WO2020195275A1 - トランス及びスイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2020195275A1
WO2020195275A1 PCT/JP2020/005362 JP2020005362W WO2020195275A1 WO 2020195275 A1 WO2020195275 A1 WO 2020195275A1 JP 2020005362 W JP2020005362 W JP 2020005362W WO 2020195275 A1 WO2020195275 A1 WO 2020195275A1
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transformer
winding
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憲明 武田
太樹 西本
直暉 澤田
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Definitions

  • This disclosure relates to transformers and switching power supplies.
  • a DC-DC converter that converts a given DC voltage into a desired DC voltage has been used.
  • an insulated DC-DC converter that insulates the input side and output side of the DC-DC converter with a transformer in order to prevent electric leakage and electric shock.
  • a DC converter is used for industrial, in-vehicle, or medical equipment that requires safety.
  • Patent Document 1 provides a switching power supply circuit including a full-bridge type switching circuit that switches a DC voltage and converts it into an AC voltage having a predetermined frequency, and a transformer that converts the switched AC voltage into a predetermined voltage value. It is disclosed. Between the switching circuit and the transformer, a plurality of resonance circuits composed of a capacitor and a coil and connected in series to both ends of the primary winding of the transformer are provided.
  • the switching power supply circuit of Patent Document 1 constitutes an LLC resonance type isolated DC-DC converter.
  • Patent Document 1 a plurality of resonant circuits are connected in series to both ends of the primary winding of the transformer to make the voltage waveform in the primary winding of the transformer symmetrical, whereby the common mode input to the primary winding of the transformer is input. It discloses that the voltages cancel each other out.
  • Patent Document 1 attempts to reduce common mode noise by making the characteristics of the circuit element connected to one end of the primary winding of the transformer symmetrical with the characteristics of the circuit element connected to the other end. ing.
  • the parasitic capacitance between the transformer and other conductors (ground conductor and / or housing, etc.) (also referred to as “ground capacitance” in the present specification). )
  • Etc. may cause circuit asymmetry. Common mode noise may occur due to such circuit asymmetry. Therefore, a transformer that is less likely to generate common mode noise due to the ground capacitance is required.
  • An object of the present disclosure is to provide a transformer in which common mode noise due to the ground capacitance is less likely to occur.
  • a core having a rectangular loop shape including the first to fourth sides, the first and third sides facing each other, and the second and fourth sides facing each other.
  • the first winding wound around the core on the second side of the core With a second winding wound around the core at the fourth side of the core, With a third winding wound around the core on the second side of the core, It comprises a fourth winding wound around the core on the fourth side of the core.
  • the first and second windings are wound around the core at equidistant positions from the first side of the core.
  • the third and fourth windings are wound around the core at equidistant positions from the first side of the core.
  • the first and second windings are connected in series or in parallel with each other.
  • the third and fourth windings are connected in series or in parallel with each other.
  • FIG. 1 It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply device which includes the transformer 311 which concerns on 1st Embodiment. It is a side view which shows the structure of the transformer 311 of FIG. It is a top view which shows the structure of the transformer 311 of FIG. It is a figure which shows the arrangement of the winding w11, w12, w21, w22 of the transformer 311 of FIG. 1, (a) is the figure which shows the arrangement of the winding w11, w12 in the 1st layer, (b) is the figure which shows the arrangement of the 2nd.
  • FIG. 8 It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply device which includes the transformer 321 which concerns on 2nd Embodiment. It is a side view which shows the structure of the transformer 321 of FIG. It is a top view which shows the structure of the transformer 321 of FIG. 8 is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12, w21, w22 of the transformer 321 of FIG. 8, (a) is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12 in the first layer, and (b) is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12 in the first layer.
  • FIG. 24 It is a figure which shows the connection of the winding w11, w12, w21, w22 of the transformer 341 of FIG. It is a graph which shows the frequency characteristic of the common mode noise generated in the switching power supply device of FIG. It is a side view which shows the structure of the transformer 351 which concerns on 5th Embodiment. It is a top view which shows the structure of the transformer 351 of FIG. It is a figure which shows the arrangement of the winding w11, w12, w21, w22 of the transformer 351 of FIG. 24, (a) is the figure which shows the arrangement of the winding w11, w12 in the 1st layer, (b) is the figure which shows the arrangement of the 2nd.
  • FIG. 30 It is a side view which shows the structure of the transformer 361 which concerns on 6th Embodiment. It is a top view which shows the structure of the transformer 361 of FIG. 30 is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12, w21, w22 of the transformer 361 in FIG. 30, (a) is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12 in the first layer, and (b) is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12 in the first layer.
  • FIG. 34 It is a figure which shows the arrangement of the winding w11, w12 in a layer, (c) is the figure which shows the arrangement of the winding w21, w22 in a third layer, (d) is a figure which shows the arrangement of the winding w21, w22 in a fourth layer. It is a figure which shows the arrangement. It is a figure which shows the connection of the winding w11, w12, w21, w22 of the transformer 361 of FIG. It is a side view which shows the structure of the transformer 371 which concerns on 7th Embodiment. It is a top view which shows the structure of the transformer 371 of FIG. 34.
  • FIG. 34 It is a figure which shows the connection of the winding w11, w12, w21, w22 of the transformer 371 of FIG. 34. It is a side view which shows the structure of the transformer 381 which concerns on 8th Embodiment. It is a top view which shows the structure of the transformer 381 of FIG. 37. It is a figure which shows the connection of the winding w11, w12, w21, w22 of the transformer 381 of FIG. 37. It is a block diagram which shows the structure of the switching power supply device which concerns on 9th Embodiment. It is a block diagram which shows the structure of the switching power-source device which concerns on the modification of 9th Embodiment.
  • FIG. 42 It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply device which includes the transformer 3 which concerns on a comparative example. It is a side view which shows the structure of the transformer 3 of FIG. 42. It is a top view which shows the structure of the transformer 3 of FIG. 42. 42 is a diagram showing the arrangement of windings w1 and w2 of the transformer 3 of FIG. 42, FIG. It is a figure which shows the arrangement, (c) is the figure which shows the arrangement of the winding w2 in the 3rd layer, (d) is the figure which shows the arrangement of the winding w2 in the 4th layer. It is an equivalent circuit diagram for demonstrating the operation of the transformer 3 of FIG. 42.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device including a transformer 311 according to the first embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 1 includes an isolated DC-DC converter 10.
  • the isolated DC-DC converter 10 includes a full bridge type switching circuit 1, resonance circuits 21 and 22, transformer 311, a rectifier circuit 4, a smoothing inductor L51, and a smoothing capacitor C51.
  • the switching circuit 1 includes switching elements SW11 to SW14, diodes D11 to D14 connected in parallel to them, and capacitors C11 to C14, respectively.
  • the switching elements SW11 and SW12 are connected in series between the input terminals I1 and I2 of the switching circuit 1, and the switching elements SW13 and SW14 are connected in series between the input terminals I1 and I2 of the switching circuit 1 and the switching element. It is connected in parallel to SW11 and SW12.
  • the switching elements SW11 and SW14 are located diagonally, the switching elements SW12 and SW13 are located diagonally, and the switching elements SW11 to SW14 form a full bridge type switching circuit.
  • the switching circuit 1 converts the DC voltage input from the input terminals I1 and I2 into an AC voltage having a predetermined frequency, and converts the node N1 between the switching elements SW11 and SW12 and the node between the switching elements SW13 and SW14. Output to N2.
  • the diodes D11 to D14 and the capacitors C11 to C14 may be composed of the built-in diode (body diode) and the junction capacitance (drain-source capacitance) of the switching elements SW11 to SW14, respectively.
  • the transformer 311 has terminals P1 and P2 connected to the primary winding, and has terminals S1 and S2 connected to the secondary winding.
  • the AC voltage generated by the switching circuit 1 is applied to the primary winding of the transformer 311 via the terminals P1 and P2. Further, an AC voltage boosted or stepped down according to the winding ratio is generated in the secondary winding of the transformer 311, and the generated AC voltage is output from the terminals S1 and S2.
  • the detailed configuration of the transformer 311 will be described later.
  • the conductor portion including the wiring conductor connected to the terminal P1 of the transformer 311 is also referred to as “node N3”, and the conductor portion including the wiring conductor connected to the terminal P2 of the transformer 311 is referred to as “node N4”. Also called. Further, in the present specification, the conductor portion including the wiring conductor connected to the terminal S1 of the transformer 311 is also referred to as “node N5”, and the conductor portion including the wiring conductor connected to the terminal S2 of the transformer 311 is referred to as “node”. Also called "N6".
  • the terminal P1 of the transformer 311 is connected to the node N1 of the switching circuit 1 via the resonance circuit 21, and the terminal P2 of the transformer 311 is connected to the node N2 of the switching circuit 1 via the resonance circuit 22.
  • the resonance circuit 21 is a series resonance circuit in which the first resonance capacitor C21 and the first resonance inductor L21 are connected in series.
  • the resonance circuit 22 is a series resonance circuit in which the second resonance capacitor C22 and the second resonance inductor L22 are connected in series.
  • the resonant circuits 21 and 22 and the inductance of the primary winding of the transformer 311 form an LLC resonant circuit.
  • the waveform of the current becomes a sinusoidal shape due to the resonance between the resonance circuits 21 and 22 and the inductance of the primary winding of the transformer 311.
  • the rectifier circuit 4 is connected to terminals S1 and S2 of the transformer 311 and rectifies the AC voltage output from terminals S1 and S2.
  • the rectifier circuit 4 is, for example, a diode bridge circuit.
  • the smoothing inductor L51 and the smoothing capacitor C51 form a smoothing circuit, smooth the voltage rectified by the rectifier circuit 4, and generate a desired DC voltage between the output terminals O1 and O2.
  • the insulated DC-DC converter 10 further includes a conductor portion 6.
  • the conductor portion 6 is, for example, a ground conductor (for example, GND wiring of a circuit board), or a shield, a metal housing, or a heat sink.
  • the conductor portion 6 is provided separately from the ground conductor of the circuit (that is, when it is a metal housing, a shield, or a heat sink)
  • the potential of the conductor portion 6 may be the same as the potential of the ground conductor of the circuit. , May be different.
  • the transformer 311 is arranged on the conductor portion 6.
  • the isolated DC-DC converter 10 has a parasitic capacitance between the primary winding of the transformer 311 and the conductor portion 6, and is parasitic between the secondary winding of the transformer 311 and the conductor portion 6.
  • parasitic capacitance is also referred to as “ground capacitance”.
  • FIG. 42 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device including a transformer 3 according to a comparative example.
  • the switching power supply device of FIG. 42 includes an isolated DC-DC converter 10D.
  • the isolated DC-DC converter 10D includes a full-bridge type switching circuit 1, resonance circuits 21 and 22, a transformer 3, a rectifier circuit 4, a smoothing inductor L51, and a smoothing capacitor C51.
  • the isolated DC-DC converter 10D includes a transformer 3 instead of the transformer 311 shown in FIG.
  • the components of the isolated DC-DC converter 10D other than the transformer 3 are configured in the same manner as the corresponding components of FIG.
  • FIG. 43 is a side view showing the configuration of the transformer 3 of FIG. 42.
  • FIG. 44 is a top view showing the configuration of the transformer 3 of FIG. 42.
  • FIG. 45 is a diagram showing the arrangement of the windings w1 and w2 of the transformer 3 of FIG. 42.
  • the transformer 3 includes a core X0, a primary winding w1, and a secondary winding w2, and is arranged on the conductor portion 6.
  • the transformer 3 has a four-layer structure including a primary winding w1 wound in two layers and a secondary winding w2 wound in two layers.
  • the uppermost layer of FIG. 43 (the layer of the winding closest to the conductor portion 6) is referred to as the first layer
  • the lowermost layer of FIG. 43 (the layer of the winding closest to the conductor portion 6) is the first layer. It is called 4 layers.
  • 45 (a) is a diagram showing the arrangement of the winding w1 in the first layer
  • FIG. 45 (b) is a diagram showing the arrangement of the winding w1 in the second layer
  • FIG. 45 (c) is a diagram showing the arrangement of the winding w1 in the second layer. It is a figure which shows the arrangement of the winding w2 in a layer, and FIG. 45D is a figure which shows the arrangement of the winding w2 in a 4th layer.
  • the primary winding w1 is wound inward from the terminal P1 in the first layer, and is connected to the second layer via the connection portion u01 in the vicinity of the central portion (the portion extending vertically in FIG. 43) of the core X0. It is connected, wound outward from the vicinity of the central portion of the core X0 in the second layer, and connected to the terminal P2.
  • the secondary winding w2 is also wound inward from the terminal S1 in the third layer, connected to the fourth layer via the connecting portion u02 in the vicinity of the central portion of the core X0, and the core in the fourth layer. It is wound outward from the vicinity of the central portion of X0 and connected to the terminal S2.
  • the isolated DC-DC converter 10D has a grounding capacitance Cpa between the terminal P1 of the primary winding of the transformer 3 and the conductor portion 6, and is located between the terminal P2 of the primary winding of the transformer 3 and the conductor portion 6. It has a grounding capacity Cpb. Further, the isolated DC-DC converter 10D has a grounding capacitance Csa between the terminal S1 of the secondary winding of the transformer 3 and the conductor portion 6, and the terminal S2 of the secondary winding of the transformer 3 and the conductor portion 6 It has a grounding capacity Csb between and.
  • the ground capacitances Cpa, Cpb, Csa, and Csb are parasitic capacitances existing between the terminals P1, P2, S1, S2 of the transformer 3 and the conductor portion 6, respectively.
  • the isolated DC-DC converter 10D has substantially the same configuration as the switching power supply circuit of Patent Document 1.
  • the average value of each potential at the terminals P1 and P2 of the primary winding of the transformer 3 is also referred to as "common mode voltage".
  • a current is generated when the common mode voltage is applied to the grounding capacitances Cpa, Cpb, Csa, and Csb of the transformer 3, and this current propagates to the conductor portion 6 and the outside of the circuit as common mode noise.
  • the resonance circuits 21 and 22 are symmetrically connected between the nodes N1 and N2 of the switching circuit 1 and the terminals P1 and P2 of the primary winding of the transformer 3, the nodes N3 and N4
  • the waveform of each potential in can be made symmetrical with respect to the ground potential. Thereby, the fluctuation of the average value of each potential at the terminals P1 and P2 of the primary winding of the transformer 3 can be reduced.
  • the terminal of the primary winding of the transformer 3 The fluctuation of the average value of each potential in P1 and P2 is minimized. Further, if the fluctuation of the average value of each potential at the terminals P1 and P2 of the primary winding of the transformer 3 is minimized, the common propagates to the outside of the circuit via the ground capacitances Cpa, Cpb, Csa, Csb and the conductor portion 6. It is expected that mode noise will be minimized. Therefore, it is expected that common mode noise can be reduced by symmetrically configuring the circuit of the switching power supply device as described above.
  • the symmetrical configuration of the switching power supply circuit as described above may not be sufficient as a countermeasure against common mode noise. This is because the grounding capacitances Cpa and Cpb at the terminals P1 and P2 of the primary winding of the transformer 3 are not necessarily the same, and the grounding capacitances Csa and Csb at the terminals S1 and S2 of the secondary winding of the transformer 3 are not necessarily the same. Due to that (ie, being asymmetric). When the transformer 3 has the configurations shown in FIGS.
  • the distances from the conductor portion 6 to the terminals P1 and P2 of the primary winding w1 are different from each other, so that the grounding capacitances Cpa and Cpb are different from each other and become asymmetric.
  • Cpa since the distance from the conductor portion 6 to the terminal P1 is longer than the distance from the conductor portion 6 to the terminal P2, Cpa ⁇ Cpb.
  • the grounding capacitances Csa and Csb are different from each other and become asymmetric.
  • FIG. 46 is an equivalent circuit diagram for explaining the operation of the transformer 3 of FIG. 42.
  • FIG. 46 shows the transformer 3 of FIG. 42, the nodes N3 and N4 connected to the primary side thereof, and the nodes N5 and N6 connected to the secondary side thereof.
  • a mechanism for generating common mode noise will be described with reference to FIG.
  • the common mode noise generated on the primary side of the transformer 3 in the isolated DC-DC converter 10D is expressed as follows.
  • the potential of node N3 be V3 and the potential of node N4 be V4.
  • the resonant circuits 21 and 22 are symmetrically connected between the nodes N1 and N2 of the switching circuit 1 and the terminals P1 and P2 of the primary winding of the transformer 3, the potentials V3 and V4 are made symmetrical with respect to the ground potential. be able to.
  • V3 Ipa / (j ⁇ ⁇ ⁇ Cpa) (Equation 2)
  • V4 Ipb / (j ⁇ ⁇ ⁇ Cpb) (Equation 3)
  • Ipa indicates the current flowing from the node N3 through the grounding capacitance Cpa of the transformer 3
  • Ipb indicates the current flowing from the node N4 through the grounding capacitance Cpb of the transformer 3.
  • Ipg Ipa + Ipb (Equation 4)
  • Equation 2 Substituting Equation 2 and Equation 3 into Equation 4 gives the following equation.
  • Ipg j ⁇ ⁇ ⁇ Cpa ⁇ V3 + j ⁇ ⁇ ⁇ Cpb ⁇ V4 (Equation 5)
  • Equation 1 Vp
  • Equation 5 Equation 5
  • Ipg j ⁇ ⁇ ⁇ Cpa ⁇ Vp-j ⁇ ⁇ ⁇ Cpb ⁇ Vp (Equation 6)
  • the current Ipg ⁇ 0 is flowing into the conductor portion 6 via the grounding capacitances Cpa and Cpb.
  • the current Ipg becomes common mode noise and propagates to the outside of the circuit through the conductor portion 6.
  • the common mode noise generated on the secondary side of the transformer 3 in the isolated DC-DC converter 10D is expressed as follows.
  • the potential of node N5 be V5 and the potential of node N6 be V6.
  • the rectifier circuit 4 including the symmetric diode bridge circuit is connected to the terminals S1 and S2 of the secondary winding of the transformer 3, the potentials V5 and V6 can be made symmetrical with respect to the ground potential.
  • Isg expresses the current flowing from the grounding capacitances Csa and Csb into the conductor portion 6 by the following equation, as in the case where the primary side of the transformer 3 is described.
  • the current Isg ⁇ 0 is flowing into the conductor portion 6 via the grounding capacitances Csa and Csb.
  • the current Isg becomes common mode noise and propagates to the outside of the circuit through the conductor portion 6.
  • the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the primary winding is canceled, and the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the secondary winding is canceled, so that the common caused by the grounding capacitance is canceled.
  • a transformer and a switching power supply device in which mode noise is less likely to occur.
  • the transformer according to each embodiment of the present disclosure has a primary winding wound around the core so as to cancel the asymmetry of the ground capacitance at both ends, and around the core so as to cancel the asymmetry of the ground capacitance at both ends. It is characterized by having a wound secondary winding.
  • FIG. 2 is a side view showing the configuration of the transformer 311 of FIG.
  • FIG. 3 is a top view showing the configuration of the transformer 311 of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 311 of FIG.
  • the transformer 311 includes a core X1, windings w11 and w12 on the primary side, and windings w21 and w22 on the secondary side, and is arranged on the conductor portion 6. ..
  • the winding w11 is also referred to as a "first winding”
  • the winding w12 is also referred to as a “second winding”
  • the winding w21 is also referred to as a “third winding”
  • the winding w22 is also referred to as a "fourth winding”.
  • the core X1 has the shape of a rectangular loop including the first side A1 to the fourth side A4 (that is, a loop consisting of four core portions along each side of the rectangle).
  • the core X1 is configured such that the first side A1 and the third side A3 face each other, and the second side A2 and the fourth side A4 face each other.
  • the sides A1 and A3 of the core X1 are provided parallel to the conductor portion 6.
  • the winding w11 is wound around the core X1 on the side A2 of the core X1.
  • the winding w12 is wound around the core X1 on the side A4 of the core X1.
  • the winding w21 is wound around the core X1 on the side A2 of the core X1.
  • the winding w22 is wound around the core X1 on the side A4 of the core X1.
  • the winding w11 has a first terminal P1 and a second terminal P3.
  • the winding w12 has a third terminal P2 and a fourth terminal P3.
  • the windings w11 and w12 are connected to each other at the terminal P3.
  • the winding w21 has a fifth terminal S1 and a sixth terminal S3.
  • the winding w22 has a seventh terminal S2 and an eighth terminal S3.
  • the windings w21 and w22 are connected to each other at the terminal S3.
  • the windings w11 and w12 may be a single winding, and in this case, the midpoint of the winding is regarded as the terminal P3. Further, in the first embodiment, the windings w21 and w22 may be a single winding, and in this case, the midpoint of the winding is regarded as the terminal S3.
  • the windings w11 and w12 are connected in series with each other on the primary side of the transformer 311 and the windings w21 and w22 are connected in series with each other on the secondary side of the transformer 311.
  • the windings w11 and w12 are wound around the core X1 by the windings w11 and w12 so as to generate magnetic flux in the same direction along the loop of the core X1 when a current flows between the terminals P1 and P2.
  • the winding w11 and w12 when a current flows from the terminal P1 to the terminal P2, the winding w11 generates a clockwise magnetic flux (see FIG. 2) along the loop of the core X1, and the winding w12
  • the coil is wound around the core X1 so that a clockwise magnetic flux is generated along the loop of the core X1.
  • the windings w21 and w22 are wound around the core X1 by the windings w21 and w22 so as to generate magnetic flux in the same direction along the loop of the core X1 when a current flows between the terminals S1 and S2.
  • the winding w21 and w22 when a current flows from the terminal S1 to the terminal S2, the winding w21 generates a clockwise magnetic flux (see FIG. 2) along the loop of the core X1, and the winding w22.
  • the coil is wound around the core X1 so that a clockwise magnetic flux is generated along the loop of the core X1.
  • the windings w11 and w12 are wound around the core X1 at equidistant positions from the side A1 of the core X1 (that is, from the conductor portion 6).
  • the terminals P1 and P2 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X1.
  • the windings w21 and w22 are wound around the core X1 at equidistant positions from the side A1 of the core X1.
  • the terminals S1 and S2 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X1.
  • the distance from the side A1 of the core X1 to each winding w11, w12, w21, w22 may be defined as, for example, the shortest distance from the side A1 of the core X1 to each winding w11, w12, w21, w22. ..
  • the transformer 311 has a four-layer structure including windings w11 and w12 wound in two layers, respectively, and windings w21 and w22 wound in two layers, respectively.
  • the uppermost layer of FIG. 2 (the layer of the winding closest to the conductor portion 6) is referred to as the first layer
  • the lowermost layer of FIG. 2 (the layer of the winding closest to the conductor portion 6) is the first layer. It is called 4 layers.
  • FIG. 4A is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the first layer
  • FIG. 4B is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the second layer
  • FIG. 4C is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the second layer
  • FIG. 4D is a diagram showing the arrangement of the windings w21 and w22 in the fourth layer.
  • the winding w11 is wound inward from the terminal P1 in the first layer, connected to the second layer via the connection portion u1 in the vicinity of the side A2 of the core X1, and the side A2 of the core X1 in the second layer. It is wound outward from the vicinity of the terminal P3 and connected to the terminal P3.
  • the winding w12 is wound inward from the terminal P2 in the first layer, connected to the second layer via the connection portion u2 in the vicinity of the side A4 of the core X1, and the side A4 of the core X1 in the second layer. It is wound outward from the vicinity of the terminal P3 and connected to the terminal P3.
  • the winding w21 is wound inward from the terminal S1 in the third layer, connected to the fourth layer via the connection portion u3 in the vicinity of the side A2 of the core X1, and the side A2 of the core X1 in the fourth layer. It is wound outward from the vicinity of the terminal S3 and connected to the terminal S3.
  • the winding w22 is wound inward from the terminal S2 in the third layer, connected to the fourth layer via the connection portion u4 in the vicinity of the side A4 of the core X1, and the side A4 of the core X1 in the fourth layer. It is wound outward from the vicinity of the terminal S3 and connected to the terminal S3.
  • the insulated DC-DC converter 10 has a grounding capacitance Cpa between the terminal P1 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance Cpa between the terminal P2 and the conductor portion 6. Since the terminals P1 and P2 of the primary winding of the transformer 311 are provided at equidistant positions from the conductor portion 6, their grounding capacitances are equal to each other. Further, the insulated DC-DC converter 10 has a grounding capacitance Csa between the terminal S1 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance Csa between the terminal S2 and the conductor portion 6. Since the terminals S1 and S2 of the secondary winding of the transformer 311 are provided at equidistant positions from the conductor portion 6, their grounding capacitances are equal to each other.
  • FIG. 5 is a graph showing the frequency characteristics of the common mode noise generated in the switching power supply device of FIG.
  • the solid line shows the simulation result of the switching power supply device (first embodiment) of FIG. 1
  • the broken line shows the simulation result of the switching power supply device (comparative example) of FIG. 42.
  • the amount of normal mode noise converted into common mode noise and propagated to the conductor portion 6, that is, the mixed mode S-parameter Scd11 was calculated.
  • FIG. 5 it can be seen that the common mode noise is reduced in the switching power supply device (solid line) in FIG. 1 as compared with the switching power supply device (broken line) in FIG. 42.
  • the primary windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 311 are wound by winding the primary winding.
  • the asymmetry of the ground capacitance at both ends of the wire can be canceled.
  • the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the secondary winding can be canceled by winding the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 311. As a result, it is possible to reduce the occurrence of common mode noise due to the grounding capacitance of the transformer 311.
  • FIG. 6 is a side view showing the configuration of the transformer 312 according to the first modification of the first embodiment.
  • the transformer 312 of FIG. 6 includes a core X2 composed of two core portions X2a and X2b instead of the core X1 of FIG.
  • a gap between the core portions X2a and X2b it is possible to prevent magnetic saturation in the core X2. Only one gap may be provided along the loop of the core X2, or two or more gaps may be provided.
  • the winding can be wound more easily than when an integrated core having a loop shape is used, and the manufacture of the transformer can be simplified. Further, for example, by inserting a heat radiating plate between the core portions X2a and X2b, the heat radiating performance of the transformer 312 can be improved.
  • FIG. 7 is a side view showing the configuration of the transformer 313 according to the second modification of the first embodiment.
  • the transformer 313 of FIG. 7 includes a core X3 composed of two core portions X3a and X3b instead of the core X1 of FIG.
  • a gap between the core portions X3a and X3b it is possible to prevent magnetic saturation in the core X3. Only one gap may be provided along the loop of the core X3, or two or more gaps may be provided.
  • the winding can be wound more easily than when an integral core having a loop shape is used, and the manufacture of a transformer can be simplified. Further, for example, by inserting a heat radiating plate between the core portions X3a and X3b, the heat radiating performance of the transformer 313 can be improved.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device including a transformer 321 according to the second embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 8 includes an isolated DC-DC converter 10A.
  • the isolated DC-DC converter 10A includes a full bridge type switching circuit 1, resonance circuits 21 and 22, a transformer 321, a rectifier circuit 4, a smoothing inductor L51, and a smoothing capacitor C51.
  • the isolated DC-DC converter 10A includes a transformer 321 instead of the transformer 311 shown in FIG.
  • the components of the isolated DC-DC converter 10A other than the transformer 321 are configured in the same manner as the corresponding components of FIG.
  • FIG. 9 is a side view showing the configuration of the transformer 321 of FIG.
  • FIG. 10 is a top view showing the configuration of the transformer 321 of FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 321 of FIG.
  • FIG. 11A is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the first layer
  • FIG. 11B is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the second layer.
  • Is a diagram showing the arrangement of the windings w21 and w22 in the third layer
  • FIG. 11D is a diagram showing the arrangement of the windings w21 and w22 in the fourth layer.
  • FIG. 11A is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the first layer
  • FIG. 11B is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the second layer.
  • the transformer 321 includes a core X1, windings w11 and w12 on the primary side, and windings w21 and w22 on the secondary side, and is arranged on the conductor portion 6. ..
  • the core X1 of FIGS. 9 to 12 is configured in the same manner as the core X1 of FIGS. 2 to 4, the core X2 of FIG. 6, or the core X3 of FIG.
  • the windings w11, w12, w21, and w22 of FIGS. 9 to 12 are wound at the same positions as the corresponding windings w11, w12, w21, w22 of FIGS. 2 to 4 on each side of the core X1. Will be done.
  • the winding w11 has a first terminal P11 and a second terminal P22.
  • the winding w12 has a third terminal P21 and a fourth terminal P12.
  • the winding w21 has a fifth terminal S11 and a sixth terminal S22.
  • the winding w22 has a seventh terminal S21 and an eighth terminal S12.
  • the windings w11 and w12 are connected to each other at terminals P11 and P12, and are connected to each other at terminals P22 and P21.
  • the terminals P11 and P12 are connected to the terminal P1 on the primary side of the transformer 321, and the terminals P21 and P22 are connected to the terminal P2 on the primary side of the transformer 321.
  • the windings w21 and w22 are connected to each other at the terminals S11 and S12, and are connected to each other at the terminals S22 and S21.
  • the terminals S11 and S12 are connected to the terminal S1 on the secondary side of the transformer 321, and the terminals S21 and S22 are connected to the terminal S2 on the secondary side of the transformer 321.
  • the windings w11 and w12 are connected in parallel to each other on the primary side of the transformer 321 and the windings w21 and w22 are connected in parallel to each other on the secondary side of the transformer 321.
  • the windings w11 and w12 are wound around the core X1 by the windings w11 and w12 so as to generate magnetic flux in the same direction along the loop of the core X1 when a current flows between the terminals P1 and P2.
  • the winding w11 and w12 when a current flows from the terminal P11 toward the terminal P22 and a current flows from the terminal P12 toward the terminal P21, the winding w11 rotates clockwise along the loop of the core X1.
  • a magnetic flux of (see FIG. 9) is generated, and the winding w12 is wound around the core X1 so as to generate a clockwise magnetic flux along the loop of the core X1.
  • the windings w21 and w22 are wound around the core X1 by the windings w21 and w22 so as to generate magnetic flux in the same direction along the loop of the core X1 when a current flows between the terminals S1 and S2.
  • the winding w21 and w22 when a current flows from the terminal S11 toward the terminal S22 and a current flows from the terminal S12 toward the terminal S21, the winding w21 rotates clockwise along the loop of the core X1.
  • a magnetic flux is generated, and the winding w22 is wound around the core X1 so that a clockwise magnetic flux is generated along the loop of the core X1.
  • the terminals P11 and P21 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X1 (that is, from the conductor portion 6).
  • the terminals P22 and P12 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X1.
  • the terminals S11 and S21 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X1.
  • the terminals S22 and S12 are provided at positions equal to the side A1 of the core X1.
  • the insulated DC-DC converter 10A has a grounding capacitance Cpa between the terminal P11 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance Cpa between the terminal P21 and the conductor portion 6. Since the terminals P11 and P21 of the primary winding of the transformer 321 are provided at positions equal to each other from the conductor portion 6, their ground capacitances are equal to each other. Further, the insulated DC-DC converter 10A has a grounding capacitance Cpb between the terminal P22 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance Cpb between the terminal P12 and the conductor portion 6.
  • the insulated DC-DC converter 10A has a grounding capacitance Csa between the terminal S11 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance Csa between the terminal S21 and the conductor portion 6. Since the terminals S11 and S21 of the secondary winding of the transformer 321 are provided at equidistant positions from the conductor portion 6, their grounding capacitances are equal to each other.
  • the insulated DC-DC converter 10A has a grounding capacitance Csb between the terminal S22 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance Csb between the terminal S12 and the conductor portion 6. Since the terminals S22 and S12 of the secondary winding of the transformer 321 are provided at equidistant positions from the conductor portion 6, their grounding capacitances are equal to each other.
  • the isolated DC-DC converter 10A of FIG. 8 includes the transformer 321 configured in this manner, so that the transformer 321 is provided on the primary side of the transformer 321.
  • “Ground capacitance seen from node N3" Cpa + Cpb
  • FIG. 13 is a graph showing the frequency characteristics of the common mode noise generated in the switching power supply device of FIG.
  • the solid line shows the simulation result of the switching power supply device (second embodiment) of FIG. 8, and the broken line shows the simulation result of the switching power supply device (comparative example) of FIG. 42.
  • the effect of reducing common mode noise by the switching power supply device according to the second embodiment will be described with reference to the analysis result of FIG. In the simulation of FIG. 13, the same conditions as in the case of FIG. 5 were set. According to FIG. 13, it can be seen that the common mode noise is reduced in the switching power supply device (solid line) in FIG. 8 as compared with the switching power supply device (broken line) in FIG. 42.
  • the primary windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 321 are wound.
  • the asymmetry of ground capacitance at both ends of the wire can be canceled.
  • the asymmetry of the ground capacitance at both ends of the secondary winding can be canceled by winding the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 321. This makes it possible to reduce the occurrence of common mode noise due to the ground capacitance of the transformer 321.
  • the windings w11 and w12 are connected in parallel to each other on the primary side of the transformer 321 and the windings w21 and w22 are connected in parallel to each other on the secondary side of the transformer 321.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device including a transformer 331 according to a third embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 14 includes an isolated DC-DC converter 10B.
  • the isolated DC-DC converter 10B includes a full bridge type switching circuit 1, resonance circuits 21 and 22, transformer 331, a rectifier circuit 4, a smoothing inductor L51, and a smoothing capacitor C51.
  • the isolated DC-DC converter 10B includes a transformer 331 instead of the transformer 311 shown in FIG.
  • the components of the isolated DC-DC converter 10B other than the transformer 331 are configured in the same manner as the corresponding components of FIG.
  • FIG. 15 is a side view showing the configuration of the transformer 331 of FIG.
  • FIG. 16 is a top view showing the configuration of the transformer 331 of FIG.
  • FIG. 17 is a diagram showing the connections of the windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 331 of FIG.
  • the transformer 331 includes a core X1, windings w11 and w12 on the primary side, and windings w21 and w22 on the secondary side, and is arranged on the conductor portion 6. ..
  • the core X1 of FIGS. 15 to 17 is configured in the same manner as the core X1 of FIGS. 2 to 4, the core X2 of FIG. 6, or the core X3 of FIG.
  • the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 331 of FIGS. 15 to 17 are configured in the same manner as the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 311 of FIGS. 2 to 4.
  • the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 331 of FIGS. 15 to 17 are configured in the same manner as the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 321 of FIGS. 9 to 12.
  • the windings w11 and w12 are connected in series with each other on the primary side of the transformer 331, and the windings w21 and w22 are connected in parallel with each other on the secondary side of the transformer 331.
  • the isolated DC-DC converter 10B of FIG. 14 includes the transformer 331 configured as described above, so that the transformer 331 is provided on the primary side of the transformer 331.
  • “Ground capacitance seen from node N3" Cpa
  • FIG. 18 is a graph showing the frequency characteristics of the common mode noise generated in the switching power supply device of FIG.
  • the solid line shows the simulation result of the switching power supply device (third embodiment) of FIG. 14, and the broken line shows the simulation result of the switching power supply device (comparative example) of FIG. 42.
  • the effect of reducing common mode noise by the switching power supply device according to the third embodiment will be described with reference to the analysis result of FIG. In the simulation of FIG. 18, the same conditions as in the case of FIG. 5 were set. According to FIG. 18, it can be seen that the common mode noise is reduced in the switching power supply device (solid line) in FIG. 14 as compared with the switching power supply device (broken line) in FIG. 42.
  • the switching power supply device As described above, according to the switching power supply device according to the third embodiment, as shown in FIGS. 15 to 17, by winding the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 331, the primary winding is performed. The asymmetry of the ground capacitance at both ends of the wire can be canceled. Further, as shown in FIGS. 15 to 17, the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the secondary winding can be canceled by winding the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 331. As a result, it is possible to make it difficult to generate common mode noise due to the grounding capacitance of the transformer 331.
  • the switching power supply device by connecting the secondary windings of the transformer 331 in parallel with each other, even when a larger current flows on the secondary side of the transformer 331 than on the primary side. , Common mode noise can be less likely to occur.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device including a transformer 341 according to a fourth embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 19 includes an isolated DC-DC converter 10C.
  • the isolated DC-DC converter 10C includes a full bridge type switching circuit 1, resonance circuits 21 and 22, a transformer 341, a rectifier circuit 4, a smoothing inductor L51, and a smoothing capacitor C51.
  • the isolated DC-DC converter 10C includes a transformer 341 instead of the transformer 311 shown in FIG.
  • the components of the isolated DC-DC converter 10C other than the transformer 341 are configured in the same manner as the corresponding components of FIG.
  • FIG. 20 is a side view showing the configuration of the transformer 341 of FIG.
  • FIG. 21 is a top view showing the configuration of the transformer 341 of FIG.
  • FIG. 22 is a diagram showing the connections of the windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 341 of FIG.
  • the transformer 341 includes a core X1, windings w11 and w12 on the primary side, and windings w21 and w22 on the secondary side, and is arranged on the conductor portion 6. ..
  • the core X1 of FIGS. 20 to 22 is configured in the same manner as the core X1 of FIGS. 2 to 4, the core X2 of FIG. 6, or the core X3 of FIG.
  • the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 341 of FIGS. 20 to 22 are configured in the same manner as the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 321 of FIGS. 9 to 12.
  • the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 341 of FIGS. 20 to 22 are configured in the same manner as the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 311 of FIGS. 2 to 4.
  • the windings w11 and w12 are connected in parallel with each other on the primary side of the transformer 341, and the windings w21 and w22 are connected in series with each other on the secondary side of the transformer 341.
  • the isolated DC-DC converter 10C of FIG. 14 includes the transformer 341 configured in this way, so that the transformer 341 is provided on the primary side of the transformer 341.
  • “Ground capacitance seen from node N3" Cpa + Cpb
  • FIG. 23 is a graph showing the frequency characteristics of the common mode noise generated in the switching power supply device of FIG.
  • the solid line shows the simulation result of the switching power supply device (fourth embodiment) of FIG. 19, and the broken line shows the simulation result of the switching power supply device (comparative example) of FIG. 42.
  • the effect of reducing common mode noise by the switching power supply device according to the fourth embodiment will be described.
  • the same conditions as in the case of FIG. 5 were set. According to FIG. 23, it can be seen that the common mode noise is reduced in the switching power supply device (solid line) in FIG. 19 as compared with the switching power supply device (broken line) in FIG. 42.
  • the primary windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 341 are wound by winding the primary winding.
  • the asymmetry of the ground capacitance at both ends of the wire can be canceled.
  • the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the secondary winding can be canceled by winding the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 341.
  • the switching power supply device when the secondary windings of the transformer 341 are connected in series with each other, a larger voltage is generated on the secondary side of the transformer 341 than on the primary side. However, it is possible to reduce the occurrence of common mode noise.
  • FIG. 24 is a side view showing the configuration of the transformer 351 according to the fifth embodiment.
  • FIG. 25 is a top view showing the configuration of the transformer 351 of FIG. 24.
  • FIG. 26 is a diagram showing the arrangement of windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 351 of FIG. 24.
  • 26 (a) is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the first layer
  • FIG. 26 (b) is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the second layer.
  • 26D is a diagram showing the arrangement of the windings w21 and w22 in the fourth layer.
  • the transformer 351 includes a core X11, windings w11 and w12 on the primary side, and windings w21 and w22 on the secondary side, and is arranged on the conductor portion 6. ..
  • the core X11 has the shape of a rectangular loop including the first side A1 to the fourth side A4, similarly to the core X1 of FIG.
  • the core X11 is configured such that the first side A1 and the third side A3 face each other, and the second side A2 and the fourth side A4 face each other.
  • the core X11 further includes a central section A5 (a vertically extending portion in FIG. 24) that magnetically connects the first side A1 and the third side A3.
  • the side A2, the central section A5, the portion of the side A1 from the side A2 to the central section A5, and the portion of the side A3 from the side A2 to the central section A5 form a first subloop of the core X11.
  • side A4, the central section A5, the portion of the side A1 from the side A4 to the central section A5, and the portion of the side A3 from the side A4 to the central section A5 form a second subloop of the core X11.
  • Sides A1 and A3 of the core X11 are provided parallel to the conductor portion 6.
  • the winding w11 is wound around the core X11 on the side A2 of the core X11.
  • the winding w12 is wound around the core X11 on the side A4 of the core X11.
  • the winding w21 is wound around the core X11 on the side A2 of the core X11.
  • the winding w22 is wound around the core X11 on the side A4 of the core X11.
  • the winding w11 has a first terminal P1 and a second terminal P3.
  • the winding w12 has a third terminal P2 and a fourth terminal P3.
  • the windings w11 and w12 are connected to each other at the terminal P3.
  • the winding w21 has a fifth terminal S1 and a sixth terminal S3.
  • the winding w22 has a seventh terminal S2 and an eighth terminal S3.
  • the windings w21 and w22 are connected to each other at the terminal S3.
  • the windings w11 and w12 may be a single winding, and in this case, the midpoint of the winding is regarded as the terminal P3. Further, in the fifth embodiment, the windings w21 and w22 may be a single winding, and in this case, the midpoint of the winding is regarded as the terminal S3.
  • the windings w11 and w12 are connected in series with each other on the primary side of the transformer 351 and the windings w21 and w22 are connected in series with each other on the secondary side of the transformer 351.
  • the windings w11 and w12 are wound w12 when a current flows between the terminals P1 and P2 and the winding w11 generates a magnetic flux clockwise (see FIG. 24) along the first subloop of the core X11. Is wound around the core X11 so as to generate a magnetic flux counterclockwise (see FIG. 24) along a second subloop of the core X11.
  • the winding w21 and w22 when a current flows between the terminals S1 and S2 and the winding w21 generates a magnetic flux clockwise along the first subloop of the core X11, the winding w22 causes the second core X11. It is wound around the core X11 so as to generate a magnetic flux counterclockwise along the subloop of.
  • the windings w11 and w12 are wound around the core X11 at equidistant positions from the side A1 of the core X11 (that is, from the conductor portion 6).
  • the terminals P1 and P2 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X11.
  • the windings w21 and w22 are wound around the core X11 at equidistant positions from the side A1 of the core X11.
  • the terminals S1 and S2 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X11.
  • the transformer 351 can be applied to a switching power supply device like the transformer 311 and others in FIG.
  • the switching power supply device has a grounding capacitance between the terminal P1 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance between the terminal P2 and the conductor portion 6. Since the terminals P1 and P2 of the primary winding of the transformer 351 are provided at equal distances from the conductor portion 6, their ground capacitances are equal to each other. Further, the switching power supply device has a grounding capacitance between the terminal S1 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance between the terminal S2 and the conductor portion 6. Since the terminals S1 and S2 of the secondary winding of the transformer 351 are provided at equidistant positions from the conductor portion 6, their grounding capacitances are equal to each other.
  • the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 351 are wound.
  • the asymmetry of the ground capacitance at both ends of the primary winding can be canceled.
  • the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the secondary winding can be canceled by winding the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 351. As a result, it is possible to reduce the occurrence of common mode noise due to the grounding capacitance of the transformer 351.
  • FIG. 27 is a side view showing the configuration of the transformer 352 according to the first modification of the fifth embodiment.
  • the transformer 352 of FIG. 27 includes a core X12 composed of two core portions X12a and X12b instead of the core X11 of FIG. 24.
  • a gap between the core portions X12a and X12b it is possible to prevent magnetic saturation in the core X12. Only one gap may be provided along the loop of the core X12, or two or more gaps may be provided.
  • the winding can be wound more easily than when an integral core having a loop shape is used, and the manufacture of the transformer can be simplified. Further, for example, by inserting a heat radiating plate between the core portions X12a and X12b, the heat radiating performance of the transformer 352 can be improved.
  • FIG. 28 is a side view showing the configuration of the transformer 353 according to the second modification of the fifth embodiment.
  • the transformer 353 of FIG. 28 includes a core X13 composed of two core portions X13a and X13b instead of the core X11 of FIG. 24.
  • a gap between the core portions X13a and X13b it is possible to make it difficult for magnetic saturation to occur in the core X13. Only one gap may be provided along the loop of the core X13, or two or more gaps may be provided.
  • the winding can be wound more easily than when an integral core having a loop shape is used, and the manufacture of a transformer can be simplified. Further, for example, by inserting a heat radiating plate between the core portions X13a and X13b, the heat radiating performance of the transformer 353 can be improved.
  • FIG. 29 is a side view showing the configuration of the transformer 354 according to the third modification of the fifth embodiment.
  • the transformer 354 of FIG. 29 includes a core X14 composed of four core portions X14a to X14d instead of the core X11 of FIG. 24.
  • a gap between the core portions X14a to X14d it is possible to prevent magnetic saturation in the core X14. Only one gap may be provided along the loop of the core X14, or two or more gaps may be provided.
  • the winding can be wound more easily than when an integral core having a loop shape is used, and the manufacture of a transformer can be simplified. Further, for example, by inserting a heat radiating plate between the core portions X14a to X14d, the heat radiating performance of the transformer 354 can be improved.
  • FIG. 30 is a side view showing the configuration of the transformer 361 according to the sixth embodiment.
  • FIG. 31 is a top view showing the configuration of the transformer 361 of FIG. 30.
  • FIG. 32 is a diagram showing the arrangement of the windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 361 of FIG. 32 (a) is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the first layer, and FIG. 32 (b) is a diagram showing the arrangement of the windings w11 and w12 in the second layer, FIG. 32 (c). ) Is a diagram showing the arrangement of the windings w21 and w22 in the third layer, and FIG.
  • FIG. 32 (d) is a diagram showing the arrangement of the windings w21 and w22 in the fourth layer.
  • FIG. 33 is a diagram showing the connections of the windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 361 of FIG.
  • the transformer 361 includes a core X11, windings w11 and w12 on the primary side, and windings w21 and w22 on the secondary side, and is arranged on the conductor portion 6. ..
  • the core X11 of FIGS. 30 to 33 is configured in the same manner as the core X11 of FIGS. 24 to 26, the core X12 of FIG. 27, the core X13 of FIG. 28, or the core X14 of FIG. 29.
  • Each of the windings w11, w12, w21, w22 of FIGS. 30 to 33 is wound at the same position as the corresponding windings w11, w12, w21, w22 of FIGS. 24 to 26 on each side of the core X11. Will be done.
  • the winding w11 has a first terminal P11 and a second terminal P22.
  • the winding w12 has a third terminal P21 and a fourth terminal P12.
  • the winding w21 has a fifth terminal S11 and a sixth terminal S22.
  • the winding w22 has a seventh terminal S21 and an eighth terminal S12.
  • the windings w11 and w12 are connected to each other at terminals P11 and P12, and are connected to each other at terminals P22 and P21.
  • the terminals P11 and P12 are connected to the terminal P1 on the primary side of the transformer 361, and the terminals P21 and P22 are connected to the terminal P2 on the primary side of the transformer 361.
  • the windings w21 and w22 are connected to each other at the terminals S11 and S12, and are connected to each other at the terminals S22 and S21.
  • the terminals S11 and S12 are connected to the terminal S1 on the secondary side of the transformer 361, and the terminals S21 and S22 are connected to the terminal S2 on the secondary side of the transformer 361.
  • the windings w11 and w12 are connected in parallel to each other on the primary side of the transformer 361, and the windings w21 and w22 are connected in parallel to each other on the secondary side of the transformer 361.
  • the windings w11 and w12 are wound w12 when a current flows between the terminals P1 and P2 and the winding w11 generates a magnetic flux clockwise (see FIG. 30) along the first subloop of the core X1. Is wound around the core X1 so as to generate a magnetic flux counterclockwise (see FIG. 30) along the second subloop of the core X1.
  • the winding w21 and w22 when a current flows between the terminals S1 and S2 and the winding w21 generates a magnetic flux clockwise along the first subloop of the core X1, the winding w22 causes the second core X1. It is wound around the core X1 so as to generate a magnetic flux counterclockwise along the subloop of.
  • the terminals P11 and P21 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X11 (that is, from the conductor portion 6).
  • the terminals P22 and P12 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X11.
  • the terminals S11 and S21 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X11.
  • the terminals S22 and S12 are provided at positions equidistant from the side A1 of the core X11.
  • the transformer 361 can be applied to a switching power supply device like the transformer 311 and others in FIG.
  • the switching power supply device has a grounding capacitance between the terminal P11 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance between the terminal P21 and the conductor portion 6. Since the terminals P11 and P21 of the primary winding of the transformer 361 are provided at positions equal to each other from the conductor portion 6, their ground capacitances are equal to each other.
  • the insulated DC-DC converter has a grounding capacitance between the terminal P22 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance between the terminal P12 and the conductor portion 6.
  • the insulated DC-DC converter has a grounding capacitance between the terminal S11 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance between the terminal S21 and the conductor portion 6. Since the terminals S11 and S21 of the secondary winding of the transformer 361 are provided at equidistant positions from the conductor portion 6, their grounding capacitances are equal to each other. Further, the insulated DC-DC converter has a grounding capacitance between the terminal S22 and the conductor portion 6, and has a grounding capacitance between the terminal S12 and the conductor portion 6. Since the terminals S22 and S12 of the secondary winding of the transformer 361 are provided at equidistant positions from the conductor portion 6, their grounding capacitances are equal to each other.
  • the windings w11 and w12 are connected in parallel with each other on the primary side of the transformer 361, and the windings w21 and w22 are connected in parallel with each other on the secondary side of the transformer 361.
  • FIG. 34 is a side view showing the configuration of the transformer 371 according to the seventh embodiment.
  • FIG. 35 is a top view showing the configuration of the transformer 371 of FIG. 34.
  • FIG. 36 is a diagram showing the connections of the windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 371 of FIG. 34.
  • the transformer 371 includes a core X11, windings w11 and w12 on the primary side, and windings w21 and w22 on the secondary side, and is arranged on the conductor portion 6. ..
  • the core X11 of FIGS. 34 to 36 is configured in the same manner as the core X11 of FIGS. 24 to 26, the core X12 of FIG. 27, the core X13 of FIG. 28, or the core X14 of FIG. 29.
  • the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 371 of FIGS. 34 to 36 are configured in the same manner as the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 351 of FIGS. 24 to 26.
  • the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 371 of FIGS. 34 to 36 are configured in the same manner as the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 361 of FIGS. 30 to 33.
  • the windings w11 and w12 are connected in series with each other on the primary side of the transformer 371, and the windings w21 and w22 are connected in parallel with each other on the secondary side of the transformer 371.
  • the switching power supply device As described above, according to the switching power supply device according to the seventh embodiment, as shown in FIGS. 34 to 36, by winding the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 371, the primary winding is performed. The asymmetry of the ground capacitance at both ends of the wire can be canceled. Further, as shown in FIGS. 34 to 36, the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the secondary winding can be canceled by winding the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 371. As a result, it is possible to reduce the occurrence of common mode noise due to the grounding capacitance of the transformer 371.
  • the switching power supply device by connecting the secondary windings of the transformer 371 in parallel with each other, even when a larger current flows on the secondary side of the transformer 371 than on the primary side. , Common mode noise can be reduced.
  • FIG. 37 is a side view showing the configuration of the transformer 381 according to the eighth embodiment.
  • FIG. 38 is a top view showing the configuration of the transformer 381 of FIG. 37.
  • FIG. 39 is a diagram showing the connections of the windings w11, w12, w21, and w22 of the transformer 381 of FIG. 37.
  • the transformer 381 includes a core X11, windings w11 and w12 on the primary side, and windings w21 and w22 on the secondary side, and is arranged on the conductor portion 6. ..
  • the core X11 of FIGS. 37 to 39 is configured in the same manner as the core X11 of FIGS. 24 to 26, the core X12 of FIG. 27, the core X13 of FIG. 28, or the core X14 of FIG. 29.
  • the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 381 of FIGS. 37 to 39 are configured in the same manner as the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 361 of FIGS. 30 to 33.
  • the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 371 of FIGS. 34 to 36 are configured in the same manner as the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 351 of FIGS. 24 to 26.
  • the windings w11 and w12 are connected in parallel with each other on the primary side of the transformer 381, and the windings w21 and w22 are connected in series with each other on the secondary side of the transformer 381.
  • the switching power supply device As described above, according to the switching power supply device according to the eighth embodiment, as shown in FIGS. 37 to 39, by winding the windings w11 and w12 on the primary side of the transformer 381, the primary winding is performed. The asymmetry of the ground capacitance at both ends of the wire can be canceled. Further, as shown in FIGS. 37 to 39, the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the secondary winding can be canceled by winding the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer 381. As a result, it is possible to reduce the occurrence of common mode noise due to the grounding capacitance of the transformer 381.
  • the switching power supply device when the secondary windings of the transformer 381 are connected in series with each other, a larger voltage is generated on the secondary side of the transformer 381 than on the primary side. However, it is possible to reduce the occurrence of common mode noise.
  • FIG. 40 is a block diagram showing a configuration of a switching power supply device according to a ninth embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 40 includes the isolated DC-DC converter 10 of FIG. 1 and a noise filter 12.
  • the noise filter 12 removes normal mode noise flowing through the bus of the switching power supply device.
  • the noise filter 12 includes, for example, a low frequency pass filter or a band pass filter in order to remove noise generated by the operation of the switching circuit 1.
  • the switching power supply devices according to the first to fifth embodiments are less likely to generate common mode noise, but have no effect of reducing normal mode noise.
  • the switching power supply device of FIG. 40 is provided with the noise filter 12, both common mode noise and normal mode noise can be reduced.
  • FIG. 41 is a block diagram showing a configuration of a switching power supply device according to a modified example of the ninth embodiment.
  • the switching power supply device of FIG. 41 includes the isolated DC-DC converter 10 of FIG. 1, a noise filter 12, and an AC-DC converter 14.
  • the AC-DC converter 14 converts the AC voltage of an AC power supply 13 such as a commercial power supply into a DC voltage and supplies it to the isolated DC-DC converter 10.
  • the noise filter 12 removes normal mode noise flowing through the bus of the switching power supply device. Since the switching power supply device of FIG. 41 is provided with the noise filter 12, both common mode noise and normal mode noise can be reduced, and the common mode noise and the normal mode noise are less likely to propagate to the AC power supply 13. Can be done.
  • the terminals S1 to S3 may be arranged at other positions as long as the asymmetry of the capacitance can be canceled.
  • the distance from the terminal S3 to the conductor portion 6 may be larger than the distance from the terminals S1 and S2 to the conductor portion 6.
  • the terminals P11 to P22 may be arranged at other positions as long as the capacitance asymmetry can be canceled.
  • the distance from the terminals P22 and P12 to the conductor portion 6 may be larger than the distance from the terminals P11 and P21 to the conductor portion 6.
  • the terminals S11 to S22 may be arranged at other positions as long as the asymmetry of the grounding capacitance in the above can be canceled.
  • the distance from the terminals S22 and S12 to the conductor portion 6 may be larger than the distance from the terminals S11 and S21 to the conductor portion 6.
  • the windings w11, w12, w21, and w22 may be arranged at other positions as long as the asymmetry of the ground capacitance at both ends of the primary winding and both ends of the secondary winding can be canceled.
  • the distance from the windings w21, w22 on the secondary side to the conductor portion 6 may be larger than the distance from the windings w11, w12 on the primary side to the conductor portion 6. The same applies to other embodiments other than the first embodiment.
  • windings w11 and w12 may be wound in a direction different from the illustrated one as long as the asymmetry of the grounding capacitance at both ends of the primary winding can be canceled.
  • windings w21 and w22 may be wound in a direction different from that illustrated, as long as the asymmetry of the ground capacitance at both ends of the secondary winding can be canceled.
  • the inner iron type transformer has been described as an example, but the outer iron type transformer may be used.
  • the case where the winding on the primary side is divided into two windings w11 and w12 is shown, but the winding on the primary side may be divided into a larger number of windings.
  • the split windings are connected to each other so as to cancel the asymmetry of ground capacitance at both ends of the primary winding.
  • the case where the secondary winding is divided into two windings w21 and w22 is shown, but the secondary winding may be divided into a larger number of windings. ..
  • the split windings are connected to each other so as to cancel the asymmetry of ground capacitance at both ends of the secondary winding.
  • the resonance circuits 21 and 22 include the resonance inductors L21 and L22 has been described, but the resonance circuits 21 and 22 may be configured by using the leakage inductance and the excitation inductance of the transformer 3.
  • the LLC resonance type DC-DC converter provided with the resonance circuits 21 and 22 has been described, but the embodiment of the present disclosure also includes a DC-DC converter having no resonance circuits 21 and 22. Applicable.
  • the switching power supply device is useful for realizing an isolated DC-DC converter used in industrial, in-vehicle, or medical switching power supply devices with low noise, small size, and low cost. ..
  • Switching circuit 311-381 ... Transformer, 4 ... Rectifier circuit, 6 ... Conductor part, 8 ... DC power supply, 10, 10A-10C ... Insulated DC-DC converter, 11 ... Load resistance, 12 ... Noise filter, 13 ... AC power supply, 14 ... AC-DC converter, 21 and 22 ... Resonant circuit, C21, C22 ... Resonant capacitor, Cpa, Cpb, Csa, Csb ... Grounding capacitance, C51 ... Smoothing capacitor, L21, L22 ... Resonant inductor, L51 ... Smooth inductor.

Abstract

コア（Ｘ１）は、辺（Ａ１）～辺（Ａ４）を含む長方形のループの形状を有する。辺（Ａ１）及び辺（Ａ３）が互いに対向し、辺（Ａ２）及び辺（Ａ４）が互いに対向する。巻線（ｗ１１）は、コア（Ｘ１）の辺（Ａ２）においてコア（Ｘ１）に巻回される。巻線（ｗ１２）は、コア（Ｘ１）の辺（Ａ４）においてコア（Ｘ１）に巻回される。巻線（ｗ２１）は、コア（Ｘ１）の辺（Ａ２）においてコア（Ｘ１）に巻回される。巻線（ｗ２２）は、コア（Ｘ１）の辺（Ａ４）においてコア（Ｘ１）に巻回される。巻線（ｗ１１，ｗ１２）は、コア（Ｘ１）の辺（Ａ１）から等距離の位置においてコア（Ｘ１）に巻回される。巻線（ｗ２１，ｗ２２）は、コア（Ｘ１）の辺（Ａ１）から等距離の位置においてコア（Ｘ１）に巻回される。巻線（ｗ１１，ｗ１２）は互いに直列又は並列に接続され、巻線（ｗ２１，ｗ２２）は互いに直列又は並列に接続される。

Description

トランス及びスイッチング電源装置
　本開示は、トランス及びスイッチング電源装置に関する。
　従来より、スイッチング電源装置の一種として、与えられた直流電圧を所望の直流電圧に電力変換するＤＣ－ＤＣコンバータが使用される。特に、安全性が求められる産業用、車載用、又は医療用などの機器では、漏電及び感電を防止するために、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力側と出力側とをトランスで絶縁する絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータが使用される。
　特許文献１は、直流電圧をスイッチングして所定の周波数を有する交流電圧に変換するフルブリッジ型のスイッチング回路と、スイッチングされた交流電圧を所定の電圧値に変換するトランスとを備えるスイッチング電源回路を開示している。スイッチング回路とトランスとの間には、コンデンサ及びコイルからなり、トランスの一次巻線の両端に対してそれぞれ直列に接続された複数の共振回路が設けられる。特許文献１のスイッチング電源回路は、ＬＬＣ共振方式の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを構成している。
特開２００４－０４０９２３号公報
　特許文献１は、複数の共振回路をトランスの一次巻線の両端にそれぞれ直列に接続してトランスの一次巻線における電圧波形を対称とし、これにより、トランスの一次巻線に入力されるコモンモード電圧を互いに打ち消し合うことを開示している。言い換えると、特許文献１では、トランスの一次巻線の一端に接続された回路素子の特性と、他端に接続された回路素子の特性とを対称にすることにより、コモンモードノイズの低減を試みている。しかしながら、回路素子の特性が対称になるように構成しても、トランスと他の導体部（接地導体及び／又は筐体など）との間の寄生容量（本明細書では「接地容量」ともいう）などに起因して回路の非対称性が生じることがある。このような回路の非対称性に起因してコモンモードノイズが発生することがある。従って、接地容量に起因するコモンモードノイズが発生しにくいトランスが求められる。
　本開示の目的は、接地容量に起因するコモンモードノイズが発生しにくいトランスを提供することにある。
　本開示の一態様に係るトランスによれば、
　第１～第４の辺を含む長方形のループの形状を有し、第１及び第３の辺が互いに対向し、第２及び第４の辺が互いに対向するように構成されたコアと、
　前記コアの第２の辺において前記コアに巻回された第１の巻線と、
　前記コアの第４の辺において前記コアに巻回された第２の巻線と、
　前記コアの第２の辺において前記コアに巻回された第３の巻線と、
　前記コアの第４の辺において前記コアに巻回された第４の巻線とを備え、
　前記第１及び第２の巻線は、前記コアの第１の辺から等距離の位置において前記コアに巻回され、
　前記第３及び第４の巻線は、前記コアの第１の辺から等距離の位置において前記コアに巻回され、
　前記第１及び第２の巻線は、互いに直列又は並列に接続され、
　前記第３及び第４の巻線は、互いに直列又は並列に接続される。
　本開示の一態様によれば、接地容量に起因するコモンモードノイズが発生しにくいトランスを提供することができる。
第１の実施形態に係るトランス３１１を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図１のトランス３１１の構成を示す側面図である。 図１のトランス３１１の構成を示す上面図である。 図１のトランス３１１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、（ａ）は第１層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、（ｂ）は第２層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、（ｃ）は第３層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、（ｄ）は第４層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。 図１のスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズの周波数特性を示すグラフである。 第１の実施形態の第１の変形例に係るトランス３１２の構成を示す側面図である。 第１の実施形態の第２の変形例に係るトランス３１３の構成を示す側面図である。 第２の実施形態に係るトランス３２１を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図８のトランス３２１の構成を示す側面図である。 図８のトランス３２１の構成を示す上面図である。 図８のトランス３２１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、（ａ）は第１層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、（ｂ）は第２層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、（ｃ）は第３層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、（ｄ）は第４層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。 図８のトランス３２１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。 図８のスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズの周波数特性を示すグラフである。 第３の実施形態に係るトランス３３１を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図１４のトランス３３１の構成を示す側面図である。 図１４のトランス３３１の構成を示す上面図である。 図１４のトランス３３１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。 図１４のスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズの周波数特性を示すグラフである。 第４の実施形態に係るトランス３４１を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図１９のトランス３４１の構成を示す側面図である。 図１９のトランス３４１の構成を示す上面図である。 図１９のトランス３４１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。 図１９のスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズの周波数特性を示すグラフである。 第５の実施形態に係るトランス３５１の構成を示す側面図である。 図２４のトランス３５１の構成を示す上面図である。 図２４のトランス３５１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、（ａ）は第１層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、（ｂ）は第２層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、（ｃ）は第３層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、（ｄ）は第４層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。 第５の実施形態の第１の変形例に係るトランス３５２の構成を示す側面図である。 第５の実施形態の第２の変形例に係るトランス３５３の構成を示す側面図である。 第５の実施形態の第３の変形例に係るトランス３５４の構成を示す側面図である。 第６の実施形態に係るトランス３６１の構成を示す側面図である。 図３０のトランス３６１の構成を示す上面図である。 図３０のトランス３６１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、（ａ）は第１層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、（ｂ）は第２層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、（ｃ）は第３層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、（ｄ）は第４層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。 図３０のトランス３６１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。 第７の実施形態に係るトランス３７１の構成を示す側面図である。 図３４のトランス３７１の構成を示す上面図である。 図３４のトランス３７１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。 第８の実施形態に係るトランス３８１の構成を示す側面図である。 図３７のトランス３８１の構成を示す上面図である。 図３７のトランス３８１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。 第９の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 第９の実施形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。 比較例に係るトランス３を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図４２のトランス３の構成を示す側面図である。 図４２のトランス３の構成を示す上面図である。 図４２のトランス３の巻線ｗ１，ｗ２の配置を示す図であり、（ａ）は第１層における巻線ｗ１の配置を示す図であり、（ｂ）は第２層における巻線ｗ１の配置を示す図であり、（ｃ）は第３層における巻線ｗ２の配置を示す図であり、（ｄ）は第４層における巻線ｗ２の配置を示す図である。 図４２のトランス３の動作を説明するための等価回路図である。
　以下、本開示の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
［第１の実施形態］
［第１の実施形態の全体構成］
　図１は、第１の実施形態に係るトランス３１１を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１のスイッチング電源装置は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０を含む。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、フルブリッジ型のスイッチング回路１と、共振回路２１，２２と、トランス３１１と、整流回路４と、平滑インダクタＬ５１と、平滑キャパシタＣ５１とを備える。
　スイッチング回路１は、スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４と、それらに並列にそれぞれ接続されたダイオードＤ１１～Ｄ１４及びキャパシタＣ１１～Ｃ１４とを備える。スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２は、スイッチング回路１の入力端子Ｉ１，Ｉ２の間に直列に接続され、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４は、スイッチング回路１の入力端子Ｉ１，Ｉ２の間に直列に、かつ、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２に並列に接続される。スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１４が対角に位置し、スイッチング素子ＳＷ１２，ＳＷ１３が対角に位置し、スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４はフルブリッジ型のスイッチング回路を構成している。スイッチング回路１は、入力端子Ｉ１，Ｉ２から入力された直流電圧を所定の周波数を有する交流電圧に変換して、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２の間のノードＮ１と、スイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ１４の間のノードＮ２とに出力する。
　ダイオードＤ１１～Ｄ１４及びキャパシタＣ１１～Ｃ１４は、例えばスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４の内蔵ダイオード（ボディダイオード）及び接合容量（ドレイン・ソース間容量）でそれぞれ構成されてもよい。
　トランス３１１は、一次巻線に接続された端子Ｐ１，Ｐ２を有し、二次巻線に接続された端子Ｓ１，Ｓ２を有する。トランス３１１の一次巻線には、端子Ｐ１，Ｐ２を介して、スイッチング回路１によって発生された交流電圧が印加される。また、トランス３１１の二次巻線には、巻線比に応じて昇圧又は降圧された交流電圧が発生し、発生した交流電圧は、端子Ｓ１，Ｓ２から出力される。トランス３１１の詳細構成については後述する。
　本明細書において、トランス３１１の端子Ｐ１に接続された配線導体などを含む導体部分を「ノードＮ３」ともいい、トランス３１１の端子Ｐ２に接続された配線導体などを含む導体部分を「ノードＮ４」ともいう。また、本明細書において、トランス３１１の端子Ｓ１に接続された配線導体などを含む導体部分を「ノードＮ５」ともいい、トランス３１１の端子Ｓ２に接続された配線導体などを含む導体部分を「ノードＮ６」ともいう。
　図１の例では、トランス３１１の端子Ｐ１は共振回路２１を介してスイッチング回路１のノードＮ１に接続され、トランス３１１の端子Ｐ２は共振回路２２を介してスイッチング回路１のノードＮ２に接続される。共振回路２１は、第１の共振キャパシタＣ２１と第１の共振インダクタＬ２１とが直列接続された直列共振回路である。共振回路２２は、第２の共振キャパシタＣ２２と第２の共振インダクタＬ２２とが直列接続された直列共振回路である。共振回路２１，２２と、トランス３１１の一次巻線のインダクタンスとはＬＬＣ共振回路を構成する。共振回路２１，２２と、トランス３１１の一次巻線のインダクタンスとの共振により、電流の波形は正弦波形状になる。
　整流回路４は、トランス３１１の端子Ｓ１，Ｓ２に接続され、端子Ｓ１，Ｓ２から出力された交流電圧を整流する。整流回路４は、例えば、ダイオードブリッジ回路である。
　平滑インダクタＬ５１及び平滑キャパシタＣ５１は平滑回路を構成し、整流回路４で整流された電圧を平滑し、所望の直流電圧を出力端子Ｏ１，Ｏ２の間に発生する。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、導体部６をさらに備える。導体部６は、例えば、接地導体（例えば、回路基板のＧＮＤ配線）であり、あるいは、シールド、金属筐体、又はヒートシンクである。導体部６が回路の接地導体とは別に設けられる場合（すなわち、金属筐体、シールド、又はヒートシンクである場合）、導体部６の電位は、回路の接地導体の電位と同じであってもよく、異なっていてもよい。トランス３１１は導体部６の上に配置される。後述するように、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、トランス３１１の一次巻線と導体部６との間に寄生容量を有し、トランス３１１の二次巻線と導体部６との間に寄生容量を有する。本明細書では、このような寄生容量を「接地容量」ともいう。
［比較例の構成］
　ここで、図４２～図４６を参照して、比較例に係るトランスを備えたスイッチング電源装置について説明する。
　図４２は、比較例に係るトランス３を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図４２のスイッチング電源装置は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄを含む。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄは、フルブリッジ型のスイッチング回路１と、共振回路２１，２２と、トランス３と、整流回路４と、平滑インダクタＬ５１と、平滑キャパシタＣ５１とを備える。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄは、図１のトランス３１１に代えて、トランス３を備える。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄのトランス３以外の構成要素は、図１の対応する構成要素と同様に構成される。
　図４３は、図４２のトランス３の構成を示す側面図である。図４４は、図４２のトランス３の構成を示す上面図である。図４５は、図４２のトランス３の巻線ｗ１，ｗ２の配置を示す図である。トランス３は、図４３～図４５に示すように、コアＸ０、一次巻線ｗ１、及び二次巻線ｗ２を備え、導体部６の上に配置される。
　図４３～図４５の例では、トランス３は、２層に巻回された一次巻線ｗ１と、２層に巻回された二次巻線ｗ２とを含む４層構造を有する。本明細書では、図４３の最上層（導体部６から最も遠隔した巻線の層）を第１層といい、図４３の最下層（導体部６に最も近接した巻線の層）を第４層という。図４５（ａ）は第１層における巻線ｗ１の配置を示す図であり、図４５（ｂ）は第２層における巻線ｗ１の配置を示す図であり、図４５（ｃ）は第３層における巻線ｗ２の配置を示す図であり、図４５（ｄ）は第４層における巻線ｗ２の配置を示す図である。一次巻線ｗ１は、第１層において端子Ｐ１から内側に向かって巻き進められ、コアＸ０の中央部（図４３において垂直に延在する部分）の近傍において接続部ｕ０１を介して第２層に接続され、第２層においてコアＸ０の中央部の近傍から外側に向かって巻き進められ、端子Ｐ２に接続される。二次巻線ｗ２も同様に、第３層において端子Ｓ１から内側に向かって巻き進められ、コアＸ０の中央部の近傍において続部ｕ０２を介して第４層に接続され、第４層においてコアＸ０の中央部の近傍から外側に向かって巻き進められ、端子Ｓ２に接続される。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄは、トランス３の一次巻線の端子Ｐ１と導体部６との間に接地容量Ｃｐａを有し、トランス３の一次巻線の端子Ｐ２と導体部６との間に接地容量Ｃｐｂを有する。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄは、トランス３の二次巻線の端子Ｓ１と導体部６との間に接地容量Ｃｓａを有し、トランス３の二次巻線の端子Ｓ２と導体部６との間に接地容量Ｃｓｂを有する。接地容量Ｃｐａ，Ｃｐｂ，Ｃｓａ，Ｃｓｂは、それぞれ、トランス３の端子Ｐ１，Ｐ２，Ｓ１，Ｓ２と導体部６の間に存在する寄生容量である。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄは、特許文献１のスイッチング電源回路と実質的に同様の構成を有する。
　ここで、トランス３の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２における各電位の平均値を「コモンモード電圧」ともいう。コモンモード電圧がトランス３の接地容量Ｃｐａ，Ｃｐｂ，Ｃｓａ，Ｃｓｂに印加されることで電流が発生し、この電流がコモンモードノイズとして導体部６及び回路外部に伝搬する。
　図４２の構成によれば、スイッチング回路１のノードＮ１，Ｎ２とトランス３の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２との間に共振回路２１，２２が対称に接続されているので、ノードＮ３，Ｎ４における各電位の波形を接地電位に対して対称にすることができる。これにより、トランス３の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２における各電位の平均値の変動を小さくすることができる。特に、共振回路２１，２２の共振周波数を設定する回路定数（すなわち、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量及び共振インダクタＬ２１，Ｌ２２のインダクタンス）が同一であるとき、トランス３の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２における各電位の平均値の変動が最小化される。さらに、トランス３の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２における各電位の平均値の変動が最小化されれば、接地容量Ｃｐａ，Ｃｐｂ，Ｃｓａ，Ｃｓｂ及び導体部６を介して回路外部に伝搬するコモンモードノイズが最小化されると期待される。従って、上述のようにスイッチング電源装置の回路を対称に構成することで、コモンモードノイズが低減されると期待される。
　しかしながら、実際には、上述のようにスイッチング電源装置の回路を対称に構成することでは、コモンモードノイズの対策として不十分な場合がある。これは、トランス３の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２における接地容量Ｃｐａ，Ｃｐｂが必ずしも同一でないこと、また、トランス３の二次巻線の端子Ｓ１，Ｓ２における接地容量Ｃｓａ，Ｃｓｂが必ずしも同一でないこと（すなわち、非対称であること）に起因する。トランス３が図４３～図４５の構成を有する場合、導体部６から一次巻線ｗ１の端子Ｐ１，Ｐ２までの距離は互いに異なるので、接地容量Ｃｐａ，Ｃｐｂは互いに異なり、非対称となる。図４３の例では、導体部６から端子Ｐ１までの距離が、導体部６から端子Ｐ２までの距離よりも長いので、Ｃｐａ＜Ｃｐｂとなる。同様に、導体部６から二次巻線ｗ２の端子Ｓ１，Ｓ２までの距離は互いに異なるので、接地容量Ｃｓａ，Ｃｓｂは互いに異なり、非対称となる。図４３の例では、導体部６から端子Ｓ１までの距離が、導体部６から端子Ｓ２までの距離よりも長いので、Ｃｓａ＜Ｃｓｂとなる。このように、スイッチング回路１のノードＮ１，Ｎ２とトランス３の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２との間に共振回路２１，２２が対称に接続されても、接地容量Ｃｐａ，Ｃｐｂ，Ｃｓａ，Ｃｓｂの非対称性に起因してコモンモードノイズが発生することがある。
　図４６は、図４２のトランス３の動作を説明するための等価回路図である。図４６は、図４２のトランス３と、その一次側に接続されたノードＮ３，Ｎ４と、その二次側に接続されたノードＮ５，Ｎ６とを抜き出して示す。図４６を参照して、コモンモードノイズが発生するメカニズムを説明する。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄにおいてトランス３の一次側で発生するコモンモードノイズは、以下のように表される。
　ノードＮ３の電位をＶ３とし、ノードＮ４の電位をＶ４とする。スイッチング回路１のノードＮ１，Ｎ２とトランス３の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２との間に共振回路２１，２２が対称に接続されるとき、電位Ｖ３，Ｖ４を接地電位に対して対称にすることができる。
Ｖ３＝－Ｖ４　　　（式１）
　導体部６は接地されているとみなすことができるので、電位Ｖ３，Ｖ４は次式により表される。
Ｖ３＝Ｉｐａ／（ｊ・ω・Ｃｐａ）　　　（式２）
Ｖ４＝Ｉｐｂ／（ｊ・ω・Ｃｐｂ）　　　（式３）
　ここで、Ｉｐａは、ノードＮ３からトランス３の接地容量Ｃｐａを介して流れる電流を示し、Ｉｐｂは、ノードＮ４からトランス３の接地容量Ｃｐｂを介して流れる電流を示す。
　また、接地容量Ｃｐａ，Ｃｐｂから導体部６に流れ込む電流をＩｐｇと表すと、キルヒホッフの法則により次式が得られる。
Ｉｐｇ＝Ｉｐａ＋Ｉｐｂ　　　（式４）
　式２及び式３を式４に代入すると、次式が得られる。
Ｉｐｇ＝ｊ・ω・Ｃｐａ・Ｖ３＋ｊ・ω・Ｃｐｂ・Ｖ４　　　（式５）
　Ｖ３＝Ｖｐと表すと、式１を用いて、式５は次式で表される。
Ｉｐｇ＝ｊ・ω・Ｃｐａ・Ｖｐ－ｊ・ω・Ｃｐｂ・Ｖｐ　　　（式６）
　ここで、Ｃｐａ＜Ｃｐｂであるので、接地容量Ｃｐａ，Ｃｐｂを介して導体部６に電流Ｉｐｇ≠０が流れ込んでいる。電流Ｉｐｇがコモンモードノイズとなり、導体部６を介して回路外部に伝搬する。
　従って、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄにおいてトランス３の一次側で発生するコモンモードノイズを低減する条件、すなわち、Ｉｐｇ＝０になる条件は、式６によれば、次式で表される。
Ｃｐａ＝Ｃｐｂ　　　（式７）
又は
「ノードＮ３から見た接地容量」＝「ノードＮ４から見た接地容量」　　　（式８）
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄにおいてトランス３の二次側で発生するコモンモードノイズは、以下のように表される。
　ノードＮ５の電位をＶ５とし、ノードＮ６の電位をＶ６とする。トランス３の二次巻線の端子Ｓ１，Ｓ２に対称なダイオードブリッジ回路を含む整流回路４が接続されるとき、電位Ｖ５，Ｖ６を接地電位に対して対称にすることができる。
Ｖ５＝－Ｖ６　　　（式９）
　Ｖ５＝Ｖｓと表すと、トランス３の一次側について説明した場合と同様に、接地容量Ｃｓａ，Ｃｓｂから導体部６に流れ込む電流をＩｓｇは次式で表される。
Ｉｓｇ＝ｊ・ω・Ｃｓａ・Ｖｓ－ｊ・ω・Ｃｓｂ・Ｖｓ　　　（式１０）
　ここで、Ｃｓａ＜Ｃｓｂであるので、接地容量Ｃｓａ，Ｃｓｂを介して導体部６に電流Ｉｓｇ≠０が流れ込んでいる。電流Ｉｓｇがコモンモードノイズとなり、導体部６を介して回路外部に伝搬する。
　従って、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｄにおいてトランス３の二次側で発生するコモンモードノイズを低減する条件、すなわち、Ｉｓｇ＝０になる条件は、式１０によれば、次式で表される。
Ｃｓａ＝Ｃｓｂ　　　（式１１）
又は
「ノードＮ５から見た接地容量」＝「ノードＮ６から見た接地容量」　　　（式１２）
　本開示の実施形態では、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消し、かつ、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すように構成することで、接地容量に起因するコモンモードノイズが発生しにくいトランス及びスイッチング電源装置を提供する。
［第１の実施形態の特徴］
　本開示の各実施形態に係るトランスは、両端における接地容量の非対称性を打ち消すようにコアの周りに巻回された一次巻線と、両端における接地容量の非対称性を打ち消すようにコアの周りに巻回された二次巻線とを備えることを特徴とする。
　図２は、図１のトランス３１１の構成を示す側面図である。図３は、図１のトランス３１１の構成を示す上面図である。図４は、図１のトランス３１１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。トランス３１１は、図２～図４に示すように、コアＸ１と、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２とを備え、導体部６の上に配置される。
　本明細書では、巻線ｗ１１を「第１の巻線」ともいい、巻線ｗ１２を「第２の巻線」ともいい、巻線ｗ２１を「第３の巻線」ともいい、巻線ｗ２２を「第４の巻線」ともいう。
　コアＸ１は、第１の辺Ａ１～第４の辺Ａ４を含む長方形のループ（すなわち、長方形の各辺に沿った４つのコア部分からなるループ）の形状を有する。コアＸ１は、第１の辺Ａ１及び第３の辺Ａ３が互いに対向し、第２の辺Ａ２及び第４の辺Ａ４が互いに対向するように構成される。コアＸ１の辺Ａ１及び辺Ａ３は、導体部６に平行に設けられる。
　巻線ｗ１１は、コアＸ１の辺Ａ２においてコアＸ１に巻回される。巻線ｗ１２は、コアＸ１の辺Ａ４においてコアＸ１に巻回される。巻線ｗ２１は、コアＸ１の辺Ａ２においてコアＸ１に巻回される。巻線ｗ２２は、コアＸ１の辺Ａ４においてコアＸ１に巻回される。巻線ｗ１１は第１の端子Ｐ１及び第２の端子Ｐ３を有する。巻線ｗ１２は第３の端子Ｐ２及び第４の端子Ｐ３を有する。巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ３において互いに接続される。巻線ｗ２１は第５の端子Ｓ１及び第６の端子Ｓ３を有する。巻線ｗ２２は第７の端子Ｓ２及び第８の端子Ｓ３を有する。巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ３において互いに接続される。
　第１の実施形態において、巻線ｗ１１，ｗ１２は単一の巻線であってもよく、この場合、巻線の中点を端子Ｐ３とみなす。また、第１の実施形態において、巻線ｗ２１，ｗ２２は単一の巻線であってもよく、この場合、巻線の中点を端子Ｓ３とみなす。
　第１の実施形態では、トランス３１１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２は互いに直列に接続され、トランス３１１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２は互いに直列に接続される。
　巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ１，Ｐ２の間に電流が流れるときに巻線ｗ１１，ｗ１２によりコアＸ１のループに沿って同じ向きの磁束を発生するようにコアＸ１に巻回される。例えば、巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ１から端子Ｐ２に向かって電流が流れるとき、巻線ｗ１１によってコアＸ１のループに沿って時計回り（図２を参照）の磁束が発生し、巻線ｗ１２によってコアＸ１のループに沿って時計回りの磁束が発生するようにコアＸ１に巻回される。巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ１，Ｓ２の間に電流が流れるときに巻線ｗ２１，ｗ２２によりコアＸ１のループに沿って同じ向きの磁束を発生するようにコアＸ１に巻回される。例えば、巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ１から端子Ｓ２に向かって電流が流れるとき、巻線ｗ２１によってコアＸ１のループに沿って時計回り（図２を参照）の磁束が発生し、巻線ｗ２２によってコアＸ１のループに沿って時計回りの磁束が発生するようにコアＸ１に巻回される。
　巻線ｗ１１，ｗ１２は、コアＸ１の辺Ａ１から（すなわち導体部６から）等距離の位置においてコアＸ１に巻回される。端子Ｐ１，Ｐ２は、コアＸ１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。巻線ｗ２１，ｗ２２は、コアＸ１の辺Ａ１から等距離の位置においてコアＸ１に巻回される。端子Ｓ１，Ｓ２は、コアＸ１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。ここで、コアＸ１の辺Ａ１から各巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２までの距離は、例えば、コアＸ１の辺Ａ１から各巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２までの最短距離として定義されてもよい。
　図２～図４の例では、トランス３１１は、２層にそれぞれ巻回された巻線ｗ１１，ｗ１２と、２層にそれぞれ巻回された巻線ｗ２１，ｗ２２とを含む４層構造を有する。本明細書では、図２の最上層（導体部６から最も遠隔した巻線の層）を第１層といい、図２の最下層（導体部６に最も近接した巻線の層）を第４層という。図４（ａ）は第１層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、図４（ｂ）は第２層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、図４（ｃ）は第３層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、図４（ｄ）は第４層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。巻線ｗ１１は、第１層において端子Ｐ１から内側に向かって巻き進められ、コアＸ１の辺Ａ２の近傍において接続部ｕ１を介して第２層に接続され、第２層においてコアＸ１の辺Ａ２の近傍から外側に向かって巻き進められ、端子Ｐ３に接続される。巻線ｗ１２は、第１層において端子Ｐ２から内側に向かって巻き進められ、コアＸ１の辺Ａ４の近傍において接続部ｕ２を介して第２層に接続され、第２層においてコアＸ１の辺Ａ４の近傍から外側に向かって巻き進められ、端子Ｐ３に接続される。巻線ｗ２１は、第３層において端子Ｓ１から内側に向かって巻き進められ、コアＸ１の辺Ａ２の近傍において接続部ｕ３を介して第４層に接続され、第４層においてコアＸ１の辺Ａ２の近傍から外側に向かって巻き進められ、端子Ｓ３に接続される。巻線ｗ２２は、第３層において端子Ｓ２から内側に向かって巻き進められ、コアＸ１の辺Ａ４の近傍において接続部ｕ４を介して第４層に接続され、第４層においてコアＸ１の辺Ａ４の近傍から外側に向かって巻き進められ、端子Ｓ３に接続される。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、端子Ｐ１と導体部６との間に接地容量Ｃｐａを有し、端子Ｐ２と導体部６との間に接地容量Ｃｐａを有する。トランス３１１の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、端子Ｓ１と導体部６との間に接地容量Ｃｓａを有し、端子Ｓ２と導体部６との間に接地容量Ｃｓａを有する。トランス３１１の二次巻線の端子Ｓ１，Ｓ２が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。
　図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０がこのように構成されたトランス３１１を備えることにより、トランス３１１の一次側において、
「ノードＮ３から見た接地容量」＝Ｃｐａ
かつ
「ノードＮ４から見た接地容量」＝Ｃｐａ
が成り立つ。ノードＮ３から見た接地容量とノードＮ４から見た接地容量とを互いに等しくすることができるので、式８の条件が満たされ、Ｉｐｇ＝０になり、トランス３１１の一次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　同様に、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０がこのように構成されたトランス３１１を備えることにより、トランス３１１の二次側において、
「ノードＮ５から見た接地容量」＝Ｃｓａ
かつ
「ノードＮ６から見た接地容量」＝Ｃｓａ
が成り立つ。ノードＮ５から見た接地容量とノードＮ６から見た接地容量とを互いに等しくすることができるので、式１２の条件が満たされ、Ｉｓｇ＝０になり、トランス３１１の二次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　図５は、図１のスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズの周波数特性を示すグラフである。図５において、実線は、図１のスイッチング電源装置（第１の実施形態）に係るシミュレーション結果を示し、破線は、図４２のスイッチング電源装置（比較例）に係るシミュレーション結果を示す。図５の解析結果を参照して、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置によりコモンモードノイズを低減する効果を説明する。スイッチング回路１の各スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４をスイッチングすることにより、ノードＮ１，Ｎ２においてノーマルモードノイズが発生し、このノーマルモードノイズがコモンモードノイズに変換されて導体部６に伝搬する。ノードＮ１，Ｎ２，Ｎ５，Ｎ６に係る４ポートのＳパラメータについて、ノーマルモードノイズがコモンモードノイズに変換されて導体部６に伝搬する量、すなわち、ミックスドモードのＳパラメータＳｃｄ１１を計算した。共振キャパシタの容量Ｃ２１＝Ｃ２２＝２０ｎＦを設定し、共振インダクタのインダクタンスＬ２１＝Ｌ２２＝０Ｈ（短絡）を設定した。図５によれば、図４２のスイッチング電源装置（破線）に比べて図１のスイッチング電源装置（実線）のほうが、コモンモードノイズが低減されていることがわかる。
　以上説明したように、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、図２～図４に示すように、トランス３１１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２を巻回することにより、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。また、図２～図４に示すように、トランス３１１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２を巻回することにより、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。これにより、トランス３１１の接地容量に起因するコモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
　図６は、第１の実施形態の第１の変形例に係るトランス３１２の構成を示す側面図である。図６のトランス３１２は、図２のコアＸ１に代えて、２つのコア部分Ｘ２ａ，Ｘ２ｂからなるコアＸ２を備える。コア部分Ｘ２ａ，Ｘ２ｂの間のギャップを設けることにより、コアＸ２における磁気飽和を生じにくくすることができる。コアＸ２のループに沿って１つのみのギャップを設けてもよく、２つ以上のギャップを設けてもよい。また、コアＸ２を２つのコア部分Ｘ２ａ，Ｘ２ｂに分割することにより、ループの形状を有する一体のコアを用いる場合よりも巻線を容易に巻回し、トランスの製造を簡単化することができる。また、例えば、コア部分Ｘ２ａ，Ｘ２ｂの間に放熱板を挿入することにより、トランス３１２の放熱性能を向上することができる。
　図７は、第１の実施形態の第２の変形例に係るトランス３１３の構成を示す側面図である。図７のトランス３１３は、図２のコアＸ１に代えて、２つのコア部分Ｘ３ａ，Ｘ３ｂからなるコアＸ３を備える。コア部分Ｘ３ａ，Ｘ３ｂの間のギャップを設けることにより、コアＸ３における磁気飽和を生じにくくすることができる。コアＸ３のループに沿って１つのみのギャップを設けてもよく、２つ以上のギャップを設けてもよい。また、コアＸ３を２つのコア部分Ｘ３ａ，Ｘ３ｂに分割することにより、ループの形状を有する一体のコアを用いる場合よりも巻線を容易に巻回し、トランスの製造を簡単化することができる。また、例えば、コア部分Ｘ３ａ，Ｘ３ｂの間に放熱板を挿入することにより、トランス３１３の放熱性能を向上することができる。
［第２の実施形態］
　図８は、第２の実施形態に係るトランス３２１を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図８のスイッチング電源装置は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを含む。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、フルブリッジ型のスイッチング回路１と、共振回路２１，２２と、トランス３２１と、整流回路４と、平滑インダクタＬ５１と、平滑キャパシタＣ５１とを備える。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、図１のトランス３１１に代えて、トランス３２１を備える。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａのトランス３２１以外の構成要素は、図１の対応する構成要素と同様に構成される。
　図９は、図８のトランス３２１の構成を示す側面図である。図１０は、図８のトランス３２１の構成を示す上面図である。図１１は、図８のトランス３２１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。図１１（ａ）は第１層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、図１１（ｂ）は第２層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、図１１（ｃ）は第３層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、図１１（ｄ）は第４層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。図１２は、図８のトランス３２１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。トランス３２１は、図９～図１２に示すように、コアＸ１と、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２とを備え、導体部６の上に配置される。
　図９～図１２のコアＸ１は、図２～図４のコアＸ１、図６のコアＸ２、又は図７のコアＸ３と同様に構成される。
　図９～図１２の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２のそれぞれは、コアＸ１の各辺において、図２～図４の対応する巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２と同様の位置に巻回される。巻線ｗ１１は第１の端子Ｐ１１及び第２の端子Ｐ２２を有する。巻線ｗ１２は第３の端子Ｐ２１及び第４の端子Ｐ１２を有する。巻線ｗ２１は第５の端子Ｓ１１及び第６の端子Ｓ２２を有する。巻線ｗ２２は第７の端子Ｓ２１及び第８の端子Ｓ１２を有する。
　図１２を参照すると、巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ１１，Ｐ１２において互いに接続され、かつ、端子Ｐ２２，Ｐ２１において互いに接続される。端子Ｐ１１，Ｐ１２はトランス３２１の一次側の端子Ｐ１に接続され、端子Ｐ２１，Ｐ２２はトランス３２１の一次側の端子Ｐ２に接続される。また、巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ１１，Ｓ１２において互いに接続され、かつ、端子Ｓ２２，Ｓ２１において互いに接続される。端子Ｓ１１，Ｓ１２はトランス３２１の二次側の端子Ｓ１に接続され、端子Ｓ２１，Ｓ２２はトランス３２１の二次側の端子Ｓ２に接続される。
　第２の実施形態では、トランス３２１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２は互いに並列に接続され、トランス３２１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２は互いに並列に接続される。
　巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ１，Ｐ２の間に電流が流れるときに巻線ｗ１１，ｗ１２によりコアＸ１のループに沿って同じ向きの磁束を発生するようにコアＸ１に巻回される。例えば、巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ１１から端子Ｐ２２に向かって電流が流れ、かつ、端子Ｐ１２から端子Ｐ２１に向かって電流が流れるとき、巻線ｗ１１によってコアＸ１のループに沿って時計回り（図９を参照）の磁束が発生し、巻線ｗ１２によってコアＸ１のループに沿って時計回りの磁束が発生するようにコアＸ１に巻回される。巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ１，Ｓ２の間に電流が流れるときに巻線ｗ２１，ｗ２２によりコアＸ１のループに沿って同じ向きの磁束を発生するようにコアＸ１に巻回される。例えば、巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ１１から端子Ｓ２２に向かって電流が流れ、かつ、端子Ｓ１２から端子Ｓ２１に向かって電流が流れるとき、巻線ｗ２１によってコアＸ１のループに沿って時計回りの磁束が発生し、巻線ｗ２２によってコアＸ１のループに沿って時計回りの磁束が発生するようにコアＸ１に巻回される。
　端子Ｐ１１，Ｐ２１は、コアＸ１の辺Ａ１から（すなわち導体部６から）等距離の位置に設けられる。端子Ｐ２２，Ｐ１２は、コアＸ１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。端子Ｓ１１，Ｓ２１は、コアＸ１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。端子Ｓ２２，Ｓ１２は、コアＸ１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。
　絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、端子Ｐ１１と導体部６との間に接地容量Ｃｐａを有し、端子Ｐ２１と導体部６との間に接地容量Ｃｐａを有する。トランス３２１の一次巻線の端子Ｐ１１，Ｐ２１が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、端子Ｐ２２と導体部６との間に接地容量Ｃｐｂを有し、端子Ｐ１２と導体部６との間に接地容量Ｃｐｂを有する。トランス３２１の一次巻線の端子Ｐ２２，Ｐ１２が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、端子Ｓ１１と導体部６との間に接地容量Ｃｓａを有し、端子Ｓ２１と導体部６との間に接地容量Ｃｓａを有する。トランス３２１の二次巻線の端子Ｓ１１，Ｓ２１が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、端子Ｓ２２と導体部６との間に接地容量Ｃｓｂを有し、端子Ｓ１２と導体部６との間に接地容量Ｃｓｂを有する。トランス３２１の二次巻線の端子Ｓ２２，Ｓ１２が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。
　図８の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａがこのように構成されたトランス３２１を備えることにより、トランス３２１の一次側において、
「ノードＮ３から見た接地容量」＝Ｃｐａ＋Ｃｐｂ
かつ
「ノードＮ４から見た接地容量」＝Ｃｐａ＋Ｃｐｂ
が成り立つ。ノードＮ３から見た接地容量とノードＮ４から見た接地容量とを互いに等しくすることができるので、式８の条件が満たされ、Ｉｐｇ＝０になり、トランス３２１の一次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　同様に、図８の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａがこのように構成されたトランス３２１を備えることにより、トランス３２１の二次側において、
「ノードＮ５から見た接地容量」＝Ｃｓａ＋Ｃｓｂ
かつ
「ノードＮ６から見た接地容量」＝Ｃｓａ＋Ｃｓｂ
が成り立つ。ノードＮ５から見た接地容量とノードＮ６から見た接地容量とを互いに等しくすることができるので、式１２の条件が満たされ、Ｉｓｇ＝０になり、トランス３２１の二次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　図１３は、図８のスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズの周波数特性を示すグラフである。図１３において、実線は、図８のスイッチング電源装置（第２の実施形態）に係るシミュレーション結果を示し、破線は、図４２のスイッチング電源装置（比較例）に係るシミュレーション結果を示す。図１３の解析結果を参照して、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置によりコモンモードノイズを低減する効果を説明する。図１３のシミュレーションでは、図５の場合と同様の条件を設定した。図１３によれば、図４２のスイッチング電源装置（破線）に比べて図８のスイッチング電源装置（実線）のほうが、コモンモードノイズが低減されていることがわかる。
　以上説明したように、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、図９～図１２に示すように、トランス３２１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２を巻回することにより、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。また、図９～図１２に示すように、トランス３２１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２を巻回することにより、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。これにより、トランス３２１の接地容量に起因するコモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
　第２の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランス３２１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２を互いに並列に接続し、トランス３２１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２を互いに並列に接続することにより、第１の実施形態の場合よりも大電力を出力する場合であっても、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
［第３の実施形態］
　図１４は、第３の実施形態に係るトランス３３１を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１４のスイッチング電源装置は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂを含む。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂは、フルブリッジ型のスイッチング回路１と、共振回路２１，２２と、トランス３３１と、整流回路４と、平滑インダクタＬ５１と、平滑キャパシタＣ５１とを備える。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂは、図１のトランス３１１に代えて、トランス３３１を備える。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂのトランス３３１以外の構成要素は、図１の対応する構成要素と同様に構成される。
　図１５は、図１４のトランス３３１の構成を示す側面図である。図１６は、図１４のトランス３３１の構成を示す上面図である。図１７は、図１４のトランス３３１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。トランス３３１は、図１５～図１７に示すように、コアＸ１と、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２とを備え、導体部６の上に配置される。
　図１５～図１７のコアＸ１は、図２～図４のコアＸ１、図６のコアＸ２、又は図７のコアＸ３と同様に構成される。
　図１５～図１７のトランス３３１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２は、図２～図４のトランス３１１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と同様に構成される。図１５～図１７のトランス３３１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２は、図９～図１２のトランス３２１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２と同様に構成される。
　第３の実施形態では、トランス３３１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２は互いに直列に接続され、トランス３３１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２は互いに並列に接続される。
　図１４の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂがこのように構成されたトランス３３１を備えることにより、トランス３３１の一次側において、
「ノードＮ３から見た接地容量」＝Ｃｐａ
かつ
「ノードＮ４から見た接地容量」＝Ｃｐａ
が成り立つ。ノードＮ３から見た接地容量とノードＮ４から見た接地容量とを互いに等しくすることができるので、式８の条件が満たされ、Ｉｐｇ＝０になり、トランス３３１の一次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　同様に、図１４の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂがこのように構成されたトランス３３１を備えることにより、トランス３３１の二次側において、
「ノードＮ５から見た接地容量」＝Ｃｓａ＋Ｃｓｂ
かつ
「ノードＮ６から見た接地容量」＝Ｃｓａ＋Ｃｓｂ
が成り立つ。ノードＮ５から見た接地容量とノードＮ６から見た接地容量とを互いに等しくすることができるので、式１２の条件が満たされ、Ｉｓｇ＝０になり、トランス３３１の二次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　図１８は、図１４のスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズの周波数特性を示すグラフである。図１８において、実線は、図１４のスイッチング電源装置（第３の実施形態）に係るシミュレーション結果を示し、破線は、図４２のスイッチング電源装置（比較例）に係るシミュレーション結果を示す。図１８の解析結果を参照して、第３の実施形態に係るスイッチング電源装置によりコモンモードノイズを低減する効果を説明する。図１８のシミュレーションでは、図５の場合と同様の条件を設定した。図１８によれば、図４２のスイッチング電源装置（破線）に比べて図１４のスイッチング電源装置（実線）のほうが、コモンモードノイズが低減されていることがわかる。
　以上説明したように、第３の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、図１５～図１７に示すように、トランス３３１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２を巻回することにより、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。また、図１５～図１７に示すように、トランス３３１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２を巻回することにより、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。これにより、トランス３３１の接地容量に起因するコモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
　第３の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランス３３１の二次巻線を互いに並列に接続することにより、トランス３３１の二次側において一次側よりも大電流が流れる場合であっても、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
［第４の実施形態］
　図１９は、第４の実施形態に係るトランス３４１を備えたスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１９のスイッチング電源装置は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｃを含む。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｃは、フルブリッジ型のスイッチング回路１と、共振回路２１，２２と、トランス３４１と、整流回路４と、平滑インダクタＬ５１と、平滑キャパシタＣ５１とを備える。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｃは、図１のトランス３１１に代えて、トランス３４１を備える。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｃのトランス３４１以外の構成要素は、図１の対応する構成要素と同様に構成される。
　図２０は、図１９のトランス３４１の構成を示す側面図である。図２１は、図１９のトランス３４１の構成を示す上面図である。図２２は、図１９のトランス３４１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。トランス３４１は、図２０～図２２に示すように、コアＸ１と、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２とを備え、導体部６の上に配置される。
　図２０～図２２のコアＸ１は、図２～図４のコアＸ１、図６のコアＸ２、又は図７のコアＸ３と同様に構成される。
　図２０～図２２のトランス３４１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２は、図９～図１２のトランス３２１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と同様に構成される。図２０～図２２のトランス３４１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２は、図２～図４のトランス３１１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２と同様に構成される。
　第４の実施形態では、トランス３４１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２は互いに並列に接続され、トランス３４１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２は互いに直列に接続される。
　図１４の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｃがこのように構成されたトランス３４１を備えることにより、トランス３４１の一次側において、
「ノードＮ３から見た接地容量」＝Ｃｐａ＋Ｃｐｂ
かつ
「ノードＮ４から見た接地容量」＝Ｃｐａ＋Ｃｐｂ
が成り立つ。ノードＮ３から見た接地容量とノードＮ４から見た接地容量とを互いに等しくすることができるので、式８の条件が満たされ、Ｉｐｇ＝０になり、トランス３４１の一次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　同様に、図１４の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｃがこのように構成されたトランス３４１を備えることにより、トランス３４１の二次側において、
「ノードＮ５から見た接地容量」＝Ｃｓａ
かつ
「ノードＮ６から見た接地容量」＝Ｃｓａ
が成り立つ。ノードＮ５から見た接地容量とノードＮ６から見た接地容量とを互いに等しくすることができるので、式１２の条件が満たされ、Ｉｓｇ＝０になり、トランス３４１の二次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　図２３は、図１９のスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズの周波数特性を示すグラフである。図２３において、実線は、図１９のスイッチング電源装置（第４の実施形態）に係るシミュレーション結果を示し、破線は、図４２のスイッチング電源装置（比較例）に係るシミュレーション結果を示す。図２３の解析結果を参照して、第４の実施形態に係るスイッチング電源装置によりコモンモードノイズを低減する効果を説明する。図２３のシミュレーションでは、図５の場合と同様の条件を設定した。図２３によれば、図４２のスイッチング電源装置（破線）に比べて図１９のスイッチング電源装置（実線）のほうが、コモンモードノイズが低減されていることがわかる。
　以上説明したように、第４の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、図２０～図２２に示すように、トランス３４１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２を巻回することにより、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。また、図２０～図２２に示すように、トランス３４１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２を巻回することにより、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。これにより、トランス３４１の接地容量に起因するコモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
　第４の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランス３４１の二次巻線を互いに直列に接続することにより、トランス３４１の二次側において一次側よりも大電圧が発生する場合であっても、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
［第５の実施形態］
　図２４は、第５の実施形態に係るトランス３５１の構成を示す側面図である。図２５は、図２４のトランス３５１の構成を示す上面図である。図２６は、図２４のトランス３５１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。図２６（ａ）は第１層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、図２６（ｂ）は第２層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、図２６（ｃ）は第３層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、図２６（ｄ）は第４層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。トランス３５１は、図２４～図２６に示すように、コアＸ１１と、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２とを備え、導体部６の上に配置される。
　コアＸ１１は、図２のコアＸ１と同様に、第１の辺Ａ１～第４の辺Ａ４を含む長方形のループの形状を有する。コアＸ１１は、第１の辺Ａ１及び第３の辺Ａ３が互いに対向し、第２の辺Ａ２及び第４の辺Ａ４が互いに対向するように構成される。コアＸ１１は、第１の辺Ａ１及び第３の辺Ａ３を磁気的に連結する中央区間Ａ５（図２４において垂直に延在する部分）をさらに備える。辺Ａ２と、中央区間Ａ５と、辺Ａ１における辺Ａ２から中央区間Ａ５までの部分と、辺Ａ３における辺Ａ２から中央区間Ａ５までの部分とは、コアＸ１１の第１のサブループを形成する。また、辺Ａ４と、中央区間Ａ５と、辺Ａ１における辺Ａ４から中央区間Ａ５までの部分と、辺Ａ３における辺Ａ４から中央区間Ａ５までの部分とは、コアＸ１１の第２のサブループを形成する、コアＸ１１の辺Ａ１及び辺Ａ３は、導体部６に平行に設けられる。
　巻線ｗ１１は、コアＸ１１の辺Ａ２においてコアＸ１１に巻回される。巻線ｗ１２は、コアＸ１１の辺Ａ４においてコアＸ１１に巻回される。巻線ｗ２１は、コアＸ１１の辺Ａ２においてコアＸ１１に巻回される。巻線ｗ２２は、コアＸ１１の辺Ａ４においてコアＸ１１に巻回される。巻線ｗ１１は第１の端子Ｐ１及び第２の端子Ｐ３を有する。巻線ｗ１２は第３の端子Ｐ２及び第４の端子Ｐ３を有する。巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ３において互いに接続される。巻線ｗ２１は第５の端子Ｓ１及び第６の端子Ｓ３を有する。巻線ｗ２２は第７の端子Ｓ２及び第８の端子Ｓ３を有する。巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ３において互いに接続される。
　第５の実施形態において、巻線ｗ１１，ｗ１２は単一の巻線であってもよく、この場合、巻線の中点を端子Ｐ３とみなす。また、第５の実施形態において、巻線ｗ２１，ｗ２２は単一の巻線であってもよく、この場合、巻線の中点を端子Ｓ３とみなす。
　第５の実施形態では、トランス３５１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２は互いに直列に接続され、トランス３５１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２は互いに直列に接続される。
　巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ１，Ｐ２の間に電流が流れて巻線ｗ１１によりコアＸ１１の第１のサブループに沿って時計回り（図２４を参照）に磁束を発生するとき、巻線ｗ１２によりコアＸ１１の第２のサブループに沿って反時計回り（図２４を参照）に磁束を発生するようにコアＸ１１に巻回される。巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ１，Ｓ２の間に電流が流れて巻線ｗ２１によりコアＸ１１の第１のサブループに沿って時計回りに磁束を発生するとき、巻線ｗ２２によりコアＸ１１の第２のサブループに沿って反時計回りに磁束を発生するようにコアＸ１１に巻回される。
　巻線ｗ１１，ｗ１２は、コアＸ１１の辺Ａ１から（すなわち導体部６から）等距離の位置においてコアＸ１１に巻回される。端子Ｐ１，Ｐ２は、コアＸ１１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。巻線ｗ２１，ｗ２２は、コアＸ１１の辺Ａ１から等距離の位置においてコアＸ１１に巻回される。端子Ｓ１，Ｓ２は、コアＸ１１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。
　トランス３５１は、図１のトランス３１１他と同様に、スイッチング電源装置に適用可能である。スイッチング電源装置は、端子Ｐ１と導体部６との間に接地容量を有し、端子Ｐ２と導体部６との間に接地容量を有する。トランス３５１の一次巻線の端子Ｐ１，Ｐ２が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。また、スイッチング電源装置は、端子Ｓ１と導体部６との間に接地容量を有し、端子Ｓ２と導体部６との間に接地容量を有する。トランス３５１の二次巻線の端子Ｓ１，Ｓ２が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。
　スイッチング電源装置がこのように構成されたトランス３５１を備えることにより、トランス３５１の一次側において、ノードＮ３から見た接地容量とノードＮ４から見た接地容量とを互いに等しくすることができる。従って、式８の条件が満たされ、Ｉｐｇ＝０になり、トランス３５１の一次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　同様に、スイッチング電源装置がこのように構成されたトランス３５１を備えることにより、トランス３５１の二次側において、ノードＮ５から見た接地容量とノードＮ６から見た接地容量とを互いに等しくすることができる。従って、式１２の条件が満たされ、Ｉｓｇ＝０になり、トランス３５１の二次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　以上説明したように、第５の実施形態に係るトランス及びスイッチング電源装置によれば、図２４～図２６に示すように、トランス３５１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２を巻回することにより、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。また、図２４～図２６に示すように、トランス３５１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２を巻回することにより、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。これにより、トランス３５１の接地容量に起因するコモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
　図２７は、第５の実施形態の第１の変形例に係るトランス３５２の構成を示す側面図である。図２７のトランス３５２は、図２４のコアＸ１１に代えて、２つのコア部分Ｘ１２ａ，Ｘ１２ｂからなるコアＸ１２を備える。コア部分Ｘ１２ａ，Ｘ１２ｂの間のギャップを設けることにより、コアＸ１２における磁気飽和を生じにくくすることができる。コアＸ１２のループに沿って１つのみのギャップを設けてもよく、２つ以上のギャップを設けてもよい。また、コアＸ１２を２つのコア部分Ｘ１２ａ，Ｘ１２ｂに分割することにより、ループの形状を有する一体のコアを用いる場合よりも巻線を容易に巻回し、トランスの製造を簡単化することができる。また、例えば、コア部分Ｘ１２ａ，Ｘ１２ｂの間に放熱板を挿入することにより、トランス３５２の放熱性能を向上することができる。
　図２８は、第５の実施形態の第２の変形例に係るトランス３５３の構成を示す側面図である。図２８のトランス３５３は、図２４のコアＸ１１に代えて、２つのコア部分Ｘ１３ａ，Ｘ１３ｂからなるコアＸ１３を備える。コア部分Ｘ１３ａ，Ｘ１３ｂの間のギャップを設けることにより、コアＸ１３における磁気飽和を生じにくくすることができる。コアＸ１３のループに沿って１つのみのギャップを設けてもよく、２つ以上のギャップを設けてもよい。また、コアＸ１３を２つのコア部分Ｘ１３ａ，Ｘ１３ｂに分割することにより、ループの形状を有する一体のコアを用いる場合よりも巻線を容易に巻回し、トランスの製造を簡単化することができる。また、例えば、コア部分Ｘ１３ａ，Ｘ１３ｂの間に放熱板を挿入することにより、トランス３５３の放熱性能を向上することができる。
　図２９は、第５の実施形態の第３の変形例に係るトランス３５４の構成を示す側面図である。図２９のトランス３５４は、図２４のコアＸ１１に代えて、４つのコア部分Ｘ１４ａ～Ｘ１４ｄからなるコアＸ１４を備える。コア部分Ｘ１４ａ～Ｘ１４ｄの間のギャップを設けることにより、コアＸ１４における磁気飽和を生じにくくすることができる。コアＸ１４のループに沿って１つのみのギャップを設けてもよく、２つ以上のギャップを設けてもよい。また、コアＸ１４を４つのコア部分Ｘ１４ａ～Ｘ１４ｄに分割することにより、ループの形状を有する一体のコアを用いる場合よりも巻線を容易に巻回し、トランスの製造を簡単化することができる。また、例えば、コア部分Ｘ１４ａ～Ｘ１４ｄの間に放熱板を挿入することにより、トランス３５４の放熱性能を向上することができる。
［第６の実施形態］
　図３０は、第６の実施形態に係るトランス３６１の構成を示す側面図である。図３１は、図３０のトランス３６１の構成を示す上面図である。図３２は、図３０のトランス３６１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。図３２（ａ）は第１層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、図３２（ｂ）は第２層における巻線ｗ１１，ｗ１２の配置を示す図であり、図３２（ｃ）は第３層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図であり、図３２（ｄ）は第４層における巻線ｗ２１，ｗ２２の配置を示す図である。図３３は、図３０のトランス３６１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。トランス３６１は、図３０～図３３に示すように、コアＸ１１と、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２とを備え、導体部６の上に配置される。
　図３０～図３３のコアＸ１１は、図２４～図２６のコアＸ１１、図２７のコアＸ１２、図２８のコアＸ１３、又は図２９のコアＸ１４と同様に構成される。
　図３０～図３３の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２のそれぞれは、コアＸ１１の各辺において、図２４～図２６の対応する巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２と同様の位置に巻回される。巻線ｗ１１は第１の端子Ｐ１１及び第２の端子Ｐ２２を有する。巻線ｗ１２は第３の端子Ｐ２１及び第４の端子Ｐ１２を有する。巻線ｗ２１は第５の端子Ｓ１１及び第６の端子Ｓ２２を有する。巻線ｗ２２は第７の端子Ｓ２１及び第８の端子Ｓ１２を有する。
　図３３を参照すると、巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ１１，Ｐ１２において互いに接続され、かつ、端子Ｐ２２，Ｐ２１において互いに接続される。端子Ｐ１１，Ｐ１２はトランス３６１の一次側の端子Ｐ１に接続され、端子Ｐ２１，Ｐ２２はトランス３６１の一次側の端子Ｐ２に接続される。また、巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ１１，Ｓ１２において互いに接続され、かつ、端子Ｓ２２，Ｓ２１において互いに接続される。端子Ｓ１１，Ｓ１２はトランス３６１の二次側の端子Ｓ１に接続され、端子Ｓ２１，Ｓ２２はトランス３６１の二次側の端子Ｓ２に接続される。
　第６の実施形態では、トランス３６１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２は互いに並列に接続され、トランス３６１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２は互いに並列に接続される。
　巻線ｗ１１，ｗ１２は、端子Ｐ１，Ｐ２の間に電流が流れて巻線ｗ１１によりコアＸ１の第１のサブループに沿って時計回り（図３０を参照）に磁束を発生するとき、巻線ｗ１２によりコアＸ１の第２のサブループに沿って反時計回り（図３０を参照）に磁束を発生するようにコアＸ１に巻回される。巻線ｗ２１，ｗ２２は、端子Ｓ１，Ｓ２の間に電流が流れて巻線ｗ２１によりコアＸ１の第１のサブループに沿って時計回りに磁束を発生するとき、巻線ｗ２２によりコアＸ１の第２のサブループに沿って反時計回りに磁束を発生するようにコアＸ１に巻回される。
　端子Ｐ１１，Ｐ２１は、コアＸ１１の辺Ａ１から（すなわち導体部６から）等距離の位置に設けられる。端子Ｐ２２，Ｐ１２は、コアＸ１１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。端子Ｓ１１，Ｓ２１は、コアＸ１１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。端子Ｓ２２，Ｓ１２は、コアＸ１１の辺Ａ１から等距離の位置に設けられる。
　トランス３６１は、図１のトランス３１１他と同様に、スイッチング電源装置に適用可能である。スイッチング電源装置は、端子Ｐ１１と導体部６との間に接地容量を有し、端子Ｐ２１と導体部６との間に接地容量を有する。トランス３６１の一次巻線の端子Ｐ１１，Ｐ２１が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、端子Ｐ２２と導体部６との間に接地容量を有し、端子Ｐ１２と導体部６との間に接地容量を有する。トランス３６１の一次巻線の端子Ｐ２２，Ｐ１２が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、端子Ｓ１１と導体部６との間に接地容量を有し、端子Ｓ２１と導体部６との間に接地容量を有する。トランス３６１の二次巻線の端子Ｓ１１，Ｓ２１が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。また、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータは、端子Ｓ２２と導体部６との間に接地容量を有し、端子Ｓ１２と導体部６との間に接地容量を有する。トランス３６１の二次巻線の端子Ｓ２２，Ｓ１２が導体部６から等距離の位置に設けられるので、これらの接地容量は互いに等しい。
　スイッチング電源装置がこのように構成されたトランス３６１を備えることにより、トランス３６１の一次側において、ノードＮ３から見た接地容量とノードＮ４から見た接地容量とを互いに等しくすることができる。従って、式８の条件が満たされ、Ｉｐｇ＝０になり、トランス３６１の一次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　同様に、スイッチング電源装置がこのように構成されたトランス３６１を備えることにより、トランス３６１の二次側において、ノードＮ５から見た接地容量とノードＮ６から見た接地容量とを互いに等しくすることができる。従って、式１２の条件が満たされ、Ｉｓｇ＝０になり、トランス３６１の二次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　以上説明したように、第６の実施形態に係るトランス及びスイッチング電源装置によれば、図３０～図３３に示すように、トランス３６１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２を巻回することにより、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。また、図３０～図３３に示すように、トランス３６１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２を巻回することにより、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。これにより、トランス３６１の接地容量に起因するコモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
　第６の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランス３６１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２を互いに並列に接続し、トランス３６１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２を互いに並列に接続することにより、第１の実施形態の場合よりも大電力を出力する場合であっても、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
［第７の実施形態］
　図３４は、第７の実施形態に係るトランス３７１の構成を示す側面図である。図３５は、図３４のトランス３７１の構成を示す上面図である。図３６は、図３４のトランス３７１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。トランス３７１は、図３４～図３６に示すように、コアＸ１１と、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２とを備え、導体部６の上に配置される。
　図３４～図３６のコアＸ１１は、図２４～図２６のコアＸ１１、図２７のコアＸ１２、図２８のコアＸ１３、又は図２９のコアＸ１４と同様に構成される。
　図３４～図３６のトランス３７１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２は、図２４～図２６のトランス３５１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と同様に構成される。図３４～図３６のトランス３７１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２は、図３０～図３３のトランス３６１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２と同様に構成される。
　第７の実施形態では、トランス３７１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２は互いに直列に接続され、トランス３７１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２は互いに並列に接続される。
　スイッチング電源装置がこのように構成されたトランス３７１を備えることにより、トランス３７１の一次側において、ノードＮ３から見た接地容量とノードＮ４から見た接地容量とを互いに等しくすることができる。従って、式８の条件が満たされ、Ｉｐｇ＝０になり、トランス３７１の一次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　同様に、スイッチング電源装置がこのように構成されたトランス３７１を備えることにより、トランス３７１の二次側において、ノードＮ５から見た接地容量とノードＮ６から見た接地容量とを互いに等しくすることができる。従って、式１２の条件が満たされ、Ｉｓｇ＝０になり、トランス３７１の二次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　以上説明したように、第７の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、図３４～図３６に示すように、トランス３７１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２を巻回することにより、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。また、図３４～図３６に示すように、トランス３７１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２を巻回することにより、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。これにより、トランス３７１の接地容量に起因するコモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
　第７の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランス３７１の二次巻線を互いに並列に接続することにより、トランス３７１の二次側において一次側よりも大電流が流れる場合であっても、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
［第８の実施形態］
　図３７は、第８の実施形態に係るトランス３８１の構成を示す側面図である。図３８は、図３７のトランス３８１の構成を示す上面図である。図３９は、図３７のトランス３８１の巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２の結線を示す図である。トランス３８１は、図３７～図３９に示すように、コアＸ１１と、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２とを備え、導体部６の上に配置される。
　図３７～図３９のコアＸ１１は、図２４～図２６のコアＸ１１、図２７のコアＸ１２、図２８のコアＸ１３、又は図２９のコアＸ１４と同様に構成される。
　図３７～図３９のトランス３８１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２は、図３０～図３３のトランス３６１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２と同様に構成される。図３４～図３６のトランス３７１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２は、図２４～図２６のトランス３５１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２と同様に構成される。
　第８の実施形態では、トランス３８１の一次側において巻線ｗ１１，ｗ１２は互いに並列に接続され、トランス３８１の二次側において巻線ｗ２１，ｗ２２は互いに直列に接続される。
　スイッチング電源装置がこのように構成されたトランス３８１を備えることにより、トランス３８１の一次側において、ノードＮ３から見た接地容量とノードＮ４から見た接地容量とを互いに等しくすることができる。従って、式８の条件が満たされ、Ｉｐｇ＝０になり、トランス３８１の一次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　同様に、スイッチング電源装置がこのように構成されたトランス３８１を備えることにより、トランス３８１の二次側において、ノードＮ５から見た接地容量とノードＮ６から見た接地容量とを互いに等しくすることができる。従って、式１２の条件が満たされ、Ｉｓｇ＝０になり、トランス３８１の二次側で発生するコモンモードノイズを低減することができる。
　以上説明したように、第８の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、図３７～図３９に示すように、トランス３８１の一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２を巻回することにより、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。また、図３７～図３９に示すように、トランス３８１の二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２を巻回することにより、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができる。これにより、トランス３８１の接地容量に起因するコモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
　第８の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランス３８１の二次巻線を互いに直列に接続することにより、トランス３８１の二次側において一次側よりも大電圧が発生する場合であっても、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる。
［第９の実施形態］
　図４０は、第９の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。図４０のスイッチング電源装置は、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、ノイズフィルタ１２とを備える。ノイズフィルタ１２は、スイッチング電源装置の母線に流れるノーマルモードノイズを除去する。ノイズフィルタ１２は、例えば、スイッチング回路１の動作によって発生するノイズを除去するために、低域通過フィルタ又は帯域通過フィルタを備える。第１～第５の実施形態に係るスイッチング電源装置には、コモンモードノイズを生じにくくするものの、ノーマルモードノイズを低減する効果はない。一方、図４０のスイッチング電源装置は、ノイズフィルタ１２を備えたことにより、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズの両方を低減することができる。
　図４１は、第９の実施形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。図４１のスイッチング電源装置は、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、ノイズフィルタ１２と、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４とを備える。ＡＣ－ＤＣコンバータ１４は、商用電源などの交流電源１３の交流電圧を直流電圧に変換して絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０に供給する。ノイズフィルタ１２は、スイッチング電源装置の母線に流れるノーマルモードノイズを除去する。図４１のスイッチング電源装置は、ノイズフィルタ１２を備えたことにより、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズの両方を低減することができ、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズが交流電源１３へ伝搬しにくくすることができる。
［他の変形例］
　図２～図４の例では、端子Ｐ１，Ｐ２から導体部６までの距離が端子Ｐ３から導体部６までの距離よりも大きい場合を示したが、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができるのであれば、端子Ｐ１～Ｐ３は他の位置に配置されてもよい。例えば、端子Ｐ３から導体部６までの距離が端子Ｐ１，Ｐ２から導体部６までの距離よりも大きくてもよい。同様に、図２～図４の例では、端子Ｓ１，Ｓ２から導体部６までの距離が端子Ｓ３から導体部６までの距離よりも大きい場合を示したが、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができるのであれば、端子Ｓ１～Ｓ３は他の位置に配置されてもよい。例えば、端子Ｓ３から導体部６までの距離が端子Ｓ１，Ｓ２から導体部６までの距離よりも大きくてもよい。また、図９～図１２の例では、端子Ｐ１１，Ｐ２１から導体部６までの距離が端子Ｐ２２，Ｐ１２から導体部６までの距離よりも大きい場合を示したが、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができるのであれば、端子Ｐ１１～Ｐ２２は他の位置に配置されてもよい。例えば、端子Ｐ２２，Ｐ１２から導体部６までの距離が端子Ｐ１１，Ｐ２１から導体部６までの距離よりも大きくてもよい。同様に、図９～図１２の例では、端子Ｓ１１，Ｓ２１から導体部６までの距離が端子Ｓ２２，Ｓ１２から導体部６までの距離よりも大きい場合を示したが、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができるのであれば、端子Ｓ１１～Ｓ２２は他の位置に配置されてもよい。例えば、端子Ｓ２２，Ｓ１２から導体部６までの距離が端子Ｓ１１，Ｓ２１から導体部６までの距離よりも大きくてもよい。同様のことが、第１及び第２の実施形態以外の他の実施形態にもあてはまる。
　また、図２～図４の例では、一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２から導体部６までの距離が二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２から導体部６までの距離よりも大きい場合を示したが、一次巻線の両端及び二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができるのであれば、巻線ｗ１１，ｗ１２，ｗ２１，ｗ２２は他の位置に配置されてもよい。例えば、二次側の巻線ｗ２１，ｗ２２から導体部６までの距離が一次側の巻線ｗ１１，ｗ１２から導体部６までの距離よりも大きくてもよい。同様のことが、第１の実施形態以外の他の実施形態にもあてはまる。
　また、巻線ｗ１１，ｗ１２は、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができるのであれば、例示したものとは異なる向きに巻回されてもよい。同様に、巻線ｗ２１，ｗ２２は、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すことができるのであれば、例示したものとは異なる向きに巻回されてもよい。
　また、説明した実施形態では、内鉄型のトランスを例に説明したが、外鉄型のトランスであってもよい。
　また、説明した実施形態では、一次側の巻線を２つの巻線ｗ１１，ｗ１２に分割する場合を示したが、一次側の巻線はより多数の巻線に分割されてもよい。分割された巻線は、一次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すように互いに接続される。同様に、説明した実施形態では、二次側の巻線を２つの巻線ｗ２１，ｗ２２に分割する場合を示したが、二次側の巻線はより多数の巻線に分割されてもよい。分割された巻線は、二次巻線の両端における接地容量の非対称性を打ち消すように互いに接続される。
　また、図１他では共振回路２１，２２が共振インダクタＬ２１，Ｌ２２を備える場合について説明したが、トランス３の漏れインダクタンス及び励磁インダクタンスを用いて共振回路２１，２２を構成してもよい。
　また、図１他では、共振回路２１，２２を備えたＬＬＣ共振方式のＤＣ－ＤＣコンバータについて説明したが、本開示の実施形態は、共振回路２１，２２をもたないＤＣ－ＤＣコンバータにも適用可能である。
　本開示に係るスイッチング電源装置は、産業用、車載用、又は医療用のスイッチング電源装置などで用いられる絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを、低ノイズ、小型、かつ低コストで実現することに有用である。
１…スイッチング回路、
３１１～３８１…トランス、
４…整流回路、
６…導体部、
８…直流電源、
１０，１０Ａ～１０Ｃ…絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ、
１１…負荷抵抗、
１２…ノイズフィルタ、
１３…交流電源、
１４…ＡＣ－ＤＣコンバータ、
２１，２２…共振回路、
Ｃ２１，Ｃ２２…共振キャパシタ、
Ｃｐａ，Ｃｐｂ，Ｃｓａ，Ｃｓｂ…接地容量、
Ｃ５１…平滑キャパシタ、
Ｌ２１，Ｌ２２…共振インダクタ、
Ｌ５１…平滑インダクタ。

Claims (14)

  1. 　第１～第４の辺を含む長方形のループの形状を有し、第１及び第３の辺が互いに対向し、第２及び第４の辺が互いに対向するように構成されたコアと、
    　前記コアの第２の辺において前記コアに巻回された第１の巻線と、
    　前記コアの第４の辺において前記コアに巻回された第２の巻線と、
    　前記コアの第２の辺において前記コアに巻回された第３の巻線と、
    　前記コアの第４の辺において前記コアに巻回された第４の巻線とを備え、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記コアの第１の辺から等距離の位置において前記コアに巻回され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記コアの第１の辺から等距離の位置において前記コアに巻回され、
    　前記第１及び第２の巻線は、互いに直列又は並列に接続され、
    　前記第３及び第４の巻線は、互いに直列又は並列に接続された、
    トランス。
  2. 　前記第１の巻線は第１及び第２の端子を有し、
    　前記第２の巻線は第３及び第４の端子を有し、
    　前記第３の巻線は第５及び第６の端子を有し、
    　前記第４の巻線は第７及び第８の端子を有し、
    　前記第１及び第３の端子は、前記コアの第１の辺から等距離の位置に設けられ、
    　前記第２及び第４の端子は、前記コアの第１の辺から等距離の位置に設けられ、
    　前記第５及び第７の端子は、前記コアの第１の辺から等距離の位置に設けられ、
    　前記第６及び第８の端子は、前記コアの第１の辺から等距離の位置に設けられた、
    請求項１記載のトランス。
  3. 　前記第１及び第２の巻線は、前記第２及び第４の端子において互いに接続され、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記第１及び第３の端子の間に電流が流れるときに前記第１及び第２の巻線により前記コアのループに沿って同じ向きの磁束を発生するように前記コアに巻回され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第６及び第８の端子において互いに接続され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第７の端子の間に電流が流れるときに前記第３及び第４の巻線により前記コアのループに沿って同じ向きの磁束を発生するように前記コアに巻回された、
    請求項２記載のトランス。
  4. 　前記第１及び第２の巻線は、前記第２及び第４の端子において互いに接続され、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記第１及び第３の端子の間に電流が流れるときに前記第１及び第２の巻線により前記コアのループに沿って同じ向きの磁束を発生するように前記コアに巻回され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第８の端子において互いに接続され、かつ、前記第６及び第７の端子において互いに接続され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第６の端子の間に電流が流れるときに前記第３及び第４の巻線により前記コアのループに沿って同じ向きの磁束を発生するように前記コアに巻回された、
    請求項２記載のトランス。
  5. 　前記第１及び第２の巻線は、前記第１及び第４の端子において互いに接続され、かつ、前記第２及び第３の端子において互いに接続され、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記第１及び第２の端子の間に電流が流れるときに前記第１及び第２の巻線により前記コアのループに沿って同じ向きの磁束を発生するように前記コアに巻回され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第８の端子において互いに接続され、かつ、前記第６及び第７の端子において互いに接続され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第６の端子の間に電流が流れるときに前記第３及び第４の巻線により前記コアのループに沿って同じ向きの磁束を発生するように前記コアに巻回された、
    請求項２記載のトランス。
  6. 　前記コアは、前記第１及び第３の辺を磁気的に連結する中央区間をさらに備え、
    　前記第２の辺と、前記中央区間と、前記第１の辺における前記第２の辺から前記中央区間までの部分と、前記第３の辺における前記第２の辺から前記中央区間までの部分とは、第１のサブループを形成し、
    　前記第４の辺と、前記中央区間と、前記第１の辺における前記第４の辺から前記中央区間までの部分と、前記第３の辺における前記第４の辺から前記中央区間までの部分とは、第２のサブループを形成する、
    請求項１記載のトランス。
  7. 　前記第１の巻線は第１及び第２の端子を有し、
    　前記第２の巻線は第３及び第４の端子を有し、
    　前記第３の巻線は第５及び第６の端子を有し、
    　前記第４の巻線は第７及び第８の端子を有し、
    　前記第１及び第３の端子は、前記コアの第１の辺から等距離の位置に設けられ、
    　前記第２及び第４の端子は、前記コアの第１の辺から等距離の位置に設けられ、
    　前記第５及び第７の端子は、前記コアの第１の辺から等距離の位置に設けられ、
    　前記第６及び第８の端子は、前記コアの第１の辺から等距離の位置に設けられた、
    請求項６記載のトランス。
  8. 　前記第１及び第２の巻線は、前記第２及び第４の端子において互いに接続され、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記第１及び第３の端子の間に電流が流れて前記第１の巻線により前記コアの第１のサブループに沿って時計回りに磁束を発生するとき、前記第２の巻線により前記コアの第２のサブループに沿って反時計回りに磁束を発生するように前記コアに巻回され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第６及び第８の端子において互いに接続され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第７の端子の間に電流が流れて前記第３の巻線により前記コアの第１のサブループに沿って時計回りに磁束を発生するとき、前記第４の巻線により前記コアの第２のサブループに沿って反時計回りに磁束を発生するように前記コアに巻回された、
    請求項７記載のトランス。
  9. 　前記第１及び第２の巻線は、前記第２及び第４の端子において互いに接続され、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記第１及び第３の端子の間に電流が流れて前記第１の巻線により前記コアの第１のサブループに沿って時計回りに磁束を発生するとき、前記第２の巻線により前記コアの第２のサブループに沿って反時計回りに磁束を発生するように前記コアに巻回され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第８の端子において互いに接続され、かつ、前記第６及び第７の端子において互いに接続され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第６の端子の間に電流が流れて前記第３の巻線により前記コアの第１のサブループに沿って時計回りに磁束を発生するとき、前記第４の巻線により前記コアの第２のサブループに沿って反時計回りに磁束を発生するように前記コアに巻回された、
    請求項７記載のトランス。
  10. 　前記第１及び第２の巻線は、前記第１及び第４の端子において互いに接続され、かつ、前記第２及び第３の端子において互いに接続され、
    　前記第１及び第２の巻線は、前記第１及び第２の端子の間に電流が流れて前記第１の巻線により前記コアの第１のサブループに沿って時計回りに磁束を発生するとき、前記第２の巻線により前記コアの第２のサブループに沿って反時計回りに磁束を発生するように前記コアに巻回され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第８の端子において互いに接続され、かつ、前記第６及び第７の端子において互いに接続され、
    　前記第３及び第４の巻線は、前記第５及び第６の端子の間に電流が流れて前記第３の巻線により前記コアの第１のサブループに沿って時計回りに磁束を発生するとき、前記第４の巻線により前記コアの第２のサブループに沿って反時計回りに磁束を発生するように前記コアに巻回された、
    請求項７記載のトランス。
  11. 　ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を含むスイッチング回路と、
    　請求項１～１０のうち１つに記載のトランスとを備えた、
    スイッチング電源装置。
  12. 　前記第１又は第３の辺に平行に設けられた導体部をさらに備えた、
    請求項１１記載のスイッチング電源装置。
  13. 　前記導体部は、接地導体、金属筐体、シールド、及びヒートシンクのうちの少なくとも１つを含む、
    請求項１２記載のスイッチング電源装置。
  14. 　ノーマルモードノイズを除去するノイズフィルタをさらに備えた、
    請求項１１～１３のうちの１つに記載のスイッチング電源装置。
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