WO2020137375A1 - アンテナ装置 - Google Patents

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WO2020137375A1
WO2020137375A1 PCT/JP2019/047118 JP2019047118W WO2020137375A1 WO 2020137375 A1 WO2020137375 A1 WO 2020137375A1 JP 2019047118 W JP2019047118 W JP 2019047118W WO 2020137375 A1 WO2020137375 A1 WO 2020137375A1
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radiating element
antenna
coil
antenna device
circuit
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真也 立花
貴文 那須
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株式会社村田製作所
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/314—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors
    • H01Q5/335—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors at the feed, e.g. for impedance matching
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/378—Combination of fed elements with parasitic elements
    • H01Q5/385—Two or more parasitic elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/2283—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles mounted in or on the surface of a semiconductor substrate as a chip-type antenna or integrated with other components into an IC package
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0414—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna in a stacked or folded configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0064—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with separate antennas for the more than one band
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0483—Transmitters with multiple parallel paths

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device provided in an electronic device having a communication function.
  • a feeding radiating element connected to a feeding circuit and a parasitic radiating element physically separated from the feeding circuit are provided, and the parasitic radiating element is used as a feeding radiating element.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-242242 discloses a method of imparting the characteristics of a parasitic radiating element to the characteristics of a feeding radiating element by magnetic field coupling.
  • FIG. 22A is a diagram showing the configuration of the antenna device in that case.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are coupled via the coupling element 13 at the root portion, which is a portion close to the coupling element of both radiating elements, and power is supplied to the first radiating element 11 side.
  • the circuit FC1 is connected.
  • the electric field coupling between the open ends of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 is strong, and the radiation efficiency of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 is reduced.
  • the plus/minus symbols represent the polarities of the potentials when the first radiating element 11 and the second radiating element 12 resonate at a certain frequency.
  • the vicinity of the tip is the electric field maximum point, and therefore the potential is shown in the drawing.
  • the open ends of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 have different polarities, so that the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are strongly field-coupled. Therefore, in order to maintain the radiation efficiency of the first radiating element 11 and the second radiating element 12, as shown in FIG. 22(B), the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are opened at their open ends.
  • the radiating element forming region is inevitably widened because the radiating element forming regions are arranged so as to be separated from each other.
  • the communication antenna of the mobile phone is equipped with a first antenna for communication/call that covers a wide band such as 0.7 GHz to 2.7 GHz, and a second antenna for GPS that uses 1.5 GHz, for example. Further, in this case, in order to prevent the signal input to the first antenna and the signal input to the second antenna from interfering with each other, it is necessary to ensure isolation between the two antennas.
  • 0.70 to 0.96 GHz In the first antenna provided with the first radiating element 11 and the second radiating element 12 coupled to each other, 0.70 to 0.96 GHz ( This configuration is preferable in that it is responsible for the low band) and the harmonic resonance for 1.71 to 2.17 GHz (mid band) and 2.30 to 2.70 GHz (high band), and that each band is broadened. However, if the gains of the mid band and the high band are widened to the frequency of the received signal of the second antenna (for example, the GPS antenna), the isolation between the first antenna and the second antenna deteriorates.
  • an object of the present invention is to provide an antenna device having a plurality of antennas, which is used in a plurality of communication systems, in which isolation between antennas for different communication systems is ensured without expanding a radiating element forming region. To provide a device.
  • the first antenna includes a first radiating element, a second radiating element, a phase adjusting circuit, a first coil and a second coil,
  • the first radiating element and the second radiating element have portions that run parallel to each other,
  • the first coil is connected between the first radiating element and the connecting portion of the first feeding circuit,
  • the second coil is connected between the second radiating element and a ground conductor,
  • the phase adjustment circuit is connected between the second coil, the second radiating element and the ground,
  • the first coil and the second coil are depolarized with each other
  • the phase adjustment circuit sets a phase difference between a current flowing in the first radiating element and a current flowing in the second radiating element to 90 degrees or more and less than 180 degrees,
  • the first antenna when the frequency of the fundamental wave of the first radiating element is f1 and the frequency of the fundamental wave of the second radiating element is f2, f1
  • an antenna device as an example of the present disclosure is Including a first antenna and a second antenna
  • the first antenna includes a first radiating element, a second radiating element, a phase adjusting circuit, a first coil and a second coil
  • the first radiating element and the second radiating element have portions that run parallel to each other,
  • the first coil is connected between the first radiating element and the connecting portion of the first feeding circuit
  • the second coil is connected between the second radiating element and a ground conductor
  • the phase adjustment circuit is connected between the second coil, the second radiating element and the ground,
  • the first coil and the second coil are depolarized with each other
  • the second antenna has a communication frequency band different from that of the first antenna
  • the phase adjustment circuit adjusts the phase in the communication frequency band of the second antenna so that when the second radiating element is viewed from the first feeding circuit, it looks like a short circuit
  • the phase adjustment circuit sets a phase difference between a current flowing in the first radiating element and a current flowing in the second radiating element to
  • isolation between radiating elements for different communication systems is secured without expanding the radiating element forming area.
  • the radiating element forming region can be reduced without lowering the isolation between different communication system antennas.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an antenna device 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram showing the shapes of the first radiating element 11 and the second radiating element 12, and FIG. 2B is the shape of the first radiating element 11, the second radiating element 12, and the third radiating element 21.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram showing a relationship between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 of the first antenna 10 and the ground conductor.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 of the first antenna 10 and the ground conductor.
  • FIG. 5 is an external perspective view of the coupling element 13.
  • FIG. 6 is a plan view showing conductor patterns formed on a plurality of insulating base materials of the coupling element 13.
  • FIG. 7 is a plan view showing conductor patterns respectively formed on a plurality of insulating base materials of the coupling element 13, which is an example different from the example shown in FIG.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the antenna device 101 for obtaining the characteristic of the phase with respect to the frequency.
  • FIG. 9 is a diagram showing frequency characteristics of the feeding phase to the first radiating element 11 and the second radiating element 12 of the antenna device 101 shown in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram showing the improvement of the isolation between the two communication system antennas by the phase adjustment circuit 14.
  • FIG. 11 is a diagram showing frequency characteristics of isolation between radiating elements for different communication systems.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the antenna device 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the antenna device 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the antenna device 104 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the antenna device 105 according to the fifth embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the antenna device 106A according to the sixth embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of another antenna device 106B according to the sixth embodiment.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of the antenna device 107 according to the seventh embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of the antenna device 108 according to the eighth embodiment.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of the antenna device 109 according to the ninth embodiment.
  • 21A is a circuit diagram of an antenna device 110A according to the tenth embodiment
  • FIG. 21B is a circuit diagram of another antenna device 110B according to the tenth embodiment.
  • FIG. 21A is a circuit diagram of an antenna device 110A according to the tenth embodiment
  • FIG. 21B is a circuit diagram of another antenna device 110B according to the tenth embodiment.
  • FIG. 22A is a configuration diagram of an antenna device in which the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are arranged such that their electric field maximum points are close to each other.
  • FIG. 22B is a configuration diagram of an antenna device in which the open ends of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are arranged so as to be apart from each other.
  • An antenna device includes a first antenna and a second antenna used in a communication frequency band different from that of the first antenna, and the first antenna includes a first radiating element and a second radiating element. It has an element, a phase adjustment circuit, a first coil, and a second coil.
  • the first radiating element and the second radiating element have portions that run parallel to each other.
  • the first coil is connected between the first radiating element and the connecting portion of the first feeding circuit
  • the second coil is connected between the second radiating element and the ground conductor
  • the phase adjusting circuit includes the second coil and the second coil. Connected between two radiating elements and ground. The first coil and the second coil are depolarized with each other.
  • the phase adjustment circuit sets the phase difference between the current flowing in the first radiating element and the current flowing in the second radiating element to 90 degrees or more and less than 180 degrees in the communication frequency band of the second antenna. Then, in the first antenna, when the frequency of the fundamental wave of the first radiating element is f1 and the frequency of the fundamental wave of the second radiating element is f2, f1>f2, 3f1-f2> f1-f2 Meet
  • the phase inverting action of the depolarization coupling causes the first radiating element and the second radiating element.
  • the potential of the element can be made to have the same polarity, the electric field coupling between the first radiating element and the second radiating element is reduced, the isolation between the first radiating element and the second radiating element is secured, and The first radiating element and the second radiating element can be arranged close to each other, and the radiating element forming region can be reduced.
  • the radiation of the first antenna can be suppressed in the communication band of the second antenna by the phase adjustment effect of the phase adjustment circuit, the isolation between the first antenna and the second antenna is secured.
  • the first radiating element and the second radiating element have parallel running portions in which the first radiating element and the second radiating element run parallel to each other. With this structure, the formation region of the first radiating element and the second radiating element is reduced.
  • the ground conductor is larger than both the first radiating element and the second radiating element, the first radiating element and the second radiating element have open ends, and The distance between the open end of the radiating element and the ground conductor is larger than the distance between the open end of the first radiating element and the open end of the second radiating element.
  • the first radiating element and the second radiating element are separated from the electric field maximum point (potential maximum point) of the ground conductor, so that deterioration of the radiation characteristic due to the ground conductor can be avoided.
  • the first radiating element is moved by the operation of the dipole antenna between the electric field maximum point (potential maximum point) at the open end of the first radiating element and the electric field maximum point (potential maximum point) of the ground conductor having a polarity different from that.
  • the electric field maximum point (potential maximum point) at the open end of the second radiating element that has been radiated and has been depolarized with the first radiating element and the electric field maximum point (potential maximum point) of the ground conductor of a polarity different from that Radiation using the second radiating element is performed by the operation of the dipole antenna with the point).
  • the first antenna includes the first radiating element and the second radiating element, so that the band can be effectively expanded.
  • the antenna device includes a first matching circuit connected between the phase adjusting circuit and the second radiating element. This optimizes the impedance or resonance frequency of the second radiating element.
  • the antenna device includes a second matching circuit connected between the second coil and the ground conductor. As a result, mainly the resonance frequency of the second radiating element can be adjusted.
  • the second matching circuit includes a plurality of matching circuits and a switch that selects one of the plurality of matching circuits. According to this configuration, the resonance frequency can be appropriately set while reducing the size of the second radiating element.
  • the antenna device includes a third matching circuit connected between the first coil and the first radiating element. With this configuration, it is possible to mainly adjust the resonance frequency of the first radiating element.
  • the antenna device includes a fourth matching circuit connected between the first coil and the first feeding circuit connecting section.
  • the antenna device includes a fifth matching circuit connected between the third radiating element and the second feeding circuit connecting section. According to this configuration, the impedance, (feeding) phase, or resonance frequency of the third radiating element is optimized.
  • the antenna device includes a sixth matching circuit connected between the first radiating element and the ground conductor. With this configuration, the resonance frequency of the first radiating element can be optimized.
  • the sixth matching circuit includes a plurality of matching circuits and a switch that selects one of the plurality of matching circuits. According to this configuration, the resonance frequency can be appropriately set while reducing the size of the first radiating element.
  • the phase adjustment circuit includes a capacitor whose one end is connected to the ground conductor, or an inductor whose one end is connected to the ground conductor. According to this configuration, the feeding phase for the second radiating element is optimized.
  • both the first radiating element and the second radiating element are monopole radiating elements. According to this structure, the degree of freedom in arranging the conductor patterns of the first radiating element and the second radiating element is high, and the conductor patterns can be arranged in a limited space.
  • the first radiating element is an inverted F-type antenna radiating element, and the first coil is connected to the feeding section of the inverted F-type antenna radiating element. According to this configuration, it is possible to make it compatible with a predetermined frequency band even though it is a small first radiating element.
  • the first radiating element is an inverted F-type antenna radiating element, and the first coil is connected to a short circuit portion of the inverse F-type antenna radiating element. According to this configuration, it is possible to make it compatible with a predetermined frequency band even though it is a small first radiating element.
  • the open end of the first radiating element and the open end of the second radiating element are located in directions away from each other from the root of the first radiating element and the root of the second radiating element. .. With this configuration, unnecessary electric field coupling between the open ends of the first radiating element and the second radiating element can be suppressed.
  • the first radiating element is a loop-type radiating element terminated at the terminal end via a reactance (element).
  • the antenna can be arranged in a limited space. Further, it is possible to prevent the second radiating element from being interfered with by an electromagnetic wave from the outside.
  • the antenna device includes a fourth radiating element that is electromagnetically coupled to the first radiating element or the second radiating element. According to this configuration, the radiation characteristic of the fourth radiating element is added, and the antenna device having a wider band can be obtained.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an antenna device 101 according to the first embodiment.
  • the antenna device 101 includes a first antenna 10 and a second antenna 20, and the first antenna 10 has a first radiating element 11, a second radiating element 12, a phase adjustment circuit 14 and a coupling element 13.
  • the coupling element 13 is composed of a first coil L1 and a second coil L2.
  • the first coil L1 is connected between the first radiating element 11 and the first feeding circuit connecting portion 19
  • the second coil L2 is connected between the second radiating element 12 and the ground conductor GND, and the phase adjustment is performed.
  • the circuit 14 is connected between the second coil L2 and the second radiating element 12. Then, the first coil L1 and the second coil L2 are depolarized with each other.
  • "M" in FIG. 1 indicates that the first coil L1 and the second coil L2 are coupled to each other and mutual inductance is generated.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 both carry 0.7 to 0.96 GHz (low band) of the mobile phone at the frequency of the fundamental wave, and 1.71 to 2.17 GHz (mid band) at the third harmonic (third harmonic). ) And 2.30 to 2.70 GHz (high band).
  • the second antenna 20 has a third radiating element 21.
  • the third radiating element 21 is connected to the second feeding circuit connecting portion 29.
  • the third radiating element 21 bears the 1.580 GHz band of GPS, for example.
  • the inductance of the first coil L1 of the coupling element 13 is L1
  • the inductance of the second coil L2 is L2
  • the current flowing through the first radiating element 11 is i1
  • the current flowing (powered) through the second radiating element 12 is i2
  • the potentials are also in phase.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 include the portions in which the first radiating element 11 and the second radiating element 12 run in parallel with each other, it is possible to suppress the electric field coupling between both radiating elements.
  • Z2 is capacitive in the communication band of the first antenna 10 (the impedance thereof can be expressed in the form of ⁇ j/ ⁇ C). In this frequency region, the currents flowing through the first radiating element 11 and the second radiating element 12 have opposite phases (the phase difference between the currents is 90 degrees or more and less than 180 degrees).
  • the difference between the frequency of the fundamental wave of the first radiating element 11 and the frequency of the fundamental wave of the second radiating element 12 is three times that of the fundamental wave of the first radiating element 11 and the second radiating element. It is smaller than the difference from the wave frequency. That is, the resonance frequency of the fundamental wave of the second radiating element 12 is closer to the resonance frequency of the fundamental wave than the resonance frequency of the third harmonic of the first radiating element 11. As a result, the communication band of the first antenna 10 that the resonance frequency of the fundamental wave of the first radiating element 11 bears can be widened by the resonance frequency of the fundamental wave of the second radiating element 12.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 resonate with the fundamental wave at the resonance frequencies close to each other, and the first radiating element 11 and the second radiating element run in parallel.
  • the maximum electric field points of the radiating elements 11 and 12 are close to each other, and the radiating elements 11 and 12 are electrically coupled to each other.
  • the coupling element 13 by inverting the phase by depolarizing coupling by the coupling element 13, the electric fields of the radiating elements 11 and 12 are coupled to each other. Bonding can be suppressed.
  • the radiating elements 11 and 12 are electric-field-coupled to each other. Bonding can be suppressed.
  • the characteristic due to the resonance of the fundamental wave of the second radiating element 12 is added to the characteristic due to the resonance of the fundamental wave of the first radiating element 11, and the gain of 0.70 to 0.96 GHz (low band) is broadened.
  • the characteristic due to the third-harmonic resonance of the second radiating element 12 is added to the characteristic due to the third-harmonic resonance of the first radiating element 11 to broaden the gain band of 1.71 to 2.70 GHz (midband and high band).
  • the first radiating element 11 and the first radiating element 11 are coupled with each other. Even if the open ends of the second radiating element 12 are close to each other, unnecessary electric field coupling between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 is reduced. Therefore, the first radiating element 11 and the second radiating element 12 can be arranged close to each other, and the radiating element forming region can be reduced.
  • FIG. 2A is a diagram showing the shapes of the first radiating element 11 and the second radiating element 12
  • FIG. 2B is a diagram of the first radiating element 11, the second radiating element 12, and the third radiating element 21. It is a figure which shows a shape.
  • the first radiating element 11, the second radiating element 12, and the third radiating element 21 are all monopole radiating elements. More specifically, it is a radiating element obtained by bending the ground type quarter-wave monopole radiating element at an angle of 90°.
  • the open end OP1 of the first radiating element 11 and the open end OP2 of the second radiating element 12 are close to each other.
  • the electric field coupling between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 is reduced.
  • the plus/minus symbols indicate the polarities of the potentials when the first radiating element 11 and the second radiating element 12 resonate at a certain frequency.
  • the open ends of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 have the same polarity, the electric field coupling between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 is reduced. Therefore, the first radiating element 11 and the second radiating element 12 can be arranged close to each other, and as a result, the radiating element formation region reduction section RA shown in FIG. 2A can be provided.
  • FIG. 2B is an example in which the third radiating element 21 is formed in the radiating element formation area reduction section RA shown in FIG. 2A.
  • the parallel radiating portion PP in which the first radiating element 11 and the second radiating element 12 run in parallel with each other. Have. With this structure, the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are close to each other over a long dimension, so that the formation region of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 can be reduced.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 of the first antenna 10 and the ground conductor.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are formed of, for example, a planar conductor as shown in FIG. 3 or a linear conductor.
  • the ground conductor is formed of, for example, a planar conductor as shown in FIG. In this example, the ground conductor GND is larger than both the first radiating element 11 and the second radiating element 12. In other words, comparing the areas of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 with the ground conductor, the ground conductor is larger.
  • the first radiating element 11 has an open end OP1 and the second radiating element 12 has an open end OP2.
  • the distance d2 between the open end OP2 of the second radiating element 12 and the ground conductor GND is larger than the distance d1 between the open end OP1 of the first radiating element 11 and the open end OP2 of the second radiating element 12 (d2> d1).
  • the position indicated by an asterisk in FIG. 3 is the electric field maximum point (potential maximum point) Pm in the ground conductor GND. Since the ground conductor GND is a conductor that spreads in a planar shape, the position farthest from the first feeding circuit FC1 is usually the electric field maximum point (potential maximum point).
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are apart from the electric field maximum point (potential maximum point) of the ground conductor GND, deterioration of the radiation characteristic due to the ground conductor GND can be avoided. That is, the electric field maximum point (potential maximum point) at the open end of the first radiating element 11 and the electric field maximum point (potential maximum point) of the ground conductor GND having a polarity different from that of the electric field maximum point are separated from each other, whereby the dipole antenna operates, Radiation is performed using the first radiating element 11.
  • an electric field maximum point (potential maximum point) at the open end of the second radiating element 12 that is depolarized with the first radiating element 11 and an electric field maximum point (potential maximum point) of a ground conductor having a polarity different from that. ) are separated from each other, the radiation using the second radiating element 12 is performed by the operation of the dipole antenna.
  • the two dipoles described above are used. The antenna is co-located.
  • the first antenna 10 is provided with the first radiating element 11 and the second radiating element 12, so that the band widening is effectively performed.
  • the distance between the second radiating element 12 and the ground conductor GND is larger than the distance between the first radiating element 11 and the ground conductor GND, the distance between the open end OP1 of the first radiating element 11 and the ground conductor GND.
  • d2 can be similarly represented by d2>d1.
  • FIG. 4 is a diagram showing a relationship between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 of the first antenna 10 and the ground conductor GND.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are formed on the radiating element forming surface VS, and the radiating element forming surface VS is parallel to the ground conductor GND. They have a face-to-face relationship.
  • the ground conductor GND is larger than both the first radiating element 11 and the second radiating element 12.
  • the first radiating element 11 has an open end OP1 and the second radiating element 12 has an open end OP2.
  • the distance between the open end OP1 of the first radiating element 11 and the ground conductor GND and the distance between the open end OP2 of the second radiating element 12 and the ground conductor GND are both represented by d2, and the open end of the first radiating element 11 is represented.
  • d2 When the distance between OP1 and the open end OP2 of the second radiating element 12 is represented by d1, there is a relationship of d2>d1.
  • the position indicated by an asterisk in FIG. 4 is the electric field maximum point (potential maximum point) Pm in the ground conductor.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are separated from the electric field maximum point (potential maximum point) of the ground conductor GND, deterioration of the radiation characteristic due to the ground conductor GND can be avoided. That is, in the first antenna 10, the electric field maximum point (potential maximum point) at the open end of the second radiating element 12 depolarized and coupled to the first radiating element 11 has the same phase, but the first radiating element 11 has different polarities. When the maximum electric field (maximum potential) of the ground conductor is separated, it is radiated by the operation of the dipole antenna. As a result, the first antenna 10 is provided with the first radiating element 11 and the second radiating element 12 to effectively widen the band.
  • FIG. 5 is an external perspective view of the coupling element 13.
  • the coupling element 13 is a laminated body of a plurality of insulating base materials, and a conductor pattern is formed on each of the plurality of insulating base materials of the intermediate layer ML.
  • a first radiating element connecting terminal PA, a second radiating element connecting terminal PS, a feeding circuit connecting terminal PF, and a ground connecting terminal PG are formed on the outer surface of the coupling element 13.
  • 6 and 7 are plan views showing conductor patterns formed on a plurality of insulating base materials of the intermediate layer ML of the coupling element 13, respectively. 6 and 7 differ in the example of the conductor pattern.
  • the conductor pattern L1a and the conductor pattern L1b are connected via the interlayer connection conductor V1.
  • the conductor pattern L2a and the conductor pattern L2b are connected via the interlayer connecting conductor V2
  • the conductor pattern L2b and the conductor pattern L2c are connected via the interlayer connecting conductor V3
  • the conductor pattern L2c and the conductor pattern L2d are connected.
  • the conductor patterns L1a and L1b and the interlayer connecting conductor V1 form a first coil L1
  • the conductor patterns L2a to L2d and the interlayer connecting conductors V2, V3 and V4 form a second coil L2.
  • One end of the conductor pattern L1a is connected to the feeding circuit connection terminal PF, and one end of the conductor pattern L1b is connected to the first radiating element connection terminal PA. Further, one end of the conductor pattern L2a is connected to the second radiation element connection terminal PS, and one end of the conductor pattern L2d is connected to the ground connection terminal PG.
  • the direction of the magnetic field generated in the first coil L1 when a current flows from the power feeding circuit connecting terminal PF to the first radiating element connecting terminal PA The first coil L1 and the second coil L2 are wound so that the directions of the magnetic fields generated in the second coil L2 when the current flows from the ground connection terminal PG to the second radiating element connection terminal PS are opposite to each other. Has been done. That is, the first coil L1 and the second coil L2 are depolarized.
  • the second radiating element 12 connected to the second coil L2 becomes relatively long. Therefore, for example, a low band antenna A remarkable effect is obtained in the device.
  • each base layer has its own thickness.
  • an empty layer in which the conductor pattern is not formed may be put between the base material layers and laminated. It is preferable that this empty layer is placed below the lowermost conductor pattern L11 forming the first coil L1 or above the uppermost conductor pattern L24 forming the second coil L2. With such a configuration, a predetermined coupling coefficient between the first coil L1 and the second coil L2 can be maintained.
  • the structure of the coupling element 13 is not limited to those shown in FIGS. 6 and 7.
  • a conductor pattern for capacitively coupling the first coil L1 and the second coil L2 may be provided.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the antenna device 101 for obtaining the phase characteristics with respect to frequency, which will be described later.
  • the first radiating element 11 is represented by inductors L11 and L12 and capacitors C11 and C12.
  • the second radiating element 12 is represented by inductors L21 and L22 and capacitors C21 and C22.
  • These inductors correspond to the inductance components of the radiating elements 11 and 12
  • the capacitors correspond to the capacitance components generated between the radiating elements 11 and 12 and the ground conductor.
  • the phase characteristic in the present invention is calculated by representing an actual antenna device with a circuit as shown in the above equivalent circuit diagram.
  • the inductor L11 and the capacitor C11 are reactances that operate at the frequency of the third harmonic (third harmonic resonance) of the first radiating element 11.
  • the inductor L21 and the capacitor C21 are reactances acting at the frequency of the third harmonic (third harmonic resonance) of the second radiating element 12.
  • the capacitor CC1 is the capacitance between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 at the electric field maximum point at the frequency of the third harmonic of the first radiating element 11 and the second radiating element 12.
  • the capacitor CC2 is the capacitance between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 at the electric field maximum point at the frequency of the fundamental wave of the first radiating element 11 and the second radiating element 12.
  • the capacitor CP is a capacitor provided in the phase adjustment circuit 14.
  • FIG. 9 is a diagram showing frequency characteristics of the feeding phase to the first radiating element 11 and the second radiating element 12 of the antenna device 101 shown in FIG.
  • Ph1 is a feeding phase to the first radiating element 11
  • Ph2 is a feeding phase to the second radiating element 12.
  • the difference between the feeding phase to the first radiating element 11 and the feeding phase to the second radiating element 12 is 0.7 GHz, which is the lower limit frequency in the communication band of the antenna device of the present invention. With the above, it becomes less than 90 degrees. In other words, it becomes almost in phase above 0.7 GHz. In this way, by using the phase inversion effect of the coupling element 13, the adjacent electric field maximum points of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 are in phase with each other, so that the first radiating element 11 and the second radiating element The electric field coupling with 12 is suppressed, and the decrease in radiation efficiency is reduced.
  • FIG. 10 is a diagram showing the improvement of isolation between two communication system antennas by the phase adjustment circuit 14.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents the difference between the feeding phase to the first radiating element 11 and the feeding phase to the second radiating element 12.
  • PD0 in FIG. 10 is the characteristic when the phase adjustment circuit 14 is not provided (comparative example)
  • PD1 is the characteristic of the antenna device 101 of the present embodiment.
  • the frequency at which the phase difference is 90 degrees that is, the frequency (frequency band) in which the isolation between the two communication system antennas is poor
  • the frequency is about 1.8 GHz in the comparative example.
  • the frequency shifts to about 1.6 GHz.
  • the phase difference between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 between the low band and the mid band, which is not the communication band of the first antenna 10, is opposite (90 degrees or more and less than 180 degrees). That is, in this frequency band, the first antenna 10 does not act as an antenna, and the isolation between the first antenna 10 and the second antenna 20 is secured.
  • the second antenna 20 is a GPS antenna
  • the third harmonic of the second radiating element 12 is the second antenna. It is preferable to set it so that it does not overlap the GPS frequency band of 20.
  • the resonance frequency of the third harmonic of the second radiating element 12 is set to 1.7 GHz or higher.
  • the phase adjustment circuit 14 reverses the phase difference between the current flowing through the first radiating element 11 and the current flowing through the second radiating element 12 in the communication frequency band of the second antenna 20 (from 90 degrees to 180 degrees). It is a circuit to make it less than (degrees).
  • FIG. 11 is a diagram showing frequency characteristics of isolation between radiating elements for different communication systems.
  • the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents the amount of isolation between the first antenna 10 and the second antenna 20 (see FIG. 1).
  • IS0 in FIG. 11 is a characteristic when the phase adjustment circuit 14 is not provided (comparative example), and IS1 is a characteristic of the antenna device 101 of the present embodiment.
  • (LB) 0.7 GHz to 0.96 GHz shows a low band
  • (MB, HB) 1.71 GHz to 2.7 GHz shows a mid band and a high band, respectively.
  • (OB) indicates a GPS frequency band as an example of the second communication system.
  • the isolation is increased in the band (OB) of the second communication system. Therefore, as shown in FIG. 2B, even if the first radiating element 11 and the second radiating element 12 of the first antenna 10 and the third radiating element 21 of the second antenna 20 are close to each other, The characteristic deterioration of the antenna 10 and the second antenna 20 (see FIG. 1) is reduced.
  • the coupling element 13 and the phase adjusting circuit 14 may be configured as a single element for further miniaturization, not limited to the above-described embodiment.
  • the second embodiment shows a modified example of the antenna device 101 shown in the first embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the antenna device 102 according to the second embodiment.
  • the antenna device 102 includes a first matching circuit MC1 between the phase adjusting circuit 14 and the second radiating element 12.
  • a second matching circuit MC2 is provided between the second coil L2 of the coupling element 13 and the ground conductor GND.
  • a third matching circuit MC3 is provided between the first coil L1 and the first radiating element 11.
  • a fourth matching circuit MC4 is provided between the first coil L1 and the first feeding circuit connecting portion 19.
  • a fifth matching circuit MC5 is provided between the third radiating element 21 and the second feeding circuit FC2.
  • the first matching circuit MC1 is, for example, a series-connected inductor, capacitor, LC series circuit or LC parallel circuit, and the impedance or resonance frequency of the second radiating element 12 is appropriately determined by this configuration. Since the first matching circuit MC1 is close to the second radiating element 12, the resonance frequency of the second radiating element 12 can be easily determined. Also, unlike the phase adjustment circuit 14, the first matching circuit MC1 does not include a shunt-connected inductor or capacitor.
  • the second matching circuit MC2 is, for example, a series-connected inductor, capacitor, LC series circuit or LC parallel circuit, and the resonance frequency of the second radiating element 12 is appropriately determined by this configuration.
  • the third matching circuit MC3 is, for example, a series-connected inductor or capacitor, and the resonance frequency of the first radiating element 11 is appropriately determined by this configuration.
  • the fourth matching circuit MC4 is, for example, a series-connected inductor, capacitor, LC series circuit or LC parallel circuit.
  • a shunt connection inductor, a capacitor, an LC series circuit, and an LC parallel circuit are examples of the characteristic impedance of the first radiating element 11 matched with the impedance of the first feeding circuit FC1.
  • the characteristic impedance of the first radiating element 11 becomes low. Therefore, by configuring the fourth matching circuit MC4 with a shunt-connected inductor, The characteristic impedance of the element 11 can be increased to, for example, 50 ⁇ .
  • the fifth matching circuit MC5 is, for example, a series-connected inductor or capacitor, and the resonance frequency of the third radiating element 21 is appropriately determined by this configuration.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the antenna device 103 according to the third embodiment.
  • the antenna device 103 includes a first antenna 10 and a second antenna 20, and the first antenna 10 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a phase adjusting circuit 14, a coupling element 13, and a first matching element. It has a circuit MC1, a second matching circuit MC2, a third matching circuit MC3, and a fourth matching circuit MC4.
  • the second antenna 20 has a third radiating element 21 and a matching circuit MC5.
  • phase adjustment circuit 14 and the matching circuits MC1 to MC5 is as described in the first and second embodiments.
  • the first radiating element 11, the second radiating element 12, and the third radiating element 21 are all radiating elements obtained by bending the ground type 1/4 wavelength monopole radiating element at an angle of 90°. Unlike the example shown in FIG. 2B, the open end of the third radiating element 21 faces the open ends of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 in a state of being close to each other.
  • the first radiating element 11 and the second radiating element 12 run in parallel over a long dimension, so that the formation area of the radiating elements 11 and 12 is reduced. it can. Furthermore, a region for disposing other electronic components such as a camera and a speaker can be secured under the first radiating element 11 and the third radiating element 21. Although the open ends of the first radiating element 11 and the third radiating element 21 are opposed to each other, the electric field coupling between the first radiating element 11 and the third radiating element 21 is weak because there is no parallel running portion.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the antenna device 104 according to the fourth embodiment.
  • the antenna device 104 includes a first antenna 10 and a second antenna 20, and the first antenna 10 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a phase adjusting circuit 14, a coupling element 13, and a first matching element. It has a circuit MC1, a second matching circuit MC2, a third matching circuit MC3, a fourth matching circuit MC4 and a sixth matching circuit MC6.
  • the second antenna 20 has a third radiating element 21 and a matching circuit MC5.
  • the end of the first radiating element 11 away from the feeding point is connected to the ground conductor via the sixth matching circuit MC6.
  • the sixth matching circuit MC6 is, for example, an inductor or a capacitor.
  • the first radiating element 11 acts as a reactance termination type loop antenna.
  • the tip portion 11T of the first radiating element 11 does not act as a loop antenna, but has a shape smaller than that of the loop antenna, and thus acts as a monopole antenna having a resonance frequency higher than that of the loop antenna. Therefore, a further resonance point can be provided on the mid band side and the high band side of the first radiating element 11, and the frequency band of the first radiating element itself is expanded.
  • the open end direction of the first radiating element 11 and the open end direction of the second radiating element 12 are opposite to each other. As a result, it is possible to further suppress coupling of open ends, which are maximum electric field points in the same antenna.
  • the formation area of the first radiating element 11 can be reduced. Further, since the first radiating element 11 is a loop-type radiating element, when the antenna device 104 is used in an electronic device such as a mobile phone, fluctuations in reflection loss characteristics and the like when the antenna device 104 is near a human body are suppressed. To be done.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the antenna device 105 according to the fifth embodiment.
  • the antenna device 105 includes a first antenna 10 and a second antenna 20, and the first antenna 10 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a phase adjusting circuit 14, a coupling element 13, and a first matching element. It has a circuit MC1, a second matching circuit MC2, a third matching circuit MC3, and a fourth matching circuit MC4.
  • the second antenna 20 has a third radiating element 21 and a matching circuit MC5.
  • the first radiating element 11 is an inverted F-type antenna radiating element, and the first coil L1 of the coupling element 13 is connected to the feeding portion of the inverted F-type antenna radiating element.
  • Other configurations are as shown in the third embodiment.
  • the impedance of the first radiating element 11 can be easily matched with the impedance of the first feeding circuit FC1, and the impedance matching can be maintained over a wide band.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the antenna device 106A according to the sixth embodiment.
  • This antenna device 106A includes a first antenna 10 and a second antenna 20, and the first antenna 10 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a phase adjusting circuit 14, a coupling element 13, and a first matching element. It has a circuit MC1, a second matching circuit MC2, a third matching circuit MC3, and a fourth matching circuit MC4.
  • the second antenna 20 has a third radiating element 21 and a matching circuit MC5.
  • the first radiating element 11 is an inverted F-type antenna radiating element, and the first feeding circuit FC1 is connected to the short circuit portion of the inverted F-type antenna radiating element via the matching circuit MC4. Further, the first coil L1 of the coupling element 13 is connected between the short-circuited portion of the inverted F-type antenna radiating element and the ground conductor.
  • the matching circuit MC3 is connected between the first radiating element 11 and the first coil L1, and the matching circuit MC6 is inserted between the first coil L1 and the ground conductor.
  • the resonance of the first radiating element 11 increases the current flowing through the short-circuit portion, and the coupling between the first coil L1 and the second coil L2 increases, so that the second radiating element 12 is connected to the second radiating element 12. Since the amount of flowing current also increases, the effect of widening the band by adding the second radiating element 12 increases.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of another antenna device 106B according to the sixth embodiment. It differs from the antenna device 106A shown in FIG. 16 in the configuration of the first radiating element 11 and the connection configuration of the matching circuit MC3 to the first radiating element 11.
  • the antenna device 106A shown in FIG. 16 includes the first radiating element 11 of the inverted F antenna, and shows an example in which a part of the first radiating element 11 is passed from the fourth matching circuit MC4 to the third matching circuit MC3.
  • the fourth matching circuit MC4 and the third matching circuit MC3 are connected on the substrate.
  • Other configurations are the same as those of the antenna device 106A shown in FIG.
  • a part of the inverted F antenna may be formed by the conductor pattern on the substrate.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of the antenna device 107 according to the seventh embodiment.
  • the antenna device 107 includes a first antenna 10 and a second antenna 20, and the first antenna 10 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a phase adjusting circuit 14, a coupling element 13, and a first matching element. It has a circuit MC1, a second matching circuit MC2, a third matching circuit MC3, a fourth matching circuit MC4, a sixth matching circuit MC6A, MC6B, MC6C and a switch SW.
  • the configuration of the matching circuits MC6A, MC6B, MC6C and the switch SW is different from that of the antenna device 104 shown in FIG.
  • the switch SW is a circuit that switches which of the matching circuits MC6A, MC6B, and MC6C the end portion of the first radiating element 11 away from the feeding point is connected to the ground conductor.
  • the matching circuits MC6A, MC6B, MC6C are inductors or capacitors, and have different reactance values.
  • the frequency of the fundamental wave and the third harmonic frequency of the first radiating element 11 can be appropriately set by selecting the matching circuits MC6A, MC6B, and MC6C, so that the first antenna for obtaining desired antenna characteristics can be obtained.
  • the size of the radiating element 11 can be reduced, and the formation area of the first radiating element 11 can be reduced.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of the antenna device 108 according to the eighth embodiment.
  • the antenna device 108 includes a first antenna 10 and a second antenna 20, and the first antenna 10 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a phase adjusting circuit 14, a coupling element 13, and a first matching element. It has a circuit MC1, second matching circuits MC2A, MC2B, MC2C, a third matching circuit MC3 and a fourth matching circuit MC4.
  • the configuration of the matching circuits MC2A, MC2B, MC2C and the switch SW is different from that of the antenna device 103 shown in FIG.
  • the switch SW is a circuit that switches which matching circuit among the plurality of matching circuits MC2A, MC2B, and MC2C is inserted between the second coil L2 of the coupling element 13 and the ground conductor.
  • the matching circuits MC2A, MC2B, and MC2C are inductors or capacitors and have different reactance values.
  • the resonant frequency of the second radiating element 12 is appropriately determined by selecting the matching circuits MC2A, MC2B, MC2C, and thus the size of the second radiating element 12 for obtaining desired antenna characteristics is reduced. Therefore, the area where the second radiating element 12 is formed can be reduced.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of the antenna device 109 according to the ninth embodiment.
  • the antenna device 109 includes a first antenna 10 and a second antenna 20, and the first antenna 10 includes a first radiating element 11, a second radiating element 12, a phase adjusting circuit 14, a coupling element 13, and a first matching element. It has a circuit MC1, a second matching circuit MC2, a third matching circuit MC3, and a fourth matching circuit MC4.
  • the second antenna 20 has a third radiating element 21 and a matching circuit MC5.
  • phase adjustment circuit 14 and the matching circuits MC1 to MC5 is as described in the first and second embodiments.
  • the first radiating element 11 is a radiating element obtained by bending the ground type quarter-wave monopole radiating element at an angle of 90°.
  • the second radiating element 12 is a radiating element obtained by bending the ground type 1/4 wavelength monopole radiating element in two places at an angle of 90°.
  • the third radiating element 21 is a linear monopole radiating element.
  • the plus/minus symbols in FIG. 20 represent examples of potential polarities in the mid band and high band of the first antenna 10 (that is, in the state of utilizing the resonance of the third harmonic).
  • resonance of the third harmonic causes the adjacent portion (root portion or near root portion) of the first radiating element 11 and the second radiating element 12 to have the same polarity (in phase). it can.
  • unnecessary electric field coupling between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 is reduced, and the isolation between the first radiating element 11 and the second radiating element 12 is secured. That is, the addition of the second radiating element 12 effectively widens the band of the mid band and the high band.
  • the phase adjustment circuit 14 makes the phase difference between the current flowing through the first radiating element 11 and the current flowing through the second radiating element 12 antiphase (90 degrees or more and less than 180 degrees). .. Therefore, in the communication frequency band of the second antenna 20, the isolation between the first antenna 10 and the second antenna 20 is ensured.
  • the line length of the second radiating element 12 is the line of the first radiating element 11. Longer than long.
  • the longer open end of the second radiating element 12 is arranged farther from the open end of the third radiating element 21 of the second antenna 20. Therefore, unnecessary electric field coupling between the open ends of the first radiating element 11 and the third radiating element 21 can be further suppressed. Further, since the second radiating element 12 is not close to or surrounded by the third radiating element 21, the gain of the second antenna 20 can be increased.
  • the first radiating element 11, the second radiating element 12 and the third radiating element 21 are arranged along the edge of the housing 30, all have high radiation characteristics.
  • the first radiating element 11 fed by the first feeding circuit FC1 is a “feeding radiating element”
  • the degree of freedom of change is low, but the second radiating element 12 is, so to speak, a “parasitic radiating element”.
  • the flexibility of changing the pattern is high. Therefore, the configuration shown in this embodiment is also possible.
  • 21A is a circuit diagram of an antenna device 110A according to the tenth embodiment
  • FIG. 21B is a circuit diagram of another antenna device 110B according to the tenth embodiment.
  • Each of the antenna devices 110A and 110B includes the fourth radiating element 18. Any of the fourth radiating elements 18 is a grounding type 1/4 wavelength monopole radiating element.
  • the fourth radiating element 18 runs in parallel with the first radiating element 11 and is electromagnetically coupled with the first radiating element 11.
  • the fourth radiating element 18 runs in parallel with the second radiating element 12 and is electromagnetically coupled to the second radiating element 12.
  • Other configurations are as shown in the third embodiment.
  • the first antenna 10 since the radiation characteristic of the fourth radiating element 18 is added to the first antenna 10, the first antenna 10 has a wider band.

Landscapes

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Abstract

アンテナ装置（１０１）は第１アンテナ（１０）と第２アンテナ（２０）とを含む。第１放射素子（１１）と第２放射素子（１２）とは互いに並走する部分を有し、第１コイル（Ｌ１）は、第１放射素子（１１）と第１給電回路接続部（１９）との間に接続され、第２コイル（Ｌ２）は、第２放射素子（１２）とグランド導体（ＧＮＤ）との間に接続され、第１コイル（Ｌ１）と第２コイル（Ｌ２）とは互いに減極性結合する。第２アンテナ（２０）は第１アンテナ（１０）とは異なる通信周波数帯を有し、位相調整回路（１４）は、第２アンテナ（２０）の通信周波数帯において、第１放射素子（１１）と第２放射素子（１２）に流れる電流の位相差を９０度以上１８０度未満にし、第１放射素子（１１）の基本波の周波数をｆ１、第２放射素子（１２）の基本波の周波数をｆ２とすると、ｆ１＞ｆ２であり、３ｆ１－ｆ２＞ｆ１－ｆ２を満たす。

Description

アンテナ装置
　本発明は、通信機能を有する電子機器に備えられるアンテナ装置に関するものである。
　近年、各種通信に用いる通信帯域の広帯域化に伴い、通信帯域をカバーするための広帯域アンテナ装置の需要が高まっている。また、複数の通信システムで用いるために、広帯域をカバーするアンテナ装置の需要が高まっている。
　アンテナ装置を広帯域化する手法の一つとして、給電回路に接続される給電放射素子と、この給電回路から物理的に切り離された無給電放射素子とを備え、無給電放射素子を給電放射素子に磁界結合させることにより、給電放射素子の特性に無給電放射素子の特性を付与する手法が特許文献１に示されている。
特許第５５０５５６１号公報
　特許文献１に示される技術を用いる場合に、放射素子形成領域を縮小化するために、例えば第１放射素子と第２放射素子とを、それぞれの電界最大点が近接するように配置することが考えられる。図２２（Ａ）はその場合のアンテナ装置の構成を示す図である。この例では、第１放射素子１１と第２放射素子１２とは、両放射素子の結合素子に近い部分である、根元部で結合素子１３を介して結合し、第１放射素子１１側に給電回路ＦＣ１が接続されている。しかし、この構造では、第１放射素子１１と第２放射素子１２の開放端付近同士の電界結合が強く、第１放射素子１１及び第２放射素子１２の放射効率が低下してしまう。
　図２２（Ａ）において、プラス／マイナスの記号は、第１放射素子１１及び第２放射素子１２がそれぞれある周波数で共振する際の電位の極性を表している。図２２（Ａ）のような形状の放射素子１１，１２においては、先端付近が電界最大点となるため、その電位に着目して図示している。このように、第１放射素子１１と第２放射素子１２の開放端は異極性となるので、第１放射素子１１と第２放射素子１２とは強く電界結合する。そのため、第１放射素子１１及び第２放射素子１２の放射効率を維持するためには、図２２（Ｂ）に示すように、第１放射素子１１及び第２放射素子１２を、それらの開放端同士が遠ざかるように配置することとなり、放射素子形成領域は必然的に広くなる。
　一方、携帯電話器の通信用アンテナは、0.7GHz～2.7GHzのような広帯域をカバーする通信・通話用の第１アンテナと、1.5GHzを使用する、例えばGPS用の第２アンテナとを備える。また、この場合に、上記第１アンテナに入力される信号と、第２アンテナに入力される信号とを互いに阻害しないようにするため、その二つのアンテナ間のアイソレーションを確保する必要がある。
　図２２（Ａ）、図２２（Ｂ）に示したように、互いに結合する第１放射素子１１及び第２放射素子１２を備える第１アンテナにおいては、その基本波の共振で0.70～0.96GHz（ローバンド）を担い、高調波共振で1.71～2.17GHz（ミッドバンド）及び2.30～2.70GHz（ハイバンド）を担うことになり、それぞれの帯域が広帯域化される点においてはこのような構成は好ましい。しかし、このミッドバンド及びハイバンドの利得が第２アンテナ（例えば上記GPSアンテナ）の受信信号の周波数にまで広帯域化されてしまうと、第１アンテナと第２アンテナとのアイソレーションが劣化する。
　そこで、本発明の目的は、複数の通信システムで使用される、複数のアンテナを有するアンテナ装置において、放射素子形成領域を拡張することなく、異なる通信システム用のアンテナ間のアイソレーションを確保したアンテナ装置を提供することにある。
　本開示の一例としてのアンテナ装置は、
　第１アンテナと、前記第１アンテナとは異なる通信周波数帯で用いられる第２アンテナとを含み、
　前記第１アンテナは、第１放射素子、第２放射素子、位相調整回路、第１コイル及び第２コイルを有し、
　前記第１放射素子と前記第２放射素子とは互いに並走する部分を有し、
　前記第１コイルは、前記第１放射素子と第１給電回路の接続部との間に接続され、
　前記第２コイルは前記第２放射素子とグランド導体との間に接続され、
　前記位相調整回路は、前記第２コイル、前記第２放射素子及びグランドとの間に接続され、
　前記第１コイルと前記第２コイルとは互いに減極性結合し、
　前記位相調整回路は、前記第２アンテナの通信周波数帯において、前記第１放射素子に流れる電流と前記第２放射素子に流れる電流との位相差を９０度以上１８０度未満にし、
　前記第１アンテナは、前記第１放射素子の基本波の周波数をｆ１、前記第２放射素子の基本波の周波数をｆ２とすると、
　ｆ１＞ｆ２であり、
　３ｆ１－ｆ２　＞　ｆ１－ｆ２
　を満たすことを特徴とする。
　また、本開示の一例としてのアンテナ装置は、
　第１アンテナと、第２アンテナとを含み、
　前記第１アンテナは、第１放射素子、第２放射素子、位相調整回路、第１コイル及び第２コイルを有し、
　前記第１放射素子と前記第２放射素子とは互いに並走する部分を有し、
　前記第１コイルは前記第１放射素子と第１給電回路の接続部との間に接続され、
　前記第２コイルは前記第２放射素子とグランド導体との間に接続され、
　前記位相調整回路は、前記第２コイル、前記第２放射素子及びグランドとの間に接続され、
　前記第１コイルと前記第２コイルとは互いに減極性結合し、
　前記第２アンテナは前記第１アンテナとは異なる通信周波数帯を有し、
　前記位相調整回路は、前記第２アンテナの通信周波数帯において、前記第１給電回路から前記第２放射素子を見たときにショートに見えるように位相を調整し、
　前記位相調整回路は、前記第２アンテナの通信周波数帯において、前記第１放射素子に流れる電流と前記第２放射素子に流れる電流との位相差を９０度以上１８０度未満にし、
　前記第１放射素子の基本波の共振周波数における電界最大点と、前記第２放射素子の基本波の共振周波数における電界最大点との距離が、前記第１放射素子の基本波の共振周波数における電界最大点と、前記第１放射素子の基本波の共振周波数における前記グランド導体の電界最大点との距離に比べ小さい、ことを特徴とする。
　本発明によれば、複数の通信システムで使用される、複数のアンテナを有するアンテナ装置において、放射素子形成領域を拡張することなく、異なる通信システム用放射素子間のアイソレーションが確保される。同じ意味で、異なる通信システム用アンテナ間のアイソレーションを低下させることなく、放射素子形成領域を縮小化できる。
図１は第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１の回路図である。 図２（Ａ）は第１放射素子１１及び第２放射素子１２の形状を示す図であり、図２（Ｂ）は第１放射素子１１、第２放射素子１２及び第３放射素子２１の形状を示す図である。 図３は、第１アンテナ１０の第１放射素子１１及び第２放射素子１２とグランド導体との関係を示す図である。 図４は、第１アンテナ１０の第１放射素子１１及び第２放射素子１２とグランド導体との関係を示す図である。 図５は結合素子１３の外観斜視図である。 図６は、結合素子１３の複数の絶縁性基材にそれぞれ形成された導体パターンを示す平面図である。 図７は、結合素子１３の複数の絶縁性基材にそれぞれ形成された導体パターンを示す平面図であり、図６に示す例とは異なる例である。 図８は、周波数に対する位相の特性を求めるためのアンテナ装置１０１の等価回路図である。 図９は、図８に示したアンテナ装置１０１の、第１放射素子１１及び第２放射素子１２への給電位相の周波数特性を示す図である。 図１０は位相調整回路１４による、二つの通信システム用アンテナ間のアイソレーションの改善を示す図である。 図１１は、異なる通信システム用放射素子間のアイソレーションの周波数特性を示す図である。 図１２は第２の実施形態に係るアンテナ装置１０２の回路図である。 図１３は第３の実施形態に係るアンテナ装置１０３の回路図である。 図１４は第４の実施形態に係るアンテナ装置１０４の回路図である。 図１５は第５の実施形態に係るアンテナ装置１０５の回路図である。 図１６は第６の実施形態に係るアンテナ装置１０６Ａの回路図である。 図１７は第６の実施形態に係る別のアンテナ装置１０６Ｂの回路図である。 図１８は第７の実施形態に係るアンテナ装置１０７の回路図である。 図１９は第８の実施形態に係るアンテナ装置１０８の回路図である。 図２０は第９の実施形態に係るアンテナ装置１０９の回路図である。 図２１（Ａ）は第１０の実施形態に係るアンテナ装置１１０Ａの回路図であり、図２１（Ｂ）は第１０の実施形態に係る別のアンテナ装置１１０Ｂの回路図である。 図２２（Ａ）は、第１放射素子１１と第２放射素子１２とが、それぞれの電界最大点が近接するように配置されたアンテナ装置の構成図である。図２２（Ｂ）は、第１放射素子１１及び第２放射素子１２の開放端同士が遠ざかるように配置されたアンテナ装置の構成図である。
　まず、本発明に係るアンテナ装置における幾つかの態様について列挙する。
　本発明に係る第１の態様のアンテナ装置は、第１アンテナと、第１アンテナとは異なる通信周波数帯で用いられる第２アンテナとを含み、第１アンテナは、第１放射素子、第２放射素子、位相調整回路、第１コイル及び第２コイルを有する。第１放射素子と第２放射素子とは互いに並走する部分を有する。第１コイルは第１放射素子と第１給電回路の接続部との間に接続され、第２コイルは第２放射素子とグランド導体との間に接続され、位相調整回路は第２コイル、第２放射素子及びグランドの間に接続される。第１コイルと第２コイルとは互いに減極性結合する。位相調整回路は、第２アンテナの通信周波数帯において、第１放射素子に流れる電流と第２放射素子に流れる電流との位相差を９０度以上１８０度未満にする。そして、第１アンテナは、第１放射素子の基本波の周波数をｆ１、第２放射素子の基本波の周波数をｆ２とすると、
　ｆ１＞ｆ２であり、
　３ｆ１－ｆ２　＞　ｆ１－ｆ２
　を満たす。
　上記構造によれば、基本波の周波数が近い第１放射素子と第２放射素子の開放端同士が近接配置していても、減極性結合の位相反転作用により、第１放射素子と第２放射素子との電位を同極性にすることができ、第１放射素子と第２放射素子との間の電界結合が軽減され、第１放射素子と第２放射素子とのアイソレーションが確保され、第１放射素子と第２放射素子とが近接配置可能となり、放射素子形成領域を縮小化できる。また、位相調整回路の位相調整効果により第２アンテナの通信帯域において、第１アンテナの放射を抑制することができるので、第１アンテナと第２アンテナとのアイソレーションも確保される。
　本発明に係る第２の態様のアンテナ装置では、第１放射素子及び第２放射素子は、第１放射素子と第２放射素子とが互いに並走する並走部を有する。この構造により、第１放射素子及び第２放射素子の形成領域が縮小化される。
　本発明に係る第３の態様のアンテナ装置では、グランド導体は、第１放射素子及び第２放射素子のいずれよりも大きく、第１放射素子及び第２放射素子は開放端を有し、第１放射素子の開放端とグランド導体との距離は、第１放射素子の開放端と第２放射素子の開放端との距離よりも大きい。この構造によれば、第１放射素子及び第２放射素子はグランド導体の電界最大点（電位最大点）から離れるので、グランド導体による放射特性の劣化が避けられる。つまり、第１放射素子の開放端にある電界最大点（電位最大点）と、それとは異なる極性のグランド導体の電界最大点（電位最大点）とのダイポールアンテナの動作により、第１放射素子を用いた放射がなされ、第１放射素子とは減極性結合された第２放射素子の開放端にある電界最大点（電位最大点）と、それとは異なる極性のグランド導体の電界最大点（電位最大点）とのダイポールアンテナの動作により、第２放射素子を用いた放射がなされる。このことによって、第１アンテナが第１放射素子及び第２放射素子を備えることによる広帯域化が有効になされる。
　本発明に係る第４の態様のアンテナ装置では、位相調整回路と第２放射素子との間に接続された第１整合回路を備える。このことにより、第２放射素子のインピーダンス又は共振周波数が適正化される。
　本発明に係る第５の態様のアンテナ装置では、第２コイルとグランド導体との間に接続された第２整合回路を備える。このことにより、主に第２放射素子の共振周波数の調整が可能となる。
　本発明に係る第６の態様のアンテナ装置では、上記第２整合回路は、複数の整合回路と、それら複数の整合回路のいずれかを選択するスイッチとで構成される。この構成によれば、第２放射素子を小型化しつつ、その共振周波数を適宜設定できる。
　本発明に係る第７の態様のアンテナ装置では、第１コイルと第１放射素子との間に接続された第３整合回路を備える。この構成によれば、主に第１放射素子の共振周波数の調整が可能となる。
　本発明に係る第８の態様のアンテナ装置では、第１コイルと第１給電回路接続部との間に接続された第４整合回路を備える。この構成によれば、例えば第１放射素子のインピーダンスが適正値より低くても、それを適正値に設定できる。
　本発明に係る第９の態様のアンテナ装置では、第３放射素子と第２給電回路接続部との間に接続された第５整合回路を備える。この構成によれば、第３放射素子のインピーダンス、（給電）位相、又は共振周波数が適正化される。
　本発明に係る第１０の態様のアンテナ装置では、第１放射素子とグランド導体との間に接続された第６整合回路を備える。この構成によれば、第１放射素子の共振周波数を適正化できる。
　本発明に係る第１１の態様のアンテナ装置では、第６整合回路は、複数の整合回路と、それら複数の整合回路のいずれかを選択するスイッチとで構成される。この構成によれば、第１放射素子を小型化しつつ、その共振周波数を適宜設定できる。
　本発明に係る第１２の態様のアンテナ装置では、上記位相調整回路は、一端が前記グランド導体に接続されるキャパシタ、又は一端が前記グランド導体に接続されるインダクタを含む。この構成によれば、第２放射素子に対する給電位相が適正化される。
　本発明に係る第１３の態様のアンテナ装置では、第１放射素子及び第２放射素子はいずれもモノポール型放射素子である。この構成によれば、第１放射素子及び第２放射素子の導体パターンの配置の自由度が高く、限られたスペースに配置できる。
　本発明に係る第１４の態様のアンテナ装置では、第１放射素子は逆Ｆ型アンテナ放射素子であり、第１コイルは逆Ｆ型アンテナ放射素子の給電部に接続される。この構成によれば、小さな第１放射素子でありながら、所定周波数帯域に対応させることができる。
　本発明に係る第１５の態様のアンテナ装置では、第１放射素子は逆Ｆ型アンテナ放射素子であり、前記第１コイルは前記逆Ｆ型アンテナ放射素子の短絡部に接続される。この構成によれば、小さな第１放射素子でありながら、所定周波数帯域に対応させることができる。
　本発明に係る第１６の態様のアンテナ装置では、第１放射素子の開放端及び第２放射素子の開放端は、第１放射素子の根元及び第２放射素子の根元から互いに離れる方向に位置する。この構成によれば、第１放射素子と第２放射素子の開放端同士の不要な電界結合を抑制できる。
　本発明に係る第１７の態様のアンテナ装置では、第１放射素子は、終端部にリアクタンス（素子）を介して終端したループ型放射素子である。この構成によれば、アンテナを限られたスペースに配置できる。また、第２放射素子が外部からの電磁波によって干渉されるのを防ぐことができる。
　本発明に係る第１８の態様のアンテナ装置では、第１放射素子又は第２放射素子と電磁界結合する第４放射素子を備える。この構成によれば、第４放射素子による放射特性が付加されて、更に広帯域化されたアンテナ装置が得られる。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明又は理解の容易性を考慮して、実施形態を説明の便宜上分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせは可能である。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態に係るアンテナ装置１０１の回路図である。このアンテナ装置１０１は、第１アンテナ１０と、第２アンテナ２０とを含み、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、位相調整回路１４及び結合素子１３を有する。
　結合素子１３は第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２で構成される。第１コイルＬ１は、第１放射素子１１と第１給電回路接続部１９との間に接続され、第２コイルＬ２は、第２放射素子１２とグランド導体ＧＮＤとの間に接続され、位相調整回路１４は、第２コイルＬ２と第２放射素子１２との間に接続される。そして、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とは互いに減極性結合する。図１中の“Ｍ”は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合、及びそれによる相互インダクタンスが生じることを表している。
　第１放射素子１１及び第２放射素子１２は、いずれも基本波の周波数で携帯電話の0.7～0.96GHz（ローバンド）を担い、３倍波（３次高調波）で1.71～2.17GHz（ミッドバンド）及び2.30～2.70GHz（ハイバンド）を担う。
　第２アンテナ２０は第３放射素子２１を有する。第３放射素子２１は第２給電回路接続部２９に接続されている。この第３放射素子２１は例えばＧＰＳの1.580GHz帯を担う。
　第１放射素子１１の基本波の周波数をｆ１、第２放射素子１２の基本波の周波数をｆ２とすると、
　ｆ１＞ｆ２であり、
　３ｆ２－ｆ１　＞　ｆ１－ｆ２
　を満たす。
　結合素子１３の第１コイルＬ１のインダクタンスをＬ１、第２コイルＬ２のインダクタンスをＬ２、第１放射素子１１に流れる電流をｉ１、第２放射素子１２に流れる（給電される）電流をｉ２、第２放射素子のインピーダンスをＺ２でそれぞれ表すと、
　ｉ１＝（Ｚ２／ｊωＭ）ｉ２
　で表すことができる。本願の発明では、ｆ１＞ｆ２であるので、第１アンテナ１０の通信帯域においては常にＺ２が誘導性となり、そのインピーダンスをｊωＬで表すことができるので、第１放射素子１１に流れる電流と第２放射素子１２に流れる電流が同相（電流の位相差が０度以上９０度未満）となる。つまり電位も同相となる。これによって、第１放射素子１１と第２放射素子１２とが互いに並走する部分を含んでいても、両放射素子の電界結合を抑制できる。仮に、ｆ１＜ｆ２であると、第１アンテナ１０の通信帯域においてＺ２が容量性となる（そのインピーダンスを－ｊ／ωＣの形で表すことができる）周波数領域が生じる。この周波数領域において、第１放射素子１１と第２放射素子１２に流れる電流が逆相（電流の位相差が９０度以上１８０度未満）となる。
　したがって、上記のような結合素子１３による減極性結合の作用を有効にするためには、上記ｆ１＞ｆ２の関係が必要である。
　さらに本願発明においては、第１放射素子１１の基本波の周波数と第２放射素子１２の基本波の周波数との差は、第１放射素子１１の基本波の周波数と第２放射素子の３倍波周波数との差より小さい。つまり、第２放射素子１２の基本波の共振周波数は、第１放射素子１１の３倍波の共振周波数よりも基本波の共振周波数に近い。これによって、第１放射素子１１の基本波の共振周波数が担う第１アンテナ１０の通信帯域を、第２放射素子１２の基本波の共振周波数によって広帯域化できる。また、このように互いに近い共振周波数において、第１放射素子１１と第２放射素子１２とが基本波で共振し、第１放射素子１１と第２放射素子が並走している場合には、それぞれの放射素子１１，１２における電界最大点が近接し、放射素子１１，１２同士が電界結合するが、結合素子１３による減極性結合で位相を反転させることにより、放射素子１１，１２同士の電界結合を抑制することができる。又は、第１放射素子１１の基本波の共振周波数における第１放射素子１１の電界最大点とグランド導体の電界最大点との距離に比べ、第１放射素子１１の基本波の共振周波数における第１放射素子１１の電界最大点と、第２放射素子１２の基本波の共振周波数における第２放射素子１２の電界最大点との距離の方が小さい場合にも、同様に、第１放射素子１１と第２放射素子１２が並走している場合には、放射素子１１，１２同士が電界結合するが、結合素子１３による減極性結合で位相を反転させることにより、放射素子１１，１２同士の電界結合を抑制することができる。
　このことにより、第１放射素子１１の基本波の共振による特性に、第２放射素子１２の基本波の共振による特性が付加されて、0.70～0.96GHz（ローバンド）の利得が広帯域化される。また、第１放射素子１１の３倍波共振による特性に、第２放射素子１２の３倍波共振による特性が付加されて、1.71～2.70GHz（ミッドバンド及びハイバンド）の利得が広帯域化される。
　結合素子１３の第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とは互いに減極性結合するので、第２放射素子１２及び結合素子１３の付加によって放射特性を広帯域化する際に、第１放射素子１１と第２放射素子１２との開放端同士が近接していても、第１放射素子１１と第２放射素子１２との不要な電界結合が軽減される。したがって、第１放射素子１１と第２放射素子１２との近接配置が可能となり、放射素子形成領域を削減できる。
　図２（Ａ）は上記第１放射素子１１及び第２放射素子１２の形状を示す図であり、図２（Ｂ）は第１放射素子１１、第２放射素子１２及び第３放射素子２１の形状を示す図である。
　図２（Ａ）、図２（Ｂ）において、第１放射素子１１、第２放射素子１２及び第３放射素子２１はいずれもモノポール型放射素子である。より具体的には、接地型１／４波長モノポール放射素子の途中を９０°の角度で曲げた放射素子である。
　上述のとおり、結合素子１３の第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とは互いに減極性結合するので、第１放射素子１１の開放端ＯＰ１と第２放射素子１２の開放端ＯＰ２とが近接していても、第１放射素子１１と第２放射素子１２との電界結合が軽減される。
　図２（Ａ）、図２（Ｂ）において、プラス／マイナスの記号は、第１放射素子１１と第２放射素子１２がそれぞれある周波数で共振した時の電位の極性を表している。このように、第１放射素子１１と第２放射素子１２の開放端は同極性となるので、第１放射素子１１と第２放射素子１２との電界結合は軽減される。したがって、第１放射素子１１と第２放射素子１２とを近接配置することができ、そのことで、図２（Ａ）に示す放射素子形成領域削減部ＲＡを設けることができる。
　図２（Ｂ）は、図２（Ａ）に示す放射素子形成領域削減部ＲＡに第３放射素子２１を形成した例である。
　図２（Ａ）、図２（Ｂ）に示すように、第１放射素子１１及び第２放射素子１２は、第１放射素子１１と第２放射素子１２とが互いに並走する並走部ＰＰを有する。この構造により、第１放射素子１１と第２放射素子１２とが、長い寸法に亘って近接するので、第１放射素子１１及び第２放射素子１２の形成領域を縮小化できる。
　図３は、第１アンテナ１０の第１放射素子１１及び第２放射素子１２とグランド導体との関係を示す図である。第１放射素子１１及び第２放射素子１２は、例えば図３に示すような面状導体、あるいは線状導体などで形成される。グランド導体は、例えば図３に示すような面状導体で形成される。この例では、グランド導体ＧＮＤは、第１放射素子１１及び第２放射素子１２のいずれよりも大きい。換言すれば、第１放射素子１１及び第２放射素子１２とグランド導体との面積を比較すると、グランド導体の方が大きい。また、第１放射素子１１は開放端ＯＰ１を有し、第２放射素子１２は開放端ＯＰ２を有する。そして、第２放射素子１２の開放端ＯＰ２とグランド導体ＧＮＤとの距離ｄ２は、第１放射素子１１の開放端ＯＰ１と第２放射素子１２の開放端ＯＰ２との距離ｄ１よりも大きい（ｄ２＞ｄ１）。
　図３において星印で示す位置はグランド導体ＧＮＤにおける電界最大点（電位最大点）Ｐｍである。グランド導体ＧＮＤは面状に拡がる導体であるので、通常は、第１給電回路ＦＣ１から最も離れた位置が電界最大点（電位最大点）である。
　この構造によれば、第１放射素子１１及び第２放射素子１２はグランド導体ＧＮＤの電界最大点（電位最大点）から離れるので、グランド導体ＧＮＤによる放射特性の劣化が避けられる。つまり、第１放射素子１１の開放端にある電界最大点（電位最大点）と、それとは異なる極性のグランド導体ＧＮＤの電界最大点（電位最大点）とが離れることでダイポールアンテナの動作により、第１放射素子１１を用いた放射がなされる。同様に、第１放射素子１１とは減極性結合された第２放射素子１２の開放端にある電界最大点（電位最大点）と、それとは異なる極性のグランド導体の電界最大点（電位最大点）とが離れることでダイポールアンテナの動作により、第２放射素子１２を用いた放射がなされる。このように、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１と減極性結合された第２放射素子１２の開放端にある電界最大点（電位最大点）が同位相であるので、上記二つのダイポールアンテナが併存される。
　このことによって、第１アンテナ１０が第１放射素子１１及び第２放射素子１２を備えることによる広帯域化が有効になされる。
　なお、第１放射素子１１とグランド導体ＧＮＤとの間隔より、第２放射素子１２とグランド導体ＧＮＤとの間隔が大きい場合には、第１放射素子１１の開放端ＯＰ１とグランド導体ＧＮＤとの距離をｄ２で表すことで、同様にｄ２＞ｄ１で表すことができる。
　図４は、第１アンテナ１０の第１放射素子１１及び第２放射素子１２とグランド導体ＧＮＤとの関係を示す図である。図３に示した例とは異なり、この例では、第１放射素子１１及び第２放射素子１２は放射素子形成面ＶＳに形成されていて、この放射素子形成面ＶＳはグランド導体ＧＮＤと平行に対面する関係にある。
　図４において、グランド導体ＧＮＤは第１放射素子１１及び第２放射素子１２のいずれよりも大きい。また、第１放射素子１１は開放端ＯＰ１を有し、第２放射素子１２は開放端ＯＰ２を有する。そして、第１放射素子１１の開放端ＯＰ１とグランド導体ＧＮＤとの距離、第２放射素子１２の開放端ＯＰ２とグランド導体ＧＮＤとの距離をいずれもｄ２で表し、第１放射素子１１の開放端ＯＰ１と第２放射素子１２の開放端ＯＰ２との距離をｄ１で表すと、ｄ２＞ｄ１の関係にある。
　図３に示した例と同様に、図４において星印で示す位置はグランド導体における電界最大点（電位最大点）Ｐｍである。
　この図４に示す構造によれば、第１放射素子１１及び第２放射素子１２はグランド導体ＧＮＤの電界最大点（電位最大点）から離れるので、グランド導体ＧＮＤによる放射特性の劣化が避けられる。つまり、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１と減極性結合された第２放射素子１２の開放端にある電界最大点（電位最大点）が同位相であるのに対して、異なる極性のグランド導体の電界最大点（電位最大点）が離れることでダイポールアンテナの動作により放射される。このことによって、第１アンテナ１０が第１放射素子１１及び第２放射素子１２を備えることによる広帯域化が有効になされる。
　図５は結合素子１３の外観斜視図である。結合素子１３は複数の絶縁性基材の積層体であり、中間層MLの複数の絶縁性基材にそれぞれ導体パターンが形成されている。結合素子１３の外面には、第１放射素子接続端子ＰＡ、第２放射素子接続端子ＰＳ、給電回路接続端子ＰＦ、及びグランド接続端子ＰＧが形成されている。
　図６及び図７は、結合素子１３の上記中間層MLの複数の絶縁性基材にそれぞれ形成された導体パターンを示す平面図である。図６と図７とでは、導体パターンの例が異なる。
　導体パターンＬ１ａと導体パターンＬ１ｂとは層間接続導体Ｖ１を介して接続されている。導体パターンＬ２ａと導体パターンＬ２ｂとは層間接続導体Ｖ２を介して接続されていて、導体パターンＬ２ｂと導体パターンＬ２ｃとは層間接続導体Ｖ３を介して接続されていて、導体パターンＬ２ｃと導体パターンＬ２ｄとは層間接続導体Ｖ４を介して接続されている。導体パターンＬ１ａ，Ｌ１ｂ及び層間接続導体Ｖ１によって第１コイルＬ１が構成されていて、導体パターンＬ２ａ～Ｌ２ｄ及び層間接続導体Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４によって第２コイルＬ２が構成されている。導体パターンＬ１ａの一端は給電回路接続端子ＰＦに接続されていて、導体パターンＬ１ｂの一端は第１放射素子接続端子ＰＡに接続されている。また、導体パターンＬ２ａの一端は第２放射素子接続端子ＰＳに接続されていて、導体パターンＬ２ｄの一端はグランド接続端子ＰＧに接続されている。
　図６に示した例、図７に示した例のいずれにおいても、給電回路接続端子ＰＦから第１放射素子接続端子ＰＡの方向に電流が流れた時に第１コイルＬ１に生じる磁界の向きと、グランド接続端子ＰＧから第２放射素子接続端子ＰＳの方向に電流が流れた時に第２コイルＬ２に生じる磁界の向きとが互いに逆になるように、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２が巻回されている。すなわち、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とは減極性結合する。この構造によって、例えば、第１放射素子１１と第２放射素子１２とが実質的に同方向に延びる部分があっても、この２つの素子から発生される磁束は強めあう方向に第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２が巻回されているため、放射効率の低下が抑制される。第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２の互いの巻回数が等しくても減極性結合していれば、同様に放射効率の低下を抑制できるが、図６に示した例、図７に示した例のように、第２コイルＬ２の巻回数が第１コイルＬ１の巻回数より大きいと、第２コイルＬ２に接続される第２放射素子１２が相対的に長くなる、そのため、例えばローバンド用のアンテナ装置において顕著な効果を奏する。
　言うまでもなく、各基材層それぞれには厚みがある。また、周辺部品などへの影響、周辺部品からの影響を抑制するために、基材層間に、導体パターンが形成されていない空き層を入れて積層してもよい。この空き層は第１コイルＬ１を形成する最下層の導体パターンであるＬ１１よりも下層にいれるか、第２コイルＬ２を形成する最上層の導体パターンであるＬ２４よりも上層に入れることが好ましい。このような構成によって、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との所定の結合係数を維持できる。
　結合素子１３の構造は図６、図７に示すものに限られるものではない。例えば、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２とが容量結合するための導体パターンを備えていてもよい。
　図８は、後に示す、周波数に対する位相の特性を求めるためのアンテナ装置１０１の等価回路図である。図８に示すように、第１放射素子１１はインダクタＬ１１，Ｌ１２及びキャパシタＣ１１，Ｃ１２で表される。同様に、第２放射素子１２はインダクタＬ２１，Ｌ２２及びキャパシタＣ２１，Ｃ２２で表される。これらインダクタは放射素子１１，１２のインダクタンス成分に相当し、キャパシタは放射素子１１，１２とグランド導体との間に生じる容量成分に相当する。本発明における位相の特性は上記等価回路図のような回路で実際のアンテナ装置を表し、算出している。
　特に、インダクタＬ１１及びキャパシタＣ１１は、第１放射素子１１の３倍波（３次高調波共振）の周波数で作用するリアクタンスである。同様に、インダクタＬ２１及びキャパシタＣ２１は、第２放射素子１２の３倍波（３次高調波共振）の周波数で作用するリアクタンスである。
　キャパシタＣＣ１は、第１放射素子１１及び第２放射素子１２の３倍波の周波数での電界最大点での、第１放射素子１１及び第２放射素子１２間の容量である。また、キャパシタＣＣ２は、第１放射素子１１及び第２放射素子１２の基本波の周波数での電界最大点での、第１放射素子１１及び第２放射素子１２間の容量である。
　さらに、図８において、キャパシタＣＰは位相調整回路１４に設けられたキャパシタである。
　図８において、各素子の値は次のとおりである。
　Ｌ１１：8 nH，1 ohm
　Ｌ１２：15 nH，10 ohm
　Ｃ１１：0.4 pF
　Ｃ１２：0.8 pF
　Ｌ２１：12 nH，2 ohm
　Ｌ２２：26 nH，4 ohm
　Ｃ２１：0.6 pF
　Ｃ２２：0.8 pF
　ＣＣ１：0.1 pF
　ＣＣ２：0.2 pF
　ＣＰ：0.6 pF
　図９は、図８に示したアンテナ装置１０１の、第１放射素子１１及び第２放射素子１２への給電位相の周波数特性を示す図である。図９において、Ｐｈ１は第１放射素子１１への給電位相であり、Ｐｈ２は第２放射素子１２への給電位相である。
　結合素子１３の減極性磁界結合により、第１放射素子１１への給電位相と第２放射素子１２への給電位相との差が、本発明のアンテナ装置の通信帯域における下限周波数である、0.7GHz以上で９０度未満となる。つまり、0.7GHz以上でほぼ同相となる。このように、結合素子１３による位相反転作用を用いて、第１放射素子１１と第２放射素子１２の近接する電界最大点同士を同相とすることによって、第１放射素子１１と第２放射素子１２との電界結合が抑制され、放射効率低下が軽減される。
　図１０は位相調整回路１４による、二つの通信システム用アンテナ間のアイソレーションの改善を示す図である。図１０において、横軸は周波数、縦軸は第１放射素子１１への給電位相と第２放射素子１２への給電位相との差である。図１０中のＰＤ０は位相調整回路１４を備えない場合（比較例）の特性であり、ＰＤ１は本実施形態のアンテナ装置１０１の特性である。ここで、位相差が９０度となる周波数、つまり二つの通信システム用のアンテナ間のアイソレーションが悪い周波数（周波数帯）、で比較すると、比較例ではその周波数が約1.8GHzであるのに対し、本実施形態では、その周波数は約1.6GHzにシフトする。すなわち、第１アンテナ１０の通信帯域でない、ローバンドとミッドバンドとの間で、第１放射素子１１と第２放射素子１２との位相差が逆相（９０度以上１８０度未満）となる。つまり、この周波数帯では第１アンテナ１０はアンテナとして作用せず、第１アンテナ１０と第２アンテナ２０とのアイソレーションが確保される。
　例えば、第２アンテナ２０がGPS用アンテナの場合、第１アンテナ１０の３倍波の共振周波数以上でGPSの1.6GHz帯に重ならないように定めることが好ましい。さらに言えば、本発明の第１アンテナ１０において、第１放射素子１１よりも第２放射素子１２の方が基本波の周波数が低いので、第２放射素子１２の３倍波が、第２アンテナ２０の担うGPSの周波数帯に重ならないように定めることが好ましい。例えば、第２放射素子１２の３倍波の共振周波数を1.7GHz以上にする。
　端的に言えば、位相調整回路１４は、第２アンテナ２０の通信周波数帯において、第１放射素子１１に流れる電流と第２放射素子１２に流れる電流との位相差を逆相（９０度以上１８０度未満）にするための回路である。
　図１１は、異なる通信システム用放射素子間のアイソレーションの周波数特性を示す図である。図１１において、横軸は周波数、縦軸は第１アンテナ１０と第２アンテナ２０（図１参照）とのアイソレーションの量である。図１１中のＩＳ０は位相調整回路１４を備えない場合（比較例）の特性であり、ＩＳ１は本実施形態のアンテナ装置１０１の特性である。図１１において、（ＬＢ）0.7GHz～0.96GHzはローバンド、（ＭＢ，ＨＢ）1.71GHz～2.7GHzはミッドバンド及びハイバンドをそれぞれ示している。また、（ＯＢ）は第２通信システムの例としてＧＰＳの周波数帯を示している。
　図１１に表れているように、本実施形態によれば、第２通信システムの帯域（ＯＢ）でアイソレーションが高まっている。したがって、図２（Ｂ）に示したように、第１アンテナ１０の第１放射素子１１及び第２放射素子１２と第２アンテナ２０の第３放射素子２１とが近接していても、第１アンテナ１０及び第２アンテナ２０（図１参照）の特性劣化が軽減される。
　なお、上記実施形態に限らず、さらなる小型化を図るために、結合素子１３と位相調整回路１４とを１つの素子として構成してもよい。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では第１の実施形態で示したアンテナ装置１０１の変形例を示す。
　図１２は第２の実施形態に係るアンテナ装置１０２の回路図である。このアンテナ装置１０２では、位相調整回路１４と第２放射素子１２との間に第１整合回路ＭＣ１を備える。また、結合素子１３の第２コイルＬ２とグランド導体ＧＮＤとの間に第２整合回路ＭＣ２を備える。また、第１コイルＬ１と第１放射素子１１との間に第３整合回路ＭＣ３を備える。また、第１コイルＬ１と第１給電回路接続部１９との間に第４整合回路ＭＣ４を備える。また、第３放射素子２１と第２給電回路ＦＣ２との間に第５整合回路ＭＣ５を備える。
　上記第１整合回路ＭＣ１は例えばシリーズ接続された、インダクタ、キャパシタ、ＬＣ直列回路又はＬＣ並列回路であり、この構成により、第２放射素子１２のインピーダンス又は共振周波数が適宜定められる。第１整合回路ＭＣ１は第２放射素子１２に近いため、第２放射素子１２の共振周波数を簡便に定めることができる。また、第１整合回路ＭＣ１は位相調整回路１４とは異なり、シャント接続されたインダクタ又はキャパシタを含まない。
　上記第２整合回路ＭＣ２は例えばシリーズ接続の、インダクタ、キャパシタ、ＬＣ直列回路又はＬＣ並列回路であり、この構成により、第２放射素子１２の共振周波数が適宜定められる。
　上記第３整合回路ＭＣ３は例えばシリーズ接続のインダクタ又はキャパシタであり、この構成により、第１放射素子１１の共振周波数が適宜定められる。
　上記第４整合回路ＭＣ４は、例えばシリーズ接続のインダクタ、キャパシタ、LC直列回路又はLC並列回路である。また、例えばシャント接続のインダクタ、キャパシタ、LC直列回路、LC並列回路である。これら構成により、第１放射素子１１の特性インピーダンスが第１給電回路ＦＣ１のインピーダンスに整合される。特に、第１放射素子１１はグランド導体ＧＮＤとの間隔が狭いと、第１放射素子１１の特性インピーダンスが低くなるので、第４整合回路ＭＣ４をシャント接続のインダクタで構成することにより、第１放射素子１１の特性インピーダンスを高めて例えば５０Ωに設定できる。
　上記第５整合回路ＭＣ５は例えばシリーズ接続のインダクタ又はキャパシタであり、この構成により、第３放射素子２１の共振周波数が適宜定められる。
《第３の実施形態》
　図１３は第３の実施形態に係るアンテナ装置１０３の回路図である。このアンテナ装置１０３は、第１アンテナ１０と、第２アンテナ２０とを含み、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、位相調整回路１４、結合素子１３、第１整合回路ＭＣ１、第２整合回路ＭＣ２、第３整合回路ＭＣ３及び第４整合回路ＭＣ４を有する。
　第２アンテナ２０は、第３放射素子２１及び整合回路ＭＣ５を有する。
　上記位相調整回路１４及び各整合回路ＭＣ１～ＭＣ５の作用については第１、第２の実施形態で既に述べたとおりである。
　第１放射素子１１、第２放射素子１２及び第３放射素子２１はいずれも、接地型１／４波長モノポール放射素子の途中を９０°の角度で曲げた放射素子である。図２（Ｂ）に示した例と異なり、第３放射素子２１の開放端は第１放射素子１１及び第２放射素子１２の開放端に近接する状態で対向している。
　本実施形態によれば、第１の実施形態と同様、第１放射素子１１と第２放射素子１２が長い寸法に亘って並走しているので、放射素子１１，１２の形成領域を縮小化できる。さらに、第１放射素子１１の下部、第３放射素子２１の下部には、カメラやスピーカなどの他の電子部品の配置領域を確保することができる。なお、第１放射素子１１と第３放射素子２１の開放端が対向しているが、並走している部分がないため、第１放射素子１１と第３放射素子２１の電界結合は弱い。
《第４の実施形態》
　図１４は第４の実施形態に係るアンテナ装置１０４の回路図である。このアンテナ装置１０４は、第１アンテナ１０と、第２アンテナ２０とを含み、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、位相調整回路１４、結合素子１３、第１整合回路ＭＣ１、第２整合回路ＭＣ２、第３整合回路ＭＣ３、第４整合回路ＭＣ４及び第６整合回路ＭＣ６を有する。
　第２アンテナ２０は第３放射素子２１及び整合回路ＭＣ５を有する。
　第１放射素子１１の、給電点から離れた端部は第６整合回路ＭＣ６を介してグランド導体に接続されている。この第６整合回路ＭＣ６は例えばインダクタ又はキャパシタである。この構成により、第１放射素子１１はリアクタンス終端型ループアンテナとして作用する。第１放射素子１１の先端部１１Ｔはループアンテナとしては作用せず、ループアンテナよりも小さい形状を有するため、ループアンテナよりも高い共振周波数を有するモノポールアンテナとして作用する。このため、第１放射素子１１のミッドバンド、ハイバンド側にさらなる共振点を有することができ、第１放射素子自体の周波数帯域が拡がる。
　また、第１放射素子１１の開放端方向と、第２放射素子１２の開放端方向とは互いに逆方向である。これにより、同アンテナ内の電界最大点同士である開放端同士が結合することをさらに抑制できる。
　本実施形態によれば、第１放射素子１１の形成領域を縮小化できる。また、第１放射素子１１はループ型放射素子であるので、このアンテナ装置１０４が例えば、携帯電話などの電子機器に使用される際に、人体近傍にあるときの反射損失特性等の変動が抑制される。
《第５の実施形態》
　図１５は第５の実施形態に係るアンテナ装置１０５の回路図である。このアンテナ装置１０５は、第１アンテナ１０と、第２アンテナ２０とを含み、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、位相調整回路１４、結合素子１３、第１整合回路ＭＣ１、第２整合回路ＭＣ２、第３整合回路ＭＣ３及び第４整合回路ＭＣ４を有する。第２アンテナ２０は、第３放射素子２１及び整合回路ＭＣ５を有する。
　第１放射素子１１は逆Ｆ型アンテナ放射素子であり、結合素子１３の第１コイルＬ１は逆Ｆ型アンテナ放射素子の給電部に接続される。その他の構成は第３の実施形態で示したとおりである。
　本実施形態によれば、第１放射素子１１のインピーダンスを第１給電回路ＦＣ１のインピーダンスに合わせやすく、広帯域に亘ってインピーダンス整合が保てる。
《第６の実施形態》
　図１６は第６の実施形態に係るアンテナ装置１０６Ａの回路図である。このアンテナ装置１０６Ａは、第１アンテナ１０と、第２アンテナ２０とを含み、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、位相調整回路１４、結合素子１３、第１整合回路ＭＣ１、第２整合回路ＭＣ２、第３整合回路ＭＣ３及び第４整合回路ＭＣ４を有する。第２アンテナ２０は、第３放射素子２１及び整合回路ＭＣ５を有する。
　第１放射素子１１は逆Ｆ型アンテナ放射素子であり、第１給電回路ＦＣ１は整合回路ＭＣ４を介して逆Ｆ型アンテナ放射素子の短絡部に接続される。また、逆Ｆ型アンテナ放射素子の短絡部とグランド導体との間に、結合素子１３の第１コイルＬ１が接続される。この例では、第１放射素子１１と第１コイルＬ１との間に整合回路ＭＣ３が接続されていて、第１コイルＬ１とグランド導体との間に整合回路ＭＣ６が挿入されている。
　本実施形態によれば、第１放射素子１１が共振することにより、短絡部に流れる電流が増大し、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２との結合が増すことで、第２放射素子１２に流れる電流量も増すことになるので、第２放射素子１２を付加したことによる広帯域化の効果が増大する。
　図１７は第６の実施形態に係る別のアンテナ装置１０６Ｂの回路図である。図１６に示したアンテナ装置１０６Ａとは、第１放射素子１１の構成及び第１放射素子１１に対する整合回路ＭＣ３の接続構成が異なる。図１６に示したアンテナ装置１０６Ａでは、逆Ｆアンテナの第１放射素子１１を備え、第４整合回路ＭＣ４から第３整合回路ＭＣ３までに第１放射素子１１の一部を経由する例を示したが、図１７に示すアンテナ装置１０６Ｂでは、第４整合回路ＭＣ４と第３整合回路ＭＣ３とを基板上で接続している。その他の構成は図１６に示したアンテナ装置１０６Ａと同じである。
　このように、基板上の導体パターンで逆Ｆアンテナの一部を構成してもよい。
《第７の実施形態》
　図１８は第７の実施形態に係るアンテナ装置１０７の回路図である。このアンテナ装置１０７は、第１アンテナ１０と、第２アンテナ２０とを含み、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、位相調整回路１４、結合素子１３、第１整合回路ＭＣ１、第２整合回路ＭＣ２、第３整合回路ＭＣ３、第４整合回路ＭＣ４、第６整合回路ＭＣ６Ａ，ＭＣ６Ｂ，ＭＣ６Ｃ及びスイッチＳＷを有する。
　図１４に示したアンテナ装置１０４とは、整合回路ＭＣ６Ａ，ＭＣ６Ｂ，ＭＣ６Ｃ及びスイッチＳＷの構成が異なる。スイッチＳＷは、第１放射素子１１の給電点から離れた端部を、複数の整合回路ＭＣ６Ａ，ＭＣ６Ｂ，ＭＣ６Ｃのうちどの整合回路を介してグランド導体に接続するかを切り替える回路である。整合回路ＭＣ６Ａ，ＭＣ６Ｂ，ＭＣ６Ｃはインダクタ又はキャパシタであり、それぞれのリアクタンス値が異なる。
　本実施形態によれば、整合回路ＭＣ６Ａ，ＭＣ６Ｂ，ＭＣ６Ｃの選択によって、第１放射素子１１の基本波の周波数及び３倍波周波数を適宜設定できるので、所望のアンテナ特性を得るための、第１放射素子１１のサイズを縮小化でき、第１放射素子１１形成領域を減らすことができる。
《第８の実施形態》
　図１９は第８の実施形態に係るアンテナ装置１０８の回路図である。このアンテナ装置１０８は、第１アンテナ１０と、第２アンテナ２０とを含み、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、位相調整回路１４、結合素子１３、第１整合回路ＭＣ１、第２整合回路ＭＣ２Ａ，ＭＣ２Ｂ，ＭＣ２Ｃ、第３整合回路ＭＣ３及び第４整合回路ＭＣ４を有する。
　図１３に示したアンテナ装置１０３とは、整合回路ＭＣ２Ａ，ＭＣ２Ｂ，ＭＣ２Ｃ及びスイッチＳＷの構成が異なる。スイッチＳＷは、結合素子１３の第２コイルＬ２とグランド導体との間に、複数の整合回路ＭＣ２Ａ，ＭＣ２Ｂ，ＭＣ２Ｃのうちどの整合回路を挿入するかを切り替える回路である。整合回路ＭＣ２Ａ，ＭＣ２Ｂ，ＭＣ２Ｃはインダクタ又はキャパシタであり、それぞれのリアクタンス値が異なる。
　本実施形態によれば、整合回路ＭＣ２Ａ，ＭＣ２Ｂ，ＭＣ２Ｃの選択によって、第２放射素子１２の共振周波数が適宜定められるので、所望のアンテナ特性を得るための、第２放射素子１２のサイズを縮小化でき、第２放射素子１２形成領域を減らすことができる。
《第９の実施形態》
　図２０は第９の実施形態に係るアンテナ装置１０９の回路図である。このアンテナ装置１０９は、第１アンテナ１０と、第２アンテナ２０とを含み、第１アンテナ１０は、第１放射素子１１、第２放射素子１２、位相調整回路１４、結合素子１３、第１整合回路ＭＣ１、第２整合回路ＭＣ２、第３整合回路ＭＣ３及び第４整合回路ＭＣ４を有する。第２アンテナ２０は、第３放射素子２１及び整合回路ＭＣ５を有する。
　上記位相調整回路１４及び各整合回路ＭＣ１～ＭＣ５の作用については第１、第２の実施形態で既に述べたとおりである。
　第１放射素子１１は接地型１／４波長モノポール放射素子の途中を９０°の角度で曲げた放射素子である。第２放射素子１２は接地型１／４波長モノポール放射素子の途中を２箇所で９０°の角度で曲げた放射素子である。第３放射素子２１は直線状のモノポール型放射素子である。
　図２０中のプラス／マイナスの記号は、第１アンテナ１０のミッドバンド及びハイバンドでの（つまり、３倍波の共振を利用する状態での）電位の極性の例を表している。このように、結合素子１３は減極性結合するので、３倍波の共振で、第１放射素子１１と第２放射素子１２の近接部（根元部又は根元部付近）が同極性（同相）にできる。このことにより、第１放射素子１１と第２放射素子１２との間の不要な電界結合が軽減され、第１放射素子１１と第２放射素子１２とのアイソレーションが確保される。つまり、第２放射素子１２を付加したことによる、ミッドバンド及びハイバンドの広帯域化が有効になされる。
　位相調整回路１４は、第２アンテナ２０の通信周波数帯において、第１放射素子１１に流れる電流と第２放射素子１２に流れる電流との位相差を逆相（９０度以上１８０度未満）にする。そのため、第２アンテナ２０の通信周波数帯において、第１アンテナ１０と第２アンテナ２０とのアイソレーションが確保される。
　なお、第２放射素子１２の基本波の共振周波数は第１放射素子１１の基本波の共振周波数より低い（ｆ１＞ｆ２）ので、第２放射素子１２の線長は第１放射素子１１の線長より長い。本実施形態では、この長い方の第２放射素子１２の開放端を第２アンテナ２０の第３放射素子２１の開放端より遠ざけるように配置している。そのため、第１放射素子１１と第３放射素子２１との開放端同士の不要な電界結合がより抑制できる。また、第２放射素子１２が第３放射素子２１に近接したり、囲んだりしないので、第２アンテナ２０の利得を高めることができる。
　図２０に示した例では、第１放射素子１１、第２放射素子１２及び第３放射素子２１を筐体３０の縁に沿って配置しているので、いずれも放射特性が高い。ちなみに、第１給電回路ＦＣ１によって給電される第１放射素子１１は「給電放射素子」であるので、変更に対する自由度が低いが、第２放射素子１２は言わば「無給電放射素子」であるので、パターンの変更の自由度が高い。そのため、本実施形態で示したような構成も可能である。
《第１０の実施形態》
　図２１（Ａ）は第１０の実施形態に係るアンテナ装置１１０Ａの回路図であり、図２１（Ｂ）は第１０の実施形態に係る別のアンテナ装置１１０Ｂの回路図である。いずれのアンテナ装置１１０Ａ，１１０Ｂにおいても、第４放射素子１８を備える。いずれの第４放射素子１８も接地型１／４波長モノポール放射素子である。
　アンテナ装置１１０Ａにおいて第４放射素子１８は第１放射素子１１と並走し、第１放射素子１１と電磁界結合する。アンテナ装置１１０Ｂにおいて第４放射素子１８は第２放射素子１２と並走し、第２放射素子１２と電磁界結合する。その他の構成は第３の実施形態で示したとおりである。
　本実施形態によれば、第１アンテナ１０に第４放射素子１８の放射特性が付加されるので、第１アンテナ１０はさらに広帯域化される。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形及び変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２…キャパシタ
ＣＣ１，ＣＣ２…キャパシタ
ＣＰ…キャパシタ
ＦＣ１…第１給電回路
ＦＣ２…第２給電回路
ＧＮＤ…グランド導体
Ｌ１…第１コイル
Ｌ１１，Ｌ１２…インダクタ
Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ…第１コイル形成用導体パターン
Ｌ２…第２コイル
Ｌ２１，Ｌ２２…インダクタ
Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ…第２コイル形成用導体パターン
ＭＣ１…第１整合回路
ＭＣ２，ＭＣ２Ａ，ＭＣ２Ｂ，ＭＣ２Ｃ…第２整合回路
ＭＣ３…第３整合回路
ＭＣ４…第４整合回路
ＭＣ５…第５整合回路
ＭＣ６，ＭＣ６Ａ，ＭＣ６Ｂ，ＭＣ６Ｃ…第６整合回路
ＯＰ１，ＯＰ２…開放端
ＰＡ…第１放射素子接続端子
ＰＦ…給電回路接続端子
ＰＧ…グランド接続端子
ＰＰ…並走部
ＰＳ…第２放射素子接続端子
ＲＡ…放射素子形成領域削減部
ＳＷ…スイッチ
ＶＳ…放射素子形成面
１０…第１アンテナ
１１…第１放射素子
１１Ｔ…先端部
１２…第２放射素子
１３…結合素子
１４…位相調整回路
１８…第４放射素子
１９…第１給電回路接続部
２０…第２アンテナ
２１…第３放射素子
２９…第２給電回路接続部
３０…筐体
１０１～１０５，１０６Ａ，１０６Ｂ，１０７～１０９，１１０Ａ，１１０Ｂ…アンテナ装置

Claims (20)

  1. 　第１アンテナと、前記第１アンテナとは異なる通信周波数帯で用いられる第２アンテナとを含み、
    　前記第１アンテナは、第１放射素子、第２放射素子、位相調整回路、第１コイル及び第２コイルを有し、
    　前記第１放射素子と前記第２放射素子とは互いに並走する部分を有し、
    　前記第１コイルは、前記第１放射素子と第１給電回路の接続部との間に接続され、
    　前記第２コイルは前記第２放射素子とグランド導体との間に接続され、
    　前記位相調整回路は、前記第２コイル、前記第２放射素子及びグランドの間に接続され、
    　前記第１コイルと前記第２コイルとは互いに減極性結合し、
    　前記位相調整回路は、前記第２アンテナの通信周波数帯において、前記第１放射素子に流れる電流と前記第２放射素子に流れる電流との位相差を９０度以上１８０度未満にし、
    　前記第１アンテナは、前記第１放射素子の基本波の周波数をｆ１、前記第２放射素子の基本波の周波数をｆ２とすると、
    　ｆ１＞ｆ２であり、
    　３ｆ１－ｆ２　＞　ｆ１－ｆ２
    　を満たすアンテナ装置。
  2. 　第１アンテナと、第２アンテナとを含み、
    　前記第１アンテナは、第１放射素子、第２放射素子、位相調整回路、第１コイル及び第２コイルを有し、
    　前記第１放射素子と前記第２放射素子とは互いに並走する部分を有し、
    　前記第１コイルは前記第１放射素子と第１給電回路の接続部との間に接続され、
    　前記第２コイルは前記第２放射素子とグランド導体との間に接続され、
    　前記位相調整回路は、前記第２コイル、前記第２放射素子及びグランドとの間に接続され、
    　前記第１コイルと前記第２コイルとは互いに減極性結合し、
    　前記第２アンテナは前記第１アンテナとは異なる通信周波数帯を有し、
    　前記位相調整回路は、前記第２アンテナの通信周波数帯において、前記第１給電回路から前記第２放射素子を見たときにショートに見えるように位相を調整し、
    　前記位相調整回路は、前記第２アンテナの通信周波数帯において、前記第１放射素子に流れる電流と前記第２放射素子に流れる電流との位相差を９０度以上１８０度未満にし、
    　前記第１放射素子の基本波の共振周波数における電界最大点と、前記第２放射素子の基本波の共振周波数における電界最大点との距離が、前記第１放射素子の基本波の共振周波数における電界最大点と、前記第１放射素子の基本波の共振周波数における前記グランド導体の電界最大点との距離に比べ小さい、アンテナ装置。
  3. 　前記グランド導体は、前記第１放射素子及び前記第２放射素子のいずれよりも大きく、
    　前記第１放射素子及び前記第２放射素子は開放端を有し、
    　前記第１放射素子の開放端と前記グランド導体との距離は、前記第１放射素子の開放端と前記第２放射素子の開放端との距離よりも大きい、
    　請求項１又は２に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記第１コイル及び前記第２コイルが１つの結合素子に形成された、請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ装置。
  5. 　前記第１コイル、前記第２コイル及び前記位相調整回路が１つの結合素子に形成された、請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ装置。
  6. 　前記位相調整回路と前記第２放射素子との間に接続された第１整合回路を備える、
    　請求項１から５のいずれかに記載のアンテナ装置。
  7. 　前記第２コイルと前記グランド導体との間に接続された第２整合回路を備える、
    　請求項１から６のいずれかに記載のアンテナ装置。
  8. 　前記第２整合回路は、複数の整合回路と、それら複数の整合回路のいずれかを選択するスイッチとで構成される、
    　請求項７に記載のアンテナ装置。
  9. 　前記第１コイルと前記第１放射素子との間に接続された第３整合回路を備える、
    　請求項１から８のいずれかに記載のアンテナ装置。
  10. 　前記第１コイルと前記第１給電回路の接続部との間に接続された第４整合回路を備える、
    　請求項１から９のいずれかに記載のアンテナ装置。
  11. 　第３放射素子と第２給電回路の接続部との間に接続された第５整合回路を備える、請求項１から１０のいずれかに記載のアンテナ装置。
  12. 　前記第１放射素子と前記グランド導体との間に接続された第６整合回路を備える、
    　請求項１から１１のいずれかに記載のアンテナ装置。
  13. 　前記第６整合回路は、複数の整合回路と、それら複数の整合回路のいずれかを選択するスイッチとで構成される、
    　請求項１２に記載のアンテナ装置。
  14. 　前記位相調整回路は、一端が前記グランド導体に接続されるキャパシタ、又は一端が前記グランド導体に接続されるインダクタを含む、
    　請求項１から１３のいずれかに記載のアンテナ装置。
  15. 　前記第１放射素子及び前記第２放射素子はいずれもモノポール型放射素子である、
    　請求項１から１４のいずれかに記載のアンテナ装置。
  16. 　前記第１放射素子は逆Ｆ型アンテナ放射素子であり、前記第１コイルは前記逆Ｆ型アンテナ放射素子の給電部に接続された、
    　請求項１から１４のいずれかに記載のアンテナ装置。
  17. 　前記第１放射素子は逆Ｆ型アンテナ放射素子であり、前記第１コイルは前記逆Ｆ型アンテナ放射素子の短絡部に接続された、
    　請求項１から１４のいずれかに記載のアンテナ装置。
  18. 　前記第１放射素子の開放端及び前記第２放射素子の開放端は、前記第１放射素子の前記第１コイルに近い部分である、前記第１放射素子の根元及び前記第２放射素子の前記第２コイルに近い部分である、前記第２放射素子の根元から互いに離れる方向に位置する、
    　請求項１５から１７のいずれかに記載のアンテナ装置。
  19. 　前記第１放射素子は、終端部にリアクタンスを介して終端したループ型放射素子である、
    　請求項１から１４のいずれかに記載のアンテナ装置。
  20. 　前記第１放射素子又は前記第２放射素子と電磁界結合する第４放射素子を備える、
    　請求項１から１９のいずれかに記載のアンテナ装置。
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