WO2019224923A1 - 送信装置、受信装置及び送受信装置 - Google Patents

送信装置、受信装置及び送受信装置 Download PDF

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WO2019224923A1
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signal
frequency domain
frequency
unit
signals
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PCT/JP2018/019696
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高橋　徹
加藤　泰典
健太郎 磯田
雄亮 橘川
三本　雅
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三菱電機株式会社
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the present invention relates to a transmitting device that sequentially transmits each of a plurality of pulse signals toward a target, a receiving device that repeatedly receives a pulse signal reflected by the target, and each of the plurality of pulse signals toward the target. And a transmission / reception apparatus that repeatedly receives a pulse signal reflected by a target.
  • Non-Patent Document 1 discloses a technique that uses a communication signal transmitted by an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) as a radar signal.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • a communication device that uses the technology disclosed in Non-Patent Document 1 can receive a radar signal that has been reflected back to the target after transmitting the radar signal toward the target.
  • a large Doppler shift occurs in the frequency of the received signal of the communication device.
  • the technique disclosed in Non-Patent Document 1 assumes that the detection target is an automobile, and does not assume an airplane that moves faster than an automobile. There is no means to cancel the Doppler shift. Therefore, there is a problem that the communication device may not be able to detect the target even if it receives the radar signal that has been reflected back by the target.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and even when the target to be detected is an airplane that moves faster than an automobile, the target can be detected by the receiving device or the transmitting / receiving device.
  • An object of the present invention is to obtain a transmission device and a transmission / reception device that can transmit both a simple radar signal and a communication signal.
  • the transmission apparatus maps a radar signal conversion unit that converts a time-series signal that is a radar signal into a frequency domain signal, and maps each of a plurality of bit signals included in the communication signal to a complex symbol, A frequency allocating unit that assigns a subcarrier frequency to each of the complex symbols, a plurality of frequency domain signals converted by the radar signal conversion unit, and a plurality of complex symbols to which the subcarrier frequencies are assigned, in the frequency domain, A multiplexing unit that outputs a multiplexed signal that is a signal multiplexed in the frequency domain, a multiplexed signal converting unit that converts the multiplexed signal output from the multiplexing unit into a time domain signal, and a multiplexed signal converting unit A pulse signal generator that generates a pulse signal from the time-domain signal converted by, and a pulse signal generated by the pulse signal generator It is obtained by so and a transmitter for transmitting toward a target.
  • a radar signal converter that converts a time-series signal that is a radar signal into a frequency domain signal, and each of a plurality of bit signals included in a communication signal is mapped to a complex symbol, and each complex signal is mapped.
  • a frequency allocation unit that allocates subcarrier frequencies to symbols, a plurality of frequency domain signals converted by a radar signal conversion unit, and a plurality of complex symbols to which subcarrier frequencies are allocated are multiplexed in the frequency domain.
  • the transmission apparatus includes: a multiplexing unit that outputs a multiplexed signal that is a signal multiplexed in step 1; and a multiplexed signal conversion unit that converts the multiplexed signal output from the multiplexing unit into a time domain signal.
  • the transmission device includes a radar signal, a communication signal, and a detection signal that can be detected by the reception device or the transmission / reception device even when the target to be detected is an airplane that moves faster than an automobile. Both can be transmitted.
  • FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a transmission / reception device according to Embodiment 1.
  • FIG. It is explanatory drawing which shows the signal of the frequency domain converted by the Fourier-transform circuit. It is explanatory drawing which shows the complex symbol mapped by the symbol mapper. Is an explanatory diagram showing a complex symbol # 1 ⁇ # N c sub-carrier frequency is allocated. It is explanatory drawing which shows the multiplexed signal which is the signal multiplexed in the frequency domain by the multiplexing part 19.
  • FIG. It is explanatory drawing which shows the envelope of the pulse signal produced
  • FIG. 6 is a configuration diagram illustrating a transmission / reception device according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is a configuration diagram illustrating a transmission / reception device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a configuration diagram showing a part of a receiving device 2 in a transmitting / receiving
  • FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a transmission / reception apparatus according to the first embodiment.
  • a transmission apparatus 1 is an apparatus that sequentially transmits each of a plurality of pulse signals toward a target.
  • the receiving device 2 is a device that repeatedly receives the pulse signal reflected by the target after the pulse signal is repeatedly transmitted from the transmitting device 1.
  • the transmission apparatus 1 and the reception apparatus 2 share one antenna 33. However, the antenna used by the transmission apparatus 1 and the antenna used by the reception apparatus 2 are provided separately.
  • the transmitting / receiving apparatus may be used.
  • the radar signal converter 11 includes a radar signal generator 12, a serial / parallel converter circuit 13, and a Fourier transform circuit 14.
  • the radar signal converter 11 converts a time-series signal that is a radar signal into a frequency domain signal.
  • the radar signal generation unit 12 generates a time series signal as a radar signal and outputs the time series signal to the serial / parallel conversion circuit 13.
  • the radar signal generated by the radar signal generation unit 12 is, for example, a pulse signal having a constant amplitude value within a time T seconds.
  • the serial-parallel conversion circuit 13 sets the time series signals output from the radar signal generation unit 12 to N r (N r is an integer equal to or greater than 2) parallel signals # 1 to #N r, and each parallel signal # 1 to and outputs the #N r the Fourier transform circuit 14.
  • Fourier transform circuit 14 converts the parallel signals # 1 ⁇ # N r of each output from the serial-parallel conversion circuit 13 from a signal in the time domain into signals # 1 ⁇ # N r in the frequency domain, each frequency domain
  • the signals # 1 to #Nr are output to the multiplexing unit 19.
  • the frequency domain signals # 1 to #Nr are signals to which subcarrier frequencies are respectively assigned.
  • the frequency allocation unit 15 includes a communication signal generation unit 16, a serial / parallel conversion circuit 17, and a symbol mapper 18.
  • the frequency allocation unit 15 maps each of a plurality of bit signals included in the communication signal to a complex symbol, and allocates a subcarrier frequency to each complex symbol.
  • the frequency allocation unit 15 outputs each complex symbol to which the subcarrier frequency is allocated to the multiplexing unit 19.
  • the communication signal generation unit 16 generates a communication signal including N c (N c is an integer of 1 or more) bit signals # 1 to #N c and outputs the communication signal to the serial / parallel conversion circuit 17. N r > N c .
  • the bit signal is a 0 or 1 signal corresponding to communication information.
  • Serial-parallel conversion circuit 17 outputs each of which is contained in a communication signal outputted from the communication signal generator 16 N c bits signals # 1 ⁇ # N c to the symbol mapper 18.
  • Symbol mapper 18 maps the respective bit signals # 1 ⁇ # N c output from the serial-parallel conversion circuit 17 to the complex symbol # 1 ⁇ # N c, subcarriers to each complex symbol # 1 ⁇ # N c Assign a frequency.
  • the symbol mapper 18 outputs each of the complex symbols # 1 to #N c to which the subcarrier frequency is assigned to the multiplexing unit 19.
  • Multiplexer 19 multiplexes the frequency domain and a complex symbol # 1 ⁇ # N c outputted from frequency domain signal output from the Fourier transform circuit 14 # 1 ⁇ # N r and symbol mapper 18. That is, the multiplexing unit 19, by replacing a portion of the signals # 1 ⁇ # N r in the frequency domain into the complex symbol # 1 ⁇ # N c, the signal in the frequency domain # 1 ⁇ # N r and complex symbols # 1 ⁇ # Nc are multiplexed in the frequency domain.
  • Multiplexer 19 outputs the multiplexed signals # 1 ⁇ # N r is a multiplexed signal in the frequency domain multiplexed signal converter 20.
  • 19a is multiplexed signals # 1 ⁇ # N r signal in the frequency domain are included in
  • 19b are complex symbols contained in the multiplexed signals # 1 ⁇ # N r.
  • the multiplexed signal conversion unit 20 includes a Fourier inverse conversion circuit 21 and a parallel / serial conversion circuit 22.
  • Multiplex signal conversion unit 20 converts the multiplexed signals # 1 ⁇ # N r output from the multiplexing unit 19 into signals # 1 ⁇ # N r in the time domain.
  • the inverse Fourier transform circuit 21 converts the multiplexed signals # 1 to #Nr into time domain signals # 1 to #Nr and outputs the time domain signals # 1 to #Nr to the parallel-serial conversion circuit 22. .
  • the multiplexed signal converting unit 20 converts the time-series signal a signal # 1 ⁇ # N r of the output each time regions from when the pulse signal a complex signal which is a sequence signal generator 23 Output to.
  • the pulse signal generator 23 includes pulsing circuits 24a and 24b, digital-analog converters (hereinafter referred to as “D / A converters”) 25a and 25b, a transmitting local oscillator 26, a phase shifter 27, and a transmitting mixer 28a. 28b, a signal synthesis circuit 29, and a transmission amplifier 30.
  • the pulse signal generator 23 generates a pulse signal from the complex signal output from the parallel-serial conversion circuit 22.
  • the pulsing circuit 24 a generates a pulse signal by adding a plurality of null signals to the signal sequence of the real part of the complex signal output from the parallel-serial conversion circuit 22.
  • the pulsing circuit 24 b generates a pulse signal by adding a plurality of null signals to the imaginary part signal sequence of the complex signal output from the parallel-serial conversion circuit 22.
  • the D / A converter 25a converts the pulse signal generated by the pulsing circuit 24a from a digital signal to an analog signal, and outputs the analog pulse signal to the transmission mixer 28a.
  • the D / A converter 25b converts the pulse signal generated by the pulsing circuit 24b from a digital signal to an analog signal, and outputs the analog pulse signal to the transmission mixer 28b.
  • the transmission local oscillator 26 outputs a high-frequency carrier signal to each of the phase shifter 27 and the transmission mixer 28a.
  • the phase shifter 27 delays the phase of the carrier signal output from the transmission local oscillator 26 by 90 degrees, and outputs the carrier signal after the phase delay to the transmission mixer 28b.
  • the transmission mixer 28a multiplies the analog pulse signal output from the D / A converter 25a by the carrier wave signal output from the transmission local oscillator 26, thereby setting the frequency of the pulse signal to, for example, a high frequency (Radio Frequency). Convert to The transmission mixer 28 a outputs a high frequency pulse signal, which is a pulse signal after frequency conversion, to the signal synthesis circuit 29.
  • the transmission mixer 28b multiplies the analog pulse signal output from the D / A converter 25b by the carrier signal after the phase delay output from the phase shifter 27, thereby increasing the frequency of the pulse signal to, for example, a high frequency. Convert.
  • the transmission mixer 28 b outputs a high frequency pulse signal, which is a pulse signal after frequency conversion, to the signal synthesis circuit 29.
  • the signal synthesis circuit 29 synthesizes the high frequency pulse signal output from the transmission mixer 28 a and the high frequency pulse signal output from the transmission mixer 28 b, and outputs the combined high frequency pulse signal to the transmission amplifier 30.
  • the transmission amplifier 30 amplifies the high frequency pulse signal output from the signal synthesis circuit 29 and outputs the amplified high frequency pulse signal to the transmission / reception unit 31.
  • the transmission / reception unit 31 serves as both the transmission unit of the transmission device 1 and the reception unit of the reception device 2.
  • the transmission / reception unit 31 includes a transmission / reception switching circuit 32 and an antenna 33.
  • the transmission / reception switching circuit 32 outputs the high-frequency pulse signal output from the transmission amplifier 30 to the antenna 33, and outputs the high-frequency pulse signal output from the antenna 33 to the pulse signal conversion unit 41.
  • the antenna 33 is a shared antenna. Each time the antenna 33 receives a high-frequency pulse signal from the transmission / reception switching circuit 32, the antenna 33 outputs the high-frequency pulse signal to the space toward the target, repeatedly receives the high-frequency pulse signal reflected back to the target, and receives the received high-frequency pulse. The signal is output to the transmission / reception switching circuit 32.
  • the pulse signal conversion unit 41 includes a reception amplifier 42, a reception local oscillator 43, a phase shifter 44, reception mixers 45a and 45b, analog-digital converters (hereinafter referred to as “A / D converters”) 46a and 46b.
  • a serial-parallel conversion circuit 47 and a Fourier transform circuit 48 are provided.
  • the pulse signal conversion unit 41 converts each of the pulse signals repeatedly received by the transmission / reception unit 31 into a frequency domain signal.
  • the reception amplifier 42 amplifies each high-frequency pulse signal output from the transmission / reception switching circuit 32 and outputs the amplified high-frequency pulse signal to the reception mixers 45a and 45b.
  • the local oscillator for reception 43 outputs a high-frequency carrier wave signal to each of the phase shifter 44 and the reception mixer 45a.
  • the phase shifter 44 delays the phase of the carrier signal output from the reception local oscillator 43 by 90 degrees, and outputs the carrier signal after the phase delay to the reception mixer 45b.
  • the reception mixer 45a multiplies each high-frequency pulse signal output from the reception amplifier 42 by the carrier wave signal output from the reception local oscillator 43, thereby changing the frequency of each high-frequency pulse signal to, for example, an intermediate frequency ( (Intermediate Frequency).
  • the receiving mixer 45a outputs the pulse signal after frequency conversion to the A / D converter 46a.
  • the reception mixer 45b multiplies each high-frequency pulse signal output from the reception amplifier 42 by the carrier signal after the phase delay output from the phase shifter 44, so that the frequency of each high-frequency pulse signal is, for example, Convert to intermediate frequency.
  • the receiving mixer 45b outputs the pulse signal after frequency conversion to the A / D converter 46b.
  • the A / D converter 46 a converts each pulse signal output from the receiving mixer 45 a from an analog signal to a digital signal, and outputs each digital pulse signal to the serial / parallel conversion circuit 47.
  • the pulse signal output from the A / D converter 46a corresponds to the real part of the complex signal.
  • the A / D converter 46 b converts each pulse signal output from the receiving mixer 45 b from an analog signal to a digital signal, and outputs each digital pulse signal to the serial / parallel conversion circuit 47.
  • the pulse signal output from the A / D converter 46b corresponds to the imaginary part of the complex signal.
  • the serial / parallel conversion circuit 47 calculates N p (N) from the real part of each complex signal output from the A / D converter 46a and the imaginary part of each complex signal output from the A / D converter 46b. p constructs a 2 or more integer) parallel signals # 1 ⁇ # N p.
  • the serial / parallel conversion circuit 47 outputs the respective parallel signals # 1 to #N p to the Fourier transform circuit 48.
  • Fourier transform circuit 48 converts the parallel signals # 1 ⁇ # N p of each output from the serial-parallel conversion circuit 47 from a signal in the time domain into signals # 1 ⁇ # N p in the frequency domain, each frequency domain and it outputs a signal # 1 ⁇ # N p in the correlation processing unit 55.
  • the reference signal conversion unit 49 includes a reference signal generation unit 50, a serial / parallel conversion circuit 51, a Fourier transform circuit 52, and N p complex conjugate units 53.
  • the reference signal conversion unit 49 uses N p time series signals, which are replica signals of the radar signal, as N p parallel signals # 1 to #N p as the reference signal of the radar signal, and the parallel signals # 1 to #N. converting the p into signals # 1 ⁇ # N p in the frequency domain.
  • Reference signal converter 49 outputs a complex conjugate signal of the signal # 1 ⁇ # N p of the respective frequency domain to the correlation processing unit 55.
  • the reference signal generation unit 50 outputs a replica signal of the radar signal to the serial / parallel conversion circuit 51 as a reference signal.
  • the serial-to-parallel converter circuit 51 sets the N p time series signals, which are duplicate signals output from the reference signal generation unit 50, as N p parallel signals # 1 to #N p , and the parallel signals # 1 to #N p. Is output to the Fourier transform circuit 52.
  • the Fourier transform circuit 52 converts the parallel signals # 1 to #N p output from the serial / parallel conversion circuit 51 into frequency domain signals # 1 to #N p, and converts the frequency domain signals # 1 to #N p to N Output to p complex conjugate units 53.
  • the N p complex conjugate units 53 output the complex conjugate signal of any one of the frequency domain signals out of the frequency domain signals # 1 to #N p output from the Fourier transform circuit 52 to the correlation processing unit 55. To do.
  • the time domain signal output unit 54 includes a correlation processing unit 55 and an inverse Fourier transform circuit 56.
  • the time domain signal output unit 54 outputs the frequency domain signals # 1 to #N p output from the Fourier transform circuit 48 and the complex conjugate signals # 1 to #N output from the N p complex conjugate units 53. calculating the product of the #N p.
  • the time domain signal output unit 54 converts the result of each product to the signals # 1 ⁇ # N p in the time domain.
  • the correlation processing unit 55 includes N p mixers 55a.
  • N p mixers 55a In Figure 1, to prevent the complication of the drawings, among the N p number of mixer 55a, an arrow from the complex conjugate unit 53 is omitted for some of the mixer 55a.
  • the correlation processing unit 55 outputs the frequency domain signals # 1 to #N p output from the Fourier transform circuit 48 and the complex conjugate signals # 1 to #N output from the N p complex conjugate units 53. Correlation with p is performed.
  • the N p mixers 55a include any one of the N p frequency domain signals # 1 to #N p and the N p complex conjugate signals # 1 to #N p . , The product of any one of the complex conjugate signals is calculated.
  • the subcarrier frequency assigned to any one frequency domain signal and the subcarrier frequency assigned to any one complex conjugate signal are the same subcarrier frequency.
  • the N p mixers 55 a output a product signal indicating the product result to the inverse Fourier transform circuit 56.
  • the inverse Fourier transform circuit 56 converts each product signal output from the N p mixers 55a into time domain signals # 1 to #N p, and converts the time domain signals # 1 to #N p to frequencies. It outputs to the region signal output unit 57.
  • Frequency domain signal output unit 57 is provided with N p pulses between the Fourier transform circuit 57a. Frequency domain signal output section 57, at intervals of the high-frequency pulse signal transmitted to the target, to generate a time-series signals # 1 ⁇ # N p accumulates respective signals # 1 ⁇ # N p in the time domain . Frequency domain signal output unit 57 converts time-series signals # 1 ⁇ # N p to signals # 1 ⁇ # N p in the frequency domain, respectively.
  • the N p interpulse Fourier transform circuits 57 a accumulate and accumulate the time domain signals # 1 to #N p output from the Fourier inverse transform circuit 56 at intervals of the high-frequency pulse signals transmitted from the antenna 33.
  • a time-series signal that is a time-domain signal is converted into a frequency-domain signal.
  • the frequency domain signal having a peak is a delay time corresponding to the round-trip distance from the transmission / reception apparatus to the target. Is a signal corresponding to.
  • the signal in the frequency domain that does not have a peak is a signal that does not correspond to the delay time corresponding to the round-trip distance from the transmitter / receiver to the target.
  • the N p interpulse Fourier transform circuits 57 a output the frequency domain signals # 1 to #N p and the two-dimensional data of the delay time to the radar signal detection unit 58.
  • Radar signal detector 58 receives the two-dimensional data from the N p pulses between the Fourier transform circuit 57a, in the signal # 1 ⁇ # N p in the frequency domain are included in the two-dimensional data, it has a peak Detect frequency domain signals.
  • the radar signal detection unit 58 detects a signal in a frequency region having a peak
  • the radar signal detection unit 58 detects a frequency corresponding to the peak as a Doppler frequency. Further, the radar signal detection unit 58 acquires a delay time from two-dimensional data including a frequency domain signal having a peak.
  • the demodulator 59 includes a communication signal detector 60 and a parallel / serial converter circuit 61.
  • Demodulation unit 59 among the signals # 1 ⁇ # N p of the frequency domain output from the Fourier transform circuit 48, the signals # 1 ⁇ # N c in the frequency domain complex symbols # 1 ⁇ # N c is assigned detects the bit signals # 1 ⁇ # N c corresponding to N c complex symbols # 1 ⁇ # N c.
  • Demodulator 59 demodulates the communication signals from the bit signals # 1 ⁇ # N c.
  • Communication signal detection unit 60 among the signals # 1 ⁇ # N p of the frequency domain output from the Fourier transform circuit 48, complex symbol # 1 ⁇ # N signal in the frequency domain c is assigned # 1 ⁇ # N from c, it detects the bit signals # 1 ⁇ # N c corresponding to the complex symbol # 1 ⁇ # N c.
  • the communication signal detection unit 60 outputs N c bit signals # 1 to #N c to the parallel-serial conversion circuit 61.
  • Parallel-serial conversion circuit 61 converts the N c bits signals # 1 ⁇ # N c outputted from the communication signal detection unit 60 in time series signal, and outputs the communication signal is a time-series signal.
  • the radar signal generation unit 12 generates a time series signal as a radar signal and outputs the time series signal to the serial / parallel conversion circuit 13.
  • the radar signal generated by the radar signal generation unit 12 is, for example, a pulse signal having a constant amplitude value within a time T seconds.
  • the serial-to-parallel converter circuit 13 converts the time-series signal into N r parallel signals # 1 to #N r and converts the parallel signals # 1 to #N r into a Fourier transform circuit. 14 for output.
  • Fourier transform circuit 14 receives the N r parallel signals # 1 ⁇ # N r from the serial-parallel conversion circuit 13, as shown in FIG. 2, the parallel signals # 1 ⁇ # signal N r frequency domain # 1 Convert to #Nr .
  • FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a frequency domain signal converted by the Fourier transform circuit 14.
  • the Fourier transform circuit 14 outputs the frequency domain signals # 1 to #N r to the multiplexing unit 19.
  • the communication signal generation unit 16 generates a communication signal including Nc 0 or 1 bit signals corresponding to the communication information, and outputs the communication signal to the serial / parallel conversion circuit 17. N r > N c .
  • the serial / parallel conversion circuit 17 outputs each of the N c bit signals # 1 to #N c included in the communication signal to the symbol mapper 18.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing complex symbols mapped by the symbol mapper 18.
  • FIG. 3 shows complex symbols when the modulation method of the bit signal is QPSK (Quadrature Phase Shift Keying). The bit signal is mapped to a complex symbol of “00”, “10”, “01”, or “11” by QPSK.
  • the symbol mapper 18 uses QPSK as a modulation scheme, but this is only an example.
  • the symbol mapper 18 may use, for example, a BPSK (Binary Phase Shift Keying), ASK (Amplitude Shift Keying), or QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation scheme.
  • Symbol mapper 18, as shown in FIG. 4, allocates the subcarrier frequencies to each complex symbol # 1 ⁇ # N c.
  • Figure 4 is an explanatory diagram showing a complex symbol # 1 ⁇ # N c sub-carrier frequency is allocated. Subcarrier frequencies allocated to complex symbol # 1 ⁇ # N c by symbol mapper 18, among the subcarrier frequencies allocated to signals # 1 ⁇ # N r in the frequency domain, even within the modulation bandwidth of the radar signal It may be outside the modulation band.
  • N c 4
  • each of the complex symbols # 1 and # 2 is assigned the same subcarrier frequency as that assigned to the frequency domain signals # 1 and # 2. ing. Further, in FIG.
  • the complex symbols #N c-1, # N in the respective c is signal #N r-1 in the frequency domain, # N same subcarrier frequency as the respective sub-carrier frequencies assigned to r Is assigned.
  • the symbol mapper 18 outputs each of the complex symbols # 1 to #N c to which the subcarrier frequency is assigned to the multiplexing unit 19.
  • Multiplexer 19 multiplexes the frequency domain and a complex symbol # 1 ⁇ # N c outputted from frequency domain signal output from the Fourier transform circuit 14 # 1 ⁇ # N r and symbol mapper 18. That is, the multiplexing unit 19, as shown in FIG. 5, by replacing a portion of the signals # 1 ⁇ # N r in the frequency domain into complex symbols # 1 to # N c, the signal in the frequency domain # 1 ⁇ # multiplexing in the frequency domain and N r and complex symbols # 1 ⁇ # N c.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing a multiplexed signal that is a signal multiplexed in the frequency domain by the multiplexing unit 19. In FIG.
  • N c 4, and among the frequency domain signals # 1 to #N r , frequency domain signals # 1, # 2, #N r ⁇ 1 , #N r are complex symbols # 1, #N r . # 2, # N 3, shows an example are replaced by # N 4.
  • # 3 ⁇ # N r-2 is the signal in the frequency domain that remains without being replaced by the complex symbol # 1 ⁇ # N c.
  • the low frequency side frequency domain signal and the high frequency side frequency domain signal are respectively converted by the multiplexing unit 19 into complex symbols # 1 to ##. It has been replaced by Nc .
  • the multiplexer 19 replaced by complex symbol # 1 ⁇ # N c It may be.
  • a signal in the frequency domain that remains without being replaced by the complex symbol # 1 ⁇ # N c is, # 1 ⁇ - described as a (#N r # N c).
  • the multiplexing unit 19 outputs multiplexed signals # 1 to #N r that are signals multiplexed in the frequency domain to the Fourier inverse transform circuit 21.
  • Inverse Fourier transform circuit 21 converts the multiplexer 19 receives the multiplexed signals # 1 ⁇ # N r, the multiplexed signals # 1 ⁇ # N r to signals # 1 ⁇ # N r in the time domain.
  • the inverse Fourier transform circuit 21 outputs N r time-domain signals # 1 to #N r to the parallel-serial conversion circuit 22.
  • Parallel-serial conversion circuit 22 receives the N r number of time-domain signals # 1 ⁇ # N r from the inverse Fourier transform circuit 21, the N r number of signals # 1 ⁇ # N r in the time domain into a time series signal Convert.
  • the parallel-serial conversion circuit 22 outputs the real part of the complex signal that is a time series signal to the pulse circuit 24a, and outputs the imaginary part of the complex signal that is a time series signal to the pulse circuit 24b.
  • the pulsing circuit 24a When receiving the real part of the complex signal from the parallel-serial conversion circuit 22, the pulsing circuit 24a generates a pulse signal by adding a plurality of null signals to the signal sequence of the real part of the complex signal. As shown in FIG. 6, the pulsing circuit 24a repeatedly outputs a pulse signal having a pulse width T and a period C to the D / A converter 25a.
  • the pulsing circuit 24b When receiving the imaginary part of the complex signal from the parallel-serial conversion circuit 22, the pulsing circuit 24b generates a pulse signal by adding a plurality of null signals to the signal series of the imaginary part of the complex signal. As shown in FIG.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing the envelope of the pulse signal generated in each of the pulsing circuit 24a and the pulsing circuit 24b.
  • the D / A converter 25a converts each pulse signal output from the pulsing circuit 24a from a digital signal to an analog signal, and outputs each analog pulse signal to the transmission mixer 28a.
  • the D / A converter 25b converts each pulse signal output from the pulsing circuit 24b from a digital signal to an analog signal, and outputs each analog pulse signal to the transmission mixer 28b.
  • the transmission local oscillator 26 outputs a high-frequency carrier signal to each of the phase shifter 27 and the transmission mixer 28a.
  • the phase shifter 27 receives the carrier signal from the transmission local oscillator 26, the phase shifter 27 delays the phase of the carrier signal by 90 degrees and outputs the carrier signal after the phase delay to the transmission mixer 28b.
  • the transmission mixer 28a multiplies each analog pulse signal output from the D / A converter 25a by the carrier wave signal output from the transmission local oscillator 26, thereby setting the frequency of each pulse signal to, for example, a high frequency. Convert to The transmission mixer 28 a outputs a high frequency pulse signal, which is a pulse signal after frequency conversion, to the signal synthesis circuit 29.
  • the transmission mixer 28b multiplies each analog pulse signal output from the D / A converter 25b by the carrier signal after the phase delay output from the phase shifter 27, so that the frequency of each pulse signal is increased. Is converted into, for example, a high frequency.
  • the transmission mixer 28 b outputs a high frequency pulse signal, which is a pulse signal after frequency conversion, to the signal synthesis circuit 29.
  • the signal synthesis circuit 29 synthesizes the high frequency pulse signal output from the transmission mixer 28 a and the high frequency pulse signal output from the transmission mixer 28 b, and outputs the combined high frequency pulse signal to the transmission amplifier 30.
  • the transmission amplifier 30 amplifies the synthesized high frequency pulse signal each time it receives the synthesized high frequency pulse signal from the signal synthesis circuit 29, and outputs the amplified high frequency pulse signal to the transmission / reception switching circuit 32.
  • the transmission / reception switching circuit 32 outputs the amplified high frequency pulse signal to the antenna 33 every time it receives the amplified high frequency pulse signal from the transmission amplifier 30. Each time the antenna 33 receives a high-frequency pulse signal from the transmission / reception switching circuit 32, the antenna 33 outputs the high-frequency pulse signal to the space toward the target.
  • the antenna 33 repeatedly receives the high-frequency pulse signal that has been reflected back by the target and outputs the received high-frequency pulse signal to the transmission / reception switching circuit 32.
  • the transmission / reception switching circuit 32 outputs the high frequency pulse signal to the reception amplifier 42 every time it receives the high frequency pulse signal from the antenna 33.
  • Each time receiving amplifier 42 receives a high frequency pulse signal from transmission / reception switching circuit 32, it amplifies the high frequency pulse signal and outputs the amplified high frequency pulse signal to receiving mixers 45a and 45b.
  • the local oscillator for reception 43 outputs a high-frequency carrier wave signal to each of the phase shifter 44 and the reception mixer 45a.
  • phase shifter 44 receives the carrier signal from reception local oscillator 43, phase shifter 44 delays the phase of the carrier signal by 90 degrees, and outputs the carrier signal after the phase delay to reception mixer 45b.
  • the reception mixer 45a Each time the reception mixer 45a receives a high frequency pulse signal from the reception amplifier 42, the reception mixer 45a multiplies the high frequency pulse signal by the carrier signal output from the reception local oscillator 43, thereby changing the frequency of the high frequency pulse signal to an intermediate frequency, for example. Convert to The receiving mixer 45a outputs the pulse signal after frequency conversion to the A / D converter 46a.
  • the receiving mixer 45b receives the high frequency pulse signal from the receiving amplifier 42, the receiving mixer 45b multiplies the high frequency pulse signal by the carrier wave signal after the phase delay output from the phase shifter 44, thereby changing the frequency of the high frequency pulse signal. For example, it is converted to an intermediate frequency.
  • the receiving mixer 45b outputs the pulse signal after frequency conversion to the A / D converter 46b.
  • the A / D converter 46 a Each time the A / D converter 46 a receives a pulse signal after frequency conversion from the receiving mixer 45 a, the A / D converter 46 a converts the pulse signal from an analog signal to a digital signal, and outputs the digital pulse signal to the serial / parallel conversion circuit 47.
  • the pulse signal output from the A / D converter 46a corresponds to the real part of the complex signal.
  • the A / D converter 46 b converts the pulse signal from an analog signal to a digital signal each time the frequency-converted pulse signal is received from the reception mixer 45 b, and outputs the digital pulse signal to the serial / parallel conversion circuit 47.
  • the pulse signal output from the A / D converter 46b corresponds to the imaginary part of the complex signal.
  • serial / parallel converter circuit 47 When the serial / parallel converter circuit 47 receives the real part of the complex signal output from the A / D converter 46a and receives the imaginary part of the complex signal output from the A / D converter 46a, the serial / parallel converter circuit 47 From the imaginary part of the complex signal, a complex signal is constructed as one of the parallel signals.
  • Serial-parallel conversion circuit 47 is to construct a N p parallel signals # 1 ⁇ # N p, and outputs the N p parallel signals # 1 ⁇ # N p in Fourier transform circuit 48.
  • Fourier transform circuit 48 receives the N p parallel signals # 1 ⁇ # N p from the serial-parallel conversion circuit 47, each of the parallel signals # 1 ⁇ # N p to signals # 1 ⁇ # N p in the frequency domain conversion, and outputs a signal # 1 ⁇ # N p of the respective frequency domain to the correlation processing unit 55.
  • the reference signal generation unit 50 generates a replica signal of the radar signal as a reference signal, and outputs the replica signal to the serial / parallel conversion circuit 51. Similar to the radar signal generated by the radar signal generation unit 12, the duplicate signal generated by the reference signal generation unit 50 is, for example, a pulse signal having a constant amplitude value within time T seconds. Serial-parallel conversion circuit 51, a time-series signal is outputted replica signal from the reference signal generator 50 and N p parallel signals # 1 ⁇ # N p, parallel signals # 1 ⁇ # N p Fourier transform circuit To 52.
  • the N p complex conjugate units 53 output the complex conjugate signal of any one of the frequency domain signals out of the frequency domain signals # 1 to #N p output from the Fourier transform circuit 52 to the correlation processing unit 55. To do.
  • the correlation processing unit 55 outputs the frequency domain signals # 1 to #N p output from the Fourier transform circuit 48 and the complex conjugate signals # 1 to #N output from the N p complex conjugate units 53. Correlation with p is performed.
  • the N p mixers 55a include any one of the N p frequency domain signals # 1 to #N p and the N p complex conjugate signals # 1 to #N p. Among these, the product with any one of the complex conjugate signals is calculated.
  • the subcarrier frequency assigned to any one frequency domain signal and the subcarrier frequency assigned to any one complex conjugate signal are the same subcarrier frequency.
  • the N p mixers 55 a output product signals # 1 to #N p indicating the calculated product results to the Fourier inverse transform circuit 56.
  • Inverse Fourier transform circuit 56 receives the product signal # 1 ⁇ # N p from N p pieces of mixers 55a, converts the respective product signals # 1 ⁇ # N p to signals # 1 ⁇ # N p in the time domain , and outputs a signal # 1 ⁇ # N p of the respective time domain to the frequency domain signal output unit 57.
  • the correlation processing between signals # 1 ⁇ # N p and the complex conjugate signal # 1 ⁇ # N p in the frequency domain, the matched filter, a signal having a peak at the delay time corresponding to round trip distance from the transceiver to the target This corresponds to the process of detecting.
  • Frequency domain signal output unit 57 receives the signals # 1 ⁇ # N p in the time domain from the inverse Fourier transform circuit 56, at intervals of the high frequency pulse signal is transmitted to the target from the antenna 33, a time domain signal # generating a time-series signals # 1 ⁇ # N p accumulates each of 1 ⁇ # N p. Frequency domain signal output unit 57 converts time-series signals # 1 ⁇ # N p to signals # 1 ⁇ # N p in the frequency domain, respectively.
  • the N p inter-pulse Fourier transform circuit 57a accumulates the time domain signals # 1 to #N p output from the Fourier inverse transform circuit 56 for each high-frequency pulse signal transmitted from the antenna 33, and the pulse A time series signal is formed in between.
  • N p pulses between the Fourier transform circuit 57a converts the time-series signal between pulses the signals # 1 ⁇ # N p in the frequency domain.
  • the frequency domain signal having a peak is a delay time corresponding to the round-trip distance from the transmission / reception apparatus to the target. Is a signal corresponding to.
  • the signal in the frequency domain that does not have a peak is a signal that does not correspond to the delay time corresponding to the round-trip distance from the transmitter / receiver to the target.
  • the N p interpulse Fourier transform circuits 57 a output the frequency domain signals # 1 to #N p and the two-dimensional data of the delay time to the radar signal detection unit 58.
  • Radar signal detector 58 receives the two-dimensional data from the N p pulses between the Fourier transform circuit 57a, in the signal # 1 ⁇ # N p in the frequency domain are included in the two-dimensional data, it has a peak Detect frequency domain signals.
  • the radar signal detection unit 58 detects a signal in a frequency region having a peak
  • the radar signal detection unit 58 detects a frequency corresponding to the peak as a Doppler frequency.
  • the radar signal detection unit 58 acquires a delay time from two-dimensional data including a frequency domain signal having a peak. Thereby, the Doppler frequency and the delay time are detected as radar signals by the radar signal detection unit 58.
  • Communication signal detection unit 60 among the signals # 1 ⁇ # N p of the frequency domain output from the Fourier transform circuit 48, complex symbol # 1 ⁇ # N signal in the frequency domain c is assigned # 1 ⁇ # N from c, to detect the complex symbols # 1 ⁇ # N c.
  • the communication signal detector 60 converts the respective complex symbols # 1 ⁇ # N c bits signals # 1 ⁇ # N c.
  • the communication signal detection unit 60 outputs each of the bit signals # 1 to #Nc to the parallel / serial conversion circuit 61.
  • Parallel-serial conversion circuit 61 converts the N c bits signals # 1 ⁇ # N c outputted from the communication signal detection unit 60 in time series signal, and outputs the communication signal is a time-series signal.
  • the order of the time series signals output from the parallel-serial conversion circuit 61 is a predetermined order.
  • an output order of the time-series signals for example, an order in which a bit signal related to a complex symbol having a low assigned subcarrier frequency is output first can be considered.
  • the radar signal converter 11 that converts a time-series signal that is a radar signal into a signal in the frequency domain, and each of a plurality of bit signals included in the communication signal are mapped to complex symbols
  • a frequency allocation unit 15 that allocates a subcarrier frequency to each complex symbol, a plurality of frequency domain signals converted by the radar signal conversion unit 11, and a plurality of complex symbols to which the subcarrier frequency is allocated.
  • a multiplexing unit 19 that outputs a multiplexed signal that is a multiplexed signal in the frequency domain; a multiplexed signal converter 20 that converts the multiplexed signal output from the multiplexing unit 19 into a time domain signal;
  • the transmission device 1 is configured to include Therefore, the transmission apparatus 1 can detect both the radar signal and the communication signal that can be detected by the reception apparatus 2 or the transmission / reception apparatus even when the target to be detected is an airplane that moves faster than the automobile. Can be sent.
  • a pulse signal conversion unit 41 that converts each of the pulse signals repeatedly received by the transmission / reception unit 31 into a frequency domain signal, and a time series signal that is a reference signal of the radar signal is converted into a frequency domain signal.
  • a reference signal converter 49 that outputs a complex conjugate signal of each frequency domain signal, each frequency domain signal converted by the pulse signal converter 41, and the reference signal converter 49
  • a time domain signal output unit 54 that converts a product of each complex conjugate signal into a time domain signal
  • a radar signal detection unit that detects a radar signal from the time domain signal converted by the time domain signal output unit 54 58 and the frequency region to which a plurality of complex symbols are assigned among the signals in the respective frequency regions converted by the pulse signal conversion unit 41.
  • the receiving apparatus 2 can receive the radar signal and the communication signal that can detect the target together even when the target to be detected is an airplane that moves faster than the automobile.
  • Embodiment 2 FIG.
  • the duplicate signal generated by the reference signal generation unit 50 is a radar signal, and converts the radar signal into a frequency domain signal.
  • a transmission / reception apparatus that converts a pulse signal generated by the pulse signal generation unit 23 into a frequency domain signal instead of using a replica signal as a radar signal will be described.
  • FIG. 7 is a configuration diagram illustrating a transmission / reception apparatus according to the second embodiment.
  • the reference signal conversion unit 71 includes a serial / parallel conversion circuit 72, a Fourier transform circuit 52, and N p complex conjugate units 53.
  • the reference signal conversion unit 71 does not include the reference signal generation unit 50.
  • the serial-parallel conversion circuit 72 generates a complex signal from the real part of the pulse signal generated by the pulse circuit 24a and the imaginary part of the pulse signal generated by the pulse circuit 24b.
  • Serial-parallel conversion circuit 72 when generating the N p pieces of complex signals # 1 ⁇ # N p, the Fourier transform circuit 52 to N p pieces of complex signals # 1 ⁇ # N p as a parallel signal # 1 ⁇ # N p Output.
  • the serial / parallel conversion circuit 72 receives the real part of the pulse signal from the pulse forming circuit 24a and receives the imaginary part of the pulse signal from the pulse forming circuit 24b, the serial / parallel conversion circuit 72 generates a complex from the real part of the pulse signal and the imaginary part of the pulse signal. Generate a signal.
  • Serial-parallel conversion circuit 72 when generating the N p pieces of complex signals # 1 ⁇ # N p, the Fourier transform circuit 52 to N p pieces of complex signals # 1 ⁇ # N p as a parallel signal # 1 ⁇ # N p Output.
  • the N p complex conjugate units 53 output the complex conjugate signals of the frequency domain signals # 1 to #N p output from the Fourier transform circuit 52 to the correlation processing unit 55.
  • the reference signal conversion unit 71 converts the plurality of pulse signals generated by the pulse signal generation unit 23 into signals in the frequency domain instead of using the duplicate signal as a plurality of parallel signals.
  • the receiving device 2 is configured. Accordingly, the receiving device 2 can maintain the radar signal detection performance of the radar signal detection unit 58 while preventing the correlation processing accuracy from being lowered in the correlation processing unit 55 even if the communication information changes.
  • Embodiment 3 In the transmission / reception apparatus according to the first embodiment, the radar signal generation unit 12 generates a plurality of pulse signals having a constant amplitude value within a time T seconds as time series signals that are radar signals. That is, in the transmission / reception apparatus according to the first embodiment, the radar signal generation unit 12 generates a plurality of pulse signals that are not modulated by the chirp signal whose frequency changes with time. In the transmission / reception apparatus according to the third embodiment, the radar signal generation unit 12 generates a plurality of pulse signals modulated by a chirp signal as a time-series signal that is a radar signal.
  • the configuration diagram of the transmission / reception apparatus according to the third embodiment is FIG. 1, similarly to the transmission / reception apparatus according to the first embodiment.
  • the transmission / reception apparatus When the radar signal generation unit 12 generates a plurality of pulse signals modulated by the chirp signal, the transmission / reception apparatus has a larger Doppler shift than when a plurality of pulse signals not modulated by the chirp signal are generated. It is possible to cope with the occurrence. Therefore, the transmission / reception apparatus reduces the correlation processing accuracy in the correlation processing unit 55 even when the frequency difference between the frequency of the high-frequency pulse signal transmitted from the antenna 33 and the frequency of the high-frequency pulse signal received by the antenna 33 is large. Can be prevented.
  • Embodiment 4 In the receiving apparatus according to the first embodiment, the multiplexed signal # 1 ⁇ # N r is outputted directly to multiplexing signal converter 20 output from the multiplexing unit 19.
  • a transmission / reception apparatus in which a waveform adjustment unit 81 is provided between the multiplexing unit 19 and the multiplexed signal conversion unit 20 will be described.
  • FIG. 8 is a configuration diagram illustrating a transmission / reception apparatus according to the fourth embodiment.
  • the waveform adjustment unit 81 includes a waveform control unit 82 and a coefficient multiplication unit 83.
  • the waveform adjustment unit 81 is disposed between the multiplexing unit 19 and the multiplexed signal conversion unit 20.
  • the waveform adjustment unit 81 includes frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) and complex symbols # 1 to # 1 included in the multiplexed signals # 1 to #N r output from the multiplexing unit 19. adjusting the respective waveforms in #N c.
  • the waveform adjustment unit 81 multiplexes the frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) after waveform adjustment and the complex symbols # 1 to #N c after waveform adjustment into the multiplexed signal conversion unit 20. Output to.
  • Waveform control unit 82 when the respective multiplexed signals # 1 ⁇ # N r is converted into a signal # 1 ⁇ # N r in the time domain, to the peak power of the signal # 1 ⁇ # N r of each time domain Complex coefficients ⁇ n are calculated such that the instantaneous power ratio approaches 1.
  • the complex coefficient ⁇ n is a complex number
  • the waveform controller 82 calculates N r complex coefficients ⁇ n .
  • the waveform controller 82 outputs each complex coefficient ⁇ n to the coefficient multiplier 83.
  • Coefficient multiplying unit 83 is provided with N r number of the mixer 83a.
  • the coefficient multiplier 83 applies the complex coefficients ⁇ n output from the waveform controller 82 to the frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) and the complex symbols # 1 to #N c , respectively. Multiply.
  • the coefficient multiplication unit 83 supplies the frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) after coefficient multiplication and the complex symbols # 1 to #N c after coefficient multiplication to the inverse Fourier transform circuit 21. Output.
  • the N r mixers 83a include any one of frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) and complex symbols # 1 to #N c and N r complex coefficients ⁇ . Multiply any one of n complex coefficients.
  • each of frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) and complex symbols # 1 to #N c is expressed by the following equation (1).
  • B n is a signal amplitude of a frequency domain signal or a complex symbol
  • ⁇ n is a signal phase of a frequency domain signal or a complex symbol.
  • the time domain signal can be obtained by Fourier transforming the frequency domain signal. Therefore, if the signals # 1 ⁇ # N r of the multiplexed frequency domain is converted into a signal # 1 ⁇ # N r in the time domain, the x i is the signal # 1 ⁇ # N r of each time domain Is represented by the following formula (2). In Expression (2), i is a variable indicating time.
  • the time domain signal x i is as shown in FIG. 6, and the peak power of the time domain signal x i is expressed by the following equation (3).
  • Equation (3) j is a variable indicating time sampling within the pulse.
  • Equation (4) N s is the total number of time samples in the pulse.
  • the waveform control unit 82 For each time domain signal x i , the waveform control unit 82 calculates, for example, N r complex coefficients ⁇ n that minimize the evaluation function F by a nonlinear optimization method. The waveform controller 82 outputs N r complex coefficients ⁇ n for the respective signal x i in the time domain to the coefficient multiplier 83.
  • the coefficient multiplication unit 83 receives N r complex coefficients ⁇ n from the waveform control unit 82, as shown in the following equation (5), the frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) and each complex symbol # 1 ⁇ # n c, is multiplied by a respective complex coefficient alpha n.
  • Coefficient multiplying unit 83 as a signal x i of each time domain signals # 1 to each of the frequency domain after the coefficient multiplication (#N r - # N c) and the respective complex symbols # 1 ⁇ after coefficient multiplication and it outputs the #N c to the inverse Fourier transform circuit 21.
  • the waveform adjustment unit 81 converts each of a plurality of frequency domain signals and a plurality of complex symbols multiplexed by the multiplexing unit 19 into a time domain signal
  • the transmission apparatus 1 was configured. Therefore, since the transmission apparatus 1 can make the ratio of the instantaneous power to the peak power of the signal in the time domain close to 1, the average power of the high-frequency pulse signal transmitted from the antenna 33 is improved, and the radar signal detection unit 58 Radar signal detection performance can be improved.
  • Embodiment 5 FIG.
  • the waveform adjustment unit 81 uses a plurality of frequency domain signals multiplexed by the multiplexing unit 19 so that the ratio of the instantaneous power to the peak power of the time domain signal approaches 1.
  • the respective waveforms in the plurality of complex symbols are adjusted.
  • the waveform adjustment unit 81 adjusts the waveforms of the signals in the plurality of frequency domains and the complex symbols so that the ratio of the instantaneous power to the peak power of the signal in the time domain approaches the target value.
  • a transmission / reception apparatus will be described.
  • the configuration diagram of the transmission / reception apparatus according to the fifth embodiment is FIG. 8, similarly to the transmission / reception apparatus according to the fourth embodiment.
  • Equation (6) P goal is a target value.
  • the target value may be stored in the internal memory of the waveform control unit 82 or may be given from the outside.
  • the waveform control unit 82 For each time domain signal x i , the waveform control unit 82 calculates, for example, N r complex coefficients ⁇ n that minimize the evaluation function F by a nonlinear optimization method. The waveform controller 82 outputs N r complex coefficients ⁇ n for the respective signal x i in the time domain to the coefficient multiplier 83.
  • the coefficient multiplying unit 83 When the coefficient multiplying unit 83 receives N r complex coefficients ⁇ n from the waveform control unit 82, as shown in the equation (5), the frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) and complex the respective symbol # 1 ⁇ # n c, is multiplied by a respective complex coefficient alpha n.
  • Coefficient multiplying unit 83 as a signal x i of each time domain signals # 1 to each of the frequency domain after the coefficient multiplication (#N r - # N c) and the respective complex symbols # 1 ⁇ after coefficient multiplication and it outputs the #N c to the inverse Fourier transform circuit 21.
  • the waveform adjustment unit 81 converts each of a plurality of frequency domain signals and a plurality of complex symbols multiplexed by the multiplexing unit 19 into a time domain signal
  • the waveforms of the multiple frequency domain signals and the multiple complex symbols multiplexed by the multiplexing unit 19 are adjusted so that the ratio of the instantaneous power to the peak power of the time domain signal approaches the target value.
  • the transmission apparatus 1 is configured. Therefore, since the transmission device 1 can bring the ratio of the instantaneous power to the peak power of the signal in the time domain close to the target value, the ratio of the instantaneous power to the peak power of the signal in the time domain can be changed even if communication information changes. It can be held substantially constant. Therefore, the transmission apparatus 1 can keep the radar signal detection performance of the radar signal detection unit 58 substantially constant even if the communication information changes.
  • Embodiment 6 FIG.
  • the radar signal generation unit 12 generates a plurality of pulse signals modulated by a chirp signal as a time-series signal that is a radar signal.
  • the complex coefficient (alpha) n calculated by the waveform control part 82 shall be restrict
  • the configuration diagram of the transmission / reception apparatus according to the sixth embodiment is FIG. 8, similarly to the transmission / reception apparatus according to the fourth embodiment.
  • the radar signal is a plurality of pulse signals modulated by the chirp signal, and the complex coefficient ⁇ n is limited to a positive real number. Therefore, the frequency domain signals # 1 to (#N Only the amplitudes of r ⁇ # N c ) and complex symbols # 1 to #N c are adjusted, and the respective phases ⁇ n are maintained.
  • the waveform controller 82 calculates N r complex coefficients ⁇ n that minimize the evaluation function F shown in Expression (4) or the evaluation function F shown in Expression (6). However, the complex coefficient ⁇ n calculated by the waveform control unit 82 is a coefficient that adjusts only the amplitude.
  • the waveform controller 82 outputs N r complex coefficients ⁇ n for the respective signal x i in the time domain to the coefficient multiplier 83.
  • the coefficient multiplying unit 83 When the coefficient multiplying unit 83 receives N r complex coefficients ⁇ n from the waveform control unit 82, as shown in the equation (5), the frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) and complex the respective symbol # 1 ⁇ # n c, is multiplied by a respective complex coefficient alpha n.
  • Coefficient multiplying unit 83 as a signal x i of each time domain signals # 1 to each of the frequency domain after the coefficient multiplication (#N r - # N c) and the respective complex symbols # 1 ⁇ after coefficient multiplication and it outputs the #N c to the inverse Fourier transform circuit 21.
  • frequency domain signals # 1 to (#N r ⁇ # N c ) and phase ⁇ n of complex symbols # 1 to #N c are maintained. Therefore, even when the frequency difference between the frequency of the high-frequency pulse signal transmitted from the antenna 33 and the frequency of the high-frequency pulse signal received by the antenna 33 is large, it is possible to prevent the correlation processing accuracy in the correlation processing unit 55 from being lowered. . Therefore, the transmission / reception apparatus can maintain the radar signal detection performance in the radar signal detection unit 58.
  • Embodiment 7 FIG.
  • a transmission / reception device having a function of removing a Doppler shift included in a high-frequency pulse signal received by an antenna 33 and a function of compensating for phase rotation of a communication signal will be described.
  • FIG. 9 is a configuration diagram illustrating a part of the reception device 2 in the transmission / reception device according to the seventh embodiment.
  • the pulse signal conversion unit 90 includes a reception amplifier 42, a reception local oscillator 43, a phase shifter 44, reception mixers 45a and 45b, A / D converters 46a and 46b, a serial / parallel conversion circuit 47, and a Fourier transform circuit 48. I have.
  • the pulse signal conversion unit 90 includes mixers 93 a and 93 b and low-pass filters (hereinafter referred to as “LPF”) 94 a and 94 b as a part of the Doppler shift compensation unit 91.
  • LPF low-pass filters
  • the Doppler shift compensation unit 91 includes a reference signal source 92, mixers 93a and 93b, and LPFs 94a and 94b.
  • the Doppler shift compensator 91 removes the Doppler shift included in the high-frequency pulse signal received by the transmitter / receiver 31 based on the Doppler frequency detected by the radar signal detector 58.
  • the reference signal source 92 is a signal source that outputs a frequency signal indicating the Doppler frequency detected by the radar signal detection unit 58 to the mixers 93a and 93b.
  • the mixer 93a multiplies the real part of the complex signal output from the A / D converter 46a by the frequency signal output from the reference signal source 92, and outputs the real part of the complex signal after frequency signal multiplication to the LPF 94a.
  • the mixer 93b multiplies the imaginary part of the complex signal output from the A / D converter 46b by the frequency signal output from the reference signal source 92, and outputs the imaginary part of the complex signal after frequency signal multiplication to the LPF 94b.
  • the LPF 94a is a filter that allows only a low frequency component to pass through the real part of the complex signal output from the mixer 93a.
  • the LPF 94b is a filter that allows only low frequency components to pass through the imaginary part of the complex signal output from the mixer 93b.
  • the phase rotation compensator 95 acquires signals in the frequency domain to which the complex symbols # 1 to #Nc are assigned among the frequency domain signals # 1 to #N p output from the Fourier transform circuit 48. .
  • the phase rotation compensation unit 95 demodulates the signal in the frequency domain to which the complex symbols # 1 to #Nc are assigned by the radar signal detected by the radar signal detection unit 58, thereby demodulating by the demodulation unit 59. Compensates for phase rotation of communication signals.
  • the phase rotation compensation unit 95 outputs each frequency domain signal divided by the radar signal to the communication signal detection unit 60.
  • the radar signal detection unit 58 outputs the detected radar signal to the phase rotation compensation unit 95 and notifies the detected Doppler frequency to the reference signal source 92 of the Doppler shift compensation unit 91.
  • the reference signal source 92 receives the notification of the Doppler frequency from the radar signal detection unit 58, the reference signal source 92 outputs a frequency signal indicating the Doppler frequency to the mixers 93a and 93b.
  • the mixer 93a of the Doppler shift compensator 91 multiplies the real part of the complex signal output from the A / D converter 46a by the frequency signal output from the reference signal source 92, and executes the real of the complex signal after frequency signal multiplication. Output to the LPF 94a.
  • the mixer 93b multiplies the imaginary part of the complex signal output from the A / D converter 46b by the frequency signal output from the reference signal source 92, and outputs the imaginary part of the complex signal after frequency signal multiplication to the LPF 94b. .
  • the mixers 93a and 93b multiply the complex signal by the frequency signal indicating the Doppler frequency, only the frequency component of the difference between the complex signal frequency and the Doppler frequency is extracted, so the Doppler shift of the complex signal is removed. be able to.
  • the LPF 94a When the LPF 94a receives the real part of the complex signal from the mixer 93a, the LPF 94a removes high-frequency components such as noise contained in the real part of the complex signal, so that only the low-frequency component contained in the real part of the complex signal is obtained. Is output to the serial-parallel conversion circuit 47.
  • the LPF 94b receives the imaginary part of the complex signal from the mixer 93b, the LPF 94b removes high-frequency components such as noise contained in the imaginary part of the complex signal, so that only the low-frequency component contained in the imaginary part of the complex signal is obtained. Is output to the serial-parallel conversion circuit 47.
  • the phase rotation compensator 95 acquires signals in the frequency domain to which the complex symbols # 1 to #Nc are assigned among the frequency domain signals # 1 to #N p output from the Fourier transform circuit 48. .
  • the demodulator 59 demodulates the signal in the frequency domain to which the complex symbols # 1 to #Nc are assigned by the radar signal. Compensate for phase rotation of transmitted communication signals.
  • the radar signal detected by the radar signal detection unit 58 is subjected to phase rotation caused by the propagation delay of the signal and the propagation path.
  • the phase rotation compensation unit 95 divides the frequency domain signal to which the complex symbols # 1 to #Nc are assigned by the radar signal, thereby removing the phase rotation.
  • Phase rotation compensation unit 95 outputs a signal # 1 ⁇ # N c of the respective frequency domain divided by the radar signal to the communication signal detector 60.
  • the seventh embodiment includes the Doppler shift compensation unit 91 that removes the Doppler shift included in the pulse signal received by the transmission / reception unit 31 based on the Doppler frequency detected by the radar signal detection unit 58.
  • the receiving device 2 is configured. Therefore, the receiving device 2 can perform the correlation processing unit 55 even when the frequency difference between the frequency of the high-frequency pulse signal transmitted from the antenna 33 and the frequency of the high-frequency pulse signal received by the antenna 33 increases due to Doppler shift. A decrease in correlation processing accuracy can be prevented. Therefore, the receiving device 2 can maintain the radar signal detection performance in the radar signal detection unit 58.
  • the radar signal detection unit 58 detects a frequency domain signal to which a plurality of complex symbols are assigned among the respective frequency domain signals converted by the pulse signal conversion unit 90.
  • the receiving apparatus 2 is configured to include the phase rotation compensation unit 95 that compensates for the phase rotation of the communication signal demodulated by the demodulation unit 59 by dividing by the radar signal. Therefore, the demodulator 59 can detect a communication signal to which no phase rotation due to each of the signal propagation delay and the propagation path is added.
  • the phase rotation compensation unit 95 compensates for the phase rotation of the communication signal demodulated by the demodulation unit 59 using the radar signal detected by the radar signal detection unit 58.
  • the phase rotation compensation unit 95 uses the time domain signal output from the inverse Fourier transform circuit 56 to compensate for the phase rotation of the communication signal demodulated by the demodulation unit 59. May be.
  • the phase rotation compensation unit 95 has a frequency domain having a peak among time domain signals # 1 to #N p output from the Fourier inverse transform circuit 56 to the N p interpulse Fourier transform circuits 57a. A time domain signal corresponding to the signal is acquired.
  • the phase rotation compensation unit 95 divides the frequency domain signal to which the complex symbols # 1 to #Nc are assigned by the time domain signal corresponding to the frequency domain signal having a peak, thereby obtaining a demodulation unit.
  • the phase rotation of the communication signal demodulated by 59 is compensated.
  • the present invention is suitable for a transmission apparatus that sequentially transmits each of a plurality of pulse signals toward a target.
  • the present invention is suitable for a receiving apparatus that repeatedly receives a pulse signal reflected by a target.
  • the present invention is suitable for a transmission / reception apparatus that sequentially transmits each of a plurality of pulse signals toward a target and repeatedly receives a pulse signal reflected by the target.

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Abstract

レーダ信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換するレーダ信号変換部（１１）と、通信信号に含まれている複数のビット信号のそれぞれを複素シンボルにマッピングし、それぞれの複素シンボルにサブキャリア周波数を割り当てる周波数割当部（１５）と、レーダ信号変換部（１１）により変換されている周波数領域の信号とサブキャリア周波数が割り当てられている複数の複素シンボルとを周波数領域で多重化する多重化部（１９）と、多重化部（１９）により多重化されている周波数領域の信号を信号時間領域の信号に変換し、時間領域の信号を時系列信号に変換する多重化信号変換部（２０）とを備えるように、送信装置（１）を構成した。

Description

送信装置、受信装置及び送受信装置
　この発明は、複数のパルス信号のそれぞれを目標に向けて順番に送信する送信装置と、目標に反射されたパルス信号を繰り返し受信する受信装置と、複数のパルス信号のそれぞれを目標に向けて順番に送信し、目標に反射されたパルス信号を繰り返し受信する送受信装置とに関するものである。
　以下の非特許文献１には、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）で伝送される通信信号をレーダ信号として用いる技術が開示されている。
　通信装置が、非特許文献１に開示されている技術を用いることで、レーダ信号と通信信号の送受信を同時に実現することができる。
C. Sturm, T. Zwick, and W. Wiesbeck, "An OFDM System Concept for Joint Radar and Communications Operations," VTC Spring 2009 - IEEE 69th Vehicular Technology Conference, 2009.
　非特許文献１に開示されている技術を用いる通信装置は、レーダ信号を目標に向けて送信したのち、目標に反射されて戻ってきたレーダ信号を受信することが可能である。検出対象の目標が高速に移動する飛行機などの場合、通信装置の受信信号の周波数には、大きなドップラーシフトが発生する。
　しかし、非特許文献１に開示されている技術は、検出対象の目標が自動車である場合を想定しており、自動車よりも高速に移動する飛行機などを想定していないため、発生している大きなドップラーシフトをキャンセルする手段を備えていない。
　したがって、通信装置は、目標に反射されて戻ってきたレーダ信号を受信しても、目標を検出することができないことがあるという課題があった。
　この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、検出対象の目標が自動車よりも高速に移動する飛行機などの場合でも、受信装置又は送受信装置において、目標を検出することが可能なレーダ信号と、通信信号との双方を送信することができる送信装置及び送受信装置を得ることを目的とする。
　この発明に係る送信装置は、レーダ信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換するレーダ信号変換部と、通信信号に含まれている複数のビット信号のそれぞれを複素シンボルにマッピングし、それぞれの複素シンボルにサブキャリア周波数を割り当てる周波数割当部と、レーダ信号変換部により変換されている複数の周波数領域の信号とサブキャリア周波数が割り当てられている複数の複素シンボルとを周波数領域で多重化し、周波数領域で多重化した信号である多重化信号を出力する多重化部と、多重化部から出力された多重化信号を時間領域の信号に変換する多重化信号変換部と、多重化信号変換部により変換された時間領域の信号からパルス信号を生成するパルス信号生成部と、パルス信号生成部により生成されたパルス信号を目標に向けて送信する送信部とを備えるようにしたものである。
　この発明によれば、レーダ信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換するレーダ信号変換部と、通信信号に含まれている複数のビット信号のそれぞれを複素シンボルにマッピングし、それぞれの複素シンボルにサブキャリア周波数を割り当てる周波数割当部と、レーダ信号変換部により変換されている複数の周波数領域の信号とサブキャリア周波数が割り当てられている複数の複素シンボルとを周波数領域で多重化し、周波数領域で多重化した信号である多重化信号を出力する多重化部と、多重化部から出力された多重化信号を時間領域の信号に変換する多重化信号変換部とを備えるように、送信装置を構成した。したがって、この発明に係る送信装置は、検出対象の目標が自動車よりも高速に移動する飛行機などの場合でも、受信装置又は送受信装置において、目標を検出することが可能なレーダ信号と、通信信号との双方を送信することができる。
実施の形態１による送受信装置を示す構成図である。 フーリエ変換回路１４により変換された周波数領域の信号を示す説明図である。 シンボルマッパ１８によりマッピングされる複素シンボルを示す説明図である。 サブキャリア周波数が割り当てられている複素シンボル＃１～＃Ｎｃを示す説明図である。 多重化部１９により周波数領域で多重化された信号である多重化信号を示す説明図である。 パルス化回路２４ａ及びパルス化回路２４ｂのそれぞれに生成されるパルス信号の包絡線を示す説明図である。 実施の形態２による送受信装置を示す構成図である。 実施の形態４による送受信装置を示す構成図である。 実施の形態７による送受信装置における受信装置２の一部を示す構成図である。
　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１による送受信装置を示す構成図である。
　図１において、送信装置１は、複数のパルス信号のそれぞれを目標に向けて順番に送信する装置である。
　受信装置２は、送信装置１からパルス信号が繰り返し送信されたのち、目標に反射されたパルス信号を繰り返し受信する装置である。
　図１に示す送受信装置では、送信装置１と受信装置２が、１つのアンテナ３３を共用しているが、送信装置１が使用するアンテナと、受信装置２が使用するアンテナとが別個に設けられている送受信装置であってもよい。
　レーダ信号変換部１１は、レーダ信号生成部１２、直列並列変換回路１３及びフーリエ変換回路１４を備えている。
　レーダ信号変換部１１は、レーダ信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換する。
　レーダ信号生成部１２は、レーダ信号として時系列信号を生成し、時系列信号を直列並列変換回路１３に出力する。
　レーダ信号生成部１２により生成されるレーダ信号は、例えば、時間Ｔ秒内で一定の振幅値を有するパルス信号である。
　直列並列変換回路１３は、レーダ信号生成部１２から出力された時系列信号をＮｒ（Ｎｒは２以上の整数）個の並列信号＃１～＃Ｎｒとし、それぞれの並列信号＃１～＃Ｎｒをフーリエ変換回路１４に出力する。
　フーリエ変換回路１４は、直列並列変換回路１３から出力されたそれぞれの並列信号＃１～＃Ｎｒを時間領域の信号から周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒに変換し、それぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒを多重化部１９に出力する。
　周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒは、それぞれサブキャリア周波数が割り当てられた信号である。
　周波数割当部１５は、通信信号生成部１６、直列並列変換回路１７及びシンボルマッパ１８を備えている。
　周波数割当部１５は、通信信号に含まれている複数のビット信号のそれぞれを複素シンボルにマッピングし、それぞれの複素シンボルにサブキャリア周波数を割り当てる。
　周波数割当部１５は、サブキャリア周波数を割り当てたそれぞれの複素シンボルを多重化部１９に出力する。
　通信信号生成部１６は、Ｎｃ（Ｎｃは１以上の整数）個のビット信号＃１～＃Ｎｃを含んでいる通信信号を生成し、通信信号を直列並列変換回路１７に出力する。Ｎｒ＞Ｎｃである。
　ビット信号は、通信情報に対応している０又は１の信号である。
　直列並列変換回路１７は、通信信号生成部１６から出力された通信信号に含まれているＮｃ個のビット信号＃１～＃Ｎｃのそれぞれをシンボルマッパ１８に出力する。
　シンボルマッパ１８は、直列並列変換回路１７から出力されたそれぞれのビット信号＃１～＃Ｎｃを複素シンボル＃１～＃Ｎｃにマッピングし、それぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃにサブキャリア周波数を割り当てる。
　シンボルマッパ１８は、サブキャリア周波数を割り当てたそれぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃを多重化部１９に出力する。
　多重化部１９は、フーリエ変換回路１４から出力された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒとシンボルマッパ１８から出力された複素シンボル＃１～＃Ｎｃとを周波数領域で多重化する。
　即ち、多重化部１９は、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒの一部を複素シンボル＃１～＃Ｎｃに置き換えることで、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒと複素シンボル＃１～＃Ｎｃとを周波数領域で多重化する。
　多重化部１９は、周波数領域で多重化した信号である多重化信号＃１～＃Ｎｒを多重化信号変換部２０に出力する。
　１９ａは、多重化信号＃１～＃Ｎｒに含まれている周波数領域の信号、１９ｂは、多重化信号＃１～＃Ｎｒに含まれている複素シンボルである。
　多重化信号変換部２０は、フーリエ逆変換回路２１及び並列直列変換回路２２を備えている。
　多重化信号変換部２０は、多重化部１９から出力された多重化信号＃１～＃Ｎｒを時間領域の信号＃１～＃Ｎｒに変換する。
　フーリエ逆変換回路２１は、多重化信号＃１～＃Ｎｒを時間領域の信号＃１～＃Ｎｒに変換し、時間領域の信号＃１～＃Ｎｒを並列直列変換回路２２に出力する。
　並列直列変換回路２２は、多重化信号変換部２０から出力されたそれぞれの時間領域の信号＃１～＃Ｎｒを時系列信号に変換し、時系列信号である複素信号をパルス信号生成部２３に出力する。
　パルス信号生成部２３は、パルス化回路２４ａ，２４ｂ、デジタルアナログ変換器（以下、「Ｄ／Ａ変換器」と称する）２５ａ，２５ｂ、送信用局部発振器２６、移相器２７、送信用ミクサ２８ａ，２８ｂ、信号合成回路２９及び送信用増幅器３０を備えている。
　パルス信号生成部２３は、並列直列変換回路２２より出力された複素信号からパルス信号を生成する。
　パルス化回路２４ａは、並列直列変換回路２２から出力された複素信号の実部の信号系列に、複数のヌル信号を追加することで、パルス信号を生成する。
　パルス化回路２４ｂは、並列直列変換回路２２から出力された複素信号の虚部の信号系列に、複数のヌル信号を追加することで、パルス信号を生成する。
　Ｄ／Ａ変換器２５ａは、パルス化回路２４ａにより生成されたパルス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログのパルス信号を送信用ミクサ２８ａに出力する。
　Ｄ／Ａ変換器２５ｂは、パルス化回路２４ｂにより生成されたパルス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、アナログのパルス信号を送信用ミクサ２８ｂに出力する。
　送信用局部発振器２６は、高周波の搬送波信号を移相器２７及び送信用ミクサ２８ａのそれぞれに出力する。
　移相器２７は、送信用局部発振器２６から出力された搬送波信号の位相を９０度遅らせて、位相遅延後の搬送波信号を送信用ミクサ２８ｂに出力する。
　送信用ミクサ２８ａは、Ｄ／Ａ変換器２５ａから出力されたアナログのパルス信号に、送信用局部発振器２６から出力された搬送波信号を乗算することで、パルス信号の周波数を例えば高周波（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に変換する。
　送信用ミクサ２８ａは、周波数変換後のパルス信号である高周波パルス信号を信号合成回路２９に出力する。
　送信用ミクサ２８ｂは、Ｄ／Ａ変換器２５ｂから出力されたアナログのパルス信号に、移相器２７から出力された位相遅延後の搬送波信号を乗算することで、パルス信号の周波数を例えば高周波に変換する。
　送信用ミクサ２８ｂは、周波数変換後のパルス信号である高周波パルス信号を信号合成回路２９に出力する。
　信号合成回路２９は、送信用ミクサ２８ａから出力された高周波パルス信号と送信用ミクサ２８ｂから出力された高周波パルス信号とを合成し、合成後の高周波パルス信号を送信用増幅器３０に出力する。
　送信用増幅器３０は、信号合成回路２９から出力された高周波パルス信号を増幅し、増幅後の高周波パルス信号を送受信部３１に出力する。
　送受信部３１は、送信装置１の送信部と、受信装置２の受信部とを兼ねている。
　送受信部３１は、送受切替回路３２及びアンテナ３３を備えている。
　送受切替回路３２は、送信用増幅器３０から出力された高周波パルス信号をアンテナ３３に出力し、アンテナ３３から出力された高周波パルス信号をパルス信号変換部４１に出力する。
　アンテナ３３は、送受共用のアンテナである。
　アンテナ３３は、送受切替回路３２から高周波パルス信号を受ける毎に、高周波パルス信号を目標に向けて空間に出力し、目標に反射されて戻ってきた高周波パルス信号を繰り返し受信し、受信した高周波パルス信号を送受切替回路３２に出力する。
　パルス信号変換部４１は、受信用増幅器４２、受信用局部発振器４３、移相器４４、受信用ミクサ４５ａ，４５ｂ、アナログデジタル変換器（以下、「Ａ／Ｄ変換器」と称する）４６ａ，４６ｂ、直列並列変換回路４７及びフーリエ変換回路４８を備えている。
　パルス信号変換部４１は、送受信部３１により繰り返し受信されたパルス信号のそれぞれを周波数領域の信号に変換する。
　受信用増幅器４２は、送受切替回路３２から出力されたそれぞれの高周波パルス信号を増幅し、増幅後のそれぞれの高周波パルス信号を受信用ミクサ４５ａ，４５ｂに出力する。
　受信用局部発振器４３は、高周波の搬送波信号を移相器４４及び受信用ミクサ４５ａのそれぞれに出力する。
　移相器４４は、受信用局部発振器４３から出力された搬送波信号の位相を９０度遅らせて、位相遅延後の搬送波信号を受信用ミクサ４５ｂに出力する。
　受信用ミクサ４５ａは、受信用増幅器４２から出力されたそれぞれの高周波パルス信号に、受信用局部発振器４３から出力された搬送波信号を乗算することで、それぞれの高周波パルス信号の周波数を例えば中間周波数（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に変換する。
　受信用ミクサ４５ａは、周波数変換後のパルス信号をＡ／Ｄ変換器４６ａに出力する。
　受信用ミクサ４５ｂは、受信用増幅器４２から出力されたそれぞれの高周波パルス信号に、移相器４４から出力された位相遅延後の搬送波信号を乗算することで、それぞれの高周波パルス信号の周波数を例えば中間周波数に変換する。
　受信用ミクサ４５ｂは、周波数変換後のパルス信号をＡ／Ｄ変換器４６ｂに出力する。
　Ａ／Ｄ変換器４６ａは、受信用ミクサ４５ａから出力されたそれぞれのパルス信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、それぞれのデジタルのパルス信号を直列並列変換回路４７に出力する。Ａ／Ｄ変換器４６ａから出力されるパルス信号は、複素信号の実部に相当する。
　Ａ／Ｄ変換器４６ｂは、受信用ミクサ４５ｂから出力されたそれぞれのパルス信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、それぞれのデジタルのパルス信号を直列並列変換回路４７に出力する。Ａ／Ｄ変換器４６ｂから出力されるパルス信号は、複素信号の虚部に相当する。
　直列並列変換回路４７は、Ａ／Ｄ変換器４６ａから出力されたそれぞれの複素信号の実部と、Ａ／Ｄ変換器４６ｂから出力されたそれぞれの複素信号の虚部とから、Ｎｐ（Ｎｐは２以上の整数）個の並列信号＃１～＃Ｎｐを構築する。
　直列並列変換回路４７は、それぞれの並列信号＃１～＃Ｎｐをフーリエ変換回路４８に出力する。
　フーリエ変換回路４８は、直列並列変換回路４７から出力されたそれぞれの並列信号＃１～＃Ｎｐを時間領域の信号から周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換し、それぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐを相関処理部５５に出力する。
　参照信号変換部４９は、参照信号生成部５０、直列並列変換回路５１、フーリエ変換回路５２及びＮｐ個の複素共役部５３を備えている。
　参照信号変換部４９は、レーダ信号の参照信号として、レーダ信号の複製信号であるＮｐ個の時系列信号をＮｐ個の並列信号＃１～＃Ｎｐとし、並列信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換する。
　参照信号変換部４９は、それぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐの複素共役信号を相関処理部５５に出力する。
　参照信号生成部５０は、参照信号として、レーダ信号の複製信号を直列並列変換回路５１に出力する。
　直列並列変換回路５１は、参照信号生成部５０から出力された複製信号であるＮｐ個の時系列信号をＮｐ個の並列信号＃１～＃Ｎｐとし、並列信号＃１～＃Ｎｐをフーリエ変換回路５２に出力する。
　フーリエ変換回路５２は、直列並列変換回路５１から出力された並列信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換し、周波数領域の信号＃１～＃ＮｐをＮｐ個の複素共役部５３に出力する。
　Ｎｐ個の複素共役部５３は、フーリエ変換回路５２から出力された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、いずれか１つの周波数領域の信号の複素共役信号を相関処理部５５に出力する。
　時間領域信号出力部５４は、相関処理部５５及びフーリエ逆変換回路５６を備えている。
　時間領域信号出力部５４は、フーリエ変換回路４８から出力されたそれぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐと、Ｎｐ個の複素共役部５３から出力されたそれぞれの複素共役信号＃１～＃Ｎｐとの積を算出する。
　時間領域信号出力部５４は、それぞれの積の結果を時間領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換する。
　相関処理部５５は、Ｎｐ個のミクサ５５ａを備えている。図１では、図面の煩雑化を防ぐため、Ｎｐ個のミクサ５５ａのうち、一部のミクサ５５ａに対する複素共役部５３からの矢印が省略されている。
　相関処理部５５は、フーリエ変換回路４８から出力されたそれぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐと、Ｎｐ個の複素共役部５３から出力されたそれぞれの複素共役信号＃１～＃Ｎｐとの相関処理を実施する。
　Ｎｐ個のミクサ５５ａは、Ｎｐ個の周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、いずれか１つの周波数領域の信号と、Ｎｐ個の複素共役信号＃１～＃Ｎｐのうち、いずれか１つの複素共役信号との積を算出する。
　いずれか１つの周波数領域の信号に割り当てられているサブキャリ周波数と、いずれか１つの複素共役信号に割り当てられているサブキャリ周波数とは、同じサブキャリ周波数である。
　Ｎｐ個のミクサ５５ａは、積の結果を示す積信号をフーリエ逆変換回路５６に出力する。
　フーリエ逆変換回路５６は、Ｎｐ個のミクサ５５ａから出力されたそれぞれの積信号を時間領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換し、それぞれの時間領域の信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域信号出力部５７に出力する。
　周波数領域信号出力部５７は、Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａを備えている。
　周波数領域信号出力部５７は、目標に向けて送信される高周波パルス信号の間隔で、時間領域の信号＃１～＃Ｎｐのそれぞれを蓄積して時系列信号＃１～＃Ｎｐを生成する。
　周波数領域信号出力部５７は、それぞれの時系列信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換する。
　Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａは、アンテナ３３から送信される高周波パルス信号の間隔で、フーリエ逆変換回路５６から出力された時間領域の信号＃１～＃Ｎｐを蓄積し、蓄積した時間領域の信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換する。
　Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａによる変換後の周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐの中で、ピークを有する周波数領域の信号は、送受信装置から目標までの往復距離に相当する遅延時間に対応している信号である。ピークを有しない周波数領域の信号は、送受信装置から目標までの往復距離に相当する遅延時間に対応していない信号である。
　Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａは、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐと遅延時間の二次元データをレーダ信号検出部５８に出力する。
　レーダ信号検出部５８は、Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａから二次元データを受けると、二次元データに含まれている周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐの中で、ピークを有する周波数領域の信号を検出する。
　レーダ信号検出部５８は、ピークを有する周波数領域の信号を検出すると、ピークに対応する周波数をドップラー周波数として検出する。
　また、レーダ信号検出部５８は、ピークを有する周波数領域の信号を含んでいる二次元データから遅延時間を取得する。
　復調部５９は、通信信号検出部６０及び並列直列変換回路６１を備えている。
　復調部５９は、フーリエ変換回路４８から出力された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号＃１～＃Ｎｃから、Ｎｃ個の複素シンボル＃１～＃Ｎｃに対応するビット信号＃１～＃Ｎｃを検出する。
　復調部５９は、ビット信号＃１～＃Ｎｃから通信信号を復調する。
　通信信号検出部６０は、フーリエ変換回路４８から出力された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号＃１～＃Ｎｃから、複素シンボル＃１～＃Ｎｃに対応するビット信号＃１～＃Ｎｃを検出する。
　通信信号検出部６０は、Ｎｃ個のビット信号＃１～＃Ｎｃを並列直列変換回路６１に出力する。
　並列直列変換回路６１は、通信信号検出部６０から出力されたＮｃ個のビット信号＃１～＃Ｎｃを時系列信号に変換し、時系列信号である通信信号を出力する。
　次に、図１に示す送受信装置の動作について説明する。
　最初に、送信装置１の動作について説明する。
　まず、レーダ信号生成部１２は、レーダ信号として時系列信号を生成し、時系列信号を直列並列変換回路１３に出力する。
　レーダ信号生成部１２により生成されるレーダ信号は、例えば、時間Ｔ秒内で一定の振幅値を有するパルス信号である。
直列並列変換回路１３は、レーダ信号生成部１２から時系列信号を受けると、時系列信号をＮｒ個の並列信号＃１～＃Ｎｒとし、並列信号＃１～＃Ｎｒをフーリエ変換回路１４に出力する。
　フーリエ変換回路１４は、直列並列変換回路１３からＮｒ個の並列信号＃１～＃Ｎｒを受けると、図２に示すように、並列信号＃１～＃Ｎｒを周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒに変換する。
　図２は、フーリエ変換回路１４により変換された周波数領域の信号を示す説明図である。
　フーリエ変換回路１４は、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒを多重化部１９に出力する。
　通信信号生成部１６は、通信情報に対応している０又は１のビット信号をＮｃ個含んでいる通信信号を生成し、通信信号を直列並列変換回路１７に出力する。Ｎｒ＞Ｎｃである。
　直列並列変換回路１７は、通信信号生成部１６から通信信号を受けると、通信信号に含まれているＮｃ個のビット信号＃１～＃Ｎｃのそれぞれをシンボルマッパ１８に出力する。
　シンボルマッパ１８は、直列並列変換回路１７からＮｃ個のビット信号＃１～＃Ｎｃを受けると、図３に示すように、それぞれのビット信号＃１～＃Ｎｃを複素シンボル＃１～＃Ｎｃにマッピングする。
　図３は、シンボルマッパ１８によりマッピングされる複素シンボルを示す説明図である。
　図３では、ビット信号の変調方式がＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）である場合の複素シンボルを示している。ビット信号は、ＱＰＳＫによって、“００”、“１０”、“０１”又は“１１”の複素シンボルにマッピングされる。
　ここでは、シンボルマッパ１８が、変調方式としてＱＰＳＫを用いているが、これは一例に過ぎない。
　シンボルマッパ１８は、例えば、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）、ＡＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）又はＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の変調方式を用いるようにしてもよい。
　シンボルマッパ１８は、図４に示すように、それぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃにサブキャリア周波数を割り当てる。
　図４は、サブキャリア周波数が割り当てられている複素シンボル＃１～＃Ｎｃを示す説明図である。
　シンボルマッパ１８により複素シンボル＃１～＃Ｎｃに割り当てられるサブキャリア周波数は、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒに割り当てられるサブキャリア周波数のうち、レーダ信号の変調帯域幅内であってもよいし、変調帯域外であってもよい。
　図４では、Ｎｃ＝４であり、複素シンボル＃１，＃２のそれぞれには、周波数領域の信号＃１，＃２に割り当てられているそれぞれのサブキャリア周波数と同じサブキャリア周波数が割り当てられている。
　また、図４では、複素シンボル＃Ｎｃ－１，＃Ｎｃのそれぞれには、周波数領域の信号＃Ｎｒ－１，＃Ｎｒに割り当てられているそれぞれのサブキャリア周波数と同じサブキャリア周波数が割り当てられている。
　シンボルマッパ１８は、サブキャリア周波数を割り当てたそれぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃを多重化部１９に出力する。
　多重化部１９は、フーリエ変換回路１４から出力された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒとシンボルマッパ１８から出力された複素シンボル＃１～＃Ｎｃとを周波数領域で多重化する。
　即ち、多重化部１９は、図５に示すように、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒの一部を複素シンボル＃１～＃Ｎｃに置き換えることで、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒと複素シンボル＃１～＃Ｎｃとを周波数領域で多重化する。
　図５は、多重化部１９により周波数領域で多重化された信号である多重化信号を示す説明図である。
　図５では、Ｎｃ＝４であり、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒのうち、周波数領域の信号＃１，＃２，＃Ｎｒ－１，＃Ｎｒが、複素シンボル＃１，＃２，＃Ｎ３，＃Ｎ４に置き換えられている例を示している。＃３～＃Ｎｒ－２は、複素シンボル＃１～＃Ｎｃに置き換えられずに残っている周波数領域の信号である。
　図５では、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒのうち、低周波数側の周波数領域の信号及び高周波数側の周波数領域の信号のそれぞれが、多重化部１９によって、複素シンボル＃１～＃Ｎｃに置き換えられている。しかし、これは一例に過ぎず、例えば、低周波数側の周波数領域の信号だけ又は高周波数側の周波数領域の信号だけが、多重化部１９によって、複素シンボル＃１～＃Ｎｃに置き換えられているものであってもよい。
　以下、実施の形態１では、複素シンボル＃１～＃Ｎｃに置き換えられずに残っている周波数領域の信号が、＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）であるとして説明する。
　多重化部１９は、周波数領域で多重化した信号である多重化信号＃１～＃Ｎｒをフーリエ逆変換回路２１に出力する。
　フーリエ逆変換回路２１は、多重化部１９から多重化信号＃１～＃Ｎｒを受けると、多重化信号＃１～＃Ｎｒを時間領域の信号＃１～＃Ｎｒに変換する。
　フーリエ逆変換回路２１は、Ｎｒ個の時間領域の信号＃１～＃Ｎｒを並列直列変換回路２２に出力する。
　並列直列変換回路２２は、フーリエ逆変換回路２１からＮｒ個の時間領域の信号＃１～＃Ｎｒを受けると、Ｎｒ個の時間領域の信号＃１～＃Ｎｒを時系列信号に変換する。
　並列直列変換回路２２は、時系列信号である複素信号の実部をパルス化回路２４ａに出力し、時系列信号である複素信号の虚部をパルス化回路２４ｂに出力する。
　パルス化回路２４ａは、並列直列変換回路２２から複素信号の実部を受けると、複素信号の実部の信号系列に、複数のヌル信号を追加することで、パルス信号を生成する。
　パルス化回路２４ａは、図６に示すように、パルス幅がＴで、周期がＣであるパルス信号をＤ／Ａ変換器２５ａに繰り返し出力する。
　パルス化回路２４ｂは、並列直列変換回路２２から複素信号の虚部を受けると、複素信号の虚部の信号系列に、複数のヌル信号を追加することで、パルス信号を生成する。
　パルス化回路２４ｂは、図６に示すように、パルス幅がＴで、周期がＣであるパルス信号をＤ／Ａ変換器２５ｂに繰り返し出力する。
　図６は、パルス化回路２４ａ及びパルス化回路２４ｂのそれぞれに生成されるパルス信号の包絡線を示す説明図である。
　Ｄ／Ａ変換器２５ａは、パルス化回路２４ａから出力されたそれぞれのパルス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、それぞれのアナログのパルス信号を送信用ミクサ２８ａに出力する。
　Ｄ／Ａ変換器２５ｂは、パルス化回路２４ｂから出力されたそれぞれのパルス信号をデジタル信号からアナログ信号に変換し、それぞれのアナログのパルス信号を送信用ミクサ２８ｂに出力する。
　送信用局部発振器２６は、高周波の搬送波信号を移相器２７及び送信用ミクサ２８ａのそれぞれに出力する。
　移相器２７は、送信用局部発振器２６から搬送波信号を受けると、搬送波信号の位相を９０度遅らせて、位相遅延後の搬送波信号を送信用ミクサ２８ｂに出力する。
　送信用ミクサ２８ａは、Ｄ／Ａ変換器２５ａから出力されたそれぞれのアナログのパルス信号に、送信用局部発振器２６から出力された搬送波信号を乗算することで、それぞれのパルス信号の周波数を例えば高周波に変換する。
　送信用ミクサ２８ａは、周波数変換後のパルス信号である高周波パルス信号を信号合成回路２９に出力する。
　送信用ミクサ２８ｂは、Ｄ／Ａ変換器２５ｂから出力されたそれぞれのアナログのパルス信号に、移相器２７から出力された位相遅延後の搬送波信号を乗算することで、それぞれのパルス信号の周波数を例えば高周波に変換する。
　送信用ミクサ２８ｂは、周波数変換後のパルス信号である高周波パルス信号を信号合成回路２９に出力する。
　信号合成回路２９は、送信用ミクサ２８ａから出力された高周波パルス信号と送信用ミクサ２８ｂから出力された高周波パルス信号とを合成し、合成後の高周波パルス信号を送信用増幅器３０に出力する。
　送信用増幅器３０は、信号合成回路２９から合成後の高周波パルス信号を受ける毎に、合成後の高周波パルス信号を増幅し、増幅後の高周波パルス信号を送受切替回路３２に出力する。
　送受切替回路３２は、送信用増幅器３０から増幅後の高周波パルス信号を受ける毎に、増幅後の高周波パルス信号をアンテナ３３に出力する。
　アンテナ３３は、送受切替回路３２から高周波パルス信号を受ける毎に、高周波パルス信号を目標に向けて空間に出力する。
　次に、受信装置２の動作について説明する。
　アンテナ３３は、目標に反射されて戻ってきた高周波パルス信号を繰り返し受信し、受信した高周波パルス信号を送受切替回路３２に出力する。
　送受切替回路３２は、アンテナ３３から高周波パルス信号を受ける毎に、高周波パルス信号を受信用増幅器４２に出力する。
　受信用増幅器４２は、送受切替回路３２から高周波パルス信号を受ける毎に、高周波パルス信号を増幅し、増幅後の高周波パルス信号を受信用ミクサ４５ａ，４５ｂに出力する。
　受信用局部発振器４３は、高周波の搬送波信号を移相器４４及び受信用ミクサ４５ａのそれぞれに出力する。
　移相器４４は、受信用局部発振器４３から搬送波信号を受けると、搬送波信号の位相を９０度遅らせて、位相遅延後の搬送波信号を受信用ミクサ４５ｂに出力する。
　受信用ミクサ４５ａは、受信用増幅器４２から高周波パルス信号を受ける毎に、高周波パルス信号に、受信用局部発振器４３から出力された搬送波信号を乗算することで、高周波パルス信号の周波数を例えば中間周波数に変換する。
　受信用ミクサ４５ａは、周波数変換後のパルス信号をＡ／Ｄ変換器４６ａに出力する。
　受信用ミクサ４５ｂは、受信用増幅器４２から高周波パルス信号を受ける毎に、高周波パルス信号に、移相器４４から出力された位相遅延後の搬送波信号を乗算することで、高周波パルス信号の周波数を例えば中間周波数に変換する。
　受信用ミクサ４５ｂは、周波数変換後のパルス信号をＡ／Ｄ変換器４６ｂに出力する。
　Ａ／Ｄ変換器４６ａは、受信用ミクサ４５ａから周波数変換後のパルス信号を受ける毎に、パルス信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタルのパルス信号を直列並列変換回路４７に出力する。Ａ／Ｄ変換器４６ａから出力されるパルス信号は、複素信号の実部に相当する。
　Ａ／Ｄ変換器４６ｂは、受信用ミクサ４５ｂから周波数変換後のパルス信号を受ける毎に、パルス信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタルのパルス信号を直列並列変換回路４７に出力する。Ａ／Ｄ変換器４６ｂから出力されるパルス信号は、複素信号の虚部に相当する。
　直列並列変換回路４７は、Ａ／Ｄ変換器４６ａから出力された複素信号の実部を受け、Ａ／Ｄ変換器４６ａから出力された複素信号の虚部を受けると、複素信号の実部と複素信号の虚部とから、並列信号の１つとして、複素信号を構築する。
　直列並列変換回路４７は、Ｎｐ個の並列信号＃１～＃Ｎｐを構築して、Ｎｐ個の並列信号＃１～＃Ｎｐをフーリエ変換回路４８に出力する。
　フーリエ変換回路４８は、直列並列変換回路４７からＮｐ個の並列信号＃１～＃Ｎｐを受けると、それぞれの並列信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換し、それぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐを相関処理部５５に出力する。
　参照信号生成部５０は、参照信号として、レーダ信号の複製信号を生成し、複製信号を直列並列変換回路５１に出力する。
　参照信号生成部５０により生成される複製信号は、レーダ信号生成部１２により生成されるレーダ信号と同様に、例えば、時間Ｔ秒内で一定の振幅値を有するパルス信号である。
　直列並列変換回路５１は、参照信号生成部５０から出力された複製信号である時系列信号をＮｐ個の並列信号＃１～＃Ｎｐとし、並列信号＃１～＃Ｎｐをフーリエ変換回路５２に出力する。
　フーリエ変換回路５２は、直列並列変換回路５１から並列信号＃１～＃Ｎｐを受けると、並列信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換し、それぞれの周波数領域の信号＃１～＃ＮｐをＮｐ個の複素共役部５３に出力する。
　Ｎｐ個の複素共役部５３は、フーリエ変換回路５２から出力された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、いずれか１つの周波数領域の信号の複素共役信号を相関処理部５５に出力する。
　相関処理部５５は、フーリエ変換回路４８から出力されたそれぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐと、Ｎｐ個の複素共役部５３から出力されたそれぞれの複素共役信号＃１～＃Ｎｐとの相関処理を実施する。
　即ち、Ｎｐ個のミクサ５５ａは、Ｎｐ個の周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、いずれか１つの周波数領域の信号と、Ｎｐ個の複素共役信号＃１～＃Ｎｐのうち、いずれか１つの複素共役信号との積を算出する。
　いずれか１つの周波数領域の信号に割り当てられているサブキャリ周波数と、いずれか１つの複素共役信号に割り当てられているサブキャリ周波数とは、同じサブキャリ周波数である。
　Ｎｐ個のミクサ５５ａは、算出した積の結果を示す積信号＃１～＃Ｎｐをフーリエ逆変換回路５６に出力する。
　フーリエ逆変換回路５６は、Ｎｐ個のミクサ５５ａから積信号＃１～＃Ｎｐを受けると、それぞれの積信号＃１～＃Ｎｐを時間領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換し、それぞれの時間領域の信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域信号出力部５７に出力する。
　なお、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐと複素共役信号＃１～＃Ｎｐとの相関処理は、マッチドフィルタによって、送受信装置から目標までの往復距離に相当する遅延時間にピークを有する信号を検出する処理に相当する。
　周波数領域信号出力部５７は、フーリエ逆変換回路５６から時間領域の信号＃１～＃Ｎｐを受けると、アンテナ３３から目標に向けて送信される高周波パルス信号の間隔で、時間領域の信号＃１～＃Ｎｐのそれぞれを蓄積して時系列信号＃１～＃Ｎｐを生成する。
　周波数領域信号出力部５７は、それぞれの時系列信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換する。
　即ち、Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａは、アンテナ３３から送信される高周波パルス信号毎に、フーリエ逆変換回路５６から出力される時間領域の信号＃１～＃Ｎｐを蓄積し、パルス間の時系列信号を形成する。
　Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａは、パルス間の時系列信号を周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換する。
　Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａによる変換後の周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐの中で、ピークを有する周波数領域の信号は、送受信装置から目標までの往復距離に相当する遅延時間に対応している信号である。ピークを有しない周波数領域の信号は、送受信装置から目標までの往復距離に相当する遅延時間に対応していない信号である。
　Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａは、周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐと遅延時間の二次元データをレーダ信号検出部５８に出力する。
　レーダ信号検出部５８は、Ｎｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａから二次元データを受けると、二次元データに含まれている周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐの中で、ピークを有する周波数領域の信号を検出する。
　レーダ信号検出部５８は、ピークを有する周波数領域の信号を検出すると、ピークに対応する周波数をドップラー周波数として検出する。
　また、レーダ信号検出部５８は、ピークを有する周波数領域の信号を含んでいる二次元データから遅延時間を取得する。
　これにより、レーダ信号検出部５８によって、ドップラー周波数と遅延時間が、レーダ信号として検出されている。
　通信信号検出部６０は、フーリエ変換回路４８から出力された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号＃１～＃Ｎｃから、複素シンボル＃１～＃Ｎｃを検出する。
　通信信号検出部６０は、それぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃをビット信号＃１～＃Ｎｃに変換する。
　通信信号検出部６０は、それぞれのビット信号＃１～＃Ｎｃを並列直列変換回路６１に出力する。
　並列直列変換回路６１は、通信信号検出部６０から出力されたＮｃ個のビット信号＃１～＃Ｎｃを時系列信号に変換し、時系列信号である通信信号を出力する。
　並列直列変換回路６１から出力される時系列信号の順番は、事前決まっている順番である。時系列信号の出力順序として、例えば、割り当てられているサブキャリア周波数が低い複素シンボルに係るビット信号から先に出力される順番が考えられる。
　以上の実施の形態１は、レーダ信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換するレーダ信号変換部１１と、通信信号に含まれている複数のビット信号のそれぞれを複素シンボルにマッピングし、それぞれの複素シンボルにサブキャリア周波数を割り当てる周波数割当部１５と、レーダ信号変換部１１により変換されている複数の周波数領域の信号とサブキャリア周波数が割り当てられている複数の複素シンボルとを周波数領域で多重化し、周波数領域で多重化した信号である多重化信号を出力する多重化部１９と、多重化部１９から出力された多重化信号を時間領域の信号に変換する多重化信号変換部２０とを備えるように、送信装置１を構成した。したがって、送信装置１は、検出対象の目標が自動車よりも高速に移動する飛行機などの場合でも、受信装置２又は送受信装置において、目標を検出することが可能なレーダ信号と、通信信号との双方を送信することができる。
　また、実施の形態１は、送受信部３１により繰り返し受信されたパルス信号のそれぞれを周波数領域の信号に変換するパルス信号変換部４１と、レーダ信号の参照信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換して、それぞれの周波数領域の信号の複素共役信号を出力する参照信号変換部４９と、パルス信号変換部４１により変換されたそれぞれの周波数領域の信号と、参照信号変換部４９から出力されたそれぞれの複素共役信号との積を時間領域の信号に変換する時間領域信号出力部５４と、時間領域信号出力部５４により変換された時間領域の信号から、レーダ信号を検出するレーダ信号検出部５８と、パルス信号変換部４１により変換されたそれぞれの周波数領域の信号のうち、複数の複素シンボルが割り当てられている周波数領域の信号から、複数の複素シンボルに対応するビット信号を含む通信信号を復調する復調部５９とを備えるように、受信装置２を構成した。したがって、受信装置２は、検出対象の目標が自動車よりも高速に移動する飛行機などの場合でも、目標を検出することが可能なレーダ信号と通信信号を一緒に受信することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１の送受信装置では、参照信号生成部５０により生成される複製信号はレーダ信号であり、レーダ信号を周波数領域の信号に変換している。
　実施の形態２では、複製信号をレーダ信号とする代わりに、パルス信号生成部２３により生成されたパルス信号を周波数領域の信号に変換している送受信装置について説明する。
　図７は、実施の形態２による送受信装置を示す構成図である。図７において、図１と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　参照信号変換部７１は、直列並列変換回路７２、フーリエ変換回路５２及びＮｐ個の複素共役部５３を備えている。
　参照信号変換部７１は、参照信号生成部５０を備えていない。
　直列並列変換回路７２は、パルス化回路２４ａにより生成されたパルス信号の実部と、パルス化回路２４ｂにより生成されたパルス信号の虚部とから複素信号を生成する。
　直列並列変換回路７２は、Ｎｐ個の複素信号＃１～＃Ｎｐを生成すると、Ｎｐ個の複素信号＃１～＃Ｎｐを並列信号＃１～＃Ｎｐとしてフーリエ変換回路５２に出力する。
　次に、図７に示す送受信装置の動作について説明する。
　参照信号変換部７１以外の動作は、図１に示す送受信装置と同様であるため、ここでは、参照信号変換部７１の動作だけを説明する。
　直列並列変換回路７２は、パルス化回路２４ａからパルス信号の実部を受けて、パルス化回路２４ｂからパルス信号の虚部を受ける毎に、パルス信号の実部とパルス信号の虚部とから複素信号を生成する。
　直列並列変換回路７２は、Ｎｐ個の複素信号＃１～＃Ｎｐを生成すると、Ｎｐ個の複素信号＃１～＃Ｎｐを並列信号＃１～＃Ｎｐとしてフーリエ変換回路５２に出力する。
　フーリエ変換回路５２は、直列並列変換回路７２から並列信号＃１～＃Ｎｐを受けると、並列信号＃１～＃Ｎｐを周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐに変換し、周波数領域の信号＃１～＃ＮｐをＮｐ個の複素共役部５３に出力する。
　Ｎｐ個の複素共役部５３は、フーリエ変換回路５２から出力された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐの複素共役信号を相関処理部５５に出力する。
　以上の実施の形態２では、参照信号変換部７１が、複製信号を複数の並列信号とする代わりに、パルス信号生成部２３により生成された複数のパルス信号を周波数領域の信号に変換するように、受信装置２を構成した。したがって、受信装置２は、通信情報が変化しても、相関処理部５５における相関処理精度の低下を防いで、レーダ信号検出部５８におけるレーダ信号の検出性能を維持することができる。
実施の形態３．
　実施の形態１の送受信装置では、レーダ信号生成部１２が、レーダ信号である時系列信号として、時間Ｔ秒内で一定の振幅値を有する複数のパルス信号を生成している。
　即ち、実施の形態１の送受信装置では、レーダ信号生成部１２が、時間の経過に伴って周波数が変化するチャープ信号によって変調されていない複数のパルス信号を生成している。
　実施の形態３の送受信装置では、レーダ信号生成部１２が、レーダ信号である時系列信号として、チャープ信号によって変調された複数のパルス信号を生成するものとする。
　実施の形態３の送受信装置を示す構成図は、実施の形態１の送受信装置と同様に、図１である。
　レーダ信号生成部１２が、チャープ信号によって変調された複数のパルス信号を生成する場合、チャープ信号によって変調されていない複数のパルス信号を生成する場合と比べて、送受信装置は、より大きなドップラーシフトの発生に対応可能である。
　したがって、送受信装置は、アンテナ３３から送信される高周波パルス信号の周波数と、アンテナ３３により受信される高周波パルス信号の周波数との周波数差が大きい場合でも、相関処理部５５における相関処理精度の低下を防ぐことができる。
実施の形態４．
　実施の形態１の送受信装置では、多重化部１９から出力された多重化信号＃１～＃Ｎｒが多重化信号変換部２０に直接出力されている。
　実施の形態４では、多重化部１９と多重化信号変換部２０の間に、波形調整部８１が設けられている送受信装置について説明する。
　図８は、実施の形態４による送受信装置を示す構成図である。図８において、図１と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　波形調整部８１は、波形制御部８２及び係数乗算部８３を備えている。
　波形調整部８１は、多重化部１９と多重化信号変換部２０の間に配置されている。
　波形調整部８１は、多重化部１９から出力された多重化信号＃１～＃Ｎｒに含まれている周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃにおけるそれぞれの波形を調整する。
　波形調整部８１は、波形調整後のそれぞれの周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び波形調整後のそれぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃを多重化信号変換部２０に出力する。
　波形制御部８２は、多重化信号＃１～＃Ｎｒのそれぞれが時間領域の信号＃１～＃Ｎｒに変換されたとき、それぞれの時間領域の信号＃１～＃Ｎｒのピーク電力に対する瞬時電力の比が１に近づくような複素係数αｎをそれぞれ算出する。複素係数αｎは、複素数であり、波形制御部８２は、Ｎｒ個の複素係数αｎを算出する。
　波形制御部８２は、それぞれの複素係数αｎを係数乗算部８３に出力する。
　係数乗算部８３は、Ｎｒ個のミクサ８３ａを備えている。
　係数乗算部８３は、周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃのそれぞれに、波形制御部８２から出力されたそれぞれの複素係数αｎを乗算する。
　係数乗算部８３は、係数乗算後のそれぞれの周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び係数乗算後のそれぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃをフーリエ逆変換回路２１に出力する。
　Ｎｒ個のミクサ８３ａは、周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃのうち、いずれか１つの信号と、Ｎｒ個の複素係数αｎのうち、いずれか１つの複素係数とを乗算する。
　次に、図８に示す送受信装置について説明する。
　ただし、波形調整部８１以外は、図１に示す送受信装置と同様であるため、ここでは、波形調整部８１の動作だけを説明する。
　まず、周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃのそれぞれは、以下の式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
式（１）において、Ｂｎは、周波数領域の信号又は複素シンボルの信号振幅、φｎは、周波数領域の信号又は複素シンボルの信号位相である。
　時間領域の信号は、周波数領域の信号をフーリエ変換することによって求めることができる。
　したがって、多重化された周波数領域の信号＃１～＃Ｎｒが時間領域の信号＃１～＃Ｎｒに変換された場合、それぞれの時間領域の信号＃１～＃Ｎｒであるｘｉは、以下の式（２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　式（２）において、ｉは、時刻を示す変数である。
　時間領域の信号ｘｉは、図６のようになり、時間領域の信号ｘｉのピーク電力は、以下の式（３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　式（３）において、ｊは、パルス内の時間サンプリングを示す変数である。
　時間領域の信号ｘｉのピーク電力に対する瞬時電力｜ｘｉ｜２の比を指標とする評価関数Ｆは、以下の式（４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　式（４）において、Ｎｓは、パルス内の時間サンプリングの総数である。
　波形制御部８２は、それぞれの時間領域の信号ｘｉについて、例えば、非線形最適化手法によって、評価関数Ｆが最小になるＮｒ個の複素係数αｎをそれぞれ算出する。
　波形制御部８２は、それぞれの時間領域の信号ｘｉについてのＮｒ個の複素係数αｎを係数乗算部８３に出力する。
　係数乗算部８３は、波形制御部８２からＮｒ個の複素係数αｎを受けると、以下の式（５）に示すように、周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃのそれぞれに、それぞれの複素係数αｎを乗算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　係数乗算部８３は、それぞれの時間領域の信号ｘｉとして、係数乗算後のそれぞれの周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び係数乗算後のそれぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃをフーリエ逆変換回路２１に出力する。
　以上の実施の形態４は、波形調整部８１が、多重化部１９により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルのそれぞれが時間領域の信号に変換されたとき、それぞれの時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比が１に近づくように、多重化部１９により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルにおけるそれぞれの波形を調整するように、送信装置１を構成した。したがって、送信装置１は、時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比を１に近づけることができるため、アンテナ３３から送信される高周波パルス信号の平均電力が向上し、レーダ信号検出部５８におけるレーダ信号の検出性能を高めることができる。
実施の形態５．
　実施の形態４の送受信装置では、波形調整部８１が、時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比が１に近づくように、多重化部１９により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルにおけるそれぞれの波形を調整している。
　実施の形態５では、波形調整部８１が、時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比が目標値に近づくように、複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルにおけるそれぞれの波形を調整する送受信装置について説明する。
　実施の形態５の送受信装置を示す構成図は、実施の形態４の送受信装置と同様に、図８である。
　時間領域の信号ｘｉのピーク電力に対する瞬時電力｜ｘｉ｜２の比を指標とする評価関数Ｆは、以下の式（６）のように表すことも可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　式（６）において、Ｐｇｏａｌは、目標値である。目標値は、波形制御部８２の内部メモリに格納されているものとしてもよいし、外部から与えられるものとしてもよい。
　波形制御部８２は、それぞれの時間領域の信号ｘｉについて、例えば、非線形最適化手法によって、評価関数Ｆが最小になるＮｒ個の複素係数αｎをそれぞれ算出する。
　波形制御部８２は、それぞれの時間領域の信号ｘｉについてのＮｒ個の複素係数αｎを係数乗算部８３に出力する。
　係数乗算部８３は、波形制御部８２からＮｒ個の複素係数αｎを受けると、式（５）に示すように、周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃのそれぞれに、それぞれの複素係数αｎを乗算する。
　係数乗算部８３は、それぞれの時間領域の信号ｘｉとして、係数乗算後のそれぞれの周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び係数乗算後のそれぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃをフーリエ逆変換回路２１に出力する。
　以上の実施の形態５は、波形調整部８１が、多重化部１９により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルのそれぞれが時間領域の信号に変換されたとき、それぞれの時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比が目標値に近づくように、多重化部１９により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルにおけるそれぞれの波形を調整するように、送信装置１を構成した。したがって、送信装置１は、時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比を目標値に近づけることができるため、通信情報が変化しても、時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比を概ね一定に保持することができる。したがって、送信装置１は、通信情報が変化しても、レーダ信号検出部５８におけるレーダ信号の検出性能を概ね一定に保持することができる。
実施の形態６．
　実施の形態６の送信装置１では、レーダ信号生成部１２が、レーダ信号である時系列信号として、チャープ信号によって変調された複数のパルス信号を生成するものとする。
　また、実施の形態６の送信装置１では、波形制御部８２により算出される複素係数αｎが、正の実数に制限されるものとする。
　実施の形態６の送受信装置を示す構成図は、実施の形態４の送受信装置と同様に、図８である。
　実施の形態６の送信装置１では、レーダ信号がチャープ信号によって変調された複数のパルス信号であり、複素係数αｎが正の実数に制限されるため、周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃにおけるそれぞれの振幅のみが調整されて、それぞれの位相φｎは保持されるようになる。
　波形制御部８２は、式（４）に示す評価関数Ｆ又は式（６）に示す評価関数Ｆが最小になるＮｒ個の複素係数αｎを算出する。しかし、波形制御部８２により算出される複素係数αｎは、振幅のみを調整する係数である。
　波形制御部８２は、それぞれの時間領域の信号ｘｉについてのＮｒ個の複素係数αｎを係数乗算部８３に出力する。
　係数乗算部８３は、波形制御部８２からＮｒ個の複素係数αｎを受けると、式（５）に示すように、周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃのそれぞれに、それぞれの複素係数αｎを乗算する。
　係数乗算部８３は、それぞれの時間領域の信号ｘｉとして、係数乗算後のそれぞれの周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び係数乗算後のそれぞれの複素シンボル＃１～＃Ｎｃをフーリエ逆変換回路２１に出力する。
　実施の形態６の送信装置１では、周波数領域の信号＃１～（＃Ｎｒ－＃Ｎｃ）及び複素シンボル＃１～＃Ｎｃの位相φｎが保持される。したがって、アンテナ３３から送信される高周波パルス信号の周波数と、アンテナ３３により受信される高周波パルス信号の周波数との周波数差が大きい場合でも、相関処理部５５における相関処理精度の低下を防ぐことができる。したがって、送受信装置は、レーダ信号検出部５８におけるレーダ信号の検出性能を維持することができる。
実施の形態７．
　実施の形態７では、アンテナ３３により受信された高周波パルス信号が有しているドップラーシフトを除去する機能と、通信信号の位相回転を補償する機能とを有する送受信装置について説明する。
　図９は、実施の形態７による送受信装置における受信装置２の一部を示す構成図である。図９において、図１と同一符号は同一又は相当部分を示すので説明を省略する。
　パルス信号変換部９０は、受信用増幅器４２、受信用局部発振器４３、移相器４４、受信用ミクサ４５ａ，４５ｂ、Ａ／Ｄ変換器４６ａ，４６ｂ、直列並列変換回路４７及びフーリエ変換回路４８を備えている。
　また、パルス信号変換部９０は、ドップラーシフト補償部９１の一部として、ミクサ９３ａ，９３ｂ及びローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」と称する）９４ａ，９４ｂを備えている。
　パルス信号変換部９０は、図１に示すパルス信号変換部４１と同様に、送受信部３１により繰り返し受信された高周波パルス信号のそれぞれを周波数領域の信号に変換する。
　ドップラーシフト補償部９１は、基準信号源９２、ミクサ９３ａ，９３ｂ及びＬＰＦ９４ａ，９４ｂを備えている。
　ドップラーシフト補償部９１は、レーダ信号検出部５８により検出されたドップラー周波数に基づいて、送受信部３１により受信された高周波パルス信号が有しているドップラーシフトを除去する。
　基準信号源９２は、レーダ信号検出部５８により検出されたドップラー周波数を示す周波数信号をミクサ９３ａ，９３ｂに出力する信号源である。
　ミクサ９３ａは、Ａ／Ｄ変換器４６ａから出力された複素信号の実部に、基準信号源９２から出力された周波数信号を乗算し、周波数信号乗算後の複素信号の実部をＬＰＦ９４ａに出力する。
　ミクサ９３ｂは、Ａ／Ｄ変換器４６ｂから出力された複素信号の虚部に、基準信号源９２から出力された周波数信号を乗算し、周波数信号乗算後の複素信号の虚部をＬＰＦ９４ｂに出力する。
　ＬＰＦ９４ａは、ミクサ９３ａから出力された複素信号の実部のうち、低周波成分のみを通過させるフィルタである。
　ＬＰＦ９４ｂは、ミクサ９３ｂから出力された複素信号の虚部のうち、低周波成分のみを通過させるフィルタである。
　位相回転補償部９５は、フーリエ変換回路４８から出力されたそれぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号を取得する。
　位相回転補償部９５は、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号を、レーダ信号検出部５８により検出されたレーダ信号で除算することで、復調部５９により復調される通信信号の位相回転を補償する。
　位相回転補償部９５は、レーダ信号で除算したそれぞれの周波数領域の信号を通信信号検出部６０に出力する。
　次に、図９に示す受信装置２の動作について説明する。
　レーダ信号検出部５８は、検出したレーダ信号を位相回転補償部９５に出力し、検出したドップラー周波数をドップラーシフト補償部９１の基準信号源９２に通知する。
　基準信号源９２は、レーダ信号検出部５８からドップラー周波数の通知を受けると、ドップラー周波数を示す周波数信号をミクサ９３ａ，９３ｂに出力する。
　ドップラーシフト補償部９１のミクサ９３ａは、Ａ／Ｄ変換器４６ａから出力された複素信号の実部に、基準信号源９２から出力された周波数信号を乗算し、周波数信号乗算後の複素信号の実部をＬＰＦ９４ａに出力する。
　ミクサ９３ｂは、Ａ／Ｄ変換器４６ｂから出力された複素信号の虚部に、基準信号源９２から出力された周波数信号を乗算し、周波数信号乗算後の複素信号の虚部をＬＰＦ９４ｂに出力する。
　ミクサ９３ａ，９３ｂが、ドップラー周波数を示す周波数信号を複素信号に乗算することで、複素信号の周波数とドップラー周波数との差の周波数成分のみが抽出されるため、複素信号が有するドップラーシフトを除去することができる。
　ＬＰＦ９４ａは、ミクサ９３ａから複素信号の実部を受けると、複素信号の実部に含まれているノイズなどの高周波成分を除去することで、複素信号の実部に含まれている低周波成分のみを直列並列変換回路４７に出力する。
　ＬＰＦ９４ｂは、ミクサ９３ｂから複素信号の虚部を受けると、複素信号の虚部に含まれているノイズなどの高周波成分を除去することで、複素信号の虚部に含まれている低周波成分のみを直列並列変換回路４７に出力する。
　位相回転補償部９５は、フーリエ変換回路４８から出力されたそれぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号を取得する。
　位相回転補償部９５は、レーダ信号検出部５８からレーダ信号を受けると、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号をレーダ信号で除算することで、復調部５９により復調される通信信号の位相回転を補償する。
　レーダ信号検出部５８により検出されたレーダ信号には、信号の伝搬遅延及び伝搬路のそれぞれに起因する位相回転が加わっている。位相回転補償部９５が、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号をレーダ信号で除算することで、当該位相回転が除去される。
　位相回転補償部９５は、レーダ信号で除算したそれぞれの周波数領域の信号＃１～＃Ｎｃを通信信号検出部６０に出力する。
　以上の実施の形態７は、レーダ信号検出部５８により検出されたドップラー周波数に基づいて、送受信部３１により受信されたパルス信号が有しているドップラーシフトを除去するドップラーシフト補償部９１を備えるように、受信装置２を構成した。したがって、受信装置２は、ドップラーシフトによって、アンテナ３３から送信される高周波パルス信号の周波数と、アンテナ３３により受信される高周波パルス信号の周波数との周波数差が大きくなる場合でも、相関処理部５５における相関処理精度の低下を防ぐことができる。したがって、受信装置２は、レーダ信号検出部５８におけるレーダ信号の検出性能を維持することができる。
　以上の実施の形態７は、パルス信号変換部９０により変換されたそれぞれの周波数領域の信号のうち、複数の複素シンボルが割り当てられている周波数領域の信号を、レーダ信号検出部５８により検出されたレーダ信号で除算することで、復調部５９により復調される通信信号の位相回転を補償する位相回転補償部９５を備えるように、受信装置２を構成した。したがって、復調部５９では、信号の伝搬遅延及び伝搬路のそれぞれに起因する位相回転が加わっていない通信信号を検出することが可能になる。
　図９に示す受信装置２では、位相回転補償部９５が、レーダ信号検出部５８により検出されたレーダ信号を用いて、復調部５９により復調される通信信号の位相回転を補償している。しかし、これは一例に過ぎず、位相回転補償部９５は、フーリエ逆変換回路５６から出力された時間領域の信号を用いて、復調部５９により復調される通信信号の位相回転を補償するようにしてもよい。
　具体的には、位相回転補償部９５は、フーリエ逆変換回路５６からＮｐ個のパルス間フーリエ変換回路５７ａに出力される時間領域の信号＃１～＃Ｎｐのうち、ピークを有する周波数領域の信号に対応している時間領域の信号を取得する。
　位相回転補償部９５は、複素シンボル＃１～＃Ｎｃが割り当てられている周波数領域の信号を、ピークを有する周波数領域の信号に対応している時間領域の信号で除算することで、復調部５９により復調される通信信号の位相回転を補償する。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明は、複数のパルス信号のそれぞれを目標に向けて順番に送信する送信装置に適している。
　この発明は、目標に反射されたパルス信号を繰り返し受信する受信装置に適している。
　この発明は、複数のパルス信号のそれぞれを目標に向けて順番に送信し、目標に反射されたパルス信号を繰り返し受信する送受信装置に適している。
　１　送信装置、２　受信装置、１１　レーダ信号変換部、１２　レーダ信号生成部、１３　直列並列変換回路、１４　フーリエ変換回路、１５　周波数割当部、１６　通信信号生成部、１７　直列並列変換回路、１８　シンボルマッパ、１９　多重化部、１９ａ　多重化信号に含まれている周波数領域の信号、１９ｂ　多重化信号に含まれている複素シンボル、２０　多重化信号変換部、２１　フーリエ逆変換回路、２２　並列直列変換回路、２３　パルス信号生成部、２４ａ，２４ｂ　パルス化回路、２５ａ，２５ｂ　Ｄ／Ａ変換器、２６　送信用局部発振器、２７　移相器、２８ａ，２８ｂ　送信用ミクサ、２９　信号合成回路、３０　送信用増幅器、３１　送受信部（送信部、受信部）、３２　送受切替回路、３３　アンテナ、４１　パルス信号変換部、４２　受信用増幅器、４３　受信用局部発振器、４４　移相器、４５ａ，４５ｂ　受信用ミクサ、４６ａ，４６ｂ　Ａ／Ｄ変換器、４７　直列並列変換回路、４８　フーリエ変換回路、４９　参照信号変換部、５０　参照信号生成部、５１　直列並列変換回路、５２　フーリエ変換回路、５３　複素共役部、５４　時間領域信号出力部、５５　相関処理部、５５ａ　ミクサ、５６　フーリエ逆変換回路、５７　周波数領域信号出力部、５７ａ　パルス間フーリエ変換回路、５８　レーダ信号検出部、５９　復調部、６０　通信信号検出部、６１　並列直列変換回路、７１　参照信号変換部、７２　直列並列変換回路、８１　波形調整部、８２　波形制御部、８３　係数乗算部、８３ａ　ミクサ、９０　パルス信号変換部、９１　ドップラーシフト補償部、９２　基準信号源、９３ａ，９３ｂ　ミクサ、９４ａ，９４ｂ　ＬＰＦ、９５　位相回転補償部。

Claims (16)

  1. 　レーダ信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換するレーダ信号変換部と、
    　通信信号に含まれている複数のビット信号のそれぞれを複素シンボルにマッピングし、それぞれの複素シンボルにサブキャリア周波数を割り当てる周波数割当部と、
    　前記レーダ信号変換部により変換されている複数の周波数領域の信号と前記サブキャリア周波数が割り当てられている複数の複素シンボルとを周波数領域で多重化し、周波数領域で多重化した信号である多重化信号を出力する多重化部と、
    　前記多重化部から出力された多重化信号を時間領域の信号に変換する多重化信号変換部と、
    　前記多重化信号変換部により変換された時間領域の信号からパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
    　前記パルス信号生成部により生成されたパルス信号を目標に向けて送信する送信部と
    　を備えた送信装置。
  2. 　前記レーダ信号変換部は、前記レーダ信号である時系列信号として、時間の経過に伴って周波数が変化するチャープ信号とすることを特徴とする請求項１記載の送信装置。
  3. 　目標に反射されたパルス信号を繰り返し受信する受信部と、
    　前記受信部により繰り返し受信されたパルス信号のそれぞれを周波数領域の信号に変換するパルス信号変換部と、
    　前記レーダ信号の参照信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換して、それぞれの周波数領域の信号の複素共役信号を出力する参照信号変換部と、
    　前記パルス信号変換部により変換されたそれぞれの周波数領域の信号と、前記参照信号変換部から出力されたそれぞれの複素共役信号との積を時間領域の信号に変換する時間領域信号出力部と、
    　前記時間領域信号出力部により変換された時間領域の信号から、前記レーダ信号を検出するレーダ信号検出部と、
    　前記パルス信号変換部により変換されたそれぞれの周波数領域の信号のうち、前記複数の複素シンボルが割り当てられている周波数領域の信号から、前記複数の複素シンボルに対応するビット信号を含む通信信号を復調する復調部と
    　を備えた受信装置。
  4. 　前記目標に向けて送信されるパルス信号の間隔で、前記時間領域信号出力部により変換されたそれぞれの時間領域の信号を蓄積し、蓄積した時間領域の信号であるそれぞれの時系列信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域信号出力部とを備え、
    　前記レーダ信号検出部は、前記周波数領域信号出力部により変換された周波数領域の信号から、前記レーダ信号を検出することを特徴とする請求項３記載の受信装置。
  5. 　パルス信号を目標に向けて送信する送信装置と、前記送信装置からパルス信号が送信されたのち、前記目標に反射されたパルス信号を繰り返し受信する受信装置とを備えており、
    　前記送信装置は、
    　レーダ信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換するレーダ信号変換部と、
    　通信信号に含まれている複数のビット信号のそれぞれを複素シンボルにマッピングし、それぞれの複素シンボルにサブキャリア周波数を割り当てる周波数割当部と、
    　前記レーダ信号変換部により変換されている複数の周波数領域の信号と前記サブキャリア周波数が割り当てられている複数の複素シンボルとを周波数領域で多重化し、周波数領域で多重化した信号である多重化信号を出力する多重化部と、
    　前記多重化部から出力された多重化信号を時間領域の信号に変換する多重化信号変換部と、
    　前記多重化信号変換部により変換された時間領域の信号からパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
    　前記パルス信号生成部により生成されたパルス信号を目標に向けて送信する送信部と
    　を備えていることを特徴とする送受信装置。
  6. 　前記受信装置は、
    　前記目標に反射されたパルス信号を繰り返し受信する受信部と、
    　前記受信部により繰り返し受信されたパルス信号のそれぞれを周波数領域の信号に変換するパルス信号変換部と、
    　前記レーダ信号の参照信号である時系列信号を周波数領域の信号に変換して、それぞれの周波数領域の信号の複素共役信号を出力する参照信号変換部と、
    　前記パルス信号変換部により変換されたそれぞれの周波数領域の信号と、前記参照信号変換部から出力されたそれぞれの複素共役信号との積を時間領域の信号に変換する時間領域信号出力部と、
    　前記時間領域信号出力部により変換された時間領域の信号から、前記レーダ信号を検出するレーダ信号検出部と、
    　前記パルス信号変換部により変換されたそれぞれの周波数領域の信号のうち、前記複数の複素シンボルが割り当てられている周波数領域の信号から、前記複数の複素シンボルに対応するビット信号を含む通信信号を復調する復調部と
    　を備えていることを特徴とする請求項５記載の送受信装置。
  7. 　前記目標に向けて送信されるパルス信号の間隔で、前記時間領域信号出力部により変換されたそれぞれの時間領域の信号を蓄積し、蓄積した時間領域の信号であるそれぞれの時系列信号を周波数領域の信号に変換する周波数領域信号出力部とを備え、
    　前記レーダ信号検出部は、前記周波数領域信号出力部により変換された周波数領域の信号から、前記レーダ信号を検出することを特徴とする請求項６記載の送受信装置。
  8. 　前記レーダ信号検出部は、前記周波数領域信号出力部により変換された周波数領域の信号からドップラー周波数を検出するとともに、前記時間領域信号出力部により変換された時間領域の信号から、前記パルス信号の遅延時間を検出することを特徴とする請求項７記載の送受信装置。
  9. 　前記参照信号変換部は、前記パルス信号生成部により生成されたパルス信号を周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項６記載の送受信装置。
  10. 　前記レーダ信号変換部は、前記レーダ信号である時系列信号として、時間の経過に伴って周波数が変化するチャープ信号とすることを特徴とする請求項５記載の送受信装置。
  11. 　前記多重化部により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルにおけるそれぞれの波形を調整する波形調整部を備え、
    　前記多重化信号変換部は、前記波形調整部により波形が調整されたそれぞれの周波数領域の信号及び前記波形調整部により波形が調整されたそれぞれの複素シンボルを時間領域の信号に変換することを特徴とする請求項５記載の送受信装置。
  12. 　前記波形調整部は、前記多重化部により多重化された周波数領域の信号が時間領域の信号に変換されたとき、時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比が１に近づくように、前記多重化部により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルにおけるそれぞれの波形を調整することを特徴とする請求項１１記載の送受信装置。
  13. 　前記波形調整部は、前記多重化部により多重化された周波数領域の信号が時間領域の信号に変換されたとき、時間領域の信号のピーク電力に対する瞬時電力の比が目標値に近づくように、前記多重化部により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルにおけるそれぞれの波形を調整することを特徴とする請求項１１記載の送受信装置。
  14. 　前記波形調整部は、前記多重化部により多重化されている複数の周波数領域の信号及び複数の複素シンボルにおけるそれぞれの振幅のみを調整することで、波形を調整することを特徴とする請求項１１記載の送受信装置。
  15. 　前記レーダ信号検出部により検出されたドップラー周波数に基づいて、前記受信部により受信されたパルス信号が有しているドップラーシフトを除去するドップラーシフト補償部を備えたことを特徴とする請求項６記載の送受信装置。
  16. 　前記パルス信号変換部により変換されたそれぞれの周波数領域の信号のうち、前記複数の複素シンボルが割り当てられている周波数領域の信号を、前記レーダ信号検出部により検出されたレーダ信号又は前記時間領域信号出力部により変換されたそれぞれの時間領域の信号で除算することで、前記復調部により復調される通信信号の位相回転を補償する位相回転補償部を備えたことを特徴とする請求項６記載の送受信装置。
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