WO2020175026A1 - 光伝送特性推定方法、光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システム - Google Patents

光伝送特性推定方法、光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システム Download PDF

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WO2020175026A1
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transfer function
optical
receiver
transmission
transmitter
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明洋 山岸
篤志 保城
雅之 菅沢
政則 中村
明日香 松下
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Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社
日本電信電話株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an optical transmission characteristic estimation method, an optical transmission characteristic estimation system and an optical transmission characteristic compensation system for estimating or compensating the transmission characteristic of an optical transceiver in optical communication.
  • optical transmitters/receivers are required to have good transmission characteristics in a wide band.
  • the transmission characteristic of the transmission signal in this optical transceiver is expressed by a transfer function and is compensated by each compensation circuit. As the transmission rate increases, improvement in compensation accuracy is required.
  • the transfer function of the optical transmitter is found by compensating the transfer characteristics and the transfer function of the optical receiver found earlier.
  • a known signal is transmitted from the optical transmitter, and the transmission characteristics of the optical fiber and the estimated transfer function of the optical transmitter are compensated from the signal passing through the optical fiber and the optical receiver, and the true signal of the optical receiver is compensated.
  • the estimated transfer function of the optical transmitter and the true transfer function of the optical receiver are set in the respective compensation circuits to compensate the transmission characteristics of the optical transmitter and the optical receiver (for example, , Patent Document 1,
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Publication No. 20 1 8-1 5 2 7 4 4
  • Patent Document 2 Japanese Patent No. 6 4 2 8 8 8 1
  • the present invention has been made to solve the above problems, and an object thereof is to perform a good estimation of transmission characteristics even when the frequency offset varies between the calibration time and the operation time. Or an optical transmission characteristic estimation method capable of performing compensation, an optical transmission characteristic estimation system and an optical transmission characteristic compensation system are obtained. Means for solving the problem
  • An optical transmission characteristic estimation method determines transmission characteristics of an optical transmitter of a transmitting unit and an optical receiver of a receiving unit, which are connected to each other via an optical transmission line and in which at least one carrier frequency is variable.
  • the optical receiver receives the first known signal and the first data and a temporary transfer function or inverse transfer function of the optical receiver.
  • a second step of obtaining an averaged transfer function or an averaged inverse transfer function of the optical transmitter wherein in the first step, the transmission line characteristic detected by the receiving section, and the optical reception Of the temporary transfer function of the optical receiver, or at least one of the temporary transfer function of the optical receiver, and the first data of the transmission line characteristics and the temporary transfer function of the optical receiver. It is characterized in that the transfer function or the inverse transfer function of the optical transmitter is estimated by comparing with the first known signal before transmission to which the uncompensated signal is added.
  • Fig. 1 is a diagram showing an optical transceiver including an optical transmission characteristic estimation system and an optical transmission characteristic compensation system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flow chart showing an optical transmission characteristic estimation method according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a flow chart for estimating a provisional transfer function of the optical receiver according to the embodiment of the present invention. ⁇ 0 2020/175026 4 ⁇ (: 17 2020 /003971
  • FIG. 4 is a diagram showing a first receiver transfer function estimation unit according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a transmitter transfer function estimation unit according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a flowchart for acquiring a transfer function or an inverse transfer function of the optical transmitter according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a second receiver transfer function estimation unit according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a flow chart for estimating a true transfer function or an inverse transfer function of the optical receiver according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the influence of the phase characteristic of the transfer function of the optical receiver.
  • Fig. 10 is a diagram showing general phase characteristics of a transfer function and an inverse transfer function of an optical receiver.
  • Fig. 11 is a diagram for explaining the averaging of the inverse transfer function of the optical transmitter estimated for a plurality of frequency offsets.
  • FIG. 1 is a diagram showing an optical transceiver including an optical transmission characteristic estimation system and an optical transmission characteristic compensation system according to an embodiment of the present invention.
  • the transmitter 1 transmits an optical signal to the receiver 3 via the transmission line 2.
  • the transmission line 2 is, for example, an optical fiber and an optical amplifier. It consists of vessels.
  • the transmission unit 1 includes a transmission signal processing unit 4, a known signal insertion unit 5, a transmitter compensation unit 6, and an optical transmitter 7.
  • Part or all of the transmission signal processing unit 4, the known signal insertion unit 5, and the transmitter compensation unit 6 are configured by hardware such as AS C (Application Specific Integrated Circuit) or F PGA (Field-Programmable Gate Array). it can. Further, some or all of them can be configured by software such as a CPU (Central Processing Unit) that functions by a processor executing a program stored in a storage unit.
  • a CPU Central Processing Unit
  • the known signal insertion unit 5 includes the XI lane (first lane), the XQ lane (second lane), the YI lane (third lane), and the YQ lane (fourth lane) generated by the transmission signal processing unit 4.
  • the known signal sequence is inserted into the modulation target signal sequence of.
  • the known signal sequence is shared between the transmitter 1 and the receiver 3.
  • the known signal can be composed of predetermined bits or symbols, but is composed of a signal sequence of about 2000 symbols, for example.
  • the length of the known signal sequence must be at least longer than the calculated FIR filter length.
  • the transmission signal processing unit 4 generates frame data based on the transmission data series.
  • the frame data is a signal series (modulation target signal series) for performing modulation processing in the optical transmitter 7.
  • the transmission signal processing unit 4 transmits the frame data in which the known signal sequence is inserted to the transmitter compensation unit 6.
  • the transmitter compensator 6 acquires the estimation result of the transfer function of the optical transmitter 7 from the transmitter transfer function estimator 8 of the receiver 3 described later. Based on the estimation result, the transmitter compensation unit 6 compensates the transfer function of the X-lane, XQ-lane, Y-lane, and YQ-lane of the optical transmitter 7 and the difference between the lanes.
  • the transmitter compensator 6 can be configured by a digital filter such as a FIR (Finite Impulse Response) filter, but may be configured by an analog filter or the like. Further, the transmitter compensation unit 6 may be provided with a function unit having a function of individually guaranteeing the delay time difference between the four lanes.
  • the optical transmitter 7 modulates orthogonal linearly polarized light with the compensated frame data. As a result, an optical signal of the signal sequence to be modulated is generated.
  • the optical transmitter 7 includes a driver amplifier 7a, a tunable laser 7b (signal TL), a 90° combiner 7c, and a polarization combiner 7d.
  • the driver amplifier 7a amplifies the electric signal of the compensated frame data so as to have an appropriate amplitude and transmits it to the 90° combiner 7c.
  • the 90 ° combiner 7c is a Mach-Zehnder type vector modulator that separates the linearly polarized CW (Continuous Wave) light transmitted from the tunable laser 7b into orthogonal linearly polarized light, and frames each linearly polarized light. By modulating with data, an optical signal of the modulation target signal series is generated. The horizontally polarized optical signal and the vertically polarized optical signal are combined by the polarization combiner 7d and supplied to the receiving unit 3 via the transmission line 2.
  • CW Continuous Wave
  • the receiving unit 3 includes an optical receiver 9, a data buffer 10, a receiver compensating unit 11, a received signal processing unit 12, and first and second receiver transfer function estimating units 1, 3, 1 4, And a transmitter transfer function estimator 8.
  • the first and second receiver transfer function estimation units 13 and 14 and the transmitter transfer function estimation unit 8 constitute an optical transmission characteristic estimation system that estimates the optical transmission characteristic of the optical transceiver.
  • the optical transmission characteristic estimation system, the transmitter compensation unit 6 and the receiver compensation unit 11 constitute an optical transmission characteristic compensation system that compensates the optical transmission characteristic of the optical transceiver.
  • the transmitter compensation unit 6 and the receiver compensation unit 11 are represented by separate blocks in FIG. 1, the transmitter compensation unit 6 may be a part of the transmission signal processing unit 4, The receiver compensation unit 11 may be a part of the reception signal processing unit 12.
  • the optical receiver 9 includes a polarization splitter 9a, a laser module 9b (local LD), a polarization diversity 90° hybrid 9c, a photodiode (PD: Photo Diode) (not shown), A TIA 9 d (Trans impedance Amplifier) and an A/D converter 9 e are provided.
  • the laser module 9 sends the linearly polarized CW light to the polarization diversity 90° hybrid 9c.
  • Polarization diversity 90 ° hybrid 9c interferes the received optical signal with the CW light.
  • the photodiode photoelectrically converts it.
  • T ⁇ A9 d converts the current signal into a voltage signal.
  • A/D converter 9 e ⁇ 02020/175026 7 ⁇ (: 171?2020/003971
  • the voltage signal is converted to / Mouth. With these, the received optical signal is converted into a baseband digital signal.
  • the received signal processor 12, the first and second receiver transfer function estimators 13 and 14 and the transmitter transfer function estimator 8 are partially or entirely
  • the reception signal processing unit 12 also includes the first and second receiver transfer function estimation units 13 and
  • the transmitter transfer function estimator 8 can have the same functions and can be shared with them.
  • the data buffer 10 can be generally composed of a memory circuit ([3 ⁇ 41 ⁇ / ⁇ ), and temporarily stores the data obtained by converting the signal received by the optical receiver 9 into / ⁇ .
  • the data stored in the data buffer 10 are sequentially sent to the receiver compensation unit 1 1 and the received signal processing unit 1 2 in the subsequent stage, and these data are transferred to the first and second receiver transfer function estimation units 1
  • 3 and 1 4 and the transmitter transfer function estimator 8 may directly obtain the converted data in real time.
  • the digital data of the data buffer 10 It also includes a method of acquiring data directly in real time.
  • the receiver compensation unit 11 obtains the estimation result of the transfer function of the optical receiver 9 from the second receiver transmission function estimation unit 14 and, based on the estimation result, the XI of the optical receiver 9 is obtained. Compensates for the transfer functions of lanes, lanes, lanes, and lanes and the difference between the lanes.
  • the receiver compensator 1 1 It can be configured by a digital filter such as a filter. In addition, the receiver compensator 11 has a delay of 4 lanes. You may have a function part with a function to guarantee a time difference.
  • a digital signal is input to the reception signal processing unit 12 from the receiver compensation unit 11.
  • waveform distortion occurs in the optical signal due to, for example, chromatic dispersion, polarization mode dispersion, polarization fluctuation, or nonlinear optical effect.
  • the reception signal processing unit 12 compensates the waveform distortion generated in the transmission line 2. Further, the reception signal processing unit 12 compensates for the difference between the frequency of the light of the tunable laser 7b of the optical transmitter 7 and the frequency of the local light of the laser module 9b of the optical receiver 9. Further, the reception signal processing unit 12 compensates for phase noise according to the line width of the tunable laser 7 b of the optical transmitter 7 and the line width of the local light of the laser module 9 b of the optical receiver 9. To do.
  • the first receiver transfer function estimator 13 is a receiver when the ASE (Amp lified Spontaneous Em ssi on) signal corresponding to white noise is input to the input terminal of the optical receiver 9.
  • the tentative transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 is estimated from the digital data acquired by 3.
  • the A S E signal can be generated from an optical amplifier.
  • To output only A S E use an optical amplifier with nothing input. This optical amplifier may be prepared separately, but the optical amplifier of the transmission line 2 can also be used. Since the spectrum of the ASE signal (frequency characteristic) is uniform, the frequency characteristic can be acquired by passing it. Therefore, the frequency characteristic can be estimated by the first receiver transfer function estimation unit 13 acquiring the data stored in the data buffer 10 with the A S E signal being input. These can be estimated for each lane.
  • a configuration example of the first receiver transfer function estimator 13 is shown later.
  • the frequency characteristic estimation is obtained as a transfer function by Fourier transforming the digital data.
  • a method of obtaining the inverse transfer function there is a method of obtaining the solution of the adaptive filter in addition to the calculation of the inverse number.
  • a method of obtaining the solution of the adaptive filter there are generally a method of obtaining the Wiener solution, and a method of obtaining the LMS (least mean squa re) algorithm or the RLS (recursive least square) algorithm.
  • the transfer function does not change relatively with time. ⁇ 02020/175026 9 ⁇ (: 171?2020/003971
  • adaptive does not mean temporal correspondence.
  • adaptive means the adaptation to the feedback circuit for obtaining the convergent solution.
  • a detailed configuration example of the first receiver transfer function estimator 13 will be described later.
  • the 83 signal is used, but it is not limited to the 83 signal, and any test signal can be used as long as it has a known spectrum.
  • the transmitter transfer function estimator 8 includes the first digital data acquired by the receiver 3 when the first known signal is transmitted from the transmitter 1 to the receiver 3, and the optical receiver of the receiver 3.
  • the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 is estimated from the tentative transfer function or inverse transfer function of 9. Specifically, the first known signal is extracted from the first digital data, the transmission characteristics of the transmission line detected from the first known signal are compensated, and the temporary estimation is performed by the first receiver transfer function estimator 13
  • the transfer characteristic of the optical receiver 9 is compensated by the transfer function of.
  • the transfer function of the optical transmitter 7 is estimated using a digital filter such as an adaptive filter.
  • the adaptive filter is, for example, a filter based on the !_ IV! 3 algorithm or a filter based on the IV!
  • the transmitter transfer function estimator 8 inputs the first known signal, which remains the influence of the transfer function of the optical transmitter 7, to the digital filter and outputs the original first known signal, that is, the first known signal before transmission.
  • the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 is estimated as the filter coefficient of the digital filter when it is converged so as to minimize the error from the known signal of.
  • the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 estimated for a plurality of frequency offsets or its phase characteristic is averaged to average the average transfer function or averaged inverse function of the optical transmitter 7. Find the transfer function.
  • the second receiver transfer function estimator 14 receives from the transmitter 1 that compensates the transfer characteristic of the optical transmitter 7 using the averaged transfer function or the averaged inverse transfer function of the optical transmitter 7. Based on the estimated second transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 when the second known signal is transmitted to the part 3, and the estimated transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7, Estimate the transfer function or inverse transfer function.
  • a digital filter such as an adaptive filter is used to estimate the inverse transfer function of the optical receiver 9.
  • Adaptive filters can be, for example, algorithm-based filters or 3 ⁇ 0 2020/175026 10 ⁇ (: 171? 2020 /003971
  • the second receiver transfer function estimator 14 inputs the second known signal to the digital filter, and adds the output of this digital filter and the channel characteristics to the second known signal before transmission. Estimate the transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 as the filter coefficient of the digital filter when it is converged so as to minimize the error between and.
  • FIG. 2 is a flow chart showing an optical transmission characteristic estimation method according to the embodiment of the present invention.
  • the first receiver transfer function estimation unit 13 estimates the provisional transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 (step 31).
  • the transmitter transfer function estimation unit 8 estimates the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 (step 32).
  • the second receiver transfer function estimation unit 14 estimates the true transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 (step 33).
  • FIG. 3 is a flowchart for estimating a provisional transfer function of the optical receiver according to the embodiment of the present invention.
  • an 83 signal with a uniform spectrum is inserted into the input of the optical receiver 9 (step 3101).
  • the frequency characteristics can be obtained by passing the 8 3 signal.
  • the data buffer 10 acquires the received data while the 83 signal is input (step 3102).
  • the first receiver transfer function estimator 13 acquires the digital data from the data buffer 10 and processes it (fast Fourier transform) to acquire a provisional transfer function (step 3103). Since the 8/3 signal does not have a fixed phase characteristic, the calculated tentative transfer function is only the amplitude characteristic part (corresponding to the absolute value of the transfer function) of the transfer function of the optical receiver 9.
  • the calculated provisional inverse transfer function is set in the receiver compensator 1 1 (step 3105). Note that the calculated inverse transfer function is It is not necessary to set it in the receiver compensator 11, but it is used in the calculation to estimate the transfer function of the optical transmitter in the transmitter transfer function estimator 8 described later.
  • FIG. 4 is a diagram showing a first receiver transfer function estimation unit according to the embodiment of the present invention.
  • the first receiver transfer function estimator 13 performs FFT processing for the X-polarized received signal and the Y-polarized received signal respectively, and 1/transfer function processing their outputs to obtain the inverse transfer function. And a circuit for calculating.
  • the X-polarized received signal is XI + j XQ
  • the Y-polarized received signal is Y ⁇ + j YQ. Is assumed.
  • X I, XQ, ⁇ , and YQ can be individually Fourier transformed and 1 / transfer function processed. Note that it is not necessary to limit to the FFT processing as long as the Fourier transform can be performed, and other methods may be used.
  • the notation of "FFT” below means the function of the Fourier transform.
  • the digital data acquired by the data buffer 10 is time domain data, it is converted into frequency domain data by the FFT processing in the lanes of X polarization and Y polarization, respectively.
  • X R (n) is the digital data acquired by the data buffer 10 and X R (k) is the FFT processed data.
  • FF RiD FT Discrete Furrier Transfer
  • the absolute value of (k) indicates amplitude information, which is obtained as a temporary transfer function.
  • a tentative inverse transfer function can be obtained by calculating its reciprocal. This inverse transfer function can be set in the receiver compensator 1 1.
  • the inverse transfer function is also used when estimating the transfer function of the optical transmitter 7.
  • the first receiver transfer function estimation unit 13 can also be configured by using an adaptive filter as shown in FIG. 9 of Patent Document 1. In this case, the first receiver transfer function estimator 13 performs the optical reception by Fourier transforming the data output by the optical receiver 9 when a test signal with a known spectrum is input to the input end of the optical receiver 9.
  • the tentative transfer function of device 9 is estimated, the arbitrary waveform signal is multiplied by the tentative transfer function of optical receiver 9 and input to the adaptive filter, and the output of this adaptive filter (digital filter) and the original arbitrary waveform signal
  • the temporal response of the tentative inverse transfer function of the optical receiver 9 is obtained as the filter coefficient of the FIR filter that constitutes the adaptive filter when the error is converged so as to minimize the squared error.
  • the filter coefficient or the Fourier transform of the time response becomes a temporary inverse transfer function of the optical receiver 9.
  • FIG. 5 is a diagram showing a transmitter transfer function estimation unit according to the embodiment of the present invention.
  • the transmitter transfer function estimator 8 is an adaptive unit having a known signal synchronizer 8a, various transmission characteristic compensators 8b, a receiver compensator 8c, and an F/R filter 8d and a square error minimizer 8e. Equipped with a filter and averaging circuit 8 f.
  • the various transmission characteristic compensation units 8b have various compensation circuits for compensating for distortion during transmission such as chromatic dispersion compensation, frequency offset compensation, polarization dispersion/polarization rotation compensation, clock phase compensation, and phase noise compensation. Including.
  • the known signal synchronization unit 8a has a function of extracting a known signal from digital data, and estimates the compensation data to be set for various transmission characteristic compensations in the subsequent stages from various extracted blocks from the state of the extracted known signal. To do. That is, the estimation of the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 includes the process of estimating the transmission characteristic of the transmission line 2. It should be noted that the receiver compensating unit 8c can be arranged before the various transmission characteristic compensating units 8b.
  • the chromatic dispersion compensator can be arranged in the preceding stage of the known signal synchronizer 8a.
  • the order of the compensation units of the various transmission characteristic compensation units can be changed.
  • the meaning of (1 TAP 2 X 2 MIMO (Mu lt i Input M lt i 0 utput)) for polarization dispersion and polarization rotation compensation is that the number of taps in the filter is set to 1 It is shown that this block does not compensate and only performs polarization rotation (general ⁇ 02020/175026 13 ⁇ (: 171?2020/003971
  • the multi-tap 2 X 2 1 ⁇ I 1 ⁇ /1 filter also compensates for the band. ).
  • the transmitter transfer function estimator 8 includes the first receiver transfer function estimator 1 of FIG.
  • each of the X polarization and the vertical polarization is processed as a complex vector signal, but it is also possible to process each of the lanes of XI, XX, XX, and XX independently. Is. In this case, the delay difference between lanes can be extracted and compensated. Processing the X-polarized wave as a complex vector signal is equivalent to the delay difference between X and Is regarded as zero. If the delay difference cannot be ignored, it is necessary to extract and compensate the transfer function for each lane. The same applies to the polarization.
  • Fig. 6 is a flow chart for acquiring a transfer function or an inverse transfer function of the optical transmitter according to the embodiment of the present invention.
  • a known signal is input to the input of the transmission signal processing unit 4, and an optical modulation signal is transmitted from the optical transmitter 7 (step 3201).
  • the transmitter compensation unit 6 is bypassed.
  • the transmitter compensator 6 can have the same configuration as the receiver compensator 11.
  • the reception side acquires the reception data with the data buffer 10 (step 3202).
  • the transmitter transfer function estimator 8 acquires digital data from the data buffer 10 (step 3203).
  • Known signal synchronization section 8 3 extracts a known signal from the digital data acquired. Compensation of various transmission characteristics and optical receiver compensation are performed on the extracted known signal.
  • Compensation of various transmission characteristics includes compensation of transmission path characteristics such as frequency offset compensation, chromatic dispersion compensation, and polarization dispersion compensation.
  • Optical receiver compensation is performed using the temporary inverse transfer function of the optical receiver 9 estimated in step 31.
  • Fig. 5 a configuration is shown in which the receiver compensator 1 1 compensates with a provisional inverse transfer function after the data buffer 10; unnecessary.
  • the transfer function of the optical transmitter is estimated using an adaptive filter.
  • the adaptive filter is a filter that self-adapts its transfer function according to an optimization algorithm.
  • the effect of the transfer function of the optical transmitter 7 remains on the known signal for which various transmission characteristics compensation and optical receiver compensation have been processed. Therefore, in that signal, ⁇ 02020/175026 14 ⁇ (: 171?2020/003971
  • I with inverse characteristics set Apply filter 8 as an adaptive filter and modify the inverse characteristics again so that the square of the difference between the output and the known signal before transmission is minimized.
  • I The filter coefficient of the filter 81 can be obtained as the time response of the inverse transfer function.
  • the method of obtaining this inverse transfer function is generally known as the Wiener solution or 1_IV! 3 algorithm shown below.
  • ⁇ ) is the output of the adaptive filter
  • ⁇ (11) is the difference between 3 (11) and V (
  • (11) is the adaptive filter Is the time response of.
  • step 3203 and step 3204 can be processed as one unit. If the transfer function of the optical transmitter 7 is obtained, the inverse transfer function is calculated (step 3204).
  • the wavelength of the tunable laser 7 of the optical transmitter 7 was tuned to the frequency 3 at the time of initial design.
  • the wavelength of the tunable laser 7 of the optical transmitter 7 is changed to cause a frequency shift, and a frequency offset different from the current one is set (step 3205).
  • the frequency offset is the difference between the frequency of the signal source 1_ in the optical transmitter 7 and the frequency of the local oscillator 1_ 0 in the optical receiver 9.
  • Steps 3202 to 3204 are executed again with the frequency offset different from the current one set.
  • the wavelength of the tunable laser 7 is changed again in step 3205, and steps 3202 to 2204 are repeated in the same manner.
  • the inverse transfer function of the optical transmitter 7 is calculated for multiple frequency offsets between transmission and reception. By repeating the above operation IV! times, it becomes IV! different frequencies. ⁇ 02020/175026 15 ⁇ (: 171?2020/003971
  • the inverse transfer function can be estimated.
  • the averaging circuit 8 calculates the average value of them (step 3206). This average value is used as the estimated value of the inverse transfer function of the optical transmitter 7 (averaged inverse transfer function) and set in the transmitter compensator 6 (step 3207).
  • the setting method is the same as the method shown in step 3105. At this time, as described above, it is possible to independently process each lane of XI, X ⁇ , ⁇ , and ⁇ ⁇ . In this case, the delay difference between lanes can be extracted and compensated.
  • the time response of the inverse transfer function of the optical transmitter 7 is Since it is obtained as the filter coefficient to be set in the filter 8, the filter coefficient is averaged.
  • the filter coefficient is the time response of the inverse transfer function, it is well known that the time response of the averaging of the frequency response (inverse Fourier transform relationship) is equal to the averaging of the time response.
  • the reverse frequency response of averaging time response (Fourier transform relationship)) is also true. Therefore, the frequency response may be averaged and then inverse Fourier transformed to obtain the time response.
  • the transfer function of the optical transmitter is estimated. That is, in order to estimate the transfer function of the optical transmitter from the extracted known signal, the transmission function (transmission path characteristic), the transfer function of the optical receiver, and the influence of the known signal before transmission are estimated by some method. Should be able to be excluded.
  • the transfer function of the optical transmitter can be estimated by comparing the known signal before transmission with the transmission line characteristics and the transfer function of the optical receiver to the extracted known signal.
  • the second receiver transfer function estimator 14 described below obtains the true transfer function of the optical receiver. That is, in order to estimate the transfer function of the optical receiver from the extracted known signal, the transfer function of the optical transmitter, various transmission characteristics (transmission path characteristics), and the influence of the known signal before transmission are estimated by some method. Can be excluded. In the following example, the transfer function of the optical transmitter is compensated. ⁇ 02020/175026 16 ⁇ (: 171-12020/003971
  • the transfer function of the optical receiver is estimated by comparing the known signal with the known signal before transmission with transmission line characteristics added. Also, the transfer function of the optical receiver can be estimated by compensating the transmission line characteristics of a known signal that compensates the transfer function of the optical transmitter and comparing it with the known signal before transmission.
  • FIG. 7 is a diagram showing a second receiver transfer function estimator according to the embodiment of the present invention.
  • the second receiver transfer function estimator 1 4 is used for transmission of known signal synchronizer 1 4 3 , chromatic dispersion compensation, frequency offset compensation, polarization dispersion/polarization rotation addition, clock phase addition, phase noise addition, etc. It has a circuit 14 that simulates the distortion of, a
  • the known signal synchronizer 1 4 3 has a function of extracting a known signal from digital data, and estimates the additional data set in the circuit that simulates distortion in the subsequent stage from the state of the extracted known signal using various estimation blocks. ..
  • the estimation of the transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 includes the process of estimating the transmission characteristic of the transmission line 2.
  • the order of the circuits 14 that simulate distortion during transmission such as chromatic dispersion compensation, frequency offset compensation, polarization dispersion/polarization rotation addition, clock phase addition, and phase noise addition can be interchanged.
  • each of the X polarization and the vertical polarization is treated as a complex vector signal.
  • FIG. 8 is a flow chart for estimating the true transfer function or inverse transfer function of the optical receiver according to the embodiment of the present invention.
  • a known signal is input to the input of the transmission signal processing unit 4, and the optical modulation signal is transmitted from the optical transmitter 7 of the transmission unit 1 to the reception unit 3 (3301).
  • the averaged inverse transfer function of the optical transmitter 7 estimated by the transmitter transfer function estimator 8 described above is set in the transmitter compensator 6 to compensate the transmission characteristic of the optical transmitter 7.
  • the transmitter compensator 6 can have the same configuration as the receiver compensator 11.
  • the reception unit 3 acquires the reception data in the data buffer 10 (step 3302).
  • the second receiver transfer function estimator 14 acquires the digital data from the data buffer 10 (step 3330).
  • the known signal synchronization unit 1448 extracts a known signal from the acquired digital data.
  • the extracted known signal is I as an adaptive filter. Supplied to filter 140.
  • the known signal before transmission is added with chromatic dispersion, frequency offset, polarization dispersion/polarization rotation, clock phase, and phase noise, which are estimated as channel distortion, and are compared with the output of the adaptive filter. It The added amount of chromatic dispersion, frequency offset, polarization dispersion/polarization rotation, clock phase, and phase noise is estimated by various estimation blocks from the state of known signals.
  • the transfer function of the optical transmitter 7 is compensated by the transmitter compensation unit 6.
  • the transfer function of the optical receiver 9 is compensated by the adaptive filter, the output of the adaptive filter is affected only by the channel distortion. This signal is compared with a known signal with transmission line distortion, and the difference (square error) is minimized, so that the adaptive filter I
  • the filter coefficient of filter 140 can be obtained as the time response of the inverse transfer function of optical receiver 9. The method of obtaining this inverse transfer function is generally known as the Wiener solution or !_ IV! 3 algorithm shown below.
  • (n) is the known signal with transmission line distortion added
  • V (n) is the output of the adaptive filter
  • ⁇ (11) is the difference between ⁇ 1 (11) and (11)
  • (11) is It is a time response of an adaptive filter.
  • step 3330 and step 3304 can be processed together.
  • the true transfer function of the optical receiver 9 is obtained, the true inverse transfer function is calculated from the transfer function (step 3340).
  • the estimated true inverse transfer function of the optical receiver 9 is set in the receiver compensator 1 1 (step 3305).
  • the setting method is the same as the method shown in step 3105.
  • the true transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 can be obtained by the second receiver transfer function estimation unit 14.
  • phase component can also be represented by an equation using the following trigonometric function using the phase characteristics. ⁇ 02020/175026 19 ⁇ (: 171?2020/003971
  • the transfer function of the optical transmitter 7 estimated by the transmitter transfer function estimator 8 is 6 (3)
  • 68X1 (3) is the tentative transfer function of the optical receiver 9 estimated by the first receiver transfer function estimator 13 and the true of the optical receiver 9 estimated by the second receiver transfer function estimator 14
  • the transfer function of is represented by ⁇ 8X2 ( 3 ).
  • Signals in the optical transmitter 7!_ 7 The frequency of the bowl is 3 7 Local oscillation in the optical receiver 9! -09 frequency The frequency offset between them .. That is what it represents.
  • the sequence of known signals input from the known signal inserting unit 5 is represented by a signal in the frequency domain ⁇ (3).
  • the known signal ⁇ (3) is input to the optical transmitter 7, the signal! Is modulated by a known signal ⁇ (3),
  • the output signal of the optical transmitter 7 when the known signal ⁇ (3) is input to the transmitter compensator 6 is represented by ⁇ (5 + 5 ⁇ ) custom-character (5 + 5 ⁇ ).
  • the transmitter compensator 6 is bypassed, and the known signal is affected by the transfer function of the optical transmitter 7.
  • the output signal of the optical transmitter 7 is input to the optical receiver 9 through the transmission line 2.
  • the output signal of the optical receiver 9 is expressed by the following equation. At this time, the output signal of the optical transmitter 7 is the frequency offset ⁇ 3 between transmission and reception. And is affected by the transfer function [3 ⁇ 4 ⁇ (3) of the optical receiver 9.
  • the output signal of the optical receiver 9 is input to the transmitter transfer function estimator 8 via the data buffer 10.
  • the transmitter transfer function estimator 8 uses the output signal of the optical receiver 9. ⁇ 0 2020/175026 20 ⁇ (: 171? 2020 /003971
  • the known signal ⁇ (3) is extracted from the signal and various transmission characteristics are compensated. At this time, frequency offset ⁇ 3. Frequency offset compensation (3 ® I do. The signal after frequency offset compensation is ⁇ (3)
  • the transfer function of the optical transmitter 7 is estimated from the known signal whose frequency offset has been compensated. Specifically, an adaptive filter is applied, and the inverse function of the transfer function of the optical transmitter 7 is directly obtained as the time response.
  • This method is equivalent to the following method. That is, the signal after frequency offset compensation is divided by the known signal ⁇ (3) which is the reference signal, and the optical receiver 9 is compensated for the result, and the result is transmitted by the optical transmitter 7. Can estimate the function.
  • the known signal that is a reference signal is a known signal before transmission.
  • the inverse transfer function of the optical transmitter 7 can be obtained by calculating the reciprocal number.
  • the compensation of the optical receiver 9 is an optical receiver that has been subjected to frequency offset compensation in advance. ( 3 _ 8 3 ⁇ ), the estimated transfer function of the optical transmitter 7 is as follows.
  • the estimated optical transmitter 7 transfer function and inverse transfer function are the optical receiver Including the (3 _ ⁇ 3 0).
  • the wavelength of the tunable laser 7 in the optical transmitter 7 is changed to change its frequency to three.
  • ⁇ (- 1) is a function that shows the phase characteristics obtained by averaging. This is strictly different from the function showing the phase characteristic obtained by averaging the phase components ⁇ [” 0 ⁇ (3)] of multiple transfer functions.
  • the phase components of multiple inverse transfer functions (6
  • the average value of the inverse transfer function of the optical transmitter 7, which is the output of the transmitter transfer function estimator 8, is expressed by the following equation.
  • the transmitter transfer function estimator 8 shown in Fig. 5 constitutes an adaptive filter.
  • the filter coefficient of the I filter was obtained as the time response of the inverse transfer function. Therefore, by averaging this, the average value of the inverse transfer function of the optical transmitter 7 can be obtained as its time response. This is obvious because the averaging of the time response and the averaging of the frequency response are related by the Fourier transform or the inverse Fourier transform.
  • the estimated transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 is averaged for each of the plurality of frequency offsets.
  • the estimated transfer function of the optical transmitter 7 includes the actual transfer function of the optical transmitter 7 (3).
  • this transfer function specification ( 3 ) does not change for multiple frequency offsets (same on average), so the averaging of the phase component of the transfer function of the optical receiver 9 is selectively performed. Can be done.
  • the inverse transfer function or the phase characteristic is used.
  • step 33 for obtaining the true transfer function of the optical receiver 9 the averaged inverse transfer function of the optical transmitter 7 estimated in step 32 is set in the transmitter compensator 6, and the second known signal 02 Input (3) into transmitter compensation section 6.
  • the second known signal 02 (3) may be the same as or different from the known signal used in step 32, but here it is distinguished as 02 ( 3 ) for convenience.
  • the output signal of the optical transmitter 7 when the known signal 02 ( 3 ) is input to the transmitter compensator 6 is expressed by the following equation.
  • the output signal of the optical transmitter 7 is input to the optical receiver 9 through the transmission line 2. At this time, frequency offset between transmission and reception Therefore, the output signal of the optical receiver 9 is expressed by the following equation.
  • the output signal of the optical receiver 9 is input to the second receiver transfer function estimator 14 via the data buffer 10.
  • the second receiver transfer function estimator 14 extracts the second known signal 02 (3) from the output signal of the optical receiver 9 and inputs it to the adaptive filter. Also, various transmission characteristics estimated as channel distortion are added to the second known signal 02 ( 5 ), but the explanation is omitted here because it is compensated except for the frequency offset. ..
  • the frequency offset ⁇ 30 is detected, and the frequency offset ⁇ 30 is added to the second known signal 02 ( 3 ) in advance (3®3 + 83.0).
  • the second known signal frequency offsets ⁇ 3_Rei is added is represented by ⁇ 2 (3 + eight 3 0).
  • the frequency of the tunable laser 7 of the optical transmitter 7 is £
  • the frequency of the laser module 9 of the optical receiver 9 is 5 [ ⁇
  • the frequency of the tunable laser of the optical transmitter 7 fluctuates to 37X3 .
  • the frequency of the laser module 9 of the optical receiver 9 is assumed to remain at 3. Frequency offset at this time Express.
  • the output signal of the optical transmitter 7 when the signal (3) is input to the transmitting side is the frequency fluctuation of the tunable laser 713. Is expressed by the following formula.
  • the output signal of the optical transmitter 7 is input to the optical receiver 9 through the transmission line 2.
  • frequency offset between transmission and reception Optical receiver by £28 3 3
  • the output signal of 9 is expressed by the following equation.
  • frequency offset compensation can also be performed after the receiver compensation unit 11 1.
  • the output of the receiver compensation unit 11 is represented by the following equation.
  • the transfer function for compensation keep advance frequency offset compensation in the detected frequency offset ⁇ 3 3 (3 ®5- ⁇ 5 3).
  • the transmitter transfer function estimator 8 obtains the inverse transfer functions for a plurality of frequency offsets, averages them, and is equal to the calculated phase characteristic.
  • the change of (3) with respect to 3 is small, even if there is a change in frequency offset ( ⁇ 3 8 8 30 ). It can be regarded as (3).
  • the output of the receiver compensator 11 is 8 (3) 6 ⁇ ] [ « ⁇ (3-( ⁇ 3 3 -80)).
  • the transmitter transfer function estimation unit 8 calculates the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 for only one frequency offset, and sets it in the transmitter compensation unit 6. Even in the comparative example, the frequency band is set between the transmitter and receiver.
  • the compensation operation can be performed in the presence of
  • the frequency of the tunable laser 7 of the optical transmitter 7 or the laser module 913 of the optical receiver 9 fluctuates over time due to environmental changes such as temperature or deterioration over time. There is. Furthermore, due to fluctuations in the laser frequency, there are several hundreds in the frequency offset. As a result of the detailed analysis, it was found that a problem occurs when the frequency offset fluctuates between the calibration time when the transfer function is estimated and the optical communication operation time.
  • the frequency of 7 tunable lasers of the optical transmitter 7 The frequency of the laser module 9 units of the optical receiver 9 Frequency offset between them — 3 [ ⁇ is represented by 8500.
  • the frequency offset at this time — 3 [ ⁇ expressed as 8 5 3 .
  • the phase component of the transfer function of the optical receiver 9 included in the estimated value of the transfer function of the optical transmitter 7 is the transfer of the optical receiver 9 when the true transfer function of the optical receiver 9 is obtained.
  • the true transfer function of the optical receiver 9 is
  • the transmitter described above is used.
  • the compensating operation of the compensating unit 6 there may remain a component that cannot completely compensate the transmission characteristics of the optical transmitter 7.
  • the residual part of the transmission characteristics of the optical transmitter 7 is included in the true transfer function of the optical receiver 9 described above.
  • the estimated value of the transfer function of the optical transmitter 7 is customary (3).
  • the estimated value of the true transfer function of the optical receiver 9 is ⁇
  • the output signal of the optical transmitter 7 when the signal (3) is input to the transmitting side during the operation of the optical communication is the frequency fluctuation of the signal! Is expressed by the following formula.
  • the output signal of the optical transmitter 7 is input to the optical receiver 9 through the transmission line 2.
  • frequency offset compensation can also be performed after the receiver compensation unit 11 1. ⁇ 0 2020/175026 28 ⁇ (: 171? 2020 /003971
  • [3 ⁇ 4 (3) I is compensated (divided by
  • the output of the receiver compensator 1 1 is expressed by the following equation.
  • the transfer function to be compensated is based on the detected frequency offset.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the influence of the phase characteristic of the transfer function of the optical receiver.
  • the vertical axis is the phase characteristic 0 ⁇ , and the horizontal axis is the variable 3 indicating frequency.
  • (3 _ 830) is the phase characteristic of the transfer function of the actual optical receiver (3) the shift characteristics in the ⁇ 3 0 Only 3 axially.
  • (3 _ 8 3 3 ) is the phase characteristic (3) is shifted by ⁇ 3 3 . Any frequency 3
  • FIG. 10 is a diagram showing general phase characteristics of a transfer function and an inverse transfer function of an optical receiver.
  • the upper part of the figure shows the phase characteristics of the transfer function. (3) is shown, and the lower side shows the phase characteristics of the inverse transfer function. (3) is shown.
  • high frequency wiring is used in the signal path.
  • periodic ripples in the frequency direction occur in the transmission characteristics due to the reflection of high-frequency signals.
  • the phase characteristics of the transfer function and the inverse transfer function of the optical receiver 9 also have periodic ripples. That is, the phase characteristic periodically changes in the frequency direction. This fluctuation period depends on the frequency of the optical signal and the length of the high frequency wiring. Therefore, in the comparative example, when a frequency offset different from that during the calibration occurs during the operation of the optical communication, the output of the receiver compensator 11 (8) (3) .6 ⁇ " [0
  • FIG. 11 is a diagram for explaining averaging of the inverse transfer functions of the optical transmitter estimated for a plurality of frequency offsets.
  • the inverse transfer functions of the optical transmitter 7 estimated for a plurality of frequency bands are averaged.
  • the phase characteristic of the transfer function of the optical receiver 9 shifts in the frequency direction (three directions) by the frequency offset. For example, when the frequency offset is ⁇ 3 1, phase characteristic (3 ⁇ 3 1 ) Similarly, when the frequency offset is ⁇ £ 1 ⁇ - 1 , the phase characteristic is 0 ( ⁇ (5 _ 8 5
  • the plurality of frequency offsets are set to be subdivided over the ripple period. Specifically, multiple frequency offsets are ⁇ 02020/175026 30 ⁇ (: 171?2020/003971
  • the fluctuation period of the phase characteristic of the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 estimated with respect to the fuss is divided into two or more. This allows 4) has characteristics close to flat. For example, when the ripple cycle is 5 0 1 to 12, it is sufficient to select the frequency offset by about 10 1 to 1 step. Specifically, the calibration at the time of the frequency offset ⁇ 0 to 1 ⁇ 1 ⁇ 1 2, 2_Rei_1 to 1 2, 3_Rei_1 to 1 2,
  • the inverse transfer function is calculated for the sum of the four frequency offset amounts and averaged. At this time, high precision is not required. It suffices if the periodic phase characteristic becomes a relatively gentle characteristic due to averaging. The amount of frequency offset to be set can be tolerated to some extent.
  • the signal 8 (3) can be reproduced regardless of the fluctuation of the frequency offset. That is, even if the frequency offset amount ⁇ 3 fluctuates between the calibration and the operation of the optical communication, good transmitter compensation and receiver compensation can be performed, and the good signal 8 (3) can be obtained. Playback is possible. Since the same effect can be obtained even if frequency fluctuation itself occurs, it is possible to suppress deterioration over time due to local laser emission or zero-value deterioration due to laser frequency fluctuations (long-term and short-term).
  • the process of estimating the transfer function or the inverse transfer function of the optical transmitter 7 is performed for each of a plurality of frequency offsets, ⁇ 02020/175026 31 ⁇ (: 171?2020/003971
  • the averaged transfer function or averaged inverse transfer function of the optical transmitter 7 is obtained by averaging the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 or its phase characteristics estimated for a plurality of frequency offsets. At this time, averaging is performed so as to reduce abrupt phase changes with respect to frequency. As a result, even if the frequency offset fluctuates between calibration and operation due to deterioration over time or fluctuations in the laser frequency, good estimation or compensation of transmission characteristics can be performed.
  • the signal transmitter of the optical transmitter 7 is a tunable laser
  • the laser module 9 of the optical receiver 9 may be a tunable laser.
  • the means is not limited as long as the carrier frequency of at least one of the optical transmitter 7 and the optical receiver 9 is variable and a plurality of frequency offsets can be set between the transmitter and the receiver.
  • Tunable lasers are widely used, and the wavelength, that is, the frequency, can be easily changed by externally setting data corresponding to the wavelength.
  • the optical transmission system tunable laser 7 spoon used in the example, the center frequency of 1 Rei_rei_ ⁇ ! About IV! 1 ⁇ 1 2 unit the frequency of the center channel with the ability to switch to a plurality of transmission channels in ⁇ about step It has a function to adjust with.
  • a frequency measuring instrument may be added to the tunable laser 7.
  • phase components of these transfer functions are 6 ]3 (3 ), (3), 3 ⁇ ⁇ (3), the phase component of the inverse transfer function is ⁇ — ] ⁇ (3), — ⁇ ⁇ (3). ⁇ 02020/175026 32 ⁇ (:171?2020/003971
  • the averaging of the phase characteristics is calculated as [3 (3) + ⁇ (3) + 10 (3) ]/3 using the sum of the phases.
  • the transfer function averaging is calculated as [6” 3 (3) +6 ⁇ ] 6 (3) +6 ⁇ ] ⁇ (3) ]/3 using vector synthesis.
  • Inverse transfer function averaging is performed using vector synthesis. Calculated as ( 3 ) + 6 ⁇ ]6 (3) + 6 ⁇ ] ⁇ (3) ]/3.
  • the provisional transfer function of the optical receiver 9 was obtained by inputting the 83 signal from the input end of the optical receiver 9
  • the present invention is not limited to this.
  • the estimated transfer function of the optical transmitter 7 includes the transmission characteristics (both the amplitude component and the phase component) of the optical receiver 9, the compensation deterioration occurs due to the fluctuation of the frequency offset.
  • the effects of the present invention can be obtained by averaging the estimated values of the transfer function of the optical transmitter 7 for a plurality of frequency band subsets, and thus are included in the scope of the technical idea of the present invention.
  • the transmitter transfer function estimator 8 the first receiver transfer function estimator 13 and the first receiver transfer function estimator 13
  • the method of obtaining the transfer function or the inverse transfer function in the receiver transfer function estimation unit 14 of 2 and the compensation method in the transmitter compensation unit 6 and the receiver compensation unit 11 are not limited to adaptive equalization.
  • a method of calculating in the frequency domain as shown in the embodiments of FIGS. 6 and 8 of Patent Document 1 may be used.
  • the first known signal is obtained from the digital data acquired by the receiving unit 3 when the first known signal is transmitted from the transmitting unit 1 to the receiving unit 3. Is extracted and is compensated by the transmission line characteristics and the tentative transfer function of the optical receiver 9 and compared with the first known signal before transmission to estimate the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter. R.
  • the method of estimating is not limited to this. Since the extracted first known signal is affected by the transfer function of the optical transmitter 7, the transmission path characteristics, and the transfer function of the optical receiver 9, for example, the extracted first known signal and It is also possible to estimate the transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 by comparing the known signal with the signal obtained by adding the transmission line characteristics and the temporary transfer function of the optical receiver 9. Further, the extracted first known signal is compensated by the transmission line characteristic or the temporary transfer function of the optical receiver 9, and the extracted first first signal is extracted from the transmission line characteristic and the temporary transfer function of the optical receiver 9. The transfer function or inverse transfer function of the optical transmitter 7 can also be estimated by comparing with the first known signal before transmission in which the uncompensated signal is added to the already known signal.
  • the above-mentioned modification of the estimation method holds in the estimation method of the second receiver transfer function estimation unit 14 as well.
  • the transmitter that compensates the transfer characteristics of the optical transmitter 7 using the averaged transfer function or the averaged inverse transfer function of the optical transmitter 7.
  • the second known signal was transmitted from 1 to the receiver 3
  • the second known signal was extracted from the digital data acquired by the receiver 3, and the transmission path characteristics were added to the second known signal before transmission.
  • the true or inverse transfer function of the optical receiver 9 is estimated.
  • the method of estimating the true transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 is not limited to this.
  • the true transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 can be estimated by comparing the extracted second known signal with the channel characteristics compensated with the second known signal before transmission. Furthermore, if the second known signal is not compensated in advance by the averaged transfer function or the averaged inverse transfer function of the optical transmitter 7 on the transmission side, the second known signal extracted from the digital data acquired by the receiving unit 3 is used.
  • a signal that compensates at least one of the averaged transfer function and transmission line characteristic of the optical transmitter 7 or does not compensate at all, and the averaged transfer function and transmission line characteristic of the optical transmitter 7 extracted The true transfer function or inverse transfer function of the optical receiver 9 can also be estimated by comparing with the second known signal before transmission in which the uncompensated signal is added to the known signal of .. ⁇ 0 2020/175026 34 ⁇ (: 17 2020 /003971

Landscapes

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Abstract

送信部（１）から受信部（３）に第１の既知信号を伝送した時に光受信機（９）が第１の既知信号を受信した第１のデータと光受信機（９）の仮の伝達関数又は逆伝達関数とから光送信機（７）の伝達関数又は逆伝達関数を推定する処理を、光送信機（７）と光受信機（９）との間の複数の周波数オフセットに対してそれぞれ実施する。この際に、受信部（３）にて検出した伝送路特性、及び光受信機（９）の仮の伝達関数のうち少なくとも１つを補償、或いは１つも補償しない第１のデータと、伝送路特性及び光受信機（９）の仮の伝達関数のうち第１のデータに対して補償しなかったものを付加した伝送前の第１の既知信号とを比較して、光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する。複数の周波数オフセットに対して推定した光送信機（７）の伝達関数又は逆伝達関数を平均化するか、或いは、それらの位相特性Φ（ｓ）を平均化して指数関数表現することで、光送信機（７）の平均化伝達関数又は平均化逆伝達関数を求める。

Description

\¥02020/175026 卩（：171?2020/003971
明 細 書
発明の名称 ：
光伝送特性推定方法、 光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システ ム
技術分野
[0001 ] 本発明は、 光通信における光送受信機の伝送特性を推定又は補償する光伝 送特性推定方法、 光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システムに関 する。
背景技術
[0002] デジタルコヒーレント光通信では、 光送信機、 光ファイバ伝送路、 及び光 受信機で発生した信号の歪をデジタル信号処理によって補償する。 これによ り、
Figure imgf000003_0001
以上の大容量伝送を可能とし、 伝送途中の中継の数を 削減した長距離伝送を実現している。 また、 信号の変調方式についても、 〇 3＜だけでなく 1 6〇八1\/1又は 2 5 6〇八1\/1等の高多値変調が適用できる ので、 伝送レートを大きく増加することができる。
[0003] 伝送レートの増加と多値化に伴い、 光送受信機には広帯域に良好な伝送特 性が求められる。 この光送受信機内の伝送信号の伝送特性は伝達関数で表現 され、 それぞれの補償回路で補償される。 伝送レートの増加に伴って補償精 度の向上が求められている。
[0004] さらに、 運用に先立って光送信機又は光受信機の伝送特性を補償しておく ことも重要である。 これは較正 （キヤリブレーシヨン） 作業となる。 この較 正作業の精度を上げることで、 運用時の補償精度の向上が図れ、 更なる大容 量化を実現することができる。
[0005] コヒーレント光通信を運用する前の従来の較正方法では、 まず、 八3巳等 のスぺクトルが均一な白色雑音を光受信機に入力しその出力信号から光受信 機の仮の伝達関数を求める。 次に、 光送信機から既知信号を送信し、 光ファ イバ及び光受信機を通った信号から光ファイバの伝送特性を推定する。 その \¥02020/175026 2 卩（：171?2020/003971
伝送特性と先に求めた光受信機の伝達関数を補償して光送信機の伝達関数を 求める。 次に、 光送信機から既知信号を送信し、 光ファイバ及び光受信機を 通った信号から、 光ファイバの伝送特性と、 推定した光送信機の伝達関数を 補償して、 光受信機の真の伝達関数を求める。 最後に、 推定した光送信機の 伝達関数と、 光受信機の真の伝達関数とをそれぞれの補償回路に設定するこ とで、 光送信機と光受信機の伝送特性の補償を行う （例えば、 特許文献 1 ,
2参照） 。 これにより伝送路の伝送特性を精度よく求めることができ、 補償 により更に伝送特性を向上できる。
先行技術文献
特許文献
[0006] 特許文献 1 : 日本特開 2 0 1 8 - 1 5 2 7 4 4号公報
特許文献 2 : 日本特許第 6 4 2 8 8 8 1号公報
発明の概要
発明が解決しようとする課題
[0007] 光送信機と光受信機との間に周波数オフセツ トが存在している場合におい ても光送信機と光受信機の伝送特性の補償を行うことができる。 しかし、 経 年劣化又はレーザ周波数の揺らぎによりキヤリブレーシヨン時と運用時との 間で周波数オフセツ トが変動した場合には、 伝送特性の良好な推定又は補償 を行うことができないという問題があった。
[0008] 本発明は、 上述のような課題を解決するためになされたもので、 その目的 はキヤリブレーシヨン時と運用時との間で周波数オフセツ トが変動した場合 でも伝送特性の良好な推定又は補償を行うことができる光伝送特性推定方法 、 光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システムを得るものである。 課題を解決するための手段
[0009] 本発明に係る光伝送特性推定方法は、 光伝送路を介して互いに接続され、 少なくとも一方のキヤリア周波数が可変な送信部の光送信機と受信部の光受 信機の伝送特性を光伝送特性推定システムが推定する方法であって、 \¥02020/175026 3 卩（：171?2020/003971
前記送信部から前記受信部に第 1の既知信号を伝送した時に前記光受信機 が前記第 1の既知信号を受信した第 1のデータと前記光受信機の仮の伝達関 数又は逆伝達関数とから前記光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する 処理を、 前記光送信機と前記光受信機との間の複数の周波数オフセッ トに対 してそれぞれ実施する第 1のステップと、 前記複数の周波数オフセッ トに対 して推定した前記光送信機の前記伝達関数又は逆伝達関数を平均化するか、 或いは、 周波数を示す変数を 3、 前記光送信機の伝達関数の振幅成分を 丨 丁 ( 3 ) I、 位相特性を〇 ( 3 ) として前記光送信機の伝達関数を I 丁 ( 3 ) 1 X 6 X 9
Figure imgf000005_0001
0 ( 3 ) ) で表した時の前記複数の周波数オフセッ トに対し て推定した前記光送信機の前記伝達関数又は逆伝達関数の位相特性〇 ( 3 ) を平均化して指数関数表現することで、 前記光送信機の平均化伝達関数又は 平均化逆伝達関数を求める第 2のステップとを備え、 前記第 1のステップに おいて、 前記受信部にて検出した伝送路特性、 及び前記光受信機の仮の伝達 関数のうち少なくとも 1つを補償、 或いは 1つも補償しない前記第 1のデー 夕と、 前記伝送路特性及び前記光受信機の仮の伝達関数のうち前記第 1のデ —夕に対して補償しなかったものを付加した伝送前の第 1の既知信号とを比 較して、 前記光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定することを特徴とす る。
発明の効果
［0010］ 本発明により、 経年劣化又はレーザ周波数の揺らぎによりキヤリブレーシ ヨン時と運用時との間で周波数オフセッ トが変動した場合でも伝送特性の良 好な推定又は補償を行うことができる。
図面の簡単な説明
［001 1］ ［図 1］本発明の実施の形態に係る光伝送特性推定システム及び光伝送特性補償 システムを備える光送受信機を示す図である。
［図 2］本発明の実施の形態に係る光伝送特性推定方法を示すフローチヤートで ある。
［図 3］本発明の実施の形態に係る光受信機の仮の伝達関数を推定するフローチ \¥0 2020/175026 4 卩（：17 2020 /003971
ヤートである。
［図 4］本発明の実施の形態に係る第 1の受信機伝達関数推定部を示す図である
［図 5］本発明の実施の形態に係る送信機伝達関数推定部を示す図である。
［図 6］本発明の実施の形態に係る光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を取得す るフローチヤートである。
［図 7］本発明の実施の形態に係る第 2の受信機伝達関数推定部を示す図である
［図 8］本発明の実施の形態に係る光受信機の真の伝達関数又は逆伝達関数を推 定するフローチヤートである。
［図 9］光受信機の伝達関数の位相特性の影響を説明するための図である。
［図 10］光受信機の伝達関数及び逆伝達関数の一般的な位相特性を示す図であ る。
［図 1 1］複数の周波数オフセッ トに対して推定した光送信機の逆伝達関数の平 均化を説明するための図である。
発明を実施するための形態
［0012］ 本発明の実施の形態に係る光伝送特性推定方法、 光伝送特性補償方法、 光 伝送特性推定システム及び光伝送特性補償システムについて図面を参照して 説明する。 同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、 説明の繰り返し を省略する場合がある。 なお、 以下で使用する 「伝達関数」 という用語は、 装置、 部品、 伝搬路等の伝送特性を表す所定の関数に限定されず、 ある 2地 点間の伝送特性を表す関数、 数式、 回路、 或いは線路等であればどのような ものでもよい。 また、 伝達関数は線形に限らず、 非線形な特性を表す関数等 でもよい。 更に、 「伝送」 と 「伝達」 については、 本発明の範囲内では基本 的に同意として捉える。
［0013］ 図 1は、 本発明の実施の形態に係る光伝送特性推定システム及び光伝送特 性補償システムを備える光送受信機を示す図である。 送信部 1は伝送路 2を 介して光信号を受信部 3に送信する。 伝送路 2は例えば光ファイバと光増幅 器からなる。
[0014] 送信部 1は、 送信信号処理部 4、 既知信号揷入部 5、 送信機補償部 6、 及 び光送信機 7を備える。 送信信号処理部 4と既知信号揷入部 5と送信機補償 部 6の一部又は全部は、 例えば AS 丨 C （Application Specific Integrated Circuit） 又は F PGA （Field-Programmable Gate Array） 等のハードウエ アで構成できる。 また、 これらの一部又は全部は、 C P U （Central Process ing Unit） 等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行すること により機能するソフトウエでも構成できる。
[0015] 既知信号揷入部 5は、 送信信号処理部 4が生成した X I レーン （第 1 レー ン） 、 XQレーン （第 2レーン） 、 Y I レーン （第 3レーン） 、 YQレーン （第 4レーン） の変調対象信号系列に、 それぞれ既知信号の系列を揷入する 。 既知信号の系列は送信部 1 と受信部 3との間で共有されている。 既知信号 は、 所定のビッ ト又はシンボルで構成できるが、 例えば 2000シンボル程 度の信号系列で構成される。 既知信号の系列の長さは、 最低限、 算出する F I Rフィルタ長より長いことが求められる。
[0016] 送信信号処理部 4は、 送信データ系列に基づいてフレームデータを生成す る。 フレームデータは、 光送信機 7において変調処理を施すための信号系列 （変調対象信号系列） である。 送信信号処理部 4は、 既知信号系列が挿入さ れたフレームデータを送信機補償部 6に送信する。
[0017] 送信機補償部 6は、 光送信機 7の伝達関数の推定結果を後述する受信部 3 の送信機伝達関数推定部 8から取得する。 送信機補償部 6は、 その推定結果 に基づいて光送信機 7の X 丨 レーン、 XQレーン、 Y 丨 レーン、 及び YQレ —ンの伝達関数と、 そのレーン間差を補償する。 送信機補償部 6は、 例えば F I R （Finite Impulse Response） フィルタ等のデジタルフィルタにより構 成できるが、 アナログフィルタ等により構成してもよい。 また、 送信機補償 部 6は、 個別に 4レーン間の遅延時間差を保証する機能を持つ機能部を備え てもよい。
[0018] 光送信機 7は、 補償されたフレームデータで直交した直線偏光を変調する ことで、 変調対象信号系列の光信号を生成する。 光送信機 7はドライバアン プ 7 a、 チューナブルレーザ 7 b (信号 T L) 、 90° 合成器 7 c、 及び偏 波合成器 7 dを備える。 ドライバアンプ 7 aは、 補償されたフレームデータ の電気信号を適切な振幅になるように増幅して 90° 合成器 7 cに送信する 。 90° 合成器 7 cは、 マッハツエンダ型ベクトル変調器であり、 チューナ ブルレーザ 7 bから送信された直線偏光の CW (Continuous Wave) 光を直交 した直線偏光に分離し、 それぞれの直線偏光に対してフレームデータで変調 することで、 変調対象信号系列の光信号を生成する。 水平偏波による光信号 と垂直偏波による光信号が、 偏波合成器 7 dで合成され、 伝送路 2を介して 受信部 3に供給される。
[0019] 受信部 3は、 光受信機 9、 データバッファ 1 0、 受信機補償部 1 1、 受信 信号処理部 1 2、 第 1及び第 2の受信機伝達関数推定部 1 3, 1 4、 及び送 信機伝達関数推定部 8を備える。 第 1及び第 2の受信機伝達関数推定部 1 3 , 1 4及び送信機伝達関数推定部 8が、 光送受信機の光伝送特性を推定する 光伝送特性推定システムを構成する。 この光伝送特性推定システムと送信機 補償部 6及び受信機補償部 1 1が、 光送受信機の光伝送特性を補償する光伝 送特性補償システムを構成する。 なお、 図 1では送信機補償部 6と受信機補 償部 1 1 を個別のブロックで表現しているが、 送信機補償部 6は送信信号処 理部 4の一部であってもよく、 受信機補償部 1 1は受信信号処理部 1 2の一 部であってもよい。
[0020] 光受信機 9は、 偏波分離器 9 a、 レーザモジュール 9 b (局発 L D) 、 偏 波ダイバーシティ 90° ハイブリッ ド 9 c、 フォトダイオード (PD: Photo Diode) (図示せず) 、 T I A 9 d (Trans impedance Amplifier) 、 及び A/ D変換器 9 eを備える。
[0021] レーザモジュール 9匕は、 直線偏光の CW光を偏波ダイパーシティ 90° ハイプリッ ド 9 cに送る。 偏波ダイパーシティ 90° ハイプリッ ド 9 cは受 信した光信号と CW光を干渉させる。 フォトダイオードがそれを光電変換す る。 T 丨 A9 dがその電流信号を電圧信号に変換する。 A/D変換器 9 eが \¥02020/175026 7 卩（：171?2020/003971
その電圧信号を /口変換する。 これらにより、 受信した光信号をベースバ ンドのデジタル信号に変換する。
[0022] 光受信機 9の /〇変換器 9
Figure imgf000009_0001
データバッファ 1 0、 受信機補償部 1 1
、 受信信号処理部 1 2、 第 1及び第 2の受信機伝達関数推定部 1 3 , 1 4、 及び送信機伝達関数推定部 8の一部又は全部は、 例えば
Figure imgf000009_0002
八等のハードウエアで構成できる。 また、 これらの一部又は全部は、 0 9 11 等のプロセッサが記憶部に記憶されたプログラムを実行することにより機能 するソフトウエでも構成できる。 また、 第 1及び第 2の受信機伝達関数推定 部 1 3 , 1 4及び送信機伝達関数推定部 8は、 光送受信機とは独立した外部 装置、 例えば <3又はそれに相当する装置によって構成することができる。 また、 受信信号処理部 1 2も、 第 1及び第 2の受信機伝達関数推定部 1 3 ,
1 4及び送信機伝達関数推定部 8と同様の機能を有することができ、 それら との共用化も可能である。
[0023] データバッファ 1 0は、 一般的にはメモリ回路 ( [¾八1\/〇 で構成でき、 光 受信機 9で受信した信号を /〇変換したデータを一時的に蓄えておく。 デ —タバッファ 1 0に蓄えられたデータは、 順次的に後段の受信機補償部 1 1 と受信信号処理部 1 2へ送られる。 それらのデータを第 1及び第 2の受信機 伝達関数推定部 1 3 , 1 4及び送信機伝達関数推定部 8が取得することも可 能である。 なお、 データバッファ 1 0を使用せず、 第 1及び第 2の受信機伝 達関数推定部 1 3 , 1 4及び送信機伝達関数推定部 8が /〇変換されたデ —夕をリアルタイムで直接的に取得してもよい。 以後、 データバッファ 1 0 のデジタルデータを用いて説明する全ての例は、 受信データをリアルタイム で直接的に取得する方法も含んでいる。
[0024] 受信機補償部 1 1は、 光受信機 9の伝達関数の推定結果を第 2の受信機伝 達関数推定部 1 4から取得し、 その推定結果に基づいて光受信機 9の X I レ —ン、 乂〇レーン、 丫 丨 レーン、 丫〇レーンの伝達関数とそのレーン間差を 補償する。 受信機補償部 1 1は、 例えば I
Figure imgf000009_0003
フィルタ等のデジタルフィル 夕により構成できる。 また、 受信機補償部 1 1は、 個別に 4レーン間の遅延 時間差を保証する機能を持つ機能部を持っても良い。
[0025] 受信信号処理部 1 2には、 受信機補償部 1 1からデジタル信号が入力され る。 伝送路 2では例えば波長分散、 偏波モード分散、 偏波変動又は非線形光 学効果によって光信号に波形歪が生じる。 受信信号処理部 1 2は伝送路 2に おいて生じた波形歪を補償する。 また、 受信信号処理部 1 2は、 光送信機 7 のチューナブルレーザ 7 bの光の周波数と光受信機 9のレーザモジユール 9 bの局発光の周波数との差を補償する。 更に、 受信信号処理部 1 2は、 光送 信機 7のチユーナブルレーザ 7 bの光の線幅と光受信機 9のレーザモジユー ル 9 bの局発光の線幅とに応じた位相雑音を補償する。
[0026] 第 1の受信機伝達関数推定部 1 3は、 光受信機 9の入力端に、 白色雑音に 相当する A S E (Amp l i f i ed Spontaneous Em i ss i on) 信号を入力した時に受 信部 3が取得したデジタルデータから、 光受信機 9の仮の伝達関数又は逆伝 達関数を推定する。 これにより、 受信部 3のみにおいて光受信機 9の仮の伝 達関数又は逆伝達関数を推定することができる。 A S E信号は光アンプから 発生させることができる。 A S Eのみを出力する場合は、 何も入力しない状 態で光アンプを用いる。 この光アンプは別途用意してもよいが、 伝送路 2の 光アンプを用いることもできる。 A S E信号のスペクトラム (周波数特性) は均一であるため、 それを通すことで周波数特性を取得することができる。 従って、 A S E信号を入力した状態で、 データバッファ 1 0に保存されたデ —夕を、 第 1の受信機伝達関数推定部 1 3が取得することで、 周波数特性を 推定することができる。 これらは、 レーンごとに推定可能である。 第 1の受 信機伝達関数推定部 1 3の構成例は後ほど示す。
[0027] 周波数特性の推定は、 デジタルデータをフーリエ変換することで伝達関数 として得られる。 更に逆伝達関数を求める手法としては、 逆数を計算する他 に、 適応フィルタの解を求める方法がある。 適応フィルタの解を求める方法 として、 一般的にウィナー解を求める方法、 及び、 L M S ( least mean squa re) アルゴリズム又は R L S ( recurs i ve least square) アルゴリズム等に よっても求める方法がある。 ここで、 伝達関数は時間的には比較的変化しな \¥02020/175026 9 卩（：171?2020/003971
いため、 「適応」 は時間的な対応を意味しない。 以降、 「適応」 は、 収束解 を求めるためのフィードバック回路に対する適応を意味することとする。 第 1の受信機伝達関数推定部 1 3の詳細な構成例は後ほど示す。 なお、 上記の 説明では八 3巳信号を使用したが、 八 3巳信号には限定されず、 スペクトラ ムが既知な信号であればどのような試験信号でも使用可能である。
[0028] 送信機伝達関数推定部 8は、 送信部 1から受信部 3に第 1の既知信号を伝 送した時に受信部 3が取得した第 1のデジタルデータと、 受信部 3の光受信 機 9の仮の伝達関数又は逆伝達関数とから、 光送信機 7の伝達関数又は逆伝 達関数を推定する。 具体的には、 第 1のデジタルデータから第 1の既知信号 を抽出し、 そこから検出した伝送路の伝送特性を補償し、 更に、 第 1の受信 機伝達関数推定部 1 3で推定した仮の伝達関数で光受信機 9の伝達特性の補 償を行う。 更に、 適応フィルタ等のデジタルフィルタを用いて光送信機 7の 伝達関数を推定する。 適応フィルタは、 例えば !_ IV! 3アルゴリズムに基づく フィルタ又は IV! 3アルゴリズムに基づくフィルタである。 即ち、 送信機伝 達関数推定部 8は、 光送信機 7の伝達関数の影響が残る第 1の既知信号をデ ジタルフィルタに入力して元の第 1の既知信号、 即ち伝送前の第 1の既知信 号との間の誤差を最小にするように収束させた際のデジタルフィルタのフィ ルタ係数として光送信機 7の伝達関数又は逆伝達関数を推定する。 そして、 後述のように、 複数の周波数オフセッ トに対して推定した光送信機 7の伝達 関数又は逆伝達関数或いはその位相特性を平均化して光送信機 7の平均化伝 達関数又は平均化逆伝達関数を求める。
[0029] 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4は、 光送信機 7の平均化伝達関数又は平 均化逆伝達関数を用いて光送信機 7の伝達特性を補償した送信部 1から受信 部 3に第 2の既知信号を伝送した時に受信部 3が取得した第 2のデジタルデ —夕と、 推定した光送信機 7の伝達関数又は逆伝達関数とから、 光受信機 9 の真の伝達関数又は逆伝達関数を推定する。 推定方法としては、 例えば適応 フィルタ等のデジタルフィルタを用いて光受信機 9の逆伝達関数を推定する 。 適応フィルタは、 例えば アルゴリズムに基づくフィルタ又は 3 \¥0 2020/175026 10 卩（：171? 2020 /003971
アルゴリズムに基づくフィルタである。 この場合もレーンごとに推定可能で ある。 即ち、 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4は、 第 2の既知信号をデジタ ルフィルタに入力し、 このデジタルフィルタの出力と、 伝送路特性を伝送前 の第 2の既知信号に付加した信号との間の誤差を最小にするように収束させ た際のデジタルフィルタのフィルタ係数として光受信機 9の伝達関数又は逆 伝達関数を推定する。
[0030] 続いて、 本実施の形態に係る光伝送特性推定システムが光送受信機の光伝 送特性を推定する方法について図面を用いて説明する。 図 2は、 本発明の実 施の形態に係る光伝送特性推定方法を示すフローチヤートである。 まず、 第 1の受信機伝達関数推定部 1 3にて、 光受信機 9の仮の伝達関数又は逆伝達 関数を推定する （ステップ 3 1） 。 次に、 送信機伝達関数推定部 8にて、 光 送信機 7の伝達関数又は逆伝達関数を推定する （ステップ 3 2） 。 次に、 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4にて、 光受信機 9の真の伝達関数又は逆伝達 関数を推定する （ステップ 3 3） 。
[0031 ] 続いて、 それぞれのステップの詳細な動作について説明する。 図 3は、 本 発明の実施の形態に係る光受信機の仮の伝達関数を推定するフローチヤート である。 まず、 光受信機 9の入力にスペクトラムが均一である八3巳信号を 挿入する （ステップ 3 1 0 1） 。 八 3巳信号を通すことで周波数特性を取得 することができる。 次に、 八 3巳信号を入力した状態で、 データバッファ 1 0が受信データを取得する （ステップ 3 1 0 2） 。 次に、 第 1の受信機伝達 関数推定部 1 3がデータバッファ 1 0からデジタルデータを取得して 丁 （高速フーリエ変換） 処理し、 仮の伝達関数を取得する （ステップ 3 1 0 3 ） 。 八 3巳信号は固定的な位相特性を有しないため、 算出された仮の伝達関 数は光受信機 9の伝達関数のうち振幅特性部分 （伝達関数の絶対値に相当） のみとなる。
[0032] 次に、 取得した仮の伝達関数から仮の逆伝達関数を計算する （ステップ 3
1 0 4） 。 次に、 計算した仮の逆伝達関数を受信機補償部 1 1 に設定する （ ステップ 3 1 0 5） 。 なお、 計算した逆伝達関数は、 伝達関数の推定時では 必ずしも受信機補償部 1 1 に設定する必要はないが、 後に説明する送信機伝 達関数推定部 8において光送信機の伝達関数を推定する計算に使用される。
[0033] 図 4は、 本発明の実施の形態に係る第 1の受信機伝達関数推定部を示す図 である。 第 1の受信機伝達関数推定部 1 3は、 X偏波の受信信号と Y偏波の 受信信号をそれぞれ F F T処理する F F Tと、 それらの出力をそれぞれ 1 / 伝達関数処理して逆伝達関数を計算する回路とを備える。 なお、 X偏波の受 信信号を X I + j XQ、 Y偏波の受信信号を Y 丨 + j YQとしているが、 X I と XQの間、 及び Y 丨 と YQの間に遅延差が無い場合を想定している。 遅 延差がある場合は、 X I、 XQ、 丫 丨、 YQを個別にフーリエ変換及び 1 / 伝達関数処理することが可能である。 なお、 フーリエ変換できれば F F T処 理に限定する必要はなく、 その他の方法でもよい。 以降の 「F F T」 の表記 はフーリエ変換の機能を意味する。
[0034] データバッファ 1 0にて取得したデジタルデータは、 時間領域のデータの ため、 X偏波及び Y偏波のレーンで、 それぞれ F F T処理によって周波数領 域のデータに変換される。
[0035] [数 1]
XR(k) = FFT[xR(n)] = YxR (
XR (n) はデータバッファ 1 0にて取得したデジタルデータ、 XR (k) は F F T処理したデータである。 F F RiD F T (Discrete Furrier Transfer ) の高速処理を意味する。 なお、 連続信号に対する一般的な F F T処理では 、 有限のデータ数 N毎に行うが、 隣接する処理との間でデータを才ーバーラ ップして処理することは言うまでもない (才ーバーラップ Ad d、 才ーバー ラップ S a V e等の方法がある) 。 以降の F F T処理においても同様である 。 (k) の絶対値は振幅情報を示し、 これを仮の伝達関数として得る。 そ の逆数を計算することで仮の逆伝達関数を得ることができる。 この逆伝達関 数は受信機補償部 1 1 に設定することができる。 また、 逆伝達関数は光送信 機 7の伝達関数を推定する際にも使用される。 この場合は、 必ずしも仮の伝 達関数の逆伝達関数を受信機補償部 1 1 に設定する必要はない。 また、 第 1 の受信機伝達関数推定部 1 3は、 特許文献 1の図 9に示すように適応フィル 夕を使用することによっても構成できる。 この場合、 第 1の受信機伝達関数 推定部 1 3は、 光受信機 9の入力端にスペクトラムが既知な試験信号を入力 した時に光受信機 9が出力するデータをフーリエ変換することで光受信機 9 の仮の伝達関数を推定し、 任意波形信号に光受信機 9の仮の伝達関数を乗じ て適応フィルタに入力し、 この適応フィルタ （デジタルフィルタ） の出力と 元の任意波形信号との二乗誤差を最小にするように収束させた際の適応フィ ルタを構成する F I Rフィルタのフィルタ係数として光受信機 9の仮の逆伝 達関数の時間応答を求める。 このフィルタ係数或いは時間応答のフーリエ変 換が光受信機 9の仮の逆伝達関数となる。
[0036] 図 5は、 本発明の実施の形態に係る送信機伝達関数推定部を示す図である 。 送信機伝達関数推定部 8は、 既知信号同期部 8 a、 種々の伝送特性補償部 8 b、 受信機補償部 8 c、 及び F 丨 Rフィルタ 8 d及び二乗誤差最小化部 8 eを有する適応フィルタと、 平均化回路 8 f を備える。 種々の伝送特性補償 部 8 bは、 波長分散補償、 周波数オフセッ ト補償、 偏波分散 ·偏波回転補償 、 クロック位相補償、 位相雑音補償等の伝送時の歪を補償する種々の補償回 路を含む。 なお、 既知信号同期部 8 aは、 デジタルデータから既知信号を抽 出する機能を有し、 抽出した既知信号の状態から後段の種々の伝送特性補償 に設定する補償データを各種推定ブロックにて推定する。 即ち、 光送信機 7 の伝達関数又は逆伝達関数の推定は伝送路 2の伝送特性を推定する処理を含 む。 なお、 受信機補償部 8 cは種々の伝送特性補償部 8 bの前段に配置する ことも可能である。
[0037] 波長分散補償部は既知信号同期部 8 aの前段に配置することも可能である 。 種々の伝送特性補償部の各補償部の順番は入れ替え可能である。 また、 偏 波分散 ·偏波回転補償の （ 1 T A P 2 X 2 M I M O （Mu lt i Input Mu lt i 0 utput） ） の意味は、 フィルタのタップ数を 1 にして、 光送受信機の帯域特性 をこのブロックで補償せず、 偏波回転のみ行うことを示している （一般的な \¥02020/175026 13 卩（：171?2020/003971
複数タップの 2 X 2 1^ I 1\/1〇フィルタでは帯域についても補償する。 ） 。
[0038] また、 送信機伝達関数推定部 8は、 図 4の第 1の受信機伝達関数推定部 1
3と同様に、 X偏波及び丫偏波のそれぞれについて複素べクトル信号として 処理しているが、 X I、 乂〇、 丫 丨、 及び丫〇のそれぞれのレーンについて 独立的に処理することも可能である。 この場合、 レーン間の遅延差について も抽出及び補償することが可能となる。 X偏波について複素べクトル信号と して処理することは、 X 丨 と乂〇との間の遅延差
Figure imgf000015_0001
をゼロとみなして いる。 遅延差が無視できない場合はレーン毎に伝達関数の抽出及び補償を行 う必要がある。 丫偏波についても同様である。
[0039] 図 6は、 本発明の実施の形態に係る光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を 取得するフローチヤートである。 まず、 送信信号処理部 4の入力に既知信号 を入力し、 光送信機 7から光変調信号を送信する （ステップ 3 2 0 1） 。 こ の時、 送信機補償部 6はバイパスする。 なお、 送信機補償部 6は受信機補償 部 1 1 と同じ構成を取ることができる。 次に、 受信側においてデータパッフ ァ 1 〇で受信データが取得される （ステップ 3 2 0 2） 。 次に、 送信機伝達 関数推定部 8は、 データバッファ 1 0からデジタルデータを取得する （ステ ップ 3 2 0 3） 。 既知信号同期部 8 3は、 取得したデジタルデータから既知 信号を抽出する。 抽出した既知信号に対して、 種々の伝送特性の補償及び光 受信機補償が行われる。 種々の伝送特性の補償は、 周波数オフセッ ト補償、 波長分散補償、 偏波分散補償等の伝送路特性の補償を含む。 光受信機補償は 、 ステップ 3 1で推定した光受信機 9の仮の逆伝達関数を用いて行う。 図 5 ではデータバッファ 1 0の後段で受信機補償部 1 1 において仮の逆伝達関数 で補償する構成が示されているが、 この補償は上述の送信機伝達関数推定部 8の処理には特に必要ない。
[0040] 次に、 適応フィルタを用いて光送信機の伝達関数を推定する。 適応フィル 夕は、 最適化アルゴリズムに従ってその伝達関数を自己適応させるフィルタ である。 種々の伝送特性の補償及び光受信機補償が処理された既知信号には 、 光送信機 7の伝達関数の影響が残されている。 従って、 その信号に、 その \¥02020/175026 14 卩（：171?2020/003971
逆特性を設定した I
Figure imgf000016_0001
フィルタ 8 を適応フィルタとして適用し、 その出 力と伝送前の既知信号との差分の二乗が最小になるように再び逆特性を修正 する。 この処理によって、 適応フィルタを構成する I
Figure imgf000016_0002
フィルタ 8〇1のフ ィルタ係数を、 逆伝達関数の時間応答として求めることができる。 この逆伝 達関数を求める手法は、 一般的に下記に示すウィナー解又は 1_ IV! 3アルゴリ ズムとして知られている。
[0041 ] [数 2]
Figure imgf000016_0003
ここで、 3 ( n ) は伝送前の既知信号、 V ( |^ ) は適応フィルタの出力、 ㊀ ( 11 ) は 3 ( 11 ) と V ( |^ ) の差、 ( 11 ) は、 適応フィルタの時間応答で ある。
[0042] 上記の例では、 適応等化の回路によって光送信機 7の逆伝達関数を直接求 めることができるため、 ステップ 3 2 0 3とステップ 3 2 0 4は一体として 処理できる。 _方、 _度光送信機 7の伝達関数が求められる場合は逆伝達関 数を計算する (ステップ 3 2 0 4 ) 。
[0043] 開始時点では光送信機 7のチューナブルレーザ 7匕の波長は当初設計時の 周波数 3 に合わせられている。 次に、 光送信機 7のチューナブルレーザ 7 匕の波長を変更して周波数シフトを発生させ、 現状と異なる周波数オフセッ 卜を設定する (ステップ 3 2 0 5 ) 。 ここで、 周波数オフセッ トとは、 光送 信機 7内の信号丁 1_の周波数と光受信機 9内の局発 1_ 0の周波数の差である
[0044] 現状と異なる周波数オフセッ トを設定した状態で再びステップ 3 2 0 2〜 ステップ 3 2 0 4を実施する。 再びステップ 3 2 0 5でチューナブルレーザ 7匕の波長を変更し、 同様にステップ 3 2 0 2〜ステップ 2 0 4を繰り返す 。 このように送受間の複数の周波数オフセッ トに対して光送信機 7の逆伝達 関数を計算する。 上述の動作を IV!回繰り返すことで、 IV!個の異なる周波数に \¥02020/175026 15 卩（：171?2020/003971
おける逆伝達関数を推定できる。
[0045] 予め決めた IV!個の周波数オフセッ トに対して光送信機の逆伝達関数が計算 されたら、 平均化回路 8チがそれらの平均値を計算する （ステップ 3 2 0 6 ） 。 この平均値を光送信機 7の逆伝達関数の推定値 （平均化逆伝達関数） と し、 送信機補償部 6に設定する （ステップ 3 2 0 7） 。 設定方法は、 ステッ プ3 1 0 5で示した方法と同じである。 この時、 前述したように、 X I、 X 〇、 丫 丨、 及び丫〇のそれぞれのレーンについて独立的に処理することも可 能である。 この場合、 レーン間の遅延差についても抽出及び補償することが 可能となる。 なお、 本実施の形態では、 光送信機 7の逆伝達関数の時間応答 が 丨
Figure imgf000017_0001
フィルタ 8 へ設定するフィルタ係数として求められるため、 その フィルタ係数の平均化が行われる。 フィルタ係数は、 逆伝達関数の時間応答 であるが、 周波数応答の平均化の時間応答 （逆フーリエ変換の関係） は、 時 間応答の平均化に等しいことは周知の事実である。 逆 （時間応答の平均化の 周波数応答 （フーリエ変換の関係） ） も真である。 従って、 周波数応答を平 均化し、 それを逆フーリエ変換して時間応答を求めてもよい。
[0046] また、 上述した送信機伝達関数推定部 8の動作では、 抽出した既知信号に 対して、 種々の伝送特性の補償及び光受信機補償が行われ、 更に伝送前の既 知信号と比較されて光送信機の伝達関数が推定される。 即ち、 抽出した既知 信号から光送信機の伝達関数を推定するには、 何等かの方法で種々の伝送特 性 （伝送路特性） 、 光受信機の伝達関数、 及び伝送前の既知信号の影響を除 くことができればよい。 例えば、 伝送前の既知信号に伝送路特性及び光受信 機の伝達関数を付加したものと、 抽出した既知信号と比較することでも、 光 送信機の伝達関数は推定できる。
[0047] これは次に説明する第 2の受信機伝達関数推定部 1 4で、 光受信機の真の 伝達関数を求める場合においても同様のことが言える。 即ち、 抽出した既知 信号から光受信機の伝達関数を推定するには、 何等かの方法で、 光送信機の 伝達関数、 種々の伝送特性 （伝送路特性） 、 及び伝送前の既知信号の影響を 除くことができればよい。 次に示す例では、 光送信機の伝達関数を補償した \¥02020/175026 16 卩（：171?2020/003971
既知信号と、 伝送前の既知信号に伝送路特性付加したものとを比較して、 光 受信機の伝達関数を推定している。 また、 光送信機の伝達関数を補償した既 知信号に対して、 伝送路特性を補償し、 それと伝送前の既知信号とを比較し ても、 光受信機の伝達関数は推定できる。
[0048] また、 一般的に、 「補償」 は、 伝達関数を除算する又は逆伝達関数を乗算 することで行うことができることは当業者にとって自明であるが、 本明細書 では、 「伝達関数の補償」 と 「伝達関数の影響を除く」 の一手段として使用 している。 更に、 本明細書において、 用語 「伝送特性」 は用語 「伝達関数」 と同義である。
[0049] 図 7は、 本発明の実施の形態に係る第 2の受信機伝達関数推定部を示す図 である。 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4は、 既知信号同期部 1 4 3、 波長 分散補償、 周波数オフセッ ト補償、 偏波分散 ·偏波回転付加、 クロック位相 付加、 位相雑音付加等の伝送時の歪を模擬する回路 1 4 、 適応等化用の | フィルタ 1 4〇、 二乗誤差最小化回路 1 4 を有する。 既知信号同期部 1 4 3は、 デジタルデータから既知信号を抽出する機能を有し、 抽出した既 知信号の状態から後段の歪を模擬する回路に設定する付加データを各種推定 ブロックにて推定する。 即ち、 光受信機 9の伝達関数又は逆伝達関数の推定 は伝送路 2の伝送特性を推定する処理を含む。 なお、 波長分散補償、 周波数 オフセッ ト補償、 偏波分散 ·偏波回転付加、 クロック位相付加、 位相雑音付 加等の伝送時の歪を模擬する回路 1 4 の順番は入れ替え可能である。
[0050] 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4では、 第 1の受信機伝達関数推定部 1 3 の場合と同様に、 X偏波及び丫偏波のそれぞれについて複素べクトル信号と して処理しているが、 X I、 乂〇、 丫 丨、 及び丫〇のそれぞれのレーンにつ いて独立的に処理することも可能である。 この場合、 レーン間の遅延差につ いても抽出及び補償することが可能となる。 X偏波について複素べクトル信 号として処理することは、 X 丨 と乂〇との間の遅延差をゼロとみなしている 。 遅延差が無視できない場合は、 レーン毎に伝達関数の抽出及び補償を行う 必要がある。 丫偏波についても同様である。 \¥02020/175026 17 卩（：171?2020/003971
[0051 ] 図 8は、 本発明の実施の形態に係る光受信機の真の伝達関数又は逆伝達関 数を推定するフローチヤートである。 まず、 送信信号処理部 4の入力に既知 信号を入力し、 送信部 1の光送信機 7から受信部 3に光変調信号を伝送する ( 3 3 0 1 ) 。 この時、 上述した送信機伝達関数推定部 8で推定した光送信 機 7の平均化逆伝達関数を送信機補償部 6に設定して、 光送信機 7の伝送特 性を補償する。 なお、 送信機補償部 6は受信機補償部 1 1 と同じ構成を取る ことができる。
[0052] 次に、 受信部 3においてデータバッファ 1 0で受信データが取得される ( ステップ 3 3 0 2 ) 。 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4は、 データバッファ 1 0からデジタルデータを取得する (ステップ 3 3 0 3 ) 。 既知信号同期部 1 4 8は、 取得したデジタルデータから既知信号を抽出する。 抽出した既知 信号は、 適応フィルタとしての I
Figure imgf000019_0001
フィルタ 1 4〇に供給される。 一方、 伝送前の既知信号に対して、 伝送路歪として推定される波長分散、 周波数才 フセッ ト、 偏波分散 ·偏波回転、 クロック位相、 位相雑音が付加され、 適応 フィルタの出力と比較される。 波長分散、 周波数オフセッ ト、 偏波分散 ·偏 波回転、 クロック位相、 位相雑音の付加量は、 既知信号の状態から種々の推 定ブロックにて推定される。
[0053] ここで、 適応フィルタの出力において、 光送信機 7の伝達関数は送信機補 償部 6で補償されているとみなされる。 光受信機 9の伝達関数が適応フィル 夕によって補償されれば、 適応フィルタの出力は伝送路歪の影響のみ受ける 。 この信号が、 伝送路歪が付加された既知信号と比較され、 その差分 (二乗 誤差) が最小化されることで、 適応フィルタである I
Figure imgf000019_0002
フィルタ 1 4〇の フィルタ係数を光受信機 9の逆伝達関数の時間応答として求めることができ る。 この逆伝達関数を求める手法は、 一般的に下記に示すウィナー解又は!_ IV! 3アルゴリズムとして知られている。
[0054] [数 3]
Figure imgf000019_0003
\¥0 2020/175026 18 卩（：171? 2020 /003971
ここで、 （n） は伝送路歪が付加された既知信号、 V （n） は適応フィル 夕の出力、 ㊀ （11） は〇1 （11） とソ （11） の差、 （11） は適応フィルタの 時間応答である。
［0055］ 上記の例では、 適応等化の回路によって、 光送信機 7の真の逆伝達関数を 直接求めることができたため、 ステップ 3 3 0 3とステップ 3 3 0 4は一体 として処理できる。 一方、 光受信機 9の真の伝達関数が求められる場合は、 その伝達関数から真の逆伝達関数を計算する （ステップ 3 3 0 4） 。
［0056］ 次に、 推定された光受信機 9の真の逆伝達関数を受信機補償部 1 1 に設定 する （ステップ 3 3 0 5） 。 設定方法は、 ステップ 3 1 0 5で示した方法と 同じである。 この時、 前述したように、 X I、 乂〇、 丫 丨、 及び丫〇のそれ それのレーンについて独立的に処理することも可能である。 この場合、 レー ン間の遅延差についても抽出及び補償することが可能となる。 以上より、 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4によって光受信機 9の真の伝達関数又は逆伝 達関数を求めることができる。
［0057］ 続いて、 本実施の形態に係る光送受信機の動作を式を用いて説明する。 以 下の式においては、 周波数を示す変数を “3” とし、 各種信号と伝達関数を の関数として表す。
［0058］ 一般に、 光送信機 7の伝達関数丁乂 （3） と光受信機
Figure imgf000020_0001
（
3） は、 以下に示すように振幅成分 （伝達関数の絶対値） と位相成分 （指数 関数表示） の積で表される。
Figure imgf000020_0002
8 X （3） = 乂 ） | - 6 ^ ［」 0［^ （3） ］
ここで、 丨 ［¾乂 （3） 丨
Figure imgf000020_0003
巳信号を入力して得られる光受信機 9の仮の 伝達関数 8乂_八3巳 （3） に相当する。
Figure imgf000020_0004
（3） は光送信機 7の伝達関 数の位相特性、
Figure imgf000020_0005
（3） は光受信機 9の伝達関数の位相特性である。 “八 ” は累乗を表す。
［0059］ 位相成分は位相特性を用いて以下の三角関数を用いた式で表すこともでき る。 \¥02020/175026 19 卩（：171?2020/003971
Figure imgf000021_0001
6 ^ [」 0[^ ) ] =003 ( ) ) 十」 · 3 I ( ) )
[0060] 送信機伝達関数推定部 8で推定した光送信機 7の伝達関数を 6丁乂 (3)
、 第 1の受信機伝達関数推定部 1 3で推定した光受信機 9の仮の伝達関数を 68X1 (3) , 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4で推定した光受信機 9の 真の伝達関数を㊀ 8X2 (3) でそれぞれ表す。 光送信機 7内の信号丁 !_ 7 匕の周波数を 37 光受信機 9内の局発！- 09匕の周波数を
Figure imgf000021_0002
それらの 間の周波数オフセ
Figure imgf000021_0003
。でそれそれ表す。
[0061] ここで、 既知信号揷入部 5から入力される既知信号の系列を、 周波数領域 の信号◦ (3) で表す。 既知信号◦ (3) が光送信機 7に入力されると、 信 号丁 !_ (周波数
Figure imgf000021_0004
が既知信号◦ (3) によって変調され、 変調信号◦ (
5 51^) として光送信機 7から出力される。 また、 変調信号◦ (5 + 5丁＞(
) が光受信機 9に入力され復調されると、 復調信号◦
Figure imgf000021_0005
が 出力される。 周波数オフセッ ト 3 一 3 =八 3。が存在する場合、 復調信号 〇
Figure imgf000021_0006
は◦ (3 +八3〇) で表される。 また、 光送信機 7の伝 達関数は丁乂 (3 + 3^) で表される。 なお、 伝送路 2における伝送特性は 、 送信機伝達関数推定部 8及び第 2の受信機伝達関数推定部 1 4で補償され るため、 以下の動作説明では省略する。
[0062] 既知信号◦ (3) を送信機補償部 6に入力した時の光送信機 7の出力信号 は◦ (5 + 5·^) 丁乂 (5 + 5·^) で表される。 送信機補償部 6はバイパ スされ、 既知信号は光送信機 7の伝達関数の影響を受ける。 光送信機 7の出 力信号は伝送路 2を通って光受信機 9に入力される。 光受信機 9の出力信号 は下式で表される。 この時、 光送信機 7の出力信号は送受間の周波数オフセ ッ ト ^3。と、 光受信機 9の伝達関数 [¾乂 (3) の影響を受ける。
Figure imgf000021_0007
3〇) 丁 X +△ 3〇) 1X (3)
[0063] 光受信機 9の出力信号は、 データバッファ 1 0を介して、 送信機伝達関数 推定部 8に入力される。 送信機伝達関数推定部 8では、 光受信機 9の出力信 \¥0 2020/175026 20 卩（：171? 2020 /003971
号から既知信号◦ （3） を抽出し、 種々の伝送特性の補償を行う。 この際に 周波数オフセッ ト ^ 3。を検出し、 それを用いて周波数オフセッ ト補償 （3 ®
Figure imgf000022_0001
を行う。 周波数オフセッ ト補償を行った後の信号は◦ （3） 丁
X （ £） - [¾乂 （3 —△3。） で表される。
[0064] 次に、 周波数オフセッ ト補償された既知信号から、 光送信機 7の伝達関数 が推定される。 具体的には、 適応フィルタが適用され、 光送信機 7の伝達関 数の逆関数が時間応答として直接求められる。 この方法は以下の方法と等価 である。 即ち、 周波数オフセッ ト補償を行った後の信号を参照信号である既 知信号◦ （3） で除して、 その結果に対して光受信機 9の補償を行うことで 光送信機 7の伝達関数を推定できる。 参照信号である既知信号とは、 伝送前 の既知信号を示す。 その逆数を計算することで、 光送信機 7の逆伝達関数を 求めることができる。 なお、 光受信機 9の補償は、 事前に周波数オフセッ ト 補償を施した光受信機
Figure imgf000022_0002
（3 _八3〇） を用ぃ て行われるため、 光送信機 7の伝達関数の推定値は以下となる。
Figure imgf000022_0005
=丁乂 ） - ^ - ^〇） ]
光送信機 7の逆伝達関数の推定値は 6丁乂 （3） （- 1） = { I X （3）
' 6
Figure imgf000022_0003
] } （— 1） となる。 推定された光送信機 7 の伝達関数と逆伝達関数は光受信機
Figure imgf000022_0004
（ 3 _△ 3 0 ） を含む。
[0065] 次に、 光送信機 7内のチューナブルレーザ 7匕の波長を変えることでその 周波数を 3丁 に変更する。 この時の送受間の周波数オフセッ トを 3丁 _ £ R X =△s 1と定義する。 この状態でステップ 3 2 0 2 ~ 3 2 0 4を実行すると 、 下式のように、 周波数オフセッ ト△ 3 !における光送信機 7の逆伝達関数が 求まる。 \¥02020/175026 21 卩（：171?2020/003971
{丁 X ) - [」 -△ 3】) ] } (- 1 )
[0066] 更に、 光送信機 7内のチューナブルレーザ 7匕の波長を変えて周波数オフ セッ ト△ 32〜八 3 M-1に対する光送信機 7の伝達関数を求めると以下のよう になる。
{丁乂 ) - -八 ) ] } (- 1 )
Figure imgf000023_0001
[0067] IV!個の周波数オフセッ ト八31〜△sM-1に対する光送信機 7の逆伝達関数 の平均化は下式で表される。
(1 /IV!) { {IX (5) - -八 ) ] } (- 1 ) -
Figure imgf000023_0007
[0068] 上式の
Figure imgf000023_0002
{ 6 " [」 0[^ (3—△5。) ] } (― 1 ) + {
6 [」 0[^ (5 -八5^/：_1) ] } (- 1 ) } は、 複数の周波数オフセッ ト に対する光受信機 9の逆伝達関数の位相成分の平均値であり、 これを
Figure imgf000023_0003
[
Figure imgf000023_0004
( ) ] ( _ 1 ) と定義する。
[0069] (3) は、 複数の逆伝達関数の位相成分 {ø
Figure imgf000023_0005
(3) ]
} (- 1 ) を平均化して求められる位相特性を示す関数である。 これは、 複数の伝達関数の位相成分㊀ [」 0^ (3) ] を平均化して求められる位 相特性を示す関数とは厳密には異なる。 しかし、 後で説明するように、 位相 成分について、 複数の逆伝達関数の代わりに複数の伝達関数を平均化して逆 伝達関数を求める方法でも、 近い効果を得ることが可能であり、 それも本発 明の技術的思想の範囲内である。 また、 複数の逆伝達関数の位相成分 {6
(3) ] } (- 1 ) 又は複数の伝達関数の位相成分㊀ [ ] 0^ (3) ] を平均化したものに対して、 位相特性
Figure imgf000023_0006
(3) を平均化した後で 指数関数表現したものは厳密には異なるが、 近い効果を得ることが可能であ り、 これも本発明の技術的思想の範囲内である。 \¥02020/175026 22 卩(：171?2020/003971
[0070] 送信機伝達関数推定部 8の出力である光送信機 7の逆伝達関数の平均値は 下式で表される。
1X (3) ^ (- 1 ) - ｛ø ^ [ ] (3) ド｝ (- 1 ) = ｛丁乂 (
£ ) - 6 ^ [」 0(^八\/ 3) ] ｝ ^ (- 1 )
[0071] なお、 図 5に示す送信機伝達関数推定部 8では、 適応フィルタを構成する
I フィルタのフィルタ係数が、 逆伝達関数の時間応答として求められた 。 従って、 これを平均することでも、 光送信機 7の逆伝達関数の平均値をそ の時間応答として求めることができる。 これは、 時間応答の平均化と周波数 応答の平均化はフーリエ変換又は逆フーリエ変換の関係にあることから自明 である。
[0072] 上述したように、 ステップ 32では、 複数の周波数オフセッ トに対してそ れぞれ推定した光送信機 7の伝達関数又は逆伝達関数を平均化する。 推定し た光送信機 7の伝達関数には、 実際の光送信機 7の伝達関数丁乂 (3) が含 まれている。 ただし、 上記の場合、 この伝達関数丁乂 (3) は複数の周波数 オフセッ トに対して変わらない (平均しても同じ) ため、 光受信機 9の伝達 関数の位相成分の平均化を選択的に行うことができる。 これは、 逆伝達関数 又は位相特性に対しても同様である。
[0073] 光受信機 9の真の伝達関数を求めるステップ 33では、 送信機補償部 6に ステップ 32で推定した光送信機 7の平均化逆伝達関数を設定し、 第 2の既 知信号 02 (3) を送信機補償部 6に入力する。 第 2の既知信号 02 (3) は、 ステップ 32で使用した既知信号と同じものでも異なるものでもよいが 、 ここでは便宜上 02 (3) として区別する。 既知信号 02 (3) を送信機 補償部 6に入力した時の光送信機 7の出力信号は下式で表される。
02 (3 + 3^) - 丁乂 + ) ] ^ (- 1 ) IX (3 + 3^)
Figure imgf000024_0001
\¥02020/175026 23 卩（：171?2020/003971
[0074] 上記の光送信機 7の出力信号は、 伝送路 2を通って光受信機 9に入力され る。 この時、 送受間の周波数オフセッ ト
Figure imgf000025_0001
により、 光受 信機 9の出力信号は下式で表される。
Figure imgf000025_0002
- 1 ) 1X (3)
= 02 (3+八30) - { +^〇) ] } (
- 1 ) . 乂 ) | - 6 ^ [」 ＞( (3) ]
[0075] 光受信機 9の出力信号は、 データバッファ 1 0を介して第 2の受信機伝達 関数推定部 1 4に入力される。 第 2の受信機伝達関数推定部 1 4では、 光受 信機 9の出力信号から第 2の既知信号 02 (3) を抽出し適応フィルタに入 力する。 また、 第 2の既知信号 02 (5) に対しても伝送路歪みとして推定 される種々の伝送特性を付加されるが、 ここでは周波数オフセッ ト以外は補 償されていることとして説明を省略する。
[0076] この時、 周波数オフセッ ト△ 3〇が検出され、 第 2の既知信号 02 (3) に 事前に周波数オフセッ ト△ 3〇が付加される (3®3 +八 3〇) 。 周波数オフ セッ ト△ 3〇が付加された第 2の既知信号は◦ 2 (3 +八 30) で表される。
[0077] 次に、 適応フィルタが適用され、 光受信機 9の真の伝達関数の逆関数が直 接求められる。 この方法は、 光受信機 9の出力信号から抽出した第 2の既知 信号を、 周波数オフセッ トを付加した参照信号としての第 2の既知信号で除 することと等価である。 参照信号としての第 2の既知信号とは、 伝送前の第 2の既知信号を示す。 従って、 光受信機 9の真の伝達関数は下式で表される 〇
〇 2 (5+八5〇) - { 6 " [」 ＞(/^巳 (3+八50) ] } (— 1 ) - |
8X (3) | - 6 ^ [」 0|^ (3) ] /〇 2 (3 +八 30)
Figure imgf000025_0003
I - © ^ [」 0 ( 3 ) ]
Figure imgf000025_0004
光受信機 9の真の逆伝達関数は伝達関数の逆数で求まるため、 { | [¾乂 (3 \¥02020/175026 24 卩（：171? 2020 /003971
) I - ㊀ 」 [0(^ (3)
Figure imgf000026_0001
(3 +八5〇) ] } (— 1 ) となる。
[0078] 上述したキャリブレーションの結果、 光送信機 7の逆伝達関数 {IX (3
) 6 ^ ] 中 (3) ] } ^ (- 1 ) と光受信機 9の真の逆伝達関数 {
Figure imgf000026_0002
) が求められた。 これらは、 光通信の運用時においてそれぞれ送信機補償部 6と受信機補償部 1 1 に設定される。
[0079] 続いて、 光通信の運用時における動作について説明する。 上述したキャリ ブレーション実行時では、 光送信機 7のチューナブルレーザ 7匕の周波数は £ 光受信機 9のレーザモジュール 9 の周波数は 5 [^、 送受間の周波数 オフセッ
Figure imgf000026_0003
— 3 [^=△ 3。を想定した。 一方、 光通信の運用時では、 光 送信機 7のチューナブルレーザ 7匕の周波数が 37X3に変動した場合を想定す る。 ただし、 光受信機 9のレーザモジュール 9匕の周波数は 3 のままと仮 定する。 この時の周波数オフセッ
Figure imgf000026_0004
と表す。
[0080] 光通信の運用時に、 信号 (3) を送信側に入力した場合の光送信機 7の 出力信号は、 チューナブルレーザ 713の周波数変動
Figure imgf000026_0005
により下式 で表される。
Figure imgf000026_0008
1 )
[0081] 上記の光送信機 7の出力信号は、 伝送路 2を通って光受信機 9に入力され る。 この時、 送受間の周波数オフセッ ト
Figure imgf000026_0006
£ 二八 33により光受信機
9の出力信号は下式で表される。
Figure imgf000026_0007
- 1 ) 1X (3)
=八 (3 +八33) - { +^〇 ] } ^ (_
1 ) . 乂 ) | - 6 ^ [」 ＞( (3) ]
=八 (3 +八33) - 乂 ) | - 6 ^ [」 0[^ (3) ] {㊀ \¥02020/175026 25 卩（：171?2020/003971 ［」 0（^八 巳 （3 +八53） ］ } （— 1）
［0082］ 周波数オフセッ ト補償
Figure imgf000027_0001
の信号は下式となる。
Figure imgf000027_0002
なお、 周波数オフセッ ト補償は受信機補償部 1 1の後段で実施することも可 能である。
［0083］ 次に、 受信機補償部 1 1 において、 光受信機 9の真の伝達関数で補償する と、 受信機補償部 1 1の出力は以下の式で表される。 ただし、 補償する伝達 関数は、 検出した周波数オフセッ ト△ 33で事前に周波数オフセッ ト補償 （3 ®5—△53） しておく。
Figure imgf000027_0007
£ （3） ］
［0084］ 上記の結果において、
Figure imgf000027_0003
（3） は、 送信機伝達関数推定部 8において 、 複数の周波数オフセッ トに対して逆伝達関数を求め、 それらを平均化し、 それから計算した位相特性に等しい。 ここで、
Figure imgf000027_0004
（3） の 3に対する変 動が小さい場合、 周波数オフセッ トに変動 （△38-八3〇） があっても
Figure imgf000027_0005
Figure imgf000027_0006
（3） とみなせる。 この場合、 受信 機補償部 1 1の出力は八 （3） 6 ^ ］ ［«^^ （3 - （△ 33-八 〇）
） （3） ］ 八 （3） となり、 周波数オフセッ トの変動によらず信 号八 （3） の再生が可能となる。 即ち、 周波数オフセッ ト量△ 3が、 キヤリ ブレーシヨン時と光通信の運用時とで変動しても、 良好な送信機補償及び受 信機補償を行うことができ、 信号 （3） の良好な再生が可能となる。
［0085］ 続いて、 本実施の形態の効果を比較例と比較して説明する。 比較例では、 \¥02020/175026 26 卩（：171?2020/003971
光送信機 7の信号丁 1_として、 チューナブルレーザ 7匕ではなく、 周波数の 変更ができないレーザダイオードを用いる。 そして、 送信機伝達関数推定部 8が 1つの周波数オフセッ トのみに対して光送信機 7の伝達関数又は逆伝達 関数を計算し、 送信機補償部 6に設定する。 比較例でも、 送受間で周波数才 フセッ ト△ 3。が存在している場合の補償動作を行うことができる。
[0086] しかし、 光送信機 7のチューナブルレーザ 7匕又は光受信機 9のレーザモ ジュール 9 13は、 温度等の環境変化又は経年劣化のため、 経時的に周波数が 変動することが分っている。 更に、 レーザ周波数の揺らぎによっても周波数 オフセッ トに数百
Figure imgf000028_0001
詳細な解析の結 果、 伝達関数を推定したキヤリブレーシヨン時と光通信の運用時との間で周 波数オフセッ トが変動した場合に問題が発生することが分った。
[0087] この問題発生のメカニズムについて説明する。 ここで、 光送信機 7のチュ —ナブルレーザ 7匕の周波数を
Figure imgf000028_0002
光受信機 9のレーザモジュール 9匕の 周波数を
Figure imgf000028_0004
それらの間の周波数オフセッ ト
Figure imgf000028_0003
— 3 [^を八5〇で表す。 光通信の運用時に仮に光送信機 7のチューナブルレーザ 7匕の周波数が 3丁^ に変動し、 光受信機 9のレーザモジュール 9匕の周波数は 3 のままである 場合を考える。 この時の周波数オフセッ トを
Figure imgf000028_0005
— 3 [^ =八5 3と表す。
[0088] ここで、 光送信機 7の伝達関数の推定値に含まれる光受信機 9の伝達関数 の位相成分が、 光受信機 9の真の伝達関数を求める際の光受信機 9の伝達関 数の位相特性に等しい場合は、 光受信機 9の真の伝達関数は | [¾乂 （3） 丨 となる。 これはステップ 1で求めた光受信機 9の仮の伝達関数と等しくなる 。 但し、 送信機補償部 6と受信機補償部 1 1 における補償用フィルタのタッ プの数が等しいか又は双方共に逆伝達関数を精密に表現できる必要がある。 仮に送信機補償部 6の補償用フィルタのタップの数が少なく、 逆伝達関数の 位相特性を表現する解像度が粗い場合 （送受で補償用フィルタのタップ数が 異なる場合はある） 、 前述した送信機補償部 6の補償動作において、 光送信 機 7の伝送特性を補償しきれない成分が残留する場合がある。 この場合、 こ の光送信機 7の伝送特性の残留部分は上記の光受信機 9の真の伝達関数に含 \¥02020/175026 27 卩（：171? 2020 /003971
まれてくることに留意する必要がある。
［0089］ キヤリブレーシヨン時では、 光送信機 7の伝達関数の推定値は丁乂 （3）
- 6 ^
Figure imgf000029_0001
（3 _八3〇） ］ 、 光受信機 9の真の伝達関数の推定値は丨
X （ £） I となる。 光通信の運用時に丁 X （ 3） - 6 ^ ［」 0|^ （3 -八3〇
） ］ の逆関数が送信機補償部 6に設定され、 | ［¾乂 （3） |の逆関数が受信 機補償部 1 1 に設定される。
［0090］ 光通信の運用時に、 信号 （3） を送信側に入力した場合の、 光送信機 7 の出力信号は、 信号丁 !_の周波数変動
Figure imgf000029_0002
により下式で表される。
Figure imgf000029_0003
〇） ］ ｝ （— 1） 丁乂 （3 + 5丁＞（3）
=八 （ 5 + 5丁＞^） ｛ ［」 ＞（ （ 5 + 5丁＞^-八 5 0） ］ ｝ ^
（- 1 ）
［0091］ 上記の光送信機 7の出力信号は、 伝送路 2を通って光受信機 9に入力され る。 この時、 光受信機 9の出力信号は、 送受間の周波数オフセッ ト 57X3 _ =八 33を考慮すると下式で表される。
Figure imgf000029_0004
^ （- 1） 1X （3）
=八 （ 3 +八 33） - ｛ ［」 0［^ （ 3 +八 33-八 3〇） ］ ｝ |
- 1） . 乂 ） | - 6 ^ ［」 ＞（ （3） ］
=八 （ 3 +八 33） - 乂 ） | - 6 ^ ［」 0［^ （ 3） ］ ｛㊀ ［」 0［^ （5 +八53 _八3〇） ］ ｝ （— 1）
［0092］ 周波数オフセッ ト補償
Figure imgf000029_0005
の信号は下式となる。
Figure imgf000029_0006
なお、 周波数オフセッ ト補償は受信機補償部 1 1の後段で実施することも可 能である。 \¥0 2020/175026 28 卩（：171? 2020 /003971
［0093］ 次に、 受信機補償部 1 1 において、 光受信機 9の真の伝達関数 | ［¾乂 （3 ） Iで補償する （ | ［¾乂 （3） |で除する） 。 受信機補償部 1 1の出力は以 下の式で表される。 但し、 補償する伝達関数は、 検出した周波数オフセッ ト
Figure imgf000030_0001
｝
［0094］ 上記の結果より、 伝達関数の推定時の周波数オフセッ ト△ 3 0と光通信の運 用時の周波数オフセッ ト△ 3 3が異なる場合、 受信機補償部 1 1の出力におい て、 入力信号 （3） が光受信機 9の伝達関数の位相特性の影響を受けるこ とが分る。
［0095］ 図 9は、 光受信機の伝達関数の位相特性の影響を説明するための図である 。 縦軸は位相特性 0 ^、 横軸は周波数を示す変数 3である。 （3 _八3〇 ） は実際の光受信機の伝達関数の位相特性
Figure imgf000030_0002
（3） を△ 3 0だけ 3軸方向に シフトした特性となる。
Figure imgf000030_0003
（3 _八3 3） は位相特性
Figure imgf000030_0004
（3） を ^ 3 3だ けシフトした特性となる。 任意の周波数 3 |
Figure imgf000030_0005
（3—△3。） の値と X
Figure imgf000030_0006
（3 _八3〇
） ］ がゼロにならず、 信号八 （3） の再生に影響を与える。 但し、 △3 3 =八 £〇の場合は ［0 （3 _八3 3） - 中 （3 _八3〇） ］ がゼロになるため 、 信号八 （3） の再生に影響を与えない。 よって、 伝達関数の推定時の周波 数オフセッ ト△ 3。と光通信の運用時の周波数オフセッ ト△ 3 3が異なる場合 は、 ［0（^ （3 _八3 3）
Figure imgf000030_0007
（3 _八3〇） ］ の差が大きいほど、 再生信 号八 （3） への影響も大きくなる。
［0096］ なお、 一般的には、
Figure imgf000030_0008
—0（^ （5—△5。） ］
｝ の部分は、 受信機補償部 1 1の後段の適応等化フィルタで補償ができると 考えられる。 しかし、 実際には電力の観点から適応等化フィルタのタップ数 は制限されることが多く、 適応等化フィルタでの補償は十分にはできない。 \¥02020/175026 29 卩（：171?2020/003971
受信機補償部 1 1は静的な特性を補償するためタップ数を大きく設定できる ので、 この受信機補償部 1 1での補償が望ましい。
[0097] 図 1 0は、 光受信機の伝達関数及び逆伝達関数の一般的な位相特性を示す 図である。 図の上側が伝達関数の位相特性
Figure imgf000031_0001
（3） を示し、 下側が逆伝達 関数の位相特性
Figure imgf000031_0002
（3） を示している。 光送信機 7及び光受信機 9にお いて信号の通り道に高周波配線を用いる。 この高周波配線において、 高周波 信号の反射によって伝送特性に周波数方向に対して周期的なリップルが生じ る。 光受信機 9の伝達関数及び逆伝達関数の位相特性も周期的なリップルが 生じる。 即ち、 位相特性が周波数方向に対して周期的に変動する。 この変動 周期は、 光信号の周波数や高周波配線長等に依存する。 従って、 比較例にお いて、 光通信の運用時にキヤリブレーシヨン時と異なる周波数オフセッ トが 生じた場合、 受信機補償部 1 1の出力八 （3） . 6 ｛」 [ 0 |^ （3 _八3 £
）
Figure imgf000031_0003
_ （3 -八3 0） ] ｝ がゼロにならず信号八 （3） の再生に影響を与える。
[0098] 図 1 1は、 複数の周波数オフセッ トに対して推定した光送信機の逆伝達関 数の平均化を説明するための図である。 本実施の形態では、 複数の周波数才 フセッ トに対して推定した光送信機 7の逆伝達関数を平均化する。 周波数才 フセッ トが生じると、 光受信機 9の伝達関数の位相特性は、 その周波数オフ セッ ト分、 周波数方向 （3方向） にシフトする。 例えば、 周波数オフセッ ト が△ 3 1の場合、 位相特性は
Figure imgf000031_0004
（3—△3 1） となる。 同様に、 周波数オフ セッ トが△ £ 1^- 1の場合、 位相特性は 0（^ （5 _八5 |\/|_ 1） となる。 これは、 それぞれの逆伝達関数における位相特性も同様である。 ステップ 3 2 0 1〜 3 2 0 5を IV!回繰り返すと、 IV!個の周波数オフセッ トに対する逆伝達関数が 求められる。 ステップ 3 2 0 6では、 これらの IV!個の逆伝達関数の平均化が 行われる。 図 1 1では平均化された逆伝達関数から求められた位相特性が一 （3） で表される。
[0099] 図示のように複数の周波数オフセッ トは、 リップル周期に渡って細分する ように設定する。 具体的には、 複数の周波数オフセッ トは、 初回の周波数才 \¥02020/175026 30 卩（：171?2020/003971
フセッ トに対して推定した光送信機 7の伝達関数又は逆伝達関数の位相特性 の変動周期を 2以上に分割するように設定する。 これにより、
Figure imgf000032_0001
4 ） は平坦に近い特性となる。 例えば、 リップル周期が 5 0 1~1 2の場合、 約 1 〇1~1 åずつ周波数オフセッ トを選べばよい。 具体的には、 キャリブレーショ ン時の周波数オフセッ ト△ 0に 1 ◦ 1~1 2、 2〇1~1 2、 3〇1~1 2、
Figure imgf000032_0002
4つの周波数オフセッ ト量を加えたものに対して逆伝達関数を求め平均化す る。 この時、 高い精度は必要としない。 周期的な位相特性が平均化によって 比較的緩やかな特性になればよい。 設定する周波数オフセッ ト量も多少のば らつきは許容できる。
[0100] このように 0 X V巳 （ ） の £に対する変動が小さい場合、 周波数オフセッ 卜に変動 （△3 3 -八3〇） があっても
Figure imgf000032_0003
（△3 3 -八3〇） ） = （ ） とみなせる。 この場合、 受信機補償部 1 1の出力は八 （3） -
Figure imgf000032_0004
となり、 周波数オフセッ トの変動によらず信号八 （3） の再生が可能となる 。 即ち、 周波数オフセッ ト量△ 3が、 キャリブレーション時と光通信の運用 時とで変動しても、 良好な送信機補償及び受信機補償を行うことができ、 信 号八 （3） の良好な再生が可能となる。 なお、 周波数変動自体が発生した場 合においても同様の効果が得られるため、 局発用のレーザの経年劣化又はレ —ザ周波数の揺らぎ （長期及び短期） による 0値劣化も抑えることができる
〇 また、 [ 0（^ \/ £ （ _ （△3 £1 _△3〇） ） _ 0 [^ \/ £ （ ） ] は、 元全 にゼロになる必要はなく、 本発明の適用以前の値より小さくなれば、 それも 本発明の効果である。
[0101 ] また、 位相特性が比較的周期的に変化する場合について説明したが、 これ に限定されず、 周期的でなくても平均化する範囲と周波数オフセッ トの変更 幅によって平滑化される場合も有り得る。 そのような場合も本発明の効果は 得られるので、 本発明の技術的思想の範囲に含まれる。
[0102] 以上説明したように、 本実施の形態では、 光送信機 7の伝達関数又は逆伝 達関数を推定する処理を複数の周波数オフセッ トに対してそれぞれ実施し、 \¥02020/175026 31 卩（：171?2020/003971
複数の周波数オフセッ トに対して推定した光送信機 7の伝達関数又は逆伝達 関数或いはその位相特性を平均化して光送信機 7の平均化伝達関数又は平均 化逆伝達関数を求める。 この時、 周波数に対して位相の急激な変化が低減さ れるように平均化が行われる。 これにより、 経年劣化又はレーザ周波数の揺 らぎによりキャリブレーシヨン時と運用時との間で周波数オフセッ トが変動 した場合でも伝送特性の良好な推定又は補償を行うことができる。
[0103] なお、 本実施例の形態では、 光送信機 7の信号丁 !_をチューナブルレーザ したが、 光受信機 9のレーザモジュール 9 をチューナブルレーザと してもよい。 光送信機 7と光受信機 9の少なくとも一方のキャリア周波数が 可変であって、 送受間で複数の周波数オフセッ トを設定できれば手段は限定 しない。 チューナブルレーザは、 一般的に普及しており、 外部から波長に相 当するデータを設定することで容易に波長、 即ち周波数を変更することがで きる。 光伝送システムで使用されるチューナブルレーザ 7匕は例えば中心周 波数を 1 〇〇◦! ! å程度のステップで複数の伝送チャネルに切り替える機能 と共に中心チャネルの周波数を IV! 1~1 2単位程度で調整する機能を持っている 。 また、 チューナブルレーザ 7 に周波数の測定器を付加してもよい。
[0104] また、 上記の平均化では、 複数の周波数オフセッ トに対する逆伝達関数の 平均化について示した。 しかし、 上述したように、 逆伝達関数の時間応答を 示す I
Figure imgf000033_0001
フィルタのタップ係数の平均化でもよい。 更には、 計算上多少の 違いが生じる場合もあるが、 伝達関数を平均化した後に逆伝達関数を求めて も位相特性の変動を低減できるため、 本発明の効果を得ることができる。 更 に、 伝達関数及び逆伝達関数の位相特性自体を平均化することでも、 位相特 性の変動を低減できるため、 本発明の効果を得ることができる。
[0105] ここで、 位相特性の平均化、 伝達関数 (位相成分) の平均化、 逆伝達関数
(位相成分) の平均化の違いについて説明する。 3つの位相特性を 3 ( 3 )
、 匕 ( 3 ) , 〇 ( 3 ) とすると、 それらの伝達関数の位相成分はそれぞれ 6 ] 3 ( 3 ) 、
Figure imgf000033_0002
( 3) 、 3 } 〇 ( 3 ) 、 逆伝達関数の位相成分は それぞれ㊀ — ] ^ ( 3) 、
Figure imgf000033_0003
— } 〇 ( 3 ) となる。 \¥02020/175026 32 卩（：171?2020/003971
位相特性の平均化は、 位相の和を用いて [3 (3) +匕 (3) 十〇 (3) ] /3で計算される。 伝達関数の平均化は、 べクトル合成を用いて [6 」 3 (3) +6 ^ ] 6 (3) +6 ^ ] 〇 (3) ] /3で計算される。 逆伝達関数 の平均化は、 べクトル合成を用いて
Figure imgf000034_0001
(3) + 6 ^ ] 6 (3) + 6 ^ ] 〇 (3) ] /3で計算される。 これらはそれぞれ異なるが、 位相 特性の平均化から逆伝達関数を求めたもの、 伝達関数の平均化から逆伝達関 数を求めたもの、 逆伝達関数の平均化は、 比較的同じ値を取る場合もある。 そこで、 これらの何れかの計算から、 光送信機 7の平均化伝達関数又は平均 化逆伝達関数を求める。
[0106] また、 これまでの説明では、 光受信機 9の仮の伝達関数を、 光受信機 9の 入力端から八3巳信号を入力して取得した | [¾乂 (3) | とした。 しかし、 これに限らず、 例えば光受信機 9の仮の伝達関数を [¾乂 (3) = 1 とするこ ともできる。 これは、 仮の伝達関数を推定するステップを省略した場合にも 適用できる。 この場合でも推定した光送信機 7の伝達関数には光受信機 9の 伝送特性 (振幅成分及び位相成分の両者) が含まれるため、 周波数オフセッ 卜の変動により補償の劣化が発生する。 そのような場合も、 複数の周波数才 フセッ トに対する光送信機 7の伝達関数の推定値の平均化によって、 本発明 の効果は得られるので、 本発明の技術的思想の範囲に含まれる。
[0107] また、 送信機伝達関数推定部 8、 第 1の受信機伝達関数推定部 1 3及び第
2の受信機伝達関数推定部 1 4において伝達関数又は逆伝達関数を求める方 法、 並びに、 送信機補償部 6及び受信機補償部 1 1 における補償の方法は、 適応等化に限定されず、 特許文献 1の図 6及び図 8の実施例に示すように周 波数領域で計算する方法でもよい。
[0108] また、 図 5に示した送信機伝達関数推定部 8では、 送信部 1から受信部 3 に第 1の既知信号を伝送した時に受信部 3が取得したデジタルデータから第 1の既知信号が抽出され、 それが伝送路特性及び光受信機 9の仮の伝達関数 で補償され、 伝送前の第 1の既知信号と比較されて、 光送信機の伝達関数又 は逆伝達関数が推定される。 しかし、 光送信機 7の伝達関数又は逆伝達関数 \¥0 2020/175026 33 卩（：171? 2020 /003971
を推定する方法はこれに限定されない。 抽出した第 1の既知信号は光送信機 7の伝達関数、 伝送路特性、 及び光受信機 9の伝達関数の影響を受けている ため、 例えば、 抽出した第 1の既知信号と、 伝送前の既知信号に伝送路特性 及び光受信機 9の仮の伝達関数を付加した信号とを比較することでも、 光送 信機 7の伝達関数又は逆伝達関数を推定することは可能である。 さらに、 抽 出した第 1の既知信号を伝送路特性又は光受信機 9の仮の伝達関数で補償し た信号と、 伝送路特性と光受信機 9の仮の伝達関数のうち抽出した第 1の既 知信号に対して補償しなかったものを付加した伝送前の第 1の既知信号とを 比較することでも、 光送信機 7の伝達関数又は逆伝達関数を推定することが できる。
[0109] 上記の推定方法の変形は第 2の受信機伝達関数推定部 1 4の推定方法にお いても成り立つ。 図 7に示した第 2の受信機伝達関数推定部 1 4では、 光送 信機 7の平均化伝達関数又は平均化逆伝達関数を用いて光送信機 7の伝達特 性を補償した送信部 1から受信部 3に第 2の既知信号を伝送した時に、 受信 部 3で取得したデジタルデータから第 2の既知信号が抽出され、 伝送前の第 2の既知信号に伝送路特性が付加された信号と比較されて、 光受信機 9の真 の伝達関数又は逆伝達関数が推定される。 しかし、 光受信機 9の真の伝達関 数又は逆伝達関数を推定する方法はこれに限定されない。 例えば、 抽出した 第 2の既知信号を伝送路特性で補償した信号と、 伝送前の第 2の既知信号と を比較することでも光受信機 9の真の伝達関数又は逆伝達関数は推定できる 。 さらに、 第 2の既知信号を送信側で予め光送信機 7の平均化伝達関数又は 平均化逆伝達関数で補償しない場合、 受信部 3で取得したデジタルデータか ら抽出した第 2の既知信号に対して光送信機 7の平均化伝達関数及び伝送路 特性のうち少なくとも 1つを補償、 或いは 1つも補償しない信号と、 光送信 機 7の平均化伝達関数及び伝送路特性のうち抽出した第 2の既知信号に対し て補償しなかったものを付加した伝送前の第 2の既知信号とを比較すること によっても、 光受信機 9の真の伝達関数又は逆伝達関数を推定することがで きる。 \¥0 2020/175026 34 卩（：17 2020 /003971
符号の説明
[01 10] 1 送信部、 2 伝送路、 3 受信部、 6 送信機補償部、 7 光送信機、
8 送信機伝達関数推定部、 9 光受信機、 1 1 受信機補償部、 1 3 第 1の受信機伝達関数推定部、 1 4 第 2の受信機伝達関数推定部

Claims

\¥0 2020/175026 35 卩（：17 2020 /003971 請求の範囲
[請求項 1 ] 光伝送路を介して互いに接続され、 少なくとも一方のキャリア周波 数が可変な送信部の光送信機と受信部の光受信機の伝送特性を光伝送 特性推定システムが推定する方法であって、
前記送信部から前記受信部に第 1の既知信号を伝送した時に前記光 受信機が前記第 1の既知信号を受信した第 1のデータと前記光受信機 の仮の伝達関数又は逆伝達関数とから前記光送信機の伝達関数又は逆 伝達関数を推定する処理を、 前記光送信機と前記光受信機との間の複 数の周波数オフセッ トに対してそれぞれ実施する第 1のステップと、 前記複数の周波数オフセッ トに対して推定した前記光送信機の前記 伝達関数又は逆伝達関数を平均化するか、 或いは、 周波数を示す変数 を 3、 前記光送信機の伝達関数の振幅成分を | 丁 ( 3 ) I、 位相特性 を〇 ( 3 ) として前記光送信機の伝達関数を
Figure imgf000037_0001
( ] 〇 ( 3 ) ) で表した時の前記複数の周波数オフセッ トに対して推定 した前記光送信機の前記伝達関数又は逆伝達関数の位相特性〇 ( 3 ) を平均化して指数関数表現することで、 前記光送信機の平均化伝達関 数又は平均化逆伝達関数を求める第 2のステップとを備え、
前記第 1のステップにおいて、 前記受信部にて検出した伝送路特性 、 及び前記光受信機の仮の伝達関数のうち少なくとも 1つを補償、 或 いは 1つも補償しない前記第 1のデータと、 前記伝送路特性及び前記 光受信機の仮の伝達関数のうち前記第 1のデータに対して補償しなか ったものを付加した伝送前の第 1の既知信号とを比較して、 前記光送 信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定することを特徴とする光伝送特 性推定方法。
[請求項 2] 前記送信部から前記受信部に第 2の既知信号を伝送した時に前記光 受信機が前記第 2の既知信号を受信した第 2のデータから前記光受信 機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する第 3のステップを更に備え、 前記第 3のステップにおいて、 前記第 2の既知信号を送信側で予め \¥02020/175026 36 卩（：171?2020/003971
前記光送信機の平均化伝達関数又は平均化逆伝達関数で補償する場合 、 前記伝送路特性を補償した前記第 2のデータと伝送前の第 2の既知 信号とを比較するか、 又は前記伝送路特性を補償しない前記第 2のデ _夕と前記伝送路特性を付加した伝送前の第 2の既知信号とを比較し て、 前記光受信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定し、
前記第 2の既知信号を送信側で予め前記光送信機の平均化伝達関数 又は平均化逆伝達関数で補償しない場合、 前記光送信機の平均化伝達 関数及び前記伝送路特性のうち少なくとも 1つを補償、 或いは 1つも 補償しない前記第 2のデータと、 前記光送信機の平均化伝達関数及び 前記伝送路特性のうち前記第 2のデータに対して補償しなかったもの を付加した伝送前の第 2の既知信号とを比較して、 前記光受信機の伝 達関数又は逆伝達関数を推定することを特徴とする請求項 1 に記載の 光伝送特性推定方法。
[請求項 3] 前記複数の周波数オフセッ トは、 初回の周波数オフセッ トに対して 推定した前記光送信機の前記伝達関数又は逆伝達関数の位相特性の周 波数方向に対する変動周期を 2以上に分割するように設定することを 特徴とする請求項 1又は 2に記載の光伝送特性推定方法。
[請求項 4] 前記第 1のステップにおいて、 前記送信部から前記受信部に伝送さ れ、 前記受信部にて伝送路特性の補償及び前記光受信機の伝達関数の 補償が行われ、 前記光送信機の伝達関数の影響が残る前記第 1のデー 夕をデジタルフィルタに入力して伝送前の第 1の既知信号との間の誤 差を最小にするように収束させた際のデジタルフィルタのフィルタ係 数から前記光送信機の前記伝達関数又は逆伝達関数を推定することを 特徴とする請求項 1〜 3の何れか 1項に記載の光伝送特性推定方法。
[請求項 5] 前記第 3のステップにおいて、 前記第 2の既知信号を送信側で予め 前記光送信機の平均化伝達関数又は平均化逆伝達関数で補償する場合 、 前記第 2のデータをデジタルフィルタに入力し、 このデジタルフィ ルタの出力と、 伝送路特性を伝送前の第 2の既知信号に付加した信号 \¥0 2020/175026 37 卩（：171? 2020 /003971
との間の誤差を最小にするように収束させた際のデジタルフィルタの フィルタ係数から前記光受信機の前記伝達関数又は逆伝達関数を推定 することを特徴とする請求項 2に記載の光伝送特性推定方法。
[請求項 6] 前記第 1のステップの前に、 前記受信部のみにおいて前記光受信機 の前記仮の伝達関数又は逆伝達関数を推定する第 4のステップを更に 備えることを特徴とする請求項 1〜 5の何れか 1項に記載の光伝送特 性推定方法。
[請求項 7] 前記第 4のステップにおいて、 前記光受信機の入力端にスペクトラ ムが既知な試験信号を入力した時に前記光受信機が出力する第 3のデ _夕から前記光受信機の前記仮の伝達関数又は逆伝達関数を推定する ことを特徴とする請求項 6に記載の光伝送特性推定方法。
[請求項 8] 前記第 1のステップにおいて、 前記光受信機の前記仮の伝達関数を
1 として前記光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する処理を実 施することを特徴とする請求項 1〜 5の何れか 1項に記載の光伝送特 性推定方法。
[請求項 9] 光伝送路を介して互いに接続され、 少なくとも一方のキャリア周波 数が可変な送信部の光送信機と受信部の光受信機のうち前記光送信機 の伝送特性を推定する送信機伝達関数推定部を備え、 前記送信機伝達関数推定部は、 前記送信部から前記受信部に第 1の 既知信号を伝送した時に前記光受信機が前記第 1の既知信号を受信し た第 1のデータと前記光受信機の仮の伝達関数又は逆伝達関数とから 前記光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する処理を、 前記光送 信機と前記光受信機との間の複数の周波数オフセッ トに対してそれぞ れ夹施し、
前記複数の周波数オフセッ トに対して推定した前記光送信機の前記 伝達関数又は逆伝達関数を平均化するか、 或いは、 周波数を示す変数 を 3、 前記光送信機の伝達関数の振幅成分を | 丁 （3） |、 位相特性 を〇 （3） として前記光送信機の伝達関数を
Figure imgf000039_0001
（ \¥0 2020/175026 38 卩（：171? 2020 /003971
] 〇 ( 3 ) ) で表した時の前記複数の周波数オフセツ トに対して推定 した前記光送信機の前記伝達関数又は逆伝達関数の位相特性〇 ( 3 ) を平均化して指数関数表現することで、 前記光送信機の平均化伝達関 数又は平均化逆伝達関数を求め、
前記光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する処理は、 前記受 信部にて検出した伝送路特性、 及び前記光受信機の仮の伝達関数のう ち少なくとも 1つを補償、 或いは 1つも補償しない前記第 1のデータ と、 前記伝送路特性及び前記光受信機の仮の伝達関数のうち前記第 1 のデータに対して補償しなかったものを付加した伝送前の第 1の既知 信号とを比較して行うことを特徴とする光伝送特性推定システム。
[請求項 10] 前記送信部から前記受信部に第 2の既知信号を伝送した時に前記光 受信機が前記第 2の既知信号を受信した第 2のデータから前記光受信 機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する第 1の受信機伝達関数推定部 を更に備え、
前記光受信機の伝達関数又は逆伝達関数の推定は、 前記第 2の既知信号を送信側で予め前記光送信機の平均化伝達関数 又は平均化逆伝達関数で補償する場合、 前記伝送路特性を補償した前 記第 2のデータと伝送前の第 2の既知信号とを比較するか、 又は前記 伝送路特性を補償しない前記第 2のデータと前記伝送路特性を付加し た伝送前の第 2の既知信号とを比較して行い、
前記第 2の既知信号を送信側で予め前記光送信機の平均化伝達関数 又は平均化逆伝達関数で補償しない場合、 前記光送信機の平均化伝達 関数及び前記伝送路特性のうち少なくとも 1つを補償、 或いは 1つも 補償しない前記第 2のデータと、 前記光送信機の平均化伝達関数及び 前記伝送路特性のうち前記第 2のデータに対して補償しなかったもの を付加した伝送前の第 2の既知信号とを比較して行うことを特徴とす る請求項 9に記載の光伝送特性推定システム。
[請求項 1 1 ] 前記複数の周波数オフセツ トは、 初回の周波数オフセツ トに対して \¥02020/175026 39 卩（：171?2020/003971
推定した前記光送信機の前記伝達関数又は逆伝達関数の位相特性の周 波数方向に対する変動周期を 2以上に分割するように設定することを 特徴とする請求項 9又は 1 0に記載の光伝送特性推定システム。
[請求項 12] 前記送信機伝達関数推定部は、 前記送信部から前記受信部に伝送さ れ、 前記受信部にて伝送路特性の補償及び前記光受信機の伝達関数の 補償が行われ、 前記光送信機の伝達関数の影響が残る前記第 1のデー 夕をデジタルフィルタに入力して伝送前の第 1の既知信号との間の誤 差を最小にするように収束させた際のデジタルフィルタのフィルタ係 数から前記光送信機の前記伝達関数又は逆伝達関数を推定することを 特徴とする請求項 9〜 1 1の何れか 1項に記載の光伝送特性推定シス テム。
[請求項 13] 前記第 1の受信機伝達関数推定部は、 前記第 2の既知信号を送信側 で予め前記光送信機の平均化伝達関数又は平均化逆伝達関数で補償す る場合、 前記第 2のデータをデジタルフィルタに入力し、 このデジタ ルフィルタの出力と、 伝送路特性を伝送前の第 2の既知信号に付加し た信号との間の誤差を最小にするように収束させた際のデジタルフィ ルタのフィルタ係数から前記光受信機の前記伝達関数又は逆伝達関数 を推定することを特徴とする請求項 1 〇に記載の光伝送特性推定シス テム。
[請求項 14] 前記受信部のみにおいて前記光受信機の仮の伝達関数又は逆伝達関 数を推定する第 2の受信機伝達関数推定部を更に備えることを特徴と する請求項 9〜 1 3の何れか 1項に記載の光伝送特性推定システム。
[請求項 15] 前記第 2の受信機伝達関数推定部は、 前記光受信機の入力端にスぺ クトラムが既知な試験信号を入力した時に前記光受信機が出力する第 3のデータから前記光受信機の前記仮の伝達関数又は逆伝達関数を推 定することを特徴とする請求項 1 4に記載の光伝送特性推定システム
[請求項 16] 前記送信機伝達関数推定部は、 前記光受信機の前記仮の伝達関数を \¥0 2020/175026 40 卩（：171? 2020 /003971
1 として前記光送信機の伝達関数又は逆伝達関数を推定する処理を実 施することを特徴とする請求項 9〜 1 3の何れか 1項に記載の光伝送 特性推定システム。
[請求項 17] 請求項 9〜 1 6の何れか 1項に記載の光伝送特性推定システムと、 推定した前記光送信機の前記平均化伝達関数又は平均化逆伝達関数 を用いて前記光送信機の伝送特性を補償する送信機補償部とを備える ことを特徴とする光伝送特性補償システム。
[請求項 18] 請求項 1 〇に記載の光伝送特性推定システムと、
推定した前記光受信機の前記伝達関数又は逆伝達関数を用い前記光 受信機の伝送特性を補償する受信機補償部とを備えることを特徴とす る光伝送特性補償システム。
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