WO2019008670A1 - レーザレーダ装置 - Google Patents

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勝治 今城
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Definitions

  • the present invention relates to radar technology, and more particularly to laser radar technology that uses laser light to observe the state of a target such as particulate matter (for example, an aerosol).
  • a target such as particulate matter (for example, an aerosol).
  • Laser light is emitted to the atmosphere with particulate matter such as aerosol in the air (fine particles consisting of liquid or solid suspended in the air, cloud particles or atmospheric molecules), and scattered light reflected by the target is
  • particulate matter such as aerosol in the air (fine particles consisting of liquid or solid suspended in the air, cloud particles or atmospheric molecules)
  • scattered light reflected by the target is
  • a laser radar device that can receive and measure information indicating atmospheric conditions such as wind speed based on the received scattered light.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2009-162678.
  • a beam scanning optical system that scans the atmosphere with the transmission light of a laser beam and receives scattered light reflected by the atmosphere as reception light, and two wedges An optical axis correction unit that refracts the received light with a prism to compensate for an angle difference (optical axis angular deviation) between the transmitted light and the received light, and a branch from the output light of the optical axis correction unit and the transmitted light And a signal processing unit for performing heterodyne detection on the output light of the optical coupler.
  • the optical axis correction unit can optically compensate for the angular difference generated between the transmission light and the reception light with beam scanning, so the signal reception unit It is possible to measure the wind speed without lowering it.
  • WO 2016/117159 (eg, FIGS. 1 and 3)
  • the optical axis correction unit compensates for the difference in angle by controlling the rotational states of the two wedge prisms.
  • the optical axis correction unit is configured by two wedge prisms, an optical component that guides the received light to the wedge prisms, and a mechanism that mechanically rotates the wedge prisms, the response is improved.
  • the distance to the target is 100 m
  • the light propagation time from the point when the transmission light is emitted toward the target to the point when the scattered light reflected by the target is received is about 0.66 ⁇ sec.
  • the response time required to compensate for the angular difference is on the order of tens of nanoseconds (nanoseconds), depending on the received field of view and the scanning speed.
  • nanoseconds nanoseconds
  • a radar device has a plurality of light emitting ends, and a light source array that simultaneously emits a plurality of laser beams from the plurality of light emitting ends, and the plurality of laser beams from the plurality of laser beams.
  • An optical splitter that separates a portion of the light as transmission light and separates a plurality of local light components from the plurality of laser lights, an optical modulator that modulates the transmission light to generate modulated transmission light, and A transmission / reception optical system for receiving the modulated transmission light reflected by a target present in the external space as reception light while scanning the outside space with the modulation transmission light, combining the reception light and the plurality of local light components
  • An optical multiplexer that generates a plurality of interference light components by wave and a plurality of interference light components that are disposed at positions that optically correspond to a plurality of reception fields different from one another of the transmission and reception optical system, respectively
  • An optical receiver array including a plurality of optical receivers that generate a plurality of detection signals by wave forming, and a detection signal from among the plurality of detection signals according to the scanning speed of the transmission / reception optical system with respect to the external space It is characterized by comprising: a switch circuit to be selected; and a signal processing unit that calculates an observation
  • the present invention it is possible to select a high SNR detected signal having a high signal strength from among a plurality of detected signals corresponding to a plurality of reception visual fields according to the scanning speed of the transmission and reception optical system with respect to the external space. Therefore, even when an angle difference occurs between the modulated transmission light and the reception light, the observation amount indicating the state of the target can be calculated with high accuracy based on the selected detection signal. In addition, since the phase difference is compensated without requiring a mechanical structure that compensates the angle difference optically, high responsiveness can be realized.
  • FIG. 2 is a view showing a specific configuration example of a main part of the laser radar device of the first embodiment.
  • FIG. 2 is a view schematically showing a configuration example of an optical scanner of the laser radar device of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a plurality of reception fields of view of the optical antenna in the first embodiment.
  • FIG. 2 schematically shows a configuration of a signal processing unit in the laser radar device of the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a hardware configuration of a signal processing unit in Embodiment 1.
  • FIG. 7 is a diagram for describing an example of a selection method of reception channels according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining integration processing according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram schematically showing a configuration of a signal processing unit in a laser radar device of a second embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram for describing an example of a method of selecting a reception channel according to Embodiment 2.
  • It is a block diagram which shows schematic structure of the laser radar apparatus of Embodiment 3 which concerns on this invention.
  • It is a block diagram which shows schematic structure of the laser radar apparatus of Embodiment 4 which concerns on this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a laser radar device 1 according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a specific configuration example of the main part of the laser radar device 1.
  • the laser radar device 1 includes a light source array 10, an optical distributor 11, an optical modulator 12, an optical circulator 13, an optical antenna 14, an optical scanner 15, an optical multiplexer 16, an optical receiver array 17, A switch circuit 18, an A / D converter (analog-to-digital converter) 19, and a signal processing unit 20 are provided.
  • the transmission / reception optical system of the present embodiment is configured by the combination of the optical circulator 13, the optical antenna 14 and the optical scanner 15.
  • the light source array 10 has K light emitting ends (K is an integer of 3 or more) arranged spatially (two-dimensionally or three-dimensionally), and K lasers from these K light emitting ends
  • the lights L 1 to L K are emitted toward the light distributor 11.
  • the optical antenna 14 has K reception fields different from one another, and receives scattered light of K reception channels CH 1 , CH 2 ,..., CH K respectively through the K reception fields.
  • the number of laser beams L 1 to L K is the same as the number of reception channels CH 1 to CH K. Although the number of reception channels is three or more in this embodiment, the number of reception channels may be two without being limited thereto.
  • the light source array 10 includes a reference light source 101 that outputs a reference laser light, and one reference laser light input from the reference light source 101 via an optical waveguide as three laser lights L 1 to Yes and optical distribution device 102, and a light emitting end E1 ⁇ E3 respectively outputting toward the three laser beams L 1 ⁇ L 3 of input from the optical distribution device 102 to the optical divider 11 which distributes the L 3 doing.
  • a semiconductor laser or a solid state laser may be used as the reference light source 101.
  • the polarization state of the reference laser light is held so as to be a linear polarization state that is polarized in one direction.
  • a melting type optical fiber branch coupler or a filter type branch coupler an optical component that branches light using a dielectric multilayer film filter
  • An array laser having a plurality of light emitting surfaces may be employed as the light source array 10.
  • the light distributor 11 separates the transmission light components TL 1 to TL K from the input laser lights L 1 to L K , and the local light components LL from the laser lights L 1 to L K respectively. 1 to LL K are separated.
  • the optical distributor 11 outputs the transmission light TL including the transmission light components TL 1 to TL K to the optical modulator 12 and outputs the local light LL including the local light components LL 1 to LL K to the optical multiplexer 16.
  • a branch mirror or a beam splitter having a dielectric multilayer film filter may be used as the light distributor 11, for example.
  • the light distributor 11 is composed of a light guiding optical system 111 and a beam splitter 112.
  • the light guiding optical system 111 is an optical component for guiding the laser beams L 1 to L 3 input from the light source array 10 to the light incident surface of the beam splitter 112.
  • the beam splitter 112 transmits a part of the laser beams L 1 to L 3 input from the light guide optical system 111 as transmission light components TL 1 to TL 3 , and the laser beams L 1 to L K have a predetermined branching ratio.
  • the separated local light components LL 1 to LL 3 are reflected in the direction of the optical multiplexer 16.
  • the predetermined branching ratio may be determined by system design.
  • the optical modulator 12 performs frequency modulation and intensity modulation only on a part of transmission light components TL k of the transmission light components TL 1 to TL K input from the optical distributor 11. Accordingly, it shifts the frequency of the transmission light component TL k, and a modulator for pulsing the transmission light component TL k.
  • the optical modulator 12 generates modulated transmission light ML k (a series of pulse lights) having a predetermined pulse width T at a predetermined pulse repetition frequency (Pulse Repetitive Frequency, PRF) by frequency modulation and intensity modulation, and performs modulation transmission
  • the light ML k is output to the light circulator 13.
  • the optical modulator 12 also outputs a pulse trigger signal TS generated for pulsing the transmission light component TL k to the signal processing unit 20.
  • the pulse trigger signal TS is a signal representing the timing of pulsing of the transmission light component TL k .
  • the pulse width T corresponds to the distance resolution value. It is possible to set in advance a pulse width T corresponding to a desired distance resolution value. Also, in the light modulator 12, fixed pulse widths T and PRF set at the time of design may be used. Furthermore, when the output light intensity of the optical modulator 12 is insufficient, an optical amplifier for amplifying the output light of the optical modulator 12 may be provided downstream of the optical modulator 12. The optical modulator 12 may shift the frequency of transmission light using a phase modulator having a frequency shift function.
  • an optical modulator 12 for example, an AO frequency shifter (Acousto-Optical frequency shifter) or a known optical phase modulator may be used.
  • the pulse trigger signal TS for example, a TTL (Transistor-Transistor Logic) signal having a TTL level of 5 volts can be used.
  • the optical circulator 13 is a nonreciprocal optical device having three ports. That is, the optical circulator 13 has an optical input port through which light from the optical modulator 12 is incident, an optical input / output port through which light is incident from the optical antenna 14 and emits light to the optical antenna 14, and an optical multiplexer 16. And a light output port for emitting light.
  • the optical antenna 14 converts the modulated transmission light ML k input from the optical circulator 13 into parallel light and outputs the parallel light to the optical scanner 15.
  • Optical scanner 15 has a function of changing the irradiation direction of the outer space of the modulated transmission light ML k input from the optical antenna 14 (i.e., line-of-sight direction). Further, the optical scanner 15 can be repeatedly scanned a predetermined range of the external space modulation transmission light ML k input from the optical antenna 14.
  • Such an optical scanner 15 may be configured by, for example, a wedge prism, a galvano mirror or a polygon mirror, or a combination of these optical components.
  • FIG. 3 is a view schematically showing a configuration example of the light scanner 15 of the first embodiment.
  • the optical scanner 15 has a rotor 151 including a wedge prism 152, and a rotational drive unit 153 that rotationally drives the rotor 151 at an arbitrary speed about the optical axis OA.
  • the rotary drive unit 153 is configured to include a rotary motor such as a stepping motor and a rotary encoder (not shown).
  • the optical surface on the light antenna 14 side of the wedge prism 152 is perpendicular to the optical axis OA, and the optical surface on the outer space side of the wedge prism 152 is inclined to the optical axis OA.
  • the rotational drive unit 153 can scan the outside space with the laser beam by rotating the wedge prism 152 around the optical axis OA.
  • the rotation drive unit 153 outputs, to the signal processing unit 20, angle information AD indicating the current value of the scanning angle of the light scanner 15 detected by the built-in rotary encoder.
  • the scanning speed of the optical scanner 15 may be a value preset at the time of design.
  • the control signal for controlling the rotation of the rotor 151 is generated by the rotation drive unit 153, but is not limited to this.
  • the configuration of the signal processing unit 20 may be changed to generate a control signal that controls the rotation of the rotor 151.
  • the optical antenna 14 may be an aerosol in the external space (particulates suspended in the atmosphere, particles of liquid or solid), scattered light reflected back from targets such as cloud particles or atmospheric molecules, or structures or topography, etc.
  • the scattered light (diffuse light) reflected and returned by the hard target of (1) is received through the light scanner 15.
  • the optical circulator 13 shown in FIG. 1 outputs the scattered light, ie, the received light RL input from the optical antenna 14 to the optical multiplexer 16.
  • Such an optical antenna 14 can be configured, for example, using an optical telescope or a camera lens.
  • the optical antenna 14 may have a condensing adjustment function.
  • the optical circulator 13 is configured as a space propagation type optical device having a polarization beam splitter 131 and a wavelength plate 132.
  • the wave plate 132 converts linearly polarized light input from the light modulator 12 via the polarization beam splitter 131 into circularly polarized light, and converts circularly polarized light input from the optical antenna 14 into linearly polarized light (horizontally polarized light). It is a quarter wave plate to convert.
  • the polarization beam splitter 131 transmits linearly polarized light input from the light modulator 12 and reflects circularly polarized light input from the light antenna 14 in the direction of the optical multiplexer 16.
  • the optical antenna 14 shown in FIG. 1 has K reception fields different from each other for scattered light coming from a target.
  • Output to the FIG. 4 is a view showing an example of three reception visual fields (first to third reception visual fields) of the optical antenna 14.
  • the received viewing angle ⁇ per one reception channel is set equal to the divergence angle ⁇ of the transmitted laser beam (laser beam modulated transmission light ML k).
  • these reception fields of view are set so that different angular directions can be observed with an angular offset of ⁇ .
  • the value of the angular offset (for example, ⁇ / 2) may be set such that adjacent received fields of view overlap each other.
  • the optical multiplexer 16 multiplexes the local light LL input from the optical distributor 11 and the reception light RL input from the optical circulator 13 to form K interference light components.
  • the interference light CL including CL 1 ,..., CL K is generated, and the interference light CL, that is, the light beat signal is output to the light receiver array 17.
  • the optical multiplexer 16 can be configured, for example, using a branch mirror or a beam splitter having a dielectric multilayer film filter.
  • the light receiver array 17 has K light receivers arranged at positions respectively corresponding to the K reception fields of the light antenna 14. These K optical receivers perform heterodyne detection (frequency demodulation) on K interference light components CL 1 , CL 2 ,..., CL K to obtain K analog detection signals CS 1 , CS 2 ,. It may generate an analog detection signal group CS including CS K.
  • the k-th interference light component CL k is an interference light component generated by multiplexing the k-th local light component LL k and the k-th reception light component RL k .
  • the optical coupler 16 and the optical receiver array 17 may be configured to perform balanced detection.
  • Balanced detection makes it possible to reduce phase noise after heterodyne detection.
  • Switch circuit 18 in accordance with the scanning speed of the optical scanner 15, analog detection signals CS 1, CS 2, ..., and select the analog detection signal SS from the CS K, the selected analog detection signal SS A / D It can be output to the converter 19.
  • the signal processing unit 20 sequentially calculates the speed information SD indicating the scanning speed of the optical scanner 15 based on the angle information AD, and supplies the speed information SD to the switch circuit 18.
  • the angular misalignment theta d is the angle difference between the transmission direction of the laser beam (laser beam modulated transmission light ML k), and the arrival direction of the scattered light to the optical antenna 14.
  • the switch circuit 18 on the basis of the value of the angular misalignment theta d, and selects the reception channel CH p corresponding to the arrival direction of the scattered light, analog detection signals CS 1, CS 2, ..., received from the CS K
  • the analog detection signal SS corresponding to the channel CH p is selected.
  • the switch circuit 18 can select the output signal (analog detection signal) SS of the light receiver that optically corresponds to the reception field of view indicating the arrival direction of the scattered light.
  • analog detection signals CS 1, CS 2, ..., if CS K are added all for analog detection signal of the reception channel (reception field) to which the scattered light does not arrive is also added, SNR of the additional signal Will deteriorate.
  • the switch circuit 18 of this embodiment selects the analog detection signal SS of the reception channel (reception field of view) to which the scattered light arrives, the deterioration of the SNR caused by the angular deviation ⁇ d is avoided.
  • a delay time ⁇ (unit: second) from the time of transmission of the laser beam to the time of reception of scattered light
  • ⁇ ⁇ V scan unit: radian
  • the switch circuit 18 based on the angular deviation theta d, the delay time tau, whether to select which receiving channel can be predetermined.
  • ⁇ is a reception viewing angle per reception channel.
  • the switch circuit 18 may add the analog detection signals of the two or more selected reception channels and output the addition signal to the A / D converter 19. Thereby, a high SNR signal can be generated while securing a wide reception field of view.
  • the optical multiplexer 16 is configured to include a beam splitter 161, a reflection mirror 162, and condensing optical systems 163 and 164.
  • the optical receiver array 17 of FIG. 1 is composed of optical receivers Da1 to Da3 and optical receivers Db1 to Db3.
  • the sum of the optical receiver Da1, Db1 output signal corresponds to the analog detection signal CL 1
  • the sum of the optical receiver Da2, Db2 of the output signal corresponds to the analog detection signal CL 2
  • the optical receiver Da3, Db3 output the sum of the signal corresponds to an analog detection signal CL 3.
  • the switch circuit 18 of FIG. 1 is composed of a first switch 181, a second switch 182, an adder 183, and a channel selection circuit 184.
  • the reflection mirror 162 reflects the reception light RL input from the polarization beam splitter 131 in the direction of the beam splitter 161.
  • the beam splitter 161 transmits a part of the received light RL incident from the polarization beam splitter 131 via the reflecting mirror 162 in the direction of one of the condensing optical systems 163, and the remaining part of the received light RL is collected by the other condensing optical system.
  • the beam splitter 161 reflects a part of the local light LL incident from the light distributor 11 in the direction of one of the focusing optical systems 163, and the remaining part of the local light LL is reflected by the other focusing optical system 164. Transmit in the direction.
  • the beam splitter 161 outputs the interference light generated by combining the part of the reception light RL and the part of the local light LL to one of the condensing optical systems 163, and at the same time, the remaining part of the reception light RL. And the remaining light of the local light LL are output to the other focusing optical system 164.
  • the condensing optical system 163 condenses the interference light incident from the beam splitter 161 on the light receivers Da1 to Da3, and the condensing optical system 164 is incident from the beam splitter 161.
  • the interference light is condensed on the light receivers Db1 to Db3.
  • the optical receivers Da1, Da2, Da3 are respectively disposed at positions that optically correspond to the first reception field, the second reception field, and the third reception field in FIG. For this reason, the optical receivers Da1, Da2, Da3 detect three interference light components including three scattered light components respectively propagated from the first reception visual field, the second reception visual field, and the third reception visual field, respectively, and detect three interference light components. Can output an analog detection signal of
  • the light receivers Db1, Db2 and Db3 are also arranged at positions optically corresponding to the first reception field, the second reception field and the third reception field in FIG. For this reason, the optical receivers Db1, Db2 and Db3 detect three interference light components including three scattered light components respectively propagated from the first reception visual field, the second reception visual field and the third reception visual field, and Can output an analog detection signal of
  • the channel selection circuit 184 calculates an angular deviation ⁇ d corresponding to the delay time ⁇ from the time of transmission of the laser beam to the time of reception of the scattered light based on the speed information SD sequentially supplied from the signal processing unit 20 based on the calculated angular deviation theta d, selects a reception channel CH p corresponding to the arrival direction of the scattered light. Then, channel selection circuit 184 supplies a selection control signal CS for selecting an output representative of the analog detection signal CS p reception channel CH p to the first switch 181 and second switch 182.
  • the first switch 181 and the second switch 182 select the outputs Ss1 and Ss2 designated by the selection control signal CS from the outputs of the optical receivers Da1 to Da3 and Db1 to Db3, and select the selected outputs Ss1 and Ss1.
  • the signal Ss2 is supplied to the adder 183.
  • the A / D converter 19 samples the analog detection signal SS at the sampling frequency fs to generate a digital detection signal DS, and outputs the digital detection signal DS to the signal processing unit 20.
  • the A / D converter 19 for example, a double integration type A / D converter, a successive approximation type A / D converter, or a parallel comparison type A / D converter can be used.
  • the A / D converter 19 may generate the digital detection signal DS by sampling the analog detection signal SS in synchronization with the pulse trigger signal TS using the pulse trigger signal TS as a trigger.
  • the signal processing unit 20 illustrated in FIG. 1 has a function of calculating an observation amount indicating the state of the target based on the digital detection signal DS. As described later, the signal processing unit 20 calculates the sight line velocity and velocity vector of the target as an observation quantity indicating the state of the target such as particulate matter (for example, aerosol, cloud particles or atmospheric molecules) suspended in the air. Although it can be configured as such, the calculated observation quantities are not limited to the eye velocity and the velocity vector.
  • the light propagation time between the laser radar device 1 and the target can be measured based on the digital detection signal DS, and the distance (ranging value) to the target can be calculated based on the measured value of the light propagation time.
  • the signal processing unit 20 may be configured.
  • the laser radar device 1 may be configured such that the optical scanner 15 scans the surface of the target with the modulated transmission light ML k and the signal processing unit 20 measures the distance distribution with the target. This makes it possible to measure the three-dimensional shape of a target such as a mobile (for example, a vehicle, a human body or an animal), a terrain object or a structure.
  • a target such as a mobile (for example, a vehicle, a human body or an animal), a terrain object or a structure.
  • FIG. 5 is a block diagram schematically showing a configuration example of the signal processing unit 20 in the present embodiment.
  • the signal processing unit 20 shown in FIG. 5 calculates the signal spectrum (amplitude spectrum or power spectrum) of the digital detection signal DS, and calculates the eye velocity and the velocity vector indicating the movement state of the target based on the signal spectrum. Can.
  • the signal processing unit 20 generates M range bin signals (time domain) which respectively represent signal waveforms of the continuous M gate time domains (M is a positive integer of 3 or more) in the digital detection signal DS. signal) B 1, B 2, ...
  • a signal splitter 21 which divides the B M, these range bin signals B 1, B 2, ..., the frequency domain signal B M F 1, F 2, ..., respectively F M .., F M , the integrator 23 for calculating the integrated spectrum IS as the signal spectrum of the digital detection signal DS based on the frequency domain signals F 1 , F 2 ,.
  • the angle information AD sequentially supplied from the light scanner 15 and the vector calculator 27 for calculating the velocity vector v of the target.
  • Te and a scanning speed calculator 28 for calculating the speed information SD indicating the scanning rate of the optical scanner 15.
  • the velocity calculator 26 and the vector calculator 27 constitute an observable calculator according to this embodiment.
  • the hardware configuration of such a signal processing unit 20 can be realized by, for example, a processor having a semiconductor integrated circuit such as a digital signal processor (DSP), an application specific integrated circuit (ASIC), or a field-programmable gate array (FPGA). Just do it.
  • the hardware configuration of the signal processing unit 20 is realized by a processor including an arithmetic device such as a central processing unit (CPU) or a graphics processing unit (GPU) that executes program code of software or firmware read from the memory. It may be done.
  • FIG. 6 is a block diagram schematically showing a signal processing device 40 which is an example of a hardware configuration for realizing the function of the signal processing unit 20.
  • the signal processing device 40 includes a processor 41, a memory 42, an input interface unit 43, an output interface unit 44, and a signal path 45.
  • the signal path 45 is a bus for mutually connecting the processor 41, the memory 42, the input interface unit 43 and the output interface unit 44.
  • the input interface unit 43 has a function of transferring the digital detection signal DS input from the outside and the angle information AD (not shown) to the processor 41 via the signal path 45.
  • the processor 41 performs digital signal processing on the transferred digital detection signal DS to calculate the velocity vector v of the target, and calculates the velocity information SD based on the transferred angle information AD.
  • the processor 41 can output data indicating the velocity vector v to an external device (for example, a display device) via the signal path 45 and the output interface unit 44.
  • the processor 41 can also output the speed information SD to the switch circuit 18 via the signal path 45 and the output interface unit 44.
  • the memory 42 is a data storage area used when the processor 41 executes digital signal processing.
  • the memory 42 may have a data storage area for storing a program code of software or firmware executed by the processor 41.
  • a semiconductor memory such as a ROM (Read Only Memory) and an SDRAM (Synchronous Dynamic Random Access Memory) can be used.
  • the scanning speed calculator 28 sequentially calculates the speed information SD indicating the scanning speed of the light scanner 15 based on the angle information AD sequentially supplied from the light scanner 15, and supplies the speed information SD to the switch circuit 18.
  • the signal divider 21 receives as input the digital detection signal DS selected by the switch circuit 18, and M range bin signals (time domain signals) representing the signal waveforms of M continuous gate time domains respectively. ) Divide into B 1 , B 2 , ..., B M.
  • FIG. 7 is a graph for explaining the concept of range bins. In this graph, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents signal strength.
  • the transmission pulse Tw indicating the modulated transmission light ML k is repeatedly transmitted with a period of 1 / PRF. For each transmission (shot) of the transmission pulse Tw, the reception signal Rw of the scattered light reflected by the target is observed. Time t s is a measurement start time for each transmission (shot) of the transmission pulse Tw.
  • the received signal Rw is divided into range bins Rb 1 , Rb 2 ,..., Rb M over M gated time domains.
  • Range bin signals B 1, B 2, ..., B M these range bins Rb 1, Rb 2, ..., are those corresponding respectively to the Rb M.
  • the gate time (time width) for determining each range bin can be set as 2R res / c (c: speed of light).
  • a distance value corresponding to a delay timing until the A / D converter 19 starts A / D conversion according to the pulse trigger signal TS is represented by R min. It shall be.
  • a value of 40 can be set as the distance value R min .
  • the switch circuit 18 as illustrated in Figure 8, the receiving channels CH 1, CH 2, ..., analog detection signals CS 1, CS 2 of CH K, ..., CS K are input.
  • the switch circuit 18 receives to compensate for the angular deviation corresponding to the delay time ⁇ 1 or ⁇ 2 select the channel CH 1, selects an analog detection signal CS 1 of the reception channel CH 1 as an analog detection signal SS.
  • the switch circuit 18 selects the reception channel CH 2 to compensate for the angular deviation corresponding to the delay time ⁇ 3 or ⁇ 4 , and the reception channel CH 2.
  • the analog detection signal CS 2 is selected as an analog detection signal SS of.
  • the signal divider 21, M-number of range bins signals analog detection signal SS B 1, B 2, ..., is divided into B M.
  • Domain transform section 22 shown in FIG. 5 range bin signal B 1 obtained for each shot, B 2, ..., respectively into the frequency domain signals B M F 1, F 2, ..., is converted to F M.
  • the domain transformation unit 22 performs discrete Fourier transform on each of the range bin signals B 1 , B 2 ,..., B M to generate frequency domain signals F 1 , F 2 ,. Can be calculated.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • N FFT for example, 256 points
  • Integrator 23 for each shot, the frequency domain signal F 1, F 2, ..., range bin signals B 1, B 2, based on the F M, ..., B M each spectrum S (m, n) is calculated.
  • m 1 to M
  • N is the number of integrations designated by the user in advance.
  • the spectrum S (m, n) may be an amplitude spectrum that represents the relationship between frequency and signal amplitude, or a power spectrum that represents the relationship between frequency and power.
  • the integrator 23 integrates (incoherently integrates) high SNRs by integrating the spectra S (m, 1) to S (m, N) in the direction of the shot numbers for each range bin (range bin number m).
  • the signal spectrum IS (m) is calculated.
  • FIG. 9 is a diagram showing an outline of integration processing in the integrator 23.
  • integrator 23 can calculate the high SNR of the integration signal spectrum IS (1) by integrating the spectrum S (1,1) ⁇ S (1 , N). When this integration result is averaged by the number of integrations N, the SNR improves by N 1/2 times the number of integrations N.
  • incoherent integration is adopted, but instead of the incoherent integration, coherent integration may be adopted.
  • the integrator 23 integrates the integrated signal spectra IS (1) to IS (M) to calculate an integrated spectrum IS, and outputs the integrated spectrum IS to the velocity calculator 26.
  • Velocity calculator 26 detects the frequency of the peak position or gravity center position of the integrated spectrum IS as Doppler frequency f d. Then, the speed calculator 26 uses the Doppler frequency f d, the target velocity component, or the radial velocity Vr in the viewing direction corresponding to the angle information AD (Unit: m / s) is calculated.
  • the eye velocity Vr can be calculated according to the following equation (1).
  • ⁇ is the wavelength of the laser beam.
  • Vr ⁇ ⁇ f d / 2 (1)
  • the vector calculator 27 can calculate the velocity vector of the target based on the eye velocity Vr using a known vector synthesis method or VAD (Velocity Azimuth Display) method.
  • VAD Vector Azimuth Display
  • the eye velocity Vr is the horizontal wind velocity in the east-west direction (U), the horizontal wind velocity in the north-south direction (V), the vertical wind velocity (W), the elevation angle ( ⁇ ), and It is expressed by the following equation (2) using an azimuth angle ( ⁇ ) based on the north.
  • Vr Usin ⁇ sin ⁇ + V cos ⁇ sin ⁇ + W cos ⁇ (2)
  • the optical receiver array 17 has K optical receivers disposed at positions respectively corresponding to the K reception fields of the optical antenna 14, and the optical receivers include K interference light components. Are respectively detected to generate analog detection signals CS 1 to CS K.
  • the switch circuit 18 selects a high SNR analog detection signal SS having a high signal strength from the analog detection signals CS 1 to CS K respectively corresponding to the K receiving fields of view according to the scanning speed of the optical scanner 15. be able to.
  • the signal processing unit 20 can achieve high SNR
  • the observation amount indicating the state of the target can be calculated with high accuracy.
  • the laser radar device 1 compensates for the angular deviation with a short response time without requiring a mechanical structure for compensating for the angular difference as disclosed in Patent Document 1 above. Can. Therefore, even if the distance to the target is short, a high SNR digital detection signal DS can be obtained, so it is possible to calculate the observation amount with high accuracy.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a laser radar device 2 according to a second embodiment of the present invention.
  • the laser radar device 2 includes the light source array 10, the light distributor 11, the light modulator 12, the light circulator 13, the light antenna 14, the light scanner 15, and the light combining as in the first embodiment.
  • An optical receiver 16 and an optical receiver array 17 are provided.
  • the configuration of the laser radar device 2 of this embodiment is the A / D converter 19A and signal processing of FIG. 10 in place of the switch circuit 18, the A / D converter 19 and the signal processing unit 20 of the first embodiment.
  • the configuration is the same as that of the laser radar device 1 of the first embodiment except that the portion 20A is included.
  • a / D converter 19A is at a predetermined sampling frequency, analog detection signals CS 1, CS 2, ..., to sample each of the CS K, analog detection signals CS 1, CS 2, ..., CS K ( receiver channel CH 1, CH 2, ..., a digital detection signal DS 1, DS 2 respectively corresponding to the CH K), ..., and generates a DS K, these digital detection signals DS 1, DS 2, ..., signal processing DS K Output to section 20A.
  • the A / D converter 19A for example, a double integration type A / D converter, a successive approximation type A / D converter, or a parallel comparison type A / D converter can be used.
  • a / D converter 19A is the pulse trigger signal TS as a trigger, by sampling the analog detection signal group CS in synchronism with the pulse trigger signal TS, a digital detection signal DS 1, DS 2, ..., DS K May be generated.
  • the signal processing unit 20A a digital detection signal DS 1, DS 2, ..., DS K respective signal spectrum (integrated spectrum) IS 1, IS 2, ... , and calculates the IS K, these signals spectrum IS 1, IS 2, ..., digital detection signal DS 1, DS 2 based on the iS K, ..., DS K respective signal-to-noise power ratio R 1, R 2, ..., and calculates the R K.
  • FIG. 11 is a block diagram schematically showing a configuration example of the signal processing unit 20A in the second embodiment.
  • the signal processing unit 20A includes a signal divider 21A, a domain conversion unit 22A, an integrator 23A, an SNR calculator 24, a selector 25, a speed calculator 26, and a vector calculator 27.
  • the configuration of the signal processing unit 20A is the signal dividing unit 21A, the area converting unit 22A, the integrator 23A, and the SNR calculator in FIG. 11 instead of the signal dividing unit 21, the area converting unit 22 and the integrator 23 of the first embodiment.
  • the configuration is the same as the configuration of the signal processing unit 20 of the first embodiment except that it has a selector 24 and a selector 25.
  • Signal splitter 21A the digital detection signal DS 1, DS 2 obtained for each shot, ..., each digital detection signal DS k of DS K, M number respectively representing the signal waveform of the M gate time domain .., B k, and M.
  • the signal divider 21A outputs a range bin signal group RB k including M range bin signals B k, 1 , B k, 2 ,..., B k, M to the region conversion unit 22A for each reception channel CH k .
  • the range conversion unit 22A determines, for each shot, each of the range bin signal groups RF k of the range bin signal groups RF 1 , RF 2 ,..., RF K as M frequency domain signals F k, 1 ,. transformed into the frequency domain signal group RF k containing M, and outputs the frequency domain signal group RF k in the multiplier 23A. That is, region conversion unit 22A performs discrete Fourier transform on each of range bin signals B k, 1 , B k, 2 ,..., B k, M to obtain frequency domain signals F k, 1 , F k. , 2 ,..., F k, M can be calculated. As the discrete Fourier transform, Fast Fourier Transform (FFT) with FFT bin number N FFT (for example, 256 points) can be used.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the integrator 23A calculates an integrated spectrum IS k based on each frequency domain signal group RF k for each shot, and outputs the integrated spectrum IS k to the SNR calculator 24 and the selector 25.
  • the integrator 23A for each shot, the frequency domain signal F k, 1, F k, 2, ..., F k, the range bin signals B k based on M, 1, B k, 2, ..., Spectrum S k (m, n) of each of B k and M is calculated.
  • N is the number of integrations designated by the user in advance.
  • the spectrum S (k, m, n) may be an amplitude spectrum or a power spectrum.
  • the integrator 23A integrates the spectra S k (m, 1) to S k (m, N) in the direction of the shot numbers (incoherently integrates) for each range bin (range bin number m) to achieve high SNR Integral signal spectrum IS k (m) is calculated.
  • accumulator 23A is able to calculate the high SNR of the integration signal spectrum IS k (1) by integrating the spectrum S k (1,1) ⁇ S k (1, N) it can.
  • the SNR improves by N 1/2 times the number of integrations N.
  • incoherent integration is adopted, but instead of the incoherent integration, coherent integration may be adopted.
  • integrator 23A is integral signal spectrum IS k (1) to calculate an integrated spectrum IS k by integrating the ⁇ IS k (M), and outputs the integrated spectrum IS k in SNR calculator 24 and selector 25 Do.
  • the SNR calculator 24 the integrated spectrum IS 1, IS 2, ..., signal-to-noise power ratio from the IS K R 1, R 2, ..., and calculates the R K.
  • a known method may be used for the method of calculating the signal-to-noise power ratio R k , and it is not particularly limited.
  • the SNR calculator 24 can detect, for example, a peak value of the integrated spectrum IS k and calculate the ratio of the peak value to the noise level measured in advance as a signal-to-noise power ratio R k .
  • Selector 25 the signal-to-noise power ratio R 1, R 2, ..., integrated with R K spectrum IS 1, IS 2, ..., selects the integrated spectrum of the at least one high SNR from the IS K.
  • the selector 25 When one integrated spectrum is selected from the integrated spectra IS 1 , IS 2 ,..., IS K , the selector 25 outputs the selected integrated spectrum as it is as an integrated spectrum IS.
  • the selector 25 adds or averages the selected integrated spectra to calculate one integrated spectrum IS. And outputs the integrated spectrum IS to the velocity calculator 26.
  • selector 25 as illustrated in FIG.
  • reception channel CH 1, CH 2, ..., the integrated spectrum IS 1, IS 2 of CH K, ..., IS K are input.
  • the selector 25 uses the signal-to-noise power ratios R 1 , R 2 ,..., R K to compensate for the angular deviation corresponding to the delay time, and gives an integrated spectrum including frequency components exceeding the threshold TH. Select a channel. In the example of FIG.
  • the selector 25 selects the reception channel CH 1 to compensate for the angular deviation corresponding to the delay time tau 1 or tau 2, the integrated spectrum IS the integrated spectrum IS 1 of the reception channel CH 1 Can be output as Further, the selector 25 selects the reception channels CH 1 and CH 2 in order to compensate the angular deviation corresponding to the delay time ⁇ 3 , and adds the integrated spectra IS 1 and IS 2 of these reception channels CH 1 and CH 2. Alternatively, the noise reduction spectrum can be calculated by averaging, and this noise reduction spectrum can be output as an integrated spectrum IS. Further, selector 25 may select the reception channel CH 2 to compensate for the angular deviation corresponding to the delay time tau 4, it selects the integrated spectrum IS 2 of the reception channel CH 2 as the integrated spectrum IS.
  • the selector 25 calculates the noise reduction spectrum by adding or averaging the plurality of selected integrated spectra IS 1 and IS 2 , and this noise reduction spectrum is calculated.
  • the integrated spectrum IS is output to the speed calculator 26. This can improve the SNR.
  • Velocity calculator 26 the frequency of the peak position or gravity center position of the integrated spectrum IS detected as Doppler frequency f d, with reference to the Doppler frequency f d, it can be calculated radial velocity Vr corresponding to the angle information AD . Also, the vector calculator 27 can calculate the velocity vector v of the target based on the eye velocity Vr using a known vector synthesis method or VAD method.
  • the eye velocity Vr and the velocity vector v of the target are calculated as the observation amount indicating the state of the target, but the calculated observation amount is limited to the eye velocity Vr and the velocity vector v It is not a thing.
  • the signal processing unit 20A may be configured to have a functional block capable of calculating the distance (ranging value) between the laser radar device 2 and the target based on the integrated spectrum IS.
  • the hardware configuration of the signal processing unit 20A described above may be realized by, for example, a processor having a semiconductor integrated circuit such as a DSP, an ASIC, or an FPGA.
  • the hardware configuration of the signal processing unit 20A may be realized by a processor including an arithmetic device such as a CPU or a GPU that executes a program code of software or firmware read from a memory.
  • the function of the signal processing unit 20A may be realized using the signal processing device 40 shown in FIG.
  • selector 25 the signal-to-noise power ratio R 1, R 2, ..., the integrated spectrum IS 1, IS 2 with R K, ..., IS K And at least one high SNR integrated spectrum can be selected.
  • the selector 25 adds or averages the plurality of integrated spectra to reduce noise. Can be generated.
  • an angle difference (angle deviation) caused by the delay time occurs between the transmission direction of the modulated transmission light ML k and the arrival direction of the scattered light to the optical antenna 14, the integration output from the selector 25
  • An observable indicative of the state of the target can be calculated with high accuracy based on the spectrum or the noise reduction spectrum. In the present embodiment, it is possible to calculate the observation amount with high accuracy even under the situation where it is difficult to grasp the angle difference (angle deviation).
  • the laser radar device 2 of the present embodiment does not require a mechanical structure for compensating for the angle difference as disclosed in the above-mentioned patent document 1.
  • the angular deviation can be compensated with a short response time. Therefore, even if the distance to the target is short, the high SNR integrated spectrum IS can be obtained, and therefore, the observation amount can be calculated with high accuracy.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a laser radar device 3 according to a third embodiment of the present invention.
  • the configuration of the laser radar device 3 shown in FIG. 13 is the laser radar device of the first embodiment except that the light modulator 12A of FIG. 13 is included instead of the light modulator 12 of the first embodiment. It is the same as the configuration of 1.
  • the optical modulator 12A performs frequency modulation and intensity modulation on the transmission light TL input from the optical splitter 11, thereby shifting the frequency of the transmission light TL, and transmitting the transmission light TL. It is a modulator that pulsates.
  • the optical modulator 12A generates modulated transmission light ML (a series of pulse lights) including a plurality of modulated light components ML 1 to ML K and having a predetermined pulse width T at a predetermined PRF by frequency modulation and intensity modulation.
  • the modulated transmission light ML is output to the optical circulator 13.
  • the optical modulator 12A also outputs a pulse trigger signal TS generated for pulsing the transmission light TL to the signal processing unit 20.
  • the pulse trigger signal TS is a signal that represents the timing of pulsing of the transmission light TL.
  • the optical divider 11 outputs a plurality of transmitting light components TL 1 ⁇ TL K to the optical modulator 12A, an optical modulator 12A, these transmission light component TL 1 ⁇ by performing frequency modulation and intensity modulation in TL K, to generate a modulated transmission light ML that includes a plurality of modulated light components ML 1 ⁇ ML K. Therefore, the optical antenna 14 can transmit the modulated transmission light ML having a wide beam diameter and a wide beam spread angle through the optical scanner 15. Therefore, as described below, the reception aperture D of the optical antenna 14 can be improved, and the SNR of the received signal can also be improved.
  • the SNR of the reception signal is as follows:
  • the larger the f the larger the receiving aperture D.
  • the optical receiver array 17 receives the reception bore D of the optical antenna 14 field ⁇ improvement in both the value of it can.
  • the optical receiver array 17 adopts a heterodyne detection method that can receive only single mode laser light, a wide receiving field and a wide receiving aperture can be secured, so that the SNR can be improved.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a schematic configuration of a laser radar device 4 according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the configuration of the laser radar device 4 shown in FIG. 14 is the laser radar device of the second embodiment except that the light modulator 12A of FIG. 14 is included instead of the light modulator 12 of the second embodiment. It is the same as the configuration of 2.
  • the optical modulator 12A performs a plurality of modulations by performing frequency modulation and intensity modulation on the transmission light TL input from the optical distributor 11.
  • the modulated transmission light ML (a series of pulse lights) including the light components ML 1 to ML K is output to the optical circulator 13. Further, the optical modulator 12A outputs the pulse trigger signal TS to the signal processing unit 20.
  • the reception aperture D of the optical antenna 14 can be improved, and the SNR of the reception signal (analog detection signal CS) can also be improved.
  • Embodiments 1 to 4 As mentioned above, although various embodiments according to the present invention have been described with reference to the drawings, these embodiments are merely examples of the present invention, and various embodiments other than these embodiments can be adopted.
  • the pulse type laser radar devices 1 to 4 use pulse waves as transmission light
  • the present invention is not limited to the pulse type.
  • a CW (Continuous Wave) method using continuous wave laser light as transmission light may be applied to the laser radar devices 1 to 4.
  • the space propagation structure is described as the optical connection means between the optical components, but the present invention is not limited to this.
  • an optical waveguide structure using an optical fiber may be employed.
  • the velocity vector v is measured as the observation amount, but the observation amount is not limited to the velocity vector v.
  • the configuration of the signal processing units 20 and 20A may be appropriately changed such that the moving speed or the distance measurement value of a hard target such as a structure or a terrain object can be calculated using the integrated spectrum IS.
  • the external space is scanned using the optical scanner 15.
  • the method of scanning the external space is not limited to the method using the optical scanner 15.
  • a method of scanning the outside space with a laser beam emitted from a moving body such as an aircraft or a car may be employed.
  • the configuration of the signal processing units 20 and 20A may be appropriately changed so that the observation amount is calculated using the relative moving velocity of the moving body with respect to the external space instead of the angle information AD.
  • the laser radar device is suitable for being used in a laser sensor system such as a three-dimensional measurement system for measuring the shape of an observation object, including an observation system for observing the atmospheric state using laser light. There is.
  • 1 to 4 laser radar device 10 light source array, 101 reference light source, 102 light distribution element, 11 light distributor, 111 light guiding optical system, 112 beam splitter, 12, 12A light modulator, 13 optical circulator, 131 beam splitter, 132 wavelength plate, 14 optical antennas, 15 optical scanners, 151 rotators, 152 wedge prisms, 153 rotary driving units, 16 optical multiplexers, 161 beam splitters, 162 reflecting mirrors, 163, 164 condensing optical systems, 17 optical receivers Array, 18 switch circuit, 181 first switch, 182 second switch, 183 adder, 184 channel selection circuit, 19, 19A A / D converter, 20, 20A signal processing unit, 21, 21A signal divider, 22, 22A area conversion unit, 23, Reference Signs List 3 A integrator, 24 SNR calculator, 25 selectors (selectors), 26 speed calculators, 27 vector calculators, 28 scan speed calculators, 40 signal processors, 41 processors, 42 memories, 43 input interface units, 44 outputs Interface unit 45 signal paths Da1 to Da

Landscapes

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Abstract

レーザレーダ装置（１）は、複数の光出射端から複数のレーザ光を同時に出射する光源アレイ（１０）と、これら複数のレーザ光から分離された送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器（１２）と、変調送信光で外部空間を走査しつつ、ターゲットで反射された当該変調送信光を受信光として受信する送受信光学系（１４，１５）と、複数のレーザ光から分離された複数のローカル光成分と当該受信光とを合波することにより複数の干渉光成分を生成する光合波器（１６）と、これら干渉光成分を検波することで複数の検波信号を生成する光受信器アレイ（１７）と、外部空間に対する走査速度に応じて、複数の検波信号の中から検波信号を選択するスイッチ回路（１８）と、当該選択された検波信号に基づいてターゲットの状態を示す観測量を算出する信号処理部（２０）とを備える。

Description

レーザレーダ装置
　本発明は、レーダ技術に関し、特に、レーザ光を用いて粒子状物質（たとえば、エアロゾル）などのターゲットの状態を観測するレーザレーダ技術に関するものである。
　大気中のエアロゾル（当該大気に浮遊する、液体または固体からなる微粒子）、雲粒または大気分子などの粒子状物質をターゲットとしてレーザ光を大気中に照射し、当該ターゲットで反射された散乱光を受信し、その受信散乱光に基づいて風速などの大気状態を示す情報を計測することができるレーザレーダ装置が知られている。この種のレーザレーダ装置は、たとえば特許文献１（特開２００９－１６２６７８号公報）に開示されている。
　特許文献１に開示されている従来のレーザレーダ装置は、レーザビームの送信光で大気を走査するとともに当該大気で反射された散乱光を受信光として受信するビーム走査光学系と、２枚のウェッジプリズムで当該受信光を屈折させて送信光と受信光との間の角度差（光軸角度ずれ）を補償する光軸補正部と、この光軸補正部の出力光と当該送信光から分岐されたローカル光とを合波する光カプラと、この光カプラの出力光に対してヘテロダイン検波を行う信号処理部とを備えている。この従来のレーザレーダ装置では、光軸補正部は、ビーム走査に伴い送信光と受信光との間で生じる角度差を光学的に補償することができるので、信号受信部は、受信信号強度を低下させることなく風速計測を行うことができる。
国際公開第２０１６／１１７１５９号（たとえば、図１及び図３）
　上記した従来のレーザレーダ装置では、光軸補正部は、２枚のウェッジプリズムの回転状態を制御することによって上記角度差を補償する。しかしながら、この光軸補正部は、２枚のウェッジプリズムと、これらウェッジプリズムに受信光を導光する光学部品と、それらウェッジプリズムを機械的に回転させる機構とで構成されるため、応答性が低いという課題がある。たとえば、ターゲットとの距離が１００ｍの場合、当該ターゲットに向けて送信光が出射された時点から当該ターゲットで反射された散乱光が受信される時点までの光伝搬時間は、約０．６６μ秒となるので、当該角度差の補償に必要な応答時間は、受信視野と走査速度とに依存するものの、数十ｎ秒（ナノ秒）のオーダである。上記した従来のレーザレーダ装置では、そのような短い応答時間で当該角度差を正確に補償することが難しい。
　また、上記した従来のレーザレーダ装置では、２枚のウェッジプリズム及び光学部品の各々の加工精度あるいは組み込み精度が低いと、送信光と受信光との間の角度差を正確に補償することができないおそれがある。この場合、信号受信部における受信信号強度が低下し、信号対雑音電力比（Ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ－Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ，ＳＮＲ）が劣化する。
　上記に鑑みて本発明の目的は、送信光と受信光との間に角度差が生じた場合であっても、高い応答性で当該角度差を補償することができ、高ＳＮＲを得ることもできるレーザレーダ装置を提供することである。
　本発明の一態様によるレーダ装置は、複数の光出射端を有し、前記複数の光出射端からそれぞれ複数のレーザ光を同時に出射する光源アレイと、前記複数のレーザ光から当該複数のレーザ光の一部を送信光として分離し、かつ前記複数のレーザ光からそれぞれ複数のローカル光成分を分離する光分配器と、前記送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器と、前記変調送信光で外部空間を走査しつつ、当該外部空間に存在するターゲットで反射された当該変調送信光を受信光として受信する送受信光学系と、前記受信光と前記複数のローカル光成分とを合波することにより複数の干渉光成分を生成する光合波器と、前記送受信光学系の互いに異なる複数の受信視野と光学的に対応する位置にそれぞれ配置され、前記複数の干渉光成分を検波することで複数の検波信号を生成する複数の光受信器を含む光受信器アレイと、前記外部空間に対する前記送受信光学系の走査速度に応じて、前記複数の検波信号の中から検波信号を選択するスイッチ回路と、当該選択された検波信号に基づいて前記ターゲットの状態を示す観測量を算出する信号処理部とを備えることを特徴とする。
　本発明によれば、外部空間に対する送受信光学系の走査速度に応じて、複数の受信視野に対応する複数の検波信号の中から、信号強度の高い高ＳＮＲの検波信号を選択することができる。よって、変調送信光と受信光との間に角度差が生じた場合であっても、当該選択された検波信号に基づいてターゲットの状態を示す観測量を高い精度で算出することができる。また、光学的に当該角度差を補償する機構的な構造を必要とせずに当該位相差が補償されることから、高い応答性を実現することができる。
本発明に係る実施の形態１のレーザレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１のレーザレーダ装置の主要部の具体的な構成例を示す図である。 実施の形態１のレーザレーダ装置の光スキャナの構成例を概略的に示す図である。 実施の形態１における光アンテナの複数の受信視野の例を示す図である。 実施の形態１のレーザレーダ装置における信号処理部の構成を概略的に示す図である。 実施の形態１における信号処理部のハードウェア構成例を示すブロック図である。 変調送信光及び受信光の信号強度分布の例を概略的に示すグラフである。 実施の形態１に係る受信チャンネルの選択方法の例を説明するための図である。 実施の形態１に係る積分処理を説明するための図である。 本発明に係る実施の形態２のレーザレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態２のレーザレーダ装置における信号処理部の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態２に係る受信チャンネルの選択方法の例を説明するための図である。 本発明に係る実施の形態３のレーザレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態４のレーザレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。
実施の形態１．
　図１は、本発明に係る実施の形態１であるレーザレーダ装置１の概略構成を示すブロック図である。図２は、レーザレーダ装置１の主要部の具体的な構成例を示す図である。図１に示されるようにレーザレーダ装置１は、光源アレイ１０、光分配器１１、光変調器１２、光サーキュレータ１３、光アンテナ１４、光スキャナ１５、光合波器１６、光受信器アレイ１７、スイッチ回路１８、Ａ／Ｄ変換器（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１９及び信号処理部２０を備えている。光サーキュレータ１３、光アンテナ１４及び光スキャナ１５の組合せによって本実施の形態の送受信光学系が構成される。
　光源アレイ１０は、空間的（２次元的または３次元的）に配列されたＫ個の光出射端（Ｋは３以上の整数）を有し、これらＫ個の光出射端からＫ本のレーザ光Ｌ１～ＬＫを光分配器１１に向けて出射する。後述するように光アンテナ１４は、互いに異なるＫ個の受信視野を有し、これらＫ個の受信視野を通じてそれぞれＫ個の受信チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，…，ＣＨＫの散乱光を受信することができる。レーザ光Ｌ１～ＬＫの本数は、受信チャンネルＣＨ１～ＣＨＫの数と同じである。なお、本実施の形態では、受信チャンネル数は３以上であるが、これに限定されずに受信チャンネル数が２であってもよい。
　図２の例では、光源アレイ１０は、基準レーザ光を出力する基準光源１０１と、この基準光源１０１から光導波路を介して入力された１本の基準レーザ光を３本のレーザ光Ｌ１～Ｌ３に分配する光分配素子１０２と、この光分配素子１０２から入力された３本のレーザ光Ｌ１～Ｌ３を光分配器１１に向けてそれぞれ出力する光出射端Ｅ１～Ｅ３とを有している。基準光源１０１としては、半導体レーザまたは固体レーザが使用されればよい。基準レーザ光の偏光状態は、１つの方向に偏光する線偏光状態となるように保持されている。光分配素子１０２としては、たとえば、溶融型の光ファイバ分岐カプラまたはフィルタ型分岐カプラ（誘電体多層膜フィルタを使用して光を分岐する光学部品）が使用されればよい。なお、光源アレイ１０として複数の発光面をもつアレイレーザが採用されてもよい。
　図１を参照すると、光分配器１１は、入力されたレーザ光Ｌ１～ＬＫからそれぞれ送信光成分ＴＬ１～ＴＬＫを分離し、かつレーザ光Ｌ１～ＬＫからそれぞれローカル光成分ＬＬ１～ＬＬＫを分離する。光分配器１１は、送信光成分ＴＬ１～ＴＬＫを含む送信光ＴＬを光変調器１２に出力し、ローカル光成分ＬＬ１～ＬＬＫを含むローカル光ＬＬを光合波器１６に出力する。光分配器１１としては、たとえば、誘電体多層膜フィルタを有する分岐ミラーあるいはビームスプリッタが使用されればよい。
　図２の例では、光分配器１１は、導光光学系１１１とビームスプリッタ１１２とで構成されている。導光光学系１１１は、光源アレイ１０から入力されたレーザ光Ｌ１～Ｌ３をビームスプリッタ１１２の光入射面に導光する光学部品である。ビームスプリッタ１１２は、導光光学系１１１から入力されたレーザ光Ｌ１～Ｌ３の一部を送信光成分ＴＬ１～ＴＬ３として透過させ、レーザ光Ｌ１～ＬＫから所定の分岐比で分離されたローカル光成分ＬＬ１～ＬＬ３を光合波器１６の方向に反射させる。所定の分岐比は、システム設計により決定されればよい。
　図１を参照すると、光変調器１２は、光分配器１１から入力された送信光成分ＴＬ１～ＴＬＫのうちの一部の送信光成分ＴＬｋにのみ周波数変調及び強度変調を実行することにより、送信光成分ＴＬｋの周波数をシフトさせ、かつ送信光成分ＴＬｋをパルス化する変調器である。光変調器１２は、周波数変調及び強度変調により、所定のパルス繰り返し周波数（Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｖｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ＰＲＦ）で所定のパルス幅Ｔを有する変調送信光ＭＬｋ（一連のパルス光）を生成し、変調送信光ＭＬｋを光サーキュレータ１３に出力する。また、光変調器１２は、送信光成分ＴＬｋのパルス化のために生成されたパルストリガ信号ＴＳを信号処理部２０に出力する。パルストリガ信号ＴＳは、送信光成分ＴＬｋのパルス化のタイミングを表す信号である。
　ここで、パルス幅Ｔは、距離分解能値に相当する。所望の距離分解能値に相当するパルス幅Ｔをあらかじめ設定しておくことが可能である。また、光変調器１２においては、設計時に設定された固定のパルス幅Ｔ及びＰＲＦが使用されてもよい。更に、光変調器１２の出力光強度が不足している場合には、光変調器１２の後段に、光変調器１２の出力光を増幅する光増幅器が設けられてもよい。光変調器１２は、周波数シフト機能を有する位相変調器を使用して送信光の周波数をシフトさせてもよい。
　このような光変調器１２としては、たとえば、ＡＯ周波数シフタ（Ａｃｏｕｓｔｏ－Ｏｐｔｉｃａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｓｈｉｆｔｅｒ）または公知の光位相変調器が使用されればよい。パルストリガ信号ＴＳとしては、たとえば、５ボルトのＴＴＬレベルを有するＴＴＬ（Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ－Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　Ｌｏｇｉｃ）信号が使用可能である。
　光サーキュレータ１３は、３ポートを有する非相反型の光デバイスである。すなわち、光サーキュレータ１３は、光変調器１２から光が入射される光入力ポートと、光アンテナ１４から光が入射され、かつ光アンテナ１４に光を出射する光入出力ポートと、光合波器１６に光を出射する光出力ポートとを有する。光サーキュレータ１３は、光変調器１２から光入力ポートに入力された変調送信光ＭＬｋと、光アンテナ１４から光入出力ポートに入力された光とを光学的に互いに分離する。そして、光サーキュレータ１３は、光変調器１２から入力された変調送信光ＭＬｋを光入出力ポートから光アンテナ１４に出力し、同時に、光アンテナ１４からの入力光を光出力ポートから光合波器１６に出力する。
　光アンテナ１４は、光サーキュレータ１３から入力された変調送信光ＭＬｋを平行光に変換して光スキャナ１５に出力する。光スキャナ１５は、光アンテナ１４から入力された変調送信光ＭＬｋの外部空間への照射方向（すなわち視線方向）を変化させる機能を有している。また、光スキャナ１５は、光アンテナ１４から入力された変調送信光ＭＬｋで外部空間の所定範囲を繰り返し走査することができる。このような光スキャナ１５は、たとえば、ウェッジプリズム、ガルバノミラーもしくはポリゴンミラー、またはこれら光学部品の組合せで構成されればよい。
　図３は、実施の形態１の光スキャナ１５の構成例を概略的に示す図である。図３に示されるように、光スキャナ１５は、ウェッジプリズム１５２を含む回転子１５１と、この回転子１５１を光軸ＯＡの回りに任意速度で回転駆動させる回転駆動部１５３とを有する。回転駆動部１５３は、ステッピングモータなどの回転モータ及びロータリエンコーダ（図示せず。）を含んで構成されている。ウェッジプリズム１５２の光アンテナ１４側の光学面は、光軸ＯＡに対して垂直であり、ウェッジプリズム１５２の外部空間側の光学面は、光軸ＯＡに対して傾斜している。このため、回転駆動部１５３は、ウェッジプリズム１５２を光軸ＯＡの回りに回転させることで、レーザビームで外部空間を走査させることができる。回転駆動部１５３は、内蔵するロータリエンコーダで検出された、光スキャナ１５の走査角度の現在値を示す角度情報ＡＤを信号処理部２０に出力する。
　なお、光スキャナ１５の走査速度は、設計時にあらかじめ設定された値でよい。また、本実施の形態では、回転子１５１の回転を制御する制御信号は、回転駆動部１５３で生成されるが、これに限定されるものではない。この代わりに、回転子１５１の回転を制御する制御信号を生成するように信号処理部２０の構成が変更されてもよい。
　光アンテナ１４は、外部空間におけるエアロゾル（大気中に浮遊する、液体または固体からなる微粒子）、雲粒もしくは大気分子などのターゲットで反射されて戻ってきた散乱光、または、構造物もしくは地形物などのハードターゲットで反射されて戻ってきた散乱光（拡散光）を、光スキャナ１５を介して受信する。図１に示される光サーキュレータ１３は、光アンテナ１４から入力された散乱光すなわち受信光ＲＬを光合波器１６に出力する。このような光アンテナ１４は、たとえば、光学望遠鏡またはカメラレンズを用いて構成可能である。なお、光アンテナ１４は、集光調整機能を有していてもよい。
　図２の例では、光サーキュレータ１３は、偏光ビームスプリッタ１３１と波長板１３２とを有する空間伝搬型の光デバイスとして構成されている。この例では、波長板１３２は、光変調器１２から偏光ビームスプリッタ１３１を介して入力された直線偏光を円偏光に変換し、光アンテナ１４から入力された円偏光を直線偏光（水平偏光）に変換する１／４波長板である。偏光ビームスプリッタ１３１は、光変調器１２から入力された直線偏光を通過させ、光アンテナ１４から入力された円偏光を光合波器１６の方向に反射させる。
　図１に示される光アンテナ１４は、ターゲットから到来する散乱光に対して互いに異なるＫ個の受信視野を有している。光サーキュレータ１３は、これら受信視野を通じて入力された、Ｋ個の受信チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，…，ＣＨＫの受信光成分ＲＬ１，ＲＬ２，…，ＲＬＫを含む受信光ＲＬを光合波器１６に出力する。図４は、光アンテナ１４の３つの受信視野（第１～第３受信視野）の例を示す図である。図４の例では、１つの受信チャンネル当たりの受信視野角θは、送信レーザビーム（変調送信光ＭＬｋのレーザビーム）の拡がり角θと同一となるように設定されている。また、これら受信視野は、θの角度オフセットで互いに異なる角度方向を観測できるように設定されている。ただし、この例の代わりに、隣接する受信視野が互いにオーバラップするように角度オフセットの値（たとえば、θ／２）が設定されてもよい。
　次に、図１を参照すると、光合波器１６は、光分配器１１から入力されたローカル光ＬＬと光サーキュレータ１３から入力された受信光ＲＬとを合波して、Ｋ個の干渉光成分ＣＬ１，…，ＣＬＫを含む干渉光ＣＬを生成し、この干渉光ＣＬすなわち光ビート信号を光受信器アレイ１７に出力する。光合波器１６は、たとえば、誘電体多層膜フィルタを有する分岐ミラーまたはビームスプリッタを用いて構成可能である。
　光受信器アレイ１７は、光アンテナ１４のＫ個の受信視野と光学的に対応する位置にそれぞれ配置されたＫ個の光受信器を有する。これらＫ個の光受信器は、Ｋ個の干渉光成分ＣＬ１，ＣＬ２，…，ＣＬＫをそれぞれヘテロダイン検波（周波数復調）することで、Ｋ個のアナログ検波信号ＣＳ１，ＣＳ２，…，ＣＳＫを含むアナログ検波信号群ＣＳを生成することができる。ｋ番目の干渉光成分ＣＬｋは、ｋ番目のローカル光成分ＬＬｋとｋ番目の受信光成分ＲＬｋとの合波により生じた干渉光成分である。
　なお、バランスド検出ができるように光合波器１６及び光受信器アレイ１７が構成されてもよい。バランスド検出により、ヘテロダイン検波後の位相雑音の低減が可能となる。
　スイッチ回路１８は、光スキャナ１５の走査速度に応じて、アナログ検波信号ＣＳ１，ＣＳ２，…，ＣＳＫの中からアナログ検波信号ＳＳを選択し、選択されたアナログ検波信号ＳＳをＡ／Ｄ変換器１９に出力することができる。
　後述するように信号処理部２０は、角度情報ＡＤに基づいて光スキャナ１５の走査速度を示す速度情報ＳＤを逐次算出し、当該速度情報ＳＤをスイッチ回路１８に供給している。スイッチ回路１８は、当該走査速度に基づいて、レーザビームの送信時から散乱光の受信時までの遅延時間τに対応する角度ずれθｄを算出する。ここで、角度ずれθｄとは、レーザビーム（変調送信光ＭＬｋのレーザビーム）の送信方向と、光アンテナ１４への散乱光の到来方向との間の角度差である。
　そして、スイッチ回路１８は、角度ずれθｄの値に基づき、当該散乱光の到来方向に対応する受信チャンネルＣＨｐを選択し、アナログ検波信号ＣＳ１，ＣＳ２，…，ＣＳＫの中から受信チャンネルＣＨｐに対応するアナログ検波信号ＳＳを選択する。これにより、スイッチ回路１８は、当該散乱光の到来方向を示す受信視野と光学的に対応する光受信器の出力信号（アナログ検波信号）ＳＳを選択することができる。
　仮に、アナログ検波信号ＣＳ１，ＣＳ２，…，ＣＳＫがすべて加算されるとすれば、当該散乱光が到来しない受信チャンネル（受信視野）のアナログ検波信号も加算されるため、加算信号のＳＮＲは劣化してしまう。これに対し、本実施の形態のスイッチ回路１８は、当該散乱光が到来する受信チャンネル（受信視野）のアナログ検波信号ＳＳを選択するので、角度ずれθｄに起因するＳＮＲの劣化を回避することができる。
　光スキャナ１５によるビーム走査が所定の走査速度Ｖｓｃａｎ（単位：ラジアン／秒）で或る方向に行われた場合、レーザビームの送信時から散乱光の受信時までの遅延時間τ（単位：秒）に対応する角度ずれθｄは、τ×Ｖｓｃａｎ（単位：ラジアン）で与えられる。よって、スイッチ回路１８は、角度ずれθｄに基づき、遅延時間τに対して、どの受信チャンネルを選択するのかを事前に決定することができる。たとえば、スイッチ回路１８は、受信チャンネルを切り替えるタイミングを、ｔｃｈ＝（θｄ／θ）の小数点切り上げ時の整数値で決めることができる。ここで、θは、１つの受信チャンネル当たりの受信視野角である。このとき、選択すべき受信チャンネルは１つのみでもよいが、これに限定されない。オーバーラップさせるために２つ以上の受信チャンネルが選択されてもよい。この場合、スイッチ回路１８は、選択された２つ以上の受信チャンネルのアナログ検波信号を加算し、その加算信号をＡ／Ｄ変換器１９に出力すればよい。これにより、広い受信視野を確保しつつ高ＳＮＲの信号を生成することができる。
　図２の例では、光合波器１６は、ビームスプリッタ１６１、反射ミラー１６２及び集光光学系１６３，１６４を含んで構成されている。また、図１の光受信器アレイ１７は、光受信器Ｄａ１～Ｄａ３と光受信器Ｄｂ１～Ｄｂ３とで構成されている。光受信器Ｄａ１，Ｄｂ１の出力信号の和がアナログ検波信号ＣＬ１に相当し、光受信器Ｄａ２，Ｄｂ２の出力信号の和がアナログ検波信号ＣＬ２に相当し、光受信器Ｄａ３，Ｄｂ３の出力信号の和がアナログ検波信号ＣＬ３に相当する。更に、図１のスイッチ回路１８は、第１スイッチ１８１、第２スイッチ１８２、加算器１８３及びチャンネル選択回路１８４で構成されている。
　図２に示されるように、反射ミラー１６２は、偏光ビームスプリッタ１３１から入力された受信光ＲＬをビームスプリッタ１６１の方向に反射させる。ビームスプリッタ１６１は、偏光ビームスプリッタ１３１から反射ミラー１６２を経て入射された受信光ＲＬの一部を一方の集光光学系１６３の方向に透過させ、当該受信光ＲＬの残部を他方の集光光学系１６４の方向に反射させる。同時に、ビームスプリッタ１６１は、光分配器１１から入射されたローカル光ＬＬの一部を一方の集光光学系１６３の方向に反射させ、当該ローカル光ＬＬの残部を他方の集光光学系１６４の方向に透過させる。結果として、ビームスプリッタ１６１は、受信光ＲＬの一部とローカル光ＬＬの一部との合波により生成された干渉光を一方の集光光学系１６３に出力し、同時に、受信光ＲＬの残部とローカル光ＬＬの残部との合波により生成された干渉光を他方の集光光学系１６４に出力する。
　図２に示されるように、集光光学系１６３は、ビームスプリッタ１６１から入射された干渉光を光受信器Ｄａ１～Ｄａ３に集光させ、集光光学系１６４は、ビームスプリッタ１６１から入射された干渉光を光受信器Ｄｂ１～Ｄｂ３に集光させる。
　光受信器Ｄａ１，Ｄａ２，Ｄａ３は、図４の第１受信視野、第２受信視野及び第３受信視野と光学的に対応する位置にそれぞれ配置されている。このため、光受信器Ｄａ１，Ｄａ２，Ｄａ３は、第１受信視野、第２受信視野及び第３受信視野からそれぞれ伝搬した３つの散乱光成分を含む３つの干渉光成分をそれぞれ検出して３本のアナログ検波信号を出力することができる。一方、光受信器Ｄｂ１，Ｄｂ２，Ｄｂ３も、図４の第１受信視野、第２受信視野及び第３受信視野と光学的に対応する位置にそれぞれ配置されている。このため、光受信器Ｄｂ１，Ｄｂ２，Ｄｂ３は、第１受信視野、第２受信視野及び第３受信視野からそれぞれ伝搬した３つの散乱光成分を含む３つの干渉光成分をそれぞれ検出して３本のアナログ検波信号を出力することができる。
　チャンネル選択回路１８４は、信号処理部２０から逐次供給される速度情報ＳＤに基づいて、レーザビームの送信時から散乱光の受信時までの遅延時間τに対応する角度ずれθｄを算出し、当該算出された角度ずれθｄに基づき、当該散乱光の到来方向に対応する受信チャンネルＣＨｐを選択する。次に、チャンネル選択回路１８４は、受信チャンネルＣＨｐのアナログ検波信号ＣＳｐを表す出力を選択させる選択制御信号ＣＳを第１スイッチ１８１及び第２スイッチ１８２に供給する。第１スイッチ１８１及び第２スイッチ１８２は、光受信器Ｄａ１～Ｄａ３，Ｄｂ１～Ｄｂ３の出力の中から、選択制御信号ＣＳで指定された出力Ｓｓ１，Ｓｓ２を選択し、当該選択された出力Ｓｓ１，Ｓｓ２を加算器１８３に供給する。加算器１８３は、供給された出力Ｓｓ１，Ｓｓ２を加算してアナログ検波信号ＳＳ（＝ＣＳｐ）を生成し、アナログ検波信号ＳＳをＡ／Ｄ変換器１９に出力する。
　Ａ／Ｄ変換器１９は、サンプリング周波数ｆｓでアナログ検波信号ＳＳをサンプリングすることでディジタル検波信号ＤＳを生成し、このディジタル検波信号ＤＳを信号処理部２０に出力する。Ａ／Ｄ変換器１９としては、たとえば、二重積分型Ａ／Ｄ変換器、逐次比較形Ａ／Ｄ変換器または並列比較型Ａ／Ｄ変換器が使用可能である。なお、Ａ／Ｄ変換器１９は、パルストリガ信号ＴＳをトリガとし、パルストリガ信号ＴＳと同期してアナログ検波信号ＳＳをサンプリングすることにより、ディジタル検波信号ＤＳを生成してもよい。
　図１に示される信号処理部２０は、ディジタル検波信号ＤＳに基づいてターゲットの状態を示す観測量を算出する機能を有する。後述するように信号処理部２０は、大気中に浮遊する粒子状物質（たとえば、エアロゾル、雲粒または大気分子）などのターゲットの状態を示す観測量として当該ターゲットの視線速度及び速度ベクトルを算出するように構成可能であるが、算出される観測量は、視線速度及び速度ベクトルに限定されるものではない。たとえば、ディジタル検波信号ＤＳに基づいてレーザレーダ装置１とターゲットとの間の光伝搬時間を測定し、光伝搬時間の測定値に基づいて当該ターゲットとの距離（測距値）を算出できるように信号処理部２０が構成されてもよい。光スキャナ１５が変調送信光ＭＬｋでターゲットの表面を走査し、信号処理部２０が当該ターゲットとの距離分布を計測するようにレーザレーダ装置１を構成してもよい。これにより、移動体（たとえば、車両、人体もしくは動物）、地形物または構造物といったターゲットの３次元形状の計測が可能となる。
　図５は、本実施の形態における信号処理部２０の構成例を概略的に示すブロック図である。図５に示される信号処理部２０は、ディジタル検波信号ＤＳの信号スペクトル（振幅スペクトルまたは電力スペクトル）を算出し、当該信号スペクトルに基づき、ターゲットの移動状態を示す視線速度及び速度ベクトルを算出することができる。図５に示されるように信号処理部２０は、ディジタル検波信号ＤＳを、連続するＭ個のゲート時間領域（Ｍは３以上の正整数）の信号波形をそれぞれ表すＭ個のレンジビン信号（時間領域信号）Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＭに分割する信号分割器２１と、これらレンジビン信号Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＭを周波数領域信号Ｆ１，Ｆ２，…，ＦＭにそれぞれ変換する領域変換部２２と、周波数領域信号Ｆ１，Ｆ２，…，ＦＭに基づき、ディジタル検波信号ＤＳの信号スペクトルとして積算スペクトルＩＳを算出する積算器２３と、積算スペクトルＩＳに基づいてターゲットの視線速度Ｖｒを算出する速度算出器２６と、ターゲットの速度ベクトルｖを算出するベクトル算出器２７と、光スキャナ１５から逐次供給された角度情報ＡＤに基づいて光スキャナ１５の走査速度を示す速度情報ＳＤを算出する走査速度算出器２８とを含む。速度算出器２６及びベクトル算出器２７によって本実施の形態の観測量算出器が構成される。
　このような信号処理部２０のハードウェア構成は、たとえば、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ），ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）などの半導体集積回路を有するプロセッサで実現されればよい。あるいは、信号処理部２０のハードウェア構成は、メモリから読み出されたソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコードを実行する、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）またはＧＰＵ（Ｇｒａｐｈｉｃｓ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）などの演算装置を含むプロセッサで実現されてもよい。
　図６は、信号処理部２０の機能を実現するハードウェア構成例である信号処理装置４０を概略的に示すブロック図である。信号処理装置４０は、プロセッサ４１、メモリ４２、入力インタフェース部４３、出力インタフェース部４４及び信号路４５を含んで構成されている。信号路４５は、プロセッサ４１、メモリ４２、入力インタフェース部４３及び出力インタフェース部４４を相互に接続するためのバスである。入力インタフェース部４３は、外部から入力されたディジタル検波信号ＤＳと角度情報ＡＤ（図示せず。）とを信号路４５を介してプロセッサ４１に転送する機能を有する。プロセッサ４１は、転送されたディジタル検波信号ＤＳにディジタル信号処理を施してターゲットの速度ベクトルｖを算出し、転送された角度情報ＡＤに基づいて速度情報ＳＤを算出する。プロセッサ４１は、速度ベクトルｖを示すデータを、信号路４５及び出力インタフェース部４４を介して外部機器（たとえば、表示装置）に出力することができる。また、プロセッサ４１は、速度情報ＳＤを信号路４５及び出力インタフェース部４４を介してスイッチ回路１８に出力することもできる。
　メモリ４２は、プロセッサ４１がディジタル信号処理を実行する際に使用されるデータ記憶領域である。プロセッサ４１がＣＰＵなどの演算装置を内蔵する場合には、メモリ４２は、プロセッサ４１により実行されるソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコードを記憶するデータ記憶領域を有していればよい。メモリ４２としては、たとえば、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）及びＳＤＲＡＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｄｙｎａｍｉｃ　Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）などの半導体メモリを使用することが可能である。
　以下、図５に示される信号処理部２０の構成及び動作を詳細に説明する。
　走査速度算出器２８は、光スキャナ１５から逐次供給された角度情報ＡＤに基づいて光スキャナ１５の走査速度を示す速度情報ＳＤを逐次算出し、この速度情報ＳＤをスイッチ回路１８に供給する。
　信号分割器２１は、スイッチ回路１８で選択されたディジタル検波信号ＤＳを入力とし、ディジタル検波信号ＤＳを、連続するＭ個のゲート時間領域の信号波形をそれぞれ表すＭ個のレンジビン信号（時間領域信号）Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＭに分割する。図７は、レンジビンの概念を説明するためのグラフである。このグラフにおいて、横軸は時間を、縦軸は信号強度を示している。図７に示されるように、変調送信光ＭＬｋを示す送信パルスＴｗが１／ＰＲＦの周期で繰り返し送信される。送信パルスＴｗの送信（ショット）ごとに、ターゲットで反射された散乱光の受信信号Ｒｗが観測される。時刻ｔｓは、送信パルスＴｗの送信（ショット）ごとの計測開始時刻である。受信信号Ｒｗは、Ｍ個のゲート時間領域上のレンジビンＲｂ１，Ｒｂ２，…，ＲｂＭに分割される。レンジビン信号Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＭは、これらレンジビンＲｂ１，Ｒｂ２，…，ＲｂＭにそれぞれ対応するものである。
　たとえば、３０ｍ程度に設定された距離分解能Ｒｒｅｓについて、各レンジビンを定めるゲート時間（時間幅）を２Ｒｒｅｓ／ｃ（ｃ：光速）と設定することができる。また、観測開始距離を調整するための値として、Ａ／Ｄ変換器１９がパルストリガ信号ＴＳに応じてＡ／Ｄ変換を開始するまでのディレイタイミングに相当する距離値がＲｍｉｎで表されるものとする。このとき、パルストリガ信号ＴＳに対するＡ／Ｄ変換開始のための遅延量が０の場合であって、たとえば４０ｍから測定開始する場合は、距離値Ｒｍｉｎとして４０の値を設定することができ、各ディジタル検波信号の時間波形に対する計測開始時間を、ｔｓｔａｒｔ＝２Ｒｍｉｎ／ｃと設定することができる。
　ところで、スイッチ回路１８では、図８に例示されるように、受信チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，…，ＣＨＫのアナログ検波信号ＣＳ１，ＣＳ２，…，ＣＳＫが入力される。レーザビームの送信時から散乱光の受信時までの遅延時間τ＝τ１またはτ２の場合には、スイッチ回路１８は、遅延時間τ１またはτ２に相当する角度ずれを補償するために受信チャンネルＣＨ１を選択し、この受信チャンネルＣＨ１のアナログ検波信号ＣＳ１をアナログ検波信号ＳＳとして選択する。一方、遅延時間τ＝τ３またはτ４の場合には、スイッチ回路１８は、遅延時間τ３またはτ４に相当する角度ずれを補償するために受信チャンネルＣＨ２を選択し、受信チャンネルＣＨ２のアナログ検波信号ＣＳ２をアナログ検波信号ＳＳとして選択する。このようにスイッチ回路１８で選択されたアナログ検波信号ＳＳが入力されると、信号分割器２１は、アナログ検波信号ＳＳをＭ個のレンジビン信号Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＭに分割する。
　図５に示される領域変換部２２は、各ショットについて得られたレンジビン信号Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＭをそれぞれ周波数領域信号Ｆ１，Ｆ２，…，ＦＭに変換する。具体的には、領域変換部２２は、レンジビン信号Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＭの各々に対して離散フーリエ変換を実行することにより、周波数領域信号Ｆ１，Ｆ２，…，ＦＭを算出することができる。離散フーリエ変換としては、ＦＦＴビン数ＮＦＦＴ（たとえば、２５６点）での高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）が使用可能である。
　積算器２３は、各ショットについて、周波数領域信号Ｆ１，Ｆ２，…，ＦＭに基づいてレンジビン信号Ｂ１，Ｂ２，…，ＢＭそれぞれのスペクトルＳ（ｍ，ｎ）を算出する。ここで、ｍはレンジビン番号を示す正整数（ｍ＝１～Ｍ）、ｎはショット番号を示す正整数（ｎ＝１～Ｎ）である。Ｎは、あらかじめユーザによって指定された積分回数である。スペクトルＳ（ｍ，ｎ）は、周波数と信号振幅との関係を表す振幅スペクトル、または周波数と電力との関係を表す電力スペクトルであればよい。
　また、積算器２３は、各レンジビン（レンジビン番号ｍ）について、スペクトルＳ（ｍ，１）～Ｓ（ｍ，Ｎ）をショット番号の方向に積分して（インコヒーレント積分して）高ＳＮＲの積分信号スペクトルＩＳ（ｍ）を算出する。図９は、積算器２３における積分処理の概要を示す図である。たとえば、レンジビンＲｂ１については、積算器２３は、スペクトルＳ（１，１）～Ｓ（１，Ｎ）を積分することで高ＳＮＲの積分信号スペクトルＩＳ（１）を算出することができる。この積分結果を積分回数Ｎで平均化した場合、ＳＮＲは積分回数Ｎに対してＮ１／２倍で改善する。なお、積算器２３では、インコヒーレント積分が採用されているが、当該インコヒーレント積分に代えてコヒーレント積分が採用されてもよい。
　更に、積算器２３は、積分信号スペクトルＩＳ（１）～ＩＳ（Ｍ）を積算することで積算スペクトルＩＳを算出し、この積算スペクトルＩＳを速度算出器２６に出力する。
　速度算出器２６は、積算スペクトルＩＳのピーク位置または重心位置の周波数をドップラ周波数ｆｄとして検出する。そして、速度算出器２６は、ドップラ周波数ｆｄを用いて、角度情報ＡＤに対応する視線方向におけるターゲットの速度成分すなわち視線速度Ｖｒ（単位：ｍ／ｓ）を算出する。視線速度Ｖｒは、次式（１）に従って算出可能である。ここで、λは、レーザビームの波長である。
　Ｖｒ＝λ×ｆｄ／２　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１）
　ベクトル算出器２７は、視線速度Ｖｒに基づき、公知のベクトル合成法もしくはＶＡＤ（Ｖｅｌｏｃｉｔｙ　Ａｚｉｍｕｔｈ　Ｄｉｓｐｌａｙ）法を用いてターゲットの速度ベクトルを算出することができる。ベクトル合成法を採用する場合、たとえば、視線速度Ｖｒは、東西方向の水平方向風速（Ｕ）、南北方向の水平方向風速（Ｖ）、鉛直方向の風速（Ｗ）、仰角（θ）、及び、北を基準とした方位角（φ）を用いて、以下の式（２）で表される。
　Ｖｒ＝Ｕｓｉｎφｓｉｎθ＋Ｖｃｏｓφｓｉｎθ＋Ｗｃｏｓθ　　（２）
　ベクトル算出器２７は、たとえば、少なくとも３方向の視線方向の視線速度に基づいて連立方程式を解くことで、ターゲットの速度ベクトルｖ＝（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を風速ベクトルとして算出することができる。
　以上に説明した実施の形態１のレーザレーダ装置１の効果は以下のとおりである。光受信器アレイ１７は、光アンテナ１４のＫ個の受信視野と光学的に対応する位置にそれぞれ配置されたＫ個の光受信器を有し、これら光受信器は、Ｋ個の干渉光成分をそれぞれ検波することでアナログ検波信号ＣＳ１～ＣＳＫを生成する。スイッチ回路１８は、光スキャナ１５の走査速度に応じて、Ｋ個の受信視野にそれぞれ対応するアナログ検波信号ＣＳ１～ＣＳＫの中から、信号強度の高い高ＳＮＲのアナログ検波信号ＳＳを選択することができる。よって、変調送信光ＭＬｋの送信方向と光アンテナ１４への散乱光の到来方向との間に遅延時間に起因する角度差（角度ずれ）が生じたとしても、信号処理部２０は、高ＳＮＲのアナログ検波信号ＳＳから得られたディジタル検波信号ＤＳに基づいてターゲットの状態を示す観測量を高い精度で算出することができる。
　また、本実施の形態のレーザレーダ装置１は、上記特許文献１に開示されているような当該角度差を補償する機構的な構造を必要とせずに、短い応答時間で角度ずれを補償することができる。よって、ターゲットとの距離が近くても、高ＳＮＲのディジタル検波信号ＤＳが得られるため、高精度で観測量を算出することが可能である。
実施の形態２．
　図１０は、本発明に係る実施の形態２であるレーザレーダ装置２の概略構成を示すブロック図である。図１０に示されるようにレーザレーダ装置２は、上記実施の形態１と同様に、光源アレイ１０、光分配器１１、光変調器１２、光サーキュレータ１３、光アンテナ１４、光スキャナ１５、光合波器１６及び光受信器アレイ１７を備えている。本実施の形態のレーザレーダ装置２の構成は、上記実施の形態１のスイッチ回路１８、Ａ／Ｄ変換器１９及び信号処理部２０に代えて、図１０のＡ／Ｄ変換器１９Ａ及び信号処理部２０Ａを有する点を除き、実施の形態１のレーザレーダ装置１の構成と同じである。
　Ａ／Ｄ変換器１９Ａは、所定のサンプリング周波数で、アナログ検波信号ＣＳ１，ＣＳ２，…，ＣＳＫの各々をサンプリングすることで、アナログ検波信号ＣＳ１，ＣＳ２，…，ＣＳＫ（受信チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，…，ＣＨＫ）にそれぞれ対応するディジタル検波信号ＤＳ１，ＤＳ２，…，ＤＳＫを生成し、これらディジタル検波信号ＤＳ１，ＤＳ２，…，ＤＳＫを信号処理部２０Ａに出力する。Ａ／Ｄ変換器１９Ａとしては、たとえば、二重積分型Ａ／Ｄ変換器、逐次比較形Ａ／Ｄ変換器または並列比較型Ａ／Ｄ変換器が使用可能である。なお、Ａ／Ｄ変換器１９Ａは、パルストリガ信号ＴＳをトリガとし、パルストリガ信号ＴＳと同期してアナログ検波信号群ＣＳをサンプリングすることにより、ディジタル検波信号ＤＳ１，ＤＳ２，…，ＤＳＫを生成してもよい。
　信号処理部２０Ａは、ディジタル検波信号ＤＳ１，ＤＳ２，…，ＤＳＫそれぞれの信号スペクトル（積算スペクトル）ＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫを算出し、これら信号スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫに基づいてディジタル検波信号ＤＳ１，ＤＳ２，…，ＤＳＫそれぞれの信号対雑音電力比Ｒ１，Ｒ２，…，ＲＫを算出する。そして、信号処理部２０Ａは、信号対雑音電力比Ｒ１，Ｒ２，…，ＲＫを用いて、これら信号スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫの中から少なくとも１つの信号スペクトルを選択し、当該選択された少なくとも１つの信号スペクトルに基づいてターゲットの状態を示す観測量を算出する機能を有している。
　図１１は、実施の形態２における信号処理部２０Ａの構成例を概略的に示すブロック図である。図１１に示されるように信号処理部２０Ａは、信号分割器２１Ａ、領域変換部２２Ａ、積算器２３Ａ、ＳＮＲ算出器２４、選択器２５、速度算出器２６及びベクトル算出器２７を備えて構成されている。信号処理部２０Ａの構成は、実施の形態１の信号分割器２１、領域変換部２２及び積算器２３に代えて、図１１の信号分割器２１Ａ、領域変換部２２Ａ、積算器２３Ａ、ＳＮＲ算出器２４及び選択器２５を有する点を除き、実施の形態１の信号処理部２０の構成と同じである。
　信号分割器２１Ａは、各ショットについて得られたディジタル検波信号ＤＳ１，ＤＳ２，…，ＤＳＫのうちの各ディジタル検波信号ＤＳｋを、Ｍ個のゲート時間領域の信号波形をそれぞれ表すＭ個のレンジビン信号（時間領域信号）Ｂｋ，１，Ｂｋ，２，…，Ｂｋ，Ｍに分割する。信号分割器２１Ａは、受信チャンネルＣＨｋごとに、Ｍ個のレンジビン信号Ｂｋ，１，Ｂｋ，２，…，Ｂｋ，Ｍを含むレンジビン信号群ＲＢｋを領域変換部２２Ａに出力する。
　領域変換部２２Ａは、各ショットについて、レンジビン信号群ＲＦ１，ＲＦ２，…，ＲＦＫのうちの各レンジビン信号群ＲＦｋを、Ｍ個の周波数領域信号Ｆｋ，１，…，Ｆｋ，Ｍを含む周波数領域信号群ＲＦｋに変換し、この周波数領域信号群ＲＦｋを積算器２３Ａに出力する。すなわち、領域変換部２２Ａは、レンジビン信号Ｂｋ，１，Ｂｋ，２，…，Ｂｋ，Ｍの各々に対して離散フーリエ変換を実行することにより、周波数領域信号Ｆｋ，１，Ｆｋ，２，…，Ｆｋ，Ｍを算出することができる。離散フーリエ変換としては、ＦＦＴビン数ＮＦＦＴ（たとえば、２５６点）での高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）が使用可能である。
　積算器２３Ａは、各ショットについて、各周波数領域信号群ＲＦｋに基づいて積算スペクトルＩＳｋを算出し、この積算スペクトルＩＳｋをＳＮＲ算出器２４及び選択器２５に出力する。
　具体的には、積算器２３Ａは、各ショットについて、周波数領域信号Ｆｋ，１，Ｆｋ，２，…，Ｆｋ，Ｍに基づいてレンジビン信号Ｂｋ，１，Ｂｋ，２，…，Ｂｋ，ＭそれぞれのスペクトルＳｋ（ｍ，ｎ）を算出する。ここで、ｋは受信チャンネル番号（ｋ＝１～Ｋ）、ｍはレンジビン番号（ｍ＝１～Ｍ）、ｎはショット番号（ｎ＝１～Ｎ）である。Ｎは、あらかじめユーザによって指定された積分回数である。スペクトルＳ（ｋ，ｍ，ｎ）は、振幅スペクトルまたは電力スペクトルであればよい。
　また、積算器２３Ａは、各レンジビン（レンジビン番号ｍ）について、スペクトルＳｋ（ｍ，１）～Ｓｋ（ｍ，Ｎ）をショット番号の方向に積分して（インコヒーレント積分して）高ＳＮＲの積分信号スペクトルＩＳｋ（ｍ）を算出する。たとえば、レンジビンＲｂ１については、積算器２３Ａは、スペクトルＳｋ（１，１）～Ｓｋ（１，Ｎ）を積分することで高ＳＮＲの積分信号スペクトルＩＳｋ（１）を算出することができる。この積分結果を積分回数Ｎで平均化した場合、ＳＮＲは積分回数Ｎに対してＮ１／２倍で改善する。なお、積算器２３では、インコヒーレント積分が採用されているが、当該インコヒーレント積分に代えてコヒーレント積分が採用されてもよい。
　更に、積算器２３Ａは、積分信号スペクトルＩＳｋ（１）～ＩＳｋ（Ｍ）を積算することで積算スペクトルＩＳｋを算出し、この積算スペクトルＩＳｋをＳＮＲ算出器２４及び選択器２５に出力する。
　ＳＮＲ算出器２４は、積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫから信号対雑音電力比Ｒ１，Ｒ２，…，ＲＫを算出する。信号対雑音電力比Ｒｋの算出方法には公知の方法が使用されればよく、特に限定されるものではない。ＳＮＲ算出器２４は、たとえば、積算スペクトルＩＳｋのピーク値を検出し、当該ピーク値とあらかじめ計測された雑音レベルとの比率を信号対雑音電力比Ｒｋとして算出可能である。
　選択器２５は、信号対雑音電力比Ｒ１，Ｒ２，…，ＲＫを用いて積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫの中から少なくとも１つの高ＳＮＲの積算スペクトルを選択する。積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫの中から１つの積算スペクトルを選択したとき、選択器２５は、当該選択された積算スペクトルをそのまま積分スペクトルＩＳとして出力する。一方、積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫの中から複数の積算スペクトルを選択したとき、選択器２５は、当該選択された積分スペクトルを加算または平均化して１つの積算スペクトルＩＳを算出し、当該積算スペクトルＩＳを速度算出器２６に出力する。選択器２５においては、図１２に例示されるように、受信チャンネルＣＨ１，ＣＨ２，…，ＣＨＫの積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫが入力される。選択器２５は、遅延時間に相当する角度ずれを補償するために、信号対雑音電力比Ｒ１，Ｒ２，…，ＲＫを用いて、閾値ＴＨを超える周波数成分を含む積算スペクトルを与える受信チャンネルを選択する。図１２の例では、選択器２５は、遅延時間τ１またはτ２に相当する角度ずれを補償するために受信チャンネルＣＨ１を選択し、この受信チャンネルＣＨ１の積算スペクトルＩＳ１を積算スペクトルＩＳとして出力することができる。また、選択器２５は、遅延時間τ３に相当する角度ずれを補償するために受信チャンネルＣＨ１，ＣＨ２を選択し、これら受信チャンネルＣＨ１，ＣＨ２の積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２を加算または平均化してノイズ低減スペクトルを算出し、このノイズ低減スペクトルを積算スペクトルＩＳとして出力することができる。更に、選択器２５は、遅延時間τ４に相当する角度ずれを補償するために受信チャンネルＣＨ２を選択し、この受信チャンネルＣＨ２の積算スペクトルＩＳ２を積算スペクトルＩＳとして選択することができる。
　前述のとおり、遅延時間τ３の場合には、選択器２５は、選択された複数の積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２を加算または平均化することでノイズ低減スペクトルを算出し、このノイズ低減スペクトルを積算スペクトルＩＳとして速度算出器２６に出力する。これにより、ＳＮＲを改善することができる。
　速度算出器２６は、積算スペクトルＩＳのピーク位置または重心位置の周波数をドップラ周波数ｆｄとして検出し、このドップラ周波数ｆｄを用いて、角度情報ＡＤに対応する視線速度Ｖｒを算出することができる。また、ベクトル算出器２７は、視線速度Ｖｒに基づき、公知のベクトル合成法もしくはＶＡＤ法を用いてターゲットの速度ベクトルｖを算出することができる。
　なお、本実施の形態では、ターゲットの状態を示す観測量として当該ターゲットの視線速度Ｖｒ及び速度ベクトルｖが算出されているが、算出される観測量は、視線速度Ｖｒ及び速度ベクトルｖに限定されるものではない。たとえば、積算スペクトルＩＳに基づいてレーザレーダ装置２とターゲットとの間の距離（測距値）を算出できる機能ブロックを有するように信号処理部２０Ａが構成されてもよい。
　上記した信号処理部２０Ａのハードウェア構成は、たとえば、ＤＳＰ，ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどの半導体集積回路を有するプロセッサで実現されればよい。あるいは、信号処理部２０Ａのハードウェア構成は、メモリから読み出されたソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコードを実行する、ＣＰＵまたはＧＰＵなどの演算装置を含むプロセッサで実現されてもよい。実施の形態１の場合と同様に、図６に示した信号処理装置４０を用いて信号処理部２０Ａの機能が実現されてもよい。
　以上に説明した実施の形態２のレーザレーダ装置２では、選択器２５は、信号対雑音電力比Ｒ１，Ｒ２，…，ＲＫを用いて積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫの中から少なくとも１つの高ＳＮＲの積算スペクトルを選択することができる。また、選択器２５は、積算スペクトルＩＳ１，ＩＳ２，…，ＩＳＫの中から複数の積算スペクトルが選択された場合には、これら複数の積算スペクトルを加算または平均化することでノイズ低減スペクトルを生成することができる。よって、変調送信光ＭＬｋの送信方向と光アンテナ１４への散乱光の到来方向との間に遅延時間に起因する角度差（角度ずれ）が生じたとしても、選択器２５から出力された積算スペクトルまたはノイズ低減スペクトルに基づいてターゲットの状態を示す観測量を高い精度で算出することができる。本実施の形態では、角度差（角度ずれ）を把握することが困難な状況下でも、観測量の高精度な算出が可能である。
　また、上記実施の形態１の場合と同様に、本実施の形態のレーザレーダ装置２は、上記特許文献１に開示されているような当該角度差を補償する機構的な構造を必要とせずに、短い応答時間で角度ずれを補償することができる。よって、ターゲットとの距離が近くても、高ＳＮＲの積算スペクトルＩＳが得られるため、高精度で観測量を算出することができる。
実施の形態３．
　図１３は、本発明に係る実施の形態３のレーザレーダ装置３の概略構成を示すブロック図である。図１３に示されるレーザレーダ装置３の構成は、上記実施の形態１の光変調器１２に代えて、図１３の光変調器１２Ａを有する点を除いて、上記実施の形態１のレーザレーダ装置１の構成と同じである。
　本実施の形態の光変調器１２Ａは、光分配器１１から入力された送信光ＴＬに対して周波数変調及び強度変調を実行することにより、送信光ＴＬの周波数をシフトさせ、かつ送信光ＴＬをパルス化する変調器である。光変調器１２Ａは、周波数変調及び強度変調により、複数の変調光成分ＭＬ１～ＭＬＫを含み、所定のＰＲＦで所定のパルス幅Ｔを有する変調送信光ＭＬ（一連のパルス光）を生成し、変調送信光ＭＬを光サーキュレータ１３に出力する。また、光変調器１２Ａは、送信光ＴＬのパルス化のために生成されたパルストリガ信号ＴＳを信号処理部２０に出力する。パルストリガ信号ＴＳは、送信光ＴＬのパルス化のタイミングを表す信号である。
　以上に説明したように本実施の形態では、光分配器１１は、複数の送信光成分ＴＬ１～ＴＬＫを光変調器１２Ａに出力し、光変調器１２Ａは、これら送信光成分ＴＬ１～ＴＬＫに周波数変調及び強度変調を施すことで、複数の変調光成分ＭＬ１～ＭＬＫを含む変調送信光ＭＬを生成する。よって、光アンテナ１４は、広いビーム径と広いビーム拡がり角を有する変調送信光ＭＬを光スキャナ１５を介して送信することができる。このため、以下に説明するように、光アンテナ１４の受信口径Ｄを改善することができ、受信信号のＳＮＲをも改善することができる。
　すなわち、受信信号（アナログ検波信号ＣＳ）のＳＮＲは、非特許文献（S. Kameyama et al., Applied Optics, Vol. 46, No. 11, pp. 1953-1962, 2007.）に記載のとおり、受信口径Ｄに対して二乗（＝Ｄ２）で改善される。受信口径Ｄは、レンズの焦点距離をｆ、受光素子の開口数をＮＡとすると、Ｄ＝ＮＡ×ｆで定義される。ｆが大きい方が受信口径Ｄは大きくなる。一方、受信視野αは、受信機の素子口径をｄとすると、簡易的に、α＝ｄ／ｆで定義されるため、ｄが一定のままで、ｆを大きくすると受信視野αが小さくなる。
　本実施の形態では、光受信器アレイ１７によって光アンテナ１４の受信口径Ｄと受信視野α（アレイ数をＮａとすると、素子口径はｄａ＝ｄ×Ｎａ）の双方の値の改善ができる。本実施の形態では、光アンテナ１４の受信視野とほぼ同等のビーム径とビーム拡がり角を有する変調送信光ＭＬを送信することができる。したがって、光アンテナ１４の受信口径Ｄを改善することができ、受信信号（アナログ検波信号ＣＳ）のＳＮＲをも改善することができる。
　また、光受信器アレイ１７が、シングルモードのレーザ光しか受信できないヘテロダイン検波法を採用する場合でも、広い受信視野と広い受信口径とを確保することができるため、ＳＮＲを改善することができる。
実施の形態４．
　図１４は、本発明に係る実施の形態４であるレーザレーダ装置４の概略構成を示すブロック図である。図１４に示されるレーザレーダ装置４の構成は、上記実施の形態２の光変調器１２に代えて、図１４の光変調器１２Ａを有する点を除いて、上記実施の形態２のレーザレーダ装置２の構成と同じである。
　本実施の形態の光変調器１２Ａは、上記実施の形態３の場合と同様に、光分配器１１から入力された送信光ＴＬに対して周波数変調及び強度変調を実行することにより、複数の変調光成分ＭＬ１～ＭＬＫを含む変調送信光ＭＬ（一連のパルス光）を光サーキュレータ１３に出力する。また、光変調器１２Ａはパルストリガ信号ＴＳを信号処理部２０に出力する。
　したがって、上記実施の形態３の場合と同様に、光アンテナ１４の受信視野とほぼ同等のビーム径とビーム拡がり角を有する変調送信光ＭＬを送信することができる。よって、光アンテナ１４の受信口径Ｄを改善することができ、受信信号（アナログ検波信号ＣＳ）のＳＮＲをも改善することができる。
実施の形態１～４の変形例．
　以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１～４では、パルス波を送信光として使用するパルス型のレーザレーダ装置１～４であったが、本発明はパルス型に限定されるものではない。連続波レーザ光を送信光として使用するＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ）方式が上記レーザレーダ装置１～４に適用されてもよい。
　また、上記実施の形態１～４では、図２に示したように光学部品間の光接続手段として空間伝搬構造が記載されていたが、これに限定されるものではない。空間伝搬構造に代えて、光ファイバを使用した光導波路構造が採用されてもよい。
　また、上記実施の形態１～４は、速度ベクトルｖを観測量として計測しているが、観測量は、速度ベクトルｖに限定されるものではない。たとえば、積算スペクトルＩＳを用いて、構造物または地形物などのハードターゲットの移動速度または測距値を算出することができるように信号処理部２０，２０Ａの構成が適宜変更されてもよい。
　また、上記実施の形態１～４は、光スキャナ１５を用いて外部空間を走査しているが、外部空間を走査する方法は、光スキャナ１５を使用する方法に限定されるものではない。たとえば、航空機または自動車などの移動体の移動に伴い、この移動体から出射されるレーザビームで外部空間を走査する方法が採用されてもよい。この場合、角度情報ＡＤに代えて、外部空間に対する移動体の相対移動速度を用いて観測量を算出するように信号処理部２０，２０Ａの構成が適宜変更されればよい。
　なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態１～４の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　本発明に係るレーザレーダ装置は、レーザ光を用いて大気状態を観測する観測システムをはじめとする、観測対象物の形状を計測する３次元計測システムなどのレーザセンサシステムに用いられるのに適している。
　１～４　レーザレーダ装置、１０　光源アレイ、１０１　基準光源、１０２　光分配素子、１１　光分配器、１１１　導光光学系、１１２　ビームスプリッタ、１２，１２Ａ　光変調器、１３　光サーキュレータ、１３１　ビームスプリッタ、１３２　波長板、１４　光アンテナ、１５　光スキャナ、１５１　回転子、１５２　ウェッジプリズム、１５３　回転駆動部、１６　光合波器、１６１　ビームスプリッタ、１６２　反射ミラー、１６３，１６４　集光光学系、１７　光受信器アレイ、１８　スイッチ回路、１８１　第１スイッチ、１８２　第２スイッチ、１８３　加算器、１８４　チャンネル選択回路、１９，１９Ａ　Ａ／Ｄ変換器、２０，２０Ａ　信号処理部、２１，２１Ａ　信号分割器、２２，２２Ａ　領域変換部、２３，２３Ａ　積算器、２４　ＳＮＲ算出器、２５　選択器（セレクタ）、２６　速度算出器、２７　ベクトル算出器、２８　走査速度算出器、４０　信号処理装置、４１　プロセッサ、４２　メモリ、４３　入力インタフェース部、４４　出力インタフェース部、４５　信号路、Ｄａ１～Ｄａ３，Ｄｂ１～Ｄｂ３　受光素子、Ｅ１～Ｅ３　光出射端。

Claims (15)

  1. 　複数の光出射端を有し、前記複数の光出射端からそれぞれ複数のレーザ光を同時に出射する光源アレイと、
    　前記複数のレーザ光から当該複数のレーザ光の一部を送信光として分離し、かつ前記複数のレーザ光からそれぞれ複数のローカル光成分を分離する光分配器と、
    　前記送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器と、
    　前記変調送信光で外部空間を走査しつつ、当該外部空間に存在するターゲットで反射された当該変調送信光を受信光として受信する送受信光学系と、
    　前記受信光と前記複数のローカル光成分とを合波することにより複数の干渉光成分を生成する光合波器と、
    　前記送受信光学系の互いに異なる複数の受信視野と光学的に対応する位置にそれぞれ配置され、前記複数の干渉光成分を検波することで複数の検波信号を生成する複数の光受信器を含む光受信器アレイと、
    　前記外部空間に対する前記送受信光学系の走査速度に応じて、前記複数の検波信号の中から検波信号を選択するスイッチ回路と、
    　当該選択された検波信号に基づいて前記ターゲットの状態を示す観測量を算出する信号処理部と
    を備えることを特徴とするレーザレーダ装置。
  2. 　請求項１記載のレーザレーダ装置であって、前記光源アレイは、基準レーザ光を出力する単一の基準光源と、前記基準レーザ光を前記複数のレーザ光に分配する光分配素子とを含むことを特徴とするレーザレーダ装置。
  3. 　請求項１記載のレーザレーダ装置であって、前記信号処理部は、前記スイッチ回路で選択された検波信号の信号スペクトルを算出し、前記信号スペクトルに基づいて前記観測量を算出することを特徴とするレーザレーダ装置。
  4. 　請求項３記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記信号処理部は、
    　前記スイッチ回路で選択された検波信号を、複数のゲート時間領域の信号波形をそれぞれ表す複数の時間領域信号に分割する信号分割器と、
    　前記複数の時間領域信号を複数の周波数領域信号にそれぞれ変換する領域変換器と、
    　前記複数の周波数領域信号から前記複数の時間領域信号それぞれの複数のスペクトルを算出し、前記複数のスペクトルを積算することにより前記信号スペクトルを算出する積算器と、
    　前記信号スペクトルに基づいて前記観測量を算出する観測量算出器と
    を含むことを特徴とするレーザレーダ装置。
  5. 　請求項１記載のレーザレーダ装置であって、前記信号処理部は、前記ターゲットの速度ベクトルを前記観測量として算出することを特徴とするレーザレーダ装置。
  6. 　請求項１記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記光分配器は、前記複数のレーザ光から複数の送信光成分をそれぞれ分離し、当該複数の送信光成分を前記送信光として出力し、
    　前記光変調器は、前記複数の送信光成分のうちの１つの送信光成分を変調して前記変調送信光を生成することを特徴とするレーザレーダ装置。
  7. 　請求項１記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記光分配器は、前記複数のレーザ光から複数の送信光成分をそれぞれ分離し、当該複数の送信光成分を前記送信光として出力し、
    　前記光変調器は、前記複数の送信光成分を変調して前記変調送信光を生成することを特徴とするレーザレーダ装置。
  8. 　複数の光出射端を有し、前記複数の光出射端からそれぞれ複数のレーザ光を同時に出射する光源アレイと、
    　前記複数のレーザ光から当該複数のレーザ光の一部を送信光として分離し、かつ前記複数のレーザ光からそれぞれ複数のローカル光成分を分離する光分配器と、
    　前記送信光を変調して変調送信光を生成する光変調器と、
    　前記変調送信光で外部空間を走査しつつ、当該外部空間に存在するターゲットで反射された当該変調送信光を受信光として受信する送受信光学系と、
    　前記受信光と前記複数のローカル光成分とを合波することにより複数の干渉光成分を生成する光合波器と、
    　前記送受信光学系の互いに異なる複数の受信視野と光学的に対応する位置にそれぞれ配置され、前記複数の干渉光成分を検波することで複数の検波信号を生成する複数の光受信器を含む光受信器アレイと、
    　前記複数の検波信号それぞれの複数の信号スペクトルを算出し、前記複数の検波信号それぞれの複数の信号対雑音電力比を算出する信号処理部と
    を備え、
    　前記信号処理部は、前記複数の信号対雑音電力比を用いて前記複数の信号スペクトルの中から少なくとも１つの信号スペクトルを選択し、当該選択された少なくとも１つの信号スペクトルに基づいて前記ターゲットの状態を示す観測量を算出する、
    ことを特徴とするレーザレーダ装置。
  9. 　請求項８記載のレーザレーダ装置であって、前記光源アレイは、基準レーザ光を出力する単一の基準光源と、前記基準レーザ光を前記複数のレーザ光に分配する光分配素子とを含むことを特徴とするレーザレーダ装置。
  10. 　請求項８記載のレーザレーダ装置であって、前記信号処理部は、前記複数の信号スペクトルの中から選択された少なくとも２つの信号スペクトルを加算または平均化することでノイズ低減スペクトルを算出し、前記ノイズ低減スペクトルに基づいて前記観測量を算出することを特徴とするレーザレーダ装置。
  11. 　請求項８記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記信号処理部は、
    　前記複数の検波信号の各々を、複数のゲート時間領域の信号波形をそれぞれ表す複数の時間領域信号に分割する信号分割器と、
    　前記複数の検波信号の各々について、前記複数の時間領域信号を複数の周波数領域信号にそれぞれ変換する領域変換器と、
    　前記複数の検波信号の各々について、前記複数の周波数領域信号から前記複数の時間領域信号それぞれの複数のスペクトルを算出し、当該算出された複数のスペクトルを積算することにより前記複数の検波信号にそれぞれ対応する複数の積算スペクトルを前記複数の信号スペクトルとして算出する積算器と、
    　前記複数の積算スペクトルから前記複数の信号対雑音電力比をそれぞれ算出するＳＮＲ算出器と、
    　前記複数の信号対雑音電力比を用いて前記複数の積算スペクトルの中から少なくとも１つの積算スペクトルを選択する選択器と、
    　当該選択された少なくとも１つの積算スペクトルに基づいて前記観測量を算出する観測量算出器と
    を含むことを特徴とするレーザレーダ装置。
  12. 　請求項１１記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記選択器は、前記複数の積算スペクトルの中から選択された少なくとも２つの積算スペクトルを加算することでノイズ低減スペクトルを算出し、
    　前記観測量算出器は、前記ノイズ低減スペクトルに基づいて前記観測量を算出する、
    ことを特徴とするレーザレーダ装置。
  13. 　請求項８記載のレーザレーダ装置であって、前記信号処理部は、前記ターゲットの速度ベクトルを前記観測量として算出することを特徴とするレーザレーダ装置。
  14. 　請求項８記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記光分配器は、前記複数のレーザ光から複数の送信光成分をそれぞれ分離し、当該複数の送信光成分を前記送信光として出力し、
    　前記光変調器は、前記複数の送信光成分のうちの１つの送信光成分を変調して前記変調送信光を生成することを特徴とするレーザレーダ装置。
  15. 　請求項８記載のレーザレーダ装置であって、
    　前記光分配器は、前記複数のレーザ光から複数の送信光成分をそれぞれ分離し、当該複数の送信光成分を前記送信光として出力し、
    　前記光変調器は、前記複数の送信光成分を変調して前記変調送信光を生成することを特徴とするレーザレーダ装置。
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