スイッチＱ６の導通損失が小さくなるため、図１７（ｄ）に示すように、Ｖｏｆｆ切替ありの場合では、Ｖｏｆｆ固定の場合に比べて、第２電流Ｉ２の負側への増加速度が高くなる。
　第１０期間Ｔ１０の各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態は、第３期間Ｔ３と同一である。
　第１０期間Ｔ１０の電流経路は、第３期間Ｔ３と同一である。この場合、第５スイッチＱ５のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが第２オフ電圧Ｖβから第１オフ電圧Ｖαへ切り替えられることで、第５スイッチＱ５の電圧降下量は小さくなる。この場合にも、第５スイッチＱ５の導通損失が小さくなるため、図１７（ｄ）に示すように、Ｖｏｆｆ切替ありの場合では、Ｖｏｆｆ固定の場合に比べて、第２電流Ｉ２の負側への増加速度が高くなる。
　このように、本実施形態では、制御部７０は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオフする期間内に、逆導通電流が流れているスイッチのオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに一時的に切り替える期間を設ける。これにより、第１電圧Ｖ１及び第２電圧Ｖ２の差を十分に確保できない場合でも、この期間において逆導通電流が増大されるので、その後オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβに戻しても、逆導通電流を第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８に流すことができる。その結果、逆導通電流による導通損失を大きくすることができるため、電力変換装置２０で発生する熱量を大きくすることができる。
　なお、本実施形態では、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替える値を第１オフ電圧Ｖαとしたが、この値は第１オフ電圧Ｖαに限られず、逆導通電流の大きさを調整するために導通損失が低減される方向に調整されてよい。
　また、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替える時間幅を増やした場合、逆導通電流は増加するが、逆導通電流による発熱量は減少する。そのため、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替える時間幅を増やしていくと、１スイッチング周期当たりの発熱量は極大値を迎えた後減少に転じる。このような特性を予め設計しておく又は発熱量に応じた時間幅のフィードバック制御を随時実施することで、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替える時間幅は、所望の発熱量が得られる時間幅に設定されてもよい。
　＜第５実施形態＞
　以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第５実施形態では、発熱モードにおけるスイッチングパターンを変更する。第１実施形態では、発熱モードにおいて、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオフされていたが、本実施形態では、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオンオフされる。
　図１８に、本実施形態の発熱モードにおける各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態等の推移を示す。図１８（ａ）の実線は、第１スイッチＱ１の操作状態の推移を示す。第１スイッチＱ１の操作状態が反転された操作状態が、第２スイッチＱ２の操作状態となる。図１８（ａ）の破線は、第４スイッチＱ４の操作状態を示す。第４スイッチＱ４の操作状態が反転された操作状態が、第３スイッチＱ３の操作状態となる。図１８（ｂ）の実線は、第５スイッチＱ５の操作状態の推移を示す。第５スイッチＱ５の操作状態が反転された操作状態が、第６スイッチＱ６の操作状態となる。図１８（ｂ）の破線は、第８スイッチＱ８の操作状態の推移を示す。第８スイッチＱ８の操作状態が反転された操作状態が、第７スイッチＱ７の操作状態となる。
　第１フルブリッジ回路３０及び第２フルブリッジ回路４０の間の伝達電力は、回路間位相φ２１を制御することで調整される。ここで、回路間位相φ２１は、第４スイッチＱ４のオンへの切り替えタイミングと、第８スイッチＱ８のオンへの切り替えタイミングとの位相差である。
　図１８（ｃ）に、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８のゲート電圧の推移を示す。Ｖｏｎ１は通常モードにおけるオン時のゲート電圧を示し、Ｖｏｎ２は発熱モードにおけるオン時のゲート電圧を示す。発熱モードにおけるオン時のゲート電圧Ｖｏｎ２は、通常モードにおけるオン時のゲート電圧Ｖｏｎ１に比べて低減されている。また、Ｖｏｆｆ１は、通常モードにおけるオフ時のゲート電圧を示し、Ｖｏｆｆ２は発熱モードにおけるオフ時のゲート電圧を示す。発熱モードにおけるオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆ２は、通常モードのオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆ１に比べて負側に増大されている。例えば、図１８（ａ）に示す第１１期間Ｔ１１において、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８のオン時のゲート電圧はＶｏｎ２に設定される。また、第１２期間Ｔ１２において、第５スイッチＱ５のオン時のゲート電圧はＶｏｎ２に設定され、第８スイッチＱ８のオフ時のゲート電圧はＶｏｆｆ２に設定される。
　第１１期間Ｔ１１は、第１，第４，第５，第８スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８がオンされて、かつ、第２，第３，第６，第７スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７がオフされる期間である。
　第１１期間Ｔ１１の電流経路は、図１９（ａ）に示すように、第３期間Ｔ３と同一である。しかし、第３期間Ｔ３と異なり第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８はオンされている。そこで、制御部７０は、逆導通電流が流れる第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８のオン時のゲート電圧を、通常モードにおけるオン時のゲート電圧Ｖｏｎ１に比べて小さいＶｏｎ２に設定することで、逆導通時の導通損失を大きくすることができる。
　第１２期間Ｔ１２は、第２，第３，第５，第７スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７がオンされて、かつ、第１，第４，第６，第８スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８がオフされる期間である。
　図１９（ｂ）に、第１２期間Ｔ１２の電流経路を示す。第２フルブリッジ回路４０においては、第２コイル５０ｂ、第７スイッチＱ７及び第５スイッチＱ５を含む回路が形成される。この場合についても、制御部７０は、順導通電流が流れる第５スイッチＱ５のオン時のゲート電圧を、通常モードにおけるオン時のゲート電圧Ｖｏｎ１に比べて小さいＶｏｎ２に設定することで、順導通時の導通損失を大きくすることができる。
　オン時のゲート電圧を低減することで、逆導通時の導通損失を大きくすることができるのは、図３に示したＧａＮ－ＨＥＭＴに流れる逆導通電流の特性によるものである。また、図２０に、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオン時のゲート電圧を低減した場合の順導通電流量及び電圧降下量の特性を示す。図２０中の矢印は、オン時のゲート電圧を低減することを示す。オン時のゲート電圧を低減すると、同じ順導通電流量に対する電圧降下量が増大することがわかる。
　このように、本実施形態では、発熱モードにおけるオン時のゲート電圧を通常モードに比べて低減することで、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の電圧降下量を増大し、導通損失を大きくすることができる。
　また、オン時のゲート電圧の大きさを低減することで、オン時のゲート電圧と負側に増大したオフ時のゲート電圧との差を低減することができるため、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８にかかるストレスを低減することもできる。その結果、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８が劣化することを抑制することができる。
　＜第６実施形態＞
　以下、第６実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、通常モードにおいて、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオフしたが、これを変更する。本実施形態では、通常モードにおいて第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオンオフする。
　図２１に、通常モードにおける制御部７０が実施する制御ブロック図を示す。図２１において、先の図２と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。本実施形態では、フィードバック制御部７７は、電流偏差ΔＩ２を０にフィードバックするための操作量として、回路間位相φ２１を算出する。本実施形態では、回路間位相φ２１は、０°から所定位相までの範囲に制限され、その範囲において、値が大きくなるほど蓄電池１０から給電対象１１への伝達電力が大きくなる。
　ＰＷＭ生成部７９は、回路間位相φ２１に基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８の駆動信号を生成する。
　ゲート電圧補正部８０は、ゲート電圧設定部８１からオフ時のゲート電圧をＶｏｆｆ＝Ｖαとする指令を受け取り、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のゲート電圧Ｖｏｆｆを補正する。その後、ゲート電圧補正部８０は、駆動信号を各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートへ出力する。
　図２２に、通常モードにおける各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態の推移を示す。図２２（ａ）の実線は、第１スイッチＱ１の操作状態の推移を示す。第１スイッチＱ１の操作状態が反転された操作状態が、第２スイッチＱ２の操作状態となる。図２２（ａ）の破線は、第３スイッチＱ３の操作状態の推移を示す。第３スイッチＱ３の操作状態が反転された操作状態が、第４スイッチＱ４の操作状態となる。図２２（ｂ）の実線は、第５スイッチＱ５の操作状態の推移を示す。第５スイッチＱ５の操作状態が反転された操作状態が、第６スイッチＱ６の操作状態となる。図２２（ｂ）の破線は、第７スイッチＱ７の操作状態の推移を示す。第７スイッチＱ７の操作状態が反転された操作状態が、第８スイッチＱ８の操作状態となる。第１スイッチＱ１のオンへの切り替えタイミングと、第５スイッチＱ５のオンへの切り替えタイミングとの位相差が回路間位相φ２１とされる。
　本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　＜第７実施形態＞
　以下、第７実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第７実施形態では、第１実施形態の構成に熱伝達部を追加する。
　図２３に、本実施形態の構成図を示す。図２３において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。電力変換装置２０は、熱伝達部１１０を備えている。本実施形態において、熱伝達部１１０は、各スイッチＱ１～Ｑ８、トランス５０及び給電対象１１を熱交換対象要素とし、熱交換対象要素で発生する熱を吸収可能に構成されている。熱伝達部１１０は、吸収した熱を昇温対象要素に伝達し、昇温対象要素を昇温させる。昇温対象要素は、例えば、給電対象１１である。
　熱伝達部１１０としては、例えば、熱交換対象要素と昇温対象要素との間で冷却水が循環する循環経路を備え、この冷却水を介して昇温対象要素を昇温させるものであってもよい。なお、熱伝達部１１０としては、これ以外にも例えば、冷却流体として気体（空気）が用いられるものであってよい。また、熱伝達部１１０としては、例えば、冷却流体を用いず、熱交換対象要素及び昇温対象要素に当接するヒートシンク等の構成部材であってもよい。
　これにより、電力変換に伴い発生した熱を回収し、昇温対象要素に伝達することができるため、効率的に昇温対象要素の温度を上昇することができる。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・第３実施形態、第３実施形態の変形例、第４実施形態及び第５実施形態では、第１実施形態の電力変換装置２０の回路構成を用いたが、第１実施形態の変形例２で示した電力変換装置９０の回路構成を用いても同様の効果を得ることができる。
　・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (8)

  1. 　入力側端子（ＣＨ１，ＣＬ１）、出力側端子（ＣＨ１，ＣＬ１）及びスイッチ部（Ｑ５～Ｑ８，Ｑ１１）を有し、前記入力側端子に接続される蓄電部（１０）から、前記出力側端子に接続される給電対象（１１）へと電力伝達を行う場合に前記スイッチ部をオンオフする電力変換装置（２０，９０，１００）において、
    　前記スイッチ部は、該スイッチ部に逆導通電流が流れる場合において、そのゲート電圧が負側に大きいほど、逆導通電流が流れる場合に発生する導通損失が大きくなる特性を有しており、
    　前記電力伝達に伴う発熱量の増大要求があるか否かを判定する判定部と、
    　前記増大要求があると判定された場合、前記増大要求がないと判定された場合に比べて前記電力伝達を行うときに逆導通電流が流れる前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を負側に増大する制御部（７０）と、を備える電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記増大要求があると判定された場合、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を、前記電力伝達に伴って発生した熱を用いて昇温させる昇温対象要素の温度（Ｔ）に基づき設定する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記昇温対象要素の温度が上限温度以上の場合、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を第１オフ電圧に設定し、前記昇温対象要素の温度が、前記上限温度よりも低い制限開始温度以下の場合、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を、前記第１オフ電圧よりも負側に増大した第２オフ電圧に設定し、前記昇温対象要素の温度が前記制限開始温度よりも高くてかつ前記上限温度よりも低い場合、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を、前記昇温対象要素の温度が前記上限温度に近いほど前記第１オフ電圧に近づける請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記昇温対象要素の温度をその目標温度にフィードバック制御すべく、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を設定する請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　互いに磁気結合される第１コイル（５０ａ）及び第２コイル（５０ｂ）を有するトランス（５０）と、
    　前記入力側端子及び前記第１コイルに接続され、前記蓄電部から供給される直流電圧を交番電圧に変換して前記第１コイルに印加する変換回路（３０）と、
    　前記出力側端子及び前記第２コイルに接続され、前記スイッチ部を有するフルブリッジ回路（４０）と、を備え、
    　前記制御部は、前記増大要求があると判定された場合、逆導通電流が流れている前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を、正側に一時的に増大させる期間を設ける請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　互いに磁気結合される第１コイル及び第２コイルを有するトランスと、
    　前記入力側端子及び前記第１コイルに接続され、前記蓄電部から供給される直流電圧を交番電圧に変換して前記第１コイルに印加する変換回路と、
    　前記出力側端子及び前記第２コイルに接続され、前記スイッチ部を有するフルブリッジ回路と、を備え、
    　前記制御部は、前記増大要求があると判定された場合、前記スイッチ部のオン時のゲート電圧を、前記増大要求がないと判定された場合に比べ低減する請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御部は、前記増大要求がないと判定された場合、前記電力伝達を行うときに逆導通電流が流れる前記スイッチ部をオンする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記電力伝達に伴って発生した熱を吸収し、その熱を昇温対象要素に伝達する熱伝達部（１１０）を備える請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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