KR102006194B1

KR102006194B1 - 하향 링크 코오디네이티드 멀티 포인트 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102006194B1
Application number: KR1020147021568A
Authority: KR
Inventors: 이효진; 김윤선; 김기일; 이주호; 조준영
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 2012-02-01
Filing date: 2013-02-01
Publication date: 2019-08-01
Also published as: EP2811660B1; US20140376485A1; KR20140121830A; CN104205661B; US10396958B2; US20170222777A1; CN104205661A; EP2811660A1; US9621318B2; EP2811660A4; WO2013115605A1

Abstract

본 발명은 CSI(Channel State Information) 송수신 방법 및 장치에 관한 것으로, 본 발명의 일 실시 예에 따르는 CoMP(Coordinated Multi-Point) 단말의 CSI 송신 방법은, 복수의 송신 포인트들로부터 CSI-RS(기준 신호; Reference Signal)을 수신하는 단계, 상기 CSI-RS를 기초로 채널 품질을 최적으로 하는 상기 복수의 송신 포인트들 사이의 최적 위상 차이값을 획득하는 단계, 상기 최적 위상 차이값을 기초로 CQI(Channel Quality Indicator)를 획득하는 단계 및 상기 CQI를 포함하는 CSI를 송신하는 단계를 포함할 수 있다. 본 발명의 일 실시 예에 따르면 CoMP 시스템에서 효율적인 CSI 송수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

Description

하향 링크 코오디네이티드 멀티 포인트 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 장치{METHOD AND DEVICE FOR TRANSMITTING AND RECEIVING CHANNEL STATE INFORMATION IN DOWNLINK COORDINATED MULTI-POINT SYSTEM}

본 발명은 CoMP(Coordinated Multi-Point) 통신 시스템에서 채널 상태 정보(CSI; Channel State Information) 송수신 방법 및 장치 관한 것이다.

통신 시스템은 하향 링크(DL; DownLink) 및 상향 링크(UL; Uplink)를 포함한다. 하향 링크는 하나 이상의 송신 포인트(TP; Transmission Point)들로부터 사용자 장비(UE; User Equipment)들에게 신호들을 전달하는 연결이다. 상향 링크는 UE들로부터 하나 이상의 수신 포인트(RP; Reception Point)들에게 신호들을 전달하는 연결이다. UE는 통상 단말기(terminal) 또는 이동국(mobile station)으로도 통상 지칭된다. UE는 고정식(fixed) 또는 이동식(mobile)일 수 있다. UE는 예를 들어 무선 장치, 셀룰러 전화기, 개인용 컴퓨터 장치를 포함할 수 있다. TP 또는 RP는 일반적으로 고정국(fixed station)이다. TP 및 RP는 하나의 통합된 장치로 구현될 수 있으며, TP 및 RP를 통합한 장치를 기지국(base station)이라 칭할 수 있다. 기지국은 베이스 트랜시버 시스템(BTS; Base Transceiver System), 노드B(Node B), 인핸스드 노드B(eNB; enhanced Node B), 액세스 포인트(AP; Access Point) 등으로도 지칭될 수 있다.

통신 시스템은 데이터 신호, 제어 신호 및 기준 신호를 포함하는 여러 신호 타입들의 송신을 지원한다. 데이터 신호는 정보 컨텐츠를 전달한다. 제어 신호는 데이터 신호들의 적절한 프로세싱을 가능케 한다. 기준 신호는 파일럿이라고도 지칭된다. 기준 신호는 데이터 또는 제어 신호들의 코히어런트 복조를 가능하게 한다. 기준 신호가 송신되면, 이를 기초로 채널 매체의 추정치에 대응하는 채널 상태 정보(CSI)가 생성될 수 있다.

UL 데이터 정보는 물리 UL 공유 채널(Physical Uplink Shared CHannel; PUSCH)을 통해 전달된다. UE가 PUSCH 전송을 가지고, UE가 데이터 정보와 함께 적어도 일부의 UCI를 상기 PUSCH를 통해 전달할 수 있는 경우를 제외하면, UL 제어 정보(UCI; Uplink Control Information)는 물리 UL 제어 채널(PUCCH; Physical Uplink Control CHannel)을 통해 전달된다. UCI는 하이브리드 자동 반복 요청(HARQ; Hybrid Automatic Repeat reQuest) 프로세스의 사용과 연관된 ACK(ACKnowledgement) 정보를 포함한다. HARQ-ACK는 통신 시스템의 하향 링크(DL)에서의 UE에 의한 전송 블록(TB; Transmission Block)들의 수신에 응답하는 것이며, 이는 노드B로부터 UE로의 신호 송신에 대응한다.

DL TB들은 물리 하향 링크 공유 채널(PDSCH)을 통해 송신된다. UCI는 또한 채널 품질 지시자(CQI; Channel Quality Indicator), 또는 프리코딩 매트릭스 지시자(PMI; Precoding Matrix Indicator), 또는 랭크 지시자(RI; Rank Indicator)를 포함할 수도 있다. CQI, PMI 및 RI는 통틀어 채널 상태 정보(CSI; Channel State Information)라고 지칭될 수 있다. CQI는 UE가 서브대역들에 걸쳐 또는 전체 동작 DL 대역폭(BW; BandWidth)에 걸쳐 경험하는 신호 대 간섭잡음비(SINR; Signal to Interference and Noise Ratio)의 측정치를 노드B에게 제공한다. 이 측정치는 통상적으로, 미리 설정된 블록 에러율(BLER; BLock Error Rate)이 TB들의 송신에 대해 달성될 수 있는 최고의 변조 및 코딩 스킴(MCS; Modulation and Coding Scheme)의 형태이다. 노드B는 MIMO(Multiple-Input Multiple-Output) 방식에 따라 UE로부터 노드B 안테나들로의 신호 송신을 결합하는 방법을 PMI/RI를 통해 통지받을 수 있다. UE는 UCI를 데이터 정보와는 별개로 PUCCH을 통해 송신할 수 있다. 또는 UE는 UCI를 데이터 정보와 함께 PUSCH을 통해 송신할 수도 있다.

DL 데이터 정보는 PDSCH을 통해 전달된다. DL 제어 정보(DCI; Downlink Control Information)는 UE들로의 DL CSI 피드백 요청, UE들로부터의 PUSCH 송신들에 대한 스케줄링 할당(SA; Scheduling Assignment)들(UL SAs), 또는 UE들에 의한 PDSCH 수신들에 대한 스케줄링 할당들(DL SAs)을 포함한다. SA들은 각각의 물리 DL 제어 채널(PDCCH; Physical Downlink Control CHannel)들을 통해 송신되는 DCI 포맷들을 통해 전달된다. SA들에 부가하여, PDCCH들은 모든 UE들에게 공통인, 또는 UE들의 한 그룹에게 공통인 DCI를 전달할 수도 있다.

DCI는 또한, UE들로부터 RP들에게로 송신된 데이터 TB들의 각각의 수신들에 응답하여 물리 HARQ-ACK 지시자 채널(PHICH; Physical HARQ-ACK Indicator CHannels)들을 통해 하나 이상의 TP들이 UE들로 송신하는 HARQ-ACK 정보를 포함한다.

통상적으로, PDCCH들은 총 DL 오버헤드의 주요부분이다. 이러한 오버헤드를 감소시키기 위한 하나의 방법은 PDCCH들 및 PHICH들을 송신하는데 요구되는 리소스들에 따라 그 사이즈를 스케일링하는 것이다. DL 송신 방법으로서 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA; Orthogonal Frequency Division Multiple Access)이 사용된다고 가정하면, 제어 채널 포맷 지시자(CCFI; Control Channel Format Indicator) 파라미터는 물리 제어 포맷 지시자 채널(PCFICH; Physical Control Format Indicator CHannel)을 통해 송신되어, DL 송신 시간 간격(TTI; Transmission Time Interval) 동안 DL 제어 영역에 할당된 OFDM 심볼들의 수를 나타낼 수 있다.

도 1은 DL TTI에서 제어 영역의 구조를 도시한다.

도 1에서 하나의 서브프레임은 M개의 심볼들로 구성된다. 도 1을 참조하면, DL 제어 영역은 처음 N개의 서브프레임 심볼들(110)을 점유한다. 나머지 M-N개의 서브프레임 심볼들(120)은 PDSCH 송신용으로 주로 사용되는 것으로 가정된다. PCFICH(130)는 첫 번째 심볼의 일부 서브캐리어들에서 송신된다. 서브캐리어는 리소스 엘리먼트들(REs)로서도 또한 지칭된다. PCFICH 는 M=1, 또는 M=2, 또는 M=3개의 서브프레임 심볼들의 PDCCH사이즈를 나타내는 2비트들을 전달하는 것으로 가정된다. PHICH(140)는 또한 첫 번째 서브프레임 심볼의 일부 RE들에서 송신된다. 더욱이, 일부 서브프레임 심볼들은 또한, 도 1에서 2개로 가정된 송신 안테나들 각각에 대해 모든 UE들에 공통인 RS RE들(150 및 160)을 포함한다. UE-공통(Common) RS (CRS)의 주요 목적은 UE로 하여금 그 DL 채널 매체에 대한 채널 추정치를 획득할 수 있게 하고 또한 당업계에 공지된 다른 측정들 및 기능들을 수행할 수 있게 하는 것이다. DL 제어 영역에 있어서의 나머지 RE들은 PDCCH를 송신하는데 이용된다.

SA들을 전달하는 PDCCH는 DL 제어 영역의 미리 설정된 위치에서 송신되지 않는다. 결과적으로, 각각의 UE는 DL 서브프레임에 있어서 SA를 갖는지 여부를 결정하기 위해 복수의 디코딩 동작들을 수행하여야 한다. UE가 복수의 디코딩 동작들을 행하는 것을 보조하기 위해, 각각의 PDCCH를 전달하는 RE들은 논리 도메인에서 제어 채널 엘리먼트(CCE; Control Channel Elements)들로 그룹화된다. 소정 개수의 DCI 포맷 비트들에 대해, DCI 포맷 송신을 위한 CCE들의 수는 채널 코딩 레이트에 의존한다(QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)가 변조 방식으로서 가정됨). DL에 있어서 낮거나 또는 높은 신호대 간섭잡음비(SINR)를 경험하는 UE들에 대해, 서빙 TP들은 원하는 블록 에러 레이트(BLER)을 달성하기 위해 PDCCH 송신에 대한 낮은 또는 높은 채널 코딩 레이트를 각각 이용할 수 있다. 따라서, 낮은 DL SINR을 경험하는 UE로의 PDCCH 송신은 통상적으로, 높은 DL SINR을 경험하는 UE로의 PDCCH 송신보다 더 많은 CCE들을 요구할 수도 있다(CCE 송신의 RE들의 상이한 전력 부스팅이 또한 사용될 수도 있음). PDCCH 송신을 위한 통상의 CCE 집합 레벨들은 예를 들어 1개, 2개, 4개, 및 8개의 CCE들이다.

PDCCH 디코딩 프로세스에 대해, UE는, 모든 UE들에 대한 CCE들의 공통 세트(UE 공통 탐색 공간 또는 UE-CSS(Common Search Space))에 따라, 또는 CCE들의 UE 전용 세트(UE 전용 탐색 공간 또는 UE-DSS(Dedicated Search Space))에 따라 논리 도메인에서 CCE들을 복원한 이후에 후보 PDCCH들에 대한 탐색 공간을 결정할 수도 있다. UE-CSS는 논리 도메인에서 제 1의 N_CCE ^UE ^- ^CSS개의 CCE들로 이루어질 수도 있다. UE-DSS는 서브프레임 수 또는 서브프레임에 있어서의 CCE들의 총 수와 같은 UE 공통 파라미터 및 UE 아이덴터티(UE_ID)와 같은 UE 특정 파라미터를 입력으로서 갖는 의사-랜덤 함수에 따라 결정될 수도 있다.

예를 들어, CCE 집적 레벨 L∈{1,2,4,8}에 대해, PDCCH 후보 m에 대한 CCE들은 L×{(Y_k+m) mod(floor(N_CCE _,k/L)}}+i로 주어진다. 여기서, N_CCE _,k는 서브프레임 k에 있어서의 CCE들의 총 수다. i = 0, ..., L-1이다. m = 0, ..., M^(L)-1이다. M^(L)는 탐색 공간에서 모니터링하기 위한 PDCCH 후보의 수이다. floor(x)는 x보다 작거나 같은 최대 정수를 반환하는 함수이다. floor(x)는 x보다 작거나

로 표현되기도 한다. 이하에서는 두 가지 표현을 혼용한다. M^(L)(L∈{1,2,4,8})의 예시적인 값들은 UE-CSS에서는 각각 {0, 0, 4, 2}이고, UE-DSS에서는 {6, 6, 2, 2}이다. UE-CSS에 대해, Y_k=0이다. UE-DSS에 대해, Y_k=(A×Y_k _-1)mod(D) 이며, 여기서, Y_-1=UE_ID≠0 이고, A=39827, D=65537이다.

예를 들어, 그 PUSCH 또는 PUCCH 송신 전력들을 조정하기 위해 UE들에 대한 송신 전력 제어(TPC; Transmission Power Control) 명령들을 전달하는 PDCCH와 같이 복수의 UE들에게로 정보를 전달하는 PDCCH들은 UE-CSS에서 송신된다. 부가적으로, 서브프레임에서 복수의 UE들에게로 DCI를 전달하는 PDCCH들의 송신 이후 충분한 CCE들이 UE-CSS에 남아 있으면, UE-CSS는 또한 일부 특정 DCI 포맷들을 갖는 SA들을 전달하는 PDCCH를 송신하는데 이용될 수도 있다. UE-DSS는 SA들을 제공하는 PDCCH들을 송신하는데에만 배타적으로 이용된다. 예를 들어, UE-CSS는 16개의 CCE들로 이루어지고, L=8개의 CCE 들을 갖는 2개의 PDCCH들을 지원하거나 또는 L=4개의 CCE들을 갖는 4개의 PDCCH들을 지원하거나 또는 L=8개의 CCE들을 갖는 1개의 2개의 PDCCH들을 지원하거나, L=4개의 CCE들을 갖는 2개의 PDCCH들을 지원할 수도 있다. UE-CSS에 대한 CCE들은 (인터리빙 이전에) 논리 도메인에 처음 배치된다.

도 2는 PDCCH 송신 프로세스를 도시한 것이다.

도 2를 참조하면, 채널 코딩 및 레이트 매칭 이후, DCI 포맷들의 인코딩된 비트들은 논리 도메인에서 CCE들에 매핑된다. 처음 4개의 CCE들(L=4), 즉, CCE1(201), CCE2(202), CCE3(203), 및 CCE4(204)는 UE1에게로의 PDCCH 송신을 위해 이용된다. 다음 2개의 CCE들(L=2), 즉, CCE5(211) 및 CCE6(212)는 UE2에게로의 PDCCH 송신을 위해 이용된다. 그 다음 2개의 CCE들(L=2), 즉, CCE7(221) 및 CCE8(222)은 UE3에게로의 PDCCH 송신을 위해 이용된다. 마지막으로, 마지막의 CCE(L=1), 즉, CCE9(231)는 UE4에게로의 PDCCH 송신을 위해 이용된다. 단계 240에서 PDCCH의 DCI 포맷 비트들은 바이너리 스크램블링 코드로 스크램블링될 수 있다. 스크램블링된 DCI 포맷 비트들은 단계 250에서 변조된다. 각각의 CCE는 리소스 엘리먼트 그룹(REG; Resource Element Groups)들로 더 분할된다. 예를 들어, 36개의 RE들로 이루어진 CCE는 9개의 REG들로 분할될 수도 있으며, 각각의 REG는 4개의 RE로 이루어진다. 단계 260에서 인터리빙이 REG들(4개의 QPSK 심볼들의 블록들) 중에 적용된다. 예를 들어, 인터리빙이 개별 비트들 대신 심볼-쿼드러플릿(symbol-quadruplet)들(REG의 4개의 RE에 대응하는 4개의 QPSK 심볼들)에 대해 수행되는 블록 인터리빙이 이용될 수도 있다. REG들 인터리빙된 이후, 단계 270에서 QPSK 심볼들의 결과 시리즈가 J개의 심볼들만큼 시프트될 수 있다. 최종적으로, 단계 280에서 각각의 QPSK 심볼은 서브프레임의 DL 제어 영역에서 RE에 매핑된다. 매핑 과정에서 주파수 방향으로 먼저 매핑되고, 그 다음 시간 방향으로 매핑된다. 따라서, 송신 안테나들로부터의 RS(291 및 292), 및 PCFICH 또는 PHICH(293)와 같은 다른 제어 채널들에 부가하여, DL 제어에 있어서의 RE들은 UE1(294), UE2(295), UE3(296), 및 UE4(297)에 대한 DCI 포맷에 대응하는 QPSK 심볼들을 포함한다.

도 3은 예시적인 PUSCH 송신 구조를 도시한 것이다. 설명을 단순화하기 위해, 송신 시간 간격(TTI)은, 2개의 슬롯들을 포함하는 하나의 서브프레임(310)으로 이루어진다. 각각의 슬롯(320)은 데이터 신호들, UCI 신호들, 또는 기준 신호(RS)들의 송신을 위해 이용되는 N_symb ^UL개의 심볼들을 포함한다. 각각의 심볼(330)은 순환 전치(CP; Cyclic Prefix)를 포함하여 채널 전파 효과들로 인한 간섭을 완화시킨다. 하나의 슬롯에서의 PUSCH 송신은 다른 슬롯에서의 PUSCH 송신과 동일한 BW 또는 상이한 BW를 이용할 수도 있다. 각각의 슬롯에서의 일부 심볼들은, 수신된 데이터 및/또는 UCI 신호들의 채널 추정 및 코히어런트 복조를 가능케 하는 RS(340)를 송신하는데 이용된다. 송신 BW는, 물리 리소스 블록(PRB; Physical Resource Block)들로서 지칭되는 주파수 리소스 유닛들로 이루어진다. 각각의 PRB는 N_sc ^RB개의 서브 캐리어들 또는 리소스 엘리먼트들(REs)로 이루어지고, UE는 PUSCH 송신 BW에 대한 총 M_sc ^PUSCH=M_PUSCH×N_sc ^RB개의 RE들을 위해 M_PUSCH 개의 PRB들(350)을 할당받는다. 마지막 서브프레임 심볼은 하나 이상의 UE들로부터의 사운딩(Sounding) RS(SRS)(360)의 송신을 위해 이용될 수도 있다. SRS의 주목적은 각각의 UE에 대한 UL 채널 매체를 위해 CQI 추정치를 노드B로 제공하는 것이다. 각각의 UE에 대한 SRS 송신 파라미터들은 상위 계층 시그널링을 통해 노드B에 의해 반-정적(semi-statically)으로 구성된다. 데이터 송신을 위해 이용할 수 있는 서브프레임 심볼들의 수는 N_symb ^PUSCH=2(N_symb ^UL-1)-N_SRS이다. 여기서, 마지막 서브프레임 심볼이 SRS 송신을 위해 이용된다면 N_SRS=1이고, 그 외에는 N_SRS=0 이다.

도 4는 PUSCH 송신기의 블록 다이어그램이다. 멀티플렉서(420)는 코딩된 CSI 비트들(405) 및 코딩된 데이터 비트들(410)을 멀티플렉싱한다. 그 후, HARQ-ACK 삽입부(430)는 데이터 비트들 및/또는 CSI 비트들을 펑처링하여 HARQ-ACK 비트들울 삽입한다. 그 후, DFT부(440)는 HARQ-ACK 비트들이 삽입된 데이터를 이산 푸리에 변환(DFT; Discrete Fourier Transform)한다. 매핑부(450)는 PUSCH 송신 BW에 대응하는 RE들을 선택(매핑)하고 송신대역제어부(455)는 송신 대역폭을 제어한다, IFFT부(460)는 매핑된 신호를 인버스 고속 푸리에 변환(IFFT; Inverse Fast Fourier Transform)한다. 최종적으로 CP 삽입부(470)는 IFFT된 신호에 CP를 삽한다. 타임 윈도우잉부(480)는 필터링을 수행한다. 필터링된 송신 신호(490)가 수신 측으로 전달된다. 간략화를 위해, 디지털-아날로그 변환기, 아날로그 필터들, 증폭기들, 및 송신기 안테나들과 같은 부가적인 송신기 회로는 도시되지 않는다. 또한, 모든 송신 비트들에 대한 변조 프로세스뿐 아니라 데이터 비트들 및 CSI 비트들에 대한 인코딩 프로세스가 간략화를 위해 생략된다. PUSCH 송신은, 하나의 클러스터(495A)를 통한 신호 송신을 허용하는 DFT 확산 직교 주파수 다중 액세스(DFT-S-OFDM; DFT Spread Orthogonal Frequency Multiple Access) 방법(또한 단일 캐리어 주파수 분할 다중 액세스(SC-FDMA; Single-Carrier Frequency Division Multiple Access)로도 지칭됨)에 따라 인접한 RE들의 클러스터들 상으로, 또는 복수의 비-인접 클러스터들(495B) 상으로 되도록 가정된다.

도 5는 수신기의 블록구성도이다. 수신기에서는, 송신기 동작들의 역(상보형) 동작이 수행된다. 도 4에 도시된 동작들의 역 동작들이 도 5에 도시되어 있다. 안테나가 무선 주파수(RF) 아날로그 신호를 수신한 이후, 및 간략화를 위해 도시되지 않은 (필터들, 증폭기들, 주파수 하향 변환기들 및 아날로그-디지털 변환기들과 같은) 추가 프로세싱 유닛들의 처리 이후에, 타임 윈도우잉부(520)는 수신 신호(510)를 필터링한다. CP 제거부(530)는 필터링된 신호에서 CP를 제거한다. 그 후, FFT부(540)는 CP가 제거된 신호에 고속 푸리에 변환(FFT)을 적용한다. 디매핑부(550)는 송신기에 의해 사용된 RE들(560)을 선택(디매핑)한다. IDFT부(570)는 디매핑된 신호에 인버스 DFT(IDFT)를 적용한다. ACK/NAK 추출부(570)는 ACK/NAK을 추출한다. 디멀티플렉싱부(580)는 데이터 비트들(590) 및 CSI 비트들(595)을 디멀티플렉싱한다. 송신기에서와 같이, 채널 추정, 복조, 및 디코딩과 같은 널리 공지된 수신기 기능들은 간략화를 위해 도시되지 않는다.

레거시(legacy) 통신 시스템들에서 가능한 것보다 더 높은 데이터율을 지원하기 위해, 복수의 컴포넌트 캐리어(CC; Component Carriers)들(이는 캐리어 집합(CA; carrier aggregation)로서도 지칭됨)가 DL 및 UL 양자에서 고려되어 더 높은 동작 BW들을 제공한다. 예를 들어, 60MHz에 걸친 통신을 지원하기 위해, 3개의 20MHz CC들의 집합이 사용될 수 있다.

도 6은 CC 집합의 원리를 도시한다. 60MHz의 동작 DL BW(610)는, 각각이 20MHz의 BW를 갖는 3개의 (단순화를 위해 연속하는 것으로 도시하였다) DL CC들(621, 622, 623)의 집합으로 구성된다. 유사하게, 60MHz의 동작 UL BW(630)는, 각각이 20MHz의 BW를 갖는 3개의 UL CC들(641, 642, 643)의 집합으로 구성된다. 단순화를 위해, 도 6의 예에 있어서는, 각각의 DL CC가 UL CC(대칭적 CC 집합)에 고유하게 매핑되는 것으로 가정하였다. 하지만 둘 이상의 DL CC가 단일 UL CC에 매핑되거나 둘 이상의 UL CC가 단일 DL CC에 매핑되는 것(간략화를 위해 도시되지 않은 비대칭적 CC 집합)도 또한 가능하다. DL CC들과 UL CC들 간의 링크는 통상적으로 UE 특정형이다.

노드B는, 예를 들어 무선 리소스 제어(Radio Resource Control; RRC) 시그널링과 같은 상위 계층 시그널링을 이용하여 UE에 대한 CC들을 구성한다. RRC에 의해 구성된 DL CC들은 매체 액세스 제어(MAC; Medium Access Control) 시그널링 또는 물리(PHY) 계층 시그널링에 의해 활성화 또는 비활성화될 수 있다(각각의 RRC에 의해 구성된 UL CC에 대한 활성화/비활성화는 그 링크된 DL CC의 활성화/비활성화에 의해 결정됨). UE에 대한 DL(UL) CC의 활성화는 UE가 그 CC에서 PDSCH를 수신(PUSCH를 송신)할 수 있음을 의미하고, 그 역이 DL (UL) CC 의 비활성화에 적용된다. 통신을 유지하기 위하여, 하나의 DL CC 및 그 DL CC에 링크된 하나의 UL CC는 활성화 상태로 잔류하는 것이 필요하고, 이들은 각각 DL 프라이머리 CC(DL PCC) 및 UL 프라이머리 CC(UL PCC)로서 지칭될 것이다.

PUSCH를 통한 비주기적인(aperiodinc) CSI 보고가 PDCCH 내 CSI 요청 필드에 의해 트리거된다. 다음의 설명에서, 서빙 셀은 각각의 컴포넌트 캐리어(CC)에 대응한다. 서빙 셀(c)에 대해 허여된 스케줄링에 있어서 전송된 표시를 디코딩할 때, 비주기적인 CSI 보고가 서빙 셀(c) 상의 PUSCH를 이용하여 수행된다. CSI 요청 필드(request filed)의 크기가 1비트이면, CSI 요청 필드가 '1'로 설정될 경우에 보고가 트리거된다. CSI 요청 필드의 크기가 2비트이면, 다음 표1에 따라 보고가 트리거된다.

예를 들어, 캐리어 지시자 필드(CIF)가 1(비트 '001')이고 CSI 요청 필드가 비트 '01'일 경우, CIF로 인해 UL CC1에 링크된 DL CC 1의 CSI는 노드B로 피드백된다. CSI 요청 필드가 비트 '10'일 경우, 상위 계층 구성에 의존하여, DL CC(들)의 CSI(들)가 노드B에게 피드백된다.

도 7은 LTE-A의 자원 구조를 나타낸다. LTE 및 LTE-A의 하향 링크 송신은 시간 도메인에서 서브프레임 단위로 그리고 주파수 도메인에서 RB 단위로 실시된다. 서브프레임은 송신 기간의 1msec와 동일하지만 RB는 12개의 서브캐리어들로 이루어진 송신 대역폭의 180kHz와 동일하다. 도 7에 도시된 바와 같이, LTE-A의 시스템 대역폭은 주파수 도메인에서 복수의 RB들로 이루어지고 시간 도메인에서 복수의 서브프레임들로 이루어진다.

다수의 상이한 신호들이 LTE-A 릴리즈 10 및 릴리즈 10 이후의 릴리즈들에 대해 송신된다. 하향 링크에 있어서, 다음의 기준 신호들이 송신된다:

1. 셀 특정 기준 신호(CRS): 초기 시스템 액세스, 페이징, PDSCH 복조, 채널 측정, 핸드오버 등의 용도로 사용됨

2. 복조 기준 신호(DMRS): PDSCH의 복조용으로 사용됨

3. 채널 상태 정보 기준 신호(CSI-RS): 채널 측정용으로 사용됨

상기 기준 신호들에 부가하여, 제로 전력 CSI-RS는 LTE-A 릴리즈 10에 적용될 수 있다. 제로 전력 CSI-RS는 CSI-RS와 동일한 시간 및 주파수 리소스들에서 발생할 수 있지만, 제로 전력 CSI-RS에 종속되는 RE들 상으로 전송된 신호가 존재하지 않다는 점에 있어서 CSI-RS와는 상이할 수 있다. 제로 전력 CSI-RS의 목적은 특정 TP의 CSI-RS 송신을 위해 인접한 TP들에 의해 사용된 리소스들 상으로 송신하지 않아서, 인접한 TP들에 의해 송신된 이들 CSI-RS 상에 간섭을 생성하지 않는 것이다.

도 8은 LTE 또는 LTE-A 시스템에서 자원의 구성도이다. 도 8을 참조하면 상이한 기준 신호들, PDSCH, 제로 전력 CSI-RS 및 제어 채널들의 송신을 위해 이용된 리소스들의 위치들이 도시된다. 도 8은 주파수 도메인에서 단일 RB에 대한 것이고 시간 도메인에서는 단일 서브프레임에 대한 것임을 유의하여야 한다. 각각의 서브프레임에 대해, 복수의 RB들이 존재할 수도 있고, 상기 신호들이 도 8에 도시된 바와 유사한 방식으로 복수의 RB들 상으로 송신될 수 있다. 도 8에서 알파벳들(A, B, C, D, E, F, G, H, I, J)로 마킹된 리소스들은, CSI-RS에 대한 송신이 4개의 안테나 포트들을 갖는 위치들에 대응한다. 예를 들어, 'A'로 마킹된 4개의 RE들에 있어서, 4개의 안테나 포트들을 갖는 CSI-RS가 송신될 수 있다. 2개의 안테나 포트들을 갖는 CSI-RS는, 4개의 안테나 포트들을 갖는 CSI-RS에 대한 리소스들을 2로 제한함으로써 획득되는 리소스들 상으로 송신될 수 있다. 부가적으로, 8개의 안테나 포트들을 갖는 CSI-RS는, 4개의 안테나 포트들을 갖는 CSI-RS에 대한 2개의 리소스들을 결합함으로써 획득되는 리소스들 상으로 송신될 수 있다. 제로 전력 CSI-RS는 4개의 안테나 포트들을 갖는 CSI-RS에 대한 리소스들에 적용될 수 있다.

3GPP LTE-A 릴리즈 10의 하향 링크 송신 모드 9에 있어서, UE들은 eNB에 의해 송신된 CSI-RS를 측정하고, RI(랭크 지시자), PMI(프리코딩 매트릭스 지시자), 및 CQI(채널 품질 지시자)와 같은 하향 링크 채널 상태 정보(CSI)를 생성/피드백한다. RI, PMI, 및 CQI 각각은 eNB가 표시하는 그 개별 타이밍에 보고된다. CSI 피드백에 있어서, PMI는 가장 최근에 보고된 RI를 기준으로 계산되지만 CQI는 가장 최근에 보고된 RI 및 PMI를 가정하여 계산된다.

커버리지 및 셀-에지 스루풋을 개선하는 것이 통신 시스템들에 있어서 핵심 목적이다. CoMP(Coordinated Multi-Point) 송신/수신은 이러한 목적을 달성하기 위한 중요한 기술이다. CoMP 동작은, UE가 셀-에지 영역에 있을 경우에 TP들의 세트로부터의 신호들을 신뢰성있게 수신(DL CoMP)할 수 있고 RP들의 세트에게로의 신호들을 신뢰성있게 송신(UL CoMP)할 수도 있다는 사실에 의존한다. DL CoMP 방식들은 조정된 스케줄링과 같은 간섭 회피의 단순한 방식들로부터 복수의 TP들로부터의 공동 송신과 같은 정확하고 상세한 채널 정보를 요하는 더 복잡한 방식들을 포함할 수 있다. UL CoMP 방식들은 또한, PUSCH 스케줄링이 단일 RP를 고려하여 수행되는 단순한 방식들로부터 복수의 RP들에서의 수신 신호 특성 및 생성된 간섭이 고려되는 더 복잡한 방식들을 포함할 수 있다.

본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로 CoMP 시스템에서 효율적인 CSI 피드백 방법 및 장치를 제공하는 데 그 목적이 있다.

상술한 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시 예에 따르는 CoMP(Coordinated Multi-Point) 단말의 CSI(Channel State Information) 송신 방법은, 복수의 송신 포인트들로부터 CSI-RS(기준 신호; Reference Signal)을 수신하는 단계, 상기 CSI-RS를 기초로 채널 품질을 최적으로 하는 상기 복수의 송신 포인트들 사이의 최적 위상 차이값을 획득하는 단계, 상기 최적 위상 차이값을 기초로 CQI(Channel Quality Indicator)를 획득하는 단계 및 상기 CQI를 포함하는 CSI를 송신하는 단계를 포함할 수 있다.

상술한 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명의 일 실시 예에 따르는 CSI(Channel State Information)를 송신하는 CoMP(Coordinated Multi-Point) 단말은, 복수의 송신 포인트들로부터 CSI-RS(기준 신호; Reference Signal)을 수신하는 송수신부 및 상기 CSI-RS를 기초로 채널 품질을 최적으로 하는 상기 복수의 송신 포인트들 사이의 최적 위상 차이값을 획득하고 상기 최적 위상 차이값을 기초로 CQI(Channel Quality Indicator)를 획득하는 피드백 생성부를 포함할 수 있다. 상기 송수신부는 상기 CQI를 포함하는 CSI를 송신할 수 있다.

본 발명의 일 실시 예에 따르면 CoMP 시스템에서 효율적인 CSI 송수신 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

도 1은 DL TTI에서 제어 영역의 구조를 도시한다.
도 2는 PDCCH 송신 프로세스를 도시한 것이다.
도 3은 예시적인 PUSCH 송신 구조를 도시한 것이다.
도 4는 PUSCH 송신기의 블록 다이어그램이다.
도 5는 수신기의 블록구성도이다.
도 6은 CC 집합의 원리를 도시한다.
도 7은 LTE-A의 자원 구조를 나타낸다.
도 8은 LTE 또는 LTE-A 시스템에서 자원의 구성도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따르는 CSI-RS 및 CSI를 도시한 것이다.
도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따르는 단말의 블록구성도이다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따르는 기지국(eNB)의 블록구성도이다.
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따르는 CSI 피드백 과정의 순서도이다.

DL CoMP의 지원을 위해 다양한 CoMP 방식에 대한 새로운 CSI 피드백이 도입된다. 종래의 CSI 피드백 방식은 채널 측정 및 CSI 피드백 보고를 위해 오직 하나의 송신 포인트(TP) 및 하나의 CSI 기준 신호를 고려한다. 따라서 종래의 CSI 피드백 방식으로 복수의 CSI 기준 신호들을 활용하는 복수의 송신 포인트들로부터의 CoMP 방식들을 지원하는 것은 불가능하다. 이러한 이유로, 복수의 TP에 대한 새로운 CSI 피드백(또는 대응하는 CSI-RS 구성들에 대한 CSI 피드백) 방식이 DL CoMP 방식들을 지원하기 위해 필요하다. CoMP 방식들에 대한 피드백은 다음과 같이 분류될 수 있다.

1. 복수의 TP들(송신 포인트)에 대한 복수의 CSI 보고들

1-1. 노드B는 CSI 보고를 위해 UE에 대한 복수의 CSI-RS 구성들을 구성한다.

1-2. 각각의 CSI-RS 구성은 특정 TP에 대응된다.

1-2-1. 하나의 CSI-RS 구성이 복수의 TP들에 대응하는 경우도 가능하다.

1-3. CSI 보고들에 대한 복수의 CSI-RS 구성들(또는 대응하는 TP들)의 세트가 "CoMP 측정 세트"로서 정의된다.

1-4. 각각의 CSI 보고는 TP에 대한 CSI-RS 구성에 대응된다.

2. 동적 포인트 선택과 동적 블랭킹(DS/DB)에 대한 부가적인 피드백

2-1. 일부 TP들(예를 들어, 매크로 노드B)은 다른 TP들에 접속된 UE들의 하향 링크 데이터 수신을 돕기 위해 턴오프(블랭킹; blanking)될 수 있음

2-2. UE는 블랭킹에 대해 부가적인 CSI를 피드백하는 것이 필요함

3. 공동 송신(JT; Joint Transmission)에 대한 부가적인 피드백

3-1. 복수의 TP들이 하나의 UE에 대해 데이터를 동시에 송신할 수 있음

3-2. JT는 복수의 TP들로부터의 공동 송신을 위해 부가적인 CSI를 요구할 수도 있음

CoMP에 대한 CSI 보고는 데이터 정보로부터 별개로 PUCCH에서, 또는 PUSCH에서 데이터 정보와 함께 송신될 수도 있다. 따라서, CoMP에 대한 CSI 보고를 각각 PUSCH 및 PUCCH를 통해 제공하는 것이 필요하다.

복수의 CSI-RS 구성들에 대한 하나의 기본 피드백 방식은, 복수의 CSI-RS 구성들에 대해 개별적으로 채널 상태를 다시 보고하는 Per-CSI-RS-resource(각 CSI-RS 자원 당) 피드백 일 것이다. UE들은 복수의 TP들에 대한 CSI-RS 리소스들로 구성되는 CSI를 생성 피드백한다. 상기 CSI는 per-CSI-RS-resource 피드백을 수행할 경우, 구성된 CSI-RS 리소스들의 일부 또는 그 모두에 대해 개별적이다. 예를 들어, UE에 대한 CoMP 측정 세트가 {CSI-RS-1, CSI-RS-2}이면, eNB는 2개의 개별 피드백 구성들에 대한 CSI 피드백을 생성하도록 UE를 시그널링할 것이다. 일 예가 이하 제공된다:

<예 1>

1. UE의 제 1 피드백 구성: (모드 1-1, N_pd =10, N_OFFSET _, _CQI = 0, M_RI=2, N_OFFSET _, _RI = -1, CSI-RS-1)

2. UE의 제 2 피드백 구성: (모드 1-1, N_pd =10, N_OFFSET _, _CQI = 2, M_RI=2, N_OFFSET _, _RI = -1, CSI-RS-2)

예 1에 있어서, 모드1-1은, 대응하는 CSI 피드백이 RI 및 광대역 CQI/PMI를 포함함을 내포한다. 광대역 CQI/PMI에 대한 보고 인스턴스들은 (10×n_f+floor(n_s/2)-N_OFFSET,CQI)modN_pd=0 를 만족하는 서브프레임들이다. 여기서, n_f는 시스템 프레임 번호이고, n_s={0,1,...,19}는 프레임 내 슬롯 인덱스이다. N_OFFSET _, _CQI 는 대응하는 광대역 CQI/PMI 보고 오프셋(서브프레임 단위)이고, N_pd 는 광대역 CQI/PMI 주기(서브프레임 단위)이다. RI 보고의 보고 간격은 광대역 CQI/PMI 주기 N_pd(서브프레임 단위)의 정수배(M_RI배) 이다. floor(x)는 상술한 바와 같이 x보다 작거나 같은 최대 정수를 반환하는 함수이다. 즉, RI에 대한 보고 인스턴스들은 (10×n_f+floor(n_s/2)-N_OFFSET _, _CQI)mod(N_pd×M_RI)=0 을 만족하는 서브프레임들이다. RI에 대한 보고 오프셋 N_OFFSET _, _RI 은 세트{0, -1,..., -(N_P-1)}로부터의 값들을 취한다. RI와 광대역 CQI/PMI이 충돌하는 경우, 광대역 CQI/PMI가 드롭된다.

도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따르는 CSI-RS 및 CSI를 도시한 것이다.

JT가 고려되면, 복수의 TP들로부터의 공동 송신에 대한 부가적인 CSI가 Per-CSI-RS-resource 피드백의 상부에서 지원될 수도 있다. 즉, UE들이 복수의 TP들에 대한 CSI-RS 리소스들로 구성될 경우, UE 들은 모든 구성된 CSI-RS 리소스들에 대한 개별 CSI를 피드백하면서, TP들 간의 위상 차이들 및/또는 합산된 CQI와 같은 CSI-RS 리소스들의 집합에 대한 CSI를 부가적으로 보고할 수도 있다.

예를 들어, 각각 N₁ 및 N₂개의 안테나 포트들을 갖는 TP-1 및 TP-2에 대응하는 UE에 대한 CoMP 측정 세트가 {CSI-RS-1, CSI-RS-2}이라고 가정하면, 2개의 TP들에 대해 결정된 개별 CSI는 다음과 같다:

1. 랭크는 TP-1 및 TP-2 양자에 대해 1임

2. 프리코딩 매트릭스들은 각각 TP-1 및 TP-2에 대해 P₁ 및 P₂임

여기서, P₁및 P₂은 각각 N₁×1 및 N₂×1의 사이즈들 그리고 1 및 2의 대응하는 PMI들을 가진다. 그 후, UE는 JT에 대한 랭크가 1이고 JT에 대한 (N₁+N₂)×1 프리코딩 매트릭스가

로 주어진다는 가정 하에 2개의 TP들 간의 JT에 대한 최적 위상 차이 θ^{^}를 다음 수학식 1과 같이 결정한다.

여기서, f()는 UE측에서의 유효 SINR 또는 용량의 함수와 같이 P_JT(θ)를 입력으로 받는 하향 링크 성능에 대한 함수이다. 우리가 이 위상 차이를 고려할 경우, eNB는 CoMP 측정 셋에 있어서의 어떤 TP가 레퍼런스 TP인지를 나타낼 것임을 유의한다. 이 예에 있어서는, TP-1이 레퍼런스 TP여서, 레퍼런스 TP, 즉, TP-1로부터 TP-2의 위상 차이 θ^{^}가 계산된다. JT에 대한 최적의 위상 차이를 구한 이후, UE는 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ^{^})가 JT에 대해 사용된다는 가정 하에 JT에 대한 CQI를 계산하고, 최종적으로, JT에 대한 다음의 2개의 값들 중 어느 하나 또는 그 모두를 피드백한다:

1. TP들 간의 위상 차이: θ^{^}

2. JT에 대한 CQI

위상 차이가 피드백 정보로서 사용되지 않으면, JT에 대한 랭크가 1이고 JT에 대한 프리코더가

이라고 가정되어, JT에 대한 CQI가 계산 및 보고될 것이다.

TP-1 및 TP-2 양자에 대한 랭크가 상기 예에서 동일하므로, JT에 대한 랭크가 또한 각각의 TP에 대한 랭크와 동일한 값이고 프리코딩 매트릭스는

의 형태라고 가정하여, UE는 JT 피드백에 대한 CSI를 용이하게 계산될 수 있다. 하지만, 일반적으로, UE의 CoMP 측정 셋에서의 모든 TP들에 대한 랭크들이 항상 동일하다는 것이 보장될 수는 없다. 따라서, 이하에서, UE에 대한 CoMP 측정 셋에서의 TP들의 개별 랭크들이 서로 상이한 경우를 고려한다.

UE에 대한 CoMP 측정 셋이 각각 N₁ 및 N₂개의 안테나 포트들을 갖는 TP-1 및 TP-2에 대응하는 {CSI-RS-1, CSI-RS-2}이고 개별 피드백들에 대해 결정된 CSI가 주어진다고 가정한다.

1. 랭크들은 각각 TP-1 및 TP-2에 대해 r₁ 및 r₂임(달리 언급되지 않는다면, 일반성의 손실없이 r₁≥r₂이고 레퍼런스 TP는 TP-1이라고 가정함)

2. 프리코딩 매트릭스들은 각각 TP-1 및TP-2에 대해 N₁×r₁ 및 N₂×r₂의 사이즈들을 갖는 P₁ 및 P₂임

그 후, UE는 TP-1과 TP-2 간의 JT에 대한 랭크 r_JT가 다음 수학식 2와 같이 결정된다고 가정할 것이다.

JT에 대한 랭크를 TP들에 대한 개별 랭크들의 최대값으로서 결정하는 이유는 JT가 개별 TP들에 의한 송신보다 더 신뢰할 수 있는 채널 조건을 제공한다는 것이다.

JT 피드백에 대한 랭크가 수학식 2에 의해 결정되면, UE가 JT에 대한 위상 차이 θ^{^}또는 CQI의 모두 또는 그 중 하나를 구할 수 있도록, JT에 대한 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ)는 (N₁+N₂)×r_JT의 사이즈를 가질 것이다. 개별 프리코딩 매트릭스들 P₁ 및 P₂에 기초하여 (N₁+N₂)×r_JT 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ)를 구성하기 위한 하나의 방법은 이들 2개의 매트릭스들을 적층하고 N2×(r_JT-R₂)개의 컴포넌트들의 빈 곳을 다음 수학식 3과 같이 미리 설정된 매트릭스로 채우는 것이다.

여기서,

는 N₂×(r_JT-r₂) 매트릭스이고,

라고 정의된다.

의 가능한 후보들은 다음과 같을 것이다.

1. N₂×(r_JT-r₂)의 사이즈를 갖는 제로 매트릭스

2. 3GPP LTE-어드밴스드 릴리즈 10에서 특정된 CSI 보고를 위한 코드북에서의 N₂×(r_JT-r₂) 프리코딩 매트릭스들 중 하나, 예를 들어, 최저 인덱스를 갖는 N₂×(r_JT-r₂) 프리코딩 매트릭스

r₁<r₂이면, P_JT(θ) 는 다음 수학식 4의 형태일 것이다.

그 후, JT에 대한 랭크가 r_JT=max(r₁,r₂)이고 JT에 대한 (N₁+N₂)×r_JT 프리코딩 매트릭스가 주어진다는 가정하에, 또한 해당 프리코딩 매트릭스는 r₁≥r₂에 대해서는 수학식 3에 의해, r₁<r₂에 대해서는 수학식 4에 의해 주어진다는 가정하에 UE는 수학식 1을 이용해 2개의 TP들 간의 JT에 대한 최적의 위상 차이를 결정한다. JT에 대한 최적의 위상 차이를 구한 이후, UE는 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ^{^})가 JT에 대해 사용된다는 가정 하에 JT에 대한 CQI를 계산하고, 최종적으로, JT에 대한 다음의 2개의 값들 중 어느 하나 또는 그 모두를 피드백한다:

1. TP들 간의 위상 차이: θ^{^}

2. JT에 대한 CQI

위상 차이가 피드백 정보로서 이용되지 않으면, JT에 대한 랭크는 r_JT=max(r₁,r₂)이고 JT에 대한 프리코더는 r₁≥r₂에 대해서는

이거나 또는 r₁<r₂에 대해서는

이라고 가정하여, JT에 대한 CQI가 계산 및 보고된다.

다른 대안으로서, (N₁+N₂)×r_JT 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ) 가 다음 수학식 5와 같이 고려될 수 있다.

여기서는,

이라고 정의된다. 이 대안에 있어서, 미리 설정된 매트릭스

는 P₂의 좌측에 위치되지만 이전의 대안에 따르면 P₂의 우측에

가 위치한다. r₁<r₂이면, P_JT(θ)는 다음 수학식 6의 형태가 된다.

그 후, JT에 대한 랭크가 r_JT=max(r₁,r₂)이고 JT에 대한 (N₁+N₂)×r_JT 프리코딩 매트릭스가 r₁≥r₂에 대해서는 수학식 5에 의해 또는 r₁<r₂에 대해서는 수학식 6에 의해 주어진다는 가정 하에, UE는 수학식 1을 사용해서 2개의 TP들 간의 JT에 대한 최적의 위상 차이를 결정한다. JT에 대한 최적의 위상 차이를 구한 이후, UE는 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ^{^})가 JT에 대해 사용된다는 가정 하에 JT에 대한 CQI를 계산하고, 최종적으로, JT에 대한 다음의 2개의 값들 중 어느 하나 또는 그 모두를 피드백한다.

1. TP들 간의 위상 차이: θ^{^}

2. JT에 대한 CQI

이거나 또는 r₁<r₂에 대해서는

이라고 가정하여, JT에 대한 CQI가 계산 및 보고될 것이다.

r_JT=max(r₁,r₂) 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ)에 대한 제3안은 최대 랭크를 갖는 TP의 개별 CQI에 기초하여 UE가 상기 2가지 방안들 중 하나로 결정하는 것이다. 예를 들어, r₁≥r₂이면, P_JT(θ)는 다음과 같이 결정된다.

1. TP-1의 제1 코드워드에 대한 CQI가 제2 코드워드에 대한 CQI보다 더 크면, P_JT(θ)는 수학식 5에 의해 결정됨

2. 그 외, P_JT(θ)는 수학식 3에 의해 결정됨

그 후, r_JT=max(r₁,r₂) 의 랭크 및 (N₁+N₂)×r_JT 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ)가 최대 랭크를 갖는 TP의 CQI에 기초하여 결정된다고 가정하여, UE는 수학식 1을 이용하여 2개의 TP들 간의 JT에 대한 최적의 위상 차이를 결정한다. JT에 대한 최적의 위상 차이를 구한 이후, UE는 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ^{^})가 JT에 대해 사용된다는 가정 하에 JT에 대한 CQI를 계산하고, 최종적으로, JT에 대한 다음의 2개의 값들 중 어느 하나 또는 그 모두를 피드백한다:

1. TP들 간의 위상 차이: θ^{^}

2. JT에 대한 CQI

위상 차이가 피드백 정보로 이용되지 않으면, JT에 대한 랭크는 r_JT=max(r₁,r₂) 이고 JT에 대한 프리코더는 P_JT(1)라고 가정하여, JT에 대한 CQI가 계산 및 보고될 것이다.

M(M은 2 이상의 정수)개의 CSI-RS 구성들을 갖는 CoMP 측정 셋의 일반적인 경우, UE는 M 개의 TP들 사이 JT에 대한 랭크 r_JT가 수학식 7과 같이 결정된다고 가정할 것이다.

추가로, 개별 프리코딩 매트릭스들 P₁,P₂,...,P_M에 기초한 (N₁+N₂+...+N_M)×r_JT 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ₁, θ₂, ..., θ_M-1) 는 이들 M개의 매트릭스들을 적층하고 그 빈 곳을 다음 수학식 8에 따라 미리 설정된 매트릭스들

로 채우는 방식으로 생성될 수 있다.

여기서,

이고, TP-1은 일반성의 손실 없이 레퍼런스 TP로서 가정된다.

의 가능한 후보들은 다음과 같다.

1. N_m×(r_JT-r_m) 의 사이즈를 갖는 제로 매트릭스

2. 3GPP LTE-A 릴리즈 10에서 특정된 CSI 보고를 위한 코드북에서의 N_m×(r_JT-r_m) 프리코딩 매트릭스들 중 하나, 예를 들어, 최저 인덱스를 갖는 N_m×(r_JT-r_m) 프리코딩 매트릭스

그 후, JT에 대한 랭크가 r_JT=max(r₁,r₂,...,r_M)이고 JT에 대한 (N₁+N₂+...+N_M)×r_JT 프리코딩 매트릭스가 수학식 8에 의해 주어진다는 가정 하에, UE는 다음과 수학식 9를 이용해 M개의 TP들 간의 JT에 대한 최적의 위상 차이들 θ^{^} ₁, θ^{^} ₂,..., θ^{^} _M-1을 결정한다.

JT에 대한 최적의 위상 차이를 구한 이후, UE는 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ^{^} ₁,θ^{^} ₂,...,θ^{^} _M-1)가 JT에 대해 이용된다는 가정 하에 JT에 대한 CQI를 계산하고, 최종적으로, JT에 대한 다음의 2개의 값들 중 어느 하나 또는 그 모두를 피드백한다:

1. TP들 간의 위상 차이들: θ^{^} ₁,θ^{^} ₂,...,θ^{^} _M-1

2. JT에 대한 CQI

위상 차이가 피드백 정보로서 이용되지 않으면, JT에 대한 랭크가 r_JT=max(r₁,r₂,...,r_M)이고 JT에 대한 프리코더가

이라고 가정하여, JT에 대한 CQI가 계산 및 보고될 것이다.

M개의 CSI-RS 구성들을 갖는 CoMP 측정 셋의 일반적인 경우에 대한 또 다른 대안으로서, (N₁+N₂+...+N_M)×r_JT 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ₁, θ₂, ..., θ_M-1)가 다음 수학식 10과 같이 고려될 수 있다.

여기서,

이고, TP-1은 일반성의 손실없이 레퍼런스 TP로서 가정된다. 이 대안에 있어서, 미리 설정된 매트릭스들

은 P_m의 좌측에 위치되지만 이전의 대안은 P_m의 우측에 미리 설정된 매트릭스가 위치한다. 그 후, JT에 대한 랭크가 r_JT=max(r₁,r₂,...,r_M)이고 JT에 대한 (N₁+N₂+...+N_M)×r_JT 프리코딩 매트릭스가 수학식 10에 의해 주어진다는 가정 하에, UE는 M개의 TP들 간의 JT에 대한 최적의 위상 차이들 θ^{^} ₁,θ^{^} ₂,...,θ^{^} _M-1을 수학식 9에 따라 결정한다.

JT에 대한 최적의 위상 차이를 구한 이후, 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ^{^} ₁,θ^{^} ₂,...,θ^{^} _M-1) 가 JT에 대해 이용된다는 가정 하에 UE는 JT에 대한 CQI를 계산하고, 최종적으로, JT에 대한 다음의 2개의 값들 중 어느 하나 또는 그 모두를 피드백한다:

1. TP들 간의 위상 차이들: θ^{^} ₁,θ^{^} ₂,...,θ^{^} _M-1

2. JT에 대한 CQI

이라고 가정하여, JT에 대한 CQI가 계산 및 보고될 것이다.

M개의 CSI-RS 구성들을 갖는 CoMP 측정 셋의 일반적인 경우의 제3안은 UE가 최대 랭크를 갖는 TP의 개별 CQI에 기초하여 상기 2가지 안들 중에서 (N₁+N₂+...+N_M)×r_JT 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ₁, θ₂, ..., θ_M-1)를 결정하는 것이다. 예를 들어, r_m이 최대 랭크이면, P_JT(θ₁, θ₂, ..., θ_M-1) 는 다음과 같이 결정된다.

1. TP-m 의 제 1 코드워드에 대한 CQI가 제 2 코드워드에 대한 CQI보다 더 크면, P_JT(θ₁, θ₂, ..., θ_M-1) 는 수학식 10에 따라서 결정됨

2. 그 외, P_JT(θ₁, θ₂, ..., θ_M-1) 는 수학식 8에 따라 결정됨

그 후, r_JT=max(r₁,r₂,...,r_M) 및 (N₁+N₂+...+N_M)×r_JT 프리코딩 매트릭스의 랭크가 최대 랭크를 갖는 TP의 CQI에 기초하여 결정된다고 가정하여, UE는 M개의 TP들 간의 JT에 대한 최적의 위상 차이들 θ^{^} ₁,θ^{^} ₂,...,θ^{^} _M-1을 수학식 9를 이용해 결정한다.

JT에 대한 최적의 위상 차이들을 구한 이후, UE는 프리코딩 매트릭스 P_JT(θ^{^} ₁,θ^{^} ₂,...,θ^{^} _M-1) 가 JT에 대해 이용된다는 가정 하에 JT에 대한 CQI를 계산하고, 최종적으로, JT에 대한 다음의 2개의 값들 중 어느 하나 또는 그 모두를 피드백한다:

1. TP들 간의 위상 차이들: θ^{^} ₁,θ^{^} ₂,...,θ^{^} _M-1

2. JT에 대한 CQI

위상 차이들이 피드백 정보로서 이용되지 않으면, JT에 대한 랭크가 r_JT=max(r₁,r₂,...,r_M)이고 JT에 대한 프리코더가 P_JT(1,1,...,1)라고 가정하여, JT에 대한 CQI가 계산 및 보고될 것이다.

도 10은 본 발명의 일 실시 예에 따르는 단말의 블록구성도이다.

UE를 구성하는 코어 컴포넌트들은 송수신부(1010), 채널 추정부(1020), 피드백 생성부(1030), 및 제어부(1040)이다. 송수신부(1010)는 제어 정보, 데이터, 또는 기준 신호들을 eNB와 통신하기 위해 UE에 의해 사용되고, 특히, CSI-RS를 수신하고 또한 TP들 간의 JT에 대한 위상 차이들 또는 CQI 중 어느 하나 또는 그 모두를 포함하는 CSI 피드백을 송신하기 위해 사용된다. 채널 추정부(1020)는 UE에 할당된 CSI-RS 포트들을 측정하기 위해 UE에 의해 사용되고, 피드백 생성부(1030)는 채널 추정부(1020)로부터의 측정치들에 기초하여 복수의 TP들에 대한 개별 CSI 피드백 및 TP들 간의 JT에 대한 위상 차이들 또는 CQI 중 어느 하나를 포함하는 CSI 피드백들을 생성하는데 사용된다. 상기 동작 모두는 제어부(1040)에 의해 제어된다.

도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따르는 기지국(eNB)의 블록구성도이다.

eNB를 구성하는 코어 컴포넌트들은 제어기(1110), 트랜시버(1120), 및 리소스 할당기(1130) 이다. 트랜시버(1120)는 제어 정보, 데이터, 또는 기준 신호들을 eNB와 통신하기 위해 eNB에 의해 사용되고, 특히, CSI-RS를 송신하고 또한 TP들 간의 JT에 대한 위상 차이들 또는 CQI 중 어느 하나 또는 그 모두를 포함하는 CSI 피드백을 수신하기 위해 사용된다. 리소스 할당기(1130)는 UE들로부터의 CSI 피드백들에 기초하여, CSI-RS 구성들을 UE들에게 할당하고 데이터 리소스들을 UE들로 스케줄링하기 위해 eNB에 의해 사용된다. 상기 동작 모두는 제어기(1110)에 의해 제어된다.

도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따르는 CSI 피드백 과정의 순서도이다.

도 12를 참조하면, 단계 1210에서 피드백 생성부(1030)는 JT에 관련된 복수의 TP들에 대한 랭크값을 확인하고 그 중 최대값을 랭크 값으로서 결정한다. 이와 관련해서는 수학식 2 및 수학식 7을 참조하여 설명한 바와 같다. 모든 TP의 랭크값이 동일하다면 단계 1210은 생략될 수도 있다.

단계 1220에서 피드백 생성부(1030)는 수학식 1 또는 수학식 9에 따라 복수의 TP들 사이의 최적의 위상 차이를 구한다. 즉 피드백 생성부(1030)는 상술한 실시 예들에 따라 채널 품질이 최대가 되는 최적의 위상 차이를 구한다. 그에 따라 해당 위상 차이에 상응하는 프리코딩 매트릭스도 결정된다.

단계 1230에서 피드백 생성부(1030)는 단계 1220의 최적의 위상 차이값에 다라 CQI를 획득한다. 즉, 피드백 생성부(1030)는 상기 최적의 위상 차이값이 적용된다고 가정하여 CQI를 계산한다.

단계 1240에서 피드백 생성부(1030)는 송수신부 획득된 RI, PMI, CQI 중 적어도 일부를 포함하는 CSI를 생성하고, 송수신부(1010)는 해당 CSI를 송신한다. 실시 예에 따라 JT에 대한 RI, JT에 대한 PMI 중 일부가 CSI에서 생략될 수 있다.

이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.

또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.

이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다.

본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시 예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구의 범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구의 범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

한편, 본 명세서와 도면에는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 개시하였으며, 비록 특정 용어들이 사용되었으나, 이는 단지 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 발명의 이해를 돕기 위한 일반적인 의미에서 사용된 것이지, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예 외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.

Claims

CoMP (coordinated multi-point) 단말의 CSI (channel state information) 송신 방법에 있어서,
복수의 송신 포인트들로부터 CSI-RS (기준 신호; reference signal)를 수신하는 단계;
상기의 복수의 송신 포인트들의 복수의 랭크 값들 중 최대 랭크 값을 결정하는 단계;
상기 결정된 최대 랭크 값에 기반하여 상기 복수의 송신포인트들 사이에 요구되는 채널 품질을 제공하도록 계산된 위상 차이 값을 결정하는 단계;
상기 위상 차이 값을 기반으로 CQI (channel quality indicator)를 획득하는 단계; 및
상기 CQI를 포함하는 CSI를 송신하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 CSI는 상기 결정된 최대 랭크 값에 상응하는 RI (rank indicator)를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 CSI는 상기 위상 차이 값을 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 CSI는 상기 위상 차이 값에 상응하는 PMI (precoding matrix indicator)를 더 포함하는 방법.
CSI (channel state information)를 송신하는 CoMP (coordinated multi-point) 단말에 있어서,
송수신부; 및
복수의 송신 포인트들로부터 CSI-RS (기준 신호; reference signal)를 수신하고,
상기의 복수의 송신 포인트들의 복수의 랭크 값들 중 최대 랭크 값을 결정하고,
상기 결정된 최대 랭크 값에 기반하여 상기 복수의 송신포인트들 사이에 요구되는 채널 품질을 제공하도록 계산된 위상 차이 값을 결정하고,
상기 위상 차이 값을 기반으로 CQI (channel quality indicator)를 획득하고,
상기 CQI를 포함하는 CSI를 송신하는 제어부를 포함하는 단말.
제5항에 있어서,
상기 CSI는 상기 결정된 최대 랭크 값에 상응하는 RI (rank indicator)를 더 포함하는 단말.
제5항에 있어서,
상기 CSI는 상기 위상 차이 값을 더 포함하는 단말.
제5항에 있어서,상기 CSI는 상기 위상 차이 값에 상응하는 PMI (precoding matrix indicator)를 더 포함하는 단말.