CN108364761B - 集成磁性组件和切换模式功率转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于切换模式功率转换器的集成磁性组件。集成磁性组件包括由磁芯元件)形成的单磁芯结构，其中磁芯元件中的至少一个是腿芯元件，其具有凸缘，以及一个或多个腿)布置在凸缘的一侧上。单磁芯结构的磁芯元件被线性堆叠。集成磁性组件还包括隔离变压器，其中较高电流变压器绕组布置在磁芯元件的至少一个腿上，较低电流变压器绕组布置在磁芯元件)的至少一个腿上，且第一滤波电感器包括布置在磁芯元件的至少一个腿上的第一滤波绕组。在这里，较高电流变压器绕组和滤波绕组包括至少沿边缘缠绕的绕组部分。本发明还涉及切换模式功率转换器。

Description

集成磁性组件和切换模式功率转换器
技术领域
本发明涉及用于切换模式功率转换器的集成磁性组件，其包括由磁芯元件形成的单磁芯结构，其中磁芯元件中的至少一个是腿-芯元件(其具有凸缘以及布置在凸缘的一侧上的一个或多个腿)，且其中磁芯元件被线性堆叠。集成磁性组件还包括隔离变压器，其中较高电流变压器绕组布置在磁芯元件的至少一个腿上，且较低电流变压器绕组布置在磁芯元件的至少一个腿上，且第一滤波电感器包括布置在磁芯元件的至少一个腿上的第一滤波绕组。
背景技术
作为电信和商业系统的主要部分，切换模式功率供应通常规定其大小和电性能以及可靠性和成本。随着对功率转换器的关键特性功率密度和效率的要求增加，这些评价特性的需求特别对于电感组件增加。增加功率密度和效率的一种途径是要集成电感组件。变压器和电感器可集成为单磁性结构，其可降低成本、增加功率密度和功率效率。
其中强烈推荐集成磁性元件的电路是电流倍增整流器，其可与不同的双端主拓扑（例如前向、两个晶体管-前向、推挽式、半桥或全桥转换器）一起使用。习惯地应用于低电压和高电流输出的电流倍增整流器电路使用一个简单的两绕组变压器和两个输出电感器。电流倍增整流器则与常规中心抽头整流器相比展示较低传导损耗。该构造通常导致离散磁性组件的数量，其在三个高电流绕组中产生较高大小和成本以及若干高互连损耗，这负面地影响效率。
在美国专利号US6784644(Virginia Tech Intellectual Properties公司)中，介绍了用于电流倍增整流器的集成磁性结构，其中变压器次级绕组和次级电感器绕组被集成，从而导致在保证整流器的功能性的情况下移除次级电感器绕组。由于引入空隙，次级绕组不仅变换而且还储存能量。芯与绕组集成一起使成本降低且使功率密度增加。次级绕组和高电流互连的数量的降低导致较低绕组损耗。初级和次级的紧密耦合产生最小化的漏泄电感。
用于电流倍增整流器的另一集成磁性结构在EP 2299456A1(DET InternationalHolding Limited)中公开。使用标准U/UR芯以及无线轴（bobbinless）U/UR芯，其可以以高质量制造，且因此以降低的成本制造。紧密芯绕组耦合产生较低泄漏、最小化的铜功率损耗和电感损耗以及最小化的总体热阻。此外，在没有线轴（bobbin）的情况下随每件成本降低，功率密度增加且成本降低。
在专利号6549436(Innovative Technology Licensing LLC)、美国专利号6163466(Davila, Jr.等)以及美国专利号7034647(Northeastern University)中示出的集成磁性结构包括四个绕组：初级绕组，两个次级绕组，和附加的滤波绕组，其被引入以进一步增加有效电感且降低电流倍增整流器电路的输出中的电流波纹。
主要使用零售的E芯，或有时使用如在美国专利号6980077(ColdWatt公司)中那样的复杂芯结构。
尽管描述的专利解决了一些提出的改进，但还存在一些后退。在安装以及通过空隙调整磁化电感和滤波电感方面中，这些芯是不够灵活的。而且，常规电感器(圆线和绞合线)对于高电流次级绕组而言是不适当的。
发明内容
本发明的目标是要创建一种属于最初提到的技术领域的集成磁性组件，其中损耗进一步降低，从而产生较高功率密度，同时在另一方面生产成本应当降低。
本发明的解决方案由独立权利1的特征指定。根据本发明，较高电流变压器绕组和滤波绕组包括至少沿边缘缠绕的绕组部分。
沿边缘绕组是使用具有基本上矩形截面(带有较短边缘和较长边缘)的导体的绕组，其中导体围绕较短边缘、而非较长边缘缠绕。基本上矩形截面允许描述截面的大体形状，特别地从圆截面区分该形状。因此，基本上矩形截面可在较短和较长边缘之间具有圆角。导体例如可为扁平线。
沿边缘绕组的外形状可具有圆形外形状，但也可具有非圆形外形状，例如包括弯曲部分的矩形外形状。沿边缘绕组的导体优选缠绕成具有螺旋形状，其中导体的一层或多层沿绕组轴线被堆叠。然而，在某些情况下，可有利地以盘旋形状缠绕导体，从而导致扁平绕组。
沿边缘缠绕的绕组部分包括至少一匝矩形线。该匝限定具有最小延伸的孔口，其优选不小于线的宽度的两倍，其中线的宽度由线的较短边缘限定。第一匝可不被完全封闭，但无论如何包围至少大约180°的角。
磁芯元件是由高磁导材料制成的元件。磁芯元件可用作构建块，其可布置成构建磁芯结构，从而形成公共磁路。芯元件可能为腿芯元件或I芯。腿芯元件包括凸缘和布置在凸缘的侧上的至少一个腿，其中各个腿优选关于凸缘垂直布置。相反，I芯仅包括单凸缘，而没有腿。多腿芯是具有至少两个腿的腿芯，其中腿布置在凸缘的同一侧上。腿芯元件或I芯的凸缘包括优选两个平行表面，其中两个表面中的一个形成侧，至少一个腿布置在其中。如果腿芯元件是多腿芯元件，则其腿将布置在由所述表面限定的侧上。
磁芯元件可能认作是抽象构建块，但它们优选表示由一个单件(优选由同一材料)制成的建设的构建块。然而，它们可由不同子构建块(像I芯)组装。例如，建设芯元件(例如U形芯元件)可借助于三个I芯组装，其中第一I芯表示U芯的凸缘，且两个其他I芯表示U形芯元件的两个腿，其布置在第一I芯的同一侧上。同样地，E形芯元件可能由四个I芯、或U形芯元件和I芯(形成内腿)组装。将子构建块组装至磁芯元件可使用通过胶合实现。
在本申请的上下文下，线性堆叠意味着磁芯元件串联布置成排。
较高电流变压器绕组可布置在隔离变压器的初级侧上或隔离变压器的次级侧上，由此隔离变压器由于电磁感应而将能量从初级侧转移至次级侧。
通过使用沿边缘绕组，可实现芯绕组窗的非常高填充因子和/或绕组因子。集成磁性组件可因此为紧凑的，且可借助于发明的集成磁性组件实现紧凑和高功率密度。
通过发明的集成磁性组件，不仅I平方R损耗(也称为铜损耗)降低；由于紧凑设计的结果，其也产生杂散电感的降低和电磁干扰的降低。沿边缘绕组还实现较高自动生产，其允许降低生产成本。
集成磁性组件大体上适合供在DC-DC、AC-DC和DC-AC切换模式功率转换器中使用。其特别适于在切换模式DC-DC功率转换器中使用。DC-DC功率转换器在输入处具有转换器级。转换器级优选具有双端主拓扑，例如前向、两晶体管-前向、推挽式和半桥或全桥转换器拓扑。集成磁性组件还在在输出处具有整流器级。
DC输入功率可应用于DC-DC电压转换器的转换器级的DC输入。转换器级能够将DC输入功率转换至AC输入功率，其供应至集成磁性组件且与切换信号且因此与转换器级的切换步骤相关联。AC输入功率例如伴随有矩形输入电压。集成磁性组件能够接收AC输入功率以便通过隔离变压器将其转移至DC-DC切换模式功率转换器的输出处的整流器级。整流器级可部分或整体地集成在集成磁性组件中，且适于在切换模式功率转换器的输出处生成DC输出功率。DC输出功率优选提供DC输出电压。
待施加至集成磁性组件的AC输入功率还可由直接AC-AC转换器级直接提供。还可能的是，在上面提到的转换器级的上游使用附加的AC-DC转换器级，其将DC输入功率供应至转换器级以作为中间DC输入功率。可用作AC-DC转换器级，例如简单无源整流电路，或也有源整流器电路，例如AC-DC功率因数校正(PFC)，这提供中间DC输入功率。DC-AC转换器级可布置在整流器级的下游，从而提供AC功率输出。因此，集成磁性组件适合AC-AC、DC-AC和AC-DC功率转换。
在本发明的优选实施例中，集成磁性组件的磁芯元件是腿芯元件或I芯，I芯包括单凸缘。
腿芯元件和I芯不仅方便大规模生产；它们尤其非常适合以如下的方式被线性堆叠：磁芯元件优选以如下的方式串联布置成排：磁芯元件的凸缘并联布置。这里，优选地，腿芯元件的腿形成至少一排腿。在此排中，两个近侧腿彼此直接邻接，或由凸缘分开且相对于彼此布置在所述凸缘的两侧上。所述排的腿优选沿单轴线布置。还优选的是，凸缘的侧具有扁平和/或平行表面。如果空隙在邻接部分之间存在于磁通路径中，则芯元件的一部分被认为邻接另一部分。然而，这是在空隙相比于邻接芯元件的凸缘之间的距离相对小的情况下。在该上下文下，相对小被认为是小于邻接芯元件的凸缘之间的距离的25%。优选地，磁芯元件以如下的方式被布置：芯的凸缘定位成彼此平行。还优选的是，腿芯元件的一个或多个腿邻接相邻芯元件的凸缘，或以直角邻接相邻芯元件的一个或多个腿。
在另一优选实施例中，磁芯元件包括第一变压器芯元件和第二变压器芯元件以及第一滤波芯元件。变压器芯元件以如下的方式被堆叠：其凸缘和其腿形成至少一个变压器绕组窗，以用于接收变压器绕组的匝。此外，第一滤波芯元件以如下的方式堆叠在第一变压器芯元件上：第一变压器芯元件和滤波芯元件的凸缘和腿形成至少一个第一滤波绕组窗，其适于接收第一滤波绕组的匝。
该布置非常方便，由于其允许构建以减少数量的磁芯元件包括至少两个独立磁性环路的磁路。这里，包围两个绕组窗的磁芯结构限定两个独立磁通量环路，其共享第一滤波芯元件或第一变压器芯元件的凸缘以作为公共磁通量路径。因此减少集成磁性组件所要求的芯材料。
较低电流变压器绕组和较高电流变压器绕组优选以如下的方式布置在腿上：其匝经过变压器绕组窗，而第一滤波绕组优选以如下的方式被布置：其匝经过第一滤波绕组窗。
值得注意的是，在该申请中，如果空隙布置在由两个磁芯元件限定的磁通路径中，则由两个磁芯元件形成的绕组窗仍认作是窗、
在另一优选实施例中，第一滤波空隙提供在所述滤波芯元件和第一变压器芯元件之间的磁通路径中。
第一滤波空隙在所述滤波芯元件和第一变压器芯元件之间的布置非常适于制造。在多腿芯元件的情况下，空隙可通过使腿的长度相对于同一多腿芯元件的另一腿和/或其他腿适配来获得。这通常通过在其自由端处磨削腿部来实现。在某些情况下也可有利地应用加成方法。可通过将低或较低磁导率的材料件插入第一变压器芯元件和第一滤波芯元件之间来提供第一滤波空隙。
如果使用仅具有单腿的腿芯元件，则由滤波绕组生成的磁通使其前向路径穿过单腿，且其返回路径穿过滤波空隙，其距离可由单腿的长度限定，由于该单腿还限定相邻磁芯元件的凸缘之间的距离。
替代或除了将第一滤波空隙在所述滤波芯元件和第一变压器芯元件之间的磁通路径中提供之外，其还可集成在相应磁芯元件中，这可能包括较低磁导率的区域。此区域可例如包括低导磁材料的离散层或此材料的较大面积。多个较小空气间隙和/或微空隙也可包括在磁芯元件中，以便实现所谓的分布式空隙。整个磁芯元件也可以以此磁性材料的单件制造。例如，铁粉末芯可从铁粉末制造。
可选地，空隙还可布置在第一变压器芯元件和第二变压器芯元件之间，这允许避免变压器芯元件的磁性饱和。
在特别优先的实施例中，集成磁性组件包括以如下组合的上文提到的特征：
a)集成磁性组件的磁芯元件是腿芯元件或I芯，I芯包括单凸缘，
b)其中磁芯元件包括第一变压器芯元件和第二变压器芯元件以及第一滤波芯元件，芯元件以如下的方式被堆叠：其凸缘和腿形成至少一个变压器绕组窗和第一滤波绕组窗，以及
c)其中第一滤波空隙提供在所述滤波芯元件和第一变压器芯元件之间的磁通路径中。
然而，上面的特征a)、b)和c)可彼此独立实现。
在本发明的进一步有利实施例中，集成磁性组件包括第二滤波电感器，其包括布置在磁芯元件的至少一个腿上的第二滤波绕组。
通过使用第二滤波电感器，集成磁性组件的性能可进一步增加，特别可实现在输出处的更好性能的整流器拓扑。
在集成磁性组件的进一步优选实施例中，第二滤波芯元件堆叠在第一滤波芯元件上，或在第二变压器芯元件的与第一变压器芯元件相对的侧上。第二滤波芯元件和相邻磁芯元件形成至少一个第二滤波绕组窗，以用于接收第二变压器绕组的匝。此外，第二滤波空隙提供在所述滤波芯元件和相邻芯元件之间的磁通路径中。
通过将滤波绕组和空隙分布在两个滤波芯元件上，弥散场且因此损耗进一步降低。该实施例的进一步优点在于集成磁性组件将具有改进瞬态响应。
在进一步优先的实施例中，集成磁性组件包括正好两个滤波芯元件。
在将第二滤波芯元件堆叠在第一滤波芯元件上的情况下，第一滤波绕组和第二滤波绕组之间的电连接变得较短。该布置简化电路的模块化设计和组装。特别有利的是，如果两个电路板用于连接绕组：第一电路板用于连接较高电流变压器绕组，且第二电路板用于连接滤波绕组。
另一方面，当将第二滤波芯元件布置在第二变压器芯元件的侧上时，可实现对称布置，从而允许较高电流变压器绕组和滤波绕组之间的较短连接。对称布置对于磁路中的磁通分布也有利。故I平方R(铜)损耗以及芯(铁)损耗可降低。
在另一优选实施例中，变压器芯元件和滤波芯元件为腿芯元件，其中变压器芯元件以其腿彼此邻接。这里，第一滤波芯元件优选以其腿邻接第一变压器芯元件的凸缘，而第二滤波芯元件优选以其腿邻接第二变压器芯元件的凸缘或第二滤波芯元件的凸缘。该布置是优选的，由于其允许最小数量的芯元件的使用以及通过磨削芯元件的腿而简单实现空隙。
备选地，单磁芯结构可包括腿芯元件和I芯。然而，通过仅使用腿芯元件，空隙可布置成更朝向磁芯结构的内侧，其表示较低电磁干扰。所以变压器空隙可布置在相对的变压器芯元件的腿之间。滤波空隙也可朝相邻变压器芯元件和/或相邻滤波芯元件的凸缘布置。因此，空隙更定向成朝向磁芯结构的中心。
在另一优选实施例中，多腿芯元件是U形芯。
U形芯是标准化磁芯，其为U形或C形的。在本申请的上下文下，术语U形芯还包括UR形芯或类似芯。在使用U形芯时，可实现非常简单且紧凑的芯结构，其中所要求的芯材料的量被最小化。使用标准化元件降低集成磁性组件的成本。如果要求绕组电感器的高总截面面积且因此大绕组窗，则作为U形芯的两腿芯元件是尤其有利的，由于对于U形芯，芯材料和窗绕组大小之间的比率是最优的。
线性堆叠的U形芯的腿构建第一排和第二排腿。绕组优选布置在第一排腿或第二排腿上。通过将绕组安装在同一排中，包括沿边缘缠绕的绕组部分的绕组的安装变得简单且可实现较紧凑集成的磁性组件。优选地，变压器绕组串联布置在同一腿上，以改进耦合。
在另一优选实施例中，其中磁芯元件是三腿芯元件，其包括内腿和两个外腿。至少一个三腿芯元件与第二个三腿芯元件一起形成第一变压器绕组窗和第二变压器绕组窗，以用于接收变压器绕组的匝。集成磁性组件的绕组优选布置在内腿上。
三腿芯元件可为标准化E形芯元件，其包括E形、ER形、EFD形、ETD形、PQ形、PM形、或RM形芯或类似三腿芯元件。使用标准化元件降低集成磁性组件的成本。不同E形芯元件在其几何形状方面不同。E形芯具有最简单几何形状，其凸缘和其腿具有矩形截面。ER形芯是类似的，但其腿包括圆形截面。ETD形芯还具有圆形内腿，但其外腿具有凹入表面，其朝内腿定向。EFD形(经济扁平设计)芯具有扁平设计，其腿具有基本上矩形截面，且其内腿具有特别扁平形状。PQ形、RM形和PM形芯是所谓的罐芯形芯。它们包括具有圆形内腿和凸缘的强烈优化几何形状，其被形成为至少部分地包绕和遮蔽绕组。
通过将绕组布置在内腿上，磁通泄露且因此损耗和电磁干扰降低。如果所有绕组布置在内腿中，则组装也简化，其中内腿优选沿公共轴线布置成排。也可能将绕组布置在两个外腿上，或在外腿和内腿上。
然而，通过将绕组布置在同一排中，包括沿边缘缠绕的绕组部分的绕组的安装变得简单且可实现较紧凑集成的磁性组件。
在另外优选实施例中，第一滤波空隙分成第一部分和第二部分，其中第一滤波空隙部分的第一部分布置在第一滤波芯元件的外腿中的一个和第一变压器芯元件的凸缘之间，且其中第一滤波空隙的第二部分布置在第一变压器芯元件的凸缘和第一滤波芯元件的其他外腿之间。
更优选的是，当存在第二滤波芯元件的情况下，第二滤波空隙分成第一部分和第二部分，其中第二滤波空隙的第一部分布置在第二滤波芯元件的外腿中的一个和第一变压器芯元件或第一滤波芯元件的凸缘之间。第二滤波空隙的第二部分布置在第二滤波芯元件的其他外腿和第一滤波芯元件或第二变压器芯元件的凸缘之间。
当重要量的能量必须存储在滤波空隙中和/或如果高量的功率必须在集成磁性组件的隔离变压器上传输，则将第一滤波空隙和/或第二滤波空隙分布在两个空气间隙部分上是尤其有利的。将存储的磁能分布在两个空隙部分上相比于具有双倍长度的单空隙降低了总空气间隙散射。此外，通过将空隙部分布置在外腿和相应凸缘之间，而滤波绕组布置在内腿上，空隙和滤波绕组之间的距离增加且空隙损耗降低。
然而，将空隙布置在内腿上降低集成磁性组件的电磁干扰。
在本发明的具体实施例中，第一滤波芯元件是具有单内腿的腿芯元件，第一滤波绕组布置在所述单内腿上，其在与第一变压器芯元件的内腿相对的侧上邻接第一变压器芯的凸缘。
此外，在进一步优选的实施例中，其中存在第二滤波芯元件，第二滤波芯元件是具有单内腿的腿芯元件，第二滤波绕组布置在所述单内腿上。单内腿在与第二变压器芯元件的内腿或第一滤波芯元件的凸缘相对的侧上、在与第一滤波芯元件的侧上邻接第二变压器芯的凸缘。
由第一滤波绕组生成的磁通使其前向路径穿过第一滤波芯元件的单内腿以及第一滤波芯元件和第一变压器芯元件的凸缘。第一滤波空隙布置在那些凸缘之间，其中空隙组成磁通的返回路径。
在优选实施例中，单内腿朝凸缘的中心布置，且第一滤波空隙分成布置在单腿的两侧上的两个空隙部分。
凸缘之间的空间不仅限定第一滤波空隙/第二滤波空隙，其还组成用于接收第一滤波绕组匝/第二滤波绕组匝的空间，且因此在本申请的上下文下被认为是绕组窗，但使窗的侧打开。
从一个凸缘达到相邻凸缘的滤波空隙还可被认为特殊情况，其中腿被缩短至零长度。尽管开口限定相应空隙，但变压器绕组窗和/或滤波绕组窗还被认为是窗。
在优选实施例中，两个凸缘之间的空间至少部分填充有低磁导材料，其机械地闭合绕组窗，但留下用于滤波绕组窗的空间。这允许增加集成磁性组件的机械稳定性。
通过此布置，大量能量可存储在磁路中，且切换模式功率转换器的每个循环传输，从而导致高功率传输速率，尤其与沿边缘绕组部分的使用组合时。
在特别有利实施例中，较高电流变压器绕组和/或滤波绕组适于大于10 A、优选大于20A或大于30A(RMS)的操作电流。
沿边缘绕组特别适于那些操作电流，因为可实现绕组窗的高填充因子。还可能的是，使用沿边缘缠绕的绕组部分以用于较小电流，然而沿边缘缠绕的绕组部分对于优选操作电流尤其有利。当导体的截面减小时，通过使用沿边缘绕组的填充因子的改进降低，因为导体的隔离材料相对于导体面积的分数增加。
特别优选的是，如果隔离变压器的较高电流变压器绕组包括至少第二沿边缘缠绕的绕组部分，则较高电流变压器绕组的沿边缘缠绕的绕组部分、较低电流变压器绕组和/或较低电流变压器绕组的另外绕组部分沿两个变压器芯元件的腿以交错方式布置。
通过该优选布置，较低电流变压器绕组和较高电流变压器绕组之间的耦合可增加，且泄露磁通降低。
备选地，通过使较高电流变压器绕组的沿边缘缠绕的绕组部分与较低电流变压器绕组的绕组部分交替，沿边缘绕组可以以同心方式布置。
在进一步优选实施例中，集成磁性组件包括至少第二沿边缘缠绕的绕组部分，其与较高电流变压器绕组或一个滤波绕组的沿边缘缠绕的绕组部分并联连接，以便使集成磁性组件根据所要求操作电流而缩放。
通过增加并联连接的较高电流变压器绕组的沿边缘缠绕的绕组部分的数量，这允许将变压器绕组和/或滤波绕组缩放至特定操作电流，例如10A、20A或30A(RMS)的操作电流。
在其他情况下，可能有利的是将较高电流变压器绕组的绕组部分串联连接例如如果电压比率必须被适应的话。
进一步优选的是，较低电流变压器绕组集成在印刷电路板中。
通过将较低电流变压器绕组集成在印刷电路板中，集成磁芯元件的组装简化且较好适于自动组装过程。通过集成较低电流变压器绕组的印刷电路板以及较高电流变压器绕组的沿边缘缠绕的绕组部分的组合，隔离变压器的绕组长度可保持非常短。如两者，较高电流变压器绕组的沿边缘缠绕的绕组部分以及带有较低电流变压器绕组的印刷电路板以平表面邻接彼此，可实现较高电流变压器绕组和/或绕组(部分)和较低电流变压器绕组之间的增加的耦合。因此杂散损耗可降低。如果较低电流变压器绕组包括多于一个绕组部分，则绕组部分可能集成在多于一个印刷电路板中，其中印刷电路板和较高电流变压器绕组部分可以交错方式布置。
在进一步优选实施例中，滤波空隙中的至少一个具有某个长度，其为通过由所述滤波空隙形成的磁通路径磁性互联的滤波芯元件的凸缘和磁芯元件的凸缘之间的距离的长度的至少10%、更优选至少30%、50%、75%或100%。
通过增加滤波空隙的长度，集成磁性组件的传输功率可增加，而不进一步增加磁性组件的操作电流。由于较大空隙可存储比较小空隙更多的能量，每操作循环周期可传输更多能量。
集成磁性组件的进一步优选实施例特别适于与电流倍增整流器一起使用。该实施例包括两个磁芯元件，其中两个磁芯元件的腿形成至少三个相邻绕组窗，其中较高电流变压器绕组的匝布置在腿中的至少一个上，较低电流变压器绕组的匝布置在腿中的至少一个上，且滤波绕组的匝布置在至少一个其他腿上。
由于其仅要求两个磁芯元件，所以该实施例组装特别简单。通过使用沿边缘缠绕的绕组部分，甚至自动组装是可能的。此外，该集成磁性组件还在单集成磁性组件中实现三个独立磁通环路。
优选地，绕组中的各个可布置在多于一个腿上。绕组可例如布置在两个邻接腿上，其在两个磁芯元件之间限定磁通路径。还优选的是，绕组部分例如优选较高电流变压器绕组的沿边缘缠绕的绕组部分布置在两个邻接的腿部上，从而在两个磁芯元件之间限定磁通路径。进一步优选的是，较高电流变压器绕组包括第二沿边缘缠绕的绕组部分，其中第一沿边缘缠绕的绕组部分布置在至少一个腿(其布置在第一磁芯元件和第二磁芯元件之间的第一磁通路径中)上，且第二沿边缘缠绕的绕组部分布置在至少一个腿(其在第一磁芯元件和第二磁芯元件之间的第二磁通路径中)上。较低电流变压器绕组还优选包括第一绕组部分和第二绕组部分。这里优选的是，第一绕组部分布置在至少一个腿(其布置在第一磁芯元件和第二磁芯元件之间的第一磁通路径中)上，且第二绕组部分布置在至少一个腿(其在第一磁芯元件和第二磁芯元件之间的第二磁通路径中)上。第一滤波绕组优选布置在至少一个腿上，其布置在第一磁芯元件和第二磁芯元件之间的第三磁通路径中。集成磁性组件还包括第二滤波电感器，其具有第二滤波绕组，第二滤波绕组优选布置在至少一个腿(其布置在第一磁芯元件和第二磁芯元件之间的第四磁通路径中)上。
在优选实施例中，两个集成磁性组件中的至少一个包括第一内腿和第二内腿以及第一外腿和第二外腿。
优选地，腿在凸缘的一侧上平行布置，内腿和凸缘形成变压器绕组窗，第一外腿、其相邻第一内腿和凸缘形成第一滤波绕组窗，第二外腿、其相邻第二内腿和凸缘形成第二滤波绕组窗。
有利地，隔离变压器包括第二较低电流变压器绕组和第二较高电流变压器绕组，且集成磁性组件还包括具有第二滤波绕组的第二滤波电感器。这里优选的是，较低电流变压器绕组和较高电流变压器绕组布置在内腿上，且滤波绕组在磁芯结构的外腿上。
因此，变压器绕组窗接收较低电流变压器绕组和较高电流变压器绕组的匝，第一滤波绕组窗接收第一滤波绕组以及较低电流变压器绕组和较高电流变压器绕组的匝，且第二滤波绕组窗接收第二滤波绕组以及较低电流变压器绕组和较高电流变压器绕组的匝。这意味着，较低电流变压器绕组和较高电流变压器绕组以如下的方式被布置：其匝经过变压器绕组窗，而第一滤波绕组布置成其匝经过第一滤波绕组窗，且第二滤波绕组布置成其匝经过第二滤波绕组窗。
在本发明的进一步优选实施例中，集成磁性组件包括电路板，其中所述沿边缘缠绕的绕组部分中的至少一个具有在同一方向上定向且安装至电路板的第一端和第二端。
通过使第一端和第二端指向同一方向，电路和沿边缘缠绕的绕组部分可高效地连接至电路板。
备选地，可能的是，将沿边缘缠绕的绕组部分的端在不同、非平行方向上，例如在相对方向上布置。此布置在某些应用中可能有利，例如如果绕组部分的两个端要连接至不同电路板。
有利地，电路板将较高电流变压器绕组电连接至滤波绕组。
通过使用电路板例如印刷电路板来将变压器绕组连接至滤波绕组和/或多个绕组，不要求附加引线导体，但沿边缘缠绕的绕组部分可直接连接至电路板。因此，不要求附加焊接点，其导致传导损耗的降低。结果，热产生也降低。这允许组件的更紧凑设计。
另外，组装被简化，因为相应沿边缘缠绕的绕组部分和电路板可预组装至一个或多个沿边缘缠绕的绕组模块，因此简化生产和生产的后勤。此外，这样的沿边缘缠绕的绕组模块(包括沿边缘缠绕的绕组部分和电路)的生产特别适于自动生产。那些沿边缘缠绕的绕组模块可与磁芯结构组装为整体。
在本发明的另一优选实施例中，集成磁性组件包括整流电路，整流电路包括至少两个整流元件，特别是同步整流器，其中整流元件安装在电路板上，电路板将整流元件连接至变压器的较高电流变压器绕组且连接至第一滤波绕组。
通过将整流组件集成在电路板中，连接点的数量以及还有铜损耗可进一步降低。该组装进一步简化。如果要求较高电流，多个整流器可在集成电路板上并联连接，以增加电路的最大电流。
备选地，整流器组件中的至少一个还可集成在附加的电路板中。如果要求大量的整流元件，则这可能是有利的。
特别优选的是，整流元件是表面安装的。整流元件优选为同步整流器。
通过表面安装整流元件，所要求的空间减少且可获得较高功率密度。生产成本也降低，因为可实现高度自动化。
同步整流器是主动控制开关。那些开关例如包括金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和双极结晶体管(BJT)。同步整流器允许改进整流效率。由于它们具有低开启阻抗，它们相对于普通半导体二极管显著降低欧姆电阻，特别在存在高电流时。此外，它们避免由半导体二极管在传导状态中表现出的电压降低，其对于硅二极管通常为0.7 V和/或对于锗二极管通常为0.3 V。
对于非常高电流，同步整流器的电压降低可能超过无源整流器的电压降低。在此情况下，可能优选的是使用整流器，例如二极管。特别地，肖特基二极管可被使用而不是标准二极管，因为它们表现甚至低于0.2 V的电压降低
备选地，可使用整流元件的通孔安装。如果要求例如热沉整流元件，则这是有利的。
在进一步优选的实施例中，电路板提供有矩形通孔以用于安装沿边缘缠绕的绕组部分，沿边缘缠绕的绕组部分适于机械地支撑单磁芯结构
通过此实施例，可能利用沿边缘绕组的机械稳定性。由于集成磁性组件借助于至少一个电路板支撑，故附加机械支撑可忽略且组装可非常简化。这还暗示，集成磁性组件的大小和/或重量可进一步降低。
在某些情况下，然而，可能优选的是具有附加机械支撑，例如以进一步增加机械稳定性，或如果已经存在或预期本体壳。在一些情况下，可能有利的是，在电路板中避免通孔，例如以进一步降低成本或使集成磁性组件适于某些组装技术。
特别优选的是，整流电路是电流倍增器。
电流倍增电路（current doubler rectifier）是全波整流器电流，其在要求高输出电流时特别有利。较高电流变压器绕组，在该情况下变压器的次级绕组，仅必须承载输出电流的大约一半。该允许降低铜损耗。另外，仅要求两个整流元件，且不需要次级侧上的中心抽头。热也分布在第一滤波绕组和第二滤波绕组上。此外，相比于全波中心抽头整流器，可能在变压器匝中具有较高分辨率，因为中心抽头整流器的两个次级绕组在电流倍增应用中替代为单次级绕组。通常，在输出处还需要较低平滑电容，因为对于滤波整流器需要电感。
备选地，整流电路可为中心抽头整流器。中心抽头整流器还使用两个整流元件，其中仅一个整流元件在电流路径中引起电压降低，且因此还适于高电流应用。通常，其比电流倍增整流器需要较高较低输出电感，且仅需要单滤波绕组，其然而优选分成两部分。
在某些应用中，特别如果输出电压具有某些电压水平和功率损耗，整流元件的适当电压降低不是主要的，全波桥式整流器电路也可能有利地使用。
在进一步优选的实施例中，集成磁性组件适于与电压倍增整流电路一起使用。这里，较高电流变压器绕组在隔离变压器的初级侧上，而较低电流变压器绕组在隔离变压器的次级侧上。集成磁性组件还可包括电压倍增整流电路的整流元件和/或电容元件。那些整流元件连接至隔离变压器的次级侧，而滤波绕组适于连接至隔离变压器的初级侧，相应地至包括较高电流变压器绕组的变压器的侧。集成磁性组件还可包括电路板，其将较高电流变压器绕组连接至少第一滤波绕组。
根据前述权利要求中任一项所述的集成磁性组件，其中，沿边缘缠绕的绕组部分从上釉平线缠绕，和/或其中较低电流变压器绕组包括三重绝缘线。
通过使用三重绝缘线和上釉平线，在初级变压器绕组和次级变压器绕组之间和/或较高电流变压器绕组和较低电流变压器绕组之间不需要进一步隔离层。组装可因此布置成与彼此直接接触，这降低磁通泄露，且导致更紧凑且更高效设计。
备选地，附加隔离层可布置在较高电流变压器绕组和较低电流变压器绕组的绕组部分之间。隔离层通常包括隔离材料，或可包括机械间隔件。在该情况下，可使用简单双层隔离，以用于较低电流变压器绕组。
本发明还涉及一种切换模式功率转换器，尤其是切换模式DC-DC功率转换器，其包括根据描述中提到的实施例中的任何的集成磁性组件。
切换模式功率转换器继承上文提到的集成磁性组件的所有优点。集成磁性组件对于开关模式DC-DC转换器、或相应地包括开关DC-DC模式功率转换器级的AC-DC转换器特别有利。
其他有利实施例和特征组合来自下面详细描述和权利要求整体。
附图说明
用来解释实施例的附图示出：
图1示出了根据本发明的具有电流倍增整流器的发明的DC-DC切换模式功率转换器的电路配置；
图2示出了对于根据图1的具有电流倍增整流器的DC-DC切换模式功率转换器，隔离变压器的较高电流绕组部分、滤波绕组中的电流以及输出电流的电流波形；
图3示出了根据本发明的集成磁性组件的第一实施例，其在具有电流倍增整流器的DC-DC切换模式功率转换器中实现，该集成磁性组件包括U形芯元件；
图4示出根据图3的集成磁性组件的磁芯结构的磁阻模型；
图5示出根据图3的磁芯结构中的不同磁通量密度的波形，磁通量密度的波形对应于图2中所示的电流波形；
图6a-d是如图3中示意性所绘的集成磁性组件的第一实施例的简化几何图。这里图6a是集成磁性组件的分解视图，而不示出连接至印刷电路板的沿边缘缠绕的绕组部分；图6b是如图6a中所绘的同一组件的等视轴图，然而以组装形式示出集成磁性组件；图6c是集成磁性组件的另一等视轴图，现在其具有印刷电路板202和以组装形式的整流元件D1、D2；且图6d是图6c的集成磁性组件的另一表示，但其中绕组部分不被组装至印刷电路板；
图7a示意性示出图3中所绘的磁芯结构的第一变型；
图7b示意性示出图3中所绘的磁芯结构的第二变型；
图8示出了根据本发明的集成磁性组件的另一实施例；集成磁性组件包括U形芯元件，其中滤波芯元件堆叠在一起；
图9a、9b是图8中示意性描绘的实施例的几何视图，其中图9a是集成磁性组件的分解视图，且9b是相同的但以组装形式的组件的视图；印刷电路板未被示出；
图10a和图10b是本发明的另一实施例的几何视图。该实施例类似于图9a和9b中示出的实施例，但其中较低电流绕组由印刷电路板实现；
图11示出了根据本发明的集成磁性组件的另一实施例，其在具有电流倍增整流器的DC-DC切换模式功率转换器中实现，该集成磁性组件包括U形变压器芯元件和L形滤波芯元件；
图12示出了根据本发明的集成磁性组件的另一实施例，其类似于图11中示出的实施例，但其中滤波芯元件堆叠在一起；
图13示出了根据本发明的集成磁性组件的另一实施例，其在具有电流倍增整流器的DC-DC切换模式功率转换器中实现，该集成磁性组件包括三腿-芯元件；
图14a、b是图13中示意性绘出的实施例的几何视图，其中集成磁性组件包括三腿芯元件；图14a是集成磁性组件的分解视图，且14b是相同的然而以组装形式的组件的视图；印刷电路板未被示出；
图15a、15b是本发明的另一实施例的几何视图。该实施例类似于图14a和14b中示出的实施例，但其中较低电流绕组由印刷电路板实现；
图16a示出根据图13的集成磁性组件的磁芯结构的组合（building-up）；通过使用四个三腿芯元件；
图16b示意性示出图16a中所绘的磁芯结构的第一变型；
图16c示意性示出图16a中所绘的磁芯结构的第二变型；
图17示出了根据本发明的集成磁性组件的另一实施例；集成磁性组件包括三腿芯元件，其中滤波元件堆叠在一起；
图18a、18b是图17中示意性绘出的实施例的几何视图，其中图18a是集成磁性组件的分解视图，且18b是相同的然而以组装形式的组件的视图；印刷电路板未被示出；
图19a和图19b是本发明的另一实施例的几何视图。该实施例类似于图18a和18b中示出的实施例，但其中较低电流绕组由印刷电路板实现；
图20示出了根据本发明的集成磁性组件的另一实施例，其在具有电流倍增整流器的DC-DC切换模式功率转换器中实现，该集成磁性组件包括三腿变压器芯元件和T形滤波芯元件；
图21示出了根据本发明的集成磁性组件的另一实施例，集成磁性组件包括三腿变压器芯元件和T形滤波芯元件，其中滤波芯元件堆叠在一起；
图22示出了根据本发明的集成磁性组件的另一实施例，其中磁芯结构包括两个四腿芯元件，且其集成在具有全波中心抽头输出整流器的切换模式DC-DC功率转换器中；
图23示出了根据图21的集成磁性组件的实施例的变型，其中磁芯结构还包括两个四腿芯元件，但其集成在具有电流倍增整流器的切换模式DC-DC功率转换器中。
在图中，相同组件给出相同的参照符号。不同实施例的类似元件由相差几百数字的类似参照数字指出，如果它们在不同附图中描绘的话。
具体实施方式
根据本发明的集成磁性组件101集成在图1中所示的电路配置中，即切换模式DC-DC功率转换器100，其将以较高DC输入电压Uin的功率转换成较低DC输出电压Uout。切换模式DC-DC功率转换器1包括转换器级102、隔离变压器103和电流倍增整流器级104。转换器级102是包括四个开关Q11、Q12、Q21和Q22的全桥转换器。然而，其可由具有不同双端主拓扑的其他转换器类型（例如前向、两晶体管-前向、推挽式和半桥转换器拓扑）替代。转换器级102跨第一输入端子e1和第二输入端子e2连接至隔离变压器103的初级侧，其包括分成第一较低电流变压器绕组部分106.1和第二较低电流变压器绕组部分106.2(两者串联连接)的较低电流变压器绕组。隔离变压器103在其次级侧上还包括较高电流变压器绕组，其分成第一较高电流变压器绕组部分107.1和第二较高变压器绕组部分107.2(两者也串联连接)。较高电流变压器绕组部分107.1和107.2实现为沿边缘缠绕的绕组部分。
在切换模式DC-DC功率转换器100的输出上的电流倍增整流器级104包括作为整流元件的第一二极管D1和第二二极管D2，以及两个相同但单独的滤波电感器，即第一滤波电感器Ls1和第二滤波电感器Ls2。滤波电感器Ls1和Ls2借助于第一滤波绕组和第二滤波绕组实现，其中两个绕组包括至少沿边缘缠绕的绕组部分。二极管D1和D2已选择为电路图中的整流元件，以用于较好理解。替代二极管D1和D2，例如肖特基二极管或双极结二极管，还可使用其他整流元件。特别有用的是有源开关和/或同步整流器，例如晶体管，通常功率MOSFET或功率BJT。
两个滤波电感器Ls1和Ls2相对于彼此串联连接在公共滤波连接点a3中。它们进一步关联连接于较高电流变压器绕组，其包括第一较高电流变压器绕组部分107.1和第二较高变压器绕组部分107.2。在第一滤波连接点a1中，第一滤波电感器Ls1连接至第一较高电流变压器绕组部分107.1的自由端，且还连接至第一二极管D1的正极。类似地，第二滤波电感器Ls2在第二滤波连接点a2中连接至第二较高电流变压器绕组部分107.2的自由端，且连接至第二二极管D2的正极。二极管D1和D2在输出连接点a4中连接，其中它们的负极连接输出电容器Cout的端子。该输出电容器Cout以另一端子连接至与滤波电感器Ls1和Ls2两者公共的滤波连接点a3。
隔离变压器103的电感组件（即较低电流变压器绕组部分106.1和106.2以及较高电流变压器绕组部分107.1和107.2以及滤波电感器Ls1和Ls2）都由单个集成磁性组件101集成。在该具体实施例中，二极管也是集成磁性组件101的一部分。然而，它们也可布置在集成磁性组件外。要提及的是，输出电容器Cout也可为集成磁性组件101的一部分。
图2中的简图示出了切换模式DC-DC功率转换器100(图1)的波形，以用于跨滤波连接点a1和a2的次级电压Us，次级变压器电流Is(也见图1)，其为穿过较高电流变压器绕组部分107.1和107.2的电流，以及穿过滤波电感器Ls1和Ls2的滤波电流iL1和iL2，以及输出电流iout(其为滤波Ls1和Ls2之和)。波形在略微多于操作循环周期Ts内示出，其通常在某µs(例如，10µs)的范围中，切换频率大约且高于100 kHz。
在整个操作循环周期Ts内，滤波电流iL1和iL2以及因此输出电流Iout(即它们之和)总是具有相同的方向，但在操作循环周期Ts的一半之后，变压器电流改变其符号。在第一时间间隔10，直到Ts/4，次级电压Us为正的。在该周期期间，第一二极管D1被前向偏置，而第二二极管D2由次级电压Us阻挡。因此，第一滤波电流iL1的电流路径经过Ls1、第一二极管D1和输出电容器Uout。因为施加至第一滤波电感器Ls1的第一滤波电压UL1为负的，穿过第一滤波电感器Ls1的第一滤波电流iL1降低。另一方面，第二二极管D2被阻挡，因此第二滤波电感器Ls2流过第二滤波电感器Ls2、较高电流变压器绕组部分107.1和107.2、第一二极管D1和输出电容器Cout。由于穿过第二滤波电感器Ls2的第二滤波电压UL2为正的，所以穿过第二滤波电感器Ls2的电流增加。因此，在该循环中，仅穿过第二滤波电感器Ls2的第二滤波电流iL2流过变压器。在第二时间间隔11中，直到Ts/2，次级电压Us为0V。这将产生，不仅穿过第一滤波电感器Ls1的第二滤波电流iLs2将进一步降低，而且穿过第二滤波电感器Ls2的第一滤波电流iLs1也降低，因为跨第二滤波电感器Ls2的第二滤波电压UL2现在将变为负的，等于输出电压Uout。在同一时间间隔，仅第二滤波电流iLs2将流过较高电流变压器绕组部分107.1和107.2。在第三时间间隔12，直到3/4 Ts，次级电压Us变为负的，产生与循环的第一间隔类似的状况，但是符号改变。现在，第一二极管D1将关闭且第二二极管D2将导通。穿过变压器的较高电流绕组的电流Is现在快速改变其方向，且等于第一滤波电流iLs1，而第二滤波电流iLs2流过第二二极管D2且保持降低。在第四时间间隔13，直到Ts，次级电压Us再次关闭，产生两个滤波电流降低(在下一循环以正的次级电压Us开始之前)。
因此，变压器仅承载滤波电流iL1和iL2中的一个，且因此仅近似输出电流iout的一半，其为两个电流之和。滤波电流iL1、iL2具有180°相移。
图3示意性示出了根据本发明的集成磁性组件201的第一实施例，其集成在切换模式DC-DC功率转换器200中且实现图1中示出的电路。
集成磁性组件201包括单个磁芯结构205，其具有四个线性堆叠的U形芯元件：第一变压器芯元件212，第二变压器芯元件213，第一滤波芯元件211和第二滤波芯元件214。
所述芯元件211、212、213和214中的各个包括第一外腿220a、第二外腿220b和凸缘222。两个变压器芯元件212和213以其第一外腿220a.2、220a.3以及其第二外腿220b.2、220b.3面对彼此，且形成像O形变压器芯区段，其具有像开口的窗，其提供变压器绕组窗，以用于接收第一较低电流变压器绕组部分106.1和第二较低电流变压器绕组部分106.2以及第一较高电流变压器绕组部分107.1和第二较高变压器绕组部分107.2的匝。较高电流变压器绕组部分207.1、207.2以及较低电流变压器绕组部分206.1、206.2形成切换模式DC-DC功率转换器200的隔离变压器，其对应于根据图1的示意性电路图中的隔离变压器103。较高电流变压器绕组部分207.1、207.2以及较低电流变压器绕组部分206.1、206.2以像三明治方式布置在变压器芯元件212、213的第一外腿220a.2和220a.3上，其中较低电流变压器绕组部分206.1、206.2布置在较高电流变压器绕组部分207.1、207.2之间。较高电流变压器绕组部分207.1、207.2实现为沿边缘缠绕的绕组部分，以允许其支撑高电流。
图3中的磁芯结构205的磁路的两维表示必须象征性理解。相应芯区段沿磁通路径(以虚线描绘)的宽度表示相应芯区段的截面。例如，在图3中，第一外腿220a.1-220a.4具有比第二外腿220b.1-220b.4较大的截面。
以其最简单形式，图3中描绘的U形芯元件211-214可为标准化U形芯，其具有直立棱柱的形式，其中基本形状具有如描绘的U的形式，且其中U芯的腿具有基本矩形截面。
相对短的变压器空隙240.23布置在第一滤波芯元件212和第二变压器芯元件213的两个第一外腿220a.2、220a.3之间。变压器空隙240.23降低了由于芯材料(其通常是铁氧体)的磁导率的变化的负面影响。铁氧体的磁导率可从一批到另一批变化高达30%。相对短的变压器空隙240.23还允许限定磁化电流。其还允许避免芯材料的饱和，以便集成磁性组件可在芯材料的芯磁化特性的线性范围中操作。
第一滤波芯元件211堆叠在第一变压器芯元件212的凸缘222.2上，使得其第一外腿220a.1和其第二外腿220b.1在与第一变压器芯元件212的外腿220a.2、220b.2相对的侧上邻接第一变压器芯元件212的凸缘222.2。相邻芯元件211和212限定像开口的窗，以用于接收第一滤波绕组208.1的绕组匝，其布置在第一滤波芯元件211的第一外腿220a.1上且与磁芯结构205一起限定第一滤波电感器Ls1(图1)的电感。第一滤波空隙240.1放置在第一变压器芯元件212的凸缘222.2和第一滤波芯元件211的第一外腿220a.1之间。
第二滤波芯元件214堆叠在第二变压器芯元件213的凸缘222.3上，使得其第一外腿220a.4和其第二外腿220b.4在与第二变压器芯元件213的外腿220a.3、220b.3相对的侧上邻接第二变压器芯元件213的凸缘222.3。第二滤波空隙240.4放置在第二变压器芯元件213的凸缘222.3和第二滤波芯元件214的第一外腿220a.4之间。相邻芯元件213和214限定像开口的窗，其提供第二滤波绕组窗，以用于接收第二滤波绕组208.2的绕组匝，其布置在第二滤波芯元件214的第一腿220a.4上。第二滤波绕组208.2和磁芯结构205限定第二滤波电感器Ls2(图1)的电感。
空隙240a.1、240a.4、240a.23可通过磨削相应的第一外腿220a.1、220a.2、220a.3或220a.4来实现。它们可填充有空气或低磁导率的任何其他材料。
在图3中，集成磁性组件201的三个独立磁性路径也以虚线描绘，其各个围绕三个绕组窗行进：
a)变压器磁通路径230.23，其围绕变压器绕组窗穿过变压器芯元件212和213。
b)第一滤波磁通路径230.12，其围绕第一滤波绕组窗穿过第一滤波芯元件211和第一变压器芯元件212的凸缘222.2。
c)第二滤波磁通路径230.34，其围绕第二滤波绕组窗穿过第二滤波芯元件214和第二变压器芯元件213的凸缘220.3。
这里第一滤波磁通路径230.12和变压器磁通路径230.23共享第一变压器芯元件212的凸缘222.2，而第二滤波磁通路径230.34和变压器磁通路径230.23共享第二变压器芯元件213的凸缘222.3。因此减少集成磁性组件的芯材料。
第一较低电流变压器绕组部分206.1、第二较低电流变压器绕组部分206.2、第一较高电流变压器绕组部分207.1和第二较高变压器绕组部分207.2都布置在变压器芯元件212和213两者的外腿中的一个上，即，围绕第一变压器芯元件212的第一外腿220a.2和/或第二变压器芯元件213的第一外腿部220a.3。
较低电流变压器绕组部分206.1和206.2串联连接。第一较低电流变压器绕组部分206.1的自由端表示集成磁性组件201的第一输入端子e1，且第二较低电流变压器绕组部分206.2的自由端表示集成磁性组件201的第二输入端子e2。
在集成磁性组件201上游，切换模式DC-DC功率转换器包括具有四个开关Q11、Q12、Q21和Q22的开关网络的全桥转换器。开关网络在集成磁性组件的第一输入连接点e1和第二输入连接点e2之间从DC输入电压Uin提供方形电压输出。DC输入电压Uin可由整流电路提供，例如AC/DC功率因数校正(PFC)转换器。替代具有四个开关的开关网络的全桥转换器，还可使用具有两个开关的半桥整流器。
较高电流变压器绕组207.1、207.2也串联连接，变压器的第一较高电流绕组207.1和第二较高电流绕组207.2具有相同绕组方向
切换模式DC-DC功率转换器200具有如在图1中描绘的电路图中描绘的类似的电流倍增整流器级。它包括作为整流元件的第一二极管D1和第二二极管D2以及第一滤波绕组208.1和第二滤波绕组208.2。
第一滤波绕组208.1和第二滤波绕组208.2串联连接，从而与输入电容器Cout一起共享公共连接点a3。在第一滤波连接点a1中，第一滤波绕组208.1连接至第一较高电流变压器绕组部分207.1的自由端，且还连接至第一二极管D1的正极。在第二滤波连接点a2中，第二滤波绕组208.2连接至第二较高电流变压器绕组部分207.2的自由端，且还连接至第二二极管D2的正极。两个二极管以其负极在输出连接点a4中连接至输出电容器Cout的自由端子。输出连接点a4和公共连接点a3形成集成磁性组件205的输出。
电路的第一滤波电感器Ls1由第一滤波绕组208.1限定，其围绕第一滤波芯元件211的第一外腿220a.1以及第一变压器芯元件212的凸缘222.2和第一外腿220a.1之间的第一滤波空隙240.1缠绕。
类似地，电路的第二滤波电感器Ls2由第二滤波绕组208.2限定，其围绕第二滤波芯元件214的第一外腿220a.4以及第二滤波芯元件214的第一外腿220a.4和第二变压器芯元件213的凸缘222.3之间的第二滤波空隙240.4缠绕。
图4示出根据图3中示出的实施例的磁芯结构205的磁阻模型250。所有四个芯元件211、212、213和214的凸缘222.1、222.2、222.3、222.4被认为是等同的，且由凸缘磁阻RB表示。滤波芯元件211和214被认为是等同的，且因此其第一外腿220a.1、220a.4以及其第二外腿220b.1、220b.4也被认为是等同的。RLF1指示滤波芯元件211、214的第一外腿220a.1、220a.4的磁阻，且RLF2指示滤波芯元件211、214的第二外腿220b.1、220b.4的磁阻。IL1指示穿过第一滤波绕组的第一滤波电流，且IL2指示穿过第二滤波绕组的第二滤波电流。
变压器芯元件212和213也被认为是等同的。因此其第一外腿220a.2、220a.3以及第二外腿220b.2、220b.3被认为是等同的。RLT1指示第一外腿220a.2、220a.3的磁阻，且RLT2指示其第二外腿220b.2、220b.3中的各个的磁阻，包括第一变压器芯元件U2和第二变压器芯元件U3之间的磁通路径中的空隙240.23的部分。穿过第一较低电流变压器绕组部分206.1和第二较低电流变压器绕组部分206.2的电流被认为是相同的且指示为电流iP。同样地，穿过第一较高电流变压器绕组部分207.1和第二较高电流变压器绕组部分207.2的电流被认为是相同的且指示为电流is。
绕组匝数是：对于第一滤波绕组NL1、对于第二滤波绕组NL2，NP是两个较低电流变压器绕组部分206.1和206.2的绕组匝之和，且NS是较高电流变压器绕组部分207.1和207.2的绕组匝之和。NL1和NL2被认为是相等的：NL1=NL2=NL。
在图5中，磁芯结构205的不同磁通密度的波形被描绘：那些磁通密度波形对应于图2中所示的电流波形。通过应用根据图4的电流倍增转换器的磁阻模型250来确定磁通。磁通密度BL1是穿过RLT1(图4)的磁通，且磁通密度BL2是穿过RLF2 (图4)的磁通密度。那些磁通密度BL1和BL2在操作循环期间不改变符号，且分别与第一滤波电流iL1和第二滤波电流iL2基本成比例。相比于那些滤波磁通密度BL1和BL2，穿过第一变压器外腿220a.2和220a.3的RLT1(图4)的磁通密度Bt改变符号，由于其主要取决于变压器的端子处存在的电压。凸缘222.2和222.3中的磁通密度Bc1和Bc2产生于第一滤波磁通230.12和变压器磁通230.23之和和/或（respectively）第二滤波磁通230.34和公共变压器凸缘222.2和222.3(图3)中的变压器磁通230.23之和。如可见的是，相应滤波磁通和变压器磁通在公共变压器凸缘222.2和222.3中彼此部分补偿，因此降低那些凸缘中的损耗。
在图6a-6d中，示出集成磁性组件201的第一实施例的简化几何视图。图6a是集成磁性组件201的分解视图，而没有印刷电路板且没有二极管。图6b是相同的但以组装形式的组件的等视轴图。图6c是图6c的集成磁性组件205的等视轴图，但也示出了印刷电路板206。图6d是集成磁性组件的另一等视轴图，也具有印刷电路板206，然而，沿边缘缠绕的绕组部分不安装在印刷电路板206上。
集成磁性组件包括四个堆叠的U形芯元件211-214，如图2中已经描绘的。该实施例中的U形芯元件是被优化供与沿边缘缠绕的绕组部分一起使用的U形芯。U形芯的凸缘222.1-222.4具有直立棱柱的形式，其具有基部区域260，基部区域260由矩形区段261、等腰梯形区段262和半圆区段263并列组成。在这里，等腰梯形262的较长基线是矩形区段261的纵向侧中的一个，且等腰梯形的较短基线是半圆区段263的直侧。四个U形芯元件211-214的第一外腿220a.1-220a.4具有圆柱形状，且适于接收绕组和/或具有圆形内径的绕组部分。那些第一外腿220a.1-220a.4布置在相应凸缘222.1-222.4的基部区域的相应半圆部分上。平行于第一外腿，第二外腿220a.1-220a.4布置在相应凸缘的基部区域260的相应矩形区段261上，第二外腿部220b.1-220b.4具有矩形截面。第一外腿220a.1-220a.4和/或柱状外腿比第二外腿220b.1-220b.4略微较短。该差异限定第一滤波空隙240.1和第二滤波空隙240.4以及变压器空隙240.23(见图2)的长度。为了增加稳定性，空隙可填充有非和/或低磁导材料。
U形芯元件211-214优选由单件铁氧体材料制成。然而，它们还可能由铁氧体的不同部分组装且还由具有不同磁导率的不同材料组装。
第一滤波绕组208.1和第二滤波绕组208.2以及第一较高电流变压器绕组部分207.1和第二较高电流变压器绕组部分207.2是沿边缘缠绕的绕组部分。在该实施例中，较低电流变压器绕组部分206.1、206.2包括具有线轴的常规绕组，且在变压器芯元件212和213的第一外腿220a.2和220a.3上彼此相邻布置。第一较高电流变压器绕组部分207.1在第一变压器芯元件U2的凸缘222.2以及第一较低电流变压器绕组部分206.1之间布置在第一变压器芯元件212的第一外腿220a.2上。第二较高电流变压器绕组部分207.2在第二变压器芯元件的凸缘222.3以及第二较低电流变压器绕组部分206.2之间布置在第二变压器芯元件213的第一外腿220a.3上。
那些绕组部分中的各个包括平线圈，平线圈围绕其较短边缘缠绕成圆螺旋线，平线圈的内较小边缘限定圆形孔径，且平线圈的外较小边缘限定圆形外形状。沿边缘缠绕的绕组部分207.1、207.2、208.1、208.2中的各个还包括两个直自由端243a和243b，其彼此平行布置。平线圈优选被上釉，从而电隔离同一绕组部分的两个相邻匝(其具有相对低的电压差)。上釉隔离用作相对于较低电流变压器绕组部分206.1和206.2的隔离层，其优选被三重隔离，使得总共四隔离层将较低电流变压器绕组部分206.1和206.2与相邻的较高电流变压器绕组部分207.1和207.2分开。
较高电流变压器绕组部分207.1和207.2以及滤波绕组208.1和208.2安装在印刷电路板206上。为此目的，印刷电路板206包括矩形通孔245，其接收相应绕组的自由端(其用于焊接至印刷电路板206)。由于沿边缘缠绕的绕组部分的机械稳定性，包括绕组的整个磁芯结构由印刷电路板支撑，因此不必须提供特定的机械支撑。集成磁性组件还实现作为电流倍增级(104，图1)的整流元件的二极管D1和D2。为了增加二极管的电流容量，第一二极管D1由四个单二极管D1’的四件一组来实现，且相应地，第二二极管D2由四个其他单二极管D2’的另一四件一组来实现，其中各个四件一组中的二极管电并联布置，且表面安装在印刷电路板206上。替代二极管，其他整流元件也可使用，如上文提到的。
电组件(这里二极管D1和D2)在印刷电路板206上的表面安装布置允许集成磁性组件201的甚至更紧凑设计。
印刷电路板206还提供较高电流变压器绕组部分207.1、207.2和变压器绕组部分208.1、208.2之间的电连接。利用以上布置，在12V DC下的30A-200A的高DC输出电流可在大约100kHz的切换模式DC-DC功率转换器的切换频率下实现。
图7a中所示的磁芯结构305是根据集成磁性组件(图3-6)的第一实施例的磁芯结构205的变型。然而，在磁芯结构305中，限定变压器磁通路径330.23的变压器绕组窗由第一U形变压器芯元件312和第二变压器芯元件313(其为I芯)形成。滤波芯元件311和314类似于第一实施例(图3-6)的磁芯结构205的滤波芯元件。
第一变压器芯元件312包括第一外腿320a.2、第二外腿320b.2和凸缘322.2，而第二变压器芯元件313是具有凸缘322.3而没有腿的I芯。第一变压器芯元件312以其外腿320a.2和320b.2邻接第二变压器芯元件的凸缘322.3，以形成O形变压器芯区域。第二滤波芯元件314以其外腿320a.4和320b.4在与第一变压器芯元件的外腿320a.2和320b.2相对的侧上邻接第二变压器芯元件313的凸缘322.3。同样地，第一滤波芯元件311以其外腿320a.1和320b.1在与第一变压器芯元件312的外腿320a.2和320b.2相对的侧上邻接第一变压器芯元件312的凸缘322.2。如在第一实施例中的那样，第一滤波空隙340.1放置在第一变压器芯元件312的凸缘322.2和第一滤波芯元件311的第一外腿320a.1之间。第二滤波空隙340.4布置在第二变压器芯元件313的凸缘322.3和第二滤波芯元件314的第一外腿部320a.4之间。然而，变压器空隙340.23布置在第一变压器芯元件312的第一外腿320a.2和第二变压器芯元件313的凸缘322.3之间。
图7b中所示的磁芯结构405也类似于图3中所示的第一实施例的磁芯结构205。然而，O形变压器芯区段(限定变压器磁通路径430.23和/或变压器绕组窗465.23，以用于接收变压器绕组匝)由第一变压器芯元件412(其为U形芯元件)以及第二变压器芯元件413(其也为U形芯元件)的凸缘422.3形成。变压器空隙440.23布置在第一变压器芯元件412的第一外腿420a.2和第二变压器芯元件413的凸缘422.3之间。
第二滤波磁通路径由第二变压器芯元件的凸缘422.3、第二变压器芯元件413的外腿420a.3和420b.3以及第二滤波芯元件414(其为I芯)的凸缘422.4限定。第二变压器空隙440.3布置在第二变压器芯元件413的第一外腿420a.3和第二滤波芯元件414的凸缘422.4之间。
图8中所示的集成磁性组件501的实施例类似于图3中描绘的集成磁性组件201。该实施例的磁芯结构505还包括两个U形变压器芯元件512和513以及两个U形滤波芯元件511和514。然而，在该实施例中，第一滤波芯元件511堆叠在第二滤波芯元件514的凸缘522.4上，其中第一滤波芯元件511的外腿520a.1和520b.1以下面的方式邻接第二滤波芯元件514的凸缘522.4：第二滤波芯元件514的凸缘522.4以及第一滤波芯元件511限定第一滤波磁通路径530.34且形成第一滤波绕组窗565.1以用于接收第一滤波绕组508.1的匝。第一滤波空隙540.1布置在第一滤波芯元件511的第一外腿520a.1和第二滤波芯元件514的凸缘522.4之间。
图9a、9b是图8中示意性描绘的实施例的几何视图，其中图9a是集成磁性组件501的分解视图，且9b是相同的但以组装形式的组件的视图。印刷电路板未被示出。磁芯结构的芯元件(即，第一变压器芯元件512和第二变压器芯元件513以及第一滤波芯元件511和第二滤波芯元件514)类似于图6a-6d中所示的芯元件211、212、214和214。绕组部分也类似于图6a-6d中所示的绕组部分。
在集成磁性组件501的磁芯结构505中，第一滤波芯元件511以其第一外腿520a.1和第二外腿520b.1堆叠在第二滤波芯元件514的凸缘522.4上，第二滤波芯元件514自身以其腿堆叠至第二变压器芯元件513的凸缘522.3。第一变压器芯元件512和第二变压器芯元件513以其外腿520a.2、520a.3、520b.2和520b.3彼此邻接，以形成变压器绕组窗，以用于接收变压器绕组匝。
在该实施例中，较低电流变压器绕组506.1、506.2是具有线轴的常规绕组，且在变压器芯元件512和513的第一外腿520a.2和520a.3上两个彼此相邻布置。第一较高电流变压器绕组部分507.1在第一变压器芯元件512的凸缘522.2以及第一较低电流变压器绕组部分506.1之间布置在第一变压器芯元件512的第一外腿520a.2上。第二较高电流变压器绕组部分507.2在第二变压器芯元件的凸缘522.3以及第二较低电流变压器绕组部分506.2之间布置在第二变压器芯元件513的第一外腿520a.3上。
图10a和10b是本发明的另一实施例的几何视图。该实施例类似于图9a和9b中所示的实施例，且还具有相同磁芯结构，包括第一变压器芯元件612和第二变压器芯元件613以及第一滤波芯元件611和第二滤波芯元件614。但在该实施例中，两个较低电流变压器绕组部分布置在印刷电路板670上，其自身布置在第一较高电流变压器绕组部分607.1和第二较高电流变压器绕组部分607.2之间。印刷电路板包括圆形孔径671，以用于接收第一变压器芯元件612和第二变压器芯元件613的第一外腿620a.2和620a.3，和/或第一变压器芯元件612和第二变压器芯元件613的第一外腿620a.2和620a.3之间的变压器空隙。印刷电路板670还包括矩形孔径672，以用于接收第一变压器芯元件612和第二变压器芯元件613的第二外腿620a.2和620a.3。通过比较图9a、9b与图10a、10b，可见的是，变压器芯元件612和613的外腿620与根据图9a、9b的变压器芯元件512和513相比可设计为较短，因为印刷电路板允许较低电流变压器绕组606.1和606.2的平坦设计。
图11中所示的集成磁性组件701的实施例类似于图3中描绘的集成磁性组件201。图11中所示的实施例的磁芯结构705还包括两个U形变压器芯元件712和713，其以其外腿彼此邻接，以形成O形变压器芯区段。磁芯结构705还包括第一滤波芯元件711和第二滤波芯元件714。两个滤波芯元件711、714包括凸缘722.1、722.4以及布置在相应凸缘722.1、722.4上的第一外腿720a.1、720a.4。与图3的U形芯滤波芯元件211和214相比，滤波芯元件711和714的第二外腿省略和/或缩短至零或接近零的长度，使得滤波芯元件是L形的，且表示U形芯元件的特殊情况，其中一个外腿具有零和/或接近零的长度。
第一滤波芯元件711以其第一外腿部720a.1以下面的方式堆叠在第一变压器芯元件712的凸缘722.2上：第一滤波芯元件711以及第一变压器芯元件712的凸缘722.2限定第一滤波磁通路径730.12，其通过在第一滤波芯元件711的凸缘722.1以及第一变压器芯元件712的凸缘722.2之间的较大第一滤波空隙740b.1而闭合。
第二滤波芯元件714以其第一外腿720a.4以下面的方式堆叠在第二变压器芯元件713的凸缘722.3上：第二滤波芯元件714以及第二变压器芯元件713的凸缘722.3限定第二滤波磁通路径730.34，其通过在第二变压器芯元件713的凸缘722.3以及第二滤波芯元件714的凸缘722.4之间的较大第二滤波空隙740b.4而闭合。
图11中所示的集成磁性组件1701的实施例类似于图8中描绘的集成磁性组件501。图12中所示的实施例的磁芯结构1705还包括两个U形变压器芯元件1712和1713，其以其外腿彼此邻接，以形成O形变压器芯区段。磁芯结构1705还包括第一滤波芯元件1711和第二滤波芯元件1714。两个滤波芯元件1711、1714包括凸缘1722.1、1722.4以及布置在相应凸缘1722.1、722.4上的第一外腿720a.1、1720a.4。与图8的U形芯滤波芯元件511和514相比，滤波芯元件1711和1714的第二外腿省略和/或缩短至零或接近零的长度，使得滤波芯元件是L形的，且表示U形芯元件的特殊情况，其中一个外腿具有零和/或接近零的长度。
第二滤波芯元件1714以其第一外腿1720a.4以下面的方式堆叠在第二变压器芯元件1713的凸缘1722.3上：第二变压器芯元件1713的凸缘1722.3以及第二滤波芯元件1714限定第二滤波磁通路径1730a.34，其通过在第二变压器芯元件1713的凸缘1722.3以及第二滤波芯元件1714的凸缘1722.4之间的较大第二滤波空隙1740b.4而闭合。
第一滤波芯元件1711以其第一外腿1720a.1以下面的方式堆叠在第二滤波芯元件1714的凸缘1722.4上：第一滤波芯元件1711以及第二滤波芯元件1714的凸缘1722.4限定第一滤波磁通路径1730.14，其通过在第二滤波芯元件1714的凸缘1722.4以及第一滤波芯元件1711的凸缘1722.1之间的较大第一滤波空隙1740b.1而闭合。
图13示出了集成磁性组件801的另一实施例，其实现根据图1的切换模式DC-DC功率转换器100的电路图中描绘的集成磁性组件101。
集成磁性组件801在许多点上类似于根据图3的集成磁性组件201。然而，其单磁芯结构805包括四个线性堆叠的三腿-芯元件，而不是U形芯元件和/或U形芯，即第一变压器芯元件812、第二变压器芯元件813、第一滤波芯元件811和第二滤波芯元件814。
所述芯元件811、812、813和814中的各个包括第一外腿820a、第二外腿820b、内腿821和凸缘822。两个变压器芯元件812和813以其第一外腿820a.2、820a.3、其第二外腿820b.2、820b.3以及其内腿821.2、821.3面对彼此，且形成8字形变压器芯区段，其具有两个像开口的窗，其提供第一变压器绕组窗和第二变压器绕组窗，以用于接收第一较低电流变压器绕组部分806.1和第二较低电流变压器绕组部分806.2以及第一较高电流变压器绕组部分807.1和第二较高变压器绕组部分807.2的匝。较高电流变压器绕组部分807.1、807.2以及较低电流变压器绕组部分806.1、806.2形成切换模式DC-DC功率转换器800的隔离变压器，其对应于图1的电路图中的隔离变压器103。较高电流变压器绕组部分807.1、807.2以及较低电流变压器绕组部分806.1、806.2以像三明治方式布置在变压器芯元件812和813的内腿821.2和821.3上，使得较低电流变压器绕组部分806.1、806.2布置在较高电流变压器绕组部分807.1、807.2之间。较高电流变压器绕组部分807.1、807.2实现为沿边缘缠绕的绕组部分，从而允许其支撑高电流。
图13中的磁芯结构805的磁路的两维表示必须象征性理解。相应区段沿磁通路径830的宽度表示相应芯区段的截面。例如，内腿821.1-4具有比外腿820a.1-820a.4或820b.1-820b.4较大的截面。
以其最简单形式，图13中描绘的四个三腿-芯元件811、812、813和814可为标准化E形芯元件，例如具有直立棱柱的形式E形芯，其中基本形状具有如描绘的E的形式，且其中E形芯的凸缘和腿具有基本矩形截面。
相对短的变压器空隙841.23布置在第一变压器芯元件812和第二变压器芯元件813的内腿821.2、821.3之间。该变压器空隙841.23降低了由于芯材料(其通常是铁氧体)的磁导率的变化的负面影响。铁氧体的磁导率可从一批到另一批变化高达30 %。相对短的变压器空隙841.23还允许限定磁化电流。其还允许很大程度上避免芯材料的饱和，以便集成磁性组件可在芯材料的芯磁化特性的线性范围中操作。
第一滤波芯元件811堆叠在第一变压器芯元件812的凸缘822.2上，使得其第一外腿820a.1、其第二外腿820b.1以及其内腿821.1在与第一变压器芯元件812的腿820a.2、820b.2、821.2相对的侧上邻接第一变压器芯元件812的凸缘822.2。相邻芯元件811和812限定两个像开口的窗，以用于接收第一滤波绕组808.1的绕组匝，其布置在第一滤波芯元件811的内腿821.1上且与磁芯结构805一起限定第一滤波电感器Ls1(图1)的电感。第一滤波空隙841.1放置在第一变压器芯元件812的凸缘822.2和第一滤波芯元件811的内腿821.1之间。
第二滤波芯元件814堆叠在第二变压器芯元件813的凸缘822.3上，使得其第一外腿820a、其第二外腿820b.4以及其内腿821.4在与第二变压器芯元件813的腿820a.3、820b.3、821.3相对的侧上邻接第二变压器芯元件813的凸缘822.3。相邻芯元件813和814限定两个像开口的窗，以用于接收第二滤波绕组808.2的绕组匝，其布置在第二滤波芯元件814的中心腿821.4上。第二滤波绕组808.2和磁芯结构限定第二滤波电感器Ls2(图1)的电感。第二滤波空隙841.4放置在第二变压器芯元件813的凸缘822.3和第二滤波芯元件814的内腿821.4之间。
空隙841.1、841.4、841.23可通过磨削相应的内腿821.1、821.2、821.3或821.4来实现。它们可填充有空气或低磁导率的任何其他材料。
在图13中，也描绘集成磁性组件801的三个独立磁性路径，其各个围绕三个绕组窗中的一个行进：
a)变压器磁通路径830.23围绕变压器绕组窗穿过变压器芯元件812和813，其中前向磁通穿过内腿821.2、821.3和空隙841.23，且返回磁通路径穿过外腿820a.2、820a.3、820b.2、820b.3，磁通在操作循环周期Ts内改变方向由指向不同方向的箭头指示；
b)第一滤波磁通路径830.12围绕第一滤波绕组窗经过第一滤波芯元件811和第一变压器芯元件812的凸缘822.2；其中前向磁通穿过内腿821.1和第一滤波空隙841.1，且返回磁通路径穿过外腿820a.1和820b.1，磁通在操作循环周期Ts内不改变其方向；
c)第二滤波磁通路径830.34围绕第二滤波绕组窗穿过第二滤波芯元件814和第二变压器芯元件813的凸缘820.3；其中前向磁通穿过内腿821.4和第二滤波空气间隙841.4，且返回磁通路径穿过外腿820a.4和820b.4，磁通在操作循环周期Ts内不改变其方向。
在这里第一滤波磁通路径830.12和变压器磁通路径830.23共享第一变压器芯元件812的凸缘822.2，而第二滤波磁通路径830.34和变压器磁通路径830.23共享第二变压器芯元件813的凸缘822.3。因此减少集成磁性组件所要求的芯材料。
第一较低电流变压器绕组部分806.1、第二较低电流变压器绕组部分806.2、第一较高电流变压器绕组部分807.1和第二较高变压器绕组部分807.2都布置在变压器芯元件812和813两者的内腿中的一个上，即，在第一变压器芯元件812的第一内腿821.2和/或第二变压器芯元件813的内腿821.3上。
较低电流变压器绕组部分806.1和806.2串联连接。第一较低电流变压器绕组部分806.1的自由端表示集成磁性组件801的第一输入端子e1，且第二较低电流变压器绕组部分806.2的自由端表示集成磁性组件801的第二输入端子e2。
在集成磁性组件801的上游，切换模式DC-DC功率转换器800包括具有四个开关Q11、Q12、Q21和Q22的开关网络的全桥转换器。开关网络从DC输入电压Uin在集成磁性组件的第一输入连接点e1和第二输入连接点e2之间提供方形电压输出。DC输入电压Uin可由整流电路提供，例如AC/DC功率因数校正(PFC)转换器。替代具有四个开关的开关网络的全桥转换器，还可使用具有两个开关的半桥整流器。
较高电流变压器绕组807.1、807.2也串联连接，变压器的第一较高电流绕组807.1和第二较高电流绕组807.2具有相同绕组方向
切换模式DC-DC功率转换器800具有如在图1中描绘的电路图中描绘的类似的电流倍增整流器级。它包括作为整流元件的第一二极管D1和第二二极管D2以及第一滤波绕组808.1和第二滤波绕组808.2。第一滤波绕组部分808.1围绕第一滤波芯元件811的内腿821.1缠绕，而第二滤波绕组808.2围绕第二滤波元件814的内腿820a.4缠绕。
第一滤波绕组808.1和第二滤波绕组808.2串联连接，从而与输入电容器Cout一起共享公共连接点a3。在第一滤波连接点a1中，第一滤波绕组808.1连接至第一较高电流变压器绕组部分807.1的自由端，且还连接至第一二极管D1的正极。在第二滤波连接点a2中，第二滤波绕组808.2连接至第二较高电流变压器绕组部分807.2的自由端，且还连接至第二二极管D2的正极。两个二极管在输出连接点a4中以其负极连接至输出电容器Cout的自由端子。输出连接点a4和公共连接点a3形成集成磁性组件的输出。
电路的第一滤波电感器Ls1由第一滤波绕组808.1限定，其围绕第一滤波芯元件811的内腿822.1以及第一变压器芯812的凸缘822.2和第一内腿822.1之间的第一滤波空隙841.1缠绕。
类似地，电路的第二滤波电感器Ls1由第二滤波绕组808.2限定，其围绕第二滤波芯元件814的内腿821.4以及第二滤波芯元件814的内腿821.4和第二变压器芯元件813的凸缘822.3之间的第二滤波空隙841.4缠绕。
图14a和14b是图13的集成磁性组件801的简化几何视图。在这里图14a是集成磁性组件801的分解视图，且14b是以组装形式的相同的组件的等视轴图。在两种几何视图中，省略了连接滤波绕组和较高电流绕组部分且包括二极管D1、D2的印刷电路板。
集成磁性组件801包括四个堆叠的三腿-芯元件811-814，如图13中已经示意性描绘的。那些三腿-芯元件是被优化以供与沿边缘缠绕的绕组部分一起使用。芯元件的凸缘822.1-822.4具有直立棱柱的形式，其具有基部区域860，基部区域860由第一外矩形区段861、第一等腰梯形区段862、中央矩形区段863、第二等腰梯形区段864和第二外矩形区段864并列组成，其中第一等腰梯形区段862连接第一外矩形区段861和中央矩形区段863，且第二等腰梯形区段864连接中央矩形区段863和第二外矩形区段865。
四个三腿-芯元件811-814的内腿(仅第二变压器芯元件813和第二滤波芯元件814的内腿821.1、821.4是可见的)具有柱状形状且适于接收具有圆形内径的绕组和/或绕组部分。那些内腿在中央矩形区段(863，仅参照第一滤波芯元件811)的区域中布置在相应凸缘822.1-822.4上。平行于内腿，第一外腿820a.1-820a.4和第二外腿820b.1-820b.4在第一和第二外矩形区段(861和865，仅参照第一滤波芯元件811)的区域中布置在相应凸缘822.1-822.4上。
较短柱状内腿和外腿820b.1-820b.4之间的长度的差异限定滤波空隙841.1、841.4和变压器空隙841.23(见图13)。为了增加机械稳定性，空隙可填充由不导磁或低导磁材料。
三腿-芯元件811-814由与根据图6a-6d的U形芯元件211-214类似的材料制成。
同样，集成磁性组件810的绕组布置与6a-6d中所示的绕组布置类似。然而，在该实施例中，绕组部分布置在柱状内腿上而非第一外腿上。
较高电流变压器绕组部分807.1和807.2以及滤波绕组808.1和808.2优选安装在印刷电路板(其未示出)上，类似于关于6a-6d中描述的那样。由于沿边缘缠绕的绕组部分的机械稳定性，包括绕组的整个磁芯结构可由印刷电路板支撑，因此不必须提供特定的机械支撑。同样在这里，电路板可包括电流倍增级(104，图1)的其他整流元件或表面安装二极管D1和D2。电组件(这里二极管D1和D2)在印刷电路板上的布置允许集成磁性组件801的紧凑设计。
印刷电路板还提供较高电流变压器绕组部分807.1、807.2和变压器绕组部分808.1、808.2之间的电连接。利用以上布置，在12V DC下的30A-200A的高DC输出电流可在大约100kHz的切换模式DC-DC功率转换器的切换频率下实现。
图15a和15b中所示集成磁性组件901是根据图13、14a和14b的实施例的变型。图15a是集成磁性组件901的分解视图，且15b是相同的但以组装形式的组件的等视轴图。印刷电路板未被示出。磁芯结构的芯元件(即，第一变压器芯元件912、第二变压器芯元件913、第一滤波芯元件911和第二滤波芯元件914)类似于图14、14a和14b中所示的芯元件811、812、813和814。较高变压器绕组部分和滤波绕组也类似于图13、14a和14b中所示的较高变压器绕组部分和滤波绕组。
然而，在集成磁性组件901中，两个较低电流变压器绕组部分906.1和906.2布置在印刷电路板970上，其自身布置在第一较高电流变压器绕组部分907.1和第二较高电流变压器绕组部分907.2之间。印刷电路板包括圆形孔径971，以用于接收第一变压器芯元件912和第二变压器芯元件913的内腿(仅示出第二变压器芯921.3的内腿)和/或那些内腿之间的变压器空隙。印刷电路板970还包括第一矩形孔径972a和第二矩形孔径972b，以用于接收第一变压器芯元件912和第二变压器芯元件913的第一外腿920a.2和920a.3以及第二外腿920b.2和920b.3。通过比较图14a、14b与图15a、15b，可见的是，变压器芯元件912和913的该腿与根据图14a、14b的变压器芯元件912和913相比可设计为较短。
图16a-c示出根据本发明的集成磁性组件的磁芯结构的变型。
图16a描绘根据图13、14a和14b的集成磁性组件801的磁芯结构805。在图16b中，示出了类似的磁芯结构1005。然而，在该磁芯结构1005中，变压器磁通路径1030.23由第一变压器芯元件1012(其为三腿芯元件，例如E形芯)以及第二变压器芯元件1013(其为I芯)形成。第一滤波芯元件1011和第二滤波芯元件1014相同于磁芯结构805(图16a)的滤波芯元件。
第一变压器芯元件1012包括第一外腿1020a.2、第二外腿1020b.2、内腿1021.2和凸缘1022.2，而第二变压器芯元件1013是具有凸缘1022.3而没有腿的I芯。第一变压器芯元件1012以其外腿1020a.2、1020b.2和其内腿1021.2邻接第二变压器芯元件的凸缘1022.3，以形成8字形变压器芯区段。第一滤波芯元件1011以其腿在与第一变压器芯元件1012的外腿1020a.2、1020b.2和内腿1021.2相对的侧上邻接第一变压器芯元件1012的凸缘1022.2。同样地，第二滤波芯元件1014以其腿在与第一变压器芯元件1012的外腿1020a.2、1020b.2和内腿1021.2相对的侧上邻接第二变压器芯元件1013的凸缘1022.3。变压器空隙1041.23布置在第一变压器芯元件1012的内腿1021.2和第二变压器芯元件1013(其为I芯)的凸缘1022.3之间。
图16c中描绘的磁芯结构1105是图16a中所示的磁芯结构805的另一变型。然而，在磁芯结构1105的该实施例中，磁芯结构1105的8字形变压器芯区段(其限定变压器磁通路径1130.23和/或第一变压器绕组窗1165a.23和第二变压器绕组窗1165b.23，以用于接收变压器绕组匝)由第一变压器芯元件1112(其为三腿芯元件)以及第二变压器芯元件1113(其也为三腿芯元件)的凸缘1122.3形成。变压器空隙1141.23布置在第一变压器芯元件1112的内腿1121.2和第二变压器芯元件1113的凸缘1122.3之间。
图17示出集成磁性组件1201的另一实施例。该实施例也类似于图13中所示的实施例。该实施例的磁芯结构1205还包括两个三腿变压器芯元件1212和1213以及两个滤波芯元件1211和1214。然而，在该实施例中，第一滤波芯元件1211堆叠在第二滤波芯元件1214的凸缘1222.4上，其中第一外腿1220a.1和第二外腿1220b.1以及其内腿1221.1邻接第二滤波芯元件1214的凸缘1222.4。第一滤波空隙1241.4布置在第一滤波芯元件1211的内腿1221.1和第二滤波芯元件1214的凸缘1222.4之间。第一滤波绕组部分1208.1布置在第一滤波芯元件1211的中心腿1221.1上。
图18a、18b是图17中示意性描绘的实施例的几何视图，其中图18a是集成磁性组件的分解视图，且18b是相同的但以组装形式的组件的视图。用于连接沿边缘缠绕的绕组部分的印刷电路板未被示出。磁芯结构1205的芯元件(即，第一变压器芯元件1212和第二变压器芯元件1213以及第一滤波芯元件1211和第二滤波芯元件1214)类似于图14a和14b中所示的芯元件811、1812、813和814。变压器绕组部分和滤波绕组也类似于图14a和14b中所示的变压器绕组部分和滤波绕组。
在根据图18a和18b的磁芯结构1205中，第一滤波芯元件1211以其腿堆叠在第二滤波芯元件1214的凸缘1222.4上，其自身以其腿堆叠至第二变压器芯元件1212的凸缘1222.3。第一变压器芯元件1212和第二变压器芯元件1213以其腿彼此邻接，以形成变压器绕组窗，以用于接收变压器绕组匝。
在该实施例中，较低电流变压器绕组1206.1、1206.2是具有线轴的常规绕组，且在第一较高电流变压器绕组部分1207.1和第一较高电流变压器绕组部分1207.2之间在变压器芯元件1212和1213的内腿上彼此相邻布置。
图19a和19b是本发明的另一实施例的几何视图。集成磁芯结构1305的该实施例类似于图18a和18b中所示的实施例，且还具有相同磁芯结构1305，包括第一变压器芯元件1312和第二变压器芯元件1313以及第一滤波芯元件1311和第二滤波芯元件1314。
然而，在集成磁性组件1301中，两个较低电流变压器绕组部分布置在印刷电路板1370上，其自身布置在第一较高电流变压器绕组部分1307.1和第二较高电流变压器绕组部分1307.2之间，且其相同于图15a和15b中描绘的印刷电路板970。
图20描绘根据本发明的集成磁性组件1401的第二实施例。该集成磁性组件还类似于根据图13的实施例；然而，该实施例的磁芯结构1405具有大滤波空隙。由第一滤波芯元件1412和第二滤波芯元件1413形成的8字形变压器芯区段相同于根据图13的磁芯结构805的相应区段。它包括两个三腿和/或E形变压器芯元件1412、1413，其以其腿彼此邻接，以形成8字形变压器芯区段。磁芯结构1405还包括第一滤波芯元件1411和第二滤波芯元件1414。两个滤波芯元件1411、1414包括凸缘1422.1、1422.4以及布置在相应凸缘1422.1、1422.4上的内腿1421.1、1421.4。与图13的三腿和/或E形滤波芯元件811、814相比，集成磁性组件1401的本实施例的滤波芯元件1411、1414的外腿省略、和/或缩短至零或接近零的长度，使得滤波芯元件是T形的，具有单内腿1421.1、1421.2且表示E形芯元件的特殊情况，其中外腿具有零和/或接近零的长度。
第一滤波芯元件1411以其内腿1421.1堆叠在第一变压器芯元件1412的凸缘1422.2上，使得第一滤波芯元件1411以及第二变压器芯元件1412的凸缘1422.2限定第一滤波磁通路径1430.12，其通过在第一滤波芯元件1411的凸缘1422.1以及第一变压器芯元件1412的凸缘1422.2之间的第一滤波空隙而闭合。空隙分成第一空隙部分1440a.1和第二空隙部分1440b.1，其中两个部分相对于滤波芯元件1411的内腿1421.1布置到外侧。
同样地，第二滤波芯元件1414以其内腿1421.4堆叠在第二变压器芯元件1413的凸缘1422.3上，使得第二滤波芯元件1414以及第二变压器芯元件1413的凸缘1422.3限定第二滤波磁通路径1430.34，其通过在第二变压器芯元件1413的凸缘1422.3以及第二滤波芯元件1414的凸缘1422.4之间的第二滤波空隙而闭合。空隙分成第一空隙部分1440a.4和第二空隙部分1440b.4，其中两个部分相对于第二滤波芯元件1414的内腿1421.4布置到外侧。
集成磁性组件1501的实施例非常类似于根据图17的集成磁性组件，但其磁芯结构1505在外腿上包括大滤波空隙，其类似于根据图20的实施例的滤波空隙。
由第一变压器芯元件1512和第二变压器芯元件1513形成的磁芯结构1505的8字形变压器芯区段等同于根据图17的磁芯结构的相应区段。同样，在集成磁性组件1501中，第一滤波芯元件1511堆叠在第二滤波芯元件1514的凸缘1522.4上，且第二滤波芯元件1514堆叠在第二变压器芯元件1513的凸缘1522.3上。然而，与图17的三腿和/或E形滤波芯元件1211、1214相比，滤波芯元件1511和1514的外腿省略和/或缩短至零或接近零的长度，使得滤波芯元件是T形的，且表示E形芯元件的特殊情况，其中外腿具有零和/或接近零的长度。
第二滤波芯元件1514以其内腿1521.4堆叠在第二变压器芯元件1513的凸缘1522.3上，使得第二滤波芯元件1514以及第二变压器芯元件1513的凸缘1522.3在第二变压器芯元件1513的凸缘1522.3和第二滤波芯元件1514的凸缘1522.4之间限定第二滤波磁通路径1530.34，其通过第二滤波空隙闭合，第二滤波空隙分成第一空隙部分1540a.4和第二空隙部分1540b.4。
第一滤波芯元件1511以其内腿1521.1堆叠在第二滤波芯元件1514的凸缘1522.4上，使得第一滤波芯元件1511以及第二滤波芯元件1514的凸缘1522.4在第二滤波芯元件1514的凸缘1522.4和第一滤波芯元件1511的凸缘1522.1之间限定第一滤波磁通路径1530.14，其通过第一滤波空隙闭合，第一滤波空隙分成第一空隙部分1540a.1和第二空隙部分1540b.1。
图22示出了根据本发明的具有集成磁性组件1601的另一DC-DC切换模式功率转换器1600。与图1中所示的DC-DC切换模式功率转换器相比，该DC-DC切换模式功率转换器在输出处包括全波中心抽头整流器级1604，而非图1的电流倍增整流器级104。
集成磁性组件1601的单个磁芯结构1605包括第一四腿芯元件1615.1和第二四腿芯元件1615.2，两者都优选由铁氧体制成且具有相同的几何形状。两个四腿芯元件1615.1和1615.2包括第一内腿1616a.1、1616a.2，第二内腿1616b.1、1616b.2，第一外腿1617a.1、1617a.2，和第二外腿1617b.1、1617b.2。四腿芯元件1615.1和1615.2的两个内腿1616a.1、1616a.2、1616b.1、1616b.2以及两个外腿1617a.1、1617a.2、1617b.1、1617b.2并行布置在相应四腿芯元件1615.a、1615.b的凸缘1618.1、1618.2的一侧上。两个四腿芯元件1615.1和1615.2以其内腿1616a.1、1616a.2、1616b.1、1616b.2以及其外腿1617a.1、1617a.2、1617b.1、1617b.2彼此邻接。由此，两个四腿芯元件1615.1和1615.2的第一内腿1616a.1、1616a.2和第二内腿1616b.1、1616b.2形成内绕组窗1619。两个磁芯元件1615.1、1615.2的第一内腿1616a.1、1616a.2、第一外腿1617a.1、1617a.2和凸缘1618.1、1618.2形成第一外绕组窗1620a，而两个磁芯元件1615.1、1615.2的第二内腿1616b.1、1616b.2、第二外腿1617b.1、1617b.2和凸缘1618.1、1618.2形成第二外绕组窗1620b。
第一空隙1621a布置在第一外腿1617a.1、1617a.2之间，且第二空隙1621b布置在第一和第二四腿芯元件1615.1、1615.2的第二外腿1617b.1和1617b.2之间。
第一较低电流变压器绕组部分1606.1布置在第一和/或第二四腿芯元件1615.1、1615.2的第一内腿1616a.1、1616a.2上。与第一较低电流变压器绕组部分1606.1串联连接的第二较低电流变压器绕组部分1606.2布置在第一和/或第二四腿芯元件1615.1、1615.2的第二内腿1616b.1、1616b.2上。较低电流变压器绕组部分1606.1和1606.2的自由端在第一输入连接点e1和第二输入连接点e2中连接至四开关转换器级1602。
第一较高电流绕组部分1607.1也布置在第一和/或四腿芯元件1615.1、1615.2的第一内腿1616a.1、1616a.2上，且第二较高电流绕组部分1607.2布置在第一和/或第二四腿芯元件1615.1、1615.2的第二内腿1616b.1、1616b.2上。第一滤波绕组1608.1布置在第一和/或第二四腿芯元件1615.1、1615.2的第一外腿1617a.1、1617a.2上，且第二滤波绕组1608.2布置在第一和/或第二四腿芯元件1615.1、1615.2的第二外腿1617b.1、1617b.2上。第一滤波绕组1608.1与第一较高电流变压器绕组部分1607.1串联连接，且第二滤波绕组1608.2与第二较高电流变压器绕组部分1607.2串联连接。此外，两个较高电流变压器绕组部分1607.1和1607.2在输出连接点a4中串联连接。第一滤波绕组1608.1的自由端连接至第一二极管D1的正极，且第二滤波绕组1608.2的自由端连接至第二二极管D2的正极。输出电容器Cout连接在第一输出连接点a4以及二极管D1和D2的负极之间。
滤波绕组和较高电流变压器绕组部分是沿边缘缠绕的绕组部分。它们也可连接至印刷电路板(其未示出)。
图23中所示的集成磁性组件1801类似于根据图22的实施例，但在输出处包括电流倍增整流器级1804，且因此实现图1中所示的电路。在这里，中心分接的整流器1804的第一二极管D1的正极连接至第一滤波连接点a1，其为第一较高电流变压器绕组部分1807.1和第一滤波绕组1808.2之间的连接点。
电流倍增整流器1804的第二二极管D2的正极连接至第二滤波连接点a2，其为第二较高电流变压器绕组部分1807.2和第二滤波绕组1808.2之间的连接点。
第一滤波绕组1808.1和第二滤波绕组1808.2的自由端在公共连接点a3中连接至输入电容器Cout，其以另一端连接至第一二极管D1和第二二极管D2的负极。
总之，要注意的是，本发明创建用于切换模式功率转换器的集成磁性组件，其进一步降低损耗且产生较高功率密度，且同时允许降低生产成本。
本发明进一步创造了包括此磁性组件的DC-DC切换模式功率转换器。

Claims (22)

1.一种用于切换模式功率转换器的集成磁性组件(200)，所述集成磁性组件(200)包括：
a. 单磁芯结构(201)，所述单磁芯结构(201)由磁芯元件(211, 212, 213, 214)形成，
b. 所述磁芯元件(311, 312, 313, 314)为腿芯元件(311, 312, 314)或I芯(313)，所述腿芯元件(311, 312, 314)具有凸缘(222.1, 222.2, 222.3, 222.4)以及布置在所述凸缘(222.1, 222.2, 222.3, 222.4)的一侧上的一个或多个腿(220a.1, 220a.2, 220a.3,220a.4, 220b.1, 220b.2, 220b.3, 220b.4)，所述I芯(313)包括单凸缘，
c. 其中所述磁芯元件(211, 212, 213, 214)中的至少一个是腿芯元件，并且其中所述磁芯元件(211, 212, 213, 214)被线性堆叠，
d. 所述磁芯元件(311, 312, 313, 314)包含第一和第二变压器芯元件(312，313)以及第一滤波芯元件(311, 314)，
e. 所述变压器芯元件(312, 313)以如下的方式被堆叠：其凸缘和其腿形成至少一个变压器绕组窗(365.23)，以用于接收所述变压器绕组的匝，
f. 此外，所述第一滤波芯元件(311)以如下的方式被堆叠在所述第一变压器芯元件上：所述第一变压器芯元件的凸缘和腿以及所述滤波芯元件形成至少一个第一滤波绕组窗，所述第一滤波绕组窗适于接收所述第一滤波绕组的匝，
g. 第一滤波空隙(340a.1)被提供在所述滤波芯元件(311)和所述第一变压器芯元件(312)之间的磁通路径中，
h. 隔离变压器，所述隔离变压器具有布置在所述磁芯元件(211, 212, 213, 214)的至少一个腿(220a.2, 220a.3)上的较高电流变压器绕组(207.1, 207.2)以及布置在所述磁芯元件(211, 212, 213, 214)的至少一个腿(220a.2, 220a.3)上的较低电流变压器绕组(206.1, 206.2)，
i. 以及第一滤波电感器，所述第一滤波电感器包括布置在所述磁芯元件(211, 212,213, 214)的至少一个腿(220a.1)上的第一滤波绕组(208.1)，
其特征在于，
j. 所述较高电流变压器绕组(207.1, 207.2)和所述第一滤波绕组(208.1, 208.2)包括至少沿边缘缠绕的绕组部分，其中所述沿边缘缠绕的绕组部分包含至少一匝线，所述线具有带有较短边缘和较长边缘的基本上矩形截面，其中所述线围绕所述基本上矩形截面的较短边缘缠绕，
k. 所述集成磁性组件还包括第二滤波电感器，所述第二滤波电感器包括布置在所述磁芯元件(211, 212, 214)的至少一个腿(220a.4)上的第二滤波绕组(208.2)，其中
l. 第二滤波芯元件(214, 511)被堆叠在所述第一滤波芯元件(514)上或者在所述第二变压器芯元件(213)的与所述第一变压器芯元件(512)相对的侧上，
m. 所述第二滤波芯元件(214, 511)和相邻磁芯元件(213, 514)形成至少一个第二滤波绕组窗，以用于接收所述第二滤波绕组(208.2, 508.1)的匝,
n. 第二滤波空隙(240.4, 540.1)被提供在所述第二滤波芯元件(214, 511)和所述相邻磁芯元件(213, 514)之间的磁通路径中。
2.根据权利要求1所述的集成磁性组件(801)，其中所述变压器芯元件(812, 813)和所述滤波芯元件(811, 814)是腿芯元件，其中所述变压器芯元件(812, 813)以其腿(820a.2,820b.2, 821.2, 820a.3, 820b.3, 821.3)彼此邻接。
3.根据权利要求1所述的集成磁性组件(201)，其中所述腿芯元件(211, 212, 213,214)是U形芯。
4.根据权利要求1所述的集成磁性组件，其中所述磁芯元件(811, 814, 811, 814)是三腿芯元件，所述三腿芯元件包括内腿(820.1, 820.2, 820.3, 820.4)和两个外腿(820a.1, 820a.2, 820a.3, 820a.4, 820b.1, 820b.2, 820b.3, 820b.4)，使得所述三腿芯元件(811, 814, 811, 814)中的一个与所述三腿芯元件(811, 814, 811, 814)中的第二个一起形成第一变压器绕组窗和第二变压器绕组窗，以用于接收所述变压器绕组的匝。
5.根据权利要求1所述的集成磁性组件(1401)，其中所述较高电流变压器绕组和/或一个或多个滤波绕组适于大于10 A(RMS)的操作电流。
6.根据权利要求1所述的集成磁性组件(201)，其中所述隔离变压器的所述较高电流变压器绕组包括至少第二沿边缘缠绕的绕组部分(207.2)，所述较高电流变压器绕组的所述沿边缘缠绕的绕组部分(207.1, 207.2)、所述较低电流变压器绕组(206.1, 206.2)和/或所述较低电流变压器绕组的另外绕组部分沿所述两个变压器芯元件(212, 213)的所述腿(220a.2, 220a.3)以交错方式被布置。
7.根据权利要求1所述的集成磁性组件(1301)，其中所述较低电流变压器绕组被集成在印刷电路板(1370)中。
8.根据权利要求1所述的集成磁性组件，其中所述滤波空隙中的至少一个具有某个长度，其为通过由所述滤波空隙形成的磁通路径磁性互联的所述滤波芯元件的所述凸缘和所述磁芯元件的所述凸缘之间的距离的长度的至少10%、至少30%、至少50%、至少75%或至少100%。
9.根据权利要求1所述的集成磁性组件(1601)，包含两个磁芯元件(1615.1, 1615.2)，其中所述两个磁芯元件(1615.1, 1615.2)的所述腿和所述凸缘形成至少三个相邻绕组窗(1619, 1620a, 1620b)，其中所述较高电流变压器绕组(1607.1, 1607.2)的匝被布置在所述腿(1616a.2, 1616b.2)中的至少一个上，所述较低电流变压器绕组(1606.1, 1606.2)的匝被布置在所述腿(1616a.1, 1616b.1)中的至少一个上，且所述滤波绕组(1608.1,1608.2)的匝被布置在至少一个其他腿(1617a.1, 1617b.1, 1617a.2, 1617b.2)上。
10.根据前述权利要求中任一项所述的集成磁性组件(201)，其还包含电路板(206)，其中所述沿边缘缠绕的绕组部分(207.1, 207.2, 208.1, 208.2)的至少一个具有在同一方向上被定向且被安装至所述电路板(206)的第一和第二端(243a，243b)。
11.根据权利要求10所述的集成磁性组件(201)，所述电路板(206)将所述较高电流变压器绕组(207.1, 207.2)电连接至所述滤波绕组(208.1, 208.2)。
12.根据权利要求11所述的集成磁性组件(201)，其包括整流电路，所述整流电路包含至少两个整流元件(D1’, D2’)，其中所述整流元件(D1’, D2’)被安装在所述电路板(206)上，所述电路板(206)将所述整流元件(D1’, D2’)连接至所述隔离变压器的较高电流变压器绕组(207.1, 207.2)且连接至所述第一滤波绕组(208.1, 208.2)。
13.根据权利要求12所述的集成磁性组件(201)，其中所述整流元件(D1, D2)是表面安装的。
14.根据权利要求10所述的集成磁性组件(201)，其中所述电路板(206)提供有矩形通孔(245)，以用于安装所述沿边缘缠绕的绕组部分(207.1, 207.2, 208.1, 208.2)，所述沿边缘缠绕的绕组部分(207.1, 207.2, 208.1, 208.2)适于机械地支撑所述单磁芯结构(205)。
15.根据权利要求12所述的集成磁性组件(101)，其中所述整流电路是电压倍增器(104)。
16.根据权利要求1所述的集成磁性组件(201)，其中所述沿边缘缠绕的绕组部分(207.1, 207.2, 208.1, 208.2)从上釉平线缠绕，且/或其中所述较低电流变压器绕组(206.1, 206.2)包含三重绝缘线。
17.根据权利要求4所述的集成磁性组件，其中所述集成磁性组件(801)的所述绕组(806.1, 806.2, 807.1, 807.2, 808.1, 808.2)被布置在所述内腿(820.1, 820.2,820.3, 820.4)上。
18.根据权利要求5所述的集成磁性组件(1401)，其中所述较高电流变压器绕组和/或一个或多个滤波绕组适于大于20A(RMS)的操作电流。
19.根据权利要求18所述的集成磁性组件(1401)，其中所述较高电流变压器绕组和/或一个或多个滤波绕组适于大于30A(RMS)的操作电流。
20.根据权利要求12所述的集成磁性组件(201)，其中所述整流元件(D1’, D2’)是同步整流器。
21.一种开关模式功率转换器(200)，包含根据前述权利要求中任一项所述的集成磁性组件(201)。
22.根据权利要求21所述的开关模式功率转换器(200)，其中所述开关模式功率转换器是切换模式DC-DC功率转换器。
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