WO2020197001A1 - 전동기 구동 시스템 - Google Patents

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WO2020197001A1
WO2020197001A1 PCT/KR2019/010318 KR2019010318W WO2020197001A1 WO 2020197001 A1 WO2020197001 A1 WO 2020197001A1 KR 2019010318 W KR2019010318 W KR 2019010318W WO 2020197001 A1 WO2020197001 A1 WO 2020197001A1
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speed
gain
speed control
integral
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PCT/KR2019/010318
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Inventor
이학준
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LS Electric Co Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S388/00—Electricity: motor control systems
    • Y10S388/90—Specific system operational feature
    • Y10S388/906—Proportional-integral system

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor drive system.
  • VVVF variable voltage variable frequency
  • ESS energy storage systems
  • PV inverters solar inverters
  • motor driving technologies ESS
  • the rotational speed of the motor is determined by the load torque. Therefore, if you want to control the speed of the motor, the torque of the motor must be controlled in the speed control system.
  • the speed controller In the speed control system of a motor using a voltage-type inverter, the speed controller is usually composed of a simple proportional integrator, and the proportional integral gain of the total proportional integrator requires the total inertia information of the motor driving system.
  • the gain of the speed controller depends on inertia, which is a mechanical constant. If the system constant information is incorrect, the speed controller may not satisfy the designed control bandwidth, which may deteriorate the performance of the speed control.
  • inertia which is a mechanical constant
  • the user directly measures the speed and torque through a measuring instrument to obtain the inertia information, or the inverter performs a separate process for inertia estimation.
  • a process such as adding to the action is required.
  • the motor since the motor must operate stably, there is a problem in that it is difficult to obtain accurate inertia information at the beginning of the motor operation.
  • the technical problem to be solved by the present invention is to provide a motor driving system that simply sets a proportional integral gain without utilizing inertia information.
  • the electric motor driving system from the difference between the speed command of the motor and the feedback speed of the motor, through proportional integral control applying a proportional gain and a first integral gain.
  • a speed control unit outputting a current command;
  • a speed command generator for outputting the speed command using a sine function whose amplitude and speed control bandwidth of the speed command are frequency;
  • a gain change unit for adjusting the proportional gain and the first integral gain so that the phase difference between the speed command and the feedback speed is substantially ⁇ /4.
  • the speed control bandwidth may be a frequency at which a phase delay of the feedback speed becomes substantially ⁇ /4 when a sine wave speed command is applied to the speed control unit.
  • the gain change unit from the feedback speed and the speed control bandwidth, a first signal of a virtual d-axis, a virtual component having a phase delay of - ⁇ /2 than the first signal
  • a phase change unit for outputting a second signal of the q-axis of
  • a first integrating unit outputting a phase angle for rotation transformation from the speed control bandwidth
  • a rotation converter configured to rotate the first and second signals using the phase angle to output third and fourth signals that are direct current
  • the third and fourth signals may be integrally controlled by applying a second integral gain for speed control gain adjustment, and may include an integral control unit for outputting a change amount for the speed control adjustment gain.
  • the phase change unit may include a Second Order Generalized Integrator (SOGI).
  • SOGI Second Order Generalized Integrator
  • the integral control unit may include an error determination unit for determining errors between the third and fourth signals; An integral gain application unit that applies the second integral gain to the error; And a second integrating unit configured to output the change amount by integrating the output of the integral gain application unit.
  • the system includes: a first switch unit for switching the speed control unit and the speed command generation unit; A second switch unit for switching the speed control unit and the gain change unit; And a control unit outputting a control signal for controlling on or off of the first switch unit and the second switch unit.
  • the proportional gain is And the first integral gain is In this case, T rated is the rated torque of the motor, ⁇ rm_rated is the rated speed of the motor, K is the adjustment gain of the speed control unit, and ⁇ K is the change amount, Can be In addition, K sc is the second integral gain, Is the third signal, May be the fourth signal.
  • the motor driving system is a proportional integral control applying a proportional gain and a first integral gain from the difference between the speed command of the motor and the feedback speed of the motor.
  • a speed control unit that outputs a current command through;
  • a speed command generator for outputting the speed command using a sine function whose amplitude and speed control bandwidth of the speed command are frequency;
  • the size of the feedback speed is substantially compared to the size of the speed command
  • it may include a gain change unit for adjusting the proportional gain and the first integral gain.
  • the speed control bandwidth is, when a sinusoidal speed command is applied to the speed control unit, the magnitude of the feedback speed is substantially compared to the speed command. It may be a frequency that becomes
  • the gain change unit from the feedback speed and the speed control bandwidth, a first signal of a virtual d-axis, a virtual component having a phase delay of - ⁇ /2 than the first signal
  • a phase change unit for outputting a second signal of the q-axis of
  • a first integrating unit outputting a phase angle for rotation transformation from the speed control bandwidth
  • a rotation converter configured to rotate the first and second signals using the phase angle to output third and fourth signals that are direct current
  • a first multiplication unit for outputting a product of the third signal and the third signal;
  • a second multiplier for outputting a product of the fourth signal and the fourth signal;
  • An adding unit for adding the outputs of the first and second multiplication units;
  • An integral control unit that integrally controls the output of the adder and ⁇ m /2 ( ⁇ m is the amplitude of the speed command) by applying a second integral gain for speed control gain adjustment, and outputs a change amount for the speed control adjustment gain It may include.
  • the phase change unit may include an SOGI.
  • the integral control unit may include an error determination unit that determines an error between the output of the addition unit and the ⁇ m /2; An integral gain application unit that applies the second integral gain to the error; And a second integrating unit configured to output the change amount by integrating the output of the integral gain application unit.
  • the system includes: a first switch unit for switching the speed control unit and the speed command generation unit; A second switch unit for switching the speed control unit and the gain change unit; And a control unit outputting a control signal for controlling on or off of the first switch unit and the second switch unit.
  • the proportional gain is And the first integral gain is In this case, T rated is the rated torque of the motor, ⁇ rm_rated is the rated speed of the motor, K is the adjustment gain of the speed control unit, and ⁇ K is the change amount, Can be In addition, K sc is the second integral gain, May be the output of the adder.
  • the present invention as described above has the effect of setting the speed control gain by simply adjusting the speed control adjustment gain from the name plate value of the motor without going through a separate measurement or estimation process, thereby setting the optimum gain.
  • 1 is a configuration diagram of a general electric motor speed control system.
  • FIG. 2 is a detailed configuration diagram of the speed control unit of FIG. 1.
  • FIG. 3 is a block diagram of an electric motor driving system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a detailed configuration diagram of the speed command generation unit of FIG. 3.
  • FIG. 5 is a detailed configuration diagram of the first embodiment of the gain change unit of FIG. 3.
  • FIG. 6 is a detailed configuration diagram of a second embodiment of the gain change unit of FIG. 3.
  • FIGS. 1 and 2 a conventional electric motor driving system will be described with reference to FIGS. 1 and 2, and an electric motor driving system according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 3 to 6.
  • 1 is a configuration diagram of a general electric motor speed control system.
  • the speed control unit 110 commands the speed of the electric motor 200 To follow the speed from the synchronous angle and speed detector (position sensor) 160 or the position estimator Is measured and used for control, and synchronous coordinate system current command from the difference between speed command and measurement speed Prints.
  • Current control unit 120 is a synchronous coordinate system d, q-axis current command output of the speed control unit 110 In order to follow, the d, q-axis current of the electric motor 200 Measured and used for control, and the synchronous coordinate system d, q-axis voltage command from the difference between the current command and the measured current Prints.
  • the current command is It can be expressed as a vector of
  • the measured current is It can be expressed as a vector of
  • the coordinate conversion unit 130 converts the d and q-axis physical quantities of the synchronous coordinate system to abc physical quantities
  • the coordinate conversion unit 170 converts the abc physical quantities to the d and q-axis physical quantities of the synchronous coordinate system.
  • the angle ⁇ e used in Equation 1 above is a synchronization angle and an electric angle detected from the speed detector 160.
  • the angle ⁇ e used in Equation 2 above is the synchronization angle and the electric angle detected from the speed detector 160.
  • PWM control unit 140 abc phase voltage command The appropriate pole voltage command Change to and perform pulse width modulation (PWM). here to be.
  • Inverter 150 is a pole voltage command formed by the PWM control unit 140 Is synthesized as an extreme voltage.
  • the synchronous angle and speed detector 160 is a position sensor/position estimator such as an encoder or a resolver, and detects the synchronous angle and speed, and the machine speed used by the speed control unit 110 And the electric angle ⁇ e for coordinate transformation used by the coordinate transformation units 130 and 170 is detected.
  • FIG. 2 is a detailed configuration diagram of the speed control unit 110 of FIG. 1.
  • the sum of the values passed through the proportional controller 111 with proportional gain K p and the integral controller 112 and 113 with integral gain K i (114) is the torque command. And the torque command is outputted by the conversion unit 115 as the synchronous coordinate system d and q-axis current command Converted to and outputted.
  • the proportional integral gain is set through the following process.
  • the general inertial mechanical equation can be expressed as follows when the effect of frictional force is ignored.
  • T e is the torque applied to the motor
  • J means the inertia of the motor
  • the transfer function of the proportional integral speed controller can be expressed as follows.
  • K p is the proportional gain and K i is the integral gain.
  • the speed control system can be represented by the following equation.
  • the speed response to the speed command can be expressed as the following transfer function.
  • the gain of the speed control unit 110 depends on the inertia, which is a mechanical constant of the motor driving system. Therefore, if the system information is incorrect, there is a problem in that the speed control unit 110 does not satisfy the designed control bandwidth, and the performance of the speed control deteriorates.
  • inertia which is a mechanical constant
  • the user must directly measure the speed and torque through a measuring device, or separately add a process for inertia estimation to the inverter operation.
  • the electric motor 200 must be stably operated to some extent, and this operation is difficult in the initial stage of operation.
  • the gain of the speed control unit must be set while manually measuring the speed and torque through a measuring instrument. Therefore, in speed control, the gain is important enough to influence the performance, but it is difficult to set it easily.
  • the present invention is to solve this problem, and proposes a gain setting based on the inertia obtained using the control settling time, so that the user can easily set the gain of the speed control without separate inertia information. do. Also, based on this gain setting, we propose a method of automatically adjusting the speed control gain. The present invention is to thereby stably drive the electric motor.
  • the torque can be determined by the following equation.
  • the inertia of the system can be determined as shown in Equation 9.
  • the settling time t s is defined as follows.
  • Equation 10 K denotes the adjustment gain of the speed control unit, and ⁇ sc denotes the bandwidth of the speed control unit. According to an embodiment of the present invention, the user can simply change the gain of the speed control unit by adjusting the adjustment gain K of the speed control unit.
  • Equation 10 settling time of Equation 10 is substituted into Equation 9 to obtain inertia, it is as follows.
  • the gain of the speed control unit can be defined as follows.
  • K p means proportional gain
  • K i means integral gain
  • the bandwidth of the speed control part is a value usually given by the bandwidth of the current control part, and the initial value of K, which is the adjustment gain of the speed control part, can be obtained by considering the attenuation rate of the system. Therefore, the user can configure the motor drive system simply by changing K in the bandwidth of the given speed control unit.
  • FIG. 3 is a block diagram of an electric motor driving system according to an embodiment of the present invention.
  • the motor driving system 1 of an embodiment of the present invention includes a speed control unit 11, a current control unit 12, a first conversion unit 13, a PWM control unit 14, an inverter 15 ), a detection unit 16, a second conversion unit 17, a control unit 20, the first and second switch units 30 and 35, a speed command generation unit 40, and a gain change unit 50.
  • a speed control unit 11 a current control unit 12, a first conversion unit 13, a PWM control unit 14, an inverter 15 ), a detection unit 16, a second conversion unit 17, a control unit 20, the first and second switch units 30 and 35, a speed command generation unit 40, and a gain change unit 50.
  • the speed control unit 11 commands the speed of the motor 2
  • the actual speed of the motor 2 detected by the over detection unit 16 Synchronous coordinate system d, q-axis current command from the difference Can be printed.
  • Current control unit 12 is a synchronous coordinate system d, q-axis current command And motor (2) synchronous coordinate system d, q-axis measurement current Synchronous coordinate system d and q-axis voltage command from the difference Can be printed.
  • the first conversion unit 13 uses Equation 1 To Can be converted to In addition, the second conversion unit 17 uses Equation 2 To Can be converted to
  • PWM control unit 14 commands abc phase voltage
  • the inverter 15 is a pole voltage command formed by the PWM control unit 14 Can be synthesized with extreme voltage.
  • the detection unit 16 may detect the synchronization angle and speed of the electric motor 2 and provide it to the speed control unit 11, the first and second conversion units 13 and 17, and the gain change unit 50.
  • the speed command generation unit 40 may generate a speed command for adjusting the gain of the speed control unit 11.
  • the gain change unit 50 may change the adjustment gain K of the speed control unit 10 by receiving the speed detected by the detection unit 16.
  • the first and second switch units 30 and 35 are turned on or off by the control flag FlagSC of the control unit 20, and the gain of the speed control unit 10 when the first and second switch units 30 and 35 are on When the first and second switch units 30 and 35 are turned off, the gain of the speed control unit 10 may be output in the same manner as in the conventional method of FIG. 1.
  • the speed command for driving the motor is input to the speed control unit 11
  • the speed command generated from the speed command generation unit 40 is input to the speed control unit 11.
  • FlagSC which is a control signal provided by the control unit 20
  • a speed command for adjusting the gain of the speed control unit 11 is generated from the speed command generation unit 40, and the speed command is the speed control unit 11 ) Can be applied.
  • the speed (feedback speed) of the motor 2 fed back from the detection unit 16 the amount of change in the adjustment gain ⁇ K of the speed control unit 11 is obtained, and ⁇ K can be used to change the gain of the speed control unit 11 have.
  • FIG. 4 is a detailed configuration diagram of the speed command generation unit of FIG. 3.
  • the amplitude ⁇ m of the speed command and the sine function -sin ⁇ sc t are multiplied by the multiplication unit 41 to be output as a speed command.
  • the sine function sin ⁇ sc t is multiplied so that the magnitude ⁇ m of the speed command is shaken by a sine function, and the frequency of the sine function may be ⁇ sc , which is a set control bandwidth of the speed control unit 11.
  • the speed command can be expressed as the following equation.
  • the speed command can be generated in the form of a sine wave having an amplitude of ⁇ m .
  • the speed control bandwidth of the speed control unit 11 may be defined as a frequency at which the phase delay of the feedback speed becomes ⁇ /4 when a sine wave command is applied. Therefore, when the sinusoidal command of Equation 13 is applied, the feedback speed can be defined as Equation 14.
  • ⁇ fb means the amplitude of the feedback speed.
  • the gain change unit 50 may obtain an adjustment gain K of the speed control unit 11 in which the phase difference between the speed command and the feedback speed becomes ⁇ /4 as shown in Equation 14.
  • FIG. 5 is a detailed configuration diagram of the gain change unit of FIG. 3 according to the first embodiment.
  • the gain change unit 50 of the first embodiment of the present invention includes a phase change unit 51, a first integrating unit 52, a rotation conversion unit 53, and an error determination unit 54.
  • Integral gain application part 55 and a second integration part 56 may be included.
  • the phase change unit 51 receives the feedback speed and the set control bandwidth, and receives the first signal of the virtual d-axis. And, the second signal of the imaginary q-axis that is orthogonal to the first signal with a - ⁇ /2 phase delay of Can be printed.
  • the phase change unit 51 may be, for example, a Second Order Generalized Integrator (SOGI).
  • SOGI outputs a signal that is an orthogonal component with a phase delay of - ⁇ /2 when a sine wave is applied.
  • the signal output from the phase change unit 51 is as shown in the following equation.
  • phase change unit 51 is described as an example of SOGI, but various circuits may be used to obtain the output signal of Equation 15 above.
  • the imaginary d and q-axis signals which are AC signals of a sine wave, can be converted into DC components through rotation conversion.
  • the first and second signals of the imaginary d and q-axis which are AC signals of a sine wave, can be converted into DC components through rotational transformation, and Equation 15 is expressed as an angle as follows.
  • the first integrating unit 52 may integrate the control bandwidth and output a rotation angle of the sinusoidal command. This can be expressed as an equation as follows.
  • the converted DC signal when the phase delay is ⁇ /4 It can be seen that has the same value.
  • the output signal of the phase conversion unit 53 If is the same value, the feedback speed means that the command speed and the phase delay become ⁇ /4. therefore, If the gain of the speed control unit 11 is adjusted to have the same speed, the speed control unit 11 satisfies the given speed control bandwidth, and the automatic adjustment is performed.
  • Equation 20 it is possible to adjust the speed control gain by using integral control. This can be expressed as Equation 20.
  • K sc means the integral gain for speed control gain adjustment.
  • the speed control adjustment gain change amount ⁇ K can be generated so that the is the same value. This may be achieved by the error determination unit 54, the integral gain application unit 55, and the integral unit 56.
  • the error determination unit 54 is the two DC signals of the rotation conversion unit 53 And The error of is determined, the integral gain application unit 55 applies the integral gain K sc to the error, and the second integral unit 56 integrates it to output the change amount ⁇ K of the speed control adjustment gain.
  • the speed control unit 11 of FIG. 3 may receive the change amount ⁇ K of the speed control adjustment gain generated as described above, and change the proportional integral gain as shown in Equation 21.
  • the magnitude of the feedback speed is compared to the command. It can also be defined as the frequency that becomes. Therefore, when the sinusoidal command of Equation 13 is applied, the feedback speed can be defined as Equation 22.
  • Equation 22 ⁇ fb refers to the phase delay of the feedback speed, and ⁇ fb, which is the magnitude of the feedback speed, is compared to the command when the speed control bandwidth is satisfied. Which is the size of Becomes.
  • Equation 23 If the feedback speed of Equation 22 is a virtual d-axis signal, and an orthogonal component having a phase delay of - ⁇ /2 than the corresponding speed is a virtual q-axis signal, it may be expressed as Equation 23.
  • Equation 23 is represented by each as follows.
  • Equation 26 From Equation 25 above, ⁇ fb can be obtained as in Equation 26.
  • Equation 27 ⁇ fb at ⁇ K that satisfies the speed control bandwidth is Since it becomes, under the corresponding condition, it can be written as Equation 27.
  • the speed control gain can be adjusted using integral control, which can be expressed as Equation 28.
  • FIG. 6 is a detailed configuration diagram of a second embodiment of the gain change unit of FIG. 3.
  • the gain change unit 50 of the second embodiment of the present invention includes a phase change unit 61, a first integration unit 62, a rotation conversion unit 63, and first and second multiplications.
  • the units 64 and 65, an addition unit 66, an error determination unit 67, an integral gain application unit 68, and a second integrator 69 may be included.
  • the phase change unit 61 is the feedback speed of the electric motor 2 When the overspeed control bandwidth ⁇ sc is input and a sine wave is applied, a signal having a phase delay of - ⁇ /2 can be output. That is, in the second embodiment of the present invention, when a sine wave command is applied to the speed control bandwidth, the magnitude of the feedback speed is compared to the command. In the case of defining the frequency to be, the phase change unit 61 may change the phase and output it as shown in Equation 24.
  • the rotation conversion unit 63 may receive a phase angle ⁇ sc in which the speed control bandwidth is integrated by the first integrating unit 62 and may rotate the output of the phase change unit 61 by the phase angle ⁇ sc .
  • the output of the rotation conversion unit 63 is the same as Equation 25, and the output signal of the phase change unit 1 By the rotation conversion unit 63 Can be converted to
  • the first multiplication unit 64 and the second multiplication unit 65 are each Wow Is output, and the addition unit 66 is the sum of the first multiplication unit 64 and the second multiplication unit 65 Can be printed.
  • the error determination unit 67 determines the output of the addition unit 66 and the error of ⁇ m /2
  • the integral gain application unit 68 applies the integral gain K sc to the error
  • the second integral unit (69) integrates this and can output ⁇ K, which is the amount of change in the speed control adjustment gain.
  • the speed control unit 11 may receive ⁇ K, which is a change amount of the adjustment gain of the speed control, and change the proportional integral gain as shown in Equation 21.
  • the gain of the speed control unit is set through measurement of speed and torque through a measuring device or is made difficult through a separate inertia estimation, according to an embodiment of the present invention, not through a separate measurement or estimation process.
  • the speed control gain can be set by simply adjusting the speed control adjustment gain from the motor nameplate value.
  • the speed control gain can be easily set when the user initially drives the electric motor by using the gain obtained by using the control settling time.
  • the present invention can set the optimum speed control gain by automatically adjusting the speed control gain without additional inertia estimation or measurement.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)

Abstract

전동기 구동 시스템이 개시된다. 본 발명의 일실시예의 시스템은, 전동기의 속도지령과 상기 전동기의 궤환속도의 차이로부터, 비례이득 및 제1적분이득을 적용하는 비례적분제어를 통해 전류지령을 출력하는 속도제어부, 상기 속도지령의 진폭과 속도제어 대역폭이 주파수인 사인함수를 이용하여 상기 속도지령을 출력하는 속도지령 생성부, 및 상기 속도지령과 상기 궤환속도간 위상차가 실질적으로 π/4가 되도록, 상기 비례이득 및 상기 제1적분이득을 조정하는 이득변경부를 포함한다.

Description

전동기 구동 시스템
본 발명은 전동기 구동 시스템에 대한 것이다.
전력용 반도체 기술의 발전으로 고속의 스위칭이 가능한 전력소자를 이용하여, 가변전압 가변주파수(variable voltage variable frequency, VVVF)의 전원을 비교적 쉽게 구현할 수 있게 되었다. VVVF는 주로 직류전압을 입력으로 하여 교류의 가변 전압원을 발생시키는 전압형 인버터에 사용된다. 이러한 전압형 인버터는 에너지 저장 시스템(ESS), 태양광 인버터(PV 인버터), 전동기 구동기술에 주로 사용되고 있다.
전동기 구동시, 전동기의 회전속도는 부하토크에 의해 결정되므로, 전동기의 속도를 제어하고자 하는 경우 속도제어 시스템에서 전동기의 토크를 제어해야 한다.
전압형 인버터를 이용한 전동기의 속도제어 시스템에서 속도 제어기는 보통 간단한 비례적분기로 구성되는데, 통산 비례적분기의 비례적분 이득은 전동기 구동시스템의 전체 관성정보가 필요하다.
종래의 시스템에서 속도제어기의 이득은 기계적 상수인 관성에 의존하는데, 시스템 정수의 정보가 올바르지 않은 경우에는 속도제어기가 설계된 제어대역폭을 만족하지 못하게 되어 속도제어의 성능을 악화시킬 수 있다.
보통, 인버터로 전동기를 구동하는 경우, 기계적인 상수인 관성은 얻기 힘든 정보이며, 이를 얻기 위해서는 사용자가 계측기를 통해 직접 속도와 토크를 측정하여 관성정보를 얻거나, 따로 관성추정을 위한 과정을 인버터 동작에 추가하는 등의 과정이 요구된다. 그러나 이를 위해서는 전동기가 안정적으로 동작하여야 하므로, 전동기의 동작 초기에는 정확한 관성정보를 얻기 어려운 문제점이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는, 관성정보를 활용하지 않으면서 간단하게 비례적분 이득을 설정하는 전동기 구동 시스템을 제공하는 것이다.
상기와 같은 기술적 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 일실시예의 전동기 구동 시스템은, 전동기의 속도지령과 상기 전동기의 궤환속도의 차이로부터, 비례이득 및 제1적분이득을 적용하는 비례적분제어를 통해 전류지령을 출력하는 속도제어부; 상기 속도지령의 진폭과 속도제어 대역폭이 주파수인 사인함수를 이용하여 상기 속도지령을 출력하는 속도지령 생성부; 및 상기 속도지령과 상기 궤환속도간 위상차가 실질적으로 π/4가 되도록, 상기 비례이득 및 상기 제1적분이득을 조정하는 이득변경부를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 속도제어 대역폭은, 상기 속도제어부에 정현파인 속도지령이 인가되는 경우, 상기 궤환속도의 위상지연이 실질적으로 π/4가 되는 주파수일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 이득변경부는, 상기 궤환속도와 상기 속도제어 대역폭으로부터, 가상의 d축의 제1신호와, 상기 제1신호보다 -π/2의 위상지연을 가지고 직교성분인 가상의 q축의 제2신호를 출력하는 위상변경부; 상기 속도제어 대역폭으로부터 회전변환을 위한 위상각을 출력하는 제1적분부; 상기 위상각을 이용하여 상기 제1 및 제2신호를 각각 회전변환하여 직류인 제3 및 제4신호를 출력하는 회전변환부; 상기 제3 및 제4신호를 속도제어 이득조정을 위한 제2적분이득을 적용하여 적분제어하여, 속도제어 조정이득을 위한 변화량을 출력하는 적분제어부를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 위상변경부는, SOGI(Second Order Generalized Integrator)를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 적분제어부는, 상기 제3 및 제4신호의 오차를 결정하는 오차결정부; 상기 오차에 상기 제2적분이득을 적용하는 적분이득 적용부; 및 상기 적분이득 적용부의 출력을 적분하여 상기 변화량을 출력하는 제2적분부를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예의 시스템은, 상기 속도제어부와 상기 속도지령 생성부를 스위칭하는 제1스위치부; 상기 속도제어부와 상기 이득변경부를 스위칭하는 제2스위치부; 및 상기 제1스위치부 및 상기 제2스위치부의 온 또는 오프를 제어하는 제어신호를 출력하는 제어부를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 비례이득은
Figure PCTKR2019010318-appb-I000001
이고, 상기 제1적분이득은
Figure PCTKR2019010318-appb-I000002
일 수 있고, 이때, Trated는 상기 전동기의 정격토크이고, ωrm_rated는 상기 전동기의 정격속도이며, K는 상기 속도제어부의 조정이득이고, ΔK는 상기 변화량으로,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000003
일 수 있다. 또한, Ksc는 상기 제2적분이득이고,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000004
는 상기 제3신호이고,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000005
는 상기 제4신호일 수 있다.
또한, 상기와 같은 기술적 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 일실시예의 전동기 구동 시스템은, 전동기의 속도지령과 상기 전동기의 궤환속도의 차이로부터, 비례이득 및 제1적분이득을 적용하는 비례적분제어를 통해 전류지령을 출력하는 속도제어부; 상기 속도지령의 진폭과 속도제어 대역폭이 주파수인 사인함수를 이용하여 상기 속도지령을 출력하는 속도지령 생성부; 및 상기 궤환속도의 크기가 상기 속도지령의 크기에 비해 실질적으로
Figure PCTKR2019010318-appb-I000006
이 되도록, 상기 비례이득 및 상기 제1적분이득을 조정하는 이득변경부를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 속도제어 대역폭은, 상기 속도제어부에 정현파인 속도지령이 인가되는 경우, 상기 궤환속도의 크기가 상기 속도지령에 비해 실질적으로
Figure PCTKR2019010318-appb-I000007
이 되는 주파수일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 이득변경부는, 상기 궤환속도와 상기 속도제어 대역폭으로부터, 가상의 d축의 제1신호와, 상기 제1신호보다 -π/2의 위상지연을 가지고 직교성분인 가상의 q축의 제2신호를 출력하는 위상변경부; 상기 속도제어 대역폭으로부터 회전변환을 위한 위상각을 출력하는 제1적분부; 상기 위상각을 이용하여 상기 제1 및 제2신호를 각각 회전변환하여 직류인 제3 및 제4신호를 출력하는 회전변환부; 상기 제3신호와 제3신호의 곱을 출력하기 위한 제1곱셈부; 상기 제4신호와 제4신호의 곱을 출력하기 위한 제2곱셈부; 상기 제1 및 제2곱셈부의 출력을 가산하기 위한 가산부; 상기 가산부의 출력과 ωm/2(ωm은 상기 속도지령의 진폭임)을 속도제어 이득조정을 위한 제2적분이득을 적용하여 적분제어하여, 속도제어 조정이득을 위한 변화량을 출력하는 적분제어부를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 위상변경부는, SOGI를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 적분제어부는, 상기 가산부의 출력과 상기 ωm/2의 오차를 결정하는 오차결정부; 상기 오차에 상기 제2적분이득을 적용하는 적분이득 적용부; 및 상기 적분이득 적용부의 출력을 적분하여 상기 변화량을 출력하는 제2적분부를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예의 시스템은, 상기 속도제어부와 상기 속도지령 생성부를 스위칭하는 제1스위치부; 상기 속도제어부와 상기 이득변경부를 스위칭하는 제2스위치부; 및 상기 제1스위치부 및 상기 제2스위치부의 온 또는 오프를 제어하는 제어신호를 출력하는 제어부를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 비례이득은
Figure PCTKR2019010318-appb-I000008
이고, 상기 제1적분이득은
Figure PCTKR2019010318-appb-I000009
일 수 있으며, 이때, Trated는 상기 전동기의 정격토크이고, ωrm_rated는 상기 전동기의 정격속도이며, K는 상기 속도제어부의 조정이득이고, ΔK는 상기 변화량으로,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000010
일 수 있다. 또한, Ksc는 상기 제2적분이득이고,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000011
는 상기 가산부의 출력일 수 있다.
상기와 같은 본 발명은, 별도의 계측 또는 추정과정을 통하지 않고 전동기의 명판값으로부터 간단히 속도제어 조정이득의 조정을 통해 속도제어 이득을 설정하여, 최적의 이득을 설정하게 하는 효과가 있다.
도 1은 일반적인 전동기 속도제어 시스템의 구성도이다.
도 2는 도 1의 속도제어부의 상세 구성도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예의 전동기 구동 시스템의 구성도이다.
도 4는 도 3의 속도지령 생성부의 상세 구성도이다.
도 5는 도 3의 이득변경부의 제1실시예의 상세 구성도이다.
도 6은 도 3의 이득변경부의 제2실시예의 상세 구성도이다.
본 발명의 구성 및 효과를 충분히 이해하기 위하여, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 설명한다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예에 한정되는 것이 아니라, 여러가지 형태로 구현될 수 있고 다양한 변경을 가할 수 있다. 단지, 본 실시예에 대한 설명은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위하여 제공되는 것이다. 첨부된 도면에서 구성요소는 설명의 편의를 위하여 그 크기를 실제보다 확대하여 도시한 것이며, 각 구성요소의 비율은 과장되거나 축소될 수 있다.
'제1', '제2' 등의 용어는 다양한 구성요소를 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소는 위 용어에 의해 한정되어서는 안 된다. 위 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 권리범위를 벗어나지 않으면서 '제1구성요소'는 '제2구성요소'로 명명될 수 있고, 유사하게 '제2구성요소'도 '제1구성요소'로 명명될 수 있다. 또한, 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 표현하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 발명의 실시예에서 사용되는 용어는 다르게 정의되지 않는 한, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 통상적으로 알려진 의미로 해석될 수 있다.
이하에서는, 도 1 및 도 2를 참조로 종래의 전동기 구동 시스템을 설명하고, 도 3 내지 도 6을 참조하여 본 발명의 일실시예의 전동기 구동 시스템을 설명하기로 한다.
도 1은 일반적인 전동기 속도제어 시스템의 구성도이다.
속도제어부(110)는 전동기(200)의 속도지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000012
을 추종하기 위해 동기각 및 속도검출기(위치센서)(160) 또는 위치추정기로부터 속도
Figure PCTKR2019010318-appb-I000013
를 측정하여 제어에 사용하며, 속도지령과 측정속도의 차이로부터 동기좌표계 전류지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000014
을 출력한다.
전류제어부(120)는 속도제어부(110)의 출력인 동기좌표계 d, q축 전류지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000015
을 추종하기 위해, 전동기(200)의 d, q축 전류
Figure PCTKR2019010318-appb-I000016
를 측정하여 제어에 사용하며, 전류지령과 측정전류의 차이로부터 동기좌표계 d, q축 전압지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000017
을 출력한다.
이때 전류지령은
Figure PCTKR2019010318-appb-I000018
의 벡터로 표현가능하고, 측정전류는
Figure PCTKR2019010318-appb-I000019
의 벡터로 표현가능하다.
좌표변환부(130)는 동기좌표계 d, q축 물리량을 abc 물리량으로 변환하고, 좌표변환부(170)는 abc 물리량을 동기좌표계 d, q축 물리량으로 변환한다.
좌표변환부(130)의 입력인
Figure PCTKR2019010318-appb-I000020
를
Figure PCTKR2019010318-appb-I000021
로 변경하기 위해 다음 수학식을 이용한다. 아래에서,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000022
이고,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000023
이다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000001
위 수학식 1에서 사용한 각 θe는 동기각 및 속도검출기(160)로부터 검출되는 전기각이다.
또한, 좌표변환부(170)의 입력인
Figure PCTKR2019010318-appb-I000024
를
Figure PCTKR2019010318-appb-I000025
로 변경하기 위해 아래의 수학식을 이용한다. 여기서
Figure PCTKR2019010318-appb-I000026
이고,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000027
이다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000002
위 수학식 2에서 사용한 각 θe는 동기각 및 속도검출기(160)로부터 검출되는 전기각이다.
PWM 제어부(140)는 abc상 전압지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000028
를 적절한 극전압(pole voltage)지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000029
으로 변경하여 펄스폭변조(PWM)를 수행한다. 여기서
Figure PCTKR2019010318-appb-I000030
이다.
인버터(150)는 PWM 제어부(140)에 의해 형성된 극전압지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000031
을 극전압으로 합성한다. 극전압지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000032
은 인버터(150)에 의해 실제의 극전압
Figure PCTKR2019010318-appb-I000033
으로 합성된다. 이때,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000034
이다.
동기각 및 속도검출기(160)는 엔코더 또는 레졸버 등의 위치센서/위치추정기로서, 동기각 및 속도를 검출하여 속도제어부(110)에서 사용하는 기계속도
Figure PCTKR2019010318-appb-I000035
와 좌표변환부(130, 170)에서 사용하는 좌표변환을 위한 전기각 θe를 검출한다.
도 2는 도 1의 속도제어부(110)의 상세 구성도이다.
전동기의 속도지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000036
과 측정속도
Figure PCTKR2019010318-appb-I000037
의 오차를 각각 비례이득이 Kp인 비례제어기(111)와 적분이득이 Ki인 적분제어기(112, 113)를 통과한 값의 합(114)이 토크지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000038
으로 출력되며, 변환부(115)에 의해 토크지령이 동기좌표계 d, q축 전류지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000039
으로 변환되어 출력된다.
이와 같은 속도제어부(110)의 구성에서, 비례적분이득은 다음과 같은 과정을 거쳐 설정된다.
일반적인 관성계 기계방정식은 마찰력에 의한 영향을 무시한 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000003
여기서, Te는 전동기에 인가되는 토크이고, J는 전동기의 관성을 의미한다.
비례적분 속도제어기의 전달함수는 아래와 같이 표현할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000004
이때 Kp는 비례이득이고, Ki는 적분이득이다.
속도제어부(110)에 비해 전류제어부(120)의 동특성이 충분히 빠르다고 가정하여 전류제어부(120)의 이득을 1로 근사화하고, 인버터(150)의 출력전류에 의해 결정되는 전동기(200)의 토크가 토크지령을 잘 추종하는 이상적인 상황(
Figure PCTKR2019010318-appb-I000040
)을 가정하면, 아래 수학식으로 속도 제어 시스템을 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000005
위 수학식 5를 정리하면, 속도지령에 대한 속도응답을 다음과 같은 전달함수로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000006
속도제어부(110)의 대역폭을 ωsc로 하고, 과감쇄로 설계할 경우, 비례이득과 적분이득은 아래 수학식 7과 같이 구할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000007
Figure PCTKR2019010318-appb-I000041
위와 같이, 속도제어부(110)의 이득은 전동기 구동 시스템의 기계적 상수인 관성에 의존함을 알 수 있다. 따라서, 시스템의 정보가 올바르지 않은 경우, 속도제어부(110)가 설계된 제어 대역폭을 만족시키지 못하여 속도제어의 성능이 악화되는 문제점이 있다.
보통, 인버터로 전동기를 구동하는 경우, 기계적인 상수인 관성은 얻기 힘든 정보이다. 이를 얻기 위해, 사용자는 계측기를 통해 직접 속도 및 토크 등을 측정하거나, 따로 관성추정을 위한 과정을 인버터 동작에 추가하여야 한다. 그러나, 이러한 동작을 위해서는 어느 정도 전동기(200)가 안정적으로 운전하고 있어야 하며, 운전 초기의 경우에는 이러한 동작이 어렵다.
또한, 속도제어부의 이득은 관성정보가 없을 경우 사용자가 직접 수동으로 계측기를 통해 속도, 토크 등을 측정하면서 설정하여야 한다. 따라서, 속도제어에 있어 이득은 성능을 좌우할만큼 중요하지만, 쉽게 설정이 어려운 문제점이 있었다.
본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 제어 정착시간(settling time)을 이용하여 구한 관성을 바탕으로 한 이득설정을 제안하며, 별도의 관성정보 없이 사용자가 용이하게 속도제어의 이득을 설정할 수 있게 한다. 또한, 이러한 이득설정을 바탕으로 속도제어 이득을 자동으로 조정하는 방법을 제안한다. 본 발명은 이에 의해 전동기를 안정적으로 구동하기 위한 것이다.
먼저, 본 발명에서 제안하는 속도제어 이득을 설정하는 방법을 설명하기로 한다.
부하의 관성이 일정하다는 가정하에, 토크는 아래 수학식과 같이 결정할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000008
정격토크 Trated 인가시에 정격속도 ωrm_rated까지 도달하는 시간을 정착시간 ts로 정의하면, 시스템의 관성을 수학식 9와 같이 결정할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000009
위 수학식 6의 전달함수를 고려하여, 정착시간 ts를 다음과 같이 정의하기로 한다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000010
위 수학식 10에서 K는 속도제어부의 조정이득을 의미하고, ωsc는 속도제어부의 대역폭을 의미한다. 본 발명의 일실시예에 의하면, 사용자는 속도제어부의 조정이득 K를 조절하여 속도제어부의 이득을 간단히 변경할 수 있다.
한편, 수학식 10의 정착시간을 수학식 9에 대입하여 관성을 구하면 아래 수학식과 같다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000011
위 수학식 11의 관성을 수학식 7의 속도제어부의 이득에 대입하면, 아래와 같이 속도제어부의 이득을 정의할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000012
Figure PCTKR2019010318-appb-I000042
위 수학식 12에서, Kp는 비례이득을, Ki는 적분이득을 의미한다.
속도제어부의 대역폭은 보통 전류제어부의 대역폭에 의해 주어지는 값이며, 속도제어부의 조정이득인 K의 초기값은 시스템의 감쇄율을 고려하여 구할 수 있다. 따라서, 사용자는 주어진 속도제어부의 대역폭에서 K를 변경함으로써 간단히 전동기 구동 시스템을 구성할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일실시예의 전동기 구동 시스템의 구성도이다.
도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예의 전동기 구동 시스템(1)은, 속도제어부(11), 전류제어부(12), 제1변환부(13), PWM 제어부(14), 인버터(15), 검출부(16), 제2변환부(17), 제어부(20), 제1 및 제2스위치부(30, 35), 속도지령 생성부(40) 및 이득변경부(50)를 포함할 수 있다.
속도제어부(11), 전류제어부(12), 제1변환부(13), PWM 제어부(14), 인버터(15), 검출부(16), 제2변환부(17)의 동작은 도 1을 참조로 설명한 바와 같다.
속도제어부(11)는 전동기(2)의 속도지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000043
과 검출부(16)에 의해 검출된 전동기(2)의 실제 속도
Figure PCTKR2019010318-appb-I000044
의 차이로부터 동기좌표계 d, q축 전류지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000045
을 출력할 수 있다.
전류제어부(12)는 동기좌표계 d, q축 전류지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000046
과 전동기(2)의 동기좌표계 d, q축 측정전류
Figure PCTKR2019010318-appb-I000047
의 차이로부터 동기좌표계 d, q축 전압지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000048
을 출력할 수 있다.
제1변환부(13)는 수학식 1을 이용하여
Figure PCTKR2019010318-appb-I000049
를
Figure PCTKR2019010318-appb-I000050
로 변환할 수 있다. 또한, 제2변환부(17)는 수학식 2를 이용하여
Figure PCTKR2019010318-appb-I000051
를
Figure PCTKR2019010318-appb-I000052
로 변환할 수 있다.
PWM 제어부(14)는 abc상 전압지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000053
를 적절한 극전압지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000054
으로 변경하여 펄스폭변조(PWM)를 수행하고, 인버터(15)는 PWM 제어부(14)에 의해 형성된 극전압지령
Figure PCTKR2019010318-appb-I000055
을 극전압으로 합성할 수 있다.
검출부(16)는 전동기(2)의 동기각 및 속도를 검출하여, 속도제어부(11), 제1 및 제2변환부(13, 17) 및 이득변경부(50)에 제공할 수 있다.
속도지령 생성부(40)는 속도제어부(11)의 이득을 조정하기 위한 속도지령을 생성할 수 있다.
이득변경부(50)는 검출부(16)에 의해 검출된 속도를 수신하여, 속도제어부(10)의 조정이득인 K를 변경할 수 있다.
제1 및 제2스위치부(30, 35)는 제어부(20)의 제어 플래그 FlagSC에 의해 온 또는 오프되며, 제1 및 제2스위치부(30, 35)가 온인 경우 속도제어부(10)의 이득을 조정하여 출력하고, 제1 및 제2스위치부(30, 35)가 오프인 경우 속도제어부(10)의 이득이 도 1의 종래의 방식과 동일하게 출력될 수 있다.
구체적으로, FlagSC가 오프인 경우 속도제어부(11)에는 전동기 구동을 위한 속도지령이 입력되고, FlagSC가 온인 경우 속도제어부(11)에는 속도지령 생성부(40)로부터 생성된 속도지령이 입력된다.
또한, FlagSC가 오프인 경우 속도제어부(11)의 이득을 조절하는 ΔK가 0이 되어 속도제어부(11)의 이득은 변경되지 않으나, FlagSC가 온인 경우 ΔK가 이득변경부(50)로부터 출력되어 속도제어부(11)의 이득이 변경될 수 있다.
즉, 제어부(20)가 제공하는 제어신호인 FlagSC가 온인 경우, 속도제어부(11)의 이득을 조정하기 위한 속도지령을 속도지령 생성부(40)로부터 생성하고, 해당 속도지령은 속도제어부(11)에 인가될 수 있다. 또한, 검출부(16)로부터 피드백되는 전동기(2)의 속도(궤환속도)를 이용하여 속도제어부(11)의 조정이득 변화량 ΔK를 구하게 되며, ΔK는 속도제어부(11)의 이득을 변경하는데 사용될 수 있다.
도 4는 도 3의 속도지령 생성부의 상세 구성도이다.
본 발명의 일실시예의 속도지령 생성부에서, 속도지령의 진폭 ωm과 사인함수 -sinωsct가 곱셈부(41)에 의해 곱하여져 속도지령으로서 출력될 수 있다.
이때 사인함수 sinωsct는 속도지령의 크기 ωm이 사인함수로 흔들리게 되도록 곱해지는 것으로서, 사인함수의 주파수는 속도제어부(11)의 설정된 제어 대역폭인 ωsc일 수 있다. 속도지령은 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000013
즉, 속도지령은 ωm의 진폭을 가지는 정현파의 형태로 생성될 수 있다.
한편, 속도제어부(11)의 속도제어 대역폭은, 정현파 지령이 인가되는 경우, 궤환속도의 위상지연이 π/4가 되는 주파수로 정의할 수 있다. 따라서, 수학식 13의 정현파 지령이 인가되는 경우, 궤환속도는 수학식 14와 같이 정의할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000014
이때 ωfb는 궤환속도의 진폭을 의미한다.
이득변경부(50)는 수학식 14와 같이 속도지령과 궤환속도간 위상차가 π/4가 되는 속도제어부(11)의 조정이득 K를 구하도록 할 수 있다.
도 5는 도 3의 이득변경부의 제1실시예에 의한 상세 구성도이다.
도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제1실시예의 이득변경부(50)는, 위상변경부(51), 제1적분부(52), 회전변환부(53), 오차결정부(54), 적분이득 적용부(55) 및 제2적분부(56)를 포함할 수 있다.
위상변경부(51)는, 궤환속도와 설정된 제어 대역폭을 수신하여, 가상의 d축의 제1신호
Figure PCTKR2019010318-appb-I000056
와, 제1신호보다 의 -π/2위상지연을 가지고 직교성분인 가상의 q축의 제2신호
Figure PCTKR2019010318-appb-I000057
를 출력할 수 있다. 이때 위상변경부(51)는 예를 들어 SOGI(Second Order Generalized Integrator)일 수 있다. SOGI는 정현파가 인가되는 경우 -π/2의 위상지연을 가지고 직교성분인 신호를 출력하는 것이다.
위상변경부(51)가 출력하는 신호는 아래 수학식과 같다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000015
Figure PCTKR2019010318-appb-I000058
다만, 본 발명의 일실시예에서는 위상변경부(51)의 구성을 예를 들어 SOGI를 설명하고 있으나, 위 수학식 15의 출력신호를 얻기 위해서 다양한 회로를 사용할 수도 있을 것이다.
위와 같이 정현파의 교류신호인 가상의 d, q축 신호는 회전변환을 거쳐 직류성분으로 변환될 수 있다.
정현파의 교류신호인 가상의 d, q축의 제1 및 제2신호는 회전변환을 거쳐 직류성분으로 변환될 수 있으며, 수학식 15을 각으로 나타내면 다음과 같다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000016
Figure PCTKR2019010318-appb-I000059
제1적분부(52)는 제어 대역폭을 적분하여, 정현파 지령의 회전각을 출력할 수 있다. 이를 수식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000017
회전변환을 수학식 18과 같이 정의하고, 수학식 16의 교류신호에 회전변환을 적용하면, 아래의 수학식 19와 같이 직류신호로 변환될 수 있으며, 위상변환부(53)의 출력과 같다. 즉, 위상변경부(51)의 출력신호인
Figure PCTKR2019010318-appb-I000060
는 회전변환부(53)에 의해
Figure PCTKR2019010318-appb-I000061
으로 변환될 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000018
Figure PCTKR2019010318-appb-M000019
위 수학식 19를 참조로 하면, 위상지연이 π/4인 경우 변환된 직류신호
Figure PCTKR2019010318-appb-I000062
는 동일한 값을 가지는 것을 알 수 있다. 바꾸어 말하면, 위상변환부(53)의 출력신호인
Figure PCTKR2019010318-appb-I000063
가 동일한 값이면, 궤환속도는 지령속도와 위상지연이 π/4가 되는 것을 의미한다. 따라서,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000064
가 동일한 속도를 가지도록 속도제어부(11)의 이득을 조정하면 속도제어부(11)는 주어진 속도제어 대역폭을 만족하게 되어 자동조정이 수행된다.
본 발명의 일실시예에서는, 적분제어를 이용하여 속도제어 이득을 조정할 수 있다. 이를 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000020
이때 Ksc는 속도제어 이득조정을 위한 적분이득을 의미한다. 위 수학식 20과 같이 적분제어를 통해
Figure PCTKR2019010318-appb-I000065
가 동일한 값을 가지도록 속도제어 조정이득 변화량 ΔK를 생성할 수 있다. 이는 오차결정부(54), 적분이득 적용부(55) 및 적분부(56)에 의해 이루어질 수 있을 것이다.
즉, 오차결정부(54)는 회전변환부(53)의 두 직류신호
Figure PCTKR2019010318-appb-I000066
및
Figure PCTKR2019010318-appb-I000067
의 오차를 결정하고, 적분이득 적용부(55)는 해당 오차에 적분이득 Ksc를 적용하며, 제2적분부(56)가 이를 적분하여 속도제어 조정이득의 변화량 ΔK를 출력할 수 있다.
다시, 도 3의 속도제어부(11)는, 이와 같이 생성된 속도제어 조정이득의 변화량 ΔK를 수신하여, 비례적분이득을 수학식 21과 같이 변경할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000021
Figure PCTKR2019010318-appb-I000068
한편, 본 발명의 일실시예에서는, 속도제어 대역폭을 정현파 지령이 인가되는 경우 궤환속도의 크기가 지령에 비해
Figure PCTKR2019010318-appb-I000069
이 되는 주파수로 정의할 수도 있다. 따라서 수학식 13의 정현파 지령이 인가되는 경우, 궤환속도를 수학식 22와 같이 정의할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000022
수학식 22에서, φfb는 궤환되는 속도의 위상지연을 의미하고, 궤환속도의 크기인 ωfb는 속도제어 대역폭을 만족할 때 지령에 비해
Figure PCTKR2019010318-appb-I000070
이 되는 크기인
Figure PCTKR2019010318-appb-I000071
가 된다.
수학식 22의 궤환속도를 가상의 d축 신호로 하고, 해당 속도보다 -π/2의 위상지연을 갖는 직교성분을 가상의 q축 신호로 하면, 수학식 23으로 나타낼 수도 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000023
Figure PCTKR2019010318-appb-I000072
정현파의 교류신호인 가상의 d축 및 q축 신호는, 회전변환을 거쳐 직류성분으로 변환될 수 있다. 수학식 23을 각으로 나타내면 다음과 같다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000024
Figure PCTKR2019010318-appb-I000073
위 수학식 24의 교류신호에 회전변환을 적용하면, 수학식 25와 같이 직류신호로 변환될 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000025
위 수학식 25로부터, ωfb는 수학식 26과 같이 구할 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000026
즉, 속도제어 대역폭을 만족시키는 ΔK에서 ωfb는
Figure PCTKR2019010318-appb-I000074
가 되므로, 해당 조건에서, 수학식 27과 같이 쓸 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000027
즉, ωm/2와
Figure PCTKR2019010318-appb-I000075
가 동일한 값을 가지도록 속도제어부(11)의 이득을 조정하면 속도제어부(11)는 주어진 속도제어 대역폭을 만족하게 되어 자동조정이 수행될 수 있다. 마찬가지로, 본 발명의 일실시예에서는, 적분제어를 이용하여 속도제어 이득을 조정할 수 있으며, 이를 수학식 28과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2019010318-appb-M000028
위 과정을 도 6을 통해 나타내었다. 도 6은 도 3의 이득변경부의 제2실시예의 상세 구성도이다.
도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제2실시예의 이득변경부(50)는, 위상변경부(61), 제1적분부(62), 회전변환부(63), 제1 및 제2곱셈부(64, 65), 가산부(66), 오차결정부(67), 적분이득 적용부(68) 및 제2적분부(69)를 포함할 수 있다.
도 6의 일실시예에서,
Figure PCTKR2019010318-appb-I000076
은 전동기의 궤환속도이고, ωsc는 미리 설정된 속도제어 대역폭이다.
위상변경부(61)는 전동기(2)의 궤환속도
Figure PCTKR2019010318-appb-I000077
과 속도제어 대역폭 ωsc을 입력으로 하고, 정현파가 인가되는 경우 -π/2의 위상지연을 가지는 신호를 출력할 수 있다. 즉, 본 발명의 제2실시예에서, 속도제어 대역폭을 정현파 지령이 인가되는 경우 궤환속도의 크기가 지령에 비해
Figure PCTKR2019010318-appb-I000078
이 되는 주파수로 정의하는 경우, 위상변경부(61)는 수학식 24와 같이 위상을 변경하여 출력할 수 있다.
회전변환부(63)는 속도제어 대역폭을 제1적분부(62)가 적분한 위상각 θsc를 수신하여, 위상변경부(61)의 출력을 위상각 θsc에 의해 회전변환할 수 있다. 회전변환부(63)의 출력은 수학식 25와 같으며, 위상변경부(1)의 출력신호인
Figure PCTKR2019010318-appb-I000079
는 회전변환부(63)에 의해
Figure PCTKR2019010318-appb-I000080
로 변환될 수 있다.
제1곱셈부(64)와 제2곱셈부(65)는 각각
Figure PCTKR2019010318-appb-I000081
와
Figure PCTKR2019010318-appb-I000082
를 출력하고, 가산부(66)는 제1곱셈부(64)와 제2곱셈부(65)의 합인
Figure PCTKR2019010318-appb-I000083
을 출력할 수 있다.
이후, 오차결정부(67)는 가산부(66)의 출력과 ωm/2의 오차를 결정하고, 적분이득 적용부(68)가 해당 오차에 적분이득 Ksc를 적용하고, 제2적분부(69)가 이를 적분하여, 속도제어 조정이득의 변화량인 ΔK를 출력할 수 있다.
속도제어부(11)는 속도제어의 조정이득의 변화량인 ΔK를 수신하여, 비례적분이득을 수학식 21과 같이 변경시킬 수 있을 것이다.
종래의 경우, 속도제어부의 이득이 계측기를 통한 속도와 토크의 계측을 통하여 설정되거나 또는 별도의 관성추정을 통해 어렵게 이루어진 것과 달리, 본 발명의 일실시예에 의하면, 별도의 계측 또는 추정과정을 통하지 않고 전동기의 명판값으로부터 간단히 속도제어 조정이득의 조정을 통해 속도제어 이득을 설정할 수 있다.
즉, 본 발명은 제어 정착시간을 이용하여 구한 이득을 사용함으로써, 사용자가 전동기를 초기구동하는 경우 용이하게 속도제어 이득을 설정할 수 있다. 또한, 본 발명은 별도의 관성추정 또는 계측 없이 속도제어 이득을 자동으로 조정함으로써 최적의 속도제어 이득을 설정할 수 있다.
이상에서 본 발명에 따른 실시예들이 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 범위의 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 다음의 청구범위에 의해서 정해져야 할 것이다.

Claims (14)

  1. 전동기의 속도지령과 상기 전동기의 궤환속도의 차이로부터, 비례이득 및 제1적분이득을 적용하는 비례적분제어를 통해 전류지령을 출력하는 속도제어부;
    상기 속도지령의 진폭과 속도제어 대역폭이 주파수인 사인함수를 이용하여 상기 속도지령을 출력하는 속도지령 생성부; 및
    상기 속도지령과 상기 궤환속도간 위상차가 실질적으로 π/4가 되도록, 상기 비례이득 및 상기 제1적분이득을 조정하는 이득변경부를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 속도제어 대역폭은,
    상기 속도제어부에 정현파인 속도지령이 인가되는 경우, 상기 궤환속도의 위상지연이 실질적으로 π/4가 되는 주파수인 전동기 구동 시스템.
  3. 제1항에 있어서, 상기 이득변경부는,
    상기 궤환속도와 상기 속도제어 대역폭으로부터, 가상의 d축의 제1신호와, 상기 제1신호보다 -π/2의 위상지연을 가지고 직교성분인 가상의 q축의 제2신호를 출력하는 위상변경부;
    상기 속도제어 대역폭으로부터 회전변환을 위한 위상각을 출력하는 제1적분부;
    상기 위상각을 이용하여 상기 제1 및 제2신호를 각각 회전변환하여 직류인 제3 및 제4신호를 출력하는 회전변환부;
    상기 제3 및 제4신호를 속도제어 이득조정을 위한 제2적분이득을 적용하여 적분제어하여, 속도제어 조정이득을 위한 변화량을 출력하는 적분제어부를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  4. 제3항에 있어서, 상기 위상변경부는,
    SOGI(Second Order Generalized Integrator)를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  5. 제3항에 있어서, 상기 적분제어부는,
    상기 제3 및 제4신호의 오차를 결정하는 오차결정부;
    상기 오차에 상기 제2적분이득을 적용하는 적분이득 적용부; 및
    상기 적분이득 적용부의 출력을 적분하여 상기 변화량을 출력하는 제2적분부를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 속도제어부와 상기 속도지령 생성부를 스위칭하는 제1스위치부;
    상기 속도제어부와 상기 이득변경부를 스위칭하는 제2스위치부; 및
    상기 제1스위치부 및 상기 제2스위치부의 온 또는 오프를 제어하는 제어신호를 출력하는 제어부를 더 포함하는 전동기 구동 시스템.
  7. 제3항에 있어서, 상기 비례이득은
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000084
    이고, 상기 제1적분이득은
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000085
    인 전동기 구동 시스템.
    (이때, Trated는 상기 전동기의 정격토크이고, ωrm_rated는 상기 전동기의 정격속도이며, K는 상기 속도제어부의 조정이득이고, ΔK는 상기 변화량으로,
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000086
    임. 또한, Ksc는 상기 제2적분이득이고,
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000087
    는 상기 제3신호이고,
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000088
    는 상기 제4신호임)
  8. 전동기의 속도지령과 상기 전동기의 궤환속도의 차이로부터, 비례이득 및 제1적분이득을 적용하는 비례적분제어를 통해 전류지령을 출력하는 속도제어부;
    상기 속도지령의 진폭과 속도제어 대역폭이 주파수인 사인함수를 이용하여 상기 속도지령을 출력하는 속도지령 생성부; 및
    상기 궤환속도의 크기가 상기 속도지령의 크기에 비해 실질적으로
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000089
    이 되도록, 상기 비례이득 및 상기 제1적분이득을 조정하는 이득변경부를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  9. 제8항에 있어서, 상기 속도제어 대역폭은,
    상기 속도제어부에 정현파인 속도지령이 인가되는 경우, 상기 궤환속도의 크기가 상기 속도지령에 비해 실질적으로
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000090
    이 되는 주파수인 전동기 구동 시스템.
  10. 제8항에 있어서, 상기 이득변경부는,
    상기 궤환속도와 상기 속도제어 대역폭으로부터, 가상의 d축의 제1신호와, 상기 제1신호보다 -π/2의 위상지연을 가지고 직교성분인 가상의 q축의 제2신호를 출력하는 위상변경부;
    상기 속도제어 대역폭으로부터 회전변환을 위한 위상각을 출력하는 제1적분부;
    상기 위상각을 이용하여 상기 제1 및 제2신호를 각각 회전변환하여 직류인 제3 및 제4신호를 출력하는 회전변환부;
    상기 제3신호와 제3신호의 곱을 출력하기 위한 제1곱셈부;
    상기 제4신호와 제4신호의 곱을 출력하기 위한 제2곱셈부;
    상기 제1 및 제2곱셈부의 출력을 가산하기 위한 가산부;
    상기 가산부의 출력과 ωm/2(ωm은 상기 속도지령의 진폭임)을 속도제어 이득조정을 위한 제2적분이득을 적용하여 적분제어하여, 속도제어 조정이득을 위한 변화량을 출력하는 적분제어부를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  11. 제10항에 있어서, 상기 위상변경부는, SOGI를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  12. 제10항에 있어서, 상기 적분제어부는,
    상기 가산부의 출력과 상기 ωm/2의 오차를 결정하는 오차결정부;
    상기 오차에 상기 제2적분이득을 적용하는 적분이득 적용부; 및
    상기 적분이득 적용부의 출력을 적분하여 상기 변화량을 출력하는 제2적분부를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 속도제어부와 상기 속도지령 생성부를 스위칭하는 제1스위치부;
    상기 속도제어부와 상기 이득변경부를 스위칭하는 제2스위치부; 및
    상기 제1스위치부 및 상기 제2스위치부의 온 또는 오프를 제어하는 제어신호를 출력하는 제어부를 더 포함하는 전동기 구동 시스템.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 비례이득은
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000091
    이고, 상기 제1적분이득은
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000092
    인 전동기 구동 시스템.
    (이때, Trated는 상기 전동기의 정격토크이고, ωrm_rated는 상기 전동기의 정격속도이며, K는 상기 속도제어부의 조정이득이고, ΔK는 상기 변화량으로,
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000093
    임. 또한, Ksc는 상기 제2적분이득이고,
    Figure PCTKR2019010318-appb-I000094
    는 상기 가산부의 출력임)
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