WO2018186652A1 - 이동 통신 시스템에서의 다이버시티 기반 데이터 전송 방법 및 장치 - Google Patents

이동 통신 시스템에서의 다이버시티 기반 데이터 전송 방법 및 장치 Download PDF

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WO2018186652A1
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노훈동
신철규
배태한
최승훈
김태형
박성진
여정호
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    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method and apparatus for transmitting diversity-based signals, a method for setting a demodulation reference signal (DMRS), and a method and apparatus for setting and transmitting a reference signal for measuring channel conditions.
  • DMRS demodulation reference signal
  • a 5G communication system or a pre-5G communication system is called a Beyond 4G network communication system or a post LTE system.
  • 5G communication systems are required to operate in ultra-high frequency (mmWave) bands (e.g.
  • the 5G communication system has evolved small cells, advanced small cells, cloud radio access network (cloud RAN), ultra-dense network (ultra-dense network) , Device to Device communication (D2D), wireless backhaul, mobile network
  • cloud RAN cloud radio access network
  • ultra-dense network ultra-dense network
  • D2D Device to Device communication
  • FQAM Hybrid FSK and QAM Modulation
  • SWSC Small Cell Superposition Coding
  • ACM Advanced Coding Modulation
  • FBMC Fan Bank Multi Carrier
  • N0MA non orthogonal multiple access
  • sparse code multiple access is being developed.
  • IoT Internet of Things
  • IoE Internet of Everything
  • IoT intelligent IT (Internet Technology) services that collect and analyze data generated from connected objects and create new value in human life can be provided.
  • IT Internet Technology
  • IoT integrates and combines existing IT (informat ion technology) technology with various industries to create smart homes, smart buildings, smart cities, smart cars or connected cars, smart grids, healthcare, smart appliances, advanced medical services, etc. Can be used in the field of
  • technologies such as sensor network, machine-to-machine communication (M2M), and MTCCMachine Type Co.unicat ion are used for 5G communication technologies such as beamforming MIM0 and array antennas. It is implemented by The application of cloud radio access network (cloud RAN) as the big data processing technology described above may be an example of convergence of 5G technology and IoT technology.
  • cloud RAN cloud radio access network
  • a demodulation reference signal (DMRS ) that can be set to support increased channel bandwidth and various numerologies is considered.
  • DMRS demodulation reference signal
  • aperiodic CSI-RS transmission and a setting method thereof have been studied.
  • the present invention proposes a method of transmitting a signal using a diversity scheme in uplink, a method of indicating diversity transmission, and the like.
  • the present invention provides a method for generating a DMRS sequence, a method for mapping a DMRS sequence, and specific parameters according to various considerations of a 5G wireless communication system.
  • the present invention proposes an aperiodic CSI-RS transmission and configuration method and a bandwidth determination method and apparatus for aperiodic CSI-RS measurement in a wireless communication system.
  • the present invention for solving the above problems is a method for transmitting channel state i information reference signal (channel state informat ion reference s ignal, CSI-RS) in a wireless communication system base station, the settings for the CSI-RS resource Transmitting CSI-RS configuration information including a terminal to the terminal; Transmitting downlink control information including triggering information indicating at least one CSI-RS resource among the CSI-RS resources to the terminal; And transmitting the CSI-RS according to the at least one CSI-RS resource to the terminal.
  • the downlink control information may further include information indicating a bandwidth of the at least one CSI-RS resource, wherein the bandwidth indication information indicates one of a CSI-RS bandwidth or a predefined bandwidth set to a higher layer.
  • the predefined bandwidth is the bandwidth portion or the terminal bandwidth or system bandwidth and the downlink control information is
  • Zero power is characterized in that it further comprises information indicating the bandwidth of the CSI-RS.
  • CSI-RS configuration information including setting for CSI-RS resources from a base station Receiving; Receiving downlink control information including triggering information indicating at least one CSI-RS resource among the CSI-RS resources from the base station;
  • the base station for transmitting a channel state informat ion reference signal (CSI-RS) of a wireless communication system, the base station comprising: a transceiver; And CSI-RS configuration information including configuration for CSI-RS resources to the terminal,
  • CSI-RS channel state informat ion reference signal
  • a controller connected to the transceiver.
  • a terminal for receiving a channel state informat ion reference signal (CSI-RS) of a wireless communication system comprising: a transceiver; And CSI-RS configuration information including configuration of CSI-RS resources from a base station, and downlink control information including triggering information indicating at least one CSI-RS resource of the CSI-RS resources from the base station. And a control unit connected to the transceiver and controlled to receive the CSI-RS according to the at least one CSI-RS resource from the base station.
  • CSI-RS channel state informat ion reference signal
  • a method for transmitting a signal using the uplink diversity scheme proposed by the present invention and uplink transmission according to a setting method thereof can efficiently use radio resources.
  • the DMRS sequence initialization method enables effective signal demodulation and efficient use of radio resources.
  • a plurality of antennas are provided.
  • the base station and the terminal including the base station can improve the transmission efficiency of the reference signal and thereby increase the system throughput.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource region in which the data or control channel is transmitted in downlink of an LTE system.
  • FIG. 2 illustrates a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource region in which data or a control channel is transmitted in uplink of an LTE system according to the prior art.
  • Drawing. 3 and 4 are diagrams illustrating an example in which data for eMBB, URLLC, and mMTC, which are services considered in a system, are allocated in frequency-time resources.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of uplink transmission through dynamic beamforming and dynamic dynamic forming.
  • FIG. 6 illustrates an example in which a terminal and a base station transmit reference signals to obtain channel state information necessary for uplink transmission in an NR system.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of resource allocation and subband precoding application for uplink transmission.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a method of applying different precodings for each RE proposed in this embodiment using two DMRS ports.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of different mapping for each RE of a precoder applied to each symbol in order to increase diversity gain.
  • FIG. 10 is a diagram comparing the performance of the precoder circulation method shown in FIG. 6 with the performance of the precoder circulation method shown in FIG. ⁇
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example in which different precodings are applied for each time resource unit using the same number of DMRS ports as the number of tanks transmitted.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a precoder cycle for each time unit assuming a DMRS transmitted in one symbol.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of applying different precoding for each RB or PRG using two DMRS ports.
  • FIG. 14A illustrates an example of using a codebook for diversity-based transmission mentioned above.
  • FIG. 14B illustrates an example of SRS candidate resource activation through MAC CE and actual activation through DCI.
  • FIG. 15 illustrates time and frequency resources used by a plurality of terminals to transmit uplink data.
  • 16 is a block diagram illustrating an internal structure of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • 17 illustrates an internal structure of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 illustrates a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource region in which data or control channels are transmitted in downlink of an LTE system.
  • FIG. 19 illustrates a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource region in which data or a control channel is transmitted in uplink in an LTE system.
  • FIG. 20 illustrates a radio resource of 1 RB, which is a minimum unit that can be scheduled in downlink in an LTE system. '
  • 21 is a diagram illustrating an example of a method of generating a DMRS.
  • FIG. 22A illustrates an example of a unit DMRS structure proposed in the present invention.
  • 22B illustrates an example in which a DC subcarrier is arranged according to the DMRS structure proposed in the present invention.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a method of mapping an antenna port to a unit DMRS structure proposed in FIG. 22A.
  • FIG. 24 illustrates an example of a method in which a larger number of antenna ports are mapped to the unit DMRS structure proposed in FIG.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating the positions of the front loaded DMRS for the case where the slot length is 7 or 14 OFDM symbols, respectively. '
  • FIG. 26 is a diagram illustrating a location where an extended DMRS is transmitted when a slot length is 7 or 14 OFDM symbols.
  • 27 is a diagram illustrating an example of a two-stage resource allocation method.
  • FIG. 29 illustrates an example of a possible pattern of Type 2 according to an antenna port mapping method.
  • 30 is a diagram illustrating an example of DMRS transmission for a Type 1 DMRS pattern.
  • 31 is a diagram illustrating operations of a base station and a terminal according to the present embodiment.
  • 32 is a block diagram illustrating an internal structure of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • 33 illustrates the internal structure of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 34 is a diagram illustrating an FD-MIM0 system to which an embodiment of the present disclosure is applied.
  • FIG. 35 is a diagram illustrating radio resources corresponding to one subframe and one resource block that are the minimum units that can be scheduled in downlink in LTE and LTE-A systems.
  • 36 is a diagram illustrating an example of CSI-RS RE mapping for the nth and n + 1th PRBs when the base station transmits CSI-RSs of eight antenna ports.
  • 38 is a diagram illustrating an example of aperiodic CSI-RS transmission and reception and CSI reporting accordingly.
  • FIG. 39 is a diagram illustrating an example of a dynamic port numbering operation scenario for aperiodic CSI-RS.
  • FIG. 40 illustrates another example of a dynamic port numbering operation scenario for aperiodic CSI-RS.
  • 41 is a diagram illustrating an example of CSI—RS resource configuration information.
  • FIG. 42 is a diagram illustrating another example of the CSI-RS resource configuration information.
  • 43 is a diagram illustrating an example of a second method for setting and changing a CSI-RS transmission band.
  • FIG. 44 is a diagram illustrating a process of performing bandwidth adaptat ion of a terminal through transmission band change signaling.
  • 45 is a diagram illustrating a process of adjusting a transmission and reception band of an aperiodic CSI-RS through control channel CSI triggering signaling.
  • 46 is a diagram illustrating a process of adjusting a transmission and reception band of an aperiodic ZP CSI-RS.
  • 47 is a diagram illustrating the operation of a base station transmitting aperiodic CSI-RS.
  • 48 is a diagram illustrating an operation of a terminal receiving aperiodic CSI-RS.
  • 49 is a block diagram illustrating an internal structure of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • 50 illustrates an internal structure of a base station according to an embodiment of the present invention.
  • each block of the flowchart illustrations and combinations of flowchart illustrations may be performed by computer program instructions.
  • These computer program instructions may be processors in a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment. As such, instructions executed through a processor of a computer or other programmable data processing equipment may create means for performing the functions described in the flowchart block (s).
  • These computer program instructions may be stored in a computer usable or computer readable memory that can be directed to a computer or other programmable data processing equipment to implement functionality in a particular manner, and thus the computer available or computer readable. It is also possible for the instructions stored in the possible memory to produce an article of manufacture containing instruction means for performing the functions described in the flowchart block (s).
  • Computer program instructions can also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment. Or instructions for performing a computer or other programmable data processing equipment by creating a computer-implemented process by performing a series of operating steps on other programmable data processing equipment to perform the functions described in the flowchart block (s). It is also possible to provide steps.
  • each block may represent a portion of code, segment or code that includes one or more executable instructions for executing a specified logical function (s).
  • logical function e.g., a logical function that specifies the functions noted in the blocks.
  • the functions noted in the blocks may occur out of order. For example, two blocks shown in succession may in fact be executed substantially concurrently, or the blocks may sometimes be executed in the reverse order, depending on the corresponding function.
  • the term '-part' used in the present embodiment refers to software or a hardware component such as an FPGA or an ASIC, and '-part' plays a role.
  • the " ⁇ part” is not limited to software or hardware.
  • the '-part' may be configured to be in an addressable storage medium or may be configured to play one or more processors.
  • “part” means subcomponents such as software components, object-oriented software components, class components, and task components, and processes, functions, properties, and procedures. Routines, segments of program code, drivers, firmware, microcode, circuits, data, databases, data structures, tables, arrays, and variables.
  • the functionality provided in the components and the 'parts' may be combined into a smaller number of components and the 'parts' or further separated into additional components and the 'parts'.
  • the components and the '-units' may be implemented to play one or more CPUs in a device or secure multimedia card.
  • the present disclosure may have various changes and may have various embodiments. Specific embodiments will be described in detail with reference to the drawings. However, this is not intended to limit the present disclosure to specific embodiments, and it should be understood that the present invention includes all modifications, fluctuations, and substitutes included in the spirit and technical scope of the present disclosure.
  • a “component surface” includes one or more component surfaces.
  • first and second rounds may be used to describe various components, but the components are not limited by the terms. The terms are used only for the purpose of distinguishing one component from another.
  • first component may be referred to as the second component, and similarly the second component may be referred to as the first component.
  • the wireless communication system has moved away from providing an initial voice-oriented service, for example, 3GPP HSPAC High Speed Packet Access (LG), Long Term Evolut ion (LTE), or Evolved Universal Terrestr i al Radio Access (E-UTRA). )), LTE ⁇ Advanced (LTE-A), 3GPP2's HRPEK High Rate Packet Data (UL), UMB (Ultra Mobile Broadband), and IEEE's 802.16e Evolving into a broadband wireless communication system.
  • 3GPP HSPAC High Speed Packet Access LG
  • LTE Long Term Evolut ion
  • E-UTRA Evolved Universal Terrestr i al Radio Access
  • LTE-A LTE ⁇ Advanced
  • 3GPP2's HRPEK High Rate Packet Data UL
  • UMB Ultra Mobile Broadband
  • IEEE's 802.16e Evolving into a broadband wireless communication system.
  • 5G or NR (new radio) communication standard is being researched as a
  • Uplink means a radio link through which a user equipment (UE) or a mobile station (MS) transmits data or a control signal to an eNode B or a base station (BS), and downlink means data or control by a base station to a user equipment. Refers to a wireless link transmitting a signal.
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • BS base station
  • the LTE system may include LTE and LTE-A systems.
  • the LTE system adopts a HARBR (Hybr id Auto Repeat Repeat) method that retransmits the corresponding data in the physical layer when a decoding failure occurs in the initial transmission.
  • HARBR Hybr id Auto Repeat Repeat
  • the receiver transmits information indicating a decoding failure to the transmitter (Negative Acknowledgement, NACK) so that the transmitter can retransmit the corresponding data in the physical layer.
  • NACK Negative Acknowledgement
  • the receiver combines the data retransmitted by the transmitter with data that has previously failed to decode to improve data reception performance.
  • the receiver correctly decodes the data the receiver may transmit an acknowledgment (ACK) indicating the decoding success to the transmitter so that the transmitter may transmit new data.
  • ACK acknowledgment
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource region in which the data or control channel is transmitted in downlink of an LTE system.
  • the horizontal axis represents the time domain and the vertical axis represents the frequency domain.
  • the minimum transmission unit in the time domain is an OFDM symbol, N syin b (102) OFDM symbols are gathered to form a slot (slot # 106), two slots are gathered to form a subframe (subframe, 105) Configure.
  • the length of the slot is 0.5ms and the length of the subframe is 1.0ms.
  • the radio frame 114 is a time domain section consisting of 10 subframes.
  • the minimum transmission unit in the frequency domain As a subcarrier, the bandwidth of the entire system transmission bandwidth is composed of a total of N BW 104 subcarriers.
  • the basic unit of resource in the time-frequency domain may be represented as an OFDM symbol index and a subcarrier index as a resource element (RE, 112).
  • Resource blocks, RBs or Physical Resource Blocks (PRBs) 108 are defined as N SYMB 102 contiguous OFDM symbols in the time domain and NRB 110 contiguous subcarriers in the frequency domain. Therefore, one RBU08 is composed of N symb XN RB REs 112.
  • the LTE system defines and operates six transmission bandwidths.
  • FDD frequency division duplex
  • Channel bandwidth represents the 'RF bandwidth Hung to the system transmission bandwidth.
  • Table 1 shows the correspondence between the system transmission bandwidth and the channel bandwidth defined in the LTE system. For example, in the LTE system having a 10MHz channel bandwidth, the transmission bandwidth is composed of 50 RBs.
  • the downlink control information is transmitted within the first N 0FDM symbols in the subframe.
  • N ⁇ 1, 2, 3 ⁇ . Accordingly, the N value varies from subframe to subframe according to the amount of control information to be transmitted in the current subframe.
  • the control information includes a control channel transmission interval indicator indicating how many control information is transmitted over OFDM symbols, scheduling information for downlink data or uplink data, HARQ ACK / NACK signal, and the like.
  • DCI downlink control information
  • DCI Downl ink control format
  • UL grant scheduling information
  • DL grant scheduling information
  • the DCI format determined according to whether to apply spatial multiplexing using multiple antennas or whether the DCI for power control is applied is operated.
  • DCI format 1 which is scheduling control information (DL grant) for downlink data, is configured to include at least the following control information.
  • Resource al locat ion type 0/1 f lag Notifies whether the resource allocation method is type 0 or type 1.
  • Type 0 allocates resources in units of resource block groups (RBGs) by applying a bitmap method.
  • the basic unit of scheduling is an RB represented by time and frequency domain resources
  • the RBG is composed of a plurality of RBs to become a basic unit of scheduling in a type 0 scheme.
  • Type 1 attempts to allocate a specific RB within the RBG. .
  • Resource block assignment Notifies the RB allocated for data transmission.
  • the resource to be represented is determined according to the system bandwidth and the resource allocation method.
  • Modulation and Coding Scheme Informs the modulation scheme used for data transmission and the size of a transport block that is data to be transmitted.
  • HARQ process number Notifies the process number of HARQ.
  • New data indicator Informs whether the data follow HARQ initial transmission or retransmission.
  • -Redundancy version Notifies the redundant version of HARQ.
  • TPC Transmit Power Control
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • the DCI is transmitted through a physical downlink control channel (PDCCH) or an enhanced PDCCH (EPt) CCH through channel coding and modulation.
  • PDCCH physical downlink control channel
  • EPt enhanced PDCCH
  • PDCCH or EPDCCH transmission may be commonly used with DCI transmission on PDCCH or EPDCCH.
  • Other channels may be the same.
  • the DCI is scrambled with a specific RNTKRadio Network Temporary Identifier (or UE identifier) independently for each UE, and a CRCCcyclic redundancy check) bit is added, channel coded, and then composed of independent PDCCHs.
  • RNTKRadio Network Temporary Identifier or UE identifier
  • a CRCCcyclic redundancy check bit is added, channel coded, and then composed of independent PDCCHs.
  • the PDCCH is mapped and transmitted during the control channel transmission interval.
  • the frequency domain mapping position of the PDCCH is determined by the identifier (ID) of each terminal and distributed over the entire system transmission band.
  • the downlink data is transmitted through a physical downlink shared channel (PDSCH) which is a physical channel for transmitting downlink data.
  • PDSCH is transmitted after the control channel transmission interval, and scheduling information such as specific mapping positions and modulation schemes in the frequency domain is informed by DCI transmitted through the PDCCH.
  • the base station notifies the UE of the modulation scheme applied to the PDSCH to be transmitted and the size of the data to be transmitted (transport block size, TBS) through the MCS configured of 5 bits among the control information configuring the DCI.
  • TBS transport block size
  • the TBS corresponds to a size before channel coding for error correction is applied to data (TB) to be transmitted by the base station.
  • Modulation schemes supported by the LTE system are quadrature phase shift keying (QPSK), quadrature amplitude modulation (16QAM), and 64QAM.
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • 16QAM quadrature amplitude modulation
  • 64QAM 64QAM.
  • Each modulation order (Qra) corresponds to 2, 4, and 6. That is, 2 bits per symbol for QPSK modulation, 4 bits per symbol for 16QAM modulation, and 6 bits per symbol for 64Q 'modulation.
  • 2 is a diagram illustrating a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource region in which data or control channels are transmitted in uplink of an LTE system according to the prior art.
  • the minimum transmission unit in the time domain is an SOFDMA symbol 202, in which N symb SOFDMA symbols are gathered to form one slot 206. The two slots are gathered together to form one subframe 205.
  • the minimum transmission unit in the frequency domain is a subcarrier, and the total system transmission bandwidth (204) consists of a total of N BW subcarriers. ⁇ 1 ⁇ 2 is proportional to the system transmission band.
  • the basic unit of a resource in the time-frequency domain may be defined as an SC-FDMA symbol index and a subcarrier index as a resource element (RE, 212).
  • a resource block (RB) 208 is defined as N symb consecutive SOFDMA symbols in the time domain and N RB consecutive subcarriers in the frequency domain. Therefore, one RB is composed of N SYRAB X NRB REs.
  • the minimum transmission unit of data or control information is an RB unit. In the case of PUCCH, it is mapped to a frequency domain corresponding to 1 RB and transmitted during one subframe.
  • an uplink physical channel for transmitting HARQ ACK / NACK on a PDCCH or an EPDDCH including a PDSCH or a semi-permanent scheduling release (semi—persistent scheduling release, SPS release, or SPS release) that is a physical channel for downlink data transmission is transmitted.
  • the timing relationship between the PUCCH or the PUSCH is predefined. For example, in an LTE system operating with FDD, HARQ ACK / NACK for a PDCCH or an EPDCCH including PDSCH or SPS release transmitted in an n-4th subframe is transmitted as a PUCCH or a PUSCH in an nth subframe.
  • downlink HARQ adopts an asynchronous HARQ scheme in which data retransmission time is not fixed. That is, when receiving the HARQ NACK feedback from the terminal on the 3 ⁇ 4-stage transmission data transmitted by the base station, the base station is free to determine the transmission time of the retransmission data by the scheduling operation. For the HARQ operation, the UE is about data determined to be an error as a result of decoding the received data. After buffering, combining with the next retransmission data is performed.
  • the base station When the UE receives the PDSCH including the downlink data transmitted from the base station in the subframe n, the base station to the uplink control information including the HARQ ACK or NACK of the downlink data in the subframe n + k through the PUCCH or PUSCH To send.
  • k is defined differently according to the FDD ' or TDD t ime di s ion dupl ex) of the LTE system and its subframe configuration. For example, in the case of the FDD LTE system, k is fixed to 4. Meanwhile, in the TDD LTE system, k may be changed according to subframe configuration and subframe number.
  • the uplink HARQ adopts a synchronous HARQ scheme in which data transmission time is fixed. That is, a Physical Uplink Shared Channel (PUSCH), which is a physical channel for uplink data transmission, a PDCCH, which is a preceding downlink control channel, and a downlink HARQ ACK / NACK corresponding to uplink data on the PUSCH are transmitted.
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • PDCCH which is a preceding downlink control channel
  • a downlink HARQ ACK / NACK corresponding to uplink data on the PUSCH are transmitted.
  • the up / down link timing relationship of PHICH Physical i cal Hybr id Indi cator Channe l
  • PHICH Physical i cal Hybr id Indi cator Channe l
  • the UE When the UE receives the PDCCH including the uplink scheduling control information transmitted from the base station or the PHICH in which the downlink HARQ ACK / NACK is transmitted in the subframe n, the UE transmits the uplink data to the subframe n + k. Transmit through PUSCH.
  • k is defined differently according to the FDD or TDD of LTE system and its configuration. For example, in the case of the FDD LTE system, k is fixed to 4. Meanwhile, in the TDD LTE system, k may be changed according to subframe configuration and subframe number.
  • the PHICH When the terminal receives the PHICH transmitting downlink HARQ ACK / NACK from the base station in subframe i, the PHICH is performed on the PUSCH transmitted by the terminal in subframe i-k.
  • k is defined differently according to FDD or TDD of LTE system and its configuration. For example, in the case of the FDD LTE system, k is fixed to 4. Meanwhile, in the TDD LTE system, k may be changed according to subframe configuration and subframe number.
  • the description of the wireless communication system is based on the LTE system.
  • the present invention is not limited to the LTE system but may be applied to various wireless communication systems such as NR and 5G.
  • 3 and 4 show data for frequency-time for enhanced mobile broadband (eMBB), ultra-relable and low latency communications (URLLC), and massive machine type co-unication (MMTC), which are services considered in 5G or NR systems.
  • eMBB enhanced mobile broadband
  • URLLC ultra-relable and low latency communications
  • MMTC massive machine type co-unication
  • eMBB, URLLC, and mMTC data are allocated in the entire system frequency band 300. If the URLLC data 303, 305, 307 is generated while the eMBB data 301 and the mMTC data 309 are allocated and transmitted in a specific frequency band, transmission is necessary, and the transmitter sends the eMBB 301 and the mMTC data 309. May empty the already allocated portion and transmit URLLC data (303, 305, 307). Among the above services, since URLLC has a particularly short delay time, URLLC data may be allocated (303, 305, 307) to a portion of the resource 301 to which the eMBB is allocated, and may be transmitted.
  • the eMBB data may not be transmitted in the overlapping frequency-time resource, and thus transmission performance of the eMBB data may be lowered. That is, in the above case, eMBB data transmission failure due to URLIX allocation may occur.
  • the entire system frequency band 400 may be divided into subbands 402, 404, and 406 to be used for transmitting services and data.
  • the subbands may be divided in advance so that such information may be higher signaled to the terminal, or the base station may arbitrarily divide and provide a service without the subband information to the terminal.
  • subband 402 is used for eMBB data transmission 408
  • subband 404 is URLLC data transmission 410, 412, and 414
  • mMTC data transmission 416 in subband 406 is illustrated.
  • a length of a transmission time interval (TTI) used for URL1X transmission may be shorter than a length of TTI used for eMBB or mMTC transmission.
  • TTI transmission time interval
  • the base station is a subject performing resource allocation of the terminal, and may be at least one of an eNode B, Node B, Base Stat ion (BS), a radio access unit, a base station controller, or a node on a network.
  • the terminal may include a User Equipment (UE), a Mobile Stat ion (MS), a cellular phone, a smartphone, a computer, or a multimedia system capable of performing a communication function.
  • UE User Equipment
  • MS Mobile Stat ion
  • a cellular phone a smartphone
  • smartphone a computer
  • multimedia system capable of performing a communication function.
  • the following describes an embodiment of the present invention using the LTE or LTE-A system as an example, but the embodiment of the present invention may be applied to other communication systems having a similar technical background or channel form.
  • the fifth generation mobile communication technology (5G, new radio, NR) developed after LTE-A may be included.
  • the embodiment of the present invention may be applied to other communication systems through some modifications within the scope of the present
  • the terms physical channel and signal may be used in a conventional LTE or LTE-A system.
  • the contents of the present invention can be applied in a wireless communication system other than the LTE and LTE-A systems.
  • the content of the present invention is applicable to the FDD and TDD system.
  • the physical layer signaling is performed from the base station to the terminal using a downlink control channel of the physical layer.
  • it is a signal transmission method delivered from the terminal to the base station using an uplink control channel of the physical layer, and may also be referred to as L1 signaling or PHY signaling.
  • higher signaling or higher layer signaling is a signal transmission method delivered from a base station to a terminal using a downlink data channel of a physical layer, or from a terminal to a base station using an uplink data channel of a physical layer, and RRC signaling. Or L2 signaling, or PDCP signaling, or MAC control element (MAC control element, MAC CE).
  • TPMI means transmit precoding matrix indicator or transmit precoding matrix information, and similarly, beamforming vector information and beam direction. It can be represented by information or the like.
  • uplink (UL) DCI or UL-related (uplink related) DCI is referred to as uplink resource configuration information and resource configuration type information uplink power control information and uplink criteria, such as an UL grant.
  • CSI channel state informat ion
  • SRS sounding reference signal
  • codeword It refers to physical layer control signaling (L1 control) including information required for uplink transmission, such as MCS information and uplink recording information field (precoding informat ion field).
  • DFT-S OFDMC Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Diversity Multiplexing has been used to reduce PAPR and improve coverage during uplink transmission.
  • DFT-S Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Diversity Multiplexing
  • the present invention proposes a method of transmitting a diversity scheme signal and a diversity scheme indication method in the uplink.
  • 5 is a diagram illustrating an example of uplink transmission through dynamic beamforming and dynamic dynamic beamforming.
  • Dynamic beamforming is suitable for the case where accurate uplink channel information is available, such as a low moving speed of a terminal, good separation between cells, or excellent inter-cell interference management.
  • the terminal 702 may perform uplink transmission using a range having a narrow beam width based on accurate uplink channel direction information.
  • the base station 701 notifies the terminal of the TPMI through the UL DCI such as the UL grant.
  • the terminal After receiving the TPMI signaling, the terminal transmits uplink data to the base station by using a precoder or beamforming vector (or matrix) indicated by the TPMI.
  • Codebook based multiple input / output (mul t i-input mul ti -output, MIMO) transmission to support the dynamic beamforming is free (determined according to the corresponding RI if a tank indicator (rank indi cator, RI) is present) It may be operated by the UL DCI including a coding information (precoding matrix indicator, PMI) field.
  • the precoding information field indicates a precoding matrix used for uplink transmission allocated to the corresponding UE.
  • the precoding matrix can be promised to indicate one direction for all bands allocated in the case of wideband precoding information, and to indicate one direction for each subband in the case of subband precoding information. .
  • the precoding vector designated by the subband precoding information may be limited to be included in the precoding vector group designated by the wideband precoding information. This can reduce the signaling burden on the subband precoding information.
  • the dynamic beamforming is suitable when the uplink channel information is inaccurate, such as a high moving speed of the terminal, poor separation between cells, or insufficient interference management between cells.
  • the terminal 703 may perform uplink transmission using a beam group composed of beams in various directions based on the uplink channel direction information.
  • the base station 701 notifies the terminal of the TPMI through the UL DCI such as the UL grant.
  • the terminal After receiving the TPMI signaling, the terminal transmits uplink data to a base station using a subset of a precoder indicated by the TPMI or a subset of a bumping vector (or matrix).
  • MIM0 transmission of the codebook-based to support the semi-dynamic beam-forming can be operated by the UL DCI containing (if the RI is present, as determined by the RI) pre-coding information (PMI) field.
  • the precoding information field indicates a group of precoding vectors used for uplink transmission allocated to the corresponding UE.
  • the precoding vector group information is equally used in the entire uplink band allocated to the wideband information.
  • the UE may apply precoder cycling according to a predetermined pattern to beams included in the notified precoding vector group, and such precoder cycling may be supported through diversity-based transmission to the UE.
  • FIG. 6 illustrates an example in which a terminal and a base station transmit reference signals to obtain channel state information necessary for uplink transmission in an NR system.
  • a non-precoded CSI that transmits a CSI-RS beam in a unit of a unit or sector, which is a wide area for supporting a plurality of antennas, and performs beamforming using a precoding feedback of a terminal. It may vary depending on whether -RS (NP CSI-RS, 610) is used, or Beamformed CSI-RS (BF CSI-RS, 630), which reduces CSI-RS overhead by applying beamforming to the antenna, is used.
  • a plurality of unit resource settings may be used to support a large number of antenna ports, and in the case of BF CSI-RS, a plurality of CSI-RS resources may be used instead of a unit resource setting.
  • the terminal may be configured to report channel state information by selecting one or a plurality of resources.
  • the terminal transmits the SRS
  • the NP SRS 620 supporting a large number of antennas in one SRS resource and a plurality of SRS resources are set to the terminal to use information of one or a plurality of SRS resources.
  • Application of the BF SRS 640 is possible.
  • the terminal transmits the SRS
  • the base station receives the SRS and instructs the terminal to the optimal transmission beam required between the terminal and the base station can find the optimized receiver to the base station.
  • the uplink beam may be selected using the above-mentioned NP CSI-RS 610 and BF CSI-RS 630.
  • the precoding vector group or beam group in the uplink may be defined through the following two methods.
  • the first method is a beam group definition method based on hierarchical PMI.
  • a PMI indicating one code point (code po int) may be composed of two or more sub PMIs. If it is assumed that the PMI consists of two sub-PMIs, the first PMI means one of the beam group indexes including a certain number of precoding vectors, and the second PMI is the index of the precoding vectors included in the beam group. It can be promised to mean one.
  • an uplink codebook consisting of beam group Gis including M terminal transmit antennas and B DFT precoding vectors v k based on an oversampling factor of 0 ( ove r samp ling f actor) is It can be defined as Equation 1.
  • A is a beam skipping factor and means an interval between beam groups (in units).
  • the first PMI i denotes an index of a pan group, and it is possible to specify a single precoding vector by a second ⁇ having a payload of ⁇ log 2 H l. 1
  • the second method is a beam or beam group definition method based on a PMI having a single structure.
  • one PMI may be understood as an indicator indicating a single beam or a beam group according to higher layer or physical layer signaling.
  • An uplink codebook consisting of M UE transmit antennas, an i-th DFT precoding vector Vi based on a zero oversampling factor Vi, and a group G including B DFT precoding vectors, is defined as in Equation 2 below. Can be.
  • the i th PMI may be understood to indicate ⁇ when the upper layer or physical layer signaling indicates dynamic beamforming or wideband precoding.
  • Bin If the upper layer or physical layer signaling indicates dynamic beamforming or subband precoding, it may be understood to indicate Gi.
  • Table 2 shows an example of a TPMI analysis method when dynamic or dynamic dynamicforming transmission or wideband or subband precoding is designated by higher layer signaling in this example.
  • Table 3 shows an example of a TPMI analysis method when dynamic or dynamic beamforming transmission or wideband or subband precoding is specified by physical layer signaling in this example.
  • Equation 1 and Equation 2 but assuming the code book consisting of a one-dimensional DFT vectors on the assumption that if transmission antennas of the terminal are made of a one-dimensional antenna array ", in the case the transmitting antenna of the terminal are made of a two-dimensional antenna array
  • Other types of uplink codebook may be used. For example, if the transmitting antenna array of the terminal includes 3 ⁇ 4 antenna ports in the first dimension and M 2 antenna ports in the second dimension, Equation 3 is expressed through a pair of indexes (m, m 2 ). You can define the same precoding vector and.
  • the transmitting antenna of the terminal is a one-dimensional array consisting of a total of 2 M antenna ports for each polarized wave , it is possible to define a rank 1 precoding vector Vi, k and a beam group as shown in Equation 4.
  • Equation 4 K denotes a co-phasing quantization level.
  • V m - m ⁇ k where ⁇ and M 2 are the number of polarized terminal transmit antenna ports included in the first dimension and the second dimension, respectively.
  • i can be 0 is configured similarly to the equation (3).
  • the base station may transmit N PMI TPMIs including precoding information for a plurality of ⁇ subbands in UL DCI for subband precoding.
  • the N PMI value corresponds to the number of RBs allocated to the UE, the number of RARBs and the number of RBs P S ⁇ ⁇ constituting the subband, and the method for allocating an uplink resource. Is determined by.
  • 710 shows an uplink resource when contiguous RBs are allocated and 720 when a c lustered RBs are allocated.
  • PSUBBAND 4.
  • a resource is allocated as shown in 710, that is, when a resource composed of one cluster is allocated, the number of necessary subbands is expressed by Equation 6 based on RARB and P SUB ⁇ D. It can be calculated as well.
  • the cluster refers to a set of consecutively allocated uplink RBs.
  • Equation 7 is a method of calculating N TM based on the lowest index RB 10W and the highest index! ⁇ among the allocated RBs.
  • Equation 8 is a method of calculating N PMI based on the number of consecutive RBs allocated to each cluster (c luster).
  • RA RB n is the number of consecutive RBs allocated to the n-th cluster, and N is the number of clusters allocated to the UE.
  • ⁇ payload transmission of ⁇ ⁇ ⁇ bits may be required for uplink subband precoding.
  • ⁇ payload transmission of ⁇ ⁇ ⁇ bits may be required for uplink subband precoding.
  • tens of bits or more may be required for ⁇ signaling.
  • UL DCI It may be too heavy to be transmitted and there is a need to define a new method of performing UL subband precoding to reduce the UL DCI burden.
  • UL DC1 coverage of a terminal having a small number of transmit and receive antennas can be improved, and subband precoding is supported for a terminal having a large number of transmit and receive antennas. Uplink transmission performance and overall system performance of the terminal can be improved.
  • the UE may transmit an uplink signal by applying different precoding using a plurality of demodulation reference signal (DMRS) ports for each RE on a frequency axis for uplink diversity based transmission.
  • DMRS demodulation reference signal
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a method of applying different precodings for each RE proposed in this embodiment using two DMRS ports.
  • the UE may apply different precoding for each RE using two DMRS ports in one RB.
  • the base station may allocate and instruct a plurality of DMRSs for such transmission to the terminal, and the terminal that receives the transmission may transmit data using the plurality of DMRS ports.
  • This method can provide more diversity gain even when resources are allocated in a small RB to the UE, and it is used by adding a precoder cycle of a physical resource block (PRB) or precoding resource block group (PRG) level. By doing so, additional diversity gain can be expected.
  • PRB physical resource block
  • PRG precoding resource block group
  • This RE level precoder cycle may be difficult to use in uplink data transmission using DFT-S 0FDM (Di screte Fourier Transfonn-spread-OFDM) because a different precoder must be used for each frequency. In the case of cyclic pref ix ⁇ FDM), it is highly useful. In addition, in order to increase the diversity gain as shown in FIG. 9, the application of the precoder may be different for each symbol.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of different RE mapping for precoder application for each symbol in order to increase diversity gain.
  • FIG. 10 shows the performance 1010 of the precoder circulation method shown in FIG. 8 and the precoder circulation method shown in FIG. The figure shows a comparison of the performance 1020. As illustrated in FIG. 10, the method of FIG. 9 requires more complicated precoder mapping by the UE, but may yield better results in terms of performance than the method of FIG. 8.
  • the UE may transmit an uplink signal by applying different precoding using a plurality of DMRS ports for each time unit resource for uplink diversity based transmission.
  • 11A and lib illustrate an example in which different precodings are applied to each time resource unit proposed in this embodiment using the same number of DMRS ports as the number of tanks transmitted.
  • the terminal circulates the precoder by slot or mini slot.
  • the first slot is transmitted using DMRS port 0, and the second slot is transmitted using DMRS port 1. It supports diversity transmission based on precoder cycle using DMRS port transmitted for each slot or mini slot based on the DMRS structure transmitted using RE of some symbols for one DMRS port. Way.
  • the precoder cyclic method has an advantage of supporting diversity transmission to a terminal without increasing overhead of a DMRS port.
  • the terminal may estimate the channel of the corresponding unit resource by using the channel of the DMRS port of the unit resource allocated for the corresponding precoder.
  • 1130 and 1140 illustrate a method of circulating a total of two or four precoders per OFDM symbol based on a DMRS structure transmitted using a RE of one symbol for one DMRS port.
  • the methods of 1130 and 1140 have a shorter precoder circulation unit, thereby obtaining a higher degree of diversity than the method proposed in 1110 or 1120.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a precoder cycle for each time unit, assuming a DMRS transmitted in one symbol.
  • ZC Zero f-Chu
  • various sequences such as PN (Pseudo noisy se), Gol d sequence, CDM, etc. may also be supported.
  • ZC-based non-orthogonal DMRS multiplexing method can support a relatively large number of DMRS ports in a symbol. Accordingly, different precoding may be applied to each OFDM symbol by using a plurality of DMRS ports in one RB as shown in 1210.
  • the base station may allocate and instruct a plurality of DMRSs for such transmission to the terminal, and the terminal that receives the transmission may transmit data using the plurality of DMRS ports.
  • This method can provide more diversity gain through time unit precoder cycle even when resources are allocated in a small RB, and additional diversity gain can be obtained by adding a precoder cycle of PRB or PRG level. You can expect This method is also applicable to uplink data transmission using DFT-S 0FDM because the same precoder is used in time units.
  • the UE may transmit an uplink signal by applying different precoding using a plurality of DMRS ports for each RB or PRG for uplink diversity based transmission.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of applying different precodings for each RB or PRG proposed in this embodiment when two DMRS ports are used.
  • the UE may apply different precoding for each RE by using the same number of DMRS ports as the number of ranks transmitted by the UE for each RB or PRG.
  • the base station may allocate and instruct a DMRS for such transmission to the terminal, and the terminal that receives the transmission may transmit data using the DMRS port.
  • This RB or PRG level precoder cycle may be difficult to use in uplink data transmission using DFT-S 0FDM because it requires a different precoder for each frequency and is highly useful when CP-0FDM is used.
  • the base station may transmit the following information to the terminal for uplink transmission have.
  • DMRS Indicator-Indicate the DMRS port for the data transmission In case of supporting 0CC-based orthogonal multiplexing, necessary 0CC information can also be transmitted. In case of ZC sequence-based transmission, cyclic shift information required for a ZC sequence can be transmitted together.
  • CSI Request Indicator-Can be triggered when aperiodic channel state information is needed.
  • SRS request indicator- can be triggered when aperiodic SRS transmission is required.
  • PMI information may be indicated.
  • only the wideband TPMI may be transmitted to reduce DCI overhead, and if possible, both the wideband and subband TPMIs may be transmitted.
  • the terminal When the base station instructs the terminal to transmit diversity based on the information, and the terminal receives such an indication, the terminal from the base station through the TRI information Diversity transmission may be instructed. For example, a particular rank applies a precoder cycle and does not apply a precoder cycle if another hank is indicated. Table 4 illustrates this example.
  • the terminal may not support precoder circulation or diversity based transmission. If transmission of more than two tanks is indicated, the terminal applies precoder circulation or diversity based transmission. As in Example 2, the UE does not support diversity-based transmission until Hank 2, and it is also possible to apply precoder circulation or diversity-based transmission only when transmission of tank 3 or more is indicated, and in ranks other than 2 and 3, It is also possible to make the transmission different. Through this, the base station may indicate diversity based transmission without additional DCI bit or DCI format for diversity based transmission.
  • the existing codebook may be used for the diversity-based transmission mentioned above.
  • FIG. 14A illustrates an example of using a codebook for diversity-based transmission mentioned above.
  • the terminal receives TPMI assigned to 0 along with TRI 3, and assumes that the precoder cycle for each RB mentioned in the above-described embodiments 1-4 is applied.
  • the precoding indicated by the TPMI may be applied to each of the circulation units used for the circulation.
  • the precoder 1400 for layer 0 is applied to RB # 0, and to RB # 1.
  • the precoder 1410 for the layer 1 may be applied, and the precoder 1420 for the layer 2 may be applied to the RB # 2.
  • TRI indication may be indicated separately from the TPMI described above, but may be indicated together.
  • Table 6 below is a table illustrating a method of indicating TRI and TPMI together.
  • the field for this indication may also be called precoding information and layer number indicator.
  • Whether to use the method may be indicated using the RC or DCI field.
  • RRC Diversity when not set to RRC Think of it as not a transfer and all layers.
  • the same resource may be transmitted together, and when set to RRC, the layer may be cycled for each resource as described above.
  • DCI is indicated using the DCI field
  • the corresponding TRI and TPMI information is transmitted based on the transmission rather than the diversity transmission.
  • the corresponding TRI and TPMI information is assumed and transmitted.
  • the rank used for diversity transmission may be fixed to a lower rank different from the actually indicated rank, for example, rank 1 or tank 2. For this purpose, it is possible to apply using another table.
  • the advantage of the embodiment is that there is an advantage that can dynamically adjust the number of precoder required for the precoder cycle. For example, if both tank 3 and ram 4 transmissions are enabled, diversity-based rank 1 based transmissions can be used. If three precoder circular based transmissions are desired, the base station indicates rank 3 and four frees. Tank 4 may be indicated when coder recursion based transmission is desired, and the terminal may decode downlink data assuming precoder repetition based on the indication of the base station.
  • each rank indication may also support diversity-based transmission of other tanks.
  • Tank 3 may support Rank 1 based diversity based transmission
  • Tank 4 may support Tank 2 based diversity based transmission.
  • the base station instructs the terminal to transmit uplink diversity, and the terminal may be instructed from the base station to the terminal in order to receive a plurality of SRS resources among the SRS resources previously set to RRC.
  • the base station identifies the channel state in the beam direction transmitted by the base station through the SRS transmitted by the terminal, and instructs the SRS resource to the terminal again so that the terminal identifies the beam direction required for uplink data transmission. Can be.
  • how many antenna port-based codebooks the codebook used when the terminal transmits through the SRS resources indicated as described above You can also see how the codebook subset restorative settings are set.
  • SRS transmission band, transmission period and slot (or subframe or mini slot) offset may be set.
  • the number of antenna ports or a cyclic shift and transmission comb for transmitting a ZC sequence may also be transmitted for each SRS group.
  • some of the SRS resources set through an upper layer such as RRC may be activated in advance, and only some of the activated resources may be indicated through the DCI.
  • the width of the data beam of the terminal is narrowed due to the reduction of the antenna form factor. Accordingly, a large number of beams and a corresponding number of SRS resources may be needed.
  • the actual transmission method of the SRS may be as follows.
  • SRS resource setting and triggering method 1 How to set a plurality of aperiodic SRS resources in advance, activate some of the set resources, and trigger some of the activated resources
  • Method 2 method of setting a plurality of aperiodic SRS resources in advance, periodically sent until the disable the CSI-RS transmission resources in accordance with the active
  • SRS resource setting and triggering method 1 is a method of presetting a plurality of aperiodic SRS resources, activating a part of the set resources, and triggering a part of the activated resources.
  • the base station may transmit an activation signal by using a MAC CE (Contro l ement) signal.
  • the terminal receiving the activation signal may perform the corresponding SRS transmission when the DCI trigger of the base station for the corresponding SRS resource transmission is delivered.
  • SRS resource setting and triggering method 2 periodically sets a plurality of semi-persistent SRS resources in advance and periodically deactivates the transmission of the corresponding SRS resources upon activation. How to send.
  • the base station may transmit the activation signal using the MAC CE signal.
  • the base station may activate or deactivate candidate resources through the MAC CE signal and actually activate or deactivate some of the candidate resources activated through the MAC CE signal through the DCI.
  • FIG. 14B illustrates an example of SRS candidate resource activation through MAC CE and actual activation through DCI.
  • the base station activates a reporting candidate resource through a MAC CE (1430).
  • the UE needs X time until activation is possible (1440).
  • the UE receives a DCI for activating a reporting resource from the base station (1450).
  • the UE receives C for deactivating a report resource (1460) and receives a MAC CE for deactivating a report candidate resource (1470).
  • Y time is required to actually deactivate the signal (1480).
  • the UE may be instructed with a plurality of SRS resources or SRS sets for the diversity transmission described in Embodiments 1-1 to 1-4.
  • a plurality of SRS resources may be applied to each circulation unit in order to identify beams for the precoder circulation mentioned in Embodiments 1-1 to 1-4.
  • precoding applied to zero UL DMRS is transmitted based on the first indicated SRS resource, and the first UL DMRS is precoded second. It may be based on the indicated SRS resource.
  • different numbers of SRS resources or SRS sets may be indicated according to the number of cycled precoders.
  • the application of the plurality of SRS resources may be applied together with subband precoding.
  • FIG. 15 illustrates time and frequency resources used by a plurality of terminals to transmit uplink data.
  • the uplink transmission allocation is changed according to the channel condition of the terminal.
  • uplink has limited transmission power due to battery characteristics and hardware limitations of the terminal. Therefore, it is necessary to consider downlink and other resource allocation characteristics.
  • a terminal with good channel condition has a wide frequency band and a short time.
  • Uplink data may be transmitted by using the uplink data. This is because the channel state between the terminal and the base station is good, so that the data can be transmitted well only by the transmission power of the terminal.
  • the terminal at 1520 transmits data using a somewhat limited frequency band and increased time. This is because the channel state is worse than the terminal in 1510.
  • the uplink as shown in FIG.
  • the power spectral density of the frequency can be increased by reducing the transmission band and increasing the transmission time.
  • the transmission power is limited within a specific time within the terminal, when the same power is repeatedly used, the terminal may actually improve coverage of the terminal transmission data.
  • resources can be allocated to transmit signals for a long time in a very narrow band.
  • the base station indicates one SRS, and when supporting the subband precoding, the terminal indicates the number of SRS resources or SRS resource sets equal to or less than the number of subbands or the bandwidth part that is a set of subbands. It may support to perform uplink transmission.
  • the UE may determine how many antenna port-based codebooks the codebook used when the UE transmits through the SRS resources indicated above and how the codebook subset rest limit of the corresponding codebook is applied. You can check whether it is set.
  • the plurality of SRS resources or SRS sets may be instructed by the UE from the base station using the same plurality of SRS resources or SRS set indication fields.
  • the division of whether the indicated SRS resource or the SRS set is used for subband precoding or diversity based transmission may be made based on a DCI field or a MAC CE or RRC field. For example, when the DCI field is 0, the corresponding SRS set may be used for subband precoding, and when the DCI field is 1, the SRS set may be used for diversity based transmission. Also subbend to RRC or MAC CE It is also possible to set whether to use precoding or diversity based transmission, and use the corresponding SRS resource according to the set purpose according to whether the setting is made. That is to say it can be understood to indicate that the beam is to be circulated on the frequency axis (for subband precoding) or on the time axis (for diversity).
  • the subband precoding or the second precoding for each SRS resource may be transmitted through MAC CE or RRC in advance for the transmission. This makes it possible to reduce DCI overhead and receive precoding information.
  • the set number of the plurality of SRS antenna ports may be the same or only one antenna port number may be set. Unlike a base station supporting a relatively large number of antennas (for example, 16 ports or 32 ports), the terminal has a relatively small number of antennas due to the product factor of the terminal. Therefore, it is less necessary to set the number of antennas differently. By matching the number of antenna ports of all SRS resources to the same, the number of antenna ports supported by subband precoding is reduced according to the resource, and the same wideband TPMI is used. DCI overhead can be reduced.
  • an SRS resource field and a diversity-based SRS resource field for subband precoding are supported based on the same field, and the indication of the corresponding field is changed based on the DCL MAC CE and / or RRC field, diversity is proposed.
  • the SRS resource field may be shared with other fields in addition to the base field and the subband precoding field. For example, in the case of rank> 1 transmission, if a plurality of SRS indications or SRS sets can be indicated for different layers in each layer, these indications may be indicated using the same field.
  • the base station may instruct the terminal to use diversity transmission by using the following method.
  • Diversity transmission use indication method 1 is a method of indicating diversity transmission use through DCI.
  • information such as TRI, wideband TPMI, resource allocation, and the like may be transmitted to the UL DCI.
  • the base station may indicate whether to use diversity transmission using one bit. For example, 0 means to use precoding equal to one or the number of tanks, and 1 means to use diversity transmission or precoder cycling.
  • Pre-configured subband TPMI information may be checked through the TPMI information or the RRC.
  • the corresponding subband TPMI information may be set for each SRS resource that can be indicated or set to the terminal, and the terminal uses the corresponding 1 bit information and the indicated SRS resource.
  • the subband TPMI can be checked.
  • the diversity transmission usage indication method 2 is a method of indicating whether to use diversity transmission through RRC or MAC CE.
  • the base station sets the diversity transmission to the terminal in advance through RRC or MAC CE, the terminal can determine whether the diversity transmission is used. In this case, there is an advantage that the amount of information of the UL DCI delivered to the terminal by the base station can be reduced to secure coverage of the UL DCI.
  • the diversity transmission usage indication method 3 is a method of indirectly indicating through the number of SRS resources indicated to the UE. As mentioned above, in order to perform SRS-based diversity transmission, indication of a plurality of SRS resources or resource sets is required. Accordingly, the UE may allow the diversity diversity transmission to which the plurality of SRS resources or resource sets are indicated. In addition, the operation may be possible only when the RRC is configured to perform the operation.
  • the DCI bit for the SRS indication is determined based on the maximum number of indicateable SRS resources. If the SRS indication is not transmitted, it may indicate that it is not indicated through a special fixed value (for example, 0 may mean that the SRS is not indicated).
  • the diversity transmission usage indication method may be used in a plurality of combinations. For example, it is also possible to perform diversity transmission when satisfying indication methods 2 and 3 simultaneously (when diversity transmission is previously set to RRC and the number of indicated and configured SRS resources is greater than a certain number). As another example, it is possible to perform diversity transmission when all of the indication methods 1, 2, and 3 are satisfied.
  • an SRS set may be indicated using an indication field as shown in Table 7 below.
  • the DCI 1 bit may be used to indicate whether a plurality of SRS resources are indicated.
  • one SRS resource is indicated.
  • the transmission based on one SRS resource may be more important than the plurality of SRS resource based transmissions, and thus may require more degrees of freedom.
  • a plurality of SRS resource indications require too much DCI overhead when given a lot of freedom.
  • the subsequent SRS indication field may indicate one SRS resource, and if 1, the SRS indication field indicates a plurality of SRS resources or the table above.
  • a plurality of SRS set indication fields similar to those illustrated in 7 may be used for indication.
  • this method may be applied differently according to the waveform used by the terminal.
  • DFT-S OFDM the above-described embodiments of the embodiments 1-1 and 1-4 are not supported, but in the case of using CP-0FDM, the two embodiments may be applied. Therefore, when CP-0FDM is used, it supports Embodiments 1-1 or 1-4 or both, and when using DFT-S OFDM, it supports Embodiments 1-2 and 1-3. It is also possible.
  • CP-0FDM all possible diversity transmissions are supported, and when DFT-S OFDM is used, only the 1-2 and 1-3 embodiments may be supported.
  • DMRS Downlink Reference Signal
  • Method 1 to define relationship between precoding, DMRS and SRS The relationship is defined based on the order instructed to the UE through DCI.
  • Method 2 Defining Relationship Between Precoding, DMRS, and SRS: The relationship is defined indirectly through SRS resource ID.
  • Method 3 Definition of relationship between precoding, DMRS, and SRS: The relationship is directly defined by the base station to the terminal through configuration through RRC or MAC CE.
  • Method 1 which defines the relationship between precoding, DMRS, and SRS, is a method of defining the relationship based on the order instructed to the UE through DCI.
  • the precoding of the first layer is indicated through the first indicated DMRS port and the SRS resource based on the precoding indicated to the UE, and the precoding of the second layer is determined by the second indicated DMRS port. It is indicated by SRS resources. That is, the category according to the precoding and SRS resources of the first layer indicated to the terminal is associated with the DMRS indicated by the base station first. In this way, the base station is provided without additional overhead to the terminal. There is an advantage in that diversity-based transmission can be set flexibly for DMRS ports and SRS resources.
  • Method 2 which defines the relationship between precoding, DMRS, and SRS, is a method of defining the relationship indirectly through an SRS resource ID. That is, the precoding of the lower layer in the indicated precoding information is applied to the SRS resource having the low port number and the DMRS port having the low port number among the indicated DMRSs. This approach has the advantage of reducing instruction overhead and implementation complexity.
  • Method 3 the relationship between the precoding, DMRS, SRS is a method that the base station directly defines the relationship to the terminal through the configuration through the RRC or MAC CE. It is possible to set in advance which layer of the precoding will be mapped to the DMRS port in the order indicated by the RRC field.
  • a plurality of methods may be mixed for a method for defining a relationship between precoding, DMRS, and SRS.
  • a combination of the definition methods 1 and 2 is applied to a DMRS port having a low port number and a low layer precoding to the DMRS, and the SRS is indicated through the indicated order.
  • DMRS applies low-numbered ports and low-layer precoding
  • SRS applies a configuration by RRC or MAC CE.
  • the DMRS of the above embodiments of the present invention may include various sequences such as gold (Go ld) sequences, pseudo random noise (PN) sequences, ZC ⁇ 1 won, and constant amp li tude zero autocorrel at i on waveform (CAZAC) sequences.
  • Go ld gold
  • PN pseudo random noise
  • ZC ⁇ 1 won
  • CAZAC constant amp li tude zero autocorrel at i on waveform
  • the DMRS pattern is illustrated assuming that one symbol is configured on 8 REs, but may be configured using various patterns such as 6 REs.
  • the above embodiments are written based on uplink diversity transmission, but may also be used for downlink and sidelink diversity transmission.
  • layer shifting may be considered in the case of tank transmissions larger than one.
  • DMRS ports 0 and 1 are assigned to layers 0 and 1 when transmitted using precoder 0. It is assumed that they are used in order, and in case of transmission using precoder 1, it is assumed that DMRS ports 1 and 0 are used in order for layers 0 and 1. This principle can be equally applied to higher rank transmission of rank 3 or higher.
  • the tanks available for the diversity transmission may be limited. This is because diversity transmission decreases as the rank increases.
  • FIGS. 16 and 17 are shown in FIGS. 16 and 17, respectively.
  • the receiving unit, the processing unit, and the transmitting unit of the base station and the terminal should operate according to the embodiments.
  • 16 is a block diagram illustrating an internal structure of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the terminal of the present invention may include a terminal receiver 1610, a terminal transmitter 1620, and a terminal processor 1630.
  • the terminal receiver 1610 and the terminal transmitter 1620 may be collectively referred to as a transmitter / receiver in an embodiment of the present invention.
  • the transceiver may transmit and receive a signal with the base station.
  • the signal may include control information and data.
  • the transceiver may be composed of an RF transmitter for up-converting and amplifying the frequency of the transmitted signal, and an RF receiver for low-noise amplifying and down-converting the received signal. Also, the transceiver may receive a signal through a wireless channel, output the signal to the terminal processor 1630, and transmit a signal output from the terminal ' processor 1630 through the wireless channel.
  • the terminal processor 1630 may control a series of processes so that the terminal may operate according to the above-described embodiment of the present invention.
  • the terminal receiver 1610 may receive a signal including the indication signal transmission timing information from the base station, and the terminal processor 1630 may control to interpret the signal transmission timing. Thereafter, the terminal transmitter 1620 transmits a signal at the timing.
  • the base station of the present invention may include a base station receiver 1710, a base station transmitter 1720, and a base station processor 1730.
  • the base station receiver 1710 and the base station transmitter 1720 may be collectively referred to as a transceiver. have.
  • the transceiver may transmit and receive a signal with the terminal.
  • the signal may include control information and data.
  • the transmission and reception unit may be composed of an RF transmitter for up-converting and amplifying the frequency of the transmitted signal, and an RF receiver for low-noise amplifying and down-converting the received signal.
  • the transceiver may receive a signal through a wireless channel, output the signal to the base station processor 1730, and transmit a signal output from the base station processor 1730 through the wireless channel.
  • the base station processor 1730 may control a series of processes to operate the base station according to the embodiment of the present invention described above. For example, the base station processor 1730 may determine a processing method and may generate the processing method information to be transmitted to the terminal. Thereafter, the base station transmitter 1720 may transmit the information to the .terminal.
  • the base station processor 1730 may control to generate downlink control information including reference signal processing information for the uplink precoding.
  • Wireless communication systems are moving away from providing earlier voice-oriented services, such as 3GPP's HSPAC High Speed Packet Access (LG), Long Term Evolution (LTE) or Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA), LTE-Advanced (LTE— A), such as 3GPP2, High Rate Packet Data (HRPD), UMBCUltra Mobile Broadband (HRPD), IEEE 802.16e, and other communication standards, such as a broadband wireless communication system that provides high-speed, high-quality packet data services.
  • 3GPP2 High Rate Packet Data
  • HRPD UMBCUltra Mobile Broadband
  • IEEE 802.16e IEEE 802.16e
  • other communication standards such as a broadband wireless communication system that provides high-speed, high-quality packet data services.
  • 5G or NR (new radio) communication standard is being researched as a fifth generation wireless communication system.
  • the LTE system which is a representative example of the broadband wireless communication system
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • SC-FDMA Single Carrier Frequency Division Multiple Access
  • the uplink refers to a radio link through which a user equipment (UE) or a mobile station (MS) transmits data or control signals to an eNode B or base station (BS). It refers to a radio link through which the base station transmits data or control signals to the terminal.
  • data or control information of each user is distinguished by assigning and operating such that time-frequency resources for transmitting data or control information do not overlap each other, that is, orthogonality is established.
  • the LTE system may include an LTE and an LTE-A system.
  • the LTE system employs a HARQ Hybrid Automatic Repeat reQuest (HARQ) scheme in which the physical layer retransmits data when a decoding failure occurs in the initial transmission.
  • HARQ Hybrid Automatic Repeat reQuest
  • the receiver transmits information indicating a decoding failure to the transmitter (Negative Acknowledgement, NACK) so that the transmitter can retransmit the corresponding data in the physical layer.
  • NACK Negative Acknowledgement
  • the receiver combines the data retransmitted by the transmitter with data that has previously failed to decode to improve data reception performance.
  • the receiver correctly decodes the data the receiver may transmit an acknowledgment (ACK) indicating the decoding success to the transmitter so that the transmitter may transmit new data.
  • FIG. 18 illustrates a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource region in which data or control channels are transmitted in downlink of an LTE system.
  • the horizontal axis represents the time domain and the vertical axis represents the frequency domain.
  • the minimum transmission unit in the time domain is an OFDM symbol (symbol), N symb (1802) OFDM symbols are composed of one slot ( s i ot , 1806), two slots are gathered into one subframe (subframe) 1805).
  • the length of the slot is 0.5ms and the length of the subframe is l.Oras.
  • the radio frame 1814 is a time domain section consisting of 10 subframes.
  • the minimum transmission unit in the frequency domain is a subcarrier, and the bandwidth of the entire system transmission bandwidth consists of a total of N BW 1804 subcarriers.
  • the basic unit of resource in the time-frequency domain may be represented by an OFDM symbol index and a subcarrier index as a resource element (RE, 1802).
  • a resource block (RB or Physical Resource Block, PRB, 1808) includes N symb (1802) consecutive OFDM symbols in the time domain and N RB 1810 consecutive in the frequency domain. It is defined as a subcarrier.
  • one RB 1808 is composed of N symb XN RB REs 1812.
  • the minimum transmission unit of data is the RB unit.
  • N BW is proportional to the bandwidth of the system transmission band.
  • the data rate increases in proportion to the number of RBs scheduled to the UE.
  • the LTE system defines and operates six transmission bandwidths.
  • the downlink transmission bandwidth and the uplink transmission bandwidth may be different.
  • the channel bandwidth represents the RF bandwidth compared to the system transmission bandwidth.
  • Table 1 shows the relationship between the system transmission bandwidth and the channel bandwidth defined in the LTE system. For example, in the LTE system having a 10MHz channel bandwidth, the transmission bandwidth is composed of 50 RBs.
  • FIG. I is a diagram illustrating the basic structure of a time-frequency domain in which a control channel is transmitted.
  • the horizontal axis represents the time domain and the vertical axis represents the frequency domain.
  • the minimum transmission unit in the time domain is an SOFDMA symbol 1902, and N symb SC-FDMA symbols are collected to form one slot 1906. Two slots are gathered to form one subframe 1905.
  • the minimum transmission unit in the frequency domain is a subcarrier, and the total system transmission bandwidth 1904 consists of a total of 11 ⁇ 2 subcarriers.
  • N BW has a value proportional to the system transmission band.
  • the basic unit of resource in the time-frequency domain may be defined as a SC-FDMA symbol index and subcarrier index as a resource element (RE, 1912).
  • a resource block (RB) 1908 is defined as N symb consecutive SC-FDMA symbols in the time domain and N RB consecutive subcarriers in the frequency domain. Therefore, one RB is composed of N symb X NRB Rs.
  • the minimum transmission unit of data or control information is an RB unit. In the case of PUCCH, it is mapped to a frequency domain corresponding to 1 RB and transmitted during one subframe.
  • FIG. 20 illustrates a radio resource of 1 RB, which is a minimum unit that can be scheduled in downlink in an LTE system.
  • a plurality of different types of signals may be transmitted to the radio resource illustrated in FIG. 20 as follows.
  • CRSCCell Specific RS, 2000 It is a reference signal periodically transmitted for all terminals belonging to one cell and can be commonly used by a plurality of terminals.
  • DMRSC Demodulation Reference Signal 2010
  • This is a reference signal transmitted for a specific UE and is transmitted only when data is transmitted to the UE.
  • DMRS may consist of a total of eight DMRS ports.
  • ports 7 through 14 correspond to DMRS ports, and the ports maintain orthogonality so as not to interfere with each other using CDM or FDM.
  • PDSCH Physical Downlink Shared Channel, 2020: RE is a data channel transmitted in the downlink is used by the base station for transmitting traffic to the terminal, the RE is not transmitted in the data region (data region, 2060) of FIG. Is sent using.
  • Channel Status Information Reference Signal (CSI-RS) 2040 A reference signal transmitted for UEs belonging to one cell and used to measure channel status. A plurality of CSI-RSs may be transmitted in one cell.
  • CSI-RS Channel Status Information Reference Signal
  • PHICH Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel
  • PCFICH Physical Control Format Indicator Channel
  • PDCCH Physical downlink control channel
  • the DMRS signal is generated from a pseudo-random (PN) sequence based on a gold sequence having a length of 31 as shown in FIG. 21. More specifically, as shown in FIG. 21, the first m-sequence xn generated from the polynomial D31 + D3 + 1 of the upper register and the second m-sequence 3 ⁇ 4 generated from the polynomial D31 + D3 + D2 + D + 1 of the lower register.
  • PN sequence C (n) is generated by concatenating (n), and this process may be represented by Equation I9.
  • x 2 (n + 31) (x 2 (n + 3) + X2 (n + 2) + x 2 (n + l) + X2 (n)) mod2
  • the second m-sequence x 2 (n) generated from the lower register is initialized by Equation 10 according to the scrambling condition required for each signal.
  • n RNTI is the UE ID.
  • a / represents a cell ID-otherwise, in order to transmit the DMRS port ⁇ 7,8, ..., 14 ⁇ , Equation 10 is expressed by Equation 12 below.
  • c hlU ([+1 njl J) ⁇ (2n / (saD ⁇ > + l) n + value of scw the equation denotes the slot number in the transmission frame, n is 0 or 1 SCID It is assumed that the scrambling ID has a scrambling ID, and unless otherwise specified, the value of the scrambling identifier is assumed to be 0. Also, "/ ⁇ 1 is determined as follows.
  • the reference signal for transmitting the DMRS port ⁇ £ ⁇ 7,8Sullivan, 14 ⁇ is expressed by Equation 13 below.
  • Equation 13 m RB ⁇ 11 ⁇ , which represents the maximum value of the number of RBs supported for downlink in the LTE system.
  • the DMRS sequence is generated as shown in Equation 13 in consideration of the number of DMRS REs per PRB.
  • 5G wireless communication system has increased cell identifier, increased channel bandwidth, various subcarrier spacing, slot based Considering support for transport and slot aggregation, DMRS bundling over time, as well as support for configurable DMRS architecture.
  • a method of generating a DMRS sequence may also vary.
  • the DMRS sequence of the NR system may be generated UE-specifically, TRP
  • 3 ⁇ 4 (transmission and reception point (TRP) -specific) ⁇ l-7fl may be generated or, alternatively, may be generated resource-specifically.
  • the operation of the DMRS may be changed accordingly. Therefore, the present invention proposes a method for generating a DMRS sequence reflecting such a problem.
  • the base station is a subject performing resource allocation of the terminal, and may be at least one of an eNode B, a Node B, a base station (BS), a radio access unit, a base station controller, or a node on a network.
  • the terminal may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a cell phone, a smartphone, a computer, or a multimedia system capable of performing a communication function.
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • DL downlink
  • UL uplink
  • a demodulation reference signal which is described below, is transmitted by applying a terminal-specific precoding to a reference signal, and has a feature that enables demodulation without demodulation without additionally receiving precoding information.
  • the term 'DMRS' may be expressed in other terms depending on the user's intention and the purpose of using the reference signal, for example, a UE-specific reference signal (UE). may be expressed in terms such as -specific RS or dedicated RS.
  • DMRS is merely to provide a specific example to easily explain the technical contents of the present invention and help the understanding of the present invention, and that the above operation is possible through other terms based on the technical idea of the present invention. It is apparent to those skilled in the art to which the present invention pertains.
  • the term SU-MIM0 (single-user MIM0 ( ⁇ 11 i— input and mult i -output) M-Ml MIMO) described below also easily describes the technical content of the present invention and provides an understanding of the present invention. It is apparent to those skilled in the art that the terminology used to assist and the operation of the invention may be carried out through or without other terms.
  • Embodiment 2-1 describes a method of transmitting DMRS according to a plurality of orthogonal DMRS antenna ports.
  • the DMRS structure proposed by the present invention will be described with reference to FIGS. 22A and 22B.
  • 22A illustrates an example of a unit DMRS structure proposed in the present invention.
  • the unit DMRS structure based on one OFDM symbol is advantageous not only for setting the position of the reference signal for various transmission time intervals (0> 5 ⁇ 55) ⁇ Time Interval ( ⁇ ) but also for supporting low latency and It also has the advantage of setting the reference signal position for URLLC, such as antenna port expansion. It may also be advantageous in terms of scalability.
  • the density of a DMRS subcarrier (SC) in one OFDM symbol may be set.
  • 2210 and 2220 indicate a DMRS structure when four and eight DMRS SCs are included in 12 subcarriers
  • 2230 indicates a DMRS structure where all subcarriers are used as DMRS SCs.
  • the use of the DMRS structure proposed in 22 is not limited to the data channel.
  • the DMRS architecture of the 2210 consists of a low number of DMRS SCs and can be used in cases where low number antenna ports are supported or in an environment with small channel changes in frequency.
  • the 2210's DMRS architecture requires a relatively low DMRS density.
  • the DMRS structure of the 2220 is composed of a high number of DMRS SCs and can be used in a case where a high number of antenna ports are supported or an environment where a large channel change occurs in frequency.
  • the 2220 DMRS structure can be used for the purpose of improving channel estimation performance by increasing the DMRS density in a low signal and noise ratio (SNR) region.
  • SNR signal and noise ratio
  • DMRS patterns are used for general CP, extended CP, and MBSFN (Multicast Broadcase Single Frequency Network) subframe, respectively.
  • the DMRS pattern of the proposed identification number 2220 is extended to CP or MBSFN DMRS. Can be used.
  • the configuration of DMRSs with an even number of DMRS SCs in 2210 and 2220 may have an advantage that an orphan RE does not occur when SFBC (Space Frequency Block Coding) is considered as a transmit diversity technique. .
  • SCs not used as DMRS SCs at 2210 and 2220 may be used for other signals, such as data or other reference signals, or may be empty for DMRS power boosting. Emptying a SC that is not used as a DMRS SC for boosting the DMRS can be used to improve the performance of the DMRS channel estimation in the low SNR region. Also
  • the DMRS structure shown at 2210 and 2220 may be used as a subcarrier because some of them may not be transmitted. For example, when various numerologies are considered, a method of using a DC subcarrier along with the DMRS structure shown in 2220 will be described through 2240, 2250, and 2260 of FIG. 22B. 22B illustrates an example in which a DC subcarrier is arranged according to the DMRS structure proposed in the present invention.
  • the DMRS structure shown at 2210 may also be used in the same manner as shown in 2240, 2250, and 2260.
  • a signal is transmitted with a subcarrier interval of f0 set at time t0 and a subcarrier interval of 2 * f0 at a time U of 2250.
  • 2260 considers a situation in which a signal is transmitted by setting a subcarrier interval of 4 * f0 at time t2.
  • the DMRS structure of the present invention does not change the position of the DC subcarrier according to a subcarrier interval that changes with time. There is an advantage to not need However, since the DMRS structure of the 2230 transmits a DMRS on all subcarriers, some of the DMRS structures need to be punctured to transmit DC.
  • the DMRS SC shown in 2210 to 2230 may be generated based on a pseudo-random (PN) sequence or may be generated based on a Zadoff-Chu (ZC) sequence. More specifically, the DMRS structures of 2210 and 2220 can be used in cyclic prefix-OFDM (CP-0FDM) systems. In the uplink / downlink, the DMRS structure may be set and used at the same time-frequency position. If the uplink and downlink have the same structure of DMRS, it is recommended to allocate the uplink and downlink DMRS ports to be orthogonal.
  • PN pseudo-random
  • ZC Zadoff-Chu
  • interference rejection can be improved by improving channel estimation performance in environments such as flexible duplex.
  • the DMRS structure of the 2230 is based on the Zadof f-Chu (ZC) sequence, similar to the LTE system, and the Discrete Fourier (DFT-s-0FDM) in uplink.
  • ZC Zadof f-Chu
  • DFT-s-0FDM Discrete Fourier
  • Transform-spread-OFDM system can be used.
  • operation for low peak-to-average power ratio (PAPR) can be enabled similar to the LTE system.
  • PAPR peak-to-average power ratio
  • the present invention is not limited to the above-described method of utilizing 2210 to 2230.
  • the 2230's DMRS structure is used for CP-0FDM and DFT—s-OFDM and up / downlinks. All may be used.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating an example of a method of mapping an antenna port to a unit DMRS structure proposed in FIG. 22A.
  • the antenna port number may be indicated by another pair.
  • the mapping of the antenna port is to support multiple layer transmission and rank. Accordingly, the antenna port matching specified below may be replaced by the term layer transmission or rank support.
  • 2300 and 2305 illustrate two antenna ports mapped to the DMRS structure of 2210.
  • 2310 and 2315 show two antenna ports mapped to the DMRS structure of the 2220.
  • the DMRS of the 2220 has a higher reference signal density than the 2210, thereby improving channel estimation performance.
  • 2320 and 2325 show four antenna ports mapped to the DMRS structure of 2220.
  • the subcarrier in which the DMRS is not transmitted is emptied in the DMRS structure of the 2220, and may be used for DMRS power boosting.
  • 2335 illustrates a case where six antenna ports are mapped to the DMRS structure of the 2220.
  • the subcarrier in which the DMRS is not transmitted is empty in the DMRS structure of the 2220 to be used for DMRS power boosting.
  • the method of mapping the antenna ports at 2330 and 2335 has a feature that a reference signal (RS) density for each antenna port is not constant, unlike the antenna port mapping method described above.
  • RS reference signal
  • 2340 and 2345 illustrate a case where a plurality of antenna ports are mapped to the DMRS structure of 2220.
  • the subcarrier in which the DMRS is not transmitted can be emptied in the DMRS structure of the 2220 to be used for DMRS power boosting.
  • P A, B, C, D, E, F, G, and H are mapped in the FDM scheme.
  • the application of 0CC on a frequency in 2300, 2310, 2320, 2330, and 2340 has an advantage that a power imbalance problem does not occur.
  • 0CC when 0CC is applied in time, power unbalance problem occurs, and there is a constraint that 0CC is different for every PRB within two PRBs.
  • the 2350 shows the DMRS structure of the 2230, and since 2230 uses all 12 subcarriers as DMRSs, a method of supporting orthogonal DMRS antenna ports using a Zadoff-Chu (ZC) sequence can be considered.
  • ZC Zadoff-Chu
  • Up to eight orthogonal antenna ports can be supported by applying a Cyclic Shift (CS) field.
  • CS Cyclic Shift
  • a method of supporting four orthogonal antenna ports by applying FDM at four subcarrier intervals may be considered.
  • the present invention is not limited to the method in which the antenna ports are mapped to the DMRS structure proposed in 2300 to 2350.
  • FIG. 24 illustrates an example of a method in which a larger number of antenna ports are mapped to the unit DMRS structure proposed in FIG. More antenna ports
  • DMRS may be configured by additionally applying TDM (FDM), FDM and / or CDM to the unit DMRS structure of FIG. 22A.
  • FDM TDM
  • FDM FDM
  • CDM CDM
  • the structure of 2220 it is possible for the structure of 2220 to be TDM in time so that a larger number of antenna ports are mapped.
  • the RS density on the frequency is maintained as it is, but in the transmission unit (one PRB)
  • the high rank is orthogonal using FDM or CDM, considering that the channel condition is very good and the channel selectivity on the frequency (se lect i vi ty) is supported in an environment.
  • FDM frequency division multiple access
  • the structure of 2220 is FDM in frequency so that a larger number of antenna ports can be mapped.
  • the transmission unit is extended to several PRBs. It is also possible to map a larger number of antenna ports by applying extended length 0CC as in 2450 and 2460.
  • 2450 illustrates a method of multiplexing 8 antenna ports using 0CC of length 8 at 2220
  • 2460 illustrates a method of multiplexing 12 antenna ports using 0CC 12 of length 12 at 2230.
  • 0CC may be generated by Wal sh-Hadamard code.
  • DMRS SCs such as 2230
  • various antenna port extensions may be possible according to the antenna port mapping method applied to 2230. If the subcarrier spacing is assumed to be 15 kHz at 2230, and the CS supports 8 orthogonal antenna ports by CS, the 16 orthogonal antenna ports can be extended when TDM is applied as in 2410. If FDM is used at 4 subcarrier intervals in 2230, up to 4 orthogonal antenna ports can be supported, but when considering TDM as in 2410, up to 8 orthogonal antenna ports can be supported. Or, considering additional TDMs such as the 2420, up to 12 orthogonal antenna ports are supported.
  • the present invention is not limited to the antenna port extension method shown in FIG.
  • the antenna port extension method can be applied by combining TDM, FDM and CDM, and it is possible to extend the orthogonal antenna port in various ways. For example, as described above, in the case of extending the number of antenna ports using only TDM as in 2410 or 2420, the density of DMRS is increased in a transmission unit. As a method to compensate for this disadvantage, TDM based on two consecutive slots as shown in 2470 or CDM using 0CC of length 4 based on two consecutive slots as shown in 2480 may be applied. Although 2470 and 2480 have been described based on two slots, a time unit to which TDM or CDM is applied in 2470 and 2480 is not limited to slots.
  • CS can be used for additional antenna port expansion. If four CS fields are made, up to 16 antenna ports may be extended. In case of using CS instead of 0CC as in 2490, the RS density on frequency is maintained.
  • a plurality of DMRS structures may be set.
  • the structure of a DMRS that can be set may be classified into a front loaded DMRS and an extended or additional DMRS.
  • the front loaded DMRS is a DMRS located in front of the NR-PDSCH for fast data decoding and may be configured with one or two adjacent OFDM symbols.
  • the front loaded DMRS is located in front of the NR-PDSCH, and the position may be fixed or flexibly set. For example, when the position of the front loaded DMRS is determined as the start first symbol of the NR-PDSCH, the front loaded RS may be flexibly changed by the region of the NR-PDCCH.
  • the advantages and disadvantages of the case where the position of the front-loaded DMRS is fixed and flexible it can be assumed that when the position of the front-loaded DMRS is fixed, the DMRS of the side cell is always transmitted at the same position. However, in a subframe in which the control channel region is set to be configurable or in which the control channel is not transmitted, the DMRS of the data channel may not be located earlier. May be vulnerable to decoding latency.
  • the front-loaded RS is always positioned in front of the data channel, which has advantages in terms of decoding delay.However, the position of the front-loaded RS varies so that the inter-cell DMRS position is not fixed. And problems with advanced receiver operation. For this purpose, an additional method of introducing network signaling may be considered. However, in general, a method in which the fixed position of the DMRS is fixed has an advantage in operating the system. Suggest.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating the positions of the front loaded DMRS for the case where the slot length is 7 or 14 OFDM symbols, respectively.
  • the position setting of the front loaded DMRS may be determined by the area of the control channel. If the area of the control channel is composed of a maximum of two OFDM symbols, as shown in 2510, the front-loaded DMRS is located in the third OFDM symbol. If the area of the control channel is composed of up to three OFDM symbols, as shown in 2520, the front loaded DMRS is located in the fourth OFDM symbol. As described above, if the position of the front-loaded DMRS is determined by the maximum settable control channel region as described above, there may be a loss in reducing the decoding delay when some or all of the control channels are not set.
  • the present invention proposes a method for setting the position of another front-loaded DMRS in an extended manner. For example, if the control channel region consists of up to two OFDM symbols, the front-loaded DMRS is fixed to the third OFDM symbol as shown in 2510, and the front-loaded DMRS is fixed to the first 0FDM symbol as in 2530. You can set the option to And if you set these two options depending on the situation, you can compensate for the disadvantage that the position of the front loaded DMRS is fixed.
  • setting the positions of the plurality of front loaded DMRSs may be performed in various ways. For example, through higher layer signaling like RRC
  • MIB master informat ion block
  • SIBCsystem informat ion bl ock You can also set the information. You may also consider how to set dynami c through DCI. Alternatively, it is also possible to set via SPS (Semi-per sistent scheduling).
  • the extended DMRS will be described.
  • the front-loaded DMRS has a difficulty in accurately estimating a channel since it is impossible to track a channel that changes rapidly in time under high Doppler conditions.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating a case where an extended DMRS is transmitted when a slot length is 7 or 14 OFDM symbols.
  • FIG. 26 illustrates extended DMRSs for 2510, 2520 and 2530, respectively, describing the location of the front loaded DMRS.
  • the location of the extended DMRS is set to avoid the location where the CRS is transmitted in the LTE system. This may have an advantageous advantage in the influence of interference in the situation of LTE-NR coexistence (coex i stence).
  • the location of the front loaded DMRS overlaps with the location where the CRS is transmitted in the LTE system.
  • the length of the extended DMRS can be set to one, whereas when the slot length is 14 0 FDM symbols, the position of the extended DMRS is determined according to the Doppler situation. It needs to be set to two. For example, in an environment in which the channel changes rapidly, the position of the extended DMRS may be set as shown in 2620. In an environment in which the channel changes in a very fast state, it is necessary to set the position of the extended DMRS in 2630.
  • 25 and 26 illustrate the unit DMRS structure described with reference to FIG.
  • a basic position where DMRS is set is shown.
  • a position where DMRS is transmitted may be additionally set.
  • a DMRS overhead problem may occur. Therefore, in this case, it is possible to reduce the DMRS overhead by setting a DMRS having a low density in frequency, such as 2210.
  • the DMRS port multiplexing method may vary as the number of supported orthogonal antenna ports is increased. It is also possible to set different RS densities in frequency in the unit DMRS structure.
  • the extended RS structure may be configured in time such as the front loaded RS and the extended DMRS. Accordingly, when the base station configures a DMRS structure suitable for a transmission environment, in order for the terminal to perform channel estimation well assuming the configured DMRS structure, it is necessary to signal the setting to the terminal.
  • DMRS structure settings can be set quasi-statically or dynamically. The simplest method of semi-statically configuring the DMRS structure is to configure the structure of the DMRS through higher layer signaling. More specifically, the configuration information may be included in the RS-related signaling field of the RRC as shown in Table 9 below.
  • mapping information in another pattern through DMRS-Pat ternld.
  • maxDMRS-Pat tern represents the maximum number of DMRS-Pat ternlds that can be set. For example, 12 for MU-MIM0 in the above embodiment.
  • the mapping pattern can be different when mapping orthogonal DMRS ports and when mapping eight orthogonal DMRS ports.
  • the changed pattern information can be indicated by using the DMRS-Patternld.
  • (0, 1) may be set to DMRS-PaUernld so that 0 represents a pattern supporting up to 8 ports for SU-MIM0, and 1 may indicate a pattern in case of supporting 12 ports for MU-MIM0.
  • set (0, 4, 8, 12), 0 indicates a DMRS pattern operating as SU-MIM0, and 4, 8, and 12 correspond to 4, 8, and 12 DMRS antenna ports used, respectively. It may indicate a DMRS pattern. In this case, when set to 12, only the DMRS pattern for MU-MIM0 may be indicated.
  • DMRS-t inieDensi tyld it is possible to indicate the extended RS structure in time through DMRS-t inieDensi tyld in Table 9.
  • maxDMRS-Time represents the maximum number of DMRS_imeimedenlds that can be set. For example, it can be used to set up an extended RS structure in time such as front loaded RS and extended DMRS.
  • different RS densities can be set in frequency through DMRS-frequency Density.
  • maxDMRS-Freqeuncy represents the maximum number of DMRSs—frequencyDens i tylds that can be set.
  • DMRS-frequency Density can be used to set a low RS density in frequency to control RS overhead.
  • the DMRS structure may be semi-statically set to the RRC, and the UE may determine the structure of the currently transmitted DMRS through the value set in the RRC.
  • the DMRS structure is more dynamically It is possible to set the information.
  • the simplest way to dynamically configure the DMRS structure is to include information about the DMRS structure in the DCI and transmit it.
  • a DCI format in which a field for dynamically operating a DMRS structure is not applied may be defined separately for a basic operation. If the DMRS structure is set using the DCI, the DMRS structure can be dynamically changed. On the other hand, there is a disadvantage that DCI overhead occurs to operate it.
  • the configuration of the DMRS structure may be operated in a hierarchical configuration structure combining quasi-static signaling and dynamic signaling.
  • Table 9 only DMRS-timeDensityld and DMRS—frequencyDensityld may be set to RRC, and DMRS—Patternld may be set to MAC CE or DCI.
  • DMRS pattern information for this may be set to MAC CE or DCI.
  • Embodiment 2-2 proposes a method that can effectively operate the DMRS sequence generation according to the increased DMRS sequence length in the NR system.
  • a sequence length generated as shown in Equation 14 below is used for the number of DMRS REs in the PRB and the DL or UL of the NR system.
  • the maximum number of supported RBs can be determined by N RB .
  • the NR system supports a wide variety of neurology . Rather, it considers channel bandwidths up to 400MHz. Supported subcarrier spacing is 15 , 30, In consideration of up to 60, 120, 240 and 480 kHz and channel bandwidths of 5, 10, 40, 80, 100, 200 and 400 MHz, the maximum number of subcarriers and the number of PRBs are shown in Tables 10 and 11, respectively. .
  • Table 10 bars - 'number of sub-carriers and the number of RB presented in 11 is merely illustrative, NR Other values may be used as standardization progresses. According to Tables 10 and 11, the maximum number of RBs supported by an NR system has different values depending on the subcarrier spacing and channel bandwidth supported. The maximum number of RBs is 550 when the maximum number of supported subcarriers is 6600. Can be increased. On the other hand, even when using the same channel bandwidth, as the subcarrier interval increases, the maximum number of supported RBs decreases. Therefore, there is a need for a method that can effectively operate the DMRS sequence length according to the number of supported RBs.
  • Equation (14) a method of determining the number A of DMRS REs in a PRB is described in Equation (14).
  • the following alternatives may be considered as a method for effectively generating a DMRS sequence.
  • Method 1 A is determined by the number of DMRS REs of the highest RE density DMRS pattern including different DMRS patterns among various DMRS structures.
  • Method 2 A is determined by the number of DMRS REs of various DMRS Rescue Front Loaded DMRS patterns.
  • Method 1 of the alternatives determines A as the number of DMRS REs of the highest RE density DMRS pattern including other DMRS patterns among various DMRS structures, and generates a DMRS sequence, and in the case of a DMRS pattern having a lower RE density. There are only a few of them. More specifically, with reference to 2510, 2610, 2620, and 2630 in FIGS. 25 and 26, the method 1 generates a DMRS sequence based on a DMRS pattern having the highest RE density as shown in 2630. When a DMRS pattern having a low RE density such as 2510, 2610, or 2620 is used, only some of the generated patterns may be mapped to resources.
  • A is determined by the number of DMRS REs of the front-loaded DMRS pattern among various DMRS structures, and an MRS sequence is generated.
  • the generated sequence is reused and expanded. to be. More specifically, referring to 2510, 2610, 2620, and 2630 in FIGS. 25 and 26, according to Method 2, DMRSs based on the most front-loaded DMRS pattern as shown in 2510 will be described. The sequence is created. And RE as high as 2610, 2620, 2630. When a DMRS pattern having a density is used, the sequence of the generated front loaded DMRS pattern may be repeated and mapped to a resource for the extended DMRS.
  • a sequence may be generated based on the unit DMRS pattern having the highest density. . More specifically, when both 2210 and 2220 are supported, a sequence is generated based on 2220. If a low density unit DMRS pattern such as 2210 is set, some of the generated sequences are punctured and the remaining sequences are stored in the resource. Can be mapped. Compared to the method 1, the method 2 has an advantage of operating with a shorter length DMRS sequence.
  • the method of determining N RB is described.
  • the maximum number of RBs supported by the NR system has a different value depending on the subcarrier interval and channel bandwidth supported, and the maximum number of supported RBs can be greatly increased compared to the LTE system. Therefore, there is a need for a method that can effectively operate the DMRS sequence length according to the number of various RBs supported. At this time, the following alternatives can be considered as a method of determining the DMRS sequence length.
  • Method 1 The N RB is set considering the maximum supported bandwidth in the currently set subcarrier interval.
  • Method 2 is set considering all subcarrier intervals and maximum supported bandwidth defined in NR system.
  • N RB is set in consideration of bandwidth. More specifically, when the subcarrier interval currently set in Table 11 is 15 kHz, the number of RBs may be 550 in consideration of the maximum support bandwidth of 100 MHz. If the current subcarrier interval is 15kHz, the number of RBs may be 220 considering the maximum support bandwidth of 40MHz. Whereas in method 2 The case considers the maximum supported bandwidth for all subcarrier intervals defined in NR.
  • all supported subcarrier spacings can be considered as ⁇ 6 GHz (under 6 GHz) and> 6 GHz (above 6 fflz) in order to minimize the DMRS sequence length to be generated.
  • the subcarrier interval supported at ⁇ 6 GHz is limited to 15, 30, and 60 kHz, where 550, the largest number of RBs based on Table 11, is max.
  • the subcarrier interval supported at> 6 GHz is limited to 120, 240, and 480 kHz, where 275, the largest number of RBs based on Table 11, is max.
  • N RB can be set.
  • the base station supports
  • N may be determined within the set considering only subcarrier spacing and channel bandwidth. For example, if the subcarrier interval supported by the base station is limited to 15, 30, and 60 kHz, and the supported channel bandwidth is limited to 5, 10, and 40 MHz, then Table 11 is shown in these three tables.
  • the largest number of RBs 220 can be set to ⁇ ⁇ .
  • Two-step resource allocation may be used to prevent the RBG size from increasing due to the increased channel bandwidth.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an example of a two-stage resource allocation method. Specifically, as shown in FIG. 27, for example, when a system bandwidth of up to 500 RBs is allocated, a two-stage resource allocation method for maintaining the RBG size as 4 uses a 5-bit bitmap in the first step, as shown in 2710. Set the resource allocation location of 100RB out of 500RB, and then allocate 4RB from 100RB set using 25-bit bitmap in the second step.
  • N RB may not be determined based on the currently allocated maximum bandwidth, but may be reflected by applying the above-described two-stage resource allocation. More specifically, when a maximum system bandwidth of 500 RB is allocated at 2710, N RB is not 500, but 100 RB determined at the first stage of the two-stage resource allocation is ⁇ . ⁇ max max
  • ⁇ can be determined by RB .
  • the method of determining I of N RB using two-step resource allocation can be applied to both Method 1 and Method 2.
  • Embodiments 2-3 describe a method for generating and initializing a DMRS sequence TRP-specific in an NR system.
  • Generating a DMRS sequence as TRP-specific means that a DMRS sequence is generated using a TRP ID so that each TRP has a different DMRS sequence.
  • TRPCTransmi s ion Recept ion Point may be used as a concept of a cell (Cel l), and TRP identifier (TRP ID) may represent a cell identifier (Cel l ID).
  • terms of TRP and cell may be used and replaced with the same concept.
  • the present invention proposes specific methods for generating and initializing a TRS-specific DMRS sequence.
  • Embodiments 2-3 provide a method of initializing a DMRS sequence using a cell ID, a slot number, and a scrambling identifier.
  • the first method can be expressed by the following equation.
  • n s denotes a slot number in a transmission frame
  • 1 ⁇ 1 [ ⁇ denotes a scrambling identifier
  • the value of the scrambling identifier is assumed to be 0 unless otherwise specified.
  • ⁇ may have two or more values.
  • n ID is not provided by the upper layer, or if the DCI format used for DCI related to PDSCH transmission is n SCID
  • n ! D above may be set to a higher layer in a manner similar to Table 12 below.
  • N—celllD represents the number of cell IDs, which was 504 in the LTE system but may be expanded to 1000 in the NR system.
  • Table 12 illustrates an example of four n SCIDs , and the number thereof may be reduced or expanded to two according to consideration of the NR system.
  • DMRS-Config :: CHOICE ⁇
  • scramblingldentity INTEGER (0..N_cellID-l)
  • scramblingldentity2 INTEGER (0..N_cellID-l)
  • scramblingldentity3 INTEGER (0..N_cellID-l)
  • scrambl ingldent i ty4 INTEGER (0., N_ce ll ID-l)
  • the DMRS sequence is initialized every slot.
  • the slot length may be very short. More specifically, the slot length according to the subcarrier spacing (SCS) is shown in Table 13 below.
  • M is a parameter for controlling the initialization of the DMRS sequence according to the slot length.
  • the value of M for initializing the DMRS sequence based on the slot length of 1 ms may be represented by Table 14 below.
  • Equation 16 a method for varying the DMRS sequence initialization according to the slot length may be represented by another method. For example, the following phrase may be used while Equation 15 is used.
  • Equation 17 Another method of generating and initializing a DMRS sequence to TRP-specificity may be represented by Equation 17 below. The following method is different from the method of Equation 15
  • ⁇ is a PN sequence generated with 1 cell ID and 2nd cell ID as initialization values, i and 2 are generated with ⁇ ⁇ + ⁇ and 3 ⁇ 4 + 2 as initialization values, respectively.
  • Z is as assumed, it is equal to the cross-correlation of the time when network synchronization (time synchronized network) the cross-correlation of ⁇ 1 and 2 on the assumption and is ⁇ 2.
  • Slot number This means that if and / 2 have bad correlations, and also have bad correlations. Therefore, the following modified equation is proposed to solve this problem.
  • the DMRS sequence is initialized every slot.
  • the slot length may be very short.
  • the slot length becomes very large.
  • initializing the DMRS sequence in every slot can be burdensome in terms of implementation. Therefore, the following modified equation is proposed to solve this problem.
  • Equation 18 c ini 2 X + Y ⁇ [njM ⁇ + 1) (2 « ⁇ ' otd) + 1) + 2 X n ⁇ ⁇ + antibioticm
  • M is a parameter for controlling the initialization of the DMRS sequence according to the slot length.
  • the value of M for initializing the DMRS sequence based on the slot length Iras may be represented by Table 14.
  • Equation 18 a method for different DMRS sequence initialization according to the slot length may be represented by another method. For example, as Equation 17 is used, the following phrase may be used.
  • Equation 19 Another method of generating and initializing a DMRS sequence to TRP-specificity may be represented by Equation 19 below.
  • the following method is a modified method of Equation 17 to avoid the use of repeated in Equation 17. To this end, the following equation may be used.
  • Equation 19 mr 2 ⁇ (n s + l)-(2 « ⁇ OTD) + l) + f2 saD
  • Equation 20 n SCID
  • M is a parameter for controlling the initialization of the DMRS sequence according to the length of the slot.
  • Equation 20 The value of M for the DMRS sequence initialization based on the slot length of 1 ms can be represented by Table 14.
  • Equation 20 a method for differently initializing a DMRS sequence according to the length of a slot may be represented by another method. For example, the following phrase may be used while Equation 19 is used.
  • UE is not expected to update C ini t less than Xmsec. (The terminal does not expect to update C ini t in less time than Xmsec.)
  • Embodiments 2-4 describe a method for generating and initializing a DMRS sequence to resource specification in an NR system.
  • the DMRS sequence is generated resource-specifically, unlike the above 2-3 embodiments, the DMRS sequence is not generated by using the TRP ID, and thus the same DMRS sequence is obtained for each TRP. Only the DMRS sequence will have different sequences in the allocated resource area. Therefore, the method has a disadvantage in that cross correlation of DMRS sequences between different TRPs is increased.
  • the UE does not need to signal some DMRS information for another T P such as another TRP ID in order to effectively remove an interference signal of another TRP.
  • Embodiments 2-4 present a method of initializing a DMRS sequence with a slot number and a scrambling identifier.
  • the first method may be expressed by Equation 21 below.
  • n SCID may have two or more values.
  • N of SCIDs can be set to two values, 0 or 1, in consideration of DMRS sequence scrambling between two TRPs in CoMP operation, as in LTE system.
  • i 0, l,...
  • DMRS sequence is initialized in every slot.
  • the slot length can be very short as the subcarrier spacing increases.
  • Table 13 when the slot length becomes very short as the subcarrier interval increases, it may be burdensome to implement a DMRS sequence in every slot. Therefore, the following modified equation is proposed to solve this problem.
  • Equation 21 The description of all parameters except M in Equation is the same as Equation 21.
  • M is a parameter for controlling the initialization of the DMRS sequence according to the slot length
  • the value of M for the DMRS sequence initialization based on the slot length of 1 ms can be represented by Table 14.
  • Equation 22 a method for different DMRS sequence initializations according to slot lengths may be represented by another method. For example, the following phrase may be used while Equation 21 is used.
  • UE is not expected to update Cj n it less than Xmsec. (The terminal does not expect to update C ini t in less time than Xmsec.)
  • Equation 23 Another way to generate and initialize a DMRS sequence as resource specific is It may be represented by Equation 23. The following method is different than the method
  • Equation 21 The description of all parameters except ( 2nsciD + i) in the above equation is the same as that of Equation 21.
  • the (2n SCID + 1) portion may be replaced with (n SCID + 1).
  • Equation 23 When Equation 23 is applied, the DMRS sequence is initialized every slot.
  • the slot length can be very short as the subcarrier spacing increases.
  • Table 13 when the slot length becomes very short as the subcarrier interval increases, it may be burdensome to implement a DMRS sequence in every slot. Therefore, the following modified equation is proposed to solve this problem.
  • M is the length of the slot.
  • the value of M for initializing the DMRS sequence based on the slot length of 1 ms may be represented by Table 14.
  • the DMRS sequence according to the slot length in Equation 24 Note that the method for different initialization may be expressed in different ways, for example, the following phrase may be used while Equation 23 is used.
  • UE is not expected to update C ini t less than Xmsec. (The terminal does not expect to update ( : jos ⁇ in a shorter time than Xmsec.)
  • Embodiments 2-5 propose a specific method of mapping antenna ports based on a front loaded DMRS pattern based on the current 3GPP agreement.
  • the front-loaded DMRS pattern agreed in 3GPP can be classified into Typel (Type 1) and Type2 (Type 2) as shown below, and this can be set to higher layer signaling.
  • Type 1 the front-loaded DMRS pattern agreed in 3GPP
  • Type2 Type 2
  • the density of the DMRS may be different, which is in turn linked to the channel estimation performance. Therefore, an optimized mapping method for each type is very important for the DMRS design.
  • the same pattern as the following DMRS pattern may be repeated after the front loaded DMRS.
  • the pattern varies depending on the method of mapping the antenna ports through FIGS. 28 and 29.
  • the shape of is illustrated in detail.
  • Combs 2 and 2 CS are used as the basic structure as described above, and in the case of two symbol patterns, TD-0CC ( ⁇ 1 1 ⁇ and ⁇ 1 -1 ⁇ ) is applied, and up to 8 patterns are used.
  • This method supports orthogonal DMRS ports. As described above, a method for supporting a plurality of antenna ports is applied, and thus, DMRSs may be mapped to position / th OFDM symbols and th subcarriers in time as shown in the following equation.
  • 28 illustrates an example of a possible pattern of Type 1 according to the antenna port mapping method.
  • 2800 and 2802 represent antenna ports that can be mapped to different frequency locations.
  • 2810 and 2820 illustrate an example in which a DMRS according to Type 1 is mapped to one symbol.
  • 2810 is a mapping method according to how DMRS ports P1 / P3 and P2 / P4 are divided into comb 2
  • 2820 is a mapping method according to how DMRS ports P1 / P2 and P3 / P4 are divided into comb 2.
  • two ports can be distinguished using 2 CS in the same comb.
  • the mapping method of 2810 has the following DMRS density.
  • mapping method of 2820 has the following DMRS density.
  • 2810 and 2820 may have different DMRS densities depending on the number of DMRS ports transmitted.
  • 2830 to 2870 show an example where Typel is mapped to two symbols. It is shown.
  • 2830 is a mapping method based on how DMRS ports P1 / P3 / P5 / P7 and P2 / P4 / P6 / P8 are divided into comb 2
  • 2840 is a DMRS port P1 / P3 / P5 / P6 and P2 / P4 / P7 /
  • a mapping method according to a method in which P8 is divided into combs 2 is illustrated.
  • 2850 is a mapping method based on how DMRS ports P1 / P2 / P5 / P7 and P3 / P4 / P6 / P8 are divided into comb 2.
  • 2860 is a DMRS port P1 / P2 / P5 / P6 and P3 / P4 / P7.
  • a mapping method according to how / P8 is divided into comb 2 is illustrated.
  • 2870 illustrates a mapping method according to the method in which DMRS ports P1 / P2 / P3 / P4 and P5 / P6 / P7 / P8 are divided into combs 2.
  • up to four ports may be distinguished using 2 CS and TD-0CC in the same comb.
  • mapping method of 2830 and 2840 has a DMRS density as follows.
  • mapping method of 2850 and 2860 has the following DMRS density.
  • mapping method of 2870 has the following DMRS density.
  • the DMRS density varies according to the mapping method, and it can be seen that one symbol pattern and two symbol patterns for the DMRS may be different from each other according to the optimized mapping method. .
  • Equation 25 the parameter setting for a parameter that is changed in Equation 25 according to which antenna port mapping method is used for one symbol pattern and two symbol patterns for DMRS.
  • antenna port mapping method shown in FIG. 28
  • one symbol pattern and two possible symbol patterns for DMRS are classified into ten cases as follows, and the parameter setting for Equation 25 is presented through a table. do. Casel- One symbol 2810 and Two symbol 2830
  • Method 2 First, apply TD-0CC in two symbol patterns and apply 2 CS.
  • Table 15-1 and Table 15-2 below show parameter setting values for Equation 25 according to Casel.
  • Table 15-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Casel-1).
  • Negative Table 15-2 shows the parameters set for the TD-0CC first and the method (Casel-2) for the two ⁇ ball patterns.
  • Table 15-2 Two symboK *) considers a case where one symbol pattern is repeated on two symbols and scheduled up to four ports on two symbols.
  • the method considering the case where TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band to be.
  • Table 16-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case2-1).
  • Table 17-1 shows the parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case3-1).
  • Table 17-2 shows parameters set by the method of first applying TD-0CC and applying 2 CS in two symbol patterns (Case3-2).
  • two symboK * considers a case in which one symbol pattern is repeated on two symbols and scheduled up to four ports in two symbols. to be.
  • Table 18-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case 4-1).
  • Table 19-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case5-1).
  • Table 20-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case6-1).
  • Table 21-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case 1).
  • Table 21-2 shows parameters set by the method of first applying TD-0CC and applying 2 CS in two symbol patterns (Case7-2).
  • the two symbol (*) considers a case where one symbol pattern is repeated on two symbols and scheduled up to four ports on two symbols. As an example, it is considered that it is difficult to apply TD-0CC in a high frequency band. Way.
  • Table 22-1 and Table 22-2 show parameter setting values for Equation 25 according to Case8.
  • Table 22-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case8-1).
  • Table 23-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case9-1).
  • Table 23-2 shows the parameters set by the TD-0CC first and the method (Case9-2) applied to the two ⁇ ball patterns.
  • two symboK * considers a case in which one symbol pattern is repeated in two symbols and scheduled up to four ports in two symbols.
  • the method considering the case where TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band to be.
  • Table 24-1 shows parameters set by the method of first applying 2 CS and applying TCHXC in two symbol patterns (CaselO-1).
  • FD-0CC is the basic structure in 2 REs adjacent in frequency as in the above agreement
  • TD-0CC ( ⁇ 1 1 ⁇ and ⁇ 1 _1 ⁇ ) is applied in the case of two symbol patterns.
  • This method supports 12 orthogonal DMRS ports. As described above, a method for supporting a plurality of antenna ports is applied, and thus, the DMRS may be mapped to a position / th OFDM symbol and a subcarrier in time.
  • Equation 26 k k Q + 6w + A: '+ ⁇
  • r (m) represents a DMRS sequence generated in Equation 14 of Embodiment 2-2
  • Wt (/ ') represents an application of TD-0CC applied to two symbol patterns
  • w f ( fc ') represents the application of 2-FD-0CC in RE on adjacent frequencies.
  • FIG. 29 illustrates an example of a possible pattern of Type 2 according to an antenna port mapping method.
  • FIG. 2900, 2902, and 2904 show antenna ports that can be mapped to positions on different frequencies.
  • 2910 and 2920 illustrate an example in which Type 2 is mapped to one symbol.
  • 2910 is a mapping method according to how DMRS ports P1 / P2 and P3 / P4 and P5 / P6 are classified as FDM. It shows a mapping method according to. Two ports mapped to two adjacent REs in frequency at 2910 and 2920 can be identified using FD-0CC.
  • the mapping method of 2910 has the following DMRS density.
  • mapping method of 2920 has the following DMRS density.
  • 2910 and 2920 may have different DMRS densities depending on the number of DMRS ports transmitted.
  • 2930 to 2970 show an example in which Type 2 is mapped to two symbols.
  • 2930 is a mapping method according to how DMRS ports P1 / P3 / P5 / P7 and P2 / P4 / P6 / P8 are classified as FDM
  • 2940 is a DMRS port P1 / P3 / P5 / P6 and P2 / P4 / P7 / P8
  • 2950 is a mapping method based on how DMRS ports P1 / P2 / P5 / P7 and P3 / P4 / P6 / P8 are divided into FDM ⁇
  • 2960 is a DMRS port P1 / P2 / P5 / P6 and P3 / P4 / P7 Based on how / P8 is separated by FDM The method is shown.
  • 2970 illustrates a mapping method according to a method in which DMRS ports P1 / P2 / P3 / P4 and P5 / P6 / P7 / P8 are classified into FDM.
  • ports mapped to two adjacent REs in frequency may be distinguished up to four ports using FD-0CC and TD-0CC.
  • the mapping method of 2930 and 2940 has the following DMRS density.
  • mapping method of 2950 and 2960 has the following DMRS density.
  • mapping method of 2970 has the following DMRS density.
  • the DMRS density is changed according to the above, and it can be seen that one symbol pattern and two symbol patterns for the DMRS may be different from each other according to the optimized mapping method.
  • the following presents a symbol pattern and two symbols on whether the pattern using any antenna port mapping method, the specific setting method according to the parameters varied in the equation (26) for the DMRS.
  • the antenna port mapping method shown in FIG. 29 one symbol pattern and two symbol patterns for DMRS can be classified into ten cases as shown below, and the parameter setting for Equation 26 is presented through a table. do.
  • Casel One symbo l 2910 and Two symbol 2930
  • Case2 One symbo 1 2910 and Two symbo l 2940
  • an additional case may be considered according to a priority order of applying FD-0CC and TD-0CC to antenna ports in two adjacent REs in frequency as shown below.
  • Method 2 TD-0CC is applied first and FD-0CC is applied to two symbol patterns.
  • Table 25-1 and Table 25-2 show parameter setting values for Equation 26 according to Casel.
  • Table 25-1 shows parameters set as the method of first applying FD-0CC in two symbol patterns and applying TD-0CC (Casel-1).
  • Table 25-2 shows the parameters set by the method of first applying TD-0CC and applying FD-0CC in two symbol patterns (Casel-2). .
  • two symboK * considers a case in which one symbol pattern is repeated in two symbols and scheduled up to six ports in two symbols.
  • the method considering the case where TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band to be.
  • Table 25-2 Table 26-1 and Table 26-2 show parameter setting values in Equation 26 according to Case2.
  • Table 26-1 shows parameters set by the method of applying FD-0CC and TD-0CC in two symbol patterns (Case2-1).
  • Table 26-2 shows parameters set by the method of first applying TD-0CC and applying FD-0CC in two symbol patterns (Case2-2).
  • two symboK * considers a case in which one symbol pattern is repeated in two symbols and scheduled up to six ports in two symbols.
  • this method takes into account the case that TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band. to be.
  • Table 27-1 shows parameters set by applying FD-0CC first and TD-0CC in two symbol patterns.
  • the parameter set by the application method (Case3-2) is shown.
  • Table 27-2 Two symbo K *) considers a case where one symbol pattern is repeated on two symbols and scheduled up to six ports on two symbols. As an example, it is considered that it is difficult to apply TD-0CC in a high frequency band. Way.
  • Table 28-1 and Table 28-2 below show parameter setting values for Equation 26 according to Case4.
  • Table 28-1 shows parameters set in the method of first applying FD-0CC in two symbol patterns and applying TD-0CC (Case4-1).
  • Table 28-2 shows the parameters set by the method of applying TD-0CC first and FO-0CC in two symbol patterns (Case4-2). Indicates. Two symbol O) in Table 28-2 considers the case where one symbol pattern is repeated in two symbols and scheduled up to 6 ports in two symbols. As an example, this is a method considering a case where TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band. .
  • Table 29-1 and Table 29-2 below show parameter setting values for Equation 26 according to Case5.
  • Table 29-1 shows parameters set by the method of applying FD-0CC1 and TD-0CC in two symbol patterns (Case5-1).
  • Tables 30-1 and 30-2 show parameters set by the method of first applying FD-0CC and applying TEKXX in two symbol patterns (Case6-1).
  • Table 30-2 shows the method of applying TD-0CC first and FD-0CC in two symbol patterns (Case6-2). Indicates the set parameter.
  • Table 30-2 Two symboK *) considers a case in which one symbol pattern is repeated in two symbols and scheduled up to six ports in two symbols. As an example, the method considering the case where TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band to be.
  • P12 - is shown the [+1 -1] eu [+1 -1] eu table below Equation 26, the parameters set in Table 31-1 and 31-2 in accordance with the value Case7 - 4 - Table 31-1 shows parameters set by the method of applying FD-0CC and TD-0CC in two symbol patterns (Case7-1).
  • Table 31-2 shows the method of applying TD-0CC first and FD-0CC in two symbol patterns (Case7-2). Indicates the set parameter.
  • two symboK * considers a case in which one symbol pattern is repeated in two symbols, and only six ports are scheduled in two symbols. For example, this method takes into account the case that TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band. to be.
  • P12 - was in the following table Table 32-1 and 32-2 showing the parameter values for the equation (26) according to the Case8 - 4 - - [+1 -1 ] - [+1 -1].
  • Table 32-1 shows parameters set in the method of first applying FD-0CC in two symbol patterns and applying TD-0CC (Case8-1).
  • Table 32-2 shows parameters set by the method of first applying TD-0CC and applying FD-0CC in two symbol patterns (Case8-2).
  • Two symboK * considers a case where one symbol pattern is repeated in two symbols and scheduled up to six ports in two symbols.
  • the method considering the case where TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band to be.
  • Table 33-1 shows parameters set by the method of first applying FD-0CC and applying TD-0CC in two symbol patterns (Case9-1).
  • Table 33-2 shows parameters set by the method of first applying TD-0CC and applying FD-0CC in two symbol patterns (Case9-2). .
  • two symboK * considers a case in which one symbol pattern is repeated in two symbols, and only six ports are scheduled in two symbols.
  • the method considering the case where TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band is considered. to be.
  • Table 34-1 and Table 34-2 below show parameter setting values for Equation 26 according to Case10.
  • Table 34-1 shows the parameters set by the method of applying FO-0CC and TD-0CC in two symbol patterns (CaselO-1).
  • Table 34-2 sets TD-0CC first and FD-0CC in both symbol patterns (CaselO-2). Represents a parameter.
  • two symboK * considers a case in which one symbol pattern is repeated in two symbols and scheduled up to six ports in two symbols. As an example, the method considering a case where TD-0CC is difficult to apply in a high frequency band is considered. to be.
  • Embodiments 2-6 propose a power boosting method for DMRS based on the E RS pattern described in Embodiments 2-5.
  • the power boosting method for the DMRS may vary depending on the DMRS pattern.
  • FIG. 28 in the case of the Typel DMRS pattern, combs 2 and 2 CS are used, and when the number of data transmission layers is larger than 2, it is possible to double the power of the DMRS and transmit the data.
  • 30 is a diagram illustrating an example of DMRS transmission for a Type 1 DMRS pattern.
  • the power of the DMRS may be doubled and transmitted. This applies to the case of all the patterns shown in FIG. As described above, in the case of the Type 1 DMRS pattern, the power boosting for the DMRS may be presented as a ratio of the energy per resource element (EPRE) of the PDSCH (data) and the UE-specific RS (DMRS) as follows. .
  • EPRE energy per resource element
  • DMRS UE-specific RS
  • the UE may assume.
  • the ratio of PDSCH EPRE to UE-specif ic RS EPRE within each OFDM symbol containing UE-specif ic RS is (DMRS set type 1, if present in the terminal the PDSCH is "mapping PRB to specific RS is sangung, the MS Assume the ratio of PDSCH EPRE of each 0FDM symbol including UE specific RS to EPRE of UE specific RS as follows.
  • Type 2 DMRS pattern As shown in FIG. 29, 0CC is applied to two adjacent REs in frequency, and when the number of transmission layers is larger than 2, the power of DMRS can be increased by twice the data. Do. In addition, when the number of data transmission layers is greater than four, it is possible to increase the power of the DMRS by three times compared to the data and transmit the data. Specifically, as shown in 3020, in the case of 2910, when the number of data transmission layers is 6, since only two ports are transmitted in the RE where the DMRS is transmitted, it is possible to increase the power of the DMRS by three times. This applies to the case of all the patterns shown in FIG. As described above, in the case of the Type2 DMRS pattern, it is possible to present the power boosting for the DMRS as a ratio of the EPRE of the PDSCH (data) and the terminal specific RS (DMRS) as follows.
  • DMRS configuration type2 if UE ⁇ specific RSs are present in the PRBs upon whi ch the corresponding PDSCH is mapped, The UE may assume the rat io of PDSCH EPRE to UE-speci fic RS EPRE wi thin each OFDM symbol containing UE-speci f ic RS is (for DMRS configuration type 2) If the UE-specific RS exists in the PRB to which the corresponding PDSCH is mapped, the UE assumes the ratio of the PDSCH EPRE of each 0FOM symbol including the UE-specific RS and the EPRE of the UE-specific RS as follows.)
  • Embodiments 2-7 propose a signaling method for DMRS information based on the DMRS pattern described in Embodiments 2-5.
  • the signaling method for DMRS may vary according to the DMRS pattern.
  • Signaling information for DMRS may include the following.
  • the layer number and port number above are the information required for SU / MU dynamic switching and MU operation.
  • the Type 1 DMRS pattern supports two ports from two symbols to eight ports from one symbol to four ports
  • the Type 2 DMRS pattern supports 12 symbols from two symbols from one symbol to six ports. Up to two ports are supported.
  • Type 1 and Tape 2 DMRS patterns will have different total orthogonal DMRS layer numbers and port numbers.
  • SCID is a parameter that can be used for CoMP (Coordinated Mul-Point) operation, and SCID functions as a virtual cell ID to distinguish DMRS from adjacent cells. have.
  • the base station should signal the information to the terminal using one bit. .
  • the 1 symbol and 2 symbol indicators may be set to a higher layer or may be dynamically signaled through DCI.
  • the 1 symbol and the 2 symbol indicator are configured as upper layers, there may be a limitation in operating one or two symbols of the DMRS.
  • Type 1 and Type 2 focusing on the signaling method for the number of layers and port numbers in the DMRS information. More specifically, in the following embodiment, the following number of bits is used to signal information about the number of layers and the port number for Type 1 and Type 2.
  • Type 1 number of layers and port number ⁇ 4 bits
  • Type2 Number of layers and port number "5 bits
  • the total number of bits of the DCI may vary depending on whether the DMRS pattern is set to Type 1 or Type 2 as the upper layer.
  • ' zero padding ' may be used to set the required number of DCI bits to a larger side.
  • the Type 1 DMRS pattern supports from one symbol to four ports and from two symbols to eight ports. Describes how to design a DMRS table for the maximum number of supported MU-MIM0 layers.
  • Table 36 describes the DMRS table design method for the case where the maximum number of supported MU-MIM0 layers per UE is 4 when MU-MIMO is supported using 8 orthogonal ports for Type 1 DMRS pattern. Table 36
  • the Type 2 DMRS pattern can be used from one thimble to six ports.
  • Table 37 shows the DMRS table design for the maximum number of supported MU-MIM0 layers per UE when MU-MIM0 is supported using 12 orthogonal ports for Type 2 DMRS patterns. Describe the method. In this case, 12 cases of the number of supported MU-MIM0 layers per UE are represented by 12 types, and 6 cases of the number of supported MU-MIM0 layers per UE are represented by 6 types.
  • One Codeword Two Codewords : Codeword 0 enabled, Codeword 0 enabled, Codeword 1 disabled Codeword 1 enabled
  • Table 38 describes the DMRS table design method for the maximum number of MU-MIM0 layers supported per UE when MU-MIMO is supported using 12 orthogonal ports for the Type 2 DMRS pattern.
  • MU-MIM0 layer supported per UE in this case There are 12 cases where the number is 1, and 6 cases where the number of MU-MIM0 layers supported per UE is 2 .
  • four cases of MU-MIM0 layers supported per UE are displayed in four cases, and three cases of MU-MIM0 layers supported per UE are displayed in three cases.
  • One Codeword Two Codewords : Codeword 0 enabled, Codeword 0 enabled, Codeword 1 disabled Codeword 1 enabled
  • Table 39 describes the DMRS table design method for the case where the maximum number of supported MU-MIMO layers per UE is 2 when MU-MIM0 is supported using 12 orthogonal ports using a column in a modified form of Table 30.
  • Table 40 describes the DMRS table design method for the case where the maximum number of supported MU-MIM0 layers per UE is 4 when MU-MIM0 is supported using 12 orthogonal ports using one column in a modified form. do.
  • the signaling methods proposed in Tables 39 and 40 can be considered as methods to prevent many unused reserved indexes for 2CW in Tables 30 and 31.

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Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 또는 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다. 본 발명은 기지국이 단말에게 다이버시티 기반 데이터 전송 방법을 지시하기 위한 지시 방법 및 관련 데이터 전송 방법에 관한 것이다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
이동 통신 시스템에서의 다이버시티 기반 데이터 전송 방법 및 장치
[기술분야]
본 발명은 무선 통신 시스템쎄 대한 것으로， 특히 다이버시티 (diversity) 기반신호 전송 방법 및 장치와 복조 기준 신호 (DMRS) 설정 방법 및 장치와 채널 상태를 측정하기 위한 기준 신호 설정 및 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
4G통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G통신 시스템 또는 pre-5G통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로， 5G통신 시스템 또는 pre-5G통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해， 5G 통신 시스템은 초고주파 (mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가 (60GHz) 대역과
같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해， 5G통신 시스템에서는 빔포밍 (beamforming), 거대 배열 다중 입출력 (massive MIM0) , 전차원 다중입출력 (Full Dimensional MIMO: FD-MIMO) , 어레이 안테나 (array antenna) , 아날로그 빔형성 (analog beam-forming) , 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해， 5G통신 시스템에서는 진화된 소형 셀， 개선된 소형 샐 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network) , 기기 간통신 (Device to Device communication: D2D) , 무선 백홀 (wireless backhaul) , 이동 네트워크
(moving network) , 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도， 5G시스템에서는 진보된 코딩 변조 (Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과， 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier) , N0MA(non orthogonal multiple access) , 및 SCMA( sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
한편， 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간중심의 연결 망에서， 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT( Internet of Things , 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터 (Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE ( Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서， 센싱 기술, 유무선 통신 및
네트워크 인프라， 서비스 인터페이스 기술， 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어， 최근에는사물간의 연결을 위한 센서 네트워크 (sensor network) , 사물 통신 (Machine to Machine , M2M) , MTCCMachine Type Communicat i on)등의 기술이 연구되고 있다. IoT환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집， 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT( Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT( informat ion techno logy)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈， 스마트 빌딩， 스마트 시티， 스마트 카 또는 커넥티드 카, 스마트 그리드， 헬스 케어， 스마트 가전， 첨단의료서비스 등의 분야에 웅용될 수 있다.
이에， 5G통산시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이.
이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크 (sensor network) , 사물 통신 (Machi ne to Machine , M2M) , MTCCMachine Type Co隱 uni cat ion)등의 기술이 5G통신 기술이 빔 포밍ᅳ MIM0, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.
새롭게 연구되고 있는 5세대 이동 통신 시스템 (또는 new radio , NR)에서는 단말의 상향링크 전송에 다이버시티 (divers i ty) 기법을 적용하기 위한 연구가 진행되고 있다. 또한 채널을 추정해 신호를 복조하기 위해서는 기준 신호 전송이 필요하며 NR시스템에서는 증가된 채널 대역폭， 다양한 뉴머를로지 (numerology) 등의 지원에 설정 가능한 복조 기준 신호 (DMRS)를 고려하고 있다. 또한 증가하는 채널 상태 정보 가준 신호 (CSI-RS)의 오버헤드를 경감하기 위해 비주기적 CSI-RS 전송 및 그에 따른 설정 방법이 연구되고 있다.
【발명의 상세한 설명】 【기술적 과제】
본 발명은 상향링크에서 다이버시티 기법을 이용하여 신호를 전송하는 방법 및 다이버시티 전송 지시 방법 등을 제안한다.
또한본 발명은 5G무선 통신 시스템의 다양한 고려사항을 반영한 DMRS 시퀀스 생성 방법， DMRS 시퀀스 매핑 방법 및 이에 따른 구체적인 파라미터를
1안한다.
또한 본 발명은 무선 통신 시스템의 비주기적 CSI-RS 전송 및 설정 방법 및 비주기적 CSI-RS측정을 위한 대역폭 결정 방법 및 장치를 제안한다.
【기술적 해결방법】
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 무선 통신 시스템의 기지국의 채널 상태ᅵ정보 기준 신호 (channel state informat ion reference s ignal , CSI-RS)를 전송하는 방법에 있어서， CSI-RS 자원에 대한 설정을 포함하는 CSI-RS 설정 정보를 단말로 전송하는 단계; 상기 CSI-RS 자원 중 적어도 하나의 CSI-RS 자원을 지시하는 트리거링 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 상기 단말로 전송하는 단계; 및 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원에 따른 CSI-RS를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다. 또한 상기 하향링크 제어 정보는 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원의 대역폭을 지시하는 정보를 더 포함하며， 상기 대역폭 지시 정보는 상위 계층으로 설정된 CSI-RS 대역폭 또는 미리 정의된 대역폭 중 하나를 지시하는 것을 특징으로 하며， 또한 상기 미리 정의된 대역폭은 대역폭 부분 또는 단말 대역폭 또는 시스템 대역폭이고 상기 하향링크 제어 정보는
0전력 (zero power , ZP) CSI-RS의 대역폭을 지시하는 정보를더 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한， 무선 통신 시스템의 단말의 채널 상태 정보 기준 신호 (channel state informat ion reference s ignal , CSI-RS)를 수신하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 CSI-RS자원에 대한 설정을 포함하는 CSI-RS 설정 정보를 수신하는 단계; 상기 기지국으로부터 상기 CSI— RS 자원 중 적어도 하나의 CSI-RS 자원을 지시하는 트리거링 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 수신하는 단계 ; 및 상기
기지국으로부터 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원에 따른 CSI-RS를 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다. 또한, 무선 통신 시스템의 채널 상태 정보 기준 신호 (channel state informat ion reference signal , CSI-RS)를 전송하는 기지국에 있어서， 송수신부; 및 CSI-RS 자원에 대한 설정을 포함하는 CSI-RS 설정 정보를 단말로 전송하고， 상기
CSI-RS 자원 중 적어도 하나의 CSI-RS자원올 지시하는 트리거링 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 상기 단말로 전송하고， 상기 적어도 하나의 CSI-RS자원에 따른 CSI-RS를 상기 단말로 전송하도록 제어하고 상기 송수신부와 연결된 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 무선 통신 시스템의 채널 상태 정보 기준 신호 (channel state informat ion reference signal , CSI-RS)를 수신하는 단말에 있어서， 송수신부; 및 기지국으로부터 CSI-RS 자원에 대한 설정을 포함하는 CSI-RS 설정 정보를 수신하고， 상기 기지국으로부터 상기 CSI-RS자원 중 적어도 하나의 CSI-RS 자원을 지시하는 트리거링 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 수신하고， 상기 기지국으로부터 상기 적어도 하나의 CSI-RS자원에 따른 CSI-RS를 수신하도록 제어하고 상기 송수신부와 연결된 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
【발명의 효과】 .
본 발명의 일 실시예에 따르면， 본 발명에서 제안하는 상향링크 다이버시티 기법을 이용하여 신호를 전송하기 위한 방법 및 그 설정 방법 둥에 따라상향링크 전송을 수행할 경우 무선 자원의 효율적인 사용이 가능하다. 또한 본 발명의 일 실시예에 파르면， 본 발명에 따른 다양한 DMRS구조， DMRS 시퀀스 매핑 방법 및
DMRS 시퀀스 초기화 방법 등을 통해 효과적인 신호 복조 및 무선 자원의 효율적인 사용이 가능하다. 또한본 발명의 일 실시예에 따르면， 복수개의 안테나를
포함하는 기지국 및 단말에서 기준 신호의 전송 효율을 개선하고 이에 따른 시스템 처리량 (throughput ) 증대를 기대할수 있다.
【도면의 간단한 설명】
도 1은 LTE 시스템의 하향링크에서 상기 데이터 또는 제어 채널이 전송되는 무선 자원 영역인 시간-주파수 영역의 기본 구조를 도시한 도면이다.
도 2는 종래 기술에 따른 LTE 시스템의 상향링크에서 데이터 또는 제어 채널이 전송되는 무선 자원 영역인 시간-주파수 영역의 기본 구조를 도시한
도면이다. 도 3과 도 4는 시스템에서 고려되는 서비스인 eMBB , URLLC , mMTC를 위한 데이터들이 주파수 -시간자원에서 할당된 일례를 도시한 도면이다.
도 5는 다이나믹 빔포밍과 준다이나믹 범포밍을 통한상향링크 전송 의 일례를 도시하는 도면이다.
도 6은 NR 시스템에서 상향링크 전송을 위해 필요한 채널 상태 정보를 얻기 위해 단말 및 기지국이 기준 신호를 전송하는 일례를 도시한 도면이다.
도 7은 상향링크 전송을 위한 자원할당 및 서브밴드 프리코딩 적용의 예시를 도시하는 도면이다.
도 8은 본 실시예에서 제안하는 RE 별로 다른 프리코딩을 적용하는 방법을 두 개의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.
도 9는 다이버시티 이득을 증가시키기 위하여 심볼 별로 프리코더 적용의 RE별 맵핑올 다르게 하는 일례를 도시한 도면이다.
도 10은 도 έ에서 도시한프리코더 순환 방법의 성능과 도 9에서 도시한 프리코더 순환 방법의 성능을 비교하여 도시한 도면이다. ―
도 11은 시간 자원 단위 별로 다른 프리코딩을 적용하는 일례를 전송되는 탱크 수와동일한수의 DMRS 포트를사용할 경우를 가정하여 도시한도면이다. 도 12는 시간 단위별 프리코더 순환의 일례를 한 심볼 전체에서 전송되는 DMRS를 가정하여 도시한도면이다.
도 13은 RB 또는 PRG 별로 다른 프리코딩을 적용하는 일례를 두 개의 DMRS 포트를사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.
도 14a는 상기에서 언급한 다이버시티 기반 전송을 위한 코드북 활용의 일례를 도시한 도면이다.
도 14b는 상기에서 언급한 MAC CE를 통한 SRS 후보 자원 활성화 및 DCI를 통한 실제 활성화 동작의 일례를 도시한 도면이다.
도 15는 복수 개의 단말들이 상향링크 데이터를 전송하기 위해 사용하는 시간 및 주파수 자원을 도시한 것이다.
도 16은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 17은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는
블록도이다. 도 18은 LTE 시스템의 하향링크에서 데이터 또는 제어 채널이 전송되는 무선 자원 영역인 시간-주파수 영역의 기본 구조를 도시한 도면이다.
도 19는 LTE 시스템에서 상향링크에서 데이터 또는 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 20은 LTE 시스템에서 하향링크로 스케줄링할 수 있는 최소 단위인 1 RB의 무선 자원을 도시한 도면이다. '
도 21은 DMRS를 생성하는 방법의 일례를 도시한 도면이다.
도 22a는 본 발명에서 제안하는 유닛 (uni t ) DMRS 구조의 일례를 도시한 도면이다.
도 22b는 본 발명에서 제안한 DMRS 구조에 따라 DC서브캐리어가 배치되는 일례를 도시한 도면이다.
도 23은 도 22a에서 제안된 유닛 DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법의 일례를 도시한 도면이다.
도 24는 상기 도 23에서 제안된 유닛 DMRS 구조에 더 많은 수의 안테나 포트가 매핑되는 방법의 일례를 도시한 도면이다.
도 25는 프론트 로디드 DMRS의 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 각각 도시한 도면이다. '
도 26은 연장된 DMRS가 전송되는 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심불인 경우에 대해서 각각 도시한 도면이다.
도 27은 2단계 자원 할당 방법의 일례를 도시한 도면이다.
도 28은 안테나 포트 매핑 방법에 따른 Type 1의 가능한 패턴의 일례를 도시한 도면이다.
도 29는 안테나 포트 매핑 방법에 따른 Type 2의 가능한 패턴의 일례를 도시한 도면이다.
도 30은 Type 1 DMRS 패턴에 대한 DMRS 전송의 일례를 도시한 도면이다. 도 31은 본 실시예에 따른 기지국과 단말의 동작을 도시한 도면이다.
도 32는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 33은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는
블록도이다. 도 34는 본 개시의 실시예가 적용되는 FD-MIM0 시스템을 도시하는 도면이다. 도 35는 LTE 및 LTE-A 시스템에서 하향링크로 스케줄링할 수 있는 최소 단위인 1 서브프레임 및 1 자원 블록에 해당하는 무선 자원을 도시하는 도면이다. 도 36은 기지국이 8개 안테나 포트의 CSI-RS를 전송하는 경우의 n번째 그리고 n+1번째 PRB에 대한 CSI-RS RE 매핑의 예시를 도시하는 도면이다.
도 37은 BF CSI-RS 운영의 일례를 도시하고 있다.
도 38은 비주기적 CSI-RS 송수신 및 이에 따른 CSI 보고 예시를 도시하는 도면이다.
도 39는 비주기적 CSI-RS를 위한동적 포트 넘버링 운영 시나리오의 일례를 도시한 도면이다.
도 40은 비주기적 CSI-RS를 위한 동적 포트 넘버링 운영 시나리오의 또 다른 예시를 도시한 도면이다.
도 41은 CSI— RS 자원 설정 정보의 일례를 도시한 도면이다.
도 42는 CSI-RS 자원 설정 정보의 또다른 일례를 도시한 도면이다.
도 43은 CSI-RS 전송 대역 설정 및 변경을 위한 두 번째 방법의 일례를 도시하는 도면이다.
도 44는 전송 대역 변경 시그널링을 통하여 단말의 대역폭 적웅 (bandwidth adaptat ion)을 수행하는 과정을 도시하는 도면이다.
도 45는 제어 채널 CSI 트리거링 시그널링을 통해 비주기적 CSI-RS의 전송 및 수신 대역을 조정하는 과정을 도시하는 도면이다.
도 46은.비주기적 ZP CSI-RS의 전송 및 수신 대역을 조정하는 과정을 도시하는 도면이다.
도 47은 비주기적 CSI-RS를 전송하는 기지국의 동작을 도시한 도면이다. 도 48은 비주기적 CSI-RS를수신하는 단말의 동작을 도시한 도면이다.
도 49는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 50은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는
블록도이다.
【발명의 실시를 위한 형태】
이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다ᅳ 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한， 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다. 본 발명의 이점 및 특징， 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며， 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이 때， 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있올 것이다ᅳ 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터， 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로， 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록 (들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트력션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로， 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록 (들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로， 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록 (들)에서 설명된 기능들올 실행하기 위한 단계들올 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능 (들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모들， 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대 , 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이 때, 본 실시 예에서 사용되는 ' -부 '라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며， ' ~부 '는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '〜부 '는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '〜부 '는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서， 일 예로서 ' 부 '는 소프트웨어 구성요소들， 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과， 프로세스들, 함수들， 속성들， 프로시저들 서브루틴들， 프로그램 코드의 세그먼트들， 드라이버들， 펌웨어, 마이크로코드， 회로， 데이터, 데이터베이스， 데이터 구조들， 테이블들, 어레이들， 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '〜부 '들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '〜부 '들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 ' ~부 '들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '〜부 '들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.본 개시는 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시 예들을 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면들에 예시하여 상세하게 설명한다. 그러나， 이는 본 개시를 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며， 본 개시의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경， 균둥물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
또한， 본 명세서에서 명백하게 다른 내용을 지시하지 않는 "한" 과， "상기" 와 같은 단수 표현들은 복수 표현들을 포함한다는 것이 이해될 수 있을 것이다. 따라서， 일 예로， "컴포넌트 표면 (component surface) " 은 하나 또는 그 이상의 컴포넌트 표면들을 포함한다.
또한， 제 1， 제 2 둥과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어， 본 개시의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제 1 구성요소는 제 2 구성요소로 명명될 수 있고， 유사하게 제 2 구성요소도 제 1 구성요소로 명명될 수 있다. 및 /또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
또한, 본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로， 본 개시를 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한， 복수의 표현올 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징， 숫자， 단계， 동작， 구성요소， 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지， 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자， 단계， 동작, 구성요소， 부품 또는 이들올 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다ᅳ.
이하， 본 개시의 모든 실시예들은 서로 배타적이지 않으며 하나 이상의 실시예들이 복합적으로 수행될 수 있지만 설명의 편의를 위하여 개별 실시예 및 예제들로 구분한다.
<제1실시예> 무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어 3GPP의 HSPACHigh Speed Packet Access) , LTE(Long Term Evolut ion 또는 E-UTRA( Evolved Universal Terrestr i al Radio Access) ) , LTEᅳ Advanced (LTE-A) , 3GPP2의 HRPEKHigh Rate Packet Data) , UMB(Ul tra Mobi le Broadband) , 및 IEEE의 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속， 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 무선 통신 시스템으로 발전하고 있다. 또한 5세대 무선통신 시스템으로 5G 또는 NR (new radio)의 통신 표준이 연구되고 있다. 상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예인 LTE 시스템에서는 하향렁크 (Down 1 ink；， DL)에서는 0FDM(0rthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고， 상향링크 (Uplink, UL)에서는 SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말 (User Equipment, UE 또는 Mobile Station, MS)이 기지국 (eNode B 또는 base station, BS)으로 데이터 또는 제어 신호를 전송하는 무선 링크를 의미하고， 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 또는 제어 신호를 전송하는 무선 링크를 의미한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은 통상 각 사용자 별로 데이터 또는 제어 정보를 전송할 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록， 즉 직교성 (Orthogonality)이 성립하도록 할당 및 운용됨으로써 각 사용자의 데이터 또는 제어 정보가 구분되도록 한다. 이하 LTE 시스템은 LTE 및 LTE-A 시스템을 포함할수 있다.
LTE 시스템은 초기 전송에서 복호 실패가 발생된 경우 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송하는 HARQ(Hybr id Automat ic Repeat reQuest) 방식을 채용하고 있다. HARQ 방식이란 수신기가 데이터를 정확하게 복호화 (decoding, 디코딩)하지 못한 경우 수신기는 송신기에게 디코딩 실패를 알리는 정보 (Negative Acknowledgement, NACK)를 전송하여 송신기가 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송할 수 있도록 한다. 수신기는 송신기가 재전송한 데이터를 이전에 디코딩에 실패한 데이터와 결합하여 데이터 수신 성능을 높이게 된다. 또한 수신기는 데이터를 정확하게 복호한 경우 송신기에게 디코딩 성공을 알리는 정보 (Acknowledgement, ACK)를 전송하여 송신기가 새로운 데이터를 전송할 수 있도록 할 수 있다.
도 1은 LTE 시스템의 하향링크에서 상기 데이터 또는 제어 채널이 전송되는 무선 자원 영역인 시간-주파수 영역의 기본 구조를 도시한 도면이다.
도 1에서 가로축은 시간 영역을, 세로축은 주파수 영역을 나타낸다. 시간 영역에서의 최소 전송 단위는 OFDM 심볼로서， Nsyinb (102)개의 OFDM 심볼이 모여 하나의 슬롯 (slotᅳ 106)을 구성하고， 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임 (subframe, 105)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms 이고， 서브프레임의 길이는 1.0ms 이다. 그리고 무선 프레임 (radio frame, 114)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간 영역 구간이다. 주파수 영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어 (subcarrier)로서 , 전체 시스템 전송 대역 (Transmission bandwidth)의 대역폭은총 NBW (104)개의 서브캐리어로 구성된다.
시간-주파수 영역에서 자원의 기본 단위는 자원 요소 (Resource Element, RE, 112)로서 OFDM 심볼 인텍스 및 서브캐리어 인텍스로 나타낼 수 있다. 자원 블톡 (Resource Block, RB 또는 Physical Resource Block, PRB, 108)은 시간 영역에서 NSYMB (102)개의 연속된 OFDM 심볼과 주파수 영역에서 NRB (110)개의 연속된 서브캐라어로 정의된다. 따라서， 하나의 RBU08)는 Nsymb X NRB 개의 RE(112)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송 단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 NSYMB = 7， NRB=12 이고， NBW는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다. 단말에게 스케줄링되는 RB 개수에 비례하여 데이터 레이트 (data rate)가 증가하게된다.
LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영한다 . 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD(frequency division duplex) 시스템의 경우 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대'웅되는 RF 대역폭을 나타낸다. 표 1은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭 (Channel bandwidth)의 대응관계를 나타낸 것이다. 예를 들어 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템의 경우 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성된다.
【표 1】
Figure imgf000014_0001
하향링크 제어 정보의 경우 상기 서브프레임 내의 최초 N 개의 0FDM 심볼 이내에 전송된다. 일반적으로 N = {1, 2, 3} 이다. 따라서 현재 서브프레임에 전송해야 할 제어 정보의 양에 따라 상기 N 값이 서브프레임마다 가변하게 된다. 상기 제어 정보로는 제어 정보가 OFDM 심볼 몇 개에 걸쳐 전송되는지를 나타내는 제어 채널 전송 구간 지시자， 하향링크 데이터 또는 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보， HARQ ACK/NACK신호 등이 포함된다.
LTE 시스템에서 하향링크 데이터 또는 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보는 하향링크 제어 정보 (Downl ink Control Informat ion, DCI )를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다. DCI는 여러 가지 포맷 ( format )으로 정의되며 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (UL grant )인지 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (DL grant )인지 여.부， 제어 정보의 크기가 작은 컴팩트 DCI인지 여부, 다중 안테나를 사용한 공간 다중화 (spat i al iiiuU iplexing)을 적용하는지 여부， 전력 제어용 DCI 인지 여부 등에 따라 정해진 DCI 포맷이 적용되어 운용된다. 예컨대， 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 제어정보 (DL grant )인 DCI format 1은 적어도 다음과 같은 제어정보들을 포함하도록 구성된다.
-자원 할당 유형 0/1 플래그 (Resource al locat ion type 0/1 f lag) : 자원 할당 방식이 유형 0 인지 유형 1 인지 통지한다. 유형 0 은 비트맵 방식을 적용하여 RBG( resource block group) 단위로 자원을 할당한다. LTE 시스템에서 스케줄링의 기본 단위는 시간 및 주파수 영역 자원으로 표현되는 RB이고， RBG는 복수개의 RB로 구성되어 유형 0 방식에서의 스케줄링의 기본 단위가 된다. 유형 1 은 RBG 내에서 특정 RB를 할당하도톡 한다. .
- 자원 블록 할당 (Resource block ass ignment ) : 데이터 전송에 할당된 RB를 통지한다. 시스템 대역폭 및 자원 할당 방식에 따라 표현하는 자원이 결정된다.
- 변조 및 코딩 방식 (Modulat ion and coding schemeᅳ MCS) : 데이터 전송에 사용된 변조 방식과 전송하고자 하는 데이터인 전송 블록 (transport block)의 크기를 통지한다.
- HARQ 프로세스 번호 (HARQ process number) : HARQ의 프로세스 번호를 통지한다.
- 새로운 데이터 지시자 (New data indicator) : 데이터가 HARQ초기전송에 따른 것인지 재전송에 따른 것인지를 통지한다. - 중복 버전 (Redundancy version)： HARQ의 중복 버전 (redundancy version) 을 통지한다.
- PUCCH를 위한 전송 전력 제어 명령 (Transmit Power Control (TPC) co隱 and for PUCCH(Physical Uplink Control Channel)): 상향링크 제어 채널인 PUCCH에 대한 전송 전력 제어 명령을 통지한다.
상기 DCI는 채널 코딩 및 변조 과정을 거쳐 PDCCH(Physical downlink control channel) 또는 EPt)CCH( Enhanced PDCCH) 를 통해 전송된다. 이하 PDCCH 또는 EPDCCH 전송은 PDCCH 또는 EPDCCH 상의 DCI 전송과 흔용될 수 있다. 다른 채널 역시 이와 같을 수 있다.
일반적으로 상기 DCI는 각 단말에 대해 독립적으로 특정 RNTKRadio Network Temporary Identifier, 또는 단말 식별자)로 스크램블링되어 CRCCcyclic redundancy check) 비트가추가되고 채널 코딩된 후 각각 독립적인 PDCCH로 구성되어 전송된다. 시간 영역에서 PDCCH는 상기 제어채널 전송 구간 동안 매핑되어 전송된다. PDCCH의 주파수 영역 매핑 위치는 각 단말의 식별자 (ID)에 의해 결정되고 전체 시스템 전송 대역에 분산된다.
하향링크 데이터는 하향링크 데이터의 전송을 위한 물리 채널인 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel) 를 통해 전송된다. PDSCH는 상기 제어 채널 전송구간 이후부터 전송되는데 주파수 영역에서의 구체적인 매핑 위치， 변조 방식 등의 스케줄링 정보는 상기 PDCCH를 통해 전송되는 DCI가 알려준다.
상기 DCI를 구성하는 제어 정보 중에서 5 비트로 구성되는 MCS를 통해서 기지국은 단말에게 전송하고자 하는 PDSCH에 적용된 변조 방식과 전송하고자 하는 데이터의 크기 (transport block size, TBS)를 통지한다. 상기 TBS는 기지국이 전송하고자 하는 데이터 (TB)에 오류 정정을 위한 채널 코딩이 적용되기 이전의 크기에 해당한다.
LTE 시스템에서 지원하는 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) , 16QAM( Quadrat ure Am litude Modulation), 64QAM으로 각각의 변조 차수 (Modulat ion order, Qra) 는 2， 4， 6에 해당한다. 즉 QPSK 변조의 경우 심볼 당 2 비트, 16QAM 변조의 경우 심볼 당 4 비트， 64Q層 변조의 경우 심볼 당 6 비트가 전송될 수 있다. 도 2는 종래 기술에 따른 LTE 시스템의 상향링크에서 데이터 또는 제어 채널이 전송되는 무선 자원 영역인 시간-주파수 영역의 기본 구조를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 가로축은 시간 영역을， 세로축은 주파수 영역을 나타낸다. 시간 영역에서의 최소 전송 단위는 SOFDMA 심볼 (202)로서， Nsymb 개의 SOFDMA 심볼이 모여 하나의 슬롯 (206)을 구성한다. 그리고 2개의.슬롯이 모여 하나의 서브프레임 (205)올 구성한다. 주파수 영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어로서, 전체 시스템 전송 대역 (transmission bandwidth, 204)은 총 NBW개의 서브캐리어로 구성된다. ^½는 시스템 전송 대역에 비례하는 값을 갖는다.
시간-주파수 영역에서 자원의 기본 단위는 자원 요소 (Resource Element, RE, 212)로서 SC-FDMA 심볼 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 정의할 수 있다. 자원 블록 (Resource Block, RB, 208)은 시간 영역에서 Nsymb 개의 연속된 SOFDMA 심볼과 주파수 영역에서 NRB 개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서 하나의 RB는 NSYRAB X NRB 개의 RE로 구성된다. 일반적으로 데이터 또는 제어 정보의 최소 전송단위는 RB 단위이다. PUCCH의 경우 1 RB에 해당하는 주파수 영역에 매핑되어 1 서브프레임 동안 전송된다.
LTE 시스템에서는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH 또는 반영구적 스케줄링 해제 (semi— persistent scheduling release, SPS release, SPS 해제)를 포함하는 PDCCH 또는 EPDDCH에 대웅하는 HARQ ACK/NACK이 전송되는 상향링크 물리 채널인 PUCCH 또는 PUSCH의 타이밍 관계가 미리 정의되어 있다. 일례로 FDD로 동작하는 LTE 시스템에서는 n-4번째 서브프레임에서 전송된 PDSCH 또는 SPS 해제를 포함하는 PDCCH 또는 EPDCCH에 대웅하는 HARQ ACK/NACK가 n번째 서브프레임에서 PUCCH또는 PUSCH로 전송된다.
LTE 시스템에서 하향링크 HARQ는 데이터 재전송 시점이 고정되지 않은 비동기 (asynchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉 기지국이 전송한 ¾기전송 데이터에 대해 단말로부터 HARQ NACK을 피드백 받은 경우， 기지국은 재전송 데이터의 전송 시점을 스케줄링 동작에 의해 자유롭게 결정한다. 단말은 HARQ 동작을 위해 수신 데이터에 대한 디코딩 결과 오류로 판단된 데이터에 대해 버퍼링을 한후 다음 재전송 데이터와 컴바이닝을 수행한다.
단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 하향링크 데이터를 포함하는 PDSCH를 수신하면， 서브프레임 n+k에 상기 하향링크 데이터의 HARQ ACK또는 NACK를 포함하는 상향링크 제어 정보를 PUCCH 또는 PUSCH를 통해 기지국으로 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD'또는 TDD t ime divi s ion dupl ex)와 그 서브프레임 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.
LTE 시스템에서 하향링크 HARQ와 달리 상향링크 HARQ는 데이터 전송 시점이 고정된 동기 (synchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉 상향링크 데이터 전송을 위한 물리 채널인 PUSCH(Phys i cal Up l ink Shared Channel )와 이에 선행하는 하향링크 제어 채널인 PDCCH , 그리고 상기 PUSCH 상의 상향링크 데이터에 대응되는 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 물리 채널인 PHICH(Phys i cal Hybr id Indi cator Channe l )의 상 /하향링크 타이밍 관계가 다음과 같은 규칙에 의해 고정되어 있다.
단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 상향링크 스케줄링 제어 정보를 포함하는 PDCCH또는 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 PHICH를 수신하면 , 서브프레임 n+k에 상기 제어 정보에 대웅되는 상향링크 데이터를 PUSCH를 통해 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD와 그 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.
그리고 단말이 서브프레임 i에 기지국으로부터 하향링크 HARQ ACK/NACK을 전송하는 PHICH를 수신하면, 상기 PHICH는 서브프레임 i-k에 단말이 전송한 PUSCH에 대웅된다. 이 때 상기 k는 LTE 시스템의 FDD 또는 TDD와 그 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.
상기 무선 통신 시스템에 대한 설명은 LTE 시스템을 기준으로 한 것이나 본 발명의 내용은 LTE 시스템에 국한되는 것이 아니라 NR, 5G 등 다양한 무선 통신 시스템에서 적용될 수 있다.
도 3과 도 4는 5G 또는 NR 시스템에서 고려되는 서비스인 eMBB (enhanced Mobile BroadBand) , URLLC(ultra-rel iable and low latency communications), mMTC(massive machine type co瞧 unication)을 위한 데이터들이 주파수 -시간자원에서 할당된 일례를 도시한도면이다.
도 3에서는 전체 시스템 주파수 대역 (300)에서 eMBB, URLLC, mMTC 데이터가 할당되었다. eMBB 데이터 (301)와 mMTC 데이터 (309)가 특정 주파수 대역에서 할당되어 전송되는 도중에 URLLC 데이터 (303, 305， 307)가 발생하여 전송이 필요한 경우， 송신기는 eMBB(301) 및 mMTC 데이터 (309)가 이미 할당된 부분을 비우고 URLLC 데이터 (303， 305， 307)를 전송할 수 있다. 상기 서비스 중에서 URLLC는 특히 짧은 지연 시간이 중요하기 때문에, eMBB가 할당된 자원 (301)의 일부분에 URLLC 데이터가 할당 (303， 305, 307)되어 전송될 수 있을 것이다. 물론 eMBB가 할당된 자원에서 URLLC가 추가로 할당되어 전송되는 경우， 중복되는 주파수 -시간 자원에서는 eMBB 데이터가 전송되지 않을 수 있으며 따라서 eMBB 데이터의 전송 성능이 낮아질 수 있다. 즉 상기의 경우에 URLIX 할당으로 인한 eMBB 데이터 전송 실패가 발생할 수 있다.
도 4에서는 전체 시스템 주파수 대역 (400)을 각 서브밴드 (402， 404, 406)로 나누어 서비스 및 데이터를 전송하는 용도로 사용할 수 있다. 상기 서브밴드는 미리 나누어져서 이러한 정보가 단말에게 상위 시그널링될 수 있고， 또는 기지국이 임의로 나누어 단말에게 서브밴드의 정보 없이 서비스를 제공할 수도 있다. 도 4에서는 서브밴드 402는 eMBB 데이터 전송 (408)， 서브밴드 404는 URLLC 데이터 전송 (410， 412, 414)， 서브밴드 406에서는 mMTC 데이터 전송 (416)에 사용되고 있는 일례가 도시되었다. 상기 도 3과 도 4에서 URL1X 전송에 사용되는 전송 시간 구간 (transmission time interval, TTI)의 길이는 eMBB 또는 mMTC 전송에 사용되는 TTI 길이보다 짧을 수 있다.
이하 본 발명의 실시예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자， 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하 기지국은 단말의 자원할당올 수행하는 주체로서, eNode B, Node B , Base Stat ion(BS) , 무선 접속 유닛， 기지국 제어기， 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 User Equipment (UE) , Mobi le Stat ion(MS) , 셀롤러폰， 스마트폰， 컴퓨터, 또는 통신 기능을 수행할 수 있는 멀티미디어 시스템을 포함할 수 있다. 또한 이하에서 LTE 또는 LTE— A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시예를 설명하지만 유사한 기술적 배경 또는 채널 형태를 갖는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동 통신 기술 (5G, new radio , NR)이 이에 포함될 수 있을 것이다. 또한 본 발명의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신 시스템에도 적용될 수 있다.
특히 본 발명에서는 제안하는 방법 및 장치를 설명하기 위해 종래의 LTE 또는 LTE-A 시스템에서의 물리 채널 (phys i cal channel )와 신호 (s ignal )라는 용어가 사용될 수 있다. 하지만 본 발명의 내용은 LTE 및 LTE-A 시스템이 아닌 무선 통신 시스템에서 적용될 수 있는 것이다. 또한 본 발명에서의 내용은 FDD 및 TDD 시스템에서 적용이 가능한 것이다. 이하 본 발명에서 물리 계층 시그널링은 기지국에서 물리 계층의 하향링크 제어 채널을 이용하여 단말로. 또는 단말에서 물리 계층의 상향링크 제어 채널을 이용하여 기지국으로 전달되는 신호 전달 방법이며， L1 시그널링, 또는 PHY 시그널링으로 언급될 수도 있다. 이하 본 발명에서 상위 시그널링 또는 상위 계층 시그널링은 기지국에서 물리 계층의 하향링크 데이터 채널을 이용하여 단말로， 또는 단말에서 물리 계층의 상향링크 데이터 채널을 이용하여 기지국으로 전달되는 신호 전달 방법이며， RRC 시그널링， 또는 L2 시그널링, 또는 PDCP시그널링， 또는 MAC 제어 요소 (MAC control element , MAC CE)라고 언급될 수도 있다. 이하 본 발명에서 TPMI라 함은 전송 프리코딩 행렬 지시자 (transmi t precoding matr ix indi cator ) 또는 전송 프리코딩 행렬 정보 (transmi t precoding matr ix informat ion)을 의미하며 이와 유사하게 빔포밍 백터 정보， 빔 방향 정보 등으로 표현되는 것이 가능하다.
이하 본 발명에서 상향링크 (UL) DCI 또는 UL-related (상향링크 관련) DCI라 함은 UL그랜트 (UL grant )와 같이 상향링크 자원 설정 정보 및 자원 설정 타입 정보 상향링크 전력 제어 정보， 상향링크 기준 신호의 순환 시프트 (cycl i c shi ft ) 또는 직교 커버 코드 (orthogonal cover code , 0CC) , 채널 상태 정보 (channel state informat ion , CSI ) 요청， 사운딩 기준 신호 (sounding reference signal , SRS) 요청， 코드워드별 MCS 정보， 상향링크 리코딩 정보 필드 (precoding informat ion f ield) 등 상향링크 전송에 필요한 정보들을 포함하는 물리 계층 제어 시그널링 (L1 control )을 의미한다.
LTE 및 LTE— A 등의 무선 통신 시스템에서는 상향링크 전송시 PAPR을 줄이고 커버리지를 향상시키기 위하여 DFT-S OFDMCDiscrete Four ier Transform Spread Orthogonal Frequency Divi sion Mul t iplexing)이 사용되었다. 또한， LTE 및 LTE-A 시스템에서는 지원하는 대역의 특성 및 하드웨어 개발 단계에 따라 적은 수의 단말 송신 안테나만이 고려되었다. 따라서 이러한 특성을 고려하여 다이버시티 기반 전송이 지원되지 않았다.
그러나 NR 시스템에서는 최대 4개의 단말 송신 안테나를 가정하는 현재의 무선 통신 시스템과는 달리， 고주파의 캐리어 (carr ier )로 인하여 안테나 품팩터가 향상되고 RF 기술이 발전하여 단말에서도 4개 이상의 송신 안테나를 사용할 수 있게 될 확률이 높다. 또한 기존의 DFT-S OFDM은 랭크 1 전송에서만 사용되고 탱크 2 이상의 상위 탱크에서는 CP-0FDM을 이용한 전송을 지원하게 된다. 이에 따라 NR 무선 통신 시스템에서는 상향링크에서의 다이버시티 전송에 대한 요구가 높아지게 된다. 따라서 본 발명은 상향 링크에서 다이버시티 기법을 신호를 전송 하는 방법 및 다이버시티 기법 지시 방법 등을 제안한다.
이하 본 발명에서는 다양한 시나리오에서의 상향링크 전송을 수행하기 위하여 다이나믹 범포밍 (dynami c beamforming) 또는 준다이나믹 ( semi-dynami c) 빔포밍이 지원됨을 가정한다.
도 5는 다이나믹 빔포밍과 준다이나믹 빔포밍을 통한상향링크 전송의 일례를 도시하는 도면이다.
다아나믹 빔포밍은 단말의 이동속도가 낮거나， 셀 간 분리가 잘 되어있거나， 셀 간 간섭 관리가 우수한 상황 등 정확한 상향링크 채널 정보가 이용 가능한 경우에 적합하다. 이 경우 단말 (702)은 정확한 상향링크 채널 방향 정보에 의거하여 좁은 빔 폭을 가지는 범을 이용하여 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 기지국 (701)은 UL 그랜트와 같은 UL DCI를 통하여 TPMI를 단말에게 통보한다. 단말은 상기 TPMI 시그널링올 수신 후 상기 TPMI가 지시하는 프리코더 또는 빔포밍 백터 (또는 행렬)를 이용하여 상향링크 데이터를 기지국으로 전송한다.
상기 다이나믹 빔포밍을 지원하기 위한 코드북 기반의 다중 입출력 (mul t i-input mul t i -output , MIMO) 전송은 (탱크 지시자 (rank indi cator , RI ) 가 존재하는 경우 해당 RI에 따라 결정되는) 프리코딩 정보 (프리코딩 행렬 지시자， precoding matr ix indicator , PMI ) 필드를 포함하는 UL DCI에 의하여 운용될 수 있다. 이 때 상기 프리코딩 정보 필드는 해당 단말에게 할당된 상향링크 전송에 사용되는 프리코딩 행렬을 지시한다. 상기 프리코딩 행렬은 와이드밴드 프리코딩 (wideband precoding) 정보인 경우 할당된 전 대역에서 한 가지 방향을 가리키게 되나 서브밴드 (subband precoding) 정보인 경우 서브밴드 별로 한 가지 방향을 가리키도록 약속될 수 있다. 이 때 서브밴드 프리코딩 정보가 지정하는 프리코딩 백터는 상기 와이드밴드 프리코딩 정보에 의하여 지정되는 프리코딩 백터 그룹에 포함되도록 제한되는 것이 가능하다. 이를 통하여 서브밴드 프리코딩 정보에 대한 시그널링 부담을 줄일 수 있다. 준다이나믹 빔포밍은 단말의 이동 속도가 높거나， 셀 간 분리가 잘 되어있지 않거나， 셀 간 간섭 관리가 미흡한 상황 등 상향링크 채널 정보가 부정확한 경우에 적합하다. 이 경우 단말 (703)은 개략적인 상향링크 채널 방향 정보에 의거하여 여러 방향의 빔들로 이루어진 빔 그룹을 이용하여 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 기지국 (701)은 UL 그랜트와 같은 UL DCI를 통하여 TPMI를 단말에게 통보한다. 단말은 상기 TPMI 시그널링을 수신 후 상기 TPMI가 가리키는 프리코더의 부분집합 또는 범포밍 백터 (또는 행렬)의 부분집합을 이용하여 상향링크 데이터를 기지국으로 전송한다. 상기 준다이나믹 빔포밍을 지원하기 위한 코드북 기반의 MIM0 전송은 (RI가 존재하는 경우 해당, RI에 따라 결정되는) 프리코딩 정보 (PMI ) 필드를 포함하는 UL DCI에 의하여 운용될 수 있다. 이 때 상기 프리코딩 정보 필드는 해당 단말에게 할당된 상향링크 전송에 사용되는 프리코딩 백터의 그룹을 지시한다. 상기 프리코딩 백터 그룹 정보는 와이드밴드 정보으로 할당된 전체 상향링크 대역에서 동일하게 사용된다. 단말은 통보된 프리코딩 백터 그룹에 포함되는 빔들에 미리 정해진 패턴에 따른 프리코더 순환 (precoder cycl ing)을 적용하는 것이 가능하며, 이러한 프리코더 순환은 단말에게 다이버시티 기반의 전송을 통해 지원될 수 있다. 도 6은 NR 시스템에서 상향링크 전송을 위해 필요한 채널 상태 정보를 얻기 위해 단말 및 기지국이 기준 신호를 전송하는 일례를 도시한 도면이다.
NR 시스템에서 지원하는 기준 신호 전송은， 다수의 안테나를 지원하기 위한 넓은 영역인 샐 단위 또는 섹터 단위의 CSI-RS 빔을 전송하고 단말의 프리코딩 피드백을 이용하여 빔포밍을 수행하는 Non-precoded CSI-RS(NP CSI-RS , 610)이 사용되는지， 안테나에 빔포밍을 적용하여 CSI-RS 오버헤드를 줄인 Beamformed CSI-RS(BF CSI-RS , 630)이 사용되는지에 따라 달라질 수 있다. 해당 NP CSI-RS의 경우 많은 수의 안테나 포트를 지원하기 위하여 복수 개의 단위 자원 설정을 이용하여 이를 지원하도톡 할 수 있으며 BF CSI-RS의 경우에는 단위 자원 설정이 아닌 복수 개의 CSI-RS 자원을 설정하여 단말이 그 중 하나 또는 복수 개의 자원을 선택하여 채널 상태 정보를 보고하도록 할 수 있다.
이와 유사하게 단말이 SRS를 전송할 때에도 하나의 SRS 자원에서 많은 안테나를 지원하는 NP SRS(620)와 복수 개의 SRS 자원을 단말에게 설정하여 그 중 하나 또는 복수개의 SRS 자원의 정보를 이용하는 . BF SRS(640)의 적용이 가능하다. 기지국이 설정한 상기 SRS 자원을 이용하여 단말은 SRS를 송신하고 기지국은 해당 SRS를 수신하여 단말과 기지국간에 필요한 최적의 송신 빔을 단말에게 지시하고 기지국에게 최적화된 수신 범을 찾을 수 있다. 또한 상향링크와 하향링크 간에 채널의 가역성 (rec iproc i ty)이나 범 결정이 일치할 경우 (correspondence) 상기에서 언급한 NP CSI-RS(610)와 BF CSI-RS(630)를 이용하여 상향링크 빔을 선택할 수 있다.
상향링크에서의 프리코딩 백터 그룹 또는 빔 그룹은 다음의 두 가지 방법들을 통하여 정의되는 것이 가능하다. 첫 번째 방법은 계층적 PMI에 기반하는 빔 그룹 정의 방법이다. 일례로 하나의 코드 포인트 (code po int )를 지칭하는 PMI는 두 개 이상의 서브 PMI들로 구성될 수 있다. 만약 PMI가 두 개의 서브 PMI로 이루어져 있다고 가정하면 첫 번째 PMI는 특정 수의 프리코딩 백터들을 포함하는 빔 그룹 인텍스 중 하나를 의미하고， 두 번째 PMI는 상기 빔 그룹에 포함되는 프리코딩 백터의 인텍스 중 하나를 의미하도록 약속될 수 있다. 예를 들어 M개의 단말 송신 안테나, 0의 오버샘플링 팩터 (over samp l ing f actor )에 기반하는 B개의 DFT 프리코딩 백터 vk 들을 포함하는 빔 그룹 Gi 들로 구성되는 상향링크 코드북은 다음 수학식 1과 같이 정의될 수 있다.
[수학식 1]
Figure imgf000024_0001
여기서 A는 빔 스키핑 팩터 (beam skipping factor )로 빔 그룹간 간격 (범 단위)를 의미한다. 본 예제에서 첫 번째 PMI i는 범 그룹의 인텍스를 의미하며 Γ log 2H l 의 페이로드를 가지는 두 번째 ^ 에 의하여 단일 프리코딩 백터가 지정되는 것이 가능하다. 1 두 번째 방법은 단일 구조의 PMI에 기반하는 빔 또는 빔 그룹 정의 방법이다. 일례로 하나의 PMI는 상위 계층 또는 물리 계층 시그널링에 따라 단일 빔을 가리키거나 또는 빔 그룹을 가리키는 지시자로 이해되는 것이 가능하다. 예를 들어 M개의 단말 송신 안테나, 0의 오버샘플링 팩터에 기반하는 i번째 DFT프리코딩 백터 Vi 그리고 B개의 DFT 프리코딩 백터들을 포함하는 범 그룹 G, 들로 구성되는 상향링크 코드북은 다음 수학식 2와 같이 정의될 수 있다.
[수학식 2]
, 2id , 2π( - 1)Ατ
1 ν ᅳ ᅳ 1
vk=—r==- Γ 11 e e · ·· e J
Figure imgf000025_0001
본 예제에서 i번째 PMI는 상기 상위 계층 또는 물리 계층 시그널링이 다이나믹 빔포밍 또는 와이드밴드 프리코딩을 지시하는 경우 ^를 가리키는 것으로 이해될 수 있다. 빈:면 상기 상위 계층 또는 물리 계층 시그널링이 준다이나믹 빔포밍 또는 서브밴드 프리코딩을 지시하는 경우 Gi를 가리키는 것으로 이해될 수 있다. 표 2는 본 예제에서 상위 계층 시그널링에 의하여 다이나믹 또는 준다이나믹 범포밍 전송 또는 와이드밴드 또는 서브밴드 프리코딩이 지정되었을 때 TPMI 해석 방법의 일례를 나타낸다. 표 3은 본 예제에서 물리 계층 시그널링에 의하여 다이나믹 또는 준다이나믹 빔포밍 전송 또는 와이드밴드 또는 서브밴드 프리코딩이 지정되었을 때 TPMI 해석 방법의 일례를 나타낸다.
【표 2】
Figure imgf000025_0002
Figure imgf000026_0001
【표 3]
Figure imgf000026_0002
, 상기 수학식 1 및 수학식 2에서는 단말의 송신 안테나들이 1차원 안테나 배열로 '이루어진 경우를 가정하여 1차원 DFT 백터로 구성되는 코드북을 가정하였으나, 단말의 송신 안테나들이 2차원 안테나 배열로 이루어진 경우 다른 형태의 상향링크 코드북이 사용될 수 있다. 예를 들어 단말의 송신 안테나 배열이 첫 번째 차원에 ¾개의 안테나 포트를， 두 번째 차원에 M2개의 안테나 포트를 포함하고 있는 경우, 한 쌍의 인텍스 (m , m2)를 통하여 수학식 3과 같은 프리코딩 백터 그리고 을 정의할 수 있다.
[수학식 3]
Figure imgf000027_0001
G Gr„ ®G
G,„,= [ V TO, Vmoti(m/H,0, W,) ··' v mod( m ,+ 5 f-2, 0 , Λ-/,) v modern ,+ Srl,OlMl)] 상기 수학식 1， 수학식 2, 수학식 3에서는 단말의 송신 안테나들이 모두 동일한 편파 (polarization)을 가지는 경우를 가정하였으나, 단말의 송신 안테나들이 이증 -편파 (dual-polar i zed) 배열로 이루어진 경우 상기 상향링크 코드북 예제들은 이를 고려하여 변형되는 것이 가능하다. 일례로 단말의 송신 안테나가 각 편파 별 M개 총 2M개의 안테나 포트들로 구성되는 1차원 배열인 경우 다음 수학식 4와 같은 랭크 1 프리코딩 백터 Vi,k 및 빔 그룹 을 정의하는 것이 가능하다.
[수학식 4]
Figure imgf000027_0002
mod(m+lrOM v mod(OT+£-2,(?V ) v mod(ra+5-l,OJW ] ,m = {K- 1 )l+k
수학식 4에서 K는 코페이징 양자화 레벨 (co-phasing quantization level)을 의미한다.
또 다른 예시로 단말의 송신 안테나가 각 편파별 ΜΜ2개 총 2MiM2개의 안테나 포트들로 구성되는 2차원 배열인 경우 다음 수학식 5와 같은 탱크 1 프리코딩 백터
V m-m^k를 정의하는 것이 가능하다ᅳ 여기서 ^ 및 M2는 각각 첫 번째 차원 그리고 두 번째 차원에 포함되는 편파별 단말 송신 안테나 포트 수이다. 빔 그룹의 경우 v
수학식 5의 를 바탕으로 상기ᅵ 수학식 3과 유사하게 구성되는 것0 가능하다.
[수학식 5 ]
Figure imgf000028_0001
Figure imgf000028_0002
Figure imgf000028_0003
상기 다이나믹 /준다이나믹 빔포밍 또는 와이드밴드 /서브밴드 프리코딩 시그널링 예시， 즉 표 2 및 표 3는 상기 코드북 예제들에 모두 쉽게 적용이 가능함이 자명하다.
상기 예제들에서 단일 방향을 가리키는 행크 1 코드북을 기반으로 설명하였으나 이러한 원리는 실제 구현시 이에 국한되지 않고 두 개 이상의 방향을 가리키는 탱크 2 이상의 코드북에 동일하게 적용이 가능하다.
상기 예제들은 UL DCI에 하나의 TPMI가 포함되는 경우를 가정한 것으로 이를 수신한 단말은 자신에게 할당된 전체 상향링크 대역에 하나의 빔 방향 또는 하나의 범 그룹에 대한상향링크 프리코딩을 적용하는 것이 가능하다.
도 7은 상향링크 전송을 위한 자원할당 및 서브밴드 프리코딩 적용의 예시를 도시하는 도면이다. 일례로 기지국은 서브밴드 프리코딩을 위하여 UL DCI에 다수의， 예를 들면 ^^개의 서브밴드에 대한 프리코딩 정보를 포함하는 NPMI개의 TPMI를 전송할 수 있을 것이다. 상기 NPMI 값은 단말에게 할당되는 상향링크 자원 (RB) 수 RARB 및 서브밴드를 구성하는 RB 수 PS腦扁， 그리고 상향링크 자원 할당 방법에 의하여 결정된다.
710은 연속적인 (cont i guous ) RB들이 할당될 경우 그리고 720은 불연속적으로 (c lustered) RB들이 할당된 경우 상향링크 자원을 도시하고 있다. 도 7에서는 PSUBBAND=4인 경우를 가정하였다ᅳ 710과 같이 자원이 할당 되었을 때， 즉 하나의 클러스터로 구성된 자원이 할당된 경우 필요한 서브밴드 수는 RARB 및 PSUB瞧 D에 의거해 수학식 6과 같이 계산이 가능하다. 여기서 클러스터라 함은 연속적으로 할당된 상향링크 RB들의 집합을 의미한다.
[수학식 6]
RA RB ，
N
1 SUBBAND 그러나 720과 같이 하나 이상의 클러스터로 구성되는 자원이 할당된 경우 상기 수학식 6의 계산이 정확하지 않을 수 있으며 이 경우 수학식 7 또는 수학식 8의 방법을 기반으로 ^를 계산할 수 있다. 수학식 7은 할당된 RB 중 가장 낮은 인텍스 RBl0W와 가장 높은 인덱스 ！ ^ 를 바탕으로 N™를 계산하는 방법이다. 수학식 8은 각 클러스터 (c luster ) 별로 할당된 연속된 RB 수에 의거해 NPMI를 계산하는 방법이다. 수학식 8에서 RARB,n은 n번째 클러스터에 할당된 연속된 RB 수 이며 N은 단말에게 할당된 클러스터의 개수이다.
[수학식 7]
― r 찌 dgir찌 ow+ —
Ρ SUBBAND
[수학식 8]
베
NP = \
P D si run A 'N 1 +· .' + ί
SUBBANDD P 1 SUBBAND
만약 하나의 상향링크 PMI가 T개의 비트로 이루어진 경우， 본 예제에서 상향링크 서브밴드 프리코딩을 위하여 ΝΡΜΙΤ 비트의 ΤΡΜΙ 페이로드 전송이 필요할 수 있다. 이는 수 개의 서브밴드 및 수 비트의 코드북이 사용될 경우 ΤΡΜΙ 시그널링에 수십 비트 이상이 필요할 수 있음을 의미한다. 이는 UL DCI에 전송되기에는 너무 큰 부담이 될 수 있으며 UL DCI 부담을 줄이기 위한 새로운 UL 서브밴드 프리코딩 수행 방법을 정의할 필요가 있다. 또한, 상향링크 전송에서 서브 밴드 프리코딩이 지원되는 환경을 정의할 경우 송신 및 수신 안테나 수가 적은 단말의 UL DC1 커버리지를 향상 시킬 수 있으며， 송신 및 수신 안테나 수가 많은 단말에게는 서브 밴드 프리코딩을 지원하여 단말의 상향링크 전송 성능 및 전체 시스템 성능을 향상 시킬 수 있다.
<제1-1실시예 >
단말이 상향링크 다이버시티 기반 전송을 위해서 주파수축상 RE 별로 복수개의 복조 기준 신호 (demodul at ion reference signal , DMRS) 포트를 이용하여 다른 프리코딩을 적용하여 상향링크 신호를 전송할 수 있다. 도 8은 본 실시예에서 제안하는 RE 별로 다른 프리코딩을 적용하는 방법을 두 개의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.
도 8에서 단말은 한 RB 내에서 두 개의 DMRS 포트를 사용하여 RE 별로 다른 프리코딩을 적용할 수 있다. 이 때 기지국은 단말에게 이러한 전송을 위한 복수 개의 DMRS를 할당 및 지시할 수 있고， 이를 수신한 단말은 이러한 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 데이터를 전송할 수 있다. 이러한 방법은 단말에게 적은 RB에서 자원이 할당 되었을 때에도 더 많은 다이버시티 이득을 제공할 수 있으며, 이에 PRB(phys i cal resource block) 또는 PRG(precoding resource block group) 레벨의 프리코더 순환을 추가하여 사용함으로써 추가적인 다이버시티 이득을 기대할 수 있다.
이러한 RE 레벨 프리코더 순환은 주파수 별로 다른 프리코더를 사용하여야 하기 때문에 DFT-S 0FDM(Di screte Four ier Transfonn-spread-OFDM)을 사용하는 상향링크 데이터 전송에서는 사용하기 어려울 수 있으며， CP-OFDM (cycl i c pref ix ◦FDM)의 경우에 효용성이 높다. 이에 더하여 도 9와 같이 다이버시티 이득을 증가시키기 위하여 심볼 별로 프리코더의 적용을 다르게 하도록 할 수 있다.
도 9는 다이버시티 이득을 증가시키기 위하여 심볼 별로 프리코더 적용의 RE별 맵핑을 다르게 하는 일례를 도시한 도면이다. 도 10은 도 8에서 도시한 프리코더 순환 방법의 성능 ( 1010)과 도 9에서 도시한 프리코더 순환 방법의 성능 ( 1020)을 비교하여 도시한 도면이다. 도 10에서 도시한 바와 같이 도 9의 방법은 단말이 좀 더 복잡한 프리코더 맵핑을 적용하여야 하지만 도 8의 방법보다 성능 면에서 좀 더 나은 결과를 도출할 수 있다.
<제1-2실시예 > 단말은 상향링크 다이버시티 기반 전송을 위해서 시간 단위 자원 별로 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 다른 프리코딩을 적용하여 상향링크 신호를 전송할 수 있다. 도 11a 및 lib는 본 실시예에서 제안하는 시간 자원 단위 별로 다른 프리코딩을 적용하는 일례를 전송되는 탱크 수와 동일한 수의 DMRS 포트를 사용할 경우를 가정하여 도시한 도면이다.
1110 및 1120에서 단말은 슬롯 또는 미니 슬롯 별로 프리코더를 순환시키는 것으로 가정하였다. 일례로 1110의 경우 첫 번째 슬롯은 DMRS 포트 0을 이용해 전송되고, 두 번째 슬롯은 DMRS 포트 1을 이용해 전송된다. 이는 DMRS 포트 하나를 위하여 한 심볼 중 일부의 RE를 사용하여 전송하는 DMRS 구조를 기반으로 하여 각각의 슬롯 또는 미니 슬롯 별로 전송된 DMRS 포트를 이용하여 프리코더 순환을 기반으로 한 다이버시티 전송을 지원하는 방법이다.
상기 프리코더 순환 방법은 DMRS 포트의 오버헤드를 증가시키지 않으면서도 단말에게 다이버시티 전송을 지원할 수 있다는 장점이 있다. 단말은 해당 프리코더를 위해 할당된 단위 자원의 DMRS 포트의 채널을 이용하여 해당 단위 자원의 채널을 추정할 수 있다.
1130과 1140은 DMRS 포트 하나를 위하여 한 심볼 중 일부의 RE를 사용하여 전송하는 DMRS 구조를 기반으로 하여 OFDM 심볼 별로 전체 2개 또는 4개의 프리코더를 순환하는 방법을 도시한 도면이다. 상기 1130과 1140의 방법은 짧은 프리코더 순환 단위를 가짐으로써 1110이나 1120에서 제안한 방법보다 더 높은 정도의 다이버시티를 얻을 수 있다.
<제1-3실시예 >
도 12는 시간 단위별 프리코더 순환의 일례를 한 심볼 전체에서 전송되는 DMRS를 가정하여 도시한 도면이다. 도 12에서 DMRS에 ZC(Zadof f-Chu) 시뭔스가 사용됨을 가정하여 도시되어 있지만， PN (Pseudo Noi se) , Gol d sequence , CDM등의 다양한 시퀀스들 또한 지원될 수 있다. ZC 기반의 비직교 DMRS 다중화 (non_orthogonal DMRS mul t iplex ing) 방법은 한 심볼 내에서 상대적으로 많은 수의 DMRS 포트를 지원할 수 있다. 따라서 1210과 같이 한 RB내에서 복수개의 DMRS 포트를 사용하여 OFDM 심볼 별로 다른 프리코딩이 적용될 수 있다. 1220 , 1230 역시 복수개의 DMRS 포트를 사용하여 OFDM 심볼 별로 다른 프리코딩을 적용하는 일례이다. 이 때 기지국은 단말에게 이러한 전송을 위한 복수 개의 DMRS를 할당 및 지시할 수 있고， 이를 수신한 단말은 이러한 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 데이터를 전송할 수 있다. 이러한 방법은 단말에게 적은 RB에서 자원이 할당되었을 때에도 시간 단위 프리코더 순환을 통하여 더 많은 다이버시티 이득을 제공할 수 있으며， 이에 PRB 또는 PRG 레벨의 프리코더 순환을 추가하여 사용함으로써 추가적인 다이버시티 이득을 기대할 수 있다. 또한 이러한 방법은 시간 단위에서 동일한 프리코더를 사용하기 때문에 DFT-S 0FDM을 사용하는 상향링크 데이터 전송에서도 적용 가능하다.
<제1-4실시예 >
단말은 상향링크 다이버시티 기반 전송을 위해서 RB또는 PRG 별로 복수 개의 DMRS 포트를 이용하여 다른 프리코딩을 적용하여 상향링크 신호를 전송할 수 있다. 도 13은 본 실시예에서 제안하는 RB 또는 PRG 별로 다른 프리코딩을 적용하는 일례를 두 개의 DMRS 포트를 사용할 때를 가정하여 도시한 도면이다.
도 13에서 단말은 RB 또는 PRG 별로 단말이 전송하는 랭크 수와 동일한 수의 DMRS 포트를 사용하여 RE 별로 다른 프리코딩을 적용할 수 있다. 이 때 기지국은 단말에게 이러한 전송을 위한 DMRS를 할당 및 지시할 수 있고 이를 수신한 단말은 이러한 DMRS 포트를 이용하여 데이터를 전송할 수 있다. 이러한 RB 또는 PRG 레벨 프리코더 순환은 주파수 별로 다른 프리코더를 사용하여야 하기 때문에 DFT-S 0FDM을 사용하는 상향링크 데이터 전송에서는 사용하기 어려울 수 있으며 CP-0FDM을사용하는 경우에 효용성이 높다.
<제1-5실시예 >
기지국은 단말에게 상향링크 전송을 위하여 하기와 같은 정보들을 전송할 수 있다.
• 캐리어 지시자 - 해당 상향링크 전송이 어떠한 캐리어에서 전송되어야 하는지를 지시한다-
• 주파수 호핑 지시자 - 주파수 호핑 여부를 지시한다.
• RB 할당 및 호핑 자원 할당 - 단말이 상향링크 전송시에 사용하여야 할 RB 할당 및 호핑 자원을 할당한다. 이 필드의 해석은 단말이 상기에서 언급한 호핑 지시자로부터 호핑 여부를 지시 받았는지 아닌지에 따라 달라질 수 있다.
• MCS 및 RV - 단말이 상향링크 전송을 위하여 사용하여야 하는 복조， 채널 코딩 및 HARQ동작에 필요한 RV를 지시한다.
• 새로운 데이터 지시자 - 해당 데이터가새로운 데이터인지를 나타낸다.
• DMRS 지시자 - 해당 데이터 전송에 필요한 DMRS 포트를 지시한다. 0CC 기반의 직교 다중화를 지원할 경우 필요한 0CC 정보 역시 함께 전송될 수 있으며 , ZC 시뭔스 기반의 전송인 경우 ZC 시퀀스에 필요한 순환 시프트 정보가 함께 전달 될 수 있다.
秦 CSI 요청 지시자 - 비주기적 채널 상태 정보가 필요한 경우 트리거될 수 있다.
• SRS요청 지시자 - 비주기적 SRS 전송이 필요한 경우 트리거될 수 있다. 參 자원 할당 타입 - 상향링크 전송에 필요한 자원 할당 타입을 나타낼 수 있다.
• TRI (Transmi t ted Rank Indi cator ) - 상향링크 전송에 필요한 탱크 정보를 지시할 수 있다.
參 TPMI (Transmi t ted Precoding Matr ix Indi cator ) -상향링크 전송에 필요한
PMI 정보를 지시할 수 있다. 이 때 DCI 오버헤드를 줄이기 위하여 와이드밴드 TPMI 만 전송하는 것도 가능하며, 가능할 경우 와이드밴드 및 서브밴드 TPMI를 모두 전송하는 것도 가능하다.
상기 정보를 기반으로 하여 기지국이 단말에게 다이버시티 전송을 지시하고 단말이 이러한 지시를 수신할 경우， 기지국으로부터 단말은 TRI 정보를 통하여 다이버시티 전송을 지시받을 수 있다. 예를 들어 특정 랭크는 프리코더 순환을 적용하고 다른 행크가 지시된 경우에는 프리코더 순환을 적용하지 않는 것이다. 표 4는 이러한 실시예를 예시한 것이다.
【표 4】
Figure imgf000034_0001
상기 도 4의 예시 1과 같이 단말에게 기지국이 탱크 1 전송을 지시한 경우에는 단말은 프리코더 순환이나 다이버시티 기반 전송을 지원하지 않을 수 있다. 탱크 2 이상의 전송이 지시된 경우 단말은 프리코더 순환 또는 다이버시티 기반 전송을 적용하게 된다. 예시 2와 같이 단말은 행크 2까지는 다이버시티 기반 전송을 지원하지 않고， 탱크 3 이상의 전송이 지시된 경우에만 프리코더 순환 또는 다이버시티 기반 전송을 적용하는 것도 가능하며， 2 , 3 이외의 다른 랭크에서 전송을 다르게 하는 것도 가능하다. 이를 통하여 기지국은 다이버시티 기반 전송을 위하여 추가적인 DCI 비트나 DCI 포맷 없이 다이버시티 기반 전송을 지시할 수 있다.
이 때 상기에서 언급한 다이버시티 기반 전송을 위하여 기존 코드북을 이용할 수 있다. 도 14a는 상기에서 언급한 다이버시티 기반 전송을 위한 코드북 활용의 일례를 도시한 도면이다.
도 14a에서 단말은 TRI 3과 함께 TPMI를 0으로 할당 받았다고 가정하였으며， 상기에서 언급한 제 1-4실시예에서 언급한 RB 별 프리코더 순환을 적용하였다고 가정한다. 이 때 TPMI로부터 지시된 프리코딩이 순환에 사용되는 순환 단위에 각각 적용될 수 있다. 즉 RB#0에는 레이어 0용 프리코더 ( 1400)가 적용되고， RB#1에는 레이어 1용 프리코더 (1410)가 적용되고， RB#2에는 레이어 2용 프리코더 (1420)이 적용될 수 있다. 상기에서는 제 1-4실시예만을 가정하여 설명하였지만， 상기에서 언급한 게 1-1실시예 내지 제 1-4실시예와 이외의 다이버시티 기반 전송 방법에도 모두 적용 가능하다.
또한 상기의 TRI 지시는 상기에서 설명한 TPMI와 분리되어 지시될 수도 있지만 함께 지시될 수도 있다. 하기 표 6은 TRI와 TPMI를 함께 지시하는 방법을 예시한 표이다.
【표 6】
One codeword: Two codewords:
Codeword 0 enabled Codeword 0 enabled
Codeword 1 disabled Codeword 1 enabled
Bit field mapped to Message Bit field mapped to Message
index index
0 1 1 ayer： 0 2 layers：
TPMI=0 TPMI-0
1 1 layer: 1 2 layers:
TPMI=1 TPMI=1
23 1 1 ayer： 15 2 layers:
TPMI=23 TPMI-15
24 2 layers： 16 3 layers:
TPMI=0 TPMI=0
25 2 layers： 17 3 layers■'
TPMI=1 TPMI=1
39 2 layers: 27 3 layers:
TPMI=15 TPMI=11
40-63 reserved 28 4 layers:
TPMI=0
29 - 63 Reserved 이 경우， 이러한 지시를 위한 필드는 프리코딩 정보 및 레이어 수 지시자로도 불릴 수 있다.
상기 방법올 사용할지에 대한 설정은 RC 또는 DCI 필드를 이용하여 지시될 수 있다. RRC로 설정하는 경우에는 RRC로 설정되지 않은 경우에는 다이버시티 전송이 아닌 것으로 생각하고 모든 레이어를. 동일한 자원에서 함께 전송할 수 있으며， RRC로 설정된 경우에는 상기에 언급한 바와 같이 자원 별로 레이어가 순환될 수 있다. DCI 필드를 이용하여 지시될 경우에는 DCI 0인 경우에는 해당 TRI 및 TPMI 정보를 다이버시티 전송이 아닌 전송을 기반으로 하여 전송하고， 1인 경우에는 해당 TRI 및 TPMI 정보를 다이버시티 전송을 가정하여 전송할 수 있다. 이 때 다이버시티 전송을 위해 사용되는 랭크는 실제 지시된 랭크와는 다른 낮은 랭크 예를 들어， 랭크 1이나 탱크 2로 고정될 수 있다. 이를 위하여 다른 표를 이용하여 지원하는 것도 가능하다.
또한 상기 실시예의 장점은 프리코더 순환에 필요한 프리코더 수를 동적으로 조절할 수 있다는 장점이 있다는 것이다. 예를 들어， 탱크 3와 램크 4 전송이 설정된 경우 모두 다이버시티 기반의 랭크 1 기반 전송을 사용할 수 있도록 한다면， 3 개의 프리코더 순환 기반 전송올 원할 경우에는 기지국은 랭크 3을 지시하고， 4 개의 프리코더 순환 기반 전송을 원할 경우에는 탱크 4를 지시할 수 있으며， 단말은 이러한 기지국의 지시를 기반으로 한 프리코더 순환을 가정하여 하향링크 데이터를 복호할 수 있다.
이에 더하여 각각의 랭크 지시 역시 다른 탱크의 다이버시티 기반 전송을 지원하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들어 탱크 3는 랭크 1 기반의 다이버시티 기반 전송을 지원하고， 탱크 4는 탱크 2 기반의 다이버시티 기반 전송을 지원하는 것도 가능하다.
<제1-6실시예 >
기지국이 단말에게 상향링크 다이버시티 전송올 지시하고 단말이 이러한 지시를 수신하기 위하여 기지국으로부터 단말에게 사전에 RRC로 설정된 SRS 자원 중 복수 개의 SRS 자원을 지시받을 수 있다.
NR시스템에서는 기지국이 단말이 전송한 SRS를 통해 기지국이 단말이 전송한 빔 방향에서의 채널 상황을 파악하고， 이러한 SRS 자원을 단말에게 다시 지시함으로써 해당 단말은 상향링크 데이터 전송에 필요한 빔 방향을 확인할 수 있다. 이에 더불어 단말은 상기와 같이 지시된 SRS 자원을 통하여 단말이 전송할 때 사용하는 코드북이 몇 개의 안테나 포트 기반의 코드북을 사용하여야 하는지， 또한 해당 코드북의 코드북 부집합 제한 (codebook subset restr i ct i on)이 어떻게 설정되어 있는지 등을 확인할수 있다.
이 때 상기 SRS 전송에 필요한 SRS의 상세 정보가 설정 될 수 있다. SRS 전송 대역， 전송 주기 및 슬롯 (또는 서브프레임 또는 미니 슬롯) 오프셋이 설정될 수 있다. 또한， 안테나 포트 수나 ZC 시퀀스 전송을 위한 순환 시프트 및 전송 콤브 ( transmi ss ion comb) 역시 각각의 SRS 그룹 별로 전송 될 수 있다.
상기 지시시에 SRS 자원을 효율적으로 사용하기 위하여 사전에 RRC등의 상위 레이어를 통해 설정된 SRS 자원 중 일부를 활성화하여， 활성화된 자원들 중의 일부 만을 DCI를 통해 지시할 수 있다. 특히 상위 주파수 대역의 경우 안테나 폼 팩터의 감소로 인하여 단말의 데이터 빔의 폭이 좁아지게 되며 이에 따라 많은 수의 빔 지원 및 이에 따른 SRS 자원의 수 지원이 필요할 수 있다. 이 때 이러한 SRS 자원들을 활성화 및 비활성화할 수 있도록 함으로써 단말의 위치 및 최적 범그룹 등에 맞는 자원의 최적화를 할 수 있다. 상기 SRS의 실제 전송 방법은 하기와 같을 수 있다.
SRS 자원 설정 및 트리거 방법 1 : 복수개의 비주기적 SRS 자원을 사전에 설정하고 설정된 자원의 일부를 활성화하며 활성화된 자원 중의 일부를 트리거 하는 방법
SRS 자원 설정 및 트리거 방법 2 : 복수개의 비주기적 SRS 자원을 사전에 설정하고 활성화에 따라 해당 CSI-RS 자원 전송을 비활성화 될 '때까지 주기적으로 전송하는 방법
SRS 자원 설정 및 트리거 방법 1은 복수 개의 비주기적 SRS 자원을 사전에 설정하고 설정된 자원의 일부를 활성화하며 활성화된 자원 중의 일부를 트리거 하는 방법이다. 이러한 자원의 활성화를 위해 기지국은 MAC CE(Contro l El ement ) 신호를 이용하여 활성화 신호를 전달할 수 있다. 상기 활성화 신호를 전달 받은 단말은 해당 SRS 자원 전송을 위한 기지국의 DCI 트리거가 전달될 때 해당 SRS 전송을 수행할수 있다.
SRS 자원 설정 및 트리거 방법 2는 복수개의 반영속적 SRS 자원을 사전에 설정하고 활성화에 따라 해당 SRS 자원 전송을 비활성화될 때까지 주기적으로 전송하는 방법이다. 이러한 자원의 활성화를 위해 기지국은 MAC CE신호를 이용하여 활성화 신호를 전달할 수 있다. 또한 기지국은 MAC CE 신호를 통해 후보 자원을 활성화 또는 비활성화하고 실제 활성화는 MAC CE 신호를 통해 활성화된 후보 자원 중 일부를 DCI를 통해 활성화 또는 비활성화하는 것도 가능하다.
도 14b는 상기에서 언급한 MAC CE를 통한 SRS 후보 자원 활성화 및 DCI를 통한 실제 활성화 동작의 일례를 도시한 도면이다. 도 14b에 따르면， 기지국은 MAC CE를 통해 보고 후보 자원을 활성화한다 ( 1430) . 단말이 상기 신호를 수신한 후 활성화가 가능하기까지는 X 시간이 필요하며 ( 1440) 이 후 단말은 기지국으로부터 보고 자원을 활성화하는 DCI를 수신한다 ( 1450) . 이후 단말은 보고 자원을 비활성화하는 C 를 수신하고 ( 1460)， 보고 후보 자원을 비활성화하는 MAC CE를 수신한다 ( 1470) . 단말이 상기 신호를 수신한 후 실제 비활성화하기까지는 Y 시간이 필요하다 ( 1480) . 상기에서 언급한 SRS 후보 자원을 기반으로 상기 계 1-1실시예 내지 제 1-4실시예에서 언급한 다이버시티 전송을 위하여 단말은 복수 개의 SRS 자원 또는 SRS 집합을 지시받을 수 있다. 또한 상기 제 1-1실시예 내지 제 1-4실시예에서 언급한 프리코더 순환을 위한 빔을 확인하기 위하여 복수개의 SRS 자원이 각각의 순환 단위에 적용될 수 있다. 예를 들어 도 8에서 도시한 프리코더 순환을 지원하기 위하여 0번의 UL DMRS에 적용되는 프리코딩은 첫 번째로 지시된 SRS 자원을 기반으로 하여 전송하고， 1번 UL DMRS의 프리코딩은 두 번째로 지시된 SRS 자원을 기반으로 할 수 있다. 이러한 적용은 다른 실시예에도 동일하게 적용하며， 순환되는 프리코더의 수에 따라 다른 수의 SRS 자원 또는 SRS 집합이 지시될 수 있다. 또한 이러한 복수개의 SRS 자원의 적용은 서브밴드 프리코딩과 함께 적용될 수 있다.
도 15는 복수 개의 단말들이 상향링크 테이터를 전송하기 위해 사용하는 시간 및 주파수 자원을 도시한 것이다.
도 15에 도시한 바와 같이 단말의 채널 상황에 따라 상향링크 전송 할당은 달라지게 된다. 특히 상향링크는 단말의 배터리 특성 및 하드웨어의 한계로 인하여 송신 전력이 제한되어 있다. 따라서 하향링크와 다른 자원 할당 특성의 고려가 필요하다. 1510에서 채널 상태가 좋은 단말은 넓은 주파수 대역과 짧은 시간을 이용하여 상향링크 데이터를 전송할 수 있다. 이는 단말과 기지국 간 채널 상태가 좋으므로 단말의 송신 전력만으로도 층분히 데이터를 잘 전송할 수 있기 때문이다. 1520에서의 단말은 어느 정도 제한된 주파수 대역과 늘어난 시간을 이용하여 데이터를 전송한다. 이는 1510에서의 단말보다 상대적으로 채널 상태가 좋지 않기 때문이다. 상향링크에서는 도 15에서 나타낸 바와 같이 전송 대역을 줄이고 전송 시간을 증가시킴으로써 주파수의 전력 스펙트럼 밀도 (power spectral dens i ty)를 높일 수 있다. 또한 단말이 특정 시간 내에서는 송신 전력이 한정되어 있지만 동일한 전력을 여러번 반복하여 사용할 경우 실제로 단말 전송 데이터의 커버리지를 향상시키는 효과가 있다. 또한 단말과 기지국간 채널이 매우 좋지 않을 경우에는 1530에서 나타난 바와 같이 매우 좁은 대역에 오랜 시간 동안 신호를 전송하도록 자원을 할당할 수 있다.
상기 도 15에서 나타난 바와 같이 상향링크 전송의 특성은 단말마다 다르기 때문에 단말이 전송할 때에 필요한 프리코딩 관련 정보 또한 대역별로 달라질 수 있다ᅳ 따라서 상기에서 언급한 바와 같이 단말이 전대역 프리코딩을 적용할 경우에는 기지국은 하나의 SRS를 지시하고， 서브밴드 프리코딩을 지원할 때에는 서브밴드 수나 서브밴드의 집합인 대역폭 파트 (bandwidth part ) 등의 수와 동일하거나 적은 수의 SRS 자원 또는 SRS 자원 집합을 지시함으로써 단말이 상향링크 전송을 수행하도록 지원할 수 있다. 또한 단말은 상기와 같이 지시된 SRS 자원을 통하여 단말이 전송할 때 사용하는 코드북이 몇 개의 안테나 포트 기반의 코드북을 사용하여야 하는지, 또한 해당 코드북의 코드북 부집합 제한 (codebook subset rest r i ct ion)이 어떻게 설정되어 있는지 등을 확인할 수 있다.
상기 복수 개의 SRS 자원 또는 SRS 집합은 단말이 기지국으로부터 동일한 복수 개의 SRS 자원 또는 SRS 집합 지시 필드를 이용하여 지시받을 수 있다. 또한 지시된 SRS 자원 또는 SRS 집합이 서브밴드 프리코딩을 위해 사용되는지 다이버시티 기반 전송을 위해 사용되는지에 대한 구분은 DCI 필드 또는 MAC CE또는 RRC 필드를 기반으로 이루어질 수 있다. 예를 들어 DCI 필드가 0일 경우 해당 SRS 집합은 서브밴드 프리코딩을 위해 사용되고， DCI 필드가 1일 경우 해당 SRS 집합은 다이버시티 기반 전송을 위해 사용될 수 있다. 또한 RRC 또는 MAC CE로 서브벤드 프리코딩 또는 다이버시티 기반 전송 여부를 설정하고， 해당 설정 여부에 따라 해당 SRS 자원을 설정된 목적에 따라 사용하는 것도 가능하다. 즉 이는 빔이 주파수 축 상에서 순환되거나 (서브밴드 프리코딩의 경우) , 시간 축 상에서 순환 (다이버시티의 경우)되는 것을 지시하는 것으로 이해될 수 있다.
이 때 상기 전송을 위하여 사전에 SRS 자원별로 서브밴드 프리코딩 또는 제 2 프리코딩이 MAC CE 또는 RRC를 통해 전달 돨 수 있다. 이를 통해 DCI 오버헤드를 줄이고 프리코딩 정보를 수신하는 것이 가능하다. 또한 상기 설정된 복수개의 SRS 안테나 포트의 수는 모두 동일하거나 또는 하나의 안테나 포트 수만이 설정되도록 할 수 있다. 상대적으로 많은 안테나 (예를 들어 16 포트 또는 32 포트)를 지원하는 기지국과 달리 단말은 해당 단말의 품팩터 때문에 상대적으로 안테나 수가 적을 수 밖에 없다. 따라서 해당 안테나 수를 다르게 설정하여야 하는 필요가 적을 수 있으며 모든 SRS 자원의 안테나 포트 수를 동일하게 맞춤으로써 서브 밴드 프리코딩에서 지원하는 안테나 포트 수가 자원마다 달라지는 복잡도를 줄이고 동일한 와이드밴드 TPMI를 사용하여 UL DCI 오버헤드를 감소시킬 수 있다. 상기에서는 서브밴드 프리코딩을 위한 SRS 자원 필드와 다이버시티 기반 SRS 자원 필드가 동일한 필드를 기반으로 지원되며 DCL MAC CE 및 /또는 RRC 필드를 기반으로 해당 필드의 지시가 달라지는 일례를 제안하였지만， 다이버시티 기반 필드와 서브밴드 프리코딩 필드 외에 다른 필드와도 상기 SRS 자원 필드가 공유될 수 있다. 예를 들어， 랭크 >1 전송의 경우 각각의 레이어에 다른 범 지원을 위하여 복수 개의 SRS 지시 또는 SRS 집합의 지시가 가능할 경우 이러한 지시가 동일한 필드를 이용하여 지시될 수 있다.
<제1-7실시예 > 기지국이 단말이 다이버시티 전송을사용하는지 여부를 판단하기 위해 하기와 같은 방법을 이용하여 단말에게 다이버시티 전송 사용을 지시할수 있다.
• 다이버시티 전송 사용 지시 방법 1 : DCI를 통해 지시
• 다이버시티 전송 사용 지시 방법 2 : RRC 또는 MAC CE를 통해 지시 • 다이버시티 전송 사용 지시 방법 3 : 단말에게 지시된 SRS 자원 수를 통해 지시
다이버시티 전송 사용 지시 방법 1은 DCI를 통해 다이버시티 전송 사용을 지시하는 방법이다. 기지국이 단말에게 상향링크 데이터 전송을 스케줄링할 때， 상기에서 언급한 바와 같이 TRI , 와이드밴드 TPMI , 자원 할당 등의 정보를 UL DCI로 전달할 수 있다. 이에 더하여 기지국은 1 비트를 이용하여 다이버시티 전송 사용 여부를 지시할 수 있다. 예를 들어 0일 경우 하나 또는 탱크의 수와 동일한 프리코딩 사용을 지시하고 1일 경우 다이버시티 전송 또는 프리코더 순환을 사용하도록 하는 것이다..
단말이 상기 1 비트을 이용하여 다이버시티 전송을 지시받을 때에는 사전에 설정된 정보， 예를 들어 동일 DCI 내의 서브밴드 TPMI 정보, 또는 두 번째 DCI의 서브밴드 TPMI 정보， 또는 MAC CE를 통해 사전에 설정된 서브밴드 TPMI 정보, 또는 RRC를 통해 사전에 설정된 서브밴드 TPMI 정보를 확인할 수 있다. 이 때 단말이 MAC CE 또는 RRC를 통해 서브밴드 TPMI를 전달 받을 경우 해당 서브밴드 TPMI 정보는 단말에게 지시 가능한 또는 설정된 SRS 자원별로 설정될 수 있으며， 단말은 해당 1 비트 정보 및 지시된 SRS 자원을 통해 서브밴드 TPMI를 확인할 수 있다. 다이버시티 전송 사용 지시 방법 2는 RRC 또는 MAC CE를 통해 다이버시티 전송 사용 여부를 지시하는 방법이다. 기지국이 단말에게 사전에 RRC 또는 MAC CE를 통해 다이버시티 전송 사용 여부를 설정함으로써 단말은 해당 다이버시티 전송의 사용 여부를 확인할 수 있다. 이 경우， 기지국이 단말에게 전달하는 UL DCI의 정보량이 줄어들어 UL DCI의 커버리지를 확보할 수 있다는 장점이 있다. 다이버시티 전송 사용 지시 방법 3은 단말에게 지시된 SRS 자원 수를 통해 간접적으로 지시하는 방법이다. 상기에서 언급한 바와 같이 SRS 기반의 다이버시티 전송을 하기 위해서는 복수개의 SRS 자원 또는 자원 집합의 지시가 필요하다. 따라서， 단말이 해당 복수개의 SRS 자원 또는 자원 집합이 지시되었을 패만 다이버시티 전송을 하도록 할 수 있다. 또한 상기 동작은 RRC를 이용해 상기 동작을 수행하도록 설정된 경우에만 가능할 수 있다. 이 때 DCI의 블라인드 디코딩 수를 즐이기 위하여 SRS 지시를 위한 DCI 비트는 최대 지시 가능 SRS 자원의 수에 의하여 결정되고， SRS 지시가 전송되지 않을 경우 특별히 고정된 값을 통해 지시되지 않음을 나타낼 수 있다 (예를 들어 0은 SRS가 지시되지 않음을 의미할 수 있다) .
이에 더하여 상기 다이버시티 전송 사용 지시 방법은 복수개의 조합으로 사용될 수 있다. 예를 들어 지시방법 2와 3을 동시에 만족할 때 (사전에 RRC로 다이버시티 전송을 사용하도록 설정되고, 지시 및 설정된 SRS 자원의 수가 일정 수보다 클 때) 다이버시티 전송을 수행하는 것도 가능하다. 또 다른 일례로 지시방법 1， 2 , 3을 모두 만족할 때에 다이버시티 전송을 수행하는 것도 가능하다. 상기에서 언급한 복수개의 SRS 자원을 지시하기 위하여， 하기 표 7과 같은 지시 필드를 이용하여 SRS 집합을 지시할 수 있다.
【표 7】
Figure imgf000043_0001
RRC또는 MAC CE를 통하여 각각의 SRS 집합이 어떠한 SRS 자원들을 지시할 수 있도록 할지 비트맵을 통하여 설정 가능하다. 이러한 필드를 이용할 경우 SRS 자원 지시에 필요한 DCI 오버헤드를 줄이면서도 효과적으로 SRS 자원을 지시할수 있다. 이에 더하여 DCI 1 비트를 이용하여 복수 개의 SRS 자원 지시 여부를 나타낼 수 있다. 상기에서 언급한 바와 같이 와이드밴드 프리코딩을 지원할 때에는 하나의 SRS 자원을 지시한다. 이 때 하나의 SRS 자원을 기반으로 한 전송은 복수개의 SRS 자원 기반 전송보다 빔 방향이 더 중요하고 이에 따라 더 많은 자유도를 필요로 할 수 있다. 반면 복수 개의 SRS 자원 지시는 많은 자유도를 줄 경우 너무 많은 DCI 오버헤드를 필요로 하게 된다. 따라서 1 비트의 DCI 필드를 기반으로 하여 1 비트가 0일 경우 이후의 SRS 지시 필드는 하나의 SRS 자원을 지시할 수 있도록 하고, 1일 경우 SRS 지시 필드는 복수 개의 SRS 자원을 지시하거나 또는 상기 표 7에서 예시한 것과 유사한 복수개의 SRS 집합 지시 필드를 이용하여 지시할 수 있도록 할 수 있다.
<제1-7실시예 >
상기 제 1-1실시예 내지 제 1-4실시예가 단말에게 적용될 때 이러한 방법이 단말이 사용하는 파형 (waveform)에 따라 다르게 적용될 수 있다. DFT-S OFDM을 사용하는 경우 상기 제 1-1 및 1-4실시예의 지원이 불가능하지만 CP-0FDM을 사용하는 경우 상기 두 실시예의 적용이 가능하다. 따라서 CP-0FDM을 사용하는 경우 제 1-1실시예 또는 제 1-4실시예 또는 둘 다를 지원하고, DFT-S OFDM을 사용하는 경우에서는 제 1-2 및 제 1-3실시예를 지원하는 것도 가능하다. 또한 CP-0FDM을 사용하는 경우 모든 가능 다이버시티 전송을 지원하고, DFT-S OFDM을 사용하는 경우 제 1-2 및 제 1-3실시예만을 지원하는 것도 가능하다 .
<제1-8실시예 >
상기에서 언급한 프리코딩과 DMRS 그리고 SRS 간의 관계는 하기와 같이 정의될 수 있다.
• 프리코딩， DMRS , SRS간 관계 정의 방법 1 : 상기 관계는 단말에게 DCI를 통해 지시된 순서를 기반으로 정의된다
參 프리코딩， DMRS , SRS간 관계 정의 방법 2 : 상기 관계는 SRS 자원 ID 등을 통해 간접적으로 정의된다
• 프리코딩， DMRS , SRS간 관계 정의 방법 3 : 상기 관계는 RRC 또는 MAC CE 등을 통한 설정올 통해 기지국이 단말에게 직접적으로 정의한다
프리코딩, DMRS , SRS간 관계 정의 방법 1은 단말에게 DCI를 통해 지시된 순서를 기반으로 상기 관계를 정의하는 방법이다. 이 방법에 따르면 단말에게 지시된 프리코딩을 기반으로 첫 번째 레이어의 프리코딩은 첫 번째로 지시된 DMRS 포트와 SRS 자원을 통해 지시되고, 두 번째 레이어의 프리코딩은 두 번째로 지시된 DMRS 포트와 SRS 자원을 통해 지시되는 방법이다. 즉 단말에게 지시된 첫 번째 레이어의 프리코딩과 SRS 자원에 따른 범은 기지국이 첫 번째로 지시된 DMRS와 연관된다. 이러한 방법을 통해 기지국은 단말에게 추가적인 오버헤드 없이 유연하게 DMRS 포트 및 SRS 자원에 다이버시티 기반 전송을 설정할 수 있다는 장점이 있다.
프리코딩 , DMRS , SRS간 관계 정의 방법 2는 SRS 자원 ID등을 통해 간접적으로 상기 관계를 정의하는 방법이다. 즉 지시된 프리코딩 정보에서 낮은 레이어의 프리코딩을 지시된 DMRS 중 낮은 포트 번호를 갖는 DMRS 포트와 낮은 SRS 자원 ID를 갖는 SRS 자원에게 적용하는 것이다. 이러한 방법은 지시 오버헤드 및 구현 복잡도를 줄일 수 있다는 장점이 있다.
프리코딩 , DMRS , SRS간 관계 정의 방법 3은 RRC또는 MAC CE등을 통한 설정을 통해 기지국이 단말에게 상기 관계를 직접적으로 정의하는 방법이다. RRC 필드를 통해 지시되는 순서별로 프리코딩의 어떤 레이어가 DMRS 포트에 맵핑될지를 사전에 설정할 수 있다.
상기에 더하여 프리코딩， DMRS , SRS간 관계 정의 방법을 위해 복수 개의 방법이 혼용될 수 있다. 일례로 정의 방법 1과 2를 혼용하여 DMRS에는 낮은 포트 번호를 갖는 DMRS 포트와 낮은 레이어의 프리코딩을 적용하고 SRS는 지시된 순서를 통해 지시하는 방법이다. 또한 DMRS는 낮은 번호의 포트와 낮은 레이어의 프리코딩을 적용하고 SRS는 RRC 또는 MAC CE에 의한 설정을 적용하는 것도 가능한 방법이다.
본 발명의 상기 실시예들의 DMRS는 골드 (Go ld) 시퀀스 , PN(Pseudo Random Noi se) 시퀀스, ZC 入 1원스， CAZAC( Const ant amp l i tude zero autocorrel at i on waveform) 시퀀스 등의 다양한 시뭔스들이 적용 가능하다. 또한 상기 실시예에서 DMRS 패턴은 한 심볼에 8 RE 상에 구성되는 것을 가정하여 도시하였지만 6 RE 등의 다양한 패턴을 이용하여 구성될 수도 있다.
또한 상기의 실시예들은 상향링크 다이버시티 전송을 기반으로 하여 작성되었지만 하향링크 및 사이드링크 다이버시티 전송을 위해서도 사용될 수 있다.
또한 상기의 실시예들을 적용하기 위하여 1보다 큰 탱크 전송의 경우 레이어 시프팅 ( l ayer shi f t ing)이 고려될 수 있다. 예를 들어 탱크 2를 가정할 경우 프리코더 0을 이용해 전송되는 경우에서는 레이어 0 및 1에 DMRS 포트 0 , 1이 순서대로 사용됨을 가정하고, 프리코더 1을 이용해 전송되는 경우에서는 레이어 0 및 1에 DMRS 포트 1， 0이 순서대로 사용된다고 가정하는 것이다. 이러한 원리는 랭크 3 이상의 상위 랭크 전송에서도 동일하게 적용될 수 있다.
또한， 상기 다이버시티 전송에 가능한 탱크는 제한될 수 있다. 이는， 다이버시티 전송은 랭크 가 늘어날수록 해당 다이버시티 이득이 감소하기 때문이다.
본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위해 단말과 기지국의 송신부， 수신부， 처리부가 각각 도 16과 도 17에 도시되어 있다. 상기 실시예들을 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부, 처리부， 송신부가 각각 실시예에 따라동작하여야 한다. 도 16은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 16에서 도시되는 바와 같이， 본 발명의 단말은 단말기 수신부 ( 1610)， 단말기 송신부 ( 1620)， 단말기 처리부 ( 1630)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부 ( 1610)와 단말기 송신부 ( 1620)를 통칭하여 본 발명의 실시예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부 (1630)로 출력하고， 단말기' 처리부 ( 1630)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할수 있다.
단말기 처리부 ( 1630)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어 단말기 수신부 ( 1610)가 기지국으로부터 지시 신호 전송 타이밍 정보를 포함하는 신호를 수신하고 단말기 처리부 (1630)는 신호 전송 타이밍을 해석하도록 제어할 수 있다. 이후 단말기 송신부 ( 1620)에서 상기 타이밍에서 신호를 송신한다.
도 17은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 17에서 도시되는 바와 같이， 본 발명의 기지국은 기지국 수신부 ( 1710) , 기지국 송신부 (1720)， 기지국 처리부 ( 1730)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부 ( 1710)와 기지국 송신부 (1720)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와， 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부 (1730)로 출력하고 기지국 처리부 (1730)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다.
기지국 처리부 (1730)는 상술한본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어 기지국 처리부 (1730)는 처리 방법올 결정하고， 단말에게 전달할 상기 처리 방법 정보를 생성하도록 제어할 수 있다. 이후 기지국 송신부 (1720)에서 상기 정보를 .단말에게 전달할수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따르면， 상기 기지국 처리부 (1730)는 상기 상향링크 프리코딩을 위한 기준 신호 처리 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 생성하도록 제어할 수 있다.
<제2실시예>
무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어 3GPP의 HSPACHigh Speed Packet Access), LTE(Long Term Evolution 또는 E-UTRA( Evolved Universal Terrestrial Radio Access)) , LTE-Advanced (LTE—A)， 3GPP2의 HRPD(High Rate Packet Data), UMBCUltra Mobile Broadband) , 및 IEEE의 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속, 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 무선 통신 시스템으로 발전하고 있다. 또한 5세대 무선통신 시스템으로 5G 또는 NR (new radio)의 통신 표준이 연구되고 있다.
상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예인 LTE 시스템에서는 하향링크 (Downlink, DL)에서는 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고， 상향링크 (Uplink, UL)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말 (User Equipment, UE 또는 Mobile Station, MS)이 기지국 (eNode B 또는 base station, BS)으로 데이터 또는 제어 신호를 전송하는 무선 링크를 의미하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 또는 제어 신호를 전송하는 무선 링크를 의미한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은 통상 각 사용자 별로 데이터 또는 제어 정보를 전송할 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록， 즉 직교성 (Orthogonality)이 성립하도록 할당 및 운용됨으로써 각 사용자의 데이터 또는 제어 정보가 구분되도특 한다. 이하 LTE 시스템은 LTE 및 LTE-A 시스템을 포함할 수 있다.
LTE 시스템은 초기 전송에서 복호 실패가 발생된 경우 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송하는 HARQ Hybrid Automatic Repeat reQuest) 방식을 채용하고 있다. HA Q 방식이란 수신기가 데이터를 정확하게 복호화 (decoding, 디코딩)하지 못한 경우 수신기는 송신기에게 디코딩 실패를 알리는 정보 (Negative Acknowledgement, NACK)를 전송하여 송신기가 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송할 수 있도록 한다. 수신기는 송신기가 재전송한 데이터를 이전에 디코딩에 실패한 데이터와 결합하여 데이터 수신 성능을 높이게 된다. 또한 수신기는 데이터를 정확하게 복호한 경우 송신기에게 디코딩 성공을 알리는 정보 (Acknowledgement, ACK)를 전송하여 송신기가 새로운 데이터를 전송할 수 있도톡 할 수 있다. 도 18은 LTE 시스템의 하향링크에서 데이터 또는 제어 채널이 전송되는 무선 자원 영역인 시간-주파수 영역의 기본 구조를 도시한 도면이다.
도 18에서 가로축은 시간 영역을， 세로축은 주파수 영역을 나타낸다. 시간 영역에서의 최소 전송 단위는 OFDM 심볼 (symbol)로서， Nsymb(1802)개의 OFDM 심볼이 모여 하나의 슬롯 (siot, 1806)올 구성하고， 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임 (subframe, 1805)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms이고， 서브프레임의 길이는 l.Oras이다. 그리고 무선 프레임 (radio frame, 1814)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간 영역 구간이다. 주파수 영역에서의 최소 전송 단위는 서브캐리어 (subcarrier)로서， 전체 시스템 전송 대역 (Transmission bandwidth)의 대역폭은 총 NBW(1804)개의 서브캐리어로 구성된다. 시간-주파수 영역에서 자원의 기본 단위는 자원 요소 (Resource Element, RE, 1802)로서 OFDM 심볼 인덱스 및 서브캐리어 인텍스로 나타낼 수 있다. 자원 블록 (Resource Block, RB 또는 Physical Resource Block, PRB, 1808)은 시간 영역에서 Nsymb(1802)개의 연속된 OFDM 심볼과 주파수 영역에서 NRB(1810)개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB 1808)는 Nsymb X NRB 개의 RE(1812)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송 단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 NSYMB = 7， NRB=12 이고, NBW는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다. 단말에게 스케줄링 되는 RB 개수에 비례하여 데이터 전송률 (data rate)이 증가하게 된다.
LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영한다ᅳ 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD(frequency division du lex) 시스템의 경우 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대웅되는 RF 대역폭을 나타낸다. 표 1은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭 (Channel bandwidth)의 대웅관계를 나타낸 것이다. 예를 들어 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템의 경우 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성된다.
【표 8】
Figure imgf000049_0001
제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 19를 참조하면， 가로축은 시간 영역을， 세로축은 주파수 영역을 나타낸다. 시간 영역에서의 최소 전송 단위는 SOFDMA 심볼 (1902)로서， Nsymb 개의 SC-FDMA 심볼이 모여 하나의 슬롯 (1906)을 구성한다. 그리고 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임 (1905)을 구성한다. 주파수 영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어로서 전체 시스템 전송 대역 (transmission bandwidth, 1904)은 총 1½개의 서브캐리어로 구성된다. NBW는 시스템 전송 대역에 비례하는 값을 갖는다. 시간-주파수 영역에서 자원의 기본 단위는 자원 요소 (Resource Element, RE, 1912)로서 SC-FDMA 심볼 인텍스 및 서브캐리어 인덱스로 정의할 수 있다. 자원 블록 (Resource Block, RB, 1908)은 시간 영역에서 Nsymb 개의 연속된 SC-FDMA 심볼과 주파수 영역에서 NRB 개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서 하나의 RB는 Nsymb X NRB 개의 RE로 구성된다. 일반적으로 데이터 또는 제어 정보의 최소 전송단위는 RB 단위이다. PUCCH의 경우 1 RB에 해당하는 주파수 영역에 매핑되어 1 서브프레임 동안 전송된다.
도 20은 LTE 시스템에서 하향링크로 스케줄링할 수 있는 최소 단위인 1 RB의 무선 자원을 도시한 도면이다. 도 20에 도시된 무선 자원에는 다음과 같은 복수개의 서로 다른 종류의 신호가 전송될 수 있다.
1. CRSCCell Specific RS, 2000)： 한 개의 샐에 속한 모든 단말을 위하여 주기적으로 전송되는 기준 신호이며 복수개의 단말들이 공통적으로 이용할 수 있다.
2. DMRSCDemodulation Reference Signal , 2010): 특정 단말을 위하여 전송되는 기준 신호이며 해당 단말에게 데이터를 전송할 경우에만 전송된다. DMRS는 총 8개의 DMRS 포트 (port)들로 이루어질 수 있다. LTE 시스템에서는 포트 7에서 포트 14까지 DMRS 포트에 해당하며 포트들은 CDM또는 FDM올 이용하여 서로 간섭을 발생시키지 않도록 orthogonality를 유지한다.
3. PDSCH(Physical Downlink Shared Channel, 2020)： 하향링크로 전송되는 데이터 채널로 기지국이 단말에게 트래픽을 전송하기 위하여 이용하며 도 20의 데이터 영역 (data region, 2060)에서 기준 신호가 전송되지 않는 RE를 이용하여 전송된다.
4. CSI-RS( Channel Status Information Reference Signal , 2040): 한 개의 셀에 속한 단말들을 위하여 전송되는 기준 신호로 채널 상태를 측정하는데 이용된다. 한 개의 셀에는 복수개의 CSI-RS가 전송될 수 있다.
5. 기타 제어채널 (PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel), PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH( physical downlink control channel), 2030)： 단말이 PDSCH를 수신하는데 필요한 제어 정보를 제공하거나 상향링크의 데이터 전송에 대한 HARQ를 운용하기 위한 ACK/NACK을 전송하는데 사용된다. 제어 영역 (control region, 2050)에서 전송된다.
도 21은 DMRS를 생성하는 방법의 일례를 도시한 도면이다. 상기 DMRS 신호의 경우 도 21에 도시된 바와 같이 길이 31의 골드 (Gold) 시퀀스를 기반으로 한 PN( Pseudo-random) 시퀀스로부터 생성된다. 보다 구체적으로 도 21에서와 같이 상위 레지스터의 다항식 D31+D3+1로부터 생성된 첫 번째 m-sequence x n)과 하위 레지스터의 다항식 D31+D3+D2+D+1로부터 생성된 두 번째 m-sequence ¾(n)를 연접하여 PN 시뭔스 C(n)가 생성되며， 이러한 과정은 수학식 I 9으로 표현될 수 있다.
[수학식 9]
c(n)=(xi(n+Nc)+x2(n+Nc) )mod2
Figure imgf000051_0001
x2(n+31)=(x2(n+3)+X2(n+2)+x2(n+l)+X2(n))mod2
여기서 Nc=1600이며 레지스터 초기화는 다음과 같이 이루어진다.
상위 레지스터로부터 생성되는 첫 번째 m-sequence x n)는 다음과 같은 고정된 패턴 xi(0)=l, x:(n)=0, n=l,2, ... ,30으로 초기화된다.
하위 레지스터로부터 생성되는 두 번째 m-sequence x2(n)는 각 신호가 요구하는 스크램블링 (scrambling) 조건에 의하여 다음수학식 10으로 초기화된다.
[수학식 10]
30
c init~
i Σ ^2(0 · 2
=
보다 구체적으로 DMRS의 경우 DMRS 포트 p=5를 전송하기 위하여 수학식 10은 아래 수학식 11으로 나타내어진다.
[수학식 11] c ,„,,=( L njl \ +1) ' (27V^+1) ' 2 +" 상기 수학식에서 는 전송 프레임 내의 슬롯 번호를 나타내며, nRNTI는 UE ID를 나타낸다. 그리고 Α / 는 셀 식별자 (Cell ID)를 나타낸다- 이와 달리 DMRS 포트 {7,8，···， 14}를 전송하기 위하여 수학식 10는 아래 수학식 12으로
나타내어진다.
[수학식 12] chlU=( [ njl J +1) · (2n/ (^saD>+l)+nscw 상기 수학식에서 는 전송 프레임 내의 슬롯 번호를 나타내며， nSCID는 0 또는 1의 값을 갖는 스크램블링 식별자 (Scrambling ID)를 나타내며 구체적인 언급이 없는 경우에 스크램블링 식별자의 값은 0으로 가정된다. 또한 " / ᅳ 1는 아래와 같이 결정된다.
( = ce/i 11 DRMSJ
ID J 7·° if no value for m is provided by higher layers or if DC I format 1A, 2B or 2C is used for the DC I associated with the PDSCH transmission
DRMS,i
• ID N ID otherwise 상기 설명한 바와 같이 DMRS의 경우는 매 서브프레임마다 초기화가
이루어지며 DMRS포트 ^£{7，8 „，14}를 전송하기 위한 기준신호는 아래 수학식 13으로 표현된다.
[수학식 13] m)-
Figure imgf000052_0001
여기서 RB ᅳ11 υ으로 이는 LTE 시스템에서 하향링크를 위해 지원하는 RB 수의 최대값을 나타낸다. 또한 LTE 시스템의 경우 일반 CP normal CP)와 확장 CP( extended CP)에 대해서 각각 고정된 DMRS 패턴을 사용하기 때문에 이에 대한 PRB당 DMRS RE의 수를 고려하여 수학식 13과 같이 DMRS시뭔스가 생성된다.
하지만 LTE 시스템과는 달리， 5G무선 통신 시스템에서는 증가된 셀 식별자， 증가된 채널 대역폭, 다양한서브캐리어 간격 (subcarrier spacing) 지원, 슬롯 기반 전송 및 슬롯 집성 (slot aggregation) 지원， 시간상 DMRS 번들링 (DMRS bundling) 뿐만 아니라 설정 가능한 DMRS구조 지원을 고려하고 있다. 이러한 다양한사항을 고려하는 경우에 DMRS 시퀀스 생성 방법 또한 달라질 수 있다. 또한 NR시스템의 DMRS 시뭔스는 단말 특정 (UE-specific)하게 생성될 수도 있고, TRP
¾ (transmission and reception point (TRP)-speci fic)§l-7fl 생성될 수도 있고, 이와 달리 자원 특정 (Resource-specific)하게 생성될 수도 있다. 또한 이에 따라 DMRS의 운영방법이 달라질 수 있다. 따라서 본 발명에서는 이러한사함을 반영한 DMRS 시퀀스 생성 방법을 제안한다.
이하본 발명의 실시예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 이하에서 LTE 또는 LTE-A시스템을 일례로서 본 발명의 실시예를 설명하지만， 유사한 기술적 배경 또는 채널 형태를 갖는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동 통신 기술 (5G, new radio, NR)이 이에 포함될 수 있을 것이다. NR 시스템에서는 하향 및 상향링크에서 신호가 전송되는 시간—주파수 영역의 기본 구조가 도 18 및 도 19와 다를 수 있으며 하항 및 상향링크로 전송되는 신호의 종류 또한 다를 수 있다. 그러나 본 발명의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.
또한본 발명을 설명함에 있어서 관련된 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자， 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하 기지국은 단말의 자원 할당을 수행하는 주체로서， eNode B, Node B, Base Station(BS), 무선 접속 유닛， 기지국 제어기 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 User Equipment(UE), Mobile Station(MS), 셀를러폰, 스마트폰， 컴퓨터 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어 시스템을 포함할 수 있다. 본 발명에서 하향링크 (Downlink, DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송 경로이고， 상향링크 (Uplink, UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송 경로를 의미한다.
이하에서 기술되는 복조 기준 신호 (Demodulation reference signal, 기준 신호에 단말 특정 프리코딩 (precoding)을 적용하여 전송되어 단말이 추가적으로 프리코딩 정보를 수신하지 않고도 복조 ( demodulation )를 수행 ¾ 수 있는 특징을 가진 기준 신호를 의미하며， LTE 시스템에서 사용하는 명칭을 그대로 사용한다. 하지만 DMRS에 대한 용어는 사용자의 의도 및 기준 신호의 사용 목적의 의해서 다른 용어로 표현될 수 있다. 예를 들어 단말 특정 기준 신호 (UE-specific RS)나 전용 기준 신호 (dedicated RS)와 같은 용어로 표현될 수 있다.
보다구체적으로 DMRS라는 용어는 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며， 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 용어를 통해 상기 동작이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 이하에서 기술되는 SU-MIM0( single-user MIM0 (匪 11 i— input and mult i -output )M- Ml MIMO (隨 lti_user MIMO)라는 용어 역시 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 사용되는 용어이며 다른 용어를 통해서나 또는 이러한 용어를 통하지 않고도 발명의 동작이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.
<제2-1실시예 >
제 2-1실시예는 다수의 직교 (orthogonal) DMRS 안테나 포트에 따른 DMRS를 전송하는 방법을 설명한다.
구체적으로 도 22a 및 22b를 통해 본 발명에서 제안하는 DMRS 구조를 설명한다. 도 22a는 본 발명에서 제안하는 유닛 (unit) DMRS 구조의 일례를 도시한 도면이다. 이와 같이 하나의 OFDM심볼을 기반으로 구성된 유닛 DMRS 구조는 다양한 전송 시간구간0> 5^55ᅵ∞ Time Interval, ΓΠ)에 대해 기준 신호의 위치를 설정하는데 유리할 뿐만 아니라 낮은 지연 (low latency) 지원 및 URLLC을 위한 기준 신호 위치 설정에도 장점을 가지며， 안테나 포트 확장과 같은 확장성 (Scalability) 측면에서도 유리할수 있다.
도 22a에서 도시한 바와 같이 데이터의 최소 전송 단위인 PRB를 기준으로
12개의 서브캐리어가 하나의 OFDM심볼에 포함될 수 있다. 2210， 2220, 2230에서와 같이 하나의 OFDM심볼에서 DMRS 서브캐리어 (Subcarrier , SC)의 밀도는 설정 가능할 수 있다. 2210와 2220은 12개의 서브캐리어 안에 4개와 8개의 DMRS SC가 포함되는 경우의 DMRS 구조를 각각 나타내며， 2230은 모든 서브캐리어가 DMRS SC로사용되는 DMRS구조를 나타낸다. 본 발명에서 22에서 제안된 DMRS 구조의 활용은 데이터 채널로 한정되지 않는다.
2210의 DMRS구조의 경우 낮은 수의 DMRS SC로 성되어 낮은 번호의 안테나 포트가 지원되는 경우나 주파수상 채널 변화가 작은 환경에서 사용될 수 있다.
또한 2210의 DMRS 구조의 경우 상대적으로 낮은 DMRS 밀도가 요구되는 미니
슬롯 (mini-slot)이나 제어 채널에서 사용될 수도 있다. 이와 반대로 2220의 DMRS 구조의 경우 높은 수의 DMRS SC로 구성되어 높은 번호의 안테나 포트가 지원되는 경우나 주파수상 채널 변화가 큰 환경에서 사용될 수 있다. 또한 2220의 DMRS 구조의 경우 낮은 신호 및 잡음비 (signal to noise ratio, SNR) 영역에서 DMRS 밀도를 높여 채널 추정 성능을 향상시키기 위한 목적으로 사용될 수 있다.
LTE 시스템의 경우 일반 CP와 확장 CP 그리고 MBSFN(Multicast Broadcase Single Frequency Network) 서브프레임에 대해서 각각 고정된 DMRS 패턴이 사용되나ᅳ NR시스템에서는 상기 제안된 식별번호 2220의 DMRS 패턴이 확장 CP또는 MBSFN DMRS로 사용될 수 있다. 2210와 2220에서 짝수개의 DMRS SC로 DMRS가 구성되는 것은 만약 전송 다이버시티 (transmit diversity)기법으로 SFBC(Space Frequency Block Coding)가 고려될 경우에 오펀 (orphan) RE가 발생하지 않는 장점이 있을 수 있다.
2210와 2220에서 DMRS SC로 사용되지 않는 SC는 데이터나 다른 기준 신호와 같이 다른 신호를 위해 사용되거나 DMRS 전력 부스팅을 위해 비우는 것도 가능하다. DMRS SC로사용되지 않는 SC를 DMRS 전력 부스팅을 위해 비우는 것은 낮은 SNR 영역에서 DMRS 채널 추정의 성능을 향상 시키는 용도로 활용될 수 있다. 또한
2210와 2220에서 도시된 DMRS 구조는 DMRS가 전송되지 않는 서브캐리어가 있기 때문에 이 중 일부가 KXDirect Current) 서브캐리어로 사용될 수 있다. 예를 들어 다양한 뉴머를로지 (numerology)를 고려하였을 때 도 22b의 2240, 2250， 2260를 통해 DC서브캐리어가 2220에서 도시된 DMRS 구조와 함께 활용되는 방법을 설명한다. 도 22b는 본 발명에서 제안한 DMRS 구조에 따라 DC서브캐리어가 배치되는 일례를 도시한 도면이다. 2210에서 도시된 DMRS 구조 또한 2240, 2250, 2260에 도시한 방법이 동일하게 사용될 수 있다.
NR 시스템에서 다양한 뉴머를로지가 시간상 다중화 (multiplexing)될 수 있는 상황을 고려하여 2240은 f0의 서브캐리어 간격이 시간 t0에 설정되어 신호가 전송되고， 2250은 2*f0의 서브캐리어 간격이 시간 U에 설정되어 신호가 전송되고， 2260은 4*f0의 서브캐리어 간격이 시간 t2에 설정되어 신호가 전송되는 상황을 고려하였다. 2240, 2250， 2260에 도시한 바와 같이 DMRS SC로 사용되지 않는 특정 SC를 DC서브캐리어로 설정하였을 경우에 본 발명의 DMRS 구조는 시간에 따라 변하는 서브캐리어 간격에 따라서 DC서브캐리어의 위치를 변화시키지 않아도 되는 장점이 있다. 하지만 2230의 DMRS 구조는 모든 서브캐리어에서 DMRS가 전송되기 때문에 DC를 전송하기 위해서 일부를 펑처링 (puncturing)할 필요가 있다.
상기 2210 내지 2230에서에서 도시한 DMRS SC는 PN(Pseudo- random) 시퀀스를 기반으로 생성될 수도 있고 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 기반으로 생성될 수 도 있다. 보다구체적으로， 2210와 2220의 DMRS 구조는 CP-0FDM(cyclic prefix-OFDM) 시스템에서 사용될 수 있다. 그리고 상 /하향링크에서 상기 DMRS구조가 같은 시간-주파수 위치에 설정되어 사용될 수 있다. 만약 상 /하향링크가 동일한 DMRS의 구조를 갖게 되면 상 /하향링크의 DMRS 포트가 직교하도록 할당하는 것이
가능해지기 때문에 탄력적 듀플렉스 (flexible duplex)와 같은 환경에서 보다 채널 추정 성능을 향상시켜 간섭 제거 능력이 향상될 수 있다.
이와 반대로 2230의 DMRS 구조는 LTE 시스템과 유사하게 ZC(Zadof f-Chu) 시퀀스를 기반으로 하며 상향링크에서 DFT-s-0FDM(Discrete Fourier
Transform-spread-OFDM) 시스템의 경우사용될 수 있다. 이러한 경우 LTE 시스템과 유사하게 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 위한 운영이 가능해 질 수 있다. 하지만 본 발명은 상기 제시한 2210 내지 2230의 활용 방법에 한정되지 않는다. 예를 들어 2230의 DMRS구조가 CP-0FDM 및 DFT—s-OFDM와상 /하향링크에 모두사용될 수도 있다.
도 23은 도 22a에서 제안된 유닛 DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법의 일례를 도시한 도면이다. 도 23에서 편의상 안테나 포트는 p=A, B, C, D, ... ，로 표시되었다. 하지만 안테나 포트 번호는 다른 슷자로 표시될 수 있다. 또한 여기서 안테나포트의 매핑은 다수의 레이어 전송 및 랭크를 지원하기 위함이다. 따라서 하기 명시되는 안테나 포트 매칭은 레이어 전송이나 랭크 지원이라는 용어로 대체될 수 있다.
구체적으로 2300와 2305은 2210의 DMRS 구조에 두 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한 것이다. 2300은 길이 2의 0CC(0rthogonal Cover Code)를 적용하여 두 안테나 포트 p=A, B가 FDM( frequency division multiplexing) 및
CDM(code division mult iplexing)으로 매핑되는 방법올 도시하며 2300은 0CC를 적용하지 않고 FDM 방식으로 p=A, B가 매핑되는 방법을 도시한 것이다. 다음으로
2310와 2315은 2220의 DMRS구조에 두 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한 것이다. 2220의 DMRS는 2210과 비교하여 기준 신호의 밀도가높으므로 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다. 2310은 길이 2의 0CC를 적용하여 두 안테나 포트 p=A, B가 FDM 및 CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 2315은 0CC를 적용하지 않고 FDM 방식으로 p=A, B가 매핑되는 방법을 도시한 것이다.
다음으로 2320와 2325은 2220의 DMRS 구조에 네 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한 것이다. 이 때 채널 추정 성능을 향상시키기 위해서 2220의 DMRS 구조에서 DMRS가 전송되지 않는 서브캐리어를 비워 DMRS 전력 부스팅을 위한 용도로 사용할 수 있다. 2320은 길이 2의 0CC와 FDM을 적용하여 네 안테나 포트 p=A, B, C, D가 FDM 및 CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 2325은 0CC를 적용하지 않고 FDM 방식으로 p=A, B, C, D가 매핑되는 방법을 도시한 것이다. 다음으로 2330와
2335은 2220의 DMRS 구조에 여섯 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한 것이다. 이 때， 채널 추정 성능을 향상시키기 위해서 2220의 DMRS구조에서 DMRS가 전송되지 않는 서브캐리어를 비워 DMRS 전력 부스팅을 위한 용도로 사용할 수 있다ᅳ 2330은 길이 2의 0CC와 FDM을 적용하여 여섯 개의 안테나 포트 p=A, B, C, D, E, F가 FDM 및 CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 2335은 0CC를 적용하지 않고 FDM 방식으로 p=A, B, C, 으 E, F가 매핑되는 방법을 도시한 것이다.
2330와 2335에서 안테나 포트가 매핑되는 방법은 상기에서 기술한 안테나 포트 매핑 방법과 다르게 안테나 포트별 기준 신호 (reference signal, RS) 밀도가 일정하지 않은특징을 갖는다. 이는 MU-MIM0을 위해 할당하는 안테나 포트를 가정한 디자인 방법으로써 단말마다서로 다른 채널 상태를 가질 수 있기 때문에 채널 상태가좋은 단말에게는 낮은 RS 밀도를 갖는 포트를 할당하고, 채널 상태가 나쁜 단말에게는 높은 RS 밀도를 갖는 포트를 할당하는 것이 가능하다.
다음으로 2340와 2345는 2220의 DMRS 구조에 여넓 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 이 때 채널 추정 성능을 향상시키기 위해서 2220의 DMRS 구조에서 DMRS가 전송되지 않는 서브캐리어를 비워 DMRS 전력 부스팅을 위한 용도로 사용할수 있다. 2340은 길이 2의 0CC와 FDM을 적용하여 여덟 개의 안테나 포트 p=A, B, C, D, E, F, G, H가 FDM 및 CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 23000은 0CC를 적용하지 않고 FDM 방식으로 p=A, B, C, D, E, F, G, H가 매핑되는 방법을 도시한 것이다. 상기 2300， 2310， 2320, 2330, 2340에서 0CC가 주파수 상으로 적용되는 것은 전력 불균형 (power imbalance) 문제가 발생하지 않는 장점을 갖는다. LTE 시스템의 경우 시간상으로 0CC가 적용될 경우에 전력 불균형 문제가 발생하여 두 개의 PRB 안에서 매 PRB마다 0CC가 다르게 걸리는 제약이 있다.
마지막으로 2350은 2230의 DMRS 구조를 도시한 것이며 2230에서는 12개의 서브캐리어를 모두 DMRS로사용하기 때문에 ZC(Zadoff-Chu) 시뭔스를 사용해서 직교하는 DMRS 안테나 포트를 지원하는 방법을 고려할 수 있다. 이 때 LTE 시스템에서와 같이 서브캐리어 간격이 15kHz임을 가정하고 8개의 순환
시프트 (Cyclic Shift, CS) 필드를 적용하여 8개까지의 직교 안테나 포트를 지원할 수 있다. 2230의 DMRS구조를 활용하는 또 다른 방법으로 4개의 서브캐리어 간격으로 FDM을 적용하여 4개의 직교 안테나 포트를 지원하는 방법을 고려할 수도 있다. 본 발명은 상기 2300 내지 2350에서 제안된 DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법에 한정되지 않는다.
도 24는 상기 도 23에서 제안된 유닛 DMRS 구조에 더 많은 수의 안테나 포트가 매핑되는 방법의 일례를 도시한 도면이다. 더 많은 수의 안테나 포트 매핑을 위해서는 도 22a의 유닛 DMRS 구조에 TDM( t ime divi s i on mul t i pl ex i ng) , FDM 및 /또는 CDM을 추가적으로 적용하여 DMRS가 구성될 수 있다. 예를 들어， 2410와 2420에서와 같이 2220의 구조가 시간상으로 TDM되어 더 많은 수의 안테나 포트가 매핑되는 것이 가능하다. TDM을사용하여 직교 안테나포트를 확장할 경우에 주파수 상의 RS 밀도가 그대로 유지되는 장점이 있지만, 전송 단위 (하나의 PRB)에서
DMRS의 밀도가 높아지는 단점이 있다.
전송 단위에서 DMRS의 밀도를 낮게 유지하기 위하여 높은 랭크는 채널 상황이 매우 좋고， 주파수 상의 채널의 선택성 (se l ect i vi ty)이 낮은 환경에서 지원된다는 점을 고려하여 FDM이나 CDM를 사용하여 직교 안테나 포트를 확장하는 방법을 고려할 수 있다. 예를 들어 2430와 2440에서와 같이 2220의 구조가 주파수상으로 FDM되어 더 많은 수의 안테나 포트가 매핑되는 것이 가능하다. 하지만 FDM을 사용하여 안테나 포트 수를 확장하는 경우에는 전송 단위가 여러 PRB로 확장되는 단점이 발생한다. 또한 2450과 2460에서와 같이 확장된 길이의 0CC를 적용하여 더 많은 수의 안테나 포트를 매핑시키는 것이 가능하다. 보다 구체적으로 2450는 2220에서 길이 8의 0CC를 사용하여 8개의 안테나 포트를 다중화하는 방법을 도시하며， 2460는 2230에서 길이 12의 0CC 12를 사용하여 12개의 안테나 포트를 다중화하는 방법을 도시한다. 여기서 0CC는 왈시-하다마드 코드 (Wal sh-Hadamard code)로 생성할 수 있다.
다음으로 2230와 같이 모든 서브캐리어가 DMRS SC로 구성되는 경우에 앞서 설명한 바와 같이 2230에 적용된 안테나 포트 매핑 방법에 따라서 다양한 안테나 포트 확장이 가능할 수 있다. 만약 2230에서 서브캐리어 간격을 15kHz을 가정하고 ZC 시퀀스를 CS하여 8개의 직교 안테나 포트를 지원할 경우 2410와 같이 TDM을 적용할 경우 16개의 직교 안테나 포트 확장이 가능하다. 만약 2230에서 4개의 서브캐리어 간격으로 FDM을 사용할 경우 최대 4개의 직교 안테나 포트 지원이 가능하나， 2410와 같이 TDM을 고려할 경우 최대 8개의 직교 안테나 포트 지원이 가능하다. 또는 2420와 같이 추가적인 TDM을 고려할 경우 최대 12개의 직교 안테나 포트 지원이 가능하다.
본 발명은 도 24에서 제시된 안테나 포트 확장 방법에 한정되지 않는다. 안테나 포트 확장 방법은 TDM , FDM 및 CDM을 조합하여 적용될 수 있으며， 다양한 방법으로 직교 안테나 포트를 확장하는 것이 가능하다. 예를 들어 앞서 설명한 바와 같이 2410이나 2420에서와 같이 TDM만을 사용하여 안테나 포트수를 확장하는 경우에 전송 단위에서 DMRS의 밀도가높아지는 단점이 있다. 이러한 단점을 보완하기 위한 방법으로 2470에서와 같이 연속하는 두 슬롯을 기준으로 TDM하거나 2480에서와 같이 연속하는 두 슬롯을 기준으로 길이 4의 0CC를 이용한 CDM이 적용될 수도 있다. 상기 2470와 2480에서는 두 슬롯을 기준으로 설명하였지만, 2470와 2480에서 TDM또는 CDM이 적용되는 시간 단위는 슬롯에 한정하지 않는다. 또한 2450에서와 같이 길이 8의 0CC를 적용하여 최대 8개 안테나 포트를 매핑시키는 방법과 달리 만약 DMRS가 ZC 시뭔스로 생성된 경우에는 2490에서와 같이 CS를 이용하여 추가적인 안테나 포트를 지원하는 것이 가능하다. 예를 들어 2320에서와 같이 FDM 및 CDM으로 4개의 안테나 포트로 다중화된 경우에 CS를 사용하면 추가적인 안테나 포트 확장이 가능하다. CS 필드가 4개로 만들어질 경우 최대 16개로 안테나 포트가 확장될 수도 있다. 2490 에서와 같이 0CC 대신 CS를 사용할 경우에 주파수 상의 RS 밀도가 그대로 유지되는 장점이 있다.
5G통신 시스템에서는 DMRS 구조가 다수로 설정 가능할 수 있다. 이에 대한 예로 설정 가능한 DMRS의 구조가 프론트 로디드 (Front- l oaded) DMRS와 연장 또는 추가적인 (Extended또는 Add i t i ona l , 이하 연장된) DMRS로 구분될 수 있다.
구체적으로 설명하면 프론트 로디드 DMRS는 빠른 데이터 디코딩을 위해 NR-PDSCH의 앞쪽에 위치하는 DMRS로서 하나 또는 두 개의 인접한 OFDM 심블로 구성될 수 있다. 또한프론트 로디드 DMRS는 NR-PDSCH의 앞에 위치하는데， 그 위치가 고정되거나 또는 유연하게 설정될 수도 있다. 예를 들어 프론트 로디드 DMRS의 위치를 NR-PDSCH의 시작 첫 번째 심볼로 정할 경우에 NR-PDCCH의 영역에 의해 프론트 로디드 RS가 유연하게 변동 될 수도 있다. 프론트 로디드 DMRS의 위치가고정되는 경우와유연한 경우의 장단점을 설명하면， 프론트 로디드 DMRS의 위치가 고정되는 경우 옆 셀의 DMRS도 항상 같은 위치에서 전송된다고 가정할 수 있다. 하지만 제어 채널의 영역이 설정 가능하도록 설정되거나 제어 채널이 전송되지 않는 서브프레임에서 데이터 채널의 DMRS가 더 앞에 위치하지 못함으로써 디코딩 지연 (decoding l atency)에 취약할 수 있다.
프론트 로디드 DMRS의 위치가 유연한 경우 프론트 로디드 RS가 항상 데이터 채널의 앞쪽에 위치하게 됨으로써 디코딩 지연 측면에서 장점을 갖지만， 프론트 로디드 RS의 위치가 다양해짐으로써 셀간 DMRS 위치가 고정적이지 않아 간섭 제어 및 향상된 수신기 (Advanced rece iver ) 운영에 문제가 생길 수 있다. 이를 위해 추가적으로 네트워크 시그널링을 도입하는 방법을 고려할 수 있으나 일반적으로 DMRS의 위치가 고정 설정되는 방법이 시스템 운영에 보다 유리한 장점이 있으므로 상기와 같은 이유로 프론트 로디드 DMRS를 고정적인 위치에 설정하는 구체적인 방법을 제안한다.
도 25는 프론트 로디드 DMRS의 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 각각 도시한 도면이다. 여기서 프론트 로디드 DMRS의 위치 설정은 제어 채널의 영역에 의해서 결정될 수 있다. 만약 제어 채널의 영역이 최대 2개의 OFDM심볼로 구성될 경우 2510과 같이 프론트 로디드 DMRS는 3번째 OFDM심볼에 위치한다. 만약 제어 채널의 영역이 최대 3개의 OFDM심볼로 구성될 경우 2520과 같이 프론트 로디드 DMRS는 4번째 OFDM심볼에 위치한다. 앞서 설명한 바와 같이 상기와 같이 프론트 로디드 DMRS의 위치가 최대 설정 가능한 제어 채널 영역에 의해 결정되면, 제어 채널이 일부 또는 모두 설정되지 않을 경우 디코딩 지연을 줄이는데 손해가 있을 수 있다.
따라서 본 발명에서는 확장된 방법으로 또다른 프론트 로디드 DMRS의 위치를 설정할 수 있는 방법을 제안한다. 예를 들어 제어 채널의 영역이 최대 2개의 OFDM 심볼로 구성될 경우 2510과 같이 프론트 로디드 DMRS는 3번째 OFDM 심볼에 고정하는 설정과 함께， 2530과 같이 프론트 로디드 DMRS를 1번째 0FDM 심볼에 고정하는 옵션을 설정할 수 있다. 그리고 상황에 따라 이 두 가지 옵션을 설정하면 프론트 로디드 DMRS의 위치가 고정되는 경우가 갖는 단점을 보완할 수 있다.
구체적으로 다수의 프론트 로디드 DMRS의 위치를 설정하는 것은 다양한 방법으로 이루어질 수 있다. 예를 들어 RRC와 같은 상위 레이어 시그널링을 통해
준정적 ( semi-stat i c)으로 설정하는 방법을 고려할 수 있다. 다른 방법으로
MIB(master informat ion block)나 SIBCsystem informat ion bl ock)와 같은 시스템 정보에 설정할수도 있다. 또한 DCI를 통해 동적 (dynami c)으로 설정하는 방법을 고려할 수도 있다. 이와 달리， SPS( Semi -per s i stent schedul ing)를 통해 설정하는 것도 가능하다.
다음으로 연장된 DMRS에 대해서 설명한다 앞서 설명한프론트 로디드 DMRS는 높은 도플러 (High Doppl er ) 상황에서 시간상으로 빠르게 변하는 채널을 트래킹하는 것이 불가능하므로 채널을 정확하게 추정하는 어려움이 있다. 또한 프론트 로디드 DMRS만으로는 주파수 오프셋 ( f requency of f set )에 대한 정정을 수행하는 것이 불가능하다. 따라서 이러한 이유로 슬롯에서 프론트 로디드 DMRS가 전송되는 위치보다 뒤쪽에 추가적인 DMRS가 전송될 필요가 있다.
도 26은 연장된 DMRS가 전송되는 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 각각 도시한 도면이다. 도 26은 프론트 로디드 DMRS의 위치를 기술한 2510， 2520 및 2530에 대해서 각각 연장된 DMRS를 도시하였다. 2610 내지 2660에서는 연장된 DMRS의 위치가 LTE 시스템에서 CRS가 전송되는 위치를 피해서 설정되었다. 이는 LTE-NR공존 (coex i stence)의 상황에서 간섭의 영향에 있어 유리한 장점을 가질 수 있다. 하지만 2670 내지 2690의 경우에는 2530과 마찬가지로 프론트 로디드 DMRS의 위치가 LTE 시스템에서 CRS가 전송되는 위치와 겹치게 된다.
슬롯의 길이가 7 0FDM심볼인 경우에는 도 26에 도시한 바와 같이 연장된 DMRS의 위치가 하나로 설정될 수 있음에 반해 슬롯의 길이가 14 0FDM심볼인 경우에는 연장된 DMRS의 위치가 도플러 상황에 따라서 2개로 설정될 필요가 있다. 예를 들어 채널이 빠르게 변화하는 환경에서는 2620과 같이 연장된 DMRS의 위치를 설정할 수 있으며， 채널이 매우 빠르게 변화하는 환경에서는 2630과 같이 연장된 DMRS의 위치를 설정할 필요가 있다.
상기 실시예에서 도 25와도 26는 도 22에서 설명한 유닛 DMRS구조를
기본으로 DMRS가 설정되는 기본적인 위치를 도시한 것이며， 도 24에서 설명한 바와 같이 안테나포트 확장을 위해서 유닛 DMRS 구조가 확장되는 경우에는 DMRS가 전송되는 위치는 추가적으로 설정될 수 있다. 또한 연장된 DMRS의 경우에는 시간상에 다수의 DMRS가 설정됨에 따라서 DMRS오버헤드 문제가 발생할 수 있다. 따라서 이러한 경우에는 2210과 같이 주파수상 낮은 밀도를 갖는 DMRS를 설정함으로써 DMRS오버헤드를 줄이는 것이 가능하다.
아래에서는 상기 발명에 따라 DMRS구조가 다양해지는 점을 고려하여 기지국이 DMRS의 구조를 설정하는 방법을 설명한다. 구체적으로 상기 발명에 따르면 지원되는 직교 안테나 포트 수가 증가됨에 따라 DMRS 포트 다중화 방법이 달라질 수 있다. 또한 유닛 DMRS 구조에서 주파수상 다른 RS 밀도를 설정할수 있다. 그리고 프론트 로디드 RS와 연장된 DMRS와 같이 시간상 확장된 RS 구조를 설정할 수 있다. 이에 따라서 기지국이 전송 환경에 적합한 DMRS 구조를 설정했을 때， 단말이 설정된 DMRS 구조를 가정하여 채널 추정을 잘 수행하기 위해서는 이에 대한 설정을 단말에게 시그널링해야 한다. DMRS 구조 설정은 준정적으로 또는 동적으로 설정될 수 있다. DMRS 구조를 준정적으로 설정하는 가장 간단한 방법은 상위 계층 시그널링 (higher l ayer s igna l ing)을 통해 DMRS의 구조를 설정하는 방법이다. 보다구체적으로 RRC의 RS 관련 시그널링 필드에 아래 표 9와 같이 설정 정보를 포함시킬 수 있다.
【표 9】
― ASN1START
DMRS-Pat ternld ：：= INTEGER (0. .maxDMRS-Pat tern)
DMRS-t imeDens i tyld ： : = I NTEGER ( 0 · . maxDMRS-T i me )
DMRS- f r equencyDens i tyld : : = INTEGER
(0. .maxDMRS-Freqeuncy)
― ASN1ST0P
구체적으로 표 9에서 DMRS-Pat ternld를 통해 다른 패턴으로 매핑 정보를 지시하는 것이 가능하다. 여기서 maxDMRS-Pat tern는 최대 설정 가능한 DMRS-Pat ternld의 수를 나타낸다. 예를 들어 상기 실시예에서 MU-MIM0를 위해 12 직교 DMRS 포트를 매핑하는 경우와 8개의 직교 DMRS 포트를 매핑하는 경우에 매핑 패턴이 달라질 수 있는 점을 관찰하였다. 이러한 경우에 DMRS-Pat ternld를 이용하여 달라진 패턴 정보를 지시해 줄 수 있다. 구체적으로 상기 DMRS-PaUernld로 (0， 1)를 설정하여 0은 SU-MIM0를 위해 8포트까지 지원하는 패턴을 나타내며 1은 MU-MIM0를 위해 12포트를 지원하는 경우의 패턴을 지시할 수 있다. 또 다른 예로 (0， 4 , 8， 12)를 설정하여 0은 SU-MIM0로 동작하는 DMRS 패턴을 지시하고， 4, 8， 12는 각각사용되는 DMRS 안테나 포트수가 4， 8 , 12에 해당되는 DMRS 패턴을 지시할 수도 있다. 이 때 12로 설정된 경우 MU-MIM0를 위한 DMRS 패턴으로만 지시될 수 있다.
또한 표 9에서 DMRS-t inieDensi tyld를 통해 시간상 확장된 RS구조를 지시하는 것이 가능하다. 여기서 maxDMRS-Time는 최대 설정 가능한 DMRS_t imeDensi tyld의 수를 나타낸다. 예를 들어 프론트 로디드 RS와 연장된 DMRS와 같이 시간상 확장된 RS 구조를 설정하는데 사용될 수 있다. 마지막으로 표 9에서 DMRS-frequencyDens i tyld를 통해 주파수상 다른 RS 밀도를 설정할 수 있다. 여기서 maxDMRS-Freqeuncy는 최대 설정 가능한 DMRS—frequencyDens i tyld의 수를 나타낸다. 예를 들어 DMRS-frequencyDens i tyld는 RS 오버헤드를 조절하기 위하여 주파수상 낮은 RS 밀도를 설정하는데 사용될 수 있다.
표 9에 설정된 필드값의 용어는 다른 용어로 대체 될 수 있음에 주목한다. 상기 용어는 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며， 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 다른 용어를 통해 상기 동작이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 상기와 같은 방법을 통해 DMRS 구조가 RRC로 준정적으로 설정될 수 있으며 단말은 RRC에 설정된 값을 통해 현재 전송된 DMRS의 구조를 파악할 수 있다.
다음으로 기지국이 전송 환경에 적합한 DMRS 구조를 동적으로 설정하는 방법을 설명한다. 만약 상기에서 RRC 상으로 DMRS 정보를 설정한 방법과 유사한 방법으로 DMRS에 대한 정보를 MAC CE로 설정하면 보다 동적으로 DMRS 구조에 대한 정보를 설정하는 것이 가능하다. 다음으로 DMRS 구조를 동적으로 설정하는 가장 간단한 방법은 DCI에 DMRS 구조에 대한 정보를 포함시켜 전송하는 것이다. 이 때 기본적인 동작을 위해서 DMRS 구조를 동적으로 운영하기 위한 필드가 적용되지 않는 DCI 포맷 (format)이 따로 정의될 수 있다. DCI를 이용하여 DMRS 구조를 설정하게 되면 동적으로 DMRS 구조의 변경이 가능해지는 장점이 있다. 반면에 이를 운영하기 위해 DCI 오버헤드가 발생하는 단점이 있다.
따라서 DMRS 구조에 대한 설정이 준정적 시그널링과 동적 시그널링을 조합한 계층적 설정 (Hierarchical configuration) 구조로 운영될 수도 있다. 구체적으로 표 9에서 DMRS-timeDensityld와 DMRS— frequencyDensityld만 RRC로 설정되고 DMRS— Patternld는 MAC CE나 DCI로 설정될 수 있다. 그 이유는 시간 및 주파수상 채널 변화에 대웅하기 위한 DMRS 패턴은 동적 시그널링이 필요할 만큼 빨리 변동시킬 필요가 없을 수 있기 때문에 RRC에 설정하고 SU 및 MU에 대한 DMRS 패턴은 동적으로 운영할 필요가 있기 때문에 이를 위한 DMRS 패턴 정보는 MAC CE나 DCI로 설정될 수 있다.
<제2-2실시예 >
제 2-2실시예는 NR 시스템에서 증가된 DMRS 시뭔스 길이에 따라 DMRS 시퀀스 생성시 이를 효과적으로 운영할 수 있는 방법을 제안한다. 앞서 설명한 바와 같이 PN 시퀀스 C(n)를 기반으로 DMRS 시퀀스 r(m)를 생성할 때 아래 수학식 14와 같이 생성되는 시퀀스 길이는 PRB 내의 DMRS RE 개수 A와 NR시스템의 DL또는 UL를 위해
max
지원하는 RB수의 최대값 N RB 에 의하여 결정 될 수 있다.
[수학식 14]
Figure imgf000065_0001
하지만 NR 시스템에서는 다양한 DMRS 구조가 지원될 수 있으며， 다양한 DMRS 구조를 고려하여 효과적으로 DMRS 시퀀스를 생성하고 이를 자원에 매핑하는 방법이 필요하다. 또한 NR 시스템에서는 다양한 뉴머롤로지가 지원될 뿐만. 아니라， 400MHz까지의 채널 대역폭을 고려하고 있다. 지원하는 서브캐리어 간격을 15， 30, 60 , 120 , 240 및 480kHz까지 고려하고 채널 대역폭을 5， 10， 40， 80， 100 , 200 및 400MHz까지 고려한 경우에 최대 서브캐리어 수와 PRB수는 아래 표 10과 표 11에 각각도시한 바와 같다.
【표 10】
Figure imgf000066_0001
【표 11】
SCS RB s i ze Channel bandwidth (MHz)
(kHz)
5 10 40 80 100 200 400
15 180kHz 27.5 55 220 440 550 1100 2200
30 360kHz 13.75 27.5 110 220 275 550 1100
60 720kHz 6.875 13.75 55 110 137.5 275 550
120 1.44丽 z 3 .4375 6.875 27.5 55 68.75 137.5 275
240 2.88MHz 1.71875 3.4375 13.75 27.5 34.375 68.75 137.5
480 5.76MHz 0.859375 1.71875 6.875 13.75 17. 1875 34.375 68.75 상기 표 10괴 -' 11에서 제시한서브캐리어 수와 RB수는 단지 예시일 뿐이며， NR 표준화 진행에 따라 다른 값이 사용될 수 있다. 표 10과 11에 따르면 NR 시스템에서 지원하는 최대 RB 수는 지원하는 서브캐리어 간격과 채널 대역폭에 따라 상이한 값을 갖게 되며 최대 지원 가능 서브캐리어 수를 6600으로 가정한 경우에 RB 수의 최대값은 550으로 증가될 수 있다. 반면 동일한 채널 대역폭을 사용하는 경우에도 서브캐리어 간격이 증가하면 지원하는 RB 수의 최대값은 감소하게 된다. 따라서 다양하게 지원되는 RB 수에 따라 DMRS 시퀀스 길이를 효과적으로 운영할수 있는 방법이 필요하다.
첫 번째로 상기 수학식 14에서 PRB 내의 DMRS RE 개수 A를 결정하는 방법을 설명한다. 구체적으로 NR 시스템에서는 다양한 DMRS 구조가 지원되기 때문에 이를 고려하여 효과적으로 DMRS 시퀀스를 생성하기 위한 방법으로 아래의 대안들을 고려해 볼 수 있다.
• 방법 1 : A는 다양한 DMRS 구조 중 다른 DMRS 패턴을 포함하는 가장 RE 밀도가높은 DMRS 패턴의 DMRS RE 개수로 결정된다.
• 방법 2 : A는 다양한 DMRS 구조 증 프론트 로디드 DMRS 패턴의 DMRS RE 개수로 결정된다.
상기 대안 중 방법 1의 경우는 다양한 DMRS 구조 중 다른 DMRS 패턴을 포함하는 가장 RE 밀도가 높은 DMRS 패턴의 DMRS RE 개수로 A를 결정하고 DMRS 시퀀스를 생성하며, 더 낮은 RE 밀도를 갖는 DMRS 패턴의 경우에는 그 중 일부 시뭔스만사용하는 방법이다. 보다구체적으로 도 25와 도 26에서 2510， 2610 , 2620 , 2630를 기준으로 설명하면 상기 방법 1은 2630와 같이 가장 RE 밀도가 높은 DMRS 패턴을 기준으로 DMRS 시퀀스가 생성된다. 그리고 2510 , 2610 , 2620와 같이 낮은 RE 밀도를 갖는 DMRS 패턴이 사용될 경우에는 생성해 놓은 패턴중 일부만이 자원에 매핑 될 수 있다.
이와 달리 방법 2의 경우는 다양한 DMRS 구조 중 프론트 로디드 DMRS 패턴의 DMRS RE 개수로 A를 결정하고 MRS 시퀀스를 생성하며 더 높은 RE 밀도를 갖는 DMRS 패턴의 경우에는 생성된 시퀀스를 재사용하여 확장시키는 방법이다. 보다 구체적으로 도 25와 도 26에서 2510， 2610 , 2620 , 2630를 기준으로 설명하면 상기 방법 2에 따르면 2510와 같이 가장 프론트 로디드 DMRS 패턴을 기준으로 DMRS 시퀀스가 생성된다. 그리고 2610， 2620， 2630와 같이 높은 RE. 밀도를 갖는 DMRS 패턴이 사용될 경우에는 생성해 놓은 프론트 로디드 DMRS 패턴에 대한 시퀀스를 반복하여 연장된 DMRS를 위한자원에 매핑할 수 있다.
또한 방법 2의 경우에 도 22에 도시한 바와 같이 주파수상 다른 밀도를 갖는 유닛 DMRS 패턴이 모두 지원될 경우에 방법 2에 따르면 이 중 높은 밀도를 갖는 유닛 DMRS 패턴을 기준으로 시퀀스가 생성될 수 있다. 보다 구체적으로 2210와 2220이 모두 지원될 경우에 2220를 기준으로 시퀀스가 생성되고 만약 2210과 같이 낮은 밀도를 갖는 유닛 DMRS 패턴이 설정되었을 경우에는 생성된 시퀀스 중 일부를 펑처링하고 나머지 시퀀스가 자원에 매핑될 수 있다. 방법 1과 비교하여 방법 2의 경우에는 더 짧은 길이의 DMRS 시퀀스로 운영될 수 있는 장점이 있다.
다음으로 상기 수학식 14에서 DL 또는 UL를 위해 지원하는 RB 수의 최대값
Λ Γ max
N RB 를 결정하는 방법을 설명한다. 앞서 설명한 바와 같이 NR 시스템에서 지원하는 최대 RB수는 지원하는 서브캐리어 간격과 채널 대역폭에 따라 상이한 값을 갖게 되며 최대 지원 가능 RB수는 LTE 시스템과 비교하여 매우 증가될 수 있다. 따라서 다양하게 지원되는 RB 수에 따라 DMRS 시퀀스 길이를 효과적으로 운영할 수 있는 방법이 필요하다. 이 때 DMRS 시퀀스 길이를 결정하는 방법으로 아래의 대안들을 고려해 볼 수 있다.
Λ, max
• 방법 1 : N RB 는 현재 설정된 서브캐리어 간격에서 최대 지원 대역폭을 고려하여 설정된다.
、 max
• 방법 2 : 는 NR 시스템에서 정의된 모든 서브캐리어 간격과 최대 지원 대역폭을 고려하여 설정된다.
상기 대안 중 방법 1의 경우는 현재 설정된 서브캐리어 간격에서 최대 지원 λ - ma
대역폭을 고려하여 N RB 가 설정되는 방법이다. 보다 구체적으로 표 11에서 현재 설정된 서브캐리어 간격이 15kHz일 경우에 최대 지원 대역폭 100MHz를 고려하여 RB수는 550이 될 수 있다. 만약 현재 설정된 서브캐리어 간격이 15kHz일 경우에 최대 지원 대역폭 40MHz를 고려하여 RB수는 220이 될 수 있다. 반면 방법 2의 경우는 NR에서 정의된 모든 서브캐리어 간격에서 최대 지원 대역폭을 고려하여
A max 설정되는 방법이기 때문에 표 11을 기준으로 할 때 가장 큰 RB수인 550가 로 설정될 수 있다.
또한 방법 2의 경우에는 생성해야 하는 DMRS 시퀀스 길이를 최소화하기 위해서 모든 지원 서브캐리어 간격을 <6GHz (under 6GHz)와 >6GHz (above 6fflz)로 구분지어 고려할 수 있다. 구체적으로 <6GHz인 경우에 지원하는 서브캐리어 간격을 15， 30 및 60kHz로 한정하여 이 때 표 11를 기준으로 할 때 가장 큰 RB수인 550가 max
N RB 로— 설정될 수 있다. 하지만 >6GHz인 경우에 지원하는 서브캐리어 간격을 120， 240 및 480kHz로 한정하여 이 때 표 11을 기준으로 할 때 가장 큰 RB수인 275가 max
N RB 로― 설정될 수 있다. 다른 방법으로 방법 2에 따르면 기지국이 지원하는
7 max
서브캐리어 간격과 채널 대역폭만을 고려하여 그 셋 안에서 N 가 결정될 수도 있다. 예를 들어 기지국이 지원하는 서브캐리어 간격이 15 , 30 및 60kHz로 한정되고 지원하는 채널 대역폭이 5 , 10 및 40MHz로 한정될 경우에 이 셋 안에서 표 11을
Λ- max
기준으로 할 때 가장큰 RB수인 220가 ^ ^ 로 설정될 수 있다.
하지만 상기 대안을 고려할 경우에도 현재 LTE 시스템과 비교하여 생성해야 하는 DMRS 시퀀스 길이가 여전히 매우 길어질 수 있다. 따라서 이를 해결하기 위한 방법으로 다음을 고려할 수 있다. 다음 제안 방법은 2단계 자원 할당 ( two-step resource al l ocat i on)을 활용한 방법이다. 증가된 채널 대역폭으로 인하여 RBG 크기가 증가하는 것을 방지하기 위하여 2단계 자원 할당이 사용될 수 있다.
도 27은 2단계 자원 할당 방법의 일례를 도시한 도면이다. 구체적으로 도 27에 도시한 바와 같이 예를 들어 최대 500RB의 시스템 대역폭이 할당된 경우에 RBG 크기를 4로 유지하기 위한 2단계 자원 할당 방법은 2710과 같이 우선 첫 번째 단계에서 5비트 비트맵을 이용하여 500RB중 100RB의 자원 할당 위치를 설정하고 그 다음 두 번째 단계에서 25비트 비트맵을 이용하여 설정된 100RB에서 4RB의 할당
7W ina
위치를 설정할 수 있다. 따라서 N RB 를 현재 할당된 최대 대역폭을 기준으로 결정하는 것이 아니라 상기 설명한 2단계 자원 할당을 적용하여 반영할 수 있다. 보다 구체적으로 2710에서 최대 500RB의 시스템 대역폭이 할당된 경우에 N RB 는 500이 되는 것이 아니라 2단계 자원 할당의 첫 번째 단계에서 결정된 100RB가 η. γ max max
Ή RB 로 결정될 수 있다. 2단계 자원 할당을 활용한 N RB 의 I 결정 방법은 상기 방법 1과 방법 2에 모두 적용될 수 있다.
<제2-3실시예 >
제 2-3실시예는 NR 시스템에서 DMRS 시퀀스를 TRP-특정으로 생성하고 초기화하는 방법을 설명한다. DMRS 시퀀스를 TRP-특정으로 생성하는 것은 TRP ID를 이용하여 DMRS 시퀀스를 생성함으로써 TRP마다 서로 다른 DMRS 시퀀스를 갖게 된다는 것이다. 여기서 TRPCTransmi ss ion Recept ion Point )는 셀 (Cel l )이라는 개념으로 활용될 수 있으며, TRP식별자 (TRP ID)는 셀 식별자 (Cel l ID)를 나타낼 수 있다. 본 발명의 모든 실시예에서 TRP와 셀의 용어는 같은 개념으로 활용되어 대체될 수 있다. DMRS 시뭔스를 TRP-특정으로 생성함으로써 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 상호 상관 (cross-correl at ion)을 최대한 랜덤화 (randomi zat ion)할 수 있는 장점이 있다. 반면에 단말이 다른 TRP의 간섭 신호를 효과적으로 제거하기 위해서는 다른 TRP ID와 같은 다른 TRP에 대한 DMRS 정보를 시그널링 받아야 하는 단점이 있다. 본 발명에서는 DMRS 시퀀스를 TRP-특정으로 생성하고 초기화하는 구체적인 방법들을 제안한다.
구체적으로 제 2-3실시예는 셀 ID와 슬롯 넘버， 그리고 스크램블링 식별자로 DMRS 시퀀스를 초기화하는 방법을 제시한다. 첫 번째 방법은 아래 수학식으로 표현될 수 있다.
[수학식 15]
Figure imgf000070_0001
상기 수학식에서 ns는 전송 프레임 내의 슬롯 번호를 나타내며， 1^1[}는 스크램블링 식별자를 나타내며 구체적인 언급이 없는 경우에 스크램블링 식별자의 값은 0으로 가정된다. NR 시스템에서 ^는 2개 또는 2개 이상의 값올 가질 수 있다. nSCID는 가짓수 N는 LTE 시스템과 마찬가지로 CoMP 운영에서 두 TRP간의 DMRS 시퀀스 스크램블링을 고려하여 0 또는 1의 두 가지 값으로 설정될 수 있 i , NR 시스템의 경우 보다 다양한 운영 환경올 고려하여 i=0,l, … ,Ν으로 2개 이상의 값을 가질 수 있다. 예를 들어 Ν=4로 확장을 고려할 수 있다. 또한 X는 nSCID를 구분 짓는 비트 수가 되며 X=log2(N)으로 결정될 수 있다. 또한 " =0'1""'W는 아래와 같이 결정될 수 있다.
• ID ID if no value for JD is provided by higher layers or if DCI format which does not support nsciD values is used for the DCI associated
DRMS,i
with the PDSCH transmission (만약 n ID 을 위한 값이 상위 레이어에 의해 제공되지 않거나， 만약 PDSCH 전송에 관련된 DCI를 위해 사용되는 DCI 포맷이 nSCID
('')_ τ. r cell
값을 지원하지 않을 경우， n m~—N ID
(/)_ DRMS (0_ DRMS 參 " I례 D otherwise (그렇지 않을 경우， n ID~" "> )
DRMSJ
위에서 n !D 의 값은 상위 레이어에 아래 표 12와 유사한 방법으로 설정될 수 있다. 표 12에서 N— celllD는 셀 ID의 수를 나타내며 LTE 시스템에서는 504개였으나 NR 시스템에서는 1000개로 확장될 수 있다. 또한 표 12는 nSCID가 4개인 경우를 기술한 예이며， 이에 대한 수는 NR 시스템의 고려사항에 따라 2개로 줄어들거나 더 확장될 수도 있다. 수학식 15에서 Y는 셀 ID를 구분 짓는 비트 수가 되며 셀 ID가 1000개인 경우에 Y=10이 될 수 있다.
【표 12]
― ASN1START
DMRS-Config ：: = CHOICE {
release NULL,
setup SEQUENCE {
scramblingldentity INTEGER (0. .N_cellID-l), scramblingldentity2 INTEGER (0. .N_cellID-l), scramblingldentity3 INTEGER (0. .N_cellID-l), scrambl ingldent i ty4 INTEGER (0. ,N_ce l l ID-l)
}
상기 수학식 15에' 따르면 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스가 초기화된다. 하지만 NR 시스템의 경우， 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이기" 매우 짧아질 수 있다. 보다 구체적으로 서브캐리어 간격 (SCS)에 따른 슬롯의 길이는 아래 표 13에 도시한 바와 같다.
【표 13】
Figure imgf000072_0001
상기 표 13에서외 ^ 같이 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 MRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식이 제안된다.
[수학식 16]
상기 수학식에서 M을 제외한모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 15와 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시뭔스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 아래 표 14로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 16에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있다. 예를 들어， 수학식 15가사용되면서 다음과 같은문구가사용될 수 있다.
UE i s not expected to update Cini t less than Xmsec . (단말은 Xmsec보다 짧은 시간에 Cini t를 업데이트하도톡 기대하지 않는다. )
여기서 X= lmsec가 될 수 있다.
【표 14】
Figure imgf000073_0001
DMRS 시퀀스를 TRP-특정으로 생성하고 초기화하는 또 다른 방법은 아래 수학식 17으로 표현될 수 있다. 하기 방법은 상기 수학식 15의 방법보다 다른
TRP간 DMRS 시퀀스의 상호 상관을 좀 더 랜덤화할 수 방법이다. 구체적으로 와 가 각각 Χι= 게 1셀 ID와 = 제 2셀 ID를 초기화 값으로 하여 생성된 PN 시퀀스라고 가정하고 i 와 2 가 각각 χι+ζ 와 ¾+2를 초기화 값으로 생성된 PN 시퀀스라고 가정한다. 여기서 Z는 슬롯 넘버라고 가정한다, 이 때 시간 동기화 네트워크 (time synchronized network)를 가정할 경우에 ^ 1 와 2 의 상호 상관 특성은 와 ^2.의 상호 상관 특성과 동일하다. 이는 와 / 2 가 좋지 않은 상관 관계 (bad correlation)을 갖는 경우에 와 역시 좋지 않은 상관 관계를 갖는 것을 의미한다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식이 제안된다.
[수학식 17] emu-2 (' +1) . (2"φ +1)+2 "w + 請 상기 수학식에서 (2"우) +1)부분을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 15와 동일하다. 상기 수학식에서 (2"1 "0)+1)부분은 로 대체될 수 있다. 상기 수학식에서 (2" +1)를 사용하는 이유는 보다 (2"/우+1)를 사용하는 것이 다른 TRP간 DMRS시퀀스의 상호 상관을 좀 더 랜덤화할 수 있는 방법이기 때문이다. 보다 구체적으로 Ml와 M2를 서로 다른 Cell-ID라고 가정했을 때, M2+1=2(M1+1)이 되는 경우를 고려해 본다. 예를 들어，
(0,1)， (1,3), (2,5), (3,7), ··· 의 경우에 해당한다. 이러한 경우에 를 사용하여 시뭔스를 초기화하였을 경우에 수학식 14에서의 셀 ID Ml에 해당하는 I 컴포넌트 (component)와 셀 ID M2에 해당하는 Q 컴포넌트에 해당하는 상호 상관이 슬롯 넘버에 따라서 변하지 않게 된다. 이러한 경우에 ( w^ D)+1)를 사용하여 상기와 같은 문제가 해결될 수 있다.
상기 수학식 17에 따르면 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스가초기화된다. 하지만, NR 시스템의 경우， 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이기" 매우 짧아질 수 있다. 상기 표 13에서와 같이 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식이 제안된다.
[수학식 18] c ini 2X+Y{ [ njM \ +1) · (2 « ^'otd)+ 1)+ 2Xn ^^+ riscm 상기 수학식에서 M을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 17와 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 Iras를 기준으로 하기 위한 M의 값은 상기 표 14로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 18에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스 초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있다. 예를 들어 수학식 17가사용되면서 다음과 같은문구가사용될 수 있다.
UE i s not expected to update Cini t less than Xmsec . (단말은 Xmsec보다 짧은 시간에 Cini t를 업데이트하도록 기대하지 않는다. )
여기서 X= lmsec가 될 수 있다.
DMRS 시퀀스를 TRP-특정으로 생성하고 초기화하는 또 다른 방법은 아래 수학식 19로 표현될 수 있다. 하기 방법은 상기 수학식 17의 변형된 방법으로 수학식 17에서 반복된 의 사용을 피하기 위한 방법이다. 이를 위해서 아래 수학식이 사용될 수 있다.
[수학식 19] mr 2 ^( ns+ l ) - (2 « ^OTD)+ l)+ f2 saD 상기 수학식의 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 15와 동일하다. 하지만 NR 시스템의 경우， 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 수 있다. 상기 표 13에서와 같이 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식이 제안된다. [수학식 20]
Figure imgf000076_0001
nSCID 상기 수학식에서 M을 제외한모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 19와 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시뭔스가 초기화되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 상기 표 14로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 20에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있다. 예를 들어， 수학식 19가사용되면서 다음과 같은문구가사용될 수 있다.
UE i s not expected to update C ini t less than Xmsec . (단말은 Xmsec보다 짧은 시간에 Cini t를 업데이트하도록 기대하지 않는다. )
여기서 X= lmsec가 될 수 있다.
<제2-4실시예 >
제 2-4실시예는 NR 시스템에서 DMRS 시퀀스를 자원 특정으로 생성하고 초기화하는 방법을 설명한다. DMRS 시퀀스를 자원 특정으로 생성할 경우 상기 제 2-3실시예와 달리 TRP ID를 이용하여 DMRS 시퀀스를 생성하지 않음으로써 TRP마다 동일한 DMRS 시퀀스를 갖게 된다. 단지 DMRS시퀀스는할당된 자원 영역에서 서로 다른 시뭔스를 갖게 된다. 따라서 상기 방법은 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 상호 상관이 높아지는 단점이 있다. 하지만상기 방법에 따르면 단말이 다른 TRP의 간섭 신호를 효과적으로 제거하기 위해서 다른 TRP ID와 같은 다른 T P에 대한 일부 DMRS 정보를 시그널링 받지 않아도 되는 장점이 있다.
본 발명에서는 DMRS 시퀀스를 자원 특정으로 생성하고 초기화하는 구체적 방법들을 제안한다. 보다구체적으로 제 2-4실시예는 슬롯 넘버와스크램블링 식별자로 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 방법을 제시한다. 첫 번째 방법은 아래 수학식 21으로 표현될 수 있다.
[수학식 21]
c ,„„= 2' (. ns+ l )+nscw 상기 수학식에서 는 전송 프레임 내의 슬롯 번호를 나타내며， ^^는 스크램블링 식별자를 나타내며 구체적인 언급이 없는 경우에 스크램블링 식별자의 값은 0으로 가정된다. NR시스템에서 nSCID는 2개 또는 2개 이상의 값을 가질 수 있다. nSCID의 가짓수 N는 LTE 시스템과 마찬가지로 CoMP 운영에서 두 TRP간의 DMRS 시퀀스 스크램블링을 고려하여 0 또는 1의 두 가지 값으로 설정될 수 았고， NR 시스템의 경우 보다 다양한 운영 환경을 고려하여 i=0 , l , … ,Ν으로 2개 이상의 값을 가질 수 .있다. 예를 들어 Ν=4로 확장을 고려할 수 있다. 또한 X는 nSCID를 구분 짓는 비트 수가 되며 X=lo (N)으로 결정될 수 있다.
상기 수학식 21에 따르면 매 슬롯마다 DMRS 시원스가초기화된다. 하지만 NR 시스템의 경우 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 수 있다. 상기 표 13에서와 같이 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식이 제안된다.
[수학식 22]
Figure imgf000077_0001
상기 수학식에서 M을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 21과 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시퀀스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 상기 표 14로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 22에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스 초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있음에 주목한다. 예를 들어， 수학식 21이 사용되면서 다음과 같은 문구가사용될 수 있다.
UE i s not expected to update Cjni t less than Xmsec . (단말은 Xmsec보다 짧은 시간에 Cini t를 업데이트하도록 기대하지 않는다. )
여기서 X= lmsec가 될 수 있다.
DMRS 시퀀스를 자원 특정으로 생성하고 초기화하는 또 다른 방법은 아래 수학식 23으로 표현될 수 있다. 하기 방법은 상기 수학식 의 방법보다 다른
TRP간 DMRS 시퀀스의 상호 상관을 좀 더 랜덤화할 수 방법이다. 구체적으로 와 가 각각 χ1= 제 1셀 ID와 = 제 2셀 ID를 초기화 값으로 하여 생성된 PN 시퀀스라고 가정하고 와 가 각각 +Z 와 X2+Z를 초기화 값으로 생성된
PN 시퀀스라고 가정한다. 여기서 Z는 슬롯 넘버라고 가정한다. 이 때 시간 동기화 네트워크를 가정할 경우에 J l 와 의 상호 상관 특성은 상호 상관 특성과 동일하다. 이는 와 가 좋지 않은 상호관계를 갖는 경우에 와 j 2 역시 좋지 않은 상호관계를 갖는 것을 의미한다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식이 제안된다.
[수학식 23] c Mr ^( «^1 ) - (2 n SC!D+ 1 )+ n SCID
상기 수학식에서 (2nsciD+i)부분을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 21과 동일하다. 상기 수학식에서 (2nSCID+l)부분은 (nSCID+l)로 대체될 수 있다. 상기 수학식에서 (2nSCID+l)를 사용하는 이유는 (nSCID+l)보다 (2nSCID+l)를 사용하는 것이 다른 TRP간 DMRS 시퀀스의 상호 상관을 좀 더 랜덤화할 수 방법이기 때문이다. 보다 구체적으로 Ml와 M2를 서로 다른 스크램블링 식별자라고 가정했을 때， M2+1=2(M1+1)이 되는 경우를 고려한다. 예를 들어, (0 , 1) , (1, 3) , (2, 5) , (3 , 7) , …의 경우에 해당한다. 이러한 경우에 (nSCID+l)를 사용하여 시퀀스를 초기화하였을 경우에 수학식 14에서의 셀 ID Ml에 해당하는 I 컴포넌트와 셀 ID M2에 해당하는 Q 컴포넌트에 해당하는 상호 상관이 슬롯 넘버에 따라서 변하지 않게 된다. 이러한 경우에 (2nSCID+l)를사용하여 상기와 같은 문제가 해결될 수 있다.
상기 수학식 23이 적용될 경우 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스가 초기화된다. 하지만 NR 시스템의 경우 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 수 있다. 상기 표 13에서와 같이 서브캐리어 간격이 커짐에 따라서 슬롯 길이가 매우 짧아질 경우에 매 슬롯마다 DMRS 시퀀스를 초기화 하는 것은 구현 측면에서 부담일 수 있다. 따라서 이러한 문제점을 해결하기 위해서 아래와 같이 변형된 수학식이 제안된다.
[수학식 24] c init= 2X{ I n M \ +1) ' (2 SCID 상기 수학식에서 M을 제외한 모든 파라미터의 설명은 상기 수학식 23과 동일하다. 상기 수학식에서 M은 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스가 초기화 되는 것을 조절하기 위한 파라미터로써 DMRS 시뭔스 초기화를 슬롯 길이 1ms를 기준으로 하기 위한 M의 값은 상기 표 14로 나타내어질 수 있다. 상기 수학식 24에서 슬롯의 길이에 따라 DMRS 시퀀스 초기화를 달리하기 위한 방법은 다른 방법으로 표현될 수 있음에 주목한다. 예를 들어 수학식 23가 사용되면서 다음과 같은 문구가 사용될 수 있다.
UE i s not expected to update C ini t less than Xmsec . (단말은 Xmsec보다 짧은 시간에 (：„^를 업데이트하도록 기대하지 않는다. )
여기서 X= lmsec가 될 수 있다.
<제2-5실시예 >
제 2-5실시예는 현재 3GPP 합의 사항을 바탕으로 한 프론트 로디드 DMRS 패턴을 기반으로 안테나 포트가 매핑되는 구체적인 방법을 제안한다. 우선 3GPP에서 합의된 프론트 로디드 DMRS 패턴은 아래와 같이 Typel (타입 1)과 Type2(타입 2)로 구분될 수 있으며 이는 상위 레이어 시그널링으로 설정될 수 있다. 안테나 포트가 매핑되는 방법에 따라서 DMRS의 밀도가 상이할 수 있으며 이는 결국 채널 추정 성능과 연결되기 때문에 각 타입에 따른 최적화된 매핑 방법은 DMRS의 디자인에 매우 중요하다. 전송 슬롯에서 추가적인 DMRS가 전송될 경우에는 아래의 DMRS 패턴과 동일한 패턴이 프론트 로디드 DMRS 뒤에 반복될 수 있다.
• Conf igurat ion typel (타입 1 설정) ■ One symbol： Comb 2 + 2 CS, up to 4 ports (1 심볼: 콤브 2 + 2CS, 최대 4포트)
■ Two symbols: Comb 2 + 2 CS + TD-OCC ({1 1} and {1—1})， up to 8 ports (2 심볼: 콤브 2 + 2CS + 시간 -분할 (time division, TD)-0CC({11} and {1 -1}), 최대 8포트)
♦ Note: It should be possible to schedule up to 4 ports without using both {1,1} and {1,-1}. (최대 4포트를 {1，1} and {1，-1}를사용하지 않고 스케줄링하는 것이 가능하여야 한다.) • Configuration type2 (타입 2 설정)
■ One symbol： 2-FD-0CC across adjacent REs in the frequency domain up to 6 ports (1 심볼: 주파수 도메인에서 인접 RE간 2-주파수—분할 (frequency division, FD)-0CC, 최대 6포트)
■ Two symbols: 2-FD-0CC across adjacent REs in the frequency domain + TD-OCC (both {1,1} and {1,-1}) up to 12 ports (2 심볼: 주파수 도메인에서 인접 RE간 2-주파수 -분할 (frequency division, FD)-0CC + TD-OCC ({1,1} and {1，— 1})， 최대 12포트)
♦ Note: It should be possible to schedule up to 6 ports without using both {1,1} and {1,-1}. (최대 6포트를 {1,1} and {1，— 1}를 사용하지 않고 스케줄링하는 것이 가능하여야 한다.) 상기 합의 사항을 바탕으로 도 28과 29에 통해 안테나 포트의 매핑 방법에 따라 달라지는 패턴의 모양을 구체적으로 도시하였다. 아래의 실시예에서 안테나 포트 p는 Type 1의 경우에 ρ=Ρ1 내지 P8로 표현되고， Type 2의 경우에 ρ=Ρ1 내지 P12로 표현되었다. 하지만포트 번호는 다르게 표시될 수 있다. 예를 들어 Type 1의 경우에 p=1000 내지 1007로 표현되고， Type 2의 경우에 p=1000 내지 1011로 표현될 수 있다.
우선 Type 1의 패턴의 경우 상기 합의 사항과 같이 콤브 2와 2 CS를 기본 구조로 하며 두 심볼 패턴의 경우 TD-0CC({1 1} and {1 -1})가 적용되어 최대 8개의 직교 DMRS 포트를 지원하는 방법이다. 이와 같이 다수의 안테나 포트를 지원하기 위한 방법이 적용되어 아래 수학식과 같이 DMRS는 시간상 위치 /번째 OFDM 심볼과 번째 서브캐리어에 매핑될 수 있다.
[수학식 25]
α {ρ,β) = e . Wt (l') . r(m + mo )
k = k0 + 2m + A
I =10+1' 수학식 25에서 r (m)은 상기 제 2-2실시예의 수학식 14에서 생성된 DMRS 시뭔스를 나타내며 Wt(/')은 두 심볼 패턴에 적용되는 TD-0CC의 적용을 나타내며, ^ 는 2 CS가 적용되기 위한 위상 (phase)을 나타낸다. 안테나 포트 매핑 방법에 따라서 달라지는 상기 값들은 아래 표에 구체적으로 기술한다.
도 28은 안테나 포트 매핑 방법에 따른 Type 1의 가능한 패턴의 일례를 도시한 도면이다. 2800 및 2802는 서로 다른 주파수상 위치에 매핑될 수 있는 안테나 포트를 나타낸 것이다. 2810과 2820은 Type 1에 따른 DMRS가 하나의 심볼에 매핑되는 경우의 예를 도시한 것이다. 2810은 DMRS 포트 P1/P3과 P2/P4가 콤브 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며， 2820은 DMRS 포트 P1/P2과 P3/P4가 콤브 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한 것이다. 2810과 2820에서 같은 콤브 내에서는 2 CS를 이용하여 두 개의 포트까지 구분될 수 있다. 구체적으로 2810의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 6 RE가사용될 경우 <= 1 레이어 전송
• 12 RE가사용될 경우 > 1 레이어 전송
이와 달리, 2820의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 6 RE가사용될 경우 <= 2 레이어 전송
• 12 RE가사용될 경우 > 2 레이어 전송
따라서 2810과 2820은 전송되는 DMRS 포트 수에 따라 서로 다른 DMRS 밀도를 가질 수 있다.
다음으로 2830 내지 2870은 Typel이 두개의 심볼에 매핑 되는 경우의 예를 도시한 것이다. 2830은 DMRS 포트 P1/P3/P5/P7과 P2/P4/P6/P8가 콤브 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며， 2840은 DMRS 포트 P1/P3/P5/P6과 P2/P4/P7/P8가 콤브 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법올 도시한 것이다. 또한 2850은 DMRS 포트 P1/P2/P5/P7과 P3/P4/P6/P8가 콤브 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며， 2860은 DMRS 포트 P1/P2/P5/P6과 P3/P4/P7/P8가 콤브 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한 것이다. 마지막으로 2870은 DMRS 포트 P1/P2/P3/P4과 P5/P6/P7/P8가 콤브 2로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한 것이다. 2830 내지 2870에서 같은 콤브 내에서는 2 CS와 TD-0CC를 이용하여 네 개의 포트까지 구분될 수 있다.
구체적으로 2830과 2840의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 12 RE가사용될 경우 <= 1 레이어 전송
· ' 24 RE가사용될 경우 > 1 레이어 전송
이와 달리， 2850과 2860의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 12 RE가사용될 경우 <= 2 레이어 전송
• 24 RE가사용될 경우 > 2 레이어 전송
이와 달리， 2870의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 12 RE가사용될 경우 <= 4 레이어 전송
• 24 RE가사용될 경우 > 4 레이어 전송
상기 설명한 Type 1에 대한 안테나 포트가 매핑 방법에 따르면 이에 따른 DMRS 밀도가 달라지게 되며 최적화된 매핑 방법에 따라서 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴이 서로 다른 매핑 패턴이 사용될 수 있음을 알 수 있다.
보다 구체적으로 하기에는 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴이 어떠한 안테나 포트 매핑 방법을 사용하느냐에 따라서 상기 수학식 25에서 달라지는 파라미터에 대한 구체적인 설정 방법을 제시한다. 우선 도 28에 제시한 안테나 포트 매핑 방법에 따라 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴의 가능한 설정 방법을 아래와 같이 10가지 경우로 구분하고 이에 대한 상기 수학식 25에 대한 파라미터 설정을 테이블을 통해 제시한다. Casel- One symbol 2810 and Two symbol 2830
Case2: One symbo 1 2810 and Two symbo 1 2840
Case3: One symbo 1 2810 and Two symbo 1 2850
Case4: One symbo 1 2810 and Two symbo 1 2860
Case5: One symbo 1 2810 and Two symbo 1 2870
Case6: One symbo 1 2820 and Two symbo 1 2830
Case7: One symbo 1 2820 and Two symbo 1 2840
Case8: One symbo 1 2820 and Two symbo 1 2850
Case9: One symbol 2820 and Two symbo 1 2860
• CaselO: One symbol 2820 and Two symbol 2870
또한 두 심볼 패턴의 경우 같은 아래와 같이 콤브내에서 안테나 포트에 2 CS와 TEKX 가 적용되는 우선순위에 따라 추가적인 경우를 고려할 수 있다.
• 방법 1: 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC 적용
• 방법 2: 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 2 CS 적용 아래 표 15-1과 표 15-2에 상기 Casel에 따른 상기 수학식 25에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 15-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Casel-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 15-1】
Antenna port Δ Wt(/') = [W ,(0) wt(l)]
P One symbol Two symbol
PI 0 0 [+ι] [+1 +1]
P2 1 0 [÷ι] [+1 +1]
P3 0 [+1 +1]
P4 1 [+1 +1]
P5 0 0 ― [÷i -i]
P6 1 0 ― [+1 -1]
P7 0 ― [+1 -1]
P8 1 ― [+1 -1] 음으로 표 15-2는 두 ^볼 패턴에 TD-0CC를 우선 적용하고 적용하는 방법 (Casel— 2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 15-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4 포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 15-2】
Figure imgf000085_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 16-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case2-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 16-1]
Figure imgf000086_0001
적용하는 방법 (Case2-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 16_2에서 Two symbo l (*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 16-2]
Figure imgf000087_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 17-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case3-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다ᅳ
【표 17-1]
Antenna Δ Δ wt(O = k(0) wt(l)] port p One symbol Two symbo 1 One Two symbol symbo 1
PI 0 0 0 0 M [+1 +1]
P2 1 0 0 φ/2 J) [+1] [+1 +1]
P3 0 ^ 2j) 1 0 [+1 +1]
P4 1 1 [+1 +1]
P5 ― ― 0 0 ― [+1 -1]
P6 ᅳ ― 1 0 ― [+1 -1]
P7 ― 0 ^ 2j) ― [+1 -1]
P8 ― ― 1 ^ 2j) ― [+i -i] 다음으로 표 17-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 2 CS를 적용하는 방법 (Case3-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 17-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 17-2]
Figure imgf000089_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 18-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case 4-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 18-1]
Figure imgf000090_0001
적용하는 방법 (Case 4-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 18-2에서 Two symbo l O)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 18-2]
Figure imgf000091_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 19-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case5-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
Figure imgf000092_0001
적용하는 방법 (Case5-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 19_2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
Figure imgf000093_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 20-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case6-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 20-1]
Figure imgf000094_0001
적용하는 방법 (Case6-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 20-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 20-2】
Figure imgf000095_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 21-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case그 1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 21-1】
Antenna Δ Δ ■ <Pk wt(/') = [wt(0) wt(l)] port p One symbol Two symbol One Two symbol symbo 1
PI 0 0 0 0 M [+1 +1]
P2 0 세 /2j> 1 0 M [+1 +1]
P3 1 0 0 . ^[k/2 ) M [+1 +1]
P4 1 1 ^ 2j) [+1 +1]
P5 ― ― 0 0 ― [+i -i]
P6 ― ― 0 ― [+1 -1]
P7 ― ― 1 0 ― [+i -i]
P8 ― ― 1 ^ 2j) ― [÷i -i] 다음으로 표 21-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 2 CS를 적용하는 방법 (Case7-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 21-2에서 Two symbol (*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 21-2]
Antenna Δ <Pk Δ Δ wt(/') = k(0) wt(l)] port p One symbol Two symbol Two One Two Two symbo 1 (*) symbo 1 symbol symbol (*)
PI 0 0 0 0 0 0 [+ι] [+1 +i] [÷i +i]
P2 0 1 0 0 r([ /2j) [+1] [+1 -1] [+1 +1]
P3 1 0 0 0 1 0 M [+1 +i] [+1 +1]
P4 1 1 0 1 [+i -i] [+1 +i]
P5 ― ᅳ 0 r(| /2j> 一. ― ― ―
P6 ― ᅳ 0 ― ― ― [+1 -1] ―
P7 ― 1 ― ― ― [+1 ÷1] ―
P8 ― ― 1 ^ 2j) ― ― μ -i] ― 아래 표 22-1과 표 22-2에 상기 Case8에 따른 상기 수학식 25에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 22-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case8-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 22-1]
Figure imgf000098_0001
적용하는 방법 (Case8-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 22-2에서 Two symbol (*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 22-2]
Figure imgf000099_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 23-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case9-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 23-1】
Antenna port Δ <Pk wt(/') = [W ,(0) wt(l)]
P One symbo 1 Two symbol
PI 0 0 [+1 +l]
P2 0 [+1] [+1 +1]
P3 1 0 [+i] [+1 +1]
P4 1 φ/2 J> [+1] [+1 +1]
P5 0 0 ― [+1 -1]
P6 0 ― [+i -i]
P7 1 0 ― [+i -i]
P8 1 ― [+1 -1]
)·음으로 표 23-2는 두 ^볼 패턴에 TD-0CC를 우선 적용하고 적용하는 방법 (Case9-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 23-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 23-2】
Figure imgf000101_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 24-1는 두 심볼 패턴에서 2 CS를 우선 적용하고 TCHXC를 적용하는 방법 (CaselO-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 24-1]
Figure imgf000102_0001
적용하는 방법 (CaselO-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 24-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 4포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 24-2]
Figure imgf000103_0001
명시한 것이며, 만약 다른 표현으로 동일한 효과를 나타낼 수 있을 경우에 수식적 표현 및 일부 값은 다르게 표현될 수 있음에 주목한다.
다음으로 Type 2의 패턴의 경우 상기 합의 사항과 같이 주파수상 인접한 2 RE에서 FD-0CC를 기본 구조로 하며 두 심볼 패턴의 경우 TD-0CC({1 1} and {1 _1})가 적용되어 최대 12개의 직교 DMRS 포트를 지원하는 방법이다. 이와 같이 다수의 안테나 포트를 지원하기 위한 방법이 적용되어 아래 수학식과 같이 DMRS는 시간상 위치 /번째 OFDM 심볼과 번째 서브캐리어에 매핑 될 수 있다.
[수학식 26] k = kQ + 6w + A:' + Δ 수학식 26에서 r (m)은 상기 제 2-2실시예의 수학식 14에서 생성된 DMRS 시뭔스를 나타내며 Wt(/')은 두 심볼 패턴에 적용되는 TD-0CC의 적용을 나타내며 , wf(fc')는 인접한 주파수상 RE에서 2-FD-0CC의 적용을 나타낸다. 안테나 포트 매핑 방법에 따라서 달라지는 상기 값들은 아래 표에 구체적으로 제시된다.
도 29는 안테나 포트 매핑 방법에 따른 Type 2의 가능한 패턴의 일례를 도시한 도면이다. 2900， 2902， 2904는 서로 다른 주파수상 위치에 매핑될 수 있는 안테나 포트를 나타낸 것이다. 2910과 2920은 Type 2가 하나의 심볼에 매핑되는 경우의 예를 도시한 것이다. 2910은 DMRS 포트 P1/P2와 P3/P4와 P5/P6가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며 , 도 2920은 DMRS 포트 P1/P4와 P2/P5와 P3/P6가 FDM로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한 것이다. 2910과 2920에서 주파수상 인접한 두 RE에 매핑되어 있는 두 개의 포트는 FD— 0CC를 이용하여 구분할 수 있다. 구체적으로 2910의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 4 RE가사용될 경우 <= 2 레이어 전송
• 8 RE가사용될 경우 > 2 and <= 4 레이어 전송
• 12 RE가사용될 경우 > 4 레이어 전송
이와 달리， 2920의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 4 RE가사용될 경우 1 레이어 전송
• 8 RE가사용될 경우 2 레이어 전송
• 12 RE가사용될 경우 > 2 레이어 전송
따라서 2910과 2920은 전송되는 DMRS 포트 수에 따라 서로 다른 DMRS 밀도를 가질 수 있다.
다음으로 2930 내지 2970은 Type2가 두개의 심볼에 매핑 되는 경우의 예를 도시한 것이다. 2930은 DMRS 포트 P1/P3/P5/P7과 P2/P4/P6/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며， 2940은 DMRS 포트 P1/P3/P5/P6과 P2/P4/P7/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한 것이다. 또한 2950은 DMRS 포트 P1/P2/P5/P7과 P3/P4/P6/P8가 FDM^로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법이며， 2960은 DMRS 포트 P1/P2/P5/P6과 P3/P4/P7/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한 것이다. 마지막으로 2970은 DMRS 포트 P1/P2/P3/P4과 P5/P6/P7/P8가 FDM으로 구분되는 방법에 따른 매핑 방법을 도시한 것이다. 2930 내지 2970에서 주파수상 인접한 두 RE에 매핑되어 있는 포트들은 FD-0CC와 TD-0CC를 이용하여 네 개의 포트까지 구분될 수 있다. 구체적으로 2930과 2940의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 8 RE가사용될 경우 <= 2 레이어 천송
• 12 RE가사용될 경우 > 2 and <= 4 레이어 전송
• 24 RE가사용될 경우 > 4 레이어 전송
이와 달리, 2950과 2960의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 8 RE가사용될 경우 1 레이어 전송
• 12 RE가사용될 경우 2 레이어 전송
• 24 RE가사용될 경우 > 2 레이어 전송
이와 달리， 2970의 매핑 방법은 아래와 같은 DMRS 밀도를 갖게 된다.
• 8 RE가사용될 경우 <= 4 레이어 전송
• 12 RE가사용될 경우 > 4 and <= 8 레이어 전송
• 24 RE가사용될 경우 > 8 레이어 전송
상기 설명한 Type 2에 대한 안테나 포트 매핑 방법에 따르면 이에 따른 DMRS 밀도가 달라지게 되며 최적화된 매핑 방법에 따라서 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴이 서로 다른 매핑 패턴이 사용될 수 있음을 알 수 있다.
보다 구체적으로 아래에서는 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴이 어떠한 안테나 포트 매핑 방법을 사용하느냐에 '따라서 상기 수학식 26에서 달라지는 파라미터에 대한 구체적인 설정 방법을 제시한다. 우선 도 29에 제시한 안테나 포트 매핑 방법에 따라 DMRS에 대한 한 심볼 패턴과 두 심볼 패턴의 가능한 설정 방법올 아래와 같이 10가지 경우로 구분하고 이에 대한 상기 수학식 26에 대한 파라미터 설정을 테이블을 통해 제시한다.
• Casel : One symbo l 2910 and Two symbol 2930 Case2 : One symbo 1 2910 and Two symbo l 2940
Case3： One symbo 1 2910 and Two symbo 1 2950
Case4 : One symbo 1 2910 and Two symbo 1 2960
Case5 : One symbo 1 2910 and Two symbo 1 2970
Case6 : One symbo 1 2920 and Two symbol 2930
Case7 : One symbo 1 2920 and Two symbo I 2940
Case8 : One symbo 1 2920 and Two symbol 2950
Case9 : One symbo 1 2920 and Two symbo 1 2960
• Case 10： One symbo l 2920 and Two symbo l 2970
또한 두 심볼 패턴의 경우 같은 아래와 같이 주파수상 인접한 두 RE내에서 안테나 포트에 FD-0CC와 TD-0CC가 적용되는 우선 순위에 따라 추가적인 경우를 고려할 수 있다.
• 방밥 1 : 두 심볼 패턴에서 FD-0CC를 우선 적용하고 TD-0CC 적용
• 방법 2 : 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 FD-0CC 적용 아래 표 25-1과 표 25-2에 상기 Casel에 따른 상기 수학식 26에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 25-1는 두 심볼 패턴에서 FD-0CC를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Casel-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 25-1]
Antenna port Δ Wf(/') = k(0) Wf(l)] ¼(/')= wt(0) wt(l)]
P One symbo 1 Two symbol
PI 0 [+1 +1] [+1] [+1 +1]
P2 0 [+i -i] [+1] [+1 +1]
P3 2 [+1 +1] [+1] [+1 +1]
P4 2 [+1 -1] [+1] [+1 +1]
P5 4 [+1 +l] [+1] [+1 +1]
P6 4 [+1 -1] [+1] [+1 +1]
P7 0 [+1 +1] ― [+1 -1]
P8 0 [+i -i] ―
P9 2 [+1 +1] ― [+1 -1]
P10 2 [+i -i] ― [+1 -1]
Pll 4 [+1 +1] ― [+1 -1]
P12 4 [+i -i] ― [+i -i] 다음으로 표 25-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 FD-0CC를 적용하는 방법 (Casel-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 25-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD— 0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 25-2】
Figure imgf000108_0001
아래 표 26-1과 표 26-2에 상기 Case2에 따른 상기 수학식 26에 파라미터 설정값올 도시하였다. 표 26-1는 두 심볼 패턴에서 FD-0CC를 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case2-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 26-1】 Antenna port Δ wf(O = k(0) wf(l)] wt(/') = wt(0) wt(l)]
P One symbo 1 Two symbol
PI 0 [+1 +l] [+1] [+1 +1]
P2 0 [+1 -1] [+1 +1]
P3 2 [+1 +1] [+1 +1]
P4 2 [+1 -1] [+1 +1]
P5 4 [+1 +1] [÷i] [+1 +l]
P6 4 [+i -i] [+1 +l]
P7 0 [+1 +1] ― [+1 -1]
P8 2 [+1 +l] ― [+1 -1]
P9 4 [+1 +1] ― [+i -i]
P10 0 [+1 -1] ― [+1 -1]
Pll 2 [+1 -1] ― [+i -i]
P12 4 [+1 -1] [+1 -1] 다음으로 표 26-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 FD-0CC를 적용하는 방법 (Case2-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 26-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 26-2]
Figure imgf000110_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 27-1는 두 심볼 패턴에서 FD— 0CC를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 27-1】
Figure imgf000111_0001
적용하는 방법 (Case3-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 27— 2에서 Two symbo K* )는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 27-2] Antenna Δ vvf (/') = [Wf(0) wf(l)] W((/') = k(0) wt (i)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym sym symbo 1 symbo 1 symbo 1 sym symbol symbo 1 bol bol bol (*) bol
(*)
PI 0 0 0 [+1 +1] μ +ι] [+1 +1] [+1] [+ι "] [+1 +1]
P2 0 2 0 [÷ i -i] μ +ι] [+ι - i] [+1] [÷ι -1] [+1 +1]
P3 2 4 2 [+1 +l] [+1 +1] [+1] [+1 +1]
P4 2 0 2 [+ 1 -1] [+ι -i] M [+ 1 -1] [+1 +1]
P5 4 2 4 [+1 +1] μ +ι] [+1 +l] [+ 1 +1] [+1 +1]
P6 4 4 4 [+ 1 -1] [+ 1 +1] [+1 -1] μ -1] [+1 +1]
P7 ― 0 ― [+ι -ι] ― ― [+ 1 +1] ―
P8 ― 2 ― ― ― [÷1 -1] ―
P9 ― 4 ― [+ 1 -1] ᅳ ― [÷1 +1] ―
P10 ― 0 ― [+1 -1] ― [+1 -1] ―
Pll ― 2 ― [+ 1 -1] ― ― [+ 1 +1] ―
P12 ― 4 ― [+ 1 -1] ― ― [+1 -1] ― 아래 표 28-1과 표 28-2에 상기 Case4에 따른 상기 수학식 26에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 28-1는 두 심볼 패턴에서 FD-0CC를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case4-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 28-1】 Antenna Δ Wf(/') = [wf(0) wt(/') = k(0) wt(l)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym sym symbo 1 symbo 1 symbo 1 sym symbo 1 symbo 1 bol bol bol 0 bol (*)
(*)
PI 0 0 0 [+1 + 1] [" + 1] [+1 + 1] [+1] ÷ι] [+1 +1]
P2 0 2 0 ᅳ 1] ÷1] [" -l] M [" + 1] [+1 +1]
P3 2 4 2 [" + 1] [÷ι ÷1] [" + l] M [÷ι + 1] [+1 +l]
P4 2 0 2 ᅳ1] [+1 -1] [÷ι ᅳ1] M [+1 ÷1] [+1 +l]
P5 4 2 4 + 1] -1] [+1 + 1] M [+1 ÷1] [+1 +1]
P6 4 4 4 [+1 一 1] [" -1] [+1 ᅳ 1] [+1] [+1 ÷1] [+1 +1]
P7 ― 0 ― [+1 + 1] ― ― [÷ι -1] ―
P8 ― 0 ― [十1 -1] ― -1] ―
P9 ― 2 ― [+1 + 1] ― ― [÷1 -1] ―
P10 ― 2 ᅳ [+1 -1] ― ― [+1 -1] ―
Pll ― 4 ― [+1 + 1] ᅳ ― [+1 -1] ―
P12 ― 4 ― [+1 -1] ― [+1 -1] ― 다음으로 표 28-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 FO-0CC 적용하는 방법 (Case4-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 28-2에서 Two symbolO)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 28-2] Antenna Δ Wf(/') = [Wf(0) wf(l)] wt (/') = [wt(0)
port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym sym symbo 1 symbol symbo 1 ( * sym symbo 1 symbo 1 bol bol Bol ) bol (*)
(*)
PI 0 0 0 [+1 +1] [+ι +1] [+1 +1] [÷ι] [+1 +ι] [+1 +1]
P2 0 2 0 [" ᅳ i] [+ι ÷ι] [+i -i] [+i -i] [+1 +1]
P3 2 4 2 [+1 +l] [+1 ÷ι] [+1 +1] [+ι ÷ι] [+1 +l]
P4 2 0 2 [÷i -i] [+ 1 +1] [+1 -i] [+i -i] [+1 +l]
P5 4 2 4 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +l] [+1] [+1 +1]
P6 4 4 4 [+ 1 -1] [+1 ÷ι] [+i -i] [+ 1 -1] [+1 +l]
P7 ― 0 ― [+1 -1] ᅳ ― [+1 "] ―
P8 ― 0 ― [+ 1 -1] ― ― [+ 1 -1] ―
P9 ― 2 ― [÷ι -1] ― ― [+1 +1] ―
P10 ― 2 ― [+1 -1] ― ― [÷i -i] ―
Pll ― 4 ― [÷ ι -1] ― ― +1] ―
P12 ― 4 ― [+ 1 -1] ― ― [÷i -i] ― "
(*) Schedul ed up to 6 ports in two symbol s
아래 표 29-1과 표 29-2에 상기 Case5에 따른 상기 수학식 26에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 29-1는 두 심볼 패턴에서 FD-0CC1 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case5-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다
【표 29-1】
Figure imgf000115_0001
적용하는 방법 (Case5-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 29-2에서 Two symbol 0)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 29-2] Antenna Δ Wf(/') = [wf(0) wf(l)] wt(/') = [wt(0) wt(l)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym syra symbo 1 symbo 1 symbo 1 sym symbo 1 symbo 1 bol bol bol (*) bol (*)
(*)
PI 0 0 0 [+1 +l] [+1 +1] [+1 +l] [+1] [+1 +1] [+1 +1]
P2 0 0 0 [+1 -1] [+1 +1] [+1 -l] [+1] [+1 -1] [+1 +1]
P3 2 0 2 [+1 +1] [+1 +l] [+1 +1] [+1] [+1 +1] [+1 +1]
P4 2 0 2 [+1 -1] [+1 +1] [+1 -l] [÷ι] [+1 -1] [+1 +1]
P5 4 2 4 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1]
P6 4 2 4 [+1 -1] [+1 +1] [+1 -l] [÷i] [+1 -1] [+1 +1]
P7 - 2 ― [+1 -l] ― ― [+1 +1] —
P8 - 2 ― [+1 ᅳ 1] ― ᅳ [+1 ᅳ 1] ―
P9 - 4 ― [+1 ᅳ 1] ― [+1 +1] ―
P10 - 4 . ― [+1 -l] ― ― [+1 -1] ―
Pll - 4 ― [+1 -l] ― ― [+1 +1] ᅳ
P12 ― 4 ― [+1 -l] ― ― [+1 -1] 一 아래 표 30-1과 표 30-2에 상기 Case6에 따른 상기 수학식 26에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 30-1는 두 심볼 패턴에서 FD-0CC를 우선 적용하고 TEKXX를 적용하는 방법 (Case6-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 30-1] Antenna Δ wf(/') = [wf(0) Wf(l)] W,(/') = k(0) wt(l)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym syrabo 1 symbol symbo 1 syrabo 1 sym symbo 1 symbo 1 bol bol (*) (*) bol (*)
PI 0 0 0 [+1 +l] [+1 +l] [+ι +1] [+1 +l]
P2 2 0 2 [+1 +1] [÷ι -1] [+1 +1] [÷ι "] [+1 +1]
P3 4 2 4 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1]
P4 0 2 0 [+1 -1] [÷ι -1] μ -i] [+l] [+ 1 +1] [+1 +ι]
P5 2 4 2 [+i -i] [+1 +1] μ -ι] [+1] [+ι +ι] [+1 +1]
P6 4 4 4 [÷i -i] μ -1] [+1 -1] [+1] [+1 +ι] [+1 +ι]
P7 ― 0 ― [+1 +1] ― ― [+1 -1] ―
P8 ― 0 ― [+1 -1] ― ― ―
P9 ― 2 ― [+1 +1] ― ― ―
P10 ― 2 .― [+1 -1] ― ― [+1 -1] ―
Pll ― 4 ― [+1 +1] ― ― [+ι -ι] 一
P12 ― 4 ― [+1 -1] ― ― [+ι -ι] ― 다음으로 표 30-2는 두 심볼 패턴에서 TD— 0CC를 우선 적용하고 FD-0CC를 적용하는 방법 (Case6-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 30-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 30-2】 Antenna Δ wf(/') = [wf(0) wf(l)] wt(/') = k(0) w {\)} port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym sym symbol symbo 1 symbo 1 sym symbo 1 symbo 1 bol bol bol (*) bol (*)
(*)
PI 0 0 0 [+1 +1] μ +ι] [+1 +l] [+i +i] [+1 +l]
P2 . 2 0 2 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 -1] [+1 +1]
P3 4 2 4 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1]
P4 0 2 0 [+1 -l] μ +ι] [+1 -1] [+ 1 -1] [+1 +l]
P5 2 4 2 [+1 一 1] [+1 +1] [+1 -1] [+1] [+1 +1] [+1 +l]
P6 4 4 4 [+1 一 1] μ +ι] [+1 -1] [÷ι -1] [+1 +1]
P7 ― 0 ― ― [+ι -ι] 一 ― ―
P8 ― 0 ― ― [+1 -1] ― ― [+1 -1] ―
P9 ― 2 ― ― [+ι -1] ― ― [+1 ÷ι] ―
P10 ― 2 ― ― [÷ι -1] ― ― [+1 -1] ―
Pll ― 4 ― ― μ -1] ― ᅳ [+1 +1] ᅳ
P12 ― 4 ― ― [+1 -1] ᅳ [+1 -1] ᅳ 아래 표 31-1과 표 31-2에 상기 Case7에 따른 상기 수학식 26에 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 31-1는 두 심볼 패턴에서 FD-0CC를 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case7-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 31-1] Antenna Δ wf(/') = [wf(0) W t(0 = k(0) wt(i)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym sym symbol symbo 1 symbo 1 sym symbo 1 symbo 1 bol bol bol 0 bol (*)
(*)
PI 0 0 0 [+1 + 1] [+ι ÷i] + 1] M [+1 ÷ι] [+1 +l]
P2 2 0 2 [÷i + 1] [÷ι — 1] + 1] [÷ι] [+1 +1]
P3 4 2 4 [" + 1] [÷i "] [+1 + 1] "] [+1 +1]
P4 0 2 0 [÷i -l] [÷i -i] _1] [+1] [÷1 ÷1] [+1 +1]
P5 2 4 2 [÷i ᅳ 1] ÷i] [÷i ᅳ 1] + 1] [+1 +1]
P6 4 4 4 [+1 -l] [" -i] _1] + 1] [+1 +1]
P7 ― 0 ― ÷i] ― ― -1] ―
P8 ― 2 ― ÷i] ― [+1 -1] ―
P9 ― 4 ― [+1 ÷i] ― ― [+1 -1] ―
P10 ― 0 ― [" -i] ― ― ["一 1] ―
Pll ― 2 ― [+1 -i] ― ― [" -1] ―
P12 ― 4 ᅳ [+1 -i] ᅳ ― [÷1 -1] ― 다음으로 표 31-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 FD-0CC를 적용하는 방법 (Case7— 2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 31-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 31-2] Antenna Δ wf(/') = [wf(0) wf(l)] Wt(/') = [wt(0) Wt(l)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym symbol symbo 1 symbo 1 symbo 1 sym symbo 1 symbo 1 bol bol (*) (*) bol (*)
PI 0 0 0 [+1 +l] [+1 +l] [+1 +1]
P2 2 0 2 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1] [+i -i] [+1 +1]
P3 4 2 4 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 +i] [+1 +1]
P4 0 2 0 [+1 -1] [+1 +1] μ -i] [+ 1 -1] [+1 +1]
P5 2 4 2 [+i -i] [+ι ÷1] [+1 -1] [+ι +1] [+1 +1]
P6 4 4 4 [+1 -1] [+1 +1] μ -1] [+1 -1] [+1 +1]
P7 ― 0 ― ― [+1 -1] ― [+1 +1] ―
P8 ― 2 ― ― [+1 -1] ― ― μ -1] ―
P9 ― 4 ― ― [÷ι -1] ― ― [+1 +1]
P10 ― 0 ― ― [+1 -1] ― [+1 -1] ᅳ
Pll ― 2 ― ― [+1 -1] ― ― [÷1 +1] ᅳ
P12 ― 4 ― ― [+1 -1] ― [+1 -1] ― 아래 표 32-1과 표 32-2에 상기 Case8에 따른 상기 수학식 26에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 32-1는 두 심볼 패턴에서 FD-0CC를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case8-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 32-1] Antenna port Δ wf(/') = k(0) Wf(i)] wt(0 = k(0) wt(l)]
P One symbol Two symbol
PI 0 [+i ÷i] [+ι ÷ι]
P2 2 [+1 +1] [+1] [+1 +i]
P3 4 [+1 +1] M [+1 +1]
P4 0 [+1 -1] M [+1 ÷i]
P5 2 [+1 -1] [+i] [+1 "]
P6 4 [+i -i] [÷i] [+1 +1]
P7 0 [+1 ÷i] [+1 -1]
P8 2 [+1 +1] μ -i]
P9 4 [+1 +1] [+1 -1]
P10 0 [+1 -1] ― [+1 -1]
Pll 2 [+1 ᅳ i] ᅳ [+1 -1]
P12 4 [+i -i] [÷i -i] 다음으로 표 32-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 FD-0CC를 적용하는 방법 (Case8-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 32-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 32-2]
Figure imgf000122_0001
파라미터 설정값을 도시하였다. 표 33-1는 두 심볼 패턴에서 FD-0CC를 우선 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (Case9-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 33-1】 Antenna port . A wf(O = k(0) Wf(i)] w wt(0) wt(\)]
t t(0 =
P One symbol. Two symbol
PI 0 [+1 +1] [+1 +i]
P2 2 [+1 +i] [+1 +1]
P3 4 [÷i "] [+1 +1]
P4 0 [+1 -1] [÷i] [+1 ÷i]
P5 2 [+i -i] [+1] [+1 +i]
P6 4 [+1 -1] [+ i] [+1 +1]
P7 0 [+1 ÷i] ― [+1 -1]
P8 0 [+1 -1] ― [+1 -1]
P9 2 [÷i "] ― [+1 -1]
P10 2 ― [+1 -1]
Pll 4 [+i +i] ― [+i -i]
P12 4 [+i -i] ― [+i -i] 다음으로 표 33-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 FD-0CC를 적용하는 방법 (Case9-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 33-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며, 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 33-2] Antenna Δ wf(/') = [wf(0) wf(l)] wt(/') = k(0) wt(l)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym syrabo 1 symbo 1 symbo 1 symbol sym symbo 1 symbo 1 bol bol (*) (*) bol (*)
PI 0 0 0 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1]
P2 2 2 2 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +l] [+1] [÷ι -1] [+1 +1]
P3 4 4 4 [+1 +1] [+1 +1] [+1 +l] [+1 ÷1] [+1 +1]
P4 0 0 0 [+1 -1] [+1 +1] [+1 -1] [+1 -1] [+1 +l]
P5 2 2 2 [+i -i] [+1 +1] [÷i -i] [+1 +1] [+1 +1]
P6 4 4 4 [+1 -1] [H-1 +1] [+1 -1] [+1 -1] [+1 +1]
P7 ― 0 ― [+1 -1] ― ― [+1 +1] ―
P8 ― 0 ― [+1 -1] ― ― [+1 -1] ―
P9 ― 2 ― [+1 -1] ― [+1 +1] -
P10 ― 2 ― [+1 -1] ― ― [+1 -1] ―
Pll ― 4 ― [+1 -1] ― μ +ι] ―
P12 ― 4 ― [+1 -1] ― ― [+1 -1] ― 아래 표 34-1과 표 34-2에 상기 CaselO에 따른 상기 수학식 26에 대한 파라미터 설정값을 도시하였다. 표 34-1는 두 심볼 패턴에서 FO— 0CC를 적용하고 TD-0CC를 적용하는 방법 (CaselO-1)으로 설정된 파라미터를 나타낸다.
【표 34-1] Antenna Δ wf(/') = k(0) wf(l)] wt(/') = k(0) wt(i)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym sym symbo 1 symbo 1 symbo 1 symbo 1 sym symbol symbol bol bol (*) (*) bol (*)
PI 0 0 0 [+1 +1] [+i +1] [+1 +1] [+1 +1] [+1 +1]
P2 2 0 2 [+1 +1] [ -i] [+1 +1] [+1] [+1 +1] [+1 +1]
P3 4 0 4 [+1 +l] [+1 +1] [+1 +1] [÷i] [÷1 +1] [+1 +1]
P4 0 0 0 [+1 -1] μ -i] μ -1] [+1 +1]
P5 2 2 2 [+1 -1] [+1 +l] [÷ι -1] μ +ι] [+1 +1]
P6 4 2 4 [+1 -1] μ -ι] [+ι -1] [+1 ÷ι] [+1 +l]
P7 - 2 ― [+1 +1] 一 ― [+1 -1] ―
P8 - 2 ― [+1 -1] ― ― [÷1 一 1] '―
P9 - 4 ― [+1 +1] ― . ― [÷ι -1] ᅳ
P10 ― 4 ― [+ι -1] ― ― [" -1] ―
Pll ― 4 ― [+1 +1] ― ― [+1 -1]
P12 ― 4 ― [+1 -1] ― ― [+1 -1] 다음으로 표 34-2는 두 심볼 패턴에서 TD-0CC를 우선 적용하고 FD-0CC를 적용하는 방법 (CaselO-2)으로 설정된 파라미터를 나타낸다. 표 34-2에서 Two symboK*)는 한 심볼 패턴이 두 심볼에 반복되어 두 심볼에 6포트까지만 스케줄링 되는 경우를 고려한 것이며， 한가지 예로 이는 높은 주파수 대역에서 TD-0CC가 적용되기 어려운 경우를 고려한 방법이다.
【표 34-2] Antenna Δ Wf(/') = k(0) Wf(i)] wt(/') = k(0) wt(l)] port p One Two Two One Two Two One Two Two sym syra symbo 1 symbo 1 symbo 1 symbo 1 sym symbo 1 symbo 1 bol bol (*) (*) bol ω
PI 0 0 0 [+1 +l] μ +ι] [+1 +1] M [+ι +1] [+1 +l]
P2 2 0 2 [+1 +l] [+ι ÷ι] [+1 +l] [+1] [+1 -1] [+1 +1]
P3 4 0 4 [+1 +l] [+1 +1] M [+1 +1] [+1 +l]
P4 0 0 0 [+i -i] [+1 +1] [+1 -1] [÷i] [+1 -1] [+1 +1]
P5 2 2 2 [÷i -i] μ +ι] [÷ι -1] [+1] [÷1 +1] [+1 +ι]
P6 4 2 4 [+i -i] [+1 +1] [+1 -1] [+1] [+1 -1] [+1 +ι]
P7 ― 2 ― [+1 -1] ― ― [÷1 +1] ―
P8 ― 2 ― [+1 -1] ― ― [+1 -1] ―
P9 ― 4 ― [÷ι -1] ― ― [+1 +1] ―
P10 ― 4 ― [+1 -1] ― ― [+1 -1] 一
Pll ― 4 ― [+ι -1] ― ― [+1 +1] ―
P12 ― 4 ― [+1 -1] ― ― [÷1 ᅳ 1] ― 상기 표 25 내 7 34에 제시된 파라미터는 수학식 26어 1 대응되는 파라미터값을 명시한 것이며， 만약 다른 표현으로 동일한 효과를 나타낼 수 있을 경우에 수식적 표현 및 일부 값은 다르게 표현될 수 있음에 주목한다.
<제2-6실시예 >
제 2-6실시예는 상기 제 2-5실시예에서 설명한 E RS 패턴을 기반으로 DMRS에 대한 전력 부스팅 (power boosting) 방법을 제안한다. DMRS 패턴에 따라서 DMRS에 대한 전력 부스팅 방법이 달라질 수 있음에 주목한다. 도 28에서 도시한 바와 같이 Typel DMRS 패턴의 경우에는 콤브 2와 2 CS가 사용되며 데이터 전송 레이어 수가 2보다 큰 경우에 데이터 대비 DMRS의 전력을 2배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다. 도 30은 Type 1 DMRS 패턴에 대한 DMRS 전송의 일례를 도시한 도면이다.
구체적으로， 3010에 도시한 바와 같이 2810의 경우를 검토하면 데이터 전송 레이어 수가 4인 경우에 DMRS가 전송되는 RE에서는 DMRS가 2 포트만 전송되기 때문에 DMRS의 전력을 2배 증가시켜 전송시키는 것이 가능 다. 이는 도 28에서 도시한 모든 패턴의 경우에 적용된다. 이와 같이 Type 1 DMRS 패턴의 경우에는 DMRS에 대한 전력 부스팅을 아래와 같이 PDSCH (데이터)와 단말 특정 (UE-specif ic) RS(DMRS)의 EPRE(energy per resource element)의 비율로 제시하는 것이 가능하다.
• For DMRS configuration typel, if UE一 specific RSs are present in the PRBs upon which the corresponding PDSCH is mapped , the UE may assume . the ratio of PDSCH EPRE to UE-specif ic RS EPRE within each OFDM symbol containing UE-specif ic RS is (DMRS 설정 type 1의 경우， 만약 단말 특정 RS가 상웅하는 PDSCH가 '매핑된 PRB에 존재할 경우， 단말은 단말 특정 RS를 포함하는 각 0FDM심볼의 PDSCH EPRE와 단말 특정 RS의 EPRE 의 비를 아래와 같이 가정한다.) .
■ 0 dB for number of transmission layers less than or equal to two (전송 레이어의 수가 2보다 작거나 같을 경우 OdB)
■ and -3 dB otherwise (그렇지 않은 경우 _3dB)
이와 달리， 도 29에서 도시한 바와 같이 Type 2 DMRS 패턴의 경우에는 주파수상 인접한 두개의 RE에 0CC가 적용되며 전송 레이어 수가 2보다 큰 경우에 데이터 대비 DMRS의 파워를 2배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다. 또한 데이터 전송 레이어 수가 4보다 큰 경우에 데이터 대비 DMRS의 전력을 3배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다. 구체적으로， 3020에 도시한 바와 같이 2910의 경우를 검토하면 데이터 전송 레이어 수가 6인 경우에 DMRS가 전송되는 RE에서는 DMRS가 두 포트만 전송되기 때문에 DMRS의 전력을 3배 증가시켜 전송시키는 것이 가능하다. 이는 도 29에서 도시한 모든 패턴의 경우에 적용된다. 이와 같이 Type2 DMRS 패턴의 경우에는 DMRS에 대한 전력 부스팅을 아래와 같이 PDSCH (데이터)와 단말 특정 RS(DMRS)의 EPRE의 비율로 제시하는 것이 가능하다.
• For DMRS configuration type2, if UE一 specific RSs are present in the PRBs upon whi ch the corresponding PDSCH i s mapped , The UE may assume the rat io of PDSCH EPRE to UE-speci f i c RS EPRE wi thin each OFDM symbol containing UE-speci f ic RS is (DMRS 설정 type 2의 경우， 만약 단말 특정 RS가 상응하는 PDSCH가 매핑된 PRB에 존재할 경우, 단말은 단말 특정 RS를 포함하는 각 0FOM 심볼의 PDSCH EPRE와 단말 특정 RS의 EPRE 의 비를 아래와 같이 가정한다. )
■ 0 dB for number of transmi ssion l ayers less than or equal to two (전송 레이어의 수가 2보다 작거나 같을 경우 OdB)
■ -3 dB for number of transmi ss ion layers larger than 2 and l ess than or equal to four (전송 레이어의 수가 2보다크고 4보다 작거나 같을 경우 -3dB)
■ and -4.77 dB otherwi se . (그렇지 않은 경우 -4.77dB)
<제2-7실시예 >
제 2-7실시예는 상기 제 2-5실시예에서 설명한 DMRS 패턴을 기반으로 DMRS 정보에 대한 시그널링 방법을 제안한다. DMRS 패턴에 따라서 DMRS에 대한 시그널링 방법이 달라질 수 있다. DMRS에 대한 시그널링 정보는 다음을 포함할수 있다.
• Number of layers & port number (레이어의 수 및 포트 번호)
• SCID (Scrambl ing ID) (스크램블링 식별자)
• One symbol and two symbol indicator ( 1 심볼 및 2 심볼 지시자) 위에서 레이어 수 및 포트 번호는 SU/MU 동적 스위칭 (dynami c swi tching) 및 MU동작을 위해서 필요한 정보이다. 상기 제 2-5실시예에서 설명한 바와 같이 Type 1 DMRS 패턴은 한 심볼에서 4개의 포트까지 두 심볼에서 8개의 포트까지 지원하는 방법이고 Type 2 DMRS 패턴은 한 심볼에서 6개의 포트까지 두 심볼에서 12개의 포트까지 지원하는 방법이다. 따라서 Type 1과 Tape 2 DMRS 패턴은 지원하는 총 직교 DMRS 레이어 수 및 포트 번호가 달라지게 된다. 또한 SCID는 CoMP(Coordinated Mul t i-Point ) 동작을 위해서 사용될 수 있는 파라미터로서 SCID가 가상 셀 식별자 (virtual cel l ID)로 기능하여 인접 셀로부터 DMRS를 구분하는 역할을 할 수 있다. LTE 시스템에서는 1 비트의 SCID가 사용되었지만 NR 시스템에서는 SCID 비트 수가 증가될 수 있다. 마지막으로 1 심볼 및 2 심볼 지시자는 DMRS 패턴이 한 심볼 또는 두 심볼로 구성되고 낮은 레이어 전송시에도 두 심볼을 구성할 수 있기 때문에 기지국은 이에 대한 정보를 하나의 비트를 이용하여 단말로 시그널링해야 한다.
상기 정보 중 레이어 수 및 포트 번호 및 SCID는 동적 스위칭이 필요한 정보이기 때문에 DCI를 통해 동적 시그널링을 하여야 한다. 하지만 1 심볼 및 2 심볼 지시자는 상위 레이어로 설정되거나 DCI를 통해 동적시그널링 될 수 있다. 1 심볼 및 2 심볼 지시자가 상위 레이어로 설정될 경우 DMRS의 한 심볼 또는 두 심볼로의 운영에 제한이 있을 수 있다.
아래에는 상기 DMRS 정보 중 레이어의 수 및 포트 번호 에 대한 시그널링 방법에 초점올 맞추어 Type 1과 Type 2에 따라 달라지는 점을 기술한다. 보다 구체적으로 아래 실시예에서 Type 1과 Type 2에 대하여 레이어의 수 및 포트 번호에 대한 정보를 시그널링 하기 위하여 다음과 같은 비트수가사용된다.
• Type 1 : 레이어의 수 및 포트 번호 ^ 4 비트
• Type2 : 레이어의 수 및 포트 번호" 5 비트
이 때 Type 1과 Type 2의 설정에 따라서 한 비트의 정보량의 차이가 발생하기 때문에 상위 레이어로 DMRS 패턴 설정이 Type 1또는 Type 2로 설정되느냐에 따라서 DCI의 총 비트수가 달라질 수 있다. 또는 이와 달리 '제로 패딩 (zero padding)을 수행하여 Type 1 또는 Type 2의 경우 필요한 DCI 비트 수를 큰 쪽에 맞추어 설정하는 것도 가능하다.
앞서 설명한 바와 같이 Type 1 DMRS 패턴은 한 심볼에서 4개의 포트까지 두 심볼에서 8개의 포트까지 지원하는 방법으로 표 35에서는 Type 1 DMRS 패턴에 대해서 MU-MIM0를 8 직교 포트를 이용해 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어수가 최대 2인 경우에 대한 DMRS 테이블 디자인 방법을 기술한다.
【표 35】
Figure imgf000129_0001
Codeword 0 enabled, Codeword 0 enabled,
Codeword 1 disabled Codeword 1 enabled
Va 1 ue Message Value Message
0 1 layer, PI 0 5 layer, P1-P5
1 1 layer, P2 1 6 layer, P1-P6
2 1 1 ayer , P3 2 7 layer, P1-P7
3 1 layer, P4 3 8 layer, P1-P8
4 1 1 ayer , P5 4 Reserved
5 1 layer, P6. 5 Reserved
6 1 layer, P7 6 Reserved
7 1 layer, P8 7 Reserved
8 2 layer, P1-P2 8 Reserved
9 2 layer, P3-P4 9 Reserved
10 2 layer, P5— P6 10 Reserved
11 2 layer, P7-P8 11 Reserved
12 3 layer, P1-P3 12 Reserved
13 4 layer, P1-P4 13 Reserved
14 Reserved 14 Reserved
15 Reserved 15 Reserved 이와 달리 표 36에서는 Type 1 DMRS 패턴에 대해서 MU-MIMO를 8 직교 포트를 이용해 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 최대 4인 경우에 대한 DMRS 테이블 디자인 방법을 기술한다. 【표 36]
Figure imgf000131_0001
한 앞서 설명한 바와 같이 Type 2 DMRS 패턴은 한 심블에서 6개의 포트까지 두 심볼에서 12개의 포트까지 지원하는 방법으로 표 37에서는 Type 2 DMRS 패턴에 대해서 MU-MIM0를 12 직교 포트를 이용해 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 최대 2인 경우에 대한 DMRS 테이블 디자인 방법을 기술한다. 이 경우에 UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 1인 경우가 12가지로 표시되며， UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어수가 2인 경우가 6가지로 표시된다.
【표 37]
One Codeword: Two Codewords： Codeword 0 enabled, Codeword 0 enabled, Codeword 1 disabled Codeword 1 enabled
Value Message Value Message
0 1 layer, PI 0 5 layers, PIᅳ 5
1 1 layer, P2 1 6 layers, PIᅳ 6
2 1 layer, P3 2 7 layers, PIᅳ 7
3 1 layer, P4 3 8 layers, Pl-8
4 1 layer, P5 4 Reserved
5 1 1 ayer , P6 5 Reserved
6 1 layer, P7 6 Reserved
7 1 layer, P8 7 Reserved
8 1 layer, P9 8 Reserved
9 1 layer, P10 9 Reserved
10 1 layer, Pll 10 Reserved
11 1 layer, P12 11 Reserved
12 2 layers, Pl-2 12 Reserved 13 2 l ayers , P3-4 13 Reserved
14 2 layers , P5_6 14 Reserved
15 2 layers , P7-8 15 Reserved
16 2 l ayers , P9-10 16 Reserved
17 2 layers , Pll-12 17 Reserved
18 3 layers , Pl_3 18 Reserved
19 4 layers , Pl-4 19 Reserved
20 Reserved 20 Reserved
21 Reserved 21 Reserved
22 Reserved 22 Reserved
23 Reserved 23 Reserved
24 Reserved 24 Reserved
25 Reserved 25 Reserved
26 Reserved 26 Reserved
27 Reserved 27 Reserved
28 Reserved 28 Reserved
29 Reserved 29 Reserved
30 Reserved 30 Reserved
31 Reserved 31 Reserved 이와 달리 표 38에서는 Type 2 DMRS 패턴에 대해서 MU—MIMO를 12 직교 포트를 이용해 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 최대 4인 경우에 대한 DMRS 테이블 디자인 방법을 기술한다. 이 경우에 UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 1인 경우가 12가지로 표시되며， UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 2인 경우가 6가지로 표시되며.， UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 3인 경우가 4가지로 표시되며， UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 4인 경우가 3가지로 표시된다.
【표 38]
One Codeword： Two Codewords： Codeword 0 enabled, Codeword 0 enabled, Codeword 1 disabled Codeword 1 enabled
Value Message Va 1 ue Message
0 1 layer, PI 0 5 layers, Pl_5
1 1 layer, P2 1 6 layers, PIᅳ 6
2 1 1 ayer , P3 2 7 layers, PIᅳ 7
3 1 layer, P4 3 8 layers, Pl-8
4 1 1 ayer , P5 4 Reserved
5 1 layer, P6 5 Reserved
6 1 layer, P7 6 Reserved
7 1 layer, P8 7 Reserved
8 1 layer, P9 8 Reserved
9 1 layer, P10 9 Reserved
10 1 layer, Pll 10 Reserved
11 1 layer, P12 11 Reserved
12 2 layers, Pl-2 12 Reserved
13 .2 layers, P3-4 13 Reserved 14 2 l yers , P5-6 14 Reserved
15 2 layers, P7-8 15 Reserved
16 2 layers, P9-10 16 Reserved
17 2 layers, Pll-12 17 Reserved
18 3 layers, Pl-3 18 Reserved
19 3 layers, P4-6 19 Reserved
20 3 layers, P7-9 20 Reserved
21 3 layers, P10-12 21 Reserved
22 4 layers, Pl-4 22 Reserved
23 4 layers, P5_8 23 Reserved
24 4 layers, P9-12 24 Reserved
25 Reserved 25 Reserved
26 Reserved 26 Reserved
' 27 Reserved 27 Reserved
28 Reserved 28 Reserved
29 Reserved 29 Reserved
30 Reserved 30 Reserved
31 Reserved 31 Reserved 상기 표 37과 표 38는 두 개의 열올 이용하여 1 코드워드 (CW) 전송과 2CW전송을 구분하여 도시하였으나 하기 표 39과 표 40에서와 같이 하나의 열만을 이용하여 안테나 포트와 전송 레이어 수에 대한 정보를 시그널링하는 것도 가능하다. 표 39과 표 40에서 2CW로 전송되는 경우는 따로 표시되었으며 표시가 되지 않은 경우는 1CW로 전송되는 것을 가정한다. 구체적으로 표 39는 표 30가 변형된 형태로 한 열을 이용하여 MU-MIM0를 12 직교 포트를 이용해 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIMO layer수가 최대 2인 경우에 대한 DMRS 테이블 디자인 방법을 기술하며， 표 40는 표 31가 변형된 형태로 한 열을 이용하여 MU-MIM0를 12 직교 포트를 이용해 지원할 경우에 UE당 지원하는 MU-MIM0 레이어 수가 최대 4인 경우에 대한 DMRS 테이블 디자인 방법을 기술한다. 표 39와 표 40에 제안된 시그널링 방법은 표 30과 표 31에서 2CW에 대한 사용되지 않는 많은 예약된 인덱스 (reserved index)를 방지하기 위한 방법으로 고려될 수 있다.
【표 39]
Value Message
0 1 layer, PI
1 1 layer, P2
2 1 layer, P3
3 1 layer , P4
4 1 layer , P5
5 1 1 ayer , P6
6 1 1 ayer， P7
7 1 layer, P8
8 1 layer, P9
9 1 layer, P10
10 1 layer, Pll
11 1 layer, P12 12 2 layers, Pl-2
13 2 layers, P3-4
14 2 layers , P5ᅳ 6
15 2 layers, P7-8
16 2 layers, P9-10
17 2 layers, Pll-12
18 3 layers , Pl-3
19 4 layers, PIᅳ 4
20 5 layers, Pl-5 (2CW)
21 6 layers, Pl-6 (2CW)
22 7 layers, Pl-7 (2CW)
23 8 layers, Pl-8 (2CW)
24 Reserved
25 Reserved
26 Reserved
27 Reserved
28 Reserved
29 Reserved
30 Reserved
31 Reserved
【표 40] Value Message
0 1 layer , PI
1 1 layer, P2
2 1 layer, P3
3 1 layer, P4
4 1 layer, P5
5 1 1 ayer , P6
6 1 layer, P7
7 1 layer, P8
8 1 layer, P9
9 1 layer, PIO
10 1 layer, Pll
11 1 layer, P12
12 2 layers' Pl-2
13 2 layers, P3-4
14 2 layers , P5-6
15 2 layers, P7-8
16 2 layers, P9-10
17 2 layers, Pll-12
18 3 layers, PIᅳ 3 19 3 layers, P4-6
20 3 layers, P7-9
21 3 layers, P10-12
22 4 layers, PIᅳ 4
23 4 layers, P5ᅳ 8
24 4 layers, P9-12
25 5 layers, Pl-5 (2CW)
26 6 layers, Pl-6 (2CW)
27 7 layers, Pl-7 (2CW)
28 8 layers, Pl-8 (2CW)
29 Reserved
30 Reserved
31 Reserved
<제2-8실시예 >
제 2-8실시예는 상기 제 2-5， 2-6 및 2-7실시예에서 제안한 방법을 기반으로 DMRS 패턴 Type 1과 Type 2에 대한 기지국과 단말의 동작을 종합적으로 기술한다. 도 31은 본 실시예에 따른 기지국과 단말의 동작을 도시한 도면이다. 첫번째 단계로 기지국은 DMRS 패턴 Type 1과 Type 2에 대한 정보를 상위 레이어로 설정한다 (3100). 다음으로 3110 단계에서 DMRS 패턴이 Type 1로 설정되었으면 3105 단계로 이동하여 제 2-7실시예에서 설명한 바와 같이 기지국은 Type 1에 대한 레이어의 수 및 포트 번호 정보를 시그널링 할 수 있다. 또한 게 2-6실시예에서 설명한 바와 같이 설정된 레이어의 수에 따라 DMRS 전력 부스팅을 다르게 설정할 수 있다.
다음으로 3120 단계로 이동하여 DMRS가 1 심볼 패턴으로 설정되었는지 2 심볼 패턴으로 설정되었는지 확인하고, 1 심볼 패턴으로 설정되어 있으면 3125 단계로 이동하여 제 2-5실시예에서 설명한 바와 같이 1 심볼에 대한 DMRS 파라미터를 구성한다. 만약 2 심볼 패턴으로 설정되어 있으면 3130 단계로 이동하여 제 2-5실시예에서 설명한 바와 같이 2 심볼에 대한 DMRS 파라미터를 구성한다. 이후 3135 단계에서와 같이 단말은 DMRS에 대해서 설정된 정보를 확인하고 3160 단계로 이동하여 채널 추정올 수행한다.
3110 단계에서 DMRS 패턴이 Type 2로 설정되었을 경우 상기 Type 1으로 설정되었을 때의 동작과 동일한 동작이 수행될 수 있다. 본 발명의 제 2-5실시예에서 제안한 바와 같이 DMRS 포트 매핑에 따라서 DMRS 밀도가 달라질 수 있으며 DMRS type에 따라 하나 또는 두개의 심볼로 구성된 MRS에 따라 서로 다른 안테나 포트 매핑 방법이 사용될 수 있다. 구체적으로 Type 1의 경우 3125 단계와 3130 단계에서의 파라미터 구성이 달라질 수 있다. Type 2의 경우 3145 단계와 3150 단계에서의 파라미터 구성이 달라질 수 있다.
보다 구체적으로 DMRS의 오버헤드와 채널 추정 성능을 고려하여 Type 1 패턴이 적용될 경우에 DMRS가 하나의 심볼로 구성될 경우 2810의 패턴이 선호될 수 있다. 또한 Type 1패턴의 경우에 두 개의 심볼로 구성될 경우 2850이나 2860의 패턴이 선호될 수 있다. 이러한 경우에 Type 1의 경우 제 2-5실시예에서 설명한 바와 같이 3125 단계와 3130 단계에서의 파라미터 구성이 달라질 수 있다.
이와 달리 DMRS의 오버헤드와 채널 추정 성능을 고려하여 Type2 패턴이 적용될 경우에 DMRS가 하나의 심볼로 구성될 경우 2910의 패턴이 선호될 수 있다. 또한 Type 2패턴의 경우에 두 개의 심볼로 구성될 경우 2930이나 2940의 패턴이 선호될 수 있다. 이러한 경우에 Type 2의 경우 제 2-5실시예 에서 설명한 바와 같이 3145 단계와 3150 단계에서의 파라미터 구성이 동일할수 있다.
본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위한 단말과 기지국의 송신부， 수신부, 처리부가 각각 도 32과 도 33에 도시되어 있다. 상기 계 2-1실시예부터 제 2-8실시예까지에 DMRS 구조를 구성하고 기지국이 DMRS 시퀀스를 생성하는 방법 및 기지국과 단말의 송수신 방법이 기술되어 있으며， 이를 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부， 처리부， 송신부가 각각 실시예에 따라 동작하여야 한다. 도 32는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 32에서 도시되는 바와 같이， 본 발명의 단말은 단말기 수신부 (3200)， 단말기 송신부 (3204) , 단말기 처리부 (3202)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부 (3200)와 단말이 송신부 (3204)를 통칭하여 본 발명의 실시예에서는 송수신부라 칭할 수 있다ᅳ 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부 (3202)로 출력하고， 단말기 처리부 (3202)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 단말기 처리부 (3202)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어， 단말기 수신부 (3200)에서 기지국으로부터 기준 신호를 수신하고， 단말 처리부 (3202)는 기준 신호의 적용 방법을 해석하도록 제어할 수 있다. 또한 단말 송신부 (3204)에서도 기준 신호를 송신할 수 있다.
도 33은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 33에서 도시되는 바와 같이 본 발명의 기지국은 기지국 수신부 (3301)， 기지국 송신부 (3305)， 기지국 처리부 (3303)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부 (3301)와 기지국 송신부 (3305)를 통칭하여 본 발명의 실시예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부 (3303)로 출력하고， 기지국 처리부 (3303)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 기지국 처리부 (3303 )는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어 기지국 처리부 (3303)는 기준 신호의 구조를 결정하고， 단말에게 전달할 기준 신호의 설정 정보를 생성하도록 제어할 수 있다. 또한 이를 기반으로 DMRS 시퀀스를 생성할 수 있다. 이후 기지국 송신부 (3305)에서 상기 기준 신호와 설정 정보를 단말에게 전달하고, 기지국 수신부 (3301)는 역시 기준 신호를 수신할 수 있다.
<제3 실시예 >
비주기적 채널 상태 정보 기준 신호 (channel state informat ion reference s ignal , CSI-RS) 전송은 단말 특정 빔품드 CSI-RS 전송， 복수의 TRP(transmiss ion and recept ion point ) 또는 복수의 패널 (panel ) 동작 지원 등을 위하여 증가하는 CSI-RS 전송 오버헤드를 경감시키기 위하여 사용될 수 있다. 한편 LTE 시스템에서 비주기적 CSI-RS는 광대역 전송만이 지원되었으나， NR 시스템에서는 다양한 단말 대역폭 지원 및 효율적인 자원 사용을 위하여 협대역 (siibband , 서브밴드) 비주기적 CSI-RS를 지원할 필요가 있다. 이를 위하여 본 발명에서는 무선 통신 시스템의 비주기적 CSI-RS 전송 및 측정을 위한 대역폭 결정 방법 및 장치를 제공한다.
<제3-1실시예 >
이하 본 개시는 0FDMA( Orthogonal Frequency Divi s ion Mul t iple Access) 등과 같은 다중 반송파 (mul t i-carr ier)를 이용하는 다중 접속 방식 (mul t iple access scheme)을 적용한 무선 이동 통신 시스템에서 단말이 무선 채널 상태 (channel qual i ty)를 측정하고 그 측정 결과를 기지국에 통보하기 위한 채널 상태 정보의 송수신 방법에 관한 것이다.
이하 본 개시의 실시예들을 구체적으로 설명함에 있어서， 0FDM 기반 무선 통신 시스템, 특히 3GPP EUTRA 표준을 주된 대상으로 할 것이지만， 본 개시의 주요한 요지는 유사한 기술적 배경 및 채널 형태를 가지는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하다.
도 34는 본 개시의 실시예가 적용되는 FD-MIM0 시스템을 도시하는 도면이다. LTE-A Pro에서 도입된 FD-MIM0 시스템은 기존 LTE 및 LTE— A MIM0 기술이 진화된 것으로 8개 이상 다수의 송신 안테나가 이용될 수 있다. 도 34에서 3400의 기지국 송신 장비는 8개 이상의 송신 안테나로 무선 신호를 전송한다. 복수개의 송신 안테나들은 일례로 3410과 같이 서로 최소 거리를 유지하도록 배치될 수 있다. 상기 최소 거리의 한 예로는 송신되는 무선 신호의 파장 길이의 절반이 있을 수 있다. 일반적으로 송신 안테나 사이에 무선 신호의 파장 길이의 절반이 되는 거리가 유지되는 경우 각 송신 안테나에서 전송되는 신호는 서로 상관도가 낮은 무선 채널의 영향을 받게 된다. 전송하는 무선 신호의 대역이 2GHz일 경우 이 거리는 7.5cm가 되며 대역이 2GHz보다높아지면 이 거리는 더 짧아진다.
도 34에서 3400의 기지국 송신 장비에 배치된 8 개 이상의 송신 안테나들은 한 개 또는 복수 개의 단말로 3420와 같이 신호를 전송하는데 활용된다. 복수의 송신 안테나에는 적절한 프리코딩 (precoding)이 적용되어 복수의 단말들에게로 동시에 신호를 송신하도록 한다. 이 때 한 개의 단말은 1개 또는 그 이상의 정보 스트림 ( informat ion stream)을 수신할 수 있다. 일반적으로 한 개의 단말이 수신할 수 있는 정보 스트림의 개수는 단말이 보유하고 있는 수신 안테나 수와 채널 상황에 따라 결정된다.
도 35는 LTE 및 LTE-A 시스템에서 하향링크로 스케줄링할 수 있는 최소 단위인 1 서브프레임 (subframe) 및 1 자원 블록 (Resource Block , RB)에 해당하는 무선 자원을 도시하는 도면이다. 도 35에 도시된 무선 자원은 시간 축 상에서 한 개의 서브프레임 (subframe)으로 이루어지며 주파수축 상에서 한 개의 RB로 이루어진다. 이와 같은 무선 자원은 주파수 영역에서 12개의 부반송파 (subcarr ier)로 이루어지며 시간 영역에서 14개의 0FDM 심볼로 이루어져서 총 168개의 고유 주파수 및 시간 위치를 가진다. LTE 및 LTE-A에서는 상기 도 35의 각각의 고유 주파수 및 시간 위치를 자원 요소 (resource element , RE)라고 한다. 상기 도 35에 도시된 무선 자원에서는 다음과 같은 복수개의 서로 다른 종류의 신호가 전송될 수 있다.
1. CRSCCel l Speci f ic RS , 3500)： 한 개의 셀에 속한 모든 단말을 위하여 주기적으로 전송되는 기준 신호이며 복수개의 단말들이 공통적으로 이용할 수 있다.
2. DMRS(Demodul at ion Reference Signal , 3510)： 특정 단말을 위하여 전송되는 기준 신호이며 해당 단말에게 데이터를 전송할 경우에만 전송된다. DMRS는 총 8개의 DMRS 포트들로 이루어질 수 있다. LTE-A에서는 포트 7에서 포트 14까지가 DMRS 포트에 해당하며 각 포트들은 CDM(code division multiplexing) 또는 FDM( frequency division mult iplexing)을 이용하여 서로 간섭을 발생시키지 않도록 직교성 (orthogonality)을 유지한다.
3. PDSCH(Physical Downlink Shared Channel, 3520)： 하향링크로 전송되는 데이터 채널로 기지국이 단말에게 트래픽을 전송하기 위하여 이용하며 데이터 영역 (data region, 3560)에서 기준 신호가 전송되지 않는 RE를 이용하여 전송된다.
4. CSI-RS (Channel Status Information Reference Signal , 3540)： 한 개의 셀에 속한 단말들올 위하여 전송되는 기준 신호로， 채널 상태를 측정하는데 이용된다. 한 개의 셀에는 복수개의 CSI-RS가 전송될 수 있다. LTE-A 시스템에서 한 개의 CSI-RS는 한 개， 두 개， 네 개， 또는 여덟 개의 안테나 포트 (antenna port(AP), 포트 (port)와 혼용될 수 있다)에 대응될 수 있다. LTE-A Pro 시스템에서 한 개의 CSI-RS는 한 개， 두 개， 네 개， 여덟 개, 열두 개， 또는 열여섯 개의 안테나 포트에 대웅될 수 있으며 향후 최대 삼십이 개의 안테나 포트까지 확장될 수 있다.
5. 기타 제어채널 (PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel), PCF I CH( Physical Control Format Indicator Channel ) , PDCCH(physical downlink control channel), 3530)： 단말이 PDSCH를 수신하는데 필요한 제어 정보를 제공하거나 상향링크의 데이터 송신에 대한 HARQ를 운용하기 위한 ACK/NACK을 전송하는데 사용된다. 상기 제어 채널은 제어 영역 (control region, 3550)에서 전송된다.
상기 신호 외에 LTE-A 및 LTE-A Pro 시스템에서는 다른 기지국이 전송하는 CSI-RS가 해당 셀의 단말들에게 간섭 없이 수신될 수 있도록 뮤팅 (muting)을 설정할 수 있다. 상기 뮤팅은 CSI-RS가 전송될 수 있는 위치에서 적용될 수 있으며 일반적으로 단말은 해당 무선 자원을 건너뛰어 트래픽 신호를 수신한다. LTE-A 및 LTE-A Pro 시스템에서 뮤팅은 또 다른 용어로 0 전력 CSI-RS(zero_power CSI-RS)라고 불리기도 한다. 뮤팅의 특성상 뮤팅이 CSI-RS의 위치에 동일하게 적용되며 전송 전력이 송신되지 않기 때문이다ᅳ
도 35에서 CSI-RS는 CSI-RS를 전송하는 안테나의 수에 따라 A, B, C, D, E, F, G, H, I , J로 표시된 위치의 일부를 이용하여 전송될 수 있다. 또한 뮤팅도 A, B, C , D, E, F, G, H , I， J로 표시된 위치의 일부에 적용될 수 있다. 특히 CSI-RS는 전송하는 안테나 포트 수에 따라서 2개， 4개， 8개의 RE로 전송될 수 있다. 안테나 포트 수가 2개일 경우 상기 도 35에서 특정 패턴의 절반에 CSI—RS가 전송되며 안테나 포트 수가 4개일 경우 특정 패턴의 전체에 CSI-RS가 전송되고 안테나 포트수가 8개일 경우 두 개의 패턴을 이용하여 CSI-RS가 전송된다. 반면 뮤팅의 경우 언제나 한 개의 패턴 단위로 이루어진다. 즉， 뮤팅은 복수개의 패턴에 적용될 수는 있지만 CSI-RS와 위치가 겹치지 않는 경우 한 개의 패턴의 일부에만 적용될 수는 없다. 단 CSI-RS의 위치와 뮤팅의 위치가 겹칠 경우에 한해서 한 개의 패턴의 일부에만 적용될 수 있다.
상기 설명한 바와 같이 LTE— A에서는 하나의 CSI-RS 자원에 두 개, 네 개， 또는 여덟 개의 안테나 포트가 설정될 수 있다. 두 개의 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송될 경우 시간 축에서 연결된 두 개의 RE에서 각 안테나 포트의 신호가 전송되며 각 안테나 포트의 신호는 직교 코드로 구분된다. 또한 네 개의 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송될 경우 두 개의 안테나 포트를 위한 CSI-RS에 추가로 두 개의 RE를 더 이용하여 동일한 방법으로 나머지 두 개의 안테나포트에 대한 신호가 전송된다. 8개의 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송될 경우도 마찬가지이다.
기지국은 채널 추정 정확도를 향상시키기 위하여 CSI-RS의 전송 전력을 부스팅 (boost ing)할 수 있다. 네 개 또는 여덟 개 안테나 포트 CSI-RS가 전송될 경우 특정 CSI-RS 포트는 정해진 위치의 CSI-RS RE에서만 전송되며 같은 OFDM 심볼 내 다른 OFDM 심볼에서는 전송되지 않는다. 도 36은 기지국이 8개 안테나 포트의 CSI-RS를 전송하는 경우의 n번째 그리고 n+1번째 PRB에 대한 CSI— RS RE 매핑의 예시를 도시하는 도면이다. 도 36에서와 같이 15번 또는 16번 AP를 위한 CSI-RS RE 위치가 3600(2번 서브캐리어)과 같을 경우 나머지 17 내지 22번 AP를 위한 CSI-RS RE(3610 , 3 , 8 , 9번 서브캐리어)에는 15번 또는 16번 AP와 같이 전송 전력이 사용되지 않는다. 따라서 15번 또는 16번 AP는 3， 8 , 9번 서브캐리어에 사용될 전송전력을 2번 서브캐리어에서 사용할 수 있다. 이와 같은 자연스러운 전력 부스팅은 2번 서브캐리어를 통하여 전송되는 15번 CSI-RS 포트의 전력이 데이터 RE(3620)에서 사용되는 전송 전력 대비 최대 6dB까지 높게 설정되는 것이 가능하게 한다. 현재의 2/4/8 포트 CSI_RS 패턴들은 각각 0/2/6 dB의 natural 전력 부스팅이 가능하며 각각의 AP들은 이를 통하여 사용 가능한 모든 전력을 이용 (ful l power ut i l izat ion)하여 CSI-RS를 전송하는 것이 가능하다.
또한 단말은 CSI-RS와 함께 CSI-IM (또는 interference measurement resources , IMR)을 할당 받을 수 있는데 CSI-IM의 자원은 4포트를 지원하는 CSI-RS와 동일한 자원 구조와 위치를 가진다. CSI-IM은 하나 이상의 기지국으로부터 데이터 수신을 수행하는 단말이 인접한 기지국으로부터 간섭을 정확하게 측정하기 위한 자원이다. 가령 인접 기지국이 데이터를 전송할 때의 간섭의 양과 전송하지 않을 때의 간섭의 양을 측정하고 싶은 경우 기지국은 CSI-RS와 두 개의 CSI-IM 자원을 구성하고 하나의 CSI— IM에서는 인접 기지국이 항상 신호를 전송하도록 하고 다른 하나의 CSI-IM에서는 인접 기지국이 항상 신호를 전송하지 않도톡 하여 인접 기지국의 간섭 양을 효과적으로 측정할 수 있다.
LTE-A 및 LTE-A Pro 시스템에서 기지국은 상위 레이어 시그널링을 통하여 CSI-RS 자원 설정 정보 (CSI— RS resource conf igurat ion, 또는 CSI-RS 자원 설정)를 단말에 통보할 수 있다. 상기 CSI— RS 자원 설정 정보는 CSI-RS 설정 정보의 인덱스， CSI-RS가 포함하는 포트 수， CSI-RS의 전송 주기, 전송 오프셋， CSI-RS 설정 정보 (CSI-RS conf igurat ion, 또는 CSI-RS 설정)， CSI-RS 스크램블링 ID, QCL(Quasi Co-Locat ion) 정보 등을 포함한다. 구체적으로 단말은 CSI-RS 설정 정보와 CSI-RS가 포함하는 포트 수 정보를 조합하여 어떤 RE들에서 CSI-RS가 전송되는지 판단할수 있다.
LTE-A 및 LTE-A Pro 시스템에서 기지국은 하향링크 채널 상태를 측정하기 위하여 기준 신호 (reference signal )를 단말로 전송하며， 단말은 기지국이 전송하는 CRS 또는 CSI-RS를 이용하여 기지국과 자신 사이의 채널 상태를 측정한다. 상기 채널 상태는 기본적으로 몇 가지 요소가 고려되어야 하며 여기에는 하향링크에서의 간섭량이 포함된다. 상기 하향링크에서의 간섭량은 인접 기지국에 속한 안테나 의하여 발생되는 간섭신호 및 열잡음 등이 포함되며, 단말이 하향링크의 채널 상황을 판단하는데 중요하다.
일례로 송신 안테나가 한 개인 기지국에서 수신 안테나가 한 개인 단말로 신호를 전송할 경우， 단말은 기지국에서 수신된 기준 신호를 이용하여 하향링크로 수신할 수 있는 심볼당 에너지 및 해당 심볼을 수신하는 구간에서 동시에 수신될 간섭량을 판단하고 Es/Io(간섭량 대 심볼당 에너지 비)를 결정해야 한다. 결정된 Es/Io는 데이터 전송 속도 또는 그에 상웅하는 값으로 변환되고 채널 품질 지시자 (Channel Qual i ty Indicator , CQI )의 형태로 기지국에 통보됨으로써 기지국이 하향링크에서 어떤 데이터 전송 속도로 단말에게 전송을 수행할지를 판단할 수 있게 한다.
LTE-A 및 LTE-A Pro 시스템의 경우 단말은 하향링크의 채널상태에 대한 정보를 기지국에게 피드백하여 기지국의 하향링크 스케줄링에 활용할 수 있도록 한다. 즉 단말은 하향링크로 기지국이 전송하는 기준 신호를 측정하고 여기에서 추출한 정보를 LTE 및 LTE-A표준에서 정의하는 형태로 기지국으로 피드백한다. LTE 및 LTE-A 시스템에서 단말이 피드백하는 정보로는 크게 다음의 세가지가 있다.
• 랭크 지시자 (Rank Indi cator , RI ) : 단말이 현재의 채널 상태에서 수신할 수 있는 공간 레이어 (spat ial layer)의 개수
• 프리코더 행렬 지시자 (Precoder Matr ix Indi cator , PMI ) : 단말이 현재의 채널상태에서 선호하는 프리코딩 행렬에 대한 지시자
• 채널 품질 지시자 (CQI ) : 단말이 현재의 채널 상태에서 수신할 수 있는 최대 데이터 전송률 (data rate) . CQI는 최대 데이터 전송률과 유사하게 활용될 수 있는 SINR, 최대의 오류정정 부호화율 (code rate) 및 변조 방식， 주파수당 데이터 효을 등으로 대체될 수 있다.
상기 RI , PMI 및 CQI는 서로 연관되어 의미를 갖는다. 일례로 LTE 및 LTE-A 시스템에서 지원하는 프리코딩 행렬은 랭크별로 다르게 정의되어 있다. 때문에 RI가 1의 값을 가질 때 PMI 값과 RI가 2의 값을 가질 때 PMI 값은 그 값이 동일하더라도 다르게 해석이 된다. 또한 단말이 CQI를 결정할 때에도 단말은 자신이 기지국에 통보한 탱크 값과 PMI 값이 기지국에서 적용되었다고 가정한다. 즉 단말이 RI_X, PMI_Y, 001_2를 기지국에 통보한 경우, 이는 탱크가 RI_X이고 프리코딩이 PMI_^^ 때， 0 _2에 해당하는 데이터 전송률을 단말이 수신할 수 있다는 것을 의미한다. 이와 같이 단말은 CQI를 계산할 때에 기지국에 어떤 전송 방식을 수행할 지를 가정함으로써 해당 전송 방식으로 실제 전송을 수행하였을 때 최적화된 성능을 얻을 수 있도록 한다.
상기 RI, PMI, CQI는 주기적 또는 비주기적 형태로 피드백될 수 있다. 기지국이 특정 단말의 비주기적 피드백 정보를 얻고 싶을 때, 기지국은 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 위한 하향링크 제어 정보 (downlink control information, DCI)에 포함된 비주기적 피드백 지시자를 특정 비주기적 피드백을 수행하도록 설정하여 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 수행한다. 상기 해당 단말은 비주기적 피드백을 수행하도록 설정된 지시자를 n번째 서브프레임에서 수신하면 해당 단말은 n+k번째 서브프레임에서의 데이터 전송에 비주기적 피드백 정보를 포함하여 상향링크 전송을 수행한다. 여기서 k는 FDD(frequency division duplexing)에서는 4이며 TDD(tinie division duplexing)에서는 표 41과 같이 정의된다.
【표 41】
TDD UL/DL sub frame number n
Conf igurat
ion
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9
0 6 7 4 6 7 4
1 ― ― 6 4 ― ― ― 6 4 ―
2 ― ― 4 ― ― ― 4 ― ―
3 ― ― 4 4 4
4 ― ― 4 4 ― ― ― ᅳ ― ― 5 ― ― 4 ― ― ― ― ― ― ―
6 ― ― 7 7 5 ― 7 7 상기 채널 정보 생성 및 보고를 수행하기 위하여 대규모 안테나를 보유하는 기지국의 경우에는 8개 이상의 안테나의 채널을 측정하는 기준 신호 자원을 구성하여 단말에 전송할 필요가 있다. 이를 위하여 LTE-A Pro 시스템에서는 하나의 CSI-RS 자원에 두 개， 네 개, 여덟 개， 열두 개， 또는 열여섯 개의 안테나 포트가 설정될 수 있으며 향후 스무 개， 스물네 개 스물여넓 개， 그리고 서른두 개의 안테나 포트 설정 기능이 추가될 수 있다. 구체적으로 LTE-A Pro 릴리즈 (Release) 13에서는 두 가지 종류의 CSI-RS 설정 방법을 제공한다.
첫 번째 방법은 넌프리코디드 (non-precoded, NP) CSI— RS(Class A 채널 상태 정보 (channel state informat ion, CSI ) 보고를 위한 CSI-RS)로 기지국은 단말에게 하나 이상의 4 또는 8 포트 CSI-RS 패턴을 단말에게 설정하고 상기 설정된 CSI-RS 패턴들을 조합하여 단말이 8개 이상의 CSI-RS 포트에 따른 CSI-RS를 수신하도록 설정하는 것이 가능하다. 구체적으로， {1, 2， 4， 8}-포트 CSI-RS의 경우 기존과 같은 매핑 규칙을 따르며, 12-포트 CSI-RS의 경우 3개의 4-포트 CSI-RS 패턴의 조합 (aggregat ion )으로 구성되고， 16-포트 CSI-RS의 경우 2개의 8-포트 CSI-RS 패턴의 조합으로 구성된다. 또한 LTE-A 릴리즈 13에서는 12-/16-포트 CSI— RS에 대하여 길이 2 또는 4의 직교 커버 코드 (orthogonal cover code, 0CC)를 이용하여 CDKcode division mult iplexing)-2 또는 CDM-4를 지원한다.
상기 도 36의 설명은 CDM-2를 기반으로 한 CSI-RS 전력 부스팅에 대한 것으로， 상기 설명에 따르면 CDM-2 기반 12-/16-포트 CSI-RS에 대한 ful l power ut i l izat ion을 위하여 PDSCH 대비 최대 9dB의 전력 부스팅이 필요하게 된다. 이는 CDM-2 기반 12-/ 16-포트 CSI-RS를 운영시 사용 가능한 모든 전력 이용 (ful l power ut i l izat ion)을 위하여 기존 대비 고성능의 하드웨어가 필요함을 의미한다. LTE-A Pro 릴리즈 13에서는 이를 고려하여 CDM-4 기반의 12-/16-포트 CSI-RS를 도입하였으며 이 경우 기존과 같은 6dB 전력 부스팅올 통하여 사용 가능한 모든 전력 이용이 가능해지게 된다.
두 번째 방법은 빔품드 (beamformed, BF) CSI— RS Class B CSI 보고를 위한 CSI-RS)로 기지국은 다수의 TXRU( transceiver uni t )들에 특정한 빔 (beam)을 적용하여 단말이 다수의 TXRU를 하나의 CSI-RS 포트로 인식하게 하는 것이 가능하다. 기지국이 사전에 단말의 채널 정보를 알고 있을 경우 기지국은 자신의 TXRU에 상기 채널 정보에 적합한 빔이 적용된 소수의 CSI-RS만을 설정할 수 있다. 또 다른 예시로 기지국은 단말에게 8개 이하의 CSI-RS 포트들을 포함하는 다수의 CSI-RS 자원 설정을 설정할 수 있다. 이때 기지국은 CSI-RS 자원 설정 별로 서로 다른 방향의 빔을 적용하여 상기 CSI-RS포트들을 범포밍하는 것이 가능하다.
도 37은 BF CSI-RS 운영의 일례를 도시하고 있다. 도 37을 참조하면 기지국 (3710)은 서로 다른 방향으로 빔포밍 (beamforming)된 세 개와 CSI_RS(3720 , 3730， 3740)를 단말들 (3750， 3760)에게 설정할 수 있다. 각각의 CSI-RS 자원 (3720 , 3730 , 3740)들은 하나 이상의 CSI-RS 포트들을 포함할 수 있다. 단말 3750는 설정된 CSI-RS 자원 (3720， 3730， 3740)들에 대하여 채널 상태 정보를 생성하고 그 중 자신이 선호하는 CSI-RS자원의 인텍스를 CRKCSI-RS Resource Indicator )를 통하여 기지국으로 보고할 수 있다. 도 37의 예제에서 단말 3750가 CSI-RS 자원 3730을 선호할 경우 3730에 해당하는 인덱스를 기지국에 보고할 것이고， 단말 3760가 CSI-RS 자원 3720를 선호활 경우 3720에 해당하는 인텍스를 기지국에 보고할 것이다.
상기 CRI는 LTE-A Pro 릴리즈 13을 기준으로 단말이 가장 선호하는 하나의 CSI-RS 인덱스에 대한 보고를 지원하지만 이는 향후 단말이 선호하는 CSI-RS의 인덱스들의 조합으로 확장되는 것이 가능하다. 예를 들어 단말 3750가 가장 선호하는 두 개의 CSI-RS 자원이 3730과 3740일 경우 단말 3750은 해당 CSI-RS 자원들의 인덱스 두 개를 직접 보고하거나 또는 해당 CSI-RS 자원들로 구성되는 집합을 지시하는 인덱스를 보고하는 것이 가능하다. 이는 채널의 각확산 (angul ar spread)가 넓거나 이동성이 높은 단말을 다양한 방향의 빔으로 지원하가나 서로 다른 TRP( transmi ssion and recept ion point )에서 전송되는 복수의 CSI-RS에 대한 선택을 지원하는 등 다양한 응용을 가능하게 하기 위함이다.
<제3-2실시예 >
제 3-2실시예에서는 비주기적 (aper iodi c) CSI-RS를 설정하는 방법을 제안한다. LTE-A Pro 릴리즈 13까지에서 CSI-RS는 상기 제 3_1실시 예에서 설명한 바와 같이 상위 레이어 시그널링 (higher layer signaling 또는 RRC signaling)에 의하여 반 정적으로 (semi-static) 상세 설정값들이 정해진다. 상기 LTE-A Pro 릴리즈 13까지의 CSI-RS자원 설정 정보는 다음과 같은 정보들을 포함한다.
- CSI-RS포트의 수 (Number of CSI-RS ports): 하나의 CSI-RS자원에 포함되는 CSI-RS포트 수.
- CSI-RS 설정 (CSI-RS configuration): CSI-RS 포트의 수 와 함께 CSI-RS RE들의 위치를 지시하는 설정 값.
- CSI-RS 서브프레임 설정 (CSI-RS subframe configuration), ICSI-RS: CSI-RS 전송 주기， TCSI-RS와 CSI-RS 서브프레임 오프셋 (CSI-RS subframe offset), z\CSI-RS를 지시하는 설정 값.
- CSI-RS 전력 부스팅 지수 (CSI-RS power boosting factor), Pc: PDSCH 대비 CSI-RS전송 파워 비에 대한 UE가정 .
- 스크램블링 식별자 (Scrambling ID), nID
- QCL (quasi allocation) 정보
기존의 CSI-RS는 상기 정해진 상세 설정값들에 따라 정해진 포트 수를 포함하여 주기적으로 전송된다. 따라서 상기 빔폼드 CSI-RS에 단말 특정 빔포밍 (UE-specific beamforming)을 적용한다고 가정할 때 UE수만큼의 CSI-RS자원 설정이 필요하게 되어 매우 큰 부담이 될 수 있다. 또는 상기 빔품드 CSIᅳ RS에 셀 특정 빔포밍 (cell-specific beamforming)을 적용할 때에도 기지국의 안테나 수가 증가하여 범 폭이 좁아질 경우 역시 많은 수의 CSI-RS 자원 설정이 필요하게 되는 문제가 있다.
이러한 문제를 해결하고 효을적인 CSI-RS 자원 할당을 가능케 하기 위하여 비주기적 CSI-RS(aper iodic CSI-RS, Ap-CSI-RS) 전송을 도입하는 것이 가능하다. 한 단말의 입장에서 보았을 때， 비주기적 CSI-RS에서는 설정된 모든 자원에서 항상 CSI-RS가 전송되지 않고 특정 조건올 만족하는 자원에서만 CSI-RS가 전송되는 것일 수 있다. 도 38은 비주기적 CSI-RS 송수신 및 이에 따른 CSI 보고 예시를 도시하는 도면이다. 도 38에 따르면 기지국은 각 단말에 비주기적 CSI-RS 전송을 위한 ■CSI-RS 자원을 설정할 수 있다 (3800) . 이때 기지국은 비주기적 CSI-RS가 항상 전송되지 않을 수 있는 점을 고려하여 복수개의 단말에 같은 비주기적 CSI-RS 자원을 설정할 수 있다. 이는 일정 수의 단말이 공유하는 비주기적 CSI-RS 자원 풀 (resource pool )을 운영하여 CSI-RS자원의 사용 효을을 높이기 위함이다.
상기 CSI-RS 설정 정보를 바탕으로 기지국은 UL 그랜트 등의 L1 시그널링올 통하여 단말에게 비주기적 CSI 보고 (report ing)를 트리거 (tr igger)할 수 있다 (3810) . 단말은 상기 비주기적 CSI 트리거링 (tr igger ing)에 의거해 비주기적 CSI-RS 설정방법에 따라 다음과 같은 동작이 가능하다.
1. 비주기적 CSI 트리거와 같은 서브프레임에 전송된 비주기적 CSI-RS를 수신
2. 비주기적 CSI 트리거가 시그널링된 서브프레임에서 가장 가까운 서브프레임에 전송된 비주기적 CSI-RS를 수신
3. 비주기적 CSI 트리거가 시그널링된 서브프레임 이후의 서브프레임 중 가장 가까운 서브프레임에 전송된 비주기적 CSI-RS를 수신
4. 비주기적 CSI 트리거가 시그널링된 서브프레임으로부터 일정 시간 이후， 예를 들면 1 번째 서브프레임 이후에 전송되는 비주기적 CSI-RS를 수신, 여기서 1은 상기 설명한 k보다는 작게 설정될 수 있다. 또한 1은 사전에 미리 결정된 값이거나 또는 상위 레아어 시그널링 또는 L1 시그널링에 의하여 지정되는 값일 수 있다.
이후 단말은 수신된 비주기적 CSI-RS를 바탕으로 CSI를 생성하고 상기 설명한 바와 같이 n+k번째 서브프레임에서 CSI를 기지국에 보고할 수 있다 (3820， 3830) . 여기서 n번째 서브프레임은 상기 비주기적 CSI 트리거를 포함하는 서브프레임이다. 만약 단말이 상기 설명한 "4. 비주기적 CSI 트리거가 시그널링된 서브프레임으로부터 일정 시간 이후， 예를 들면 1 번째 서브프레임 이후에 전송되는 비주기적 CSI-RS를 수신하는 방법" 을 따르는 경우 단말에 의해 생성된 CSI는 n+k+1 번째 서브프레임에서 기지국에 보고되는 것도 가능하다. 이는 CSI 생성을 위한 단말 프로세싱 시간을 확보하기 위함이다. 상기 비주기적 CSI-RS 자원 풀을 운영하기 위한 구체적인 방법은 다음과 같다.
1. RRC 시그널링 + L1 시그널링을 이용
2. RRC 시그널링 + MAC CE 시그널링 + L1 시그널링을 이용
3. RRC시그널링 + MAC CE 시그널링을.이용
상기 RRC 시그널링， MAC CE 시그널링 및 L1 시그널링은 신뢰도 측면에서 RRC > MAC CE > L1의 순으로 높은 신뢰도를 가지며 지연 측면에서는 LI < MAC CE < RRC의 순으로 지연 시간을 필요로 한다. 예를 들어 RRC 시그널링을 통하여 설정되는 정보들은 단말이 상기 정보 수신시 그 신뢰도는 매우 높으나 수신에 필요한 시간이 매우 긴 단점이 있으며， L1 시그널링을 통하여 설정되는 정보의 경우 수신에 필요한 지연 시간은 매우 짧으나 신뢰도가 상대적으로 떨어지게 된다. 또한 L1 시그널링은 용량이 제한적인 DCI에 의하여 전송되므로 시그널링 비용이 커지는 단점이 있다. 상기 첫 번째 예제와 같이 1 . R C 시그널링 + L1 시그널링을 이용하는 경우 기지국은 단말에게 N개의 CSI-RS 자원들을 RRC 시그널링을 통하여 단말에게 설정하고， 이후 상기 설정된 N개의 CSI-RS 자원들 중 L(<N)개의 자원들을 L1 시그널링을 이용하여 선택한다. 이때 L1 시그널링 오버헤드는 N 및 L에 의하여 (N comb inat ion L, NCL) 결정되므로 예를 들면 N=8개의 CSI-RS 자원이 RRC를 통하여 설정되고 그 중 L≤2개의 자원을 L1 시그널링을 통하여 고른다고 할 경우 총 f loS 2(28+8) 1 =6 비트의 매우 큰 DCI 페이로드를 필요로 하게 될 수 있다ᅳ 한편 상기 두 번째 예제와 같이 2. RRC 시그널링 + MAC CE 시그널링 + L1 시그널링을 이용하는 경우 RRC 시그널링된 CSI-RS 자원들 중 MAC CE 시그널링을 통하여 지정되는 특정 CSI-RS 자원들을 활성화 또는 비활성화 (act ivat i on/de-act ivat i on)시키고 이에 대한 L1 시그널링을 수행하는 것이 가능하다. 이를 통하여 기지국은 CSI-RS 자원 설정 지연 시간과 DCI 시그널링 오버헤드 간 적절한 트레이드오프 ( tradeof f )를 얻을 수 있다. 예를 들어 N=8개의 CSI-RS 자원이 RRC를 통하여 설정되고 그 중 K=4개의 자원을 MAC CE로 활성화 시킨 후 이 중 L≤2개의 자원 L1 시그널링을 통하여 고른다고 할 경우， 총 1 1U¾ 2 U ^ 1 비트로 필요한 DCI 페이로드가 상기 첫 번째 예제 대비 줄어드는 것을 알 수 있다.
상기 세 번째 예제와 같이 3. RRC 시그널링 + MAC CE 시그널링을 이용하는 경우 RRC 시그널링 된 N개의 CSI— RS 자원들 중 MAC CE 시그널링을 통하여 지정되는 K개의 CSI-RS 자원들을 활성화 또는 비활성화 (act ivat i on/de-act ivat ion)시키는 것이 가능하다. 이때 단말은 상기 첫 번째 및 두 번째 예제와는 달리 L1 시그널링 없이 MAC CE에 의하여 CSI-RS의 전송 여부를 최종적으로 판단하게 된다. 이 경우 매 서브프레임 마다의 CSI-RS 비주기 전송 지시는 불가능하지만 DCI 오버헤드가 크게 줄어드는 장점이 있다. 본 실시예에서 비주기적 CSI—RS는 상위 레이어 시그널링을 통하여 설정되는 것이 가능하다. 비주기적 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원 설정 정보는 상기 설명한 바와 같이， CSI-RS 포트의 수, CSI-RS 설정， CSI-RS 서브프레임 설정， CSI-RS 전력 부스팅 지수， 스크램블링 식별자， QCL(quasi co-locat ion) 정보 등의 세부 설정 정보들을 포함할 수 있다. 비주기적 CSI-RS를 위한 CSI— RS 자원 설정 정보가 상기 세부 설정 정보 중 CSI-RS 서브프레임 설정을 포함하는 경우 상기 설명한 비주기적 CSI-RS 수신 방법 중 "2. 비주기적 CSI 트리거가 시그널링된 서브프레임에서 가장 가까운 서브프레임에 전송된 비주기적 CSI-RS를 수신하는 방법" 또는 "3. 비주기적 CSI 트리거가 시그널링된 서브프레임 이후의 서브프레임중 가장 가까운 서브프레임에 전송된 비주기적 CSI-RS를 수신하는 방법" 이 사용될 수 있다. 이는 CSI-RS 서브프레임 설정이 비주기적 CSI-RS가 전송될 수 있는 후보 서브프레임들에 대한 정보를 포함하고 있기 때문이다.
한편 비주기적 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원 설정 정보가 상기 세부 설정 정보 중 CSI-RS 서브프레임 설정을 포함하지 않거나.포함되었더라도 이를 무시하도록 약속되는 (또는 기지국에 의하여 지시되는) 경우 CSI-RS 자원 설정 정보에는 비주기적 CSI— RS가 전송될 수 있는 후보 서브프레임에 대한 정보가 포함되지 않는다. 따라서 상기 설명한 비주기적 CSI-RS 수신 방법 중 " 1. 비주기적 CSI 트리거와 같은 서브프레임에 전송된 비주기적 CSI-RS를 수신하는 방법" 또는 "4. 비주기적 CSI 트리거가 시그널링된 서브프레임으로부터 일정 시간 이후， 예를 들면 1 번째 서브프레임 이후에 전송되는 비주기적 CSI-RS를 수신하는 방법" 이 사용될 수 있다.
L1 시그널링 (UL DCI 또는 UL 그랜트)에는 1 비트 또는 복수개의 비트들로 구성되는 비주기적 CSI-RS 트리거링이 존재할 수 있다. L1 시그널링을 통한 1 비트 비주기적 CSI-RS 트리거링이 지원되는 경우 트리거링 여부에 따라 DCI 포맷 0 또는 DCI 포맷 4의 CSI 요청 필드 (CSI request f ield)의 해석 방법이 달라지는 것이 가능하다. 이러한 DCI 포맷은 일례에 불과하며, DCI 포맷 0이나 4와 같은 상향링크 그랜트 (upl ink grant )를 위한 DCI 포맷이 여기에 해당할 수 있다. 예를 들어 비주기적 CSI-RS가 트리거링 되지 않은 경우 CSI 요청 필드는 종래와 같이 상위 레이어에 의해 설정된 서빙 셀 (serving cel l )들의 셋， CSI 프로세스 (CSI process)들의 셋， 또는 CSI 서브프레임 셋들 중 CSI를 보고할 집합을 지시하는 역할을 수행한다. 반면 비주기적 CSI-RS가 트리거링된 경우 CSI 요청 필드는 표 42에 나타난 바와 같이 다수의 CSI-RS 자원 후보 중 비주기적 CSI-RS가 전송되는 CSI-RS 자원을 지시하는 역할을 수행할 수 있다. 이 때 1 비트의 추가적인 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS 전송이 트리거링되므로 CSI 요청 필드의 모든 코드 포인트 (code point )들은 ' no aper iodic CSI-RS and aper iodic CSI are tr iggered (비주기적 CSI-RS 및 비주기적 CSI 는 트리거링되지 않음) ' 이외의 다른 의미를 가질 수 있다.
또 다른 예시로 1 비트 비주기적 CSI-RS 트리거링이 지원되는 경우 DCI 포맷 1 또는 DCI 포맷 4의 CSI 요청 필드의 해석 방법이 상위 레이어 시그널링 (RRC 시그널링)에 의하여 지시되는 것이 가능하다. 이 경우 CSI 요청 필드는 1 bi t RRC 시그널링에 의하여 종래와 같이 상위 레이어에 의해 설정된 서빙 셀들의 셋， CSI 프로세스들의 셋, 또는 CSI 서브프레임 셋들 중 CSI를 보고할 집합을 지시하는 역할을 수행하거나， 아니면 표 43의 예시와 같이 다수의 CSI-RS 자원 후보 중 비주기적 CSI-RS가 전송되는 CSI-RS 자원을 지시하는 역할올 수행할 수 있다. 이 때 CSI 요청 필드는 비주기적 CSI-RS 트리거링을 위한 기능을 포함하여야 하므로 적어도 한 개의 코드 포인트는 ' no aper iodic CSI-RS and aper iodic CSI are tr iggered (비주기적 CSI-RS 및 비주기적 CSI 는 트리거링되지 않음) '의 의미를 가질 수 있다.
【표 42】
Value of CSI request Description
field
00 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a set of CSI—RS resources configured by higher layers for serving eel 1 c
01 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a 1st set of CSI-RS resources configured by higher layers
10 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a 2nd set of CSI-RS resources configured by higher layers
11 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a 3rd set of CSI-RS resources configured by higher layers
【표 43]
Value of CSI request Descr ipt ion
field
00 No aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report ing are triggered
01 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a set of CSI-RS resources configured by higher layers for serving eel 1 c
10 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a 1st set of CSI-RS resources configured by higher layers
11 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a 2nd set of CSI-RS resources configured by higher layers 반면 복수개의 비트들로 구성된 비주기적 CSI-RS 트리거링의 경우 어떠한 CSI-RS 자원에 비주기적 CSI-RS가 전송될지를 통보하는 기능을 포함하는 것이 가능하다. 표 44는 두 개의 비트들로 구성되는 비주기적 CSI-RS 트리거링 필드의 예제이다. 표 44의 예시를 따르면 비주기적 CSI-RS 트리거링 필드에서 적어도 한 개의 코드 포인트는 'no aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI are triggered'^] 의미를 가질 수 있다. 이외 세 개의 코드 포인트들은 각각 서빙 셀 c에서의 비주기적 CSI-RS 트리거링 (01)과 여러 서빙 셀 (across serving cell)에 대하여 상위 레이어 시그널링된 첫 번째 그리고 두 번째 CSI-RS 집합에 대한 비주기적 CSI-RS 트리거링 (10， 11)을 의미한다. 이 때 각각의 CSI-RS들은 서로 다른 비주기적 CSI-RS 및 비주기적 CSI 보고에 연관된다. 비주기적 CSI 트리거링 필드가 세 개 이상의 bit들로 구성되는 경우에도 표 44와 유사한 원리에 의하여 확장이 가능하다. 표 44와 같은 새로운 테이블은 신규 TM(transmission mode) , 예를 들면 ΤΜ 11등에 의하여 지정될 수 있다.
【표 44]
Figure imgf000157_0001
<제3-3실시예 >
본 실시예에서는 비주기적 CSI— RS를 위한 설정 방법 중 동적 포트 넘버링 (dynamic port numbering) 설정에 관한 예시를 설명한다. 상기 동적 포트 넘버링은 비주기적 CSI-RS 전송시 비주기적 CSI-RS 자원에 포함되는 CSI-RS 포트의 숫자가 달라질 수 있음을 의미한다ᅳ 한 가지 예시로 이는 비주기적 CSI-RS 자원이 동적인 CSI-RS자원 조합 (CSI-RS resource aggregat i on)에 의하여 구성될 수 있음을 의미할 수 있다.
도 39는 비주기적 CSI-RS를 위한 동적 포트 넘버링 운영 시나리오의 일례를 도시한 도면이다. 도 39에서 기지국 3900과 3905가 각각 8개의 CSI-RS 포트들을 운영하고 있다고 가정하자.
일례로 단말 3910이 기지국 3900로부터 데이터를 수신하는 경우 기지국 3900은 서브프레임 3915에서 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS 전송 및 비주기적 CSI에 대한 트리거를 수행할 수 있다. 단말 3910은 이를 통하여 상기 제 3-2실시예와 유사한 방법을 통하여 비주기적 CSI-RS 자원 3925에서 전송되는 비주기적 CSI-RS를 수신하고 8 포트 CSI-RS로 구성되는 채널 3920에 대한 CSI를 생성하여 기지국에 보고하는 것이 가능하다.
또 다른 예시로 단말 3910이 기지국 3900 및 3905로부터 동시에 데이터를 전송 받는 경우 (예를 들면 CoMP JT와 같이)， 기지국은 서브프레임 3930에서 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI— RS 전송 및 비주기적 CSI에 대한 트리거를 수행할 수 있다. 이때 비주기적 CSI-RS 트리거링은 채널 3935을 측정하기 위한 비주기적 CSI-RS 자원 3940와 채널 3945을 측정하기 위한 비주기적 CSI-RS 자원 3950이 동시에 전송되는 것을 의미할 수 있다. 도 29에서는 설명의 편의상 3940와 3950이 서로 다른 서브프레임에 설정된 상황을 도시하였으나 이에 국한되지 않고 상기 제 3-2실시예의 비주기적 CSI-RS 트리거링 방법에 따라 같은 서브프레임 내에서 전송되는 것도 가능하다.
단말은 상기 비주기적 CSI-RS 3940 및 3950을 수신하여 8 포트 CSI-RS 기반 CSI를 CSI-RS 자원별로 각각 생성하여 보고할 수 있지만 (8Tx 코드북 사용) , 3940와 3950의 CSI-RS를 하나의 CSI-RS 자원으로 인식하여 (aggregat ion between aper iodi c CSI-RS resources) 16 포트 CSI-RS 기반 CSI를 생성하여 보고하는 것도 가능하다 ( 16Tx 코드북 사용) . 이는 단말이 단일 기지국의 안테나 수보다 더 큰 크기의 코드북을 사용하여 PMI를 생성하도록 하는 것으로， 이렇게 생성된 PMI는 각 기지국 안테나 간 위상 (phase) 차이뿐만 아니라 TRP 3900과 TRP 3905 간 위상 차이도 암시적으로 포함하므로 CoMP(coordinated mul t ipoint ) JK j o i nt transmi ssion)에서의 CQI 미스매치 (mismatch) 문제를 해결할수 있다.
도 40은 비주기적 CSI-RS를 위한 동적 포트 넘버링 운영 시나리오의 또 다른 예시를 도시한 도면이다. 향후 CRI는 복수개의 선호하는 CSI-RS 자원들 또는 복수개의 CSI-RS 자원들로 구성되는 하나의 서브셋 (subset)을 지시하는 기능을 가지도록 확장될 수 있다. 만약 하나의 서브셋 안에 포함되는 CSI-RS 자원들의 CSI-RS 포트 수의 총 합이 각각 다르다면， 선택된 CSI-RS 자원 서브셋에 따라 서로 다른 프리코딩 스킴이 적용될 필요가 있을 수 있다.
예를 들어 도 40와 같은 1개의 셀 동작 ('one cell' operation) 시나리오를 가정해보자. 이 때 커버리지 (coverage) RS (또는 CRS, coverage CSI-RS, cell-specific CSI-RS)는 매크로 eNB 4000에 의하여 전송되지만 단말 특정 (UE-specific) RS (또는 CSI-RS, UE-specific CSI-RS, dedicated CSI-RS, 4030， 4040, 4050, 4060)는 서로 다론 TRP에서 각각 전송되는 것이 가능하다. 즉 각 TRP들은 상기 단말 특정 RS에 의하여 구별될 수 있다. 각각의 TRP들이 서로 다른 빔이 적용된 다수의 단말 특정 RS 자원들을 가지고 있다고 가정할 때， 단말은 TRP 별 선호하는 단말 특정 RS 자원 정보를 TRP 별 CRI를 통하여 기지국에 보고할 수 있다. 예를 들어 단말이 복수개의 TRP에서 데이터를 수신한다고 가정하였을 때, TRP 4010와 4020에서 데이터를 수신하는 경우 단말은 TRP 4010을 위하여 CSI-RS 4030 또는 4040 중 선호하는 하나를 보고하고， TRP 4020를 위하여 CSI-RS 4050 또는 4060 중 선호하는 하나를 보고할 수 있을 것이다. 이 경우 기지국은 단말의 선호를 참조하여 비주기적 CSI-RS를 복수개의 CSI-RS 자원에서 선택적으로 전송하는 것이 가능하다. 이와 같이 복수개의 CSI-RS 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송될 경우 구체적인 설정 및 전송 방법은 도 39의 예시와 유사하게 수행될 수 있다.
구체적으로 동적 포트 설정 (dynamic port configuration) 기반 또는 동적 자원 조합 (dynamic resource aggregation) 기반 비주기적 CSI-RS 설정을 위하여 다음과 같은 방법들이 고려될 수 있다.
• 비주기적 CSI-RS설정방법 1
첫 번째 방법은 상위 레이어 시그널링 및 1 비트 L1 시그널링을 통한 비주기적 CSI-RS 설정이다. 본 예제에서 비주기적 CSI-RS를 위하여 상위 레이어 시그널링되는 CSI-RS 자원 설정 정보는 도 41과 같다.
도 41은 CSI-RS 자원 설정 정보의 일례를 도시한 도면이다. 도 41올 참조하면 넌프리코디드 CSI-RS , 범픔드 CSI-RS , 하이브리드 (hybr id) CSI-RS를 고려하여 세 가지 종류의 상위 레이어 시그널링이 가능하다. 이 때 상위 레이어 시그널링은 상기 제 3-2실시예의 설명과 같이 RRC 시그널링 및 MAC CE 시그널링을 포함할 수 있다. 이는 도 41에서 KA , KB , KCA > cb 등으로 지칭되는 CSI-RS 자원 또는 설정 (conf igurat ion)들이 RRC 설정에만 의존할 수도 있으나 MAC CE 설정올 통하여 활성화 또는 비활성화(3 ^31； ^^/(163(：(； ^^ 1∞)되는 것도 가능함을 의미한다 . 도
41은 RRC 설정을 위주로 도시되었으나 상기 제 3-2실시예에서의 설명과 유사하게 RRC 및 MAC CE의 조합으로 설정되는 경우로 확장이 가능하므로 상세한 설명은 생략하도록 한다. 넌프리코디드 CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그널링은 4120와 같은 시그널링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 4120는 8개 이상 다수의 CSI-RS 포트들을 구성하기 위한 KA개의 CSI-RS 설정 (4130)과 하나의 다른 세부 설정 정보 (4140)를 포함한다. 이 때 상기 1 비트 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS가 트리거될 경우 이는 4130에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS RE에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 것을 의미할 수 있다.
빔폼드 CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그널링은 4150와 같은 시그널링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 4150는 서로 다른 빔이 적용될 수 있는 개의 CSI-RS 자원 설정 정보들로 구성되며 각각의 CSI-RS 자원 설정 정보 (4160)는 각자의 CSI-RS 세부 설정 정보들을 포함한다. 이 때 상기 1 비트 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS가 트리거될 경우 이는 다음과 같은 두 가지 방법으로 이해되도록 약속될 수 있다.
첫 번째 방법은 4160에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS RE에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 것을 의미하도록 약속되는 것이다. 이 경우 비주기적 CSI-RS를 통한 CRI 보고가 가능하지만 비주기적 CSI-RS로 인한 CSI— RS 오버헤드 감소의 효과는 감소하게 된다. 두 번째 방법은 4160 중 단말이 미리 보고한 CRI가 지정하는 CSI-RS 자원에서만 비주기적 CSI-RS가 전송되도록 약속하는 것이다. 이 경우 CSI-RS 오버헤드 감소의 효과는 극대화되지만 비주기적 CSI-RS를 통한 CRI 보고는 어렵게 된다. 두 번째 방법에서 만약 CRI가 복수개의 CSI— RS 자원들을 지정할 경우 함께 지정된 CSI-RS 자원들은 단일 CSI-RS 자원으로 인지될 수 있다. 예를 를어 CRI가 두 개의 8 포트 CSI-RS 자원들을 비주기적 CSI-RS 자원으로 지정하였을 때 단말이 가정하는 비주기적 CSI-RS 포트 수는 두 개 CSI-RS 자원들에 포함되는 CSI-RS 포트 수의 총 합으로 16이 된다.
하이브리드 CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그널링은 4170과 같은 시그널링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 4170은 다수의 CSI-RS 포트들을 구성하기 위한 KCA개의 CSI-RS 설정을 포함하는 4180과 서로 다른 범이 적용될 수 있는 KCB개의 CSI-RS 자원 설정 정보들을 포함하는 4190의 두 부분으로 구성될 수 있다. 일례로 4180은 4120와 유사할 수 있으며 4190는 4150와 유사할 수 있다. 이 때 상기 1 비트 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS가 트리거될 경우 이는 다음과 같은 두 가지 방법으로 이해되도록 약속될 수 있다.
첫 번째 방법은 4180에 의하여 지정되는 모든 CSI_RS RE에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 것을 의미하도록 약속되는 것이다. 이 경우 4190에 의하여 지정되는 CSI-RS 포트들은 주기적 (per iodi c) CSI-RS 자원에서 전송된다. 두 번째 방법은 4190에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS RE에서 또는 4190에 의하여 지정되는 모든 CSI-RS 자원 중 CRI에 의하여 지정되는 부분에만 비주기적 CSI-RS가 전송되도록 하는 것이다. 하이브리드 CSI-RS의 경우 2 비트 L1 시그널링을 통한 비주기적 CSI— RS 트리거링이 지원되는 것도 가능하다. 예를 들어 각 비트는 4180에 의해 지정되는 CSI-RS 자원들에서의 비주기적 CSI-RS 전송 여부와 4190에 의해 지정되는 CSI-RS 자원들에서의 비주기적 CSI-RS 전송 여부를 지시하기 위하여 사용될 수 있다.
본 예제에서 비주기적 CSI-RS 트리거링을 위한 L1 시그널링이 '모든 CSI-RS 자원'들을 위해 적용될 경우 상기 L1 시그널링은 CSI 프로세스별 로 개별적으로 지원되는 것이 가능하다. 또는 비주기적 CSI-RS 트리거링올 위한 L1 시그널링이 ' CRI에 의하여 지정되는 CSI-RS 자원'를 위해 적용될 경우 상기 L1 시그널링은 CSI 프로세스와 관계 없이 해당 CSI-RS 자원에 적용될 수 있다. • 비주기적 CSI-RS 설정방법 ' 2
두 번째 방법은 상위 레이어 시그널링 및 복수개 비트들로 구성되는 L1 시그널링을 통한 비주기적 CSI-RS 설정이다. 본 예제에서 비주기적 CSI-RS를 위하여 상위 레이어 시그널링되는 CSI-RS 자원 설정 정보는 도 42와 같다.
도 42는 CSI-RS 자원 설정 정보의 또다른 일례를 도시한 도면이다. 도 42의 구성 요소는 4220을 제외하고 도 41과 동일 또는 유사하므로 아래 기술과 같이 도 41의 참조번호를 참고할 수 있다. 이 때 상위 레이어 시그널링은 상기 제 3-2실시예의 설명과 같이 RRC 시그널링 및 MAC CE 시그널링을 포함할 수 있다. 이는 도 42에서 KA , KB , CA , Kcb 등으로 지칭되는 CS I-RS 자원 또는 설정 (conf igurat ion)들이 RRC 설정에만 의존할 수도 있으나 MAC CE 설정을 통하여 활성화 또는 비활성화 (act ivat ion/deact ivat ion)되는 것도 가능함을 의미한다. 도 42는 RRC 설정을 위주로 도시되었으나 상기 제 3-2실시예에서의 설명과 유사하게 RRC 및 MAC CE의 조합으로 설정되는 경우로 확장이 가능하므로 상세한 설명은 생략하도록 한다.
도 42를 참조하면 넌프리코디드 CSI-RS, 범품드 CSI-RS , 하이브리드 CSI-RS를 고려하여 세 가지 종류의 상위 레이어 시그널링이 가능하다. 본 예제에서는 L1 시그널링올 통하여 비주기적 CSI-RS가 전송될 CSI— RS 자원 서브셋들을 지정하는 것이 가능하며 상기 CSI-RS 자원 서브셋들은 4220와 같이 상위 레이어 시그널링에 의하여 단말에 공지될 수 있다. 4220에서 셋 A 내지 셋 X에는 적어도 한 개 이상의 CSI-RS 자원이 할당될 수 있으며 만약 두 개 이상의 CSI-RS 자원이 하나의 셋에 할당된 경우 함께 할당된 CSI-RS 자원들은 단일 CSI-RS 자원으로 인지될 수 있다. 예를 들어 셋 A가 L1 시그널링에 의하여 비주기적 CSI-RS 자원으로 지정되었을 때 단말이 가정하는 비주기적 CSI-RS 포트 수는 셋 A에 포함되는 모든 CSI-RS 자원들에 포함되는 CSI-RS 포트 수의 총 합이다. 제 3-2실시예에서 MAC CE 시그널링에 의한 활성화 및 비활성화 (act ivat ion/deact ivat ion)는 상기 CSI-RS 자원 서브셋을 설정하기 위한 구체적인 예시 중 하나이다. 만약 제 3-2실시예의 세 번째 예제와 같이 RRC 및 MAC CE 설정만 제공되며 L1 시그널링은 지원되지 않을 경우 단말은 상기 CSI-RS 자원 서브셋 셋 A 내지 셋 X에 포함되는 모든 CSI-RS가 전송되고 있다고 가정할 수 있다.
넌프리코디드 CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그널링은 상기 비주기적 CSI-RS 설정방법 1과 유사하게 4120와 같은 시그널링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 4120는 8개 이상 다수의 CSI— RS 포트들을 구성하기 위한 KA개의 CSI-RS 설정 (4130)과 하나의 다른 세부 설정 정보 (4140)을 포함한다. 이 때 복수개 비트들로 구성된 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS가 트리거될 경우， 이는 4120의 일부 설정 정보들을 무시하고 4220에 의하여 지정되는 CSI-RS 자원 설정 정보로 대체하여 해당 RE에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 것을 의미할 수 있다. 예를 들어 2 비트 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS가 트리거될 경우 상기 표 42, 표 43， 표 44 또는 아래 표 45를 참조하여 비주기적 CSI-RS가 전송되는 것이 가능하다. 표 42 내지 44의 목적은 상기 설명한 바와 같으며， 표 45의 경우 기지국이 '00'을 설정한 경우 단말은 비주기적 CSI-RS가 전송되는 CSI-RS 자원들을 조합 (aggregation)하지 않고， CRI를 보고하기 위한 목적으로 사용하는 것이 가능하다. 또 다른 방법으로 KA개의 bit들로 구성된 L1 시그널링을 통하여 4130의 CSI-RS 설정 각각에 대한 비주기적 CSI-RS 전송 여부를 시그널링 하는 것도 가능하다.
【표 45】
Value of aperiodic Description
CSI-RS field
00 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for all CSI-RS resources
01 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a 1st set of CSI-RS resources configured by higher layers
10 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a 2nd set of CSI-RS resources configured by higher layers
' 11 Aperiodic CSI-RS and aperiodic CSI report are triggered for a 3rd set of CSI-RS resources configured by higher layers 빔폼드 CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그널링은 상기 비주기적 CSI-RS 설정방법 1과 유사하게 4150와 같은 시그널링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 4150는 서로 다른 빔이 적용될 수 있는 ¾개의 CSI-RS 자원 설정 정보들로 구성되며 각각의 CSI-RS 자원 설정 정보 (4160)는 각자의 CSI-RS 세부 설정 정보들을 포함한다. 이 때 복수개 비트들로 구성된 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS가 트리거될 경우 이는 다음과 같은 두 가지 방법으로 이해되도록 약속될 수 있다.
첫 번째 방법은 개의 bi t들로 구성된 L1 시그널링을 통하여 4160의 CSI-RS 자원 설정 정보 각각에 대한 비주기적 CSI-RS 전송 여부를 시그널링 하는 것이다. 이는 가장 유동적인 방법이지만 높은 L1 시그널링 오버헤드를 요구한다. 두 번째 방법은 L1 시그널링 오버헤드를 줄이기 위하여 이보다 작은 수의 비트들로 구성된 L1 시그널링을 통해 4220의 설정 정보를 참조하여 비주기적 CSI-RS 설정 정보를 수신하도록 하는 것이다. 일례로 표 42， 표 43， 또는 표 44를 기반으로 비주기적 CSI 요청 필드를 비주기적 CSI-RS 혈정 정보로 사용하거나 표 45와 같이 새로운 테이블을 도입하는 것도 가능하다. 이에 대한 상세한 설명은 앞의 예제들과 유사하므로 생략한다.
하이브리드 CSI-RS의 경우 상위 레이어 시그널링은 상기 비주기적 CSI-RS 설정방법 1과 유사하게 4170과 같은 시그널링 정보들을 포함할 수 있다. 구체적으로 4170은 다수의 CSI-RS 포트들을 구성하기 위한 KCA개의 CSI-RS 설정을 포함하는 4180과 서로 다른 빔이 적용될 수 있는 KCB개의 CSI-RS 자원 설정 정보들을 포함하는 4190의 두 부분으로 구성될 수 있다. 일례로 4180은 4120와 유사할 수 있으며 4190는 4150와 유사할 수 있다. 이 때 복수개 비트들로 구성된 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS가 트리거돨 경우 이는 다음과 같은 두 가지 방법으로 이해되도록 약속될 수 있다.
첫 번째 방법은 KCA+KCB개 또는 1+KCB 개의 비트들로 구성된 L1 시그널링을 통하여 4170의 CSI-RS 자원 설정 정보 각각에 대한 비주기적 CSI-RS 전송 여부를 시그널링하는 것이다. L1 시그널링이 1+KCB 개의 비트들로 구성되는 경우 4180에 포함되는 CSI-RS 설정들은 하나의 그룹으로써 비주기적 CSI-RS 전송 사용 여부가 결정된다. 이는 가장 유동적인 방법이지만 높은 L1 시그널링 오버헤드를 요구한다. 두 번째 방법은 L1 시그널링 오버헤드를 줄이기 위하여 이보다 작은 수의 비트들로 구성된 L1 시그널링올 통해 4220의 설정 정보를 참조하여 비주기적 CSI-RS 설정 정보를 수신하도록 하는 것이다. 일례로 표 42 , 표 43 , 또는 표 44를 기반으로 비주기적 CSI 요청 필드를 비주기적 CSI-RS 설정 정보로 사용하거나 표 45와 같이 새로운 테이블을 도입하는 것도 가능하다. 이에 대한 상세한 설명은 앞의 예제들과 유사하므로 생략한다.
• 비주기적 CSI-RS 설정방법 3
세 번째 방법은 상위 레이어 시그널링 및 복수개 비트들로 구성되는 L1 시그널링을 통한 비주기적 CSI-RS 설정이다. 본 예제에서 비주기적 CSI-RS를 위하여 상위 레이어 시그널링 되는 CSI-RS 자원 설정 정보는 도 41와 같다. 이때 상위 레이어 시그널링은 상기 제 3-2실시예의 설명과 같이 RRC 시그널링 및 MAC CE 시그널링을 포함할수 있다. 이는 도 41에서 KA , KB , KCA , Kcb등으로 지칭되는 CSI-RS 자원 또는 설정이 RRC 설정에만 의존할 수도 있으나 MAC CE 설정을 통하여 활성화 또는 비활성화 (act ivat ion/deact ivat ion)되는 것도 가능함을 의미한다. 도 41은 RRC 설정을 위주로 도시되었으나 상기 게 3-2실시예에서의 설명과 유사하게 RRC 및 MAC CE의 조합으로 설정되는 경우로 확장이 가능하므로 상세한 설명은 생략하도록 한다.
도 41을 참조하면 넌프리코디드 CSI-RS , 빔폼드 CSI— RS , 하이브리드 CSI-RS 등 CSI-RS 타입을 고려하여 세 가지 종류의 상위 레이어 시그널링이 가능하다ᅳ 본 예제에서는 상기 비주기적 CSI-RS 설정방법 1에서와 유사하게 1 비트 또는 2 비트 L1 시그널링을 이용하여 비주기적 CSI-RS를 트리거하는 것이 가능하다. 본 예제와 상기 비주기적 CSI-RS 설정방법 1과의 차이는 본 예제의 경우 비주기적 CSI-RS를 위한 상세 설정 정보 증 'CSI-RS 포트의 수' 에 대한 재설정이 가능하다는 것이며 이를 위하여 아래 표 46 또는 표 47과 같이 CSI 요청 필드 등 기존의 L1 시그널링을 재사용하거나 아래 표 48 또는 표 49와 같이 이를 위한 새로운 L1 시그널링을 도입할수 있다.
표 46은 1 비트 L1 시그널링에 의하여 비주기적 CSI-RS가 트리거링 되었을 때 CSI 요청 필드에 대한 단말의 해석 방법을 나타내는 표이다. 상기 비주기적 CSI-RS 설정 방법 1와 유사하게， 단말은 넌프리코디드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되거나， 또는 범폼드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원들 중 최근 보고한 CRI에 해당하는 CSI-RS 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되거나， 또는 단말 특정 범폼드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원에서 (이 경우 단말에게 하나의 CSI-RS 자원이 설정 됨) 비주기적 CSI-RS가 전송된다고 가정할 수 있다. 단말은 상기 조건에 따라 각 CSI-RS자원 설정 정보에서 CSI-RS 설정을 확인할 수 있다.
이후 단말은 기지국에 의하여 설정된 비주기적 CSI-RS 트리거링올 위한 1 비트와 CSI 요청 필드 값에 따라 해당 CSI-RS 자원에 몇 개의 CSI-RS 포트들이 전송되는지를 알 수 있다. 예를 들어 CSI 요청 필드가 00일 경우 1개， CSI 요청 필드가 01일 경우 2개， CSI 요청 필드가 10일 경우 4개， CSI 요청 필드가 11일 경우 8개로 CSI-RS 포트의 수를 해석할 수 있다. 이후 단말은 상기 CSI-RS 설정과 CSI-RS 포트의 수를 조합하여 비주기적 CSI-RS가 전송되는 RE 위치를 해석하는 것이 가능하다. 상기 CSI 요청 필드 해석 방법은 하나의 예시로， 이 외의 다양한 숫자들을 RRC 시그널링하는 것도 가능하다. 일례로 CSI 요청 필드가 00일 경우 기존 CSI-RS 자원 설정 정보에 포함되어 RRC 시그널링된 CSI-RS 포트의 수를 재사용하고， 이외 CSI 요청 필드가이일 경우 1개， CSI 요청 필드가 10일 경우 2개， CSI 요청 필드가 11일 경우 4개로 CSI-RS 포트의 수를 해석하는 것도 가능하다.
【표 46]
Value of CSI request Descr ipt ion
f ield
00 Aper iodic CSI-RS and aper iodic CSI report are tr iggered wi th a 1st candidate of the number of CSI-RS ports (conf igured by highler layers)
01 Aper iodi c CSI-RS and aper iodic CSI report are tr iggered wi th a 2nd candidate of the number of CSI-RS ports (conf igured by highler layers) 10 Aper iodi c CSI-RS and aper iodi c CSI report are tr iggered wi th a 3rd candidate of the number of CSI-RS ports (conf igured by highler layers)
11 Aper iodi c CSI-RS and aper iodic CSI report are tr iggered wi th a 4th candidate of the number of CSI-RS ports (conf igured by highler l ayers)
표 47는 1 비트 RRC 시그널링에 의하여 CSI 요청 필드를 비주기적 CSI— RS 트리거링을 목적으로 사용하도록 설정되었을 때의 CSI 요청 필드에 대한 단말의 해석 방법을 나타내는 표이다. 상기 비주기적 CSI-RS 설정방법 1와 유사하게， 1 비트 RRC 시그널링에 의해 CSI 요청 필드를 비주기적 CSI-RS 트리거링을 위해 사용하도록 설정될 수 있으며 단말은 넌프리코디드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되거나， 또는 빔품드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원들 중 최근 보고한 CRI에 해당하는 CSI-RS 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되거나, 또는 단말 특정 빔품드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원에서 (이 경우 단말에게 하나의 CSI-RS 자원이 설정 됨) 비주기적 CSI-RS가 전송된다고 가정할 수 있다.
단말은 상기 조건에 따라 각 CSI-RS 자원 설정 정보에서 CSI-RS 설정을 확인할 수 있다. 이후 단말은 기지국에 의하여 설정된 CSI 요청 필드 값에 따라 해당 CSI-RS 자원에 비주기적 CSI-RS가 전송되는지， 전송된다면 몇 개의 CSI-RS 포트들이 전송되는지 알 수 있다. 예를 들어 CSI 요청 필드가 00일 경우 이는 비주기적 CSI-RS가 전송되지 않음을 의미하며， CSI 요청 필드가이일 경우 1개， CSI 요청 필드가 10일 경우 2개， CSI 요청 필드가 11일 경우 4개로 CSI-RS 포트의 수를 해석할 수 있다. 이후 단말은 상기 CSI-RS 설정과 CSI-RS 포트의 수를 조합하여 비주기적 CSI-RS가 전송되는 RE위치를 해석하는 것이 가능하다.
상기 CSI 요청 필드 해석 방법은 하나의 예시로， 특정한 숫자가 표에 정의되는 것도 가능하지만， 다양한 슷자들이 RRC 시그널링되는 것도 가능하다. 일례로 CSI 요청 필드가 00일 경우 이는 비주기적 CSI-RS가 전송되지 않음을 의미하며， CSI 요청 필드가 01일 경우 기존 CSI-RS 자원 설정 정보에 포함되어 RRC 시그널링된 CSI-RS 포트의 수를 재사용하고， CSI 요청 필드가 10일 경우 1개， CSI 필드가 11일 경우 2개로 CSI— RS 포트의 수를 해석하는 것도 가능하다.
【표 47】
Figure imgf000168_0001
또 다른 방법으로 추가적인 L1 시그널링에 의하여 비주기적 CSI-RS 자원이 포함하는 CSI-RS 포트의 수를 공지하는 것도 가능하다. 아래 표 48와 표 49는 2 비트 L1 시그널링에 의하여 비주기적 CSI-RS 포트의 수를 설정하는 예시를 나타내는 표이다. 상기 비주기적 CSI-RS 설정방법 1와 유사하게， 단말은 년프리코디드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되거나， 또는 빔품드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원들 중 최근 보고한 CRI에 해당하는 CSI-RS 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되거나， 또는 단말 특정 빔품드 CSI-RS를 위한 CSI-RS 자원에서 (이 경우 단말에게 하나의 CSI-RS 자원이 설정 됨) 비주기적 CSI-RS가 전송된다고 가정할 수 있다. 이 때 단말은 상기 조건에 따라 각 CSI-RS 자원 설정 정보에서 CSI-RS 설정을 확인할수 있다.
이후 단말은 비주기적 CSI-RS가 트리거 되었을 때 표 48 또는 표 49와 같은 비주기적 CSI-RS 필드값에 따라 해당 비주기적 CSI-RS 자원에 몇 개의 CSI-RS 포트들이 전송되는 지를 알 수 있다. 표 48의 예시를 따를 경우 비주기적 CSI-RS 필드 값에 따른 CSI— RS 포트 수는 비주기적 CSI-RS 필드 테이블에 미리 정해지는 것이 가능하다. 예를 들어 CSI 요청 필드가 00일 경우 1개， CSI 요청 필드가 01일 경우 2개, CSI 요청 필드가 10일 경우 4개， CSI 요청 필드가 11일 경우 8개로 CSI-RS 포트의 수를 해석할 수 있다. 이후 단말은 상기 CSI-RS 설정과 CSI-RS 포트의 수를 조합하여 비주기적 CSI-RS가 전송되는 RE 위치를 해석하는 것이 가능하다.
상기 비주기적 CSI-RS 필드 해석 방법은 하나의 예시로， 표 ^ 48과 같이 특정한 숫자가 표에 정의되는 것도 가능하지만， 표 49와 같이 다양한 숫자들이 RRC 시그널링되는 '것도 가능하다. 일례로 CSI 요청 필드가 00일 경우 기존 CSI-RS 자원 설정 정보에 포함되어 RRC 시그널링된 CSI-RS 포트의 수를 재사용 하고， CSI 요청 필드가 01일 경우 1개 , CSI 요청 필드가 10일 경우 2개， CSI 요청 필드가 11일 경우 4개로 CSI-RS 포트의 수를 해석하는 것도 가능하다.
표 48 및 표 49의 예제와 유사하게， 주기적 CSI-RS와 비주기적 CSI-RS의 공존을 고려하여 아래 표 50을 사용하는 것이 가능하다. 표 50을 통하여 주기적 CSI-RS에 기반한 비주기적 CSI 보고와 비주기적 CSI-RS에 기반한 비주기적 CSI 보고를 개별적으로 on/of f 시키는 것이 가능하다.
【표 48]
Value of aper iodic Descr ipt ion
CSI-RS f ield
00 Aper iodic CSI-RS resource contains 1 port CSI-RS
01 Aper iodic CSI-RS resource contains 2 port CSI-RS
10 Aper iodic CSI-RS resource contains 4 port CSI-RS
11 Aper iodic CSI-RS resource contains 8 port CSI-RS
[표 49】
Value of aper iodic Descr ipt ion
CSI-RS f ield 00 Aperiodic CSI-RS resource contains A port CSI-RS and A is configured by higher layers
01 Aperiodic CSI-RS resource contains B port CSI-RS and B is configured by higher layers
10 Aperiodic CSI-RS resource contains C port CSI-RS and C is configured by higher layers
11 Aperiodic CSI-RS resource contains D port CSI-RS and D is configured by higher layers
【표 50】
Value of aperiodic Description
CSI-RS field
00 No aperiodic CSI-RS resource is triggered
01 Aperiodic CSI-RS resource contains A port CSI-RS and A is configured by higher layers
10 Aperiodic CSI-RS resource contains B port CSI-RS and B is configured by higher layers
11 Aperiodic CSI-RS resource contains C port CSI-RS and C is configured by higher layers
<제3— 4실시예 >
제 3-4실시예는 비주기적 CSI-RS 전송에 따른 레이트 매핑 (rate matching) 방법을 기슬한다. LTE-A 및 LTE-A Pro 시스템에서 단말은 NZP(non-zero power) CSI-RS 설정 정보 및 ZP(zero power) CSI-RS 설정 정보를 확인하여 PDSCH RE 매핑을 확인하고 레이트 매칭을 수행하는 것이 가능하다. 종래 주기적 CSI-RS 전송에서는 CSI-RS 전송 정보가 준정적으로 설정되므로 상기 레이트 매칭을 위한 추가적인 시그널링이 필요하지 않았다. 반면 본 발명에서 제안하는 비주기적 CSI-RS 전송을 도입할 경우 CSI-RS 전송 여부 및 일부 CSI-RS 설정 정보가 동적으로 바뀔 수 있으므로 효율적인 레이트 매칭을 위한 방법이 필요하게 된다. 본 실시예에서는 비주기적 CSI-RS를 고려한 레이트 매칭 방법으로 다음과 같은 세 가지 방법을 제공한다.
• 비주기적 CSI-RS를 위한 레이트 매칭 방법 1
첫 번째 방법은 RRC 시그널링되는 CSI-RS 자원 설정 정보 및 ZP CSI-RS 설정올 기반으로 레이트 매칭을 수행하는 방법이다. 상기 실시예들에서 설명한 바와 같이 비주기적 CSI-RS 전송의 한 방법으로 CSI-RS 자원 설정 정보로 지정되는 종래 CSI-RS 서브프레임들을 비주기적 CSI-RS 자원 풀로 고려하고 UL 그랜트 등 L1 시그널링에 의하여 실제 비주기적 CSI— RS가 전송될 서브프레임을 단말에 공지할 수 있다. 첫 번째. 방법은 단말이 자신에게 할당된 CSI-RS 서브프레임 이외의 CSI-RS 서브프레임들은 다른 단말들에게 할당될 것으로 생각하고 레이트 매칭을 수행하는 방법이다. 첫 번째 방법을 사용할 경우 레이트 매칭 메커니즘은 단순하지만 단말의 수가 작은 경우 데이터 전송 효율이 필요 이상으로 떨어질 수 있는 특징이 있다.
• 비주기적 CSI-RS를 위한 레이트 매칭 방법 2
두 번째 방법은 RRC 시그널링되는 CSI-RS 자원 설정 정보 및 ZP CSI-RS 설정， 그리고 L1 시그널링되는 비주기적 CSI-RS 트리거링 및 CSI 요청 필드를 기반으로 레이트 매칭을 수행하는 방법이다. 1 비트 L1 시그널링에 의하여 비주기적 CSI-RS 트리거링 여부가 결정된다고 가정하고 만약 비주기적 CSI-RS가 트리거링 된 경우 상기 설명한 바와 같이 단말은 표 42 내지 표 50에 따라 비주기적 CSI-RS 설정 정보를 해석하는 것이 가능하다.
한편 비주기적 CSI-RS가 트리거링되지 않은 경우에도 단말이 표 42 내지 표 50에 따라 비주기적 CSI-RS 설정 정보를 해석하고 해당 CSI-RS 자원을 비주기적 ZP CSI-RS로 인식하거나 비주기적 IMR( interference measurement resource)로 인식하는 것이 가능하다. 이는 레이트 매칭을 비주기적 CSI— RS 전송 여부에 따라 비주기적으로 수행하기 위함이며， 이 방법을 통하여 현재 해당 단말을 위한 비주기적 CSI-RS가 존재하지 않는 경우 다른 단말을 위한 비주기적 CSI-RS가 존재하는지， 존재한다면 어떤 RE에 존재하는지를 공지하는 것이 가능하다.
본 예제에 따르면 비주기적 CSI-RS가 트리거링 되었을 때와 되지 않았을 때 CSI 요청 필드 또는 비주기적 CSI 필드의 해석 방법이 같을 필요는 없다. 예를 들어 비주기적 CSI-RS가 트리거링되었을 때는 표 42를 따르고 비주기적 CSI-RS가 트리거링되지 않았을 때는 표 50을 따를 수 있다. 이는 비주기적 CSI— RS가 트리거링된 경우에는 비주기적 CSI-RS가 없다는 것을 알려줄 필요가 없지만， 비주기적 CSI-RS가 트리거링 되지 않은 경우에는 해당 단말 이외 다른 단말에게도 비주기적 CSI-RS가 없다는 것을 알려줄 필요가 있을 수 있기 때문이다.
• 비주기적 CSI-RS를 위한 레이트 매칭 방법 3 :
세 번째 방법은 RRC 시그널링되는 CSI-RS 자원 설정 정보 및 ZP CSI-RS 설정， 그리고 RRC 시그널링되는 비주기적 CSI-RS 트리거링 및 CSI 요청 필드를 기반으로 레이트 매칭올 수행하는 방법이다. 1 비트 RRC 시그널링에 의하여 비주기적 CSI-RS 트리거링을 위한 CSI 요청 필드 사용 또는 비주기적 CSI-RS 필드 사용 여부가 · 결정된다고 가정하고 또한 설명의 편의를 위하여 단말에게 CSI 요청 필드와 비주기적 CSI-RS 필드가 모두 시그널링된다고 가정한다. 이 때 비주기적 CSI-RS 필드는 표 50와 같다면 이 경우 비주기적 CSI— RS 필드는 CSI 요청 필드가 00이 아닌 다른 값을 가질 경우， 즉 비주기적 CSI가 트리거된 경우 비주기적 NZP CSI-RS 자원 정보로 해석될 수 있다. 반대로 만약 CSI 요청 필드가 00일 경우, 즉 비주기적 CSI가 트리거되지 않은 경우 비주기적 ZP CSI-RS 자원 또는 비주기적 IMR 정보로 해석되도록 약속하는 것이 가능하다. 다시 말해서 CSI 요청 필드와 비주기적 CSI-RS 필드를 종합적으로 해석하여 NZP CSI-RS 뿐 만 아니라 ZP CSI-RS에 대한 동적 레이트 매칭을 지원할 수 있다.
<제3-5실시예 >
제 3-5실시예는 비주기적 CSI-RS 전송 대역폭 설정 방법올 제안한다. 상기 실시예들에서는 하나 이상의 CSI-RS 자원에서 비 주기적 CSI-RS 전송을 위한 자원 설정 방법 및 전송 타이밍 결정 방법에 대하여 논의하였다. 한편 비주기적 CSI-RS 전송 효율을 극대화하기 위하여 비주기적 CSI-RS 전송의 대역폭을 관리하는 것 또한 매우 중요하다. 예를 들어 LTE 시스템에서는 단말은 자신이 서포트하는 E-UTRA 밴드 (band)에 따라 해당 단말이 지원해야 하는 채널 대역폭 (channel bandwidth)를 결정하게 된다. 아래 표 51을 참조하면 단말이 만약 E-UTRA 밴드 2를 지원하는 경우 단말은 {1.4， 3， 5， 10， 15 , 20} MHz 채널 대역폭을 지원해야 하며， 만약 E-UTRA 밴드 6을 지원하는 경우 단말은 {5, 10} MHz 채널 대역폭을 지원해야 한다. 즉 LTE 시스템은 단말별 UE 최대 대역폭 (maximum bandwidth)를 따로 지원하지 않으며, MTC, eMTC, NB-IoT 등 서비스에 따라서 채널 대역폭이 달라지는 것은 가능하다.
【표 51]
Figure imgf000173_0001
반면 NR시스템의 경우 같은 대역 내 eMBB, URLLC, mMTC 등 여러
버티컬 (vertical)들의 공존， 저비용 (low cost) eMBB UE등 다양한 요인에 의하여 UE 별 서로 다른 단말 대역폭 (UE-bandwidth)을 지원하게 될 가능성이 있다. 따라서 넓은 시스템 대역폭 내 서로 다른 최대 단말 대역폭을 가지는 단말들이 공존할 수 있으며 이들을 모두 와이드밴드 비주기 CSI-RS로 지원하는 것은 자원의 낭비를 야기할 수 있다. 본 실시예에서는 이를 해결하기 위하여 비주기 CSI-RS 전송 대역폭 관리를 위한 방법들을 제공한다.
NR 시스템에서 CSI-RS를 위한 RRC 설정은 CSI-RS 전송 주기 및 시간 오프셋 (t ime offset )과 같은 타이밍 정보들을 포함할 수 있다. 상기 시간 오프셋은 주기적 CSI-RS 또는 반영구적 (semi-persistent ) CSI-RS를 위한슬롯 오프셋 (slot offset) 그리고 비주기적 CSI-RS를 위한 트리거링 오프셋과 같이 하나 이상의 값을 포함할 수 있다. 이 때 트리거링 오프셋은 DCI로 비주기적 CSI-RS 전송이 트리거 된 이후 실제 전송까지의 시간 차이에 대한 정보를 포함한다. 비주기적 CSI-RS 전송시 상기 타이밍 정보들은 무시되는 것도 가능하다. 예를 들어 비주기적
CSI-RS의 경우 단말은 상기 전송 주기 및 오프셋 값을 무시하고 비주기적 CSI-RS 전송 정보를 포함하는 DCI 수신 타이밍에 의하여 비주기적 CSI-RS 전송 여부를 확인할수 있다.
또한 NR 시스템에서 CSI-RS를 위한 RRC설정은 CSI-RS 전송 대역폭， 주파수 오프셋 (frequency offset ) , RB 또는 서브밴드 위치 (subband locat ion)와 같은 전송대역 정보들을 포함할수 있다. 상기 주파수 오프셋은 하향링크 또는 상향링크 DC서브캐리어를 포함하는 PRB를 기준으로 하거나스케줄링된 PDSCH를 기준으로 하는 PRB 단위 또는 다수의 PRB로 구성되는 서브밴드 단위의 오프셋일 수 있다. 이와 같이 RRC설정되는 CSI-RS 전송대역 정보들은 반 정적 (semi-stat i c)으로 CSI-RS 전송 대역을 관리하기에는 적합하지만 동적으로 (dynamic) CSI-RS 전송대역을 변경하는 것은 불가능하다. 동적인 CSI-RS 전송 대역 설정 및 변경을 위하여 다음과 같은 방법들을 고려할 수 있다.
첫 번째 방법은 CSI-RS 주파수 호핑 (CSI-RS frequency hopping)을 통한 동적인 CSI-RS 전송 대역 변경이다. 기지국과 단말은 미리 정해진 몇 가지 주파수 호핑 패턴을 공유하고 특정 규칙 또는 Ll(DCI ) , L2(MAC CE, RRC) 시그널링에 따라 협대역 (subband, 서브밴드)으로 전송되는 CSI-RS의 주파수 자원 위치를 결정할수 있다. 상기 주파수 호핑 타이밍은 슬롯 또는 서브프레임 위치에 의해 절대값으로 정의되거나 비주기적 CSI-RS 트리거를 포함하는 DCI에 의하여 상대값으로 정의될 수 있다. 예를 들어 상기 호핑 타이밍이 절대값으로 정의되는 경우 비주기적 CSI-RS 트리거링과 관계 없이 슬롯 또는 서브프레임 인텍스에 따라 CSI-RS 전송을 위한서브밴드 위치가 변화한다. 반면 상기 호핑 타이밍이 상대값으로 정의되는 경우 CSI-RS 전송을 위한서브밴드 위치는 비주기적 CSI-RS트리거링에 의하여 변화한다. 본 방법에서는 호핑 패턴의 종류와 전송 타이밍 조정 등에 의하여 CSI-RS 전송을 위한서브밴드를 결정할 수 있으나 호핑 패턴이 한 번 정해지면 변경에 많은 시간이 걸리기 때문에 서브밴드 설정의 자유도가 제한된다.
두 번째 방법은 Ll(DCI ) 또는 MAC CE 시그널링을 통한서브밴드 /와이드밴드 전송 지시 (subband/wideband transmiss ion indi cat ion) , 또는 서브밴드 /와이드밴드 스위칭 시그널링 (subband/wideband swi tching signal ing)이다. 본 방법에서는 상기 RRC 설정된 CSI-RS의 전송 대역 정보를 변경하는 동적 시그널링 (L1 또는 MAC CE)을 지원하다.
도 43은 CSI-RS 전송 대역 설정 및 변경올 위한 두 번째 방법의 일례를 도시하는 도면이다. 도 43에서 DCI는 단말에게 설정된 C0RESET(C0ntrol REsource SET, 4305 , 4320 , 4330 , 4340) 안에서 정의되는 CSS( common search space) 또는 USS(UE-speci f ic search space)에서 전송되며， 비주기적 CSI-RS(4315 , 4325 , 4335 , 4345)의 전송 여부 및 주파수 및 /또는 시간 자원 인덱스를 지시할 수 있다. 또한 이에 더해서 상기 DCI는 해당 비주기적 CSI— RS가서브밴드 전송되는지 (4315， 4325) 또는 와이드밴드 전송되는지 (4335， 4345)를 알려주는 전송 대역 변경 시그널링을 포함한다. 상기 두 가지 정보들은 조인트 인코딩 (j oint encoding)되는 것도 가능하지만 설명의 편의를 위하여 아래 설명에서는 각각 독립적으로
인코딩 (encoding)된 상황올 가정한다.
상기 전송 대역 변경 시그널링이 서브밴드 전송을 의미하는.경우 이는 해당 비주기적 CSI-RS의 전송대역이 C0RESET의 대역폭와 같은 것을 의미하거나 (4315) 또는 해당 비주기적 CSI-RS의 전송대역이 설정된 PDSCH 전송대역 (4310)과 같은 것을 의미 (4325)할 수 있다. 만약 상기 전송 대역 변경 시그널링이 와이드밴드 전송을 의미하는 경우 이는 해당 비주기적 CSI-RS의 전송대역이 RRC 설정된 CSI-RS 전송대역과 같은 것을 의미하거나 (4335) 또는 해당 비주기적 CSI-RS의 전송대역이 시스템 대역폭 또는 시스템 대역폭이 몇 개의 대역폭 부분 (bandwidth parts)으로 나뉘는 경우 대역폭 파트의 대역과 같은 것을 의미 (4345)할 수 있다.
이와유사하게 상기 전송 대역 변경 시그널링은 RRC설정된 CSI-RS 전송 대역을 사용할 지 또는 시스템 대역폭， 대역폭 파트， 단말 대역폭으로 대변되는 와이드밴드 CSI-RS 전송을 수행할 지를 지시하는 지시자로 사용되는 것도 가능하다.
도 44는 전송 대역 변경 시그널링을 통하여 단말의 대역폭 적웅 (bandwi dth adaptat i on)을 수행하는 과정을 도시하는 도면이다. 기지국은 CORESET (4405)에서 전송되는 DCI를 통하여 단말 대역폭 (4412)내에서 PDSCH(4410)를 스케줄링하고， 비주기적 CSI_RS(4415)를 트리거할수 있다. 이 때 기지국은 상기 전송 대역 변경 시그널링을 통하여 (0으로 설정) 단말이 RRC로 설정된 CSI-RS 전송대역을
사용하도록 지시할수 있다. 4415에서는 RRC설정된 CSI-RS 전송대역이 CORESET 대역과 같다고 가정하였다.
한편 기지국이 4440과 같이 더 넓은 대역에 단말의 PDSCH를 할당하고 싶은 경우 기지국은 4415의 대역보다 더 넓은 대역에 대한 CSI가 필요하게 될 것이다. 따라서 기지국은 C0RESET(4420)에서 전송되는 DCI를 통하여 단말이 와이드밴드 비주기적 CSI-RS(4425)를 수신하도록 전송 대역 변경 시그널링을 설정하게 ( 1로 설정) 된다. 단말은 4425를 수신하여 CSI를 생성 후 기지국에 보고하고， 기지국은 이를 통하여 스케줄링을 수행할 수 있다. 기지국은 스케줄링 결과를 바탕으로
4430에서 전송되는 DCI를 통하여 단말에게 넓은 대역의 PDSCH(4440)를 할당하고 전송할 수 있다.
이와유사하게 상기 전송 대역 변경 시그널링은 RRC설정된 CSI-RS 전송 대역을사용할 지 또는 가장 최근에 설정된 하향링크 대역폭과 CSI-RS 전송 대역을 일치시킬지를 지시하는 지시자로 사용되는 것도 가능하다. 상세 설명은 도 43 및 44와 유사하므로 생략하도록 한다.
상기 설명 및 도면에서 단말이 단일한 CORESET을 가지는 것처럼 묘사되었으나 이는 설명의 편의를 위한 것이며 단말이 다수의 CORESET을 가지는 경우에도 상기 설명들을 확장하여 적용하는 것이 가능하다. 상기 설명에서 CORESET은 제어 채널 (contro l channe l )과 별개로 설정되는 단말 대역폭 또는 대역폭 파트로 대체되어 동일한 방법들을 적용하는 것이 가능하다. 이를 위한상세한 설명은 상기 예제들과 유사하므로 생략하도록 한다.
상기 설명 및 도면은 단일 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 경우에 대한 예제이며 작은 페이로드의 시그널링으로 비주기적 CSI-RS의 전송대역 변경을 지원하는 방법이다 (제일 단순한 예제에서는 1 비트가사용된다) . 한편 다수의 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 경우 다음의 두 가지 방법으로 상기 예제들을 확장하는 것이 가능하다. 첫 번째 방법은 상기 다수의 CSI-RS 자원에 동일한 전송 대역 변경 시그널링을 적용하는 것이다. 이 경우 추가적인 DCI 페이로드 증가는 없으나 CSI-RS 전송대역 설정 자유도는 떨어지게 된다. 두 번째 방법은 CSI-RS 자원별 또는 자원 그룹별 전송 대역 변경 시그널링을 지원하는 것이다. 이 경우 동시에 전송되는 비주기적 CSI-RS자원 수에 따라 DCI 페이로드는 증가하게 되지만 CSI-RS 전송 대역 설정 자유도는 높아지게 된다. 두 번째 방법을 적용할 경우 동시에 전송되는 비주기적 CSI-RS 자원 수는 2 또는 3으로 제한될 수 있다.
상기 설명 및 도면에서 비주기적 CSI-RS 트리거링 및 전송 대역 변경 시그널링을 포함하는 DCI와 해당 비주기적 CSI-RS는 동일한 슬롯에서 전송되는 것으로 묘사되었으나 이는 설명의 편의를 위한 것이며 상기 CSI-RS 전송 타이밍 정보에 따라 하나 이상의 슬롯들에 나뉘어 전송되는 것도 가능함이 자명하다.
<제3-6실시예 >
제 3-6실시예에서는 제어 채널의 CSI 획득을 위한 비주기적 CSI-RS 전송 대역 설정 방법을 제공한다. 이 경우 상기 전송 대역 변경 시그널링은 제어 채널 CSI 트리거링 시그널링으로 이해되는 것이 가능하다. 도 45는 제어 채널 CSI 트리거링 시그널링을 통해 비주기적 CSI-RS의 전송 및 수신 대역을 조정하는 과정을 도시하는 도면이다. 기지국은 CORESET 505)에서 전송되는 DCI를 통하여 단말 대역폭 (4515)내에서 PDSCH(4510)를 스케줄링하고， 비주기적 CSI-RS 520)를 트리거할수 있다. 이 때 기지국은 상기 제어 채널 CSI 트리거링 시그널링을 통하여 (0으로 설정 ) 단말이 RRC로 설정된 CSI-RS 전송 대역을 사용하도록 지시할 수 있다. 이는 단말이 PDSCH를 위한 CSI를 생성하도록 하기 위함이며， 단말은 PDSCH를 위한 전송 환경 (LDPCUow densi ty par i ty check code)를 이용한 채널 코딩， {4-1024} 변조 차수 (modul at ion order) , PDSCH TBS( transport block size) 둥)을 고려하여 CQI , PMI， RI， CRI 등 필요한 CSI를 생성한다. 4520에서는 RRC설정된 CSI-RS 전송대역이 PDSCH가 스케줄링된 대역과 같다고 가정하였다.
한편 기지국이 제어 채널에 대한 CSI가 필요한 경우 기지국은
CORESET(4525)에서 전송되는 DCI를 통하여 단말이 제어 채널 CSI 생성을 위한 CSI-RSC4530 , 4540)를 수신하도록 제어 채널 CSI 트리거링 시그널링을 설정하게 (1로 설정) 된다. 이 때 제어 채널 CSI 생성을 위한 CSI— RS(4530 , 4540)를 단말이 수신하도톡 제어 채널 CSI 트리거링 시그널링을 설정하는 것은 실제 CSI-RS의 전송 대역이 4530과 같이 변경되는 것을 의미할 수도 있으나 실제 CSI-RS의 전송대역은 변하지 않고 (4540) 단말의 수신 원도우만이 변경되는 것 (4545)을 의미하는 것도 가능하다. 이후 단말은 CSI-RS 4530 또는 4545를 수신하여 PDCCH를 위한 CSI를 생성하게 되며， 단말은 PDCCH를 위한 전송환경 (폴라 코드 (polar code)를 이용한 채널 코딩, 4 QAM 변조 차수, PDCCH 페이로드 크기 등)을 고려하여 CQI , PMI , RI , CR1 등 필요한 CSI를 생성한다. 기지국은 이를 통하여 PDSCH 및 PDCCH에 대한
스케줄링올 수행할 수 있다.
상기 설명 및 도면에서 단말이 단일한 C0RESET을 가지는 것처럼 묘사되었으나 이는 설명의 편의를 위한 것이며 단말이 다수의 C0RESET을 가지는 경우에도 상기 설명들을 확장하여 적용하는 것이 가능하다. 상기 설명에서 C0RESET은 제어 채널과 별깨로 설정되는 단말 대역폭 또는 대역폭 파트로 대체되어 동일한 방법들을 적용하는 것이 가능하다. 이를 위한 상세한 설명은 상기 예제들과 유사하므로 생략하도록 한다. 상기 설명 및 도면은 단일 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 경우에 대한 예제이며 작은 페이로드의 시그널링으로 비주기적 CSI-RS의 전송 대역 변경을 지원하는 방법이다 (제일 단순한 예제에서는 1 비트를 사용한다) . 한편 다수의 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 경우 다음의 두 가지 방법으로 상기
예제들을 확장하는 것이 가능하다. 첫 번째 방법은 상기 다수의 CSI-RS 자원에 동일한 전송 대역 변경 시그널링을 적용하는 것이다. 이 경우 추가적인 DCI 페이로드 증가는 없으나 CSI-RS 전송 대역 설정 자유도는 떨어지게 된다. 두 번째 방법은 CSI-RS 자원별 또는 자원 그룹별 전송 대역 변경 시그널링을 지원하는 것이다. 이 경우 동시에 전송되는 비주기적 CSI-RS 자원 수에 따라 DCI 페이로드는 증가하게 되지만 CSI-RS 전송 대역 설정 자유도는 높아지게 된다. 두 번째 방법을 적용할 경우 동시에 전송되는 비주기적 CSI-RS 자원 수는 2 또는 3으로 제한될 수 있다. ' 상기 설명 및 도면에서 비주기적 CSI-RS 트리거링 및 전송 대역 변경 시그널링을 포함하는 DCI와 해당 비주기적 CSI-RS는 동일한 슬롯에서 전송되는 것으로 묘사되었으나 이는 설명의 편의를 위한 것이며 상기 CSI-RS 전송 타이밍 정보에 따라 하나 이상의 슬롯들에 나뉘어 전송되는 것도 가능함이 자명하다.
<제 3-7실시예〉
상기 제 3-5， 3-6실시예에서는 NZP CSI-RS를 위한 전송 대역 조정에 대하여 주로 기술하였다. 한편 ZP CSI— RS는 다른 셀 (또는 범 또는 TRP)로부터의 CSI-RS 자원 부분을 비워 PDSCH 레이트 매칭을 수행하거나， 다른 셀 (또는 빔 또는
TRP)로부터의 간섭을 측정하거나, NZP CSI-RS의 전력 부스팅을 수행하는 등 다양한 역할을 수행하므로 ZP CSI-RS의 전송 대역 조정 또한 중요하게 다루어질 필요가 있다. 제 3-7실시예는 ZP CSI-RS 의 전송 대역을 조정하는 방법을 제안한다.
도 46은 비주기적 ZP CSI-RS의 전송 및 수신 대역을 조정하는 과정을 도시하는 도면이다. 기지국은 CORESET(4605)에서 전송되는 DCI를 통하여 단말 대역폭 (4615)내에서 PDSCH(4610)를 스케줄링하고， 비주기적 CSI-RS(4620)를 트리거할 수 있다. 여기서 비주기적 CSI— RS의 전송 대역은 해당 단말의 C0RESET 전송 대역과 같게 설정되었다고 가정하였다. 한편 상기 단말의 PDSCH(4610)은 자신이 수신하지 않을 (서빙 셀 또는 TRP로부터 전송된 것이 아닌) 또 다른 서브밴드 비주기적 CSI-RS 자원 (4625)와 겹치는 것이 가능하다ᅳ 이 때 비주기적 CSI-RS 4625를 수신하는 단말의 C0RESET은 C0RESET 4605와 다른 대역에서 전송되는 것이 가능하며 따라서 4625의 전송 대역 또한 4620과 다를 수 있다.
이러한상황을 고려하였올 때 4625에 대웅하기 위한 ZP CSI-RS를 설정하기 위하여 크게 다음과 같은 두 가지 방법들을 사용하는 것이 가능하다. 첫 번째 방법은 DCI에 NZP CSI-RS를 위한 전송 대역 변경 시그널링과 ZP CSI-RS를 위한 전송 대역 변경 시그널링을 별도로 지원하여 ZP CSI-RS의 전송 대역을 관리하는 것이다. 일례로 기지국은 RRC설정된 ZP CSI-RS의 전송대역이 4625를 커버하기에 부족한 경우 ZP CSI-RS 전송 대역 변경 시그널링을 통하여 상기 RRC 설정된 ZP CSI-RS 전송대역 대신 시스템 대역폭, 대역폭 파트 또는 PDSCH 가 스케줄링된 대역폭 등으로 표현되는 와이드밴드 영역에 설정되도록 (4630) 지시할 수 있다. 이는 ZP CSI-RS를 위한 오버헤드를 다소 증가시키게 되지만 전송 대역 변경 시그널링 오버헤드는 크게 증가시키지 않는 장점이 있다. 첫 번째 방법의 또 다른 예시로 기지국은 RRC 설정된 ZP CSI-RS의 전송대역이 4625를 커버하기에 부족한 경우 ZP CSI-RS 전송 대역 변경 시그널링에 ZP CSI-RS 전송 대역 정보를 직접 포함시킬 수 있다. 이 경우 ZP CSI-RS 전송 대역 설정 (4635)은 NP CSI-RS 전송 대역
설정 (4625)와 일치하거나 유사하게 되어 ZP CSI-RS 설정 오버헤드는 최적화 될 수 있지만 전송 대역 변경 시그널링 오버헤드는 크게 증가될 수 있다.
두 번째 방법은 상기 전송 대역 변경 시그널링을 NZP CSI-RS와 ZP CSI-RS 간 동일하게 사용하는 것이며 이 때 전송 대역 변경 시그널링은 비주기적 NZP CSI-RS 트리거링 시그널링， 비주기적 ZP CSI-RS 트리거링 시그널링 및 자원 선택
시그널링 (resource sel ect ion s ignal ing) 중 하나 또는 모두와 함께 조인트 인코딩 되거나， 또는 비주기적 NZP CSI-RS 트리거링 시그널링, ZP CSI-RS트리거링 시그널링 및 자원 선택 시그널링과 독립적으로 인코딩되는 것이 가능하다. 만약 비주기적 NZP CSI-RS 트리거링 시그널링과 자원 선택 시그널링과 전송 대역 변경 시그널링이 조인트 인코딩되는 경우 비주기적 ZP CSI-RS의 대역폭은 최근에 설정된 비주기적 NZP CSI-RS의 전송 대역폭 시그널링을 따라 결정되는 것이 가능하다. 만약 비주기적 NZP CSI-RS트리거링 시그너링과 ZP CSI-RS 트리거링 시그널링과 자원 선택 시그널링과 전송 대역 변경 시그널링이 조인트 인코딩되는 경우 비주기적 ZP CSI— RS의 대역폭은 조인트 인코딩 방법에 따라 결정된다. 만약 비주기적 NZP CSI-RS 트리거링 시그널링과 ZP CSI-RS트리거링 시그널링과 자원 선택 시그널링과 전송 대역 변경 시그널링이 독립적으로 인코딩되는 경우 비주기적 ZP 및 NZP CSI-RS의 대역폭은 독립적으로 인코딩된 전송 대역 변경 시그널링에 따라 결정되는 것이 가능하다.
상기 설명 및 도면에서 단말이 단일한 C0RESET을 가지는 것처럼 묘사되었으나 이는 설명의 편의를 위한 것이며 단말이 다수의 C0RESET을 가지는 경우에도 상기 설명들을 확장하여 적용하는 것이 가능하다. 상기 설명에서 C0RESET은 제어 채널과 별개로 설정되는 단말 대역폭 또는 대역폭 파트로 대체되어 동일한 방법들을 적용하는 것이 가능하다. 이를 위한 상세한 설명은 상기 예제들과 유사하므로 생략하도록 한다. 상기 설명 및 도면은 단일 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 경우에 대한 예제이며 작은 페이로드의 시그널링으로 비주기적 CSI-RS의 전송대역 변경을 지원하는 방법이다 (제일 단순한 예제에서는 1 비트가사용된다) . 한편 다수의 자원에서 비주기적 CSI-RS가 전송되는 경우 다음의 두 가지 방법으로 상기 예제들을 확장하는 것이 가능하다. 첫 번째 방법은 상기 다수의 CSI-RS 자원에 동일한 전송 대역 변경 시그널링을 적용하는 것이다. 이 경우 추가적인 DCI 페이로드 증가는 없으나 CSI-RS 전송 대역 설정 자유도는 떨어지게 된다. 두 번째 방법은 CSI-RS 자원별 또는 자원 그룹별 전송 대역 변경 시그널링을 지원하는 것이다. 이 경우 동시에 전송되는 비주기적 CSI-RS 자원 수에 따라 DCI 페이로드는 증가하게 되지만 CSI-RS 전송 대역 설정 자유도는 높아지게 된다. 두 번째 방법을 적용할 경우 동시에 전송되는 비주기적 CSI-RS 자원 수는 2 또는 3으로 제한될 수 있다.
상기 설명 및 도면에서 비주기적 CSI-RS 트리거링 및 전송대역 변경 시그널링을 포함하는 DCI와 해당 비주기적 CSI-RS는 동일한 슬롯에서 전송되는 것으로 묘사되었으나 이는 설명의 편의를 위한 것이며 상기 CSI-RS 전송 타이밍 정보에 따라 하나 이상의 슬롯들에 나뉘어 전송되는 것도 가능함이 자명하다.
상기 표 45 내지 표 50의 예제들은 '상위 레이어 '의 정의에 따라 그 의미가 변경될 수 있다. 예를들어 상기 상위 레이어가 RRC 시그널링만을 의미할 경우 상기 표들은 RRC 시그널링된 CSI-RS들의 리스트를 의미하나, 상기 상위 레이어가 MAC CE 시그널링을 함께 의미하는 경우 상기 표들은 MAC CE에 의하여 활성화된
CSI-RS 자원을 의미하는 것으로 약속될 수 있다. 이와 유사하게 상기 L1
시그널링들이 지시하는 CSI-RS 자원들의 의미도 바뀔 수 있음이 자명하다. 예를 들어 상기 상위 레이어가 RRC 시그널링만을 의미할 경우 상기 L1 시그널링이 지칭하는 CSI-RS 자원들은 RRC 시그널링된 CSI-RS들의 리스트를 의미하나， MAC CE 시그널링을 함께 의미하는 경우 상기 L1 시그널링이 지칭하는 CSI-RS자원들은 MAC CE에 의하여 활성화된 CSI-RS 자원을 의미하는 것으로 약속될 수 있다.
본 발명의 실시예에 따라 비주기적 CSI-RS를 전송하는 경우 기지국의 동작을 도 47을 참조하여 기술한다. 도 47은 비주기적 CSI— RS를 전송하는 기지국의 동작을 도시한 도면이다. 도 47를 참조하면 기지국은 4700 단계에서 RRC 시그널링을 통하여 적어도 하나의 비주기적 CSI-RS를 설정한다. 이 때 RRC 시그널링은 비주기적 CSI-RS에 대한 전송 대역 정보를 포함할 수 있다. 이후 기지국은 4710 단계에서 본 발명에서 제안된 실시예에 따라 필요할 경우 상위 레이어 (이는 MAC CE를 포함할 수 있다) 시그널링을 통하여 상기 RRC설정된 CSI-RS 중 활성화 또는 비활성화될 자원들올 설정한다. 또한 기지국은 4720 단계에서 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS를 트리거할수 있으며 RRC 설정된 전송 대역을 변경하도록 지시하는 것이 가능하다. 이후 기지국은 4730 단계에서 앞선 470으 4710 및 4720 단계를 통하여 공지된 비주기적 CSI-RS 자원에 비주기적 CSI-RS를 전송한다.
또한 본 발명의 실시예에 따라 비주기적 CSI-RS에 기반한 단말의 동작을 도 48을 참조하여 기술한다. 도 48은 비주기적 CSI-RS를 수신하는 단말의 동작올 도시한 도면이다. 도 48을 참조하면 단말은 4800 단계에서 상위 레이어 (RRC) 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS 관련 준정적 (semi-stat ic) 설정 정보를 수신한다. 이후 단말은 4810 단계에서 본 발명에서 제안된 실시예에 따라 필요할 경우 상위 레이어 (이는 MAC CE를 포함할 수 있다) 시그널링을 통하여 상기 RRC 설정된 CSI-RS 중 활성화 또는 비활성화될 자원들에 대한 설정 정보를 수신한다. 또한 단말은 4820 단계에서 L1 시그널링을 통하여 비주기적 CSI-RS 관련 전송 대역 변경 시그널링을 포함하는 동적 설정 정보를 수신한다. 이후 단말은 4830 단계에서 4800 , 4810 및 4820 단계에서 수신한 비주기적 CSI-RS 설정 정보를 기반으로 해당 CSI-RS자원에서 비주기적 CSI-RS를 수신한다. 이후 단말은 4830 단계에서 수신한 비주기적 CSI-RS를 기반으로 CSI 정보를 생성하고 이를 정해진 타이밍에
기지국으로 보고한다.
도 49는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블특도이다. 도 49를 참조하면 , 단말은통신부 (4901)와 제어부 (4902)를 포함한다.
통신부 (4901)는 외부 (예를 들어， 기지국)로부터 데이터를 송신 또는 수신하는 기능을 수행한다. 여기서 통신부 (4901)는 제어부 (4902)의 제어하에 피드백 정보를 기지국으로 전송할 수 있다. 제어부 (4902)는 단말을 구성하는 모든 구성 요소들의 상태 및 동작을 제어한다. 구체적으로 제어부 (4902)는 기지국으로부터 할당받은 정보에 따라 피드백 정보를 생성한다. 또한 제어부 (4902)는 생성한 채널 정보를 기지국으로부터 할당 받은 타이밍 정보에 따라 기지국으로 피드백하도록 통신부 (4901)를 제어한다 . 이를 위해 제어부 (4902)는 채널 추정부 (4903)를 포함할 수 있다.
채널 추정부 (4903)는 기지국으로부터 수신되는 CSI-RS 및 피드백 할당 정보를 통해 필요한 피드백 정보를 판단하고， 상기 피드백 정보에 기초하여 수신된
CSI-RS를 사용하여 채널을 추정한다.
도 49에서는 단말이 통신부 (4901)와 제어부 (4902)로 구성된 예를
설명하였으나 이에 한정되지 않고 단말에서 수행되는 기능에 따라 다양한 구성들을 더 구비할 수 있다. 예를 들어 단말은 단말의 현 상태를 표시하는 표시부， 사용자로부터 기능 수행 등과 같은 신호가 입력되는 입력부, 단말에 생성된 데이터들을 저장하는 저장부 등을 더 포함할 수 있다.
또한상기에서는 채널 추정부 (4903)가 제어부 (4902)에 포함된 것으로 도시하였으나， 반드시 이에 한정되는 것은 아니다. 제어부 (4902)는 적어도 하나 이상의 기준신호 자원 각각에 대한 설정 정보를 기지국으로부터 수신하도록 통신부 (4901)를 제어할 수 있다. 또한상기 제어부 (4902 )는 상기 적어도 하나 이상의 기준 신호를 측정하고， 상기 측정 결과에 따른 피드백 정보를 생성하기 위한 피드백 설정 정보를 상기 기지국으로부터 수신하도록 통신부 (4901)를 제어할 수 있다.
또한 제어부 (4902)는 상기 통신부 (4901)를 통하여 수신된 적어도 하나 이상의 기준 신호를 측정하고 상기 피드백 설정 정보에 따라 피드백 정보를 생성할수 있다. 그리고 제어부 (4902)는 상기 생성된 피드백 정보를 상기 피드백 설정 정보에 따른 피드백 타이밍에서 상기 기지국으로 전송하도록 통신부 (4901)를 제어할 수 있다.
또한 제어부 (4902)는 기지국으로부터 주기적 또는 비 주기적으로 전송되는
CSI-RS를 수신하고， 상기 수신한 CSI-RS에 기초하여 피드백 정보를 생성하고， 상기 생성한 피드백 정보를 상기 기지국에 전총할 수 있다. 이 때 제어부 (4902)는， 상기 기지국의 안테나 포트 그룹간 관계를 참조하여 프리코딩 행렬을 선택할수 있다. 또한 제어부 (4902)는 기지국으로부터 주기적 또는 비주기적으로 전송되는
CSI-RS를 수신하고 상기 수신한 CSI-RS에 기초하여 피드백 정보를 생성하고 상기 생성한 피드백 정보를 상기 기지국에 전송할 수 있다. 이 때 제어부 (4902)는， 상기 기지국의 모든 안테나 포트 그룹을 참조하여 하나의 프리코딩 행렬을 선택할수 있다. 또한 제어부 (4902)는 기지국으로부터 피드백 설정 정보를 수신하고, 상기 기지국으로부터 주기적 또는 비주기적으로 전송되는 CSI-RS를 수신하고, 상기 수신한 피드백 설정 정보 및 상기 수신한 CSI-RS에 기초하여 피드백 정보를
생성하고， 상기 생성한 피드백 정보를 상기 기지국에 전송할수 있다.
도 50은 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는
블록도이다.
도 50을 참조하면， 기지국은 제어부 (5002)와통신부 (5001)를 포함한다.
제어부 (5002)는 기지국을 구성하는 모든 구성의 상태 및 동작올 제어한다. 구체적으로， 제어부 (5002)는 단말의 채널 추정을 위한 CSI-RS 자원을 단말에게 할당하고 피드백 자원 및 피드백 타이밍을 단말에게 할당한다. 이를 위해
제어부 (5002)는 자원 할당부 (5003)를 더 포함할 수 있다. 또한 여러 단말로부터의 피드백이 충돌하지 않도록 피드백 설정 및 피드백 타이밍을 할당하고 해당
타이밍에서 설정된 피드백 정보를 수신하고 해석한다.
통신부 (5001)는 단말로 데이터, 기준 신호 및 피드백 정보를 송수신하는 기능을 수행한다. 여기서 통신부 (5001)는 제어부 (5002)의 제어하에 할당된 자원을 통해 CSI-RS를 단말로 전송하고, 단말로부터 채널 정보에 대한 피드백을 수신한다. 상기에서는 자원 할당부 (5003)가 제어부 (5001)에 포함된 것으로 도시하였으나， 반드시 이에 한정되는 것은 아니다. 제어부 (5002)는 적어도 하나 이상의 기준 신호 각각에 대한 설정 정보를 단말에 전송하도록 통신부 (5001)를 제어하거나 상기 적어도 하나 이상의 기준 신호를 생성할수 있다. 또한， 제어부 (5002)는 상기 측정 결과쎄 따른 피드백 정보를 생성하기 위한 피드백 설장 정보를 상기 단말에 전송하도록 상기
통신부 (5001)를 제어할 수 있다.
또한， 상기 제어부 (5002)는 상기 적어도 하나 이상의 기준 신호를 상기 단말에 전송하고， 상기 피드백 설정 정보에 따른 피드백 타이밍에서 상기 단말로부터 전송되는 피드백 정보를 수신하도록 통신부 (5001)를 제어할 수 있다. 또한， 제어부 (5002)는 단말에 피드백 설정 정보를 전송하고， 상기 단말에 주기적 또는 비주기적 CSI-RS를 전송하고， 상기 피드백 설정 정보 및 상기
CSI-RS에 기초하여 생성된 피드백 정보를 상기 단말로부터 수신할 수 있다. 이 때 제어부 (5002)는 상기 기지국의 각 안테나 포트 그룹에 대응되는 피드백 설정 정보 및 안테나 포트 그룹간의 관계쎄 기초하는 추가적 피드백 설정 정보를 전송할 수 있다. 또한 제어부 (5002)는 피드백 정보에 기초하여 빔포밍된 CSI-RS를 주기적 또는 비 주기적으로 상기 단말에 전송하고， 상기 CSI-RS에 기초하여 생성된 피드백 정보를 상기 단말로부터 수신할수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템의 기지국의 채널 상태 정보 기준 신호 (channel state informat ion reference signal , CSI-RS)를 전송하는 방법에 있어서，
CSI-RS 자원에 대한 설정을 포함하는 CSI-RS 설정 정보를 단말로 전송하는 단계;
상기 CSI-RS 자원 중 적어도 하나의 CSI-RS 자원을 지시하는 트리거링 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 상기 단말로 전송하는 단계; 및
상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원에 따른 CSI-RS를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 CSI-RS 전송 방법.
【청구항 2]
제 1항에 있어서，
상기 하향링크 제어 정보는 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원의 대역폭을 지시하는 정보를 더 포함하며， 상기 대역폭 지시 정보는 상위 계층으로 설정된 CSI-RS 대역폭 또는 미리 정의된 대역폭 중 하나를 지시하는 것을 특징으로 하는 CSI-RS 전송 방법 .
【청구항 3】
거 12항에 있어서， 상기 미리 정의된 대역폭은 대역폭 부분 또는 단말 대역폭 또는 시스템 대역폭임을 특징으로 하는 CSI-RS 전송 방법.
【청구항 4】
제 1항에 있어서，
상기 하향링크 제어 정보는 0전력 (zero power , ZP) CSI-RS의 대역폭을 지시하는 정보를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CSI-RS 전송 방법 .
【청구항 5]
무선 통신 시스템의 단말의 채널 상태 정보 기준 신호 (channel state informat ion reference signal , CSI-RS)를 수신하는 방법에 있어서,
기지국으로부터 CSI-RS 자원에 대한 설정을 포함하는 CSI-RS 설정 정보를 수신하는 단계 ;
상기 기지국으로부터 상기 CSI-RS 자원 중 적어도 하나의 CSI-RS 자원을 지시하는 트리거링 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 수신하는 단계 ; 및
상기 기지국으로부터 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원에 따른 CSI-RS를 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 CSI-RS수신'방법 .
【청구항 6]
제 5항에 있어서,
상기 하향링크 제어 정보는 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원의 대역폭을 지시하는 정보를 더 포함하며, 상기 대역폭 지시 정보는 상위 계층으로 설정된 CSI-RS 대역폭 또는 미리 정의된 대역폭 중 하나를 지시하는 것을 특징으로 하는 CSI-RS수신 방법 .
【청구항 7】
제 6항에 있어서， 상기 미리 정의된 대역폭은 대역폭 부분 또는 단말 대역폭 또는 시스템 대역폭임을 특장으로 하는 CSI-RS수신 방법 .
【청구항 8]
계 5항에 있어서,
상기 하향링크 제어 정보는 0전력 (zero power , ZP) CSI-RS의 대역폭을 지시하는 정보를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 CSI-RS'수신 방법 .
【청구항 9】
무선 통신 시스템의 채널 상태 정보 기준 신호 (channel state informat ion reference signal , CSI-RS)를 전송하는 기지국에 있어서,
송수신부; 및
CSI-RS 자원에 대한 설정을 포함하는 CSI-RS 설정 정보를 단말로 전송하고， 상기 CSI-RS 자원 중 적어도 하나의 CSI-RS 자원을 지시하는 트리거링 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 상기 단말로 전송하고， 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원에 따른 CSI-RS를 상기 단말로 전송하도록 제어하고 상기 송수신부와 연결된 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
【청구항 10】
제 9항에 있어서，
상기 하향링크 제어 정보는 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원의 대역폭을 지시하는 정보를 더 포함하며， 상기 대역폭 지시 정보는 상위 계층으로 설정된 CSI-RS 대역폭 또는 미리 정의된 대역폭 중 하나를 지시하는 것을 특징으로 하는 기지국.
【청구항 111
제 10항에 있어서，
상기 미리 정의된 대역폭은 대역폭 부분 또는 단말 대역폭 또는 시스템 대역폭임을 특징으로 하는 기지국
【청구항 12]
제 9항에 있어서，
상기 하향링크 제어 정보는 0전력 (zero power , ZP) CSI-RS의 대역폭올 지시하는 정보를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
【청구항 13】
무선 통신 시스템의 채널 상태 정보 기준 신호 (channel state informat ion reference signal , CSI-RS)를 수신하는 단말에 있어서，
송수신부; 및
기지국으로부터 CSI-RS 자원에 대한 설정을 포함하는 CSI-RS 설정 정보를 수신하고， 상기 기지국으로부터 상기 CSI-RS 자원 중 적어도 하나의 CSI-RS 자원을 지시하는 트리거링 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보를 수신하고， 상기 기지국으로부터 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원에 따른 CSI-RS를 수신하도록 제어하고 상기 송수신부와 연결된 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 단말.
【청구항 14]
제 13항에 있어서,
상기 하향링크 제어 정보는 상기 적어도 하나의 CSI-RS 자원의 대역폭을 지시하는 정보를 더 포함하며, 상기 대역폭 지시 정보는 상위 계층으로 설정된 CSI-RS 대역폭 또는 미리 정의된 대역폭 중 하나를 지시하는 것을 특징으로 하는 단말.
【청구항 15]
제 13항에 있어서，
상기 하향링크 제어 정보는 0전력 (zero power , ZP) CSI-RS의 대역폭을 지시하는 정보를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 단말.
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