WO2018128498A1 - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2018128498A1
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박해욱
김형태
강지원
김기준
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엘지전자(주)
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    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method for reporting channel state information and an apparatus for performing / supporting the same.
  • Mobile communication systems have been developed to provide voice services while ensuring user activity.
  • the mobile communication system has expanded not only voice but also data service.As a result of the explosive increase in traffic, a shortage of resources and users are demanding higher speed services, a more advanced mobile communication system is required. have.
  • MIMO Massive Multiple Input Multiple Output
  • ON In—band Full Duplex
  • NOMA on-orthogonal multiple access
  • ultra-wideband Various technologies such as Super wideband support and ' Device Networking ' are being studied.
  • An object of the present invention is to propose a method for transmitting and receiving channel state information (CSI).
  • CSI channel state information
  • the technical problems to be achieved in the present invention are not limited to the technical problems mentioned above, and other technical problems not mentioned above will be clearly understood by those skilled in the art to which the present invention pertains. Can be.
  • An aspect of the present invention is a method for reporting channel state information (CSI) of a terminal in a wireless communication system, comprising: receiving a CSI—fesion signal (RS) transmitted through a plurality of panels from a base station; Measuring step; And reporting the CSI generated based on the CSI-RS measurement to the base station.
  • CSI channel state information
  • the terminal reports the wideband (WB) panel corrector (WB) and the subband (SB) panel compensator for the plurality of panels as the CSI, the WB panel compensator and the SB panel compensator Can be reported in different bit widths.
  • WB wideband
  • SB subband
  • the WB panel compensator and the SB panel compensator are the plurality of It can be used for phase correction between panels.
  • the bit width of the SB panel compensator may be smaller than the bit width of the WB panel compensator.
  • the bit width of the SB panel compensator may be 1 bit, and the bit width of the WB panel compensator may be 2-bit.
  • the WB panel compensator may be reported based on quadrature phase-shift keying (QPSK), and the SB panel compensator may be reported based on binary phase-shift keying (BPSK).
  • QPSK quadrature phase-shift keying
  • BPSK binary phase-shift keying
  • the WB panel compensator may be reported with a 2-bit bit width.
  • the number of the plurality of panels may be set by higher layer signaling.
  • reporting of the WB panel compensator and / or the SB panel compensator may be set by the higher layer signaling.
  • the WB panel compensator and the SB panel compensator may be reported in the PI (Precoding Matrix Index) in the CSI.
  • the WB panel compensator and the SB panel compensator may be independently reported for each of the plurality of panels.
  • a terminal for receiving channel state information-reference signal comprising: a radio frequency (RF) unit for transmitting and receiving a radio signal; And a processor controlling the RF unit;
  • the processor may include a plurality of (Multi) from a base station. Measuring a CSI-RS (reference signal) transmitted through the panels, and reports the CSI generated based on the CSI-RS measurement to the base station, the terminal is WB (Wideband) panel compensation for the plurality of panels When a corrector and a subband panel compensator are reported as the CSI, the WB panel compensator and the SB panel compensator may report different bit widths.
  • CSI—Reference Signal Reference Signal
  • the WB panel compensator and the SB panel compensator may be used for phase correction between the plurality of panels.
  • the bit width of the SB panel compensator may be smaller than the bit width of the WB panel compensator.
  • the bit width of the SB panel compensator may be 1 bit, and the bit width of the WB panel compensator may be 2 bit.
  • the WB panel compensator may be reported based on quadrature phase-shift keying (QPSK), and the SB panel compensator may be reported based on binary phase-shift keying (BPSK).
  • QPSK quadrature phase-shift keying
  • BPSK binary phase-shift keying
  • the terminal can smoothly derive the CSI and feed it back to the base station.
  • a codebook for NR which is newly introduced in a multi-panel array, is defined so that ambiguity as to which codebook to apply to NR is resolved.
  • the bit width between the WB panel compensator and the SB panel compensator is defined differently in consideration of the SB characteristic, signaling overhead is reduced.
  • the advantage is that the correct CS can be reported to the base station without a significant increase.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • FIG. 7 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 8 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 10 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 11 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of forming 3D (Dimension) beams based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3D Dission
  • FIG. 12 illustrates a two-dimensional antenna system having cross polarization in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 13 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 14 illustrates a sel f-contained sub frame structure to which the present invention can be applied.
  • 15 is a diagram illustrating a hybrid beamforming structure in terms of TXRU and physical antenna.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a beam sweeping operation for a synchronization signal and system information in a DL transmission process.
  • Figure 17 illustrates a panel antenna array that can be applied to the present invention.
  • FIG. 20 illustrates a non-uniform port array in accordance with an embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 is a flowchart illustrating a CSI reporting method of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • 24 is a block diagram of a wireless communication device according to one embodiment of the present invention.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is obvious that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by a ' base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station (BS) may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an evolved-NodeB (eNB), a base transceiver system (BTS), and an access point (AP). .
  • a 'terminal' may be fixed or mobile, and may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a user terminal (UT), a mobile subscriber station (MSS), a subscriber station (SS), and an AMS ( Advanced Mobile Station (WT), Wireless Terminal (WT), Machine-Type Communication (MTC) Device, Machine-to-Machine (2) Device, and Device-to-Device (D2D) Device.
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • UT user terminal
  • MSS mobile subscriber station
  • SS subscriber station
  • AMS Advanced Mobile Station
  • WT Wireless Terminal
  • MTC Machine-Type Communication
  • Machine-to-Machine (2) Device Machine-to-Machine (2) Device
  • D2D Device-to-Device
  • downlink means communication from a base station to a terminal
  • uplink means communication from a terminal to a base station.
  • DL downlink
  • UL uplink
  • a transmitter may be part of a base station
  • a receiver may be part of a terminal
  • uplink a transmitter may be part of a terminal and a receiver may be part of a base station.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • NOMA NOMA
  • CDMA may be implemented with a radio technology ⁇ (radio technology), such as (universal terrestrial radio access) or UTRA CE A2000.
  • TDMA can be implemented with wireless technologies such as global system for mobile communications (GSM) / general packet radio service (GPRS) / enhanced data rates for GSM evolution (EDGE) . have.
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA may be implemented in a wireless technology such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, e-UTRA (evolved UTRA), and the like.
  • UTRA is a universal mobile telecommunications system (UMTS).
  • 3rd generation partnership project (3GPP) long term evolution (LTE) is part of evolved UMTS (E-UMTS) using E-UTRA, which employs OFDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A evolution of 3GPP LTE.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802, 3GPP and 3GPP2. That is, the embodiments of the present invention have not been described in order to clearly reveal the technical spirit of the present invention. Steps or portions may be supported by the documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3GPP LTE / LTE—A supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency division duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • Type 1A illustrates a structure of a type 1 radio frame.
  • Type 1 radio frames can be applied to both full duplex and half duplex FDD.
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • One subframe consists of two consecutive slots in the time domain, and subframe i consists of slot 2i and slot 2i + l.
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • uplink transmission and downlink transmission are distinguished in the frequency domain. While there is no restriction on full-duplex FDD, in the half-duplex FDD operation, the terminal cannot simultaneously transmit and receive.
  • One slot includes a plurality of resources beultok in the frequency domain comprises a plurality of OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) symbols in the time domain: include (RB Resource Block). Since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, the OFDM symbol is for representing one symbol period. The OFDM symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • FIG. 1 shows a frame structure type 2.
  • an uplink-downlink configuration is a rule indicating whether uplink and downlink are allocated (or reserved) for all subframes.
  • Table 1 shows an uplink-downlink configuration.
  • 'D' represents a subframe for downlink transmission
  • ' ⁇ ' represents a subframe for uplink transmission
  • 'S' represents a downlink pilot time slot.
  • GP guard period
  • UpPTS uplink pilot time slot
  • DwPTS is used for initial cell search, synchronization or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • GP is a section for removing interference caused in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • Uplink-downlink configuration can be classified into seven types, and the location and / or number of downlink subframes, special subframes, and uplink subframes are different for each configuration.
  • Table 2 shows the special sub-loop "structure of the frame (DwPTS / GP / UpPTS length).
  • the structure of a radio frame according to the example of FIG. 1 is just one example, and the number of subcarriers included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of OFDM symbols included in the slot may vary. Can be.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols and one resource block includes twelve subcarriers in the frequency domain, but the present invention is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element, and one resource block (RB) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number I ⁇ DL of the resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • up to three OFDM symbols in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are data regions to which a Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) is allocated. data region).
  • Examples of the downlink control channel used in 3GPP LTE include a PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH (Physical Downlink Control Channel), PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel).
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • PHICH is a male answer channel for the uplink and a PHQ for a hybrid automatic repeat request (HA Q).
  • DCI downlink ink control information
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the uplink subframe includes a control region in the frequency domain. It can be divided into data areas.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) carrying uplink control information is allocated to the control region.
  • a PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) carrying user data is allocated.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • a PUCCH for one UE is allocated a resource block (RB) pair in a subframe.
  • RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots.
  • This RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary (slot boundary).
  • MIMO technology generally uses multiple transmit (Tx) antennas and multiple receive (Rx) antennas, away from the one that uses one transmit antenna and one receive antenna.
  • the MIMO technology is a technique for increasing capacity or individualizing performance by using multiple input / output antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • 'MIMO' will be referred to as a multiple input / output antenna-.
  • the multi-input / output antenna technology does not rely on one antenna path to receive one total message, but collects a plurality of pieces of data received through several antennas to complete complete data.
  • multiple input / output antenna technology can increase the data rate within a specific system range, and also allows the system to You can increase the range.
  • MIMO communication technology is a next-generation mobile communication technology that can be widely used in mobile communication terminals and repeaters, and is interested as a mechanism for overcoming the transmission limitation of other mobile communication depending on the limit situation due to the expansion of data communication. Are gathering.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • the technique of the multiple input / output antennas improves transmission rate by simultaneously transmitting a plurality of data symbols by using a spatial diversity scheme that improves transmission reliability by using symbols passing through various channel paths and by using a plurality of transmit antennas. It can be divided into spatial multiplexing method. In addition, researches on how to appropriately combine these two methods to obtain the advantages of each are being studied in recent years.
  • the spatial diversity scheme there is a space-time block code sequence, and a space-time Trelis code sequence system that simultaneously uses diversity gain and coding gain.
  • the bit error rate improvement performance and the code generation degree of freedom are excellent in the Tetris coding method, but the computational complexity is simple in space-time blocking code.
  • Such a spatial diversity gain can be obtained by an amount corresponding to a product (N_ T X N_R) of the number of transmit antennas N_T and the number of receive antennas N_R.
  • the spatial multiplexing technique is a method of transmitting different data strings at each transmitting antenna, and at the receiver, mutual interference occurs between data transmitted simultaneously from the transmitter.
  • the receiver removes this interference using an appropriate signal processing technique and receives it.
  • the noise cancellation method used here is a maximum likelihood detection (LD) receiver, a zero-f orcing (ZF) receiver, a minimum mean square error (M SE) receiver, and a D-BLAST (Diagonal-Bell) receiver.
  • LD maximum likelihood detection
  • ZF zero-f orcing
  • M SE minimum mean square error
  • D-BLAST Diagonal-Bell
  • N_T transmit antennas and N ⁇ R receive antennas exist as shown in FIG. 5.
  • the maximum transmittable information is N_T, so this may be represented by the following vector.
  • the transmission power can be different for each transmission information s_l, s_2 S_N ⁇ T, wherein each of the transmission power ⁇ 1, ⁇ 2,. . . , ⁇ ⁇ ⁇ ,
  • the transmission information whose transmission power is adjusted may be represented by the following vector.
  • a diagonal matrix of the transmission power is transmitted by adjusting the transmission power of Equation 3 adjusted.
  • the information vector whose transmission power is adjusted in Equation 4 is then multiplied by the weight matrix W to form N ⁇ T transmission signals ⁇ _1, ⁇ _2, ⁇ _ ⁇ _ ⁇ actually transmitted.
  • the weight matrix plays a role of appropriately distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • Such transmission signals x_l and x_2 x_N_T can be expressed as follows using vector X.
  • w_i j represents a weight between the i th transmit antenna and the j th transmission information
  • W is represented by a matrix.
  • W is called a weight matrix or a precoding matrix.
  • the above-described transmission signal (X) can be considered divided into the case of using the spatial diversity and the case of using the spatial multi-polishing all.
  • a method of combining spatial multiplexing and spatial diversity is also conceivable. That is, for example, transmission using the three transmit spatial diversity such as the signal via the antenna, and the other may also be considered in each case to send another signal space multi-pole raeksing.
  • the reception signals are represented as vector y by the reception signals y_l and y_2 y_N_R of each antenna as follows.
  • each channel may be classified according to a transmit / receive antenna index, and a channel passing through a receive antenna i from a transmit antenna j will be denoted as h_ij.
  • the index of h—ij is the receive antenna index first and the transmit antenna index later.
  • These channels can be grouped together and displayed in vector and matrix form.
  • An example of the vector display is described below.
  • a channel arriving from a total of N_T transmit antennas to a reception antenna i may be expressed as follows.
  • Equation 7 may be expressed as follows.
  • n [n x , n 2 , ---, n NR
  • each of the multiple input / output antenna communication systems may be represented through the following relationship. [Equation 10]
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the state of the channel is determined by the number of transmit and receive antennas.
  • the number of rows is equal to the number of receiving antennas N_R
  • the number of columns is equal to the number of transmitting antennas N ⁇ T. That is, the channel matrix H becomes an N— RXN_T matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other.
  • the rank of the matrix cannot be greater than the number of rows or columns.
  • the tank rank (H) of the channel matrix H is limited as follows.
  • the tank when the matrix is eigen value decomposition, the tank may be defined as the number of eigen values other than eigen values. In a similar way, it can be defined as the number of non-zero singular values when the tank is singular value decomposition (SVD). Therefore, the physical meaning of the tank in the channel matrix is the maximum number that can send different information in a given channel.
  • SVD singular value decomposition
  • a 'rank' for MIMO transmission is specified at a specific time point and at a specific time. It represents the number of paths that can transmit signals independently from the frequency resource, and the number of paths of 'one-a' (l ⁇ yg ⁇ )-is one path through the path. -Indicates the number of lines in the line—the hormonal trim. In general, since the transmitting end transmits the number of layers corresponding to the number of hanks used for signal transmission, unless otherwise specified, the tank has the same meaning as the number of layers.
  • Reference Signal RS
  • the signal Since data is transmitted over a wireless channel in a wireless communication system, the signal may be distorted during transmission. In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion of the received signal must be corrected using the channel information.
  • a signal transmission method known to both a transmitting side and a receiving side and a method of detecting channel information using a distorted degree when a signal is transmitted through a channel are mainly used.
  • the above-mentioned signal is called a pilot signal or a reference signal (RS).
  • RS can be classified into two types according to its purpose: an RS for obtaining channel state information and an RS used for data demodulation. have.
  • the former Since the former has a purpose for the UE to acquire channel state information on the downlink, it should be transmitted over a wide band, and a UE that does not receive downlink data in a specific subframe should be able to receive and measure its RS. It is also used for radio resource management (RRM) measurement rounds of handover loops.
  • RRM radio resource management
  • the latter is an RS that the base station sends along with the corresponding resource when the base station transmits the downlink, and the UE can estimate the channel by receiving the RS, and thus can demodulate the data.
  • This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the downlink reference signal is one common reference signal (CRS: common RS) for acquiring information on channel state shared by all terminals in a cell and measuring such as handover and a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • CRS common reference signal
  • RS dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • DRS is used only for data demodulation
  • CRS is used both for channel information acquisition and data demodulation.
  • the receiving side measures the channel state from the CRS and transmits an indicator related to the channel quality such as the channel quality indicator (CQI), the precoding matrix index ( ⁇ ) and / or the rank indicator (i).
  • CRS is also referred to as cell-specific reference signal (cell-pecif ic RS).
  • cell-pecif ic RS channel state information
  • CSI channel state information
  • the DRS may be transmitted through resource elements when data demodulation on the PDSCH is needed. Can be.
  • the UE may receive the presence or absence of a DRS through a higher layer and is valid only when a corresponding PDSCH is mapped.
  • the DRS may be referred to as a UE-specific reference signal (UE- specific RS) or a demodulation reference signal (DMRS).
  • UE- specific RS UE-specific reference signal
  • DMRS demodulation reference signal
  • FIG. 7 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a downlink resource block pair may be represented by 12 subcarriers in one subframe X frequency domain in a time domain in a unit in which a reference signal is mapped. That is, one resource block pair on the time axis (X axis) has a length of 14 OFDM symbols in case of normal cyclic prefix (normal CP) (in case of FIG. 7 (a)), and an extended cyclic prefix ( extended CP: extended Cyclic Prefix) has a length of 12 OFDM symbols (in case of FIG.
  • resource elements described as '0', '1', '2' and '3' in the resource block grid (REs) denotes CRS positions of antenna port indexes '0', '1', '2', and '3', respectively, and resource elements described as 'D' denote positions of the DRS.
  • the reference signal for the single antenna port is arranged.
  • reference signals for the two transmit antenna ports are arranged using time division multiplexing (TDM) and / or FDM frequency division multiplexing (FDM) scheme. That is, the reference signals for the two antenna ports are assigned different time resources and / or different frequency resources to distinguish each other.
  • TDM time division multiplexing
  • FDM frequency division multiplexing
  • the base station uses four transmit antennas, reference signals for the four transmit antenna ports are arranged using the TDM and / or FDM scheme.
  • the channel information measured by the receiving side (terminal) of the downlink signal is transmitted through a single transmit antenna, transmit diversity, closed loop spatial multiplexing, and open loop spatial multiplexing.
  • a transmission scheme such as a multi-user multi-input / output antenna (Mult i-User MIMO).
  • MIMO multi-user multi-input / output antenna
  • a reference signal is transmitted from a specific antenna port, the reference signal is transmitted to a location of resource elements specified according to a pattern of the reference signal, and the location of resource elements specified for another antenna port. Is not sent to. That is, reference signals between different antennas do not overlap each other.
  • RS for up to eight transmit antennas must also be supported.
  • downlink RS defines only RSs for up to four antenna ports
  • RS for these antenna ports is additionally defined when a base station has four or more up to eight downlink transmit antennas in an LTE-A system.
  • RSs for up to eight transmit antenna ports must be designed, both for the channel measurement described above and for RS for data demodulation.
  • LTE terminals can be used in LTE-A systems. It should work well and the system should support it. From an RS transmission point of view, an RS for an additional up to eight transmit antenna ports should be additionally defined in the time-frequency domain in which CRS defined in LTE is transmitted every subframe over the entire band. In the LTE-A system, when RS patterns of up to eight transmit antennas are added to all bands in every subframe in the same manner as the CRS of the existing LTE, the RS overhead becomes excessively large.
  • the newly designed RS in LTE-A system is largely divided into two categories, RS for channel measurement purpose for selecting MCS, PI, etc. (CSI-RS: Channel State Infation-S, Channel State Indication-RS, etc.) Data is Demodulation- RS):) and RS (DM-RS for demodulation fermentizing to be sent to the eight transmitting antennas.
  • CSI-RS Channel State Infation-S, Channel State Indication-RS, etc.
  • Data is Demodulation- RS):) and RS (DM-RS for demodulation fermentizing to be sent to the eight transmitting antennas.
  • the CSI-RS for channel measurement purpose is characterized in that the CRS-RS is designed for channel measurement-oriented purpose, unlike the conventional CRS used for data demodulation at the same time as channel measurement and handover measurement. It may also be used for the purpose of measuring such as over. Since the CSI-RS is transmitted only for the purpose of obtaining information on the channel state, unlike the CRS, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe. In order to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS is transmitted intermittently on the time axis.
  • LTE-A system In LTE-A system, up to eight transmit antennas are supported on the downlink of a base station.
  • the RS for up to 8 transmit antennas are transmitted in every subframe in the same manner as the CRS of the existing LTE, the RS overhead becomes excessively large. Therefore, in LTE-A system, such as MCS, PMI Two RSs were added, separated into CSI-RS for CSI measurement for selection and DM-RS for data demodulation.
  • CSI—RS can be used for purposes such as RRM measurement, but is designed for the primary purpose of obtaining CSI. Since the CSI-RS is not used for data demodulation, it does not need to be transmitted every subframe.
  • the intermittent transmission is performed on the time axis. That is, the CSI-RS may be periodically transmitted with an integer multiple of one subframe or may be transmitted in a specific transmission pattern. At this time, the period or pattern in which the CSI-RS is transmitted may be set by the eNB.
  • the UE In order to measure RS, the UE MUST transmit the CSI-RS transmit subframe index for each CSI-RS antenna port of its cell, and the CSI-RS resource element (RE) time—frequency position within the transmit subframe. , And information about the CSI-RS sequence.
  • RE resource element
  • the eNB should transmit CSI-RS for up to eight antenna ports, respectively.
  • Resources used for CSI-RS transmission of different antenna ports should be orthogonal to each other.
  • these resources may be orthogonally allocated in FDM / TDM manner by mapping CSI-RSs for each antenna port to different REs.
  • the CSI-RSs for different antenna ports may be transmitted in a CDM scheme that maps to orthogonal codes.
  • the eNB When the eNB informs its cell UE about the CSI—RS, it must first inform the CSI—RS for each antenna port of the time-frequency to which it is mapped. Specifically, subframe numbers through which the CSI-RSs are transmitted or through which the CSI-RSs are transmitted Period, the subframe offset at which the CSI-RS is transmitted, and the OFDM symbol number at which the CSI-RS RE of a specific antenna is transmitted, the frequency spacing, the offset or the shift value of the RE on the frequency axis, and the like.
  • the CSI-RS is transmitted through one, two, four or eight antenna ports.
  • a CSI-RS sequence is a complex-valued modulation symbol a_k used as a reference symbol on each antenna port p as shown in Equation 12 below. , l is mapped to A (p).
  • Equation 12 (k ', 1'> (where k 'is a subcarrier index in a resource block and 1' represents an OFDM symbol index in a slot) and the condition of n_s is shown in Table 3 or Table 4 below. It is determined according to the CSI-RS configuration as shown in Table 3. Table 3 illustrates the mapping of (k ', 1') from the CSI-RS configuration in a general CP.
  • Table 4 illustrates the mapping of (k ', 1') from the CSI-RS configuration in the extended CP.
  • ICI inter-cell interference
  • HetNet heterogeneous network
  • the CSI-RS configuration is different depending on the number of antenna ports and CP in the cell, and adjacent cells may have different configurations as much as possible.
  • the CSI—RS configuration may be divided into a case of applying to both an FDD frame and a TDD frame and a case of applying only to a TDD frame according to a frame structure. Based on Tables 3 and 4, (k ', 1') and n ⁇ s are determined according to the CSI-RS configuration, and the time-frequency resource used for CSI—RS transmission is determined by each CSI-RS antenna port.
  • . 8 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied. In particular, FIG.
  • FIG. 8 illustrates CSI-RS patterns for a case where 1, 2, 4, or 8 CSI-RS antenna ports are included in a subprearm to which normal CP is applied.
  • FIG. 8 (a) shows 20 CSI-RS configurations available for CSI—RS transmission by one or two CSI-RS antenna ports
  • FIG. 8 (b) shows four CSI-RS configurations. Ten CSI-RS configurations available by RS antenna ports are shown
  • FIG. 8 (c) shows five CSI-RS configurations available for CSI-RS transmission by eight CSI-RS antenna ports. .
  • the radio resource (ie, RE pair) to which the CSI-RS is transmitted is determined according to each CSI-RS configuration.
  • CSI-RS for specific sals If one or two antenna ports are configured for transmission, CSI-RS is transmitted on radio resources according to the CSI-RS configuration set among the 20 CSI-RS configurations shown in FIG. Similarly, if four antenna ports are configured for CSI-RS transmission for a specific cell, CSI-RS on a radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the 10 CSI-RS configurations shown in FIG. Is sent. In addition, if eight antenna ports are configured for CSI RS transmission for a specific cell, CSI RS is performed on a radio resource according to the CSI-RS configuration among the five CSI-RS configurations shown in FIG. Is sent.
  • the CSI-RS for each antenna port is the CDM for the same radio resource.
  • Code Division Multiplexing is transmitted.
  • the respective CSI-RS complex symbols for antenna ports 15 and 16 are the same, but different orthogonal codes (e.g., Walsh codes) are multiplied to the same radio resource.
  • the complex symbol of CSI-RS for antenna port 15 is multiplied by [1, 1]
  • the complex symbol of CSI—RS for antenna port 16 is multiplied by [1 -1] and mapped to the same radio resource.
  • the UE can detect the CSI-RS for a particular antenna port by multiplying the transmitted multiplied code. That is, the multiplied code [1 1] to detect CSI-RS for antenna port 15 is multiplied, and the multiplied code [1 -1] to detect CSI-RS for antenna port 16.
  • a radio resource according to a CSI-RS configuration having a small number of CSI-RS antenna ports may be used. It includes radio resources.
  • the radio resource for the eight antenna port number includes both the radio resource for the four antenna port number and the radio resource for the one or two antenna port number.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 9 illustrates CSI-RS patterns for a case where 1, 2, 4, or 8 CSI-RS antenna ports are included in a subframe to which an extended CP is applied.
  • Figure 9 shows 16 CSI-RS configurations available for CSI-RS transmission by one or two CSI-RS antenna ports
  • Figure 8 (b) shows four CSI-RS antenna ports 8 shows the CSI-RS configurations available for use
  • FIG. 8 (c) shows the four CSI-RS configurations available for CSI-RS transmission by eight CSI-RS antenna ports.
  • the radio resource (ie, RE pair) to which the CSI-RS is transmitted is determined according to each CSI-RS configuration.
  • One or two antenna ports are available for CSI-RS transmission for a particular cell. If set, CSI-RS is transmitted on the radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the 16 CSI-RS configurations shown in FIG.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI—RS configuration among the eight CSI—RS configurations shown in FIG. Is sent.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the CSI-RS configuration among four CSI—RS configurations shown in FIG. 9C. Is sent.
  • a plurality of CSI-RS configurations may be used in one cell. Non-zero power (NZP) CSI-RS is used with only zero or one CSI-RS configuration, zero power (ZP) CSI—RS is zero or multiple CSI-RS Configuration can be used.
  • NZP Non-zero power
  • ZP zero power
  • ZP CSI-RS For each bit set to 1 in ZP CSI-RS (ZP CSI-RS), a 16-bit bitmap set by the upper layer, the UE corresponds to the four CSI-RS columns of Tables 3 and 4 above. Assume zero transmit power in the REs (except in the case of overlapping with the RE assuming NZP CSI-RS set by the upper layer). Most Significant Bit (MSB) corresponds to the lowest CSI-RS configuration index, and the next bit in the bitmap corresponds to the next CSI-RS configuration index.
  • MSB Most Significant Bit
  • the CSI-RS is transmitted only in a downlink slot that satisfies the condition of (n—s mod 2) in Table 3 and Table 4 and a subframe that satisfies the CSI-RS subframe configuration.
  • TDD frame structure type 2
  • SS sync signal
  • CSI—RS is not transmitted in a subframe configured for PBCH or SIB 1 (SystemlnformationBlockTypel) message transmission and a subframe that is collided with or a paging message transmission.
  • SIB 1 SystemlnformationBlockTypel
  • the RE to which the CSI-RS is transmitted is not used for CSI-RS transmission of PDSCH or other antenna ports.
  • the CSI-RS is not configured to be transmitted every subframe, but is configured to be transmitted at a predetermined transmission period corresponding to a plurality of subframes. In this case, the CSI-RS transmission overhead may be much lower than when the CSI-RS is transmitted every subframe.
  • T_CSI-RS Subframe periods
  • A_CSI-RS subframe offset
  • CSI-RS according to CSI-RS subframe configuration (I— CSI-RS)
  • T_CSI-RS transmission period
  • ⁇ SI CSI-RS subframe offset
  • the CSI-RS subframe configuration of Table 5 may be set to any one of the -SubframeConfig 'field and the 1 zeroTxPowerSubfragConfig 1 field.
  • the CSI-RS subframe configuration can be set separately for NZP CSI-RS and ZP CSI—RS.
  • the subframe including the CSI-RS satisfies Equation 13 below.
  • T—CSI-RS is a CSI-RS transmission period
  • ⁇ —CSI-RS is a subframe offset value
  • n—f is a system frame number
  • n_s is a slot number.
  • one UE may configure one CSI-RS resource configuration.
  • the UE may be configured with one or more CSI-RS resource configuration (s).
  • antennaPortsCount In the current LTE standard, there are antennaPortsCount, subframingConfig, resourceConfig, and so on as parameters for CSI-RS configuration. These parameters include the number of antenna ports on which the CSI-RS is transmitted, what is the period and offset of the subframe in which the CSI-RS is to be transmitted, and what RE location (eg, frequency and OFDM symbol index) in that subframe. ), And so on.
  • the base station may transmit specific CSI— RS configuration to the UE. When instructing / delivering, the following parameters / information are passed.
  • antennaPortsCount Parameter represents the number of antenna ports used for transmission of CSI reference signals (e.g., 1 CSI-RS port, 2 CSI-RS ports) , 4 CSI-RS ports, or 8 CSI-RS ports)
  • resourceConf ig parameter regarding the location of the CSI-RS allocated resource
  • subframeConfig a parameter related to a subframe period and offset to which the CSI-RS is to be transmitted
  • CSI feedback CSI Regarding the UE's assumption about the reference PDSCH transmission power for RS, the PC corresponds to the hypothesized ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when the UE derives CSI feedback and has a magnitude of ldB.
  • Pc is the assumed ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when UE derives CSI feedback and takes values in the range of [-8, 15] dB with 1 dB step size
  • -zeroTxPowerResourceConf igList Parameters related to zero-power CSI-RS configuration.
  • a MIMO system with multiple antennas can be referred to as a Massive MIMO system, and is intended to improve spectral ef f iciency, energy ef f iciency, and processing complexity. It is attracting attention as a means.
  • Massive MIMO is also supported by full-dimensional MIMO (FD-MIMO).
  • FD-MIMO full-dimensional MIMO
  • AAS active antenna system
  • AAS eliminates the need for separate cables, connectors, and other hardware to connect amplifiers and antennas with active antennas, resulting in high efficiency in terms of energy and operating costs.
  • the AAS supports an electronic beam control scheme for each antenna, thereby enabling advanced MIMO techniques such as forming a precise beam pattern or forming a 3D beam pattern in consideration of the beam direction and beam width.
  • a three-dimensional wide pattern may be formed by an active antenna of the AAS.
  • FIG. 10 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • N_h represents the number of antenna columns in the horizontal direction
  • N_v represents the number of antenna rows in the vertical direction.
  • the radio wave can be controlled in both the vertical direction (elevation) and the horizontal direction (azimuth) so that the transmission beam can be controlled in three-dimensional space.
  • This type of wavelength control mechanism may be referred to as three-dimensional beamforming.
  • FIG. 11 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of forming 3D (Dimension) beams based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3D Dission
  • FIG. 11 illustrates the example described above and illustrates a 3D MI O system using a 2D antenna array (ie, 2D-AAS).
  • 2D-AAS 2D antenna array
  • quasi-static or dynamic beam formation in the vertical direction as well as the horizontal direction of the wide range can be performed, and for example, the formation of sectors in the vertical direction can be considered.
  • the base station when forming a receiving beam by using a large receiving antenna, signal power increases according to an antenna array gain. You can expect the effect. Therefore, in the uplink, the base station can receive a signal transmitted from the terminal through a plurality of antennas, the terminal can set its transmission power very low in consideration of the gain of the large receiving antenna to reduce the interference effect. There is an advantage.
  • FIG. 12 illustrates a two-dimensional antenna system having cross polarization in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • systems based on active antennas are weighted to active elements (e.g. amplifiers) attached (or included) to each antenna element. You can dynamically adjust the gain of an element. Since the radiation pattern depends on the antenna arrangement such as the number of antenna elements, antenna spacing, etc., the antenna system can be modeled at the antenna element level.
  • active elements e.g. amplifiers
  • An antenna array model such as the example of FIG. 12 may be represented by (M, N, P), which corresponds to a parameter characterizing the antenna array structure.
  • M is the number of antenna elements with the same polarization in each column (ie in the vertical direction) (ie, the number of antenna elements with + 45 ° slant in each column, or Number of antenna elements with-45 ° slant in each column).
  • N is the number of columns in the horizontal direction (i.e. the number of antenna elements in the horizontal direction) Indicates.
  • Te 1 (antenna port) 3 ⁇ 4H3 ⁇ 4 - 3 ⁇ 4 may be defined by a reference signal related to the 4-port Te have.
  • antenna port 0 may be associated with a cell-specific reference signal (CRS) and antenna port 6 may be associated with a positioning reference signal (PRS).
  • PRS positioning reference signal
  • the antenna port 0 which is' mapped to one physical antenna elements of the antenna port 1 may be mapped to different physical antenna elements.
  • two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • a single antenna port can be mapped to multiple physical antenna elements. This may be the case when used for beamforming. Beamforming can direct downlink transmissions to specific terminals by using multiple physical antenna elements. Antennas, typically consisting of multiple columns of multiple cross polarization antenna elements You can achieve this by using an array. In this case, at the terminal, there is a single downlink transmission generated from a single antenna port. One relates to the CRS for antenna port 0 and the other relates to the CRS for antenna port 1.
  • the antenna port represents downlink transmission at the terminal's point of view, not actual downlink transmission transmitted from the physical antenna element at the base station.
  • multiple antenna ports are used for downlink transmission, but each antenna port may be mapped to multiple physical antenna elements.
  • the antenna array may be used for downlink MIMO or downlink diversity.
  • antenna ports 0 and 1 may each map to multiple physical antenna elements.
  • two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • MIMO precoding of data streams may go through antenna port virtualization, transceiver unit (or transceiver unit) (TXRU) virtualization, antenna element pattern.
  • TXRU transceiver unit
  • Antenna port virtualization allows the stream on the antenna port to be precoded on the TXRU.
  • TXRU virtualization allows the TXRU signal to be precoded on the antenna element.
  • the antenna element pattern may have a directional gain pattern of the signal radiated from the antenna element.
  • TXRU virtualization effect is TXRU virtualization and antenna Combined into a static (TXRU) antenna pattern that includes all of the effects of the element pattern.
  • Antenna port virtualization can be performed in a frequency-selective manner.
  • an antenna port is defined with a reference signal (or pilot).
  • the DMRS is transmitted in the same bandwidth as the data signal, and both the DMRS and the data are precoded with the same precoder (or the same TXRU virtualized precoding).
  • the CSI-RS is transmitted through multiple antenna ports.
  • the precoder characterizing the mapping between the CSI-RS port and the TXRU can be designed with a unique matrix so that the UE can estimate the TXRU virtualization precoding matrix for the data precoding vector.
  • the TXRU virtualization method includes ID TXRU virtualization and 2D TXRU virtualization, which will be described with reference to the following drawings.
  • FIG. 13 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • M_TXRU TXRUs are associated with M antenna elements consisting of a single column antenna array with the same polarization.
  • the TXRU model configuration corresponding to the antenna array model configuration (M, N, P) of FIG. 11 may be represented by (MJTXRU, N, P).
  • M—TXRU means the number of TXRUs present in the same heat and polarization in 2D and always satisfies M_TXRU ⁇ M. That is, the total number of TXRUs is equal to M TXRUXNXP.
  • the TXRU virtualization model is based on the correlation between antenna elements and TXRU.
  • antenna elements are divided into multiple antenna element groups, and each TXRU is connected to one of the groups.
  • signals of multiple TXRUs are combined and delivered to a single antenna element (or an array of antenna elements).
  • q is a transmission signal vector of antenna elements having M equally polarized signals in one column.
  • w is the wideband TXRU virtualization weight vector and W is the wideband TXRU virtualization weight matrix.
  • x is the signal vector of M_TXRU TXRUs.
  • mapping between the antenna port and the TXRUs may be one-to-l or one-to-many.
  • the TXRU-to-element mapping between the TXRU and the antenna elements is merely an example, and the present invention is not limited thereto, and TXRU and antenna elements may be implemented in various forms from a hardware point of view. The present invention can be equally applied to the mapping between them.
  • Channel-State Information (CSI)-Reference Signal (CSI-RS) For the serving cell and the UE in which transmission mode 9 is configured, the UE may be configured with one CSI-RS resource configuration. For a serving cell and UE configured for transmission mode 10 ms, the UE may be configured with one or more CSI-RS resource configuration (s). The following parameters for a UE that should assume nonzero transmit power for CSI-RS are set via higher ' layer signaling for each CSI-RS resource configuration:
  • transmission mode 10 is configured for the UE, UE assumption of reference PDSCH transmission power for CSI feedback (P_C) for each CSI process. If the CSI subframe sets C_ (CSI, 0) and C_ (CSI, 1) are set by the higher layer for the CSI process, then P_c is set for each CSI subframe set of the CSI process.
  • CDM type parameter if UE is set higher layer parameter CSI-Reporting—Type and CSI reporting type is set to 'CLASS A' for CSI process.
  • P_C is the estimated ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS Energy Per Resource Element (EPSI) when the UE derives CSI feedback and takes a value in the [-8, 15] dB range with IdB step size, where PDSCH EPRE Is the symbol number for the ratio of PDSCH EPRE to cell related RS EPRE.
  • EPSI Energy Per Resource Element
  • the UE does not expect the configuration of the CSI-RS and PMCH in the same subframe of the serving cell.
  • the UE does not expect to receive a CSI-RS configuration index belonging to the [20 -31] set for the generic CP or the [16 -27] set for the extended CP. Do not.
  • the UE may assume that it is QCL for delay spread, doppler spread, Doppler shift, average gain and average delay between CSI—RS antenna ports of the CSI-RS resource configuration.
  • a UE configured with transmission mode 10 and QCL Type B may assume antenna ports 0—3 associated with qcl-CRS-Info—rll corresponding to the CSI-RS resource configuration, and antenna ports corresponding to the CSI-RS resource configuration 15-22 can be assumed to be QCL for Doppler shift and Doppler spread.
  • the reference signal sequence 'nj') may be mapped to complex-valued modulation symbols used as reference symbols of antenna port p.
  • CDMType the upper layer parameter
  • mapping according to Equation 14 below may be performed.
  • mapping 0 according to Equation 15 below may be performed.
  • next-generation RAT with consideration of Ultra-Reliable and Low Latency Communication (URLLC) is being discussed, and this technology is called new RAT (NR). Can be called collectively.
  • URLLC Ultra-Reliable and Low Latency Communication
  • the New RAT system uses an OFDM transmission scheme or a similar transmission scheme, and typically has the OFDM neurology of Table 3 below.
  • FIG. 14 illustrates a self-contained sub frame structure to which the present invention can be applied.
  • the hatched region represents a transmission region of the physical channel PDCCH for DCI transmission
  • the black portion represents the transmission region of the physical channel PUCCH for uplink control information (UCI) transmission.
  • UCI uplink control information
  • Control information transmitted from the eNB to the UE through DC ⁇ information on a cell configuration that the UE needs to know, DL specific information such as DL scheduling, and / or UL specific information such as UL grant, etc. This may exist.
  • the UE via UCI.
  • Control information delivered to the eNB may include an ACK / NACK report of HARQ for DL data, a CSI report for DL channel state, and / or a scheduling request (SR).
  • an area without an indication may be used as a physical channel PDSCH transmission area for downlink data or may be used as a physical channel PUSCH transmission area for uplink data.
  • the feature of this structure is that DL transmission and UL transmission are sequentially performed in one subframe (SF), DL data may be transmitted in the corresponding SF, and UL ACK / NACK may be received. Therefore, according to this structure, it takes a long time to retransmit data when a data transmission error occurs This reduces the latency of final data delivery.
  • a time gap is required for a process of switching a base station and a UE from a transmission mode to a reception mode or a process of switching from a reception mode to a transmission mode.
  • some OFDM symbols at the time of switching from DL to UL in the subframe structure may be set to GP, and such a subframe type may be referred to as 'self-contained SF'.
  • mmW millimeter wave
  • the wavelength is shortened, allowing the installation of multiple antenna elements in the same area. That is, in the 30 GHz band, the wavelength is 1CII1, and a total of 64 (8X8) antenna elements can be installed in a two-dimensional array with 0.5 lambda (wavelength) intervals on a panel of 5 by 5 cm. Therefore, mmW uses multiple antenna elements to increase beamf orming (BF) gain to increase coverage or to increase throughput.
  • BF beamf orming
  • TXRU transmission unit
  • TXRU for all 100 antenna elements There is a problem that the installation is less effective in terms of price.
  • the analog beamforming method has a disadvantage in that only one beam direction can be made in all bands and thus frequency selective beamforming cannot be performed.
  • a hybrid BF having B TXRUs, which is smaller than Q antenna elements, may be considered as an intermediate form between digital BF and analog BF.
  • the directions of the ranges that can be transmitted simultaneously are limited to B or less.
  • analog bump forming (or radio f requency (RF) bump forming) refers to an operation of performing precoding (or combining) in an RF terminal.
  • the baseband stage and the RF stage perform precoding (or combining), respectively, which reduces the number of RF chains and the number of digital (A) / analog (A / D) converters while reducing the number of digital bumps. It has the advantage of being close to the performance.
  • the hybrid beamforming structure may be represented by N transceiver units (TXRUs) and M physical antennas.
  • the digital beamforming for the L data layers to be transmitted by the transmitter can be represented by an N by L matrix, and then the converted N digital signals are transmitted through TXRU.
  • Analog beamforming is applied, which is converted to an analog signal and then represented by an M by N matrix.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a hybrid beamforming structure in terms of TXRU and physical antenna.
  • the number of digital beams is L
  • the number of analog beams is N.
  • the base station is designed to change the analog beamforming in units of symbols, and a direction for supporting more efficient beamforming for a terminal located in a specific area is considered. Furthermore, when defining specific N TXRUs and M RF antennas as one antenna panel in FIG. 15, in a new RAT system, a method of introducing a plurality of antenna panels capable of applying hybrid beamforming independent of each other is possible. Is being considered.
  • the base station utilizes a plurality of analog ranges, per terminal. Since analog beams that are advantageous for signal reception may be different, at least synchronization signals, system information, and paging, etc., change a plurality of analog beams to be applied by a base station in a specific subframe (SF) for each symbol, thereby allowing all terminals to receive reception opportunities. A pan sweeping action is being considered which makes it possible to have.
  • SF subframe
  • 16 is a diagram illustrating a beam sweeping operation for a synchronization signal and system information in a DL transmission process.
  • the system information of the New RAT system is broadcasted.
  • the physical resource (or physical channel) to be transmitted is named as xPBCH (physical broadcast channel).
  • analog bands belonging to different antenna panels in one symbol may be transmitted simultaneously.
  • a method of introducing a beam RS which is a RS to which a single analog beam (as opposed to a specific antenna panel) is applied and transmitted, is discussed.
  • the BRS may be defined for a plurality of antenna ports, and each antenna port of the BRS may correspond to a single analog beam.
  • the synchronization signal or the xPBCH may be transmitted by applying all the analog beams in the analog beam group to be well received by any terminal.
  • the LTE system supports RRM operations for power control, scheduling, cell search, cell reselection, handover, wireless link or connection monitoring, and connection establishment / reestablishment.
  • the serving cell may request RRM measurement information, which is a measurement value for performing an RRM operation, to the UE.
  • the UE may immediately report / acquire information such as cell search information, RSRP (reference signal received power), and RSRQ (reference signal received quality) for each cell.
  • the terminal is an RRM from the serving cell It receives measConfig 'as a higher layer signal for measurement.
  • the terminal may measure RSRP or RSRQ according to the information of the 'measConfig'.
  • the definition of the RSRP, RSRQ, and RSSI according to the TS 36.214 document, the LTE system is the same as ⁇ ] "below.
  • Reference Signal Received Power is defined as the linear average of the power contributions (in [W]) of the resource elements carrying CRS (cell-specific RS) within the considered measurement frequency bandwidth. do.
  • CRS R0 according to TS 36.211 [3] shall be used for RSRP determination. If the UE can reliably detect that R1 is available, RRS can be determined using R1 in addition to R0.
  • the reference point of RSRP should be the antenna connector of the UE.
  • the reported value should not be smaller than the RSRP corresponding to any ' individual diversity branch.
  • Reference signal reception quality is defined as the ratio NXRSRP / (E-UTRA carrier RSSI) (ie, E-UTRA carrier RSSI to NX RSRP), where N is the RB number of the E-UTRA carrier RSSI measurement bandwidth. Measurement of the numerator and denominator are in the same set of resource blocks Should be done for
  • the E-UTRA Carrier Receive Signal Strength Indicator is used for antenna port 0 for N resource blocks from all sources (including co-channel serving and non-serving cells) in the measurement bandwidth. Only the OFDM symbols including the reference symbols may include a linear average of the total received power (in [W]) observed / measured by the terminal, channel interference, thermal noise, and the like. If higher layer signaling indicates a particular subframe for performing RSRQ measurement, the RSSI may be measured for all OFDM symbols in the indicated subframes.
  • the reference point for RSRQ should be the antenna connector of the UE.
  • the reported value should not be smaller than the RSRQ corresponding to any individual diversity branch.
  • RSS can correspond to the received wideband power, including thermal noise and noise generated by the receiver within the bandwidth defined by the receiver pulse shaping filter.
  • the reference point for the measurement shall be the antenna connector of the terminal.
  • the reported value should not be smaller than the UTRA carrier RSSC corresponding to any individual receive antenna branch.
  • Terminal operating in a LTE system, according to the information 'is the internal frequency jeukjeong (Intra- frequency measurement) word j is SIB3 (system information block type 3) the measured bandwidth-related IE (information element) allowed to be transmitted in the case of In the case of industrial-frequency measurements, one of the 6, 15, 25, 50, 75, or 10 resource blocks (ORBs) is allowed through the allowed measurement bandwidth transmitted in system information block type 5 (SIB5). You may be allowed to measure RSRP at the bandwidth corresponding to the bandwidth. Or, if there is no IE, the terminal can measure in the frequency band of the entire DL system by default.
  • SIB3 system information block type 3
  • SIB5 system information block type 5
  • the terminal when the terminal receives the allowed measurement bandwidth, the terminal may regard the value as the maximum measurement bandwidth and may freely measure the value of RSRP within the corresponding bandwidth / value.
  • the serving cell transmits the IE defined as WB (wideband)-RSRQ, and the allowed measurement bandwidth is set to 50 RB or more, the terminal must calculate an RSRP value for the total allowed measurement bandwidth.
  • RSSI can be measured in the frequency band of the receiver of the terminal according to the definition of the RSSI bandwidth.
  • Figure 17 illustrates a panel antenna array that can be applied to the present invention.
  • the panel antenna array is composed of Mg horizontal panels and M vertical panels, and each panel includes M columns and N columns. It can consist of rows.
  • the panel in this figure is shown with reference to the X_pol (cross polarization) antenna.
  • the total number of antenna elements in FIG. 17 may be 2 * M * N * Mg * Ng.
  • Codebooks can be defined in various types, and codebooks in NR (New RAT) can be largely type 1 and type 2 codebooks. Furthermore, each type can be divided into subdivisions according to whether it is a codebook for a single panel or a codebook for a multi-panel (for example, a type 1 single / multi-panel codebook and a type 2 single-multi-panel codebook). .
  • W1 may be defined as in Equation 16 below.
  • W1 means a first PM industry having characteristics of long-term, wideband, and beam group selection.
  • the candidate Discrete Fourier Transfer (DFT) beam number L within B (or Bi) of W1 may be 1, 2, 4 and / or 7.
  • This L value may be set by the network (eg, base station). If L> 1, L beams may be freely selected by the UE.
  • at least one beam group pattern may be defined, examples of which are grouped below with reference to FIGS. 18 and 19. This beam group pattern may be established by a network (eg, base station). A pan pattern may be reported by the UE. Alternatively, L beams may be freely selected by the gNB.
  • L l
  • W1 may be defined as in Equation 17 below.
  • a square indicated by a pattern means selected L beams.
  • a square indicated by a pattern means selected L categories.
  • the pan group pattern includes a row of beams with L> 1 evenly and / or non-uniformly separated by d.
  • L> 1 dl, d2 Vocabulary or multi-values may be supported.
  • a wireless communication system using a panel array antenna including a new RAT
  • beamforming is performed by using a massive antenna, and the beams are formed very narrowly, and in-ear increment between antenna ports depending on the implementation of the panel antenna array.
  • the nature can be broken. Accordingly, the performance of the DFT-based codebook used in LTE, LTE-A, etc. may be degraded. Accordingly, the present specification proposes a codebook structure suitable for the panel array antenna.
  • Equation 18 ml and m2 represent the indexes of the 1I3-DFT codebook of the first and second domains, respectively.
  • N1 and N2 are the first and second panels respectively Shows the number of antenna ports per pol of the dimension.
  • ol and o2 represent the oversampling factors of the first and second dimensions of the panel.
  • M and N represent antenna elements (hereinafter, for convenience of description, M is referred to as a first domain (horizontal) parameter and N is referred to as a second domain (vertical) parameter).
  • the number of ports in the first and second domains is defined as Nl and N2, respectively, as a result of performing antenna element-to-port mapping. do.
  • N1 'and N2' are defined as the number of ports per panel
  • the total number of antenna ports / number (Ntot) considered in the present invention is defined as P * Mg * Ng * Nl '* ⁇ 2'
  • ⁇ is the X-pol antenna.
  • co-pol (same polarization) antenna can be set to 1.
  • the antenna element may be applied to the antenna element according to antenna virtualization.
  • An antenna port after an element or a plurality of antenna elements is virtualized is collectively referred to as an 'antenna port'.
  • Antenna port information (eg, ⁇ N1, N2, 01 and 02 ⁇ , and / or ⁇ Mg, Ng, Nl ', ⁇ 2', 01 and / or 02 ⁇ ) for performing the bumping is higher layer signaled or terminal. You can promise each other in advance.
  • Ntot can be set in various ways, but a codebook structure that can be integratedly applied to antenna ports supported in the LTE system, such as 2, 4, 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32 ports, and the like. Should follow. To this end, in the present specification, a multi-stage codebook structure is considered, and an example of this incremental triple full stage is shown in Equation 19 below.
  • Equation 19 a specific codebook matrix may be replaced with W1 (first PMI) and W2 (second PMI) in a dual-stage codebook structure used for LTE, LTE-A.
  • the 3GPP Rel-13 codebook follows the dual structure of the Rel-10 and Rel-12 codebooks. That is, the characteristics of W1 (long-term, wideband, beam group selection), W2 (short-term, subband, wide selection + co-phasing)
  • the final codebook is formed by two products (i.e., the product of W1 and W2) .However, the difference between the Rel-10 and Rel-12 codebooks is that the antenna ports are considered. Since the antenna port layout includes two dimensions (2D), each category of the codebook consists of a kronecker product form of vertical til and horizontal beams.
  • the 3GPP Rel-13 Tank (Rank) 1-2 codebook is expressed as Equation 20 below.
  • W A (1) represents the final form of the Tank 1 codebook and the final form of the Tank 2 codebook.
  • ⁇ 1 and ⁇ 2 are the number of antenna ports for each polarization in the 1st dimension and the 2nd dimension, respectively. This and o2 are the 1st dimension, respectively. And within the second ⁇ "circle (2nd dimension) Oversampling factor.
  • ml, m2 represent the selection method of the DFT vector in the horizontal inverted "vertical (or l (lst) and second (2nd) domains), respectively.
  • Ml for tank 2)
  • ml and ml ' and m2 (m2 and m2' for rank 2) to configure a particular W1 (i.e., first PMI) 2D beamgroup (i.e., Codebook Config 1 to 4).
  • W1 i.e., first PMI
  • 2D beamgroup i.e., Codebook Config 1 to 4
  • subscript n indicates co-phasing.
  • the 3GPP ' Rel-13 codebook can be considered to extend the 8Tx (8 port transmission) codebook of Rel-10 in two dimensions by using the calculation of the Kronecker product.
  • the function / role of codeword selection corresponding to Tx / Rx analog beamforming may be performed in one stage of the multi-stage of Equation 19 (for example, W1), or the analog codebook is composed of a single codebook matrix. Can be.
  • a weighting vector of TXRU virtualization may be configured as shown in Equation 21 using a 2D subarray model of FD-MIMO.
  • dv and dH are the spacing of each antenna element, is the carrier frequency
  • K is the number of antenna elements in the N1 domain per TXRU
  • L is the number of antenna elements in the N2 domain per TXRU
  • 0—1TXRU and 0_2TXRU make up the TXRU.
  • N2 vertical domain In the case of N2 vertical domain, it may be expressed as a scan and tilt angle.
  • the final Tx analog beam shape may be determined as shown in Equation 22.
  • Equation 22 corresponds to a case where antenna element indexing for virtualization is first performed in the N2 direction. If antenna element indexing for virtualization is performed first in the N1 direction, Equation 22 is modified as in Equation 23 below. Should be. [Equation 23]
  • the direction in which the analog range is directed may be 2D, or may be directed only in the 1D direction using only a vector corresponding to horizontal or vertical virtualization.
  • the embodiments will be described based on the 2D analog beam based on Equation 22, but embodiments are not limited thereto.
  • Equation 21 may be represented by the same DFT beam of Equation 18 through a mathematical relationship. For example, if the equation 21 is converted into a tilting, the Equation 21 may be expressed as Equation 24 below. Can be.
  • Equation 21 may be expressed as Equation 25 below.
  • the analog codebook may be constructed by setting the resulting tilting angle and the scan angle uniformly setting all azimuth and zenith angles (e.g., For example, suppose in Equation 26, the Zenith angle range is —pi to pi, and the Azimuth angle range is -pi / 3 to pi / 3), ⁇ ⁇ "'— ⁇ 2, l- C «
  • the boundary points of the analog beams may be equally divided by the number of analog beams, such as " -2 . In this case, the number of analog beams used and / or the boundary values of the analog beam angles may be notified to the terminal by the RRC. .
  • the analog codebook corresponding to the antenna virtualization described above may be divided into two codebooks below.
  • the analog beamforming beams may be set / defined by a base station to a specific N_A (for example, the value of N_A may be set to L * 0_1TXRU * K * 0_2TXRU, or to a specific value that the base station informs the terminal)
  • N_A may be set to L * 0_1TXRU * K * 0_2TXRU, or to a specific value that the base station informs the terminal
  • N_A CSI-RS ports or specific ports for analog bump forming
  • the terminal may have as many as the number previously promised (or instructed by the base station) such as the best (best) beam, the first and second best beams, the black best beam and the worst ( wors t) beam. Report offenders.
  • the base station may indicate information such as K, 0_1TXRU, L, 0_2TXRU, or N_A value to the terminal through higher layer signaling or may promise the terminal in advance. Since the inclination angle or the scan angle which is mainly used for the terminal may be limited according to the channel environment of the terminal, the base station may determine the number of analog beams used for beam sweeping and / or the analog to be reported in order to reduce the overhead of analog sweeping. The number of beams may be informed to the terminal to a higher layer or may be promised in advance with the terminal.
  • the optimal Tx analog range report codebook can be expressed as Equation 28 using Equation 27.
  • the number of feedback bits in the codebook is ⁇ 1
  • Becomes For example, when N_ ⁇ 32, a total 5-bit feedback payload is required.
  • a PMI index corresponding to analog'Tx L 1, 4 ′′ to which the first and fourth beams are applied may be reported to the base station.
  • the terminal may assume a tank 1 restriction (restriction) for each beam, and report the PMI with different periods and / or offsets.
  • the number of feedback bits reported is 1)] and / or the terminal is used to support the ⁇ ⁇ analog beam range, 1 (eg, to indicate ⁇ and ⁇ 3 ⁇ 4 in ⁇ ⁇ ⁇ ).
  • the codebook may also be used.
  • the vertical tilt / domain is illustrated, but the present invention is not limited thereto.
  • the codebook may also be used to indicate a horizontal tilt / domain or a 2D-tilt / domain in which two tilts / domains are used together.
  • the terminal provides information on the analog codebook subset restrictions to the base station, it is also applicable to the digital codebook.
  • analog beam sweeping since it has long term and wideband characteristics, payload size may not be a big problem. Therefore, in the case of using the analog beam sun rack codebook, feedback in the form of an analog beam linear combining such as Equation 29 may be considered for more precise feedback.
  • WB Wideband
  • SB Subband
  • the description has been made based on the Tx beam sweeping operation of the base station.
  • the information about the Rx sweeping is also reported to the base station so that the base station can also find the UL beamforming information of the terminal.
  • the Rx analog beam is represented similarly to Equation 25, Eq.
  • a and B represent the number of antenna elements of the first domain and the second domain constituting the TXRU of the terminal, respectively, 0ir ' TXRU and 0lr ' TXRU is over the first and second domains constituting the analog DFT codebook
  • Each sampling factor is represented.
  • the final 2D (or ID) DFT beam may be represented as r a ⁇ S b or S 6 ® r "in the form of a Kronecker product using Equation 30, as shown in Equation 22.
  • the terminal may additionally feed back the information of A, B, 0. TM "and 0 7x""or the number of RX bump forming to the base station for configuring the UL codebook, and / or the terminal may indicate a port indexing direction (i.e., ⁇ ). 6 that the black is b fl is) is fed back to the further base station, or can be promised with the base station in advance about the size (Nrx, tot of all RX analog beamforming codebook) is' ⁇ * ⁇ * 0 ' ⁇ * ° r' TXRlJ ', and the Rx beamforming selection codebook of the UE may be represented by Equation 31.
  • Tx-Rx beam pair codebooks may be reported collectively, for example, independently of all analog codebooks of W analog'Tx ⁇ S> W analog'Rx, or independently of each other, with different feedback periods, offsets, and / or feedback granularity / It may have units (granularity / unit) (eg wideband / suband / partial-band).
  • Each TX _ RX beamforming can be calculated using a codebook of W ana g'Tx (3 ⁇ 4 w analog'Rx.
  • the beamformed CSI-RS port is divided into N sub-port groups, and each of the divided N sub-port groups is mapped one to one to each of the N PRB-pairs, so that N sub-port groups are CSI-RS Comb-type transmission may be considered to be transmitted per PRB-pair (ie N number of CSI-RS ports required for one resource).
  • the ports corresponding to / included in each subport group may be transmitted at different time offsets and / or periods for each subport group (and / or for each port in each subport group).
  • port selection may be performed using RI for the above-described time offset and / or frequency offset indication. For example, in the above example, when the optimal analog beam is 64, the terminal is
  • the selection-based codebook described above can be used alone for beam operation purposes and has a higher priority than other CSI (e.g. il (first PI), i2 (low 12 PMI), RI, CQI and / or CRI). May have a rank.
  • CSI e.g. il (first PI), i2 (low 12 PMI), RI, CQI and / or CRI.
  • the terminal has a beam gain falling below a certain threshold, triggering CSI—RS port transmission for the selection codebook to the base station, or a different index (e.g., different from the beam index reported immediately before receiving the reference resource).
  • a different index e.g., different from the beam index reported immediately before receiving the reference resource.
  • the number of beams increases (that is, K, L, ol, and 02 become larger), the number of OFDM symbols and / or CSI-RS port resources used for sweeping needs to be increased.
  • the computational complexity of is greatly increased. If the total number of antenna elements or K * L is equal to the number of CSI-RSs supported in the NR, using NP CSI-RS (ie, through 1: 1 mapping of elements-to-port), the terminal Can be measured and the optimal analog beam and / or digital beam can be reported.
  • the analog codebook may report based on a multi-stage (for example, triple-stage such as Equation 32) codebook, and as one component of the multi-stage codebook. You can report it.
  • Equation 32 the analog codebook may report based on a multi-stage (for example, triple-stage such as Equation 32) codebook, and as one component of the multi-stage codebook. You can report it.
  • the terminal since the same analog beam is applied to all the digital ports, in this case, the terminal only needs to feedback / report the PM analog of the representative analog range for all ports. However, for more accurate csi feedback, terminals are different for all ports
  • Feedback / reporting may be performed assuming a Npor 's to which an analog beam is applied.
  • the number of feedback bits increases by N_port s, compared to the case where the same analog range is applied to all ports, but PMI (i.e., Wa) feedback on an analog beam is very long term (e.g., For example, an integer multiple of digital W1 or RI) may increase the overhead in terms of the overall system.
  • the base station may transmit NP CSI-RS to K * L ports in the first CSI-RS resource according to the analog codebook feedback period of the terminal under the assumption that the analog ranges of all ports are the same.
  • the UE reports the optimal analog beam index to the base station, and the base station uses the N ⁇ ports CSI with analog beamforming (corresponding to the analog beam index reported by the terminal) to the second CSI-RS resource.
  • RS can be transmitted to the terminal.
  • the terminal may report / feedback (ie, digital codebook feedback) to the base station / corresponding RI, PMI and / or CQI for N ⁇ ports.
  • the two resources described above may have different periods and / or offsets. If there is a collision between two resources, the resource for analog bumpforming (ie, the resource for determining the analog beam, the first CSI-RS resource in this example) has a higher priority.
  • the base station can transmit CSI-RS using K * L * N ⁇ ports NP CSI-RS ports in one resource.
  • the optimal PMI, CQI and / or RI can be reported to the base station.
  • LTE codebooks or class A codebooks can be reused in New RAT.
  • Such a codebook is characterized by having a dual stage structure. Examples of such a structure include Rel-10 8Tx, Rel-12 4Tx, Rel-13 12 ⁇ , 16 ⁇ , Rel-14 20-, 24-, 28-, 32 ⁇ codebook and the like exist.
  • W1 W1 * W2
  • W1 is a 3 ⁇ 4 "] (long-term) / determining a beam group a certain number of the wideband characteristic.
  • W2 is short (short-term) / Phase selection in the X-pol antenna situation with broad selection within the beam group determined by W1 as subband characteristics It will play a co-phase role.
  • the codebook is preferably configured within the framework, and configuration of the codebook with setting information such as parameters N1 and N2 constituting the TX port and ol and 02 constituting the codebook may be easy for maintaining scalability and terminal implementation. It is expected.
  • tank 1 consists of quadrature phase-shift keying (QPSK) (indexes 0,1,2,3 in Table 4) and tank 2 consists of QPSK (index 0,1, 2 in Table 4) do .
  • QPSK quadrature phase-shift keying
  • tank 2 consists of QPSK (index 0,1, 2 in Table 4) do .
  • an analog range is applied to the port to make the beam more sharp, increasing the granularity of the beam can be good for performance. Therefore, in this specification, in order to increase granularity of 2-port, it is proposed to configure 2-port codebook of Rank 1 and Tank 2 considering 8-PSK in co-phase as shown in Table 4.
  • the base station may set the codebook bit field in the terminal, and may set whether the final codebook is QPSK or 8-PSK. For example, when the terminal receives the 2-bit field from the base station, the terminal uses the codebook of indexes 0 to 3 in Table 4, and if the terminal receives the 3_bit field, the codebook of indexes 0 to 7 in Table 4 Can be used. This can be used for similar purposes as the codebook subset restriction. In the case of the conventional codebook subset limitation, the feedback bit cannot be reduced, but the proposed scheme has the effect of reducing the uplink overhead by reducing the feedback bit.
  • different analog beamforming is performed for each port, and an antenna element of virtualization constituting one analog beam is provided. If a very sharp beam is configured, the codebook performance improvement due to the digital codebook application is not expected to be very high. In such a case, it may be more efficient to apply different beams to the two-ports and only proceed with the selection for a particular port. In this case, the two-port codebook configuration that can be suggested may be as shown in Table 5.
  • a codebook having codewords having different magnitudes for each port may be configured.
  • An example thereof is shown in Equation 33:
  • the codebook has the characteristics of the codebook illustrated in Table 4 when ⁇ is 1, and is similar to the Port Suntec codebook illustrated in Table 5 when ⁇ is 0. In the case of ⁇ , it can be applied in units of wideband or partial-band, and the reporting period has long-term characteristics. Equation 33 corresponds to the phase
  • the base station may inform the terminal of the specific information corresponding to the value of ⁇ and / or the phase match size to the RRC or may promise the terminal in advance.
  • the base station may signal / configure the bit field for the amplitude and phase-match of the codebook to the terminal and configure the signaling / configuration for the terminal.
  • Information can be informed to the terminal based on the QPSK.
  • the codebook described above can be applied more suitably when the same analog range is set / applied for each port, assuming X—pol.
  • a codebook having a structure as shown in Equation 34, which is more general, may be proposed. According to this codebook, the power amplitude codebook of each port can be set independently, improving the performance gain.
  • the value (and / or each parameter set and / or set size) of each parameter (",, ') may be set to RRC or may be promised between the base station and the terminal in advance.
  • the two-port codebooks described above may be integrated into a dual stage structured framework.
  • New RAT supports a multi-panel antenna array composed of multiple antennas as shown in FIG. At this time, as shown in FIG. 20, unless the interval between panels is set so that the interval between all antenna elements is constant, the characteristics of the DFT codebook that is the basis of the existing LTE codebook (that is, uniform increment) ), Performance may be degraded.
  • each panel may be configured with four-element vertical antenna virtualization.
  • Each panel (Panels 1 to 4) may include eight ports, for a total of 32 digital ports. It is composed. 32 ports are supported by eFD-MIMO, and Class A codebooks can be used.
  • the form of the final codebook may be as shown in Equation 35.
  • Equation 35 Where " ⁇ t ⁇ is a diagonal matrix that acts as a codebook compensation control (i.e., compensation matrix / codebook), where W i G is the dual stage codebook of the LTE system and N_WI is the beam group of wi.
  • VV2 fc L ⁇ is W2 of the dual stage codebook of the LTE system, and performs beam selection and phase matching.
  • the WC may be configured as shown in Equation 36.
  • ⁇ , ⁇ , and ⁇ are the compensation term / compensator / corrector (°) 3 ⁇ 4 for each of panels 2, 3, and 4 (relative to / 1 for panel 1).
  • 'corrector' for example, QPSK ⁇ 1,-1, j, — j ⁇ (and / or It may have a specific complex value, such as binary phase-shift keying (BPSK).
  • BPSK binary phase-shift keying
  • This corrector may be used to compensate for inter-panel phase and / or amplitude, and the terminal may signal a corrector (e.g., ⁇ , ⁇ , To report / feedback to the base station as a CSI (eg, PMI in the CSI), where the terminal sets the corrector according to the RRC mode setting (for example, modes 1 and 2) by the base station. And / or view / feedback as an attribute of SB (Subband) (i.e., selector / derive / acquire corrector for wideband and / or subband depending on the mode set Report to the base station).
  • SB Subband
  • one representative panel corrector value may be designated for each domain.
  • ⁇ may be designated as a vertical panel reference corrector
  • ⁇ as a horizontal zontal panel reference corrector
  • the corrector for the remaining panels may be expressed as a function of ⁇ and / or ⁇ .
  • Corrector will maximize performance when fed back in SB and / or short periods, but increases feedback overhead, reducing feedback overhead by reporting / feeding back at the same or multiple integer periods as Wl PM ⁇ .
  • the terminal may be previously promised between the base station and the terminal or may be indicated to the terminal through higher layer signaling.
  • a method of performing compensation for a port or a panel subgroup in a panel that maintains an inear increment property between antenna ports may be considered. This is represented by the equation (37). [Equation 37]
  • Wl fat I e C ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ' is set according to the number of ports set in one panel.
  • W2 is a matrix for performing pan-selection and phase-matching for each panel.
  • W2 is assumed to be rank 1, but is not limited thereto. It can also be extended to a W2 representation.
  • the co-phase is assumed to be set / reported identically for each panel, but the phase-matching is independently set / reported for each panel to improve performance. Of course it can be.
  • ⁇ , ⁇ , and ⁇ corresponding to inter-panel compensation may be converted into specific complex values such as, for example, QPSK ⁇ l, -l, j, -j ⁇ .
  • the feedback period may be the same as the Wl PMI period or an integer multiple of the Wl PMI period.
  • 8 port codebook is assumed for each panel.
  • the application of Equation 37 is also applied to two 16—port panel subgroups consisting of panels 1 and 2, and panels 3 and 4 in FIG. It is possible.
  • the terminal may additionally report the information on the panel subgroup to the base station. have.
  • the terminal may select a specific panel subgroup among them and report it to the base station.
  • a subpanel group ie, a subpanel group reported by the UE
  • port intec- tion is preferentially applied to “ports having the same polarization in one panel” to easily perform codebook configuration. It may be desirable to perform the sing.
  • Equation 37 may be transformed into a selection matrix such as Equation 38 and used.
  • PMI / CQI / RI reporting can be performed by applying a codebook. If a non-uniform port layout is set by the panel selection of the terminal, a codebook in which inter-port compensation is applied / combined may be applied / used to improve performance. Referring to this embodiment in connection with the capability of the base station, it may be desirable to perform digital beamforming using all 2 * N1 * N2 ports for a base station with good inter-panel calibration.
  • the digital beams for 2 * ⁇ 1 '* ⁇ 2'-ports or ⁇ * 2 * ⁇ 1' * ⁇ 2'-ports for each of the one or specific NP panels may be desirable to perform the forming. That is, the non-calibrated base station may instruct the terminal to configure / apply the panel selection codebook so as not to perform digital beamforming through port aggregation between panels. Or, in the case of a terminal that can sufficiently benefit from analog bump forming due to its good geometry, the necessity of digital beamforming may not be large, and a panel selection codebook may be used by the terminal to reduce the complexity of the codebook calculation. Can be selected.
  • the base station may inform the terminal of the information on at least one of Nl, N2, Nl ', and N2' by the RRC or make an appointment with the terminal in advance.
  • the above-described codebooks may be used alone or in combination with each other. In the latter case, for example, the analog beam selection codebook + panel suntec codebook can be used in combination. This may be applied when different analog beams are applied to different panels.
  • Panel / Sub Panel Group Combination Codebook Wc may be configured as shown in Equation 39 by constructing a panel linear combination codebook by modifying the sharp selection codebook.
  • the length of the column in the dimension of the final codebook is set to 2 * ⁇ 1 '* ⁇ 2', which is an analog and digital unformed vector of length 2 * ⁇ 1 '* ⁇ 2' for each port. Can be understood / interpreted as being combined.
  • the amplitude is wideband (or partial-band) / long, and the phase component is wideband / subbandS. Each may be reported by the terminal. Since the coupling is performed, the value of amplitude (a) can be set to any one of ⁇ 1,0.5,0.25,0 ⁇ , for example, and the value of phase ( ⁇ ) is for example QPSK ⁇ 1, It can be set to any one of -1.
  • the number of panels to be combined may be limited to a specific number, and the number of panels may be signaled by RRC (or Medium Access Control (MAC) CE) or may be signaled between the terminal and the base station.
  • RRC Radio Resource Control
  • MAC Medium Access Control
  • the terminal may report a power index of 0 for the two panel indexes that are not the most preferred, or two in front of the panel combining codebook.
  • Panel selection can be performed first, i.e.
  • the terminal when combining two beams of four panels, ⁇ (1,2), (1,3), (1,4), (2,3), ( 2,4), (3, 4) ⁇
  • the index is given by the number of panel combining cases, such as, the terminal first reports a specific index selected by them among the base station, and then the panel combining codebook for the selected panel
  • the power combination for a particular panel i.e. the panel with the best beam gain or basically the first panel
  • the terminal may report amplitude values of ⁇ , ⁇ , and ⁇ corresponding to the remaining panels to the base station.
  • the base station can configure the UE. Can be.
  • values represented by p, ⁇ , ⁇ , and ⁇ for each polarization may be independently set / applied. That is, ⁇ _ ⁇ , ⁇ _ ⁇ , ⁇ —l for the first polarization,
  • Panel compensation may be performed using 8 variables independent of each other, _1, ⁇ _2, ⁇ _2, ⁇ ⁇ 2 and ⁇ _2 for the second polarization.
  • a codebook in which the compensation value is indicated / reported as a differential value with respect to the compensation value of the reference panel based on the reference panel may be considered / proposed.
  • the proposed compensation codebook not only the WB panel correction codebook but also the SB panel correction codebook can be extended and applied.
  • the panel correction codebook can be applied for each SB, so that the frequency selective property can be better reflected, thereby improving the performance significantly.
  • the payload is increased.
  • the feedback granularity / unit / size / bit-width of the SB panel corrector is The way of setting / defining differently from the feedback granularity / unit / size / bit-width of the WB panel corrector can be considered.
  • the feedback unit / size / bit-width of the SB panel corrector can be set / defined to be smaller than the feedback unit / size / bit-width of the WB panel corrector to reduce the feedback overhead.
  • the granularity is lower than the feedback granularity of the WB corrector.
  • the feedback unit / size / bit-width of the WB panel corrector is 2 bits (based on QPSK) and the feedback of the SB panel corrector.
  • the unit / size / bit-width can be set to 1 bit (BPSK basis), respectively.
  • the terminal may recommend / feedback whether to use the WB and / or SB panel correction codebook to the base station.
  • the base station may set the RRC whether to use the WB and / or SB panel correction codebook to the terminal.
  • the application of the WB panel correction codebook may be defined as the first mode
  • the simultaneous application of the WB and SB panel correction codebook may be defined as the second mode
  • the base station may determine which mode to apply. CodebookMode ') to indicate to the terminal.
  • the UE that has received the first mode may report the WB panel corrector selected / derived based on the QPSK to the base station as a CSI (particularly, PMI) in a 2-bit size.
  • the terminal receiving the second mode is WB panel corrector selected / derived based on QPSK ⁇ SB panel corrector selected / derived based on BPSK: 2 bits each And 1 bit size together to report to the base station as CSI (especially PMI).
  • the WB panel corrector is used to compensate for the overall phase-match
  • the SB panel corrector can be used to compensate for the finer phase-match.
  • N ⁇ W1 was used earlier to indicate the number of group groups constituting W1, but will be replaced with L below.
  • the case in which the UE selects L categories will be described.
  • the UE may freely inform the base station of L used beams explicitly (eg, bitmap format or beam index explicit indication).
  • the required number of bits is L * N1 * N2 * 01 * 02 or
  • the feedback bit becomes very large. Therefore, as a way to save the number of feedback bits, there may be a method in which the UE freely performs the pan selection within a specific GoB (Grid of Beams) window. An example thereof will be described later with reference to FIG. 21.
  • the UE may freely select the L-1 beam within the corresponding window. In this case, the UE may feed back the position of the primary / leading beam 2101 and the window size of 4 by 6.
  • FIG. 22 may be applied.
  • the entire GOB is classified by the size of the window recommended or feedbacked by the base station or the terminal, and the terminal may feed back the index (location) of the window and / or L beam selection information freely selected within the corresponding window.
  • the information on the position and / or size of the window may be set by the base station to the terminal.
  • feedback information (for example, L beam selection information) is performed using a PUSCH report rather than a PUCCH report. It may be limited to that.
  • Equation 40 the case in which the diagonal matrices constituting W1 are different (that is, when different beam groups are used for each polarization) will be described, which can be expressed by Equation 40.
  • ⁇ " 2 , B1 and B2 can each have different dimensions.
  • the base station may promise L1 and L2 values in advance with the terminal or set the terminal to a higher layer (for example, RC or MAC CE). Alternatively, the terminal may recommend / feedback information on the L1 and L2 values to the base station.
  • W2 for the Tank 1 codebook configuration may be proposed as in Equation 42.
  • L represents a selection vector with only the i-th element having a value of 1 and the remaining elements having a value of zero.
  • i and j since i and j must be reported independently of each other, twice as much feedback overhead is consumed for the range selection, compared to the case of using the same beam group.
  • i, j and phase-match values can be reported as SB. have.
  • W2 It can be set as follows.
  • ill and il2 indicate the first domain index and the second domain index of the Wl PMI as in the LTE codebook. That is, the terminal may feedback / report to the base station how far B2 is in the first and second domains from the leading beam index ill, il2 constituting B1.
  • the difference value is promised between the terminal and the base station by a specific value for each domain, or the base station sets the terminal, or the terminal reports the base station.
  • the terminal may provide limited feedback on only information on a specific domain (eg, the first or second domain).
  • the specific domain may be set by the base station to the terminal or the terminal may inform the base station.
  • the tank 2 codebook configuration may be expressed as Equation 43.
  • the variable i, j, k, l must satisfy the following conditions in order to maintain orthogonality for each ⁇ layer in the Tank 2 codebook.
  • B1 of W1 should be set such that for each polarization, the beams selected by i and k are orthogonal to each other in order to ensure orthogonality of rank 2
  • B2 of W1 should be set such that the beams selected by j and 1 are orthogonal to each other. That is, the beam groups B1 and B2 constituting W1 should be composed of beams orthogonal to each other.
  • the orthogonal bands may perform beam pairing of the above schemes to construct a codebook.
  • Equation (44) The rank 1 configuration method of W2 is shown in Equation (44).
  • the pan selection and phase-matching of the pans corresponding to one slant are possible, so that PM can be determined / instructed independently for each polarization, so that the codebook granularity can be increased and the performance can be improved.
  • ⁇ l, j, -l, -j ⁇ can be used.
  • B i c B2 is set to be true (that is, B1 is always included in the L categories constituting B2). Included), LTE class A codebook Conf ig 1 can be set to be a super set, or the terminal may recommend the information about the B2 to the base station.
  • the rank 2 codebook may be configured as Equation 45.
  • ⁇ can be used and if the beams selected with i, j are orthogonal to each other, ⁇ and, can be used ⁇ or in both cases, phase-matching with the same granularity ( co-phase can be applied.
  • W1 may be configured as shown in Equation 46.
  • SB phase-match In this configuration, codebook granularity can be increased by setting phase-matching different from WB.
  • the terminal is 1-bit phase-match (for example, Etc.) to report 2-level phase-match.
  • a method of reducing the size of the SB may be considered to increase the accuracy of the SB PMI. If the SB size is reduced, there is an advantage that PM work per SB is more accurate, but the feedback overhead is increased.
  • the base station may reduce the SB size and / or
  • FIG. 23 is a flowchart illustrating a CSI reporting method of a terminal according to an embodiment of the present invention.
  • the embodiments / descriptions described above with respect to this flowchart are similar / similar to
  • the terminal can measure the CSI-RS transmitted through the plurality of panels from the base station (S2310).
  • the terminal may report to the base station the CSWork generated based on the CSI-RS measurement (S2320).
  • the terminal is a WB panel corrector (corrector) for a plurality of panels and When reporting the SB panel compensator as CSI (depending on the CSI setting by the base station), the WB panel compensator and the SB panel compensator may report with different bit widths.
  • the WB panel compensator may correspond to a panel-wide / codebook phase compensator derived / determined / selected based on the result of measuring the CSI-RS (resource) for the WB, and the SB panel compensator may be applied to the SB (or Each SB) may correspond to a panel-specific (wide / codebook) phase compensator derived / determined / selected by the terminal based on a result of measuring the CSI-RS (resource). That is, the WB panel compensator and the SB panel compensator may be used for phase correction between a plurality of panels. In addition, the number of the plurality of panels may be set by higher layer signaling.
  • the bit width of the SB panel compensator may be smaller than the bit width of the WB panel compensator, for example, the bit width of the SB panel compensator may be set to 1 bit, and the bit width of the WB panel compensator may be set to 2 bit, respectively. . Therefore, the WB panel compensator may be reported based on QPSK, and the SB panel compensator may be reported based on BPSK. If the UE reports only the WB panel compensator as CS I, the WB panel compensator may report with a 2-bit bit width. Whether to report the WB panel compensator and the SB panel compensator together or report only the WB panel compensator may be determined according to a mode configured by the base station (eg, configured through RRC signaling).
  • the terminal may recognize that only the WB panel compensator is reported.
  • the terminal It can be recognized as reporting both the WB Panel Compensator and the SB Panel Compensator.
  • the WB panel compensator and the SB panel compensator may be reported as included in the PMCO in the CSI, and the WB panel compensator and the SB panel compensator may be reported independently for each of the plurality of panels.
  • 24 is a block diagram of a wireless communication device according to one embodiment of the present invention.
  • a wireless communication system includes a base station 2410 and a plurality of terminals 2420 located in an area of a base station 2410.
  • the base station 2410 includes a processor 2411, a memory 2412, and an RF unit 2413.
  • the processor 2411 implements the functions, processes, and / or methods proposed above. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2411.
  • the memory 2412 is connected to the processor 2411 and stores various information for driving the processor 2411.
  • the RF unit 2413 is connected to the processor 2411 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the terminal 2420 includes a processor 2421, a memory 2422, and an RF unit 2423.
  • the processor 2421 implements the functions, processes, and / or methods proposed above. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2421.
  • the memory 2422 is connected with the processor 2421 to drive the processor 2421 Store various information for
  • the RF unit 2423 is connected to the processor 2421 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the memories 2412 and 2422 may be internal or external to the processors 2411 and 2421 and may be connected to the processors 2411 and 2421 by various well-known means.
  • the base station 2410 and / or the terminal 2420 has a single antenna (H ⁇ - ⁇ -3 ⁇ 4: multiple antenna)> 3 ⁇ 4 c.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • one embodiment of the present invention may include one or more ASICs (application specific integrated circuits), DSPs (digital).
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • one embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in memory and driven by the processor.
  • the memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 단말의 채널 상태 정보 (Channel State Information; CSI)를 보고하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 복수의 (Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI-RS (reference signal)를 측정하는 단계; 및 상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하는 단계; 를 포함하되, 상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB (Wideband) 패널 보상자 (corrector ) 및 SB (Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭 (width)으로 보고될 수 있다.

Description

【명세세
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 이를 위한 장치 【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 채널 상태 정보 (Channel State Information)를 보고하기 위한 방법 및 이를 수행 /지원하는 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 (End— to— End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입줄력 (Massive MIMO： Massive Multiple Input Multiple Output ) , 전이중 ( In— band Full Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : on- Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 ( Super wideband) 지원, ' 단말 네트워킹 (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.
【발명의 상세한 설명】 【기술적 과제】
본 발명의 목적은 채널 상태 정보 ( CSI : Channel State information)를 송수신하기 위한 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 목적은 단말의 채널 상태 정보 송수신을 지원하기 위해 전송되는 제어 설정 정보를 송수신하기 위한 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 목적은 CSI 보고 /피드백을 위한 다양한 코드북을 제안하기 위함이 목적이다. 특히, 본 발명의 목적은 NR에서 새롭게 도입된 복수 패널을 통한 빔포밍을 지원하기 위한 새로운 코드북을 제안하기 위함이 목적이다. 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 가술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 단말의 채널 상태 정보 ( Channel State Information ; CSI )를 보고하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 복수의 (Multi ) 패널들을 통해 전송된 CSI— RS ( feference signal )를 측정하는 단계 ; 및 상기 CSI -RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하는 단계 ; 를 포함하되 , 상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB (Wideband) 패널 보상자 ( corrector) 및 SB ( Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭 (width)으로 보고될 수 있다.
또한., 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들간의 위상 보정에 사용될 수 있다.
또한, 상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작을 수 있다.
또한, 상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1—비트, 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭은 2-비트일 수 있다.
또한, 상기 WB 패널 보상자는 QPSK (quadrature phase-shift keying)를 기반으로 보고되며, 상기 SB 패널 보상자는 BPSK (binary phase- shift keying)를 기반으로 보고될 수 있다 .
또한, 상기 CS工로서 상기 WB 패널 보상자만을 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자는 2-비트의 비트 폭으로 보고될 수 있다.
또한, 상기 복수의 패널들의 개수는 상위 계층 시그널링에 의해 설정될 수 있다.
또한, 상기 WB 패널 보상자 및 /또는 상기 SB 패널 보상자의 보고는 상기 상위 계층 시그널링에 의해 설정될 수 있다.
또한, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 CSI 내 P I (Precoding Matrix Index)에 포함되어 보고될 수 있다.
또한, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들 각각에 대해 독립적으로 보고될 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 양상은, 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 -참조 신호 (CSI— RS (Reference Signal) ) 수신하는 단말에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 ; 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서 ; 를 포함하고, 상기 프로세서는, 기지국으로부터 복수의 (Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI-RS (reference signal)를 측정하고, 상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하되 , 상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB (Wideband) 패널 보상자 (corrector) 및 SB (Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭 (width)으로 보고할 수 있다 .
또한, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들간의 위상 보정에 사용될 수 있다.
또한, 상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작을 수 있다.
또한, 상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1—비트, 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭은 2—비트일 수 있다.
또한, 상기 WB 패널 보상자는 QPSK (quadrature phase-shift keying)를 기반으로 보고되며, 상기 SB 패널 보상자는 BPSK (binary phase- shift keying)를 기반으로 보고될 수 있다.
【유리한 효과】
본 발명의 실시예에 따르면, 단말이 원활하게 CSI를 도출하고, 이를 기지국에게 피드백할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 멀티 패널 어레이가 새롭게 도입된 NR을 위한 코드북이 정의하여 , NR에 어떤 코드북을 적용할지에 대한 모호성이 해결된다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면 , SB 특성을 고려하여 , WB 패널 보상자와 SB 패널 보상자간의 비트 폭을 달리 정의하므로 , 시그널링 오버헤드가 크게 증가시키지 않으면서 정확한 CS工를 기지국에 보고할 수 있다는 장점을 갖는다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO ) 통신 시스템의 구성도이다. 도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다. 도 8^ 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 ( antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 .
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 sel f - contained sub frame 구조를 예시한다ᅳ
도 15는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다.
도 16은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다. 도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.
도 18은 본 발명에 적용될 수 있는 2D 포트 레이아웃의 경우 L=2인 후보 범 그룹 패턴를을 예시한다.
도 19는 본 발명에 적용될 수 있는 2D 포트 레이아웃의 경우 L=4인 후보 빔 그룹 패턴들을 예시한다 .
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 비 -균일 포트 어레이를 예시한 도면이다. 도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 Nl = 4 , 01 = 4 , N2 = 2 , 02 =4인 경우의 GOB를 예시한 도면이다. 도 22는 Nl = 4 , 01 = 4 , N2 = 2 , 02 = 4인 경우 윈도우 설정 방법을 예시한 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 CSI 보고 방법을 예시한 순서도이다.
도 24은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.
【발명의 실시를 위한 최선의 형태】
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함깨 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.
본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 '기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS: Base Station) '은 고정국 (fixed station) , Node B, eNB (evolved-NodeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , WT (Wireless terminal) , MTC (Machine-Type Communication) 장치 , 2 (Machine -to-Machine) 장치 , D2D (Device— to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서, 하향링크 (DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크 (UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA (code division multiple access) , FDMA (frequency division multiple access) , TDMA (time division multiple access) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) , SC-FDMA (single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non- orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다 . CDMA는 UTRA (universal terrestrial radio access)나 CE A2000과 같은 무선■ 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications) /GPRS (general packet radio service) /EDGE (enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 .있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E- UTRA (evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의. 일부이다ᅳ 3GPP (3rd generation partnership project) LTE (long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해.설명될 수 있다.
설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A/NR(5G)를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다. 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE— A에서는 FDD (Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD (Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_S = 1/ (15000*2048)의 사간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f = 307200*T_s = 10ms와 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다 . 타입 1 무선 프레임은 전이중 (full duplex) 및 반이증 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수밌다.
무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 ( subf rame)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot = 15360*T_s = 0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인텍스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할수 없다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블톡 (RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 (symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (fc>)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다.
타입 2 무선 프레임은 각 153600*T— s = 5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성 (uplink- downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.
표 1은 상향링크―하향링크 구성을 나타낸다. 【표 1】
Figure imgf000013_0001
참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'ϋ'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 ᅵ나타내며, 'S'는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다.
DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
각 서브프레임 i는 각 T_slot = 15360*T_s = 0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다.
상향링크―하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.
표 2는 스페셜 서브프 '레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이 )을 나타낸다. 【표 2】
Figure imgf000014_0001
도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면 , 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼올 포함한다 . 여기서 , 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고 , 하나의 자원 블톡은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기슬하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소 ( element )를 자원 요소 ( resource element )라 하고, 하나의 자원 블록 (RB : resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 I^DL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면 , 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 ( control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH ( Physical Downlink Shared Channel )이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH ( Physical Control Format Indicator Channel ) , PDCCH ( Physical Downlink Control Channel ) , PHICH ( Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel ) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 웅답 채널이고, HA Q (Hybrid Automatic Repeat Request )에 대한
ACK (Acknowledgement ) /NACK (Not -Acknowledgement ) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI : downl ink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면 , 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH (Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH (Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 술롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 도약 (frequency hopping)된다고 한다.
MIMO (Multi- Input Mult i -Output )
MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 , 다중 송신 (Tx) 안테나와 다중 수신 (Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서 , MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 'MIMO'를 ，다중 입출력 안테나 -라 칭하기로 한다.
더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지 (total message)를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며 , 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.
차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 증계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기슬로서 관심을 모으고 있다.
한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 증 다중 입출력 안테나 (MIMO ) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO ) 통신 시스템의 구성도이다. 도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N— T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로 , 전송 레이트 ( transfer rate )를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트 ( R_o)에 다음과 같은 레이트 증가율 ( R_i )이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.
【수학식 1】
R = min(Nr, N )
즉 , 예를 들어 , 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.
이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티 ( spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱 ( spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.
각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트텔리스 (Trelis ) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트텔리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블톡 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수 (N_T)와 수신 안테나수 (N_R)의 곱 (Nᅳ T X N_R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.
둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다 . 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 LD (maximum likelihood detection) 수신기 , ZF ( zero- f orcing) 수신기 M SE (minimum mean square error) 수신기 , D- BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space-Time ) , V-BLAST (Vertical -Bell Laboratories Layered Space-Time ) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD ( singular' value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법올 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블톡 부호 (Double -STTD) , 시공간 BICM ( STBICM) 등의 방식이 있다 .
상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 Nᅳ R개의 수신 안테나가존재하는 것을 가정한다 .
먼저 , 송신 신호에 대해 살펴보면 , 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 2】
Figure imgf000019_0001
한편, 각각의 전송 정보 s_l , s_2 S_Nᅳ T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 Ρ 1 , Ρ 2 , . . . , Ρ Ν Τ라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 3】
Figure imgf000020_0001
또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬
P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 4】
Figure imgf000020_0002
한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 백터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 Nᅳ T개의 전송 신호 χ_1 , Χ_2 , χ_Ν_Τ를 구성한다 . 여기서 , 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x_l , x_2 x_N_T를 백터 X를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다 .
【수학식 5】
Figure imgf000020_0003
Figure imgf000020_0004
여기서, w_i j는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 ( Precoding Matrix )라 부른다. 한편 , 상술한 바와 같은 전송 신호 ( X )는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티폴택싱올사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.
공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 .백터 S의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면,. 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 백터 S의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.
물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 흔합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티폴랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.
다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_l , y_2 y_N_R을 백터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.
【수학식 6】
y ^， 2，…， ]1
한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인텍스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서 , h— ij의 인텍스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인텍스가 나중임에 유의한다 .
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
【수 7]
Figure imgf000022_0001
또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 Ν_Τ개의 송신 안테나로부터 N_R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 8】
Figure imgf000022_0002
한편, 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음 (AWGN: Additive White Gaussian Noise)가 더해지게 되므로, N_R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_l, nᅳ 2, n_N_R을 백터로 표현하면 다음과 같다.
【수학식 9】
n = [nx,n2,---,nNR
상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다. 【수학식 10]
= Hx + n
Figure imgf000023_0001
한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N_R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 Nᅳ T와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N— RXN_T 행렬이 된다.
일반적으로, 행렬의 랭크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다 . 수식적으로 예를 들면 , 채널 행렬 H의 탱크 (rank (H) )는 다음과 같이 제한된다.
【수학식 11】
rank (H)< min NT ,N R)
또한, 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition) 하였을 때 , 탱크는 고유치 (eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 탱크를 SVD (singular value decomposition) 했올 때 0이 아닌 특이값 (singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 탱크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 명세서에 있어 , MIMO 전송에 대한 '랭크 (Rank) '는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '一레-아어ᅳ ( l^yg^)-의—개—수—'는ᅳ칵 _경—로를 _통해一전송—퇴-는—ᅳ선—호ᅳ ^트림—의—개—수를— 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 행크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다. 참조 신호 (RS : Reference Signal )
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 (RS : reference signal )라고 한다.
또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나 * 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다증수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다: 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다 . 또한 이는 핸드 오버 둥의 무선 자원 무선 자원 관리 (RRM : Radio Resource Management ) 측정 둥을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 ( CRS : common RS )와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 ( dedicated RS )가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조 (demodulation)와 채널 측정 ( channel measurement )을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다사용된다.
수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI (Channel Quality Indicator) , ΡΜΙ ( Precoding Matrix Index) 및 /또는 I (Rank indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다ᅳ CRS는 셀 특정 기준신호 ( cell - pecif ic RS )라고도 한다. 반면 , 채널 상태 정보 ( CSI : Channel State Information)≤1 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI— RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specif ic RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블톡 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다 .
도 7을 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 X 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다 . 즉, 시간 축 (X축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치 (normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고 (도 7(a)의 경우) , 확장 순환 전치 (extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다 (도 7 (b)의 경우) 자원 블록 격자에서 '0' , '1' , '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들 (REs)은 각각 안테나 포트 인텍스 '0' , '1' , '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.
기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.
기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화 (TDM: Time Division Multiplexing) 및 /또는 주파수 분할 다중화 (FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간자원 및 /또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다. 게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및 /또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측 (단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티 , 폐쇄 루프 공간 다중화 ( elQsed- loop spatial mul tiplexing) , 개방 루프 공간 다중화 ( open— loop spatial multiplexing ) 또는 다중 사용자—다중 입출력 안테나 (Mult i— User MIMO )와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다. 다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE -A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE -A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가모두 디자인되어야 한다.
LTE -A 시스템을 디자인 함에 있어서 증요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성 (backward compatibi l ity) , 즉 LTE 단말이 LTE -A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.
따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS, P I 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS (CSI-RS: Channel State Inf ormation- S , Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데아터 복조를 위한 RS (DM-RS: Data Demodulation— RS)이다.
채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다ᅳ 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.
LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS를 매 서브 프레임마다 전 대역에 전송하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE-A 시스템에서는 MCS, PMI 등의 선택을 위한 CSI 측정 목적의 CSI-RS와 데이터 복조를 위한 DM-RS로 분리되어 두 개의 RS가 추가되었다. CSI— RS는 RRM 측정 등의 목적으로도 사용될 수는 있지만 CSI 획득의 주목적을 위해서 디자인되었다. CSI-RS는 데이터 복조에 사용되지 않으므로 매 서브 프레임마다 전송될 필요는 없다. 그러므로 CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하도록 한다 . 즉 , CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가설정할 수 있다.
CSI— RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인텍스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소 (RE) 시간—주파수 위치 , 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.
LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교 (orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM 방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM 방식으로 전송할수 있다.
CSI— RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI— RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다 . 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격 (spacing) , 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.
CSI-RS는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 안테나 포트를 통해 전송된다. 이때 사용되는 안테나 포트는 각각 p = 15, p=15, 16, p = 15 ,18, p=15, . · . ,22이다. CSI-RS는 서브캐리어 간격 Af = 15kHz에 대해서만 정의될 수 있다. -
CSI-RS 전송을 위해 설정된 서브프레임 내에서, CSI-RS 시퀀스는 아래 수학식 12와 같이 각 안테나 포트 (p) 상의 참조 심블 (reference symbol)로서 이용되는 복소 변조 심볼 (complex-valued modulation symbol) a_k, lA (p)에 매핑된다 .
[수학식 12】
akpi = w - ,n m^
-0 for p G {l 5,16}, normal cyclic prefix
-6 for p e {l 7,18}， normal cyclic prefix
-1 for p e {l9;,20}, normal cyclic prefix
ᅳ 7 for p G {21,22}, normal cyclic prefix
k = k'+\2m +
-0 for p e {l 5,16}, extended cyclic prefix
-3 for p e {l 7,18}, extended cyclic prefix
-6 for p {l9,20}, extended cyclic prefix
-9 for p e {21,22}, extended cyclic prefix
CSI reference signal configurations 0-19, normal cyclic prefix
CSI reference signal configurations 20 - 31, normal cyclic prefix
CSI reference signal configurations 0 - 27, extended cyclic prefix
Figure imgf000031_0001
/"=0,1
m = 0 ...,N^-l
N^DL - B L
m ~m +
2 상기 수학식 12에서 , (k' , 1 '〉 (여기서 , k'는 자원 블록 내 부반송파 인텍스이고, 1 '는 슬롯 내 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다.) 및 n_s의 조건은 아래 표 3 또는 표 4와 같은 CSI-RS 설정 (configuration)에 따라 결정된다. 표 3는 일반 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' , 1 ' )의 매핑을 예시한다. [표 3】
Figure imgf000031_0002
dtt t 22 F Ftt t 1 Frame srcureypepe anraeurame srucureym 11 (2,5) 0 - - - - ltt on syrucu 12 (5,2) 1
t repey 13 (4,2) 1
14 (3,2) 1
15 (2,2) 1
16 (1,2) 1
17 (0,2) 1
18 (3,5) 1
19 (2,5) 1
20 (11, 1) 1 (11, 1) 1 (11,1) 1
21 (9,1) 1 (9, 1) 1 (9, 1) 1
22 (7,1) 1 (7, 1) 1 (7, 1) 1
23 (10, 1) 1 (10, 1) 1
24 (8,1) 1 (8, 1) 1
25 (6,1) 1 (6,1) 1
26 (5,1) 1
27 (4,1) 1
28 (3,1) 1
29 (2,1) 1
30 (1,1) 1
31 (0,1) 1
표 4는 확장 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' ,1' )의 매핑을 예시한다.
【표 4】
CSI reference Ni amber o f CSI re f erence signal 3
signal conf i gured
configuration 1 O r 2 4 8
[k' ') ns mod 2 ns mod 2 (k'J') ns mod 2
0 (11,4) 0 (11,4) 0 (11,4) 0
1 (9,4) 0 (9,4) 0 (9,4) 0
2 (10,4) 1 (10, 4) 1 (10,4) 1
3 (9,4) 1 (9,4) 1 (9,4) 1
4 (5,4) 0 (5,4) 0
5 (3,4) 0 (3,4) 0
6 (4,4) 1 (4,4) 1
7 (3,4) 1 (3,4) 1
8 (8,4) 0
9 (6,4) 0
10 (2,4) 0
11 (0,4) 0
12 (7,4) 1
13 (6,4) 1
14 (1,4) 1
15 (0,4) 1
16 (11, 1) 1 (11, 1) 1 (11, 1) 1
17 (10, 1) 1 (10, 1) 1 (10, 1) 1
18 (9,1) 1 (9, 1) 1 (9,1) 1
19 (5,1) 1 (5, 1) 1 20 (4,1) 1 (4, 1) 1
21 (3,1) 1 (3, 1) 1
22 (8,1) 1
23 (7,1) 1
24 (6,1) 1
25 (2,1) 1
26 (1,1) 1
27 (0,1) 1
표 3 및 표 4를 참조하면, CSI-RS의 전송에 있어서, 이종 네트워크 (HetNet: heterogeneous network) 환경을 포함하여 멀티 셀 환경에서 셀간 간섭 (ICI: inter-cell interference)을 줄이기 위하여 최대 32개 (일반 CP 경우) 또는 최대 28개 (확장 CP 경우)의 서로 다른 구성 (configuration)이 정의된다.
CSI-RS 구성은 샐 내의 안테나 포트의 개수 및 CP에 따라 서로 다르며, 인접한 셀은 최대한 서로 다른 구성을 가질 수 있다. 또한, CSI— RS 구성은 프레임 구조에 따라 FDD 프레임과 TDD 프레임에 모두 적용하는 경우와 TDD 프레임에만 적용하는 경우로 나눠질 수 있다. 표 3 및 표 4를 기반으로 CSI-RS 구성에 따라 (k' ,1' ) 및 nᅳ s가 정해지고, 각 CSI-RS 안테나 포트에 따라 CSI— RS 전송에 이용하는 시간- 주파수 자원이 결정된다. 도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다. 특히, 도 8은 normal CP가 적용된 서브프레암 내에서 CSI-RS 안테나 포트가 1, 2, 4 또는 8개인 경우에 대한 CSI-RS 패턴들을 예시한다. 도 8 (a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI— RS 전송에 사용 가능한 20가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 8 (b)는 4개의 CSI- RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 10가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며, 도 8 (c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 5가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.
이와 같이 , 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원 (즉, RE 쌍)이 결정된다.
특정 샐에 대하여 CSI-RS. 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 8 (a)에 도시된 20가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI— RS가 전송된다. 、 마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 8 (b)에 도시된 10가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI— RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI— RS가 전송된다. 또한, 특정 샐에 대하여 CSI— RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 8 (C)에 도시된 5가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI— RS가 전송된다.
2개의 안테나 포트 별 (즉, {15,16}, {17,18} , {19, 20} , {21, 22})로 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS는 동¾한 무선 자원에 CDM(Code Division Multiplexing)되어 전송된다. 안테나 포트 15 및 16를 예를 들면, 안테나 포트 15 및 16에 대한 각각의 CSI-RS 복소 심볼은 동일하나, 서로 다른 직교 코드 (예를 들어 , 왈시 코드 (walsh code)가 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1, 1]이 곱해지고, 안테나 포트 16에 대한 CSI— RS의 복소 심볼에는 [1 -1]이 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 아는 안테나 포트 {17, 18}, {19,20} , {21, 22}도 마찬가지이다. UE는 전송된 심볼에 곱해진 코드를 곱하여 특정 안테나 포트에 대한 CSI- RS를 검출할 수 있다 . 즉 , 안테나 포트 15에 대한 CSI— RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 1]을 곱하고, 안테나 포트 16에 대한 CSI— RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 -1]을 곱한다.
도 8 (a) 내지 (c)를 참조하면, 동일한 CSI— RS 구성 인텍스에 해당하게 되면, 안테나 포트 수가 많은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원은 CSI-RS 안테나 포트 수가 적은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원을 포함한다. 예를 들어, CSI- RS 구성 0의 경우, 8개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원은 4개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원과 1 또는 2개의 안테나 포트 수에 대한 무선 자원올 모두 포함한다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
특히, 도 9는 extended CP가 적용된 서브프레임 내에서 CSI-RS 안테나 포트가 1, 2, 4 또는 8개인 경우에 대한 CSI-RS 패턴들을 나타낸다.
도 9 (a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 16가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 8 (b)는 4개의 CSI- RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 8가지 CSI— RS 구성들을 나타낸 것이며, 도 8 (c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 4가지 CSI— RS 구성들을 나타낸 것이다..
이와 같이 , 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원 (즉, RE 쌍)이 결정된다 .
특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송올 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (a)에 도시된 16가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI— RS가 전송된다.
마찬가지로, 특정 샐에 대하여 CSI— RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (b)에 도시된 8가지 CSI— RS 구성들 중 설정된 CSI— RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI— RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (C)에 도시된 4가지 CSI— RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 하나의 셀에서 복수의 CSI-RS 구성이 사용될 수 있다. 넌 -제로 전력 (NZP: non-zero power) CSI-RS는 0개 또는 1개 CSI-RS 구성만이 이용되고, 제로 전력 (ZP: zero power) CSI— RS는 0개 또는 여러 개의 CSI-RS 구성이 이용될 수 있다.
상위 계층에 의해 설정되는 16 비트의 비트맵인 ZP CSI- RS (ZeroPowerCSI-RS)에서 1로 설정된 각 비트 별로, UE는 위의 표 3 및 표 4의 4개의 CSI-RS 열 (column)에 해당하는 RE들에서 (상위 계층에 의해 설정된 NZP CSI-RS를 가정하는 RE와 중복되는 경우를 제외) 제로 전송 전력을 가정한다. 최상위 비트 (MSB: Most Significant Bit)는 가장 낮은 CSI-RS 구성 인텍스에 해당하고, 비트맵 내에서 그 다음의 비트는 순서대로 다음의 CSI-RS 구성 인텍스에 해당한다.
CSI-RS는 위의 표 3 및 표 4에서 (n— s mod 2)의 조건을 만족하는 하향링크 슬롯 및 CSI-RS 서브프레임 구성을 만족하는 서브프레임에서만 전송된다.
프레임 구조 타입 2 (TDD)의 경우, 스페셜 서브프레임 , 동기 신호 (SS) , PBCH 또는 SIB 1 (SystemlnformationBlockTypel) 메시지 전송과 층돌되는 서브프레임 또는 페이징 메시지 전송을 위해 설정된 서브프레임에서 CSI— RS는 전송되지 않는다.
또한, 안테나 포트 세트 S(S={15} , S={15, 16} , S={17, 18} , S={19,20} 또는 S={21,22}) 내 속하는 어떠한 안테나 포트에 대한 CSI— RS가 전송되는 RE는 PDSCH 또는 다른 안테나 포트의 CSI— RS 전송에 사용되지 않는다.
CSI-RS 전송에 사용되는 시간-주파수 자원들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, CSI-RS 오버헤드가 증가할수록 데이터 처리량 (throughput)이 감소하게 된다 . 이를 고려하여 CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되도록 구성되지 않고, 다수의 서브프레임에 해당하는 소정의 전송 주기마다 전송되도록 구성된다 . 이 경우, 매 서브프레임마다 CSI-RS가 전송되는 경우에 비하여 CSI- RS 전송 오버헤드가 많이 낮아질 수 있다 .
CSI-RS 전송을 위한 서브프레임 주기 (이하, 'CSI 전송 주기'로 지칭함) (T_CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 ( A_CSI-RS)은 아래 표 5과 같다. 표 5은 CSI-RS 서브프레임 구성을 예시한다.
【표 5]
Figure imgf000037_0001
표 5을 참조하면, CSI-RS 서브프레임 구성 (I— CSI-RS)에 따라 CSI-RS 전송 주기 (T_CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 ( Δᅳ CSI-RS)이 결정된다.
표 5의 CSI-RS 서브프레임 구성은 앞서 -SubframeConfig' 필드 및 1 zeroTxPowerSubf rameConf ig 1 필드 중 어느 하나로 설정될 수 있다. CSI- RS 서브프레임 구성은 NZP CSI-RS 및 ZP CSI— RS에 대하여 개별적으로 (separately) 설정될 수 있다.
CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 아래 수학식 13을 만족한다.
【수학식 13]
(10"f + k /2j- ACSI_RS )mod rCSI_RS = 0
수학식 13에서 T— CSI-RS는 CSI-RS 전송 주기, Δ—CSI-RS는 서브프레임 오프셋 값, n— f는 시스템 프레임 넘버 , n_s는 슬롯 넘버를 의미한다.
서빙 샐에 대해 전송 모드 9 (transmission mode 9)가 설정된 UE의 경우, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 서빙 셀에 대해 전송 모드 10 (transmission mode 10)이 설정된 UE의 경우, UE는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원 구성 (들)이 설정될 수 있다.
CSI-RS 구성 (configuration)
현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성 (configuration)에 관한 파라미터로서 antennaPortsCount , subf rameConf ig , resourceConf ig 등이 존재한다 . 이러한 파라미터들은, CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지, CSI- RS가 전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지 , 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE 위치 (예를 들어 , 주파수와 OFDM 심볼 인텍스)에서 전송되는지 등을 지시한다 . 구체적으로 , 기지국은 특정 CSI— RS 구성을 UE에 지시 /전달할 때 다음과 같은 내용의 파라미터 /정보를 전달한다.
- antennaPortsCount： CSI-RS들의 전송을 위해 사용되는 안테나 포트 수를 나타내는 파라미터 (Parameter represents the number of antenna ports used for transmission of CSI reference signals) (예를 들어, 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS 포트들, 4 CSI-RS 포트들, 혹은 8 CSI-RS 포트들)
- resourceConf ig: CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터
- subframeConfig: CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터
- p-G: CSI 피드백 CSI— RS를 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 관한 UE의 가정에 관하여, PC는 UE가 CSI 피드백을 도출할 때 CSI-RS EPRE에 대하여 PDSCH EPRE의 가정된 비율에 해당하고, ldB 크기 단위로 [-8, 15] dB 범위의 값을 취한다 (Regarding UE assumption on reference PDSCH transmitted power for CSI feedback CSI-RS , Pc is the assumed ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when UE derives CSI feedback and takes values in the range of [-8 , 15] dB with 1 dB step size)
- zeroTxPowerResourceConf igList： zero-power CSI-RS 구성에 관한 파라미터
- zeroTxPowerSubf rameConf ig： zero-power CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터 매시브 MIMO (Massive MIMO)
다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO (Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율 ( spectral ef f iciency) , 에너지 효율 (e ergy ef f iciency) , 프로세싱 복잡도 (processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.
최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 MIMO는 전 -차원 MIMO ( FD-MIMO : Ful l -Dimension MIMO)로도 지창된다.
LTE 릴리즈 (Rel : release) - 12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (AAS : Active Antenna . System)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리 , AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다 .
AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터, 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징올 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 범 제어 ( electronic beam control ) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3차원 빔 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.
AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다 . 일례로, 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원 (2D: 2 -Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 범 패턴을 형성할 수 있다. 도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements)를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 10에서는 일반적인 2차원 (2D: 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며 , 도 10과 같이 N_t=N_v . N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우 ί· 고려할 수 있다 . 여기서 , N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N_v는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.
이러한 2D. 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도톡 무선 파장 (radio wave)이 수직 방향 (고도 (elevation) ) 및 수평 방향 (방위각 (azimuth) )으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원 빔포밍으로 지칭할 수 있다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D (3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다 .
도 11은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서 , 2차원 안테나 배열 (즉, 2D-AAS)를 이용한 3D MI O 시스템을 예시한다 .
송신 안테나 관점에서 상기 3차원 범 패턴을 활용할 경우, 범의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준—정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 웅용을 고려할 수 있다.
또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때 , 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
편파 ( Polari zation)를 고려한 2D 평면 배열 안테나 (pi anar antenna array) 모델의 경우, 도 11과 같이 도식화할 수 있다.
수동적 안테나 (passive antenna)에 따른 기존의 IMO 시스템과 달리 , 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소 (element )에 부착된 (또는 포함된) 능동 소자 (예를 들어 , 증폭기 )에 가중치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득 (gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴 ( radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격 ( spacing) 등과 같은 안테나 배치 (arrangement )에 의존하므로, 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.
도 12의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M , N, P)로 나타낼 수 있으며 , 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.
M은 각 열 (즉, 수직 방향에서 )에서 같은 편파 (polari zation)를 가지고 있는 안테나 요소 ( antenna element )의 개수 (즉, 각 열에서 +45° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
N은 수평 방향의 열의 개수 (즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
P는 편파 (polarization)의 차원 (dimension)와 개수를 나타낸다. 도 11의 경우와 같이 교차 편파 (cross polarization)의 경우 p=2이나, 동일 편파 (Co— polarization)의 경우 P=l이다.
¾>£11 (antenna port) ^ 리적 ¾：테 ϋ (physical antenna element) S. 口 1] ¾ ^ 4. 테1 (antenna port) ¾H¾ - ¾：테 4 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 0는 CRS (Cell-specific Reference Signal)와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS (Positioning Reference Signal)와 관련될 수 있다. 일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 .편파 (cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는' 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 빔포밍 (beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 빔포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도록 할 수 있다. 일반적으로 다중의 교차 편파 (cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열 (column)로 구성되는 안테나 배열 (antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다.
즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.
다른 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
FD-MIMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛 (또는 송수신 유닛) ( TXRU : transceiver unit ) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다.
안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다. TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다. 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴 ( directional gain pattern)을 가질 수 있다.
기존의 송수신기 ( transceiver ) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과 모두를 포함하는 정적인 (TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다. 안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호 (또는 파일럿 )와 함께 정의된다. 예를 들어 , 안테나 포트 상에서 프리코명된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더 (또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩 )로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI— RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 백터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI— RS 포트와 TXRU간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.
TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화 (ID TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화 (2D TXRU virtualization)이 논의되며 , 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다 .
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
ID TXRU 가상화에 있어서 , M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파 (polarization)을 가지는 단일의 열 (column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.
2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 11의 안테나 배열 모델 구성 (M, N, P)에 상응하는 TXRU 모델구성은 (MJTXRU, N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서 , M— TXRU는 2D 같은 열 , 같은 편파 (polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며 , M_TXRU < M을 항상 만족한다 . 즉 , TXRU의 총 개수는 M TXRUXNXP와 같다. TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 12 (a)와 같이 TXRU 가상화 (virtualization) 모델 옵션— 1: 서브—배열 분할 모델 (sub-array partition model)과 도 12 (b)와 같이 TXRU 가상화 모델 옵션— 2: 전역 연결 (full-connection) 모델로 구분될 수 있다.
도 13 (a)를 참조하면, 서브 -배열 분할 모델 (sub— array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.
도 13(b)를 참조하면, 전역 연결 (full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소 (또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.
도 13에서 q는 하나의 열 (column) 내 M개의 같은 편파 (co- polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 백터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 백터 (wideband TXRU virtualization weight vector)이며 W는 광대역 TXRU 가상화 가증치 행렬 (wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M_TXRU 개의 TXRU들의 신호 백터이다.
여기서 , 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일 (1-to-l) 또는 일대다 (1— to— many)일 수 있다.
도 13에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매 (TXRU-to-element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다. CSI (Channel -State Information) - Reference Signal (CSI-RS) 전송 모드 9가 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성을 설정받을 수 있다. 전송 모드 10미ᅳ설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나 이상의 CSI-RS 자원 구성 (들)을 설정받을 수 있다. CSI-RS에 대해 nonzero 전송 전력을 가정해야 하는 UE를 위한 이하의 파라미터들은 각각의 CSI- RS 자원 구성에 대한 상위 '계층 시그널링을 통해 설정된다:
- CSI-RS 자원 구성 식별자 (UE에 전송 모드 10이 설정된 경우)
- CSI-RS 포트의 수
- CSI-RS 구성
一 CSI-RS 서브 프레임 구성 I_(CSI-RS)
- CSI 피드백 (P_C)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE의 가정 (UE에 전송 모드 9가 설정된 경우)
- UE에 전송 모드 10이 설정되면, 각각의 CSI 프로세스에 대한 CSI 피드백 (P_C)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE 가정 . CSI 서브 프레임 세트들 C_(CSI, 0) 및 C_(CSI,1)이 CSI 프로세스를 위한 상위 계층에 의해 설정되면, CSI 프로세스의 각 CSI 서브 프레임 세트를 위한 P_c가 설정됨.
- Pseudo-random시¾스 생성기 파라미터 (n_ID) .
- UE가 상위 계층 파라미터 CSI -Reporting— Type를 설정받고, CSI 보고 타입이 CSI 프로세스에 대한 'CLASS A'로 설정된 경우, CDM 타입 파라미터.
- UE에 전송 모드 10이 설정된 경우, 아래의 파라미터들을 갖는 CRS 안테나 포트들 및 CSI-RS 안테나 포트들의 QCL type B의 UE 가정에 대한 상위 계층 파라미터 qcl -CRS- Info- rll:
- qcl-Scramblingldentity-rll .
- crs-PortsCount-rll .
- mbsf n-Subf rameConf igList-rll .
P_C는 UE가 CSI 피드백을 도출하고 IdB 스텝 크기로 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 취할 때, CSI-RS EPRE (Energy Per Resource Element)에 대한 PDSCH EPRE의 추정된 비율이며, 여기서 PDSCH EPRE는 셀 관련 RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율에 대한 심볼 수와 대웅된다.
UE는 서빙 셀의 동일한 서브 프레임에서 CSI-RS 및 PMCH의 구성을 기대하지 않는다.
프레임 구조 타입 2 서빙 셀과 4개의 CRS 포트의 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20 -31] 세트 또는 확장 CP의 경우 [16 -27] 세트에 속한 CSI-RS 구성 인덱스를 수신할 것을 기대하지 않는다.
UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI— RS 안테나 포트들 간에는 지연 확산, 도폴러 확산, 도플러 시프트, 평균 이득 및 평균 지연에 대해 QCL 된다고 가정할 수 있다.
전송 모드 10 및 QCL Type B가 설정된 UE는, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 qcl-CRS-Info— rll과 연관된 안테나 포트 0— 3을 가정할 수 있고, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 안테나 포트들 15 -22은 도플러 시프트 (Doppler shift) 및 도플러 확산 (Doppler spread)에 대하여 QCL되었다고 가정할 수 있다.
UE에 전송 모드 10 및 상위 계층 파라미터 CSI- Reporting— Type이 설정되고, CSI— Reporting— Type는 ' CLASS B'로 '설정되고, CSI 프로세스를 위해 구성된 CSI-RS 자원의 개수가 하나 이상이고, QCL type B가 설정된 경우, UE는 상위 계층 파라미터 qcl— CRS-Info-rll과 상이한 값을 갖는 CSI 프로세스에 대한 CSI— RS 자원 구성을 수신할 것을 기대하지 않는다.
CSI-RS 전송을 위해 구성 /설정된 서브 프레임에서, 참조 신호 시퀀스 'n j") 는 안테나 포트 p의 참조 심볼들로 사용되는 복소수 값 (complex- valued) 변조 심볼들 에 매핑될 수 있다. 이러한 매핑은 상위 계층 파라미터 CDMType에 의존한다.
CDMType이 CDM4에 해당하지 않는 경우, 아래의 수학식 14에 따른 매핑이 수행될 수 있다.
【수학식 14】
-0 for ρ' G {l 5,16}, normal cyclic prefix
ᅳ 6 for ρ' e {l 7,18}， normal cyclic prefix
-1 ΐοτρ' € {l9,20}, normal cyclic prefix
ᅳ 7 for// G {21,22}, normal cyclic prefix
k = k'+\2m +
-0 for / e {l 5,16}, extended cyclic prefix
-3 for;/ G {l 7,18}， extended cyclic prefix
-6 for p' e {l 9,20}, extended cyclic prefix
-9 for p B L' G {21,22}, extended cyclic prefix
CSI reference signal configurations 0-19， normal cyclic prefix
I = ί'+ 21" CSI reference signal configurations 20-31, normal cyclic prefix
I" CSI reference signal configurations 0 - 27, extended cyclic prefix
' G{15,17519,21}
'e {16,18,20,22}
0,1
DL
m 0,1,... V RB ■1
max,DL DL
N, RB -N RB
m = m +
CDMType이 CDM4에 해당하는 경우, 아래의 수학식 15에 따른 매핑0 수행될 수 있다.
【수학식 15】
Figure imgf000050_0001
CSI
for p e {15,16,19,20}, normal cyclic prefix, N pf orts
k = k'+llm― for p G {17,18,21,22}, normal cyclic prefix, N^s = 8
CSI
6k, for p' e {l 5,16,17,18}, normal cyclic prefix, ports = 4
CSI reference signal configurations 0-19, normal cyclic prefix
CSI reference signal configurations 20-31, normal cyclic prefix
Figure imgf000050_0002
m 0,1,...,N^-1
max,DL
RB
m = m-\- 수학식 15의 > (0는 이하의 표 6에 의해 결정된다 . 표 6은 CDM 4에 대한 시뭔스 >v(0.를 나타낸다.
【표 6】
Figure imgf000051_0001
OFDM뉴머를로지 (numerology)
더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT (Radio Access Technology)에 비해 향상된 mobi le broadband 통신에 대한. 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 massive MTC (Machine Type Communications ) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 증 하나이다. 뿐만 아니라, 차세대 통신에서 신뢰도 (reliability) 및 지연 (： tency)에 민감한 서비스 /UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이, enhanced mobile broadband communication , massive MTC ,
URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며 , 이러한 기술을 new RAT (NR) ' 이라 통칭될 수.있다.
New RAT 시스템은 OFDM 전송 방식 또는 이와 유사한 전송 방식을 사용하며 , 대표적으로 이하의 표 3의 OFDM 뉴머롤로지를 갖는다.
【표 3】
Figure imgf000052_0001
Sel f― contained subf rame structure
TDD 시스템에서 데이터 전송 지연을 최소화하기 위하여 5세대 new RAT에서는 도 14와 같이 제어 채널과.데이터 채널이 TDM된 self-contained sub frame 구조가 고려되고 있다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 self-contained sub frame 구조를 예시한다 .
도 14에서 빗금친 영역은 DCI 전달을 위한 물리채널 PDCCH의 전송 영역을 나타내고, 검정색 부분은 UCI (Uplink Control Information) 전달을 위한 물리채널 PUCCH의 전송 영역을 나타낸다.
DC工를 통해 eNB가 UE에게 전달하는 제어 정보로는, UE가 알아야 하는 cell 구성에 관한 정보, DL 스케줄링 등의 DL 특정 (specific) 정보, 및 /또는 UL 승인 (grant) 등과 같은 UL 특정 정보 등이 존재할 수 있다. 또한, UCI를 통해 UE가 . eNB에게 전달하는 제어 정보로는, DL 데이터에 대한 HARQ의 ACK/NACK 보고, DL 채널 상태에 대한 CSI 보고, 및 /또는 SR (Scheduling Request) 등이 존재할 수 있다.
도 14에서 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터를 위한 물리채널 PDSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터를 위한 물리채널 PUSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 하나의 SF(subframe) 내에서 DL 전송과 UL 전송이 순차적으로 진행되어, 해당 SF 내에서 DL 데이터를 전송하고, UL ACK/NACK을 수신할 수도 있다. 따라서, 본 구조를 따를 경우, 데이터 전송 에러 발생 시 데이터 재전송까지 걸리는 시간이 줄어들게 되며 , 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연 (latency)이 최소화될 수 있다.
이러한 self-contained sub frame 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신 모드로 전환되는 과정 또는 수신 모드에서 송신 모드로 전환되는 과정을 위한 시간 간격 (time gap)이 필요하다. 이를 위하여 subframe 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM symbol이 GP로 설정될 수 있으며, 이와 같은 subframe type은 'self-contained SF' 이라 지칭될 수 있다.
Analog beamf orming
Millimeter Wave (mmW)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 요소의 설치가 가능해 진다. 즉 30GHz 대역에서 파장은 1CII1로써 5 by 5 cm의 패널에 0.5 lambda (파장) 간격으로 2-차원 배열 형태로 총 64 (8X8)개의 안테나 요소 (element) 설치가 가능하다. 그러므로 mmW에서는 다수개의 안테나 요소들을 사용하여 beamf orming (BF) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, throughput을 높이려고 한다. - 이 경우에 안테나 요소별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU (transceiver unit)을 가지면 주파수 자원 별로 독립적인 beamf orming이 가능하다. 그러나 100여개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격 측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 analog phase shif ter로 빔의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 analog beamforming 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 beamforming을 해즐 수 없는 단점을 갖는다.
Digital BF와 analog BF의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 hybrid BF를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 범의 방향은 B개 이하로 제한된다.
또한, New RAT 시스템에서는 다수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍 기법이 대두되고 있다. 이때, 아날로그 범포밍 (또는 RF (radio f requency) 범포밍)은 RF 단에서 프리코딩 (또는 컴바이닝)을 수행하는 동작을 의미한다. 하이브리드 빔포밍에서 Baseband 단과 RF 단은 각각 프리코딩 (또는 컴바이닝 )을 수행하며 , 이로 인해 RF 체인 수와 D (digital ) /A (analog) (또는 A/D) 컨버터 수를 줄이면서도 디지털 범포밍에 근접한 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다 . 편의상 하이브리드 빔포밍 구조는 N개 트랜시버 유닛 (TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 그러면 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층에 대한 디지털 빔포밍은 N by L 행렬로 표현될 수 있고, 이후 변환된 N개의 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 M by N 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다.
도 15는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다. 도 15에서 디지털 빔의 개수는 L개 이며, 아날로그 빔의 개수는 N개인 경우를 예시한다 .
New RAT 시스템에서는 기지국이 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여, 특정 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 빔포밍을 지원하는 방향이 고려되고 있다. 나아가, 도 15에서 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널 (panel )로 정의할 때, New RAT 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 빔포밍의 적용이 가능한 복수의 안테나 패널들을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.
기지국이 복수의 아날로그 범을 활용하는 경우, 단말별로. 신호 수신에 유리한 아날로그 빔이 다를 수 있으므로 적어도 동기화 신호 ( Synchroni zation signal ) , 시스템 정보, 페이징 등에 대해서는 특정 Subf rame ( SF )에서 기지국이 적용할 복수의 아날로그 빔들을 심볼별로 바꾸어 모든 단말이 수신 기회를 가질 수 있도록 하는 범 스위핑 동작이 고려되고 있다.
도 16은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다.
도 16에서 New RAT 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 방식으로 전송되는 물리적 자원 (또는 물리 채널)을 xPBCH (physical broadcast channel )으로 명명하였다.
도 16을 참조하면, 하나의 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 범들은 동시에 전송될 수 있다. 아날로그 빔별 채널을 측정하기 위해, 도 16에 도시한 바와 같이, (특정 안테나 패널에 대웅되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 RS인 빔 RS (BRS )를 도입하는 방안이 논의되고 있다 . BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대응될 수 있다. 이때, BRS와는 달리 동기화 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도톡 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다.
LTE에서의 RRM측
LTE 시스템에서는 전력 제어, 스케줄링, 셀 검색, 셀 재선택, 핸드오버, 무선 링크 또는 연결 모니터링, 연결 확립 /재 -확립 등을 위한 RRM 동작을 지원한다. 서빙 셀은 단말에게 RRM 동작을 수행하기 위한 측정 값인 RRM 측정 정보를 요청할 수 있다. 대표적으로 LTE 시스템에서는, 단말이 각 Cell에 대해 셀 검색 정보, RSRP (reference signal received power) , RSRQ ( reference signal received quality) 등의 정보를 즉정 /획득하여 보고할 수 있다 . 구체적으로 , LTE 시스템에서 단말은 서빙 셀로부터 RRM 측정을 위한 상위 계층 신호로 measConfig' 를 전달받는다. 단말은 상기 'measConfig' 의 정보에 따라 RSRP 또는 RSRQ를 측정할 수 있다. 여기서 LTE 시스템의 TS 36.214 문서에 따른 RSRP, RSRQ 및 RSSI의 정의는 ώ] "래와 같다.
[RSRP]
참조 신호 수신 전력 (RSRP)은 고려된 측정 주파수 대역폭 내에서 CRS (cell-specific RS)를 전달하는 자원 요소의 전력 기여도 (power contributions) ( [W]에서 )에 대한 선형 평균 (linear average)으로 정의된다. RSRP 결정올 위해 TS 36.211 [3]에 따른 CRS R0가 사용되어야 한다. 단말이 R1이 유효 (available)하다는 것을 신뢰성 있게 (reliably) 검출할수 있는 경우, R0에 추가하여 R1을 사용하여 RSRP를 결정할 수 있다.
RSRP의 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.
만일 , 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 '개별 다이버시티 브랜치 (branch)에 대응하는 RSRP보다 작아서는 안된다.
[RSRQ]
참조 신호 수신 품질 (RSRQ)은 비율 NXRSRP/ (E-UTRA 반송파 RSSI) (즉, E-UTRA 반송파 RSSI 대 NX RSRP)로 정의되며, 여기서 N은 E-UTRA 반송파 RSSI 측정 대역폭의 RB 수이다. 분자와 분모의 측정은 동일한 자원 블톡 집합에 대해 이루어져야 한다.
E-UTRA 반송파 수신 신호 강도 지시자 (RSSI)는, 측정 대역폭에서 모든 소스들 (공동—채널 (co-channel) 서빙 및 비 -서빙 샐들 포함)로부터의 N개의 자원 블록들에 대하여 안테나 포트 0에 대한 참조 심볼들을 포함하는 OFDM 심볼에서만 단말에 의해 관찰 /측정된 총 수신 전력 ( [W]에서 )의 선형 평균과 채널 간섭, 열 잡음 등을 포함할 수 있다. 상위 계층 시그널링이 RSRQ 측정을 수행하기 위한 특정 서브 프레임을 지시하는 경우, RSSI는 지시된 서브 프레임들 내 모든 OFDM 심볼들에 대해 측정될 수 있다 .
RSRQ에 대한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.
만일, 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치에 대응하는 RSRQ보다 작아서는 안된다.
[RSSI]
RSS工는 수신기 필스 정형 필터 (receiver pulse shaping filter)에 의해 정의된 대역폭 내에서 수신기에서 발생하는 열 잡음 및 잡음을 포함하여 수신된 광대역 전력에 해당할 수 있다.
측정을 위한 참조 포인트는 단말의 안테나 커넥터가 되어야 한다.
만일 , 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 수신 안테나 브랜치에 대응하는 UTRA 반송파 RSS工보다 작아서는 안된다. 상기 정'의에 따라, LTE 시스템에서 동작하는 단말은 내부 주파수 즉정 (Intra- frequency measurement)인 경우어 j는 SIB3 (system information block type 3)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭 관련 IE (information element)를 통해 , 주파수 간 즉정 (工 nter-frequency measurement)인 경우에는 SIB5 (system information block type 5)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭을 통해 6, 15, 25, 50, 75, 10 ORB ( resource block) 중 하나에 대응되는 대역폭에서 RSRP를 측정하도록 허용 받을 수 있다 . 또는 상기 IE가 없을 경우, 단말은 Default로 전체 DL 시스템의 주파수 대역에서 측정할 수 있다. 이때, 단말이 허용된 측정 대역폭을 수신하는 경우, 단말은 해당 값을 최대 측정 대역폭으로 간주하고 해당 대역폭 /값 이내에서 자유롭게 RSRP의 값을 측정할 수 있다. 다만, 서빙 셀이 WB (wideband) - RSRQ로 정의되는 IE을 전송하고, 허용된 측정 대역폭을 50RB 이상으로 설정하면 단말은 전체 허용된 측정 대역폭에 대한 RSRP 값을 계산해야 한다 . 한편 , RSSI는 RSSI 대역폭의 정의에 따라 단말의 수신기가 갖는 주파수 대역에서 측정될 수 있다.
도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.
도 17을 참조하면 , 패널 안테나 어레이는 각각 수평 도메인으로 Mg개 및 수직 도메인으로 개의 패널로 구성되며, 각 하나의 패널은 M개의 열과 N개의 행으로 구성될 수 있다. 특히 , 본 도면에서 패널은 X_pol (교차 편파 (cross polarization) ) 안테나를 기준으로 도시되었다 . 따라서 , 도 17의 총 안테나 요소의 개수는 2 *M*N*Mg*Ng개일 수 있다.
포트 레이아옷
코드북은 다양한 타입으로 정의될 수 있으며 , NR (New RAT)에서 코드북은 크게 타입 1 및 타입 2 코드북이 존재할 수 있다. 나아가, 각 타입별로 싱글- 패널에 대한 코드북인지 멀티-패널에 대한 코드북인지에 따라서도 세분화되어 구분될 수 있다 (예를 들어 , 타입 1 싱글 /멀티 -패널 코드북 및 타입 2 싱글- 멀티 -패널 코드북 ) .
타입 1 싱글 패널 코드북의 경우, W1은 다음의 수학식 16과 같이 정의될 수 있다. 여기서 , W1은 장기 ( long-term) , 광대역 (wideband) , 빔 그룹 선택의 특성을 갖는 제 1 PM工를 의미한다.
【수학식 16】
0 B2 적어도 탱크 1 및 탱크 2에 대하여 , W1의 B (또는 Bi ) 내에서 후보 DFT (Discrete Fourier Transf orm) 빔 개수 (L)는 1 , 2 , 4 및 /또는 7일 수 있다. 이러한 L 값은 네트워크 (예를 들어 , 기지국)에 의해 설정될 수 있다. 만일, L>1인 경우, UE에 의해 자유롭게 L개의 빔들이 선택될 수 있다. 또는, 적어도 하나의 빔 그룹 패턴이 정의될 수 있는데 이러한 빔 그룹 패턴의 예시는 도 18 및 19를 참조하여 이하에서 후슬한다. 이러한 빔 그룹 패턴은 네트워크 (예를 들어 , 기지국)에 의해 설정될 수 있다. 범 패턴은 UE에 의해 보고될 수 있다. 또는, gNB에 의해 자유롭게 L개의 빔들이 선택될 수 있다.
L개의 빔 선택이 탱크 1 및 탱크 2에 동일하게 적용되거나 서로 다르게 적용될 수 있다. 만일, L= l인 경우, W1은 아래의 수학식 17과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 17】
Figure imgf000062_0001
도 18은 본 발명에 적용될 수 있는 2D 포트 레이아웃의 경우 L=2인 후보 빔 그룹 패턴들을 예시한다 . 본 도면에서 패턴으로 표시된 사각형이 선택된 L개의 빔들을 의미한다.
도 19는 본 발명에 적용될 수 있는 2D 포트 레이아웃의 경우 L=4인 후보 빔 그룹 패턴들을 예시한다. 본 도면에서 패턴으로 표시된 사각형이 선택된 L개의 범들을 의미한다.
ID 포트 레이아웃의 경우, 범 그룹 패턴은 d에 의해 균일하게 및 /또는 비균일하게 분리된 L>1인 빔들의 열 ( row)을 포함한다. L>1의 경우, dl , d2에 대한 성글 또는 멀티 값들이 지원될 수 있다.
NR에서의 코드북 제안
New RAT을 비롯하여, 패널 어레이 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서는, 매시브 안테나를 이용한 빔포밍을 수행하게 되면서 빔들이 매우 좁게 (narrow) 형성이 되며, 패널 안테나 어레이의 구현에 따라 안테나 포트간 l inear increment 성질이 깨질 수 있다. 따라서, LTE , LTE -A 등에서 사용된, DFT 기반의 코드북의 성능이 열화될 수 있다. 따라서, 본 명세서에서는 패널 어레이 안테나에 적합한 코드북 구조를 제안한다.
하나의 패널 내의 2D 안테나 어레이에 적용될 2D DFT 범을 수학식
17과 같이 정의할 수 있다.
【수학식 18】
Figure imgf000063_0001
( .2 、、
1 exp(y— -1) exp( —— 1-~—— )
r .2ππι, (Ν,ᅳ 1)、
u„2 = 1 exp(y -) exp(7 — )
ο2Ν2 o2N2 수학식 18에서 ml과 m2는 각각 첫 번째 및 두 번째 도메인의 1I3-DFT 코드북의 인텍스를 나타낸다 . N1 및 N2는 각각 패널의 첫 번째 및 두 번째 차원 (dimension)의 편파 (pol)별 안테나포트의 개수를 나타낸다 . ol 및 o2는 패널의 첫 번째 및 두 번째 차원 (dimension)의 오버샘플링 인자 (factor)를 나타낸다.
도 17에서 M과 N은 안테나 요소를 나타내며 (이하, 설명의 편의상 M을 첫 번째 도메인 (수평) 파라미터, N을 두 번째 도메인 (수직) 파라미터로 지칭) , 다수의 안테나 요소들에 대해 특정 백터에 따라 안테나 가상화 (antenna virtualization)를 수행한 후 안테나 요소-대一포트 매핑 (antenna element-to-port mapping)을 수행한 결과에 따른 첫 번째 도메인과 두 번째 도메인의 포트 수를 각각 Nl, N2로 정의한다. N1' 와 N2' 를 패널당 포트 수로 정의하면 , 본 발명에서 고려하는 총 안테나 포트의 개수 /숫자 (Ntot)는 P*Mg*Ng*Nl' *Ν2' 로 정의되며 , Ρ는 X-pol 안테나의 경우 2, co-pol (동일 편파) 안테나의 경우는 1로 설정될 수 있다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 비 -균일 포트 어레이를 예시한 도면이다.
도 20을 참조하여 설명하면, 각 패널당 32개의 요소 (즉, M=4, N=2, P=2)를 구비한 패널 어레이에 대해 수직 방향의 가상화 (vertical virtualization) # 수행하면 , P=2 , Nl' =4 , Ν2' =1, Mg=2 , Ng=2로 총 32-포트가 될 수 있다. 안테나 포트의 경우, 안테나 가상화에 따라서 안테나 요소에 대웅될 수 있으나, 본 명세서에서는 설명의 편의를 위해 단일개의 안테나 요소 또는 다수개의 안테나 요소들이 가상화된 후의 안테나 포트를 통칭하여 '안테나 포트' 라 통칭한다. 범포밍 수행을 위한 안테나 포트 정보 (예를 들어 , {N1, N2, 01 및 02} , 및 /또는 {Mg, Ng, Nl' , Ν2' , 01 및 /또는 02 } )는 상위 계층 시그널링되거나 단말과 네트워크간사전에 서로 약속할 수 있다.
Ntot의 값은 다양하게 설정될 수 있으나, 2, 4, 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32 포트 등과 같이 , LTE 시스템에서 지원되고 있는 안테나 포트들에 대해 통합적으로 적용될 수 있는 코드북 구조를 따라야 한다. 이를 위해, 본 명세서에서는 멀티-스테이지 코드북 구조를 고려하며, 이 증 트리풀ᅳ스테이지의 예제는 아래의 수학식 19와 같다.
【수학식 19】
W=W1*W2*W3
수학식 19에서 특정 코드북 행렬은 LTE, LTE— A에 사용되는 듀얼- 스테이지 코드북 구조에서의 W1 (제 1 PMI) , W2 (제 2 PMI)로 대체될 수 있다.
3GPP Rel-13 코드북은 Rel-10, Rel-12 코드북의 이중 (dual) 구조를 따른다. 즉, W1 (장기 (long-term) , 광대역 (wideband) , 빔 그룹 선택) , W2 (단기 (short-term) , 서브밴드 (subband) , 범 선택+위상일치 (co- phasing) )의 특성을 가지고 두 개의 곱 (즉, W1 및 W2의 곱)으로 최종 코드북이 형성된다ᅳ 다만, Rel-10, Rel-12 코드북과의 차이점은, 고려하는 안테나 포트 러)이아웃 (antenna port layout)이 2 차원 (2D: 2 Dimensional〉를 포함하기 때문에 , 코드북을 구성하는 각 범들이 수직 (vertical) til 및 수평 (horizontal) 빔의 크로네커 곱 (kronecker product) 형태로 나타나게 된다. 3GPP Rel-13 탱크 (Rank) 1-2 코드북을 수식으로 나타내면 아래 수학식 20과 같다.
【수학식 20】
W =
= 0,1
Figure imgf000066_0001
1 exp(7— exp(7—— l~ —— )
Figure imgf000066_0002
수학식 20에서 WA (1)는 탱크 1 코드북의 최종 형태를 나타내고, 탱크 2 코드북의 최종 형태를 나타낸다.
여기서 , Ν1 및 Ν2는 각각 게 1 치"원 (1st dimension) 및 제 2 (2nd dimension) 내 각 편파 (polarization) 별 antenna port의 수이다. 이 및 o2는 각각 제 1 치"원 (1st dimension) 및 제 2 ^"원 (2nd dimension) 내 오버샘플링 인자 (oversampling factor)이다.
그리고, ml, m2는 각각 수평 (horizontal)괴" 수직 (vertical) (또는 제 l(lst) 및 제 2 (2nd) 도메인 (domain) )에서 DFT 백터의 선택 방법을 나타낸다. ml (탱크 2인 경우, ml 및 ml' )과 m2 (랭크 2인 경우, m2 및 m2' )를 통하여 특정 W1 (즉, 제 1 PMI) 2D 빔그룹 (즉, 코드북 구성 (Codebook Config) 1 내지 4)를 구성할 수 있다. 그리고, 아래첨자 n은 위상일치 (co— phasing)를 나타낸다.
즉, 3GPP ' Rel-13 코드북은 크로네커 곱의 연산을 이용하여 Rel-10의 8Tx(8 port 전송) 코드북을 2 차원으로 확장한 것으로 볼 수 있다. 제안 1) 아날로그 코드북
본 제안에서는 아날로그 빔포밍에 해당하는 CSI 정보를 코드북을 이용하여 보고하는 방법을 제안한다.
실시예로서, 수학식 19의 멀티 스테이지 중 하나의 스테이지 (예를 들어, W1)에서 Tx/Rx 아날로그 빔포밍에 상응하는 코드워드 선택의 기능 /역할을 수행하거나, 단독 코드북 행렬로 아날로그 코드북이 구성될 수 있다.
아날로그 범포밍의 경우, TXRU 가상화의 가중치 백터 (weighting vector)로 FD-MIMO의 2D 서브어레이 모델을 이용하여 다음의 수학식 21과 같이 구성될 수 있다. 【수학식 21] for I = 1,...,L, o=l, ..... ,oTXRUL fork = Ι,.,.,Κ, o=l,….. ,o1TXRUK
Figure imgf000068_0001
여기서, dv, dH는 각 안테나 요소의 간격 (spacing) , 는 캐리어 주파수 K는 TXRU당 N1 도메인의 안테나 요소 개수, L는 TXRU당 N2 도메인의 안테나 요소 개수, 0— 1TXRU와 0_2TXRU는 TXRU를 구성하는 각 도메인의 요소로 형성되는 1— DFT 빔의 오버샘플링 인자이며, wo의 길이는 K = /N1' 에 의해, vi의 길이는 L = N/N2' 에 의해 각각 주어진다. 그리고, 1 etllt'0' 은 각각 N1과 N2 도메인의 특정 지향 각도 (angle)를 나타내며, N1이 수평 도메인,
N2가수직 도메인 경우, scan and tilt angle 로 표현될 수 있다.
따라서, 최종 Tx 아날로그 빔 형태는 수학식 22와 같이 결정될 수 있다.
【수학식 22】
, (8)v/
수학식 22는 N2 방향으로 가상화를 위한 안테나 요소 인덱싱이 먼저 수행되는 경우에 해당하며, 만약 N1 방향으로 가상화를 위한 안테나 요소 인덱싱이 먼저 수행되는 경우에는 수학식 22가 이하의 수학식 23과 같이 변형되어야 한다. 【수학식 23 ]
아날로그 범이 지향하는 방향은 상기 설명과 같이 2D이거나, 수평 혹은 수직 가상화에 해당하는 백터만을 사용하여 1D 방향만을 지향할 수도 있다 . 본 명세서에서는 설명의 편의를 위하여 수학식 22를 기반으로 한 2D 아날로그 빔을 중심으로 각 실시예들을 설명하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
수학식 21의 각 백터는 수학적 관계를 통하여 동일하게 수학식 18의 DFT 빔으로 표현이 가능하며 , 일례로 경사 ( ti lt ing )로 표현하여 수학식 21을 변환하면 아래의 수학식 24와 같이 표현할 수 있다.
【수학식 24】
Figure imgf000069_0001
수학식 24를 이용하여 수학식 21은 다음의 수학식 25와 같이 표현될 수
【수학식 25 ]
Figure imgf000069_0002
여기서 k=0, "·,ο— (K-l) , 1 = 0,•••,o_(L-l) ό) 된다. 그러면, 아날로그 코드북의 최대 사이즈는 L*0_1TXRU 와 K*0_2TXRU의 곱으로 나타낼 수 있다. 아날로그 코드북은, 결과 경사 각도 (resulting tilting angle)와 스캔 각도 (scan angle)가 모든 아지무스 각도 (azimuth angle)와 제니스 각도 (zenith angle)들을 균일 (uniform)하게 설정하여 구성되거나 (예를 들어 , 수학식 26, 상기 예제에서 제니스 각도의 범위를 —pi에서 pi로, 아지무스 각도의 범위를 -pi/3에서 pi/3로 가정) , ^ ᅳ "' — σ2 , l - C«" - 2과 같이 아날로그 빔의 경계 지점을 아날로그 범의 개수만큼 균일하게 나누어 구성될 수 있다. 이때, 사용되는 아날로그 빔의 개수 및 /또는 아날로그 범 각도의 경계 값은 RRC로 기지국이 단말에 알려줄 수 있다 .
【수학식 26】
«9 =~ + ^ r 1 (1 = 1'·· -° XRUL eh = ^ (k =: 1， ...o2TXRU K)
^ ^°\,TXRU-^ °2 XRV ^ 상술한 안테나 가상화에 상응하는 아날로그 코드북의 경우 아래의 두 가지 코드북으로 구분되어 구성될 수 있다.
- 선택 코드북
- NP(Non-Precoded) CSI-RS 기반 아날로그 코드북
이하에서는 선택 코드북 및 NP CSI-RS 기반 아날로그 코드북 각각에 대해 제안한다. 아날로그 범 선택 코드북의 경우, 기지국이 특정 N_A (예를 들어 , N_A의 값은 L*0_1TXRU* K*0_2TXRU로, 또는 기지국이 단말에 알려준 특정 값으로 설정 /정의될 수 있음)개의 아날로그 빔포밍 빔들이 각각 N_A개의 CSI -RS 포트 (혹은 아날로그 범포밍을 위한 특정 포트)에 매핑되며 , 단말은 포트 선택 코드북을 이용하여 (선택된) PMI를 보고할 수 있다.
단말은 이 중 최적의 (best ) 빔, 첫 번째 및 두 번째 최적의 빔, 흑은 최적의 빔과 최악 (worst )의 빔 등 기지국과 사전에 약속된 (또는 기지국으로부터 지시받은) 개수만큼 다수의 범들을 보고할 수 있다. 이를 위하여, 기지국은 K , 0_1TXRU , L , 0_2TXRU 등의 정보 혹은 N_A 값을 상위 계층 시그널링을 통해 단말에 지시하거나, 사전에 단말과 약속할 수 있다. 단말의 채널 환경에 따라 단말에 대해 주로 사용되는 경사 각도 혹은 스캔 각도가 제한될 수 있으므로 , 아날로그 범 스위핑의 오버헤드를 줄이기 위해 기지국은 빔 스위핑에 사용되는 아날로그 빔의 개수 및 /또는 보고되어야 할 아날로그 빔의 개수를 상위 계층으로 단말에 알려주거나 단말과사전에 약속할 수 있다.
선택 코드북올 사용하는 경우, 하나의 아날로그 빔은 하나의 안테나 포트에 매핑되어 전송되며, 단말은 선택 백터를 코드북으로 구성하여 기지국에 보고하게 된다. 즉, 이 경우, 아날로그 빔 선택 백터로 코드북이 구성되며, 코드워드는 수학식 27과 같으며, 단말은 수학식 27의 i 인텍스를 기지국으로 보고하게 된다. 【수학식 27】 e. = 0,···1,···,0 where/' = 1,...,N
. i 최적의 Tx 아날로그 범 보고 코드북은, 이러한 수학식 27을 이용하여 수학식 28과 같이 표현될 수 있다. 【수학식 28】 analog,Tx L^; J ^ 이 경우, 코드북의 피드백 비트 수는 Γ 1
Figure imgf000072_0001
| 가 된다. 예를 들어 Ν_Α=32인 경우, 총 5-비트의 피드백 페이로드가 요구된다. 두 번째 최적의 빔 혹은 최악의 빔을 단말이 추가로 보고하는 경우, 단말이 보고하는 빔의 개수를 지시하는 지시자 또는 LTE 시스템에서의 RI가 범의 개수를 지시하는 지시자로 새톱게 정의되어 사용될 수 있다. 예를 들어, 최적의 빔으로는 1번 범, 최악의 빔으로는 4번 빔이 선택된 경우, 단말은 RI=2와
W2 = Te e 1 e rN/>x2 수학식 28에 1번 범 및 4번 빔이 적용된 analog'Tx L 1, 4」 에 대응하는 PMI 인덱스를 기지국에 보고할 수 있다 . 그리고 /또는 , 단말은 각 빔에 대하여 , 탱크 1 제한 (restriction)을 가정하고 PMI를 서로 다른 주기 및 /또는 오프셋으로 보고할 수 있다. 이 경우, 보고되는 피드백 비트 수는
Figure imgf000072_0002
1)] 가 된다ᅳ 그리고 /또는, 단말은 τχ 아날로그 빔 범위를 지ᄉ ,1하는 용도 (예를 들어 , ^≤ ≤ 에서 ^ 과 <¾를 지시하는 용도)로 상기 코드북을사용할 수도 있다.
본 실시예에서는 수직 경사 /도메인을 중심으로 예시하였으나 이에 한정되지 않으며, 수평 경사 /도메인 혹은 두 경사 /도메인이 함께 사용되는 2D- 경사 /도메인을 가리키기 위한 용도로도 본 코드북이 사용될 수 있다. 또한, 본 실시예의 경우, 단말이 기지국에 아날로그 코드북 서브셋 제한에 대한 정보를 제공하는 것으로 이해 /해석될 수 있으며, 디지털 코드북에도 적용 가능하다. 아날로그 빔 스위핑의 경우, 장기 ( long term) 및 wideband 특성을 가지므로, 페이로드 사이즈가 크게 문제가 되지 않을 수 있다. 따라서, 상기 아날로그 빔 선랙 코드북을 사용하는 경우, 보다 정교한 피드백을 위하여 수학식 29와 같은 아날로그 빔 선형 결합 ( linear combining) 형태의 피드백이 고려될 수 있다.
【수학식 29】
11∑에§ 'ᅳ 여기서 S' 는 빔 결합에 참여하는 1 -번째 빔의 세트이며, ci는 결합 계수로 특정 복소수 ( complex ) 값을 가질 수 있으며 , C'. = fl!'J exP( ) 로 구성될 수 있다. Si , d 을 구성하는 원소들 중 적어도 일부는 사전에 기지국과 단말 사이에 약속되거나, 기지국이 단말에 RRC로 지시해 줄 수 있다. 예를 들어, TX 빔 스위핑에 사용되는 아날로그 빔의 총 개수가 4개이며, 결합에 참여하는 빔의 개수가 2개인 경우, eK M M M ^p^M
«, -{1,0.5,0.25,0}, (Zi = {l ,-l,-_/}와 같이 구성될 수 있다. 상기 예제의 경우, 요구되는 피드백 비트는 3 + 2 + 2 = 7 비트가 되며, 상기 피드백 요소 /컨텐츠들 중 적어도 일부는 조인트 인코딩 (joint encoding)되어 피드백 /보고될 수 있다. 그리고 /또는 각 요소 /컨텐츠별로 서로 다른 주기 및 /또는 서로 다른 피드백 세분성 /단위 (feedback granularity/unit) (예를 들어 ,
Wideband (WB) /Subband (SB) ) S. 피드백될 수 있다. 수학식 27을 통한 선택만 이용하는 코드북에 비해 결합 코드북올 따르는 경우, 상대적으로 더 높은 세분성 (granularity)을 갖는 아날로그 코드북 구현이 가능하다는 장점이 있다. 단말이 간섭이 많은 환경 (예를 들어, 셀 경계)에 위치하는 경우, 간섭 (interfering) TRP (Transmission Reception Point)로부터 전송되는 아날로그 빔의 간섭에 의해 성능 열화가 심화될 수 있다. 이 경우, 단말은 간섭을 상기 코드북으로 측정하여 대응하는 코드워드와 함께 /동시에 간섭에 의해 줄어든 전력 레벨에 대한 정보 (예를 들어 , {이5，0'25，으 125'0}*Ρ , 여기서 p는 송신 전력) 또한 기지국에 보고할수 있다.
상술한 실시예에서는 기지국의 Tx 빔 스위핑 동작을 중심으로 설명하였다. 하지만, 단말이 Rx 범 스위핑을 수행하는 경우, 이에 대한 정보 또한 단말이 기지국에 보고함으로써, 기지국이 단말의 UL 빔포밍 정보도 알아낼 수 있다. 즉, Rx 아날로그 빔을 수학식 25과 유사하게 나타내면 수학식 30과 같다.
【수학식 30]
Figure imgf000075_0001
여기서 , A와 B는 단말의 TXRU를 구성하는 첫 번째 도메인과 두 번째 도메인의 안테나 요소의 개수를 각각 나타내며, 0ir'TXRU 와 0lr'TXRU 은 아날로그 DFT 코드북을 구성하는 첫 번째 및 두 번째 도메인의 오버샘플링 인자를 각각 나타낸다. 최종 2D (혹은 ID) DFT 빔은 수학식 22와 같이 , 수학식 30올 이용하여 크로네커 곱의 형태로 ra ^Sb 또는 S6 ®r "와 같이 표현될 수 있다.
단말은 UL 코드북 구성을 위하여 , 기지국에 A, B, 0 .™ "와 0 7x "" 의 정보 혹은 RX 범포밍의 개수를 추가적으로 피드백할 수 있다 . 그리고 /또 단말은 포트 인덱싱 방향 (즉, α 6 인지 흑은 b fl 인지 )에 대해서도 추가적으로 기지국에 피드백하거나 사전에 기지국과 약속할 수 있다 . 전체 RX 아날로그 빔포밍 코드북의 크기 (Nrx,tot)는 'Ά*Β* 0 '画 * ° r'TXRlJ ' 가 될 수 있으며, 단말의 Rx 빔포밍 선택 코드북은 수학식 31과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 31] w NA,RXxl
analog, RxJ 여기서 N_(A,RX)는 Rx 빔포밍 개수를 나타낸다.
Tx-Rx 빔 쌍 코드북은 일례로 W analog'Tx <S> W analog'Rx의 전체 아날로그 코드북 중에서 통합적으로 보고되거나, 각각 독립적으로 보고될 수 있으며, 서로 다른 피드백 주기, 오프셋 및 /또는 피드백 세분성 /단위 (granularity/unit ) (예를 들어 , wideband/suband/partial- band)를 가질 수 있다 . 또는 단말이 RX 빔포밍을 지시하기 위한 용도로 , RI가 이용돨 수도 있다. 예를 들어, RI=2로 보고되는 경우, 기지국은 RX 범포밍도
(TX 빔포밍과) 함께 보고되는 것으로 인식할 수 있으며,
W ana g'Tx (¾ w analog'Rx의 코드북으로 각 TX_RX 빔포밍을 계산할 수 있다 . 상술한 아날로그 빔포밍 선택 코드북의 경우, 아날로그 빔포밍된 포트 수에 따라서 복잡도가 선형적으로 (linearly) 증가하게 된다. 즉, N_A=128인 경우, 하나의 자원에 필요한 CSI-RS 포트 수는 128개가 되며, 이렇게 많은 포트 수를 매 PRB-쌍에 전송하는 것은 비효율적일 수 있다. 따라서, 전체 아날로그 빔포밍된 CSI-RS 포트를 N개의 서브 -포트 그룹으로 분할하고, 분할된 N개의 서브 -포트 그룹들 각각을 N개의 PRB-쌍 각각에 일대일 매핑시켜, N개의 서브- 포트 그룹들이 매 N개의 PRB-쌍마다 전송되도톡 하는 CSI-RS Comb-타입 전송이 고려될 수 있다 (즉, 하나의 자원에 필요한 CSI-RS 포트들을 N개의 PRB-쌍에 걸쳐 분할 전송〉 . 예를 들어, N_A=128이고 N=4인 경우, 0, 4, 8, -" PRB-쌍 (즉, 4n PRB-쌍 (n=0,l,2 ) )에 0~31번 빔에 해당하는 포트가, 1 5, 9, ··· PRB-쌍 (즉, 4n+l PRB 쌍 (n=0, 1, 2···) )에 32— 63번 빔에 해당하는 포트가, 2, 6, 10, "- PRB-쌍 (즉, 4n+2 PRB-쌍 (η=0 , 1 , 2'·· ) )에 64~95번 범에 해당하는 포트가, 3, 7, 11, ··· PRB-쌍 (즉, 4n+3 PRB- 쌍 (η=0,1, '·) )에 96~127번 빔에 해당하는 포트가 각각 전송될 수 있다. 또는 각 서브 포트 그룹에 상응 /포함되는 포트들 (상기 예시의 경우 32개 )은 각 서브 포트 그룹별로 (및 /또는 각 서브 포트 그룹 내 포트별로) 서로 다른 시간 오프셋 및 /또는 주기로 전송될 수 있다. 단말의 보고 측면에서 오버헤드를 줄이기 위하여, RI를 상술한 타임 오프셋 및 /또는 주파수 오프셋 지시 용도로 사용하여 포트 선택이 수행될 수 있다. 예를 들어, 상기 예시에서, 최적의 아날로그 빔이 64번인 경우, 단말은
RI = 3 및 P I = 1 (
Figure imgf000077_0001
)을 기지국에 보고할 수 있다.
상술한 선택 기반 코드북의 경우, 빔 운영 목적으로 단독으로 사용될 수 있으며 , 다른 CSI (예를 들어 , il (제 1 P I) , i2 (저 12 PMI) , RI , CQI 및 /또는 CRI)보다 높은 우선 순위를 가질 수 있다. 또한, 단말이 특정 임계치 (threshold) 이하로 빔 이득이 떨어지는 경우, 기지국에 선택 코드북을 위한 CSI— RS 포트 전송을 트리거링하거나, 참조 자원 수신 바로 직전에 보고한 빔 인덱스와 다른 범 인텍스 (예를 들어 , 두 번째 최적의 빔 인텍스)를 보고할 수 있다.
이하에서는, NP CSI-RS 기반 아날로그 코드북에 대해 살펴본다.
빔 스위핑의 경우, 빔의 개수가 증가할수록 (즉, K, L, ol, 02가 커질수톡) 범 스위핑에 사용되는 OFDM의 심볼의 개수 및 /또는 CSI-RS 포트 자원이 많이 필요하게 되며, 단말의 계산 복잡도가 크게 증가한다. 전체 안테나 요소의 개수 혹은 K*L이 NR에서 지원되는 CSI-RS의 개수와 동일하다면 , NP CSI-RS를 이용하여 (즉, 요소—대-포트의 1:1 매핑을 통하여) , 단말은 채널을 측정하고, 최적의 아날로그 빔 및 /또는 디지털 빔을 보고할 수 있다.
하나의 예제로 수학식 19를 이용하여 최종 코드북으로서 수학식 32를 구성할 수 있다. 이 경우, 단말이 아날로그 코드북의 보고 시, 아날로그 코드북은 멀티-스테이지 (예를 들어, 수학식 32와 같은 트리플 -스테이지) 코드북을 기반으로 보고할 수 있으며 , 멀티-스테이지 코드북의 하나의 구성 요소로서 보고할 수 있다. 【수학식 32】
W = W W.W,
Figure imgf000078_0001
Anaog co e oo
수학식 32의 첫 번째 행렬의 diagonal term에 위치하는 아날로그 코드북들 ( wa e CN씨 i = l,..,Nports, where Npom is the number of digital ports) ) 은 수학식 22 혹은 23으로 구성될 수 있으며 , W1과 W2으로는 LTE 코드북 또 :
Figure imgf000079_0001
= W a\N ports 후술할 디지털 코드북이 적용될 수 있다. 또한,
경우, 모든 디지털 포트들에 대하여 동일한 아날로그 빔이 적용되므로, 이 경우 단말은 모든 포트에 대한 대표 아날로그 범의 PM工만 피드백 /보고하면 된다. 다만, 좀 더 정확한 csi 피드백을 위해, 단말은 모든 포트에 서로 다른
W ≠. · ·≠ W
아날로그 빔이 적용되는 a Npor's 를 가정하여 피드백 /보고를 수행할 수도 있다. 이 경우, 모든 포트에 동일한 아날로그 범이 적용되는 경우에 비해 피드백 비트 수가 N_port s만큼 늘어난다는 단점이 있을 수 있으나, 아날로그 빔에 관한 PMI (즉, Wa ) 피드백이 장기 (very long term) (예를 들어 , 디지털 W1 또는 RI의 정수 배)라는 특성을 가지므로, 전체 시스템 관점에서 오버헤드 증가는 그렇게 크지 않을 수 있다.
따라서 상기 코드북의 효율적인 적용을 위하여 , 기지국은 모든 포트의 아날로그 범이 같다는 가정 하에 단말의 아날로그 코드북 피드백 주기에 맞춰 첫 번째 CSI - RS 자원 내의 K* L개 포트에 NP CSI - RS를 송신할 수 있다. 이 경우, 단말은 최적의 아날로그 빔 인텍스를 기지국에 보고하며, 기지국은 이를 이용하여 두 번째 CSI - RS 자원에 아날로그 빔포밍 (단말이 보고한 아날로그 빔 인덱스에 해당하는)이 적용된 Nᅳ ports CSI -RS를 단말에 송신할 수 있다. 단말은 Nᅳ ports에 대한 /대응하는 RI, PMI 및 /또는 CQI를 기지국에 보고 /피드백 (즉, 디지털 코드북 피드백)할 수 있다. 상술한 2개의 자원들 (즉, 첫 번째 및 두 번째 CSI-RS 자원들)은 서로 다른 주기 및 /또는 오프셋을 가질 수 있다. 만일, 두 자원들 사이에 충돌이 발생하는 경우, 아날로그 범포밍을 위한 자원 (즉, 아날로그 빔을 결정하기 위한 자원, 상기 예시의 경우 첫 번째 CSI-RS 자원)이 더 높은 우선 순위를 갖는다.
흑은 높은 세분성 (high granularity)을 갖는 코드북 적용을 위해, 기지국은 1개의 자원 내에 K*L*Nᅳ ports개의 NP CSI-RS 포트를 이용하여 CSI-RS를 전송할 수 있으며, 단말은 이에 기초하여 최적의 PMI, CQI 및 /또는 RI를 기지국에 보고할 수 있다. 제안 2) 디지털 코드북
New RAT에서도 LTE 코드북 혹은 클래스 A 코드북이 재사용될 수 있다. 이러한 코드북은 듀얼 스테이지 구조를 가지는 것을 그 특징으로 하며, 이러한 구조의 예入 1로 Rel-10 8Tx, Rel-12 4Tx, Rel-13 12Τχ, 16Τχ, Rel-14 20-, 24-, 28-, 32ΤΧ 코드북 등이 존재한다. 듀얼 스테이지 구조 (즉, W=W1*W2)에서 , W1은 ¾" ] (long-term) /wideband 특성으로 특정 개수의 빔 그룹을 결정.하는 역할을 하며 , W2는 단기 (short-term) /subband 특성으로 W1으로 결정된 빔 그룹 내에서의 범 선택과 X-pol 안테나 상황에서 위상ᅳ 일치 (co-phase) 역할을 수행하게 된다.
New RAT에서 사용되는 코드북의 경우, 하나의 . 프레임워크 내에서 구성되는 것이 바람직하며 , TX 포트를 구성하는 파라미터 N1 및 N2, 코드북을 구성하는 ol, 02 등과 같은 설정 정보로 코드북을 구성하는 것이 확장성 (scalability) 유지 및 단말구현에 용이할 것으로 예상된다.
LTE 2-포트 코드북의 경우, 탱크 1은 QPSK (quadrature phase-shift keying) (표 4의 인텍스 0,1,2,3) , 탱크 2는 QPSK (표 4의 인덱스 0,1, 2)로 구성된다 . 하지만 포트에 아날로그 범이 적용되어 좀 더 sharp한 빔이 되는 경우, 빔의.세분성 (granularity)을 늘리는 것이 성능 측면에서 좋을 수 있다. 따라서 , 본 명세서에서는 2-포트의 세분성 (granularity)을 늘리기 위하여 위상 일치 (co— phase)에 8-PSK를 고려한 랭크 1과 탱크 2의 2-포트 코드북을 표 4와 같이 구성하는 것을 제안한다ᅳ
[표 4】
Figure imgf000081_0001
Figure imgf000082_0001
그리고 /또는, 기지국이 단말에 코드북 비트 필드를 설정하여, 최종 코드북이 QPSK인지 8-PSK인지 설정해 줄 수 있다. 예를 들어, 단말이 기지국으로부터 2-비트 필드를 설정받으면, 단말은 표 4에서 0~3번 인텍스의 코드북을 사용하고, 3_비트 필드를 설정받으면, 표 4에서 0~7번 인덱스의 코드북을 사용할 수 있다 . 이는 코드북 서브셋 제한 (codebook subset restriction)과 유사한 용도로 사용될 수 있다. 기존의 코드북 서브셋 제한의 경우 피드백 비트는 줄이지 못하는 데 비해, 상기 제안하는 방식은 피드백 비트가 감소시켜 상향링크 오버해드가 줄어든다는 효과를 갖는다.
또 다른 실시예로, 포트별로 서로 다른 아날로그 빔포밍이 수행되고, 하나의 아날로그 빔을 구성하는 가상화 (virtualization)의 안테나 요소가 많아 매우 sharp한 빔이 구성된다면, 디지털 코드북 적용으로 인한 코드북 성능 향상은 그다지 높지 않을 것으로 예상된다. 이러한 경우에는, 2 -포트에 서로 다른 빔을 적용하고, 특정 포트에 대한 선택만 진행하는 것이 더 효율적일 수 있다. 이때에 제안 가능한 2 -포트 코드북 구성은 표 5와 같을 수 있다.
【표 5】
Figure imgf000083_0002
표 5에 따른 본 제안은, 탱크 2의 경우 ΡΜΙ 피드백 (즉, 빔 선택)이 필요 없다는 특징을 갖는다. '
또 다른 실시예로, 포트별로 서로 다른 진폭 (magnitude)을 갖는 코드워드를 갖는 코드북이 구성될 수도 있으며, 이에 대한 예시는 수학식 33:과 같다.
【수학식 33】
Rank 2
Figure imgf000083_0001
수학식 33에 예시한 바와 같이 , 2 -포트 코드북은 하나의 포트를 기준으로 다른 포트는 상대적으로 같거나 작은 특정 진폭을 가질 수 있다 . 예를 들어 , 수학식 33에서 « = {1，0'5，으25，0}로 설정될 수 있다. 상기 코드북은, α가 1인 경우 표 4에서 예시한 코드북의 성격을 가지며 , α가 0인 경우 표 5에서 예시한 포트 선텍 코드북과 유사해진다는 특징을 갖는다. 이러한 α의 경우, wideband 또는 partial -band 단위로 적용 가능하며, 보고 주기는 장기의 특성을 갖는다. 수학식 33에서 위상에 대응하는
= exp (ᅳ _/·2;τ« / 4) for« = 0, l,2,3, ^ = exp(~/2 rw / 8) forw = 0,l,...,7 의 겨우 n 값의 범위에 따라 QPSK , 8 - PSK로 설정될 수 있다. 따라서, 기지국은 α 값 및 /또는 위상 일치 사이즈에 해당하는 특정 정보를 RRC로 단말에 알려주거나, 사전에 단말과 약속할 수 있다. 혹은 기지국이 단말에 코드북의 진폭과 위상-일치에 대한 비트 필드를 각각 혹은 통합하여 시그널링 /구성하여 단말에 설정해 줄 수 있다. 예를 들어 , 진폭의 비트 필드 사이즈가 1 -비트로 설정되면, « = 0，으 혹은 « = {1,아일 수 있으며 , 기지국은 위상 -일치 비트 필드 사이즈를 2 -비트로 설정하여 위상-일치에 대한 정보를 QPSK를 기반으로 단말에 알려줄 수 있다 .
상기 설명한 코드북은, X— pol을 가정하여 각 포트당 동일한 아날로그 범이 설정 /적용된 경우에 보다 적합하게 적용될 수 있다. 반면, 각 포트당 서로 다른 아날로그 빔이 설정 /적용되는 경우, 서로 다른 빔 이득에 의하여 어떤 포트가 더 좋은 빔 이득으로 설정받는지 모호할 수 있다 . 따라서 , 상기 제안 코드북올 좀 더 일반화한 수학식 34와 같은 구조의 코드북이 제안될 수 있다. 본 코드북에 따를 때 각 포트의 전력 진폭 코드북의 독립적인 설정이 가능하므로, 성능 이득이 향상된다.
【수학식 34 ]
Figure imgf000085_0001
수학식 34에 따른 코드북에서 , 각 파라미터 ( "， ， ' )의 값 (및 /또는 각 파라미터 세트 및 /또는 세트 사이즈)은 RRC로 설정되거나 사전에 기지국과 단말간에 약속할 수 있다. 혹은, 의 피드백 비트를 줄이기 위하여, 상대적으로 큰 이득을 갖는 포트 인텍스를 단말이 1 -bit로 기지국에 보고하면 , 기지국은 보고된 해당 포트의 진폭 계수를 ' 1 ' 로 설정할 수 있다. 이 경우, 단말은 나머지 다른 하나의 포트의 진폭 계수 정보만 기지국에 보고하게 되며, 그 결과 피드백 비트가 줄어들게 된다. 예를 들어, 단말이 큰 이득을 갖는 포트 인덱스로서 두 번째 포트를 피드백 /보고하는 경우 β = 1로 결정 /설정되며 , α는 기지국이 단말에 설정한 혹은 기지국-단말간사전에 약속한 진폭 세트 (예를 들어, α = {1,0.5,0.25, 0} } 내에서 단말이 기지국에 보고한 값으로 결정 /설정될 수 있다. 상술한 2ᅳ포트 코드북들을 듀얼 스테이지 구조의 통합된 프레임워크에
Figure imgf000086_0001
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^ir-[h 글 - (2 *I = 2M*TM= '높 )^ᅵ ^ ᅳ 융^ 2M 륭높 상술한 코드북 중 어떤 코드북을 사용 /적용할 지에 대해서는, 기지국이 단말에 RRC로 설정해 즐 수 있다. 제안 3) 패널 기반 코드북
New RAT의 새로운 특징 중 하나는 도 20과 같이 다수개의 안테나로 구성된 멀티 패널 안테나 어레이를 지원한다는 것이다. 이때, 도 20에 도시한 바와 같이 , 패널들 사이의 간격을, 모든 안테나 요소들간의 간격이 일정하도록 설정하지 않으면, 기존 LTE 코드북의 기초가 되는 DFT 코드북의 특징 (즉, 균일 증가 (uniform increment) )에 부합하지 않아 성능이 열화될 수 있다.
이를 해결하기 위하여 , 본 명세서에서는 각 패널간 보상을 수행하는 방법 (제안 3-1) 및 /또는 특정 패널 (들)을 선택하여 디지털 코드북을 구성하는 방법 (제안 3-2 및 3-2)에 대해 제안한다.
3-1) 패널간 보상 기법
설명의 편의를 위해 , 도 20을 참조하여 본 실시예를 설명한다.
도 20에서 각 패널별로 4-요소 수직 안테나 가상화로 포트가 구성될 수 있으며 , 각 패널 (패널 1 내지 4)별로 8개의 포트가 포함되어 총 32개의 디지털 포트가. 구성된다. 32 포트는 eFD-MIMO에서 지원되며, 클래스 A 코드북이 사용될 수 있다. 이 경우, 최종 코드북의 형태는 수학식 35와 같을 수 있다. 【수학식 35】
Figure imgf000088_0001
여기서 , "^ t ^ 는 대각 행렬 (diagonal matrix)로 코드북 보상 조절의 역할을 수행하며 (즉, 보상 행렬 /코드북) , Wi G 은 LTE 시스템의 듀얼 스테이지 코드북의 , N_WI은 wi의 빔 그룹의 개수에 각각 해당하며, VV2 fc L^ 는 LTE 시스템의 듀얼 스테이지 코드북의 W2로 빔 선택과 위상 -일치 역할을 수행한다.
도 20을 참조하면, (Νΐ' =4, N2' =1) Ν2 방향을 수직 방향으로 가정하면 , WC는 수학식 36과 같이 구성될 수 있다 .
【수학식 36】
Figure imgf000088_0002
여기서 , α , β , γ는 (패널 1에 대한 /패널 1을 기준으로 한) 각 패널 2, 3, 4의 compensation term/ compensator/corrector ( °] ¾
'corrector' 라 지칭함)이며 , 예를 들어 , QPSK{ 1 , - 1 , j ,— j } (및 /또는 BPSK (binary phase- shift keying) )와 같은 특정 복소수 값을 가질 수 있다 이러한 corrector는 패널간 위상 및 /또는 진폭을 보상하는 데 사용될 수 있으며 , 단말은 corrector (예를 들어 , α , β , 를 시그널링하여 CSI (예를 들어 , CSI 내 PMI )로서 기지국에 보고 /피드백할 수 있다. 이때, 단말은 기지국에 의한 RRC 모드 설정 (예를 들어 , 모드 1 및 2 )에 따라 corrector를 WB (Wideband) 및 /또는 SB (Subband)의 속성으로 보고 /피드백할 수 있다 (즉, 설정받은 모드에 따라 Wideband 및 /또는 Subband에 대해 선택 /도출 /획득한 corrector (이히 "에서 'WB 및 /또는 SB 패널 corrector' 로 설명 )를 기지국에 보고) .
만일, 선형 평면 어레이 ( linear planar array)의 특성상, γ가 α 및 β의 함수로 표현 가능한 경우 (예를 들어 γ = α * β ) , 단말은 Υ는 별도로 피드백하지 않을 수 있으며, 이에 따라 피드백 오버헤드가 줄어든다.
상기 개념을 확장하여, 각 도메인별로 대표 패널 corrector 값을 1개씩 지정할 수 있다. 상기 예제의 경우, α를 수직 (vertical ) 패널 참조 corrector , β를 수평 (hori zontal ) 패널 참조 corrector로 지정하고, 나머지 패널에 대한 corrector는 α와 및 /또는 β의 함수로 표현될 수 있다. 예를 들어, 도 20의 패널 3의 우측에 패널 5가 존재하게 되면, 패널 5의 위상 corrector (보정 값)는, 예를 들어 /(") = 0；2와 같이 , α의 함수로 표현될 수 있다. Corrector는 SB 및 /또는 단기 주기로 피드백되면 성능이 최대화되겠으나 피드백 오버헤드가 증가하므로 , Wl PM工와 동일한 주기 또는 정수배 주기로 보고 /피드백함으로써 피드백 오버해드를 줄일 수 있다. corrector에 관한 행렬 (보상 행렬)의 구성 방식은 전체 패널간 및 포트간 인덱싱 방식에 영향을 줄 수 있으므로, 포트 인텍싱 방향에 대해 사전에 기지국 및 단말간 약속하거나 상위 계층 시그널링으로 단말에 지시될 수 있다. 또 다른 보상 방법으로, 안테나 포트간 l inear increment 성질을 유지하는 패널 내의 포트 혹은 패널 서브 그룹에 대해 보상을 수행하는 방식이 고려될 수 있다. 이를 수식으로 나타내면 수학식 37과 같다. 【수학식 37】
w = w w,w,
Figure imgf000090_0001
여기서 는 하나의 패널 내에 설정되는 포트 수에 따라 설정되는 Wl fat I e C Ν Ν χΝ Ν '.
로 각각 정의된다 . 또한, W2는 각 패널별 범 선택과 위상-일치를 수행하는 행렬로서, 상기 예제에서는 랭크 1을 가정하여 기술하였으나 이에 한정되지 않으며, 일반적인 W2 표현으로도 확장 가능하다.
상기 예제 및 후술하는 예제에서 , 설명의 편의상 위상 -일치 (co— phase)는 패널별로 동일하게 설정 /보고되는 것으로 가정하여 기술하였으나, 성능 향상을 위해 각 패널별로 독립적으로 위상-일치가설정 /보고될 수 있음은 물론이다.
수학식 37에 따른 방식의 경우, 다음과 같은 두 가지 경우가 고려될 수 있다: i) W! ≠ W2≠W3≠W4 및 ^) ^^^2 :^^^4
i)의 경우, 예를 들어 도 20의 예시와 같이 , 각 패널별로 8ᅳ포트 코드북이 사용되며, 각 패널별로 서로 다른 W1 빔 그룹이 가정됨에 따라 코드북 세분성 (granularity)이 크게 증가되어 성능 이득이 증가할 수 있다. 그러나, i)의 경우는, ii) 경우에 비해 계산 복잡도 및 피드백 비트 수가 패널 수에 비례하여 증가할 수 있다. ii)의 경우, 각 패널별로 대표 W1 범 그룹이 사용되므로 복잡도 및 피드백 비트 수가 줄어든다는 장점이 있다. 이 경우에도 수학식 35 및 /또는 36의 코드북과 유사하게, 패널간 보상에 해당하는 α , β , Υ는, 예를 들어 QPSK {l, -l,j , -j }과 같은 특정 복소수 값을 가질 수 있으며, 이들의 피드백 주기는 Wl PMI 주기와 같거나 Wl PMI 주기의 정수배일 수 있다. 수학식 37에 따른 방식의 경우, 각 패널별로 8—포트 코드북을 가정하였으나, 도 20에서 패널 1과 2, 패널 3과 4로 구성되는 두 개의 16—포트 패널 서브 그룹에도 수학식 37의 적용이 가능하다. 이를 위해, 단말은 추가적으로 패널 서브 그룹에 관한 정보도 추가적으로 기지국에 보고해 줄 수 있다. 예를 들어, 기지국이 패널 서브 그룹을 구성하는 패널 수와 패널 서브 그룹의 수평 또는 수직 방향의 패널의 수를 단말에 알려주면 , 단말은 이 중 특정 패널 서브 그룹을 선택하여 기지국에 보고할 수 있다. 이러한 서브 패널 그룹 (즉, 단말이 보고한 서브 패널 그룹)은 디지털 코드북 적용 단위로 사용되거나, 혹은 동일한 아날로그 빔이 적용되는 그룹을 지시하는 용도로 사용될 수 있다 .
수학식 3 7과 같이 각 패널 단위 혹은 서브 패널 그룹 단위로 디지털 프리코딩이 설정되는 경우, 코드북 구성을 용이하게 수행하기 위해 "하나의 패널 내에서 동일한 편파를 가지고 있는 포트" 에 대해 우선적으로 포트 인텍싱을 수행하는 것이 바람직할 수 있다.
3 - 2 ) 패널 /서브 패널 그룹 선텍 코드북
각 패널 혹은 서브 패널 그룹간 서로 다른 아날로그 빔포밍이 수행 /적용되는 상황에서는, 최적의 아날로그 빔에 상응하는 패널 혹은 서브 패널 그룹을 선택하여 CSI 피드백되는 것이 바람직할 수 있다 . 이를 위하여 , 수학식 37의 Wc행렬은 수학식 38과 같은 선택 행렬로 변형되어 사용될 수 있다.
【수학식 38】 0
al
βΐ 0
0 γ\ 여
Figure imgf000093_0001
기서 이며 , p , Q t β, 증 단 하나의 값만 1의 값을 갖는 경우 단일 패널 선택이 수행되며 (상기 예제에서는 2비트 피드백 필요) , ρ , α, β, 증 복수가 1의 값을 갖는 경우 멀티 패널 선택이 수행되며 (상기 예제에서는 4비트 피드백 필요) , 후자의 경우 단말은 선택된 멀티 패널들을 통해 동일한 아날로그 빔이 송신된다고 기대할수 있다. 이에 따라 패널 선택에 대한 ΡΜΙ가 기지국에 보고되면, 기지국은 보고받은 ΡΜΙ에 해당하는 패널 내의 포트만 단말이 사용하는 것으로 인지하여 해당 포트만 활성화하고 , 나머지 포트는 해당 단말에 대해서 비활성화하고 다른 단말의 전송에 사용할 수 있다. 상기 예시에서 , 만약 2개의 패널 선택이 수행된다고 가정하면 총 2*2*Ν1' *Ν2' 개의 포트가 활성화되며, 이 경우 단말은 상기 2*2*Ν1' *Ν2' - 포트에 상웅하는 디지털 코드북을 적용하여 PMI/CQI/RI 보고를 수행할 수 있다. 단말의 패널 선택으로 비 -균일한 포트 레이아웃이 설정되면, 성능 향상을 위해 포트간 보상이 적용 /결합된 코드북이 적용 /사용될 수도 있다. 본 실시예를 기지국의 능력 (capability)과 연관지어 서술하면, 패널간 calibration이 잘 되어있는 기지국의 경우, 2*N1*N2개의 포트를 모두 사용하는 디지털 빔포밍을 수행하는 것이 바람직할 수 있다. 이와 달리, 패널간 calibration이 잘 되어있지 않은 기지국의 경우, 하나 또는 특정 NP개의 패널 각각에 대웅하는 2*Ν1' *Ν2' -포트 또는 ΝΡ*2*Ν1' *Ν2' -포트에 대한 디지털 빔포밍을 수행하는 것이 바람직할 수 있다. 즉, non-calibrated 기지국은 패널간 포트 병합 (aggregation)을 통한 디지털 빔포밍을 하지 않도록 상기 패널 선택 코드북의 설정 /적용을 단말에 지시할 수 있다. 혹은, geometry가 좋아 아날로그 범포밍으로 충분히 이득이 잘 나오는 단말의 경우, 디지털 빔포밍의 필요성이 크지 않을 수 있으며, 코드북 계산의 복잡도를 줄이기 위해 단말이 패널 선택 코드북을 이용하여 선호하는 패널 (들)을 선택할 수 있다. 상술한 패널 선택 코드북의 원활한 동작을 위하여 , Nl, N2, Nl' , N2' 중 적어도 하나에 관한 정보를 기지국이 단말에 RRC로 알려주거나 사전에 단말과 약속할 수 있다. 또한, 상술한 코드북들은 서로 단독으로 사용되거나, 서로 결합되어 사용될 수 있다. 후자의 경우, 예를 들어, 아날로그 빔 선택 코드북 + 패널 선텍 코드북이 결합되어 사용될 수 있다. 이는, 서로 다른 아날로그 빔이 서로 다른 패널에 적용되는 경우에 적용될 수 있다.
3-3) 패널 /서브 패널 그룹 결합코드북 상슬한 선택 코드북을 변형하여 패널 선형 결합 (panel linear combination) 코드북을 구성하면 Wc는 수학식 39와 같이 구성될 수 있다.
【수학식 39]
Figure imgf000095_0001
w=ww
Figure imgf000095_0002
수학식 39를 참조하면, 최종 코드북의 차원 (dimension)에서 column의 길이는 2*Ν1' *Ν2' 으로 설정되며, 이는 각 포트별로 아날로그 및 디지털 비포밍된 2*Ν1' *Ν2' 길이의 백터들이 결합 (combination)된 것으로 이해 /해석될 수 있다.
상기 방식에서, P α , β , γ의 값은 , 예 - 들어 p = aa Qxp(ji/a ), = ah exp(jt/h = c exp(y c ), / = ¾ expCy^ ) 로 표현될 수 있으며 ' 이 경우 각각 진폭 성분 (상기 예제에서 )와 위상 성분
(^'^，^，^)이 독립적 혹은 통합적으로 보고될 수 있다. 독립적 보고의 경우, 예를 들어 , 진폭은 wideband (또는 partial -band) /장기로, 위상 성분은 wideband/ subbandS. 각각 단말에 의해 보고될 수 있다. 결합을 수행하는 것이므로, 진폭 (a)의 값은, 예를 들어 {1,0.5,0.25,0} 중 어느 하나의 값으로 설정될 수 있으며, 위상 (^ ) 값은 예를 들어 QPSK {1, -1, 중 어느 하나의 값으로 설정될 수 있다.
페이로드 사이즈를 줄이기 위하여, 결합되는 패널의 개수가 특정 개수로 한정될 수 있으며 , 이러한 패널 개수는 RRC (혹은 MAC (Medium Access Control) CE (Control Element) )로 시그널링되거나 ！ "전에 단말 및 기지국간에 약속할 수 있다. 즉, 상기 예제의 경우, 결합되는 패널의 개수를 2로 가정하면, 단말은 가장 선호하지 않는 두 개의 패널 인텍스에 대한 파워 인덱스를 0으로 보고하거나 패널 결합 코드북 앞 단에 2개의 패널 선택을 먼저 수행할 수 있다. 즉, 4개의 패널의 빔 중 2개의 범을 결합하는 경우 { (1,2) , (1,3) , (1,4) , (2,3) , (2,4) , (3, 4) }와 같이 패널 결합 경우의 수별로 인덱스가 부여된 경우, 단말은 이들 중 자신이 선택한 특정 인덱스를 기지국에 먼저 보고한 후, 선택한 패널에 대한 패널 결합 코드북을 수행하게 된다. 또한, 모든 전력 결합 계수에 상응하는 값을 매번 보고하는 것이 비효율적일 수 있으므로, 특정 패널 (즉, 가장 빔 이득이 좋은 패널 혹은 기본적으로 첫 번째 패널)에 대한 전력 결합. 계수는 특정 값으로 가정 /설정되고, 단말은 나머지 결합되는 빔에 대한 전력 결합 계수에 대해서만 보고할 수 있다. 예를 들어, 첫 번째 패널의 파워를 Ί' 로 가정하게 되면, 단말은 나머지 패널에 상응하는 α, β, γ 의 진폭 값을 기지국에 보고하면 된다.
상기 제안한 패널 보상 코드북의 경우, 각 패널별로 동일한 코드북 또는 위상 보상 (WB 및 /또는 SB)을 사용할지 , 아니면 서로 다른 코드북 또는 위상 보상 (WB 및 /또는 SB)을 사용할지는 기지국이 단말에 설정해 줄 수 있다.
후술할 편파별로 서로 다른 범 그룹을 갖는 코드북의 경우, 패널 보상 코드북을 적용할 때 , 편파별로 p , α , β , γ의 값으로 대표되는 값을 서로 독립적으로 설정 /적용할 수 있다. 즉, 제 1 편파에 대한 ρ_ι, α_ι, β— l,
Υ_1, 제 2 편파에 대한 ρ_2, α_2, βᅳ 2, γ_2, 이렇게 서로 독립적인 8개의 변수를사용하여 패널 보상이 수행될 수 있다.
또한, 상기 제안한 방식과 비슷하게, 보상 값이 참조 패널을 기준으로 참조 패널의 보상 값에 대한 차등 (differential)값으로 지시 /보고되는 코드북이 고려 /제안될 수 있다 .
상기 제안된 보상 코드북의 경우, WB 패널 보정 코드북뿐 아니라, SB 패널 보정 코드북으로도 확장 적용이 가능하다. 이 경우, SB CSI 피드백에 대한 페이로드가 커진다는 단점이 있지만, SB별로 패널 보정 코드북이 적용될 수 있으므로, 주파수 선택적 성질을 더욱 잘 반영할 수 있어 성능 향상이 매우 크다ᅳ 다만, 페이로드가 커진다는 문제점을 해결하기 위해, SB 패널 corrector의 피드백 세분성 (granularity) /단위 /사이즈 /비트-폭 (width)은 WB 패널 corrector의 피드백 세분성 (granulari ty) /단위 /사이즈 /비트- 폭과는 서로 다르게 설정 /정의되는 방식이 고려될 수 있다. 특히, SB 패널 corrector의 피드백 단위 /사이즈 /비트-폭은, 피드백 오버해드 감소를 위해, WB 패널 corrector의 피드백 단위 /사이즈 /비트-폭보다 작게 설정 /정의될 수 있 SB 패널 corrector의 피三백 세^"성 (granularity)이 WB corrector의 피드백 세분성 (granularity)보다 낮음) . 예를 들어 , WB 패널 corrector의 피드백 단위 /사이즈 /비트 -폭은 2비트 (QPSK 기준)로, SB 패널 corrector의 피드백 단위 /사이즈 /비트 -폭은 1비트 (BPSK 기준)로 각각 설정될 수 있다.
이때, 단말이 기지국에 WB 및 /또는 SB 패널 보정 코드북을 사용할 지를 추천 /피드백해줄 수 있다. 그리고 /또는, 기지국은 단말에 WB 및 /또는 SB 패널 보정 코드북을 사용할지를 RRC 설정해줄 수 있다. 예를 들어, WB 패널 보정 코드북의 적용은 제 1 모드 , WB 및 SB 패널 보정 코드북의 동시 적용은 제 2 모드로 정의될 수 있으며, 기지국은 어떤 모드를 적용할지를 특정 RRC 시그널링 (예를 들어, 'CodebookMode' )을 통해 단말에 지시해줄 수 있다. 제 1 모드를 설정받은 단말은 , QPSK를 기준으로 선택 /도출한 WB 패널 corrector를 2비트 사이즈로 기지국에 CSI (특히 , PMI )로서 보고할 수 있다. 제 2 모드를 설정받은 단말은 , QPSK를 기준으로 선택 /도출한 WB 패널 corrector^ BPSK를 기준으로 선택 /도출한 SB 패널 correct이:를 각각 2비트 및 1비트 사이즈로 함께 기지국에 CSI (특히, PMI)로서 보고할 수 있다. 제 2 모드의 경우, WB 패널 corrector는 전체적인 위상-일치를 보상하는 데 사용되고, SB 패널 corrector는 보다 미세한 위상-일치를 보상하기 위해 사용될 수 있다. . 또는 WB 패널 보정 코드북을 사용할지 또는 SB 패널 보정 코드북을 사용할지 여부는 기지국의 패널 수 (= * )와 연결 (tie)되어 결정될 수도 있다. 예를 들어, Mg*Ng=4인 경우 디지털 코드북 내 W1을 구성하는 빔의 개수 N—W1은 1개 (LTE 클래스 A 코드북의 Conf ig 1)로, Mg*Ng=2인 경우 N_W1 = 2으로 설정 /적용될 수 있다 . 상기 제안한 코드북은 DL을 기준으로 기술하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며 UL 코드북 구성에도 용이하게 확장 적용될 수 있다. 이하, 싱글 패널을 가정한 타입 工 코드북 구성 방식에 대해 기술한다. 먼저 편파별로 동일한 범 그룹이 사용되는 경우를 살펴보며, 이는 수학식 40과 같이 표현될 수 있다. 【수학삭 40]
B 0
W, =
1 [θ Β 여기서, W1은 듀얼 스테이지 코드북에서 WB/장기 성격으로 빔 그룹핑 역할을 수행한다ᅳ 이때, BeC"^ 으로, L개 (예를 들어, L=l,2,4,7, ..)의 값을 가질 수 있다 . W1을 구성하는 범 그룹의 수를 지시하기 위해 앞서 Nᅳ W1을 사용했으나 , 이하에서는 L로 대체하여 설명한다 . 이하에서는 L개의 범을 단말이 선택하는 경우에 대해 살펴본다.
단말이 자유롭게 L개의 사용하는 빔을 명시적으로 (예를 들어 , 비트맵 형식 혹은 빔 인덱스 명시적 지시) 기지국에 알려줄 수 있다. 이때, 필요한 비트 수는 L*N1*N2*01*02 혹은
Figure imgf000100_0001
로, L 및 Τχ 안테나 포트 수가 증가함에 따라 피드백 비트가 매우 커지는 문제가 있다. 따라서, 이러한 피드백 비트 수를 절약하기 위한 방식으로, 특정 GoB (Grid of Beams) 원도우 내에서 단말이 범 선택을 자유롭게 수행하는 방식이 있을 수 있다. 이에 대한 예시는 도 21을 참조하여 이하에서 후술한다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 Nl = 4, 01 = 4, N2=2, 02=4인 경우의 GoB를 예시한 도면이다.
도 21을 참조하면, 4 by 6의 빔 선택 원도우가 설정된 경우, 단말은 해당 원도우 내에서 L-1 빔을 자유롭게 선택할 수 있다. 이 경우, 단말은 프라이머리 /리딩 (leading) 빔 (2101)의 위치와 4 by 6의 원도우 사이즈를 피드백해 줄 수 있다.
또 다른 방식으로 도 22의 실시예가 적용될 수 있다.
도 22는 Nl = 4, 01 = 4, N2 = 2, 02 = 4인 경우 원도우 설정 방법을 예시한 도면이다. 도 22를 참조하면, 기지국 혹은 단말이 추천 /피드백한 원도우 사이즈로 전체 GOB가 구분되며 , 단말은 원도우에 대한 인덱스 (위치 ) 및 /또는 해당 원도우 내에서 자유롭게 선택한 L개의 빔 선택 정보를 피드백할 수 있다. 도 22의 경우, 8개의 4 by 4 윈도우가 존재하는 경우를 예시한다. 설정에 따라, 인접한 원도우들끼리의 중복 ( overlap )도 가능하다. 이때, 원도우의 위치 및 /또는 크기에 대한 정보는 기지국이 단말에 설정해줄 수도 있다.
상기 제안한 방식과 같이 단말이 W1에 사용되는 L개의 범을 선택하는 방식의 경우 높은 피드백 비트가 요구되므로, 피드백 정보 (예를 들어 , L개의 빔 선택 정보)는 PUCCH 보고보다는 PUSCH 보고를 이용하여 수행되는 것으로 한정될 수 있다.
이하, W1을 구성하는 대각 행렬이 서로 다른 경우 (즉, 편파별로 서로 상이한 빔 그룹이 사용되는 경우)를 살펴보며 , 이는 수학식 40과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 41】 l 0
W, =
0 R 여기서, ^ "2 이며, B1 및 B2는 각각 서로 다른 차원을 가질 수 있다. B' e C^ (/ = 1，2)로 정의되며 , 는 i _ siant (예를 들어 , i = 1인 경우 H slant를 지시 , i = 2인 경우 V slant를 지시)의 빔 그룹을 구성하는 빔의 개수를 나타내며 , L1과 L2는 서로 다른 값을 가질 수 있다 (예를 들어 , Ll = l , L2 = 2 ) . 기지국은 L1과 L2 값을 단말과사전에 약속하거나 상위 계층 (예를 들어, RC 또는 MAC CE )으로 단말에 설정해 줄 수 있다. 혹은, 단말이 L1과 L2 값에 대한 정보를 기지국에 추천 /피드백할 수 있다.
위와 같이 W1을 구성하는 경우, 각 편파별로 최적의 코드워드를 적용할 수 있다는 장점을 가지나, W1의 피드백 오버헤드가 크게 증가한다는 단점을 갖는다. 따라서, 이하에서는 이러한 단점을 해결하기 위한 실시예를 제안한다.
먼저 (즉, 수직 및 수평 방향의 빔 개수가 동일한 경우)인 경우부터 살펴본다 .
이 경우, 탱크 1 코드북 구성을 위한 W2는 수학식 42와 같이 제안될 수 있다.
【수학식 4 2】 e,
W2 = .
여기서, i≠ iJ e {l,...,L} , ^ = 0J,-l,_j}로 정의되며, e, 는 길이가
L이고, i번째 원소만 1인 값을 가지고 나머지 원소는 0값을 가지는 선택 백터를 나타낸다. 이 경우, i와 j는 서로 독립적으로 보고되어야 하므로, 동일 빔 그룹을 사용하는 경우에 비해, 범 선택을 위해 2배의 피드백 오버헤드가 소비된다. 이러한 디자인의 경우, i , j 및 위상 -일치 값은 SB로 보고될 수 있다. 빔 선택을 위한 SB 피드백 오버헤드를 줄이기 위하여, L1 = L2 = 1로 한정될 수 있다. 이 경우, W2는
Figure imgf000103_0001
와 같이 설정될 수 있다.
또 다른 방식으로, 단말이 B1에 대한 ill, Ϊ12를 보고 /피드백하고, B1과 B2 사이의 차등 값을 추가로 보고 /피드백해주는 방식이 제안될 수 있다 . 여기서 , ill, il2는 LTE 코드북과 같이 Wl PMI의 첫 번째 도메인 인덱스와 두 번째 도메인 인텍스를 각각 나타낸다. 즉, 단말은 B1을 구성하는 리딩 (leading) 빔 인덱스 ill, il2로부터 첫 번째 및 두 번째 도메인에서 얼만큼 B2가 떨어져 있는지 정도를 기지국에 피드백 /보고할 수 있겠다 . 예를 들어 , B1의 리딩 빔 인텍스로서 (ill, il2) = (10,2) 및 B1에 대한 차등 값으로서 (2,4)에 상응하는 값을 추가로 기지국에 보고 /피드백한 경우, 기지국은 B2의 리딩 빔을 (ill, il2) = (12,6)으로 인지하고, B2를 구성할 수 있다.
이렇듯 B1 (인덱스)과 B2 (인텍스)의 사이의 차등 값을 알려주는 방식의 경우, 상기 차등값을 각 도메인별로 특정 값으로 단말과 기지국간 약속하거나 기지국이 단말에 설정해주거나, 단말이 기지국에 보고 /피드백할 수 있다. 보고 /피드백 오버헤드를 줄이기 위하여 , 단말은 특정 도메인 (예를 들어 , 첫 번째 또는 두 번째 도메인)에 대한 정보만 제한적으로 피드백할 수도 있다. 이 경우, 상기 특정 도메인은 기지국이 단말에 설정해주거나 단말이 기지국에 알려줄 수 있다. 탱크 2 코드북 구성은 수학식 43과 같이 표현될 수 있다.
【수학식 43】
Figure imgf000104_0001
수학식 43올 통해 알 수 있듯, i,j,k,l의 변수는 다음의 조건들을 만족해야 탱크 2 코드북에서 각 ^층 (layer)별 직교성 (orthogonality)이 유지될 수 있다.
1. e' = e^' ey = e' ； 이 경우 상기 코드북은, 계층을 구성할 때 각 편파별로 동일한 빔을 선택하는 경우를 나타낸다. 상기 코드북을 구성하는 경우, 예를 들어 =에 와 같이, 이 한정되어 사용될 수 있다. 이 경우, 코드북을 구성하는 범들은 1로 normalize되는 것으로 한정될 수 있다.
2. {e'≠e^'{e ≠C/}： 이 경우, 랭크 2의 직교성을 보장하기 위하여, 각 편파별로, i와 k에 의해 선택되는 빔들이 서로 직교하도록 W1의 B1이 설정되어야 하며 , j와 1에 의해 선택되는 빔들이 서로 직교하도록 W1의 B2가 설정되어야 한다. 즉, W1올 구성하는 B1과 B2의 빔 그룹은 서로 직교하는 빔들로 구성되어야 한다. 혹은 일부 비직교하는 빔이 섞인 경우, 서로 직교하는 범들끼리만 상기 방식의 빔 페어링을 수행하여 코드북을 구성할 수 있다. 예를 들어 , Bi = [bQ bi b„, b1+0J로 구성되는 경우, b0,bOi간 및 b b1+0i간에 각각 서로 직교한다고 가정되는 경우, 상술한 2번 방식에 따라 bo' bo,에 대한 페어링 및 U D삐에 대한 페어링이 수행되어, 총 두 번의 페어링이 수행될 수 있다. 이러한 방식을사용하는 경우, ^ ，— 1，ᅳ j>의 위상-일치가사용될 수 있다. 이하, ^≠ ^인 경우에 대해 살펴본다. 이 경우, 상기 ^ = 인 경우에 제안된 방식을 확장 적용하여 코드북올 구성할 수 있다 .
≠ 경우의 특별 케이스로 L1 = 1인 경우를 우선 살펴본다. 이 경 T
W2의 랭크 1 구성 방식은 수학식 44와 같다.
【수학식 44 ]
Figure imgf000105_0001
이 경우, 한 쪽 slant에 대응하는 범들에 대한 범 선택과 위상-일치가 가능하므로, 각 편파별로 독립적으로 PM工가 결정 /지시될 수 있어, 코드북 세분성 (granularity)이 증가되고 성능이 향상될 수 있다. 이 경우, = {l,j,-l,-j}가사용될 수 있다ᅳ 상기와 같은 코드북 디자인 시, Bi c B2가 성립하도록 설정하여 (즉, B2를 구성하는 L개의 범에는 항상 B1이 포함됨〉 , LTE 클래스 A 코드북 Conf ig 1의 super set이 되도록 설정할 수 있다. 혹은 B2에 대한 정보를 단말이 기지국에 추천할 수도 있다.
위와 유사하게, 랭크 2 코드북은 수학식 45와 같이 구성될 수 있다.
【수학식 45】 1 1
e. = e e,≠ e
J 인 경우, ^에 가 사용될 수 있으며 이고 i,j로 선택되는 빔들이 서로 직교하는 경우, ^ 와 ，ᅳ 가 사용될 수 있다ᅳ 혹은 두 경우에 모두, 동일 세분성 (granularity)을 갖는 위상 -일치 (co-phase)가 적용될 수 있다.
B
상기 설명한 방식에서, 구성하는 HI. -에 대한 WB 위상-일치를 B2 인텍스와 함께 보고하는 방식이 고려될 수 있겠다. 즉, B2 =^B2로 설정하고
W1은 수학식 46과 같이 구성할수 있다.
【수학식 46]
B, 0
W, =
0 B, 여기서 ^는 WB 위상 -일치 값이며, 예를 들어 ^ '"1，"^일 수 있다. 경우, SB 위상-일치는,
Figure imgf000106_0001
구성되어, WB와는 서로 다른 위상-일치를 가지도록 설정하여 , 코드북 세분성 (granularity)을 높일 수 있다. SB 피드백 비트를 절약하기 위해 , 단말은 1-비트 위상 -일치 (예를 들어 ,
Figure imgf000106_0002
등)를 이용하여 2—레벨 위상 -일치 보고할 수 있다. 상기 제안된 방식은 Bl = B2 경우에도 용이하게 적용 가능하며 , W1을 구성하는 B1과 B2는 각 band (혹은 band group)별로 독립적으로 설정 /적용될 수 있다. 상기와 같이, 편파별로 서로 다른 빔 그룹을 사용하는 방식과 유사하게, SB PMI의 정확성을 높이기 위해 SB의 사이즈를 줄이는 방식도 고려될 수 있다. SB 사이즈가 줄어들게 되면, SB당 PM工가 보다 정확해진다는 장점이 있으나, 피드백 오버해드가 증가한다. 따라서, 기지국은 SB 사이즈를 줄일지 및 /또는
Βι≠Β2인 코드북을 사용할지에 대한 정보를 단말에 설정해줄 수 있다 . 이상으로 제안된 코드북 디자인의 조합으로 새로운 코드북의 구성이 가능하다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 CSI 보고 방법을 예시한 순서도이다. 본 순서도와 관련하여 앞서 상술한 실시예 /설명이 동일 /유사하게
I
적용될 수 있으며, 중복되는 설명은 생략한다. 우선, 단말은 기지국으로부터 복수의 패널들을 통해 전송된 CSI-RS를 측정할 수 있다 (S2310) . 다음으로, 단말은 상기 CSI-RS 측정올 기초로 생성한 CS工를 기지국에 보고할 수 .있다 (S2320) . 이때, 만일 단말이 복수의 패널들에 대한 WB 패널 보상자 (corrector) 및 SB 패널 보상자를 CSI로서 보고하는 경우 (기지국에 의한 CSI 설정에 따라) , WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭 (width)으로 보고할 수 있다. 여기서 , WB 패널 보상자는 WB에 대해 CSI -RS (자원)를 측정한 결과에 기초하여 도출 /결정 /선택된 패널별 범 /코드북 위상 보상자에 해당할 수 있으며, SB 패널 보상자는 SB에 대해 (또는 SB 마다) CSI -RS (자원)를 측정한 결과에 기초하여 단말에 의해 도출 /결정 /선택된 패널별 (범 /코드북) 위상 보상자에 해당할 수 있다. 즉, WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자는 복수의 패널들간의 위상 보정에 사용될 수 있다. 또한, 상기 복수의 패널들의 개수는 상위 계층 시그널링에 의해 설정될 수 있다.
특히 , SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작을 수 있으며, 예를 들어 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1—비트, WB 패널 보상자의 비트 폭은 2—비트로 각각 설정될 수 있다. 따라서, WB 패널 보상자는 QPSK를.기반으로 보고될 수 있으며 , SB 패널 보상자는 BPSK를 기반으로 보고될 수 있다. 만일, 단말이 CS I로서 WB 패널 보상자만을 보고하는 경우, WB 패널 보상자를 2 -비트의 비트 폭으로 보고할 수 있다. WB 패널 보상자와 SB 패널 보상자를 함께 보고할지 또는 WB 패널 보상자만을 보고할지는 기지국으로부터 설정받은 모드 (예를 들어 , RRC 시그널링을 통해 설정받은)에 따라 결정될 수 있다 . 예를 들어 , 기지국이 단말에 모드 ' 1 ' 을 지시하면 , 단말은 WB 패널 보상자만을 보고하는 것으로 인식할 수 있으며 , 모드 ' 2 ' 를 지시하면 , 단말은 WB 패널 보상자 및 SB 패'널 보상자를 모두 보고하는 것으로 인식할 수 있다.
WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자는 CSI 내 PM工에 포함되어 보고될 수 있으며, WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자는 복수의 패널들 각각에 대해 독립적으로 보고될 수 있다.
본 발명이 적용될 수 있는장치 일반
도 24은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다 .
도 24을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국 (2410)과 기지국 (2410) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (2420)을 포함한다.
기지국 (2410)은 프로세서 (processor, 2411) , 메모리 (memory, 2412) 및 RF부 (radio frequency unit, 2413)을 포함한다. 프로세서 (2411)는 앞서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2411)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2412)는 프로세서 (2411)와 연결되어 , 프로세서 (2411)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2413)는 프로세서 (2411)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
단말 (2420)은 프로세서 (2421) , 메모리 (2422) 및 RF부 (2423)을 포함한다. 프로세서 (2421)는 앞서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2421)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2422)는 프로세서 (2421)와 연결되어 , 프로세서 (2421)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2423)는 프로세서 (2421)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
메모리 (2412, 2422)는 프로세서 (2411, 2421) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (2411, 2421)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (2410) 및 /또는 단말 (2420)은 한 개의 안테나 (single antenna) H^- ^- ¾：테 4 (multiple antenna) >¾ 있 c .
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 명세서에서 、 및 /또는 B'는 A 및 /또는 B 중 적어도 하나를 의미하는 것으로 해석될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (firmware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (application specific integrated circuits) , DSPs (digital signal processors ) , DSPDs (digital signal processing devices ) , PLDs (programmable logic devices ) , FPGAs ( f ield programmable gate arrays ) , 프로세서 , 콘트를러 , 마이크로 콘트를러 , 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여 , 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다ᅳ 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【발명의 실시를 위한 형태】
발명의 실시를 위한 다양한 형태가 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서 설명되었다.
【산업상 이용가능성】
본 발명은 3GPP LTE/LTE-A/5G 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE— A/5G 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 단말의 . 채널 상태 정보 (Channel State Information; CSI)를 보고하는 방법에 있어서 ,
기지국으로부터 복수의 (Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI- RS (reference signal)를 측정하는 단계 ; 및
상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하는 단계; 를 포함하되 ,
상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB (Wideband) 패널 보상자 (corrector) 및 SB(Subband) 패널 보상자를 상기 CS工로서 보고하는 경우,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭 (width)으로 보고되는, CSI 보고 방법 .
【청구항 2】
제 1 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들간의 위상 보정에 사용되는, CSI 보고 방법.
【청구항 3】 .
제 2 항에 있어서,
상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작은, CSI 보고 방법 .
【청구항 4】 제 3 항에 있어서,
상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1-비트, 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭은 2_비트인, CSI 보고 방법 .
【청구항 5】
제 4 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자는 QPSK (quadrature phase-shift keying)를 기반으로 보고되며, 상기 SB 패널 보상자는 BPSK(binary phase-shift keying)를 기반으로 보고되는, CSI 보고 방법 .
【청구항 6】
제 4 항에 있어서,
상기 CSI로서 상기 WB 패널 보상자만을 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자는 2-비트의 비트 폭으로 보고되는, CSI 보고 방법 .
【청구항 7】
제 2 항에 있어서,
상기 복수의 패널들의 개수는 상위 계층 시그널링에 의해 설정되는, CSI 보고 방법 ·
【청구항 8】
제 7 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자 및 /또는 상기 SB 패널 보상자의 보고는 상기 상위 계층 시그널링에 의해 설정되는, CSI 보고 방법 .
【청구항 9】
제 7 항에 있어서, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 CSI 내 P I (Precoding Matrix Index)에 포함되어 보고되는, CSI 보고 방법 .
【청구항 10]
제 7 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들 각각에 대해 독립적으로 보고되는, CSI 보고 방법 .
【청구항 11】
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 -참조 신호 (CSI-RS (Reference Signal) )를 수신하는 단말에 있어서,
무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 ; 및
상기 RF 유닛올 제어하는 프로세서; 를 포함하고,
상기 프로세서는,
기지국으로부터 복수의 (Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI- RS (reference signal)를 즉정하고,
상기 CSI— RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하되, 상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB (Wideband) 패널 보상자 (corrector) 및 SB (Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭 (width)으로 보고하는, 단말 .
【청구항 12】
제 11 항에 있어서, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들간의 위상보정에 사용되는, 단말.
【청구항 13】
제 12 항에 있어서,
상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작은, 단말.
【청구항 14】
제 13 항에 있어서,
상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1-비트 , 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭은 2-비트인, 단말.
【청구항 15】
제 14 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자는 QPSK (quadrature phase-shift keying)를 기반으로 보고되며 , 상기 SB 패널 보상자는 BPSK (binary phase-shift keying)를 기반으로 보고되는, 단말 .
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