WO2020178955A1 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機およびハンドドライヤ - Google Patents

モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機およびハンドドライヤ Download PDF

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WO2020178955A1
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threshold value
phase motor
inverter
motor
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遥 松尾
裕次 ▲高▼山
和徳 畠山
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三菱電機株式会社
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/26—Arrangements for controlling single phase motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
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    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device, an electric blower, an electric vacuum cleaner and a hand dryer that control the operation of a single-phase motor.
  • Patent Document 1 discloses a technique in which the motor assembly detects the position of the rotor, adjusts the timing of commutating the current of the motor based on the position information of the rotor, and improves the efficiency of the motor. ..
  • the motor assembly uses a position sensor to detect the position of the rotor of the motor. Therefore, in the motor assembly, in order to accurately detect the position of the rotor, it is necessary to accurately attach the position sensor at the time of manufacturing, and there is a problem that the manufacturing cost increases. Further, in the motor assembly and the device including the motor, there is a problem that the motor assembly including the position sensor and the motor need to be integrally structured, which causes a restriction in design.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a motor drive device that can efficiently drive a single-phase motor without using a position sensor.
  • the present invention is a motor drive device that controls the drive of a single-phase motor that rotates a rotor in which a permanent magnet is arranged.
  • the motor drive device includes a plurality of switching elements, an inverter that converts a DC voltage into an AC voltage using the plurality of switching elements, and outputs the AC voltage to a single-phase motor, and a physical quantity that represents the operating state of the single-phase motor. It is provided with a detection unit for detecting the above and a control unit for controlling the AC voltage output from the inverter to the single-phase motor according to the physical quantity.
  • the motor drive device has the effect of being able to efficiently drive a single-phase motor without using a position sensor.
  • the figure which shows the 1st example of the AC voltage which averaged the AC voltage which the inverter of the motor drive device which concerns on Embodiment 1 outputs to a single-phase motor.
  • the figure which shows the 2nd example of the AC voltage which averaged the AC voltage which the inverter of the motor drive device which concerns on Embodiment 1 outputs to a single-phase motor.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a motor drive device 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor drive device 1 is connected to a power supply 10 and a single-phase motor 12.
  • the motor drive device 1 controls driving of the single-phase motor 12.
  • the power supply 10 supplies a DC voltage V dc to the motor drive device 1.
  • Power supply 10 may be a direct supply battery DC voltage V dc, may be a circuit for converting an AC voltage acquired from the outside such as the electrical outlet to the DC voltage V dc.
  • the single-phase motor 12 is a motor to be driven by the motor drive device 1.
  • the single-phase motor 12 is preferably a brushless motor.
  • the rotor 12a is arranged with a plurality of permanent magnets (not shown) arranged along the rotation direction, that is, the outer circumference.
  • the plurality of permanent magnets are arranged so that the magnetizing directions are alternately reversed in the rotation direction to form a plurality of magnetic poles of the rotor 12a.
  • the single-phase motor 12 rotates the rotor 12a in which a permanent magnet is arranged.
  • a motor winding (not shown) is wound around the stator.
  • the motor current is an alternating current flowing through the motor winding.
  • the number of magnetic poles is four, but the number of magnetic poles other than four poles may be used.
  • Examples of the load of the single-phase motor 12 include a vacuum cleaner provided with an electric blower.
  • the single-phase motor 12 it is the rotor 12a that actually rotates, but for convenience of explanation, it is described as the rotation speed of the single-phase motor 12 in which the single-phase motor 12 rotates.
  • the configuration of the motor drive device 1 will be described.
  • the motor drive device 1 includes an inverter 11, a voltage detection unit 20, a current detection unit 21, a control unit 25, analog-to-digital conversion units 30 and 31, and a drive signal generation unit 32.
  • the control unit 25 includes a processor 33 and a memory 34.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration diagram of the inverter 11 included in the motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • the inverter 11 has switching elements 51, 52, 53, 54 connected in a bridge.
  • the inverter 11 converts the DC voltage Vdc into an AC voltage using the switching elements 51 to 54 and outputs the AC voltage to the single-phase motor 12.
  • the switching elements 51 and 53 located on the high potential side are referred to as upper arm switching elements.
  • the switching elements 52 and 54 located on the low potential side are referred to as lower arm switching elements.
  • the connection end of the switching element 51 and the switching element 52 and the connection end of the switching element 53 and the switching element 54 form an AC end in the bridge circuit.
  • the inverter 11 has a circuit configuration in which the single-phase motor 12 is connected to each AC end.
  • a MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor
  • MOSFET is an example of FET.
  • the diode connected in parallel between the drain and the source is called a free wheel diode.
  • the body diode which is a parasitic diode formed inside the MOSFET, is used as the free wheeling diode.
  • At least one of the switching elements 51 to 54 can be formed using a wide band gap semiconductor.
  • the wide gap semiconductor is, for example, SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), or diamond.
  • the current detection unit 21 is a detection unit that detects a physical quantity that represents the operating state of the single-phase motor 12. Specifically, the current detection unit 21 detects the current value of the current flowing through the single-phase motor 12.
  • the current detection unit 21 is not limited to the location where the current detection unit 21 can detect the current value of the current flowing through the single-phase motor 12. In FIG. 2, although it is connected in series with the single-phase motor 12, the current detection unit 21 may be arranged in series with the switching elements 51 to 54, or may be arranged in the power supply line or the ground line of the inverter 11. You may be. In the present embodiment, a case will be described in which current detector 21 is arranged in series with single-phase motor 12.
  • a method of detecting the current in the current detection unit 21 for example, there is a method of calculating the current value from Ohm's law by inserting a resistor into the circuit and detecting the voltage value. Further, a detection method using a transformer, a detection method using the Hall effect, and the like can be mentioned, but any method can be used as long as the current value can be detected.
  • the voltage detection unit 20 is a detection unit that detects a physical quantity that represents the operating state of the single-phase motor 12. Specifically, the voltage detection unit 20 detects the voltage output from the power supply 10 to the motor drive device 1.
  • the voltage detection unit 20 may be arranged anywhere as long as it can detect the voltage output to the motor drive device 1, and the detection method is not limited.
  • the current detection unit 21 and the voltage detection unit 20 are an example of a detection unit that detects a physical quantity representing the operating state of the single-phase motor 12 in the motor drive device 1.
  • the motor drive device 1 may include another detection unit as a detection unit for detecting a physical quantity representing an operating state of the single-phase motor 12.
  • the analog-to-digital conversion unit 30 converts the analog signal of the voltage value detected by the voltage detection unit 20 into a digital signal.
  • the analog-digital converter 31 converts the analog signal of the current value detected by the current detector 21 into a digital signal.
  • the control unit 25 controls the AC voltage output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 by using the voltage value acquired from the analog-digital conversion unit 30 and the current value acquired from the analog-digital conversion unit 31. That is, the control unit 25 controls the AC voltage output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 according to the physical quantities detected by the current detection unit 21 and the voltage detection unit 20. The control unit 25 can estimate the position of the rotor 12a in the rotation direction of the single-phase motor 12 by using the physical quantities detected by the current detection unit 21 and the voltage detection unit 20. The control unit 25 controls the AC voltage output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 according to a physical quantity, that is, an estimated position of the rotor 12a. In the control unit 25, the processor 33 controls the AC voltage output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 based on the threshold value for the current value described later. The memory 34 holds parameters and the like for determining the threshold value used by the processor 33.
  • the drive signal generation unit 32 generates a drive signal for driving the switching elements 51 to 54 of the inverter 11 based on the signal output from the control unit 25, that is, the control calculation result calculated by the processor 33.
  • the induced voltage induced by the AC voltage V m ( ⁇ e) and a single-phase motor 12 by the inverter 11 of the motor driving apparatus 1 according to the first embodiment is output to the single-phase motor 12 e m ( ⁇ e)
  • ⁇ e is an electrical angle indicating the position of the rotor 12a in the single-phase motor 12.
  • ⁇ e is a variable that changes with time.
  • Time variation of the current flowing from the induced voltage e m in accordance with the phase of the single-phase motor 12 in the electric angle (theta e) varies in accordance with the change in the theta e in the single-phase motor 12, i.e., the rate of change of current Is self-evident.
  • Induced voltage e m ( ⁇ e) the time of the rotor 12a in the single-phase motor 12 is rotated, a electromotive force generated by a change in magnetic flux passing through the coil.
  • Induced voltage e m ( ⁇ e) the rotational speed of the single-phase motor 12, the voltage value varies depending on the orientation of the permanent magnets arranged in the rotor 12a.
  • Induced voltage e m ( ⁇ e) it is typically generated sinusoidally.
  • Induced voltage e m (theta e) that the use of the electrical angular velocity omega e and flux linkage symbol phi f, can be expressed as Equation (1).
  • a voltage drop occurs in the DC voltage V dc due to wiring resistance, ON resistance of the switching elements 51 to 54, etc. before being supplied to the motor windings, but it is not considered as a minute value in this embodiment.
  • the circuit equation of the single-phase motor 12 can be expressed as the equation (4).
  • R is a resistance component of the motor winding
  • I m ( ⁇ e ) is a current flowing through the motor winding
  • L is an inductance component of the motor winding
  • dI m ( ⁇ e ) represents the rate of change of the current I m ( ⁇ e ) flowing through the motor winding.
  • the left side is the AC voltage output by the inverter 11.
  • the first term on the right side is the voltage drop generated by the resistance component of the motor winding
  • the second term on the right side is the voltage generated from the change in the current flowing through the inductance of the motor winding.
  • the third term on the right side is the induced voltage induced by the rotor 12a in the single-phase motor 12. From the circuit equation of the single-phase motor 12 shown in Expression (4), the rate of change of the current flowing through the motor winding can be expressed as in Expression (5).
  • the resistance component R is a minute value, RI m ( ⁇ e) with respect to V m ( ⁇ e) -e m ( ⁇ e) is ignored.
  • V m ( ⁇ 1) -e m ( ⁇ 1) ⁇ V m ( ⁇ 2) -e m ( ⁇ Since it is 2 ) it can be expressed as in Expression (6).
  • an AC voltage V m which is output from the inverter 11 of the motor driving apparatus 1 according to the first embodiment (theta e), the induced voltage of the single-phase motor 12 e m ( ⁇ e), flowing to the single-phase motor 12 current I m ( ⁇ e), and is a diagram showing an example of three threshold values with respect to the current I m ( ⁇ e).
  • the three thresholds are a first threshold, a second threshold, and a third threshold.
  • the horizontal axis represents time. The same applies to the following similar figures.
  • the first threshold indicates the lower limit of the current I m ( ⁇ e ) flowing through the single-phase motor 12.
  • the control unit 25 sets the application mode in which the inverter 11 outputs the AC voltage V m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12. Specifically, the control unit 25 makes the switching elements 51, 54 of the inverter 11 conductive and makes the switching elements 53, 52 non-conductive, or makes the switching elements 51, 54 of the inverter 11 non-conductive and makes the switching element A signal for operating the switching elements 51 to 54 is output to the drive signal generation unit 32 so as to bring the 53 and 52 into conduction.
  • the drive signal generation unit 32 generates and outputs a drive signal for driving the switching elements 51 to 54 based on the signal from the control unit 25. Thereby, the motor drive device 1 can output the AC voltage V m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12 and flow the current I m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12.
  • the second threshold indicates the upper limit of the current I m ( ⁇ e ) that flows in the single-phase motor 12.
  • the control unit 25 causes the inverter 11 to output the AC voltage V m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12, and when the current I m ( ⁇ e ) flowing through the single-phase motor 12 becomes equal to or higher than the second threshold value, the inverter.
  • a stop mode in which the output of the AC voltage V m ( ⁇ e ) from 11 to the single-phase motor 12 is stopped is set.
  • the control unit 25 makes all the switching elements 51 to 54 of the inverter 11 non-conductive, or makes the switching elements 51 and 53 conductive and makes the switching elements 52 and 54 non-conductive, or the switching element 51.
  • the motor drive device 1 can stop the output of the alternating-current voltage V m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12 and stop the supply of the current I m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12. .. In the single-phase motor 12, the AC voltage V m ( ⁇ e ) is not supplied to the motor winding, and the current flowing through the single-phase motor 12 decreases.
  • the power supply line passes from the freewheeling diode connected in parallel to the lower switching element 52 or the switching element 54, passes through the motor winding, and is connected in parallel to the upper switching element 51 or the switching element 53.
  • a current flows to the power source 10 and the power source 10 recovers the regenerative mode.
  • the combination of switching elements through which current flows during the regenerative mode is switching elements 51, 54 or switching elements 52, 53.
  • the control unit 25 changes one of the switching elements from non-conducting to conductive so that the current passes through the inside of the switching element instead of the freewheeling diode of the conductive switching element.
  • the switching element is limited to an element such as a MOSFET capable of flowing a reverse current in the semiconductor.
  • the switching elements 51 and 53 are conductive and the switching elements 52 and 54 are non-conducting, the current flowing in the motor winding tends to continue flowing due to the inductance component of the motor winding, so that the motor winding and the switching element
  • the circulation mode is looped through 51 and 53.
  • the switching element in which the current flows in the direction opposite to the forward direction passes through the freewheeling diode even if it is non-conductive.
  • the loss of the switching element capable of backflow is reduced by not passing the freewheeling diode, but the switching element which cannot backflow must be made non-conducting so that the current flows through the freewheeling diode.
  • the switching elements 51 and 53 are non-conducting and the switching elements 52 and 54 are conductive, the current flowing in the motor winding tends to continue flowing due to the inductance component of the motor winding, so that the motor winding and the switching element
  • the circulation mode is looped through 52 and 54.
  • the switching element in which the current flows in the direction opposite to the forward direction passes through the freewheeling diode even if it is non-conductive.
  • the loss of the switching element capable of backflow is reduced by not passing the freewheeling diode, but the switching element which cannot backflow must be made non-conducting so that the current flows through the freewheeling diode.
  • the above method of operation of the switching element is an example, and if the AC voltage Vm ( ⁇ e ) is not supplied to the single-phase motor 12, that is, the motor winding, which is the mode of conduction and outrage of the switching element? Such a method may be used.
  • Control unit 25 in order to invert the polarity of the output voltage or the AC voltage V m of inverter 11 ( ⁇ e), it is necessary to detect the zero crossing of the induced voltage e m ( ⁇ e).
  • the amplification factor of the induced voltage e m ( ⁇ e) of the current for which the value is smaller I m ( ⁇ e) increases.
  • the control unit 25 is compared with the current I m ( ⁇ e) and the threshold value in control cycle Tc, in the vicinity of the zero crossing of the induced voltage e m ( ⁇ e), a current between the control period Tc I m ( ⁇ e) Exceeds the second threshold and reaches the third threshold.
  • the control unit 25, the induced voltage e m ( ⁇ e) is determined to be near the zero crossing, to reverse the polarity of the AC voltage V m which the inverter 11 outputs ( ⁇ e).
  • the control cycle Tc In order to improve the responsiveness of the comparison between the current Im ( ⁇ e ) and the threshold value, the control cycle Tc needs to be high.
  • the control unit 25 stops the output of the inverter 11 at the stage of the second threshold value before the current Im ( ⁇ e ) reaches the third threshold value, and the induced voltage e The zero crossing of m ( ⁇ e ) cannot be detected. Therefore, the control unit 25, by thinning the period for comparing the induced voltage e m current when the zero-cross of (theta e) approaches I m (theta e) a threshold from control period Tc, the current I m It is possible to secure the time for ( ⁇ e ) to reach the third threshold value.
  • the appropriate thinning cycle differs depending on the constant of the single-phase motor 12 to be controlled, it is necessary to investigate the appropriate cycle in advance by a test.
  • the investigation of the appropriate period is performed by, for example, a designer of equipment including the motor drive device 1 and the single-phase motor 12.
  • Control unit 25 when the current value of the current I m ( ⁇ e) is a negative value, and calculates the absolute value of the current value. Thus, the control unit 25 can make a comparison with the case where the current value of the current I m ( ⁇ e) is a positive value as well, the first threshold value, second threshold value, and the third threshold value .. As described above, the control unit 25 causes the AC voltage V m (from the inverter 11 to the single-phase motor 12 when the absolute value of the current value of the current I m ( ⁇ e ) is less than the first threshold value for each control cycle Tc. ⁇ e ) is output.
  • the control unit 25 is controlled for each period Tc, the absolute value of the current value of the current I m ( ⁇ e) is from the inverter 11 if it is less than a second and more thresholds of the third threshold value to a single-phase motor 12 The output of the AC voltage V m ( ⁇ e ) is stopped. Further, the control unit 25, in each control cycle Tc, when the absolute value of the current value of the current I m ( ⁇ e ) is equal to or greater than the third threshold value, the AC voltage V m (the output voltage of the inverter 11 to the single-phase motor 12 is V m ( Invert the polarity of ⁇ e ).
  • the control unit 25 may determine that the third threshold value has been reached immediately after the AC voltage V m ( ⁇ e ) is output to the single-phase motor 12 by reversing the polarity. Therefore, the control unit 25 does not invert the polarity even when the third threshold value is reached immediately after the polarity inversion, and shifts the output of the inverter 11 to the regenerative mode or the recirculation mode similarly to when the second threshold value is exceeded. I will. That is, the control unit 25 does not make a determination using the third threshold value for a specified period after reversing the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ).
  • FIG. 5 is a diagram showing the DC voltage V dc supplied by the inverter 11 of the motor drive device 1 according to the first embodiment and the manner of counting up in the processor 33 of the control unit 25.
  • the processor 33 counts up at equal intervals Ts.
  • the processor 33 resets the count-up at the timing when the AC voltage V m ( ⁇ e ) output by the inverter 11 is inverted, that is, commutated.
  • the processor 33 holds the count value at the time of reset as N, and obtains the time until commutation by calculating the product with Ts.
  • the processor 33 makes one rotation of the single-phase motor 12 by performing commutation four times. Therefore, the processor 33 can acquire the rotation speed rpm for 1 minute by calculating 60 / (Ts ⁇ N ⁇ 4).
  • the control unit 25 can change the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value according to the calculated rotation speed.
  • FIG. 6 is a diagram showing a difference in threshold value depending on the rotation speed of the single-phase motor 12 in the motor drive device 1 according to the first embodiment. As shown in FIG. 6, when the rotational speed of the single-phase motor 12 is changed, since the induced voltage e m due to the rotational speed (theta e) is changed, the current flowing to the single-phase motor 12 I m ( ⁇ e) also Change.
  • the control unit 25 the current I m induced voltage because the value does not reach the third threshold ( ⁇ e) e m It becomes difficult to detect the vicinity of the zero cross of ( ⁇ e ). Therefore, to investigate in advance the first threshold zero-cross can be detected in the induced voltage in each rotational speed e m ( ⁇ e), a second threshold, third threshold value. As shown in FIG. 6, when the rotation speed becomes high, the control unit 25 makes the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value smaller than when the rotation speed is low, and The interval between the threshold value, the second threshold value, and the third threshold value is reduced.
  • FIG. 7 shows an example of a first threshold value, a second threshold value, and a third threshold value according to the rotation speed of the single-phase motor 12 used by the control unit 25 of the motor drive device 1 according to the first embodiment. It is a figure which shows.
  • the graph shown in FIG. 7 shows the difference between the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value depending on the rotation speed of the single-phase motor 12.
  • the range (a) means the time when the single-phase motor 12 is started.
  • the current value required at startup differs depending on the motor. For example, in the case of a motor having a structure in which the cogging torque is large, a large current is required to escape from the cogging torque at startup, so the threshold value is set high.
  • the example shown in FIG. 6 shows the range of FIG.
  • the motor driving apparatus AC voltage V m which is supplied from the first inverter 11 according to the first embodiment (theta e), the induced voltage of the single-phase motor 12 e m ( ⁇ e), flowing to the single-phase motor 12 current I m ( ⁇ e), and is a diagram showing one threshold value for the current I m ( ⁇ e).
  • the spikes mentioned above contain many harmonics.
  • power factor (b) is, before the current I m ( ⁇ e) reaches the third threshold as the induced voltage e m ( ⁇ e) increases The polarity is reversed during the growth of. Therefore, it is necessary to lower the third threshold value as the rotation speed increases.
  • the control unit 25 makes the third threshold value and the second threshold value match.
  • the control unit 25 sets the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ) output by the inverter 11 every time the current I m ( ⁇ e ) reaches the third threshold when the third threshold value is lower than the second threshold value. Invert.
  • the controller 25 does not need to switch the switching elements 51 to 54 of the inverter 11 multiple times in each polarity.
  • the first threshold value and the second threshold value are unnecessary in the range (c) of FIG. 7, that is, when the single-phase motor 12 is rotating at high speed.
  • the motor drive device 1 suppresses the switching loss due to the switching elements 51 to 54 of the inverter 11, and enables the motor to be driven with high efficiency.
  • the control unit 25 changes the magnitudes of the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value according to the rotation speed of the single-phase motor 12.
  • the control unit 25 preliminarily calculates and holds a table for the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value corresponding to the rotation speed as shown in FIG.
  • the table may be created by, for example, a designer of equipment including the motor drive device 1 and the single-phase motor 12.
  • the control unit 25 derives an expression for determining the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value corresponding to the rotation speed, and adjusts the coefficient of the linear expression to the rotation condition of the single-phase motor 12. Learn and optimize.
  • the control unit 25 controls not only the rotation speed but also the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value by the DC voltage V dc from the power supply 10 supplied to the inverter 11. May be good.
  • the power supply 10 that supplies the DC voltage V dc to the inverter 11 is a battery
  • the DC voltage V dc decreases with the passage of time.
  • the amount of change in the current I m ( ⁇ e ) also decreases.
  • the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value are fixed values, the current I m ( ⁇ e ) does not reach the third threshold value, and the induced voltage e in the control unit 25 is reduced.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value, which are used by the control unit 25 of the motor drive device 1 according to the first embodiment, according to the DC voltage V dc . is there.
  • the processor 33 may calculate the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value, which are more appropriate than the calculation, according to the DC voltage V dc of the power supply 10, and change each threshold value. ..
  • the table may be created by, for example, a designer of equipment including the motor drive device 1 and the single-phase motor 12.
  • the third threshold value and the second threshold value match.
  • DC voltage V dc power supply 10 that is small, the difference of the AC voltage V m and (theta e) the induced voltage e m of the single-phase motor 12 ( ⁇ e) the inverter 11 outputs is reduced.
  • the control unit 25 causes the inverter 11 to move every time the current Im ( ⁇ e ) reaches the third threshold value when the third threshold value falls below the second threshold value.
  • the polarity of the output AC voltage V m ( ⁇ e ) is reversed. As shown in FIG.
  • the controller 25 does not need to switch the switching elements 51 to 54 of the inverter 11 multiple times in each polarity.
  • the range (d) of FIG. 9, that is, the DC voltage V dc is small
  • the first threshold value and the second threshold value become unnecessary.
  • the range (e) of FIG. 9 that is, the DC voltage V dc is large
  • the third threshold value is the third threshold value. Since it is equal to or greater than the threshold value of 2, the first threshold value and the second threshold value are necessary. In this way, the control unit 25 changes the magnitudes of the first threshold value, the second threshold value, and the third threshold value according to the magnitude of the DC voltage Vdc .
  • An example is a method of changing the threshold value according to the rotation speed of the single-phase motor 12 or the DC voltage Vdc of the power supply 10 supplied to the inverter 11, and the control unit 25 depends on the type of the motor and the characteristics of the inverter 11. These thresholds may be changed.
  • the control unit 25 changes the mode according to the physical quantity indicating the operating state of the single-phase motor 12 and the threshold value, and changes the AC voltage V m ( ⁇ e ).
  • the output waveform of the AC voltage V m ( ⁇ e ) from the inverter 11 has a rectangular wave shape, and the waveform obtained by averaging the AC voltage V m ( ⁇ e ) in each polarity has a trapezoidal wave shape.
  • FIG. 10 shows a first example of an AC voltage V mfil ( ⁇ e ) obtained by averaging the AC voltage V m ( ⁇ e ) output to the single-phase motor 12 by the inverter 11 of the motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 10 When the current I m ( ⁇ e ) becomes equal to or larger than the fourth threshold value, the control unit 25 gradually reduces the time width in which the inverter 11 outputs the AC voltage V m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12. That is, the time width T 1 >the time width T 2 >the time width T 3 >the time width T 4 .
  • the control unit 25 has a trapezoidal shape in which the AC voltage V mfil ( ⁇ e ) after filtering, which is blunted by filtering the AC voltage V m ( ⁇ e ) output from the inverter 11, is represented by time and voltage. Control so that it becomes a wave.
  • the induced voltage e m ( ⁇ e) approaches zero crossing, the elongation of the current I m ( ⁇ e) increases, i.e. the absolute value of the rate of change di / dt of the current I m ( ⁇ e) increases.
  • di/dt is the same as the above-mentioned dI m ( ⁇ e )/dt.
  • the control unit 25 controls the AC voltage V from the inverter 11 to the single-phase motor 12 in the first period when the absolute value of the current value of the current I m ( ⁇ e ) becomes equal to or larger than the fourth threshold value.
  • the first process of stopping m ( ⁇ e ) and the second process of outputting the AC voltage V m ( ⁇ e ) from the inverter 11 to the single-phase motor 12 are alternately performed in the second period.
  • the control unit 25 gradually shortens the length of the second period while alternately performing the first process and the second process, and the rate of change di of the current Im ( ⁇ e ) in the second period.
  • the control unit 25 gradually reduces the time width in which the inverter 11 outputs the AC voltage V m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12 step by step, that is, in addition to the method of controlling with three thresholds, that is, in the PWM waveform.
  • the AC voltage V mfil ( ⁇ e ) can be controlled to have a trapezoidal wave shape.
  • FIG. 11 shows a second example of an AC voltage V mfil ( ⁇ e ) obtained by averaging the AC voltage V m ( ⁇ e ) output to the single-phase motor 12 by the inverter 11 of the motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • control unit 25 when the absolute value of the rate of change di/dt of the current I m ( ⁇ e ) becomes equal to or greater than the fifth threshold, the control unit 25 also causes the inverter 11 to output the AC voltage V m to the single-phase motor 12. The polarity of ( ⁇ e ) is reversed.
  • the motor drive device 1 when the AC voltage V m ( ⁇ e ) is a trapezoidal wave or a rectangular wave, the number of times of switching by the switching elements 51 to 54 of the inverter 11 is reduced, so that the switching loss is reduced and the single-phase motor 12 is highly efficient. Can be driven.
  • the inverter 11 when outputting an AC voltage V mfil ( ⁇ e) the trapezoidal waveform, switching of the switching elements 51 to 54 is generated in the vicinity of the zero crossing of the induced voltage e m ( ⁇ e). Current distortion is likely to occur due to the high amplification factor of I m ( ⁇ e) in the vicinity of zero cross.
  • the inverter 11 suppresses an extreme increase in the current I m ( ⁇ e ) and reduces the current distortion. Since the current distortion adds vibration to the rotation of the single-phase motor 12, it is effective in the motor drive control for rotating the load of feathers such as a fan.
  • a single-phase motor 12 is mounted in a device such as a vacuum cleaner or a dryer, noise can be reduced in the device.
  • the shape of the trapezoidal wave of the AC voltage V mfil ( ⁇ e ) that exerts these effects may be bilaterally symmetric or may be bilaterally asymmetrical and the same effect can be obtained.
  • the actual shape of the AC voltage V mfil ( ⁇ e ) is the shape shown by the dotted line in the lower diagram of FIG. 10.
  • the time constant ⁇ of the filter used in the filtering process is a time constant shorter than a quarter cycle of the AC voltage V m ( ⁇ e ).
  • the time constant ⁇ is the time from when the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ) is switched until the AC voltage V mfil ( ⁇ e ) becomes 63% of the AC voltage V m ( ⁇ e ).
  • the AC voltage V mfil ( ⁇ e ) that is output from the filter is saturated during a quarter cycle of the AC voltage V m ( ⁇ e ).
  • the AC voltage V mfil ( ⁇ e ) output from the filter is saturated during the 3/4 cycle of the AC voltage V m ( ⁇ e ).
  • the time constant ⁇ is, for example, 1 ⁇ 5 times or less of a 1 ⁇ 4 cycle of the AC voltage V m ( ⁇ e ). That is, the condition of “5 ⁇ 1/4 cycle of AC voltage V m ( ⁇ e )” is satisfied.
  • the period during which the filtered AC voltage V mfil ( ⁇ e ) is saturated is the period of the line segment BC indicated by points B and C in FIG. 10.
  • a straight line is drawn from the point B toward the point A at which the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ) has been switched in the time before the point B, and this straight line is referred to as a line segment AB.
  • a straight line is drawn from the point C toward the point D where the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ) is switched in the time before the point C, and this line segment is defined as a line segment CD.
  • the period during which the polarity is switched at the AC voltage V m ( ⁇ e ) is the period of the line segment AD connecting the points A and D.
  • the trapezoidal wave has four line segments including the line segment BC as the upper base, the line segment AD as the lower base, and the line segments AB and CD. The shape is represented by.
  • the control unit 25 controls the shape formed by the four line segments obtained from the shape of the actual AC voltage V mfil ( ⁇ e ) to be a trapezoidal wave.
  • the control unit 25 performs the filtering process, that is, the AC voltage V mfil ( ⁇ e ) output from the filter is saturated at the timing of the 1 ⁇ 4 cycle and the 3/4 cycle of the AC voltage V m ( ⁇ e ). It can be said that it is controlled like this.
  • equation (4) showing the circuit equation of the motor, if the resistance component and inductance component of the motor winding are known, the first term on the right side can be easily obtained by using the current detection unit 21.
  • the second term is obtained by calculating the current amplification factor from the time Time required for the current to be amplified from the first threshold value to reach the second threshold value, as shown in equation (8).
  • Control unit 25 also by reversing the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e) that in accordance with the calculated induced voltage e m ( ⁇ e) zero crossing such defined threshold of output inverter 11, a single-phase motor 12 It is possible to control
  • the physical quantity detected by the current detection unit 21 and the voltage detection unit 20 represents the position in the rotation direction of the rotor 12a in the single-phase motor 12.
  • Control unit 25 uses the induced voltage e m generated in the single-phase motor 12 based on the physical quantity (theta e), the single-phase motor 12 can estimate the position in the rotational direction of the rotor 12a.
  • Control unit 25 controls the AC voltage output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 in accordance with the position of the induced voltage e m ( ⁇ e) or rotor 12a to be estimated. Note that the control unit 25 can control the AC voltage output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 if there is a physical amount detected by the current detection unit 21 and the voltage detection unit 20, so that the rotor in the single-phase motor 12 is changed from the physical amount. The position of 12a in the rotation direction may or may not be actually estimated.
  • Control unit 25 thus, a method of controlling calculates the induced voltage e m ( ⁇ e), a method of controlling by comparing the current value with a plurality of threshold values as described above, may be used either ..
  • the control unit 25 can improve the control accuracy by using both of them at the same time, and can also improve the control accuracy by changing the method to be used according to the rotation speed band or the condition in which each method is good. .. That is, the control unit 25 uses the induced voltage e m generated in the single-phase motor 12 based on the physical quantity (theta e), the single-phase motor 12 can estimate the position in the rotational direction of the rotor 12a.
  • Control unit 25 control using the current value and the threshold value, and among the control using the induced voltage e m ( ⁇ e) using at least one, the AC voltage outputted from the inverter 11 to the single-phase motor 12 Control.
  • a motor drive device that does not use a position sensor is realized.
  • the main body of the single-phase motor 12 and the substrate can be separated, and the substrate can be arranged at a position that is not affected by the heat of the motor drive device 1.
  • the mounting process of the position sensor is eliminated, so that the manufacturing cost can be suppressed and the influence of the variation due to the mounting of the position sensor can be ignored in the motor control.
  • FIG. 12 is a first flowchart showing the operation of control unit 25 of motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 12 shows the operation of the control unit 25 shown in FIG.
  • the control unit 25 determines whether the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) which is the physical quantity detected by the current detection unit 21 is equal to or more than the first threshold value (step S1). When the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) is less than the first threshold value (step S1: No), the control unit 25 causes the inverter 11 to output the AC voltage V m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12 (( Step S2).
  • step S3: Yes When the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) is equal to or more than the first threshold value (step S1: Yes), the control unit 25 determines whether the current I m ( ⁇ e ) is equal to or more than the second threshold value (step S1: Yes). Step S3). When the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) is less than the second threshold value (step S3: No), the control unit 25 maintains the control state at the time of the previous determination (step S4). When the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) is equal to or larger than the second threshold (step S3: Yes), the control unit 25 determines whether the current I m ( ⁇ e ) is equal to or larger than the third threshold (step S3: Yes).
  • Step S5 When the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) is less than the third threshold value (step S5: No), the control unit 25 outputs the AC voltage V m ( ⁇ e ) from the inverter 11 to the single-phase motor 12. It is stopped (step S6). When the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) is greater than or equal to the third threshold value (step S5: Yes), the control unit 25 determines the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ) output from the inverter 11 to the single-phase motor 12. Is reversed (step S7). The control unit 25 repeats the operation of the flowchart shown in FIG. 12 at the control cycle Tc.
  • FIG. 13 is a second flowchart showing the operation of control unit 25 of motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 13 shows the operation of the control unit 25 shown in FIG.
  • the control unit 25 causes the inverter 11 to output the AC voltage V m ( ⁇ e ) to the single-phase motor 12 ( Step S2).
  • the control unit 25 has the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ) output from the inverter 11 to the single-phase motor 12. Is reversed (step S7).
  • the control unit 25 repeatedly executes the operation of the flowchart shown in FIG. 13 in the control cycle Tc.
  • FIG. 14 is a third flowchart showing the operation of control unit 25 of motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 14 shows the operation of the control unit 25 shown in FIG.
  • the control unit 25 determines whether the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) which is the physical quantity detected by the current detection unit 21 is equal to or larger than the fourth threshold value (step S11). When the absolute value of the current Im ( ⁇ e ) is less than the fourth threshold value (step S11: No), the control unit 25 causes the single-phase motor 12 to output the AC voltage V m ( ⁇ e ) from the inverter 11 (step S11: No). Step S12).
  • step S11 When the absolute value of the current I m ( ⁇ e ) is equal to or larger than the fourth threshold value (step S11: Yes), the control unit 25 changes the time width stepwise from the inverter 11 to the single-phase motor 12 by the PWM control method. Then, the AC voltage V m ( ⁇ e ) is output (step S13). The control unit 25 determines whether or not the absolute value of the rate of change of the current Im ( ⁇ e ) is equal to or greater than the fifth threshold value (step S14). When the absolute value of the change rate of the current I m ( ⁇ e ) is less than the fifth threshold value (step S14: No), the control unit 25 continues the operation of step S13.
  • step S14 When the absolute value of the rate of change of the current I m ( ⁇ e ) is greater than or equal to the fifth threshold value (step S14: Yes), the control unit 25 outputs the AC voltage V m ( ⁇ e ) output from the inverter 11 to the single-phase motor 12. ) Is reversed (step S15).
  • the control unit 25 performs the operation of the flowchart shown in FIG. 14 every time the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ) output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 is inverted.
  • FIG. 15 is a fourth flowchart showing the operation of control unit 25 of motor drive device 1 according to the first embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 15 shows the operation of the control unit 25 shown in FIG.
  • the control unit 25 applies an AC voltage V m ( ⁇ e ) from the inverter 11 to the single-phase motor 12. It is output (step S12).
  • the control unit 25 outputs the AC voltage V m ( ⁇ e ) output from the inverter 11 to the single-phase motor 12.
  • step S15 Is reversed (step S15).
  • the control unit 25 performs the operation of the flowchart shown in FIG. 15 every time the polarity of the AC voltage V m ( ⁇ e ) output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 is inverted.
  • the calculation shown in the present embodiment, the control of AC voltage V m ( ⁇ e ) output from inverter 11, and the rotation speed calculation shown in FIG. 5 can be realized by processor 33 shown in FIG. 1.
  • the processor 33 is a processing unit that performs various calculations.
  • the memory 34 stores a program read by the processor 33, a first threshold value for the rotation speed, a second threshold value, a third threshold value, and the like.
  • the memory 34 is used as a work area when the processor 33 performs arithmetic processing.
  • the processor 33 may be referred to as a CPU (Central Processing Unit), a microprocessor, a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), or the like.
  • the memory 34 is generally a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM).
  • RAM Random Access Memory
  • EPROM Erasable Programmable ROM
  • EEPROM registered trademark
  • the control unit 25 controls the AC voltage output from the inverter 11 to the single-phase motor 12 according to the physical quantity that represents the operating state of the single-phase motor 12. It was decided to control V m ( ⁇ e ). As a result, the control unit 25 can efficiently drive the single-phase motor 12 without using the position sensor. In addition, the manufacturing cost of the conventional single-phase motor with a position sensor can be suppressed, and the degree of freedom in structure can be increased, so that the application of the single-phase motor can be expanded.
  • Embodiment 2 In the second embodiment, a case where the motor drive device 1 described in the first embodiment is specifically applied to an electric device will be described.
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of the vacuum cleaner 61 provided with the motor drive device 1 according to the second embodiment.
  • the electric vacuum cleaner 61 includes a battery 67 that is a DC power source, an electric blower 64 that includes the motor drive device 1 and is driven by a single-phase motor 12 (not shown), a dust collection chamber 65, a sensor 68, and a suction port 63. And an extension pipe 62 and an operation unit 66.
  • the battery 67 corresponds to the power source 10 shown in FIG.
  • the user who uses the vacuum cleaner 61 has an operation unit 66 and operates the vacuum cleaner 61.
  • the motor drive device 1 of the electric vacuum cleaner 61 drives the electric blower 64 using the battery 67 as a power source. By driving the electric blower 64, dust is sucked from the suction port body 63, and the sucked dust is collected in the dust collection chamber 65 via the extension pipe 62.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of the hand dryer 90 provided with the motor drive device 1 according to the second embodiment.
  • the hand dryer 90 includes a casing 91, a hand detection sensor 92, a water receiver 93, a drain container 94, an electric blower 95 that includes the motor drive device 1 and is driven by a single-phase motor 12 (not shown), and a cover 96. And a sensor 97 and an intake port 98.
  • the sensor 97 is either a gyro sensor or a motion sensor.
  • the water is blown by the electric blower 95 by inserting the hand into the hand insertion portion 99 located above the water receiving portion 93, and the blown water is collected by the water receiving portion 93. After that, it is stored in the drain container 94.
  • the motor drive device 1 can be applied to the electric vacuum cleaner 16 shown in FIG. 16, the hand dryer 90 shown in FIG. 17, and the like, but this is only an example, and is applied to general electric equipment in which a motor is mounted.
  • the electric device equipped with the motor is, for example, an incinerator, a crusher, a dryer, a dust collector, a printing machine, a cleaning machine, a confectionery machine, a tea making machine, a woodworking machine, a plastic extruder, a cardboard machine, a packaging machine, a hot air generator. , Object transportation, dust suction, general ventilation, or equipment equipped with an electric blower such as OA (Office Automation) equipment.
  • OA Office Automation
  • 1 motor drive device 10 power supply, 11 inverter, 12 single-phase motor, 12a rotor, 20 voltage detection unit, 21 current detection unit, 25 control unit, 30, 31 analog-digital conversion unit, 32 drive signal generation unit, 33 processor, 34 memory, 51-54 switching element, 61 vacuum cleaner, 62 extension tube, 63 suction port body, 64,95 electric blower, 65 dust collection room, 66 operation part, 67 battery, 68 sensor, 90 hand dryer, 91 casing , 92 hand detection sensor, 93 water receiver, 94 drain container, 96 cover, 97 sensor, 98 intake port, 99 hand insertion part.

Landscapes

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Abstract

永久磁石が配置されたロータ（１２ａ）を回転させる単相モータ（１２）の駆動を制御するモータ駆動装置（１）であって、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を単相モータ（１２）に出力するインバータ（１１）と、単相モータ（１２）の動作状態を表す物理量を検出する電圧検出部（２０）および電流検出部（２１）と、物理量に応じてインバータ（１１）から単相モータ（１２）に出力される交流電圧を制御する制御部（２５）と、を備える。

Description

モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機およびハンドドライヤ
　本発明は、単相モータの動作を制御するモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機およびハンドドライヤに関する。
　近年、小型で大出力が可能なモータが増えている。モータの動作を制御する装置は、モータを高効率で駆動するため、モータにおいて回転子の回転方向における位置を検出する位置センサを搭載している。特許文献１には、モータアセンブリが、回転子の位置を検出し、回転子の位置情報に基づいてモータの電流を転流するタイミングを調整し、モータの効率を改善する技術が開示されている。
特開２０１７－５５６５８号公報
　しかしながら、上記従来の技術によれば、モータアセンブリは、位置センサを用いてモータの回転子の位置を検出している。そのため、モータアセンブリでは、回転子の位置を精度良く検出するためには製造の際に位置センサを精度良く取り付ける必要があり、製造上のコストが増加する、という問題があった。また、モータアセンブリおよびモータを備える装置では、位置センサを備えたモータアセンブリとモータとを一体構造にする必要があり、設計上の制約が発生する、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、位置センサを用いることなく、単相モータを効率良く駆動可能なモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、永久磁石が配置されたロータを回転させる単相モータの駆動を制御するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を単相モータに出力するインバータと、単相モータの動作状態を表す物理量を検出する検出部と、物理量に応じてインバータから単相モータに出力される交流電圧を制御する制御部と、を備える。
　本発明に係るモータ駆動装置は、位置センサを用いることなく、単相モータを効率良く駆動できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置が備えるインバータの回路構成図を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが単相モータに出力する交流電圧および単相モータで誘起される誘起電圧の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータから出力される交流電圧、単相モータの誘起電圧、単相モータに流れる電流、および電流に対する３つの閾値の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが供給する直流電圧と、制御部のプロセッサ内部でのカウントアップの様子を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置における単相モータの回転速度による閾値の違いを示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部が使用する、単相モータの回転速度に応じた第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータから供給される交流電圧、単相モータの誘起電圧、単相モータに流れる電流、および電流に対する１つの閾値を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部が使用する、直流電圧に応じた第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが単相モータに出力する交流電圧を平均化した交流電圧の第１の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置のインバータが単相モータに出力する交流電圧を平均化した交流電圧の第２の例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の動作を示す第１のフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の動作を示す第２のフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の動作を示す第３のフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置の制御部の動作を示す第４のフローチャート 実施の形態２に係る、モータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成例を示す図 実施の形態２に係る、モータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機およびハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下の説明では単相構造のモータへの適用例を中心に説明するが、他の用途への適用を除外する趣旨ではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１は、電源１０および単相モータ１２に接続されている。モータ駆動装置１は、単相モータ１２の駆動を制御する。
　電源１０は、モータ駆動装置１に直流電圧Ｖｄｃを供給する。電源１０は、直流電圧Ｖｄｃを直接供給する電池であってもよいし、コンセントなど外部から取得した交流電圧を直流電圧Ｖｄｃに変換する回路であってもよい。
　単相モータ１２は、モータ駆動装置１の駆動対象のモータである。単相モータ１２は、好ましくはブラシレスモータである。ブラシレスモータにおいて、ロータ１２ａには、回転方向すなわち外周に沿って配列された図示しない複数個の永久磁石が配置される。複数個の永久磁石は、着磁方向が回転方向において交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２は、永久磁石が配置されたロータ１２ａを回転させる。また、単相モータ１２において、ステータには図示しないモータ巻線が巻かれている。モータ電流は、モータ巻線に流れる交流電流である。なお、本実施の形態では、磁極数は４極とするが、４極以外の磁極数でもよい。単相モータ１２の負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機が例示される。なお、単相モータ１２では、実際に回転するのはロータ１２ａであるが、説明の便宜上、単相モータ１２が回転する、単相モータ１２の回転速度などと記載する。
　モータ駆動装置１の構成について説明する。モータ駆動装置１は、インバータ１１と、電圧検出部２０と、電流検出部２１と、制御部２５と、アナログデジタル変換部３０，３１と、駆動信号生成部３２と、を備える。制御部２５は、プロセッサ３３と、メモリ３４と、を備える。
　インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を出力する。図２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１が備えるインバータ１１の回路構成図を示す図である。インバータ１１は、ブリッジ接続されたスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。インバータ１１は、スイッチング素子５１～５４を用いて直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、交流電圧を単相モータ１２に出力する。高電位側に位置するスイッチング素子５１，５３は、上アームのスイッチング素子と称される。また、低電位側に位置するスイッチング素子５２，５４は、下アームのスイッチング素子と称される。スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続端、およびスイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続端は、ブリッジ回路における交流端を成す。インバータ１１は、各交流端に単相モータ１２が接続される回路構成となる。
　スイッチング素子５１～５４には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用する。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴの一例である。スイッチング素子５１～５４のそれぞれにおいて、ドレインとソースとの間に並列に接続されるダイオードは還流ダイオードと称される。ただし、本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであるボディダイオードを還流ダイオードとして使用する。
　スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成することができる。ワイドギャップ半導体は、例えば、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、またはダイヤモンドである。スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることで、当該スイッチング素子の耐電圧性および許容電流密度が高くなるため、当該スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の小型化及び放熱構造の簡素化が可能になる。
　電流検出部２１は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部である。具体的には、電流検出部２１は、単相モータ１２に流れる電流の電流値を検出する。電流検出部２１は、単相モータ１２に流れる電流の電流値が検出できれば配置場所は限定されない。図２では、単相モータ１２と直列に接続されているが、電流検出部２１は、スイッチング素子５１～５４に直列に配置されていてもよいし、インバータ１１の電源線またはグランド線に配置されていてもよい。本実施の形態では、電流検出部２１が単相モータ１２に直列に配置された場合について説明する。電流検出部２１において電流を検出する方法には、例えば、抵抗器を回路上に挿入し、電圧値を検出することでオームの法則から電流値を算出する方法がある。また、トランスを用いた検出方法、ホール効果を用いた検出方法などが挙げられるが、電流値を検出できればどの方法でもよい。
　電圧検出部２０は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部である。具体的には、電圧検出部２０は、電源１０がモータ駆動装置１に出力する電圧を検出する。電圧検出部２０は、モータ駆動装置１に出力される電圧を検出できればどこに配置されてもよく、また検出方法についても限定されない。
　なお、電流検出部２１および電圧検出部２０は、モータ駆動装置１において、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部の一例である。モータ駆動装置１は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部として、他の検出部を備えてもよい。
　アナログデジタル変換部３０は、電圧検出部２０で検出された電圧値のアナログ信号をデジタル信号に変換する。アナログデジタル変換部３１は、電流検出部２１で検出された電流値のアナログ信号をデジタル信号に変換する。
　制御部２５は、アナログデジタル変換部３０から取得した電圧値と、アナログデジタル変換部３１から取得した電流値とを用いて、インバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。すなわち、制御部２５は、電流検出部２１および電圧検出部２０で検出された物理量に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。制御部２５は、電流検出部２１および電圧検出部２０で検出された物理量を用いて単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を推定することができる。制御部２５は、物理量すなわち推定されるロータ１２ａの位置に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。制御部２５において、プロセッサ３３は、後述する電流値に対する閾値に基づく、インバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧の制御を行う。メモリ３４には、プロセッサ３３で使用される閾値を決定するためのパラメータなどが保持されている。
　駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力された信号、すなわちプロセッサ３３で算出された制御演算結果に基づいて、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４を駆動するための駆動信号を生成する。
　つづいて、モータ駆動装置１の動作について説明する。図３は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）および単相モータ１２で誘起される誘起電圧ｅｍ（θｅ）の例を示す図である。ここで、θｅは、単相モータ１２においてロータ１２ａの位置を示す電気角である。θｅは、時間変化する変数である。単相モータ１２では電気角の位相に合わせて誘起電圧ｅｍ（θｅ）が変化することから、θｅの変化に合わせて単相モータ１２に流れる電流の時間変化量、すなわち電流の変化率が変化することは自明である。
　誘起電圧ｅｍ（θｅ）は、単相モータ１２においてロータ１２ａが回転する際、コイルを通過する磁束の変化によって生じる起電力である。誘起電圧ｅｍ（θｅ）は、単相モータ１２の回転速度、ロータ１２ａに配置された永久磁石の向きなどによって電圧値が変化する。誘起電圧ｅｍ（θｅ）は、通常、正弦波状に生成される。誘起電圧ｅｍ（θｅ）は、電気角速度ωｅおよび鎖交磁束記号φｆを用いると、式（１）のように表すことができる。
　　ｅｍ（θｅ）＝ωｅ×φｆ×ｓｉｎθｅ　…（１）
　また、インバータ１１から単相モータ１２の図示しないモータ巻線に出力される交流電圧Ｖｍ（θｅ）は、電源１０からインバータ１１に供給される直流電圧Ｖｄｃと同等とすると、電気角によって式（２）のように変化する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　電気角速度が一定の場合、図３で示されるθ１，θ２において、π／２≦θ１＜θ２＜πであり、ｓｉｎθ１＞ｓｉｎθ２、およびＶｍ（θ１）＝Ｖｍ（θ２）であることから、式（３）のように表すことができる。
　　Ｖｍ（θ１）－ｅｍ（θ１）＜Ｖｍ（θ２）－ｅｍ（θ２）　…（３）
　直流電圧Ｖｄｃはモータ巻線に供給されるまでに配線抵抗、スイッチング素子５１～５４のオン抵抗などによって電圧降下が発生するが、微小な値として本実施の形態では考慮しない。ここで、単相モータ１２の回路方程式は、式（４）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（４）において、Ｒはモータ巻線の抵抗成分であり、Ｉｍ（θｅ）はモータ巻線に流れる電流であり、Ｌはモータ巻線のインダクタンス成分であり、ｄＩｍ（θｅ）／ｄｔはモータ巻線に流れる電流Ｉｍ（θｅ）の変化率を表している。式（４）において、左辺はインバータ１１が出力する交流電圧である。式（４）において、右辺の第一項はモータ巻線の抵抗成分で発生する電圧降下分であり、右辺の第二項はモータ巻線のインダクタンスに流れる電流の変化から発生する電圧であり、右辺の第三項はロータ１２ａによって単相モータ１２で誘起される誘起電圧である。式（４）に示す単相モータ１２の回路方程式から、モータ巻線に流れる電流の変化率について、式（５）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　簡略化のため、抵抗成分Ｒは微小な値とし、Ｖｍ（θｅ）－ｅｍ（θｅ）に対してＲＩｍ（θｅ）は無視する。単相モータ１２の電気角θｅにおける大小関係を求めると、式（３）に示すように、Ｖｍ（θ１）－ｅｍ（θ１）＜Ｖｍ（θ２）－ｅｍ（θ２）であることから、式（６）のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　このように、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）と誘起電圧ｅｍ（θｅ）との差が大きいほど、単相モータ１２のモータ巻線に流れる電流の変化率の割合は大きくなる。すなわち、図３では、誘起電圧ｅｍ（θｅ）が大きくなる点θ１では、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）との電位差が小さくなる。そのため、モータ巻線では、供給される交流電圧Ｖｍ（θｅ）が小さくなるため、電流増幅率すなわち変化率が小さくなる。これに対して、誘起電圧ｅｍ（θｅ）が小さくなる点θ２では、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）との電位差が大きくなる。そのため、モータ巻線では、供給される交流電圧Ｖｍ（θｅ）が大きくなるため、電流増幅率すなわち変化率が大きくなる。
　図４は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１から出力される交流電圧Ｖｍ（θｅ）、単相モータ１２の誘起電圧ｅｍ（θｅ）、単相モータ１２に流れる電流Ｉｍ（θｅ）、および電流Ｉｍ（θｅ）に対する３つの閾値の例を示す図である。３つの閾値は、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値である。図４において、横軸は時間を示す。以降の同様の図においても同じである。
　第１の閾値は、単相モータ１２に流れる電流Ｉｍ（θｅ）の下限を示すものである。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）が第１の閾値未満の場合、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力する印加モードにする。具体的には、制御部２５は、インバータ１１のスイッチング素子５１，５４を導通させ、スイッチング素子５３，５２を非導通とする、または、インバータ１１のスイッチング素子５１，５４を非導通とし、スイッチング素子５３，５２を導通させるように、スイッチング素子５１～５４を動作させる信号を駆動信号生成部３２に出力する。駆動信号生成部３２は、制御部２５からの信号に基づいてスイッチング素子５１～５４を駆動するための駆動信号を生成し、出力する。これにより、モータ駆動装置１は、単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力し、単相モータ１２に電流Ｉｍ（θｅ）を流すことができる。
　第２の閾値は、単相モータ１２に流れる電流Ｉｍ（θｅ）の上限を示すものである。制御部２５は、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力させ、単相モータ１２に流れる電流Ｉｍ（θｅ）が第２の閾値以上になった場合、インバータ１１から単相モータ１２への交流電圧Ｖｍ（θｅ）の出力を停止する停止モードにする。具体的には、制御部２５は、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４を全て非道通にする、またはスイッチング素子５１，５３を導通とし、スイッチング素子５２，５４を非導通とする、またはスイッチング素子５１，５３を非導通とし、スイッチング素子５２，５４を導通とするように、スイッチング素子５１～５４を動作させる信号を駆動信号生成部３２に出力する。駆動信号生成部３２は、制御部２５からの信号に基づいてスイッチング素子５１～５４を駆動するための駆動信号を生成し、出力する。これにより、モータ駆動装置１は、単相モータ１２への交流電圧Ｖｍ（θｅ）の出力を停止し、単相モータ１２への電流Ｉｍ（θｅ）の供給を停止することができる。単相モータ１２では、モータ巻線に交流電圧Ｖｍ（θｅ）が供給されず、単相モータ１２に流れる電流が減少する。
　スイッチング素子５１～５４を全て非道通にした場合、モータ巻線のインダクタンス成分によりモータ巻線に流れていた電流は流れ続けようとする。そのため、下側のスイッチング素子５２またはスイッチング素子５４に並列に接続されている還流ダイオードを通り、モータ巻線を通り上側のスイッチング素子５１またはスイッチング素子５３に並列に接続されている還流ダイオードから電源線へと電流が流れ、電源１０に回収される回生モードとなる。回生モード中に電流が流れるスイッチング素子の組み合わせは、スイッチング素子５１，５４、またはスイッチング素子５２，５３である。このスイッチング素子の組み合わせにおいて、制御部２５が片方のスイッチング素子を非導通から導通にすることで、導通にしたスイッチング素子の還流ダイオードではなく、スイッチング素子内部を電流が通過するようになる。この結果、還流ダイオードで発生した損失を抑えることができる。このような方式は、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴなど半導体内で電流が逆流することが可能な素子に限られる。
　スイッチング素子５１，５３を導通とし、スイッチング素子５２，５４を非導通とした場合、モータ巻線のインダクタンス成分によりモータ巻線に流れていた電流は流れ続けようとするため、モータ巻線とスイッチング素子５１，５３の中をループする還流モードとなる。この場合、順方向とは逆側に電流が流れているスイッチング素子については、非導通としても還流ダイオードを通る。逆流が可能なスイッチング素子は還流ダイオードを通さないことで損失が少なくなるが、逆流ができないスイッチング素子については非導通とし還流ダイオードに電流が流れるようにする必要がある。
　スイッチング素子５１，５３を非導通とし、スイッチング素子５２，５４を導通とした場合、モータ巻線のインダクタンス成分によりモータ巻線に流れていた電流は流れ続けようとするため、モータ巻線とスイッチング素子５２，５４の中をループする還流モードとなる。この場合、順方向とは逆側に電流が流れているスイッチング素子については、非導通としても還流ダイオードを通る。逆流が可能なスイッチング素子は還流ダイオードを通さないことで損失が少なくなるが、逆流ができないスイッチング素子については非導通とし還流ダイオードに電流が流れるようにする必要がある。
　上記のスイッチング素子の動作の方法は一例であり、単相モータ１２すなわちモータ巻線に交流電圧Ｖｍ（θｅ）が供給されない状態であれば、スイッチング素子の導通、非道通の形態についてはどのような方式でも構わない。
　モータ巻線に交流電圧Ｖｍ（θｅ）が供給されないため、回生モードでも還流モードでもモータ巻線に流れる電流が減少する傾向になる。この結果、第２の閾値を超えても電流はすぐに第２の閾値を下回ることになる。
　誘起電圧ｅｍ（θｅ）が小さい箇所では電流Ｉｍ（θｅ）の増幅率が大きく、誘起電圧ｅｍ（θｅ）が大きい箇所では電流Ｉｍ（θｅ）の増幅率が小さくなる。そのため、単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）が供給されているときの時間、および単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）が供給されていないときの時間が、誘起電圧ｅｍ（θｅ）の位相によって可変することは自明である。インバータ１１が単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力したタイミングから、交流電圧Ｖｍ（θｅ）の出力を停止し、再度交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力するまでの時間を１周期とした場合、誘起電圧ｅｍ（θｅ）の位相によってこの１周期の間隔が変化する。そのため、インバータ１１から出力される交流電圧Ｖｍ（θｅ）の１周期、すなわちスイッチング周波数が不均一になる。一般的なインバータ駆動では、一定のスイッチング周波数によってＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）波形が出力されるため、スイッチング周波数帯のノイズのピークが大きくなる。しかしながら、本実施の形態では、インバータ１１から出力される交流電圧Ｖｍ（θｅ）は固定のスイッチング周波数でないため、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４のスイッチングによるノイズの影響が広帯域に拡散される。
　制御部２５は、インバータ１１の出力電圧すなわち交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させるには、誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロスを検出する必要がある。誘起電圧ｅｍ（θｅ）がゼロクロスに近づくと、誘起電圧ｅｍ（θｅ）の値が小さくなるため電流Ｉｍ（θｅ）の増幅率が大きくなる。制御部２５が電流Ｉｍ（θｅ）と閾値との比較を制御周期Ｔｃで行う場合、誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロス付近では、制御周期Ｔｃの間で電流Ｉｍ（θｅ）が第２の閾値を越えて第３の閾値に到達する。このとき、制御部２５は、誘起電圧ｅｍ（θｅ）はゼロクロス付近であると判定し、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる。
　電流Ｉｍ（θｅ）と閾値との比較の応答性を高めるためには、制御周期Ｔｃが高速である必要がある。制御周期Ｔｃが高速の場合、制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）が第３の閾値に到達する前に第２の閾値の段階でインバータ１１の出力を停止してしまい、誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロスを検知できなくなる。そのため、制御部２５は、誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロスが近づいた際に電流Ｉｍ（θｅ）と閾値との比較を行う周期を制御周期Ｔｃから間引きすることで、電流Ｉｍ（θｅ）が第３の閾値に到達する時間を確保することができる。なお、制御対象の単相モータ１２の定数によって適切な間引きの周期が異なるため、予め試験によって適切な周期を調査する必要がある。適切な周期の調査については、例えば、モータ駆動装置１および単相モータ１２を備える機器の設計者などが行う。
　制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の電流値が負の値の場合、電流値の絶対値を算出する。これにより、制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の電流値が正の値の場合と同様、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値との比較を行うことができる。このように、制御部２５は、制御周期Ｔｃ毎に、電流Ｉｍ（θｅ）の電流値の絶対値が第１の閾値未満の場合はインバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力させる。また、制御部２５は、制御周期Ｔｃ毎に、電流Ｉｍ（θｅ）の電流値の絶対値が第２の閾値以上かつ第３の閾値未満の場合はインバータ１１から単相モータ１２への交流電圧Ｖｍ（θｅ）の出力を停止させる。また、制御部２５は、制御周期Ｔｃ毎に、電流Ｉｍ（θｅ）の電流値の絶対値が第３の閾値以上の場合はインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる。
　なお、極性を反転した直後は誘起電圧ｅｍ（θｅ）がゼロクロス付近であり、依然として電流Ｉｍ（θｅ）の増幅率が高い。そのため、制御部２５では、極性の反転によって単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力すると、直ぐに第３の閾値に到達したと判定してしまう可能性がある。そこで、制御部２５は、極性反転直後は第３の閾値に到達しても極性を反転させず、第２の閾値を越えたときと同様にインバータ１１の出力を回生モードまたは還流モードに移行させることとする。すなわち、制御部２５は、交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転してから規定された期間は第３の閾値を用いた判定を行わない。
　電流Ｉｍ（θｅ）の時間変換を示す式（５）の右辺について、誘起電圧ｅｍ（θｅ）＝ωｅ×φｆ×ｓｉｎθｅであり、交流電圧Ｖｍ（θｅ）であることから、電流Ｉｍ（θｅ）の変化率は電気角速度ωｅおよび単相モータ１２に供給される交流電圧Ｖｍ（θｅ）によって変動することが確認できる。従って、電流Ｉｍ（θｅ）に対する第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値も同様に、電気角速度ωｅおよびモータ巻線に供給される交流電圧Ｖｍ（θｅ）によって変動させる必要がある。
　図５は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１が供給する直流電圧Ｖｄｃと、制御部２５のプロセッサ３３内部でのカウントアップの様子を示す図である。プロセッサ３３は、等間隔Ｔｓでカウントアップを行う。プロセッサ３３は、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）が反転すなわち転流するタイミングでカウントアップをリセットする。プロセッサ３３は、リセットした際のカウント値をＮとして保持し、Ｔｓとの積を算出することで転流までの時間を獲得する。プロセッサ３３は、例えば、４極回転子のロータ１２ａを有する単相モータ１２の場合、転流を４回行うことで単相モータ１２が１回転する。そのため、プロセッサ３３は、６０／（Ｔｓ×Ｎ×４）を計算することで、１分間の回転速度ｒｐｍを取得することができる。
　制御部２５は、算出した回転速度に応じて、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を変更することができる。図６は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１における単相モータ１２の回転速度による閾値の違いを示す図である。図６に示すように、単相モータ１２の回転速度が変化すると、回転速度に起因する誘起電圧ｅｍ（θｅ）が変化するため、単相モータ１２に流れる電流Ｉｍ（θｅ）も変化する。第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を固定値にしてしまうと、制御部２５では、電流Ｉｍ（θｅ）の値が第３の閾値に到達しないため誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロス付近の検知が困難になる。そこで、あらかじめ各回転速度で誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロスが検知できる第１の閾値、第２の閾値、第３の閾値を調査する。制御部２５は、図６に示すように、回転速度が大きくなった場合、回転速度が小さいときよりも第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を小さくし、かつ第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の間隔を小さくする。
　図７は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５が使用する、単相モータ１２の回転速度に応じた第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の例を示す図である。図７に示すグラフは、単相モータ１２の回転速度による第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の違いを示している。図７において、（ａ）の範囲は単相モータ１２の起動時を意味している。モータによって起動時に必要な電流値は異なる。例えば、コギングトルクが大きくなる構造のモータだと、起動時にコギングトルクから脱出するために大きな電流が必要となるため閾値が高く設定される。図６に示す例は、図７の（ａ）の範囲を示している。
　誘起電圧ｅｍ（θｅ）の式（１）から、回転速度が上昇するにつれて電気角速度ωｅが大きくなるため、誘起電圧ｅｍ（θｅ）が上昇することが分かる。誘起電圧ｅｍ（θｅ）が上昇すると式（５）より電流増幅率すなわち変化率が小さくなることは自明である。この結果、図８に示すように、電流Ｉｍ（θｅ）が成長せず小さい値のまま誘起電圧ｅｍ（θｅ）がゼロクロス付近に近づくと、電流Ｉｍ（θｅ）が急成長しスパイクが発生する。図８は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１から供給される交流電圧Ｖｍ（θｅ）、単相モータ１２の誘起電圧ｅｍ（θｅ）、単相モータ１２に流れる電流Ｉｍ（θｅ）、および電流Ｉｍ（θｅ）に対する１つの閾値を示す図である。前述のスパイクは、高調波を多く含む。このように、閾値また力率の低下を招く図７の（ｂ）の範囲では、誘起電圧ｅｍ（θｅ）が上昇するにつれて電流Ｉｍ（θｅ）が第３の閾値に到達する前の成長途中で極性が反転してしまう。そのため、回転速度の上昇に合わせて第３の閾値を下げる必要がある。
　制御部２５は、単相モータ１２の回転速度がある回転速度に到達すると、第３の閾値と第２の閾値とを一致させる。制御部２５は、第３の閾値が第２の閾値を下回ると電流Ｉｍ（θｅ）が第３の閾値に到達するたびにインバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる。制御部２５は、図８に示すように、各極性において複数回インバータ１１のスイッチング素子５１～５４をスイッチングさせる必要がなくなる。制御部２５では、図７の（ｃ）の範囲、すなわち単相モータ１２が高回転のときには、第１の閾値および第２の閾値が不要となる。その結果、モータ駆動装置１は、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４によるスイッチング損失を抑制し、高効率でのモータ駆動が可能となる。
　このように、制御部２５は、単相モータ１２の回転速度に応じて、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の大きさを変化させる。制御部２５は、図７に示すような回転速度に対応する第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値についてのテーブルをあらかじめ実測より算出し保持しておく。テーブルについては、例えば、モータ駆動装置１および単相モータ１２を備える機器の設計者などが作成してもよい。または、制御部２５は、回転速度に対応する第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を決める式を導出しておき、一次式の係数を単相モータ１２の回転状況に合わせて学習および最適化してもよい。
　なお、制御部２５は、回転速度だけではなく、インバータ１１に供給される電源１０からの直流電圧Ｖｄｃによって第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を変更する制御を行ってもよい。例えば、インバータ１１に直流電圧Ｖｄｃを供給する電源１０が電池であった場合、時間経過と共に直流電圧Ｖｄｃは小さくなる。直流電圧Ｖｄｃが小さくなると、電流Ｉｍ（θｅ）の変化量も小さくなる。この場合、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を固定値にしてしまうと、電流Ｉｍ（θｅ）が第３の閾値に到達しなくなり、制御部２５において誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロス付近の検出が困難になる。そのため、制御部２５は、あらかじめ電池の下限電圧から満充電電圧までの電源電圧値において誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロスが検出できる第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値を調査し、テーブルとしてメモリ３４に保持する。図９は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５が使用する、直流電圧Ｖｄｃに応じた第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の例を示す図である。なお、制御部２５は、電源１０の直流電圧Ｖｄｃに合わせてプロセッサ３３が演算より適切な第１の閾値、第２の閾値、第３の閾値を算出して各閾値を変化させてもよい。テーブルについては、例えば、モータ駆動装置１および単相モータ１２を備える機器の設計者などが作成してもよい。
　ある回転速度において、電源１０の直流電圧Ｖｄｃが一定の電圧を下回ると、第３の閾値と第２の閾値が一致する。電源１０の直流電圧Ｖｄｃが小さくなることで、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）と単相モータ１２の誘起電圧ｅｍ（θｅ）との差が小さくなる。制御部２５は、図７に示す回転速度の変化の場合と同様、第３の閾値が第２の閾値を下回ると電流Ｉｍ（θｅ）が第３の閾値に到達するたびにインバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる。制御部２５は、図８に示すように、各極性において複数回インバータ１１のスイッチング素子５１～５４をスイッチングさせる必要がなくなる。制御部２５では、図９の（ｄ）の範囲、すなわち直流電圧Ｖｄｃが小さいときには、第１の閾値および第２の閾値が不要となる。一方、制御部２５では、図９の（ｅ）の範囲、すなわち直流電圧Ｖｄｃが大きいときには、直流電圧Ｖｄｃの上昇に合わせて第３の閾値を上げる必要があり、第３の閾値は第２の閾値以上になるため、第１の閾値および第２の閾値が必要となる。このように、制御部２５は、直流電圧Ｖｄｃの大きさに応じて、第１の閾値、第２の閾値、および第３の閾値の大きさを変化させる。
　単相モータ１２の回転速度、またはインバータ１１に供給される電源１０の直流電圧Ｖｄｃに応じて閾値を変更する方法は一例であり、制御部２５は、モータの種類、インバータ１１の特性に応じてこれらの閾値を変化させてもよい。
　制御部２５は、前述のように、単相モータ１２の動作状態を表す物理量と閾値とに応じてモードを変化させ、交流電圧Ｖｍ（θｅ）を変化させる。ここで、インバータ１１からの交流電圧Ｖｍ（θｅ）の出力波形は矩形波の形状であり、各極性において交流電圧Ｖｍ（θｅ）を平均化した波形は、台形波状になる。
　図１０は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）を平均化した交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）の第１の例を示す図である。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）が第４の閾値以上になると、インバータ１１が単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力する時間幅を段階的に小さくする。すなわち、時間幅Ｔ１＞時間幅Ｔ２＞時間幅Ｔ３＞時間幅Ｔ４である。制御部２５は、インバータ１１から出力される交流電圧Ｖｍ（θｅ）にフィルタ処理を行って鈍らせたフィルタ処理後の交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）を時間および電圧で表した形状が台形波となるように制御する。誘起電圧ｅｍ（θｅ）がゼロクロスに近づくと、電流Ｉｍ（θｅ）の伸びが大きくなる、すなわち電流Ｉｍ（θｅ）の変化率ｄｉ／ｄｔの絶対値が大きくなる。なお、図１０および後述する図１１において、ｄｉ／ｄｔは前述のｄＩｍ（θｅ）／ｄｔと同じである。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の変化率ｄｉ／ｄｔの絶対値が第５の閾値以上になった場合、すなわち図１０に示す時間幅Ｔ４の付近で、インバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる。
　このように、制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の電流値の絶対値が第４の閾値以上になった場合、第１の期間でインバータ１１から単相モータ１２への交流電圧Ｖｍ（θｅ）を停止する第１の処理、および第２の期間でインバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力する第２の処理を交互に行う。制御部２５は、第１の処理および第２の処理を交互に行いつつ、第２の期間の長さを段階的に短くし、第２の期間における電流Ｉｍ（θｅ）の変化率ｄｉ／ｄｔの絶対値が第５の閾値以上になった場合はインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる。制御部２５は、３つの閾値で制御する方式とは別に、インバータ１１が単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力する時間幅を段階的に少しずつ小さくする、すなわちＰＷＭ波形のＤｕｔｙ比を変えることで、交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）を台形波の形状になるように制御することもできる。
　また、高速回転時または電源１０の直流電圧Ｖｄｃ低下時も同様、交流電圧Ｖｍ（θｅ）の出力波形は矩形波の形状であり、各極性において交流電圧Ｖｍ（θｅ）を平均化した交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）の波形は、台形波状になる。図１１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１のインバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）を平均化した交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）の第２の例を示す図である。この場合も、制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の変化率ｄｉ／ｄｔの絶対値が第５の閾値以上になった場合、インバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる。
　モータ駆動装置１は、交流電圧Ｖｍ（θｅ）が台形波または矩形波の場合、インバータ１１のスイッチング素子５１～５４によるスイッチング回数が減るためスイッチング損失が低減され、高効率で単相モータ１２を駆動することが可能となる。
　インバータ１１では、台形波状に交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）を出力する場合、誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロス付近でスイッチング素子５１～５４のスイッチングが発生する。ゼロクロス付近ではＩｍ（θｅ）の増幅率が高いため電流歪みが発生しやすい。インバータ１１は、このゼロクロス近傍でスイッチング素子５１～５４をスイッチングすることで、電流Ｉｍ（θｅ）の極度な増加を押さえ、電流歪みを減少させる。電流歪みは単相モータ１２の回転に振動を付加するため、ファンなどの羽物の負荷を回転させるモータ駆動制御において効果を発揮する。このような単相モータ１２を掃除機、ドライヤなどの装置に搭載した場合、装置において騒音の低下が可能である。
　これらの効果を発揮する交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）の台形波の形状は左右対称でもよいし、左右非対称でも同等の効果が得られる。ここで、交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）の実際の形状は、図１０の下図において点線で示される形状となる。このとき、フィルタ処理で使用されるフィルタの時定数τは、交流電圧Ｖｍ（θｅ）の１／４周期よりも短い時定数とする。時定数τは、交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を切り替えてから、交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）が交流電圧Ｖｍ（θｅ）の６３％の電圧になるまでの時間である。交流電圧Ｖｍ（θｅ）の１／４周期の際に、フィルタから出力される交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）が飽和する状態が理想である。同様に、交流電圧Ｖｍ（θｅ）の３／４周期の際に、フィルタから出力される交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）が飽和する状態が理想である。
　そのため、時定数τは、例えば、交流電圧Ｖｍ（θｅ）の１／４周期の１／５倍以下に設計するのが望ましい。すなわち、「５×τ＜交流電圧Ｖｍ（θｅ）の１／４周期」の条件を満たすようにする。図１０の下図において、フィルタ処理後の交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）が飽和する期間は、図１０の点Ｂおよび点Ｃで示される線分ＢＣの期間となる。点Ｂから、点Ｂより手前の時間で交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性が切り替わった点Ａに向けて直線を引き、この直線を線分ＡＢとする。また、点Ｃから、点Ｃより先の時間で交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性が切り替わる点Ｄに向けて直線を引き、この線分を線分ＣＤとする。交流電圧Ｖｍ（θｅ）において極性が切り替わる期間は、点Ａ，Ｄを結ぶ線分ＡＤの期間となる。このように、交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）において、台形波の形状は、線分ＢＣを上底とし、線分ＡＤを下底とし、さらに、線分ＡＢ，ＣＤを加えた４つの線分で表される形状である。交流電圧Ｖｍ（θｅ）が負の極性の場合、すなわち点Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇで表される台形波も同様である。すなわち、制御部２５は、実際の交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）の形状から得られる４つの線分で形成される形状が台形波となるように制御する。制御部２５は、交流電圧Ｖｍ（θｅ）の１／４周期および３／４周期のタイミングにおいて、フィルタ処理後、すなわちフィルタから出力される交流電圧Ｖｍｆｉｌ（θｅ）が飽和しているように制御するともいえる。
　矩形波の信号をフーリエ展開すると、式（７）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　基本波ｓｉｎｘが４／π倍されるため、交流電圧Ｖｍ（θｅ）が矩形波状で出力されると単相モータ１２の電圧利用率が増加する。同じ出力の場合、電圧の利用率が増加した分、単相モータ１２のコイルの巻き込みを増やすことで電流を少なくすることが可能となり、単相モータ１２での銅損、インバータ基板での半導体の熱損失などを低下することができる。特に、電源電圧が低い４８Ｖ以下のバッテリ、電池などにおいて効果が高い。
　モータの回路方程式を示す式（４）において、モータ巻線の抵抗成分およびインダクタンス成分が既知であれば、電流検出部２１を用いることで、右辺の第一項は容易に求まる。第二項については、式（８）に示すように、電流が第１の閾値から増幅し第２の閾値に到達するまでに要した時間Ｔｉｍｅから電流の増幅率を算出することで求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　これより、式（４）に示す回路方程式において、誘起電圧ｅｍ（θｅ）以外の値が全て求まるため、これらの値を用いることで誘起電圧ｅｍ（θｅ）の算出が可能である。
　前述した方式以外にも、鎖交磁束および回転速度から誘起電圧ｅｍ（θｅ）を算出する方法、誘起電圧ｅｍ（θｅ）検出用の回路を別途用意する方法など、様々な方法がある。どの方式でも誘起電圧ｅｍ（θｅ）の算出または検知が可能であり、特定の方法に制限する必要はない。
　単相モータ１２の回路方程式で用いるモータ巻線の抵抗、インダクタンスなどのパラメータについては、あらかじめ設計値となるパラメータを保持しておく方法、単相モータ１２の起動時にパラメータ同定を用いることで求める方法などがある。
　制御部２５は、算出した誘起電圧ｅｍ（θｅ）のゼロクロスといった規定された閾値に合わせてインバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させることでも、単相モータ１２を制御することが可能である。電流検出部２１および電圧検出部２０で検出された物理量は、単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を表すものである。制御部２５は、物理量に基づく単相モータ１２で発生する誘起電圧ｅｍ（θｅ）を用いて、単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を推定することができる。制御部２５は、誘起電圧ｅｍ（θｅ）すなわち推定されるロータ１２ａの位置に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。なお、制御部２５は、電流検出部２１および電圧検出部２０で検出された物理量があればインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御できるため、物理量から単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を実際に推定してもよいし、推定しなくてもよい。
　制御部２５は、このように、誘起電圧ｅｍ（θｅ）を算出して制御する方式、前述した電流値と複数の閾値とを比較して制御する方式、どちらを使用しても構わない。制御部２５は、両方同時に使用することで制御の精度を高めること、また、各方式が得意とする回転速度帯または条件に応じて使用する方式を変更することでも制御の精度を高めることができる。すなわち、制御部２５は、物理量に基づく単相モータ１２で発生する誘起電圧ｅｍ（θｅ）を用いて、単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を推定することができる。制御部２５は、電流値と閾値とを用いた制御、および誘起電圧ｅｍ（θｅ）を用いた制御のうち少なくとも１つを用いて、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧を制御する。
　本実施の形態におけるモータ駆動装置１を搭載することで、位置センサを用いないモータ駆動装置が実現される。この結果、単相モータ１２本体と基板との分離が可能となり、基板を、モータ駆動装置１の熱の影響を受けない位置に配置することが可能となる。また、構造の自由度が増すだけでなく、水周りでの製品の使用が可能となる。例えば、モータ駆動装置１を電気掃除機に搭載することで、ゴミだけでなく水分の吸い込みが可能になる。
　また、単相モータ１２の製造工程においても、位置センサの取り付け工程がなくなるため、製造コストを抑え、位置センサ取り付けによるバラツキの影響などをモータ制御上で無視することができるようになる。
　本実施の形態の制御部２５の動作を、フローチャートを用いて説明する。図１２は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５の動作を示す第１のフローチャートである。図１２に示すフローチャートは、制御部２５の図４に示す動作を示すものである。制御部２５は、電流検出部２１で検出された物理量である電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第１の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ１）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第１の閾値未満の場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力させる（ステップＳ２）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第１の閾値以上の場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、電流Ｉｍ（θｅ）が第２の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ３）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第２の閾値未満の場合（ステップＳ３：Ｎｏ）、前回判定時の制御状態を維持する（ステップＳ４）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第２の閾値以上の場合（ステップＳ３：Ｙｅｓ）、電流Ｉｍ（θｅ）が第３の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ５）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第３の閾値未満の場合（ステップＳ５：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２への交流電圧Ｖｍ（θｅ）の出力を停止させる（ステップＳ６）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第３の閾値以上の場合（ステップＳ５：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる（ステップＳ７）。制御部２５は、図１２に示すフローチャートの動作を制御周期Ｔｃで繰り返し実施する。
　図１３は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５の動作を示す第２のフローチャートである。図１３に示すフローチャートは、制御部２５の図８に示す動作を示すものである。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第３の閾値未満の場合（ステップＳ５：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力させる（ステップＳ２）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第３の閾値以上の場合（ステップＳ５：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる（ステップＳ７）。制御部２５は、図１３に示すフローチャートの動作を制御周期Ｔｃで繰り返し実施する。
　図１４は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５の動作を示す第３のフローチャートである。図１４に示すフローチャートは、制御部２５の図１０に示す動作を示すものである。制御部２５は、電流検出部２１で検出された物理量である電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第４の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ１１）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第４の閾値未満の場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力させる（ステップＳ１２）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の絶対値が第４の閾値以上の場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に、ＰＷＭ制御方式によって段階的に時間幅を小さくして交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力させる（ステップＳ１３）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値以上か否かを判定する（ステップＳ１４）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値未満の場合（ステップＳ１４：Ｎｏ）、ステップＳ１３の動作を継続する。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値以上の場合（ステップＳ１４：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる（ステップＳ１５）。制御部２５は、図１４に示すフローチャートの動作を、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる毎に実施する。
　図１５は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１の制御部２５の動作を示す第４のフローチャートである。図１５に示すフローチャートは、制御部２５の図１１に示す動作を示すものである。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値未満の場合（ステップＳ１４：Ｎｏ）、インバータ１１から単相モータ１２に交流電圧Ｖｍ（θｅ）を出力させる（ステップＳ１２）。制御部２５は、電流Ｉｍ（θｅ）の変化率の絶対値が第５の閾値以上の場合（ステップＳ１４：Ｙｅｓ）、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる（ステップＳ１５）。制御部２５は、図１５に示すフローチャートの動作を、インバータ１１から単相モータ１２に出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の極性を反転させる毎に実施する。
　本実施の形態で示した演算、インバータ１１が出力する交流電圧Ｖｍ（θｅ）の制御、図５に示す回転速度算出については、図１に示すプロセッサ３３によって実現可能である。プロセッサ３３は、各種演算を行う処理部である。メモリ３４は、プロセッサ３３によって読みとられるプログラム、回転速度に対する第１の閾値、第２の閾値、第３の閾値などが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３３が演算処理を行う際の作業領域として使用される。なお、プロセッサ３３は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称されるものであってもよい。また、メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置１において制御部２５は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧Ｖｍ（θｅ）を制御することとした。これにより、制御部２５は、位置センサを用いることなく、単相モータ１２を効率良く駆動することができる。また、従来の位置センサ付きの単相モータに対して製造コストを抑え、構造の自由度が増すことで単相モータの用途を拡大することができる。
実施の形態２．
　実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置１を具体的に電気機器に適用する場合について説明する。
　図１６は、実施の形態２に係る、モータ駆動装置１を備えた電気掃除機６１の構成例を示す図である。電気掃除機６１は、直流電源であるバッテリ６７と、モータ駆動装置１を備えて図示しない単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。バッテリ６７は図１に示す電源１０に相当する。電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置１は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動することにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われ、吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。
　図１７は、実施の形態２に係る、モータ駆動装置１を備えたハンドドライヤ９０の構成例を示す図である。ハンドドライヤ９０は、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、モータ駆動装置１を備えて図示しない単相モータ１２により駆動される電動送風機９５と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサおよび人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。
　このように、モータ駆動装置１は、図１６に示す電気掃除機１６、図１７に示すハンドドライヤ９０などに適用することができるが、一例であり、モータが搭載された電気機器一般に適用されることを想定している。モータが搭載された電気機器は、例えば、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、物体輸送、吸塵用、一般送排風、またはＯＡ（Ｏｆｆｉｃｅ　Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ）機器のような電動送風機を備えた機器である。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　モータ駆動装置、１０　電源、１１　インバータ、１２　単相モータ、１２ａ　ロータ、２０　電圧検出部、２１　電流検出部、２５　制御部、３０，３１　アナログデジタル変換部、３２　駆動信号生成部、３３　プロセッサ、３４　メモリ、５１～５４　スイッチング素子、６１　電気掃除機、６２　延長管、６３　吸込口体、６４，９５　電動送風機、６５　集塵室、６６　操作部、６７　バッテリ、６８　センサ、９０　ハンドドライヤ、９１　ケーシング、９２　手検知センサ、９３　水受け部、９４　ドレン容器、９６　カバー、９７　センサ、９８　吸気口、９９　手挿入部。

Claims (15)

  1. 　永久磁石が配置されたロータを回転させる単相モータの駆動を制御するモータ駆動装置であって、
    　複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子を用いて直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を前記単相モータに出力するインバータと、
    　前記単相モータの動作状態を表す物理量を検出する検出部と、
    　前記物理量に応じて前記インバータから前記単相モータに出力される前記交流電圧を制御する制御部と、
    　を備えるモータ駆動装置。
  2. 　前記検出部は、前記物理量として、前記単相モータに流れる電流の電流値を検出し、
    　前記制御部は、前記電流値の絶対値が第１の閾値未満の場合は前記インバータから前記単相モータに前記交流電圧を出力させ、前記電流値の絶対値が第２の閾値以上かつ第３の閾値未満の場合は前記インバータから前記単相モータへの前記交流電圧の出力を停止させ、前記電流値の絶対値が前記第３の閾値以上の場合は前記インバータが前記単相モータに出力する交流電圧の極性を反転させる、
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記制御部は、前記単相モータの回転速度に応じて、前記第１の閾値、前記第２の閾値、および前記第３の閾値の大きさを変化させる、
    　請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記制御部は、前記直流電圧の大きさに応じて、前記第１の閾値、前記第２の閾値、および前記第３の閾値の大きさを変化させる、
    　請求項２に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記制御部は、前記交流電圧の極性を反転してから規定された期間は前記第３の閾値を用いた判定を行わない、
    　請求項２から４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記検出部は、前記物理量として、前記単相モータに流れる電流の電流値を検出し、
    　前記制御部は、前記電流値の絶対値が第４の閾値以上になった場合、第１の期間で前記インバータから前記単相モータへの前記交流電圧を停止する第１の処理、および第２の期間で前記インバータから前記単相モータに前記交流電圧を出力する第２の処理を交互に行いつつ、前記第２の期間の長さを段階的に短くし、前記第２の期間における前記電流値の変化率の絶対値が第５の閾値以上になった場合は前記インバータが前記単相モータに出力する交流電圧の極性を反転させる、
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記制御部は、前記物理量に基づく前記単相モータで発生する誘起電圧に応じて前記インバータから前記単相モータに出力される交流電圧を制御する、
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記制御部は、前記電流値と閾値とを用いた制御、および前記物理量に基づく前記単相モータで発生する誘起電圧を用いた制御のうち少なくとも１つを用いて、前記インバータから前記単相モータに出力する交流電圧を制御する、
    　請求項２から６のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  9. 　前記制御部は、前記インバータから出力される前記交流電圧にフィルタ処理を行い、フィルタ処理後の交流電圧を時間および電圧で表した形状が台形波となるように制御する、
    　請求項１から８のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  10. 　前記制御部は、前記インバータから出力される前記交流電圧にフィルタ処理を行い、前記交流電圧の１／４周期および３／４周期のタイミングにおいて、フィルタ処理後の交流電圧が飽和しているように制御する、
    　請求項１から８のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  11. 　前記複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から１０のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
  12. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドである請求項１１に記載のモータ駆動装置。
  13. 　請求項１から１２のいずれか１つに記載のモータ駆動装置を備える電動送風機。
  14. 　請求項１３に記載の電動送風機を備える電気掃除機。
  15. 　請求項１３に記載の電動送風機を備えるハンドドライヤ。
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