WO2019239838A1 - 絶縁型ｓｅｐｉｃコンバータ回路 - Google Patents

絶縁型ｓｅｐｉｃコンバータ回路 Download PDF

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WO2019239838A1
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sepic converter
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Inventor
陽一 中辻
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present invention relates to an insulated SEPIC converter circuit.
  • An insulated SEPIC converter circuit in which one inductor of a SEPIC converter circuit is replaced with a transformer is known (Patent Document 1).
  • Patent Document 1 An insulated SEPIC converter circuit, an inductor and a primary winding of a transformer are connected in series to a circuit on the power supply side, and a secondary winding of the transformer is connected to a circuit on the load side.
  • An object of the present invention is to provide an isolated type SEPIC converter circuit capable of increasing the conversion efficiency.
  • the power conversion efficiency can be increased by setting the coupling coefficients of the first inductor, the second inductor, and the third inductor as described above.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of an insulated SEPIC converter circuit according to an embodiment.
  • 2A and 2B are a front view and a bottom view of an inductor component including a first inductor and a transformer, respectively.
  • FIG. 3 is a graph showing a waveform of the inductor current.
  • FIG. 4 shows the output voltage under the condition that one of the coupling coefficients K12, K31, and K23 is larger than the other two coupling coefficients, and the coupling coefficients K12, K23, and K31 are the same. It is a graph which shows the result of having performed the simulation which calculates
  • FIG. 5 is a graph showing the results of the simulation of the amplitude (peak-to-peak value) of the current flowing through the first inductor when the self-inductance of the first inductor varies.
  • FIG. 1 to FIG. 5 an insulated SEPIC converter circuit according to an embodiment of the present invention will be described.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of an insulated SEPIC converter circuit according to an embodiment.
  • the circuit 10 on the power supply side and the circuit 20 on the load side are coupled via the transformer 30.
  • the power supply circuit 10 includes a power supply 11, a first capacitor 12, a first inductor 13, a switching element 14, a second capacitor 15, and a second inductor 16 including a primary winding of a transformer 30.
  • the first capacitor 12 is connected to the power supply 11 in parallel.
  • the first capacitor 12 is charged by the power supply 11.
  • the first loop circuit 17 is configured by the first capacitor 12, the first inductor 13, and the switching element.
  • a second loop circuit 18 is configured by the second capacitor 15, the switching element 14, and the second inductor 16. When the switching element 14 is off, the first loop 12, the first inductor 13, the second capacitor 15, and the second inductor 16 constitute a third loop circuit 19.
  • the load-side circuit 20 includes a third inductor 21, a diode 22, a third capacitor 23, and a load 24, which are secondary windings of the transformer 30.
  • the third inductor 21, the diode 22, and the third capacitor 23 constitute a fourth loop circuit 25.
  • the third capacitor 23 and the load 24 constitute a fifth loop circuit 26.
  • the first loop circuit 17 is opened, so that the current flowing through the first inductor 13 starts flowing through the third loop circuit 19. That is, a current flows through a circuit in which the first inductor 13 and the second inductor 16 are connected in series. Further, when the second loop circuit 18 is opened, the current flowing through the second loop circuit 18 does not flow. As a result, the direction of the current flowing through the second inductor 16 is reversed. When the direction of the current flowing through the second inductor 16 is reversed, the current flows through the fourth loop circuit 25. The third capacitor 23 is charged by this current. The discharge current of the third capacitor 23 flows through the load 24 regardless of whether the switching element 14 is on or off.
  • FIGS. 2A and 2B are a front view and a bottom view of the inductor component 40 including the first inductor 13 and the transformer 30, respectively.
  • the flanges 32 are provided at both ends of a cylindrical or prismatic core (magnetic core) 31, respectively.
  • the inductor component 40 is surface-mounted on a printed board. When mounted on the printed board, the central axis of the core 31 is parallel to the surface of the board.
  • a surface facing the printed circuit board side of the inductor component 40 in a state mounted on the printed circuit board is referred to as a bottom surface, and a surface facing the opposite side is referred to as an upper surface.
  • the top plate 33 is bridged from one upper surface of the two flanges 32 to the other upper surface.
  • a magnetic material such as ferrite is used for the core 31, the collar portion 32, and the top plate 33.
  • a first electrode 35, a second electrode 36, and a third electrode 37 are provided on the bottom surfaces of the two flange portions 32.
  • the winding of the second inductor 16 and the winding of the third inductor 21 are wound around the core 31 in a bifilar winding manner.
  • the bifilar winding means a winding method in which two windings are wound side by side and wound around the core 31.
  • Bifilar winding is a winding method suitable for obtaining a close magnetic coupling between two windings.
  • the winding of the first inductor 13 is wound around the windings of the second inductor 16 and the third inductor 21.
  • a coupling coefficient between the first inductor 13 and the second inductor 16 is denoted as K12.
  • a coupling coefficient between the second inductor 16 and the third inductor 21 is denoted as K23.
  • a coupling coefficient between the third inductor 21 and the first inductor 13 is denoted as K31.
  • the coupling coefficient K23 becomes 0.99 or more.
  • the coupling coefficient K12 and the coupling coefficient K31 can be adjusted.
  • the first inductor 13, the second inductor 16, and the third inductor 21 constitute an integrated inductor component 40 sharing the core 31.
  • Each end of the winding of the first inductor 13 is connected to each of the first electrodes 35. Both ends of the winding of the second inductor 16 are connected to each of the second electrodes 36. Each end of the winding of the third inductor 21 is connected to each of the third electrodes 37.
  • the insulating SEPIC converter circuit is configured by tightly coupling the second inductor 16 and the third inductor 21. Since the circuit 10 on the power supply side and the circuit 20 on the load side are electrically insulated, an effect of reducing the risk of electric shock can be obtained. Note that energy may be transmitted from the power supply side circuit 10 to the load side circuit 20 by tightly coupling the first inductor 13 and the third inductor 21. In order to tightly couple the first inductor 13 and the third inductor 21, the winding of the first inductor 13 and the winding of the third inductor 21 are bifilar wound around the core 31 (FIGS. 2A and 2B). It is good to wind in the aspect.
  • the winding of the second inductor 16 may be wound on the windings of the first inductor 13 and the third inductor 21 wound by bifilar.
  • the winding of the second inductor 16 may be wound between the windings of the first inductor 13 and the third inductor 21 wound by bifilar.
  • the interval between the winding of the second inductor 16 and the windings of the first inductor 13 and the third inductor 21 is made wider than the interval between the winding of the first inductor 13 and the winding of the third inductor 21. That's fine.
  • the coupling coefficient K31 can be made larger than the coupling coefficients K12 and K23.
  • the first inductor 13, the second inductor 16, and the third inductor 21 are provided as one inductor component 40 (FIGS. 2A and 2B). For this reason, the number of parts of the insulation type SEPIC converter circuit can be reduced. As a result, cost reduction and space saving can be realized.
  • the first inductor 13 and the second inductor 16 are magnetically coupled. For this reason, each inductance is increased, the ripple component of the inductor current flowing through the first inductor 13 and the second inductor 16 can be reduced, and the power efficiency can be improved.
  • the output voltage of the power supply 11 shown in FIG. 1 is set to 12V, and the condition that the output voltage applied to the load 24 is 5V is adopted.
  • the capacitance of the first capacitor 12 is 1 ⁇ F
  • the capacitance of the second capacitor 15 and the third capacitor 23 is 11 ⁇ F
  • the resistance value of the load 24 is 5 ⁇
  • the first inductor 13, the second inductor 16, and the third inductor 21 was set to 4 ⁇ H.
  • the waveform of the inductor current flowing through the first inductor 13 was determined for the cases where the coupling coefficient K12 was 0, 0.5, and 0.99.
  • the coupling coefficient K31 was the same as the coupling coefficient K12, and the coupling coefficient K23 was set to 1.
  • FIG. 3 is a graph showing the waveform of the inductor current.
  • the horizontal axis represents time in the unit “ ⁇ s”, and the vertical axis represents the magnitude of the inductor current in the unit “A”.
  • a simulation for obtaining an average value of the output voltage under the condition that one of the coupling coefficients K12, K23, and K31 is larger than the other two coupling coefficients, and the condition that the coupling coefficients K12, K23, and K31 are the same. went.
  • the output voltage of the power supply 11 shown in FIG. Furthermore, when the configuration of the non-insulated SEPIC converter in which the transformer 30 is replaced with one second inductor 16 is adopted, the switching on / off ratio is set so that the output voltage applied to the load 24 becomes 19V. .
  • the capacitance of the first capacitor 12 is 1 ⁇ F
  • the capacitance of the second capacitor 15 and the third capacitor 23 is 11 ⁇ F
  • the resistance value of the load 24 is 19 ⁇
  • the first inductor 13, the second inductor 16, and the third inductor 21 The self inductance was set to 10 ⁇ H.
  • a simulation was performed when any one of the coupling coefficients K12, K23, and K31 was set to 1 and the other two were changed, and when the three coupling coefficients were changed together.
  • FIG. 4 is a graph showing the results of the simulation.
  • the horizontal axis represents the value of the changed coupling coefficient, and the vertical axis represents the average value of the output voltage applied to the load 24 in the unit “V”.
  • the coupling coefficient K12 When the coupling coefficient K12 is set to 1, when the other two coupling coefficients K23 and K31 are decreased from 1, the average value of the output voltage is decreased from 19V. On the other hand, when the coupling coefficient K23 or K31 is set to 1, even if the other two coupling coefficients decrease from 1, the average value of the output voltage hardly decreases from 19V.
  • the coupling coefficient K23 or K31 is set to 1, but the coupling coefficient is not necessarily 1.
  • the coupling coefficient that is the highest is set to 0.97 or more.
  • the amplitude (peak-to-peak value) of the current flowing through the first inductor 13 is obtained by simulation.
  • the coupling coefficient K23 is set to 1, and the other two coupling coefficients K12 and K31 are changed from 0.3 to 0.9.
  • the simulation conditions are the same as the simulation conditions shown in FIG.
  • FIG. 5 is a graph showing the result of the simulation.
  • the horizontal axis represents the coupling coefficients K12 and K31, and the vertical axis represents the amplitude of the current flowing through the first inductor 13 in the unit “A”.
  • the thin solid line in the graph of FIG. 5 indicates the current amplitude when the self-inductance of the first inductor 13 is the rated value of 10 ⁇ H, that is, when the error rate with respect to the rated value is 0%.
  • a broken line and a thick solid line indicate current amplitudes when the error rates with respect to the rated value of the self-inductance of the first inductor 13 are ⁇ 10% and ⁇ 20%, respectively.
  • the amplitude of the current corresponds to a ripple component.
  • the amplitude (ripple component) of the current flowing through the first inductor 13 increases.
  • the ripple component of the current flowing through the first inductor 13 decreases as the coupling coefficients K12 and K31 increase.
  • the ripple component increases in the range where the coupling coefficients K12 and K31 are greater than 0.7.
  • the self-inductance of the first inductor 13 may have a manufacturing variation of about 20%. Considering the deviation from the rated value of the self-inductance of the first inductor 13, it can be seen that the coupling coefficients K12 and K31 are not necessarily increased. From the graph shown in FIG. 5, if the coupling coefficients K12 and K31 are within the range of 0.5 to 0.7, the first inductor 13 flows even if the self-inductance of the first inductor 13 deviates from the rated value. It can be seen that the ripple component of the current is relatively small. Assuming that the self-inductance of the first inductor 13 may deviate from the rated value, the coupling coefficients K12 and K31 are preferably set in the range of 0.5 to 0.7.
  • the coupling coefficients K12 and K23 other than the maximum coupling coefficient K31 may be set within a range of 0.5 to 0.7. .
  • the inductor component 40 (FIGS. 2A and 2B) is manufactured using a winding method, but the inductor component 40 may be manufactured using a photolithography method, a lamination method, or the like.
  • the windings of the second inductor 16 and the third inductor 21 are wound around the common core 31 (FIG. 2A) in a bifilar winding manner, and the winding of the first inductor 13 is wound thereon. It is not necessary to wrap around the common core 31.
  • three inductors may be wound around different cores that are each magnetically coupled to each other.
  • an integrated inductor component may be obtained by incorporating three inductors into a common support including these cores.

Abstract

絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路の電源側の回路が、第１及び第２インダクタ、及びスイッチング素子を含み、負荷側の回路が第３インダクタを含む。スイッチング素子がオンになると電源から第１インダクタに電流が流れ、スイッチング素子がオフになると第１インダクタと第２インダクタとが直列に接続された回路に電流が流れる。第１、第２、及び第３インダクタが共通の支持体に組み込まれて相互に磁気結合している。第１インダクタと第２インダクタとの結合係数、第２インダクタと第３インダクタとの結合係数、及び第３インダクタと第１インダクタとの結合係数のうち、第２インダクタと第３インダクタとの結合係数または第３インダクタと第１インダクタとの結合係数が、他の２つの結合係数より高い。

Description

絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路
　本発明は、絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路に関する。
　ＳＥＰＩＣコンバータ回路の１つのインダクタを変成器に置き換えた絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路が公知である（特許文献１）。絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路においては、電源側の回路にインダクタと変成器の一次巻線とが直列に接続され、負荷側の回路に変成器の二次巻線が接続される。
　特許文献１に開示された絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路においては、コアを中心として３つの巻線が巻き付けられたトランスが用いられる。
特開２００６－３４０４３２号公報
　絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路の電力変換効率を高めることが望まれている。本発明の目的は、変換効率を高めることが可能な絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路を提供することである。
　本発明の一観点によると、
　電源側の回路の一部を構成する第１インダクタ、第２インダクタ、及びスイッチング素子と
　負荷側の回路の一部を構成する第３インダクタと
を有し
　前記スイッチング素子がオンになると電源から前記第１インダクタに電流が流れ、前記スイッチング素子がオフになると前記第１インダクタと前記第２インダクタとが直列に接続された回路に電流が流れ、
　前記第１インダクタ、前記第２インダクタ、及び前記第３インダクタが共通の支持体に組み込まれて相互に磁気結合しており、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの結合係数、前記第２インダクタと前記第３インダクタとの結合係数、及び前記第３インダクタと前記第１インダクタとの結合係数のうち、前記第２インダクタと前記第３インダクタとの結合係数または前記第３インダクタと前記第１インダクタとの結合係数が、他の２つの結合係数より高い絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路が提供される。
　第１インダクタ、第２インダクタ、及び第３インダクタの結合係数を上述のように設定することにより、電力変換効率を高めることができる。
図１は、実施例による絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路の等価回路図である。 図２Ａ及び図２Ｂは、それぞれ第１インダクタ及び変成器を含むインダクタ部品の正面図及び底面図である。 図３は、インダクタ電流の波形を示すグラフである。 図４は、結合係数Ｋ１２、結合係数Ｋ３１、及び結合係数Ｋ２３のうち１つの結合係数を他の２つの結合係数より大きくした条件、及び結合係数Ｋ１２、Ｋ２３、Ｋ３１が同一の条件で、出力電圧の平均値を求めるシミュレーションを行った結果を示すグラフである。 図５は、第１インダクタの自己インダクタンスがばらついたときに、第１インダクタを流れる電流の振幅（ピークツーピーク値）をシミュレーションによって求めた結果を示すグラフである。
　図１から図５までの図面を参照して、本願発明の実施例による絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路について説明する。
　図１は、実施例による絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路の等価回路図である。
　変成器３０を介して電源側の回路１０と負荷側の回路２０とが結合している。電源側の回路１０は、電源１１、第１コンデンサ１２、第１インダクタ１３、スイッチング素子１４、第２コンデンサ１５、及び変成器３０の一次巻線からなる第２インダクタ１６を含む。第１コンデンサ１２は電源１１に対して並列に接続されている。電源１１によって第１コンデンサ１２が充電される。
　第１コンデンサ１２、第１インダクタ１３、及びスイッチング素子１４により、第１ループ回路１７が構成される。第２コンデンサ１５、スイッチング素子１４、及び第２インダクタ１６により、第２ループ回路１８が構成される。スイッチング素子１４がオフのとき、第１コンデンサ１２、第１インダクタ１３、第２コンデンサ１５、第２インダクタ１６によって第３ループ回路１９が構成される。
　負荷側の回路２０は、変成器３０の二次巻線からなる第３インダクタ２１、ダイオード２２、第３コンデンサ２３、及び負荷２４を含む。第３インダクタ２１、ダイオード２２、及び第３コンデンサ２３により、第４ループ回路２５が構成される。第３コンデンサ２３及び負荷２４により、第５ループ回路２６が構成される。
　以下、図１に示した絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路の動作について簡単に説明する。スイッチング素子１４がオンになると、第１ループ回路１７が閉じることにより、電源１１及び第１コンデンサ１２から第１インダクタ１３に電流が流れる。さらに、第２ループ回路１８が閉じることにより、第２コンデンサ１５から第２インダクタ１６に電流が流れる。
　スイッチング素子１４がオフになると、第１ループ回路１７が開放されることにより、第１インダクタ１３を流れていた電流が第３ループ回路１９を流れ始める。すなわち、第１インダクタ１３と第２インダクタ１６とが直列に接続された回路に電流が流れる。さらに、第２ループ回路１８が開放されることにより、第２ループ回路１８を流れていた電流が流れなくなる。その結果、第２インダクタ１６に流れる電流の向きが反転する。第２インダクタ１６に流れる電流の向きが反転することにより、第４ループ回路２５に電流が流れる。この電流により、第３コンデンサ２３が充電される。負荷２４には、スイッチング素子１４のオンオフに係わらず、第３コンデンサ２３の放電電流が流れる。
　図２Ａ及び図２Ｂは、それぞれ第１インダクタ１３及び変成器３０を含むインダクタ部品４０の正面図及び底面図である。円柱状または角柱状のコア（磁芯）３１の両端にそれぞれ鍔部３２が設けられている。インダクタ部品４０は、プリント基板に表面実装される。プリント基板に実装された状態で、コア３１の中心軸が基板の表面に対して平行になる。プリント基板に実装された状態で、インダクタ部品４０のプリント基板側を向く面を底面といい、その反対側を向く面を上面ということとする。
　２つの鍔部３２の一方の上面から他方の上面まで天板３３が架け渡されている。コア３１、鍔部３２、及び天板３３には、フェライト等の磁性材料が用いられる。２つの鍔部３２の各々の底面に、第１電極３５、第２電極３６、及び第３電極３７が設けられている。
　第２インダクタ１６の巻線及び第３インダクタ２１の巻線が、バイファイラ巻きの態様でコア３１に巻き付けられている。ここで、バイファイラ巻きとは、２本の巻線を隣り合わせにしてコア３１に巻き付ける巻き方を意味する。バイファイラ巻きは、２本の巻線の間の密な磁気結合を得るのに適した巻き方である。第１インダクタ１３の巻線が、第２インダクタ１６及び第３インダクタ２１の巻線の外側に巻き付けられている。第１インダクタ１３と第２インダクタ１６との結合係数をＫ１２と表記する。第２インダクタ１６と第３インダクタ２１との結合係数をＫ２３と表記する。第３インダクタ２１と第１インダクタ１３との結合係数をＫ３１と表記する。
　第２インダクタ１６の巻線と第３インダクタ２１の巻線とをバイファイラ巻きにすることにより、両者は磁気的に密結合し、例えば結合係数Ｋ２３が０．９９以上になる。第１インダクタ１３の巻線の巻き径を調整することにより、結合係数Ｋ１２及び結合係数Ｋ３１を調整することができる。
　このように、第１インダクタ１３、第２インダクタ１６、及び第３インダクタ２１は、コア３１を共有した一体型のインダクタ部品４０を構成する。
　第１インダクタ１３の巻線の両端の各々が、第１電極３５の各々に接続されている。第２インダクタ１６の巻線の両端の各々が、第２電極３６の各々に接続されている。第３インダクタ２１の巻線の両端の各々が、第３電極３７の各々に接続されている。
　次に、上記実施例の優れた効果について説明する。
　上記実施例では、第２インダクタ１６と第３インダクタ２１とを密に結合させることにより、絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路が構成される。電源側の回路１０と負荷側の回路２０とが電気的に絶縁されるため、感電の危険性が低減するという効果が得られる。なお、第１インダクタ１３と第３インダクタ２１とを密に結合させることにより、電源側の回路１０から負荷側の回路２０にエネルギを伝送してもよい。第１インダクタ１３と第３インダクタ２１とを密に結合させるためには、第１インダクタ１３の巻線と第３インダクタ２１の巻線とを、コア３１（図２Ａ、図２Ｂ）にバイファイラ巻きの態様で巻き付けるとよい。この場合、第２インダクタ１６の巻線は、バイファイラ巻きされた第１インダクタ１３及び第３インダクタ２１の巻線の上に巻き付ければよい。なお、第２インダクタ１６の巻線を、バイファイラ巻きされた第１インダクタ１３及び第３インダクタ２１の巻線の間に巻き付けてもよい。この場合、第２インダクタ１６の巻線と、第１インダクタ１３及び第３インダクタ２１の巻線との間隔を、第１インダクタ１３の巻線と第３インダクタ２１の巻線との間隔より広くすればよい。このような構成にすることにより、結合係数Ｋ１２、Ｋ２３より、結合係数Ｋ３１を大きくすることができる。
　また、上記実施例では、第１インダクタ１３、第２インダクタ１６、及び第３インダクタ２１が１つのインダクタ部品４０（図２Ａ、図２Ｂ）として提供される。このため、絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路の部品点数を削減することができる。その結果、コストダウン、及び省スペース化を実現することが可能になる。
　上記実施例では、第１インダクタ１３と第２インダクタ１６とが磁気的に結合している。このため、それぞれのインダクタンスが増大され、第１インダクタ１３及び第２インダクタ１６を流れるインダクタ電流のリップル成分を低減させ、電力効率を向上させることができる。
　次に、図３を参照して、インダクタ電流のリップル成分を低減させることができることを確認するために行ったシミュレーションについて説明する。このシミュレーションでは、図１に示した電源１１の出力電圧を１２Ｖに設定し、負荷２４に印加される出力電圧が５Ｖになる条件を採用した。第１コンデンサ１２の静電容量を１μＦ、第２コンデンサ１５及び第３コンデンサ２３の静電容量を１１μＦ、負荷２４の抵抗値を５Ω、第１インダクタ１３、第２インダクタ１６、及び第３インダクタ２１の自己インダクタンスを４μＨとした。
　スイッチング素子１４を５ＭＨｚでスイッチングしたときに、第１インダクタ１３に流れるインダクタ電流の波形を、結合係数Ｋ１２が０、０．５、及び０．９９の場合について求めた。なお、結合係数Ｋ３１は、結合係数Ｋ１２と同一とし、結合係数Ｋ２３は１に設定した。
　図３は、インダクタ電流の波形を示すグラフである。横軸は時間を単位「μｓ」で表し、縦軸はインダクタ電流の大きさを単位「Ａ」で表す。図３のグラフ中の破線、細い実線、及び太い実線は、それぞれ結合係数Ｋ１２＝０、Ｋ１２＝０．５、及びＫ１２＝０．９９のときの波形を示す。結合係数Ｋ１２が大きくなるにしたがって、インダクタ電流のリップル成分が小さくなっていることが確認された。
　次に、図４を参照して、電源側の回路１０から負荷側の回路２０への電力の伝達損失を低減するための好ましい条件について説明する。
　結合係数Ｋ１２、Ｋ２３、及びＫ３１のうち１つの結合係数を他の２つの結合係数より大きくした条件、及び結合係数Ｋ１２、Ｋ２３、Ｋ３１を同一にした条件で、出力電圧の平均値を求めるシミュレーションを行った。このシミュレーションでは、図１に示した電源１１の出力電圧を２５Ｖに設定した。さらに、変成器３０を１つの第２インダクタ１６に置き換えた非絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータの構成を採用したときに、負荷２４に印加される出力電圧が１９Ｖになるようにスイッチングのオンオフの比率を設定した。第１コンデンサ１２の静電容量を１μＦ、第２コンデンサ１５及び第３コンデンサ２３の静電容量を１１μＦ、負荷２４の抵抗値を１９Ω、第１インダクタ１３、第２インダクタ１６、及び第３インダクタ２１の自己インダクタンスを１０μＨとした。結合係数Ｋ１２、Ｋ２３、及びＫ３１のいずれか１つを１に設定し、他の２つを変化させた場合、及び３つの結合係数を共に変化させた場合についてシミュレーションを行った。
　図４は、シミュレーションの結果を示すグラフである。横軸は変化させた結合係数の値を表し、縦軸は、負荷２４に印加される出力電圧の平均値を単位「Ｖ」で表す。図４のグラフ中の四角記号、三角記号、及び丸記号は、それぞれ結合係数Ｋ２３＝１、Ｋ３１＝１、及びＫ１２＝１に設定した場合のシミュレーション結果を示す。五角形記号は、結合係数を、Ｋ１２＝Ｋ２３＝Ｋ３１の条件で変化させた場合のシミュレーション結果を示す。
　結合係数Ｋ１２を１に設定した場合には、他の２つの結合係数Ｋ２３、Ｋ３１が１から低下すると、出力電圧の平均値が１９Ｖから低下してしまう。これに対し、結合係数Ｋ２３またはＫ３１を１に設定した場合には、他の２つの結合係数が１から低下しても、出力電圧の平均値が１９Ｖからほとんど低下しない。
　図４に示したシミュレーションでは、結合係数Ｋ２３またはＫ３１を１に設定したが、結合係数は必ずしも１である必要はない。結合係数Ｋ２３及びＫ３１の少なくとも一方を、他の２つの結合係数より高くすることにより、電力の伝達損失を低減させ、出力電圧の低下を抑制することができる。
　また、Ｋ１２＝Ｋ２３＝Ｋ３１の条件で結合係数を変化させた場合にも、結合係数が低下するに従って出力電圧の平均値が１９Ｖから低下する。安定した出力電圧を供給する目安として、出力電圧の変動幅が±５％未満であることが求められる。図４に五角形記号で示したシミュレーション結果から、Ｋ１２＝Ｋ２３＝Ｋ３１の条件下で、結合係数を０．９７以上にすることが好ましいことがわかる。結合係数Ｋ２３及びＫ３１のうち１つを最も高くする場合には、最も高くする方の結合係数を０．９７以上にすることが好ましい。
　次に、図５を参照して、最も高くする結合係数以外の２つの結合係数の好ましい条件について説明する。
　第１インダクタ１３の自己インダクタンスがばらついたときに、第１インダクタ１３を流れる電流の振幅（ピークツーピーク値）をシミュレーションによって求めた。このシミュレーションでは、結合係数Ｋ２３を１に設定し、他の２つの結合係数Ｋ１２及びＫ３１を０．３から０．９まで変化させた。シミュレーション条件は、図４に示したシミュレーションの条件と同一である。
　図５は、シミュレーションの結果を示すグラフである。横軸は結合係数Ｋ１２及びＫ３１を表し、縦軸は第１インダクタ１３を流れる電流の振幅を単位「Ａ」で表す。図５のグラフ中の細い実線は、第１インダクタ１３の自己インダクタンスが定格値１０μＨであるとき、すなわち定格値に対する誤差率が０％のときの電流の振幅を示す。破線及び太い実線は、それぞれ第１インダクタ１３の自己インダクタンスの定格値に対する誤差率が－１０％及び－２０％のときの電流の振幅を示す。電流の振幅はリップル成分に相当する。
　第１インダクタ１３の自己インダクタンスが定格値からずれると、第１インダクタ１３を流れる電流の振幅（リップル成分）が大きくなることがわかる。第１インダクタ１３の自己インダクタンスが定格値に等しい場合には、結合係数Ｋ１２及びＫ３１が大きくなると第１インダクタ１３を流れる電流のリップル成分が減少している。ところが、第１インダクタ１３の自己インダクタンスが定格値からずれている場合には、結合係数Ｋ１２、Ｋ３１が０．７より大きい範囲でリップル成分が大きくなってしまう。
　第１インダクタ１３の自己インダクタンスには、２０％程度の製造上のばらつきが生じ得る。第１インダクタ１３の自己インダクタンスの定格値からのずれを考慮すると、結合係数Ｋ１２及びＫ３１を大きくすればよいというわけではないことがわかる。図５に示したグラフから、結合係数Ｋ１２及びＫ３１が０．５以上０．７以下の範囲内であれば、第１インダクタ１３の自己インダクタンスが定格値からずれても、第１インダクタ１３を流れる電流のリップル成分が相対的に小さくなっていることがわかる。第１インダクタ１３の自己インダクタンスに定格値からのずれが生じ得ることを想定すると、結合係数Ｋ１２及びＫ３１を０．５以上０．７以下の範囲に設定することが好ましい。
　第２インダクタ１６の巻線と第３インダクタ２１の巻線とをバイファイラ巻きにして結合係数Ｋ２３を最大にする構造では、他の２つの結合係数Ｋ１２及びＫ３１はほぼ等しくなる。このため、結合係数Ｋ１２とＫ３１との相違を考慮する必要はない。
　また、結合係数Ｋ３１を他の２つの結合係数Ｋ１２及びＫ２３より大きくする場合には、最大の結合係数Ｋ３１以外の結合係数Ｋ１２及びＫ２３を０．５以上０．７以下の範囲内に設定するとよい。
　次に、上記実施例の変形例について説明する。上記実施例では、インダクタ部品４０（図２Ａ、図２Ｂ）を、巻線工法を用いて作製したが、フォトリソグラフィ工法、または積層工法等を用いてインダクタ部品４０を作製してもよい。
　上記実施例では、第２インダクタ１６及び第３インダクタ２１の巻線を共通のコア３１（図２Ａ）にバイファイラ巻きの態様で巻き付け、その上に第１インダクタ１３の巻線を巻き付けたが、必ずしも共通のコア３１に巻き付ける必要はない。例えば、３つのインダクタを、それぞれ相互に磁気的に結合した異なるコアに巻き付けてもよい。この場合、これらのコアを含む共通の支持体に３つのインダクタを組み込むことにより、一体型のインダクタ部品とするとよい。
　上述の実施例及び変形例は例示であり、実施例及び変形例で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。実施例及び変形例の同様の構成による同様の作用効果については実施例及び変形例ごとには逐次言及しない。さらに、本発明は上述の実施例及び変形例に制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。
１０　電源側の回路
１１　電源
１２　第１コンデンサ
１３　第１インダクタ
１４　スイッチング素子
１５　第２コンデンサ
１６　第２インダクタ
１７　第１ループ回路
１８　第２ループ回路
１９　第３ループ回路
２０　負荷側の回路
２１　第３インダクタ
２２　ダイオード
２３　第３コンデンサ
２４　負荷
２５　第４ループ回路
２６　第５ループ回路
３０　変成器
３１　コア
３２　鍔部
３３　天板
３５　第１電極
３６　第２電極
３７　第３電極
４０　インダクタ部品

Claims (6)

  1. 　電源側の回路の一部を構成する第１インダクタ、第２インダクタ、及びスイッチング素子と
    　負荷側の回路の一部を構成する第３インダクタと
    を有し
    　前記スイッチング素子がオンになると電源から前記第１インダクタに電流が流れ、前記スイッチング素子がオフになると前記第１インダクタと前記第２インダクタとが直列に接続された回路に電流が流れ、
    　前記第１インダクタ、前記第２インダクタ、及び前記第３インダクタが共通の支持体に組み込まれて相互に磁気結合しており、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの結合係数、前記第２インダクタと前記第３インダクタとの結合係数、及び前記第３インダクタと前記第１インダクタとの結合係数のうち、前記第２インダクタと前記第３インダクタとの結合係数または前記第３インダクタと前記第１インダクタとの結合係数が、他の２つの結合係数より高い絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路。
  2. 　前記第１インダクタと前記第３インダクタとの結合係数、及び前記第２インダクタと前記第３インダクタとの結合係数の少なくとも一方が０．９７以上である請求項１に記載の絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路。
  3. 　前記第２インダクタと前記第３インダクタとの結合係数が０．９７以上であり、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの結合係数、及び前記第１インダクタと前記第３インダクタとの結合係数が、共に０．５以上０．７以下である請求項１に記載の絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路。
  4. 　前記第１インダクタと前記第３インダクタとの結合係数が０．９７以上であり、前記第１インダクタと前記第２インダクタとの結合係数、及び前記第２インダクタと前記第３インダクタとの結合係数が、共に０．５以上０．７以下である請求項１に記載の絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路。
  5. 　前記第２インダクタ及び前記第３インダクタが、共通のコアにバイファイラ巻きされた２本の巻線で構成されている請求項３に記載の絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路。
  6. 　前記第１インダクタが、前記第２インダクタ及び前記第３インダクタの各巻線の上に巻き付けられた巻線で構成されている請求項５に記載の絶縁型ＳＥＰＩＣコンバータ回路。
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