WO2021024759A1 - 遠隔気流観測装置、遠隔気流観測方法及びプログラム - Google Patents

遠隔気流観測装置、遠隔気流観測方法及びプログラム Download PDF

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WO2021024759A1
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received signal
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浜木 井之口
論季 小竹
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国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構
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Definitions

  • the present invention relates to, for example, a remote airflow observation device, a remote airflow observation method, and a program used by an aircraft during a landing approach.
  • the present invention relates to a remote airflow observation device, a remote airflow observation method, and a program that can be applied to, for example, thick clouds during observation from the ground and flying objects such as birds and airplanes.
  • Non-Patent Document 1 Eddy has been attracting attention in recent years as a major cause of aircraft accidents, and technology related to remote airflow observation devices such as Doppler lidar using laser light has been researched and developed as a remote airflow measurement device that is mounted on an aircraft to detect turbulence in advance.
  • Non-Patent Document 1 Eddy has been attracting attention in recent years as a major cause of aircraft accidents, and technology related to remote airflow observation devices such as Doppler lidar using laser light has been researched and developed as a remote airflow measurement device that is mounted on an aircraft to detect turbulence in advance.
  • the Doppler lidar irradiates the dust (aerosol) in the atmosphere with a laser and extracts the Doppler shift component of the scattered light. This makes it possible to detect the speed of the target at each distance.
  • the Doppler lidar for preventing eddy accidents in aircraft, for example, as shown in Patent Document 1, the eddy information in front of the flight direction is transmitted to the pilot, and the pilot responds by avoiding flight or lighting the seat belt sign. Yes, especially at low altitudes, the concentration of aerosol particles that scatter the laser light transmitted from the Doppler lidar is high, so eddy, wind shear, and gusts (hereinafter referred to as eddy, etc.) during landing approach may be detected from a distance. high.
  • the current technology is used compared to during high-altitude cruising in that the flight speed of the aircraft is low during the landing approach and that the pilot can independently determine the go-around without the permission of the controller. Even if there is, the usefulness of Doppler lidar is high.
  • Patent Document 2 As a method for improving the performance of the Doppler lidar, in Patent Document 3 as a method for reducing unnecessary noise, and in Patent Document 4 as a method for obtaining an airflow vector with high accuracy. It was proposed and proposed in Patent Document 5 as a method for removing false positives.
  • FIG. 28 shows an example of a change in S / N at the time of landing approach of a Doppler lidar mounted on an aircraft. It can be seen that the large signal about 11 km ahead is the reflected signal from the ground, and the signal that is about 25 dB larger than the signal at the point about 10 km is obtained.
  • the present inventors have obtained a new finding that scattered light from aerosol particles in the atmosphere as received light is affected by the ground or some object, which reduces the reliability of airflow observation by Doppler lidar.
  • the Doppler lidar will simultaneously receive the aerosol particles in the atmosphere ahead of the flight direction and the scattered light from the ground. Aerosol particles are so light that they move with airflow, while the ground is stationary. Steady airflow is not dangerous and what is important is the change in airflow, but Doppler lidar misunderstands that there is a large change in airflow due to the speed difference between the non-hazardous steady wind and the stationary ground. was there.
  • an object of the present invention is to provide a remote airflow observation device, a remote airflow observation method and a program capable of removing the influence of scattered waves from the ground or some object and improving the reliability of airflow observation. To do.
  • the remote airflow observation device emits transmitted light composed of pulsed laser light, receives the reflected light of the emitted transmitted light as received light, and obtains a wind velocity value based on the transmitted light and the received light.
  • a measurement unit that outputs a received signal for calculation and a processing unit that distributes the received signal to a range bin by time-dividing the received signal, and performs a process for removing a signal derived from a hard target from the received signal. It is equipped with a signal processor.
  • the signal processor when the emitted transmitted light is reflected on the hard target, the phenomenon that the intensity of the received light increases or the frequency fluctuation of the received signal becomes minimal.
  • the data corresponding to each pulse and each distance is obtained based on the spatial change information of the sharp increase in the intensity value and the narrowing of the acquired spectrum width, which are unique features generated when irradiating a hard target such as the ground.
  • a hard target such as the ground.
  • the detection result to remove the signal derived from the hard target, the influence of the scattered wave from the ground or some object can be removed and the reliability of the airflow observation can be improved.
  • the signal processor defines the sum of the average and the standard deviation of the received signals of each range bin as an index, and with respect to the received signal obtained for each pulse of the laser beam. It is determined from the distant range bin whether or not the index exceeds a predetermined threshold value, and the first received signal of the range bin in which the index exceeds the predetermined threshold value includes a signal derived from the hard target. Judge that there is.
  • the reception of the n-1st range bin whose SN ratio of the received signal of the nth range bin from a short distance is adjacent to the distant distance.
  • the SN ratio of the signal exceeds a predetermined threshold value, it is determined that the received signal of the nth range bin includes a signal derived from the hard target.
  • the signal processor scans a window for detecting a predetermined time width in the time waveform of the received signal for each pulse of the laser light from the vicinity side in the time axis direction, and the above-mentioned When a predetermined index related to the received signal in the window becomes larger than a predetermined threshold value, it is determined that the received signal of the range bin containing the window includes a signal derived from the hard target.
  • the index is the least squares of the phase value fluctuation waveform that has been unwrapped after the phase value is derived by performing Hilbert conversion on the time waveform of the received signal in the window.
  • RMS Root Mean Square
  • the signal processor first determines the intensity of the received signal at the time when a predetermined index related to the received signal in the window becomes larger than the predetermined threshold value.
  • the intensity of the received signal at the time point after the first is embedded, the range bin corresponding to the time point is used for the integration process by using the intensity of the received signal, and the range bin after that is excluded from the integration.
  • the signal processor calculates the spectrum of the digital signal corresponding to the received signal of each of the range bins for each pulse of the laser beam, and each of the above for each pulse of the laser beam.
  • the line width of the spectrum of the range bin is equal to or less than a predetermined threshold value, it is determined that the range bin contains a signal derived from the hard target.
  • the signal processor calculates a range bin in which the transmitted light hits the ground, which is the hard target, based on information including the ground altitude of the aircraft on which the remote airflow observation device is mounted.
  • the signal processor calculates a range bin in which the transmitted light hits the ground, which is the hard target, based on information including the ground altitude of the aircraft on which the remote airflow observation device is mounted.
  • the measuring unit acquires information on the true traveling direction of the aircraft and corrects the relative angle difference between the current posture and the transmitted light, or a movable optical mirror or prism. Has. This eliminates the influence of irradiation on the ground and the like, and makes it possible to measure the wind speed in the same region between pulses.
  • the signal processor determines whether the absolute value of the wind velocity value calculated from the received signal of the range bin is equal to or less than a predetermined threshold value for each range bin for each pulse of the laser light. If it is equal to or less than a predetermined threshold value, it is determined that the received signal of the range bin includes a signal derived from the hard target.
  • the signal processor feeds back the speed value of the aircraft on which the remote airflow observation device is mounted for each pulse of the laser beam, and a bandpass centered on the speed value.
  • a filter is formed, and the received signal before being divided into the range bins is filtered by the bandpass filter.
  • the signal processor has a first peak of the spectrum of the range bin determined to contain a signal derived from the hard target and a predetermined frequency region before and after the first peak.
  • the wind velocity value is calculated based on the spectrum of the received signal after the signal value of is set to 0.
  • the remote airflow observation method emits transmitted light composed of pulsed laser light, receives the reflected light of the emitted transmitted light as received light, and obtains a wind velocity value based on the transmitted light and the received light.
  • the received signal for calculation is output, and the received signal is distributed to the range bin by time-dividing the received signal, and the signal derived from the hard target is removed from the received signal.
  • a program according to the present invention emits a transmitted light composed of a pulsed laser beam, receives the reflected light of the emitted transmitted light as a received light, and calculates a wind velocity value based on the transmitted light and the received light. It is a program used for a remote airflow observation device including a measuring unit for outputting the received signal of the above, and is a step of distributing the received signal to a range bin by time-dividing the received signal, and from the received signal to a hard target. Have the computer perform the steps of removing the resulting signal.
  • the influence of scattered waves from the ground or some object can be removed, and the reliability of airflow observation can be improved.
  • the figure which shows the comparison between the simulated example of the detection example when the reflected signal of the ground straddles the range bin, and the detection example which concerns on 3rd Embodiment in this invention. is there. It is a flowchart which shows the operation of the signal processor which concerns on 5th Embodiment of this invention. It is a flowchart which shows the operation of the signal processor which concerns on 6th Embodiment of this invention. It is explanatory drawing of the mathematical expression symbol used for the signal processor which concerns on 6th Embodiment of this invention. It is a block which shows the structure of the Doppler lidar which concerns on the modification of 6th Embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a Doppler lidar according to a first embodiment of the present invention.
  • the Doppler lidar 100 includes a measuring unit 110, a signal processor 8, an aircraft information acquisition device 9, and a display 10.
  • the measuring unit 110 radiates the transmitted light composed of the pulsed laser light to the atmosphere, and uses the scattered light which is the reflected light from the aerosol (moved by the wind) of the emitted laser light as the received light. It receives and outputs a received signal for calculating the wind speed value using the received light.
  • the signal processor 8 provides a time gate for the time axis waveform of the received signal, and calculates the wind speed value by performing a spectrum calculation in the gate.
  • the gate is called a range bin. Since the scattered light from the aerosol is very small and the reflectance is on the order of 10-6 , as shown in FIG. 4, the SNR (Signal to Noise Ratio) is improved by incoherently integrating the spectrum multiple times. Detection can be performed. It should be noted that the technology related to the rider is clearly distinguished from the technology related to the radar for coherent integration in that it integrates incoherently.
  • the measuring unit 110 shown in FIG. 1 includes an optical oscillator 1, an optical coupler 2, an optical modulator 3, an optical circulator 4, an optical system 5, an optical coupler 6, and an optical receiver 7.
  • the optical oscillator 1 is an optical oscillator that oscillates laser light, is connected to the optical coupler 2, and outputs the oscillated laser light to the optical coupler 2.
  • a semiconductor laser, a solid-state laser, or the like is used for the optical oscillator 1.
  • the optical coupler 2 distributes the laser light oscillated by the optical oscillator 1 into the transmission light and the local light, outputs the transmitted light to the light modulator 3, and outputs the local light to the optical receiver 7.
  • Local light represents light that passes through a path that connects to the optical receiver 7 via the optical coupler 2
  • transmitted light refers to light that passes through a path that connects the optical coupler 2 to the optical system 5 via the light modulator 3.
  • the optical coupler 2 is connected to an optical oscillator 1, an optical modulator 3, and an optical coupler 6, outputs local light to the optical coupler 6, and outputs transmitted light to the optical modulator 3.
  • a molten fiber coupler a filter type coupler using a dielectric multilayer filter, or the like is used as the optical coupler 2.
  • the optical modulator 3 is a modulator that shifts the frequency of the transmitted light output by the optical coupler 2. Phase modulation or frequency modulation is performed on the transmitted light, and pulsed light is performed.
  • the light modulator 3 is connected to the optical coupler 2 and the optical circulator 4.
  • the optical modulator 3 is composed of, for example, an optical modulator such as an AOM (Acousto-Optic Modulator), and outputs a pulse by pulse-modulating the transmitted light output from the optical coupler 2.
  • the optical circulator 4 outputs the pulse output from the light modulator 3 to the optical system 5, while outputting the received light, which is the reflected light of the pulse received by the optical system 5, to the optical coupler 6.
  • a space propagation type or a fiber coupling type is used, such as a circulator configured by using a wave plate and a beam splitter.
  • the optical system 5 radiates the pulse output from the optical circulator 4 to the atmosphere, and then receives the reflected light of the pulse reflected by the aerosol to be observed and returned.
  • the optical system 5 is connected to the optical circulator 4 and the signal processor 8.
  • the optical system 5 has a shutter mechanism (not shown) that blocks light, and the signal processor 8 transmits an electric signal for releasing the shutter to the lens of the optical system 5.
  • a shutter mechanism (not shown) that blocks light
  • the signal processor 8 transmits an electric signal for releasing the shutter to the lens of the optical system 5.
  • an optical telescope and a camera lens are used for the optical system 5
  • a mechanical shutter and an electronic shutter are used for the shutter.
  • it is shown here as a shutter function for the optical system it may be configured to have a mechanism for blocking light on the front surface of the sensor.
  • the optical coupler 6 combines the local light output from the optical coupler 2 and the received light output from the optical circulator 4 and outputs an optical signal to the optical receiver 7.
  • a molten fiber coupler a filter type coupler using a dielectric multilayer filter, or the like is used.
  • the optical receiver 7 has a frequency obtained by combining the local light output from the optical coupler 2 and the received light output from the optical circulator 4 with a coupler, and adding the frequency of the local light and the frequency of the received light. Converts combined light into an electrical signal.
  • the electric signal conversion includes, for example, a balanced receiver, converts the combined wave light output from the coupler into an electric signal, and outputs the electric signal to the signal processor 8.
  • the signal processor 8 calculates the wind speed, which is the moving speed of the aerosol, by analyzing the electric signal corresponding to the aircraft speed input from the aircraft information acquisition device 9 and the received electric signal output from the optical receiver 7.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a signal processor 8 of the Doppler lidar 100 according to the first embodiment.
  • the signal processor 8 includes an A / D converter 101, a ground detector 102, a spectrum integration processor 103, and a wind speed calculation processor 104.
  • the A / D converter 101 is an analog-to-digital converter that converts the received electric signal output from the optical receiver 7 into a digital signal.
  • the A / D converter 101 outputs the digitally converted signal to the ground detector 102.
  • the ground detector 102 time-divides the time-series data of the obtained digital signal, divides it into data for each range bin, and then performs FFT processing on each to obtain a spectrum, and obtains a spectrum from the farthest range bin.
  • the above range bins are searched, an electric signal corresponding to the "integration flag" for determining whether to integrate or exclude each range bin is output to the spectrum integration processor 103, and the calculated spectrum of each range bin is spectrally integrated. Output to the processor 103.
  • the spectrum integration processor 103 integrates or excludes the spectrum according to the integration flag obtained from the ground detector 102, and outputs an electric signal corresponding to the spectrum integrated a specified number of times to the wind speed calculation processor 104.
  • the wind speed calculation processor 104 takes the spectrum signal output from the spectrum integration processor 103 and the ground speed information output from the aircraft information acquisition device 9 as inputs, and derives the Doppler shift amount corresponding to the speed from the peak of the spectrum. , The wind speed value obtained by subtracting the aircraft speed is output to the display 10.
  • each part can be configured by dedicated hardware.
  • the dedicated hardware for example, a semiconductor integrated circuit in which a CPU is mounted, a one-chip microcomputer, or the like can be considered.
  • the signal processor 8 may be configured by software installed in the computer.
  • the aircraft information acquisition device 9 shown in FIGS. 1 and 5 includes an INS (Inertial Navigation System) composed of a gyro sensor and an acceleration sensor, a radio altimeter such as a GPS receiver capable of acquiring radio information, and a pressure that estimates altitude from pressure. It is composed of an altimeter and outputs electrical signals corresponding to aircraft speed, altitude, and aircraft attitude (roll, pitch, yaw) to the signal processor 8.
  • INS Inertial Navigation System
  • a radio altimeter such as a GPS receiver capable of acquiring radio information
  • a pressure that estimates altitude from pressure. It is composed of an altimeter and outputs electrical signals corresponding to aircraft speed, altitude, and aircraft attitude (roll, pitch, yaw) to the signal processor 8.
  • the display 10 shown in FIGS. 1 and 5 is a display that displays the wind speed value in the line-of-sight direction calculated by the signal processor 8.
  • the display 10 is connected to the signal processor 8.
  • the display 10 displays the data calculated by the signal processor 8, for example, the wind speed value in the line-of-sight direction and its SNR.
  • a liquid crystal display, an organic EL (Electro Luminescence) display, or the like is used as the display 10.
  • the display 10 may have a storage device such as a RAM (Random Access Memory) or a hard disk, and may store the wind speed value in the line-of-sight direction and its SNR with respect to time.
  • the optical oscillator 1 oscillates the laser light
  • the optical coupler 2 distributes the corresponding light into two.
  • One light distributed by the optical coupler 2 is output to the corresponding light modulator 3, and the other light is output to the optical coupler 6.
  • the light modulator 3 performs pulse modulation on the laser light from the corresponding optical coupler 2 by changing the modulation frequency.
  • the modulated laser light is emitted into the atmosphere via the optical circulator 4 and the optical system 5, and the laser light, which is scattered light scattered from the aerosol (dust) in the atmosphere, passes through the optical system 5 and the optical circulator 4. Received.
  • the received laser light is combined with the local light in the optical coupler 6, heterodyne detected by the optical receiver 7, and converted into an electric signal.
  • the beat signal detected by the optical receiver 7 is output to the signal processor 8.
  • the signal processor 8 calculates the wind speed value in the line-of-sight direction from the own speed obtained from the aircraft information acquisition device 9 and the beat signal from the optical receiver 7, and outputs the wind speed value to the display 10.
  • the A / D converter 101 of the signal processor 8 receives an electric signal from the optical receiver 7, the A / D converter 101 converts the electric signal into a digital signal.
  • the processing content of the ground detector 102 is shown in the flowchart of FIG. At the same time, a schematic signal at that time is shown in FIG.
  • the threshold value calculation flag when the threshold value calculation flag is OFF, ST01 shifts to the flow ST07 for deriving the integration flag described later, and when the threshold value calculation flag is ON, the subsequent processing is performed.
  • the threshold value TH var of the integration flag for determining whether or not to integrate the signal incoherently can be set to a predetermined value
  • the threshold value calculation flag is the threshold value setting process. It is a flag that determines whether to execute (ON) or not (OFF).
  • ST02 transmits an electric signal for shading to the optical system 5, performs shading, and then obtains a digital signal again in the A / D converter 101 in the shading state.
  • the obtained electric signal is time-divided and divided into a plurality of range bins (ST03, FIG. 7A).
  • an electric signal divided into range bins is given a value of 0 (0 pad) so as to have a preset number of data, and then FFT processing is performed, and a spectrum (SPC (1)) is applied to each range bin.
  • SPC (1) spectrum
  • N SPC
  • Peak detection is performed on each of the obtained spectra, and the peak value is defined as SNR (N).
  • N represents a range bin number. This is repeated M times for the number of trials, and the data of the spectral peak value SNR (N, M) at the time of shading is obtained (FIG. 7 (c)).
  • N is the maximum value of the range bin and M is a natural number.
  • the threshold TH var is calculated.
  • the threshold value TH var is obtained by, for example, the following equation, and is defined as a combination of offset and standard deviation.
  • TH var mean (SNR) + A ⁇ std (SNR) (1)
  • the SNR of the formula (1) represents the SNR value of all range bins, mean represents the mean, and std represents the standard deviation.
  • A is a coefficient representing the detection probability, and when it is desired to achieve a detection probability of 99% or more, enter a value such as 3.3.
  • the threshold value calculation flag is turned off, an electric signal for stopping the shading is transmitted to the optical system 5, the shading is stopped, and the process returns to the processing of the A / D converter 101.
  • the threshold value calculation flag may be a dynamically set value by the user, or may be acquired once every three hours by, for example, a timer or the like.
  • the process proceeds to ST07.
  • the range bin division processing ST07 performs the same processing as ST03
  • the spectrum calculation processing ST08 performs the same processing as ST04
  • the peak value SNR calculation processing ST09 performs the same processing as ST05.
  • the SNR of each range bin obtained after the treatment of ST07 is determined by using the threshold value TH var (ST11).
  • a schematic signal at that time is shown in FIG. FIG. 8A shows the time (distance) characteristics of the obtained SNR, and simulates the case where there is reflection from an H / T (hard target) such as the ground from an arbitrary distance.
  • H / T hard target
  • FIG. 8 (b) the result of making the above determination is shown in FIG. 8 (b).
  • the signal received from the atmosphere depends on the environment and sometimes exceeds the threshold. The figure simulates this situation (for example, “ON” on the left side of FIG. 8 (b)).
  • the determination of ST11 is performed from the farthest range bin N, that is, the farthest distance as shown by the arrow in FIG. 8 (b), and the place where the integration flag is first turned ON (1) (star mark in FIG. 8 (b)). Search for. It is determined that this point is a reflection from the H / T.
  • FIG. 8C shows a simulated signal at that time.
  • the integration flag of each range bin is output as ON (1) as if there was no irradiation on the ground (ST13).
  • the spectrum integration processor 103 integrates the spectrum signal when the integration flag is ON, and when it is OFF, it is assumed that the signal is from the ground or a noise signal in which no signal component exists, and the integration process is not performed. After carrying out a specified number of observations, the spectrum integration processor 103 divides and normalizes by the integrated number. Since this is done for each range bin, the value to be divided differs depending on the range bin. Not only the range bin only on the ground is removed, but also the range bin having no signal component is not subjected to the integration processing, thereby ensuring the effect of improving the SNR. As described above, when the amount of signal and noise is constant, the effect of improving SNR can be obtained by integrating. However, when only the noise without the signal is integrated, there is a problem that the SNR is lowered. By performing this process, there is a merit that the problem can be reduced.
  • the peak spectrum bin number of the integrated spectrum is p
  • the sampling frequency is fs
  • the wavelength is ⁇
  • the number of data points used for FFT processing is N FFT
  • the nth range bin is calculated by the following equation.
  • the line-of-sight direction wind speed value Vlos is calculated.
  • Vlos (n) ⁇ ⁇ ⁇ (p (n) -1) ⁇ fs / N FFT- IF) ⁇ / 2 -V vehicle (2)
  • IF is the center frequency
  • V vehicle is the speed of the aircraft, and the speed information obtained from the aircraft information acquisition device 9 is used as the information.
  • the display 105 displays the wind speed value Vlos in the line-of-sight direction of each obtained distance and the intensity value of the spectral peak value obtained by ST09 or the like.
  • the Doppler lidar 100 uses an index (threshold TH var ) using the mean value and standard deviation of the spectral intensity acquired in advance, and H / using the index from the farthest distance.
  • T detection determination it is possible to improve the efficiency of signal integration while reducing erroneous detection, and it is suitable for a laser radar device that achieves robust wind measurement in an aircraft.
  • the detection is performed using the spectrum peak. This may be used as an alternative to the amplitude value of the time signal. In that case, there is no need to perform FFT processing for the determination, and there is an advantage that the computer cost can be reduced.
  • the ground detector 102 in the signal processor 8 determines the threshold value for the spectral intensity value, and then detects the ground from the distance variation with respect to the determination result.
  • ground detection is performed by using the ratio of adjacent spectral intensities.
  • the processing content of the ground detector 102 in the signal processor 8 according to the second embodiment of the present invention is shown in the flowchart of FIG.
  • the conceptual diagram is shown in FIG.
  • the A / D-converted received signal is time-divided by the range bin division process ST03, and the time-series waveform is converted into a range bin, as in the first embodiment. punctuate.
  • the spectrum calculation process ST04 an FFT process is performed on each range bin, and in the peak value SNR calculation process ST05, the spectrum peak value is extracted as SNR (n).
  • the ratio (SNR (n) / SNR (n-1)) with the peak value of the adjacent range bin is taken in ST05, and the threshold value processing is performed on the ratio (ST201). ). That is, in ST201, it is determined whether or not SNR (n) / SNR (n-1) ⁇ threshold TH ratio .
  • the threshold value TH ratio may be determined by the ratio of the reflectance from the H / T and the backscattering coefficient, which is theoretically determined, as shown in the equation (3).
  • RHT represents the reflectance of the target.
  • the backscattering coefficient ⁇ the average backscattering coefficient of the land may be input and used as a threshold.
  • the backscattering coefficient may be changed at any time according to the weather, etc., and is not limited to this.
  • TH ratio ( RHT / ⁇ ) / ⁇ (3)
  • the integration flag is set to ON (1).
  • the integration flag is set to OFF (0) assuming that there is reflection from the ground, and the integration flag of the range bins including the range bin is set. It is turned off (see FIG. 10B).
  • the integration flag after the star mark of the range bin from which the received signal from the H / T is obtained is turned off (ST202).
  • the integration process is performed using the above integration flag in the same manner as in the above first embodiment.
  • shading that is, a shutter mechanism is not required, but in order to perform highly accurate detection, the spectrum at the time of shading is subtracted from the obtained spectrum, so that it is affected by colored noise. No ground detection is possible.
  • ⁇ Third embodiment> In the first embodiment described above, after the time-series received signal is divided into range bins, it is determined whether or not to perform integration for each range bin.
  • a detection window different from the range bin is formed, a judgment is made in the window, and then only the time series data in which the H / T is mixed is deleted to obtain the time series data of only the atmospheric signal.
  • FFT processing is performed to perform integration. As a result, the data rate and SNR can be made relatively uniform without discarding useful data.
  • FIG. 11 is a flowchart showing the processing content
  • FIG. 12 is a simulated diagram showing the processing content.
  • the ground detector 102 sets a detection window for the digital signal acquired from the A / D converter 101.
  • the width of the window is set so that the number of waves of the obtained digital waveform is 1 or more.
  • the Doppler frequency fd / fs corresponding to the speed to be detected is set to be 1 or more.
  • it may be equivalent to a range bin, and is not limited to this.
  • ⁇ RF is a coefficient, and a value such as 2.0 is input.
  • the index is RMS (Root Mean Square), but it may be the maximum value or the standard deviation, and is not limited to this.
  • the first data was used for creating the threshold value, it may be based on an arbitrary position and is not limited to this.
  • the distance characteristic of a laser radar is that when the focusing position of the optical system is infinity, the reception intensity value decreases by the square of the distance.
  • the focusing position of the optical system may be set for creating the threshold value.
  • the data score is 2 to (Win + 1), that is, the detection is performed while shifting the window.
  • the index RF_var for H / T detection of each data number is calculated using the following equation for the shifted window (see FIG. 12A).
  • the index RF_var and the threshold value TH RF are compared, and a determination is made for each data number. If the index RF_var is larger than the threshold value TH RF, it is regarded as H / T, the HT flag is set to ON (1), and if not, the HT flag is set to OFF (0). As a result, an HT flag is generated for each data (see FIG. 12B).
  • the above-mentioned range bin division processing ST03 is performed in the same manner, and after the data is time-divisioned, it is determined whether or not the number of ON (1) HT flags in ST304 is equal to or greater than the threshold number TH_num for the data in each range bin. Do.
  • the integration flag is set to ON. If not, all the subsequent range bins including the currently determined range bin are H / T or noise after H / T. The integration flag is turned off assuming that only the signal is included (see FIG. 12 (c)).
  • FIG. 13 shows a diagram simulating the effect when the received signal from the H / T straddles the range bin. If the number of straddles is equal to or greater than the threshold value, the integration flag is turned off. Wind speed estimation using signals other than the atmosphere has the advantage of improving wind speed measurement accuracy because it causes deterioration of estimation accuracy.
  • the processing by the spectrum integration processor, the wind speed calculation processor, and the display is performed in the same manner as in the first and second embodiments described above.
  • the method of shifting the window by one data point has been described, but the window width may be shifted by the window width in order to reduce the computer cost, and the present invention is not limited to this.
  • the index may be as follows in the threshold value TH RF calculation process of ST301 and the index RF_var calculation process in the window of ST302.
  • the instantaneous phase value as shown below, an index including frequency fluctuation and signal strength is created, and the accuracy of ground detection is improved.
  • FIG. 14 is a flowchart of the processing content of ST301 in this modified example.
  • a detection window is provided, the received signal in the window is subjected to Hilbert transform (ST306), and the instantaneous phase is derived as shown in the following equation (see FIG. 15A).
  • phase (j) angle (hilbert (V (j)))) (6)
  • an unwrap process for connecting the phases is performed (see ST307, FIG. 15B).
  • phase'(j) unwrap (phase (j)) (7)
  • the slope of the obtained approximate straight line corresponds to the frequency of the received signal ( ⁇ Doppler speed) and is calculated by the following equation.
  • fs represents the sampling frequency.
  • the index RF var is calculated as shown in the following equation using RMSE (Root Mean Square Error), where the difference between the data points with respect to the least squares approximate straight line is used as the error .
  • ⁇ RF times of RF var of the nearest window is set as the threshold value TH RF .
  • the received signal in a single initial phase is obtained, and since the signal intensity is high, the accuracy of the obtained instantaneous phase value is high and the RF var value is small. (See FIG. 16 (a)).
  • white noise components are mixed due to the reception signals having various initial phase values and the reception signal intensity is weak, the dispersion becomes large, and the RF var value becomes large (the RF var value becomes large). See FIG. 16 (b)). From the above, it is possible to determine whether the received signal in the gate is a signal from the H / T by performing the threshold value determination process for the RF var .
  • the determination was made using only the intensity, but in the third embodiment, not only the intensity but also the wind speed fluctuation accompanying the frequency fluctuation is incorporated as a single index and the determination is made, so that the detection accuracy is detected. There is a merit that it becomes possible to improve.
  • the threshold value may be acquired in advance by shading or the like.
  • the strength of the received signal at the time point j when the predetermined index related to the received signal in the window becomes larger than the predetermined threshold value is embedded as the strength of the received signal at the time point j after the first time.
  • the range bin corresponding to the time point j is used for the integration process by using the strength of the received signal, and the range bins after that are excluded from the integration.
  • the spectrum integration is permitted even when the specified number or more of the data in which the HT flag is ON exists. This is to secure the data acquisition rate. Considering the purpose of loading on an aircraft, the data acquisition rate is also a very important factor.
  • the fourth embodiment only unnecessary data including reflected light from the H / T is deleted, and the remaining data is used for spectrum integration to improve the data acquisition rate.
  • FIG. 17 is a flowchart of the processing content
  • FIG. 18 is a conceptual diagram of the processing content. Similar to the third embodiment, H / T is detected through the processing of ST301, ST302, and ST303. After that, when the HT flag becomes 1 for the first time, the reception intensity value of the value of the data number j is embedded as a constant value (see ST401, FIG. 18A). After that, the obtained received signal is divided into range bins in the same manner as described above (ST03), and it is determined whether or not the HT flag is TH_num or more in each range bin (ST304). If there is an HT flag of TH_num or more, the integration flag is set to OFF (0) from the next range bin number, and if not, the integration flag is set to ON (1) assuming that the atmosphere can be observed.
  • the obtained signal is halfway as shown in FIG. 18 (a), and when the spectrum calculation process in the subsequent stage is performed, the data is not deleted as shown in FIG. 18 (b).
  • the spectrum is broader than that of. However, since the location of the peak of the spectrum does not change, the SNR improvement effect due to the integration effect is generated, and the observation can be continued without wasting the data.
  • FIG. 19 shows a comparison of the integration flags of the third embodiment and the fourth embodiment.
  • the H / T straddles the range bins (see FIGS. 19A and 19B)
  • the two range bins in which the H / T exists are not integrated, and the reflected light from the atmosphere is not integrated.
  • the range bin containing the above was also truncated (see FIG. 19 (c)).
  • the fourth embodiment it can be effectively handled (see FIG. 19 (d)).
  • FIG. 20 shows a flowchart showing the processing contents of the ground detector 102 of the fifth embodiment.
  • the line width W r_theory of the received signal is theoretically expressed by the following equation using the light source line width W L , the transmission pulse band W p , and the standard deviation W w of the wind speed fluctuation.
  • the received spectral width can be calculated from the second moment of the spectral SPC.
  • the subscript n represents a range bin number.
  • the spectrum width is derived using the following equation.
  • the obtained spectrum width is determined by using the threshold value W TH , and W r > W TH is performed.
  • x represents the frequency bin number.
  • the threshold value WTH is set in advance as follows.
  • ⁇ w is a coefficient for the likelihood of the threshold value, and a value such as 1.5 is input.
  • the threshold value is set using the theoretical value, but the threshold value may be set based on the measured value by shading.
  • the nearest wind speed width may be used as a reference, but this embodiment is not limited to this.
  • the integration flag is turned ON / OFF according to the determination in ST502, and the integration process is performed.
  • a range bin in which ground data is mixed is calculated using the altitude to the ground obtained from the attitude / altitude information of the aircraft, and after the range bin is excluded from the spectrum integration, a signal from the ground is obtained. Can be judged.
  • FIG. 21 is a flowchart showing the processing content of the sixth embodiment
  • FIG. 22 is a conceptual diagram showing the processing content.
  • the Doppler lidar according to the sixth embodiment can be configured in the same manner as that shown in FIG. 1, for example.
  • the signal processor 8 calculates the range bin RG corresponding to the ground from the altitude information and the angle information of the aircraft obtained from the aircraft information acquisition device 9 (ST601).
  • the posture angle of only the pitch is used for simplification.
  • R res is the resolution
  • the parentheses surrounding the right side are rounded down
  • ⁇ pitch and ⁇ beam are the depression angle and beam irradiation angle, respectively
  • h is the ground altitude of the aircraft.
  • the formula is formulated assuming that the distance of the offset to be observed is 0, but an offset may be provided.
  • the integration flag is set to ON (1) as observing the atmosphere instead of the ground, and if not, the ground or later is set. Assuming that the measurement is being performed, the integration flag is set to OFF (0) (ST202).
  • FIG. 23 A modified example of this embodiment is shown in FIG.
  • ⁇ pitch is added to the equation, and the laser beam is allowed to be irradiated in different directions for each line of sight.
  • the trajectory of the laser beam output from the optical system. May be configured to include an optical system 12 that can be changed by an optical mirror 112, and a route acquisition device 11 that acquires an ideal route.
  • the signal processor 8 has the current attitude angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ), ( ⁇ : roll, ⁇ : pitch, ⁇ : yaw) values and routes acquired from the aircraft information acquisition device 9.
  • the difference from ( ⁇ T , ⁇ T , ⁇ T ), which is the true value (value in the direction to travel) that should be acquired from the acquisition device 11, is calculated from the following.
  • ⁇ com ( ⁇ T , ⁇ T , ⁇ T )-( ⁇ , ⁇ , ⁇ )
  • An electric signal for controlling the beam angle is transmitted to the optical system 12 with the above angle array ⁇ com as a correction value.
  • the optical mirror 112 included in the optical system 12 typically includes a planar mirror such as a galvano mirror.
  • a prism can be used in addition to the optical mirror 112.
  • the telescope may be provided with an electro-optical lens whose laser light emission angle can be adjusted by an electric signal, and the present invention is not limited to this.
  • the above RG is calculated using ⁇ com , and ground detection is performed. As a result, it is possible to detect the ground while observing the same space, and it is possible to improve the accuracy of wind speed measurement.
  • each range bin for each pulse of laser light it is determined for each range bin for each pulse of laser light whether the absolute value of the wind velocity value calculated from the received signal of the range bin is equal to or less than a predetermined threshold value, and if it is equal to or less than a predetermined threshold value. , It is determined that the received signal of the range bin contains a signal derived from the hard target, and when integrating the spectrum of the digital signal corresponding to the received signal of each range bin, it is determined that the received signal contains the signal derived from the hard target. It excludes the integration of the determined range bin and the spectrum of the range bin beyond the range bin.
  • the attitude / altitude information of the aircraft is used to detect the range bin in which the ground data is mixed, but in the seventh embodiment, the speed value of the aircraft is fed back for each pulse of the laser beam. Then, a bandpass filter centered on the signal of the frequency band corresponding to the speed value is formed, and the received signal before being divided into range bins is filtered by the bandpass filter. That is, in the present embodiment, the reflection signal from the ground can be suppressed and the wind speed measurement accuracy can be improved by using the feedback system that removes the signal in the frequency band corresponding to the aircraft speed 0.
  • FIG. 25 is a flowchart showing the processing contents of the seventh embodiment
  • FIG. 26 is a conceptual diagram showing the processing contents.
  • the Doppler lidar according to the seventh embodiment can be configured in the same manner as that shown in FIG. 1, for example.
  • Ground detector 102 of the signal processor 8 uses the rate of progression of the aircraft obtained from the aircraft information obtaining device 9, to calculate the frequency f vehicle corresponding to the aircraft velocity by the following equation.
  • v represents the aircraft speed and ⁇ represents the wavelength of the laser light source.
  • a digital filter having a bandwidth f BP centered on the vehicle is formed (see FIG. 26).
  • a Butterworth filter or the like can be used as the filter, but the filter is not limited to this.
  • the configuration is based on software (ST701 in FIG. 25), but a filter configuration using hardware may be used. In that case, it can also contribute to reducing the dynamic range that the A / D converter should have.
  • the signal is often saturated, mainly because the reflected light from the ground is so high. Therefore, a wide dynamic range of the A / D converter is required, but this configuration enables relaxation.
  • the received signal cut near the air velocity frequency is time-divided by the range bin division process ST03, and the spectrum calculation process ST04 performs the FFT process on each range bin to calculate the wind speed.
  • the received signal after setting the signal values of the first peak of the spectrum of the range bin determined to contain the signal derived from the hard target and the signal value of the predetermined frequency region before and after the first peak to 0
  • the wind speed value is calculated based on the spectrum of.
  • FIG. 27 is a diagram showing the processing contents of the eighth embodiment.
  • the Doppler lidar according to the eighth embodiment can be configured in the same manner as that shown in FIG. 1, for example.
  • the signal in the frequency band determined to be on the ground in the seventh embodiment is set as the first peak in the processing for each pulse of the laser beam (see FIG. 27 (a)), and the first peak is set. And the signal of an arbitrary frequency band before and after that is set to 0 (see FIG. 27 (b)). Wind speed estimation is performed along with peak detection using the signal after setting the signal of the first peak and any frequency band before and after it to 0. As a result, it is possible to remove the reflected light from the ground and integrate the spectral signal including the atmospheric echo, and it is possible to observe without lowering the frame rate.
  • the aircraft speed in the traveling direction is acquired from the aircraft information acquisition device 9, and the integration flag becomes 0 for the first time in the spectrum peak calculation in the wind speed calculation processor 104 in the subsequent stage, that is, The integration flag is set to 1 for the range bin in which the integration flag is 0 in each determination process (for example, ST11, ST201, ST304) in each of the above embodiments. Then, after setting the frequency bin of the first peak ⁇ Mg to 0 with respect to the spectrum, the peak is detected again, and then the wind speed calculation described in the first embodiment or the like is performed.
  • the ground detectors described in the first to seventh embodiments are combined in parallel, the integration flag output from each process is connected to the OR (logical sum) circuit, and this output is output. It is used to perform spectral integration. For example, in the first embodiment, the orbit calculation is performed from a distance and the ground detection is performed, while in the second embodiment, the ground detection is performed from the short distance side. If the reflection from the ground straddles the range bins, or if the range bins are very smaller than the pulse width, or if the range bins straddle multiple range bins, the results of various detection methods can be summed to prevent detection omissions. It is possible to suppress and improve its accuracy.
  • the spectral width becomes narrow, and if it is difficult to discriminate only by the spectral width, or if the atmospheric density is high and the dynamic range of the A / D converter is small, discrimination using the intensity value due to saturation If it becomes difficult, or if the environment becomes such that aircraft information cannot be obtained due to equipment failure, etc., it is possible to deal with any of them, and there is an advantage that stable ground detection is possible.
  • a logical product may be obtained to improve the measurement accuracy, and the present invention is not limited to this.
  • the remote airflow observation device has the advantage of being able to observe remote airflow even in fine weather, and is expected to provide information such as eddy during the landing approach of an aircraft.
  • the present invention it is possible to reduce false alarms due to the influence of ground reflection, and it is possible to apply it to passenger aircraft for preventing accidents due to turbulence or the like.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and can be implemented in various modifications, and the scope of its implementation also belongs to the scope of the technical idea of the present invention.
  • the present invention allows any combination of embodiments, modifications of any component of each embodiment, or omission of any component in each embodiment within the scope of the invention.
  • Optical oscillator 2 Optical coupler 3: Optical modulator 4: Optical circulator 5: Optical system 6: Optical coupler 7: Optical receiver 8: Signal processor 9: Aircraft information acquisition device 10: Display 11: Route acquisition device 12: Optical system 100: Doppler lidar (remote airflow observation device) 101: A / D converter 102: Ground detector 103: Spectrum integration processor 104: Wind speed calculation processor 105: Display 110: Measuring unit 112: Optical mirror

Abstract

【課題】地面や何らかの物体からの散乱波の影響を除去し、気流観測の信頼性を向上させることができる遠隔気流観測装置、遠隔気流観測方法及びプログラムを提供すること。 【解決手段】　ドップラーライダー１００は、パルス状のレーザー光からなる送信光を放射し、前記放射した送信光の反射光を受信光として受信し、前記送信光及び前記受信光に基づき風速値を算出するための受信信号を出力する計測部１１０と、前記受信信号を時分割することにより前記受信信号をレンジビンに振り分けると共に、前記受信信号から、ハードターゲットに由来する信号を除去するための処理を行う信号処理器８とを具備する。

Description

遠隔気流観測装置、遠隔気流観測方法及びプログラム
　本発明は、例えば航空機が着陸進入中に使用する遠隔気流観測装置、遠隔気流観測方法及びプログラムに関する。本発明は、例えば地上からの観測時における厚い雲、鳥・飛行機などの飛翔物に対しても適用可能な遠隔気流観測装置、遠隔気流観測方法及びプログラムに関する。
　航空機事故の主要因として近年乱気流が注目されており、航空機に搭載して乱気流を事前に検出する遠隔気流計測装置として、レーザー光を利用したドップラーライダーなどの遠隔気流観測装置に関する技術が研究開発されている（例えば、非特許文献１を参照。）。
　ドップラーライダーは大気中の塵（エアロゾル）に対しレーザーを照射し、その散乱光のドップラーシフト成分を抽出する。これにより、各距離の対象の速度を検出することができる。
　ドップラーライダーを航空機の乱気流事故防止用として使用するには、例えば特許文献１に示すように飛行方向前方の乱気流情報をパイロットに伝達し、パイロットが回避飛行やシートベルトサイン点灯などにより対処する方法があり、特に低高度ではドップラーライダーから送信されるレーザー光を散乱するエアロゾル粒子の濃度が高いため、着陸進入中の乱気流、ウインドシア、突風（以下、乱気流等という）は遠方から検出できる可能性が高い。
　上記に加えて、着陸進入中は航空機の飛行速度が低いという点と、管制官の許可なくパイロットが独自に着陸復行の判断ができるという点で、高高度巡航中と比較すると、現状の技術であってもドップラーライダーの有用性が高い。
　本発明者らは、前記ドップラーライダーの性能を向上させる手法として特許文献２に提唱し、不要なノイズを低減する手法として特許文献３に提唱し、気流ベクトルを精度良く求める手法として特許文献４に提唱し、誤検出を除去する手法として特許文献５に提唱した。
特許第５６１８３１３号 特許第５２５２６９６号 特許第５８８１０９９号 特願２０１５－１９５８９５ 特願２０１７－２３４１６５
H.Inokuchi, H.Tanaka, and T.Ando, "Development of an Onboard Doppler LIDAR for Flight Safety," Journal of Aircraft,Vo1.46, No.4, PP.1411-1415, AIAA, July-August, 2009.
　これまでのドップラーライダーでは、例えば着陸進入中の地面からの反射による誤検出については考慮していなかった。図２８は航空機に搭載されるドップラーライダーの着陸進入時のＳ／Ｎの変化例をあらわしている。約１１ｋｍ先の大きな信号が地面からの反射信号であり、約１０ｋｍ地点の信号に対し、約２５ｄＢ倍程度大きい信号が得られていることがわかる。
　本発明者らは、受信光としての大気中のエアロゾル粒子による散乱光が地面や何らかの物体から影響を受け、ドップラーライダーによる気流観測の信頼性を低下させる、という新たな知見を得た。例えば、着陸進入中にドップラーライダーを利用した場合、飛行方向前方には滑走路が存在する。したがって、ドップラーライダーは、飛行方向前方の大気中のエアロゾル粒子と地面からの散乱光を同時に受信することになる。エアロゾル粒子は非常に軽いため気流とともに運動するのに対して、地面は静止している。定常的な気流は何の危険性もなく、重要なのは気流の変化であるが、ドップラーライダーは、危険性のない定常風と静止した地面との速度差から、大きな気流変化があると誤認することがあった。地面反射の強度は、空気中のエアロゾル粒子による反射よりもはるかに高いため、もし機体が安定していてレーザー光が同一方向を照射するならば、特許文献１に示すように遠方で受信強度が急増する部分の計測値を無視するアルゴリズムを採用すればよいわけであるが、航空機は経路角－３度程度の浅い角度で滑走路に進入し、しかも気流が乱れていると航空機の姿勢角が激しく変化するため、レーザー光が地面を照射するレンジが大きく変化する。このとき、受信光をパルス積分して風速を求めているために、複数のレンジビンの中で、大気中のエアロゾル粒子からの散乱光と地面からの散乱光とが混在することになる。したがって、受信光のパルス積分後では、気流データと地面反射による不要データとの判別が困難であることが実証試験により判明した。
　以上の事情に鑑み、本発明の目的は、地面や何らかの物体からの散乱波の影響を除去し、気流観測の信頼性を向上させることができる遠隔気流観測装置、遠隔気流観測方法及びプログラムを提供することにある。
　本発明に係る遠隔気流観測装置は、パルス状のレーザー光からなる送信光を放射し、前記放射した送信光の反射光を受信光として受信し、前記送信光及び前記受信光に基づき風速値を算出するための受信信号を出力する計測部と、前記受信信号を時分割することにより前記受信信号をレンジビンに振り分けると共に、前記受信信号から、ハードターゲットに由来する信号を除去するための処理を行う信号処理器とを具備する。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、前記放射した送信光が前記ハードターゲットに反射した場合に前記受信光の強度が増加する現象又は前記受信信号の周波数変動が極小となる現象に基づき、前記受信信号から、前記ハードターゲットに由来する信号が含まれたレンジビンを検出し、各前記レンジビンの前記受信信号に応じたデジタル信号のスペクトルを積分する際に、前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定されたレンジビン及び前記レンジビン以遠のレンジビンを前記スペクトルの積分から除外する。
　本発明では、地面などのハードターゲット照射時に発生する固有の特徴である、強度値の急峻な上昇や取得スペクトル幅の狭小化の空間変化情報を基に、各パルス、各距離に相当するデータに対しハードターゲットの検出し、検出結果をハードターゲットに由来する信号を除去するため用いることで、地面や何らかの物体からの散乱波の影響を除去し、気流観測の信頼性を向上させることができる。また、本発明では、地面などからの受信信号、さらに地面以降の雑音しかない信号の積算による精度劣化を回避し、精度・データ信頼性の向上を図ることができる。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、各前記レンジビンの前記受信信号の平均と標準偏差の和を指標と定義し、前記レーザー光１パルスごとに得られる前記受信信号に対し遠方の前記レンジビンから前記指標が所定の閾値を超えるか否かの判定を行い、前記指標が前記所定の閾値以上となった最初の前記レンジビンの受信信号は前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記レーザー光１パルスごとの受信信号のＳＮ比において、近距離からｎ番目のレンジビンの受信信号のＳＮ比が遠方に隣接するｎ－１番目のレンジビンの受信信号のＳＮ比の所定の閾値を超えたとき、前記ｎ番目のレンジビンの受信信号は前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する。ここで、前記所定の閾値とは、例えば、
　ＴＨｒａｔｉｏ＝（ＲＨＴ／π）／β
　　　ＲＨＴ：ハードターゲットの反射率、
　　　β：後方散乱係数
で示されるＴＨｒａｔｉｏである。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとの受信信号の時間波形において、所定時間幅の検出用のウィンドウを時間軸方向に近傍側より走査し、前記ウィンドウ内の前記受信信号に係る所定の指標が所定の閾値よりも大きくなったときに、当該ウィンドウが含まれる前記レンジビンの受信信号は前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記指標は、前記ウィンドウ内の前記受信信号の時間波形に対しヒルベルト変換を行って位相値を導出後、アンラップ処理を施した位相値変動波形に対し最小二乗近似による一次直線関数との残差のＲＭＳ（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）である。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、最初に前記ウィンドウ内の前記受信信号に係る所定の指標が前記所定の閾値よりも大きくなった時点の前記受信信号の強度を、前記最初以降の前記時点の受信信号の強度として埋め込み、前記受信信号の強度を用いて前記時点に対応する前記レンジビンを積算処理に用い、それより後ろの前記レンジビンを積算から除外する。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとに各前記レンジビンの前記受信信号に応じたデジタル信号のスペクトルを算出し、前記レーザー光１パルスごとの各前記レンジビンのスペクトルの線幅が所定の閾値以下の場合に、当該レンジビンは前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、当該遠隔気流観測装置が搭載される航空機の地上高度を含む情報に基づき前記送信光が前記ハードターゲットである地面にあたるレンジビンを算出し、各前記レンジビンの前記受信信号に応じたデジタル信号のスペクトルを積分する際に、前記地面に由来する信号を含んでいると判定されたレンジビン及び前記レンジビン以遠のレンジビンの前記スペクトルの積分を除外する。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記計測部は、前記航空機の真なる進行方向の情報を取得し、現在の姿勢と前記送信光との相対角度差を補正する可動式の光学ミラー又はプリズムを有する。これにより、地面等の照射の影響を除去し、かつ、パルス間で同領域の風速測定を可能とする。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとの前記レンジビンごとに、前記レンジビンの受信信号から算出される風速値の絶対値が所定の閾値以下であるかを判定し、所定の閾値以下の場合には、当該レンジビンの受信信号は前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとに、当該遠隔気流観測装置が搭載される航空機の速度値をフィードバックして前記速度値を中心としたバンドパスフィルタを形成し、前記レンジビンに分割する前の前記受信信号に対し前記バンドパスフィルタによるフィルタ処理を行う。これにより、ハードターゲットからの強い反射信号を抑圧することができ、Ａ／Ｄ変換器の飽和を抑圧できる効果を有する。
　本発明に係る遠隔気流観測装置では、前記信号処理器は、前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定されたレンジビンのスペクトルの第一ピークと前記第一ピークの前後の所定の周波数領域の信号値を０にした後の前記受信信号のスペクトルに基づき前記風速値を算出する。これにより、地上等からの反射光を削除すると共に大気エコーが含まれるスペクトル信号を積算することが可能となり、フレームレートを落とすことなく、観測が可能となる。
　本発明に係る遠隔気流観測方法は、パルス状のレーザー光からなる送信光を放射し、前記放射した送信光の反射光を受信光として受信し、前記送信光及び前記受信光に基づき風速値を算出するための受信信号を出力し、前記受信信号を時分割することにより前記受信信号をレンジビンに振り分け、前記受信信号から、ハードターゲットに由来する信号を除去する。
　本発明に係るプログラムは、パルス状のレーザー光からなる送信光を放射し、前記放射した送信光の反射光を受信光として受信し、前記送信光及び前記受信光に基づき風速値を算出するための受信信号を出力する計測部を具備する遠隔気流観測装置に用いられるプログラムであって、前記受信信号を時分割することにより前記受信信号をレンジビンに振り分けるステップと、前記受信信号から、ハードターゲットに由来する信号を除去するステップとをコンピュータに実行させる。
　本発明によれば、地面や何らかの物体からの散乱波の影響を除去し、気流観測の信頼性を向上させることができる。
本発明の第１の実施形態に係るドップラーライダーの構成を示すブロック図である。 ドップラーライダーによる測定原理を説明するための図であり、ドップラーライダーがエアロゾルに送信光を放射して反射光である受信光を受光する様子を示した図である。 ドップラーライダーによる測定原理の説明するための図であり、送信光及び受信光の時間軸上の信号強度を示したグラフである。 ドップラーライダーにおいてＮ回積分によるＳＮ比の改善を説明するための図であり、受信信号の周波数と信号強度との関係を示したグラフである。 本発明の第１の実施形態に係る信号処理器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る信号処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の第１の実施形態に係る信号処理器において遮光時に得られる受信信号と検出例の模擬図である。 本発明の第１の実施形態に係る信号処理器において観測時に得られる受信信号と検出例の模擬図である。 本発明の第２の実施形態に係る信号処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態に係る信号処理器において観測時に得られる受信信号と検出例の模擬図である。 本発明の第３の実施形態に係る信号処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態に係る信号処理器において観測時に得られる受信信号と検出例の模擬図である。 本発明の第３の実施形態に係る信号処理器において地面の反射信号がレンジビンをまたいだ場合の検出例の模擬図である。 本発明の第３の実施形態の変形例に係る信号処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態の変形例に係る信号処理器において観測時に得られる受信信号と検出例の模擬図である。 本発明の第３の実施形態の変形例に係る信号処理器において観測時に得られる大気、地面の受信信号と検出例の模擬図である。 本発明の第４の実施形態に係る信号処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の第４の実施形態に係る信号処理器において観測時に得られる受信信号と検出例の模擬図である。 本発明の第４の実施形態に係る信号処理器において地面の反射信号がレンジビンをまたいだ場合の検出例の模擬図と本発明に第３の実施形態に係る検出例との比較を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る信号処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の第６の実施形態に係る信号処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の第６の実施形態に係る信号処理器に用いる数式記号の説明図である。 本発明の第６の実施形態の変形例に係るドップラーライダーの構成を示すブロックである。 本発明の第６の実施形態の変形例に係る信号検出器に用いる数式記号の説明図である。 本発明の第７の実施形態に係る信号処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の第７の実施形態に係る信号処理器のフィルタ特性を説明する図である。 本発明の第８の実施形態に係る信号処理器の処理内容を示す模擬図である。 航空機に搭載されるドップラーライダーの着陸進入時のＳ／Ｎの変化の計測結果を示すグラフである。
　以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。
　＜第１の実施形態＞
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るドップラーライダーの構成を示すブロック図である。　
　図１に示すように、ドップラーライダー１００は、計測部１１０と、信号処理器８と、航空機情報取得装置９と、表示器１０とを有する。
　計測部１１０は、図２に示すように、パルス状のレーザー光からなる送信光を大気に放射し、放射したレーザー光のエアロゾル（風により移動）からの反射光である散乱光を受信光として受信し、受信光を用いて風速値を算出するための受信信号を出力する。
　信号処理器８は、図３に示すように、受信信号の時間軸波形に対し、時間ゲートを設け、そのゲート内でのスペクトル演算を行うことで風速値を算出する。当該ゲートをレンジビンと呼ぶ。エアロゾルからの散乱光は非常に小さく、当該反射率は１０－６オーダーのため、図４に示すように、上記スペクトルを複数回インコヒーレント積算することによってＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）を向上させ、検出を行うことができる。なお、ライダーに関する技術は、インコヒーレント積分する点で、コヒーレント積分するレーダーに関する技術と明らかに区別される。
　図１に示した計測部１１０は、光発振器１と、光カプラ２と、光変調器３と、光サーキュレータ４と、光学系５と、光カプラ６と、光受信器７とを有する。
　光発振器１はレーザー光を発振する光発振器であり、光カプラ２に接続され、発振したレーザー光を光カプラ２に出力する。例えば、光発振器１には半導体レーザー、固体レーザーなどが用いられる。
　光カプラ２は光発振器１により発振されたレーザー光を送信光とローカル光に分配して、その送信光を光変調器３に出力するとともに、そのローカル光を光受信器７に出力する。 ローカル光とは、光カプラ２を介して光受信器７につながる経路を通る光を表し、送信光とは、光カプラ２から光変調器３を介して光学系５につながる経路を通る光を表す。光カプラ２は、光発振器１、光変調器３及び光カプラ６に接続され、ローカル光を光カプラ６に出力し、送信光を光変調器３に出力する。例えば、光カプラ２には、溶融ファイバカプラ、誘電体多層膜フィルタを用いたフィルタ型カプラなどが用いられる。
　光変調器３は光カプラ２が出力した送信光の周波数をシフトさせる変調器である。送信光に対し位相変調または周波数変調を行うと共に、パルス化を行う。光変調器３は、光カプラ２および光サーキュレータ４に接続される。光変調器３は、例えばＡＯＭ（Ａｃｏｕｓｔｏ－Ｏｐｔｉｃ　Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）などの光学変調器で構成されており、光カプラ２から出力された送信光をパルス変調することで、パルスを出力する。
　光サーキュレータ４は光変調器３から出力されたパルスを光学系５に出力する一方、光学系５により受信されたパルスの反射光である受信光を光カプラ６に出力する。例えば、光サーキュレータ４には、波長板とビームスプリッタを用いて構成されるサーキュレータなどで、空間伝搬型、ファイバ結合型のものが用いられる。
　光学系５は光サーキュレータ４から出力されたパルスを大気に放射した後、観測対象であるエアロゾルに反射されて戻ってきたパルスの反射光を受信する。光学系５は、光サーキュレータ４、信号処理器８に接続される。光学系５は光を遮光するシャッター機構（図示を省略）を有し、信号処理器８は光学系５のレンズに対しシャッターを切るための電気信号を送信する。例えば、光学系５には光学望遠鏡、カメラレンズが用いられ、また、シャッターにはメカニカルシャッターやエレクトロニックシャッターが用いられる。ここでは光学系に対するシャッター機能と示したが、センサ前面に光を遮光する機構がある構成としてもよい。
　光カプラ６は、光カプラ２から出力されたローカル光と光サーキュレータ４から出力された受信光を合波し、光信号を光受信器７に出力する。例えば、光カプラ６には、溶融ファイバカプラ、誘電体多層膜フィルタを用いたフィルタ型カプラなどが用いられる。
　光受信器７は光カプラ２から出力されたローカル光と光サーキュレータ４から出力された受信光をカプラにて合波し、そのローカル光の周波数と受信光の周波数とを足し合わせた周波数を有する合波光を電気信号に変換する。当該電気信号変換には例えばバランスドレシーバにより構成され、上記カプラから出力された合波光を電気信号に変換し、その電気信号を信号処理器８に出力する。
　信号処理器８は航空機情報取得装置９より入力された航空機速度に相当する電気信号と光受信器７から出力された受信電気信号を解析することで、エアロゾルの移動速度である風速を算出する。
　図５は第１の実施形態に係るドップラーライダー１００の信号処理器８の構成を示すブロック図である。　
　図５に示すように、信号処理器８は、Ａ／Ｄ変換器１０１と、地面検出器１０２及びスペクトル積算処理器１０３と、風速算出処理器１０４とを有する。
　Ａ／Ｄ変換器１０１は光受信器７から出力された受信電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器である。Ａ／Ｄ変換器１０１はデジタル変換された信号を地面検出器１０２に出力する。
　地面検出器１０２は、得られたデジタル信号の時系列データを時分割し、レンジビンごとのデータに分けた後、それぞれに対しＦＦＴ処理を施すことによってスペクトルを得、最遠方のレンジビンより所定の閾値以上となるレンジビンを捜索し、レンジビンごとに積分対象か、除外するかを判定する「積分フラグ」に相当する電気信号をスペクトル積算処理器１０３に出力すると共に、算出した各レンジビンのスペクトルをスペクトル積算処理器１０３に出力する。
　スペクトル積算処理器１０３は、地面検出器１０２より得られた積分フラグに従い、スペクトルを積分する、もしくは除外し、規定回数積分されたスペクトルに相当する電気信号を風速算出処理器１０４に出力する。
　風速算出処理器１０４は、スペクトル積算処理器１０３より出力されたスペクトル信号と航空機情報取得装置９より出力される対地速度情報を入力とし、スペクトルのピークより、速度に相当するドップラーシフト量を導出し、航空機速度を減算することによって得られる風速値を表示器１０に出力する。本実施形態では各部を専用のハードウェアにより構成することができる。専用のハードウェアとしては、例えば、ＣＰＵを実装している半導体集積回路や、ワンチップマイコンなどが考えられる。ただし、信号処理器８はコンピュータにインストールされたソフトウェアにより構成してもよい。
　図１及び図５に示す航空機情報取得装置９はジャイロセンサや加速度センサで構成されるＩＮＳ（Ｉｎｅｒｔｉａｌ　Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍ）、電波情報を取得可能なＧＰＳ受信器などの電波高度計、気圧より高度を推定する気圧高度計により構成され、航空機速度、高度、航空機の姿勢（ロール、ピッチ、ヨー）に相当する電気信号を信号処理器８に出力する。
　図１及び図５に示す表示器１０は、信号処理器８が算出した視線方向風速値を表示する表示器である。表示器１０は、信号処理器８に接続される。表示器１０は、信号処理器８が算出したデータ、例えば、視線方向風速値、そのＳＮＲを表示する。例えば、表示器１０には、液晶ディスプレイ、有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）ディスプレイなどが用いられる。表示器１０は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）またはハードディスクなどの記憶装置を有し、時間に対して、視線方向風速値、そのＳＮＲを記憶するようにしてもよい。
　次に、第１の実施形態に係るドップラーライダー１００の動作を説明する。
　まず、光発振器１はレーザー光を発振し、光カプラ２は対応する光を２つに分配する。この光カプラ２により分配された一方の光は対応する光変調器３に出力され、他方の光は光カプラ６に出力される。
　次いで、光変調器３は、対応する光カプラ２からのレーザー光に対し、変調周波数を変更してパルス変調を行う。
　変調されたレーザー光は光サーキュレータ４、光学系５を介して大気中に放出され、大気中のエアロゾル（塵）より散乱された散乱光であるレーザー光は光学系５、光サーキュレータ４を介して受信される。
　受信されたレーザー光は光カプラ６においてローカル光と合波され、光受信器７にてヘテロダイン検波され、電気信号へと変換される。この光受信器７により検出されたビート信号は信号処理器８に出力される。
　次いで、信号処理器８は、航空機情報取得装置９より得られる自機速度と光受信器７からのビート信号から視線方向の風速値を算出し、表示器１０へ出力する。
　以下、信号処理器８の動作について説明する。　
　信号処理器８のＡ／Ｄ変換器１０１は光受信器７から電気信号を受けると、その電気信号をデジタル信号に変換する。
　地面検出器１０２の処理内容を図６のフローチャートに示す。同時に、その際の模式的な信号を図７に示す。
　図６において、ＳＴ０１は、閾値算出フラグがＯＦＦである場合、後述の積分フラグを導出するフローＳＴ０７に移行し、閾値算出フラグがＯＮである場合、以降の処理を行う。ここで、地面検出器１０２では、信号をインコヒーレント積算するか否かを判定するための積算フラグの閾値ＴＨｖａｒを所定の値に設定可能であり、閾値算出フラグとは、その閾値設定処理を実行するか（ＯＮ）、否か（ＯＦＦ）を決めるフラグである。
　ＳＴ０２は、遮光するための電気信号を光学系５に送信し、遮光を行った後、遮光状態で再度Ａ／Ｄ変換器１０１においてデジタル信号を得る。得られた電気信号を時分割し、複数のレンジビンに分ける（ＳＴ０３、図７（ａ））。
　スペクトル算出処理ＳＴ０４では、レンジビンに分割された電気信号に対し、事前に設定されたデータ数になるよう０の値を付与（０パッド）した後にＦＦＴ処理し、それぞれのレンジビンについてスペクトル（ＳＰＣ（１）～ＳＰＣ（Ｎ））に変換する（図７（ｂ））。得られた各スペクトルに対し、ピーク検出を行い、当該ピーク値をそれぞれＳＮＲ（Ｎ）として定義する。Ｎはレンジビン番号を表す。これを試行回数Ｍ回繰り返し、遮光時のスペクトルピーク値ＳＮＲ（Ｎ、Ｍ）のデータを得る（図７（ｃ））。Ｎはレンジビン最大値であり、Ｍは自然数である。最後に、閾値ＴＨｖａｒの算出を行う。閾値ＴＨｖａｒは例えば以下式により求められ、オフセットと標準偏差を組み合わせたものとして定義する。
　ＴＨｖａｒ＝ｍｅａｎ（ＳＮＲ）＋Ａ×ｓｔｄ（ＳＮＲ）　　　　　（１）
　式（１）のＳＮＲは全てのレンジビンのＳＮＲの値、ｍｅａｎは平均、ｓｔｄは標準偏差を表す。Ａは検出確率を表す係数であり、９９％以上の検出確率を達成したい場合、３．３などの値を入力する。平均によってノイズのオフセット、標準偏差によってそのばらつきを評価する指標とすることで、信号飽和等によるオフセット変動と、熱などによる機械雑音の増加をも検出可能としている。ゆえに、地面を検出すると共に、機器の異常状態、ひいては信号の信頼性をも評価可能とできる利点がある。当該処理の後、閾値算出フラグをＯＦＦし、遮光をやめるための電気信号を光学系５に送信して遮光をやめさせ、Ａ／Ｄ変換器１０１の処理へと戻る。閾値算出フラグはユーザによる動的な設定値としてもよいし、例えばタイマー等によって３時間に１度取得する方式としてもよい。
　ＳＴ０１において閾値算出フラグがＯＦＦである場合、ＳＴ０７の処理へ移行する。レンジビン分割処理ＳＴ０７は上述のＳＴ０３、スペクトル算出処理ＳＴ０８はＳＴ０４、ピーク値ＳＮＲ算出処理ＳＴ０９はＳＴ０５と同じ処理を行う。
　ＳＴ０７の処理以降で得られた各レンジビンのＳＮＲに対し、閾値ＴＨｖａｒを用いて判定を行う（ＳＴ１１）。その際の模式的な信号を図８に示す。図８（ａ）は得られたＳＮＲの時間（距離）特性を表し、任意距離から地面等のＨ／Ｔ（ハードターゲット）からの反射があった場合を模擬している。これに対し、上記判定を行った結果を図８（ｂ）に示す。大気からの受信信号は環境に依存し、時として閾値以上となる。同図はこの状況を模擬している（例えば図８（ｂ）左側の「ＯＮ」）。ＳＴ１１の判定は図８（ｂ）における矢印の如く最遠レンジビンＮ、つまり最遠方より判定を行っていき、最初に積算フラグがＯＮ（１）となる箇所（図８（ｂ）の星印）を捜索する。この箇所がＨ／Ｔからの反射であると判定する。
　これは、Ｈ／Ｔ以降では光は透過せず、さらに遠いレンジビンにおいては雑音信号のみしか得られない特徴を用いている。最遠方から当該判定を行わせることによって、誤検出を低減する効果がある。
　次に、ＳＴ１２では、検出されたＨ／Ｔが存在するレンジビン以遠の積算フラグをＯＦＦ（０）として当該処理を終了する。図８（ｃ）にその際の模擬的な信号を示す。
　一方、すべてのレンジビンにおいて積算フラグがすべてＯＦＦ（０）となっていた場合は、地面への照射がなかったとして各レンジビンの積算フラグをＯＮ（１）として出力する（ＳＴ１３）。
　スペクトル積算処理器１０３は上記積算フラグがＯＮの場合スペクトル信号を積算し、ＯＦＦの場合は地面からの信号もしくは信号成分が存在しない雑音信号であるとし、積算処理を行わない。規定数の観測を実施した後に、スペクトル積算処理器１０３は、積算した個数で除算し正規化する。これは各レンジビンに対して行うため、レンジビンによって除算する値が異なる。地面のみのレンジビンを除去するだけでなく、信号成分が存在しないレンジビンも積算処理を行わないことで、ＳＮＲの向上効果を確保している。これは、上述の通り、信号、雑音の量が一定の場合、積算することによってＳＮＲの向上効果が得られる。しかし、信号が混入していない雑音のみを積算した場合は、逆にＳＮＲが低下する問題がある。本処理を行うことによって、当該問題を低減することが可能となるメリットがある。
　風速算出処理器１０４では、積算されたスペクトルのピークスペクトルビン番号をｐ、サンプリング周波数をｆｓ、波長をλ、ＦＦＴ処理に用いたデータ点数をＮＦＦＴ、を用いて以下式によりｎ番目のレンジビンの視線方向風速値Ｖｌｏｓを算出する。
　Ｖｌｏｓ（ｎ）＝λ×｛（ｐ（ｎ）－１）×ｆｓ／ＮＦＦＴ－ＩＦ）｝／２
　　　　－Ｖｖｅｈｉｃｌｅ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）
　ＩＦは中心周波数、Ｖｖｅｈｉｃｌｅは航空機の速度であり、当該情報は航空機情報取得装置９より得られた速度情報を用いる。
　表示器１０５では、得られた各距離の視線方向風速値Ｖｌｏｓや、ＳＴ０９などで得られたスペクトルピーク値の強度値を表示する。
　本発明の第１の実施形態に係るドップラーライダー１００は、事前に取得されたスペクトル強度の平均値と標準偏差を用いた指標（閾値ＴＨｖａｒ）を用い、最遠方から当該指標を用いたＨ／Ｔ検出判定を行うことによって、誤検出を低減しつつ、信号積算の効率向上を可能とし、航空機におけるロバストな風計測を果たすレーザーレーダ装置に適している。
　上述した実施形態では、ＦＦＴを行った後、スペクトルピークを用いた検出としていた。これを時間信号の振幅値を代替として用いてもよい。その場合、判定にＦＦＴ処理を行う必要がなく、計算機コストの低減が可能となるメリットがある。
　＜第２の実施形態＞
　上記の第１の実施形態では、信号処理器８における地面検出器１０２においてスペクトル強度値に対する閾値判定を行い、その後、判定結果に対する距離変動から地上の検出を行っていた。第２の実施形態では、隣接するスペクトル強度の比を用いることによって地面検出を行う。
　本発明の第２の実施形態に係る信号処理器８における地面検出器１０２の処理内容を図９のフローチャートに示す。また、その概念図を図１０に示す。
　第２の実施形態に係る信号処理器８では、上記の第１の実施形態と同様に、Ａ／Ｄ変換された受信信号に対し、レンジビン分割処理ＳＴ０３により時分割し、時系列波形をレンジビンに区切る。スペクトル算出処理ＳＴ０４では、各レンジビンに対しＦＦＴ処理を行い、ピーク値ＳＮＲ算出処理ＳＴ０５では、当該スペクトルピーク値をＳＮＲ（ｎ）として抽出する。
　次に、信号処理器８における地面検出器１０２では、隣接するレンジビンのピーク値との比（ＳＮＲ（ｎ）／ＳＮＲ（ｎ－１））をＳＴ０５においてとり、これに対し閾値処理を行う（ＳＴ２０１）。すなわち、ＳＴ２０１では、ＳＮＲ（ｎ）／ＳＮＲ（ｎ－１）≦閾値ＴＨｒａｔｉｏかどうかを判定する。
　当該閾値ＴＨｒａｔｉｏは、式（３）の通り、理論的に決定されるＨ／Ｔからの反射率と後方散乱係数の比率で決定してもよい。ＲＨＴはターゲットの反射率を表し、例えば黒いアスファルトでは０．１％などの値を用い、後方散乱係数βには、平均的なその土地の後方散乱係数を入力し、閾値としてもよいし、天候等に合わせ随時当該後方散乱係数を変更してもよく、これに限るものではない。
　ＴＨｒａｔｉｏ＝（ＲＨＴ／π）／β　　　　　　　　　　　　　（３）
　図１０に示すように、Ｈ／Ｔからの受信信号が得られた場合、大気に対し大幅な変動が得られる（図１０（ａ）参照）。上記ピーク比が閾値以下の場合は大気の変動であるとし、積算フラグをＯＮ（１）とする。一方、当該閾値以下とはならない場合は任意点から強い信号が得られた、すなわち、地上からの反射があったとして積算フラグをＯＦＦ（０）とし、当該レンジビンを含む以降のレンジビンの積算フラグをＯＦＦとする（図１０（ｂ）参照）。図１０（ｂ）に示すように、Ｈ／Ｔからの受信信号が得られたレンジビンの星印以降の積分フラグをＯＦＦとする（ＳＴ２０２）。
　以降、上記の第１の実施形態と同様に、上記の積分フラグを用いて積分処理を行う。
　なお、第２の実施形態では、遮光すなわちシャッター機構は不要であるが、精度の高い検出を行うためには、得られたスペクトルから遮光時のスペクトルを減算することで、有色雑音に影響を受けない地面検出が可能となる。
　＜第３の実施形態＞
　上記の第１の実施形態では、時系列受信信号をレンジビンに分割後、各レンジビンに対し積算を行うか否かの判定を行っていた。第３の実施形態では、レンジビンとは異なる探知用ウィンドウを形成し、当該ウィンドウ内において判定を行った後、Ｈ／Ｔが混入した時系列データのみを削除し、大気信号のみの時系列データに形成後、ＦＦＴ処理を行わせ積算を行う。これにより、有用なデータを破棄することなくデータレートやＳＮＲを比較的均一化させることができる。
　第３の実施形態における信号処理器８の地面検出器１０２の動作について以下に示す。図１１はその処理内容を示すフローチャートであり、図１２はその処理内容を示す模擬図である。
　まず、地面検出器１０２は、Ａ／Ｄ変換器１０１より取得されたデジタル信号に対し、探知用ウィンドウを設定する。ウィンドウの幅は、得られるデジタル波形の波の個数が1以上となるように設定する。例えば、検出したい速度に相当するドップラー周波数ｆｄ／ｆｓが1以上なるように設定する。一方、安定した検出を行うためにレンジビン相当としてもよく、これに限るものではない。
　ＳＴ３０１では、設定した探知用ウィンドウにおいて、デジタル信号データ番号をｊ＝１・・・Ｊ、ウィンドウサイズをＷｗｉｎとすると、データ番号１・・・Ｗｗｉｎのデジタル信号Ｖに対し、以下を算出し、閾値ＴＨＲＦとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（４）
　αＲＦは係数であり、２．０等の値を入力する。ここでは指標をＲＭＳ（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）としたが、最大値や、標準偏差としてもよく、これに限るものではない。また、最初のデータを閾値作成に用いたが、任意位置を基準としてもよく、これに限るものではない。一般的に、レーザーレーダの距離特性は光学系の集光位置が無限遠である場合、距離に対し二乗で受信強度値が減少するためである。一方、光学系が無限遠でないケースを鑑み、当該閾値作成に光学系の集光位置を設定してもよい。
　次に、データ点数２～（Ｗｗｉｎ＋１）、すなわち、ウィンドウをずらしながら検出を行っていく。
　ＳＴ３０２では、ずらされたウィンドウ（図１２（ａ）参照）に対し、以下式を用いて各データ番号のＨ／Ｔ検出用の指標ＲＦ＿ｖａｒを計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（５）
　ＳＴ３０３では、指標ＲＦ＿ｖａｒと閾値ＴＨＲＦとを比較し、各データ番号に対し判定を行う。指標ＲＦ＿ｖａｒが閾値ＴＨＲＦよりも大きい場合はＨ／Ｔであるとみなし、ＨＴフラグをＯＮ（１）とし、そうでない場合はＨＴフラグをＯＦＦ（０）とする。結果、各データに対しＨＴフラグが生成される（図１２（ｂ）参照）。
　当該処理終了後、上述のレンジビン分割処理ＳＴ０３を同様に行い、データを時分割した後、各レンジビン内のデータに対しＳＴ３０４においてＯＮ（１）のＨＴフラグが閾値個数ＴＨ＿ｎｕｍ以上あるかどうかの判定を行う。
　これは、急峻な変動を抑圧し、安定した検出を可能とするためである。なお、ここでは個数としたが、パーセンテージ等の指標としてもよい。ＯＮ（１）のＨＴフラグが閾値個数ＴＨ＿ｎｕｍ以上存在する場合は、積分フラグをＯＮとし、そうでない場合は、現在判定しているレンジビンを含む以降のレンジビン全てＨ／ＴもしくはＨ／Ｔ以後の雑音信号しか含まれていないものとして積算フラグをＯＦＦとする（図１２（ｃ）参照）。
　図１３は、Ｈ／Ｔからの受信信号がレンジビンをまたいだ場合の影響を模擬した図を示している。またいでいる個数が閾値以上の場合、積分フラグはＯＦＦとなる。大気以外の信号を用いた風速推定は、推定精度を劣化させる要因となるため、風速測定精度向上のメリットがある。以降、上記の第１、第２の実施形態と同様に、スペクトル積算処理器、風速算出処理器、表示器による処理を行う。なお、上述ではウィンドウを１データ点づつずらす手法について述べたが、計算機コスト低減のためにウィンドウ幅づつずらしてもよく、これに限るものではない。
　この形態の変形例として、ＳＴ３０１の閾値ＴＨＲＦ算出処理、ＳＴ３０２のウィンドウ内の指標ＲＦ＿ｖａｒ算出処理において、指標を以下のようにしてもよい。以下のように瞬時位相値を用いることによって、周波数のゆらぎと信号強度を含んだ指標を作成し、地上検出の精度を向上する。
　図１４はこの変形例におけるＳＴ３０１の処理内容のフローチャートである。
　上記の実施形態と同様にして、探知用ウィンドウを設け、そのウィンドウ内の受信信号に対しｈｉｌｂｅｒｔ変換を行い（ＳＴ３０６）、下式のように瞬時位相を導出する(図１５（ａ）参照)。
　ｐｈａｓｅ（ｊ）＝ａｎｇｌｅ（ｈｉｌｂｅｒｔ（Ｖ（ｊ）））
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（６）
　次に、位相の回転を滑らかにするために、位相をつなげるｕｎｗｒａｐ処理を行う(ＳＴ３０７、図１５（ｂ）参照)。
　ｐｈａｓｅ'（ｊ）＝ｕｎｗｒａｐ（ｐｈａｓｅ（ｊ））
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（７）
　ｕｎｗｒａｐされた点群ｐｈａｓｅ'（ｊ）らに対し、最小二乗近似を行い（ＳＴ３０８）、一次近似直線ｆ（ｔ）＝ａｘ＋ｂを導出する（図１５（ｂ）参照）。得られた近似直線の傾きは受信信号の周波数（∝ドップラー速度）に相当し、以下式で求められる。ｆｓはサンプリング周波数を表す。
　ｆｒ＝ａ×ｆｓ／２π
　ここで、最小二乗近似直線に対する各データ点の差をｆｅｒｒｏｒとして、ＲＭＳＥ（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）を用いて、以下式のように指標ＲＦｖａｒを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（８）
　また、上述同様に、最近傍のウィンドウのＲＦｖａｒのαＲＦ倍を閾値ＴＨＲＦとして設定する。
　Ｈ／Ｔからの反射光の場合、単一初期位相での受信信号が得られ、また、その信号強度が高いことから、得られる瞬時位相値の確度は高く、上記ＲＦｖａｒの値は小さくなる（図１６（ａ）参照）。一方、大気散乱の場合、様々な初期位相値の受信信号であることや、受信信号強度が弱いことにより白色雑音の成分が混入し、その分散は大きくなり、上記ＲＦｖａｒの値は大きくなる（図１６（ｂ）参照）。以上から、ＲＦｖａｒに対する閾値判定処理を行うことによって、ゲート内の受信信号がＨ／Ｔからの信号かどうかを判定することが可能となる。上記の実施形態では強度のみを用いた判定であったが、第３の実施形態では、強度のみならず周波数変動に伴う風速変動も単一の指標として組み込み、判定を行わせることにより、検出精度の向上が可能になるというメリットがある。
　以上の実施形態では、最近傍は大気のＨ／Ｔからの反射光ではなく、大気からのエコーであるという前提を用いていた。一方、当該状況以外にもなりうる場合、遮光等により閾値を事前に取得してもよい。
　＜第４の実施形態＞
　第４の実施形態は、最初にウィンドウ内の受信信号に係る所定の指標が所定の閾値よりも大きくなった時点ｊの受信信号の強度を、最初以降の時点ｊの受信信号の強度として埋め込み、受信信号の強度を用いて時点ｊに対応するレンジビンを積算処理に用い、それより後ろのレンジビンを積算から除外するものである。
　第３の実施形態では、ＨＴフラグＯＮとなっているデータが規定数以上存在した場合でもスペクトル積算を許可する構成としていた。これは、データの取得率を確保するためである。航空機搭載の目的を鑑みると、データの取得率も非常に重要な要素である。第４の実施形態は、Ｈ／Ｔからの反射光を含む不要なデータのみを削除し、残ったデータを使ってスペクトル積算に用いることでデータ取得率の向上を図るものである。
　図１７はその処理内容のフローチャートであり、図１８はその処理内容の概念図である。第３の実施形態と同様に、ＳＴ３０１、ＳＴ３０２、ＳＴ３０３の処理を介しＨ／Ｔの検出を行う。その後、ＨＴフラグが初めて１となった場合、データ番号ｊの値の受信強度値を一定値として埋め込む（ＳＴ４０１、図１８（ａ）参照）。以降、得られた受信信号を上記と同様にレンジビンに分割し（ＳＴ０３）、各レンジビンにおいてＨＴフラグがＴＨ＿ｎｕｍ以上存在するかどうかを判定する（ＳＴ３０４）。ＴＨ＿ｎｕｍ以上のＨＴフラグが存在する場合、次のレンジビン番号より積算フラグをＯＦＦ（０）とし、そうでない場合は、大気を観測できているとして積算フラグをＯＮ（１）とする。
　上述のように、得られた信号は図１８（ａ）のように途中までとなり、これに対し後段のスペクトル算出処理を行うと、図１８（ｂ）のようにデータの削除を行っていない場合と比較して広がったスペクトルとなる。しかし、スペクトルのピークの場所は変わらないことから、積算効果によるＳＮＲ向上効果が発生し、データを無駄にすることなく観測を継続することが可能となる。
　図１９に、第３の実施形態と第４の実施形態の積分フラグの比較を示す。Ｈ／Ｔがレンジビンをまたいでいた場合（図１９（ａ）、（ｂ）参照）、第３の実施形態ではＨ／Ｔが存在する２つのレンジビンに対し積算しないこととし、大気からの反射光が混入しているレンジビンも切り捨てていた（図１９（ｃ）参照）。これに対し、第４の実施形態では有効に扱うことが可能となる（図１９（ｄ）参照）。
　＜第５の実施形態＞
　大気条件や、搭載されているドップラーライダーの望遠鏡の集光距離特性によっては、大気からの受信信号強度と地面からの受信信号強度が同等となる可能性がある。第５の本実施形態では、これに対しスペクトル幅を用いた検出を行う。第５の実施形態の地面検出器１０２の処理内容を示すフローチャートを図２０に示す。
　受信信号の線幅Ｗｒ＿ｔｈｅｏｒｙは、理論的に光源線幅ＷＬ、送信パルス帯域Ｗｐ、風速変動の標準偏差Ｗｗを用いて以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（９）
　一方、受信されたスペクトル幅はスペクトルＳＰＣの２次モーメントより演算可能である。添え字ｎはレンジビン番号を表す。ＳＴ５０１では、以下の式を用いてスペクトル幅を導出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０）

　ＳＴ５０２では、得られたスペクトル幅に対し、閾値ＷＴＨを用いて判定、Ｗｒ＞ＷＴＨを行う。ｘは周波数ビンの番号を表す。Ｈ／Ｔの場合、静止物体のため、標準偏差Ｗｗは0となる。ゆえに、閾値ＷＴＨを以下のように事前に設定しておく。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１）

　αｗは閾値の尤度のための係数であり、例えば１．５などの値を入力する。上記では理論値を用いた閾値としたが、遮光し実測値に基づいて閾値を設定してもよい。
　もしくは、以下のように、最近傍の風速幅を基準としてもよいが、本実施形態はこれに限るものではない。
　Ｗｒ＜α×Ｗｒ（１）　　　　　　　　　　　　　　　　　（１２）
　以降は上記の各実施形態と同様に、ＳＴ５０２での判定に応じて積算フラグをＯＮ／ＯＦＦし、積算処理を行う。
　＜第６の実施形態＞
　第６の実施形態は、航空機の姿勢・高度情報より得られる地面までの高度を用いて地面のデータが混入するレンジビンを算出し、当該レンジビン以降はスペクトル積算から除外することにより、地面からの信号を判断可能とする。
　図２１は第６の実施形態の処理内容を示すフローチャートであり、図２２はその処理内容を示す概念図である。第６の実施形態に係るドップラーライダーは例えば図１に示したものと同様に構成することができる。
　第６の実施形態に係る信号処理器８は、航空機情報取得装置９より得られる航空機の高度情報と角度情報から地面に対応するレンジビンＲＧを算出する（ＳＴ６０１）。以下、本実施形態における説明では、簡易化のためにピッチのみの姿勢角を用いて示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１３）
　Ｒｒｅｓは分解能、右辺を囲む括弧は切り下げ、θｐｉｔｃｈ 、θｂｅａｍはそれぞれ俯角、ビーム照射角度、ｈは航空機の地上高度を表す。ここでは観測するオフセットの距離を０と仮定して定式化をしているが、オフセットを設けてもよい。ＳＴ６０２では、上式によって得られるＲＧが処理を行っているレンジビンｎ未満の場合、地上ではなく大気を観測しているとして積分フラグをＯＮ（１）とし、そうでない場合、地上、もしくはそれ以降を測定しているとして積分フラグをＯＦＦ（０）とする（ＳＴ２０２）。
　本実施形態の変形例を図２３に示す。上式ではθｐｉｔｃｈを式に加え、視線ごとに異なる方向にレーザー光が照射されることを許容した構成となっているが、図２３に示すように、光学系から出力されるレーザー光の軌道を光学ミラー１１２によって変更可能な光学系１２と、理想的な航路を取得する航路取得装置１１とを備える構成としてもよい。図２４に示すように、信号処理器８は航空機情報取得装置９より取得される現在の姿勢角（φ、θ、ψ）、（φ：ロール、θ：ピッチ、ψ：ヨー）の値と航路取得装置１１より取得される本来とるべき真の値（進行すべき方向の値）である（φＴ、θＴ、ψＴ）との差を以下より算出する。
　Θｃｏｍ＝（φＴ、θＴ、ψＴ）－（φ、θ、ψ）
　上記角度配列Θｃｏｍを補正値として光学系１２に対しビーム角度を制御する電気信号を送信する。光学系１２が具備する光学ミラー１１２には典型的にはガルバノミラーなどの平面ミラーがある。光学ミラー１１２以外にもプリズムを用いることができる。また、電気信号によってレーザー光射出角を調整可能な電気光学レンズを備えた望遠鏡としてもよく、これに限るものではない。その際、Θｃｏｍを用いて上記ＲＧを算出し、地上検出を行う。これにより、同一空間を観測しつつ、地上の検出を行わせることが可能となり、風速測定精度の向上が可能となる。
　＜第７の実施形態＞
　第７の実施形態は、レーザー光１パルスごとのレンジビンごとに、レンジビンの受信信号から算出される風速値の絶対値が所定の閾値以下であるかを判定し、所定の閾値以下の場合には、当該レンジビンの受信信号はハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定し、各レンジビンの受信信号に応じたデジタル信号のスペクトルを積分する際に、ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定されたレンジビン及びレンジビン以遠のレンジビンのスペクトルの積分を除外するものである。
　例えば、第６の実施形態では、地面のデータが混入するレンジビンの検出に航空機の姿勢・高度情報を用いたが、第７の実施形態では、レーザー光１パルスごとに、航空機の速度値をフィードバックして速度値に対応する周波数帯域の信号を中心としたバンドパスフィルタを形成し、レンジビンに分割する前の受信信号に対しバンドパスフィルタによるフィルタ処理を行う。つまり、本実施形態では、航空機速度０に対応する周波数帯域の信号を除去するフィードバック系とすることで地面からの反射信号を抑圧し風速測定精度を向上することができる。
　図２５は第７の実施形態の処理内容を示すフローチャートであり、図２６はその処理内容を示す概念図である。第７の実施形態に係るドップラーライダーは例えば図１に示したものと同様に構成することができる。
　第７の実施形態に係る信号処理器８の地面検出器１０２は、航空機情報取得装置９より得られた航空機の進行速度を用い、以下の式により航空機速度に対応する周波数ｆｖｅｈｉｃｌｅを算出する。ｖは航空機速度、λはレーザー光源の波長を表す。
　ｆｖｅｈｉｃｌｅ＝２ｖ／λ　　　　　　　　　　　　　（１４）
　フィルタ処理ＳＴ７０１では、ｆｖｅｈｉｃｌｅを中心とした帯域幅ｆＢＰのデジタルフィルタを形成する（図２６参照）。当該フィルタには、例えばバタワースフィルタ等が用いることができるが、これに限るものではない。
　目的として、０に近い風速値やＨ／Ｔ信号(ドップラー０)に対する感度を要しないため、風速値０、すなわち航空機速度周波数近傍をカットするようなフィルタ処理を施す。
　本実施形態では、ソフトウェア（図２５のＳＴ７０１）による構成としたが、ハードウェアによるフィルタ構成としてもよい。その場合、Ａ／Ｄ変換器が有するべきダイナミックレンジを低減することにも寄与できる。主だって地面からの反射光は非常に高いため、信号が飽和することが多い。そのため広いＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを必要とするが、本構成により緩和が可能となる。
　以下、空機速度周波数近傍をカットした受信信号に対し、レンジビン分割処理ＳＴ０３により時分割し、スペクトル算出処理ＳＴ０４では、各レンジビンに対しＦＦＴ処理を行い、風速算出を行う。
　＜第８の実施形態＞
　第８の実施形態では、ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定されたレンジビンのスペクトルの第一ピークと第一ピークの前後の所定の周波数領域の信号値を０にした後の受信信号のスペクトルに基づき風速値を算出するものである。
　図２７は第８の実施形態の処理内容を示す図である。第８の実施形態に係るドップラーライダーは例えば図１に示したものと同様に構成することができる。
　第８の実施形態では、レーザー光１パルスごとの処理で、上記の第７の実施形態において地上と判定された周波数帯域の信号を第一ピークとし（図２７（ａ）参照）、第一ピークとその前後任意の周波数帯域の信号を０とする（図２７（ｂ）参照）。第一ピークとその前後任意の周波数帯域の信号を０とした後の信号を使ってピーク検出とともに風速推定を行う。これにより、地上からの反射光を削除すると共に大気エコーが含まれるスペクトル信号を積算することが可能となり、フレームレートを落とすことなく、観測が可能となる。
　例えば、信号処理器８の地面検出器１０２において、航空機情報取得装置９より進行方向の航空機速度を取得し、後段の風速算出処理器１０４におけるスペクトルピーク算出において積分フラグが初めて０になった、すなわち、上記の各実施形態における各判定処理（例えば、たとえばＳＴ１１、ＳＴ２０１、ＳＴ３０４）にて積分フラグが０となったレンジビンに対しては積分フラグを１とする。その後、スペクトルに対して第一ピーク±Ｍｇの周波数ビンを０とした後、再度ピーク検出を行い、その後、上記の第１の実施形態等に記載の風速算出を行う。
　＜第９の実施形態＞
　第９の実施形態では、上記の第１～第７の実施形態に記載の地面検出器を並列に組み合わせ、各処理から出力された積分フラグをＯＲ（論理和）回路に接続し、この出力を用いてスペクトル積算を行うものである。例えば、第１の実施形態では遠方から周回計算を行い、地上検出を実施している一方、第２の実施形態では近距離側から地上検出を行っている。地上からの反射がレンジビンをまたいでいる場合、もしくはパルス幅よりもレンジビンが非常に小さい場合等、複数のレンジビンをまたいでいる場合、様々な検出手法による結果の和をとることで、検出漏れを抑圧し、その精度を向上させることが可能となる。風速値が一様であればスペクトル幅が細くなり、スペクトル幅のみでは弁別困難な場合や、大気密度が濃い、ならびにＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジが小さい場合、飽和により強度値を用いた弁別が困難となる場合、機器故障等により航空機情報が取得できない環境となった場合、いずれにも対応が可能となり、安定した地上検出が可能となるメリットがある。
　なお、本実施形態では、論理積をとり、上記測定精度を向上させてもよく、これに限るものではない。
　＜その他＞
　遠隔気流観測装置は晴天時でも遠隔気流が観測できるという特長があり、航空機の着陸進入中の乱気流等情報提供の実現が期待されている。本発明の適用により、地面反射の影響による誤警報を低減することが可能で、乱気流等による事故防止用として旅客機への適用が可能となる。
　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々に変形して実施することが可能であり、その実施の範囲も本発明の技術的思想の範囲に属するものである。例えば、本発明は、その発明の範囲内において、各実施形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施形態において任意の構成要素の省略が可能である。
１　　　　　　：光発振器
２　　　　　　：光カプラ
３　　　　　　：光変調器
４　　　　　　：光サーキュレータ
５　　　　　　：光学系
６　　　　　　：光カプラ
７　　　　　　：光受信器
８　　　　　　：信号処理器
９　　　　　　：航空機情報取得装置
１０　　　　　：表示器
１１　　　　　：航路取得装置
１２　　　　　：光学系
１００　　　　：ドップラーライダー（遠隔気流観測装置）
１０１　　　　：Ａ／Ｄ変換器
１０２　　　　：地面検出器
１０３　　　　：スペクトル積算処理器
１０４　　　　：風速算出処理器
１０５　　　　：表示器
１１０　　　　：計測部
１１２　　　　：光学ミラー

Claims (16)

  1. 　パルス状のレーザー光からなる送信光を放射し、前記放射した送信光の反射光を受信光として受信し、前記送信光及び前記受信光に基づき風速値を算出するための受信信号を出力する計測部と、
    　前記受信信号を時分割することにより前記受信信号をレンジビンに振り分けると共に、前記受信信号から、ハードターゲットに由来する信号を除去するための処理を行う信号処理器と
    　を具備する遠隔気流観測装置。
  2. 　請求項１に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、前記放射した送信光が前記ハードターゲットに反射した場合に前記受信光の強度が増加する現象又は前記受信信号の周波数変動が極小となる現象に基づき、前記受信信号から、前記ハードターゲットに由来する信号が含まれたレンジビンを検出し、各前記レンジビンの前記受信信号に応じたデジタル信号のスペクトルを積分する際に、前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定されたレンジビン及び前記レンジビン以遠のレンジビンを前記スペクトルの積分から除外する
    　遠隔気流観測装置。
  3. 　請求項２に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、各前記レンジビンの前記受信信号の平均と標準偏差の和を指標と定義し、前記レーザー光１パルスごとに得られる前記受信信号に対し遠方の前記レンジビンから前記指標が所定の閾値を超えるか否かの判定を行い、前記指標が前記所定の閾値以上となった最初の前記レンジビンの受信信号は前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する
    　遠隔気流観測装置。
  4. 　請求項２に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとの受信信号のＳＮ比において、近距離からｎ番目のレンジビンの受信信号のＳＮ比が遠方に隣接するｎ－１番目のレンジビンの受信信号のＳＮ比の所定の閾値を超えたとき、前記ｎ番目のレンジビンの受信信号は前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する
    　遠隔気流観測装置。
  5. 　請求項４に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記所定の閾値とは、
    　ＴＨｒａｔｉｏ＝（ＲＨＴ／π）／β
    　　　ＲＨＴ：ハードターゲットの反射率、
    　　　β：後方散乱係数
    で示されるＴＨｒａｔｉｏである
    　遠隔気流観測装置。
  6. 　請求項２に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとの受信信号の時間波形において、所定時間幅の検出用のウィンドウを時間軸方向に近傍側より走査し、前記ウィンドウ内の前記受信信号に係る所定の指標が所定の閾値よりも大きくなったときに、当該ウィンドウが含まれる前記レンジビンの受信信号は前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する
    　遠隔気流観測装置。
  7. 　請求項６に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記指標は、前記ウィンドウ内の前記受信信号の時間波形に対しヒルベルト変換を行って位相値を導出後、アンラップ処理を施した位相値変動波形に対し最小二乗近似による一次直線関数との残差のＲＭＳ（Ｒｏｏｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ）である
    　遠隔気流観測装置。
  8. 　請求項６又は７に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、最初に前記ウィンドウ内の前記受信信号に係る所定の指標が前記所定の閾値よりも大きくなった時点の前記受信信号の強度を、前記最初以降の前記時点の受信信号の強度として埋め込み、前記受信信号の強度を用いて前記時点に対応する前記レンジビンを積算処理に用い、それより後ろの前記レンジビンを積算から除外する
    　遠隔気流観測装置。
  9. 　請求項２に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとに各前記レンジビンの前記受信信号に応じたデジタル信号のスペクトルを算出し、前記レーザー光１パルスごとの各前記レンジビンのスペクトルの線幅が所定の閾値以下の場合に、当該レンジビンは前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する
    　遠隔気流観測装置。
  10. 　請求項１に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、当該遠隔気流観測装置が搭載される航空機の地上高度を含む情報に基づき前記送信光が前記ハードターゲットである地面にあたるレンジビンを算出し、各前記レンジビンの前記受信信号に応じたデジタル信号のスペクトルを積分する際に、前記地面に由来する信号を含んでいると判定されたレンジビン及び前記レンジビン以遠のレンジビンの前記スペクトルの積分を除外する
    　遠隔気流観測装置。
  11. 　請求項１０に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記計測部は、前記航空機の真なる進行方向の情報を取得し、現在の姿勢と前記送信光との相対角度差を補正する可動式の光学ミラー又はプリズムを有する
    　遠隔気流観測装置。
  12. 　請求項１に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとの前記レンジビンごとに、前記レンジビンの受信信号から算出される風速値の絶対値が所定の閾値以下であるかを判定し、所定の閾値以下の場合には、当該レンジビンの受信信号は前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定する
    　遠隔気流観測装置。
  13. 　請求項１２に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、前記レーザー光１パルスごとに、当該遠隔気流観測装置が搭載される航空機の速度値をフィードバックして前記速度値を中心としたバンドパスフィルタを形成し、前記レンジビンに分割する前の前記受信信号に対し前記バンドパスフィルタによるフィルタ処理を行う
    　遠隔気流観測装置。
  14. 　請求項１２又は１３に記載の遠隔気流観測装置であって、
    　前記信号処理器は、前記ハードターゲットに由来する信号を含んでいると判定されたレンジビンのスペクトルの第一ピークと前記第一ピークの前後の所定の周波数領域の信号値を０にした後の前記受信信号のスペクトルに基づき前記風速値を算出する
    　遠隔気流観測装置。
  15. 　パルス状のレーザー光からなる送信光を放射し、
    　前記放射した送信光の反射光を受信光として受信し、前記送信光及び前記受信光に基づき風速値を算出するための受信信号を出力し、
    　前記受信信号を時分割することにより前記受信信号をレンジビンに振り分け、
    　前記受信信号から、ハードターゲットに由来する信号を除去する
    　遠隔気流観測方法。
  16. 　パルス状のレーザー光からなる送信光を放射し、前記放射した送信光の反射光を受信光として受信し、前記送信光及び前記受信光に基づき風速値を算出するための受信信号を出力する計測部を具備する遠隔気流観測装置に用いられるプログラムであって、
    　前記受信信号を時分割することにより前記受信信号をレンジビンに振り分けるステップと、
    　前記受信信号から、ハードターゲットに由来する信号を除去するステップと
    　をコンピュータに実行させるプログラム。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7278521B1 (ja) 2022-12-07 2023-05-19 三菱電機株式会社 レーザレーダ装置

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5618313B2 (ja) 1975-10-27 1981-04-28
JP2002196075A (ja) * 2000-12-26 2002-07-10 Inc Engineering Co Ltd レーザレーダ監視方法及び装置
JP2009162678A (ja) * 2008-01-09 2009-07-23 Mitsubishi Electric Corp レーザレーダ装置
JP2009300133A (ja) * 2008-06-11 2009-12-24 Japan Aerospace Exploration Agency 航空機搭載用光学式遠隔気流計測装置
JP2013083467A (ja) * 2011-10-06 2013-05-09 Japan Aerospace Exploration Agency 光学式遠隔気流計測装置の有色ノイズ低減方法とその装置
JP2015108557A (ja) * 2013-12-05 2015-06-11 三菱電機株式会社 レーザレーダ装置
JP2015195895A (ja) 2014-03-31 2015-11-09 株式会社ニューギン 遊技機
WO2017130315A1 (ja) * 2016-01-27 2017-08-03 三菱電機株式会社 コヒーレントライダー装置
JP2019100943A (ja) * 2017-12-06 2019-06-24 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 信号処理装置及び信号処理方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017208375A1 (ja) * 2016-05-31 2017-12-07 淳一 古本 ドップラーシフト解析装置
CN108387909A (zh) 2018-01-23 2018-08-10 国耀量子雷达科技有限公司 基于激光雷达网的区域环境监测系统

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5618313B2 (ja) 1975-10-27 1981-04-28
JP2002196075A (ja) * 2000-12-26 2002-07-10 Inc Engineering Co Ltd レーザレーダ監視方法及び装置
JP2009162678A (ja) * 2008-01-09 2009-07-23 Mitsubishi Electric Corp レーザレーダ装置
JP2009300133A (ja) * 2008-06-11 2009-12-24 Japan Aerospace Exploration Agency 航空機搭載用光学式遠隔気流計測装置
JP5252696B2 (ja) 2008-06-11 2013-07-31 独立行政法人 宇宙航空研究開発機構 航空機搭載用光学式遠隔気流計測装置
JP2013083467A (ja) * 2011-10-06 2013-05-09 Japan Aerospace Exploration Agency 光学式遠隔気流計測装置の有色ノイズ低減方法とその装置
JP5881099B2 (ja) 2011-10-06 2016-03-09 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 光学式遠隔気流計測装置の有色ノイズ低減方法とその装置
JP2015108557A (ja) * 2013-12-05 2015-06-11 三菱電機株式会社 レーザレーダ装置
JP2015195895A (ja) 2014-03-31 2015-11-09 株式会社ニューギン 遊技機
WO2017130315A1 (ja) * 2016-01-27 2017-08-03 三菱電機株式会社 コヒーレントライダー装置
JP2019100943A (ja) * 2017-12-06 2019-06-24 国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構 信号処理装置及び信号処理方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
H. INOKUCHIH. TANAKAT. ANDO: "Development of an Onboard Doppler LIDAR for Flight Safety", JOURNAL OF AIRCRAFT, vol. 46, no. 4, pages 1411 - 1415, XP008139384

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