WO2018215615A1 - Vorrichtung und verfahren zur vermessung einer messkapazität - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zur vermessung einer messkapazität Download PDF

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WO2018215615A1
WO2018215615A1 PCT/EP2018/063717 EP2018063717W WO2018215615A1 WO 2018215615 A1 WO2018215615 A1 WO 2018215615A1 EP 2018063717 W EP2018063717 W EP 2018063717W WO 2018215615 A1 WO2018215615 A1 WO 2018215615A1
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WO
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oscillator
measuring
frequency
capacitance
value
Prior art date
Application number
PCT/EP2018/063717
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English (en)
French (fr)
Inventor
Norbert RAEHSE
Original Assignee
Elmos Semiconductor Aktiengesellschaft
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2605—Measuring capacitance

Definitions

  • the invention relates to a device and a method for measuring a measuring capacitance, which is in particular the measuring capacitance of a capacitively operating sensor.
  • the invention also relates to the measurement of a potential parasitic ohmic resistance which either exists or arises due to the environmental conditions or due to the environmental conditions or due to age and lies parallel to the measuring capacitance.
  • the device according to the invention or the method according to the invention serve, in particular, to compensate the influences of such a parasitic ohmic resistance in the determination of the measuring capacity.
  • the invention is directed to a microelectronically integrable measuring circuit for capacitance values of unknown capacity.
  • the result is the possibility of interference-insensitive high-resolution measurement of a (sensor capacitance or the capacitance ratio of two ratiometric sensor capacitances, i.e. a differential sensor capacitance.
  • Capacitive sensors are described in, for example, US-A-5,726,579 and US-B-8,836,349.
  • SC Switched-Capacitor
  • DD-A-282 769 discloses a capacitance measuring device having two identical crystal oscillators and a reference capacitor (trimmer capacitor).
  • DE-A-36 39 070 describes the formation of the frequency ratio of a reference capacitance and a capacitance to be measured for capacitance determination.
  • US-A-5 963 043 relates to the measurement of an unknown capacitance using three identical ring oscillators.
  • the FDC2112 integrated circuit which is available in the prior art, uses a resonant circuit to measure sensor capacitance (see FDC2xlx EMI Resistant 28-Bit, 12-Bit Capacitance to Digital Converter for Proximity and Level Sensing Applications, Texas Instruments) , SNOSCZ5A - June 2015 - REVISED JUNE 2015).
  • an external coil is provided per sensor.
  • an LC resonant circuit is built up and by means of components, which are located within the integrated circuit, this oscillation is attenuated.
  • Such a circuit is also referred to in English as a resonant driver.
  • a reference clock is used to count the number of oscillations and their duration and thus obtain a digital value as a measured value. From the vibration frequency according to the formula
  • the capacity can be calculated.
  • LMEAS external inductance L
  • C var the value of the capacitance C to be measured
  • the resonant circuit principle has a high immunity to interference outside the resonant frequency of the LC resonant circuit.
  • the disadvantage is that an external inductance L conceptually mandatory is required.
  • Such an external inductance (LMEAS) causes relatively high costs compared to a purely integrated microelectronic solution.
  • the oscillation frequency of the LC resonant circuit can not be changed dynamically, since it depends exclusively on the external equipment and the measurement object.
  • no counter-strategy can be developed in such a way to change the frequency of the LC resonant circuit in the event of disturbances occurring in the region of the resonant frequency.
  • no frequency hopping i. no stochastic changing the oscillation frequency with time, possible.
  • this method of the prior art has disadvantages due to the measuring inductance (LMEAS) in the behavior of the measuring device. These are, for example, the drift and temperature dependence of the external measuring inductance.
  • the measurement result is highly dependent on the dispersion and temperature response of the resistors within the microelectronic integrated circuit. These scattering and parasitic temperature fluctuations must be compensated consuming.
  • the temperature drift is balanced, assuming that both oscillators do not differ.
  • the ratio of the frequency (f re f) of the output signal of the reference oscillator to the frequency (fMEAs) of the measuring oscillator comprising the capacitance to be measured (C var ) is equal to the ratio of the capacitance value of the capacitance to be measured (C var ) to the capacitance value of the reference capacitance (C re f) of the reference oscillator. So it applies
  • the measuring oscillator has an output signal whose frequency is determined at least by the capacitance value of the measuring capacitance, a reference oscillator having a reference capacitance with known
  • an evaluation unit which determines the ratio of the frequency of the reference oscillator output signal and the frequency of the measuring oscillator
  • Output signal forms and squares this ratio, the result of this squaring represents the capacitance value of the measuring capacitance, a Messoszillatorregler for controlling the amplitude of the output signal of the measuring oscillator to a desired value and
  • a reference oscillator controller for regulating the amplitude of the output signal of the reference oscillator to a desired value
  • the measuring oscillator controller has a control or manipulated variable which represents a potential parasitic resistor connected in parallel with the measuring capacitor, whereby this potential parasitic resistor can be compensated by the oscillator controller
  • the reference oscillator controller has a control or manipulated variable which has a potential, represents parasitic ohmic resistance connected in parallel to the reference capacitance, whereby this potential parasitic ohmic resistance can be compensated by the reference oscillator controller.
  • control or manipulated variable of the first controller represents a potential, parallel to the measuring capacitance connected parasitic ohmic resistance
  • control or manipulated variable of the second controller represents a potential, parallel to the reference capacitance connected parasitic resistor and
  • the invention is accordingly intended to determine the capacitance value of a measuring capacitance to be measured with the aid of two essentially identical oscillators, namely the measuring oscillator and the reference oscillator.
  • the two oscillators are identical except for the respective capacitors responsible for the oscillation frequency, namely the measuring capacitance and the reference capacitance. In that regard, it is "matched" oscillators.
  • the oscillators do not need to be of a special type.
  • it is advantageous to use comparatively noise-resistant oscillators that is to say to use oscillators which, for example, have a high quality, are robust and robust against other disturbances.
  • Sinusoidal oscillators, triangular signal or square wave oscillators have proved to be advantageous. But also oscillator circuits with phase shifters, integrators, inverters etc. can be used.
  • the frequencies of the output and oscillator signals of both oscillators are set in relation to each other, the result of the Squared ratio is squared.
  • the result of this squaring in turn represents the value of the measuring capacity.
  • Both oscillators each have an amplitude control.
  • parasitic ohmic resistances arise, for example, between the supply lines to the measuring capacitance, which is, for example, the capacitance of a capacitively operating sensor which is exposed to environmental conditions. For example, dirt or moisture can cause parasitic ohmic effect.
  • the control or manipulated variables of both regulators can be used to infer the magnitude / change of a parasitic ohmic resistance,
  • the reference capacity is protected against environmental influences as this reference capacity is not used even for measuring purposes. It is used according to the invention only for determining the measuring capacity, and indirectly.
  • the reference capacitance unlike the measuring capacitance, does not need to be exposed to the particular conditions of the environment in which a measuring sensor is used. Nevertheless, however, a parasitic ohmic resistance may also arise here due to aging, for example, or such a possibly existing ohmic resistance may change over time. Above all, the compensation or recognition of the influences of a potential parasitic parallel resistance to the measuring capacitance is decisive for the invention. The possibility of being able to compensate or determine parasitic ohmic effects of the reference capacitance is not absolutely necessary and constitutes an advantageous embodiment of the invention.
  • the control or manipulated variable of the oscillation signal amplitude control is especially a measure of the real part, ie for the parasitic resistance, when the device to be controlled by the controller adjustable virtual negative resistance or the like connected in parallel to the parasitic resistance of the measuring capacitance.
  • both the measuring oscillator and optionally the reference oscillator have a ring circuit having the measuring or reference capacitance, which is also provided with
  • an inverter having an input and an output, the input of the inverter coupled to the output of the first integrator, and a second integrator having an input and an output, the input of the second integrator coupled to the output of the inverter and the output of the inverter second integrator with the input of the first
  • the first integrator of both the measuring oscillator and the reference oscillator a parallel to the measuring or reference capacitance switched component with a variable virtual negative resistance has, which is variable in dependence on the control or manipulated variable of the Messoszillatorreglers or the Referenzoszillatorreglers.
  • an override of both the measuring oscillator controller and optionally the reference oscillator controller can be used to detect external interferers.
  • the device is operable at more than one frequency of the reference oscillator output signal and / or the device is designed to be operable with more than one frequency of the Messoszillator-output signal.
  • Generating a second digital or binary data stream from the second oscillator signal in particular by means of a second analog-to-digital converter, wherein the second digital or binary data stream can assume a first and a second logic state, Generating high-frequency counting pulses, in particular by means of a high-frequency oscillator,
  • Fig. 1 schematically simplifies the proposed device for
  • Fig. 2 schematically simplifies a suitable sine wave oscillator as
  • Q EAS Measuring oscillator
  • Fig. 3 schematically simplifies a suitable sine wave oscillator as
  • Fig. 4 schematically simplifies the proposed device for
  • FIG. 5 schematically simplifies a suitable sine-wave oscillator as a measuring oscillator (QMEAS) corresponding to FIG. 4, FIG.
  • Fig. 6 schematically simplifies a suitable sine wave oscillator as
  • QREF Reference oscillator
  • FIG. 7 corresponds to FIG. 1 with additional amplitude controls (AC REF , FIG.
  • Fig. 8 schematically simplifies a suitable sine wave oscillator as
  • Fig. 9 schematically simplifies a suitable sine wave oscillator as
  • Reference oscillator (QREF) corresponding to FIG. 7 as an example of a possible amplitude-controllable sine-wave oscillator
  • ACM EA S suitable amplitude control
  • FIG. 12 schematically simplifies a suitable sine-wave oscillator using the example of the local oscillator (QMEAS) with an additional fourth resistor
  • FIG. 14 shows the sensitivity curve of the oscillator circuits (y-axis) in FIG.
  • FIG. 15 serves to explain the frequency-hopping
  • FIG. 16 is a block diagram of a virtual negative resistance as shown in the circuits of FIGS. 8 and 9 is used, and
  • FIG. 17 shows a circuit for realizing a virtually negative resistance, ie an active element for introducing energy into the respective oscillator.
  • the invention is based on the frequency comparison of two sinusoidal circuits for determining the capacitance value of a capacitance to be measured (C var ), wherein the sensitivity to external EinstrahlURIen by the resulting sinusoidal excitation of the capacitance to be measured (C var ) and a reference capacitance (Cref) is reduced in contrast to the prior art.
  • the frequency of an oscillator that is part of a microelectronic integrated circuit inherently depends at least on the resistors used, which are part of this microelectronic integrated circuit, the capacitance values of the capacitances, which are also part of this microelectronic integrated circuit (IC). These capacities are referred to below as on-chip capacities.
  • the corresponding resistors are referred to below as ON-chip resistors.
  • on-chip capacitances have a sufficiently high temperature stability for the application according to the invention.
  • the on-chip resistors generally exhibit high temperature dependence (typically about 5%).
  • the temperature dependence of the on-chip resistors is typically proportional to the oscillation frequency of the respective oscillator.
  • the capacitance to be measured (C var ) has a first connection and a second connection.
  • the first terminal of the capacitance to be measured (C V ar) is connected to a first terminal (Var) of a measuring oscillator (Q ME A S ).
  • the second terminal of the capacitance to be measured (C var ) is connected to a second terminal (Det) of a measuring oscillator (QM E AS).
  • This measuring oscillator (QMEAS) generates a first (or measuring) oscillator signal (SMEAS).
  • the reference capacitance (C re f) has a first terminal and a second terminal.
  • the reference capacitance (C re f) is connected at its first terminal to a first terminal (Nl) of a reference oscillator (QREF).
  • the reference capacitance (C re f) is connected at its second terminal to a second terminal (N2) of a reference oscillator (QREF). This generates a second (or reference) oscillator signal (SREF).
  • These two oscillators represent the same microelectronic circuit parts of a microelectronic circuit (IC). Preferably, they are "matching" executed. This means that the layout of these microelectronic circuit parts is preferably carried out in the same way. The parasitic properties of these two oscillators (QREF, QMEAS) should therefore typically drift in the same way.
  • the circuit parts of the two oscillators QMEAS, QREF are placed on a crystal of the microelectronic circuit (IC) so close to each other that they are in the same thermal state.
  • the first oscillator signal (S ME AS) is preferably filtered in an optional first low-pass filter (LPF1) and converted by a first analog-to-digital converter (INV1), preferably a simple inverter or the like, into a first digital or binary data stream (dsl ).
  • LPF1 first low-pass filter
  • INV1 first analog-to-digital converter
  • the second oscillator signal (SREF) is preferably filtered in a second low-pass filter (LPF2) and converted into a second digital or binary data stream (ds2) by a second analog-to-digital converter (INV2), preferably a simple inverter or the like.
  • LPF2 low-pass filter
  • IOV2 second analog-to-digital converter
  • the measuring signal is now only influenced by the value of the reference capacitance (C re f), which is preferably part of the microelectronic integrated circuit (IC). Their temperature drift is typically predetermined by design and can be determined during manufacture.
  • C re f the reference capacitance
  • IC microelectronic integrated circuit
  • the first divider (D1) divides the frequency of the first digital or binary data stream (dsl) by a factor n and thus generates a third digital or binary data stream (ds3).
  • the third digital or binary data stream (ds3) may preferably assume a first logic level and a second logic level.
  • a first counter (CNT1) counts the high frequency count pulses of the high frequency oscillator (RF-OSC) for the period of time for which the third digital or binary data stream (ds3) is the first one assumes logical level.
  • the first counter (CNT1) stops counting and the first count result appears at the output of the first counter (CNT1).
  • the first counter (CNT1) starts counting again, preferably at zero.
  • the previous first count result is preferably further output.
  • This potentially employable method of measuring the frequency ratio (f EF / fMEAs) further uses a second divider (D2).
  • the second divider (D2) divides the frequency of the second digital or binary data stream (ds2) by a factor m and generates a fourth digital or binary data stream (ds4).
  • the fourth digital or binary data stream (ds4) may preferably assume a first logic level and a second logic level.
  • a second counter (CNT2) counts the high frequency count pulses of the high frequency oscillator (RF-OSC) for the period of time the fourth digital or binary data stream (ds4) assumes a first logic level.
  • the second counter (CNT2) stops counting and the second counting result appears at the output of the second counter (CNT2).
  • the second counter (CNT2) starts counting again, preferably at zero.
  • the previous first count result is preferably further output.
  • the first digital or binary data stream (dsl) thus serves as the gate signal for the first high-frequency pulse counter (CNT1).
  • the second digital or binary data stream (ds2) is used accordingly after division by m as a gate signal for the second high-frequency pulse counter (CNT2).
  • Step 1 The first high-frequency pulse counter (CNT1) and the second high-frequency pulse counter (CNT2) are reset.
  • Step 2 After the arrival of an edge, namely the first start edge, of the first digital or binary data stream (dsl), the first high-frequency pulse counter (CNT1) starts counting the high-frequency counting pulses of the high-frequency oscillator (HF-OSC). It can be predetermined whether the first start edge should be a falling edge or a rising edge or any edge.
  • the first high-frequency pulse counter (CNT1) starts counting the following edges, the first count edges, of the first digital or binary data stream (dsl). It can be predetermined whether the first count edges should be falling edges or a rising edge or any edges.
  • the first counter (CNT1) counts from the start edge of the first data stream (dsl) to reach the n-th count edge both their number and the number of supplied by the high-frequency oscillator (RF-OSC) Hochfrequenzexcellentimpulse until reaching the n-th counting edge of the first data stream (dsl) counts.
  • RF-OSC high-frequency oscillator
  • Step 3 After the arrival of an edge, the second start edge, the second digital or binary data stream (ds2), the second high-frequency pulse counter (CNT2) starts to count the high-frequency counting pulses of the high-frequency oscillator (HF-OSC). It can be predetermined whether the second start edge should be a falling edge or a rising edge or any edge. At the same time, the second high-frequency pulse counter (CNT2) starts counting the following edges, the second count edges, of the second digital or binary data stream (ds2). It can be predetermined whether the second count edges should be falling edges or a rising edge or any edges.
  • the second high-frequency pulse counter starts counting the following edges, the second count edges, of the second digital or binary data stream (ds2). It can be predetermined whether the second count edges should be falling edges or a rising edge or any edges.
  • the second counter counts from the start edge of the second data stream (ds2) to reach the n-th count edge both their number and the number of supplied by the high-frequency oscillator (RF-OSC) Hochfrequenzexcellentimpulse until reaching the nth count edge of the second data stream (ds2) counts.
  • Steps 2 and 3 expire after the first step.
  • the sequence of steps 2 and 3 preferably depends on the arrival of the respective starting edges for the respective counting processes.
  • Step 4 With the arrival of the n-th counting edge of the first data stream (dsl), the first high-frequency pulse counter (CNT1) stops counting the high-frequency counting pulses of the high-frequency oscillator (HF-OSC) and preferably takes its first count into a first output register and outputs it first count off with it.
  • CNT1 the first high-frequency pulse counter
  • HF-OSC high-frequency oscillator
  • Step 5 With the arrival of the m-th counting edge of the second data stream (ds2), the second high-frequency pulse counter (CNT2) stops counting the high-frequency counting pulses of the high-frequency oscillator (HF-OSC) and preferably takes its second counter reading into a second output register and outputs it second meter reading off.
  • CNT2 the second high-frequency pulse counter
  • Steps 4 and 5 preferably proceed in time after steps 1 to 3.
  • the order of steps 4 and 5 depends on the arrival of the respective stop edges for the respective counting processes.
  • the first output register then contains a value multiplied by n that is proportional to the reciprocal of the frequency (MEAS) of the first oscillator signal (SMEAS).
  • the second output register then contains a value multiplied by m, which is proportional to the reciprocal of the frequency (f RE F) of the second oscillator signal (SR EF ).
  • V FLMEAS is.
  • the factor n / m is also proportional to this.
  • n m.
  • the final capacity result (Out) is obtained by squaring in the squaring block ( ⁇ 2). It emerged in the elaboration of the proposal that non-ideal characteristics of the circuit, such as parasitic capacitances and the resistance-dependent, finite bandwidth of operational amplifiers in the circuit are only reflected as temperature-independent offset and gain errors of the final capacity result (Out). This error can easily be calibrated out.
  • this is thus advantageously a method for determining a capacitance value of a capacitance to be measured (C va r) comprising the steps:
  • SMEAS sinusoidal first oscillator signal
  • QMEAS measuring oscillator
  • fMEAs measuring frequency
  • SREF sinusoidal second oscillator signal
  • QREF reference oscillator
  • a first digital or binary data stream (dsl) from the first oscillator signal (SMEAS), in particular by means of a first analog-to-digital converter (INV1), wherein the first digital or binary data stream (dsl) at least a first and a second can assume logical state;
  • a second digital or binary data stream (ds2) from the second oscillator signal (SREF), in particular by means of a second analog-to-digital converter (INV2), wherein the second digital or binary data stream (ds2) comprises at least a first and a second can assume logical state;
  • HF-OSC high-frequency oscillator
  • FIG. 2 shows a suitable measuring oscillator (QMEAS) whose use is proposed as a state-variable oscillator, that is to say as a measuring oscillator (QMEAS).
  • the proposed measuring oscillator (QMEAS) consists of a first amplifier (VI), a second amplifier (V2) and a third amplifier (V3). These are connected to a ring oscillator serial.
  • the first amplifier (VI) forms a first integrator with the first resistor (Rl) and the capacitance to be measured (C va r).
  • the subsequent second amplifier (V2) is connected to the two third resistors (R3) to form an inverting amplifier.
  • the following this third amplifier (VI) is connected to a second capacitor (C2) and a second resistor (R2) to another integrator.
  • the order of the integrators and the inverting amplifier is interchangeable. The number of amplifier stages can be increased, but this increases the space requirement.
  • This increases the dynamic range of the circuit.
  • the reference oscillator is preferably designed to match the measuring oscillator (QMEAS), that is, constructed in the same way.
  • the proposed reference oscillator consists of a fourth amplifier (V4), a fifth amplifier (V5) and a sixth amplifier (V6). These are in turn connected in series with a ring oscillator.
  • the fourth amplifier (V4) with said first resistor (Rl) and to the reference capacitor (C f re) comprises a first integrator.
  • the value and geometry of this first resistor (R1) are preferably equal to the value and geometry of the first resistor (R1) of the measuring oscillator (QMEAS) of Fig. 2.
  • the subsequent fifth amplifier (V5) is connected to the two third resistors (R3 ) connected to an inverting amplifier.
  • the value and the geometry of these third resistors (R3) are preferably equal to the value and the geometry of the third resistors (R3) of the measuring oscillator (QMEAS) of Fig. 2.
  • the following sixth amplifier (V6) is connected to a second capacitor (C2) and a second resistor (R2) to form another integrator.
  • the value and geometry of this second resistor (R2) are preferably equal to the value and geometry of the second resistor (R2) of the measurement oscillator (QMES) of FIG. 2.
  • this second capacitor (C2) are preferably equal to that Value and geometry of the second capacitor (C2) of the measuring oscillator (QMES) of Fig. 2.
  • QMES measuring oscillator
  • FIG. 4 shows a variant of the measuring device with a first capacitance to be measured (C va ri) and a second capacitance to be measured (C var 2) and a first reference capacitance (C re fi) and a second reference capacitance (C re f2).
  • the ratio of the capacitance value of the first capacitance to be measured (C V ari) to the capacitance value of the second capacitance to be measured (C var 2) shall be determined by the device shown in FIG. 4.
  • Fig. 5 shows an exemplary measuring oscillator (QMEAS) for a device according to Fig. 4.
  • the sine wave oscillator of Fig. 5 comprises two integrators and a capacitive inverter.
  • the dashed lines drawn fourth resistor (R4) and the fifth resistor (R5) shown in dashed lines are preferably very high impedance and are used only for DC stabilization of the operating point of the second amplifier (V2).
  • Fig. 6 shows an exemplary reference oscillator (QRE F ) for a device according to Fig. 4.
  • the sine wave oscillator of Fig. 6 again comprises two integrators and a capacitive inverter. It is again carried out preferably matching to the measuring oscillator (QMEAS) of FIG. 5.
  • the dashed lines drawn fourth resistor (R4) and the fifth resistor (R5) shown in dashed lines are preferably very high impedance and are used only for DC stabilization of the operating point of the second amplifier (V2).
  • the fourth resistor (R4) and the fifth resistor (R5) of this reference oscillator (QREF) are also matched to the fourth resistor (R4) and fifth resistor (R5) of the measuring oscillator (QM E AS) as shown in FIG.
  • the proposed amplitude control involves first measuring the amplitude. It was recognized that the amplitude can be measured particularly easily if one exploits that two oscillations offset by 90 ° in the Schwingleid the Fign. 2 and 3 occur. The corresponding applies analogously to FIGS. 5 and 6.
  • These oscillation signals within the sine- wave oscillators represent a sine and cosine signal.
  • the one oscillation signal occurs at the first terminal (Var) of the measuring oscillator (QM EA S) or at the second terminal (Q N2) of the reference oscillator (QREF).
  • the other oscillation signal occurs on the first oscillator signal (SMEAS) of the measuring oscillator (QM E AS) or on the second oscillator signal (SREF) of the reference oscillator (Q REF ).
  • the voltage at the first oscillator signal (SMEAS) of the measuring oscillator (QM E AS) or the second oscillator signal (SREF) of the reference oscillator (QREF) is always maximum or at the vertex of the oscillation if the signal at the first terminal (Var) of the measuring oscillator ( QMEAS) or at the second terminal (N2) of the reference oscillator (QREF) has a zero crossing in a defined direction.
  • Fig. 7 shows a modification of Fig. L.
  • An amplitude control (ACM EA S) of the measuring oscillator (QMEAS) controls the amplitude of the first oscillator signal (SMEAS).
  • An amplitude control (ACRE F ) of the reference oscillator (QRE F ) controls the amplitude of the second oscillator signal (SREF).
  • the proposed amplitude control secondly comprises the regulation of the amplitude or the damping.
  • This damping is realized by an adjustable virtual negative resistance (NR1). This is done by means of an additional auxiliary operational amplifier between the first terminal (Var) of the measuring oscillator (QMEAS) and the second terminal (N2) of the reference oscillator (QRE F ) on the one hand and the second terminal (Det) of the measuring oscillator (QMEAS) or first terminal of the reference oscillator (QREF) on the other.
  • NR1 adjustable virtual negative resistance
  • the virtual negative resistance (NR1) thus, in the case of the measuring oscillator (QMEAS), it bridges the capacitance to be measured (C var ) and, in the case of the reference oscillator (QREF), the reference capacitance (Cref). This is shown in FIG. 8 for the measuring oscillator (QMEAS) and in FIG. 9 for the reference oscillator (QREF).
  • the influence of the parasitic resistance occurring in the application between the first terminal (Var) of the measuring oscillator (QMEAS) and the second terminal (Det) of the measuring oscillator (QMEAS) on the measurement result is reduced the most.
  • the control is then most stable to parameter variations in the fabrication of the microelectronic circuit (IC).
  • the component representing the negative resistance can be regarded as a multiplier, which is supplied with an input voltage (Vi n ) and outputs an output current (I ou t) at its output. Further, the multiplier is controlled by a control voltage (V c tri). The multiplier now ensures that I ou t is proportional to the input voltage (V in). Thus the circuit behaves like a (virtual negative) resistor. The proportionality factor and thus the size of the (virtual negative) resistance can be adjusted by V c tri. A block diagram of a negative resistance is shown in FIG. The virtual negative resistance is thus ultimately an active component for introducing energy into the oscillators.
  • Fig. 17 shows a possible implementation of the multiplier of Fig. 16 as an analog circuit.
  • FIG. 10 shows an example of amplitude control (ACMEAS) for the measuring oscillator (QMEAS).
  • a comparator (comp) generates from the signal at the first terminal (Var) of the measuring oscillator (QMEAS) a signal for the clock input (ck) of a holding circuit (English: sample-and-hold circuit) (S & .H).
  • the input (vin) of the latch circuit (S & H) is connected to the first oscillator signal (SMEAS).
  • the holding circuit thus stores at the zero crossing of the signal on first terminal (Var) of the measuring oscillator (QMEAS) the level of the first oscillator signal (SMEAS) and outputs this as an output signal (vsh) of the latch circuit (S & H). From this output signal (vsh) of the latch circuit (S & H) a default value (Vsoll_amp) is subtracted in order to obtain an intermediate value signal (Vamp). This is multiplied by a coefficient.
  • the signal (GC1) for the amplitude control of the measuring oscillator (QMEAS).
  • Fig. 11 shows an example of an amplitude control (ACREF) for the reference oscillator (QREF).
  • a comparator (comp) generates from the signal at the second terminal (N2) of the reference oscillator (QREF) a signal for the clock input (ck) of a holding circuit (English: sample-and-hold circuit) (S & H).
  • the input (vin) of the latch circuit (S & H) is connected to the second oscillator signal (SREF).
  • the holding circuit thus stores at the zero crossing of the signal at the second terminal (N2) of the reference oscillator (QREF) the level of the second oscillator signal (SREF) and outputs this as an output signal (vsh) of the latch circuit (S & H).
  • Another possibility for attenuation would be a positive, further fourth resistor (R4) between the second terminal (Det) of the measuring oscillator (QMEAS) or the first terminal (Nl) of the reference oscillator (QREF) and the output of the second amplifier (V2) or the output of the fifth amplifier (V5).
  • This is shown in FIG. 12 using the example of the measuring oscillator (QMEAS).
  • Another possibility for de-attenuation would be another third capacitance (C3) across one of the third resistors (R3) together with a regulated positive sixth resistor (R6) in series or in parallel with one of the integrator capacitances. This is shown in FIG. 13 using the example of the reference oscillator (QREF). The Fign.
  • the hold circuit (S & H) is defined by the beginning of the positive half wave of the voltage at the first terminal (Var) of the measuring oscillator (QMEAS), ie the connection of the capacitance to be measured (C var ), or by the beginning of the positive half wave of the voltage at the second Connection (N2) of the reference oscillator (QREF) of the reference capacitance (C re f) triggered by the comparator (comp).
  • the sample-and-hold circuit takes over the voltage level of the respective oscillator signal (SMEAS, S RE F) applied to its input (Vin) and outputs it as its output signal (Vsh). From the output signal (Vsh) of the sample and hold circuit (S & H), a threshold value (Vsoll_amp) is subtracted to form the intermediate signal (Vamp). This is multiplied by a given factor (coeff) and used to control, for example, a controllable negative resistance (NR1).
  • a threshold value Vsoll_amp
  • the resonant frequency of the oscillators (QMEAS, QREF) is adjusted synchronously with each other. Since the frequency of the measuring oscillator (QMEAS) can not be set exactly, the system frequency is the frequency of the reference oscillator
  • the sine-wave oscillators can also be understood as a band-pass, which transmits (interference) signals particularly well only in the range of its oscillation frequency (f RE F, fMEAs). This results in an intrinsic sensitivity around the respective measured oscillation frequency (f RE F, f EAs).
  • the resonant circuit then "locks" to the interference frequency when the interference amplitude at the internal reference voltage network (dashed line SA of FIG. 14) becomes greater than the desired useful amplitude (solid line NA of FIG. 7).
  • Fig. 14 shows this sensitivity curve of the oscillator circuits (y-axis) as a function of the interferer frequency (f s ) (x-axis).
  • the disturbance in a relatively large area within the sensitive band, the disturbance can still be seen.
  • the disturbance causes the amplitude control to leave its working range, and this can be signaled by circuitry.
  • the measurement signal Only in the B range is the measurement signal greatly changed (locked to the interference frequency), but no fault can be detected directly.
  • the frequency hopping method shown in FIG. 15 now overcomes these problems:
  • the system frequency of the oscillators (QMEAS, QREF) is made changeable. This can be done by variability of the second capacitance (C2) and / or the first resistors (R1) and / or the second resistors (R2). For example, arrays of these components with multiplexers for switching are suitable.
  • the change of the output frequency (f RE F, f EAs) of the oscillator signals (SR EF , SMEAS) of the oscillators (QMEAS, QREF) is carried out most simply by switching the respective first resistors (Rl) and / or second resistors (R2) Change in the values of these resistors.
  • the values of the resistors (R1, R2) are preferably switched in the same way in the reference oscillator (QREF) as in the measuring oscillator (QMEAS). This switching is preferably carried out by a switching control. In a measuring cycle, two frequencies close to each other (fREFi, fREF2) are used alternately as the first system frequency (fREFi) and the second system frequency (f RE F 2 ).
  • the frequency magnitude of the first system frequency (f REF 2) is different (F ref2) from the frequency amount of the second system frequency by less than 20%, more preferably by less than 10%, more preferably by less than 5%, more preferably by less than 3%.
  • the respective first resistor (Rl) of the oscillators (QMEAS, QREF) each changed only slightly in the same way. It then assumes a first resistance value at the first system frequency (fREFi) and a second resistance value at the second system frequency (f EF2), respectively. It hardly results in a loss of measurement time, since the average of both measurements at the first System frequency (f REF i) and at the second system frequency (fR EF2 ) can be used as a measured value.
  • the two system frequencies (f REF i, fREF 2 ) of the output signal (S RE F) of the reference oscillator (QR EF ) for normal operation are chosen so that the B-range of the output signal (S REF ) of the reference oscillator (Q REF ) at the first system frequency (f REF i) of the second oscillator signal (S REF ) of the reference oscillator (Q REF ) and the B range of the second oscillator signal (S REF ) of the reference oscillator (Q REF ) at the second system frequency (f REF2 ) of the second Oscillator signal (S REF ) of the reference oscillator (Q REF ) do not overlap.
  • a fault can be detected in any case:
  • Either one of the oscillations is in the A-range, which leads to saturation of the amplitude controller and can be detected by exceeding a threshold value, or a fault is in the C-range and one in the B-range, which is a sign for different measurement results of both measurements ,
  • a third measurement is performed at a third system frequency (f REF3 ) of the second oscillator signal (S REF ) of the reference oscillator (QREF), at a frequency amount smaller by a preferably factor 5 than the first system frequency (f REF i) or faster third system frequency (f REF3 ), the backup frequency.
  • the reason why the backup frequency (f REF3 ) is used only in case of a fault is that the circuit with a 5 times lower frequency may not be able to achieve full performance.
  • this invention proposes a device (device A) for measuring the capacitance value of a capacitance to be measured (C var ). It comprises a first sine-wave oscillator, the measuring oscillator (QM E AS), and a second sine-wave oscillator, the reference oscillator (Q REF ).
  • the frequency (f ME As) of the output signal (S ME AS) of the measuring oscillator (QMEAS) depends on the capacitance to be measured (C var ).
  • the frequency (f REF ) of the output signal (S REF ) of the reference oscillator (Q REF ) depends on a reference capacitance (C ref ).
  • Both sine-wave oscillators (QMEAS, QREF) have the same design except for the measuring capacitance (C var ) and the reference capacitance (C re f).
  • a proposed device for measuring the quotient of two capacitance values of two capacitances to be measured (Cvan, C V ar2) is suitable. It includes a first sine-wave oscillator, the measuring oscillator (QMEAS), and a second sine-wave oscillator, the reference oscillator (QREF).
  • the frequency (fMEAs) of the output signal (SMEAS) of the measuring oscillator (QMEAS) depends on the quotient of the two capacitance values of the two capacitances to be measured (C va n, C var 2).
  • the frequency (f EF) of the output signal (SREF) of the reference oscillator (QREF) in this variant then depends on the quotient of the two capacitance values of two reference capacitances (Cre f i, Cre f2 ).
  • This second variant for the measurement of an unknown capacitance ratio has another subdevice which is the ratio of the frequency value of the frequency (fREF) of the output signal (SREF) of the reference oscillator (QREF) and the frequency value of the frequency (fMEAs) of the output signal (SMEAS) of the measuring oscillator (QMEAS) and then squares this ratio to provide a measure (Out) for a quotient of the two capacitance values of the two capacitances to be measured (C va n, C var 2).
  • both sine-wave oscillators (QMEAS, QREF) should be constructed the same except for the two measuring capacities (C var i, C var2 ) and the reference capacitances (C re n, C re f 2 ).
  • the reference capacitance (C ref ) corresponds to the average measuring capacitance (C var ).
  • C ref the reference capacitance
  • C var the average measuring capacitance
  • both sine-wave oscillators are preferably built up in the integrated microelectronic circuit (IC), with the exception of the two measuring capacitors (C var ) and the reference capacitance (C re f).
  • the layouts are scrambled together.
  • the components of the two sine-wave oscillators (QMEAS, QREF) are chosen the same, placed the same and aligned identically.
  • the measuring oscillator (QMEAS) again has an output signal (SMEAS) and the reference oscillator (QREF) an output signal (S RE F).
  • the measuring oscillator (QMEAS) comprises a first amplifier (VI), a second amplifier (V2) and a third amplifier (V3).
  • the first amplifier (VI) is interconnected with a first resistor (Rl) and the capacitor (C var ) whose capacitance value is to be determined in the case of the measuring oscillator (QMEAS), to form a first integrating amplifier.
  • the second amplifier (V2) is connected to an inverting amplifier.
  • the third amplifier (V3) is connected to a second capacitor (C2) and a second resistor (R2) to form a second integrating amplifier.
  • the first integrating amplifier and the second integrating amplifier and the inverting amplifier are connected in series to form an oscillator ring (ring).
  • the reference oscillator is constructed in order to provide an always good frequency standard. It comprises a fourth amplifier (V4), a fifth amplifier (V5) and a sixth amplifier (V6).
  • the fourth amplifier (V4) is connected in analogy to the circuit of the measuring oscillator (QMEAS) with a first resistor (R1) and the reference capacitance (Cref) to a first integrating amplifier.
  • the first resistor (Rl) stands for a resistance type and not for a specific component.
  • the first resistance (Rl) of the reference oscillator (QREF) is thus for a device that is preferably in size, layout, alignment, resistance and construction equal to the first resistor (R1) of the measuring oscillator (QMEAS).
  • a second resistor (R2) of the reference oscillator (QREF) for a component which is preferably equal in size, layout, orientation, resistance value and construction to a second resistor (R2) of the measuring oscillator (QMEAS) is hereafter.
  • the fifth amplifier (V5) is connected in a manner analogous to the measuring oscillator (Q ME A S ) in the case of the reference oscillator (QREF) to an inverting amplifier. Therefore, the sixth amplifier (V6) is connected to a second capacitor (C2) and a second resistor (R2) to form a second integrating amplifier.
  • the first integrating amplifier and the second integrating amplifier and the inverting amplifier are connected in series to form a ring oscillator.
  • a circulating ring signal is generated by this ring of the ring oscillator.
  • the ring signal is taken as the output signal (S REF ) of the reference oscillator (QREF) as an output signal of the reference oscillator (S REF ).
  • sine-wave oscillators QMEAS, QREF
  • the reference oscillator QREF
  • measuring oscillator QMEAS
  • the subdevice preferably comprises a first analog-to-digital converter (INV1), which converts the first oscillator signal (SMEAS) into a first digital or binary data stream (dsl), and a second analog-to-digital converter (INV2), which converts the second oscillator signal (SREF) into a second digital or binary data stream (ds2).
  • RF-OSC high-frequency oscillator
  • a first high-frequency pulse counter (CNT1) counts the number of high-frequency counting pulses of the high-frequency oscillator (HF-OSC) as a function of the signal of the first digital or binary data stream (dsl) in order to determine a first counting result.
  • a second high-frequency pulse counter (CNT2) counts in dependence on the signal of the second digital or binary data stream (ds2), the number of HochfrequenzFINpulse the high-frequency oscillator (RF-OSC) to determine a second count result.
  • a division block (/) divides the first count result by the second count result to obtain a division result.
  • a squaring device (2) squares the division result to provide the measured value (Out).
  • both of the sine-wave oscillators (QMEAS, QREF) have a control of the respective amplitude of a signal applied to the capacitance to be measured (C var ) and the reference capacitance (C re f).
  • C var the capacitance to be measured
  • C re f the reference capacitance
  • An override of the regulation of this amplitude can be used to detect external interferers.
  • a control signal for the amplitude control or an amplitude value signal which reproduces the amplitude at an output of the respective sine oscillator, so for example, the first oscillator signal (SMEAS) or the second oscillator signal (SR EF ), preferably by a comparator having at least one amplitude threshold or at least a Regelelsschwownwert compared.
  • a control signal which may be monitored by a first monitoring comparator for exceeding an upper control signal threshold, or monitored by a second monitoring comparator, the amplitude control (GC1) of the measuring oscillator (QMEAS ) or the amplitude control (GC2) of the reference oscillator (QREF).
  • GC1 the measuring oscillator
  • GC2 the amplitude control
  • QREF the reference oscillator
  • the amplitude exceeds the upper amplitude threshold value or if the control signal exceeds the corresponding upper control signal threshold value then there is an error which can be signaled by a control of the device.
  • This signaling may be via a line or providing error data in a data register of the integrated circuit (IC).
  • the two sine-wave oscillators (QMEAS, QREF) are preferably part of this integrated circuit (IC).
  • the respective amplitude of the sine-wave oscillators is preferably determined for the amplitude regulation at their respective output, ie their respective oscillator signal (SMEAS, SREF), precisely by voltage measurement, when the voltage at the first terminal (Var) of the measuring oscillator ( Q MEAS ) or at the second terminal (N2) of the reference oscillator (Q RE F) has a zero crossing.
  • the amplitude is measured at these points at the zero crossing of a further signal (Var, N2) of the respective sine-wave oscillator (QMEAS, QREF), which is preferably 90 ° with respect to its phase relationship with respect to the capacitance to be measured (C VAR ) is at the measuring oscillator (C ME AS) or at the reference capacitance (C re f) at the reference oscillator (Q REF ) phase-shifted signal.
  • Var, N2 the respective sine-wave oscillator
  • QMEAS, QREF sine-wave oscillator
  • an adjustable gain is used as a preferred actuator for the amplitude control of the sine-wave oscillators (QMEA S , QR E F).
  • the amplitude is controlled by the respective setting of a respective additional negative parallel resistor (NR1) to the capacitance to be measured (C va r) in the measuring oscillator (QMEAS) or to the reference capacitance (Cre f ) in the reference oscillator (QREF), ie in the respective sine-wave oscillator (QMEAS, QREF).
  • NR1 additional negative parallel resistor
  • the resistances of the sine oscillators can be made electronically changeable. This can be done analogously, but also digitally by stepwise switching. Typically, this change is in response to a frequency control signal, which may be analog, digital or binary.
  • a common frequency control signal preferably controls the reference oscillator (QREF) and the measuring oscillator (QMEAS) in the same way.
  • QREF reference oscillator
  • QMEAS measuring oscillator
  • C var measuring frequency-dependent properties of the capacitance to be measured
  • the proposed device can not only determine the capacitance value of the main capacitance at one frequency, but also enable the determination of further parameter values of further elements of an equivalent circuit diagram of the capacitance to be measured (C var ) by means of further frequency measurement values. If capacitive sensors are measured, it is possible, for example, to determine the series inductance and a parallel conductance to the capacitance, etc. This is of particular interest if these parameters are dependent on the temperature in a previously known manner. As a result, it may therefore be concluded that the temperature of the capacitance to be measured (C var ).
  • the device can thus be designed or determined to determine with the aid of this plurality of measured values additional additional parameter values to the capacitance value of the capacitance to be measured (C var ), wherein the device may comprise device parts, in particular a computer system, which has the capacitance value the capacity to be measured (C var ) determine and signal or provide further parameter values from these measurement results.
  • the reference frequency (fREF) of the second oscillator signal (SRE F ), which represents the output of the reference oscillator (QREF) has a relatively fixed design. It therefore makes sense to design the device to be operable with more than one reference frequency (f RE Fi, fREF2, fREF3) of the second oscillator signal (fREF) being the output of the reference oscillator (QREF). Finally, this also corresponds to an alignment of the device in such a way that it is operated with more than one measuring frequency (f M EAsi, fMEAS2, fMEAS3) of the first oscillator signal (f ME As), which is the output signal of the measuring oscillator (QM EAS ) can.
  • the device is preferably designed to compare these measurement results and to detect and signal a malfunction of the measurement if the measurement results are not plausible among one another or do not deviate within a tolerance band from predetermined or calculable default values for these measured values.
  • the frequency (f M EAs, f REF) of the output signals (S RE F, SMEAS) of the sine-wave oscillators (Q EAS, QREF) depends on resistors (R 1, R 2) within these sine-wave oscillators (QMEAS, Q REF).
  • the measuring oscillator (QMEAS) has these resistors (Rl, R2) and the reference oscillator (QREF) has these resistors (Rl, R2) in the same design.
  • At least one of these resistors (Rl, R2) in both sine-wave oscillators (QMEAS, QREF) is likewise switchable or changeable in the same way with respect to these two sine-wave oscillators (QMEAS, QREF), which opens up the advantages of the possibility of frequency modulation described above ,
  • the device determines a first and second measurement result at a first reference frequency (fei) and a second reference frequency (fREF2), the first reference frequency (fREFi) having such a frequency spacing from the second reference frequency (f EF2) is chosen such that their frequency amounts do not differ by more than 20% and / or not more than 10% and / or not more than 5% and / or not more than 3%.
  • this also means a corresponding behavior of the measuring frequencies.
  • the device determines a first and second measurement result at a first measurement frequency (fMEAsi) and a second measurement frequency (fMEAs 2 ), wherein the first measurement frequency (fMEAsi) with such a frequency distance from the second Measurement frequency (f M EAS2) is selected so that their frequency amounts differ by not more than 20% and / or not more than 10% and / or not more than 5% and / or not more than 3%.
  • the measuring frequency depends on the capacitance to be measured (Cvar)
  • the reference frequency (f REF ) is usually set.
  • the different measured values can now be used to indicate a fault due to an interference signal fed in externally, for example by EMC to recognize and to a third reference frequency (fREF3) and thus a third measurement frequency (fMEAS3) evade.
  • fREF3 third reference frequency
  • fMEAS3 third measurement frequency
  • the oscillators can also be understood as a bandpass, which allows (interference) signals to pass particularly well only within the range of its oscillation frequency.
  • an example noise model has a sensitivity in the range of 183 kHz to 340 kHz.
  • the frequency can also be switched over in circuits, but a fault can only be detected by comparison measurement on two frequencies. In the oscillator principle this is also possible in most cases via the amplitude controller saturation (range A). When a fault is detected, one does not know which of the harmonics is disturbed. The possible interference is in a very large range, eg 250kHz to 10MHz. There is no secure backup frequency, which is undisturbed in any case.
  • the invention can also be used to measure instead of capacitance other components that are part of the sinusoidal oscillators constructed as equal as possible (eg for measuring ohmic resistances).
  • the capacitances of both sine-wave oscillators are equal and their resistances Ri (or R 2 ), of which according to the above formula the oscillation frequencies are dependent, are different.
  • One of the resistors Ri (or R 2 ) is then the resistor to be measured while the other is the known reference resistor.
  • the invention can also be used in order to be able to measure a frequency-dependent parameter change in the components.
  • the invention can also be described alternatively by one of the following feature groups, wherein the feature groups can be combined with each other and individual features of a feature group with one or more features of one or more other feature groups and / or one or more of the embodiments described above can be combined.
  • Device for measuring the capacitance value of a to be measured
  • a sine-wave oscillator which can be coupled to the measuring capacitance, a sine-wave reference oscillator coupled to a known reference capacitance,
  • the measuring frequency of the measuring oscillator output signal is determined at least by the measuring capacity
  • the reference frequency of the reference oscillator output signal is determined at least by the reference capacitance
  • an evaluation unit which forms the ratio of the reference frequency of the reference oscillator output signal and the measurement frequency of the oscillator output signal and squares this ratio, the result of this squaring representing the capacitance value of the measurement capacitance.
  • both sine-wave oscillators are designed as ring oscillators or as state-variable oscillators.
  • both sine-wave oscillators for controlling an override have a regulation of the amplitude of the signal applied to the measuring capacitance or the reference capacitance signal.
  • Device wherein the device is operable at more than a reference frequency of the reference oscillator output signal and / or the device is designed to be operable with more than one measurement frequency of the Messoszillator-output signal.
  • Device 6, wherein
  • the measuring oscillator has these resistances
  • the reference oscillator has the same resistors in the same design and
  • Capacity comprising the steps:
  • the measuring frequency depends on the capacitance to be measured and
  • reference frequency the frequency of the output signal of the reference oscillator, hereinafter also referred to as reference frequency, depends on a reference capacitance
  • measuring oscillator has an output signal
  • the reference oscillator has an output signal
  • the first amplifier with a first resistor and the capacitance whose capacitance value is to be determined in the case of the measuring oscillator is connected together to form a first integrating amplifier
  • the second amplifier is connected to an inverting amplifier and wherein the third amplifier is connected to a second capacitance and a second resistor to a second integrating amplifier, and
  • first integrating amplifier and the second integrating amplifier and the inverting amplifier are cascaded into a ring and
  • the ring signal is taken as the output signal of the measuring oscillator as an output signal of the measuring oscillator
  • the fourth amplifier is interconnected with a first resistor and the reference capacitance to a first integrating amplifier
  • the fifth amplifier is connected to an inverting amplifier
  • the sixth amplifier is connected to a second capacitance and a second resistor to a second integrating amplifier
  • Amplifier and the inverting amplifier are connected in series to form a ring and
  • the ring signal is taken as the output signal of the reference oscillator as an output signal of the reference oscillator (SREF).
  • sub-device comprises a first analog-to-digital converter which converts the first oscillator signal into a first digital or binary data stream, and wherein the sub-device comprises a second analog-to-digital converter which converts the second oscillator signal into a second digital or binary data stream, and
  • the sub-device comprises a high-frequency oscillator which generates high-frequency counting pulses and
  • the sub-device counts a first high-frequency pulse counter which, in dependence on the signal of the first digital or binary data stream, the number of high-frequency counting pulses of the high-frequency oscillator for determining a first counting result
  • the sub-device comprises a second high-frequency pulse counter, which depends on the signal the second digital or binary data stream, the number of HochfrequenzFINpulse the high-frequency oscillator for determining a second count results counts
  • the dividing device has a division block dividing the first count result by the second count result to obtain a division result
  • the subdevice comprises a squaring device that squares the division result to provide the measured value (Out).
  • both of the sine-wave oscillators have a regulation of the respective amplitude of a signal applied to the capacitance to be measured or the reference capacitance.
  • the override of the regulation of this amplitude is used to detect external interferers.
  • the respective amplitude of the sine oscillators is determined at their respective output, so their respective oscillator signal precisely by voltage measurement when the voltage at the first terminal of the measuring oscillator or at the second terminal of the reference oscillator has a zero crossing.
  • Device wherein a measurement of the amplitude at the zero crossing of a further signal of the respective sine-wave oscillator takes place, which is phase-shifted by 90 ° relative to the voltage applied to the capacitance to be measured or the reference capacitance signal.
  • the device wherein the control of the amplitude by adjusting a negative parallel resistance to the capacitance to be measured or to the reference capacitance takes place in the respective sine-wave oscillator.
  • Device according to item 9 wherein the device is adapted to be operated with more than a reference frequency of the second oscillator signal, which is the output signal of the reference oscillator.
  • Device wherein the device is designed to be operated with more than one reference frequency of the second oscillator signal, which is the output signal of the reference oscillator, and to determine more than one measurement result.
  • Device wherein the device is designed to compare these multiple measurement results and to detect and signal a disturbance of the measurement.
  • measuring oscillator comprises these resistors and
  • the reference oscillator has these resistors in the same design and wherein at least one of these resistors in both sine oscillators in the same way each switchable or changeable.
  • the device is designed such that the device determines a first and second measurement result at a first reference frequency and a second reference frequency
  • the first reference frequency is selected with a frequency spacing from the second reference frequency such that their frequency amounts do not differ by more than 20% and / or not more than 10% and / or not more than 5% and / or not more than 3% , Device according to No. 27, wherein the device is designed to detect a fault and to switch to a third reference frequency, in particular a magnitude by between 4 and 6, preferably 5, compared to the first reference frequency higher or lower third reference frequency, when such a fault is detected.
  • the device is designed to be operated with more than one measuring frequency of the first oscillator signal, which is the output signal of the measuring oscillator.
  • the device according to Item 31 wherein the device is designed so that the device determines a first and second measurement result at a first measurement frequency and a second measurement frequency, and wherein the first measurement frequency is selected at such a frequency spacing from the second measurement frequency that their frequency amounts are to differ by no more than 20% and / or not more than 10% and / or not more than 5% and / or not more than 3%.
  • Device according to Item 32 wherein the device is designed to detect a fault and to switch to a third measuring frequency, in particular a magnitude by a factor between 4 and 6, preferably 5, compared to the first measuring frequency higher or lower third measuring frequency, if such a fault is detected.
  • Method for determining a capacitance value of a capacitance to be measured comprising the steps:
  • Generating a second digital or binary data stream from the second oscillator signal in particular by means of a second analog-to-digital converter, wherein the second digital or binary data stream can assume a first and a second logic state, Generating high-frequency counting pulses, in particular by means of a high-frequency oscillator,
  • the measuring frequency depends on the capacitance to be measured and
  • reference frequency the frequency of the output signal of the reference oscillator, hereinafter also referred to as reference frequency, depends on a reference capacitance
  • a sub-device comprising the ratio of the frequency value of the frequency of the output signal of the reference oscillator and the frequency value of the frequency of the output signal of the measuring oscillator and then squares this ratio to provide the result of this squaring as a measurement
  • the reference capacity corresponds to the average capacity to be measured
  • measuring oscillator has an output signal
  • the reference oscillator has an output signal
  • the first amplifier with a first resistor and the capacitance whose capacitance value is to be determined in the case of the measuring oscillator is connected together to form a first integrating amplifier
  • the second amplifier is connected to an inverting amplifier
  • the third amplifier is connected to a second capacitance and a second resistor to a second integrating amplifier
  • first integrating amplifier and the second integrating amplifier and the inverting amplifier are cascaded into a ring and
  • the ring signal is taken as the output signal of the measuring oscillator as an output signal of the measuring oscillator
  • the fifth amplifier is connected to an inverting amplifier
  • the sixth amplifier is connected to a second capacitance and a second resistor to a second integrating amplifier
  • first integrating amplifier and the second integrating amplifier and the inverting amplifier are cascaded into a ring and
  • the ring signal is taken as the output signal of the reference oscillator as an output signal of the reference oscillator
  • the sub-device comprises a first analog-to-digital converter which converts the first oscillator signal into a first digital or binary data stream, and
  • sub-device comprises a second analog-to-digital converter which converts the second oscillator signal into a second digital or binary data stream
  • the sub-device comprises a high-frequency oscillator which generates high-frequency counting pulses and
  • the sub-device counts a first high-frequency pulse counter which, in dependence on the signal of the first digital or binary data stream, the number of high-frequency counting pulses of the high-frequency oscillator for determining a first counting result
  • the sub-device comprises a second high-frequency pulse counter, which depends on the signal the second digital or binary data stream, the number of HochfrequenzFINpulse the high-frequency oscillator for determining a second count results counts
  • the dividing device has a division block dividing the first count result by the second count result to obtain a division result
  • the sub-device comprises a squaring device that squares the result of the division to provide the measured value
  • both of the sine-wave oscillators have control of the respective amplitude of a signal applied to the capacitance to be measured and the reference capacitance.
  • the division block preferably divides the second count of the second output register of the second counter by the first count in the first output register of the first counter (CNT1) and outputs the result.
  • This function can also be performed by a computer, in particular a microcomputer.
  • This calculator can be the same one that can perform the function of the squaring block ( ⁇ 2) if necessary.
  • the squaring block squares the result signal of the division block (/) to the capacity result (Out).
  • This function can also be performed by a computer, in particular a microcomputer.
  • This calculator can be the same as the function of the
  • the second capacitance is preferably integrated into the integrated microelectronic circuit (IC).
  • the CNT1 first counter.
  • the first counter counts the high frequency count pulses of the
  • RF-OSC High Frequency Oscillator
  • the CNT2 second counter counts the high frequency count pulses of the
  • RF-OSC High Frequency Oscillator
  • the second counter stops counting and the second counting result appears at the output of the second counter.
  • the second counter starts counting again, preferably at zero.
  • the preceding second count result is preferably further output; ck clock input of a holding circuit (English: Sample and Hold circuit) (S &H); coeff coefficient;
  • the first divider divides the frequency of the first digital or binary data stream (dsl) by a factor n and generates the third digital or binary data stream (ds3); D2 second divider.
  • the second divider divides the frequency of the second digital or binary data stream (ds2) by a factor m and generates the fourth digital or binary data stream (ds4);
  • Det second terminal of the measuring oscillator (QMEAS); dsl first digital or binary data stream.
  • Data stream is preferably generated by the first analog-to-digital converter (INVl).
  • ds2 second digital or binary data stream is preferably generated by the second analog-to-digital converter (INV2).
  • the third digital or binary data stream is preferably generated by the first divider (DI).
  • ds4 fourth digital or binary data stream is preferably generated by the second divider (D2).
  • Measuring frequency fMEAS2 second frequency of the first oscillator signal (SMEAS) and second
  • RF-OSC high-frequency oscillator that generates high-frequency counting pulses.
  • the frequency of the Hochfrequenzsmallestpulse is a
  • the INV1 first analog-to-digital converter is particularly preferably an inverter
  • the first analog-to-digital converter is particularly preferably an inverter
  • Iout output current of the device that represents the virtual negative resistance In the input voltage for the device that the virtual negative
  • LPF1 first low-pass filter LPF2 second low-pass filter
  • SA interference amplitude at the internal reference voltage network S & .H Holding circuit (English: sample-and-hold circuit);
  • the SMEAS first oscillator signal.
  • the first oscillator signal is the output signal of the measuring oscillator (QMEAS)
  • the second oscillator signal is the output of the reference oscillator (QREF) VI first amplifier;
  • V5 fifth amplifier V6 sixth amplifier
  • Vsoll_amp default value

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Abstract

Es wird eine Vorrichtung zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität (Cvar) vorgeschlagen. Sie umfasst einen ersten Sinus- Oszillator, den Messoszillator (QMEAS), und einen zweiten Sinus-Oszillator, den Referenzoszillator (QREF). Die Frequenz (fMEAs) des Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS), im Folgenden auch als Messfrequenz (fMEAs) bezeichnet, hängt von der zu vermessenden Kapazität (Cvar) ab. Die Frequenz (fREF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF), im Folgenden auch als Referenzfrequenz (fREF) bezeichnet, hängt von einer Referenzkapazität (Cref) ab. Die Vorrichtung umfasst eine Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz (fREF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) und dem Frequenzwert der Frequenz (fMEAs) des Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um das Ergebnis dieser Quadrierung als einen Messwert (Out) bereitzustellen.

Description

Vorrichtung und Verfahren zur Vermessung einer Messkapazität
Die vorliegende Anmeldung nimmt die Prioritäten der deutschen Patentanmeldung 10 2017 111 489.0 vom 24. Mai 2017 und der europäischen Patentanmeldung 17 181 172.2 vom 13. Juli 2017 in Anspruch, deren Inhalt hiermit durch Bezugnahme in den Gegenstand der vorliegenden Patentanmeldung einbezogen wird.
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Vermessen einer Messkapazität, bei der es sich insbesondere um die Messkapazität eines kapazitiv arbeitenden Sensors handelt. Die Erfindung betrifft darüber hinaus auch die Vermessung eines potentiellen parasitären ohmschen Widerstands, der entweder konstruktionsbedingt oder auf Grund der Umgebungsbedingungen oder altersbedingt existiert bzw. entsteht und parallel zur Messkapazität liegt. Die erfindungsgemäße Vorrichtung bzw. das erfindungsgemäße Verfahren dienen insbesondere der Kompensation der Einflüsse eines derartigen parasitären ohmschen Widerstands bei der Bestimmung der Messkapazität.
Die Erfindung ist auf eine mikroelektronisch integrierbare Messschaltung für Kapazitätswerte einer unbekannten Kapazität gerichtet. Es ergibt sich die Möglichkeit einer störunempfindlichen hochauflösenden Messung einer (Sensor- Kapazität oder des Kapazitätsverhältnisses zweier ratiometrischer Sensorkapazitäten, d.h. einer differenziellen Sensorkapazität.
Allgemeine Einleitung Die Mehrzahl der im Stand der Technik bekannten Sensoren sind kapazitive Sensoren. Vor diesem Hintergrund ist die effiziente Messung von Kapazitäten ein permanentes Problem kapazitiver Sensoriken. Dabei ist ferner zu berücksichtigen, dass sich parasitäre Effekte auf Grund von Umgebungsbedingungen, denen ein kapazitiv arbeitender Sensor ausgesetzt ist, und auf Grund von Alterung ändern können. Kapazitive Sensoren sind beispielsweise in US-A-5 726 579 und US-B-8 836 349 beschrieben.
Stand der Technik Allgemeiner Überblick über den Stand der Technik
Die am weitesten verbreiten Lösungen zur Kapazitätsmessung basieren auf Switched-Capacitor (SC) Schaltungen, Diese haben den Prinzip bedingten Nachteil einer sehr hohen Empfindlichkeit auf Störungen bei vielfachen Harmonischen ihrer Abtastfrequenz und scheiden zur Kapazitätsmessung in vielen Anwendungsfällen daher von vornherein aus.
Das Folgende fokussiert sich daher auf Verfahren, die die Kapazität mittels eines Schwingkreises sinusförmig anregen. Diese haben technisch keinerlei Bezug zu SC-Schaltungen, so dass auf SC-Schaltungen im Folgenden nicht weiter eingegangen werden muss.
DD-A-282 769 offenbart eine Kapazitätsmessvorrichtung mit zwei identischen Quarzoszillatoren und einem Referenzkondensator (Trimmerkondensator).
DE-A-36 39 070 beschreibt die Bildung des Frequenzverhältnisses einer Referenzkapazität und einer zu vermessenden Kapazität zur Kapazitätsbestimmung. US-A-5 963 043 betrifft die Messung einer unbekannten Kapazität unter Verwendung dreier identischer Ringoszillatoren.
Sinus-Oszillator basierte Lösungen Mit der im Stand der Technik verfügbaren integrierten Schaltung FDC2112 werden Sensorkapazitäten mittels eines Schwingkreises vermessen (siehe dazu FDC2xlx EMI-Resistant 28-Bit,12-Bit Capacitance-to-Digital Converter for Proximity and Level Sensing Applications, Texas Instruments, SNOSCZ5A - June 2015 - REVISED JUNE 2015). Dazu ist pro Sensor eine externe Spule vorgesehen. Mit Hilfe der externen Spule wird ein LC-Schwingkreis aufgebaut und mittels Komponenten, die sich innerhalb der integrierten Schaltung befinden, wird diese Schwingung entdämpft. Eine solche Schaltung wird im Englischen auch als Resonant Driver bezeichnet. Ein Referenztakt wird verwendet, um die Anzahl der Schwingungen und deren Dauer zu zählen und so einen Digitalwert als Messwert zu erhalten. Aus der Schwingfrequenz gemäß der Formel
kann die Kapazität berechnet werden. Der Vorteil des Verfahrens ist, dass die Schwingung fast ausschließlich von dem Wert der externen Induktivität L (nachfolgend mit LMEAS bezeichnet) und dem Wert der zu vermessenden Kapazität C (nachfolgend mit Cvar bezeichnet) abhängt. Somit ergibt sich kein Messfehler durch Drifteffekte oder Temperatureffekte von Komponenten der integrierten mikroelektronischen Schaltung.
Des Weiteren weist das Schwingkreis-Prinzip eine hohe Störfestigkeit außerhalb der Resonanzfrequenz des LC-Schwingkreises auf. Nachteilig ist jedoch, dass eine externe Induktivität L konzeptbedingt zwingend erforderlich ist. Eine solche externe Induktivität (LMEAS) verursacht, verglichen mit einer reinen integrierten mikroelektronischen Lösung, relativ hohe Kosten. Außerdem kann die Schwingfrequenz des LC-Schwingkreises nicht dynamisch verändert werden, da sie ausschließlich von der externen Bestückung und dem Messobjekt abhängig ist. Somit lässt sich keine Gegenstrategie dergestalt entwickeln, bei Störungen, die im Bereich der Resonanzfrequenz auftreten, die Frequenz des LC- Schwingkreises zu verändern. Insbesondere ist kein Frequency-Hopping, d.h. kein stochastisches Verändern der Schwingfrequenz mit der Zeit, möglich. Auch spiegeln sich bei dieser Methode aus dem Stand der Technik Nachteile aufgrund der Messinduktivität (LMEAS) im Verhalten der Messvorrichtung wider. Dies sind beispielsweise die Drift- und Temperaturabhängigkeit der externen Messinduktivität.
Aus diesem Grund werden im Folgenden integrierbare Schaltungskonzepte betrachtet, die möglichst ohne externe Komponenten auskommen. State-Variable Oscillator
Aus dem Stand der Technik ist ein Schwingkreis-Typ bekannt, der im Englischen auch als "State-Variable Oscillator" bezeichnet wird. Er eignet sich besonders gut. Bei diesem Schwingkreis-Typ können die Effekte parasitischer Störkapazitäten des Sensors besonders gut eliminiert werden.
Es handelt sich um ein bekanntes klassisches, analoges Prinzip. Dieses Prinzip ist beispielsweise im Dokument Jim Lepkowski, Christopher Young, "State-Variable Oscillator Suits Ratiometric Capacitive Sensors", Electronic Design Sept. 30, 2002, beschrieben. Eine weitere Erklärung findet sich im Dokument Jim Lepkowski, Christopher Young "Designing RC Oscillator Circuits with Low Voltage Operational Amplifiers and Comparators for Precision Sensor Applications" Semiconductor Components Industries, LLC, 2002, Publication Order Number AND 80547D. Dort wird auch die Anwendung zur Messung von Kapazitäten beschrieben. Die Kapazität wird hier mittels eines einzigen Schwingkreises ermittelt. Außerdem wird der Schwingkreis nicht geregelt entdämpft. Die Amplitudenbegrenzung findet mittels Sättigung des Rückkoppelschaltkreises des Schwingkreises statt. Hieraus ergeben sich gegenüber der nachfolgend vorgeschlagenen Lösung folgende Nachteile:
Das Messergebnis hängt stark von der Streuung und dem Temperaturgang der Widerstände innerhalb der mikroelektronisch integrierten Schaltung ab. Diese Streuungen und parasitären Temperaturgänge müssen aufwändig kompensiert werden.
Die einfache Amplituden-Sättigung zur Amplitudeneinstellung führt typischerweise zu einem nicht-idealem Verhalten, woraus sich auch nach digitaler Korrektur der Wurzelfunktion eine Nichtlinearität ergibt. Im Stand der Technik ist keine Strategie für den Fall beschrieben, dass eine externe Störung im Bereich der Resonanzfrequenz auftritt.
Aus Abdul Shakoor Nizamani, "Measurements of capacitance using identical oscillators" International Journal of Electronics, Volume 75, 1993, Issue 5, ist die Verwendung zweier identischer Oszillatoren bekannt. Dabei wird ein Oszillator als Referenzoszillator verwendet. Das Ergebnis wird durch vergleichendes Zählen der Schwingungsperioden innerhalb eines Zeitfensters ermittelt. Die dort beschriebene Schaltung ist diskret aufgebaut. Die zu vermessende Kapazität (Cvar) wird durch ein dreieckförmiges Signal angeregt.
Diese Vorrichtung aus dem Stand der Technik hat folgende Vorteile :
Die Temperaturdrift ist ausgeglichen, wenn man annimmt, dass beide Oszillatoren sich nicht unterscheiden. Das Verhältnis der Frequenz (fref) des Ausgangssignals des Referenzoszillators zur Frequenz (fMEAs) des Messoszillators, der die zu vermessende Kapazität (Cvar) umfasst, ist gleich dem Verhältnis des Kapazitätswerts der zu vermessenden Kapazität (Cvar) zum Kapazitätswert der Referenzkapazität (Cref) des Referenzoszillators. Es gilt also
J f mess _ 1^ C ref
J f rcf C mess Hierbei ist k eine Proportionalitätskonstante. Somit ist anders als in der zuvor beschriebenen Technik aus dem Stand der Technik ein Quadrieren des Frequenzverhältnisses zur Eliminierung der Wurzel nicht mehr notwendig. Dies führt zu einem Bit mehr Auflösung bei gleicher Zeitauflösung. Nachteilig bei dem in der Publikation Abdul Shakoor Nizamani, "Measurements of capacitance using identical oscillators" International Journal of Electronics Volume 75, 1993, Issue 5, beschriebenen Verfahren ist die dreieckförmige Anregung der zu bestimmenden Kapazität (Cvar) und der Referenzkapazität (Cref) . Der Grund ist die Verwendung von Oberwellen, was zu einer Störanfälligkeit gegenüber EMV-Einflüssen führt (EMV=elektromagnetische Verträglichkeit). So können Störquellen in die Sensoranordnung einstrahlen und das Messergebnis auf den Oberwellen beeinflussen. Außerdem geht bei Oszillatoren, wie z.B. klassischen RC-Oszillatoren, bei denen eine Rampe an die Kapazität angelegt wird, das Temperaturverhalten z.B. des Komparators und des Umschaltens in nichtlinearer Weise in die Frequenz ein. Somit wird ein nichtlinearer Temperaturkoeffizient erzeugt. Außerdem ermöglicht simples Zählen nicht die geforderte Auflösung in den benötigten Zeitfenstern. Weitere Oszillator-basierte Lösungen für die Messung der Größe von elektrischen Kapazitäten sind in EP-A-0 213 727, EP-B-0 411 058, EP-B-0 494 926, DE-C-40 33 053, US-A-2011/012618, JP-A-2003 107026, EP-A-1 862 806 und NIZAMANI A S: "Measurement of capacitance using identical oscillators", Internation Journal of Electronics, Taylor and Francis, LTD., London, GB, Bd. 75, Nr. 5, 1. November 1993, Seiten 979-983, XP000422097, ISSN : 0020-7217, beschrieben.
Aufgabe der Erfindung Eine Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Lösung zu schaffen, die die obigen Nachteile des Stands der Technik nicht aufweist und weitere Vorteile bietet, und zwar insbesondere den Vorteil, die Einflüsse parasitärer ohmscher Widerstände auf das Messergebnis zu reduzierten bzw. zu kompensieren. Ferner soll die Messung und Digitalisierung eines Kapazitätswertes ermöglicht werden. Ein solcher Wandler wird auf Englisch auch als Capacitance-to-Digital- Converter (CDC) bezeichnet. Dieser soll eine geringe Empfindlichkeit gegenüber Einstrahlungen in einem weiten Frequenzbereich (beispielsweise kHz bis Ghz) aufweisen. Gleichzeitig soll er eine hohe Auflösung (< lfF/LSB) bei 1ms Messzeit und eine absolute Genauigkeit aufweisen. Es soll sich des Weiteren um eine vollintegrierbare Lösung handeln, die keine externe Referenzkapazität oder externe Induktivität außerhalb der integrierten mikroelektronischen Schaltung, die die vollintegrierbare Lösung umfasst, benötigt.
Lösung der Aufgabe
Zur Lösung der Aufgabe wird mit der Erfindung eine Vorrichtung zur Vermessung einer Messkapazität vorgeschlagen, die versehen ist mit
einem Messoszillator, an den die einen Kapazitätswert aufweisende
Messkapazität anschließbar ist,
- wobei der Messoszillator ein Ausgangssignal aufweist, dessen Frequenz zumindest auch durch den Kapazitätswert der Messkapazität bestimmt ist, einem Referenzoszillator, der eine Referenzkapazität mit bekanntem
Kapazitätswert aufweist, wobei der Referenzoszillator ein Ausgangssignal aufweist, dessen Frequenz zumindest auch durch den Kapazitätswert der Referenzkapazität bestimmt ist,
einer Auswerteeinheit, die das Verhältnis aus der Frequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals und der Frequenz des Messoszillator-
Ausgangssignals bildet und dieses Verhältnis quadriert, wobei das Ergebnis dieser Quadrierung den Kapazitätswert der Messkapazität repräsentiert, einem Messoszillatorregler zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des Messoszillators auf einen Sollwert und
- einem Referenzoszillatorregler zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des Referenzoszillators auf einen Sollwert,
wobei der Messoszillatorregler eine Regel- oder Stellgröße aufweist, die einen potentiellen, parallel zur Messkapazität geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert, womit dieser potentielle parasitäre ohmsche Widerstand durch den Messoszillatorregler kompensierbar ist, und wobei der Referenzoszillatorregler eine Regel- oder Stellgröße aufweist, die einen potentiellen, parallel zur Referenzkapazität geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert, womit dieser potentielle parasitäre ohmsche Widerstand durch den Referenzoszillatorregler kompensierbar ist.
Ferner wird zur Lösung der obigen Aufgabe mit der Erfindung ein Verfahren zum Vermessen einer Messkapazität vorgeschlagen, das die folgenden Schritte umfasst:
Erzeugen eines ersten Oszillatorsignals mittels eines ersten Messoszillators, dessen Frequenz von dem Kapazitätswert der zu vermessenden
Messkapazität abhängt,
Erzeugen eines zweiten Oszillatorsignals vom gleichen Typ wie das erste Oszillatorsignal mittels eines Referenzoszillators, dessen Frequenz von dem bekannten Kapazitätswert einer Referenzkapazität abhängt,
- Ermitteln des Verhältnisses aus der Frequenz des zweiten Oszillatorsignals und der Frequenz des ersten Oszillatorsignals,
Quadrieren des Werts dieses Verhältnisses, wobei das Ergebnis der Quadrierung den Kapazitätswert der Messkapazität repräsentiert, Regeln der Amplitude des ersten Oszillatorsignals auf einen vorgebbaren Sollwert mittels eines ersten Reglers, der eine Regel- oder Stellgröße erzeugt,
Regeln der Amplitude des zweiten Oszillatorsignals auf einen vorgebbaren Sollwert mittels eines zweiten Reglers, der eine Regel- oder Stellgröße erzeugt,
wobei die Regel- oder Stellgröße des ersten Reglers einen potentiellen, parallel zur Messkapazität geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert,
- wobei gegebenenfalls die Regel- oder Stellgröße des zweiten Reglers einen potentiellen, parallel zur Referenzkapazität geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert und
wobei durch den ersten und gegebenenfalls auch den zweiten Regler Einflüsse der jeweiligen potentiellen parasitären ohmschen Widerstände kompensiert werden.
Nach der Erfindung ist also sinngemäß vorgesehen, den Kapazitätswert einer zu vermessenden Messkapazität mit Hilfe zweier im Wesentlichen identisch aufgebauter Oszillatoren, nämlich dem Messoszillator und dem Referenzoszillator zu ermitteln. Die beiden Oszillatoren sind bis auf die jeweiligen für die Oszillationsfrequenz mitverantwortlichen Kapazitäten, nämlich die Messkapazität und die Referenzkapazität, identisch aufgebaut. Insoweit handelt es sich um "gematchte" Oszillatoren. Die Oszillatoren brauchen nicht von einem speziellen Typ zu sein. Allerdings ist es von Vorteil, vergleichsweise störunempfindliche Oszillatoren einzusetzen, also Oszillatoren einzusetzen, die beispielsweise eine hohe Güte aufweisen, EMV robust sowie robust gegen andere Störungen sind. Als vorteilhaft haben sich Sinussignaloszillatoren, Dreiecksignal- oder auch Rechtecksignaloszillatoren erwiesen. Aber auch Oszillatorschaltungen mit Phasenschiebern, Integratoren, Invertern etc. lassen sich einsetzen.
Erfindungsgemäß werden die Frequenzen der Ausgangs- bzw. Oszillatorsignale beider Oszillatoren ins Verhältnis miteinander gesetzt, wobei das Ergebnis des Verhältnisses quadriert wird. Das Ergebnis dieser Quadrierung wiederum repräsentiert den Wert der Messkapazität.
Beide Oszillatoren weisen jeweils eine Amplitudenregelung auf. Erfindungsgemäß ist es dabei nun möglich, mittels der Regel- bzw. Stellgröße beider Amplitudenregler potentielle parasitäre ohmsche Widerstände der Oszillatorschaltungen zu kompensieren. Derartige parasitäre ohmsche Widerstände entstehen beispielsweise zwischen den Zuleitungen zur Messkapazität, bei der es sich beispielsweise um die Kapazität eines kapazitiv arbeitenden Sensors handelt, der Umgebungsbedingungen ausgesetzt ist. So kann beispielsweise Schmutz bzw. Feuchtigkeit dazu führen, dass parasitäre ohmsche Effekt auftreten. Diese werden erfindungsgemäß kompensiert, und zwar durch die Amplitudenregler. Darüber hinaus können die Regel- bzw. Stellgrößen beider Regler dazu genutzt werden, auf die Größe/Veränderung eines parasitären ohmschen Widerstands zu schließen,
Normalerweise ist die Referenzkapazität gegenüber Umwelteinflüssen geschützt, da diese Referenzkapazität ja selbst zu Messzwecken nicht eingesetzt wird. Sie dient erfindungsgemäß lediglich zur Bestimmung der Messkapazität, und zwar indirekt. Dazu braucht die Referenzkapazität also anders als die Messkapazität den jeweiligen Bedingungen der Umgebung, in der ein Messsensor eingesetzt wird, nicht ausgesetzt zu sein. Nichtsdestotrotz kann aber auch hier beispielsweise auf Grund von Alterung ein parasitärer ohmscher Widerstand entstehen bzw. ein solcher gegebenenfalls vorhandener ohmscher Widerstand sich im Laufe der Zeit verändern. Für die Erfindung ist vor allem die Kompensation bzw. Erkennung der Einflüsse eines potentiellen parasitären Parallelwiderstands zur Messkapazität entscheidend. Die Möglichkeit, auch parasitäre ohmsche Effekte der Referenzkapazität kompensieren bzw. bestimmen zu können, ist nicht zwingend erforderlich und stellt eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung dar.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren und der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist es also möglich, den Realteil und den Imaginärteil der Impedanz aus der Messkapazität und dem parasitären ohmschen Widerstand zu bestimmen. Während die Frequenz den Imaginärteil dieser Impedanz mitbestimmt (bei einem parasitären Widerstand von 0 Ohm bzw, bei einem nicht vorhandenen Realteil repräsentiert die Frequenz die Messkapazität), ist die Regel- bzw. Stellgröße der Oszillationssignalamplitudenregelung vor allem dann ein Maß für den Realteil, d.h. für den parasitären Widerstand, wenn die vom Regler anzusteuernde Vorrichtung ein parallel zum parasitären Widerstand der Messkapazität geschalteter verstellbarer virtuell negativer Widerstand o.dgl. dem Fachmann grundsätzlich bekanntes aktives Element mit äquivalenter elektrischer Wirkung ist, nämlich durch Einbringen von elektrischer Energie in den Messoszillator durch den parasitären Widerstand verursachte Verluste kompensieren zu können. Wenn sich der parasitäre Widerstand im Laufe der Zeit verändert, kann also eine derartige Veränderung kompensiert werden, so dass sich insgesamt wieder ein Realteil von 0 einstellt und sich die Veränderung letztendlich nicht auf die Genauigkeit auswirkt, mit der die eigentlich interessierende Messgröße, nämlich der Wert der Messkapazität auswirkt.
In vorteilhafter Weise ist vorgesehen, dass parallel zur Messkapazität und/oder parallel zur Referenzkapazität jeweils ein veränderbarer, virtuell negativer Widerstand geschaltet ist, der in Abhängigkeit von der Regel- oder Stellgröße des Messoszillatorreglers bzw. des Referenzoszillatorreglers einstellbar ist.
Bei einer Variante der Erfindung kann vorgesehen sein, dass sowohl der Messoszillator als auch gegebenenfalls der Referenzoszillator eine die Mess- bzw. Referenzkapazität aufweisende Ringschaltung aufweist, die ferner versehen ist mit
- einem ersten Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang,
einem Inverter mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Inverters mit dem Ausgang des ersten Integrators gekoppelt ist, und einem zweiten Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Integrators mit dem Ausgang des Inverters gekoppelt und der Ausgang des zweiten Integrators mit dem Eingang des ersten
Integrators gekoppelt ist,
wobei der erste Integrator sowohl des Messoszillators als auch des Referenzoszillators einen parallel zur Mess- bzw. Referenzkapazität geschaltetes Bauteil mit einem veränderbaren virtuell negativen Widerstand aufweist, der in Abhängigkeit von der Regel- oder Stellgröße des Messoszillatorreglers bzw. des Referenzoszillatorreglers veränderbar ist.
In zweckmäßiger Weise kann vorgesehen sein, dass eine Übersteuerung sowohl des Messoszillatorreglers als auch gegebenenfalls des Referenzoszillatorreglers zur Erkennung von externen Störern nutzbar ist.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist es möglich, dass die Vorrichtung bei mehr als einer Frequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals betreibbar ist und/oder die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, mit mehr als einer Frequenz des Messoszillator-Ausgangssignals betreibbar ist.
Schließlich kann auch vorgesehen sein,
dass die Frequenz der Ausgangssignale sowohl des Messoszillators als auch des Referenzoszillators von Widerständen des betreffenden Oszillators abhängen,
dass der Messoszillator diese Widerstände aufweist,
dass der Referenzoszillator die gleichen Widerstände in gleicher Ausführung aufweist und
- dass zumindest einer dieser Widerstände sowohl im Messoszillator als auch im Referenzoszillator in gleicher Weise jeweils umschaltbar oder veränderbar ist.
Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist vorgesehen, dass die Schritte des Ermitteins des Verhältnisses aus der Frequenz des zweiten Oszillatorsignals und der Frequenz des ersten Oszillatorsignals und des Quadrierens des Werts dieses Verhältnisses die folgenden Schritte umfasst:
Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms aus dem ersten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines ersten Analog-zu-Digital- Wandlers, wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann,
Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms aus dem zweiten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann, Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators,
Inkrementieren eines ersten Zählwerts, wenn der erste digitale oder binäre
Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,
Inkrementieren eines zweiten Zählwerts, wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,
mit dem Wechsel des logischen Zustands des ersten digitalen oder binären
Datenstroms vom zweiten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen des ersten Zählwerts,
mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen eines zweiten Zählwerts, und
Dividieren des zweiten Ergebniswerts durch den ersten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Im Einzelnen zeigen dabei :
Fig. 1 schematisch vereinfacht die vorgeschlagene Vorrichtung zur
Bestimmung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität
Fig. 2 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als
Messoszillator (Q EAS) ,
Fig. 3 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als
Referenzoszillator (QREF),
Fig. 4 schematisch vereinfacht die vorgeschlagene Vorrichtung zur
Bestimmung des Kapazitätswertverhältnisses eines zu vermessenden Kapazitätspaars (Cvari, Cvar2), Fig. 5 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als Messoszillator (QMEAS) passend zur Fig. 4,
Fig. 6 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als
Referenzoszillator (QREF) passend zur Fig. 4,
Fig. 7 entspricht der Fig. 1 mit zusätzlichen Amplitudenregelungen (ACREF,
ACMEAS), Fig. 8 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als
Messoszillator (QMEAS) passend zur Fig. 7 als Beispiel für einen möglichen amplitudenregelbaren Sinus-Oszillator,
Fig. 9 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator als
Referenzoszillator (QREF) passend zur Fig. 7 als Beispiel für einen möglichen amplitudenregelbaren Sinus-Oszillator,
Fig. 10 eine geeignete Amplitudenregelung (ACMEAS) für den Messoszillator
(QMEAS) entsprechend Fig. 7,
Fig. 11 eine geeignete Amplitudenregelung (ACREF) für den Referenzoszillator
(QREF) entsprechend Fig. 7,
Fig. 12 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator am Beispiel des Mesoszillators (QMEAS) mit einem zusätzlichen vierten Widerstand
(R4),
Fig. 13 schematisch vereinfacht einen geeigneten Sinusoszillator am Beispiel des Referenzoszillators (QREF) mit einem zusätzlichen einstellbaren fünften Widerstand (R6) und einer zusätzlichen Kapazität (C3),
Fig. 14 die Empfindlichkeitskurve der Oszillatorschaltungen (y-Achse) in
Abhängigkeit von der Störerfrequenz (fs) (x-Achse), Fig. 15 dient zur Erläuterung des Frequency-Hoppings, Fig. 16 ein Blockschaltbild für einen virtuell negativen Widerstand, wie er in den Schaltungen gemäß den Fign. 8 und 9 verwendet wird, und
Fig. 17 eine Schaltung zur Realisierung eines virtuell negativen Widerstands, also eines aktiven Elements zur Einbringung von Energie in den jeweiligen Oszillator.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Realisierung der beiden Oszillatoren als Sinussignal-Schwingkreise bzw. -Oszillatoren beschrieben.
Ganz allgemein ausgedrückt, basiert die Erfindung auf dem Frequenzvergleich zweier Sinusschwingkreise zur Bestimmung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität (Cvar), wobei durch die entstehende sinusförmige Anregung der zu vermessenden Kapazität (Cvar) und einer Referenzkapazität (Cref) die Empfindlichkeit gegenüber externen Einstrahlstörungen im Gegensatz zum Stand der Technik verringert wird.
Die Frequenz eines Oszillators, der Teil einer mikroelektronisch integrierten Schaltung ist, hängt prinzipbedingt zumindest von den verwendeten Widerständen, die Teil dieser mikroelektronisch integrierten Schaltung sind, den Kapazitätswerten der Kapazitäten, die ebenfalls Teil dieser mikroelektronisch integrierten Schaltung (IC) sind, ab. Diese Kapazitäten werden im Folgenden als On-Chip-Kapazitäten bezeichnet. Die entsprechenden Widerstände werden im Folgenden als ON-Chip-Widerstände bezeichnet. On-Chip-Kapazitäten zeigen erfahrungsgemäß eine für die erfindungsgemäße Anwendung hinreichend hohe Temperaturstabilität. Die On-Chip-Widerstände jedoch zeigen im Allgemeinen eine hohe Temperaturabhängigkeit (typischer Weise ca. 5%). Damit geht die Temperaturabhängigkeit der On-Chip-Widerstände typischerweise proportional in die Schwingfrequenz des jeweiligen Oszillators ein. Besonders bevorzugt werden für die integrierte Schaltung (IC) gleiche Widerstandstypen verwendet. Somit kann erreicht werden, dass sich die Temperaturabhängigkeit auf alle platzierten Widerstände gleichartig auswirkt, d.h. die Widerstände ihr Verhältnis zueinander hinreichend genau beibehalten. Man spricht bei einem solchen Vorgehen auch von "matchen". Damit lässt sich der Einfluss der Widerstandsdrift auf das Messergebnis weitestgehend eliminieren. Die erfindungsgemäß vorgeschlagene Vorrichtung wird an Hand von Fig. 1 erläutert. Die zu vermessende Kapazität (Cvar) besitzt einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss. Der erste Anschluss der zu vermessenden Kapazität (CVar) ist an einem ersten Anschluss (Var) eines Messoszillators (QMEAS) angeschlossen. Der zweite Anschluss der zu vermessenden Kapazität (Cvar) ist an einem zweiten Anschluss (Det) eines Messoszillators (QMEAS) angeschlossen. Dieser Messoszillator (QMEAS) erzeugt ein erstes (oder Mess-)Oszillatorsignal (SMEAS) . Die Referenzkapazität (Cref) besitzt einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss. Die Referenzkapazität (Cref) ist an ihrem ersten Anschluss mit einem ersten Anschluss (Nl) eines Referenzoszillators (QREF) angeschlossen. Die Referenzkapazität (Cref) ist an ihrem zweiten Anschluss mit einem zweiten Anschluss (N2) eines Referenzoszillators (QREF) angeschlossen. Dieser erzeugt ein zweites (oder Referenz-)Oszillatorsignal (SREF). Diese beiden Oszillatoren (QMEAS, QREF) stellen gleiche mikroelektronische Schaltungsteile einer mikroelektronischen Schaltung (IC) dar. Vorzugsweise sind sie "matchend" ausgeführt. Das bedeutet, dass das Layout dieser mikroelektronischen Schaltungsteile vorzugsweise in gleicher Weise ausgeführt ist. Die parasitären Eigenschaften dieser beiden Oszillatoren (QREF, QMEAS) sollten daher typischerweise in gleicher Art driften. Vorzugsweise werden die Schaltungsteile der beiden Oszillatoren (QMEAS, QREF) auf einem Kristall der mikroelektronischen Schaltung (IC) so nah beieinander platziert, dass sie sich im gleichen thermischen Zustand befinden.
Das erste Oszillatorsignal (SMEAS) wird bevorzugt in einem optionalen ersten Tiefpass (LPF1) gefiltert und durch einen ersten Analog-zu-Digital-Wandler (INV1), vorzugsweise einen einfachen Inverter oder dergleichen, in einen ersten digitalen oder binären Datenstrom (dsl) gewandelt.
Das zweite Oszillatorsignal (SREF) wird bevorzugt in einem zweiten Tiefpass (LPF2) gefiltert und durch einen zweiten Analog-zu-Digital-Wandler (INV2), vorzugsweise einen einfachen Inverter oder dergleichen, in einen zweiten digitalen oder binären Datenstrom (ds2) gewandelt. Dividiert man die Frequenz (fREF) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) durch die Frequenz (fMEAs) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS), so ergibt sich bei der Verwendung von Sinusoszillatoren folgender Zusammenhang zwischen dem Messwert der zu vermessenden Kapazität (Cvar) und dem Kapazitätswert der Referenzkapazität (Cref) :
J REF
ar ^ ref
V flMEAS J
Das Messsignal ist nun nur noch von dem Wert der Referenzkapazität (Cref), die bevorzugt Teil der mikroelektronisch integrierten Schaltung (IC) ist, beeinflusst. Deren Temperaturdrift ist typischerweise konstruktivbedingt vorbestimmt und kann während der Fertigung bestimmt werden.
Zur Messung des Frequenzverhältnisses (fREF/fMEAs) müssen die Schwingungen des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und die des zweiten Oszillatorsignals (SREF) gegeneinander gezählt werden. Einfaches Zählen wie in Abdul Shakoor Nizamani, "Measurements of capacitance using identical oscillators" International Journal of Electronics Volume 75, 1993, Issue 5, ergibt jedoch nicht die geforderte Auflösung pro Zeit. Es wurde daher bei der Ausarbeitung dieses Vorschlags erkannt, dass es vorteilhaft ist, die Phasenlagen gegeneinander auszumessen. Dies erfolgt durch die Verwendung eines zusätzlichen Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC), der Hochfrequenzzählpulse erzeugt. Die Anforderungen an diesen Hochfrequenzoszillator (HF-OSC) sind nicht sehr hoch, da dessen absolute Frequenz nicht relevant ist und der Hochfrequenzoszillator (HF-OSC) nur zum Vergleich der beiden Hauptoszillatoren gemäß dem hier vorgestellten Vorschlag benutzt wird.
Ein mögliches Verfahren zum Messen des Frequenzverhältnisses ( REF/fMEAs) benutzt einen ersten Teiler (Dl). Der erste Teiler (Dl) teilt die Frequenz des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) durch einen Faktor n und erzeugt damit einen dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3). Der dritte digitale oder binäre Datenstrom (ds3) kann bevorzugt einen ersten logischen Pegel und einen zweiten logischen Pegel annehmen. Ein erster Zähler (CNT1) zählt die Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) für die Zeitdauer, für die der dritte digitale oder binäre Datenstrom (ds3) den ersten logischen Pegel annimmt. Mit Erscheinen des zweiten logischen Pegels auf dem dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3) stoppt der erste Zähler (CNTl) die Zählung und das erste Zählergebnis erscheint am Ausgang des ersten Zählers (CNTl). Mit erneutem Erscheinen eines ersten logischen Pegels auf dem dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3) beginnt der erste Zähler (CNTl) die Zählung von Neuem, vorzugsweise bei null. Das vorhergehende erste Zählergebnis wird dabei bevorzugt weiter ausgegeben.
Dieses potentiell einsetzbare Verfahren zum Messen des Frequenzverhältnisses (f EF/fMEAs) verwendet des Weiteren einen zweiten Teiler (D2). Der zweite Teiler (D2) teilt die Frequenz des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) durch einen Faktor m und erzeugt einen vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4). Der vierte digitale oder binäre Datenstrom (ds4) kann bevorzugt einen ersten logischen Pegel und einen zweiten logischen Pegel annehmen. Ein zweiter Zähler (CNT2) zählt die Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) für die Zeitdauer, für die der vierte digitale oder binäre Datenstrom (ds4) einen ersten logischen Pegel annimmt. Mit Erscheinen des zweiten logischen Pegels auf dem vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4) stoppt der zweite Zähler (CNT2) die Zählung und das zweite Zählergebnis erscheint am Ausgang des zweiten Zählers (CNT2). Mit erneutem Erscheinen des ersten logischen Pegels auf dem vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4) beginnt der zweite Zähler (CNT2) die Zählung von Neuem, vorzugsweise bei null. Das vorhergehende erste Zählergebnis wird dabei bevorzugt weiter ausgegeben.
Der erste digitale oder binäre Datenstrom (dsl) dient nach Teilung durch n also als Torsignal für den ersten Hochfrequenzpulszähler (CNTl). Der zweite digitale oder binäre Datenstrom (ds2) dient entsprechend nach Teilung durch m als Torsignal für den zweiten Hochfrequenzpulszähler (CNT2).
Das vorgeschlagene Verfahren umfasst dann für beispielhaft n und m als natürliche Zahl mit insbesondere n = m = l folgende Schritte:
Schritt 1 : Der erste Hochfrequenzpulszähler (CNTl) und der zweite Hochfrequenzpulszähler (CNT2) werden zurückgesetzt. Schritt 2: Nach dem Eintreffen einer Flanke, nämlich der ersten Startflanke, des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) beginnt der erste Hochfrequenzpulszähler (CNT1) die Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz- Oszillators (HF-OSC) zu zählen. Es kann vorbestimmt werden, ob die erste Startflanke eine fallende Flanke oder eine steigende Flanke oder irgendeine Flanke sein soll. Gleichzeitig beginnt der erste Hochfrequenzpulszähler (CNT1) die folgenden Flanken, die ersten Zählflanken, des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) zu zählen. Es kann vorbestimmt werden, ob die ersten Zählflanken fallende Flanken oder eine steigende Flanke oder irgendwelche Flanken sein sollen. D.h., dass der erste Zähler (CNT1) ab der Startflanke des ersten Datenstroms (dsl) bis zum Erreichen der n-ten Zählflanke sowohl deren Anzahl zählt als auch die Anzahl der vom Hochfrequenz-Oszillator (HF-OSC) gelieferten Hochfrequenzzählimpulse bis zum Erreichen der n-ten Zählflanke des ersten Datenstroms (dsl) zählt.
Schritt 3 : Nach dem Eintreffen einer Flanke, der zweiten Startflanke, des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) beginnt der zweite Hochfrequenzpulszähler (CNT2) die Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz- Oszillators (HF-OSC) zu zählen. Es kann vorbestimmt werden, ob die zweite Startflanke eine fallende Flanke oder eine steigende Flanke oder irgendeine Flanke sein soll. Gleichzeitig beginnt der zweite Hochfrequenzpulszähler (CNT2) die folgenden Flanken, die zweiten Zählflanken, des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) zu zählen. Es kann vorbestimmt werden, ob die zweiten Zählflanken fallende Flanken oder eine steigende Flanke oder irgendwelche Flanken sein sollen. D.h., dass der zweite Zähler (CNT2) ab der Startflanke des zweiten Datenstroms (ds2) bis zum Erreichen der n-ten Zählflanke sowohl deren Anzahl zählt als auch die Anzahl der vom Hochfrequenz- Oszillator (HF-OSC) gelieferten Hochfrequenzzählimpulse bis zum Erreichen der n-ten Zählflanke des zweiten Datenstroms (ds2) zählt.
Die Schritte 2 und 3 laufen zeitlich nach dem ersten Schritt ab. Die Reihenfolge der Schritte 2 und 3 hängt bevorzugt vom Eintreffen der jeweiligen Startflanken für die jeweiligen Zählprozesse ab. Schritt 4: Mit dem Eintreffen der n-ten Zählflanke des ersten Datenstroms (dsl) stoppt der erste Hochfrequenzpulszähler (CNT1) die Zählung der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) und übernimmt seinen ersten Zählerstand bevorzugt in ein erstes Ausgangsregister und gibt diesen ersten Zählerstand damit aus.
Schritt 5 : Mit dem Eintreffen der m-ten Zählflanke des zweiten Datenstroms (ds2) stoppt der zweite Hochfrequenzpulszähler (CNT2) die Zählung der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) und übernimmt seinen zweiten Zählerstand bevorzugt in ein zweites Ausgangsregister und gibt diesen zweiten Zählerstand damit aus.
Die Schritte 4 und 5 laufen bevorzugt zeitlich nach den Schritten 1 bis 3 ab. Die Reihenfolge der Schritte 4 und 5 hängt vom Eintreffen der jeweiligen Stopp- Flanken für die jeweiligen Zählprozesse ab.
Das erste Ausgangsregister enthält dann einen mit n multiplizierten Wert, der proportional zum Kehrwert der Frequenz ( MEAs) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) ist.
Das zweite Ausgangsregister enthält dann einen mit m multiplizierten Wert, der proportional zum Kehrwert der Frequenz (fREF) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) ist.
Somit lässt sich durch einfache Division des Werts des ersten Ausgangsregisters durch den Wert des zweiten Ausgangsregisters im Divisionsblock (/) ein Wert ermitteln, der proportional zu
( J f REF λ
V flMEAS ist. Dabei geht der Faktor n/m ebenfalls proportional mit ein. Somit kann durch eine gezielte Veränderung von n oder m eine Kalibration bzw. Verstärkung erzielt werden. Besonders bevorzugt ist allerdings die Wahl n=m.
Das finale Kapazitätsergebnis (Out) wird durch Quadrierung im Quadrierungsblock (Λ2) erhalten. Es stellte sich bei der Ausarbeitung des Vorschlags heraus, dass nicht-ideale Eigenschaften der Schaltung, wie parasitäre Kapazitäten und die widerstandsabhängige, endliche Bandbreite von Operationsverstärkern in der Schaltung sich lediglich als temperaturunabhängiger Offset- und Verstärkungsfehler des endgültigen Kapazitätsergebnisses (Out) abbilden. Dieser Fehler kann aber leicht herauskalibriert werden.
Gemäß einer Ausprägung der Erfindung handelt es sich also bei dieser vorteilhafterweise um ein Verfahren zum Ermitteln eines Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität (Cvar) umfassend die Schritte :
• Bereitstellen einer Referenzkapazität (Cref) mit bekanntem Kapazitätswert;
• Erzeugen eines sinusförmigen ersten Oszillatorsignals (SMEAS) mittels eines Messoszillators (QMEAS), dessen Messfrequenz (fMEAs) von dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (Cvar) abhängt;
• Erzeugen eines sinusförmigen zweiten Oszillatorsignals (SREF) mittels eines Referenzoszillators (QREF), dessen Referenzfrequenz (fREF) von dem Kapazitätswert der Referenzkapazität (Cref) abhängt;
• Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) aus dem ersten Oszillatorsignals (SMEAS), insbesondere mittels eines ersten Analog- zu-Digital-Wandlers (INV1), wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom (dsl) zumindest einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann;
• Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) aus dem zweiten Oszillatorsignals (SREF), insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu-Digital-Wandlers (INV2), wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom (ds2) zumindest einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann;
• Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) ;
• Inkrementieren eines ersten Zählwerts, wenn der erste digitale oder binäre Datenstrom (dsl) sich im zweiten logischen Zustand befindet;
• Inkrementieren eines zweiten Zählwerts, wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom (ds2) sich im zweiten logischen Zustand befindet;
• Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert mit dem Wechsel des logischen Zustands des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand und bevorzugtes anschließendes Zurücksetzen des ersten Zählwerts;
• Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären
Datenstroms (dsl) vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand und bevorzugtes anschließendes Zurücksetzen des zweiten Zählwerts;
• Division des zweiten Ergebniswerts durch den zweiten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division;
• Ausgeben oder Verwenden des Ergebnisses der Quadrierung als Messwert.
In Fig. 2 wird ein geeigneter Messoszillator (QMEAS) gezeigt, dessen Verwendung als State-Variable-Oszillator, also als Messoszillator (QMEAS) vorgeschlagen wird. Der vorgeschlagene Messoszillator (QMEAS) besteht aus einem ersten Verstärker (VI), einem zweiten Verstärker (V2) und einem dritten Verstärker (V3). Diese sind zu einem Ringoszillator serielle verschaltet. Der erste Verstärker (VI) bildet mit dem ersten Widerstand (Rl) und der zu vermessenden Kapazität (Cvar) einen ersten Integrator. Der nachfolgende zweite Verstärker (V2) ist mit den beiden dritten Widerständen (R3) zu einem invertierenden Verstärker verschaltet. Der diesem nachfolgende dritte Verstärker (VI) ist mit einer zweiten Kapazität (C2) und einem zweiten Widerstand (R2) zu einem weiteren Integrator verschaltet. Die Reihenfolge der Integratoren und des Invertierenden Verstärkers ist vertauschbar. Die Anzahl der Verstärkerstufen kann erhöht werden, was aber den Flächenbedarf erhöht.
Die Amplitude am ersten Eingangsanschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS), also dem ersten Anschluss der zu vermessenden Kapazität (Cvar), verändert sich wurzeiförmig zum Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (Cvar). Dadurch vergrößert sich der Dynamikbereich der Schaltung. Mit idealen Operationsverstärkern als Verstärker (VI, V2, V3) ergibt sich folgender Zusammenhang für die Ausgangsfrequenz (fMEAs) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) als Ausgangssignal des Messoszillators (QMEAS) : In Fig. 3 wird ein geeigneter Referenzoszillator (QREF) passend zum Messoszillator (QMEAS) der Fig.2 gezeigt, dessen Verwendung als State-Variable-Oszillator, also als Referenzoszillator (QREF) vorgeschlagen wird. Der Referenzoszillator (QREF) wird bevorzugt matchend zum Messoszillator (QMEAS), also in gleicher Weise konstruiert ausgeführt.
Der vorgeschlagene Referenzoszillator (QREF) besteht aus einem vierten Verstärker (V4), einem fünften Verstärker (V5) und einem sechsten Verstärker (V6). Diese sind wiederum zu einem Ringoszillator seriell verschaltet. Der vierte Verstärker (V4) bildet mit dem ersten Widerstand (Rl) und der zu Referenzkapazität (Cref) einen ersten Integrator. Der Wert und die Geometrie dieses ersten Widerstands (Rl) sind vorzugsweise gleich dem Wert und der Geometrie des ersten Widerstands (Rl) des Messoszillators (QMEAS) der Fig. 2. Der nachfolgende fünfte Verstärker (V5) ist mit den beiden dritten Widerständen (R3) zu einem invertierenden Verstärker verschaltet. Der Wert und die Geometrie dieser dritten Widerstände (R3) sind vorzugsweise gleich dem Wert und der Geometrie der dritten Widerstände (R3) des Messoszillators (QMEAS) der Fig. 2. Man beachte, dass es in dem Beispiel des Messoszillators (QMEAS) der Fig. 2 ebenso wie in dem Beispiel des Referenzoszillators (QREF) der Fig. 3 stets zwei gleiche dritte Widerstände (R3) sind. Der diesem nachfolgende sechste Verstärker (V6) ist mit einer zweiten Kapazität (C2) und einem zweiten Widerstand (R2) zu einem weiteren Integrator verschaltet. Der Wert und die Geometrie dieses zweiten Widerstands (R2) sind vorzugsweise gleich dem Wert und der Geometrie des zweiten Widerstands (R2) des Messoszillators (QMES) der Fig. 2. Der Wert und die Geometrie dieses zweiten Kondensators (C2) sind vorzugsweise gleich dem Wert und der Geometrie des zweiten Kondensators (C2) des Messoszillators (QMES) der Fig. 2. Die Reihenfolge der Integratoren und des Invertierenden Verstärkers ist vertauschbar. Die Anzahl der Verstärkerstufen kann erhöht werden, was aber den Flächenbedarf erhöht.
Die Amplitude am zweiten Eingangsanschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) , also dem ersten Anschluss der Referenzkapazität (Cref), verändert sich wurzeiförmig zum Kapazitätswert der Referenzkapazität (Cref). Dadurch vergrößert sich wieder der Dynamikbereich der Schaltung. Mit idealen Operationsverstärkern als Verstärker (V4, V5, V6) ergibt sich folgender Zusammenhang für die Ausgangsfrequenz (fREF) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) als Ausgangssignal des Referenzoszillators (QREF) :
Figure imgf000025_0001
Für das Verhältnis der Frequenzen gilt dann :
Figure imgf000025_0002
Vermessung differentieller Kapazitätsverhältnisse
In manchen Anwendungen ist es notwendig eine differentielle Kapazität mit einem Mittenabgriff zu vermessen. Dies ist mit einer Variante des Verfahrens ebenfalls möglich.
Fig. 4 zeigt eine Variante der Messvorrichtung mit einer ersten zu vermessenen Kapazität (Cvari) und einer zweiten zu vermessenden Kapazität (Cvar2) sowie einer ersten Referenzkapazität (Crefi) und einer zweiten Referenzkapazität (Cref2) . Das Verhältnis des Kapazitätswerts der ersten zu vermessenen Kapazität (CVari) zum Kapazitätswert der zweiten zu vermessenden Kapazität (Cvar2) soll durch die in Fig. 4 dargestellte Vorrichtung ermittelt werden.
Fig. 5 zeigt einen beispielhaften Messoszillator (QMEAS) für eine Vorrichtung entsprechend Fig. 4. Der Sinus-Oszillator der Fig. 5 umfasst zwei Integratoren und einen kapazitiven Inverter.
Der gestrichelt eingezeichnete vierte Widerstand (R4) und der gestrichelt eingezeichnete fünfte Widerstand (R5) sind bevorzugt sehr hochohmig und dienen nur der Gleichspannungsstabilisierung des Arbeitspunkts des zweiten Verstärkers (V2).
Allerdings bewirken diese auch eine kapazitätsunabhängige (Ent-)Dämpfung, die die Anforderung an die Amplitudenregelung des Sinus-Oszillators erhöht. Es ist auch denkbar, anstelle der beiden Widerstände (R4, R5) die Gleichspannungsladung einer oder mehrerer Kapazitäten (Ci, C2, CVan, CVar2) mittels aktiver Komponenten auszuregeln.
Mit idealen Operationsverstärkern als Verstärker (VI, V2, V3) ergibt sich folgender Zusammenhang für diese Variante für die Ausgangsfrequenz (fM EAS) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) als Ausgangssignal des Messoszillators (QMEAS) :
Figure imgf000026_0001
Fig. 6 zeigt einen beispielhaften Referenzoszillator (QREF) für eine Vorrichtung entsprechend Fig. 4. Der Sinus-Oszillator der Fig. 6 umfasst wieder zwei Integratoren und einen kapazitiven Inverter. Er wird wieder vorzugsweise matchend zum Messoszillator (QMEAS) der Fig. 5 ausgeführt.
Der gestrichelt eingezeichnete vierte Widerstand (R4) und der gestrichelt eingezeichnete fünfte Widerstand (R5) sind bevorzugt sehr hochohmig und dienen nur der Gleichspannungsstabilisierung des Arbeitspunkts des zweiten Verstärkers (V2). Wie zuvor werden auch der vierte Widerstand (R4) und der fünfte Widerstand (R5) dieses Referenzoszillators (QREF) matchend zum vierten Widerstand (R4) und fünften Widerstand (R5) des Messoszillators (QMEAS) entsprechend Fig. 5 ausgeführt.
Allerdings bewirken diese auch wieder eine kapazitätsunabhängige (Ent-) Dämpfung, die die Anforderung an die Amplitudenregelung des Sinus-Oszillators erhöht. Es ist auch denkbar, anstelle der beiden Widerstände (R4, R5) die Gleichspannungsladung einer oder mehrerer Kapazitäten (Ci, C2, Crefi, Cref2) mittels aktiver Komponenten auszuregeln.
Mit idealen Operationsverstärkern als Verstärker (V4, V5, V6) ergibt sich folgender Zusammenhang für diese Variante für die Ausgangsfrequenz (fREF) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) als Ausgangssignal des Referenzoszillators (QREF) :
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Figure imgf000026_0002
Die an dem ersten Anschluss (Varl) des Messoszillators (QMEAS) und an dem zweiten Anschluss (Var2) des Messoszillators (QMEAS) auftretenden Amplituden sind proportional zum Kapazitätsverhältnis, was den Dynamikbereich einschränkt. Außerdem entsteht durch die Gleichspannungsregelung des Gleichspannungsarbeitspunkts des zweiten Verstärkers (V2) des Messoszillators (QMEAS) bzw. des fünften Verstärkers (V5) des Referenzoszillators (QREF) ein jeweils zusätzlicher Aufwand. Daher ist es ratsam, zur Messung einer einzelnen Kapazität (Cvar) auf die in den Fign. 1 bis 3 vorgestellte Variante zurückzugreifen, anstatt diese Variante der Fign. 4 bis 6 mit einer festen zweiten Kapazität (Cvar2) zu verwenden. Dennoch ist abzuwägen, welche Variante sich bezüglich Störempfindlichkeit besser eignet, da sie eine unterschiedliche Frequenzantwort auf Störungen besitzen, welche je nach Art der Störung vor- oder nachteilhaft sein kann. Beide Varianten (Fign. 1 bis 3 und Fign. 4 bis 6) bieten den Vorteil, dass der Einfluss von parasitären Kapazitäten minimiert wird, denn es ergibt sich eine Trennung zwischen Spannungsanregung (am erster Anschluss des Messoszillators (QMEAS) und Messung des Stroms an einem Knoten mit festem Potenzial (DET Anschluss). Der erste Verstärker (VI) verursacht dieses feste Potenzial an diesem Knoten (zweiter Anschluss des Messoszillators (QMEAS) . Andere Anordnungen, beispielsweise die Verwendung zweier Differenzierer anstelle der Integratoren bieten diesen Vorteil nicht.
Damit eine stabile Schwingung als Ausgangssignal (SREF, SMEAS) der jeweiligen Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) entsteht, ist eine Amplitudenreglung für die jeweilige Schwingungsamplitude sinnvoll. Ein Begrenzen der Schwingungsamplitude durch die Sättigung der Verstärker (VI, V2, V3, V4, V5, V6) ist, so wurde erkannt, nicht ausreichend, da diese in der Fertigung der Vorrichtung stark streut und zu einer schlechten Übereinstimmung zwischen dem Referenzoszillator (QREF) und dem Messoszillator (QMEAS) in realen Schaltungen führt.
Die vorgeschlagene Amplitudenregelung umfasst als Erstes das Messen der Amplitude. Es wurde erkannt, dass die Amplitude sich besonders einfach messen lässt, wenn man ausnutzt, dass zwei um 90° versetzte Schwingungen im Schwingleid der Fign. 2 und 3 auftreten. Das Entsprechende gilt analog für die Fign. 5 und 6. Diese Schwingungssignale innerhalb der Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) stellen ein Sinus- und Kosinus-Signal dar. Das eine Schwingungssignal tritt am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) auf. Das andere Schwingungssignal tritt am ersten Oszillatorsignal (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Oszillatorsignal (SREF) des Referenzoszillators (QREF) auf. Die Spannung am ersten Oszillatorsignal (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Oszillatorsignal (SREF) des Referenzoszillators (QREF) ist immer maximal bzw. am Scheitelpunkt der Schwingung, wenn das Signal am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) einen Nulldurchgang in definierter Richtung hat. Um die Amplitude am ersten Oszillatorsignal (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Oszillatorsignal (SREF) des Referenzoszillators (QREF) ZU messen, kann man eine analoge Halteschaltung (analoges Sample-And-Hold-Glied) am ersten Oszillatorsignal (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Oszillatorsignal (SREF) des Referenzoszillators (QREF) verwenden, welches den Wert immer dann übernimmt, wenn am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) die Spannung eine fallende Flanke im Nulldurchgang hat.
Fig. 7 zeigt eine Modifikation der Fig. l. Eine Amplitudenregelung (ACMEAS) des Messoszillators (QMEAS) regelt die Amplitude des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) . Eine Amplitudenregelung (ACREF) des Referenzoszillators (QREF) regelt die Amplitude des zweiten Oszillatorsignals (SREF) .
Auch andere Arten der Amplitudenmessung wie z.B. eine Amplituden- Demodulation sind denkbar. Die vorgeschlagene Amplitudenregelung umfasst als Zweites das Regeln der Amplitude bzw. das Entdämpfen. Dieses Entdämpfen wird durch einen einstellbaren virtuell negativen Widerstand (NR1) realisiert. Dies geschieht mittels eines zusätzlichen Hilfs-Operationsverstärkers zwischen dem ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. dem zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) einerseits und dem zweiten Anschluss (Det) des Messoszillators (QMEAS) bzw. dem ersten Anschluss des Referenzoszillators (QREF) andererseits. Der virtuelle negative Widerstand (NR1) überbrückt also im Falle des Messoszillators (QMEAS) die zu vermessende Kapazität (Cvar) und im Falle des Referenzoszillators (QREF) die Referenzkapazität (Cref). Dies ist in Fig. 8 für den Messoszillator (QMEAS) und in Fig. 9 für den Referenzoszillator (QREF) dargestellt. Dadurch wird der Einfluss des in der Applikation auftretenden parasitären Widerstands zwischen dem ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) und dem zweiten Anschluss (Det) des Messoszillators (QMEAS) auf das Messergebnis am stärksten reduziert. Außerdem ist die Reglung dann am stabilsten gegenüber Parameterschwankungen bei der Fertigung des mikroelektronischen Schaltkreises (IC).
Ganz allgemein kann das den negativen Widerstand repräsentierende Bauteil als Multiplizierer aufgefasst werden, der mit einer Eingangsspannung (Vin) versorgt wird und an seinem Ausgang einen Ausgangsstrom (Iout) ausgibt. Ferner wird der Multiplizierer von einer Steuerungsspannung (Vctri) gesteuert. Der Multiplizierer sorgt nun dafür, dass Iout proportional zur Eingangsspannung (Vin) ist. Damit verhält sich die Schaltung wie ein (virtuell negativer) Widerstand. Der Proportionalitätsfaktor und damit die Größe des (virtuell negativen) Widerstands lässt sich durch Vctri einstellen. Ein Blockschaltbild eines negativen Widerstands ist in Fig. 16 gezeigt. Bei dem virtuell negativen Widerstand handelt es sich also letztendlich um ein aktives Bauelement zur Einbringung von Energie in die Oszillatoren. Fig. 17 zeigt eine mögliche Realisierung des Multiplizierers nach Fig. 16 als Analog-Schaltung. Selbstverständlich könnte man die Funktion des Multiplizierers gemäß Fig. 16 auch als digitale Schaltung umsetzen. Durch die Steuerspannung (Vctri) wird die Größe des Stroms Iout (und damit der Widerstandswert) eingestellt, aber auch das Vorzeichen des Stroms. Auf diese Weise lässt sich der negative Widerstand nachbilden. Fig. 10 zeigt ein Beispiel für eine Amplitudenregelung (ACMEAS) für den Messoszillator (QMEAS). Ein Komparator (comp) erzeugt aus dem Signal am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) ein Signal für den Takteingang (ck) einer Halteschaltung (Englisch : Sample-and-Hold-Schaltung) (S&.H). Der Eingang (vin) der Halteschaltung (S&H) ist mit dem ersten Oszillatorsignal (SMEAS) verbunden. Die Halteschaltung speichert also beim Nulldurchgang des Signals am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) den Pegel des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und gibt diesen als Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H) aus. Von diesem Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H) wird ein Vorgabewert (Vsoll_amp) abgezogen um ein Zwischenwertsignal (Vamp) zu erhalten. Dieses wird mit einem Koeffizienten (coeff) multipliziert. Das Ergebnis ist in dem Beispiel der Fig. 10 das Signal (GC1) für die Amplitudenkontrolle des Messoszillators (QMEAS) .
Fig. 11 zeigt ein Beispiel für eine Amplitudenregelung (ACREF) für den Referenzoszillator (QREF). Ein Komparator (comp) erzeugt aus dem Signal am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) ein Signal für den Takteingang (ck) einer Halteschaltung (Englisch : Sample-and-Hold-Schaltung) (S&H). Der Eingang (vin) der Halteschaltung (S&H) ist mit dem zweiten Oszillatorsignal (SREF) verbunden. Die Halteschaltung speichert also beim Nulldurchgang des Signals am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) den Pegel des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und gibt diesen als Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H) aus. Von diesem Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H) wird ein Vorgabewert (Vsoll_arnp) abgezogen um ein Zwischenwertsignal (Vamp) zu erhalten. Dieses wird mit einem Koeffizienten (coeff) multipliziert. Das Ergebnis ist in dem Beispiel der Fig. 11 das Signal (GC2) für die Amplitudenkontrolle des Referenzoszillators (QREF) .
Eine andere Möglichkeit zur Entdämpfung wäre ein positiver, weiterer vierter Widerstand (R4) zwischen dem zweiten Anschluss (Det) des Messoszillators (QMEAS) bzw. dem ersten Anschluss (Nl) des Referenzoszillators (QREF) und dem Ausgang des zweiten Verstärkers (V2) bzw. dem Ausgang des fünften Verstärkers (V5). Dies ist in Fig. 12 am Beispiel des Messoszillators (QMEAS) dargestellt. Eine andere Möglichkeit zur Entdämpfung wäre eine weitere dritte Kapazität (C3) über einem der dritten Widerstände (R3) zusammen mit einem geregelten positiven sechsten Widerstand (R6) in Reihe oder parallel zu einer der Integratorkapazitäten. Dies ist in Fig. 13 am Beispiel des Referenzoszillators (QREF) dargestellt. Die Fign. 10 und 11 zeigen also eine mögliche Implementierung, in welcher die Amplitude mittels des Nulldurchgangs des 90° versetzten Signals ermittelt wird und dann mit einem simplen P-Regler an einen negativen Widerstand gegeben wird . Die Halteschaltung (S&H) wird durch den Beginn der positiven Halbwelle der Spannung am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS), also dem Anschluss der zu vermessenden Kapazität (Cvar), bzw. durch den Beginn der positiven Halbwelle der Spannung am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) der Referenzkapazität (Cref) über den Komparator (comp) getriggert. Mit diesem Trigger-Signal übernimmt die Sample-and-Hold- Schaltung (S&H) den an ihrem Eingang (Vin) anliegenden Spannungspegel des jeweiligen Oszillatorsignals (SMEAS, SREF) und gibt ihn als ihr Ausgangssignal (Vsh) aus. Von dem Ausgangssignal (Vsh) der Sample and Hold-Schaltung (S&H) wird ein Schwellwert (Vsoll_amp) abgezogen, um das Zwischensignal (Vamp) zu bilden. Dieses wird mit einem vorgegebenen Faktor (coeff) multipliziert und zur Steuerung beispielsweise eines steuerbaren negativen Widerstands (NR1) verwendet.
Durch die komplette Integrierbarkeit der Schaltung wird nun ein Frequency- Hopping gegen Störempfindlichkeit möglich . Hierbei wird die Resonanzfrequenz der Oszillatoren (QMEAS, QREF) synchron zueinander verstellt. Da die Frequenz des Messoszillators (QMEAS) nicht exakt festgelegt werden kann, ist die Systemfrequenz die Frequenz des Referenzoszillators
Die Sinus-Oszillatoren lassen sich jeweils auch als Bandpass verstehen, welcher (Stör-) Signale nur im Bereich seiner Schwingfrequenz (fREF, fMEAs) besonders gut durchlässt. Somit ergibt sich eine intrinsische Empfindlichkeit um die jeweils gemessene Schwingfrequenz (fREF, f EAs) herum. Der Schwingkreis "rastet" dann auf die Störfrequenz ein, wenn die Störamplitude am internen Referenzspannungsnetz (gestrichelte Linie SA der Fig. 14) größer wird als die gewollte Nutzamplitude (durchgezogene Linie NA der Fig. 7). Fig . 14 zeigt diese Empfindlichkeitskurve der Oszillatorschaltungen (y-Achse) in Abhängigkeit von der Störerfrequenz (fs) (x-Achse). Dabei ist festzustellen, dass sich in einem relativ großen Bereich innerhalb des empfindlichen Bandes die Störung immerhin erkennen lässt. Im A-Bereich (ungefähre Darstellung) führt die Störung dazu, dass die Amplitudenreglung ihren Arbeitsbereich verlässt, und dies lässt sich schaltungstechnisch signalisieren. Nur im B-Bereich ist das Messsignal stark verändert (auf die Störfrequenz eingerastet), aber es lässt sich keine Störung direkt feststellen.
Das nun folgende, in Fig. 15 dargestellte Frequency-Hopping-Verfahren umgeht diese Probleme:
Die Systemfrequenz der Oszillatoren (QMEAS, QREF) wird veränderbar gestaltet. Dies kann durch Veränderbarkeit der zweiten Kapazität (C2) und/oder der ersten Widerstände (Rl) und/oder der zweiten Widerstände (R2) geschehen. Geeignet sind beispielsweise Arrays dieser Komponenten mit Multiplexern zum Umschalten.
Die Veränderung der Ausgangsfrequenz (fREF, f EAs) der Oszillatorsignale (SREF, SMEAS) der Oszillatoren (QMEAS, QREF) erfolgt dabei am einfachsten durch Umschaltung der ihrer jeweiligen ersten Widerstände (Rl) und/oder zweiten Widerstände (R2) zur Veränderung der Werte dieser Widerstände. Vorzugsweise werden die Werte der Widerstände (Rl, R2) in gleicher Weise im Referenzoszillator (QREF) wie im Messoszillator (QMEAS) umgeschaltet. Diese Umschaltung wird bevorzugt durch eine Umschaltsteuerung vorgenommen. In einem Messzyklus werden nun zwei dicht bei einander liegende Frequenzen (fREFi, fREF2) als erste Systemfrequenz (fREFi) und zweite Systemfrequenz (fREF2) abwechselnd benutzt. Vorzugsweise unterscheidet sich der Frequenzbetrag der ersten Systemfrequenz (fREF2) von dem Frequenzbetrag der zweiten Systemfrequenz (fREF2) um weniger als 20%, besser um weniger als 10%, besser um weniger als 5%, besser um weniger als 3%. Hierfür wird beispielsweise der jeweilige erste Widerstand (Rl) der Oszillatoren (QMEAS, QREF) jeweils nur wenig in gleicher Weise verändert. Er nimmt dann bei der ersten Systemfrequenz (fREFi) einen ersten Widerstandswert jeweils an und bei der zweiten Systemfrequenz (f EF2) einen zweiten Widerstandswert jeweils an. Es ergibt sich dabei kaum ein Messzeitverlust, da der Mittelwert beider Messungen bei der ersten Systemfrequenz (fREFi) und bei der zweiten Systemfrequenz (fREF2) als Messwert benutzt werden kann.
Die beiden Systemfrequenzen (fREFi, fREF2) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) für den Normalbetrieb sind dabei so gewählt, dass sich der B-Bereich des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) bei der ersten Systemfrequenz (fREFi) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) und der B-Bereich des zweiten Oszillatorsignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) bei der zweiten Systemfrequenz (fREF2) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) nicht überlappen.
Dadurch kann eine die Störung in jedem Fall erkannt werden :
Entweder befindet sich eine der Schwingungen im A-Bereich, was zu Sättigung des Amplitudenreglers führt und durch Überschreitung eines Schwellwerts erkannt werden kann, oder eine Störung ist im C-Bereich und eine im B-Bereich, was ein Zeichen für unterschiedliche Messergebnisse beider Messungen ist.
Im Falle einer solchen Störung wird eine dritte Messung bei einer dritten Systemfrequenz (fREF3) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) durchgeführt, auf einer um einen vorzugsweise Faktor 5 kleineren Frequenzbetrag gegenüber der ersten Systemfrequenz (fREFi) langsameren oder schnelleren dritten Systemfrequenz (fREF3), der Backup-Frequenz. Der Grund, warum die Backup-Frequenz (fREF3) nur im Störfall benutzt wird, liegt darin, dass die Schaltung mit einer 5 mal niedrigeren Frequenz möglicherweise nicht mehr die volle Performance erzielt.
Es wird somit mit dieser Erfindung eine Vorrichtung (Vorrichtung A) zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität (Cvar) vorgeschlagen. Sie umfasst einen ersten Sinus-Oszillator, den Messoszillator (QMEAS), und einen zweiten Sinus-Oszillator, den Referenzoszillator (QREF). Die Frequenz (fMEAs) des Ausgangssignals (SM EAS) des Messoszillators (QMEAS) hängt von der zu vermessenden Kapazität (Cvar) ab. Im Gegensatz dazu hängt die Frequenz (fREF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) von einer Referenzkapazität (Cref) ab. Eine Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz (fREF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) und dem Frequenzwert der Frequenz (fMEAs) des Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, stellt den eigentlichen Messwert (Out) für den Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (Cvar) bereit, den sie aus dem Frequenzwert der Frequenz (fREF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) und dem Frequenzwert der Frequenz ( f M EAS ) des Ausgangssignals (SMEAS) bestimmt. Beide Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) sind bis auf die Messkapazität (Cvar) und die Referenzkapazität (Cref) gleich aufgebaut.
In einer weiteren Ausprägung ist eine vorgeschlagene Vorrichtung zur Messung des Quotienten zweier Kapazitätswerte zweier zu vermessender Kapazitäten (Cvan, CVar2) geeignet. Sie umfasst einen ersten Sinus-Oszillator, den Messoszillator (QMEAS), und einen zweiten Sinus-Oszillator, den Referenzoszillator (QREF). Die Frequenz (fMEAs) des Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) hängt von dem Quotienten der zwei Kapazitätswerte der beiden zu vermessenden Kapazitäten (Cvan, Cvar2) ab. Die Frequenz (f EF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) hängt in dieser Variante dann von dem Quotienten der zwei Kapazitätswerte zweier Referenzkapazitäten (Crefi, Cref2) ab. Diese zweite Variante zur Messung eines unbekannten Kapazitätsverhältnisses weist eine andere Teilvorrichtung auf, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz (fREF) des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) und dem Frequenzwert der Frequenz (fMEAs) des Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um einen Messwert (Out) für einen Quotienten der zwei Kapazitätswerte der beiden zu vermessenden Kapazitäten (Cvan, Cvar2) bereitzustellen. Auch hier sollten beide Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) bis auf die beiden Messkapazitäten (Cvari, Cvar2) und die Referenzkapazitäten (Cren, Cref2) gleich aufgebaut werden.
Um eine Übersteuerung zu vermeiden, ist es zweckmäßig, wenn die Referenzkapazität (Cref) der mittleren Messkapazität (Cvar) entspricht. Hintergrund ist, dass in vielen Messschaltungen der zeitliche Verlauf eines Kapazitätswerts bestimmt werden soll. Um den Signalbereich zu maximieren sollte daher diese Bedingung über den zeitlichen Verlauf erfüllt werden. Typischerweise dürfte die Referenzkapazität (Cref), also in der Mitte des vorgesehenen Toleranzbereichs, hinsichtlich ihres Kapazitätswerts gewählt werden.
Um das Matching zu optimieren werden in der integrierten mikroelektronischen Schaltung (IC) beide Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) bevorzugt bis auf die beiden Messkapazitäten (Cvar) und die Referenzkapazität (Cref) gleich aufgebaut. Vorzugsweise werden die Layouts miteinander verwürfelt. Hierbei ist auf parasitäre Kopplungen zu achten. Die Bauelemente der beiden Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) werden zu diesem Zweck gleich gewählt, gleich platziert und gleich ausgerichtet. Der Messoszillator (QMEAS) weist dabei wieder ein Ausgangsignal (SMEAS) auf und der Referenzoszillator (QREF) ein Ausgangssignal (SREF). Der Messoszillator (QMEAS) umfasst einen ersten Verstärker (VI), einen zweiten Verstärker (V2) und einen dritten Verstärker (V3). Der erste Verstärker (VI) ist mit einem ersten Widerstand (Rl) und der Kapazität (Cvar), deren Kapazitätswert im Falle des Messoszillators (QMEAS) bestimmt werden soll, zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet. Der zweite Verstärker (V2) ist zu einem invertierenden Verstärker verschaltet. Der dritte Verstärker (V3) ist mit einer zweiten Kapazität (C2) und einem zweiten Widerstand (R2) zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet. Der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker sind zu einem Oszillator-Ring (Ring) hintereinander im Kreis geschaltet. Sie bilden also einen Ringoszillator, der durch ein Ring-Signal durchlaufen wird. An einer Stelle dieses Rings wird das Ring-Signal als Ausgangsignal (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) als Ausgangssignal des Messoszillators (SMEAS) abgenommen. In analoger Weise ist der Referenzoszillator (QREF) aufgebaut, um ein stets gutes Frequenznormal bereitzustellen. Er umfasst einen vierten Verstärker (V4), einen fünften Verstärker (V5) und einen sechsten Verstärker (V6). Der vierte Verstärker (V4) ist analog zu der Schaltung des Messoszillators (QMEAS) mit einem ersten Widerstand (Rl) und der Referenzkapazität (Cref) zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet. Hierbei steht der erste Widerstand (Rl) für einen Widerstandstyp und nicht für ein konkretes Bauelement. Der erste Widerstand (Rl) des Referenzoszillators (QREF) steht also für ein Bauelement, das bevorzugt in Größe, Layout, Ausrichtung, Widerstandswert und Konstruktion gleich dem ersten Widerstand (Rl) des Messoszillators (QMEAS) ist. Ebenso steht im Folgenden ein zweiter Widerstand (R2) des Referenzoszillators (QREF) für ein Bauelement, das bevorzugt in Größe, Layout, Ausrichtung, Widerstandswert und Konstruktion gleich einem zweiten Widerstand (R2) des Messoszillators (QMEAS) ist. Des Weiteren steht im Folgenden ein dritter Widerstand (R3) des Referenzoszillators (QREF) für ein Bauelement, das bevorzugt in Größe, Layout, Ausrichtung, Widerstandswert und Konstruktion gleich einem dritten Widerstand (R3) des Messoszillators (QMEAS) ist. Der fünfte Verstärker (V5) ist in analoger Weise zum Messoszillator (QMEAS) im Falle des Referenzoszillators (QREF) ZU einem invertierenden Verstärker verschaltet. Daher ist der sechste Verstärker (V6) mit einer zweiten Kapazität (C2) und einem zweiten Widerstand (R2) zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet. Der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker sind zu einem Ringoszillator hintereinandergeschaltet. Wie beim Messoszillator wird durch diesen Ring des Ringoszillators ein umlaufendes Ring-Signal erzeugt. An einer Stelle dieses Rings des Referenzoszillators (QREF) wird das Ring-Signal als Ausgangsignal (SREF) des Referenzoszillators (QREF) als Ausgangssignal des Referenzoszillators (SREF) abgenommen.
Bevorzugt sind also Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF), der Referenzoszillator (QREF) und der Messoszillator (QMEAS) State-Variable-Oszillatoren. Bevorzugt umfasst die Teilvorrichtung einen ersten Analog-zu-Digital-Wandler (INV1), der das erste Oszillatorsignal (SMEAS) in einen ersten digitalen oder binären Datenstrom (dsl) wandelt, und einen zweiten Analog-zu-Digital-Wandler (INV2), der das zweite Oszillatorsignal (SREF) in einen zweiten digitalen oder binären Datenstrom (ds2) wandelt. Darüber hinaus weist die Teilvorrichtung in dieser Variante einen Hochfrequenz-Oszillator (HF-OSC) auf, der Hochfrequenzzählpulse erzeugt. Ein erster Hochfrequenzpulszähler (CNTl) zählt in Abhängigkeit von dem Signal des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF- OSC) zur Ermittlung eines ersten Zählergebnisses. Ein zweiter Hochfrequenzpulszähler (CNT2) zählt in Abhängigkeit von dem Signal des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) zur Ermittlung eines zweiten Zählergebnisses. Ein Divisionsblock (/) teilt das erste Zählergebnis durch das zweite Zählergebnis, um ein Divisionsergebnis zu erhalten. Eine Quadriervorrichtung ( 2) quadriert das Divisionsergebnis, um den Messwert (Out) bereitzustellen.
Bevorzugt verfügen beide der Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) über eine Regelung der jeweiligen Amplitude eines an der zu vermessenden Kapazität (Cvar) bzw. der Referenzkapazität (Cref) anliegenden Signals. Dies hat den Vorteil, dass parasitäre Elemente nicht, wie bei einer Sättigungsbegrenzung der Sinus- Oszillatoren, die realen Frequenzen wesentlich mitbestimmen.
Eine Übersteuerung der Regelung dieser Amplitude kann zur Erkennung von externen Störern genutzt werden. Dabei wird ein Regelsignal für die Amplitudenregelung oder ein Amplitudenwertsignal, das die Amplitude an einem Ausgang des betreffenden Sinus-Oszillators, also beispielsweise das erste Oszillatorsignal (SMEAS) oder das zweite Oszillatorsignal (SREF), wiedergibt, bevorzugt durch einen Komparator mit zumindest einem Amplitudenschwellwert bzw. zumindest einem Regelsignalschwellwert verglichen. Bei einem solchen Regelsignal, das hinsichtlich der Überschreiten eines oberen Regelsignalschwellwerts durch einen ersten Überwachungskomparator Überwachtwerden kann oder bezüglich des Unterschreitens eines unteren Regelsignalschwellwerts durch einen zweiten Überwachungskomparator überwacht werden kann, kann es sich beispielsweise bei dieser Erfindung um die Amplitudenkontrolle (GC1) des Messoszillators (QMEAS) oder die Amplitudenkontrolle (GC2) des Referenzoszillators (QREF) handeln. Überschreitet die Amplitude den oberen Amplitudenschwellwert bzw. überscheitet das Regelsignal den entsprechenden oberen Regelsignalschwellwert, so liegt ein Fehler vor, der durch eine Steuerung der Vorrichtung signalisiert werden kann. Diese Signalisierung kann über eine Leitung oder das Bereitstellen von Fehlerdaten in einem Datenregister der integrierten Schaltung (IC) erfolgen. Die beiden Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) sind bevorzugt Teil dieser integrierten Schaltung (IC). Diese Information kann dann beispielsweise über eine optionale Datenschnittstelle abgerufen werden. Die jeweilige Amplitude der Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) wird bevorzugt für die Amplitudenregelung an ihrem jeweiligen Ausgang, also ihrem jeweiligen Oszillatorsignal (SMEAS, SREF), genau dann durch Spannungsmessung bestimmt, wenn die Spannung am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) einen Nulldurchgang hat. Wenn nämlich die Spannung am ersten Anschluss (Var) des Messoszillators (QMEAS) bzw. am zweiten Anschluss (N2) des Referenzoszillators (QREF) einen Nulldurchgang hat, hat die Amplitude an dem jeweiligen Ausgang der Sinus- Oszillatoren (QMEAS, QREF), also ihrem jeweiligen Oszillatorsignal (SMEAS, SREF), immer ihr Maximum, das heißt in diesem Moment lässt sich die Amplitude mit geringem Fehler einfach durch eine unkomplizierte Halteschaltung (S&H) bestimmen. Es muss also nur der Nulldurchgang der Schwingung korrekt erfasst werden, was in der vorgeschlagenen Vorrichtung durch den Komparator (comp) erfolgt. Bevorzugt erfolgt somit die Messung der Amplitude an diesen Punkten bei dem Nulldurchgang eines weiteren Signals (Var, N2) des jeweiligen Sinus- Oszillators (QMEAS, QREF), das bevorzugt um 90° bezüglich seiner zeitlichen Phasenlage gegenüber dem an der zu vermessenden Kapazität (CVAR) beim Messoszillator (CMEAS) bzw. an der Referenzkapazität (Cref) beim Referenzoszillator (QREF) anliegenden Signal phasenverschoben ist.
Als bevorzugtes Stellglied für die Amplitudenregelung der Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) wird eine einstellbare Verstärkung verwendet. In einer bevorzugten Variante erfolgt die Kontrolle der Amplitude durch das jeweilige Einstellen eines jeweiligen zusätzlichen negativen Parallelwiderstands (NR1) zur zu vermessenden Kapazität (Cvar) im Messoszillator (QMEAS) bzw. zu der Referenzkapazität (Cref) im Referenzoszillator (QREF), also in dem jeweiligen Sinus-Oszillator (QMEAS, QREF) .
Die Widerstände der Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) können elektronisch veränderbar gestaltet werden. Dies kann analog, aber auch digital durch stufenweises Umschalten geschehen. Typischerweise erfolgt diese Veränderung in Abhängigkeit von einem Frequenzsteuersignal, das analog, digital oder binär sein kann. Dabei steuert bevorzugt ein gemeinsames Frequenzsteuersignal den Referenzoszillator (QREF) und den Messoszillator (QMEAS) typischerweise in gleicher Weise. Hierdurch wird eine Frequenzmodulation während der Messung möglich. Diese Frequenzmodulation kann zum einen für die Veränderung des Frequenzspektrums des Oszillatorsignals (SREF, SMEAS) benutzt werden, so dass sie mit ggf. vorhandenen Störern keine oder nur eine geringere Überlappung aufweisen. Zum anderen können messfrequenzabhängige Eigenschaften der zu vermessenden Kapazität (Cvar) leicht ermittelt werden.
Somit kann die vorgeschlagene Vorrichtung nicht nur bei einer Frequenz den Kapazitätswert der Hauptkapazität bestimmen, sondern auch noch mittels weiteres Frequenzmesswerte die Bestimmung weiterer Parameterwerte weiterer Elemente eines Ersatzschaltbildes der zu vermessenden Kapazität (Cvar) ermöglichen. Werden kapazitive Sensoren vermessen, so lassen sich beispielsweise die Serieninduktivität und ein Parallelleitwert zur Kapazität etc. bestimmen. Dies ist insbesondere dann von Interesse, wenn diese Parameter in vorbekannter Weise von der Temperatur abhängig sind. Hierdurch kann daher ggf. auf die Temperatur der zu vermessenden Kapazität (Cvar) geschlossen werden. Die Vorrichtung kann also dazu ausgelegt werden oder dafür bestimmt werden, mit Hilfe dieser Mehrzahl von Messwerten zusätzliche weitere Parameterwerte zu dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (Cvar) zu bestimmen, wobei die Vorrichtung Vorrichtungsteile, insbesondere ein Rechnersystem, umfassen kann, die den Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (Cvar) weitere Parameterwerte aus diesen Messergebnisse bestimmen und signalisieren oder bereitstellen.
Typischerweise ist die Referenzfrequenz (fREF) des zweiten Oszillatorsignals (SREF), das den Ausgang des Referenzoszillators (QREF) darstellt, relativ fest konstruktiv vorgegeben. Es ist daher sinnvoll, die Vorrichtung dazu auszulegen, dass sie mit mehr als einer Referenzfrequenz (fREFi, fREF2, fREF3) des zweiten Oszillatorsignals (fREF) , dass das Ausgangssignal des Referenzoszillators (QREF) ist, betrieben werden kann. Letztlich entspricht dies auch einer Ausrichtung der Vorrichtung in der Art, dass sie mit mehr als einer Messfrequenz (fMEAsi, fMEAS2, fMEAS3) des ersten Oszillatorsignals (fM EAs) , das das Ausgangssignal des Messoszillators (QMEAS) ist, betrieben werden kann. Dies geschieht in der Regel immer zu dem Zweck, mehr als ein Messergebnis zu ermitteln. Es können aber auch mehrere Zwischenmessergebnisse zu einem Messergebnis kombiniert werden, also letztlich nur ein Messergebnis ermittelt werden. Die Vorrichtung ist bevorzugt dazu ausgelegt diese Messergebnisse zu vergleichen und eine Störung der Messung zu erkennen und zu signalisieren, wenn die Messergebnisse untereinander nicht plausibel sind oder nicht innerhalb eines Toleranzbandes von vorgegebenen oder berechenbaren Vorgabewerten für diese Messwerte abweichen.
Bevorzugt hängt die Frequenz (fMEAs, fREF) der Ausgangssignale (SREF, SMEAS) der Sinus-Oszillatoren (Q EAS, QREF) von Widerständen (Rl, R2) innerhalb dieser Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) ab. Der Messoszillator (QMEAS) weist diese Widerstände (Rl, R2) auf und der Referenzoszillator (QREF) weist diese Widerstände (Rl, R2) in gleicher Ausführung auf. Zumindest einer dieser Widerstände (Rl, R2) in beiden Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) ist in gleicher Weise bezogen auf diese beiden Sinus-Oszillatoren (QMEAS, QREF) jeweils umschaltbar oder veränderbar, was die oben beschriebenen Vorteile der Möglichkeit einer Frequenzmodulation eröffnet.
Im einfachsten Fall einer Frequenzmodulation ist die Vorrichtung dazu ausgelegt, dass die Vorrichtung bei einer ersten Referenzfrequenz (fei) und einer zweiten Referenzfrequenz (fREF2) ein erstes und zweites Messergebnis ermittelt, wobei die erste Referenzfrequenz (fREFi) mit einem solchen Frequenzabstand von der zweiten Referenzfrequenz (f EF2) gewählt ist, dass deren Frequenzbeträge sich um nicht mehr als 20% und/oder nicht mehr als 10% und/oder nicht mehr als 5% und/oder nicht mehr als 3% unterscheiden. Dies bedeutet schließlich auch ein entsprechendes Verhalten der Messfrequenzen. Im einfachsten Fall einer Frequenzmodulation ist die Vorrichtung dazu ausgelegt, dass die Vorrichtung bei einer ersten Messfrequenz (fMEAsi) und einer zweiten Messfrequenz (fMEAs2) ein erstes und zweites Messergebnis ermittelt, wobei die erste Messfrequenz (fMEAsi) mit einem solchen Frequenzabstand von der zweiten Messfrequenz (fMEAS2) gewählt ist, dass deren Frequenzbeträge sich um nicht mehr als 20% und/oder nicht mehr als 10% und/oder nicht mehr als 5% und/oder nicht mehr als 3% unterscheiden . Da die Messfrequenz aber von der zu vermessenden Kapazität (Cvar) abhängt wird in der Regel die Referenzfrequenz (fREF) eingestellt.
Die unterschiedlichen Messwerte können nun dazu verwendet werden, um eine Störung durch ein von extern, beispielsweise durch EMV eingespeistes Störsignal zu erkennen und auf eine dritte Referenzfrequenz (fREF3) und damit eine dritte Messfrequenz (fMEAS3) auszuweichen. Es wurde erkannt, dass es in vielen Anwendungsfällen sinnvoll ist, auf eine betragsmäßig um einen Faktor zwischen 4 und 6, bevorzugt 5, im Vergleich zur ersten Referenzfrequenz (fREFi) höhere oder niedrigere dritte Referenzfrequenz (fREF3), umzuschalten, wenn eine solche Störung erkannt wird, bzw. auf eine betragsmäßig um einen Faktor zwischen 4 und 6, bevorzugt 5, im Vergleich zur ersten Messfrequenz (fMEAsi) höhere oder niedrigere dritte Messfrequenz (fMEAS3) , umzuschalten, wenn eine solche Störung erkannt wird.
Vorteil der Erfindung
Im Folgenden werden verschiedene vorteilhafte Aspekte der vorgeschlagenen Vorrichtung diskutiert. Die Vorteile sind hierauf aber nicht beschränkt.
Wie bereits erwähnt, lassen sich die Oszillatoren (QMEAS, QREF) jeweils auch als Bandpass verstehen, der (Stör-)Signale nur im Bereich seiner Schwingfrequenz besonders gut hindurchlässt. Bei einer Beispiel-Schwingfrequenz von 250 kHz hat sich bei einem Beispiel-Störmodell eine Empfindlichkeit im Bereich von 183 kHz bis 340 kHz ergeben.
Erster Vorteil : Störungen im Frequenzbereich kleiner als 1MHz sind oft leichter beherrschbar als im hohen MHz Bereich. Durch Frequency-Hopping wurde eine Möglichkeit gefunden, Störungen, die im empfindlichen Bereich auftreten, ebenfalls zu umgehen. Somit ist lückenlose Störfestigkeit möglich, solange die Störquelle nicht zufällig zwei ungünstige Frequenzen gleichzeitig enthält. SC-Schaltungen sind hingegen schmalbandiger, aber bei Vielfachen ihrer Schaltfrequenz empfindlich; eine schaltungstechnische Dämpfung ist prinzipbedingt erst ab ca. Faktor 20 der Schaltfrequenz möglich, da das Signal schnell genug sein muss, um innerhalb eines halben Taktes sich zu stabilisieren. Eine mit 500 kHz arbeitende SC-Schaltung ist somit bis weit in den 10 MHz Bereich sehr empfindlich, ohne dass Gegenmaßnahmen möglich sind. Bei SC- Schaltungen lässt sich die Frequenz ebenfalls umschalten, allerdings lässt sich eine Störung grundsätzlich nur durch Vergleichsmessung auf zwei Frequenzen erkennen. Beim Oszillator-Prinzip ist dies in den meisten Fällen auch über die Amplitudenregler-Sättigung möglich (Bereich A). Wenn eine Störung erkannt wird, weiß man nicht, welche der Harmonischen gestört ist. Die mögliche Störung liegt in einem sehr großen Bereich, z.B. 250kHz bis 10MHz. Es gibt keine sichere Backup-Frequenz, die in jedem Fall ungestört ist.
Gegenüber anderen Resonant-Oszillator-Verfahren liegt der Vorteil darin, dass keine externe Spule notwendig ist und keine Abhängigkeit von Chip-internen Widerständen besteht. Außerdem ist ein Frequency-Hopping und eine Frequenzmodulation möglich.
Die Erfindung kann auch genutzt werden, um statt Kapazitäten andere Bauteile zu vermessen, die Bestandteil der möglichst gleich aufgebauten Sinus- Oszillatoren sind (z.B. zur Vermessung von ohmschen Widerständen). In diesem Fall sind die Kapazitäten beider Sinus-Oszillatoren gleich und deren Widerstände Ri (oder R2), von denen laut obiger Formel die Schwingfrequenzen abhängig sind, unterschiedlich. Der eine der Widerstände Ri (oder R2) ist dann der zu vermessende Widerstand, während der andere der bekannte Referenzwiderstand ist.
Auch kann die Erfindung genutzt werden, um bei den Bauteilen eine frequenzabhängige Parameterveränderung vermessen zu können.
Weitere Ausprägungen vorteilhafter Ausgestaltungen der Erfindung
Die Erfindung lässt sich ferner alternativ durch eine der nachfolgend genannten Merkmalsgruppen umschreiben, wobei die Merkmalsgruppen beliebig miteinander kombinierbar sind und auch einzelne Merkmale einer Merkmalsgruppe mit ein oder mehreren Merkmalen einer oder mehrerer anderer Merkmalsgruppen und/oder einer oder mehrerer der zuvor beschriebenen Ausgestaltungen kombinierbar sind. Vorrichtung zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden
Messkapazität, mit
einem mit der Messkapazität koppelbaren Sinus-Messoszillator, einem mit einer bekannten Referenzkapazität gekoppelten Sinus- Referenzoszillator,
wobei die Messfrequenz des Messoszillator-Ausgangssignals zumindest auch durch die Messkapazität bestimmt ist,
wobei die Referenzfrequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals zumindest auch durch die Referenzkapazität bestimmt ist, und
einer Auswerteeinheit, die das Verhältnis aus der Referenzfrequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals und der Messfrequenz des Messoszillator-Ausgangssignals bildet und dieses Verhältnis quadriert, wobei das Ergebnis dieser Quadrierung den Kapazitätswert der Messkapazität repräsentiert.
Vorrichtung nach Ziffer 1, wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die Referenzkapazität gleiche Bauteile aufweisen.
Vorrichtung nach Ziffer 1 oder 2, wobei beide Sinus-Oszillatoren als Ringoszillatoren oder als State-Variable-Oszillatoren ausgebildet sind.
Vorrichtung nach einer der Ziffern 1 bis 3, wobei beide Sinus-Oszillatoren zur Verhinderung einer Übersteuerung eine Regelung der Amplitude des an der Messkapazität bzw. der Referenzkapazität anliegenden Signals aufweisen.
Vorrichtung nach Ziffer 4, wobei die Übersteuerung der Regelung der Amplitude des betreffenden Signals zur Erkennung von externen Störern nutzbar ist.
Vorrichtung nach Ziffer 1, wobei die Vorrichtung bei mehr als einer Referenzfrequenz des Referenzoszillator-Ausgangssignals betreibbar ist und/oder die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, mit mehr als einer Messfrequenz des Messoszillator-Ausgangssignals betreibbar ist. Vorrichtung nach Ziffer 6, wobei
die Frequenz der Ausgangssignale der Sinus-Oszillatoren von Widerständen innerhalb dieser Sinus-Oszillatoren abhängen,
der Messoszillator diese Widerstände aufweist,
der Referenzoszillator die gleichen Widerstände in gleicher Ausführung aufweist und
zumindest einer dieser Widerstände in beiden Sinusoszillatoren in gleicher Weise jeweils umschaltbar oder veränderbar ist.
Verfahren zum Ermitteln eines Kapazitätswerts einer zu vermessenden
Kapazität umfassend die Schritte :
Erzeugen eines sinusförmigen ersten Oszillatorsignals mittels eines Messoszillators, dessen Messfrequenz von dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität abhängt,
Erzeugen eines sinusförmigen zweiten Oszillatorsignals mittels eines Referenzoszillators, dessen Referenzfrequenz von dem Kapazitätswert einer Referenzkapazität abhängt,
Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms aus dem ersten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines ersten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann,
Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms aus dem zweiten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann, Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators,
Inkrementieren eines ersten Zählwerts, wenn der erste digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,
Inkrementieren eines zweiten Zählwerts, wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet, mit dem Wechsel des logischen Zustande des ersten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen des ersten Zählwerts, mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen eines zweiten Zählwerts,
Dividieren des zweiten Ergebniswerts durch den ersten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division,
Ausgeben oder Verwenden des Ergebnisses der Quadrierung als Kapazitätsmesswert. Vorrichtung zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität
mit einem ersten Sinus-Oszillator, dem Messoszillator, und
mit einem zweiten Sinus-Oszillator, dem Referenzoszillator, und wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators, im Folgenden auch als Messfrequenz bezeichnet, von der zu vermessenden Kapazität abhängt und
wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators, im Folgenden auch als Referenzfrequenz bezeichnet, von einer Referenzkapazität abhängt und
mit einer Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators und dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um das Ergebnis dieser Quadrierung als einen Messwert bereitzustellen. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die Referenzkapazität gleich aufgebaut sind. Vorrichtung zur Messung des Quotienten zweier Kapazitätswerte zweier zu vermessender Kapazitäten
mit einem ersten Sinus-Oszillator, dem Messoszillator, und
mit einem zweiten Sinus-Oszillator, dem Referenzoszillator, und wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators von dem Quotienten der zwei Kapazitätswerte der beiden zu vermessenden Kapazitäten abhängt und
wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators von dem Quotienten der zwei Kapazitätswerte zweier Referenzkapazitäten abhängt und
mit einer Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators und dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um einen Messwert für einen Quotienten der zwei Kapazitätswerte der beiden zu vermessenden Kapazitäten bereitzustellen. Vorrichtung nach Ziffer 11, wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die beiden Messkapazitäten und die Referenzkapazitäten gleich aufgebaut sind. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei die Referenzkapazität der mittleren zu vermessenden Kapazität entspricht. Vorrichtung nach Anspruch 12,
wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die
Referenzkapazität gleich aufgebaut sind und
wobei der Messoszillator ein Ausgangsignal aufweist und
wobei der Referenzoszillator ein Ausgangssignal aufweist und
wobei der Messoszillator
einen ersten Verstärker aufweist und
einen zweiten Verstärker aufweist und
einen dritten Verstärker aufweist und
wobei der erste Verstärker mit einem ersten Widerstand und der Kapazität, deren Kapazitätswert im Falle des Messoszillators bestimmt werden soll, zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet ist und
wobei der zweite Verstärker zu einem invertierenden Verstärker verschaltet ist und wobei der dritte Verstärker mit einer zweiten Kapazität und einem zweiten Widerstand zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet ist und
wobei der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker zu einem Ring hintereinandergeschaltet sind und
wobei an einer Stelle dieses Rings das Ring-Signal als Ausgangsignal des Messoszillators als Ausgangssignal des Messoszillators abgenommen wird und
wobei der Referenzoszillator
einen vierten Verstärker aufweist und
einen fünften Verstärker aufweist und
einen sechsten Verstärker aufweist und
wobei der vierte Verstärker mit einem ersten Widerstand und der Referenzkapazität zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet ist und
wobei der fünfte Verstärker zu einem invertierenden Verstärker verschaltet ist und
wobei der sechste Verstärker mit einer zweiten Kapazität und einem zweiten Widerstand zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet ist und
wobei der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende
Verstärker und der invertierende Verstärker zu einem Ring hintereinander geschaltet sind und
wobei an einer Stelle dieses Rings das Ring-Signal als Ausgangsignal des Referenzoszillators als Ausgangssignal des Referenzoszillators (SREF) abgenommen wird.
Vorrichtung nach Ziffer 12, wobei beide Sinus-Oszillatoren State-Variable- Oszillatoren sind.
Vorrichtung nach Ziffer 9,
wobei die Teilvorrichtung einen ersten Analog-zu-Digital-Wandler umfasst, der das erste Oszillatorsignal in einen ersten digitalen oder binären Datenstrom wandelt, und wobei die Teilvorrichtung einen zweiten Analog-zu-Digital-Wandler umfasst, der das zweite Oszillatorsignal in einen zweiten digitalen oder binären Datenstrom wandelt, und
wobei die Teilvorrichtung einen Hochfrequenz-Oszillator umfasst der Hochfrequenzzählpulse erzeugt und
wobei die Teilvorrichtung einen ersten Hochfrequenzpulszähler, der in Abhängigkeit von dem Signal des ersten digitalen oder binären Datenstroms, die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz- Oszillators zur Ermittlung eines ersten Zählergebnisses zählt, und wobei die Teilvorrichtung einen zweiten Hochfrequenzpulszähler umfasst, der in Abhängigkeit von dem Signal des zweiten digitalen oder binären Datenstroms, die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators zur Ermittlung eines zweiten Zählergebnisses zählt, und
wobei die Teilvorrichtung einen Divisionsblock aufweist, der das erste Zählergebnis durch das zweite Zählergebnis teilt, um ein Divisionsergebnis zu erhalten, und
wobei die Teilvorrichtung eine Quadriervorrichtung aufweist, die das Divisionsergebnis quadriert, um den Messwert (Out) bereitzustellen. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei beide der Sinus-Oszillatoren über eine Regelung der jeweiligen Amplitude eines an der zu vermessenden Kapazität bzw. der Referenzkapazität anliegenden Signals verfügen. Vorrichtung nach Ziffer 16, wobei die Übersteuerung der Regelung dieser Amplitude zur Erkennung von externen Störern genutzt wird. Vorrichtung nach Ziffer 16, wobei die jeweilige Amplitude der Sinus- Oszillatoren an ihrem jeweiligen Ausgang, also ihrem jeweiligen Oszillatorsignal genau dann durch Spannungsmessung bestimmt wird, wenn die Spannung am ersten Anschluss des Messoszillators bzw. am zweiten Anschluss des Referenzoszillators einen Nulldurchgang hat. Vorrichtung nach Ziffer 16, wobei eine Messung der Amplitude bei dem Nulldurchgang eines weiteren Signals des jeweiligen Sinus-Oszillators erfolgt, das um 90° gegenüber dem an der zu vermessenden Kapazität bzw. der Referenzkapazität anliegenden Signal phasenverschoben ist. Vorrichtung nach Ziffer 16, wobei die Kontrolle der Amplitude durch das Einstellen eines negativen Parallelwiderstands zur zu vermessenden Kapazität bzw. zu der Referenzkapazität in dem jeweiligen Sinus-Oszillator erfolgt. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist mit mehr als einer Referenzfrequenz des zweiten Oszillatorsignals, das das Ausgangssignal des Referenzoszillators ist, betrieben zu werden. Vorrichtung nach Ziffer 22, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist mit mehr als einer Referenzfrequenz des zweiten Oszillatorsignals, das das Ausgangssignal des Referenzoszillators ist, betrieben zu werden und mehr als ein Messergebnis zu ermitteln. Vorrichtung nach Ziffer 23, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, diese mehreren Messergebnisse zu vergleichen und eine Störung der Messung zu erkennen und zu signalisieren. Vorrichtung nach Ziffer 23, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist oder dafür bestimmt ist, mit Hilfe dieser Mehrzahl von Messwerten zusätzliche weitere Parameterwerte zu dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität zu bestimmen, wobei die Vorrichtung Vorrichtungsteile, insbesondere ein Rechnersystem, umfassen kann, die den Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität (weitere Parameterwerte aus diesen Messergebnisse bestimmen und signalisieren oder bereitstellen. Vorrichtung nach Ziffer 9,
wobei die Frequenz der Ausgangssignale der Sinus-Oszillatoren von Widerständen innerhalb dieser Sinus-Oszillatoren abhängen,
wobei der Messoszillator diese Widerstände aufweist und
wobei der Referenzoszillator diese Widerstände in gleicher Ausführung aufweist und wobei zumindest einer dieser Widerstände in beiden Sinusoszillatoren in gleicher Weise jeweils umschaltbar oder veränderbar ist. Vorrichtung nach Ziffer 23,
wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, dass die Vorrichtung bei einer ersten Referenzfrequenz und einer zweiten Referenzfrequenz ein erstes und zweites Messergebnis ermittelt, und
wobei die erste Referenzfrequenz mit einem solchen Frequenzabstand von der zweiten Referenzfrequenz gewählt ist, dass deren Frequenzbeträge sich um nicht mehr als 20% und/oder nicht mehr als 10% und/oder nicht mehr als 5% und/oder nicht mehr als 3% unterscheiden. Vorrichtung nach Ziffer 27, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, eine Störung zu erkennen und auf eine dritte Referenzfrequenz, insbesondere eine betragsmäßig um einen Faktor zwischen 4 und 6, bevorzugt 5, im Vergleich zur ersten Referenzfrequenz höhere oder niedrigere dritte Referenzfrequenz, umzuschalten, wenn eine solche Störung erkannt wird. Vorrichtung nach Ziffer 9, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist mit mehr als einer Messfrequenz des ersten Oszillatorsignals, das das Ausgangssignal des Messoszillators ist, betrieben zu werden. Vorrichtung nach Ziffer 29, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist mit mehr als einer Messfrequenz des ersten Oszillatorsignals, das das Ausgangssignal des Messoszillators ist, betrieben zu werden und mehr als ein Messergebnis zu ermitteln. Vorrichtung nach Ziffer 30, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt diese Messergebnisse zu vergleichen und eine Störung der Messung zu erkennen und zu signalisieren. Vorrichtung nach Ziffer 30, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist oder dafür bestimmt ist, mit Hilfe dieser Mehrzahl von Messwerten zusätzliche weitere Parameterwerte zu dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität zu bestimmen, wobei die Vorrichtung Vorrichtungsteile, insbesondere ein Rechnersystem, umfassen kann, die den Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität weitere Parameterwerte aus diesen Messergebnisse bestimmen und signalisieren oder bereitstellen. Vorrichtung nach Ziffer 31, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, dass die Vorrichtung bei einer ersten Messfrequenz und einer zweiten Messfrequenz ein erstes und zweites Messergebnis ermittelt, und wobei die erste Messfrequenz mit einem solchen Frequenzabstand von der zweiten Messfrequenz gewählt ist, dass deren Frequenzbeträge sich um nicht mehr als 20% und/oder nicht mehr als 10% und/oder nicht mehr als 5% und/oder nicht mehr als 3% unterscheiden. Vorrichtung nach Ziffer 32, wobei die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, eine Störung zu erkennen und auf eine dritte Messfrequenz, insbesondere eine betragsmäßig um einen Faktor zwischen 4 und 6, bevorzugt 5, im Vergleich zur ersten Messfrequenz höhere oder niedrigere dritte Messfrequenz, umzuschalten, wenn eine solche Störung erkannt wird. Verfahren zum Ermitteln eines Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität umfassend die Schritte:
Erzeugen eines sinusförmigen ersten Oszillatorsignals mittels eines Messoszillators, dessen Messfrequenz von dem Kapazitätswert der zu vermessenden Kapazität abhängt,
Erzeugen eines sinusförmigen zweiten Oszillatorsignals mittels eines Referenzoszillators, dessen Referenzfrequenz von dem Kapazitätswert einer Referenzkapazität abhängt,
Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms aus dem ersten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines ersten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann,
Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms aus dem zweiten Oszillatorsignal, insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu- Digital-Wandlers, wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann, Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators,
Inkrementieren des ersten Zählwerts wenn der erste digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,
Inkrementieren des zweiten Zählwerts wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom sich im zweiten logischen Zustand befindet,
Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert mit dem Wechsel des logischen Zustands des ersten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand und bevorzugtes anschließendes Zurücksetzen eines ersten Zählwerts,
Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären Datenstroms vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand und bevorzugtes anschließendes Zurücksetzen eines zweiten Zählwerts,
Division des zweiten Ergebniswerts durch den ersten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division,
Ausgabe oder Verwendung des Ergebnisses der Quadrierung als Messwert.
Vorrichtung zur Messung des Kapazitätswerts einer zu vermessenden Kapazität
mit einem ersten Sinus-Oszillator, dem Messoszillator, und
mit einem zweiten Sinus-Oszillator, dem Referenzoszillator, und wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators, im Folgenden auch als Messfrequenz bezeichnet, von der zu vermessenden Kapazität abhängt und
wobei die Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators, im Folgenden auch als Referenzfrequenz bezeichnet, von einer Referenzkapazität abhängt und
mit einer Teilvorrichtung, die das Verhältnis aus dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Referenzoszillators und dem Frequenzwert der Frequenz des Ausgangssignals des Messoszillators bildet und dieses Verhältnis anschließend quadriert, um das Ergebnis dieser Quadrierung als einen Messwert bereitzustellen und
wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die Referenzkapazität gleich aufgebaut sind und
wobei die Referenzkapazität der mittleren zu vermessenden Kapazität entspricht und
wobei beide Sinus-Oszillatoren bis auf die Messkapazität und die
Referenzkapazität gleich aufgebaut sind und
wobei der Messoszillator ein Ausgangsignal aufweist und
wobei der Referenzoszillator ein Ausgangssignal aufweist und
wobei der Messoszillator
einen ersten Verstärker aufweist und
einen zweiten Verstärker aufweist und
einen dritten Verstärker aufweist und
wobei der erste Verstärker mit einem ersten Widerstand und der Kapazität, deren Kapazitätswert im Falle des Messoszillators bestimmt werden soll, zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet ist und
wobei der zweite Verstärker zu einem invertierenden Verstärker verschaltet ist und
wobei der dritte Verstärker mit einer zweiten Kapazität und einem zweiten Widerstand zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet ist und
wobei der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker zu einem Ring hintereinandergeschaltet sind und
wobei an einer Stelle dieses Rings das Ring-Signal als Ausgangsignal des Messoszillators als Ausgangssignal des Messoszillators abgenommen wird und
wobei der Referenzoszillator
einen vierten Verstärker aufweist und
einen fünften Verstärker aufweist und
einen sechsten Verstärker aufweist und wobei der vierte Verstärker mit einem ersten Widerstand und der Referenzkapazität zu einem ersten integrierenden Verstärker zusammengeschaltet ist und
wobei der fünfte Verstärker zu einem invertierenden Verstärker verschaltet ist und
wobei der sechste Verstärker mit einer zweiten Kapazität und einem zweiten Widerstand zu einem zweiten integrierenden Verstärker verschaltet ist und
wobei der erste integrierende Verstärker und der zweite integrierende Verstärker und der invertierende Verstärker zu einem Ring hintereinandergeschaltet sind und
wobei an einer Stelle dieses Rings das Ring-Signal als Ausgangsignal des Referenzoszillators als Ausgangssignal des Referenzoszillators abgenommen wird und
wobei die Teilvorrichtung einen ersten Analog-zu-Digital-Wandler umfasst, der das erste Oszillatorsignal in einen ersten digitalen oder binären Datenstrom wandelt, und
wobei die Teilvorrichtung einen zweiten Analog-zu-Digital-Wandler umfasst, der das zweite Oszillatorsignal in einen zweiten digitalen oder binären Datenstrom wandelt, und
wobei die Teilvorrichtung einen Hochfrequenz-Oszillator umfasst der Hochfrequenzzählpulse erzeugt und
wobei die Teilvorrichtung einen ersten Hochfrequenzpulszähler, der in Abhängigkeit von dem Signal des ersten digitalen oder binären Datenstroms, die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz- Oszillators zur Ermittlung eines ersten Zählergebnisses zählt, und wobei die Teilvorrichtung einen zweiten Hochfrequenzpulszähler umfasst, der in Abhängigkeit von dem Signal des zweiten digitalen oder binären Datenstroms, die Anzahl der Hochfrequenzzählpulse des Hochfrequenz-Oszillators zur Ermittlung eines zweiten Zählergebnisses zählt, und
wobei die Teilvorrichtung einen Divisionsblock aufweist, der das erste Zählergebnis durch das zweite Zählergebnis teilt, um ein Divisionsergebnis zu erhalten, und wobei die Teilvorrichtung eine Quadriervorrichtung aufweist, die das Divisionsergebnis quadriert, um den Messwert bereitzustellen und wobei beide der Sinus-Oszillatoren über eine Regelung der jeweiligen Amplitude eines an der zu vermessenden Kapazität bzw. der Referenzkapazität anliegenden Signals verfügen.
BEZUGSZEICHENLISTE
/ Divisionsblock. Der Divisionsblock dividiert den zweiten Zählerstand des zweiten Ausgangsregisters des zweiten Zählers bevorzugt durch den ersten Zählerstand im ersten Ausgangsregister des ersten Zählers (CNT1) und gibt das Ergebnis aus. Diese Funktion kann auch durch einen Rechner, insbesondere einen Mikrorechner durchgeführt werden. Dieser Rechner kann der gleiche sein, der die Funktion des Quadrierungsblocks (Λ2) ggf. ausführen kann.
Λ2 Quadrierungsblock. Der Quadrierungsblock quadriert das Ergebnissignal des Divisionsblocks (/) zum Kapazitätsergebnis (Out). Diese Funktion kann auch durch einen Rechner, insbesondere einen Mikrorechner durchgeführt werden. Dieser Rechner kann der gleiche sein, der die Funktion des
Divisionsblocks (/) ggf. ausführen kann .
A Frequenzbereich (ungefähre Darstellung), in dem eine Störung dazu führt, dass die Amplitudenreglung ihren Arbeitsbereich verlässt;
ACMEAsAmplitudenregelung des Messoszillators (QMEAS) ;
ACREF Amplitudenregelung des Referenzoszillators (QREF) ;
B Frequenzbereich (ungefähre Darstellung), in dem das Messsignal stark verändert ist (auf die Störfrequenz eingerastet ist), sich aber keine
Störung direkt feststellen lässt.
C2 zweite Kapazität. Die zweite Kapazität wird bevorzugt in die integrierte mikroelektronische Schaltung (IC) integriert.
C3 dritte Kapazität;
CDC Kapazitätswert-zu-Digital-Wandler (Englisch : Capacitance to Digital
Converter);
CNT1 erster Zähler. Der erste Zähler zählt die Hochfrequenzzählpulse des
Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) solange der dritte digitale oder binäre Datenstrom (ds3) einen ersten logischen Pegel hat. Mit Erscheinen eines zweiten logischen Pegels auf dem dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3) stoppt der erste Zähler die Zählung und das erste Zählergebnis erscheint am Ausgang des ersten Zählers. Mit erneutem Erscheinen eines ersten logischen Pegels auf dem dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3) beginnt der erste Zähler die Zählung von Neuem, vorzugsweise bei null. Das vorhergehende erste Zählergebnis wird dabei bevorzugt weiter ausgegeben.
CNT2 zweiter Zähler. Der zweite Zähler zählt die Hochfrequenzzählpulse des
Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC) solange der vierte digitale oder binäre Datenstrom (ds4) einen ersten logischen Pegel hat. Mit Erscheinen eines zweiten logischen Pegels auf dem vierten digitalen oder binären
Datenstrom (ds4) stoppt der zweite Zähler die Zählung und das zweite Zählergebnis erscheint am Ausgang des zweiten Zählers. Mit erneutem Erscheinen eines ersten logischen Pegels auf dem vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4) beginnt der zweite Zähler die Zählung von Neuem, vorzugsweise bei null. Das vorhergehende zweite Zählergebnis wird dabei bevorzugt weiter ausgegeben; ck Takteingang einer Halteschaltung (Englisch : Sample-and-Hold-Schaltung) (S&H); coeff Koeffizient;
Cref Referenzkapazität;
Crefi erste Referenzkapazität;
Cref2 zweite Referenzkapazität;
Cvar zu vermessende Kapazität;
Cvan erste zu vermessende Kapazität;
CVar2 zweite zu vermessende Kapazität;
Dl erster Teiler. Der erste Teiler teilt die Frequenz des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) durch einen Faktor n und erzeugt den dritten digitalen oder binären Datenstrom (ds3); D2 zweiter Teiler. Der zweite Teiler teilt die Frequenz des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) durch einen Faktor m und erzeugt den vierten digitalen oder binären Datenstrom (ds4);
Det zweiter Anschluss des Messoszillators (QMEAS) ; dsl erster digitaler oder binärer Datenstrom. Der erste digitale oder binäre
Datenstrom wird bevorzugt vom ersten Analog-zu-Digital-Wandler (INVl) erzeugt. ds2 zweiter digitaler oder binärer Datenstrom. Der zweite digitale oder binäre Datenstrom wird bevorzugt vom zweiten Analog-zu-Digital-Wandler (INV2) erzeugt. ds3 dritter digitaler oder binärer Datenstrom. Der dritte digitale oder binäre Datenstrom wird bevorzugt vom ersten Teiler (Dl) erzeugt. ds4 vierter digitaler oder binärer Datenstrom. Der vierte digitale oder binäre Datenstrom wird bevorzugt vom zweiten Teiler (D2) erzeugt. fMEAs Frequenz des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) ;
fMEAsi erste Frequenz des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und erste
Messfrequenz; fMEAS2 zweite Frequenz des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und zweite
Messfrequenz; f M EAS3 dritte Frequenz des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und dritte
Messfrequenz; fREF Frequenz des zweiten Oszillatorsignals (SREF) ;
fREFi erste Frequenz des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und erste
Referenzfrequenz; fREF2 zweite Frequenz des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und zweite
Referenzfrequenz; fREF3 dritte Frequenz des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und dritte
Referenzfrequenz; fs Störerfrequenz;
GC1 Amplitudenkontrolle des Messoszillators (QM EAS) ;
GC2 Amplitudenkontrolle des Referenzoszillators (QREF) ;
HF-OSC Hochfrequenz-Oszillator, der Hochfrequenzzählpulse erzeugt.
Bevorzugt liegt die Frequenz der Hochfrequenzzählpulse um ein
Vielfaches über der Messfrequenz (fMEAs) und der Referenzfrequenz
IC integrierte mikroelektronische Schaltung;
INVl erster Analog-zu-Digital-Wandler. Der erste Analog-zu-Digital-Wandler ist besonders bevorzugt ein Inverter;
INV2 zweiter Analog-zu-Digital-Wandler. Der erste Analog-zu-Digital-Wandler ist besonders bevorzugt ein Inverter;
Iout Ausgangsstrom des Bauelements, das den virtuell negativen Widerstand repräsentiert Im Eingangsspannung für das Bauelement, dass den virtuell negativen
Widerstand repräsentiert
LMEAS externe Messinduktivität im Stand der Technik;
LSB Bit mit dem niedrigsten Zahlenwert;
LPF1 erster Tiefpassfilter; LPF2 zweiter Tiefpassfilter;
NA gewollte Nutzamplitude;
Nl erster Anschluss des Referenzoszillators (QREF) ;
Nla erster Anschluss des Referenzoszillators (QREF) ;
Nlb dritter Anschluss des Referenzoszillators (QREF) ; N2 zweiter Anschluss des Referenzoszillators (QREF) ;
NR1 einstellbarer virtuell negativer Widerstand; QMEAS Messoszillator;
QREF Referenzoszillator;
Rl erster Widerstand;
R2 zweiter Widerstand; R3 dritter Widerstand;
R4 vierter Widerstand;
R5 fünfter Widerstand;
R6 geregelter sechster Widerstand;
SA Störamplitude am internen Referenzspannungsnetz; S&.H Halteschaltung (Englisch : Sample-and-Hold-Schaltung);
SMEAS erstes Oszillatorsignal. Das erste Oszillatorsignal ist das Ausgangssignal des Messoszillators (QMEAS)
SREF zweites Oszillatorsignal. Das zweite Oszillatorsignal ist das Ausgangssignal des Referenzoszillators (QREF) VI erster Verstärker;
V2 zweiter Verstärker;
V3 dritter Verstärker;
V4 vierter Verstärker;
V5 fünfter Verstärker; V6 sechster Verstärker;
Vamp Zwischenwertsignal;
Var erster Anschluss des Messoszillators (QMEAS) ;
Varl erster Anschluss des Messoszillators (QMEAS) ;
Var2 dritter Anschluss des Messoszillators (QMEAS) ; Vcrti Steuerspannung zur Beeinflussung der Größe des Stroms und damit des virtuell negativen Widerstands
vin Eingang der Halteschaltung (S&H);
vsh Ausgangssignal (vsh) der Halteschaltung (S&H);
Vsoll_amp Vorgabewert

Claims

ANSPRÜCHE
1. Vorrichtung zur Vermessung einer Messkapazität (Cvar), mit
einem Messoszillator (QMEAS), an den die einen Kapazitätswert aufweisende Messkapazität (Cvar) anschließbar ist,
wobei der Messoszillator (QMEAS) ein Ausgangssignal (SMEAS) aufweist, dessen Frequenz (fMEAs) zumindest auch durch den Kapazitätswert der Messkapazität (Cvar) bestimmt ist,
einem Referenzoszillator (QREF), der eine Referenzkapazität (Cref) mit bekanntem Kapazitätswert aufweist,
wobei der Referenzoszillator (QREF) ein Ausgangssignal (SREF) aufweist, dessen Frequenz (fREF) zumindest auch durch den
Kapazitätswert der Referenzkapazität (Cref) bestimmt ist,
einer Auswerteeinheit, die das Verhältnis aus der Frequenz (fREF) des
Referenzoszillator-Ausgangssignals (SREF) und der Frequenz (fMEAs) des Messoszillator-Ausgangssignals (SMEAS) bildet und dieses
Verhältnis quadriert, wobei das Ergebnis (Out) dieser Quadrierung den Kapazitätswert der Messkapazität (Cvar) repräsentiert,
einem Messoszillatorregler (ACMEAS) zur Regelung der Amplitude des
Ausgangssignals (SMEAS) des Messoszillators (QMEAS) auf einen Sollwert und
einem Referenzoszillatorregler (ACREF) zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals (SREF) des Referenzoszillators (QREF) auf einen Sollwert,
wobei der Messoszillatorregler (ACMEAS) eine Regel- oder Stellgröße aufweist, die einen potentiellen, parallel zur Messkapazität (Cvar) geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert, womit dieser potentielle parasitäre ohmsche Widerstand durch den Messoszillatorregler (ACMEAS) kompensierbar ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Messoszillator (QMEAS) und der Referenzoszillator (QREF) vom gleichen Oszillatortyp sind und mit Ausnahme der Messkapazität (Cvar) und der Referenzkapazität (Cref) gleiche Bauteile aufweisen.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Messoszillator (Q EAS) und der Referenzoszillator (QREF) jeweils als Sinussignaloszillator, als Dreiecksignaloszillator, als Rechtecksignaloszillator oder als State-Variable-Oszillator oder als Ringoszillator ausgebildet ist und/oder Integratoren, Inverter und/oder Phasenschieber aufweisen.
4. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zur Messkapazität (CVAR) und parallel zur Referenzkapazität (Cref) jeweils ein veränderbarer, virtuell negativer Widerstand geschaltet ist, der in Abhängigkeit von der Regel- oder Stellgröße des Messoszillatorreglers (ACMEAS) bzw. des Referenzoszillatorreglers (ACREF) einstellbar ist.
5. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass sowohl der Messoszillator (QMEAS) als auch der Referenzoszillator (QREF) eine die Mess- bzw. Referenzkapazität (Cvar, Cref) aufweisende Ringschaltung aufweist, die ferner versehen ist mit
einem ersten Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, einem Inverter mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des Inverters mit dem Ausgang des ersten Integrators gekoppelt ist, und
einem zweiten Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang des zweiten Integrators mit dem Ausgang des Inverters gekoppelt und der Ausgang des zweiten Integrators mit dem Eingang des ersten Integrators gekoppelt ist,
wobei der erste Integrator sowohl des Messoszillators (QMEAS) als auch des Referenzoszillators (QREF) einen parallel zur Mess- bzw. Referenzkapazität (Cvar, Cref) geschaltetes Bauteil mit einem veränderbaren virtuell negativen Widerstand aufweist, der in Abhängigkeit von der Regel- oder Stellgröße des Messoszillatorreglers (ACMEAS) bzw. des Referenzoszillatorreglers (ACREF) veränderbar ist.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Übersteuerung sowohl des Messoszillatorreglers (ACMEAS) als auch des Referenzoszillatorreglers (ACREF) zur Erkennung von externen Störern nutzbar ist.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung bei mehr als einer Frequenz (fREFi, fREF2, f EF3) des Referenzoszillator-Ausgangssignals (fREF) betreibbar ist und/oder die Vorrichtung dazu ausgelegt ist, mit mehr als einer Frequenz (fMEAsi, fMEAS2, MEAS3) des Messoszillator-Ausgangssignals (SMEAS) betreibbar ist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
dass die Frequenz (fMEAs, EF) der Ausgangssignale (SREF, SMEAS) sowohl des Messoszillators (QMEAS) als auch des Referenzoszillators (QREF) von Widerständen (Rl, R2) des betreffenden Oszillators (QMEAS, QREF) abhängen,
dass der Messoszillator (QMEAS) diese Widerstände (Rl, R2) aufweist, dass der Referenzoszillator (QREF) die gleichen Widerstände (Rl, R2) in gleicher Ausführung aufweist und
dass zumindest einer dieser Widerstände (Rl, R2) sowohl im Messoszillator (QMEAS) als auch im Referenzoszillator (QREF) in gleicher Weise jeweils umschaltbar oder veränderbar ist.
9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenzoszillatorregler (ACREF) eine Regel- oder Stellgröße aufweist, die einen potentiellen, parallel zur Referenzkapazität (Cref) geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert, womit dieser potentielle parasitäre ohmsche Widerstand durch den Referenzoszillatorregler (ACREF) kompensierbar ist.
10. Verfahren zum Vermessen einer Messkapazität (Cvar), mit den folgenden Schritten : Erzeugen eines ersten Oszillatorsignals (SMEAS) mittels eines ersten Messoszillators (QMEAS), dessen Frequenz (fMEAs) von dem Kapazitätswert der zu vermessenden Messkapazität (CVar) abhängt, Erzeugen eines zweiten Oszillatorsignals (SREF) vom gleichen Typ wie das erste Oszillatorsignal (SMEAS) mittels eines Referenzoszillators (QREF), dessen Frequenz (fREF) von dem bekannten Kapazitätswert einer Referenzkapazität (Cref) abhängt,
Ermitteln des Verhältnisses aus der Frequenz (fREF) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und der Frequenz (fMEAs) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS),
Quadrieren des Werts dieses Verhältnisses, wobei das Ergebnis (Out) der Quadrierung den Kapazitätswert der Messkapazität (CVar) repräsentiert,
Regeln der Amplitude des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) auf einen vorgebbaren Sollwert mittels eines ersten Reglers, der eine Regeloder Stellgröße erzeugt,
Regeln der Amplitude des zweiten Oszillatorsignals (SREF) auf einen vorgebbaren Sollwert mittels eines zweiten Reglers, der eine Regeloder Stellgröße erzeugt,
wobei die Regel- oder Stellgröße des ersten Reglers einen potentiellen, parallel zur Messkapazität (Cvar) geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert und
wobei durch den ersten Regler Einflüsse eines solchen potentiellen parasitären ohmschen Widerstands kompensiert werden.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Regeloder Stellgröße des zweiten Reglers einen potentiellen, parallel zur Referenzkapazität (Cref) geschalteten parasitären ohmschen Widerstand repräsentiert und dass durch den zweiten Regler Einflüsse eines solchen potentiellen parasitären ohmschen Widerstands kompensiert werden.
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Schritte des Ermitteins des Verhältnisses aus der Frequenz (fREF) des zweiten Oszillatorsignals (SREF) und der Frequenz (fMEAs) des ersten Oszillatorsignals (SMEAS) und des Quadrierens des Werts dieses
Verhältnisses die folgenden Schritte umfasst:
Erzeugen eines ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) aus dem ersten Oszillatorsignal (SMEAS), insbesondere mittels eines ersten Analog-zu-Digital-Wandlers (INVl), wobei der erste digitale oder binäre Datenstrom (dsl) einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann,
Erzeugen eines zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) aus dem zweiten Oszillatorsignal (SREF), insbesondere mittels eines zweiten Analog-zu-Digital-Wandlers (INV2), wobei der zweite digitale oder binäre Datenstrom (ds2) einen ersten und einen zweiten logischen Zustand einnehmen kann,
Erzeugen von Hochfrequenzzählpulsen, insbesondere mittels eines Hochfrequenz-Oszillators (HF-OSC),
Inkrementieren eines ersten Zählwerts, wenn der erste digitale oder binäre Datenstrom (dsl) sich im zweiten logischen Zustand befindet, Inkrementieren eines zweiten Zählwerts, wenn der zweite digitale oder binäre Datenstrom (ds2) sich im zweiten logischen Zustand befindet,
mit dem Wechsel des logischen Zustands des ersten digitalen oder binären Datenstroms (dsl) vom zweiten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des ersten Zählwerts als ersten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen des ersten Zählwerts,
mit dem Wechsel des logischen Zustands des zweiten digitalen oder binären Datenstroms (ds2) vom zweiten logischen Zustand in den ersten logischen Zustand erfolgendes Übernehmen des zweiten Zählwerts als zweiten Ergebniswert, und zwar bevorzugt mit anschließendem Zurücksetzen eines zweiten Zählwerts, und
Dividieren des zweiten Ergebniswerts durch den ersten Ergebniswert und Quadrierung des Ergebnisses dieser Division .
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