WO2021005819A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2021005819A1
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detection
current
change
capacitor
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達也 細谷
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株式会社村田製作所
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to an inductor and a switching power supply device including an inductor current detection circuit that detects a switching current flowing through the inductor.
  • the inductor current can be detected with high accuracy, (1) in order to protect the circuit, the output current can be limited to protect against an output short circuit or overload.
  • AVP adaptive voltage positioning
  • a circuit configuration for detecting current there is one that detects the voltage drop of a resistor inserted in series with the current path.
  • a small current of less than 10A may be a solution to detect an accurate current, but a large current is not practical considering the circuit size and power loss. It is advantageous in terms of high power density and cost reduction to use the circuit elements constituting the power conversion circuit for current detection with a small power loss.
  • the technology that uses the DC resistance (DCR) of the inductor for current detection has a problem that the accuracy of current detection is greatly reduced when the input voltage or load in the power conversion circuit changes. That is, when the input voltage or the load changes, the current waveform flowing through the inductor changes accordingly, so that the accuracy of current detection decreases. It is possible to correct the current detection signal according to changes in the input voltage and load, but the circuit becomes larger and more complicated, and power consumption in the peripheral circuits reduces power efficiency, making it highly practical. descend.
  • an object of the present invention is a simple circuit configuration with a small number of components, and high current detection accuracy even if there is a change in input voltage or load, a change in switching frequency, heat generation of the inductor, a change in the ambient temperature of the inductor, etc.
  • the purpose is to provide a simple and compact switching power supply device that can maintain and realize highly efficient power conversion.
  • the switching power supply device as an example of the present disclosure is An inductor connected in series with a current path that supplies current to the output unit, a capacitor connected in parallel with the output unit, a switching element that generates a switching current that flows through the inductor, and a current that flows through the inductor.
  • a switching control circuit for switching and controlling the switching element at a switching frequency according to the detection result of the inductor current detection circuit is provided.
  • the inductor current detection circuit is composed of a detection capacitor connected in series and a time constant circuit having a detection resistor, and is connected in parallel to the inductor.
  • the CR product which is the product of the capacitance (C) of the detection capacitor and the resistance value (R) of the detection resistor in the time constant circuit, is the value of the inductance and the equivalent series resistance of the inductor at the switching frequency.
  • the detection capacitor has a capacitance frequency characteristic in which the capacitance decreases as the frequency rises from the switching frequency, and the change in the capacitance with respect to the change in the frequency causes a change in the resistance value of the equivalent series resistance with respect to the frequency. Is compensated, and the predetermined equation relationship is maintained from the switching frequency to the high frequency band.
  • the inductor current detection circuit outputs the voltage across the detection capacitor as an electric signal for detecting the current flowing through the inductor.
  • the predetermined equation relation can be maintained with respect to a change in which the resistance value of the equivalent series resistance of the inductor increases with respect to the frequency.
  • the change in capacitance with respect to the change in frequency compensates for the change in resistance value of the equivalent series resistance with respect to frequency. Therefore, even if the waveform of the inductor current changes and the magnitude or ratio of the harmonic component of the switching frequency included in the inductor current changes, the CR time constant of the time constant circuit is the inductance of the inductor and the equivalent series resistance. Maintain a predetermined (constant) equality relationship with the value of.
  • the switching power supply device as an example of the present disclosure is An inductor connected in series with a current path that supplies current to the output unit, a capacitor connected in parallel with the output unit, a switching element that generates a switching current that flows through the inductor, and a current that flows through the inductor.
  • a switching control circuit for switching and controlling the switching element at a switching frequency according to the detection result of the inductor current detection circuit is provided.
  • the inductor current detection circuit has a time constant circuit composed of a detection capacitor and a detection resistor connected in series, and is connected in parallel to the inductor.
  • the detection capacitor is affected by temperature that correlates with the temperature change of the inductor.
  • the CR product which is the product of the capacitance (C) of the detection capacitor and the resistance value (R) of the detection resistor in the time constant circuit, is the value of the inductance and equivalent series resistance of the inductor at the rated operating temperature.
  • the time constant circuit has a time constant temperature characteristic in which the CR product decreases as the temperature rises from the rated operating temperature, and the change in the CR product with respect to the change in the temperature causes the inductance of the inductor to change.
  • the change with respect to temperature, and the change with respect to temperature of the equivalent series resistance of the inductor are compensated, and the predetermined equation relationship is maintained from the rated operating temperature to the high temperature range.
  • the inductor current detection circuit outputs the voltage across the detection capacitor as an electric signal for detecting the current flowing through the inductor.
  • the inductor has a DC superimposition characteristic in which the inductance value decreases as the magnetic permeability of the magnetic material decreases when the current flowing there reaches the current that magnetically saturates the magnetic material. As the temperature rises, the current that reaches the magnetic saturation decreases, so that the inductance value decreases even with a smaller amount of current.
  • the value of the equivalent series resistance of the inductor changes with respect to the temperature change according to the temperature characteristics of the resistivity of the conductor. That is, the equivalent series resistance value increases as the temperature rises.
  • a simple circuit configuration with a small number of components maintains high current detection accuracy even if there are changes in input voltage or load, changes in switching frequency, heat generation of the inductor, changes in ambient temperature of the inductor, etc.
  • a simple and compact switching power supply that can realize high-efficiency power conversion can be obtained.
  • FIG. 1 (A) and 1 (B) are circuit diagrams of a switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a waveform diagram obtained by simulating the voltage and current of each part shown in FIG. 1 (B).
  • FIG. 3A is a diagram showing a change characteristic of the inductance component of the inductor L1 (Lo shown in FIG. 1B) with respect to frequency
  • FIG. 3B is an AC resistance characteristic (equivalent series resistance Rs) of the inductor L1. It is a figure which shows the change characteristic with respect to the frequency of.
  • FIG. 4 is a diagram showing characteristics with respect to frequency of the multilayer ceramic capacitor when a multilayer ceramic capacitor is used as the detection capacitor C1.
  • FIG. 1 (A) and 1 (B) are circuit diagrams of a switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a waveform diagram obtained by simulating the voltage and current of each part shown in FIG. 1 (B).
  • FIG. 3A is a diagram showing a
  • FIG. 5 is a diagram showing the temperature characteristics of the inductance value with respect to the current of the inductor.
  • FIG. 6 is a diagram showing the temperature characteristics of the relative permittivity of the three types of multilayer ceramic capacitors shown in 1, 2 and 3.
  • FIG. 7A is a partial circuit diagram in which the inductor current detection circuit 2 is composed of the detection resistor R1, the resistance element R2, and the detection capacitor C1.
  • 7 (B) and 7 (C) are partial circuit diagrams in which the inductor current detection circuit 2 is composed of the detection resistors R11 and R12 and the detection capacitor C1.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the power supply system according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a portion of the load distribution controller 4 shown in FIG.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the power supply system according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing another configuration example of the load distribution controller 4, the switching circuit DD, and the resistance elements R31 and R32 portions shown in FIG.
  • the switching power supply device 101 includes an inductor L1, a capacitor Co, switching elements Q1 and Q2, a switching control circuit 1, an inductor current detection circuit 2, a differential amplifier circuit 3, and resistance elements R31, R32, R33, and R34.
  • VDD is a power supply voltage terminal
  • GND is a ground terminal.
  • the inductor L1 is connected in series with the current path CP that supplies current to the output unit Po.
  • the capacitor Co is connected in parallel to the output unit Po (between the voltage output end of the output unit Po and the ground).
  • the switching elements Q1 and Q2 generate a switching current flowing through the inductor L1.
  • the switching control circuit 1 switches and controls the switching elements Q1 and Q2.
  • the inductor current detection circuit 2 detects the current flowing through the inductor L1.
  • the switching control circuit 1 stabilizes the output voltage by performing switching control of the switching elements Q1 and Q2 so that the output voltage of the resistance voltage dividing circuit by the resistance elements R31 and R32 becomes constant. Further, switching control of the switching elements Q1 and Q2 is performed according to the inductor current shown below.
  • the inductor current detection circuit 2 is composed of a time constant circuit with a detection capacitor C1 and a detection resistor R1 connected in series.
  • the inductor current detection circuit 2 is connected in parallel to the inductor L1.
  • the inductor current detection circuit 2 outputs the voltage across the detection capacitor C1 as a proportional value of the inductor current.
  • the voltage across the detection capacitor C1 is input to the differential amplifier circuit 3, and the amplified voltage by the differential amplifier circuit 3 is input to the switching control circuit 1.
  • FIG. 1B is a partial circuit diagram of the inductor L1 represented by an inductance Lo and an equivalent series resistance Rs.
  • the time constant (of the time constant circuit) of the inductor current detection circuit 2 has a predetermined equality relationship with respect to the values of the inductance Lo and the equivalent series resistance Rs of the inductor L1.
  • the value of the inductance Lo is represented by Lo
  • the resistance value of the equivalent series resistance Rs is represented by Rs
  • the capacitance of the detection capacitor C1 is represented by Ct
  • the resistance value of the detection resistor R1 is represented by Rt.
  • Lo / Rs CtRt.
  • Lo / Rs can be said to be the time constant of the inductor L1
  • CtRt can be said to be the time constant of the inductor current detection circuit 2. That is, if the resistance value of the detection resistor R1 is constant and the resistance value of the equivalent series resistance Rs of the inductor L1 is constant, the voltage across the detection capacitor C1 is proportional to the current flowing through the inductor L1 (Patent Document 1).
  • the detection capacitor C1 and the inductor L1 are thermally coupled, and the detection capacitor C1 is affected by the temperature that correlates with the temperature change of the inductor L1. That is, the temperature of the detection capacitor C1 changes according to the temperature of the inductor L1.
  • Equivalent series resistance Rs has the characteristic that the resistance value changes with frequency change. That is, the resistance value of the equivalent series resistance Rs increases as the frequency increases.
  • the capacitance of the detection capacitor C1 also has a characteristic that the capacitance changes with respect to a frequency change.
  • the above-mentioned predetermined equation relationship is maintained over a wide band from the switching frequency to the high frequency band, and the output voltage of the inductor current detection circuit 2 (voltage across the detection capacitor C1) changes the waveform of the inductor current. Even so, the proportionality coefficient is constant, and the proportional value of the inductor current is output.
  • resistor elements R33 and R34 are connected in series with the input unit to amplify a small current detection signal, so that the inductor current can be detected with a small loss.
  • FIG. 2 is a waveform diagram obtained by simulating the voltage and current of each part shown in FIG. 1 (B).
  • the waveform Vsw is a waveform of the drain-source voltage of the low-side switching element Q2.
  • the waveform iL is a waveform of the current flowing through the inductor L1.
  • the waveform Vout1 is a waveform of the voltage across the equivalent series resistance Rs, and the waveform Vout2 is a waveform of the output voltage of the inductor current detection circuit 2.
  • the waveform Vout1 and the waveform Vout2 completely overlap and appear as one.
  • the inductor current is a triangular wave and includes odd harmonics such as 3rd, 5th, 7th, 9th, and so on.
  • FIG. 3A is a diagram showing the frequency characteristics of the inductance component of the inductor L1 (Lo shown in FIG. 1B), and FIG. 3B is a diagram showing the AC resistance characteristics of the inductor L1 (frequency of equivalent series resistance Rs). It is a figure which shows the characteristic).
  • the change of the inductance component of the inductor L1 with respect to the frequency is small and is constant up to 40 MHz.
  • the value of the equivalent series resistance increases as the frequency increases. This is because it has iron loss (hysteresis loss and eddy current loss), and these loss terms increase as the frequency increases.
  • FIG. 4 is a diagram showing the characteristics of the multilayer ceramic capacitor with respect to frequency when a multilayer ceramic capacitor is used as the detection capacitor C1.
  • the thick solid line indicates the impedance
  • the broken line indicates the equivalent series resistance ESR.
  • changes with a slope of 1 / ⁇ C in a frequency band lower than the self-resonant frequency, and changes with a slope of ⁇ L in a frequency band higher than the self-resonant frequency.
  • C is the capacitance of the detection capacitor C1
  • L is the parasitic inductance component of the detection capacitor C1.
  • the equivalent series resistance ESR increases in the low frequency region and the high frequency region.
  • ESR indicates a value corresponding to the dielectric loss due to the delay in polarization of the dielectric.
  • Multilayer ceramic capacitors have excellent high frequency characteristics and exhibit impedance characteristics with smaller equivalent series resistance and equivalent series inductance (ESL, Equivalent Series Inductance) than other capacitors in terms of structure.
  • ESL Equivalent Series Inductance
  • Aluminum electrolytic capacitors and tantalum electrolytic capacitors have high ESR components, so their impedance is also high, but ceramic capacitors have lower impedance as the frequency increases.
  • of the detection capacitor C1 from the ideal capacitor characteristics (slope of 1 / ⁇ C) increases as the frequency increases up to the self-resonant frequency. That is, the capacitance of the monolithic ceramic capacitor, which is the detection capacitor C1, has a frequency characteristic that the higher the frequency of the applied voltage, the lower the capacitance. In other words, the detection capacitor C1 has a negative slope in the capacitance change with respect to the frequency change.
  • FIG. 5 is a diagram showing the temperature characteristics of the inductance value with respect to the current of the inductor.
  • the inductance value decreases as the magnetic permeability of the magnetic material decreases.
  • magnetic saturation begins at about 3.3 A or more, and the inductance value decreases as the current increases further.
  • Such DC superimposition characteristics change with temperature. That is, as the temperature rises, the current that reaches the magnetic saturation decreases, so that the inductance value decreases even with a smaller amount of current, as shown in FIG.
  • the value of the equivalent series resistance of the inductor changes with respect to the temperature change according to the temperature characteristics of the resistivity of the conductor. That is, the equivalent series resistance value increases as the temperature rises. Furthermore, not only the resistance value of the DC component but also the resistance value of the AC component increases as the temperature rises.
  • FIG. 6 is a diagram showing the temperature characteristics of the relative permittivity of the three types of multilayer ceramic capacitors shown by the characteristic curves 1, 2 and 3.
  • the temperature at which the relative permittivity peaks is the Curie point.
  • Dielectric materials that form multilayer ceramic capacitors are roughly classified into the following three types.
  • the relative dielectric constant is several hundred to several thousand.
  • a dielectric material for a temperature-compensating capacitor that has an extremely low dielectric constant but hardly changes with temperature and has a small loss.
  • the temperature coefficient of the resistance of the copper winding that constitutes the inductor L1 is 3930 ppm / ° C. For example, as the winding temperature rises from 25 ° C to 100 ° C, the resistance value increases by 30%.
  • the inductor L1 has a characteristic that the equivalent series resistance ESR changes significantly with respect to a temperature change.
  • some inductors use manganin copper alloy windings. This manganin copper alloy is typically an alloy of 86% copper, 12% manganese, and 2% nickel, which has the advantage of a virtually zero temperature coefficient, but the range of inductors available is very limited. Has been done.
  • the conductivity of the winding is lower than that of copper, and the power loss is large. Furthermore, the size of the inductor will also increase.
  • the capacitance of the detection capacitor C1 decreases as the temperature rises.
  • a capacitor made of a low dielectric constant dielectric material having a small hysteresis loop and low loss shown in the characteristic curve 2 is suitable.
  • of the detection capacitor C1 increases as the temperature rises. That is, the capacitance of the monolithic ceramic capacitor, which is the detection capacitor C1, has a temperature characteristic that the capacitance decreases as the temperature rises. In other words, the detection capacitor C1 has a negative slope in the capacitance change with respect to the temperature change.
  • the multilayer ceramic capacitor of the low-loss low-dielectric-constant material shown in the characteristic curve 2 in FIG. 6 is suitable, but the capacitance is greatly changed with a change in temperature. If you want to use a multilayer ceramic capacitor made of a high dielectric constant dielectric material that can obtain a high capacitance as shown in the characteristic curve 1 in FIG. 6, if you do not want to change the capacitance so much with changes in temperature, , A multilayer ceramic capacitor made of a low-loss, low-dielectric-constant material shown in the characteristic curve 3 in FIG. 6 is used. That is, by appropriately selecting the type of capacitor caused by the dielectric material of the multilayer ceramic capacitor used for the detection capacitor and combining these as necessary, it is possible to design a desired change in capacitance with respect to a temperature change.
  • the time constant of the inductor current detection circuit 2 also changes depending on the temperature characteristics of the resistance value of the detection resistor R1.
  • the detection resistor R1 is thermally coupled to the inductor L1 and is affected by the temperature that correlates with the temperature change of the inductor L1. That is, the resistance value of the detection resistor R1 changes according to the temperature of the inductor L1.
  • the change characteristic of the inductor current detection circuit 2 with respect to the temperature can be determined by the change characteristic of the detection capacitor C1 with respect to the temperature and the change characteristic of the detection resistor R1 with respect to the temperature.
  • the inductor current detection circuit 2 has a detection resistor R1 having no resistance value change due to a temperature change or not utilizing a resistance value change due to a temperature change. Not only the detection capacitor C1 but also the detection resistor R1 may have a characteristic that the resistance value changes with respect to temperature.
  • time constant circuit of the inductor current detection circuit 2 has a single detection resistor R1 is shown, but a time constant circuit having a plurality of resistance elements may be configured.
  • FIG. 7A is a partial circuit diagram in which the inductor current detection circuit 2 is composed of the detection resistor R1, the resistance element R2, and the detection capacitor C1.
  • the resistance value of the resistance element R2 is higher than the resistance value of the detection resistance R1.
  • the time constant of the inductor current detection circuit 2 is mainly determined by the resistance value of the detection resistor R1 and the capacitance of the detection capacitor C1, but can be finely adjusted by the resistance value of the resistance element R2.
  • FIG. 7 (B) and 7 (C) are partial circuit diagrams in which the inductor current detection circuit 2 is composed of the detection resistors R11 and R12 and the detection capacitor C1.
  • the detection resistors R11 and R12 are connected in parallel, and in the example shown in FIG. 7C, the detection resistors R11 and R12 are connected in series.
  • One of the detection resistors R11 and R12 is a resistance element having a resistance value change characteristic with respect to temperature. Therefore, the combined resistance values of the detection resistors R11 and R12 have a characteristic of changing with respect to temperature.
  • the detection resistor R11 is a normal resistance element
  • the detection resistor R12 is a thermistor having a negative temperature coefficient.
  • the time constant of the inductor current detection circuit 2 changes with respect to temperature by combining the resistance element having the characteristic of changing the resistance value with respect to temperature and the resistance element having the characteristic of not changing with respect to temperature. Can be determined as appropriate.
  • the second embodiment shows an example of a power supply system configured to detect the inductor current of each cell converter and balance the current in a switching power supply device having a multi-cell converter configuration.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the power supply system according to the second embodiment.
  • This power supply system includes two cell converters 11 and 12 and a microprocessor 5 that controls them.
  • the cell converters 11 and 12 include an inductor L1, capacitors Ci and Co, switching elements Q1 and Q2, a switching control circuit 1, an inductor current detection circuit 2, and a load distribution controller 4, respectively.
  • the load distribution controller 4 detects the voltage of the output unit Po and gives a feedback signal to the switching control circuit 1 so that the output voltage becomes a predetermined value. Further, the two load distribution controllers 4 are connected by a current shared signal line (current shared bus) CSB, and give a feedback signal to the switching control circuit 1 so that the load factors of the cell converters 11 and 12 are equal. That is, the load distribution controller 4 inputs the output voltage of the inductor current detection circuit 2, and outputs feedback signals to the switching control circuit 1 so that the inductor currents of the two cell converters 11 and 12 are equal.
  • CSB current shared signal line
  • a power supply system including two cell converters 11 and 12 is shown, but the same can be applied to a case where three or more cell converters are provided.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a portion of the load distribution controller 4 shown in FIG. 8 that performs amplification and current sharing.
  • the output signal of the inductor current detection circuit 2 is voltage-amplified 100 times by the first-stage amplifier circuit, and the difference from the voltage of the current-shared signal line (current share bus) CSB is detected by the second-stage and third-stage amplifier circuits. Will be done. This voltage is fed back to the switching control circuit 1.
  • the inductor current of each cell converter is detected with high accuracy, so that proper load distribution is performed.
  • Third Embodiment an example of a power supply system configured to detect the inductor current of each cell converter and balance the current in a switching power supply device having a multi-phase converter configuration is shown.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the power supply system according to the third embodiment.
  • the power supply system includes six cell converters and a microprocessor 5 that controls them.
  • Each cell converter includes a switching circuit DD, a load distribution controller 4, resistance elements R31 and R32, an inductor L1, a detection resistor R1, and an inductor current detection circuit by a detection capacitor C1.
  • the switching circuit DD is composed of a switching element and a switching control circuit.
  • the switching circuit DD operates the switching operation when the enable signal input to the enable signal terminal EN is valid, and stops the switching operation when the enable signal is invalid.
  • the microprocessor 5 includes an A / D converter, inputs an operation number signal which is an analog signal, converts it into a digital value, determines the number of cell converters to be operated according to the operation number, and multiphases the cell converter.
  • the oscillation signal of is given.
  • the voltage of the current sharing signal line CSB of the load distribution controller 4 becomes a voltage corresponding to the number of cell converters in operation.
  • the load distribution controller 4 inputs the voltage across the detection capacitor C1 to the current share terminals CS + and CS-, and generates a current feedback signal according to the magnitude of the current flowing through the inductor L1 and the voltage of the current share signal line CSB. Then, this current feedback signal is applied to the resistance voltage dividing circuit by the resistance elements R31 and R32.
  • the switching circuit DD includes a feedback signal input terminal FB, and a combined feedback signal of the voltage feedback signal and the current feedback signal is input to the feedback signal input terminal FB of the switching circuit DD.
  • the output voltage of the resistance voltage divider circuit is lowered by the current feedback signal (from the resistance voltage divider circuit to the feedback signal adjustment terminal (ADJ)). Current is drawn).
  • the output voltage of the output unit Po is only constant voltage controlled so as to be a specified voltage.
  • the lower the load factor of its own cell converter the lower the voltage of the combined feedback signal, and the output current from the cell converter to the output unit Po increases. To increase.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing another configuration example of the load distribution controller 4, the switching circuit DD, and the resistance elements R31 and R32 shown in FIG.
  • Vo is a power supply voltage terminal
  • VREF is a reference voltage generation circuit.
  • the CSP and CSN are connected to both ends of the detection capacitor C1.
  • the voltage across this is amplified by the current detection amplifier 31 and amplified by the current share bus driver 32.
  • the current share bus receiver 33 inputs the voltage of the current share signal line (current share bus) CSB with high impedance.
  • the current error amplifier 34 amplifies the difference between the output voltage of the current detection amplifier 31 and the voltage of the current shared signal line CSB.
  • the adjusting amplifier 35 applies a gate voltage to the FET Qc according to the output voltage of the current error amplifier 34.
  • the current feedback signal and the voltage feedback signal are combined in the circuit using the resistance elements R30, R31, R32 and the FETQc.
  • the voltage error amplifier 61 amplifies the difference between the voltage of the resistance element R32 and the reference voltage.
  • the PWM comparator 62 compares the output voltage of the voltage error amplifier 61 with the triangular wave to generate a PWM signal.
  • the signals SW1 and SW2 are given to the gates of the high-side and low-side switching elements.

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Abstract

スイッチング電源装置（１０１）は、インダクタ（Ｌ１）に流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）と、スイッチング制御回路（１）と、インダクタ（Ｌ１）に流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路（２）と、を備える。インダクタ電流検知回路（２）は、直列接続された検知キャパシタ（Ｃ１）及び検知抵抗（Ｒ１）を有する時定数回路で構成されて、インダクタ（Ｌ１）に並列接続される。インダクタ電流検知回路（２）の時定数は周波数又は温度に対して変化する特性を有し、このことによりインダクタ（Ｌ１）の等価直列抵抗（Ｒｓ）の周波数に対する変化又は温度に対する変化が補償される。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、インダクタと、このインダクタに流れるスイッチング電流を検知するインダクタ電流検知回路を備えるスイッチング電源装置に関する。
　スイッチング電源装置においては、インダクタに流れる電流を高い精度で検知することの重要性が高まっている。例えばプロセッサに対する電源電圧を供給する電源装置では、プロセッサの動作電圧の低電圧化に応じて、低電圧大電流化が求められている。このような大電流を出力する電源装置では、電源装置内のインダクタに流れる電流は大きく、入力電圧や負荷の変化、温度の変化などに対しても大きなインダクタ電流を高精度かつ低電力損失で検知する技術が求められている。
　インダクタ電流を高精度に検知できれば、（１）回路を保護するために、出力電流を制限して、出力短絡や過負荷に対する保護が可能となる。また、その他に、（２）出力を高速かつ安定的に制御するための電流モード制御ループの構成、（３）多相コンバータの位相間の電流分担による電流バランス、（４）マイクロプロセッサコア電源の適応型電圧ポジショニング（AVP）の実現、（５）負荷電流の遠隔測定、（６）ホストコントローラ又はマイクロプロセッサへのモニタリング監視の実行、などが可能になる。
　電流を検知する回路構成としては、電流経路に直列に挿入される抵抗の降下電圧を検出するものがある。例えば、１０Ａ未満の小電流では正確な電流を検知する解決策となる場合もあるが、大電流では、回路サイズと電力損失を考慮すると、実用的ではない。小さな電力損失での電流検知のために、電力変換回路を構成する回路素子を利用すると、高電力密度及び低コスト化の面で有利である。
　一方、上述の電力変換回路の回路素子を用いる回路構成ではいくつかの課題がある。例えば、降圧型コンバータ又は昇圧型コンバータにおいて、スイッチング素子のオン抵抗を電流検知に用いる回路では、このオン抵抗の初期許容誤差が大きく（通常±３０％）、また、ＭＯＳＦＥＴの抵抗素子（シリコンダイ、アルミニウム、銅の接続部）には固有の温度に対する変化があり、ローサイドＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の両端の電圧を検知するだけでは不正確となる。また、ローサイドＭＯＳＦＥＴが導通しているときにのみに検知が可能であり、ハイサイドＭＯＳＦＥＴのオン期間では電流検知を行えない。
　これとは対照的に、例えば特許文献１に開示されているように、インダクタの直流抵抗（ＤＣＲ）を電流検知に用いる技術では、公差は比較的に小さく（通常±８％と規定）、ポイントオブロード（ＰＯＬ）アプリケーション用のＤＣ－ＤＣコンバータで用いられている。このような、インダクタの両端電圧から電流を検知する技術は、自動車用、産業用、オーディオ用の単相及び多相ブーストコンバータの入力電流検知にも利用が検討されており、有用な技術として注目されている。
米国特許第５８７７６１１号明細書
　インダクタの直流抵抗（ＤＣＲ）を電流検知に用いる技術では、電力変換回路における入力電圧や負荷が変化した場合に、電流検知の精度が大きく低下するという問題がある。つまり、入力電圧や負荷が変化すると、それに応じてインダクタに流れる電流波形が変化するので、電流検知の精度が低下する。入力電圧や負荷の変化に応じて電流検知信号を補正することは可能であるが、回路が大型化、複雑化し、周辺回路での電力消費の発生により、電力効率が低下し、実用性は大きく低下する。
　また、電力変換回路が動作して、インダクタが発熱した場合やインダクタの周囲温度が変化する場合には、電流検知の精度が大きく低下するという問題がある。これを解決するために、インダクタの温度や周囲温度の変化に応じて電流検知信号を補正することは可能であるが、回路が大型化、複雑化し、周辺回路での電力消費の発生により電力効率が低下するので、やはり、実用性は大きく低下する。
　そこで、本発明の目的は、少ない部品による簡素な回路構成で、入力電圧や負荷の変化、スイッチング周波数の変化、インダクタの発熱、インダクタの周囲温度の変化、等があっても、高い電流検知精度が維持でき、高効率な電力変換を実現できる、簡素で小型のスイッチング電源装置を提供することにある。
（１）本開示の一例としてのスイッチング電源装置は、
　出力部に電流を供給する電流経路に対して直列に接続されるインダクタと、前記出力部に並列に接続されるキャパシタと、前記インダクタに流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路と、前記インダクタ電流検知回路の検知結果に応じて前記スイッチング素子をスイッチング周波数でスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
　前記インダクタ電流検知回路は、直列接続された検知キャパシタ及び検知抵抗を有する時定数回路で構成されて、前記インダクタに並列接続され、
　前記時定数回路における前記検知キャパシタのキャパシタンス（C）と前記検知抵抗の抵抗値（R）の積であるCR積は、前記スイッチング周波数において、前記インダクタが有するインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定の等式を有し、
　前記検知キャパシタは、前記スイッチング周波数からの周波数上昇に伴ってキャパシタンスが減少する、キャパシタンスの周波数特性を有し、当該周波数の変化に対する前記キャパシタンスの変化により、前記等価直列抵抗の抵抗値の周波数に対する変化が補償されて、前記スイッチング周波数から高周波帯域に亘って、前記所定の等式関係が維持され、
　前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端電圧を前記インダクタに流れる電流を検知する電気信号として出力する。
　上記構成により、インダクタの等価直列抵抗の抵抗値が周波数に対して増加する変化に対して、前記所定の等式関係を維持できる。当該周波数の変化に対する前記キャパシタンスの変化により、前記等価直列抵抗の抵抗値の周波数に対する変化が補償される。そのため、インダクタ電流の波形が変化して、インダクタ電流に含まれる、スイッチング周波数の高調波成分の大きさや割合が変化しても、時定数回路のCR時定数は、上記インダクタのインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定（一定）の等式関係を維持する。
　したがって、入力電圧や負荷が変化することでインダクタ電流の波形が変化し、スイッチング周波数の基本波に対する高調波成分の大きさや割合が変化しても、上記所定の等式関係が維持されて、インダクタ電流の検知精度の低下は小さい。
（２）本開示の一例としてのスイッチング電源装置は、
　出力部に電流を供給する電流経路に対して直列に接続されるインダクタと、前記出力部に並列に接続されるキャパシタと、前記インダクタに流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路と、前記インダクタ電流検知回路の検知結果に応じて前記スイッチング素子をスイッチング周波数でスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
　前記インダクタ電流検知回路は、直列接続された検知キャパシタ及び検知抵抗で構成される時定数回路を有し、前記インダクタに並列接続され、
　前記検知キャパシタは前記インダクタの温度変化に相関する温度影響を受け、
　前記時定数回路における前記検知キャパシタのキャパシタンス（C）と前記検知抵抗の抵抗値（R）の積であるCR積は、定格動作温度において、前記インダクタが有するインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定の等式関係を有し、
　前記時定数回路は、前記定格動作温度からの昇温に伴って前記CR積が小さくなる、時定数の温度特性を有し、当該温度の変化に対する前記CR積の変化により、前記インダクタのインダクタンスの、温度に対する変化、及び前記インダクタの等価直列抵抗の、温度に対する変化が補償されて、前記定格動作温度から高温域に亘って、前記所定の等式関係が維持され、
　前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端電圧を前記インダクタに流れる電流を検知する電気信号として出力する。
　インダクタは、そこに流れる電流が、磁性材料を磁気飽和させる電流に達すると、磁性材料の透磁率の低下に伴ってインダクタンス値が低下する直流重畳特性を有する。温度が上がると、上記磁気飽和に達する電流が小さくなるので、より少ない電流量でもインダクタンス値は低下する。
　また、インダクタは、導体の抵抗率の温度特性に応じて、温度変化に対して等価直列抵抗の値が変化する。つまり、温度が上がるほど等価直列抵抗値は増大する。
　上記構成によれば、温度上昇に伴ってインダクタのインダクタンスが減少しても、また、等価直列抵抗値が増大しても、当該温度の変化に対する前記CR積の変化により、前記インダクタの温度変化に対するインダクタンス値の変化及び等価直列抵抗値の変化が補償される。そのため、インダクタの温度が上昇しても、時定数回路の時定数は、上記インダクタのインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定の等式関係を維持する。
　したがって、インダクタの発熱、インダクタの周囲温度の変化、等があっても、上記所定の等式関係が維持されて、インダクタ電流の検知精度の低下は小さい。
　本発明によれば、少ない部品による簡素な回路構成で、入力電圧や負荷の変化、スイッチング周波数の変化、インダクタの発熱、インダクタの周囲温度の変化、等があっても、高い電流検知精度が維持でき、高効率な電力変換を実現できる、簡素で小型のスイッチング電源装置が得られる。
図１（Ａ）、図１（Ｂ）は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図２は、図１（Ｂ）に示した各部の電圧電流のシミュレーションによる波形図である。 図３（Ａ）はインダクタＬ１のインダクタンス成分（図１（Ｂ）に示すＬｏ）の、周波数に対する変化特性を示す図であり、図３（Ｂ）はインダクタＬ１の交流抵抗特性（等価直列抵抗Ｒｓの周波数に対する変化特性）を示す図である。 図４は検知キャパシタＣ１として、積層セラミックコンデンサを用いたときの、その積層セラミックコンデンサの、周波数に対する特性を示す図である。 図５はインダクタの電流に対するインダクタンス値の温度特性を示す図である。 図６は、１，２，３で示す３種類の積層セラミックコンデンサの比誘電率の温度特性を示す図である。 図７（Ａ）は、検知抵抗Ｒ１、抵抗素子Ｒ２及び検知キャパシタＣ１でインダクタ電流検知回路２が構成された部分回路図である。図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２及び検知キャパシタＣ１でインダクタ電流検知回路２が構成された部分回路図である。 図８は第２の実施形態に係る電源システムの回路図である。 図９は、図８に示した負荷分散コントローラ４が備える、増幅及び電流共有を行う部分の回路図である。 図１０は、第３の実施形態に係る電源システムの回路図である。 図１１は、図１０に示した、負荷分散コントローラ４、スイッチング回路ＤＤ、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２部分の、別の構成例を示す回路図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上、複数の実施形態に分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１（Ａ）、図１（Ｂ）は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置１０１は、インダクタＬ１、キャパシタＣｏ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、スイッチング制御回路１、インダクタ電流検知回路２、差動増幅回路３、及び抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４を備える。ＶＤＤは電源電圧端子、ＧＮＤはグランド端子である。
　インダクタＬ１は出力部Ｐｏに電流を供給する電流経路ＣＰに対して直列に接続される。キャパシタＣｏは出力部Ｐｏに並列に（出力部Ｐｏの電圧出力端とグランドとの間に）接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、インダクタＬ１に流れるスイッチング電流を生成する。スイッチング制御回路１はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御する。インダクタ電流検知回路２は、インダクタＬ１に流れる電流を検知する。
　スイッチング制御回路１は、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２による抵抗分圧回路の出力電圧が一定となるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を行うことで出力電圧を安定化する。また、次に示すインダクタ電流に応じて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御を行う。
　インダクタ電流検知回路２は、直列接続された検知キャパシタＣ１及び検知抵抗Ｒ１による時定数回路で構成されている。このインダクタ電流検知回路２はインダクタＬ１に並列接続されている。
　インダクタ電流検知回路２は、検知キャパシタＣ１の両端電圧を、インダクタ電流の比例値として出力する。この検知キャパシタＣ１の両端電圧は差動増幅回路３に入力され、差動増幅回路３による増幅電圧がスイッチング制御回路１に入力される。
　図１（Ｂ）はインダクタＬ１を、インダクタンスＬｏ及び等価直列抵抗Ｒｓで表した部分回路図である。インダクタ電流検知回路２の（時定数回路の）時定数は、インダクタＬ１が有するインダクタンスＬｏ及び等価直列抵抗Ｒｓの値に対して所定の等式関係を有する。ここで、インダクタンスＬｏの値をＬｏ、等価直列抵抗Ｒｓの抵抗値をＲｓ、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスをＣｔ、検知抵抗Ｒ１の抵抗値をＲｔで表すと、
　Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔ　の等式関係にある。ここで、Ｌｏ／ＲｓはインダクタＬ１の時定数、ＣｔＲｔはインダクタ電流検知回路２の時定数ということができる。つまり、検知抵抗Ｒ１の抵抗値をＲｔ及びインダクタＬ１の等価直列抵抗Ｒｓの抵抗値が一定であれば、検知キャパシタＣ１の両端電圧はインダクタＬ１に流れる電流に比例する（特許文献１）。検知キャパシタＣ１とインダクタＬ１とは熱的に結合していて、検知キャパシタＣ１はインダクタＬ１の温度変化に相関する温度影響を受ける。つまり、インダクタＬ１の温度に応じて検知キャパシタＣ１の温度は変化する。
　等価直列抵抗Ｒｓは周波数変化に対して抵抗値が変化する特性を有する。つまり、等価直列抵抗Ｒｓの抵抗値は周波数が高いほど大きい。一方、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスも周波数変化に対してキャパシタンスが変化する特性を有する。検知キャパシタＣ１は、印加電圧の周波数が高いほどキャパシタンスは低い、という特性を有する。そのため、周波数変化に応じてＲｓとＣｔが逆方向に変化して、Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔの等式関係が維持される。このことにより、スイッチング周波数から高周波帯域までの広帯域に亘って、上記所定の等式関係が維持され、インダクタ電流検知回路２の出力電圧（検知キャパシタＣ１の両端電圧）は、インダクタ電流の波形が変化しても、比例係数一定で、インダクタ電流の比例値を出力する。
　上記差動増幅回路３は入力部に直列に抵抗素子Ｒ３３，Ｒ３４が接続されていて、小さな電流検知信号を増幅するため、小さな損失でインダクタ電流を検知できる。
　図２は、図１（Ｂ）に示した各部の電圧電流のシミュレーションによる波形図である。図２において、波形Ｖｓｗは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧の波形である。波形ｉＬはインダクタＬ１に流れる電流の波形である。波形Ｖｏｕｔ１は等価直列抵抗Ｒｓの両端電圧の波形であり、波形Ｖｏｕｔ２はインダクタ電流検知回路２の出力電圧の波形である。波形Ｖｏｕｔ１と波形Ｖｏｕｔ２とは完全に重なって一つに見える。
　図２に表れているように、インダクタ電流は三角波であり、３次、５次、７次、９次・・・といった奇数倍高調波を含む。等価直列抵抗Ｒｓの抵抗値はインダクタに流れる電流の周波数変化に対して変化するが、後に示すように、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの周波数変化に対する変化によって、上記Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔの等式関係が維持される。そのため、スイッチング周波数より高周波帯の周波数成分の大きさや割合の変化による影響を受けずに、インダクタ電流検知回路２の出力電圧（検知キャパシタＣ１の両端電圧）は、インダクタ電流の波形が変化しても、比例係数一定で、インダクタ電流の比例値を出力する。
　ここで、インダクタＬ１の等価直列抵抗の、抵抗値の周波数特性と検知キャパシタＣ１の、キャパシタンスの周波数特性との関係について示す。
　図３（Ａ）はインダクタＬ１のインダクタンス成分（図１（Ｂ）に示すＬｏ）の、周波数特性を示す図であり、図３（Ｂ）はインダクタＬ１の交流抵抗特性（等価直列抵抗Ｒｓの周波数特性）を示す図である。インダクタＬ１のインダクタンス成分の周波数変化に対する変化は小さく、40MHzまでは一定である。これに対し、等価直列抵抗は周波数が高くなるほど値が大きくなる。これは、鉄損（ヒステリシス損及び渦電流損）を有し、これらの損失項は周波数が高くなるほど大きくなるからである。
　図４は検知キャパシタＣ１として、積層セラミックコンデンサを用いたときの、その積層セラミックコンデンサの、周波数に対する特性を示す図である。図４において、太い実線は検知キャパシタＣ１のインピーダンス｜Ｚ｜、破線は等価直列抵抗ＥＳＲを示している。インピーダンス｜Ｚ｜は、自己共振周波数より低い周波数帯域では１／ωＣの傾きで変化し、自己共振周波数より高い周波数帯域ではωＬの傾きで変化する。ここでＣは検知キャパシタＣ１のキャパシタンス、Ｌは検知キャパシタＣ１の寄生インダクタンス成分である。等価直列抵抗ＥＳＲは低周波領域と高周波領域とで大きくなる。
　上記特性となる理由は次のように説明できる。
［低周波領域］
　周波数が低い領域における｜Ｚ｜は、理想コンデンサと同じように周波数に反比例して減少する。ＥＳＲは、誘電体の分極の遅延による誘電損失に相当する値を示す。
［共振点付近］
　周波数が高くなると、寄生インダクタンスや電極の比抵抗などによるＥＳＲの影響で｜Ｚ｜の挙動は理想的なキャパシタの特性（１／ωＣの傾き）から外れ、極小値を示す。｜Ｚ｜が極小値となる自己共振周波数で、｜Ｚ｜＝ＥＳＲとなる。自己共振周波数を超えると、素子の特性がキャパシタからインダクタに変わり、｜Ｚ｜は増加に転じる。自己共振周波数より低い領域は容量性領域となり、高い領域は誘導性領域となる。ＥＳＲについては、誘電損失に加えて電極起因による損失分が影響する。
［高周波領域］
　共振点より高い周波数領域において、｜Ｚ｜は寄生インダクタンス（Ｌ）によって特性が決まる。高周波領域の｜Ｚ｜は周波数に比例して増加する。ＥＳＲについては、電極の表皮効果や近接効果の影響が現れる。
　積層セラミックコンデンサは、高周波特性に優れ、構造において、他のコンデンサに比べて、等価直列抵抗や等価直列インダクタンス（ESL, Equivalent Series Inductance）が小さいインピーダンス特性を示す。アルミ電解コンデンサやタンタル電解コンデンサはESR成分が高いために、インピーダンスも高くなるが、セラミックコンデンサは高い周波数になるほどインピーダンスが小さくなる。
　上記検知キャパシタＣ１のインピーダンス｜Ｚ｜の、理想的なキャパシタの特性（１／ωＣの傾き）からの差分は、自己共振周波数まで、周波数が高くなるほど、大きくなる。つまり、検知キャパシタＣ１である積層セラミックコンデンサのキャパシタンスは、印加電圧の周波数が高いほどキャパシタンスが低い、という周波数特性を有する。換言すると、検知キャパシタＣ１は周波数変化に対するキャパシタンス変化が負の傾きを有する。
　このように、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの周波数特性を適宜選定することで、この検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの周波数に対する変化により、インダクタＬ１の等価直列抵抗の抵抗値の周波数に対する変化が補償されて、スイッチング周波数から高周波帯域に亘って、Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔの等式関係が維持できる。
　次に、インダクタＬ１の、インダクタンス値の及び等価直列抵抗Ｒｓの温度特性と検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの温度特性との関係について示す。
　図５はインダクタの電流に対するインダクタンス値の温度特性を示す図である。インダクタは、そこに流れる電流が、磁性材料を磁気飽和させる電流に達すると、磁性材料の透磁率の低下に伴ってインダクタンス値が低下する。図５に示す例では、５０℃において、約３．３Ａ以上で磁気飽和しはじめ、それ以上の電流の増大に伴ってインダクタンス値が低下する。このような直流重畳特性は温度に応じて変化する。つまり、温度が上がると、上記磁気飽和に達する電流が小さくなるので、図５に表れているように、より少ない電流量でもインダクタンス値は低下する。
　また、インダクタは導体の抵抗率の温度特性に応じて、温度変化に対して等価直列抵抗の値が変化する。つまり、温度が上がるほど等価直列抵抗値は増大する。さらに、直流成分の抵抗値だけでなく、交流成分の抵抗値も温度が上がるほど増加する。
　図６は、特性曲線１，２，３で示す３種類の積層セラミックコンデンサの比誘電率の温度特性を示す図である。図６において、比誘電率がピークとなる温度はキュリー点である。積層セラミックコンデンサを形成する誘電体材料には、大別して次の３つの種類がある。
（１）使用温度範囲で強誘電性を示す（強誘電相となる）ため、高い静電容量が得られる高誘電率系の誘電体材料、例えばBaTiO3 ベースのコアシェル構造の誘電体材料であり、比誘電率は数１００～数１０００である。
（２）使用温度範囲で強誘電性を示さない（常誘電相となる）ため、低誘電率であるが、ヒステリシスループが小さく、低損失な低誘電率系誘電体材料、例えばBaTiO3 ベースの均一構造の誘電体材料であり、比誘電率は数１０である。
（３）極端に誘電率は低いが、温度による変化をほとんど示さず、損失が小さい温度補償用キャパシタの誘電体材料。
　インダクタＬ１を構成する、銅巻線の抵抗の温度係数は、3930 ppm／℃である。例えば、25℃から100℃への巻線温度の上昇により、抵抗値は30％増加する。このように、インダクタＬ１は、温度変化に対して等価直列抵抗ＥＳＲが大きく変化する特性を有する。なお、一部のインダクタでは、マンガニン銅合金の巻線を使用する。このマンガニン銅合金は、通常、86％の銅、12％のマンガン、2％のニッケルの合金であり、温度係数が実質的に０という利点があるが、利用可能なインダクタの範囲は非常に限られている。また、銅と比較して巻線の導電率が低く、電力損失は大きい。さらにインダクタのサイズも大型化する。
　上述したように、温度上昇に伴ってインダクタのインダクタンス値が減少し、等価直列抵抗及び交流抵抗が増加するインダクタを用いる場合、検知キャパシタＣ１として、温度が高くなるほど、そのキャパシタンスが低下する、という特性を有するキャパシタを用いる。図６に示した例では、特性曲線２に示す、ヒステリシスループが小さく、低損失な低誘電率系誘電体材料のキャパシタが適している。
　上記検知キャパシタＣ１のインピーダンス｜Ｚ｜は、温度が高くなるほど、大きくなる。つまり、検知キャパシタＣ１である積層セラミックコンデンサのキャパシタンスは、高温になるほどキャパシタンスが低下する、という温度特性を有する。換言すると、検知キャパシタＣ１は、温度変化に対するキャパシタンス変化が負の傾きを有する。
　図６に基づく上記説明では、図６中特性曲線２に示す、低損失な低誘電率系誘電体材料の積層セラミックコンデンサが適することを示したが、温度の変化に対してキャパシタンスを大きく変化させたい場合は、図６中特性曲線１に示す、高い静電容量が得られる高誘電率系の誘電体材料の積層セラミックコンデンサを用い、温度の変化に対してキャパシタンスをあまり変化させたくない場合は、図６中特性曲線３に示す、低損失な低誘電率系誘電体材料の積層セラミックコンデンサを用いる。つまり、検知キャパシタに用いる積層セラミックコンデンサの誘電体材料に起因するコンデンサの種類を適切に選び、必要に応じてこれらを組み合わせることにより、温度変化に対する所望のキャパシタンスの変化を設計することができる。
　このように、検知キャパシタＣ１のキャパシタンスの温度特性を適宜選定して設計することで、この検知キャパシタＣ１の温度に対する変化により、インダクタＬ１のインダクタンス値Ｌｏ及び等価直列抵抗値Ｒｓの周波数に対する変化が補償されて、広い温度範囲に亘って、Ｌｏ／Ｒｓ＝ＣｔＲｔの等式関係が維持できる。
　インダクタ電流検知回路２の時定数は、検知抵抗Ｒ１の抵抗値の温度特性によっても変化する。検知抵抗Ｒ１はインダクタＬ１に熱的に結合していて、インダクタＬ１の温度変化に相関する温度影響を受ける。つまり、インダクタＬ１の温度に応じて検知抵抗Ｒ１の抵抗値は変化する。上記検知キャパシタＣ１の温度に対する変化特性と検知抵抗Ｒ１の温度に対する変化特性とによって、インダクタ電流検知回路２の時定数の温度に対する変化特性を定めることができる。
　図１（Ａ）、図１（Ｂ）では、インダクタ電流検知回路２に、温度変化に対する抵抗値変化の無い、又は温度変化に対する抵抗値変化を利用しない検知抵抗Ｒ１を有する例を示したが、検知キャパシタＣ１だけでなく、検知抵抗Ｒ１が温度に対して抵抗値変化する特性を有していてもよい。
　また、図１では、インダクタ電流検知回路２の時定数回路に単一の検知抵抗Ｒ１を有する例を示したが、複数の抵抗素子を有する時定数回路を構成していてもよい。
　図７（Ａ）は、検知抵抗Ｒ１、抵抗素子Ｒ２及び検知キャパシタＣ１でインダクタ電流検知回路２が構成された部分回路図である。抵抗素子Ｒ２の抵抗値は検知抵抗Ｒ１の抵抗値より高い。インダクタ電流検知回路２の時定数は、主に検知抵抗Ｒ１の抵抗値と検知キャパシタＣ１のキャパシタンスとで定まるが、抵抗素子Ｒ２の抵抗値によって微調整できる。
　図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２及び検知キャパシタＣ１でインダクタ電流検知回路２が構成された部分回路図である。図７（Ｂ）に示す例では、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が並列接続されていて、図７（Ｃ）に示す例では、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２が直列接続されている。検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の一方は、抵抗値の、温度に対する変化特性を有する抵抗素子である。そのため、検知抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の合成抵抗値は温度に対して変化する特性を有する。例えば、検知抵抗Ｒ１１は通常の抵抗素子であり、検知抵抗Ｒ１２は、負の温度係数を有するサーミスタである。
　このように、抵抗値の温度に対して変化する特性を有する抵抗素子と、温度に対して変化しない特性を有する抵抗素子との組み合わせによって、インダクタ電流検知回路２の時定数の、温度に対する変化特性を適宜定めることができる。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、マルチセルコンバータ構成のスイッチング電源装置において、各セルコンバータのインダクタ電流を検知して、電流バランスをとるように構成された電源システムの例を示す。
　図８は第２の実施形態に係る電源システムの回路図である。この電源システムは２つのセルコンバータ１１，１２と、それらを制御するマイクロプロセッサ５とを備える。セルコンバータ１１，１２は、インダクタＬ１、キャパシタＣｉ，Ｃｏ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、スイッチング制御回路１、インダクタ電流検知回路２、及び負荷分散コントローラ４をそれぞれ備える。
　負荷分散コントローラ４は、出力部Ｐｏの電圧を検出し、出力電圧が所定値となるように、スイッチング制御回路１へ帰還信号を与える。また、２つの負荷分散コントローラ４は、電流共有信号線（カレントシェアバス）ＣＳＢで接続されていて、セルコンバータ１１，１２の負荷率が等しくなるように、スイッチング制御回路１へ帰還信号を与える。つまり、負荷分散コントローラ４はインダクタ電流検知回路２の出力電圧を入力し、２つのセルコンバータ１１，１２のインダクタ電流が等しくなるように、スイッチング制御回路１へ帰還信号をそれぞれ出力する。
　図８に示した例では、２つのセルコンバータ１１，１２を備える電源システムを示したが、３つ以上のセルコンバータを備える場合にも同様に適用できる。
　図９は、図８に示した負荷分散コントローラ４が備える、増幅及び電流共有を行う部分の回路図である。インダクタ電流検知回路２の出力信号は初段の増幅回路で１００倍に電圧増幅され、２段目と３段目の増幅回路で、電流共有信号線（カレントシェアバス）ＣＳＢの電圧との差分が検出される。この電圧がスイッチング制御回路１へ帰還される。
　このようにして、複数のセルコンバータが負荷分散を行う電源システムにおいて、各セルコンバータのインダクタ電流が高精度に検知されるので、適正な負荷分散がなされる。
《第３の実施形態》
　第３の実施形態では、多相コンバータ構成のスイッチング電源装置において、各セルコンバータのインダクタ電流を検知して、電流バランスをとるように構成された電源システムの例を示す。
　図１０は、第３の実施形態に係る電源システムの回路図である。この電源システムは６つのセルコンバータと、それらを制御するマイクロプロセッサ５とを備える。各セルコンバータは、スイッチング回路ＤＤ、負荷分散コントローラ４、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２、インダクタＬ１、検知抵抗Ｒ１及び検知キャパシタＣ１によるインダクタ電流検知回路をそれぞれ備える。スイッチング回路ＤＤはスイッチング素子とスイッチング制御回路とで構成される。スイッチング回路ＤＤは、イネーブル信号端子ＥＮに入力されるイネーブル信号が有効であるときスイッチング動作し、無効であるときスイッチング動作を停止する。マイクロプロセッサ５はＡ／Ｄコンバータを含み、アナログ信号である運転数信号を入力してデジタル値に変換し、この運転数に応じて稼動させるセルコンバータの数を決定し、そのセルコンバータへマルチフェーズの発振信号を与える。負荷分散コントローラ４の電流共有信号線ＣＳＢの電圧は稼動中のセルコンバータの数に応じた電圧となる。
　負荷分散コントローラ４は、検知キャパシタＣ１の両端電圧をカレントシェア端子ＣＳ＋，ＣＳ－に入力し、インダクタＬ１に流れる電流の大きさと、電流共有信号線ＣＳＢの電圧とに応じて、電流帰還信号を発生し、この電流帰還信号を、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２による抵抗分圧回路に加える。スイッチング回路ＤＤはフィードバック信号入力端子ＦＢを備え、電圧帰還信号と電流帰還信号との合成帰還信号がスイッチング回路ＤＤのフィードバック信号入力端子ＦＢに入力される。
　自身のセルコンバータが他のセルコンバータに比較して負荷率が低いほど、上記電流帰還信号によって、抵抗分圧回路の出力電圧は低下される（抵抗分圧回路から帰還信号調整端子（ＡＤＪ）へ電流が引かれる）。例えば、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２による抵抗分圧回路による電圧帰還信号だけがスイッチング回路ＤＤに帰還される場合には、出力部Ｐｏの出力電圧が規定電圧になるように定電圧制御されるだけであるが、上記合成帰還信号がスイッチング回路ＤＤに帰還されることにより、自身のセルコンバータの負荷率が低いほど、合成帰還信号の電圧が低下して、そのセルコンバータから出力部Ｐｏへの出力電流が増加する。
　このように、合成帰還信号を帰還することにより、稼動中のセルコンバータの負荷率が均等化される。
　図１１は、図１０に示した、負荷分散コントローラ４、スイッチング回路ＤＤ、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２部分の別の構成例を示す回路図である。図１１においてＶｏは電源電圧端子であり、ＶＲＥＦは基準電圧発生回路である。
　図１１において、ＣＳＰ，ＣＳＮは検知キャパシタＣ１の両端に接続される。この両端電圧は電流検出増幅器３１で増幅され、カレントシェアバスドライバ３２で増幅される。カレントシェアバスレシーバ３３は電流共有信号線（カレントシェアバス）ＣＳＢの電圧を高インピーダンスで入力する。電流誤差増幅器３４は電流検出増幅器３１の出力電圧と電流共有信号線ＣＳＢの電圧との差を増幅する。調整増幅器３５は電流誤差増幅器３４の出力電圧に応じてＦＥＴＱｃにゲート電圧を与える。このことにより、抵抗素子Ｒ３０，Ｒ３１，Ｒ３２とＦＥＴＱｃ等による回路で、上記電流帰還信号と電圧帰還信号とが合成される。
　電圧誤差増幅器６１は抵抗素子Ｒ３２の電圧と基準電圧との差を増幅する。ＰＷＭコンパレータ６２は電圧誤差増幅器６１の出力電圧と三角波とを比較してＰＷＭ信号を発生する。信号ＳＷ１，ＳＷ２はハイサイド及びローサイドのスイッチング素子のゲートに与えられる。
　このように、インダクタＬ１の電流に比例する電圧を出力電圧の検知電圧に加算することで、稼動中のセルコンバータの負荷率が均等化される。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形及び変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
Ｃ１…検知キャパシタ
Ｃｉ，Ｃｏ…キャパシタ
ＣＰ…電流経路
ＣＳＢ…電流共有信号線
ＤＤ…スイッチング回路
Ｌ１…インダクタ
Ｌｏ…インダクタンス
Ｐｏ…出力部
Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ１２…検知抵抗
Ｒ２，Ｒ３０，Ｒ３１，Ｒ３２…抵抗素子
Ｒｓ…等価直列抵抗
１…スイッチング制御回路
２…インダクタ電流検知回路
３…差動増幅回路
４…負荷分散コントローラ
５…マイクロプロセッサ
１１，１２…セルコンバータ
３１…電流検出増幅器
３２…カレントシェアバスドライバ
３３…カレントシェアバスレシーバ
３４…電流誤差増幅器
３５…調整増幅器
６１…電圧誤差増幅器
６２…ＰＷＭコンパレータ
１０１…スイッチング電源装置

Claims (10)

  1. 　出力部に電流を供給する電流経路に対して直列に接続されるインダクタと、前記出力部に並列に接続されるキャパシタと、前記インダクタに流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路と、前記インダクタ電流検知回路の検知結果に応じて前記スイッチング素子をスイッチング周波数でスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
    　前記インダクタ電流検知回路は、直列接続された検知キャパシタ及び検知抵抗で構成される時定数回路を有し、前記インダクタに並列接続され、
    　前記時定数回路における前記検知キャパシタのキャパシタンスと前記検知抵抗の抵抗値の積であるCR積は、前記スイッチング周波数において、前記インダクタが有するインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定の等式関係を有し、
    　前記検知キャパシタは、前記スイッチング周波数からの周波数上昇に伴ってキャパシタンスが減少する、キャパシタンスの周波数特性を有し、当該周波数の変化に対する前記キャパシタンスの変化により、前記等価直列抵抗の抵抗値の、周波数に対する変化が補償されて、前記スイッチング周波数から高周波帯域に亘って、前記所定の等式関係が維持され、
    　前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端電圧を前記インダクタに流れる電流を検知する電気信号として出力する、
    　スイッチング電源装置。
  2. 　出力部に電流を供給する電流経路に対して直列に接続されるインダクタと、前記出力部に並列に接続されるキャパシタと、前記インダクタに流れるスイッチング電流を生成するスイッチング素子と、前記インダクタに流れる電流を検知するインダクタ電流検知回路と、前記インダクタ電流検知回路の検知結果に応じて前記スイッチング素子をスイッチング周波数でスイッチング制御するスイッチング制御回路と、を備え、
    　前記インダクタ電流検知回路は、直列接続された検知キャパシタ及び検知抵抗で構成される時定数回路を有し、前記インダクタに並列接続され、
    　前記検知キャパシタは前記インダクタの温度変化に相関する温度影響を受け、
    　前記時定数回路における前記検知キャパシタのキャパシタンスと前記検知抵抗の抵抗値の積であるCR積は、定格動作温度において、前記インダクタが有するインダクタンス及び等価直列抵抗の値に対して所定の等式関係を有し、
    　前記時定数回路は、前記定格動作温度からの昇温に伴って前記CR積が小さくなる、時定数の温度特性を有し、当該温度の変化に対する前記CR積の変化により、前記インダクタのインダクタンスの、温度に対する変化、及び前記インダクタの等価直列抵抗の、温度に対する変化が補償されて、前記定格動作温度から高温域に亘って、前記所定の等式関係が維持され、
    　前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端電圧を前記インダクタに流れる電流を検知する電気信号として出力する、
    　スイッチング電源装置。
  3. 　前記インダクタ電流検知回路は、前記検知キャパシタの両端に電気的に接続される２端子入力部を有する差動増幅回路を備え、
    　前記２端子入力部への電気信号の入力経路に、少なくとも１つの抵抗が直列に接続された、
    　請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記インダクタのインダクタンスをLo、等価直列抵抗の抵抗値をRsで表すとき、
    　前記所定の等式関係は、Lo / Rs が前記CR積と等しい関係である、
    　請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記検知キャパシタは、周波数変化に対するキャパシタンス変化が負の傾きを有する積層セラミックコンデンサである、
    　請求項１、３又は４に記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記検知キャパシタは、温度変化に対するキャパシタンスの変化が負の傾きを有する積層セラミックコンデンサである、
    　請求項２、３又は４に記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記検知抵抗の抵抗値は温度の変化に対して変化する特性を有し、前記検知抵抗は前記インダクタの温度変化に相関する温度影響を受ける、
    　請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記検知キャパシタは、使用温度範囲で強誘電性を示して高誘電率を発現する高誘電率系の誘電体を備えるキャパシタである、
    　請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  9. 　前記検知キャパシタは、使用温度範囲で強誘電性を示さない、印加電圧－誘電率のヒステリシスループの小さな低誘電率系の誘電体を備えるキャパシタである、
    　請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  10. 　前記検知キャパシタは、使用温度範囲における誘電率の変化が、低誘電率系の誘電体の変化率以下である、温度補償用キャパシタである、
    　請求項１から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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