WO2021020242A1 - 距離及び速度測定装置 - Google Patents

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WO2021020242A1
WO2021020242A1 PCT/JP2020/028308 JP2020028308W WO2021020242A1 WO 2021020242 A1 WO2021020242 A1 WO 2021020242A1 JP 2020028308 W JP2020028308 W JP 2020028308W WO 2021020242 A1 WO2021020242 A1 WO 2021020242A1
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light
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measuring device
speed measuring
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上塚　尚登
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株式会社ＳｔｅｒａＶｉｓｉｏｎ
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Definitions

  • the present invention relates to a distance and speed measuring device applicable to LiDAR, sensors such as robots, and the like.
  • the FMCW method is known as (see, for example, Patent Document 1).
  • the frequency of the laser light is linearly increased or decreased in time (called a chirp)
  • the laser light is irradiated to the object
  • the irradiation light and the reflected light reflected from the object are coherently detected.
  • the FMCW method can realize a better S / N ratio (signal-to-noise ratio) than the ToF (Time of Flight) method that obtains the distance from the pulse time delay.
  • the FMCW method can also measure the velocity of an object by the Doppler shift of light.
  • the FMCW method described in Patent Document 1 requires a laser having a long coherent length and good coherence in order to ensure accuracy, which is generally expensive, and therefore the cost of the device is high. There is an inconvenience of becoming. Also, in order to accurately measure distance and velocity, it is necessary to accurately chirp the frequency of the laser beam and maintain extremely strict linearity as the frequency increases and decreases.
  • the speed of the object is measured using the Doppler shift caused by the irradiation light and the reflected light, but in the actual measurement, the measuring instrument and the object are often vibrating. When such vibration is present, particularly high frequency vibration affects the measurement result, so that there is an inconvenience that the S / N ratio deteriorates.
  • FMCW type distance and speed measuring device when used for, for example, LiDAR for automatic driving, it is necessary to measure many points at a wide angle, high speed, and high resolution. Further, such a distance and speed measuring device needs to be kept low in cost in order to be widely used as a device.
  • the cost of the device is reduced by irradiating the object with a laser beam whose intensity is modulated by a periodic signal having a frequency smaller than the minimum measurable Doppler frequency due to the motion of the object.
  • the frequency of Doppler shift is proportional to the frequency of the electromagnetic wave (light or millimeter wave) to be measured. Therefore, when measuring light, a large Doppler shift occurs due to the large optical frequency. For example, considering the case where a known FMCW type LiDAR is applied to a vehicle moving at a speed of about 100 km / h, the light emitted from the LiDAR is about 73 MHz when the light reflected by a stationary object is received. Causes Doppler shift. In addition, when the object is approaching, a larger Doppler shift occurs.
  • a high-speed A / D converter is required to analyze the Doppler frequency of this large Doppler shift, and the system becomes expensive.
  • an object in the outside world such as a car
  • This vibration affects the Doppler shift and deteriorates the linearity of the light frequency of the reflected light from the object in the chirp, so that the S / N ratio is greatly deteriorated.
  • the remedy for this deterioration is not described in each of the above-mentioned patent documents.
  • Patent Document 3 The configuration described in Patent Document 3 is known as a countermeasure for S / N ratio deterioration when analyzing this Doppler frequency.
  • the tunable laser 501 and the single-wavelength laser 502 are used to chirp one of the tunable lasers 501, and the reference light is used as an acousto-optic modulator (without chirping the single-wavelength laser 502). It is shifted by AOM) and square-law detected by the camera 515 (see FIG. 5 of Patent Document 3 and lines 35 to 44 of the 8th column of the publication).
  • FIG. 6 of Patent Document 3 shows the shape of the frequencies of the reflected light and the reference light in the absence of the Doppler shift due to the vibration of the outside world.
  • FIG. 9 of Patent Document 3 shows a waveform in the presence of a Doppler shift due to vibration in the outside world.
  • the Doppler shift due to the vibration of the outside world can be canceled, and the S / N ratio deterioration can be reduced.
  • this method has the disadvantage that the acousto-optic modulator (AOM) is expensive and a camera is used, so that a wide-angle and high-speed image cannot be acquired.
  • AOM acousto-optic modulator
  • Patent Document 4 scans a laser beam on an object to be measured, and is premised on adopting a MEMS mirror.
  • the MEMS mirror moves the mirror in an analog manner to scan a laser beam or the like (see, for example, Patent Document 5).
  • the mirror since the mirror can operate at a high speed of several KHz, it is effective in the ToF method for detecting the time delay of the pulse.
  • the FMCW method has the disadvantage that the S / N ratio is lowered and the image is deteriorated due to the movement of the mirror.
  • the present invention is a distance and speed measuring device mainly applicable to LiDAR, and is a distance and speed measuring device capable of preventing deterioration of the S / N ratio even when an object in the outside world vibrates.
  • the purpose is to provide.
  • Another object of the present invention is to provide a distance and speed measuring device having no moving part such as a MEMS mirror without deteriorating the S / N ratio even when an inexpensive laser is used. Further, the present invention can measure many points at a wide angle, high speed, and high resolution without causing image deterioration of an object even in the FMCW method, and can realize these performances with an inexpensive configuration. It is an object of the present invention to provide a speed measuring device.
  • the present invention is a measuring device that measures the distance to an object and the speed of the object with a laser beam, and uses a first laser beam having a first wavelength and a first charp rate.
  • the irradiation side combiner that combines the first laser light and the second laser light, and the irradiation light and measurement reference that irradiate the object with the laser light combined by the irradiation side combiner.
  • a spectroscope that disperses the reference light, an irradiation / light receiving device that irradiates the object with the irradiation light and receives the reflected light from the object, the reflected light transmitted from the irradiation / receiving device, and the above.
  • a light receiving side combiner that combines the reference light, an optical detector that converts the combined light combined by the light receiving side combiner into an electric signal, and a detection of the converted signal converted by the light detector.
  • the detector is provided with a detector that detects the conversion signal, acquires a beat signal, and analyzes the distance to the object and the speed of the object by frequency-analyzing the beat signal. It is characterized by.
  • the first laser device and the second laser device generate first laser light and second laser light having different frequencies and different charp ratios, and combine these laser lights. Waves are split into irradiation light and reference light, and the irradiation light is reflected by an object to become reflected light, and the reflected light and reference light are combined. Further, in the apparatus of the present invention, the combined light is converted into an electric signal by a photodetector, the converted signal is detected by a detector to acquire a beat signal, and the beat signal is frequency-analyzed to an object. The distance of the object and the speed of the object are analyzed.
  • a relatively inexpensive laser such as a DFB laser generally used for a laser can be used.
  • the present invention does not require a movable part such as a MEMS mirror.
  • the difference between the first wavelength and the second wavelength is preferably 1 to 35 nm. If the difference between the two wavelengths is less than 1 nm, the sensitivity of the Doppler shift may deteriorate during detection by the detector (see Equation 15). On the other hand, if the difference between the two wavelengths exceeds 35 nm, the frequency of the beat signal becomes high, which may cause inconvenience during analysis.
  • the difference ( ⁇ ) between the first chirp rate and the second chirp rate satisfies the following relationship when the maximum distance for measurement is Rmax. It is preferable that " ⁇ ⁇ 2Rmax / C ⁇ 10MHz (C is the speed of light in vacuum)".
  • the photodetector is a balanced photodetector. According to this configuration, deterioration of the S / N ratio at the time of light detection by the photodetector can be prevented.
  • a delay line of a distance corresponding to the coherent length of the reference light or the maximum distance to be measured may be provided between the spectroscope and the light receiving side combiner. ..
  • the optical fiber used in the distance and speed measuring device is a polarization-maintaining optical fiber, and it is preferable that the polarization axes of the optical fibers are matched between the connected members. According to this configuration, it is possible to prevent signal drift due to polarization rotation of both the first laser beam and the second laser beam or fluctuation of the polarization state, and it is possible to contribute to the improvement of the S / N ratio. ..
  • the irradiation light receiving device includes a second spectroscope that disperses the irradiation light in a plurality of ways, and a plurality of those that irradiate the dispersed irradiation light from a plurality of different irradiation surfaces.
  • a refraction member having a different irradiation angle may be attached to the plurality of irradiation ports.
  • the irradiation light receiving device includes an irradiation port for irradiating the irradiation light from the irradiation surface and a plurality of light receiving ports for receiving the reflected light. It is arranged around the irradiation port, the radius of the light beam of the irradiation light is w, the radius of the light beam of the reflected light is wr, and the wr may be set to twice or more of the w.
  • (A) is a time waveform
  • (B) is a distance
  • (C) is an explanatory diagram showing the spectral waveform.
  • Explanatory drawing which shows the optical spectrum when the measurement distance is 100m (A) and 300m (B).
  • FIG. 1A is an explanatory diagram showing an apparatus configuration of the LiDAR 20 of the present embodiment.
  • the LiDAR 20 of the present embodiment is a measuring device that measures the distance and speed to an object with a laser beam, and is two of a first laser device 1a and a second laser device 1b. It is equipped with a laser device. Further, these laser devices and each device described later are connected by an optical fiber 2.
  • This optical fiber 2 is a polarization-retaining optical fiber, and in the LiDAR 20 of the present embodiment, its polarization axes are installed so as to be in the same direction between the connected members. This is because the optical scanner 5 (irradiation / light receiving device) described later performs switching (scanning) operation using polarized light.
  • the polarization-holding type optical fiber 2 When the polarization-holding type optical fiber 2 is not used, the polarization diversity configuration often used in optical communication may be adopted.
  • the first laser device 1a is internally connected to a device that generates a first laser beam having a first wavelength and a first chirp ratio (not shown).
  • the second laser device 1b is connected to a device that generates a second laser beam having a second wavelength having a wavelength different from the first wavelength and a second chirp rate having a chirp rate different from the first chirp rate.
  • the first wavelength is, for example, 1.55 ⁇ m
  • the first chirp ratio is set to 20 MHz / ⁇ s.
  • the second wavelength is, for example, 1.53 ⁇ m
  • the second chirp ratio is set to 12 MHz / ⁇ s.
  • the difference between the first wavelength and the second wavelength is set to be 1 to 35 nm.
  • the difference ( ⁇ ) between the first chirp rate and the second chirp rate satisfies the following relationship when the maximum distance for measurement is Rmax. ⁇ ⁇ 2Rmax / C ⁇ 10MHz (1) (C is the speed of light in vacuum) If the value on the left side of the equation (1) is 10 MHz or more, there is a disadvantage that the analog-digital converter and the sampling circuit become expensive.
  • the first laser device 1a and the second laser device 1b are connected to the WDM filter 6 (irradiation side combiner) via the optical fiber 2, and the output of the WDM filter 6 is output.
  • the side is connected to the optical fiber coupler 3a.
  • the WDM filter 6 operates as an irradiation side combiner that combines the first laser beam and the second laser beam generated by the first laser device 1a and the second laser device 1b.
  • the optical fiber coupler 3a disperses the first laser beam and the second laser beam combined by the WDM filter 6 into the irradiation light irradiating the object 8 and the reference light as a reference for measurement. It is a vessel. On the output side of the optical fiber coupler 3a, the irradiation light is branched to the irradiation port 2a, and the reference light is branched to the local port 2b.
  • the optical amplifier 11 and the input / output unit 4 are connected to the irradiation port 2a.
  • An optical scanner 5 is connected to the input / output unit 4.
  • a reflection port 2c to which reflected light is incident is connected to the downstream side of the input / output unit 4.
  • the reflection port 2c and the local port 2b are connected to the second optical fiber coupler 3b (light receiving side combiner).
  • the internal structure of the second optical fiber coupler 3b is the same as that of the optical fiber coupler 3a.
  • the output side of the second optical fiber coupler 3b is connected to a balanced photodetector 7 (photodetector). Further, the output side of the balanced photodetector 7 is connected to the square detector 9 (detector).
  • the balanced photodetector 7 used in the present embodiment is also called a balanced photodetector, and converts the combined light combined by the second optical fiber coupler 3b, which is the light receiving side combiner, into an electric signal. It is a device.
  • the balanced photodetector 7 is a kind of photodetector, and is characterized in that it has an excellent S / N ratio.
  • C12668 or the like manufactured by Hamamatsu Photonics Co., Ltd. is used as the balanced photodetector 7.
  • the square detector 9 is a device that detects the converted signal converted by the balanced photodetector 7.
  • the square detector 9 detects the conversion signal, acquires a beat signal, and analyzes the distance and velocity (relative velocity) to the object 8 by frequency-analyzing the beat signal.
  • the optical scanner 5 has the same structure as the switching engine shown in FIG. 12 of the PCT application by the inventor of the present application (see WO2019 / 00295).
  • wedge-shaped prisms 101 having various angles are further mounted on the surface thereof (see FIG. 12).
  • the wedge-shaped prism 101 is a refracting member having different irradiation angles so that the irradiation angles of the plurality of light beams are different, and the surface of the wedge-shaped prism 101 serves as an irradiation surface and an irradiation port.
  • FIG. 1B shows LiDAR21 of another embodiment of the present invention. Since the transmission frequencies of the lasers used are close to each other, the branch ratio wavelength dependence of the polarization-maintaining optical fiber coupler 3a can be ignored. Therefore, the WDM filter 6 in FIG. 1 (A) is not used, and the polarization-maintaining optical fiber coupler 3a is used as the irradiation side combiner and the spectroscope. In the LiDAR of the present invention, any of the configurations shown in FIGS. 1 (A) and 1 (B) may be adopted.
  • the LiDAR 20 in the present embodiment has the above configuration, and the first laser and the second laser generated by the first laser device 1a and the second laser device 1b are transmitted by the following paths.
  • the first laser and the second laser are combined by the WDM filter 6, and the combined laser light is transmitted to the optical fiber coupler 3a and dispersed into the irradiation light and the reference light.
  • the irradiation light is transmitted through the irradiation port 2a, amplified by the optical amplifier 11, and is irradiated to the object 8 which is an object in the outside world via the input / output unit 4 and the optical scanner 5.
  • the irradiation light radiated to the object 8 is reflected on the surface of the object 8 and enters the reflection port 2c as reflected light via the optical scanner 5 and the input / output unit 4.
  • the reflected light transmitted in the reflected port 2c is combined with the reference light transmitted in the local port 2b by the second optical fiber coupler 3b.
  • the combined light combined by the second optical fiber coupler 3b is converted into an electric signal by the balanced photodetector 7.
  • the combined light combined by the second optical fiber coupler 3b is the reflected light of the first laser light and the second laser light and the reference light of the first laser light and the second laser light, there are two. It becomes a close optical beat signal.
  • This optical beat signal is received by the balanced photodetector 7 and converted into two adjacent RF (Radio Frequency) beat signals.
  • the RF beat signal is converted into an electric signal of the difference between the two RF beat signals by the square detector 9. Since this electric signal is slower than the optical beat signal, a low-priced ADC (analog-digital converter) can be used.
  • the reason for using the optical scanner described in WO 2019/004295 will be described in this embodiment.
  • the optical scanner there are one that deflects the light beam in an analog manner like a MEMS mirror in resonance mode and one that switches digitally like the optical scanner 5 of the present embodiment.
  • the light beam is deflected in an analog manner, so that the emitted light is always moving.
  • the pulse width is several n seconds, so the moving distance that moves during that period can be ignored.
  • FoV Field of View
  • the amount of movement is about 3 mm at 300 m ahead, and even if the mirror moves, its influence can be almost ignored.
  • the moving distance is several m to several hundred m, and it becomes difficult to acquire an image image due to the movement of the mirror.
  • the optical scanner 5 that digitally switches the laser beam is adopted.
  • ⁇ i (i is a or b; the same applies hereinafter) is the frequency of light, and ⁇ i is the chirp rate (slope of the light frequency), which is given by the following equation.
  • ⁇ i Bi / T (4)
  • Bi is the frequency shift amount shown in FIG. 2
  • T is the chirp time.
  • Ea ' ⁇ 1/2 Aa iexp ⁇ ⁇ a (t- ⁇ ) + ⁇ a (t- ⁇ ) 2/2 + ⁇ a (t) ⁇ (5)
  • Eb ' ⁇ 1/2 Ab iexp ⁇ ⁇ b (t- ⁇ ) + ⁇ b (t- ⁇ ) 2/2 + ⁇ b (t) ⁇ (6)
  • R is the distance to the object
  • C is the speed of light
  • ⁇ is the attenuation rate of the light power.
  • the first term ⁇ i ⁇ is the beat frequency that changes according to the distance
  • the second term d ⁇ i (t) / dt is the frequency change due to the velocity, vibration, etc. of the object 8 and the frequency due to speckle. Show change.
  • fdpi (i is a or b) is the Doppler frequency
  • ⁇ i is the emission wavelength of the laser
  • ⁇ is the velocity of the object.
  • the Doppler frequency is also constant, but when the velocity ⁇ of the object changes with time, the Doppler frequency also changes with time.
  • FIG. 2 (B) An example of this is shown in Fig. 2 (B).
  • the frequency fluctuation due to the Doppler frequency is superimposed on the reflected light. This frequency fluctuation greatly deteriorates the S / N ratio.
  • FIG. 3 shows the spectra of the frequency analysis results of the optical beat signal when there is no fluctuation in the Doppler frequency and is constant (A) and when the Doppler frequency fluctuation is superimposed (B).
  • vibrations of the object having an amplitude of about 0.03 ⁇ m to about 0.01 ⁇ m are superimposed at 10 KHz, 20 KHz, and 30 KHz.
  • i (t) rect (t / T-1 / 2) ⁇ ( ⁇ a, ⁇ b) (14)
  • ⁇ ( ⁇ a, ⁇ b) 1 + 1/2 ⁇ cos2 ⁇ a + cos2 ⁇ b + 2 (cos ⁇ a + cos ⁇ b) ⁇ + cos ( ⁇ a- ⁇ b) (15)
  • ⁇ a and ⁇ b represented by Eq. (11) can be controlled to be approximately the same size as Eqs. (12) and (15) by bringing the chirp ratio ⁇ i and the wavelength ⁇ i close to each other.
  • the second term enclosed in is twice as high as the beat frequencies fa to fb, which are almost the same.
  • the last term is important, which is the beat signal to be finally detected. Since ⁇ a and ⁇ b have substantially the same phase, their beat frequencies are shifted to lower frequencies.
  • FIG. 4 is a signal of only one wavelength, that is, the current ia (t) which is the first term of the equation (8).
  • the wavelength of one first laser device 1a is 1.55 ⁇ m and the chirp rate is 20 MHz / ⁇ s
  • FIG. 5 is a signal of the current ib (t) of another second laser apparatus 1b, which is (A) time waveform and (B) distance when the wavelength is 1.495 ⁇ m and the chirp ratio is 12 MHz / ⁇ s. , Total frequency including Doppler shift (constant and variable), (C) its spectral waveform. 4 and 5 both have substantially the same waveforms, but the peaks of the spectra are slightly different. In both cases, the spectrum is widened due to fluctuations in the Doppler shift.
  • FIG. 6 is a signal of the equation (14) obtained by adding these two waveforms
  • FIG. 6 (A) is a time waveform
  • FIG. 6 (B) is a total including distance and Doppler shift (constant and variable).
  • Frequency time change of FIG. 6 (C) shows the spectral waveform.
  • the beat frequencies of the first term, the second term, and the third term of the equation (15) are shown in the figure.
  • a beat signal is generated due to the frequency difference between the current ia (t) and the current ib (t) shown in the third term of the equation (15).
  • the fluctuation range of the Doppler shift at the beat frequency on the low frequency side of the third term is canceled and constant to a negligible extent, and the spectrum on the low frequency side after square detection has no spread and is extremely ideal. It is a typical line spectrum, and there is no deterioration of the S / N ratio.
  • the first term of equation (16) is a beat signal due to distance
  • the second term is a beat signal due to Doppler shift. From equations (17) and (18), the total beat signal can be down-converted to a low frequency by using close chirp ratios and wavelengths, and a low-cost AD converter and sampling signal processing can be realized.
  • a delay line 10 made of a polarization-retaining optical fiber is added to the local port 2b.
  • the length L of the delay line 10 is set to be as follows, where Rmax is the distance corresponding to the target maximum measurement distance. Ld-2Rmax / Neff (19)
  • Neff is the equivalent refractive index of PMF (Polarization Maintaining Fiber).
  • FIG. 8 shows the up-chirp and down-chirp waveforms (time change of frequency shift) when the delay line 10 is added.
  • the horizontal axis is the distance of each object 8 (near, intermediate, maximum distance), and the vertical axis is the relative velocity between LiDAR 20 and the object 8 of the present embodiment (+ is approaching,-is far away). If) is shown.
  • the delay line 10 having the maximum measurement distance is added, the up chirp and down chirp waveforms (solid lines) of the reference light are shifted to the right.
  • the measurement light (reflected light) also shifts to the right according to the distance.
  • the following equation always holds for the distance in the measurement range. ⁇ d> ⁇ (20)
  • ⁇ d Ld / C (21)
  • the length L of the delay line 10 is set to be as follows. L-2Lc / Neff (26)
  • Lc is a coherent length. Which length of the delay line 10 is set is determined according to the specifications of the LiDAR system.
  • FIG. 9 of the embodiment is a spectrum of an optical signal when the delay line 10 is not added.
  • FIG. 9 shows an optical spectrum when the measurement distances are 100 m (A) and 300 m (B).
  • the spectrum of the laser phase noise and the FMCW signal is shown as noise.
  • the measurement time is 1 mm second. In this way, as the distance increases, the light correlation due to the time delay ⁇ is lost and the signal component deteriorates.
  • the signal power is deteriorated from 30 dB when the signal power is 100 m to 20 dB when the signal power is 300 m.
  • FIG. 10 shows the change of the signal component with respect to the measurement distance with and without the delay line.
  • the measurement distance increases, the light correlation is lost and the signal component decreases.
  • the attenuation factor is attenuated by the square of the distance.
  • the light emitted from LiDAR is not easily affected by the distance because it is collimated, but the light power after being reflected by the object 8 is diffused by the square of the distance R.
  • the optical signal component is attenuated at the third to fourth power of the distance in consideration of the heterodyne detection of light, and the light is rapidly deteriorated with respect to the distance.
  • the signal component is deteriorated by 90 dB or more.
  • the delay line 10 when the delay line 10 is provided, the deterioration of the signal component is suppressed to a low level from a short distance to a long distance (Rmax), and the level becomes almost constant.
  • the penalty is suppressed by the deterioration of the signal component of about 30 dB. From the above, by adding the delay line 10, the S / N ratio of 60 dB or more can be improved as compared with the case where the delay line 10 is not added.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram showing LiDAR 22 of another embodiment.
  • a multi-scanner 100 (FIG. 12) is used as an optical scanner to scan light at a wide angle and at high speed.
  • N light splitter 102 each light is connected to the input / output unit 4.
  • the reflected light from the object 8 passes through the multi-scanner 100, passes through the input / output unit 4, is received by each balanced photodetector 7, and is detected by each square detector 9.
  • many balanced photodetectors 7 and square detectors 9 are used, and the number of AD converters increases accordingly. Therefore, this patent is extremely effective in order to reduce the cost of the system.
  • FIG. 12 shows an example of the structure of the multi-scanner 100.
  • the multi-scanner 100 uses the same structure as the switching engine shown in FIG. 12 of the PCT application filed by the inventor of the present application (see WO2019 / 00295).
  • wedge-shaped prisms 101 having various angles are further arranged on the surface thereof.
  • nine wedge-shaped prisms 101 are arranged on the multi-scanner 100.
  • nine input / output units 4 By connecting nine input / output units 4 to each wedge-shaped prism 101 and appropriately selecting the angle of each wedge-shaped prism 101, different front scenes can be scanned independently, and the influence of the seams of each scan is small. Wide FoV, high speed, and high resolution LiDAR can be realized.
  • 13 (A) to 13 (D) are explanatory views showing an example of the input / output unit 4.
  • An optical circulator or the like can be used for the input / output unit 4, but one scan results in one pixel.
  • four pixels can be obtained at one time by one scan.
  • the input / output unit 4 of the present embodiment includes an integrated lens 201 in which two types of five lenses having different curvatures are integrated, an individual lens 200, and a polarization-maintaining type optical fiber. It is composed of fiber 2.
  • the integrated lens 201 includes one lens 202 (irradiation port) having a small radius of curvature and four lenses 203 (light receiving port) having a large radius of curvature.
  • the emitted light becomes light having a small beam size (beam radius w) and is used as the irradiation light.
  • four lenses having a radius of curvature larger than that of the lens 202 are arranged around the lens 202 and used for receiving reflected light.
  • the operation will be described below.
  • the light emitted from the central polarization-retaining optical fiber 2 is collimated by the lens 200 and the lens 202 and irradiated to the object as irradiation light.
  • the reflected light reflected from the object is received by the lens 203, and further incident on the polarization-retaining optical fiber 2 by the lens 200.
  • the lens 203 and the lens 200 are arranged so as to have a slight offset ⁇ x. This is adjusted so that the upper and lower light beams are appropriately spaced on the object (in this embodiment, the bases of the two light beams are arranged so as to overlap each other).
  • the beam size wr is set to be more than twice the beam size wo.
  • ⁇ is the wavelength and w is the beam size.
  • irradiation light with a small beam diameter (beam radius w) has a large beam size (W'o) on a distant object
  • reflected light has a large beam diameter (beam radius). Since it is wr), it has a large beam size (W'r) on a distant object.
  • the light beam size at distance R is given at 2 ⁇ R. Therefore, in order for the irradiation light and the two reflected lights to overlap on a distant object, it is necessary to satisfy 2W'r ⁇ W'o, and Eq. (27) is obtained.
  • the irradiation light includes the reflected light.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram showing another embodiment of the input / output unit 4.
  • one lens 204 is used, a lens 200 for irradiation light and a polarization-retaining optical fiber 2 are arranged at the center of the lens 204, and a lens 200 for receiving reflected light and polarization are above and below the lens 200.
  • the holding optical fiber 2 is arranged.
  • different lenses 200 for irradiation light and 200 for receiving light are used, and as a result, the beam size is adjusted so that the same reflected light as in the embodiment shown in FIG. 13 can be received.
  • FIG. 15 is an embodiment in which the optical functional component of the embodiment of FIG. 11 is integrated into one chip.
  • First laser device 1a, second laser device 1b, polarization-holding optical fiber coupler 3a, 1: N optical splitter 102 (second spectroscope), balanced optical detector 7, optical tap, optical amplifier 11 (here, SOA: Laser Ductor Optical Amplifier) is hybrid-integrated on a silicon substrate.
  • the polarization-holding optical fiber coupler 3a, 1: N optical splitter 102, and optical tap can be realized by patterning the silicon waveguide 301, and the first laser apparatus 1a, the second laser apparatus 1b, the optical amplifier 11, and the balanced optical detector. In No. 7, since the materials are different, these elements and the silicon waveguide are optically coupled with high efficiency.
  • the silicon waveguide and the optical fiber 2 are coupled at the right end face of the chip. At this time, the output end of the silicon waveguide is expanded in mode so that the spot size of the silicon waveguide and the polarization-retaining optical fiber are matched as much as possible.
  • the coil of the optical fiber 2 is coupled to the upper part as the delay line 10. The main axis of these optical fibers 2 is aligned with the main axis (parallel and perpendicular to the substrate) of the silicon waveguide 301.
  • FIG. 16 is an embodiment in which a part of the optical functional components of the embodiment of FIG. 11 is integrated into one chip.
  • the first laser device 1a, the second laser device 1b, the optical amplifier 11 (here, the EDFA: Eribium Doped Fiber Amplifier) and the balanced photodetector 7 made of different materials are externally attached, and in between.
  • the optical fiber 2 is used for coupling. In each of these, the polarization axis of each element and the main axis of the optical fiber 2 are aligned and coupled.
  • the distance and speed measuring device of the present embodiment is applied to LiDAR, but the present invention is not limited to this, and other sensors such as robots may be used.
  • the square detector 9 that performs square detection is used as the detector, but the detection is not limited to this, and an envelope detector (not shown) that performs envelope detection may be used. .. In addition, another commonly used detection method may be adopted.
  • Optical scanner 6 WDM filter 7: Balanced photodetector (optical) Detector) 8: Object 9: Square detector (detector) 10: Delay line 11: Optical amplifier 20, 21, 22, 2: LiDAR 100: Multi-scanner 101: Wedge-shaped prism 102: 1: N optical splitter 200: Lens 201: Integrated lens 202 to 204: Lens 301: Silicon waveguide

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Abstract

【課題】ＬｉＤＡＲ、或いはロボット等のセンサ等に好適に用いることができる距離及び速度測定装置であって、外界の物体が振動した場合であってもＳ／Ｎ比の劣化を防止できる装置を提供する。 【解決手段】本実施形態のＬｉＤＡＲ２０は、第１レーザ装置１ａ、第２レーザ装置１ｂ、偏波保持型の光ファイバ２、ＷＤＭフィルタ６、光ファイバカプラ３ａ、光アンプ１１、入出力部４、光スキャナ５、第２光ファイバカプラ３ｂ、バランス型光検出器７、及び二乗検波器９を備える。また、ローカルポート２ｂに偏波保持光ファイバからなるディレイライン１０を設ける。第１レーザ装置１ａは、内部に第１波長及び第１チャープ率を有する第１レーザ光を生成する機器が内蔵され、第２レーザ装置１ｂは、第１波長とは異なる第２波長及び第１チャープ率とは異なる第２チャープ率を有する第２レーザ光を生成する機器を備える。

Description

距離及び速度測定装置
　本発明は、ＬｉＤＡＲ、或いはロボット等のセンサ等に適用可能な距離及び速度測定装置に関する。
　レーザ光を物体に照射し、それから反射されたレーザ光を受光して解析することにより、物体の距離および速度を計測するＬｉＤＡＲ（Light Detection and Ranging、又はLaser Imaging Detection and Ranging）に適用可能な技術として、ＦＭＣＷ方式が知られている（たとえば特許文献１参照）。
　ＦＭＣＷ方式は、レーザ光の周波数を時間的に直線的に増加、減少させ（チャープと呼ぶ）、そのレーザ光を物体に照射し、照射光と物体から反射してきた反射光とをコヒーレント検波し、２つのレーザ光の周波数の差によって生じるビート信号を生成し、そのビート信号を周波数解析することにより、物体の距離と速度を求める方法である。
　当該ＦＭＣＷ方式は、パルスの時間遅れから距離を求めるＴｏＦ（Ｔｉｍｅ　ｏｆ　Ｆｌｉｇｈｔ）方式と比べ良好なＳ／Ｎ比（信号対雑音比）を実現できる。また、ＦＭＣＷ方式は、光のドプラーシフトにより、物体の速度も計測できる。
特開２００１－３２４５６３号公報 特開２０１５－１２９６４６号公報 ＵＳ７９８６３９７号公報 特表２０１２－５１８７９３号公報（ＷＯ２０１０／１４１１２０） ＵＳ９３１０４７１号公報
　しかしながら、特許文献１に記載されたＦＭＣＷ方式は、精度を確保するために長いコヒーレント長を持つ可干渉性の良いレーザが必要であり、これは一般的に高価であるため、装置のコストが高くなるという不都合がある。また、距離及び速度を正確に測定するためには、レーザ光の周波数のチャープを正確に行い、周波数の増加及び減少の際に極めて厳密な直線性を維持する必要がある。
　また、対象物の速度は、照射光と反射光によって生じるドプラーシフトを利用して測定しているが、実際の測定に当たっては、計測器や対象物が振動していることが多い。このような振動が存在する場合、特に高周波振動は、測定結果に影響を及ぼすため、Ｓ／Ｎ比が劣化するという不都合がある。
　また、ＦＭＣＷ方式の距離及び速度測定装置を、例えば自動運転用のＬｉＤＡＲに用いる場合、広角、高速、高解像度で多くのポイントを測定する必要がある。さらに、このような距離及び速度測定装置は、装置として普及を図るためには、コストを低く抑える必要がある。
　ＦＭＣＷ方式の距離及び速度測定装置を低コストで実現するために、例えば、特許文献２のような構成を採用することが考えられる。特許文献２における装置では、対象物の運動による測定可能なドプラー周波数の最小値よりも小さな周波数の周期信号で強度変調されたレーザ光を対象物に照射することで、装置のコスト低減を図っている。
　しかしながら、特許文献２に記載された構成では、対象物の速度が小さいときに、照射光と反射光によって生じるビート信号において信号の混合が生じ、距離及び速度の検出精度が大きく劣化するという不都合がある。また、当該構成では、ＬＤ（レーザダイオード）を強度変調させるために、主に正弦波で変調を行っているが、実際の光周波数は、注入電流による温度などの影響で、変調の立ち上がり及び立ち下がりで波形が乱れることがあり、Ｓ／Ｎ比が大きく劣化するおそれがある。
　また、ドプラーシフトの周波数は、測定対象である電磁波（光やミリ波）の周波数に比例する。このため、光を測定する場合は、その大きな光周波数により大きなドプラーシフトを生じる。例えば、公知のＦＭＣＷ方式のＬｉＤＡＲを、１００ｋｍ／ｈ程度の速度で移動している車両に適用する場合を考えると、ＬｉＤＡＲから照射した光は、静止した物体により反射した光を受光すると約７３ＭＨｚのドプラーシフトを生じる。さらに、その物体が近づいている場合は、さらに大きなドプラーシフトを生じる。
　この大きなドプラーシフトのドプラー周波数を解析するためには高速なＡ／Ｄコンバータが必要となり、システムが高価となる。また、一般に外界の物体（車など）は、振動している場合が多く、厳密に静止している場合はまれである。この振動は、ドプラーシフトに影響を与え、物体からの反射光の光周波数のチャープにおける直線性を劣化させるため、Ｓ／Ｎ比が大きく劣化する。この劣化に対する改善策は、前述の各特許文献では述べられていない。
　このドプラー周波数を解析する際のＳ／Ｎ比劣化の対策として、特許文献３に記載された構成が知られている。この特許文献３においては、チューナブルレーザ５０１と単一波長レーザ５０２を用いて、一方のチューナブルレーザ５０１をチャープさせ、単一波長レーザ５０２をチャープさせずに、参照光を音響光学変調器（ＡＯＭ）でシフトさせ、カメラ５１５で二乗検波している（特許文献３の図５及び公報第８カラムの３５行目～４４行目等参照）。
　特許文献３の図６は、外界の振動によるドプラーシフトが存在しない場合の反射光及び参照光の周波数の形状を示している。一方で、特許文献３の図９は、外界の振動によるドプラーシフトが存在する場合の波形を示している。特許文献３に開示されているように、当該方法においては、外界の振動によるドプラーシフトをキャンセルでき、Ｓ／Ｎ比劣化を低減できる。しかしながら、当該方法では、音響光学変調器（ＡＯＭ）が高価となり、また、カメラを用いているため、広角・高速のイメージを取得できないという不都合がある。
　また、従来技術としては、測定対象物の３次元画像を生成するためのＬｉＤＡＲであって、２つのレーザ光を用いて、異なったチャープ率で周波数変調を行い、合波後、スキャナを介して外部物体に照射するものが知られている（特許文献４）。
　しかしながら、特許文献４に記載された構成では、２つのビート信号を受信して解析する必要があり（公報の図１では処理システム、図２ではプロセッサ）、高速のＡＤコンバータやサンプリング処理が必要となり、装置が高価となる。また、特許文献４に記載された構成は、測定対象物に対してレーザ光を走査するものとなっており、ＭＥＭＳミラーを採用することが前提となっている。
　ＭＥＭＳミラーは、アナログ的にミラーを動かしてレーザ光等の走査を行うものである（例えば、特許文献５参照。）。このようなＭＥＭＳミラーの場合は、ミラーが数ＫＨｚの高速で動作できるため、パルスの時間遅れを検出するＴｏＦ方式では有効である。しかしながら、ＦＭＣＷ方式では、ミラーの移動によってＳ／Ｎ比が低下すると共に、イメージ劣化が生じるという不都合がある。
　そこで、本発明は、主にＬｉＤＡＲに適用可能な距離及び速度測定装置であって、外界の物体が振動した場合であってもＳ／Ｎ比の劣化を防止することができる距離及び速度測定装置を提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、安価なレーザを用いた場合でもＳ／Ｎ比が劣化することなく、ＭＥＭＳミラーのような可動部を有しない距離及び速度測定装置を提供することにある。さらに、本発明は、ＦＭＣＷ方式であっても物体のイメージ劣化を生じることなく、広角、高速、高解像度で多くのポイントを計測でき、これらの性能を安価な構成で実現することができる距離及び速度測定装置を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明は、レーザ光で対象物までの距離及び前記対象物の速度を測定する測定装置であって、第１波長及び第１チャープ率を有する第１レーザ光を照射する第１レーザ装置と、前記第１波長とは異なる波長の第２波長及び前記第１チャープ率とは異なるチャープ率の第２チャープ率を有する第２レーザ光を照射する第２レーザ装置と、前記第１レーザ光及び前記第２レーザ光を合波する照射側合波器と、前記照射側合波器により合波されたレーザ光を、前記対象物に照射する照射光と測定の基準となる参照光に分光する分光器と、前記照射光を前記対象物に照射し、前記対象物からの反射光を受光する照射受光装置と、前記照射受光装置から送信される前記反射光と前記参照光とを合波する受光側合波器と、前記受光側合波器により合波された合成光を電気信号に変換する光検出器と、前記光検出器によって変換された変換信号の検波を行う検波器を備え、前記検波器は、前記変換信号を検波してビート信号を取得し、前記ビート信号を周波数解析することにより前記対象物までの距離及び前記対象物の速度を解析することを特徴とする。
　本発明の距離及び速度測定装置によれば、第１レーザ装置及び第２レーザ装置によって、異なる周波数及び異なるチャープ率を有する第１レーザ光及び第２レーザ光を発生させ、これらのレーザ光を合波し、これを照射光と参照光に分光し、照射光が対象物に反射して反射光となり、反射光と参照光を合波している。また、本発明の装置では、合波された合成光を光検出器により電気信号に変換し、変換信号を検波器により検波してビート信号を取得し、ビート信号を周波数解析して対象物までの距離と対象物の速度を解析している。
　上記構成とすることにより、外界の物体が振動した場合であってもＳ／Ｎ比の劣化を防止することができる。また、上記構成においては、レーザに一般に用いられているＤＦＢレーザのような比較的に安価なレーザを用いることができる。また、本発明では、ＭＥＭＳミラーのような可動部を必要としない。
　また、本発明の距離及び速度測定装置においては、前記第１波長と前記第２波長との差は１～３５ｎｍとすることが好ましい。両波長の差が１ｎｍ未満の場合は、検波器による検波の際に、ドプラーシフトの感度が悪くなるおそれがある（１５式参照）。一方で、両波長の差が３５ｎｍを超えると、ビート信号の周波数が高くなり、解析の際に不都合が生じるおそれがある。
　また、本発明の距離及び速度測定装置においては、前記第１チャープ率と前記第２チャープ率の差（Δζ）は、測定を行う最大距離をＲｍａｘとしたときに、次の関係を満たしていることが好ましい「Δζ×２Ｒｍａｘ／Ｃ＜１０ＭＨｚ　　（Ｃは真空中の光速）」。
　また、本発明の距離及び速度測定装置においては、前記光検出器が、バランス型光検出器であることが好ましい。当該構成によれば、光検出器による光検出の際のＳ／Ｎ比の劣化を防止することができる。
　また、本発明の距離及び速度測定装置においては、前記分光器と前記受光側合波器の間に、前記参照光のコヒーレント長又は計測する最大距離に相当する距離のディレイラインを設けてもよい。
　また、本発明の距離及び速度測定装置においては、前記距離及び速度測定装置に用いられる光ファイバは偏波保持光ファイバであり、その偏光軸を接続される部材間で一致させることが好ましい。当該構成によれば、第１レーザ光及び第２レーザ光の両レーザ光の偏波回転あるいは偏光状態の変動による信号のドリフトを防ぐことができ、Ｓ／Ｎ比の向上に寄与することができる。
　また、本発明の距離及び速度測定装置においては、前記照射受光装置は、前記照射光を複数に分光する第２分光器と、分光された前記照射光を複数の異なった照射面から照射する複数の照射口を備え、複数の前記照射口に、照射角度が異なる屈折部材を装着してもよい。
　また、本発明の距離及び速度測定装置においては、前記照射受光装置は、前記照射光を照射面から照射する照射口と、前記反射光を受光する複数の受光口とを備え、前記受光口は前記照射口の周囲に配置され、前記照射光の光ビームの半径をｗｏとし、前記反射光の光ビームの半径をｗｒとし、前記ｗｒを前記ｗｏの２倍以上に設定してもよい。
　また、本発明の距離及び速度測定装置においては、前記第１レーザ装置、前記第２レーザ装置、前記照射側合波器、前記分光器、前記受光側合波器、前記光検出器、又は前記検波器の少なくとも１部を基板上に集積化してもよい。当該構成によれば、集積化による製造コストの低減と、装置の小型化、取り扱い容易化を実現することができる。
本発明の実施形態の一例であるＬｉＤＡＲの装置構成を示す説明図であり、（Ａ）は本実施形態のＬｉＤＡＲの装置構成を示す説明図、（Ｂ）は他の実施形態のＬｉＤＡＲの装置構成を示す説明図。 線形チャープにより周波数変調を受けた第１レーザ装置１ａ、第２レーザ装置１ｂからの光の周波数と時間との関係を示す説明図であり、（Ａ）はドプラーシフトがない状態、（Ｂ）は外界の振動によるドプラーシフトが存在する状態を示す。 光ビート信号の周波数解析の結果のスペクトルを示す説明図であり、（Ａ）はドプラー周波数の変動が無く一定の場合、（Ｂ）はドプラー周波数変動が重畳された場合を示す。 第１レーザ装置の電流信号である場合の（Ａ）時間波形、（Ｂ）距離、ドプラーシフト（一定と変動）を含めたトータルの周波数、（Ｃ）そのスペクトル波形を示す説明図。 第２レーザ装置の電流信号である場合の（Ａ）時間波形、（Ｂ）距離、ドプラーシフト（一定と変動）を含めたトータルの周波数、（Ｃ）そのスペクトル波形を示す説明図。 図４及び図５の波形の合成波形において（Ａ）は時間波形、（Ｂ）は距離、ドプラーシフト（一定と変動）を含めたトータルの周波数、（Ｃ）はそのスペクトル波形を示す説明図。 図１の構成において、ローカルポートに偏波保持光ファイバからなるディレイラインを追加した状態を示す説明図。 装置にディレイラインを追加したときの、アップチャープとダウンチャープ波形（周波数シフトの時間変化）を示した説明図。 測定距離が１００ｍ（Ａ）と３００ｍ（Ｂ）のときの光スペクトルを示す説明図。 ディレイラインの有無で、測定距離に対する信号成分の変化を示す説明図であり、（Ａ）がディレイラインなし、（Ｂ）がディレイラインありを示す。 他の実施形態のＬｉＤＡＲを示す説明図。 光スキャナとしてマルチスキャナを用いた場合の状態を示す説明図。 （Ａ）～（Ｄ）は、入出力部４の一例を示す説明図。 入出力部４の他の実施形態を示す説明図。 光機能部品を１チップ化した実施形態を示す説明図。 光機能部品の主要部品を１チップ化した実施形態を示す説明図。
　次に、図１から図１６を参照して、本発明の実施形態の一例であるＬｉＤＡＲ（距離及び速度測定装置）について説明する。図１（Ａ）は、本実施形態のＬｉＤＡＲ２０の装置構成を示す説明図である。
　図１（Ａ）に示すように、本実施形態のＬｉＤＡＲ２０は、レーザ光で対象物までの距離及び速度を測定する測定装置であって、第１レーザ装置１ａ及び第２レーザ装置１ｂの２つのレーザ装置を備えている。また、これらのレーザ装置、及び後述する各機器は、光ファイバ２により接続されている。
　この光ファイバ２は、偏波保持光ファイバであり、本実施形態のＬｉＤＡＲ２０内では、その偏光軸が、接続される部材間で同一方向となるように設置されている。これは、後述する光スキャナ５（照射受光装置）が偏光を利用してスイッチング（スキャン）動作するためである。なお、偏波保持型の光ファイバ２を用いない場合は、光通信で多用されている偏波ダイバーシティの構成を採用すればよい。
　第１レーザ装置１ａは、内部に第１波長及び第１チャープ率を有する第１レーザ光を生成する機器が接続されている（図示省略）。同様に、第２レーザ装置１ｂは、第１波長とは異なる波長の第２波長及び第１チャープ率とは異なるチャープ率の第２チャープ率を有する第２レーザ光を生成する機器が接続されている。
　本実施形態においては、この第１波長は例えば１．５５μｍであり、第１チャープ率は２０ＭＨｚ／μｓに設定されている。また、本実施形態では、第２波長は例えば１．５３μｍであり、第２チャープ率は１２ＭＨｚ／μｓに設定されている。ここで、第１波長と第２波長との差は、１～３５ｎｍとなるように設定されている。
　また、第１チャープ率と第２チャープ率との差（Δζ）は、測定を行う最大距離をＲｍａｘとしたときに、以下の関係を満たしている。
　Δζ×２Ｒｍａｘ／Ｃ＜１０ＭＨｚ　　　　　　　　　（１）
（Ｃは真空中の光速度）
　この式（１）の左辺の値が１０ＭＨｚ以上になると、アナログデジタルコンバーターやサンプリング回路が高価になるという不都合が生じる。
　また、図１（Ａ）に示すように、第１レーザ装置１ａ及び第２レーザ装置１ｂは、光ファイバ２を介してＷＤＭフィルタ６（照射側合波器）に接続され、ＷＤＭフィルタ６の出力側は光ファイバカプラ３ａに接続される。ＷＤＭフィルタ６は、第１レーザ装置１ａ及び第２レーザ装置１ｂによって発生する第１レーザ光及び第２レーザ光を合波する照射側合波器として作動する。
　光ファイバカプラ３ａは、本実施形態では、ＷＤＭフィルタ６によって合波された第１レーザ光及び第２レーザ光を、物体８に照射する照射光と、測定の基準となる参照光に分光する分光器である。光ファイバカプラ３ａの出力側では、照射光は照射ポート２ａに分岐され、参照光はローカルポート２ｂに分岐される。
　照射ポート２ａには、光アンプ１１及び入出力部４が接続されている。また、入出力部４には、光スキャナ５が接続されている。入出力部４の下流側には、反射光が入射される反射ポート２ｃが接続されている。
　反射ポート２ｃ及びローカルポート２ｂは、第２光ファイバカプラ３ｂ（受光側合波器）に接続されている。この第２光ファイバカプラ３ｂは、内部構造は光ファイバカプラ３ａと同一である。この第２光ファイバカプラ３ｂの出力側はバランス型光検出器７（光検出器）に接続されている。また、バランス型光検出器７の出力側は二乗検波器９（検波器）に接続されている。
　本実施形態で用いられているバランス型光検出器７は、バランス型フォトディテクタともよばれており、受光側合波器である第２光ファイバカプラ３ｂにより合波された合成光を電気信号に変換する機器である。バランス型光検出器７は、光検出器の一種であって、Ｓ／Ｎ比が優れている点に特徴がある。本実施形態では、このバランス型光検出器７として、浜松フォトニクス社製のＣ１２６６８等を用いている。
　また、二乗検波器９は、バランス型光検出器７によって変換された変換信号の検波を行う機器である。この二乗検波器９では、変換信号を検波してビート信号を取得し、このビート信号を周波数解析することにより物体８までの距離及び速度（相対速度）を解析している。
　本実施形態においては、光スキャナ５として、本願発明者等によるＰＣＴ出願の図１２に記載されたスイッチングエンジンと同じ構造のものを使用している（ＷＯ２０１９／００４２９５号公報参照）。本実施形態では、さらにその表面に種々の角度を持つ楔型プリズム１０１を装着している（図１２参照）。この楔型プリズム１０１は、複数の光ビームの照射角度が異なるように異なる照射角度を有する屈折部材であり、楔型プリズム１０１の表面が照射面及び照射口となる。
　なお、図１（Ｂ）は、本発明の他の実施形態のＬｉＤＡＲ２１を示したものである。用いるレーザの発信周波数が近接しているため偏波保持型の光ファイバカプラ３ａの分岐比波長依存性が無視できる。このため、図１（Ａ）におけるＷＤＭフィルタ６を用いておらず、偏波保持型の光ファイバカプラ３ａを照射側合波器及び分光器として使用している。本発明のＬｉＤＡＲにおいては、この図１（Ａ）及び（Ｂ）に記載されたいずれの構成を採用してもよい。
　本実施形態におけるＬｉＤＡＲ２０は、上記構成を備えており、第１レーザ装置１ａ及び第２レーザ装置１ｂによって生成される第１レーザ及び第２レーザは、以下のような経路で伝達される。
　第１レーザ及び第２レーザは、ＷＤＭフィルタ６によって合波され、合波されたレーザ光は、光ファイバカプラ３ａに伝達されて照射光と参照光に分光される。照射光は照射ポート２ａ内を伝達されて光アンプ１１によって増幅され、入出力部４及び光スキャナ５を介して、外界の対象物である物体８に向けて照射される。物体８に照射された照射光は、物体８の表面で反射されて反射光として光スキャナ５及び入出力部４を経由して反射ポート２ｃに入射する。
　反射ポート２ｃ内を伝達された反射光は、第２光ファイバカプラ３ｂによってローカルポート２ｂ内を伝達された参照光と合波される。第２光ファイバカプラ３ｂによって合波された合成光は、バランス型光検出器７によって電気信号に変換される。
　ここで、第２光ファイバカプラ３ｂによって合波された合成光は、第１レーザ光及び第２レーザ光の反射光と、第１レーザ光及び第２レーザ光の参照光であるので、２つの近接した光ビート信号となる。この光ビート信号は、バランス型光検出器７で受信され、２つの近接したＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ビート信号に変換される。
　その後、ＲＦビート信号は二乗検波器９により、２つのＲＦビート信号の差の電気信号に変換される。この電気信号は、光ビート信号に比較して低速であるため、低価格なＡＤＣ（アナログ・デジタルコンバータ）が使用できる。
　ここで、本実施形態において、ＷＯ２０１９／００４２９５号公報に記載された光スキャナを用いる理由について説明する。光スキャナとしては、共振モードのＭＥＭＳミラーのようにアナログ的に光ビームを偏向するものと、本実施形態の光スキャナ５のようにデジタル的にスイッチするものがある。従来技術で用いられているＭＥＭＳミラーを共振モードで使用する方式は、アナログ的に光ビームを偏向するため、常に照射する光は動いていることになる。
　パルスを照射するＴｏＦ方式では、パルス幅が数ｎ秒であるため、その間に動く移動距離は無視できる。例えば、パルス幅が５ｎ秒、６０°のＦｏＶ（Ｆｉｅｌｄ　ｏｆ　Ｖｉｅｗ）、１ＫＨｚの共振モードの場合は、３００ｍ先で約３ｍｍの移動量となり、ミラーの動きがあってもその影響はほぼ無視できる。
　しかしながら、ＦＭＣＷ方式では、数μｓ～数千μｓの時間で物体を検出するため、その移動距離は数ｍ～数百ｍとなり、ミラーの動きによってイメージ画像の取得が困難になる。一方、上記公報に記載の機器のようにデジタル的にスイッチする場合は、そのまま一定の位置に止まっているため、イメージ画像が歪みは生じない。よって、本実施形態においては、レーザビームをデジタル的にスイッチする光スキャナ５を採用している。
　次に、信号処理の流れについて詳細に説明する。
　図１（Ａ）、図１（Ｂ）、図２（Ａ）、及び図２（Ｂ）を用いて、信号処理の流れを説明する。線形チャープにより周波数変調を受けた第１レーザ装置１ａ、第２レーザ装置１ｂからの光は、次式で与えられる。
Ｅａ＝Ａａ　ｅｘｐｉ（ωａｔ＋ζａｔ２／２）　　　　　　　（２）
Ｅｂ＝Ａｂ　ｅｘｐｉ（ωｂｔ＋ζｂｔ２／２）　　　　　　　（３）
　ここで、ωｉ（ｉは、ａ又はｂ。以下同じ。）は光の周波数、ζｉはチャープ率（光周波数の傾き）であり、次式で与えられる。
ζｉ＝Ｂｉ／Ｔ　　　　　　　　　　　（４）
ここで、Ｂｉは図２に示す周波数シフト量であり、Ｔはチャープ時間である。
　物体８から反射し、入出力部４を経由して光スキャナ５に入射した光は、次式で与えられる。
Ｅａ’＝η１／２Ａａ　ｉｅｘｐ｛ωａ（ｔ－τ）＋ζａ（ｔ－τ）２／２＋φａ（ｔ）｝　　（５）
Ｅｂ’＝η１／２Ａｂ　ｉｅｘｐ｛ωｂ（ｔ－τ）＋ζｂ（ｔ－τ）２／２＋φｂ（ｔ）｝　　（６）
　ここで、τは物体８から反射して戻ってくる往復による光の遅延時間であり、物体８までの距離をＲとすると、次式で与えられる。
τ＝２Ｒ／Ｃ　　　　　　　　　　　　　　　　　（７）
　ここで、Ｒは物体までの距離、Ｃは光速、ηは光パワーの減衰率である。
　これら４つの光が第２光ファイバカプラ３ｂにより合流し、バランス型光検出器７で受信される。２つの異なる第１レーザ装置１ａ、第２レーザ装置１ｂからの光は相関が無く干渉することはない。また、それらの周波数差は数十ＧＨｚ程度以上であるため、低速なバランス型光検出器７では追従できない。従って、最終的に直流成分を除去された電流ｉ（ｔ）は次式で与えられる。
ｉ（ｔ）＝ｉａ（ｔ）＋ｉｂ（ｔ）　　　　　　　　（８）
ｉｉ（ｔ）＝ｒｅｃｔ（ｔ／Ｔ－１／２）η１／２ｃｏｓθｉ　　　　　（９）
θｉ＝ωｉτ＋ζｉτｔ＋ζｉτ２／２＋φｉ（ｔ）　　　　　　　（１０）
　式（１０）において、ωｉτ（ｉは、ａ又はｂ）は定数の位相項であり、ζｉτ２／２は（７）式より、光速Ｃが大きいため無視できる。従って、重要な位相項θは、次式である。
θｉ＝ζｉτｔ＋φｉ（ｔ）　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１）
　（１１）式の位相を時間微分することで、その周波数ｆｉ（ｉは、ａ又はｂ）が得られる。
２πｆｉ＝ｄθｉ（ｔ）／ｄｔ＝ζｉτ＋ｄφｉ（ｔ）／ｄｔ　　　　（１２）
　（１２）式の右辺において、第１項ζｉτは、距離に応じて変化するビート周波数であり、第２項ｄφｉ（ｔ）／ｄｔは物体８の速度、振動などによる周波数変化やスペックルによる周波数変化を示す。例えば、物体８の速度、振動などによる位相変化の場合は次式に示すようなドプラーシフトで与えられる。
２πｆｄｐｉ＝ｄφｉ（ｔ）／ｄｔ＝２π／λｉ・（２ｄＲ／ｄｔ）＝２π（２υ／λｉ）　　　（１３）
　ここで、ｆｄｐｉ（ｉは、ａ又はｂ）はドプラー周波数、λｉはレーザの発信波長、υは物体の速度である。物体の速度が一定の場合は、ドプラー周波数も一定となるが、物体の速度υが時間的に変化する場合、ドプラー周波数も時間的に変化する。
　その一例を図２（Ｂ）に示す。図２（Ａ）と比較し、反射光にドプラー周波数による周波数変動が重畳されている。この周波数変動は、Ｓ／Ｎ比を大きく劣化させる。
　図３は、ドプラー周波数の変動が無く一定の場合（Ａ）と、ドプラー周波数変動が重畳された場合（Ｂ）の光ビート信号の周波数解析の結果のスペクトルを示す。この例では、１０ＫＨｚ、２０ＫＨｚ、３０ＫＨｚで物体が約０．０３μｍ～約０．０１μｍの振幅を持つ振動が重畳されている。
　変動が無い場合は、単一スペクトルの光ビート信号であり、Ｓ／Ｎ比に優れているが、変動が有る場合は、光ビート信号が広がり、Ｓ／Ｎ比が劣化する。このように高い周波数では僅かな変位の振動が、Ｓ／Ｎ比の劣化を招く。
　この劣化を回避するため、（８）式で得られたｉ（ｔ）を更に二乗検波する。
ｉ２（ｔ）＝ｒｅｃｔ（ｔ／Ｔ－１／２）ησ（θａ，θｂ）　　　（１４）
σ（θａ，θｂ）＝１＋１／２｛ｃｏｓ２θａ＋ｃｏｓ２θｂ＋２（ｃｏｓθａ＋ｃｏｓθｂ）｝＋ｃｏｓ（θａ－θｂ）　　　（１５）
　ここで、（１１）式で示されるθａ、θｂであるが、チャープ率ζｉと波長λｉを近接させることにより、（１２）式、（１５）式より、ほぼ同じ大きさに制御でき、{　}で括った第２項は、ほぼ同じビート周波数ｆａ～ｆｂの２倍の周波数をもつ。一方、最後の項は重要であり、これが最終的に検出するビート信号である。θａ、θｂはほぼ同じ大きさの位相を持つため、そのビート周波数は、低周波にシフトする。
　以下、その具体例を説明する。図４は、先ず１波長のみ、すなわち（８）式の第１項である電流ｉａ（ｔ）の信号である。１つの第１レーザ装置１ａの波長が１．５５μｍでチャープ率が２０ＭＨｚ／μｓの場合の（Ａ）時間波形、（Ｂ）距離、ドプラーシフト（一定と変動）を含めたトータルの周波数、（Ｃ）そのスペクトル波形を示す。
　図５は、同様にもう１つの第２レーザ装置１ｂの電流ｉｂ（ｔ）の信号であり、波長が１．４９５μｍでチャープ率が１２ＭＨｚ／μｓの場合の（Ａ）時間波形、（Ｂ）距離、ドプラーシフト（一定と変動）を含めたトータルの周波数、（Ｃ）そのスペクトル波形を示す。図４及び図５は、共にほぼ同様の波形となっているが、スペクトルのピークが僅かに異なっている。また、共にスペクトルはドプラーシフトの変動により広がっている。
　図６は、これらの２つの波形を足し合わせた（１４）式の信号であり、図６（Ａ）は時間波形、図６（Ｂ）は距離、ドプラーシフト（一定と変動）を含めたトータルの周波数時間変化、図６（Ｃ）はそのスペクトル波形を示す。なお、スペクトル波形では、図中に（１５）式の第１項、第２項、第３項のビート周波数を示している。時間波形では、（１５）式の第３項で示した電流ｉａ（ｔ）と電流ｉｂ（ｔ）の周波数差によるビート信号が生じている。
　また、第３項の低周波側のビート周波数でのドプラーシフトの変動幅は、ほぼ無視できる程度にキャンセルされ、一定であり、二乗検波後の低周波側のスペクトルは、広がりが無く、極めて理想的な線スペクトルであり、Ｓ／Ｎ比の劣化もない。
　（１５）式の第３項で示めされる二乗検波後の低周波側のスペクトル周波数ｆｂは次式で与えられる。
ｆｂ＝１／２π［Δζτ＋ｄ（Δφ）／ｄｔ］
　　＝Δζτ／２π＋２υΔλ／λ２　　　　　　　　　（１６）
　　＝Δζτ／２π＋ｆｄｐ
　ここで、ΔζおよびΔλは次式で与えられる。
Δζ＝ζａ－ζｂ　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１７）
Δλ＝λａ－λｂ　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１８）
　（１６）式の第１項は、距離によるビート信号であり、第２項は、ドプラーシフトによるビート信号である。（１７）式および（１８）式より、近接したチャープ率と波長を用いることでトータルなビート信号を低周波にダウンコンバートでき、低価格なＡＤコンバータやサンプリング信号処理を実現できる。
　以上の信号処理は、図２（Ｂ）におけるアップチャープ（右上がりの周波数）とダウンチャープ（右下がりの周波数）の２つの領域で実施することで距離による周波数とドプラーシフト周波数を分離できる。これを実現するために、図７に示すように、ローカルポート２ｂに偏波保持光ファイバからなるディレイライン１０を追加する。このディレイライン１０の長さＬは、目標とする最大計測距離に相当する距離をＲｍａｘとすると次式となるように設定する。
Ｌｄ～２Ｒｍａｘ／Ｎｅｆｆ　　　　　　　　　　　（１９）
　ここで、ＮｅｆｆはＰＭＦ（Polarization Maintaining Fiber）の等価屈折率である。
　これにより距離によるビート信号とドプラーシフトによるビート信号を分離できるばかりでなく、相対速度の方向（近づいているか、遠のいているか）を検出できる。以下、その理由について説明する。図８は、ディレイライン１０を追加したときの、アップチャープとダウンチャープ波形（周波数シフトの時間変化）を示したものである。
　横軸に各物体８の距離（近い場合、中間の場合、最大距離の場合）、縦軸に本実施形態のＬｉＤＡＲ２０と物体８との相対速度（＋は近づいている場合、－は遠のいている場合）を示す。本実施形態では、最大計測距離のディレイライン１０を追加しているため、参照光のアップチャープとダウンチャープ波形（実線）は右側にシフトしている。また、測定光（反射光）も、距離に応じて右側にシフトする。計測範囲の距離において、常に次式が成り立つ。
τｄ＞τ　　　　　　　　　　　　　　　（２０）
　ここで、τｄはディレイライン１０によるディレイタイムであり、次式で与えられる。
　τｄ＝Ｌｄ／Ｃ　　　　　　　　　　　　（２１）
　図８から分かるように、本実施形態のＬｉＤＡＲ２０と物体８との相対速度が＋の場合（近づいている場合）は、反射光のアップチャープとダウンチャープ波形は上方にシフトし、逆に相対速度が－の場合（遠のいている場合）は、反射光のアップチャープとダウンチャープ波形は下方にシフトする。
　従って、アップチャープとダウンチャープにおける反射光と参照光のビート周波数は次式で与えられる。
　　　・相対速度が＋の場合
アップチャープのビート周波数：ｆｕｐ＝＋ｆｄｐ＋Δζ（τｄ－τ）　　（２２ａ）
ダウンチャープのビート周波数：ｆｄｏｗｎ＝＋ｆｄｐ－Δζ（τｄ－τ）　（２２ｂ）
　　　・相対速度が－の場合
アップチャープのビート周波数：ｆｕｐ＝－ｆｄｐ＋Δζ（τｄ－τ）　　（２２ｃ）
ダウンチャープのビート周波数：ｆｄｏｗｎ＝－ｆｄｐ－Δζ（τｄ－τ）　（２２ｄ）
　また、図８より最大距離より近い測定範囲で下記の情報を得ることができる。
（１）ｆｕｐ＞ｆｄｏｗｎの時：相対速度は＋，ｆｄｐ＝１／２（ｆｕｐ＋ｆｄｏｗｎ）　　（２３ａ）
（２）ｆｕｐ＜ｆｄｏｗｎの時：相対速度は－，ｆｄｐ＝－１／２（ｆｕｐ＋ｆｄｏｗｎ）　　（２３ｂ）
（３）距離によるビート周波数：Δζ（τｄ－τ）＝１／２（ｆｕｐ－ｆｄｏｗｎ）　　　（２３ｃ）
　以上より、相対速度υと距離Ｒは次式より導出できる。
υ＝λａλｂ／｛８π（λａ－λｂ）（ｆｕｐ＋ｆｄｏｗｎ）｝　　　　　（２４）
Ｒ＝Ｌｄ－Ｃ（ｆｕｐ－ｆｄｏｗｎ）／４Δζ　　　　　　　　　　　　　（２５）
　一方、他の実施形態では、ディレイライン１０の長さＬを次式となるように設定する。
Ｌ～２Ｌｃ／Ｎｅｆｆ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２６）
　ここで、Ｌｃはコヒーレント長である。
　上記ディレイライン１０の長さをどちらに設定するかは、ＬｉＤＡＲシステムの仕様に応じて決定される。
　ここでは、ディレイラインの長さＬをコヒーレント長Ｌｃに設定した場合について説明する。実施形態の図９では、ディレイライン１０を付加していない場合の光信号のスペクトルである。図９は、測定距離が１００ｍ（Ａ）と３００ｍ（Ｂ）のときの、光スペクトルを示す。
　ここでは、ノイズとしてレーザの位相雑音とＦＭＣＷの信号のスペクトルを示している。なお、計測時間は１ｍｍ秒である。このように、距離が大きくなると時間遅れτによる光の相関性が失われ信号成分が劣化する。本実施形態では、信号パワーが１００ｍの際の３０ｄＢから、３００ｍでは２０ｄＢに劣化している。
　図１０は、ディレイライン有、無の場合の、測定距離に対する信号成分の変化を示す。図１０（Ａ）に示したように測定距離が増大すると光の相関性が失われ信号成分が減少する。その減衰率は距離の２乗で減衰する。さらにＬｉＤＡＲから照射する光は、コリメートされているため距離の影響受けにくいが、物体８で反射した後の光パワーは、ほぼ距離Ｒの２乗で拡散する。
　この一部の反射光を光スキャナ５の開口で受信するため、受光する光パワーにおいてもほぼ距離の２乗で減衰する。従って、ディレイライン１０がない場合は、光のヘテロダイン検波を考慮すると距離の３乗～４乗で光信号成分が減衰することになり、距離に対して急激に劣化する。本例では９０ｄＢ以上の信号成分の劣化が生じている。
　一方、図１０（Ｂ）に示すように、ディレイラインが有る場合は、ＬｉＤＡＲから近い距離では、光の拡散による減衰は小さいが、ディレイライン１０の付加により光の相関性が劣化し、信号成分の低下が生じる。逆にＬｉＤＡＲから遠い距離では、光の拡散による減衰は大きいが、ディレイライン１０の付加により光の相関性は良い。
　従って、ディレイライン１０を設けた場合は、近距離から遠距離（Ｒｍａｘ）まで、信号成分の劣化は低く抑えられ、ほぼ一定のレベルとなる。本例では約３０ｄＢの信号成分の劣化でペナルティーが抑えられている。以上より、ディレイライン１０を付加することで、これを付加しない場合に比べ６０ｄＢ以上のＳ／Ｎ比を向上できる。
　図１１は他の実施形態のＬｉＤＡＲ２２を示す説明図である。ここでは、光スキャナとしてマルチスキャナ１００（図１２）を用いて、広角、高速に光をスキャンする。本実施形態では、これまでの実施形態の照射光を１：Ｎ光スプリッタ１０２で分割した後、それぞれの光を入出力部４と接続する。一方、物体８からの反射光はマルチスキャナ１００を通過した後、入出力部４を通り、各バランス型光検出器７で受信した後、各二乗検波器９で検波される。この構造では、多くのバランス型光検出器７各二乗検波器９を用い、それに応じてＡＤコンバータの数も増加するため、システム低廉化を図るためには、本特許が極めて有効である。
　マルチスキャナ１００の構造の一例を図１２に示す。マルチスキャナ１００は、本願発明者等によるＰＣＴ出願の図１２に記載されたスイッチングエンジンと同じ構造のものを使用している（ＷＯ２０１９／００４２９５号公報参照）。本実施形態では、さらにその表面に種々の角度を持つ楔型プリズム１０１を配置している。
　本実施形態では、９つの楔型プリズム１０１をマルチスキャナ１００上に配置している。各楔型プリズム１０１に９つの入出力部４を結合させ、各楔型プリズム１０１の角度を適切に選ぶことで、それぞれ異なった前方のシーンを独立にスキャンでき、各スキャンの継ぎ目の影響が小さい広ＦｏＶ・高速・高分解能なＬｉＤＡＲを実現できる。
　図１３（Ａ）～（Ｄ）は、入出力部４の一例を示す説明図である。入出力部４は、光サーキュレーターなどを用いることができるが、１回のスキャンで一つの画素（ピクセル）となる。一方、本実施形態の入出力部４においては、１回のスキャンで一度に４つの画素（ピクセル）を得ることができる。
　本実施形態の入出力部４は、図１３（Ｂ）に示すように、２種類の曲率の異なった５つレンズを一体化した一体レンズ２０１と、個別のレンズ２００及び偏波保持型の光ファイバ２から構成される。この一体レンズ２０１は、曲率半径の小さいレンズ２０２（照射口）を１つ、曲率半径の大きいレンズ２０３（受光口）を４つ備えている。
　図１３（Ａ）に示すように、一体レンズ２０１の中央のレンズ２０２の曲率半径が小さいため、照射される光はビーム寸法の小さな光（ビーム半径ｗｏ）となり照射光として使用する。一方、レンズ２０２の周囲には、レンズ２０２より曲率半径の大きい４つのレンズを配置し、反射光の受光用として使用する。
　以下、その動作を説明する。中央の偏波保持光ファイバ２から出射した光は、レンズ２００とレンズ２０２でコリメートされ照射光として物体に照射される。一方、物体から反射してきた反射光はレンズ２０３で受光され、更にレンズ２００で偏波保持光ファイバ２に入射する。ここで、レンズ２０３とレンズ２００は、僅かなオフセットΔｘを持つように配置している。これは、物体上で上下２つの光ビームが適切な間隔となるように調整される（本実施例では、２つの光ビームのすそ野が重なるように配置している）。いま、受光用の偏波保持光ファイバ２から光を出射させ逆行させた場合（逆行させた光）、光のレシプロカル性により照射光と逆行させた光は、図１３（Ｃ）に示すように物体上ではオーバーラップする必要がある。オーバーラップしない場合は、物体からの反射光を受光できない。このため、照射光のビームサイズｗｏと反射光のビームサイズｗｒ（逆行させた光のビームサイズｗｒ）は、下記の条件を満たすことが必要となる。
ｗｒ≧２ｗｏ　　　　　　　　　　　　　（２７）
　以下、このように、ビームサイズｗｒをビームサイズｗｏの２倍以上に設定した理由について説明する。偏波保持光ファイバ２から出射する光はガウス分布をしており、ガウスビームの伝搬に従う。コリメートされた光は伝搬するにつれ、回折により広がり、その広がり角α（半角）は、次式に示すようにコリメート時のビームサイズに反比例する。
α＝λ／ｗπ　　　　　　　　　　　（２８）
　ここで、λは波長、ｗはビームサイズである。
　従って、ビーム直径の小さな照射光（ビーム半径ｗｏ）は、遠方の物体上では、大きなビームサイズ（Ｗ’ｏ）となり、逆に反射光（逆行させた光）は、ビーム直径が大きい（ビーム半径ｗｒ）ため、遠方の物体上では、大きなビームサイズ（Ｗ’ｒ）となる。
　距離Ｒでの光ビームサイズは、２αＲで与えられる。従って、遠方の物体上で照射光と２つの反射光がオーバーラップするためには、２Ｗ’ｒ＜Ｗ’ｏを満たす必要があり（２７）式を得る。
　図１３（Ｃ）は、その一例であり、ｗｏ＝２ｍｍ、ｗｒ＝５ｍｍの場合の距離をビームサイズの関係を示したものである。遠方では、照射光は反射光を包含していることが分かる。なお、ここでは、反射光の受光用として４つのポートの場合を示している波、その他５つ、６つ・・・と多くのポートへの拡張も可能である.
　図１４は、入出力部４の他の実施形態を示す説明図である。本実施形態では、１つのレンズ２０４を用いており、そのレンズ２０４の中心に照射光のレンズ２００と偏波保持光ファイバ２を配置し、その上下に反射光の受光用のレンズ２００と偏波保持光ファイバ２を配置している。ここでは、照射光用のレンズ２００と受光用のレンズ２００は異なるものを使用しており、結果として図１３に示す実施例と同様の反射光を受光できるようにビームサイズを調整している。
　図１５は、図１１の実施形態の光機能部品を１チップ化した実施形態である。第１レーザ装置１ａ、第２レーザ装置１ｂ、偏波保持型光ファイバカプラ３ａ、１：Ｎ光スプリッタ１０２（第２分光器）、バランス型光検出器７、光タップ、光アンプ１１（ここではＳＯＡ：Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｏｐｔｉｃａｌ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）をシリコン基板上にハイブリッド集積化したものである。偏波保持型光ファイバカプラ３ａ、１：Ｎ光スプリッタ１０２、光タップはシリコン導波路３０１のパターニングより実現でき、第１レーザ装置１ａ、第２レーザ装置１ｂ、光アンプ１１、バランス型光検出器７は、材料が異なるため、これら素子とシリコン導波路を高効率で光結合させている。
　また、チップの右側の端面で、シリコン導波路と光ファイバ２を結合させている。このとき、シリコン導波路と偏波保持光ファイバのスポットサイスをできるだけ一致させるように、シリコン導波路の出力端をモード拡大させる構造としている。なお、ディレイライン１０として上部に光ファイバ２のコイルを結合している。これらの光ファイバ２の主軸は、シリコン導波路３０１の主軸（基板に平行および垂直）に一致させている。
　また、図１６は、図１１の実施形態の光機能部品の一部を１チップ化した実施形態である。ここでは、材料が異なる第１レーザ装置１ａ、第２レーザ装置１ｂ、光アンプ１１（ここではＥＤＦＡ：Ｅｒｉｂｉｕｍ　Ｄｏｐｅｄ　Ｆｉｂｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒを用いている）、及びバランス型光検出器７を外付けとし、その間は光ファイバ２を用いて結合させている。これらは、いずれも各素子の偏光軸と光ファイバ２の主軸を一致させて結合している。
　このように、図１５及び図１６の実施形態では、多くの機能素子を集積化することで、小型化、低コスト化が可能となる。
　なお、上記実施形態においては、本実施形態の距離及び速度測定装置をＬｉＤＡＲに適用しているが、これに限らず、ロボット等の他のセンサに用いてもよい。また、上記実施形態では、検波器として二乗検波を行う二乗検波器９を用いているが、検波としてはこれに限らず、包絡線検波を行う包絡線検波器（図示省略）を用いてもよい。また、他に一般的に用いられている検波方法を採用してもよい。
１ａ：第１レーザ装置
１ｂ：第２レーザ装置
２：光ファイバ
３ａ：光ファイバカプラ
３ｂ：第２光ファイバカプラ
４：入出力部
５：光スキャナ
６：ＷＤＭフィルタ
７：バランス型光検出器（光検出器）
８：物体
９：二乗検波器（検波器）
１０：ディレイライン
１１：光アンプ
２０，２１，２２：ＬｉＤＡＲ
１００：マルチスキャナ
１０１：楔型プリズム
１０２：１：Ｎ光スプリッタ
２００：レンズ
２０１：一体レンズ
２０２～２０４：レンズ
３０１：シリコン導波路

 

Claims (9)

  1. 　レーザ光で対象物までの距離及び前記対象物の速度を測定する測定装置であって、
    　第１波長及び第１チャープ率を有する第１レーザ光を照射する第１レーザ装置と、
    　前記第１波長とは異なる波長の第２波長及び前記第１チャープ率とは異なるチャープ率の第２チャープ率を有する第２レーザ光を照射する第２レーザ装置と、
    　前記第１レーザ光及び前記第２レーザ光を合波する照射側合波器と、
    　前記照射側合波器により合波されたレーザ光を、前記対象物に照射する照射光と測定の基準となる参照光に分光する分光器と、
    　前記照射光を前記対象物に照射し、前記対象物からの反射光を受光する照射受光装置と、
    　前記照射受光装置から送信される前記反射光と前記参照光とを合波する受光側合波器と、
    　前記受光側合波器により合波された合成光を電気信号に変換する光検出器と、
    　前記光検出器によって変換された変換信号の検波を行う検波器を備え、
    　前記検波器は、前記変換信号を検波してビート信号を取得し、前記ビート信号を周波数解析することにより前記対象物までの距離及び前記対象物の速度を解析することを特徴とする距離及び速度測定装置。
  2. 　請求項１に記載の距離及び速度測定装置において、
    　前記第１波長と前記第２波長との差は、１～３５ｎｍであることを特徴とする距離及び速度測定装置。
  3. 　請求項１又は２に記載の距離及び速度測定装置において、
    　前記第１チャープ率と前記第２チャープ率の差（Δζ）は、測定を行う最大距離をＲｍａｘとしたときに、以下の関係を満たしていることを特徴とする距離及び速度測定装置。
    　Δζ×２Ｒｍａｘ／Ｃ＜１０ＭＨｚ　　（Ｃは真空中の光速）
  4. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の距離及び速度測定装置において、
    　前記光検出器が、バランス型光検出器であることを特徴とする距離及び速度測定装置。
  5. 　請求項１～４のいずれか１項に記載の距離及び速度測定装置において、
    　前記分光器と前記受光側合波器の間に、前記参照光のコヒーレント長又は計測する最大距離に相当する距離のディレイラインを設けたことを特徴とする距離及び速度測定装置。
  6. 　請求項１～５のいずれか１項に記載の距離及び速度測定装置において、
    　前記距離及び速度測定装置に用いられる光ファイバは偏波保持光ファイバであり、その偏光軸を接続される部材間で一致させたことを特徴とする距離及び速度測定装置。
  7. 　請求項１～６のいずれか１項に記載の距離及び速度測定装置において、
    　前記照射受光装置は、前記照射光を複数に分光する第２分光器と、分光された前記照射光を複数の異なった照射面から照射する複数の照射口を備え、
    　複数の前記照射口に、照射角度が異なる屈折部材を装着したことを特徴とする距離及び速度測定装置。
  8. 　請求項１～６のいずれか１項に記載の距離及び速度測定装置において、
    　前記照射受光装置は、前記照射光を照射面から照射する照射口と、前記反射光を受光する複数の受光口とを備え、
    　前記受光口は前記照射口の周囲に配置され、
    　前記照射光の光ビームの半径をｗｏとし、
    　前記反射光の光ビームの半径をｗｒとし、
    　前記ｗｒを前記ｗｏの２倍以上に設定したことを特徴とする距離及び速度測定装置。
  9. 　請求項１～８のいずれか１項に記載の距離及び速度測定装置において、
    　前記第１レーザ装置、前記第２レーザ装置、前記照射側合波器、前記分光器、前記受光側合波器、前記光検出器、又は前記検波器の少なくとも１部を基板上に集積化したことを特徴とする距離及び速度測定装置。
     
     

     
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