JP2015088999A - 光多値送信器および光トランスポンダ - Google Patents

Abstract

【課題】半導体ＩＱ光変調器を用いた受信感度特性に優れる光多値送信器を提供する。【解決手段】同相電界成分と直交電界成分をそれぞれ独立に変調して出力する半導体直交光変調器を備えた光多値送信器において、半導体直交光変調器に入力する同相駆動信号と直交駆動信号に対し、各駆動信号に応じた２つの補正信号を生成し互いに他方の駆動信号に加算する半導体非線形特性補正回路を有する。【選択図】図５

Description

本発明は、電気信号を光信号に変換するための半導体直交光変調器を有する光多値送信器および光トランスポンダに関し、特に半導体非線形特性補正回路を備えた光多値送信器および光トランスポンダに関する。

高精細映像などの大容量コンテンツの利用拡大およびスマートフォンに代表されるモバイル端末の爆発的普及に伴い、インターネットトラフィックが著しく増加している。これに対応するため、光通信システムは、さらなる大容量化が求められている。

近年では、変調速度の高速化および波長多重化などに加え、周波数利用効率を高めるための光信号の多値化技術の開発も進んでいる。光信号の多値化（以下、光多値変調）は、光信号に位相情報および偏波情報を乗せることで１シンボルの光信号で複数ビットの情報を同時に送信する変調技術である。

光多値変調の方式としては、多くの検討が報告されている。非特許文献１では、４値位相変調を行うＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）が報告されている。また、非特許文献２では、偏波多重を併用した１６ＱＡＭ信号のコヒーレント受信方式が報告されている。

図１（Ａ）〜図１（Ｄ）は、光伝送に用いられる複素位相平面の説明と、公知の各種変調方式の信号点配置を示した図である。図１（Ａ）〜図１（Ｄ）は、複素位相平面（複素平面、位相面、ＩＱ平面とも呼ばれる）に各種光多値信号の信号点（識別時刻における光電界の複素表示）をプロットした図である。

図１において、（Ａ）は、ＩＱ平面上の信号点の説明図である。図１（Ａ）において、各信号点は、複素直交座標（ＩＱ座標）または振幅ｒ（ｎ）と位相φ（ｎ）で示す極座標で表示することができる。
（Ｂ）は、位相角φ（ｎ）として４つの値（０、π／２、π、−π／２）を用いて１シンボルで２ビットの情報（００、０１、１１、１０）を伝送する４値位相変調（ＱＰＳＫ）を示している。

（Ｃ）は、無線で広く用いられている１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）を示す。１６ＱＡＭでは、信号点が格子状に配置され、１シンボルで４ビットの情報伝送が可能である。
（Ｄ）は、６４ＱＡＭ信号を示す。６４ＱＡＭ信号は、１シンボルで６ビットの情報伝送が可能である。その一方、６４ＱＡＭ信号は、非常に多くの信号点を密に配置するので、信号点位置のずれなどによって受信感度などの性能劣化が生じやすい。

近年、光多値変調方式の検討のみならず、光多値信号を送信するための光変調器に関する検討も進んでいる。現行の光多値送信器では主にチャーピング性能に優れるニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３、以下単にＬＮ）直交光電界変調器（以下ＩＱ光変調器）が用いられている。しかし、ＬＮ直交光電界変調器は、低消費電力化と小型化に課題があった。

非特許文献３には、ＬＮ材料に代わり半導体材料からなる半導体ＩＱ光変調器が報告されている。半導体ＩＱ光変調器は、半導体レーザなどの光源と集積化ができる。このため、半導体ＩＱ光変調器は、小型化が可能である。さらに、電界印加による屈折率変化機構として多重量子井戸構造における量子閉じ込めシュタルク効果を利用することで、半導体ＩＱ光変調器は、ＬＮ変調器よりも高効率な屈折率変化が得られる。このため、半導体ＩＱ光変調器は、低消費電力化することができる。

R. A. Griffin, et al., "10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key (DQPSK) Transmission using GaAs/AlGaAs Integration," OFC2002, paper PD-FD6, 2002 P. J. Winzer, "Spectrally Efficient Long-Haul Optical Networking Using 112-Gb/s Polarization-Multiplexed 16-QAM," JOURNAL OF LIGHTWAVE TECHNOLOGY, VOL. 28, NO. 4, FEBRUARY 15, 2010, pp.547-556 S. Kanazawa, et al., "112-Gb/s InP DP-QPSK modulator integrated with a silica-PLC polarization multiplexing circuit", OFC 2012, PDP5A.9, (2012)

半導体ＩＱ光変調器を用いた光多値送信器においても、従来のＬＮ−ＩＱ光変調器を用いた光多値送信器同程度と同程度の受信感度特性が確保されることが望まれる。

本発明の目的は半導体ＩＱ光変調器を用いた小型、低消費電力、かつ受信感度特性に優れる光多値送信器を提供することにある。

上述した課題は、同相電界成分と直交電界成分をそれぞれ独立に変調して出力する半導体直交光変調器を備えた光多値送信器において、半導体直交光変調器に入力する同相駆動信号と直交駆動信号に対し、各駆動信号に応じた２つの補正信号を生成し、互いに他方の駆動信号に加算する半導体非線形特性補正回路を有する光多値送信器により、達成できる。

また、光多値送信器と、光多値受信器とを備えた光トランスポンダにおいて、光多値送信器は、同相電界成分と直交電界成分とをそれぞれ独立に変調して出力する半導体直交光変調器を備え、半導体直交光変調器に入力する同相駆動信号と直交駆動信号とに対し、各駆動信号に応じた２つの補正信号を生成し、互いに他方の駆動信号に加算する半導体非線形特性補正回路を有し、光多値受信器は、光多値送信信号に基づいて、偏差信号を生成して、偏差信号を光多値送信器に送信する光トランスポンダにより、達成できる。

本発明によれば、半導体ＩＱ光変調器における印加電圧に対する屈折率変化の非線形性や吸収損失変化の影響を低減することで、信号点配置の位置ずれや伝送チャネルの線形性を高め、受信感度や最大伝送距離などの特性の劣化を防止できる。また、より高精度な多値変調が可能となるため、多値数を向上し、情報伝送速度を向上することができる。

光電界信号の表示方法と光多値信号の信号点配置を説明する図である。 波長分散予等化光多値送信器の構成を説明するブロック図である。 ＬＮマッハツェンダ型光変調器と半導体マッハツェンダ型光変調器における屈折率および吸収損失の電圧依存性を説明する図である。 位相遷移軌跡と信号点配置を説明する図である。 光多値送信器のブロック図である。 光多値送信器の要部ブロック図である。 光多値送信器の他の要部ブロック図である。 光多値送信器のさらに他の要部ブロック図である。 光多値送信器のブロック図である。 光トランスポンダのブロック図である。

図２を参照して、光多値送信器の基本構成を説明する。図２において、光多値送信器は、光多値送信部信号処理回路１００と、ドライバアンプ１１２と、レーザ光源（ＬＤ：laser diode）１１３と、ＩＱ光変調器１１５と、を含んで構成されている。さらに、光多値送信部信号処理回路１００は、多値符号化回路１０２（ＣＯＤ：cording）と、２倍補間回路（ｘ２：times 2）１０４と、予等化回路（ＰＲＤ：predistortion）１０６と、変調器非線形応答補償回路（ＭＺ−ＮＣ：Mach-Zehnder nonlinear compensation）１０８と、線形応答補償回路（ＬＣ：linear compensation）１０９と、ＤＡ変換器（ＤＡ：Digital/Analog）１１０と、から構成されている。ＩＱ光変調器１１５は、同相（Ｉ：in-phase）と直交（Ｑ：quadrature-phase）の２つのマッハツェンダ型光変調器（以下、ＭＺ変調器）で構成されている。ＭＺ光変調器は、それぞれ２つのアームを有する。

図２に示す光多値送信部信号処理回路１００において、入力された情報信号１０１について、多値符号化回路１０２は、ＩＱ平面上でデジタル的に表現された多値シンボル列１０３に変換する。２倍補間回路１０４は、オーバーサンプリング処理を実施し、多値シンボル列１０３を２サンプル／シンボルにオーバーサンプリングされた多値信号列１０５に変換する。予等化回路１０６は、光ファイバの波長分散の影響を送信側で補償（予等化）する。予等化された多値信号１０７の実部・虚部それぞれについて、変調器非線形応答補償回路１０８、線形応答補償回路１０９は、デジタル信号処理による応答特性を補償する。このうち、変調器非線形応答補償回路１０８は、正弦波型変調特性を持つ後述のＭＺ光変調器の電界変調の非線形性を打ち消して線形化する。線形応答補償回路１０９は、後続のドライバアンプや光変調器の高周波域での帯域劣化や応答特性のリップルなどの線形応答劣化を逆補償する。

補償されたデジタル多値信号の実部と虚部のそれぞれについて、ＤＡ変換器１１０は、高速のアナログ変調信号１１１に変換する。アナログ変調信号１１１について、ドライバアンプ１１２は、振幅を増幅する。アナログ変調信号は、ＩＱ光変調器１１５の同相（Ｉ）と直交（Ｑ）の２つの変調入力端子に入力される。ＩＱ光変調器１１５は、レーザ光源１１３から出力された無変調レーザ光１１７について、光多値信号１１８に変換して、出力光ファイバ１１６から出力する。

発明者らは、図２に示した光多値送信器を作製した。ここでは光変調器がＬＮ−ＩＱ光変調器である光多値送信器と、光変調器が半導体ＩＱ光変調器である光多値送信器の２種類を用意した。これらの光多値変調器を用い、直交振幅変調（ｎ−ＱＡＭ）方式で変調された光信号を生成し、変調された光信号をコヒーレント光変調アナライザで鋭意観察した。その結果、後者の光多値送信器は、前者よりも受信感度性能が劣化することを発見した。これは、半導体ＩＱ光変調器によって生成された多値信号において、各信号点の位置が理想の位置からずれ得ることに起因しているものと考えられる。以下、各信号点の位置が理想の位置からずれる要因について説明する。

初めにＬＮ材料と半導体材料の屈折率、および吸収損失の電圧依存性について説明する。図３（ａ）を参照して、ＬＮ材料と半導体材料における屈折率の印加電圧依存性を説明する。図３（ａ）において、ＬＮ材料は、屈折率が印加電圧に対し略線形に変化する。これに対して、半導体材料は、非線形に変化する。ＬＮ材料は、印加電圧をＶｂから＋ΔＶ変化させたときの屈折率変化の大きさ｜Δｎ１｜と、−ΔＶ変化させたときの屈折率変化の大きさ｜Δｎ２｜が等しい。これに対し、半導体材料は、｜Δｎ１｜と｜Δｎ２｜が等しくない。

図３（ｂ）を参照して、それぞれの材料における吸収損失の印加電圧依存性を説明する。図３（ｂ）において、ＬＮ材料は、吸収損失が印加電圧に対しほとんど変化しない。一方、半導体材料は、吸収損失の変化が無視できない。

図４を参照して、ＬＮ材料および半導体材料からなるＭＺ光変調器をプッシュプル駆動したときの光電界信号の複素平面上での軌跡について説明する。図４（ａ）は、光電界信号の軌跡を示す。図４（ａ）において、左は、ＬＮ−ＭＺ変調器における光電界信号の軌跡である。一方、右は、半導体ＭＺ変調器における光電界信号の軌跡である。図３を参照して、説明したようにＬＮ材料において、屈折率は、印加電圧に対し略線形に変化する。また、吸収損失は、印加電圧に対しほとんど変化しない。このため、屈折変化量、および吸収損失がＭＺ変調器を構成する２つのアーム間でほぼ等しい。結果、光電界信号の軌跡は、略直線となる。
一方、半導体ＭＺ変調器において、光電界信号の軌跡は、２つのアーム間で屈折変化量および吸収損失が異なることで、軌跡はＳ字に曲がる。なお、図４（ａ）中の白丸は、時刻ｔの光電界信号の位置である。

図４（ｂ）を参照して、２つのＭＺ変調器から構成されるＩＱ光変調器によって同相成分、直交成分の光電界をそれぞれ独立に変調し、それらを合成した光電界の複素平面上での位置（信号点配置）を説明する。図４（ｂ）において、左は、ＬＮ−ＩＱ光変調器における信号点配置を、右は、半導体ＩＱ光変調器における信号点配置である。

ＬＮ−ＩＱ光変調器によって変調された信号点配置は、光電界信号の軌跡が略直線であるため、それぞれの信号点が直線上に規則正しく配列する。
一方、半導体ＩＱ光変調器によって変調された信号点配置は、光電界信号の軌跡がＳ字曲線であるため、それぞれの信号点の位置も曲線上に配列する。これが、半導体ＩＱ光変調器によって変調された各信号点は、直線上に配列する理想的な位置からずれる理由である。

以上、各信号点の位置が理想の位置からずれる要因は、半導体材料において、（１）屈折率が印加電圧に対し非線形に変化すること、（２）吸収損失が印加電圧に対し変化することである。すなわち、半導体材料がもつ固有の物性に起因する。

ここでは、各信号点の位置ずれには材料固有の物性が起因することを説明したが、それに限ったことではない。実際には光デバイスの作製誤差も信号点の位置ずれ要因になり得る。半導体ＩＱ光変調器の作製プロセスは、ＬＮ−ＩＱ光変調器のそれと比べ複雑であり、制御が難しいことも各信号点の位置ずれが生じやすい要因の１つである。

光多値送信器について、以下に、詳細な説明をする。なお、以下に示す図は、実施例を説明するものであって、図の大きさと縮尺は、必ずしも一致するものではない。

実施例１について、図５ないし図７を参照して、説明する。
図５を参照して、光多送信器の構成を説明する。図５において、光多重送信器３００は、多値送信部信号処理回路１９０と、ドライバアンプ１１２と、レーザ光源１１３と、ＩＱ光変調器１１５と、を含んで構成されている。さらに、光多値送信部信号処理回路１９０は、多値符号化回路１０２と、２倍補間回路１０４と、予等化回路１０６と、半導体非線形特性補正回路（Ｓｅｍｉ−ＮＣ：semiconductor nonlinear compensation）１５０と、変調器非線形応答補償回路１０８と、線形応答補償回路１０９と、ＤＡ変換器１１０と、から構成されている。ＩＱ光変調器１１５は、同相（Ｉ）と直交（Ｑ）の２つのＭＺ変調器で構成されている。ＭＺ光変調器は、それぞれ２つのアームを有する。

図５において、多値送信部信号処理回路１９０は、図２に示す光多値送信部信号処理回路１００に、半導体非線形特性補正回路１５０を付与した構成である。半導体非線形特性補正回路１５０は、半導体材料の非線形屈折率変化および吸収損失変化によって生じるＩＱ光変調器１１５の出力光干渉が引き起こす非線形変換を補正する回路である。半導体非線形特性補正回路１５０の配置位置は、予等化回路１０６の後、変調器非線形応答補償回路１０８の前である。これは、送信側に配置された各種補正回路は、ＤＡ変換器１１０側から順に、直近の伝送劣化を打ち消して伝送路を線形・無歪み化する役割を果たすためである。すなわち、ＤＡ変換器１１０の直近に配置された線形応答補正回路１０９は、ＤＡ変換器とその直後のドライバアンプ・光変調器電極による応答劣化を補正する。その直前に配置された変調器非線形応答補償回路１０８は、ＩＱ変調器１１５内部に配置された２つのＭＺ変調器内部の光干渉によって生じる正弦波型の振幅変調特性を線形化する。補正対象となる非線形屈折率変化および吸収損失変化は、その後のＩ変調成分とＱ成分の合成時に多値信号の配置に影響を与えるため図５の配置とするのが望ましい。なお、図中に示した予等化回路１０６。変調器非線形応答補償回路１０８、線形応答補償回路１０９は、必須のものではなく、省略することが可能である。また、多値送信部信号処理回路１９０は、さらに別の補償回路を追加実装しても構わない。

半導体非線形特性補正回路１５０は、入力される二次元の入力複素デジタル信号１５１を入力変数に、出力複素デジタル信号１５２を出力変数とする２入力２出力関数である。半導体非線形特性補正回路１５０の特性は、半導体ＩＱ光変調器１１５へ電圧を印加したとき、非線形屈折率変化および吸収損失変化の影響によって生じる信号点配置の歪みをあらかじめ打ち消す信号点位置変換関数（逆関数）として実現できる。

ＩＱ変調器１１５内部の２つのＭＺ型光変調器は、それぞれＩ軸・Ｑ軸に平行な光電界変調を実現するため、各信号点は図４（ｂ）左図のように格子状に規則正しく配列する。しかし、半導体材料の非線形屈折率変化および吸収損失変化（以下、半導体非線形特性）の影響が無視できない場合にはＩ軸、およびＱ軸に平行ではない歪んだ光電界変調となってしまう。このため、各信号点は図４（ｂ）右図に示すように格子状の理想的な配列からずれた位置に配列してしまう。

理想的な信号点の座標を（Ｉ、Ｑ）ｉｎ、位置ずれを起こした現実的な信号点の座標を（Ｉ、Ｑ）ｏｕｔとすると、それら２つの座標の関係は、１：１の座標変換関数Ｆ（）を用いて、（Ｉ、Ｑ）ｏｕｔ＝Ｆ（（Ｉ、Ｑ）ｉｎ）と記述できる。このような１：１の座標変換関数には必ず逆関数Ｆ＾−１（）が存在する。このため、半導体非線形特性補償回路１５０において、入力信号点の電圧値（ＶＩ、ＶＱ）ｉｎをＦ＾−１（）を用いて出力信号点の電圧値（ＶＩ、ＶＱ）ｏｕｔ＝Ｆ＾−１（（ＶＩ、ＶＱ）ｉｎ）に変換しておくことによってＩＱ光変調器１１５による信号点位置の変化、すなわち、半導体非線形特性の影響を補正することができる。なお、ＶＩ、ＶＱの「Ｉ］、「Ｑ］は下付き文字、「＾」はべき乗である。これらの記載は、明細書を読み取り易くするためである。

以下では数式を用い逆関数Ｆ＾−１（）を導出したあと、半導体非線形特性補正回路１５０の具体的な構成について説明する。

ＩＱ光変調器１１５を構成するＭＺ型光変調器は、入力光導波路から入力された無変調光を２つの導波路に分岐し、互いの伝搬光に位相差をつけた後、合波することで光の位相および強度を変調する光デバイスである。ＭＺ型光変調器は、２つの導波路を伝搬する光にπの位相差をつけた後、それぞれの導波路に大きさが等しく符号が異なる電圧信号を印加して駆動する（プッシュプル駆動）ことが一般的である。そのときの２つの導波路を伝搬する光電界は、以下の式で表すことができる。

式１は、印加電圧による屈折率変化が線形であり、また吸収損失が印加電圧に依存しない場合にのみ成り立つ式である。このため、式１は、半導体光変調器には適用できない。屈折率が印加電圧の２乗に比例し、吸収損失が印加電圧に比例する場合、光電界は以下の式で表すことができる。

ここで、Ｖは、π変調電圧で規格化した電圧であり、またａ、ｂはそれぞれ吸収係数、屈折率変化に関する定数である。それぞれの光電界の合成電界（出力光電界信号）は、式３のように表記できる。

同様に直交側は、

と表記できる。したがって半導体非線形特性を考慮したときの出力光電界信号の同相成分（実部）ＥＩ’は下記のように書ける。

信号点配置が理想的な位置となるには、式５においてａ＝０、ｂ＝０のときである。すなわち理想的な出力光電界信号ＥＩ０’は以下の式で表される。

信号点配置を補正するには以下の式を満足すればよい。

ＭＺ型光変調器の電界変調特性が線形に近い領域で使用する場合は、ｓｉｎ（ｘ）＝ｘと近似できる。この近似を用いれば式７は、以下のように展開できる。

ここでａ＜＜１、ｂ＜π、ＶＩ＜１であることを考慮すると２πＶＩ＞＞２ａｂＶＩ＾３なので、２ａｂＶＩ＾３は無視できる。よって補正後のＩ相電圧は、以下の式で表すことができる。

式９中の右辺で、ＶＩ０とＶＱ以外は、定数である。また、第二項以降の補正項は、ＶＱだけから算出することがわかる。また、式１０は、第二項以降の補正項が第１項と比較し十分小さい場合、ＶＱを補正前の電圧値ＶＱ０としても、結果は、ほとんど変わらない。以上、ＶＩを導出したが、ＶＱも同様に導出することができる。以上をまとめるとＶＩ、ＶＱが以下の式を満足すれば半導体非線形特性を補正することができる。

式１０は、Ｉ成分およびＱ成分を変調するための電圧を、互いにもう一方の電圧値に依存した関数で補正すれば、信号点配置の位置ずれを補正できることを示している。これは本来一方の成分のみであるはずの変調光中に他方の成分の残留光を生じてしまう一種の干渉現象を、残留光と逆符号の成分を意図的に発生させることで、残留光を打ち消けすことで信号点配置の劣化を補正するものである。

一般的に、屈折率変化の非線形性および吸収損失変化のうち一方が信号点配置の位置ずれの主要因であり、もう一方の影響は無視できる。吸収損失変化の影響が十分小さい、すなわちａ＝０と近似できるとき、式１０は、より簡便に式１１で表すことができる。屈折率変化の非線形性の影響が十分小さい、すなわちｂ＝０と近似できるとき、式１０は、より簡便に式１２で表すことができる。

式１１および式１２の導出に当たってはＭＺ型光変調器の電界変調特性が線形に近い領域（印加電圧が２Ｖπの概ね７０〜５０％以下）で使用する場合を仮定した。しかし、実際はその範囲に限ったことではなく、電界変調特性が非線形な領域で変調した場合も適用できる。その場合、半導体非線形特性補正回路１５０の後段に設けられた変調器非線形応答補償回路１０８で補正すればよい。

図６を参照して、式１１および式１２の演算を行うための回路構成を説明する。図６において、半導体非線形特性補正回路１５０は、Ｑ成分補正量算出回路（ＣＦ：compensation function）１５３と、Ｉ成分補正量算出回路１５４と、遅延回路（Ｄ：delay）１５５と、加算回路１５６と、を含んで構成されている。図６において、入力複素デジタル信号１５１は、同相成分（ＶＩ０）と直交成分（ＶＱ０）の２つである。前者の同相成分（ＶＩ０）について、半導体非線形特性補正回路１５０は、２つに分離して、一方を遅延回路１５５−１に入力し、他方をＱ成分補正量算出回路１５３に入力して、Ｑ成分の補償信号として用いる。

後者の直交成分（ＶＱ０）についても、半導体非線形特性補正回路１５０は、２つに分離し、一方を遅延回路１５５−２に入力し、他方をＩ成分補正量算出回路１５４に入力して、Ｉ成分の補償信号として用いる。半導体非線形特性補正回路１５０は、補正信号と、遅延回路１５５で遅延された元の入力信号とを、加算回路１５６で合成し、出力信号を生成する。なお、ここで補正量算出回路１５３、１５４は、式１１または式１２のいずれかにおいて、右辺の第２項以降の演算を行う回路である。補正量算出に用いる係数は、光デバイスの評価結果から抽出し、あらかじめ回路中に実装しておけばよい。半導体非線形特性補正回路１５０は、デジタル信号処理を用いる場合には、ルックアップテーブルまたは関数近似の手法によって容易に実現できる。また、半導体非線形特性補正回路１５０は、高周波アナログ信号の直接演算によっても実現することが可能である。なお、本明細書では、単体の半導体非線形特性補正回路１５０を半導体非線形特性補正回路１５９と記載する。

図７を参照して、他の半導体非線形特性補正回路１５０Ａを説明する。図６を参照して、補正項が元の入力信号と比較し十分小さい場合に効果的な半導体非線形特性補正回路１５９を説明した。しかし、補正項が元の入力信号と比較し無視できないほど大きい場合、半導体非線形特性補正回路１５９を図７に示すように複数段接続すればよい。図７には半導体非線形特性補正回路１５９を３つ接続している。しかし、半導体非線形特性補正回路１５０Ａは、半導体非線形特性補正回路１５９の数をそれに限ったことではない。半導体非線形特性補正回路１５０Ａは、許容される回路規模と、要求される補正精度とから半導体非線形特性補正回路１５９の適切な数量を設定すればよい。

実施例１において、ルックアップテーブルによる入力信号に対し補正量があらかじめ用意されており、高速かつ簡便な方法で実装できる非線形特性補正回路を説明した。実施例２では、実装する光素子の特性ばらつきや温度変化などに対する耐性が高い、高精度な補正回路を説明する。

図８を参照して、実施例２の半導体非線形特性補正回路１５０Ｂの構成を説明する。図８において、半導体非線形特性補正回路１５０Ｂは、遅延回路１５５と、加算器１５６と、Ｑ成分補正量算出回路１５３と、Ｉ成分補正量算出回路１５４とから構成されている。

図８において、入力複素デジタル信号１５１は、同相成分（ＶＩ０）と直交成分（ＶＱ０）の２つに分離されて、半導体非線形特性補正回路１５０Ｂに入力される。同相成分（ＶＩ０）は、２つに分離され一方が遅延回路１５５−１に入力される。他方は、Ｑ成分補正量算出回路１５３に入力されて、Ｑ成分の補償信号として用いられる。
直交成分（ＶＱ０）も２つに分離され、一方が遅延回路１５５−２に入力される。他方は、Ｉ成分補正量算出回路１５４に入力されて、成分の補償信号として用いられる
ここで補正信号と元の入力信号は、加算器１５６−１および加算器１５６−２で合成され、出力信号が生成される。なお、ここで、Ｑ成分補正量算出回路１５３およちＩ成分補正量算出回路１５４は、式１１中の補正係数ａ、ｂおよびＩ相、Ｑ相それぞれのπ変調電圧ＶπＩ、ＶπＱが外部から入力される構成となっている。このような構成とすることで実装する光素子ごとに最適なパラメータを設定できる。これによって、より高精度な補正を加えることができる。なお、補正用の入力パラメータは、４つに限ったことではない。吸収損失変化の影響が屈折率変化の非線形性による影響に比べ十分小さい場合、補正係数ａ＝０と近似できるため、入力パラメータを３つとすることができる。許容される回路規模と、要求される補正精度から適切にＱ成分補正量算出回路１５３およびＩ成分補正量算出回路１５４を設計すればよい。

これらの入力パラメータは、光送信器が駆動中、常に一定の値でもよいが、適宜変更してもよい。
図９を参照して、ＩＱ光変調器の温度に依存して各種パラメータを変化させることができる光多重送信器３００Ａを説明する。図９において、光多重送信器３００Ｂは、多値送信部信号処理回路１９０Ａと、ドライバアンプ１１２と、レーザ光源１１３と、ＩＱ光変調器１１５と、を含んで構成されている。多値送信部信号処理回路１９０Ａは、図６の多値送信部信号処理回路１９０に４変数最小制御回路（ＣＴＲＬ：control）１７２を追加し、半導体非線形特性補正回路１５０を半導体非線形特性補正回路１５０Ｂに置き換えて、構成されている。また、ＩＱ光変調器１１５は、温度コントローラー１７０に載置されている。

ＩＱ光変調器１１５を載置する温度コントローラー１７０は、４変数最小制御回路１７２に温度信号１７１を、出力する。４変数最小制御回路１７２は、補正量制御信号１７３を半導体非線形特性補正回路１５０Ｂに出力する。消光劣化補正回路１５０は、半導体非線形特性を補正する。ここで４変数最小制御回路１７２は、入力される温度信号１７１に対し適宜最適な補正量制御信号１７３を出力する回路である。このような構成とすることで、光送信器の温度が駆動中に変化しても、それに追従して補正係数が自動的に補正されるためより高精度、高安定な補正が可能となる。ここでは温度をモニタとする構成について説明したが、それに限ったことではなく、波長、光出力強度をモニタリングし、補正係数を適宜修正する構成としてもよい。また、温度コントローラー１７０は、ＩＱ光変調器１１５だけでなく半導体レーザ１１３を含めて載置してもよい。

図１０を参照して、実施例３光多値送受信器（トランスポンダ）を説明する。なお、電気通信、無線通信では、周波数変換器などの中継器をトランスポンダと呼ぶが、光通信では、電気信号の多重・分解機能を有する光送受信器のことを光トランスポンダと呼ぶ。

図１０において、光トランスポンダ２００は、フレーム生成回路３２１と、送受信号処理部（ＩＣ）３５０と、偏波多重光信号送信部３２０と、偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部３３０と、フレーム分離回路３３６と、を含んで構成されている。送受信号処理部３５０は、Ｘ偏波成分の送信側信号処理部１９５と、Ｙ偏波成分の送信側信号処理部１９６と、ＤＡ変換器１１０と、半導体非線形特性補正制御回路１８０と、ＡＤ変換器３３３と、受信側信号処理回路３３５と、を含んで構成されている。偏波多重光信号送信部３２０は、レーザ光源１１３と、ドライバアンプ１１２と、直交光電界変調器（ＩＱ光変調器）１１５と、偏波多重器３２６と、を含んで構成されている。偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部３３０は、光スイッチ１８４と、局発レーザ光源３３１と、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路（ＤＰ−ＰＤＣ：dual polarization-polarization division circuit）３３４と、バランス型光検出器３３２と、を含んで構成されている。

実施例３は、光多値送受信器内部に含まれるコヒーレント光多値受信器そのものを半導体非線形特性の補正に利用する。図１０において、偏波多重送信光多値信号３２７の一部をモニタ用光信号経路１８５に分岐して偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部３３０に導き、その入力部に配置された光スイッチ１８４によって、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４に入力する光信号を、偏波多重送信光多値信号３２７の一部とするか、通常の偏波多重受信光多値信号３２８とするかを切替する。

光トランスポンダ２００に入力される情報信号１０１は、フレーム生成回路３２１に入力され、Ｘ偏波の情報信号３２２と、Ｙ偏波の情報信号３２３が生成される。情報信号３２２、３２３は、Ｘ偏波成分の送信側信号処理部１９５または偏波成分の送信側信号処理部１９６に入力され、それぞれ独立に信号処理が施される。送信側信号処理部１９５は、半導体非線形特性補正回路１５０を含み、入力されるＸ偏波成分補正量制御信号１８１に応じ、出力信号を補正する。送信側信号処理部１９６も同様に、半導体非線形特性補正回路１５０を含み、入力されるＹ偏波成分補正量制御信号１８２に応じ、出力信号を補正する。送信側信号処理部１９５、１９６は、半導体非線形特性補正回路１５０の他に、図２で説明した多値符号化回路１０２、２倍補間回路１０４、予等化回路１０６、変調器非線形応答補償回路１０８、線形応答補償回路１０９などを含んでいてもよい。

送信側信号処理部１９５、１９６から出力される各複素デジタル信号は、ＤＡ変換器１１０に入力され、デジタル信号からアナログ信号に変換される。出力されたアナログ信号は、１１２ドライバアンプで所望の大きさまで増幅される。増幅されたアナログ信号は、ＩＱ変調器１１５−１またはＩＱ変調器１１５−２に入力される。ＩＱ変調器１１５−１および１１５−２には、アナログ信号の他、ＬＤ１１３からの連続光(光強度が一定の非変調光)が入力されている。ＩＱ変調器１１５−１は、Ｘ偏波の光多値信号３２４を出力する。ＩＱ変調器１１５−２は、Ｙ偏波の光多値信号３２５を出力する。

それぞれのＩＱ変調器１１５からの光多値信号は、偏波多重器３２６によって合成され偏波多重送信光多値信号３２７となる。偏波多重送信光多値信号３２７の一部はモニタ用光信号経路１８５に分岐され、偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部３３０に配置された光スイッチ１８４に入力される。残りの偏波多重送信光多値信号３２７は、光トランスポンダ２００から送信される光信号である。以上、光トランスポンダ２００における送信器の構成について説明した。

以下、受信器の構成について説明する。光トランスポンダ２００が受信する偏波多重受信光多値信号３２８は、光スイッチ１８４に入力される。光スイッチ１８４は、半導体非線形特性補正制御回路１８０から出力される光スイッチ切替信号１８３によって、出力光信号を偏波多重送信光多値信号３２７とするか、通常の偏波多重受信光多値信号３２８とするかを切替する。光スイッチ１８４からの出力光信号は、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４に入力される。偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４は、入力された光多値信号を直交する２つの偏波成分(Ｓ偏波成分とＰ偏波成分)に分離する。偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４は、また、それぞれの偏波成分に対し光多値信号の位相に応じて４つの出力ポートへの出力比率が切り替える。入力される光多値信号の位相検出は、入力される光多値信号と波長が略同一のレーザ光との干渉現象を利用する。そのため、偏波分離・光９０度ハイブリッド回路３３４には、光多値信号３２８と局発レーザ光源（ＬＤ）３３１から連続光が入力される。

偏波分離・光９０度ハイブリッド回路 ３３４によって、４つに分離されたＳ偏波成分３４０と４つに分離されたＰ偏波成分３４１は、４台のバランス型光受信器３３２で受光される。各バランス型光受信器３３２は、入力された光信号を電気信号に変換する。出力された電気信号について、ＡＤ変換器３３１は、デジタル信号に変換する。受信側信号処理回路３３５は、入力されたデジタル信号に対し、偏波成分の分離および復調の処理を行い、復調された元のＸ偏波およびＹ偏波の情報信号を出力する。Ｘ偏波およびＹ偏波の情報信号について、フレーム分離回路３３６は、フレームを分離し、情報信号３１４として、光トランスポンダ２００から出力する。なお、受信側信号処理回路３３５は、信号点配置の誤差などから検出されるＸ偏波成分の偏差信号１８６、Ｙ偏波成分の偏差信号１８７を半導体非線形特性補正制御回路１８０に出力する。ここで信号点配置の誤差の検出は、具体的には、各偏波成分の信号点配置のＥＶＭ（エラーベクタマグニチュード）、符号誤り率またはＱ値を利用する。半導体非線形特性補正制御回路１８０は、入力された偏差信号に応じて、Ｘ偏波成分の送信側信号処理部１９５に入力されるＸ偏波成分補正量制御信号１８１およびＹ偏波成分の送信側信号処理部１９６に入力されるＹ偏波成分補正量制御信号１８２を出力する。

また、半導体非線形特性補正制御回路１８０は、光スイッチ１８４を制御することで、受信する光信号を、偏波多重送信光多値信号３２７と偏波多重受信光多値信号３２８との間で切替える。半導体非線形特性補正制御回路１８０は、受信する光信号を偏波多重送信光多値信号３２７とし、半導体非線形特性補正を行うときのみ、Ｘ偏波成分補正量制御信号１８１とＹ偏波成分補正量制御信号１８２を出力する。

なお、実施例３では、半導体非線形特性補正を行う間は偏波多重受信多値信号３２８を受信することができない。これに対して、（１）立ち上げ時にのみ半導体非線形特性補正を行う、（２）偏波多重受信多値信号３２８が伝送すべき情報を持たないアイドル期間に補正を行うなどの手法によってその影響を最小に抑えることができる。

本発明は、上述した実施例に限定されるものではなく種々の変形が可能である。具体的には、実施例で説明した構成は、実質的に同一の構成、同一の作用効果を奏する構成または同一の目的を達成することができる構成で置き換えることができる。

１００…光多値送信部信号処理回路、１０１…情報信号、１０２…多値符号化回路、１０３…多値シンボル列、１０４…２倍補間回路、１０５…補間後の多値信号列、１０６…予等化回路、１０７…予等化後の多値信号、１０８…変調器非線形応答補償回路、１０９…線形応答補償回路、１１０…ＤＡ変換器、１１１…アナログ変調信号、１１２…ドライバアンプ、１１３…レーザ光源、１１４…入力光ファイバ、１１５…直交光電界変調器（ＩＱ光変調器）、１１６…出力光ファイバ、１１７…無変調レーザ光、１１８…出力光電界信号、１５０…消光劣化補正回路、１５１…入力複素デジタル信号、１５２…出力複素デジタル信号、１５３…Ｑ成分補正量算出回路、１５４…Ｉ成分補正量算出回路、１５５…遅延回路、１５６…減算回路、１５７…屈折率非線形性補正係数信号、１５８…吸収損失補正係数信号、１７０…温度コントローラー、１７１…光強度信号、１７２…４変数最小制御回路、１７３…補正量制御信号１８０…半導体非線形特性補正制御回路、１８１…Ｘ偏波成分補正量制御信号、１８２…Ｙ偏波成分補正量制御信号、１８３…光スイッチ切替信号、１８４…光スイッチ、１８５…消光モニタ用光信号経路、１８６…Ｘ偏波成分の偏差信号、１８７…Ｙ偏波成分の偏差信号、１９０…光多値送信部信号処理回路、１９５…Ｘ偏波成分の送信側信号処理部、１９６…Ｙ偏波成分の送信側信号処理部、２００…偏波多重光多値送受信器（トランスポンダ）、３００…光トランスポンダ、３１４…情報信号、３２０…偏波多重光信号送信部、３２１…フレーム生成回路、３２２…Ｘ偏波の情報信号、３２３…Ｙ偏波の情報信号、３２４…Ｘ偏波の光多値信号、３２５…Ｙ偏波の光多値信号、３２６…偏波多重器、３２７…偏波多重送信光多値信号、３２８…偏波多重受信光多値信号、３３０…偏波ダイバーシティコヒーレント光受信部、３３１…局発レーザ光源、３３２…バランス型光検出器、３３３…ＡＤ変換器、３３４…偏波分離・光９０度ハイブリッド回路、３３５…受信側信号処理回路、３３６…フレーム分離回路、３４０…Ｓ偏波成分、３４１…Ｐ偏波成分、３５０…送受信号処理部（ＩＣ）。

Claims (8)

1. 同相電界成分と直交電界成分とをそれぞれ独立に変調して出力する半導体直交光変調器を備えた光多値送信器において、
   前記半導体直交光変調器に入力する同相駆動信号と直交駆動信号とに対し、各駆動信号に応じた２つの補正信号を生成し、互いに他方の駆動信号に加算する半導体非線形特性補正回路を有することを特徴とする光多値送信器。
2. 請求項１に記載された光多値送信器であって、
   前記半導体非線形特性補正回路に入力される２つの入力信号をｘおよびｙとするとき、前記半導体非線形特性補正回路の出力信号と入力信号の差分がｙ＾３およびｘ＾３に比例することを特徴とした光多値送信器。
3. 請求項１に記載された光多値送信器であって、
   前記半導体非線形特性補正回路に入力される２つの入力信号をｘおよびｙとするとき、前記半導体非線形特性補正回路の出力信号と入力信号の差分がｙｃｏｓ（πｙ）およびｘｃｏｓ（πｘ）に比例することを特徴とした光多値送信器。
4. 請求項１に記載された光多値送信器であって、
   前記半導体非線形特性補正回路に入力される２つの入力信号をｘおよびｙとするとき、前記半導体非線形特性補正回路の出力信号と入力信号の差分が、定数ａ、ｂを用いて、ａｙ＾３＋ｂｙｃｏｓ（πｙ）およびａｘ＾３＋ｘｃｏｓ（πｘ）であることを特徴とした光多値送信器。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載された該半導体非線形特性補正回路が複数個直列に接続された半導体非線形特性補正回路を有することを特徴とした光多値送信器。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載された光多値送信器であって、
   振幅変調を伴う多値位相変調信号を送信することを特徴とする光多値送信器。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載された光多値送信器であって、
   分散補償回路および非線形応答補正回路を含み、
   前記半導体非線形特性補正回路の入力信号が前記分散補償回路の出力信号と同一であり、かつ、前記半導体非線形特性補正回路の出力信号が前記非線形応答補正回路の入力信号と同一であることを特徴とする光多値送信器。
8. 光多値送信器と、光多値受信器とを備えた光トランスポンダにおいて、
   前記光多値送信器は、同相電界成分と直交電界成分とをそれぞれ独立に変調して出力する半導体直交光変調器を備え、前記半導体直交光変調器に入力する同相駆動信号と直交駆動信号とに対し、各駆動信号に応じた２つの補正信号を生成し、互いに他方の駆動信号に加算する半導体非線形特性補正回路を有し、
   前記光多値受信器は、光多値送信信号に基づいて、偏差信号を生成して、該偏差信号を前記光多値送信器に送信することを特徴とする光トランスポンダ。

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