KR20180088475A

KR20180088475A - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR20180088475A
Application number: KR1020187020482A
Authority: KR
Inventors: 박해욱; 김형태; 강지원; 김기준
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2017-01-09
Filing date: 2018-01-08
Publication date: 2018-08-03
Also published as: US20220149910A1; EP3439214B1; WO2018128498A1; US11201653B2; CN110178326A; CN110178326B; JP2019526973A; US11943029B2; EP3439214A1; EP3439214A4; CN114745037A; US20200177252A1; KR101971873B1; JP6756903B2

Abstract

본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 단말의 채널 상태 정보(Channel State Information; CSI)를 보고하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 복수의(Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI-RS(reference signal)를 측정하는 단계; 및 상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하는 단계; 를 포함하되, 상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB(Wideband) 패널 보상자(corrector) 및 SB(Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭 (width)으로 보고될 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 보고 방법 및 이를 위한 장치

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 채널 상태 정보(Channel State Information)를 보고하기 위한 방법 및 이를 수행/지원하는 장치에 관한 것이다.

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.

본 발명의 목적은 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)를 송수신하기 위한 방법을 제안한다.

또한, 본 발명의 목적은 단말의 채널 상태 정보 송수신을 지원하기 위해 전송되는 제어 설정 정보를 송수신하기 위한 방법을 제안한다.

또한, 본 발명의 목적은 CSI 보고/피드백을 위한 다양한 코드북을 제안하기 위함이 목적이다. 특히, 본 발명의 목적은 삼모에서 새롭게 도입된 복수 패널을 통한 빔포밍을 지원하기 위한 새로운 코드북을 제안하기 위함이 목적이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 단말의 채널 상태 정보(Channel State Information; CSI)를 보고하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 복수의(Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI-RS(reference signal)를 측정하는 단계; 및 상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하는 단계; 를 포함하되, 상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB(Wideband) 패널 보상자(corrector) 및 SB(Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭(width)으로 보고될 수 있다.

또한, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들간의 위상 보정에 사용될 수 있다.

또한, 상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작을 수 있다.

또한, 상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1-비트, 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭은 2-비트일 수 있다.

또한, 상기 WB 패널 보상자는 QPSK(quadrature phase-shift keying)를 기반으로 보고되며, 상기 SB 패널 보상자는 BPSK(binary phase-shift keying)를 기반으로 보고될 수 있다.

또한, 상기 CSI로서 상기 WB 패널 보상자만을 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자는 2-비트의 비트 폭으로 보고될 수 있다.

또한, 상기 복수의 패널들의 개수는 상위 계층 시그널링에 의해 설정될 수 있다.

또한, 상기 WB 패널 보상자 및/또는 상기 SB 패널 보상자의 보고는 상기 상위 계층 시그널링에 의해 설정될 수 있다.

또한, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 CSI 내 PMI(Precoding Matrix Index)에 포함되어 보고될 수 있다.

또한, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들 각각에 대해 독립적으로 보고될 수 있다.

또한, 본 발명의 다른 양상은, 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보-참조 신호(CSI-RS(Reference Signal))를 수신하는 단말에 있어서, 무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛 ; 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서; 를 포함하고, 상기 프로세서는, 기지국으로부터 복수의(Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI-RS(reference signal)를 측정하고, 상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하되, 상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB(Wideband) 패널 보상자(corrector) 및 SB(Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭(width)으로 보고할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면, 단말이 원활하게 CSI를 도출하고, 이를 기지국에게 피드백할 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 멀티 패널 어레이가 새롭게 도입된 NR을 위한 코드북이 정의하여, NR에 어떤 코드북을 적용할지에 대한 모호성이 해결된다는 효과가 있다.

또한, 본 발명의 실시예에 따르면, SB 특성을 고려하여, WB 패널 보상자와 SB 패널 보상자간의 비트 폭을 달리 정의하므로, 시그널링 오버헤드가 크게 증가시키지 않으면서 정확한 CSI를 기지국에 보고할 수 있다는 장점을 갖는다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소(antenna elements)를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D(3-Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송/수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파(cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 self-contained subframe 구조를 예시한다.
도 15는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다.
도 16은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다.
도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.
도 18은 본 발명에 적용될 수 있는 2D 포트 레이아웃의 경우 L=2인 후보 빔 그룹 패턴들을 예시한다.
도 19는 본 발명에 적용될 수 있는 2D 포트 레이아웃의 경우 L=4인 후보 빔 그룹 패턴들을 예시한다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 비-균일 포트 어레이를 예시한 도면이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 N1=4, O1=4, N2=2, O2=4인 경우의 GoB를 예시한 도면이다.
도 22는 N1=4, O1=4, N2=2, O2=4인 경우 윈도우 설정 방법을 예시한 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 CSI 보고 방법을 예시한 순서도이다.
도 24은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

발명의 실시를 위한 최선의 형태

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.

본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다.

하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11(Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A/m(5G)를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.

본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서와 크기는 T_s =1/(15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f=307200*T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.

도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중(full duplex) 및 반이중(half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.

무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯(slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 예를 들어, 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.

FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이 중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.

도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다.

타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s=5ms의 길이의 2개의 하프 프레임(half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=1ms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.

TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당(또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.

표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.

[표 1]

표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 나타낸다.

DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다.

상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및/또는 개수가 다르다.

표 2는 스페셜 서브프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.

[표 2]

도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)라 하고, 하나의 자원 블록 (RB: resource block)은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N^DL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.

상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.

하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록(RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.

MIMO(Multi-Input Multi-Output)

MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중 송신(Tx) 안테나와 다중 수신(Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해서, MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 'MIMO'를 '다중 입출력 안테나'라 칭하기로 한다.

더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지(total message)를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며, 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.

차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.

한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테 나(MIMO) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력 증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목을 받고 있다.

도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.

도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트(transfer rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최 대 전송 레이트(R_o)에 다음과 같은 레이트 증가율(R_i)이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.

즉, 예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.

이와 같은 다중 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플텍싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.

각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스(Trelis) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수(N_T)와 수신 안테나 수(N_R)의 곱(N_T × N_R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.

둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD(maximum likelihood detection) 수신기, ZF(zero-forcing) 수신기, MMSE(minimum mean square error) 수신기, D-BLAST(Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time), V-BLAST(Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD(singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.

셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호(Double-STTD), 시공간 BICM(STBICM) 등의 방식이 있다.

상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다.

먼저, 송신 신호에 대해 살펴보면, 이와 같이 N_T개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T개 이므로, 이를 다음과 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

한편, 각각의 전송 정보 s_1, s_2, ..., s_N_T에 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 P_1, P_2, ..., P_N_T라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같욘 벡터로 나타낼 수 있다.

또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬 P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 벡터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N_T개의 전송 신호 x_1, x_2, ..., x_N_T를 구성한다. 여기서, 가중치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x_1, x_2, ..., x_N_T를 벡터 x를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, w_ij 는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, w는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 w를 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)라 부른다.

한편, 상술한 바와 같은 전송 신호(x)는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.

공간 멀티플랙싱을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 벡터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 벡터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.

물론, 공간 멀티플랙싱과 공간 다이버시티를 혼합하는 방법도 고려 가능하다. 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.

다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_1, y_2, ..., y_N_R을 벡터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다.

한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij의 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.

도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.

도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 N_T개의 송신 안테나로부터 N_R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.

한편, 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)가 더해지게 되므로, N_R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_1, n_2, ..., n_N_R을 백터로 표현하면 다음과 같다.

상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.

한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N_R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N_T와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N_R×N_T 행렬이 된다.

일반적으로, 행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 다음과 같이 제한된다.

또한, 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition)를 하였을 때, 랭크는 고유치(eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 랭크를 SVD(singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값(singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '랭크(Rank)'는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수'는 각 경로를 통해 전송되 는 신호 스트림 의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

참조 신호(RS: Reference Signal)

무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호(RS: reference signal)라고 한다.

또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다.

이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리(RRM: Radio Resource Management) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, 애는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호(CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호(dedicated RS)가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조(demodulation)와 채널 측정(channel measurement)을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.

수신 측(즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측(즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호(cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.

DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호(UE-specific RS) 또는 복조 참조 신호(DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.

도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.

도 7을 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 × 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축(x축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치(normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고(도 7(a)의 경우), 확장 순환 전치(extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFEM 심볼의 길이를 가진다(도 7(b) 의 경우). 자원 블록 격자에서 '0', '1', '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들(REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0', '1', '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.

기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.

기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 및/또는 주파수 분할 다중화(FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및/또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다.

게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및/또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측(단말)에 의 하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티, 폐쇄 루프 공간 다중화(closed-loop spatial multiplexing), 개방 루프 공간 다중화(open-loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자-다중 입출력 안테나(Multi-User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다.

다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.

LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성(backward compatibility), 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.

따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS, PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS(CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS(DM-RS: Data Demodulation-RS)이다.

채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.

LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS를 매 서브 프레임마다 전 대역에 전송하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE-A 시스템에서는 MCS, PMI 등의 선택을 위한 CSI 측정 목적의 CSI-RS와 데이터 복조를 위한 DM-RS로 분리되어 두 개의 RS가 추가되었다. CSI-RS는 RRM 측정 등의 목적으로도 사용될 수는 있지만 CSI 획득의 주목적을 위해서 디자인되었다. CSI-RS는 데이터 복조에 사용되지 않으므로 매 서브 프레임마다 전송될 필요는 없다. 그러므로 CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하도록 한다. 즉, CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.

CSI-RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소(RE) 시간-주파수 위치, 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.

LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM 방식으로 이들 자원을 orthogonar하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM 방식으로 전송할 수 있다.

CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.

CSI-RS는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 안테나 포트를 통해 전송된다. 이때, 사용되는 안테나 포트는 각각 p=15, p=15,16, p=15,...,18, p=15,..., 22이다. CSI-RS는 서브캐리어 간격 Δf = 15kHz에 대해서만 정의될 수 있다.

CSI-RS 전송을 위해 설정된 서브프레임 내에서, CSI-RS 시퀀스는 아래 수학식 12와 같이 각 안테나 포트(p) 상의 참조 심볼(reference symbol)로서 이용되는 복소 변조 심블(complex-valued modulation symbol) a_k,1^(p)에 매핑된다.

상기 수학식 12 에서,(k',l')(여기서, k'는 자원 블록 내 부반송파 인덱스이고, l'는 슬롯 내 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다.)및 n_s의 조건은 아래 표 3 또는 표 4와 같은 CSI-RS 설정(configuration) 에 따라 결정된다.

표 3는 일반 CP에서 CSI-RS 구성으로부터(k',l')의 매핑을 예시한다.

[표 3]

표 4는 확장 CP 에서 CSI-RS 구성으로부터(k',1') 의 매핑을 예시한다.

[표 4]

표 3 및 표 4를 참조하면, CSI-RS의 전송에 있어서, 이종 네트워크(HetNet: heterogeneous network) 환경을 포함하여 멀티 셀 환경에서 셀간 간섭(ICI: inter-cell interference)을 줄이기 위하여 최대 32개(일반 CP 경우) 또는 최대 28개(확장 CP 경우)의 서로 다른 구성(configuration)이 정의된다.

CSI-RS 구성은 셀 내의 안테나 포트의 개수 및 CP에 따라 서로 다르며, 인접한 셀은 최대한 서로 다른 구성을 가질 수 있다. 또한, CSI-RS 구성은 프레임 구조에 따라 FDD 프레임과 TDD 프레임에 모두 적용하는 경우와 TDD 프레임에만 적용하는 경우로 나눠질 수 있다.

표 3 및 표 4를 기반으로 CSI-RS 구성에 따라(k',l') 및 n_s 가 정해지고, 각 CSI-RS 안테나 포트에 따라 CSI-RS 전송에 이용하는 시간-주파수 자원이 결정된다.

도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다. 특히, 도 8은 normal CP가 적용된 서브프레임 내에서 CSI-RS 안테나 포트가 1, 2, 4 또는 8개인 경우에 대한 CSI-RS 패턴들을 예시한다.

도 8(a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 20가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 8(b)는 4개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 10가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며, 도 8(c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 5가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.

이와 같이, 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원(즉, RE 쌍)이 결정된다.

특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 8(a)에 도시된 20가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.

마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 8(b)에 도시된 10가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 8(c)에 도시된 5가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.

2개의 안테나 포트 별(즉, {15,16}, {17,18}, {19,20}, {21,22})로 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS는 동일한 무선 자원에 CDM(Code Division Multiplexing)되어 전송된다. 안테나 포트 15 및 16를 예를 들면, 안테나 포트 15 및 16에 대한 각각의 CSI-RS 복소 심볼은 동일하나, 서로 다른 직교 코드(예를 들어, 왈시 코드(walsh code)가 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1, 1]이 곱해지고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1 -1]이 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 이는 안테나 포트 {17,18}, {19,20}, {21,22}도 마찬가지이다.

UE는 전송된 심볼에 곱해진 코드를 곱하여 특정 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 검출할 수 있다. 즉, 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 1]을 곱하고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 -1]을 곱한다.

도 8(a) 내지 (c)를 참조하면, 동일한 CSI-RS 구성 인텍스에 해당하게 되면, 안테나 포트 수가 많은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원은 CSI-RS 안테나 포트 수가 적욘 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원을 포함한다. 예를 들어, CSI-RS 구성 0의 경우, 8개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원은 4개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원과 1 또는 2개의 안테나 포트 수에 대한 무선 자원을 모두 포함한다.

도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.

특히, 도 9는 extended CP가 적용된 서브프레임 내에서 CSI-RS 안테나 포트가 1, 2, 4 또는 8개인 경우에 대한 CSI-RS 패턴들을 나타낸다.

도 9(a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 16가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 8(b)는 4개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 8가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며, 도 8(c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 4가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.

특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(a)에 도시된 16가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.

마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(b)에 도시된 8가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9(c)에 도시된 4가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 하나의 셀에서 복수의 CSI-RS 구성이 사용될 수 있다. 넌-제로 전력(NZP: non-zero power) CSI-RS는 0개 또는 1개 CSI-RS 구성만이 이용되고, 제로 전력(ZP: zero power) CSI-RS는 0개 또는 여러 개의 CSI-RS 구성이 이용될 수 있다.

상위 계층에 의해 설정되는 16 비트의 비트맵인 ZP CSI-RS(ZeroPowerCSI-RS)에서 1로 설정된 각 비트 별로, UE는 위의 표 3 및 표 4의 4개의 CSI-RS 열(column)에 해당하는 RE들에서(상위 계층에 의해 설정된 NZP CSI-RS를 가정하는 RE와 중복되는 경우를 제외) 제로 전송 전력을 가정한다. 최상위 비트(MSB: Most Significant Bit)는 가장 낮은 CSI-RS 구성 인텍스에 해당하고, 비트맵 내에서 그 다음의 비트는 순서대로 다음의 CSI-RS 구성 인텍스에 해당한다.

CSI-RS는 위의 표 3 및 표 4에서(n_s mod 2)의 조건을 만족하는 하향링크 슬롯 및 CSI-RS 서브프레임 구성을 만족하는 서브프레임에서만 전송된다.

프레임 구조 타입 2(TDD)의 경우, 스페셜 서브프레임, 동기 신호(SS), PBCH 또는 SIB 1(SystemInformationBlockType1) 메시지 전송과 충돌되는 서브프레임 또는 페이징 메시지 전송을 위해 설정된 서브프레임에서 CSI-RS는 전송되지 않는다.

또한, 안테나 포트 세트 S(S={15}, S={15,16}, S={17,18}, S={19,20} 또는 S={21,22}) 내 속하는 어떠한 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송되는 RE는 PDSCH 또는 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송에 사용되지 않는다.

CSI-RS 전송에 사용되는 시간-주파수 자원들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, CSI-RS 오버헤드가 증가할수록 데이터 처리량(throughput)이 감소하게 된다. 이를 고려하여 CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되도록 구성되지 않고, 다수의 서브프레임에 해당하는 소정의 전송 주기마다 전송되도록 구성된다. 이 경우, 매 서브프레임마다 CSI-RS가 전송되는 경우에 비하여 CSI-RS 전송 오버헤드가 많이 낮아질 수 있다.

CSI-RS 전송을 위한 서브프레임 주기(이하, 'CSI 전송 주기'로 지칭함) (T_CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋(Δ_CSI-RS)은 아래 표 5과 같다.

표 5은 CSI-RS 서브프레임 구성을 예시한다.

[표 5]

표 5을 참조하면, CSI-RS 서브프레임 구성(I_CSI-RS)에 따라 CSI-RS 전송 주기(T_CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋(Δ_CSI-RS)이 결정된다.

표 5의 CSI-RS 서브프레임 구성은 앞서 'SubframeConfig' 필드 및 'zeroTxPowerSubframeConfig' 필드 중 어느 하나로 설정될 수 있다. CSI-RS 서브프레임 구성은 NZP CSI-RS 및 ZP CSI-RS에 대하여 개별적으로(separately)설정될 수 있다.

CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 아래 수학식 13을 만족한다.

수학식 13에서 T_CSI-RS는 CSI-RS 전송 주기, Δ_CSI-RS는 서브프레임 오프셋 값, n_f는 시스템 프레임 넘버, n_s는 슬롯 넘버를 의미한다.

서빙 셀에 대해 전송 모드 9(transmission mode 9)가 설정된 UE의 경우, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 서빙 셀에 대해 전송 모드 10(transmission mode 10)이 설정된 UE의 경우, UE는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원 구성(들)이 설정될 수 있다.

CSI-RS 구성(configuration)

현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성(configuration)에 관한 파라미터로서 antennaPortsCount, subframeConfig, resourceConfig 등이 존재한다. 이러한 파라미터들은, CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지, CSI-RS가 전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지, 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE 위치(예를 들어, 주파수와 OFDM 심볼 인덱스)에서 전송되는지 등을 지시한다. 구체적으로, 기지국은 특정 CSI-RS 구성을 UE에 지시/전달할 때 다음과 같은 내용의 파라미터/정보를 전달한다.

- antennaPortsCount: CSI-RS들의 전송을 위해 사용되는 안테나 포트 수를 나타내는 파라미터(Parameter represents the number of antenna ports used for transmission of CSI reference signals) (예를 들어, 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS 포트들, 4 CSI-RS 포트들, 혹은 8 CSI-RS 포트들)

- resourceConfig: CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터

- subframeConfig: CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터

- p-C: CSI 피드백 CSI-RS를 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 관한 UE의 가정에 관하여, Pc는 UE가 CSI 피드백을 도출할 때 CSI-RS EPRE에 대하여 PDSCH EPRE의 가정된 비율에 해당하고, 1dB 크기 단위로 [-8, 15]dB 범위의 값을 취한다(Regarding UE assumption on reference PDSCH transmitted power for CSI feedback CSI-RS, Pc is the assumed ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE when UE derives CSI feedback and takes values in the range of [-8, 15] dB with 1 dB step size)

- zeroTxPowerResourceConfigList: zero-power CSI-RS 구성에 관한 파라미터

- zeroTxPowerSubframeConfig: zero-power CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 오프셋에 관한 파라미터

매시브 MIMO(Massive MIMO)

다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO(Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율(spectral efficiency), 에너지 효율(energy efficiency), 프로세싱 복잡도(processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.

최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 MIMO는 전-차원 MIMO(FD-MIMO: Full-Dimension MIMO)로도 지칭된다.

LTE 릴리즈(Rel: release)-12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템(AAS: Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다.

신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리, AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다.

AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터, 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 빔 제어(electronic beam control) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3차원 빔 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.

AAS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다. 일례로, 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원(2D: 2-Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 빔 패턴을 형성할 수 있다.

도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소(antenna elements)를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다.

도 10에서는 일반적인 2차원(2D: 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며, 도 10과 같이 N_t=N_v·N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있다. 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N_v는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.

이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도록 무선 파장(radio wave)이 수직 방향(고도(elevation)) 및 수평 방향(방위각(azimuth))으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원 빔포밍으로 지칭할 수 있다.

도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D(3-Dimension) 빔 형성 이 가능한 다수의 송/수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.

도 11은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서, 2차원 안테나 배열(즉, 2D-AAS)를 이용한 3D MIMO 시스템을 예시한다.

송신 안테나 관점에서 상기 3차원 빔 패턴을 활용할 경우, 빔의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준-정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다.

또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때, 안테나 배열 이득(antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.

도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파(cross polarization)를 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다.

편파(Polarization)를 고려한 2D 평면 배열 안테나(planar antenna array) 모델의 경우, 도 11과 같이 도식화할 수 있다.

수동적 안테나(passive antenna)에 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리, 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소(element)에 부착된(또는 포함된) 능동 소자(예를 들어, 증폭기)에 가중치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득(gain)을 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴(radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격(spacing) 등과 같은 안테나 배치(arrangement)에 의존하므로, 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.

도 12의 예시와 같은 안테나 배열 모델을(M, N, P)로 나타낼 수 있으며, 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.

M은 각 열(즉, 수직 방향에서)에서 같은 편파(polarization)를 가지고 있는 안테나 요소(antenna element)의 개수(즉, 각 열에서 +45°경사(slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45°경사(slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

N은 수평 방향의 열의 개수(즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.

P는 편파(polarization)의 차원(dimension)의 개수를 나타낸다. 도 11의 경우와 같이 교차 편파(cross polarization) 의 경우 P=2이나, 동일 편파(co-polarization)의 경우 P=1이다.

안테나 포트(antenna port)는 물리적 안테나 요소(physical antenna element)로 매핑될 수 있다. 안테나 포트(antenna port)는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 0는 CRS(Cell-specific Reference Signal)와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS(Positioning Reference Signal)와 관련될 수 있다.

일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파(cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 빔포밍(beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 빔포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에 게 향하도록 할 수 있다. 일반적으로 다중의 교차 편파(cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열(column)로 구성되는 안테나 배열(antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다.

즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.

다른 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.

FD-MIMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛(또는 송수신 유닛) (TXRU: transceiver unit) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다.

안테나 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리 코딩된다. TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리 코딩된다. 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 패턴(directional gain pattern)을 가질 수 있다.

기존의 송수신기(transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과 모두를 포함하는 정적인(TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다.

안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호(또는 파일럿)와 함께 정의된다. 예를 들어, 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더(또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩)로 프리 코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI-RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI-RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 벡터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI-RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.

TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화(1D TXRU virtualization)와 2차원 TXRU 가상화(2D TXRU virtualization)이 논의되며, 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다.

도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다.

1D TXRU 가상화에 있어서, M_TXRU 개의 TXRU은 동일한 편파(polarization)을 가지는 단일의 열(column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.

2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 11의 안테나 배열 모델 구성(M, N, P)에 상응하는 TXRU 모델 구성은(M_TXRU, N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서, M_TXRU는 2D 같은 열, 같은 편파(polarization)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며, M_TXRU ≤ M을 항상 만족한다. 즉, TXRU의 총 개수는 M_TXRU×N×P와 같다.

TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 12(a)와 같이 TXRU 가상화(virtualization) 모델 옵션-1: 서브-배열 분할 모델(sub-array partition model)과 도 12(b)와 같이 TXRU 가상화 모델 옵션-2: 전역 연결(full-connection) 모델로 구분될 수 있다.

도 13(a)를 참조하면, 서브-배열 분할 모델(sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.

도 13(b)를 참조하면, 전역 연결(full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소(또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.

도 13에서 q는 하나의 열(column) 내 M개의 같은 편파(co-polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 벡터이다. w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 벡터(wideband TXRU virtualization weight vector)이며, W는 광대역 TXRU 가상화 가중치 행렬(wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M_TXRU 개의 TXRU들의 신호 벡터이다.

여기서, 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일(1-to-1) 또는 일대다(1-to-many)일 수 있다.

도 13에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑(TXRU-to-element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다.

CSI(Channel-State Information) - Reference Signal(CSI-RS) 정의

전송 모드 9가 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성을 설정받을 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 서빙 셀 및 UE에 대해, UE는 하나 이상의 CSI-RS 자원 구성(들)을 설정받을 수 있다. CSI-RS에 대해 non-zero 전송 전력을 가정해야 하는 UE를 위한 이하의 파라미터들은 각각의 CSI-RS 자원 구성에 대한 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다:

- CSI-RS 자원 구성 식별자(UE에 전송 모드 10이 설정된 경우)

- CSI-RS 포트의 수

- CSI-RS 구성

- CSI-RS 서브 프레임 구성 I_(CSI-RS)

- CSI 피드백(P_c)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE의 가정(UE에 전송 모드 9가 설정된 경우)

- UE에 전송 모드 10이 설정되면, 각각의 CSI 프로세스에 대한 CSI 피드백(P_c)을 위한 기준 PDSCH 전송 전력에 대한 UE 가정. CSI 서브 프레임 세트들 C_(CSI, 0) 및 C_(CSI,1)이 CSI 프로세스를 위한 상위 계층에 의해 설정되면, CSI 프로세스의 각 CSI 서브 프레임 세트를 위한 P_c가 설정됨.

- Pseudo-random 시퀀스 생성기 파라미터(n_ID).

- UE가 상위 계층 파라미터 CSI-Reporting-Type를 설정받고, CSI 보고 타입이 CSI 프로세스에 대한 'CLASS A'로 설정된 경우, CDM 타입 파라미터.

- UE에 전송 모드 10이 설정된 경우, 아래의 파라미터들을 갖는 CRS 안테나 포트들 및 CSI-RS 안테나 포트들의 QCL type B의 UE 가정에 대한 상위 계층 파라미터 qcl-CRS-Info-r11:

- qcl-ScramblingIdentity-r11.

- crs-PortsCount-r11.

- mbsfn-SubframeConfigList-r11.

P_c는 UE가 CSI 피드백을 도출하고 1dB 스텝 크기로 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 취할 때, CSI-RS EPRE(Energy Per Resource Element)에 대한 PDSCH EPRE의 추정된 비율이며, 여기서 PDSCH EPRE는 셀 관련 RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율에 대한 심볼 수와 대응된다.

UE는 서빙 셀의 동일한 서브 프레 임에서 CSI-RS 및 PMCH의 구성을 기대하지 않는다.

프레임 구조 타입 2 서빙 셀과 4개의 CRS 포트의 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20 -31] 세트 또는 확장 CP의 경우 [16 -27] 세트에 속한 CSI-RS 구성 인덱스를 수신할 것을 기대하지 않는다.

UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트들 간에는 지연 확산, 도플러 확산, 도플러 시프트, 평균 이득 및 평균 지연에 대해 QCL 된다고 가정할 수 있다.

전송 모드 10 및 QCL Type B 가 설정된 UE는, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 qcl-CRS-Info-r11과 연관된 안테나 포트 0-3을 가정할 수 있고, CSI-RS 자원 구성에 대응하는 안테나 포트들 15-22은 도플러 시프트(Doppler shift) 및 도플러 확산(Doppler spread)에 대하여 QCL되었다고 가정할 수 있다.

UE에 전송 모드 10 및 상위 계층 파라미터 CSI-Reporting-Type이 설정되고, CSI-Reporting-Type는 'CLASS B'로 설정되고, CSI 프로세스를 위해 구성된 CSI-RS 자원의 개수가 하나 이상이고, QCL type B가 설정된 경우, UE는 상위 계층 파라미터 qcl-CRS-Info-r11과 상이한 값을 갖는 CSI 프로세스에 대한 CSI-RS 자원 구성을 수신할 것을 기대하지 않는다.

CSI-RS 전송을 위해 구성/설정된 서브 프레임에서, 참조 신호 시퀀스

는 안테나 포트 p의 참조 심볼들로 사용되는 복소수 값(complex-valued) 변조 심볼들

에 매핑될 수 있다. 이러한 매핑은 상위 계층 파라미터 CDMType에 의존한다.

CDMType이 CDM4에 해당하지 않는 경우, 아래의 수학식 14에 따른 매핑이 수행될 수 있다.

CDMType이 CDM4에 해당하는 경우, 아래의 수학식 15에 따른 매핑이 수행될 수 있다.

수학식 15의

는 이하의 표 6에 의해 결정된다. 표 6은 CDM 4에 대한 시퀀스

를 나타낸다.

[표 6]

OFDM 뉴머롤로지(numerology)

더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT(Radio Access Technology)에 비해 향상된 mobile broadband 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 massive MTC (Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 뿐만 아니라, 차세대 통신에서 신뢰도(reliability) 및 지연(latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이, enhanced mobile broadband communication, massive MTC, URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며, 이러한 기술을 'new RAT(NR)' 이라 통칭될 수 있다.

New RAT 시스템은 OFDM 전송 방식 또는 이와 유사한 전송 방식을 사용하며, 대표적으로 이하의 표 3의 OFDM 뉴머롤로지를 갖는다.

[표 3]

Self-contained subframe structure

TDD 시스템에서 데이터 전송 지연을 최소화하기 위하여 5세대 new RAT에서는 도 14와 같이 제어 채널과 데이터 채널이 TDM된 self-contained subframe 구조가 고려되고 있다.

도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 self-contained subframe 구조를 예시한다.

도 14에서 빗금친 영 역은 DCI 전달을 위한 물리 채널 PDCCH의 전송 영역을 나타내고, 검정색 부분은 UCI(Uplink Control Information) 전달을 위한 물리채널 PUCCH의 전송 영역을 나타낸다.

DCI를 통해 eNB가 UE에게 전달하는 제어 정보로는, UE가 알아야 하는 cell 구성에 관한 정보, DL 스케줄링 등의 DL 특정(specific) 정보, 및/또는 UL 승인(grant) 등과 같은 UL 특정 정보 등이 존재할 수 있다. 또한, UCI를 통해 UE가 eNB에게 전달하는 제어 정보로는, DL 데이터에 대한 HARQ의 ACK/NACK 보고, DL 채널 상태에 대한 CSI 보고, 및/또는 SR(Scheduling Request) 등이 존재할 수 있다.

도 14에서 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터를 위한 물리 채널 PDSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터를 위한 물리 채널 PUSCH 전송 영역으로 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 하나의 SF(subframe) 내에서 DL 전송과 UL 전송이 순차적으로 진행되어, 해당 SF 내에서 DL 데이터를 전송하고, UL ACK/NACK을 수신할 수도 있다. 따라서, 본 구조를 따를 경우, 데이터 전송 에러 발생 시 데이터 재전송까지 걸리는 시간이 줄어들게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연(latency)이 최소화될 수 있다.

이러한 self-contained subframe 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신 모드로 전환되는 과정 또는 수신 모드에서 송신 모드로 전환되는 과정을 위한 시간 간격(time gap)이 필요하다. 이를 위하여 subframe 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM symbol이 GP로 설정될 수 있으며, 이와 같은 subframe type은 'self-contained SF' 이라 지칭될 수 있다.

Analog beamforming

Millimeter Wave(mmW)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 요소의 설치가 가능해 진다. 즉 30GHz 대역에서 파장은 1cm로써 5 by 5 cm의 패널에 0.5 lambda(파장) 간격으로 2-차원 배열 형태로 총 64(8X8)개의 안테나 요소(element) 설치가 가능하다. 그러므로 mmW에서는 다수개의 안테나 요소들을 사용하여 beamforming(BF) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, throughput을 높이려고 한다.

이 경우에 안테나 요소별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU(transceiver unit)을 가지면 주파수 자원 별로 독립적인 beamforming이 가능하다. 그러나 100여개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격 측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 analog phase shifter로 빔의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 analog beamforming 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 beamforming을 해줄 수 없는 단점을 갖는다.

Digital BF와 analog BF의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 hybrid BF를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 빔의 방향은 B개 이하로 제한된다.

또한, New RAT 시스템에서는 다수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍 기법이 대두되고 있다. 이때, 아날로그 빔포밍(또는 RF(radio frequency) 빔포밍)은 RF 단에서 프리코딩(또는 컴바이닝)을 수행하는 동작을 의미한다. 하이브리드 빔포밍에서 Baseband 단과 RF 단은 각각 프리코딩(또는 컴바이닝)을 수행하며, 이로 인해 RF 체인 수와 D(digital)/A(analog) (또는 A/D) 컨버터 수를 줄이면서도 디지털 빔포밍에 근접한 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다. 편의상 하이브리드 빔포밍 구조는 N개 트랜시버 유닛(TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 그러면 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층에 대한 디지털 빔포밍은 N by L 행렬로 표현될 수 있고, 이후 변환된 N개의 디지털 신호는 TXRU 를 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 M by N 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다.

도 15는 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다. 도 15에서 디지털 빔의 개수는 L개 이며, 아날로그 빔의 개수는 N개인 경우를 예시한다.

New RAT 시스템에서는 기지국이 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여, 특정 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 빔포밍을 지원하는 방향이 고려되고 있다. 나아가, 도 15에서 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널(panel)로 정의할 때, New RAT 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 빔포밍의 적용이 가능한 복수의 안테나 패널들을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.

기지국이 복수의 아날로그 빔을 활용하는 경우, 단말별로 신호 수신에 유리한 아날로그 빔이 다를 수 있으므로 적어도 동기화 신호(Synchronization signal), 시스템 정보, 페이징 등에 대해서는 특정 Subframe(SF)에서 기지국이 적용할 복수의 아날로그 빔들을 심볼별로 바꾸어 모든 단말이 수신 기회를 가질 수 있도록 하는 빔 스위핑 동작이 고려되고 있다.

도 16은 DL 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 도식화 도면이다.

도 16에서 New RAT 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 방식으로 전송되는 물리적 자원(또는 물리 채널)을 xPBCH(physical broadcast channel)으로 명명하였다.

도 16을 참조하면, 하나의 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 빔들은 동시에 전송될 수 있다. 아날로그 빔별 채널을 측정하기 위해, 도 16에 도시한 바와 같이,(특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 RS인 빔 RS(BRS)를 도입 하는 방안이 논의되고 있다. BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대응될 수 있다. 이때, BRS와는 달리 동기화 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도록 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다.

LTE에서의 RRM 측정

LTE 시스템에서는 전력 제어, 스케줄링, 셀 검색, 셀 재선택, 핸드오버, 무선 링크 또는 연결 모니터링, 연결 확립/재-확립 등을 위한 RRM 동작을 지원한다. 서빙 셀은 단말에게 RRM 동작을 수행하기 위한 측정 값인 RRM 측정 정보를 요청할 수 있다. 대표적으로 LTE 시스템에서는, 단말이 각 Cell에 대해 셀 검색 정보, RSRP(reference signal received power), RSRQ(reference signal received quality) 등의 정보를 측정/획득하여 보고할 수 있다. 구체적으로, LTE 시스템에서 단말은 서빙 셀로부터 RRM 측정을 위한 상위 계층 신호로 'measConfig' 를 전달받는다. 단말은 상기 'measConfig' 의 정보에 따라 RSRP 또는 RSRQ를 측정할 수 있다. 여기서 LTE 시스템의 TS 36.214 문서에 따른 RSRP, RSRQ 및 RSSI의 정의는 아래와 같다.

[RSRP]

참조 신호 수신 전력(RSRP)은 고려된 측정 주파수 대역폭 내에서 CRS(cell-specific RS)를 전달하는 자원 요소의 전력 기여도(power contributions)([W]에서)에 대한 선형 평균(linear average)으로 정의된다. RSRP 결정을 위해 TS 36.211 [3]에 따른 CRS R0가 사용되어야 한다. 단말이 R1이 유효(available)하다는 것을 신뢰성 있게(reliably) 검출할 수 있는 경우, R0에 추가하여 R1을 사용하여 RSRP를 결정할 수 있다.

RSRP의 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치(branch)에 대응하는 RSRP보다 작아서는 안된다.

[RSRQ]

참조 신호 수신 품질(RSRQ)은 비율 N×RSRP/(E-UTRA 반송파 RSSI)(즉, E-UTRA 반송파 RSSI 대 N×RSRP)로 정의되며, 여기서 N은 E-UTRA 반송파 RSSI 측정 대역폭의 RB 수이다. 분자와 분모의 측정은 동일한 자원 블록 집합에 대해 이루어져야 한다.

E-UTRA 반송파 수신 신호 강도 지시자(RSSI)는, 측정 대역폭에서 모든 소스들(공동-채널(co-channel) 서빙 및 비 -서빙 셀들 포함)로부터의 N개의 자원 블록들에 대하여 안테나 포트 0에 대한 참조 심볼들을 포함하는 OFDM 심볼에서만 단말에 의해 관찰/측정된 총 수신 전력([w]에서)의 선형 평균과 채널 간섭, 열 잡음 등을 포함할 수 있다. 상위 계층 시그널링이 RSRQ 측정을 수행하기 위한 특정 서브 프레임을 지시하는 경우, RSSI는 지시된 서브 프레임들 내 모든 OFDM 심볼들에 대해 측정될 수 있다.

RSRQ에 대한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치에 대응하는 RSRQ보다 작아서는 안된다.

[RSSI]

RSSI는 수신기 펄스 정형 필터(receiver pulse shaping filter)에 의해 정의된 대역폭 내에서 수신기에서 발생하는 열 잡음 및 잡음을 포함하여 수신된 광대역 전력에 해당할 수 있다.

측정을 위한 참조 포인트는 단말의 안테나 커넥터가 되어야 한다.

만일, 단말이 수신기 다이버시티(diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 수신 안테나 브랜치에 대응하는 UTRA 반송파 RSSI 보다 작아서는 안된다.

상기 정의에 따라, LTE 시스템에서 동작하는 단말은 내부 주파수 측정(Intra-frequency measurement)인 경우에는 SIB3(system information block type 3)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭 관련 IE(information element)를 통해, 주파수 간 측정(Inter-frequency measurement)인 경우에는 SIB5(system information block type 5)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭을 통해 6, 15, 25, 50, 75, 100RB(resource block) 중 하나에 대응되는 대역폭에서 RSRP를 측정하도록 허용 받을 수 있다. 또는 상기 IE가 없을 경우, 단말은 Default로 전체 DL 시스템의 주파수 대역에서 측정할 수 있다. 이때, 단말이 허용된 측정 대역폭을 수신하는 경우, 단말은 해당 값을 최대 측정 대역폭으로 간주하고 해당 대역폭/값 이내에서 자유롭게 RSRP의 값을 측정할 수 있다. 다만, 서빙 셀이 WB(wideband) - RSRQ로 정의되는 IE을 전송하고, 허용된 측정 대역폭을 50RB 이상으로 설정하면 단말은 전체 허용된 측정 대역폭에 대한 RSRP 값을 계산해야 한다. 한편, RSSI는 RSSI 대역폭의 정의에 따라 단말의 수신기가 갖는 주파수 대역에서 측정될 수 있다.

도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.

도 17을 참조하면, 패널 안테나 어레이는 각각 수평 도메인으로 Mg개 및 수직 도메인으로 Ng개의 패널로 구성되며, 각 하나의 패널은 M개의 열과 N개의 행으로 구성될 수 있다. 특히, 본 도면에서 패널은 X-pol(교차 편파(cross polarization)) 안테나를 기준으로 도시되었다. 따라서, 도 17의 총 안테나 요소의 개수는 2*M*N*Mg*Ng개일 수 있다.

포트 레이아웃

코드북은 다양한 타입으로 정의될 수 있으며, NR(New RAT)에서 코드북은 크게 타입 1 및 타입 2 코드북이 존재할 수 있다. 나아가, 각 타입별로 싱글-패널에 대한 코드북인지 멀티-패널에 대한 코드북인지에 따라서도 세분화되어 구분될 수 있다(예를 들어, 타입 1 싱글/멀티-패널 코드북 및 타입 2 싱글-멀티-패널 코드북).

타입 1 싱글 패널 코드북의 경우, W1은 다음의 수학식 16과 같이 정의될 수 있다. 여기서, W1은 장기(long-term), 광대역(wideband), 빔 그룹 선택의 특성을 갖는 제1 PMI를 의미한다.

적어도 랭크 1 및 랭크 2에 대하여, W1 의 B(또는 Bi) 내에서 후보 DFT(Discrete Fourier Transform) 빔 개수(L)는 1, 2, 4 및/또는 7일 수 있다. 이러한 L 값은 네트워크(예를 들어, 기지국)에 의해 설정될 수 있다.

만일, L>1인 경우, UE에 의해 자유롭게 L개의 빔들이 선택될 수 있다. 또는, 적어도 하나의 빔 그룹 패턴이 정의될 수 있는데 이러한 빔 그룹 패턴의 예시는 도 18 및 19를 참조하여 이하에서 후술한다. 이러한 빔 그룹 패턴은 네트워크(예를 들어, 기지국)에 의해 설정될 수 있다. 빔 패턴은 UE에 의해 보고될 수 있다. 또는, gNB에 의해 자유롭게 L개의 빔들이 선택될 수 있다.

L개의 빔 선택이 랭크 1 및 랭크 2에 동일하게 적용되거나 서로 다르게 적용될 수 있다. 만일, L=1인 경우, W1은 아래의 수학식 17과 같이 정의될 수 있다.

도 18은 본 발명에 적용될 수 있는 2D 포트 레이아웃의 경우 L=2인 후보 빔 그룹 패턴들을 예시한다. 본 도면에서 패턴으로 표시된 사각형이 선택된 L개의 빔들을 의미한다.

도 19는 본 발명에 적용될 수 있는 2D 포트 레이아웃의 경우 L=4인 후보 빔 그룹 패턴들을 예시한다. 본 도면에서 패턴으로 표시된 사각형이 선택된 L개의 빔들을 의미한다.

1D 포트 레이아웃의 경우, 빔 그룹 패턴은 선에 의해 균일하게 및/또는 비균일하게 분리된 L>1인 빔들의 열(row)을 포함한다. L>1의 경우, dl, d2에 대한 싱글 또는 멀티 값들이 지원될 수 있다.

NR에서의 코드북 제안

New RAT을 비롯하여, 패널 어레이 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서는, 매시브 안테나를 이용한 빔포밍을 수행하게 되면서 빔들이 매우 좁게(narrow) 형성이 되며, 패널 안테나 어레이의 구현에 따라 안테나 포트간 linear increment 성질이 깨질 수 있다. 따라서, LTE, LTE-A 등에서 사용된, DFT 기반의 코드북의 성능이 열화될 수 있다. 따라서, 본 명세서에서는 패널 어레이 안테나에 적합한 코드북 구조를 제안한다.

먼저 하나의 패널 내의 2D 안테나 어레이에 적용될 2D DFT 빔을 수학식 17과 같이 정의할 수 있다.

수학식 18에서 m1과 m2는 각각 첫 번째 및 두 번째 도메인의 1D-DFT 코드북의 인덱스를 나타낸다. N1 및 N2는 각각 패널의 첫 번째 및 두 번째 차원(dimension)의 편파(pol)별 안테나 포트의 개수를 나타낸다. o1 및 o2는 패널의 첫 번째 및 두 번째 차원(dimension)의 오버 샘플링 인자(factor)를 나타낸다.

도 17에서 M과 N은 안테나 요소를 나타내며(이하, 설명의 편의상 M을 첫 번째 도메인(수평) 파라미터, N을 두 번째 도메인 (수직) 파라미터로 지칭), 다수의 안테나 요소들에 대해 특정 벡터에 따라 안테나 가상화(antenna virtualization)를 수행한 후 안테나 요소-대-포트 매핑(antenna element-to-port mapping)을 수행한 결과에 따른 첫 번째 도메인과 두 번째 도메인의 포트 수를 각각 N1, N2로 정의한다. N1' 와 N2' 를 패널당 포트 수로 정의하면, 본 발명에서 고려하는 총 안테나 포트의 개수/숫자(Ntot)는 P*Mg*Ng*N1' *N2' 로 정의되며, P는 X-pol 안테나의 경우 2, co-pol(동일 편파) 안테나의 경우는 1로 설정될 수 있다.

도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 비-균일 포트 어레이를 예시한 도면이다.

도 20을 참조하여 설명하면, 각 패널당 32개의 요소(즉, M=4, N=2, P=2)를 구비한 패널 어레이에 대해 수직 방향의 가상화(vertical virtualization)를 수행하면, P=2, N1' =4, N2' =1, Mg=2, Ng=2로 총 32-포트가 될 수 있다. 안테나 포트의 경우, 안테나 가상화에 따라서 안테나 요소에 대응될 수 있으나, 본 명세서에서는 설명의 편의를 위해 단일개의 안테나 요소 또는 다수개의 안테나 요소들이 가상화된 후의 안테나 포트를 통칭하여 '안테나 포트' 라 통칭한다. 빔포밍 수행을 위한 안테나 포트 정보(예를 들어, {N1, N2, O1 및 O2}, 및/또는 {Mg, Ng, N1', N2', O1 및/또는 O2})는 상위 계층 시그널링되거나 단말과 네트워크간 사전에 서로 약속할 수 있다.

Ntot의 값은 다양하게 설정될 수 있으나, 2, 4, 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32-포트 등과 같이, LTE 시스템에서 지원되고 있는 안테나 포트들에 대해 통합적으로 적용될 수 있는 코드북 구조를 따라야 한다. 이를 위해, 본 명세서에서는 멀티-스테이지 코드북 구조를 고려하며, 이 중 트리플-스테이지의 예제는 아래의 수학식 19와 같다.

수학식 19에서 특정 코드북 행렬은 LTE, LTE-A에 사용되는 듀얼-스테이지 코드북 구조에서의 W1(제1 PMI), W2(제2 PMI)로 대체될 수 있다.

3GPP Rel-13 코드북은 Rel-10, Rel-12 코드북의 이중(dual) 구조를 따른다. 즉, W1(장기(long-term), 광대역(wideband), 빔 그룹 선택), W2(단기(short-term), 서브밴드(subband), 빔 선택+위상일치(co-phasing))의 특성을 가지고 두 개의 곱(즉, W1 및 W2의 곱)으로 최종 코드북이 형성된다.

다만, Rel-10, Rel-12 코드북과의 차이점은, 고려하는 안테나 포트 레이아웃(antenna port layout)이 2 차원(2D: 2 Dimensional)를 포함하기 때문에, 코드북을 구성하는 각 빔들이 수직(vertical) 빔 및 수평(horizontal) 빔의 크로네커 곱(kronecker product) 형태로 나타나게 된다. 3GPP Rel-13 랭크(Rank) 1-2 코드북을 수식으로 나타내면 아래 수학식 20과 같다.

수학식 20에서 W^(1)는 랭크 1 코드북의 최종 형태를 나타내고, W^(2)는 랭크 2 코드북의 최종 형태를 나타낸다.

여기서, N1 및 N2는 각각 제 1 차원(1st dimension) 및 제2 차원(2nd dimension) 내 각 편파(polarization) 별 antenna port의 수이다. o1 및 o2는 각각 제1 차원(1st dimension) 및 제2 차원(2nd dimension) 내 오버샘플링 인자(oversampling factor)이다.

그리고, m1, m2는 각각 수평(horizontal)과 수직(vertical)(또는 제1(1st) 및 제2(2nd) 도메인(domain))에서 DFT 벡터의 선택 방법을 나타낸다. m1(랭크 2인 경우, m1 및 m1' ) 과 m2(랭크 2인 경우, m2 및 m2' )를 통하여 특정 W1(즉, 제1 PMI) 2D 빔그룹(즉, 코드북 구성(Codebook Config) 1 내지 4)를 구성할 수 있다. 그리고, 아래 첨자 n은 위상일치(co-phasing)를 나타낸다.

즉, 3GPP Rel-13 코드북은 크로네커 곱의 연산을 이용하여 Rel-10의 8Tx(8 port 전송) 코드북을 2 차원으로 확장한 것으로 볼 수 있다.

제안 1) 아날로그 코드북

본 제안에서는 아날로그 빔포밍에 해당하는 CSI 정보를 코드북을 이용하여 보고하는 방법을 제안한다.

실시예로서, 수학식 19의 멀티 스테이지 중 하나의 스테이지(예를 들어, W1)에서 Tx/Rx 아날로그 빔포밍에 상응하는 코드워드 선택의 기능/역할을 수행하거나, 단독 코드북 행렬로 아날로그 코드북이 구성될 수 있다.

아날로그 빔포밍의 경우, TXRU 가상화의 가중치 벡터(weighting vector)로 FD-MIMO의 2D 서브어레이 모델을 이용하여 다음의 수학식 21과 같이 구성될 수 있다.

여기서, dv, dH는 각 안테나 요소의 간격(spacing), λ는 캐리어 주파수, K는 TXRU당 N1 도메인의 안테나 요소 개수, L는 TXRU당 N2 도메인의 안테나 요소 개수, O_1TXRU와 O_2TXRU 는 TXRU를 구성하는 각 도메인의 요소로 형성되는 1-DFT 빔의 오버샘플링 인자이며, wo의 길이는 K = M/N1' 에 의해, vi의 길이는 L = N/N2' 에 의해 각각 주어진다. 그리고,

은 각각 N1과 N2 도메인의 특정 지향 각도(angle)를 나타내며, N1이 수평 도메인, N2가 수직 도메인 경우, scan and tilt angle 로 표현될 수 있다.

따라서, 최종 Tx 아날로그 빔 형태는 수학식 22와 같이 결정될 수 있다.

수학식 22는 N2 방향으로 가상화를 위한 안테나 요소 인덱싱이 먼저 수행되는 경우에 해당하며, 만약 N1 방향으로 가상화를 위한 안테나 요소 인덱싱이 먼저 수행되는 경우에는 수학식 22가 이하의 수학식 23과 같이 변형되어야 한다.

아날로그 빔이 지향하는 방향은 상기 설명과 같이 2D이거나, 수평 혹은 수직 가상화에 해당하는 벡터만을 사용하여 1D 방향만을 지향할 수도 있다. 본 명세서에서는 설명의 편의를 위하여 수학식 22를 기반으로 한 2D 아날로그 빔을 중심으로 각 실시예들을 설명하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

수학식 21의 각 벡터는 수학적 관계를 통하여 동일하게 수학식 18의 DFT 빔으로 표현이 가능하며, 일례로 경사(tilting)로 표현하여 수학식 21을 변환하면 아래의 수학식 24와 같이 표현할 수 있다.

수학식 24를 이용하여 수학식 21은 다음의 수학식 25와 같이 표현될 수 있다.

여기서 k=0, …,o_(K-l), 1=0, …,o_(L-1)이 된다. 그러면, 아날로그 코드북의 최대 사이즈는 L*O_1TXRU 와 K*O_2TXRU의 곱으로 나타낼 수 있다. 아날로그 코드북은, 결과 경사 각도(resulting tilting angle)와 스캔 각도(scan angle)가 모든 아지무스 각도(azimuth angle)와 제니스 각도(zenith angle)들을 균일(uniform)하게 설정하여 구성되거나(예를 들어, 수학식 26, 상기 예제에서 제니스 각도의 범위를 -pi에서 pi로, 아지무스 각도의 범위를 -pi/3에서 pi/3로 가정),

,

과 같이 아날로그 빔의 경계 지점을 아날로그 빔의 개수만큼 균일하게 나누어 구성될 수 있다. 이때, 사용되는 아날로그 빔의 개수 및/또는 아날로그 빔 각도의 경계 값은 RRC로 기지국이 단말에 알려줄 수 있다.

상술한 안테나 가상화에 상응하는 아날로그 코드북의 경우 아래의 두 가지 코드북으로 구분되어 구성될 수 있다.

- 선택 코드북

- NP(Non-Precoded) CSI-RS 기반 아날로그 코드북

이하에서는 선택 코드북 및 NP CSI-RS 기반 아날로그 코드북 각각에 대해 제안한다.

아날로그 빔 선택 코드북의 경우, 기지국이 특정 N_A(예를 들어, N_A의 값은 L*O_1TXRU*K*O_2TXRU로, 또는 기지국이 단말에 알려준 특정 값으로 설정/정의될 수 있음)개의 아날로그 빔포밍 빔들이 각각 N_A개의 CSI-RS 포트(혹은 아날로그 빔포밍을 위한 특정 포트)에 매핑되며, 단말은 포트 선택 코드북을 이용하여 (선택된) PMI를 보고할 수 있다.

단말은 이 중 최적의(best) 빔, 첫 번째 및 두 번째 최적의 빔, 혹은 최적의 빔과 최악(worst)의 빔 등 기지국과 사전에 약속된(또는 기지국으로부터 지시받은) 개수만큼 다수의 빔들을 보고할 수 있다. 이를 위하여, 기지국은 K, O_1TXRU, L, O_2TXRU 등의 정보 혹은 N_A 값을 상위 계층 시그널링을 통해 단말에 지시하거나, 사전에 단말과 약속할 수 있다. 단말의 채널 환경에 따라 단말에 대해 주로 사용되는 경사 각도 혹은 스캔 각도가 제한될 수 있으므로, 아날로그 빔 스위핑의 오버헤드를 줄이기 위해 기지국은 빔 스위핑에 사용되는 아날로그 빔의 개수 및/또는 보고되어야 할 아날로그 빔의 개수를 상위 계층으로 단말에 알려주거나 단말과 사전에 약속할 수 있다.

선택 코드북을 사용하는 경우, 하나의 아날로그 빔은 하나의 안테나 포트에 매핑되어 전송되며, 단말은 선택 벡터를 코드북으로 구성하여 기지국에 보고하게 된다. 즉, 이 경우, 아날로그 빔 선택 벡터로 코드북이 구성되며, 코드워드는 수학식 27과 같으며, 단말은 수학식 27의 i 인덱스를 기지국으로 보고하게 된다.

최적의 Tx 아날로그 빔 보고 코드북은, 이러한 수학식 27을 이용하여 수학식 28과 같이 표현될 수 있다.

이 경우, 코드북의 피드백 비트 수는

가 된다. 예를 들어, N_A=32인 경우, 총 5-비트의 피드백 페이로드가 요구된다.

두 번째 최적의 빔 혹은 최악의 빔을 단말이 추가로 보고하는 경우, 단말이 보고하는 빔의 개수를 지시하는 지시자 또는 LTE 시스템에서의 RI가 빔의 개수를 지시하는 지시자로 새롭게 정의되어 사용될 수 있다. 예를 들어, 최적의 빔으로는 1번 빔, 최악의 빔으로는 4번 빔이 선택된 경우, 단말은 RI=2와 수학식 28에 1번 빔 및 4번 빔이 적용된

에 대응하는 PMI 인덱스를 기지국에 보고할 수 있다. 그리고/또는, 단말은 각 빔에 대하여, 랭크 1 제한(restriction)을 가정하고 PMI를 서로 다른 주기 및/또는 오프셋으로 보고할 수 있다. 이 경우, 보고되는 피드백 비트 수는

가 된다. 그리고/또는, 단말은 TX 아날로그 빔 범위를 지시하는 용도(예를 들어,

에서

를 지시하는 용도)로 상기 코드북을 사용할 수도 있다.

본 실시예에서는 수직 경사/도메인을 중심으로 예시하였으나 이에 한정되지 않으며, 수평 경사/도메인 혹은 두 경사/도메인이 함께 사용되는 2D-경사/도메인을 가리키기 위한 용도로도 본 코드북이 사용될 수 있다. 또한, 본 실시예의 경우, 단말이 기지국에 아날로그 코드북 서브셋 제한에 대한 정보를 제공하는 것으로 이해/해석될 수 있으며, 디지털 코드북에도 적용 가능하다.

아날로그 빔 스위핑의 경우, 장기(long term) 및 wideband 특성을 가지므로, 페이로드 사이즈가 크게 문제가 되지 않을 수 있다. 따라서, 상기 아날로그 빔 선택 코드북을 사용하는 경우, 보다 정교한 피드백을 위하여 수학식 29와 같은 아날로그 빔 선형 결합(linear combining) 형태의 피드백이 고려될 수 있다.

여기서

는 빔 결합에 참여하는 1-번째 빔의 세트이며, ci는 결합 계수로 특정 복소수(complex) 값을 가질 수 있으며,

로 구성될 수 있다.

을 구성하는 원소들 중 적어도 일부는 사전에 기지국과 단말 사이에 약속되거나, 기지국이 단말에 RRC로 지시해 줄 수 있다. 예를 들어, TX 빔 스위핑에 사용되는 아날로그 빔의 총 개수가 4개이며, 결합에 참여하는 빔의 개수가 2개인 경우,

∈{(1,2),(1,3),(1,4),(2,3),(2,4),(3,4)} ,

={1,0.5,0.25,0},

={1,j,-1,-j}와 같이 구성될 수 있다. 상기 예제의 경우, 요구되는 피드백 비트는 3+2+2=7 비트가 되며, 상기 피드백 요소/컨텐츠들 중 적어도 일부는 조인트 인코딩(joint encoding)되어 피드백/보고될 수 있다. 그리고/또는 각 요소/컨텐츠별로 서로 다른 주기 및/또는 서로 다른 피드백 세분성/단위(feedback granularity/unit)(예를 들어, Wideband(WB)/Subband(SB))로 피드백될 수 있다. 수학식 27을 통한 선택만 이용하는 코드북에 비해 결합 코드북을 따르는 경우, 상대적으로 더 높은 세분성(granularity)을 갖는 아날로그 코드북 구현이 가능하다는 장점이 있다.

단말이 간섭이 많은 환경(예를 들어, 셀 경계)에 위치하는 경우, 간섭(interfering) TRP(Transmission Reception Point)로부터 전송되는 아날로그 빔의 간섭에 의해 성능 열화가 심화될 수 있다. 이 경우, 단말은 간섭을 상기 코드북으로 측정하여 대응하는 코드워드와 함께/동시에 간섭에 의해 줄어든 전력 레벨에 대한 정보(예를 들어, {0.5,0.25,0.125,0}*P , 여기서 P는 송신 전력) 또한 기지국에 보고할 수 있다.

상술한 실시예에서는 기지국의 Tx 빔 스위핑 동작을 중심으로 설명하였다. 하지만, 단말이 Rx 빔 스위핑을 수행하는 경우, 이에 대한 정보 또한 단말이 기지국에 보고함으로써, 기지국이 단말의 UL 빔포밍 정보도 알아낼 수 있다. 즉, Rx 아날로그 빔을 수학식 25과 유사하게 나타내면 수학식 30과 같다.

여기서, A와 B는 단말의 TXRU를 구성하는 첫 번째 도메인과 두 번째 도메인의 안테나 요소의 개수를 각각 나타내며,

은 아날로그 DFT 코드북을 구성하는 첫 번째 및 두 번째 도메인의 오버샘플링 인자를 각각 나타낸다.

최종 2D(혹은 1D) DFT 빔은 수학식 22와 같이, 수학식 30을 이용하여 크로네커 곱의 형태로

와 같이 표현될 수 있다.

단말은 UL 코드북 구성을 위하여, 기지국에 A, B,

의 정보 혹은 Rx 빔포밍의 개수를 추가적으로 피드백할 수 있다. 그리고/또는 단말은 포트 인덱싱 방향(즉,

인지 혹은

인지)에 대해서도 추가적으로 기지국에 피드백하거나 사전에 기지국과 약속할 수 있다. 전체 Rx 아날로그 빔포밍 코드북의 크기(Nrx,tot)는 'A*B*

' 가 될 수 있으며, 단말의 Rx 빔포밍 선택 코드북은 수학식 31과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 N_(A,RX)는 Rx 빔포밍 개수를 나타낸다.

Tx-Rx 빔 쌍 코드북은 일례로

의 전체 아날로그 코드북 중에서 통합적으로 보고되거나, 각각 독립적으로 보고될 수 있으며, 서로 다른 피드백 주기, 오프셋 및/또는 피드백 세분성/단위(granularity/unit)(예를 들어, wideband/suband/partial-band)를 가질 수 있다. 또는 단말이 RX 빔포밍을 지시하기 위한 용도로, RI가 이용될 수도 있다. 예를 들어, RI=2로 보고되는 경우, 기지국은 RX 빔포밍도 (TX 빔포밍과) 함께 보고되는 것으로 인식할 수 있으며,

의 코드북으로 각 TX-RX 빔포밍을 계산할 수 있다.

상술한 아날로그 빔포밍 선택 코드북의 경우, 아날로그 빔포밍된 포트 수에 따라서 복잡도가 선형적으로(linearly) 증가하게 된다. 즉, N_A=128인 경우, 하나의 자원에 필요한 CSI-RS 포트 수는 128개가 되며, 이렇게 많은 포트 수를 매 PRB-쌍에 전송하는 것은 비효율적일 수 있다. 따라서, 전체 아날로그 빔포밍된 CSI-RS 포트를 N개의 서브-포트 그룹으로 분할하고, 분할된 N개의 서브-포트 그룹들 각각을 N개의 PRB-쌍 각각에 일대일 매핑시켜, N개의 서브-포트 그룹들이 매 N개의 PRB-쌍마다 전송되도록 하는 CSI-RS Comb-타입 전송이 고려될 수 있다(즉, 하나의 자원에 필요한 CSI-RS 포트들을 N개의 PRB-쌍에 걸쳐 분할 전송). 예를 들어, N_A=128이고 N=4인 경우, 0, 4, 8, … PRB-쌍(즉, 4n PRB-쌍(n=0,1,2…))에 0~31번 빔에 해당하는 포트가, 1, 5, 9, … PRB-쌍(즉, 4n+1 PRB-쌍(n=0,1,2…))에 32-63번 빔에 해당하는 포트가, 2, 6, 10, … PRB-쌍(즉, 4n+2 PRB-쌍(n=0,1,2…))에 64~95번 빔에 해당하는 포트가, 3, 7, 11,… PRB-쌍(즉, 4n+3 PRB-쌍(n=0,1,2…))에 96~127번 빔에 해당하는 포트가 각각 전송될 수 있다. 또는 각 서브 포트 그룹에 상응/포함되는 포트들(상기 예시의 경우 32개)은 각 서브 포트 그룹별로(및/또는 각 서브 포트 그룹 내 포트별로) 서로 다른 시간 오프셋 및/또는 주기로 전송될 수 있다.

단말의 보고 측면에서 오버헤드를 줄이기 위하여, RI를 상술한 타임 오프셋 및/또는 주파수 오프셋 지시 용도로 사용하여 포트 선택이 수행될 수 있다. 예를 들어, 상기 예시에서, 최적의 아날로그 빔이 64번인 경우, 단말은 RI=3 및 PMI=1(

)을 기지국에 보고할 수 있다.

상술한 선택 기반 코드북의 경우, 빔 운영 목적으로 단독으로 사용될 수 있으며, 다른 CSI(예를 들어, i1(제1 PMI), i2(제2 PMI), RI, CQI 및/또는 CRI)보다 높은 우선 순위를 가질 수 있다. 또한, 단말이 특정 임계치(threshold) 이하로 빔 이득이 떨어지는 경우, 기지국에 선택 코드북을 위한 CSI-RS 포트 전송을 트리거링하거나, 참조 자원 수신 바로 직전에 보고한 빔 인덱스와 다른 빔 인덱스(예를 들어, 두 번째 최적의 빔 인덱스)를 보고할 수 있다.

이하에서는, NP CSI-RS 기반 아날로그 코드북에 대해 살펴본다.

빔 스위핑의 경우, 빔의 개수가 증가할수록(즉, K, L, o1, o2가 커질수록) 빔 스위핑에 사용되는 OFDM의 심볼의 개수 및/또는 CSI-RS 포트 자원이 많이 필요하게 되며, 단말의 계산 복잡도가 크게 증가한다. 전체 안테나 요소의 개수 혹은 K*L이 NR에서 지원되는 CSI-RS의 개수와 동일하다면, NP CSI-RS를 이용하여(즉, 요소-대-포트의 1:1 매핑을 통하여), 단말은 채널을 측정하고, 최적의 아날로그 빔 및/또는 디지털 빔을 보고할 수 있다.

하나의 예제로 수학식 19를 이용하여 최종 코드북으로서 수학식 32를 구성할 수 있다. 이 경우, 단말이 아날로그 코드북의 보고 시, 아날로그 코드북은 멀티-스테이지(예를 들어, 수학식 32와 같은 트리플-스테이지) 코드북을 기반으로 보고할 수 있으며, 멀티-스테이지 코드북의 하나의 구성 요소로서 보고할 수 있다.

수학식 32의 첫 번째 행렬의 diagonal term에 위치하는 아날로그 코드북들(

(i=1,..,N_ports, where

is the number of digital ports) )은 수학식 22 혹은 23으로 구성될 수 있으며, W1과 W2으로는 LTE 코드북 또는 후술할 디지털 코드북이 적용될 수 있다. 또한,

인 경우, 모든 디지털 포트들에 대하여 동일한 아날로그 빔이 적용되므로, 이 경우 단말은 모든 포트에 대한 대표 아날로그 빔의 PMI만 피드백/보고하면 된다. 다만, 좀 더 정확한 CSI 피드백을 위해, 단말은 모든 포트에 서로 다른 아날로그 빔이 적용되는

를 가정하여 피드백/보고를 수행할 수도 있다. 이 경우, 모든 포트에 동일한 아날로그 빔이 적용되는 경우에 비해 피드백 비트 수가 N_ports만큼 늘어난다는 단점이 있을 수 있으나, 아날로그 빔에 관한 PMI(즉, Wa) 피드백이 장기(very long term)(예를 들어, 디지털 W1 또는 RI의 정수 배)라는 특성을 가지므로, 전체 시스템 관점에서 오버헤드 증가는 그렇게 크지 않을 수 있다.

따라서 상기 코드북의 효율적인 적용을 위하여, 기지국은 모든 포트의 아날로그 빔이 같다는 가정 하에 단말의 아날로그 코드북 피드백 주기에 맞춰 첫 번째 CSI-RS 자원 내의 K*L개 포트에 NP CSI-RS를 송신할 수 있다. 이 경우, 단말은 최적의 아날로그 빔 인덱스를 기지국에 보고하며, 기지국은 이를 이용하여 두 번째 CSI-RS 자원에 아날로그 빔포밍(단말이 보고한 아날로그 빔 인덱스에 해당하는)이 적용된 N_ports CSI-RS를 단말에 송신할 수 있다. 단말은 N_ports에 대한/대응하는 RI, PMI 및/또는 CQI를 기지국에 보고/피드백(즉, 디지털 코드북 피드백)할 수 있다. 상술한 2개의 자원들(즉, 첫 번째 및 두 번째 CSI-RS 자원들)은 서로 다른 주기 및/또는 오프셋을 가질 수 있다. 만일, 두 자원들 사이에 충돌이 발생하는 경우, 아날로그 빔포밍을 위한 자원(즉, 아날로그 빔을 결정하기 위한 자원, 상기 예시의 경우 첫 번째 CSI-RS 자원)이 더 높은 우선 순위를 갖는다.

혹은 높은 세분성(high granularity)을 갖는 코드북 적용을 위해, 기지국은 1개의 자원 내에 K*L*N_ports개의 NP CSI-RS 포트를 이용하여 CSI-RS를 전송할 수 있으며, 단말은 이에 기초하여 최적의 PMI, CQI 및/또는 RI를 기지국에 보고할 수 있다.

제안 2) 디지털 코드북

New RAT에서도 LTE 코드북 혹은 클래스 A 코드북이 재사용될 수 있다. 이러한 코드북은 듀얼 스테이지 구조를 가지는 것을 그 특징으로 하며, 이러한 구조의 예시로 Rel-10 8Tx, Rel-12 4Tx, Rel-13 12Tx, 16Tx, Rel-14 20-, 24-, 28-, 32Tx 코드북 등이 존재한다. 듀얼 스테이지 구조(즉, W=W1*W2)에서, W1은 장기(long-term)/wideband 특성으로 특정 개수의 빔 그룹을 결정하는 역할을 하며, W2는 단기(short-term)/subband 특성으로 W1으로 결정된 빔 그룹 내에서의 빔 선택과 X-pol 안테나 상황에서 위상-일치(co-phase) 역할을 수행하게 된다.

New RAT에서 사용되는 코드북의 경우, 하나의 프레임워크 내에서 구성되는 것이 바람직하며, TX 포트를 구성하는 파라미터 N1 및 N2, 코드북을 구성하는 o1, o2 등과 같은 설정 정보로 코드북을 구성하는 것이 확장성(scalability) 유지 및 단말 구현에 용이할 것으로 예상된다.

LTE 2-포트 코드북의 경우, 랭크 1은 QPSK(quadrature phase-shift keying)(표 4의 인덱스 0,1,2,3), 랭크 2는 QPSK(표 4의 인덱스 0,1,2)로 구성된다. 하지만 포트에 아날로그 빔이 적용되어 좀 더 sharp한 빔이 되는 경우, 빔의 세분성(granularity)을 늘리는 것이 성능 측면에서 좋을 수 있다.

따라서, 본 명세서에서는 2-포트의 세분성(granularity)을 늘리기 위하여 위상 일치(co-phase)에 8-PSK를 고려한 랭크 1과 랭크 2의 2-포트 코드북을 표 4와 같이 구성하는 것을 제안한다.

[표 4]

그리고/또는, 기지국이 단말에 코드북 비트 필드를 설정하여, 최종 코드북이 QPSK인지 8-PSK인지 설정해 줄 수 있다. 예를 들어, 단말이 기지국으로부터 2-비트 필드를 설정받으면, 단말은 표 4에서 0~3번 인덱스의 코드북을 사용하고, 3-비트 필드를 설정받으면, 표 4에서 0~7번 인덱스의 코드북을 사용할 수 있다. 이는 코드북 서브셋 제한(codebook subset restriction)과 유사한 용도로 사용될 수 있다. 기존의 코드북 서브셋 제한의 경우 피드백 비트는 줄이지 못하는 데 비해, 상기 제안하는 방식은 피드백 비트가 감소시켜 상향링크 오버헤드가 줄어든다는 효과를 갖는다.

또 다른 실시예로, 포트별로 서로 다른 아날로그 빔포밍이 수행되고, 하나의 아날로그 빔을 구성하는 가상화(virtualization)의 안테나 요소가 많아 매우 sharp한 빔이 구성된다면, 디지털 코드북 적용으로 인한 코드북 성능 향상은 그다지 높지 않을 것으로 예상된다. 이러한 경우에는, 2-포트에 서로 다른 빔을 적용하고, 특정 포트에 대한 선택만 진행하는 것이 더 효율적일 수 있다. 이때에 제안 가능한 2-포트 코드북 구성은 표 5와 같을 수 있다.

[표 5]

표 5에 따른 본 제안은, 랭크 2의 경우 PMI 피드백(즉, 빔 선택)이 필요 없다는 특징을 갖는다.

또 다른 실시예로, 포트별로 서로 다른 진폭(magnitude)을 갖는 코드워드를 갖는 코드북이 구성될 수도 있으며, 이에 대한 예시는 수학식 33과 같다.

수학식 33에 예시한 바와 같이, 2-포트 코드북은 하나의 포트를 기준으로 다른 포트는 상대적으로 같거나 작은 특정 진폭을 가질 수 있다. 예를 들어, 수학식 33에서

={1,0.5,0.25,0} 로 설정될 수 있다. 상기 코드북은, α가 1인 경우 표 4에서 예시한 코드북의 성격을 가지며, α가 0인 경우 표 5에서 예시한 포트 선택 코드북과 유사해진다는 특징을 갖는다. 이러한 α의 경우, wideband 또는 partial-band 단위로 적용 가능하며, 보고 주기는 장기의 특성을 갖는다. 수학식 33에서 위상에 대응하는

=exp(-j2πn/4) for n=0,1,2,3,

=exp(-j2πn/8) for n=0,1,...,7 의 경우, n 값의 범위에 따라 QPSK, 8-PSK로 설정될 수 있다.

따라서, 기지국은 α 값 및/또는

위상 일치 사이즈에 해당하는 특정 정보를 RRC로 단말에 알려주거나, 사전에 단말과 약속할 수 있다. 혹은 기지국이 단말에 코드북의 진폭과 위상-일치에 대한 비트 필드를 각각 혹은 통합하여 시그널 링/구성하여 단말에 설정해 줄 수 있다. 예를 들어, 진폭의 비트 필드 사이즈가 1-비트로 설정되면,

={1,0.5} 혹은

={1,0}일 수 있으며, 기지국은 위상-일치 비트 필드 사이즈를 2-비트로 설정하여 위상-일치에 대한 정보를 QPSK를 기반으로 단말에 알려줄 수 있다.

상기 설명한 코드북은, X-pol을 가정하여 각 포트당 동일한 아날로그 빔이 설정/적용된 경우에 보다 적합하게 적용될 수 있다. 반면, 각 포트당 서로 다른 아날로그 빔이 설정/적용되는 경우, 서로 다른 빔 이득에 의하여 어떤 포트가 더 좋은 빔 이득으로 설정받는지 모호할 수 있다. 따라서, 상기 제안 코드북을 좀 더 일반화한 수학식 34와 같은 구조의 코드북이 제안될 수 있다. 본 코드북에 따를 때 각 포트의 전력 진폭 코드북의 독립적인 설정이 가능하므로, 성능 이득이 향상된다.

수학식 34에 따른 코드북에서, 각 파라미터(

)의 값(및/또는 각 파라미터 세트 및/또는 세트 사이즈)은 RRC로 설정되거나 사전에 기지국과 단말간에 약속할 수 있다. 혹은,

의 피드백 비트를 줄이기 위하여, 상대적으로 큰 이득을 갖는 포트 인덱스를 단말이 1-bit로 기지국에 보고하면, 기지국은 보고된 해당 포트의 진폭 계수를 '1' 로 설정할 수 있다. 이 경우, 단말은 나머지 다른 하나의 포트의 진폭 계수 정보만 기지국에 보고하게 되며, 그 결과 피드백 비트가 줄어들게 된다. 예를 들어, 단말이 큰 이득을 갖는 포트 인덱스로서 두 번째 포트를 피드백/보고하는 경우 β=1로 결정/설정되며, α는 기지국이 단말에 설정한 혹은 기지국-단말간 사전에 약속한 진폭 세트(예를 들어,

={1,0.5,0.25,0} ) 내에서 단말이 기지국에 보고한 값으로 결정/설정될 수 있다.

상술한 2-포트 코드북들을 듀얼 스테이지 구조의 통합된 프레임워크에 적용하기 위하여, W1 (행렬)을 정방행렬 (I)로 가정하고 표 4 혹은 표 5의 코드북을 W2 (행렬)로 적용할 수 있다(즉, W=W1*W2=I*W2). 다른 방식으로 W1의 경우 상술한 아날로그 빔 선택 코드북을 사용하고, W2의 경우 표 4와 표 5로 구성하여, W=W1*W2=Wa*W2의 형태로 코드북을 정의/적용할 수 있다. Wa로는 상술한 Tx 아날로그 코드북 구성 방식이 사용될 수 있다. 다른 방식으로 Wa는 N_(a,Tx)개의 아날로그 빔 선택 코드북일 수 있다. 예를 들어 N_(a,Tx)=4인 경우, Wa의 선택 코드북은 (

)∈{(i,j)│(1,1),(2,2),(3,3),(4,4),(1,2),(1,3),(1,4),(2,3),(2,4),(3,4)} , 또는 페이로드 사이즈를 맞추기 위해 이 중 일부로 구성된 세트, 예를 들어, LTE-A 랭크 2 코드북의 빔 선택 조합(combination)인 (

)∈{(i,j)│(1,1),(2,2),(3,3),(4,4),(1,2),(1,4),(2,3),(2,4)}로 설정/정의될 수 있다. 또는, N_(a,Tx)=4인 경우, wa의 선택 코드북은 표 5에 특화되어 포트별로 서로 다른 빔을 사용한 형태(상기 예제의 경우 (

)∈{(i,j)│(1,2),(1,3),(1,4),(2,3),(2,4),(3,4)} )로 설정/정의/전송될 수 있다.

또 다른 2-포트 코드북 구성 방식으로, W=Wa*W2에서 W2를 선형 결합 코드북(linear combining codebook)으로 구성할 수도 있다. 예를 들어, W2는

와 같이 구성될 수 있으며, c1과 c2는 복소수(complex) 값을 갖는다.

상술한 코드북 중 어떤 코드북을 사용/적용할 지에 대해서는, 기지국이 단말에 RRC로 설정해 줄 수 있다.

제안 3) 패널 기반 코드북

New RAT의 새로운 특징 중 하나는 도 20과 같이 다수개의 안테나로 구성된 멀티 패널 안테나 어레이를 지원한다는 것이다. 이때, 도 20에 도시한 바와 같이, 패널들 사이의 간격을, 모든 안테나 요소들간의 간격이 일정하도록 설정하지 않으면, 기존 LTE 코드북의 기초가 되는 DFT 코드북의 특징(즉, 균일 증가(uniform increment))에 부합하지 않아 성능이 열화될 수 있다.

이를 해결하기 위하여, 본 명세서에서는 각 패널간 보상을 수행하는 방법(제안 3-1) 및/또는 특정 패널(들)을 선택하여 디지털 코드북을 구성하는 방법(제안 3-2 및 3-2)에 대해 제안한다.

3-1) 패널간 보상 기법

설명의 편의를 위해, 도 20을 참조하여 본 실시예를 설명한다.

도 20에서 각 패널별로 4-요소 수직 안테나 가상화로 포트가 구성될 수 있으며, 각 패널(패널 1 내지 4) 별로 8개의 포트가 포함되어 총 32개의 디지털 포트가 구성된다. 32-포트는 eFD-MIMO에서 지원되며, 클래스 A 코드북이 사용될 수 있다. 이 경우, 최종 코드북의 형태는 수학식 35와 같을 수 있다.

여기서,

는 대각 행렬(diagonal matrix)로 코드북 보상 조절의 역할을 수행하며(즉, 보상 행렬/코드북),

은 LTE 시스템의 듀얼 스테이지 코드북의 W1, N_W1은 W1의 빔 그룹의 개수에 각각 해당하며,

는 LTE 시스템의 듀얼 스테이지 코드북의 W2로 빔 선택과 위상-일치 역할을 수행한다.

도 20을 참조하면, (N1' =4, N2' =1) N2 방향을 수직 방향으로 가정하면, Wc는 수학식 36과 같이 구성될 수 있다.

여기서, α, β, γ는 (패널 1에 대한/패널 1을 기준으로 한) 각 패널 2, 3, 4 의 compensation term/compensator/corrector(이하, 'corrector' 라 지칭함)이며, 예를 들어, QPSK{1,-1,j,-j}(및/또는 BPSK(binary phase-shift keying))와 같은 특정 복소수 값을 가질 수 있다. 이러한 corrector는 패널간 위상 및/또는 진폭을 보상하는 데 사용될 수 있으며, 단말은 corrector(예를 들어, α, β, γ)를 시그널링하여 CSI(예를 들어, CSI 내 PMI)로서 기지국에 보고/피드백할 수 있다. 이때, 단말은 기지국에 의한 RRC 모드 설정(예를 들어, 모드 1 및 2)에 따라 corrector를 WB(Wideband) 및/또는 SB(Subband)의 속성으로 보고/피드백할 수 있다(즉, 설정받은 모드에 따라 Wideband 및/또는 Subband에 대해 선택/도출/획득한 corrector(이하에서 'WB 및/또는 SB 패널 corrector' 로 설명)를 기지국에 보고).

만일, 선형 평면 어레이(linear planar array)의 특성상, γ가 α 및 β의 함수로 표현 가능한 경우(예를 들어 γ=α*β), 단말은 γ는 별도로 피드백하지 않을 수 있으며, 이에 따라 피드백 오버헤드가 줄어든다.

상기 개념을 확장하여, 각 도메인별로 대표 패널 corrector 값을 1개씩 지정할 수 있다. 상기 예제의 경우, α를 수직(vertical) 패널 참조 corrector, β를 수평(horizontal) 패널 참조 corrector로 지정하고, 나머지 패널에 대한 corrector는 α와 및/또는 β의 함수로 표현될 수 있다. 예를 들어, 도 20의 패널 3의 우측에 패널 5가 존재하게 되면, 패널 5의 위상 corrector(보정 값)는, 예를 들어

와 같이, α의 함수로 표현될 수 있다.

Corrector는 SB 및/또는 단기 주기로 피드백되면 성능이 최대화되겠으나 피드백 오버헤드가 증가하므로, W1 PMI와 동일한 주기 또는 정수배 주기로 보고/피드백함으로써 피드백 오버헤드를 줄일 수 있다. corrector에 관한 행렬(보상 행렬)의 구성 방식은 전체 패널간 및 포트간 인덱싱 방식에 영향을 줄 수 있으므로, 포트 인덱싱 방향에 대해 사전에 기지국 및 단말간 약속하거나 상위 계층 시그널링으로 단말에 지시될 수 있다.

또 다른 보상 방법으로, 안테나 포트간 linear increment 성질을 유지하는 패널 내의 포트 혹은 패널 서브 그룹에 대해 보상을 수행하는 방식이 고려될 수 있다. 이를 수식으로 나타내면 수학식 37과 같다.

여기서

는 하나의 패널 내에 설정되는 포트 수에 따라 설정되는 W1 fat 행렬,

로 각각 정의된다. 또한, W2는 각 패널별 빔 선택과 위상-일치를 수행하는 행렬로서, 상기 예제에서는 랭크 1을 가정하여 기술하였으나 이에 한정되지 않으며, 일반적인 W2 표현으로도 확장 가능하다.

상기 예제 및 후술하는 예제에서, 설명의 편의상 위상-일치(co-phase)는 패널별로 동일하게 설정/보고되는 것으로 가정하여 기술하였으나, 성능 향상을 위해 각 패널별로 독립적으로 위상-일치가 설정/보고될 수 있음은 물론이다.

수학식 37에 따른 방식의 경우, 다음과 같은 두 가지 경우가 고려될 수 있다: i)

및 ii)

i)의 경우, 예를 들어 도 20의 예시와 같이, 각 패널별로 8-포트 코드북이 사용되며, 각 패널별로 서로 다른 W1 빔 그룹이 가정됨에 따라 코드북 세분성(granularity)이 크게 증가되어 성능 이득이 증가할 수 있다. 그러나, i)의 경우는, ii) 경우에 비해 계산 복잡도 및 피드백 비트 수가 패널 수에 비례하여 증가할 수 있다. ii)의 경우, 각 패널별로 대표 W1 빔 그룹이 사용되므로 복잡도 및 피드백 비트 수가 줄어든다는 장점이 있다. 이 경우에도 수학식 35 및/또는 36의 코드북과 유사하게, 패널간 보상에 해당하는 α, β, γ는, 예를 들어 QPSK {1,-1,j,-j}과 같은 특정 복소수 값을 가질 수 있으며, 이들의 피드백 주기는 W1 PMI 주기와 같거나 W1 PMI 주기의 정수배일 수 있다.

수학식 37에 따른 방식의 경우, 각 패널별로 8-포트 코드북을 가정하였으나, 도 20에서 패널 1과 2, 패널 3과 4로 구성되는 두 개의 16-포트 패널 서브 그룹에도 수학식 37의 적용이 가능하다. 이를 위해, 단말은 추가적으로 패널 서브 그룹에 관한 정보도 추가적으로 기지국에 보고해 줄 수 있다. 예를 들어, 기지국이 패널 서브 그룹을 구성하는 패널 수와 패널 서브 그룹의 수평 또는 수직 방향의 패널의 수를 단말에 알려주면, 단말은 이 중 특정 패널 서브 그룹을 선택하여 기지국에 보고할 수 있다. 이러한 서브 패널 그룹(즉, 단말이 보고한 서브 패널 그룹)은 디지털 코드북 적용 단위로 사용되거나, 혹은 동일한 아날로그 빔이 적용되는 그룹을 지시하는 용도로 사용될 수 있다.

수학식 37과 같이 각 패널 단위 혹은 서브 패널 그룹 단위로 디지털 프리코딩이 설정되는 경우, 코드북 구성을 용이하게 수행하기 위해 "하나의 패널 내에서 동일한 편파를 가지고 있는 포트" 에 대해 우선적으로 포트 인덱싱을 수행하는 것이 바람직할 수 있다.

3-2) 패널/서브 패널 그룹 선택 코드북

각 패널 혹은 서브 패널 그룹간 서로 다른 아날로그 빔포밍이 수행/적용되는 상황에서는, 최적의 아날로그 빔에 상응하는 패널 혹은 서브 패널 그룹을 선택하여 CSI 피드백되는 것이 바람직할 수 있다. 이를 위하여, 수학식 37의 Wc행렬은 수학식 38과 같은 선택 행렬로 변형되어 용될 수 있다.

여기서

이며, ρ, α, β, γ 중 단 하나의 값만 1의 값을 갖는 경우 단일 패널 선택이 수행되며(상기 예제에서는 2비트 피드백 필요), ρ, α, β, γ 중 복수가 1의 값을 갖는 경우 멀티 패널 선택이 수행되며(상기 예제에서는 4비트 피드백 필요), 후자의 경우 단말은 선택된 멀티 패널들을 통해 동일한 아날로그 빔이 송신된다고 기대할 수 있다.

이에 따라 패널 선택에 대한 PMI가 기지국에 보고되면, 기지국은 보고받은 PMI에 해당하는 패널 내의 포트만 단말이 사용하는 것으로 인지하여 해당 포트만 활성화하고, 나머지 포트는 해당 단말에 대해서 비활성화하고 다른 단말의 전송에 사용할 수 있다.

상기 예시에서, 만약 2개의 패널 선택이 수행된다고 가정하면 총 2*2*N1' *N2' 개의 포트가 활성화되며, 이 경우 단말은 상기 2*2*N1' *N2' - 포트에 상응하는 디지털 코드북을 적용하여 PMI/CQI/RI 보고를 수행할 수 있다. 단말의 패널 선택으로 비-균일한 포트 레이아웃이 설정되면, 성능 향상을 위해 포트간 보상이 적용/결합된 코드북이 적용/사용될 수도 있다.

본 실시예를 기지국의 능력(capability)과 연관지어 서술하면, 패널간 calibration이 잘 되어있는 기지국의 경우, 2*N1*N2개의 포트를 모두 사용하는 디지털 빔포밍을 수행하는 것이 바람직할 수 있다. 이와 달리, 패널간 calibration이 잘 되어있지 않은 기지국의 경우, 하나 또는 특정 NP개의 패널 각각에 대응하는 2*N1' *N2' -포트 또는 NP*2*N1' *N2' -포트에 대한 디지털 빔포밍을 수행하는 것이 바람직할 수 있다. 즉, non-calibrated 기지국은 패널간 포트 병합(aggregation)을 통한 디지털 빔포밍을 하지 않도록 상기 패널 선택 코드북의 설정/적용을 단말에 지시할 수 있다. 혹은, geometry가 좋아 아날로그 빔포밍으로 충분히 이득이 잘 나오는 단말의 경우, 디지털 빔포밍의 필요성이 크지 않을 수 있으며, 코드북 계산의 복잡도를 줄이기 위해 단말이 패널 선택 코드북을 이용하여 선호하는 패널(들)을 선택할 수 있다.

상술한 패널 선택 코드북의 원활한 동작을 위하여, N1, N2, N1', N2' 중 적어도 하나에 관한 정보를 기지국이 단말에 RRC로 알려주거나 사전에 단말과 약속할 수 있다. 또한, 상술한 코드북들은 서로 단독으로 사용되거나, 서로 결합되어 사용될 수 있다. 후자의 경우, 예를 들어, 아날로그 빔 선택 코드북 + 패널 선택 코드북이 결합되어 사용될 수 있다. 이는, 서로 다른 아날로그 빔이 서로 다른 패널에 적용되는 경우에 적용될 수 있다.

3-3) 패널/서브 패널 그룹 결합 코드북

상술한 선택 코드북을 변형 하여 패널 선형 결합(panel linear combination) 코드북을 구성하면 Wc는 수학식 39와 같이 구성될 수 있다.

수학식 39를 참조하면, 최종 코드북의 차원(dimension)에서 column의 길이는 2*N1' *N2' 으로 설정되며, 이는 각 포트별로 아날로그 및 디지털 빔포밍된 2*N1' *N2' 길이의 벡터들이 결합(combination)된 것으로 이해/해석될 수 있다.

상기 방식에서, ρ, α, β, γ의 값은, 예를 들어

,

로 표현될 수 있으며, 이 경우 각각 진폭 성분(상기 예제에서

)와 위상 성분 (

)이 독립적 혹은 통합적으로 보고될 수 있다. 독립적 보고의 경우, 예를 들어, 진폭은 wideband(또는 partial-band)/장기로, 위상 성분은 wideband/subband로 각각 단말에 의해 보고될 수 있다. 결합을 수행하는 것이므로, 진폭(a)의 값은, 예를 들어 {1,0.5,0.25,0} 중 어느 하나의 값으로 설정될 수 있으며, 위상(ψ ) 값은 예를 들어 QPSK {1,-1,j,-j} 중 어느 하나의 값으로 설정될 수 있다.

페이로드 사이즈를 줄이기 위하여, 결합되는 패널의 개수가 특정 개수로 한정될 수 있으며, 이러한 패널 개수는 RRC(혹은 MAC(Medium Access Control) CE(Control Element))로 시그널링되거나 사전에 단말 및 기지국간에 약속할 수 있다. 즉, 상기 예제의 경우, 결합되는 패널의 개수를 2로 가정하면, 단말은 가장 선호하지 않는 두 개의 패널 인덱스에 대한 파워 인덱스를 0으로 보고하거나 패널 결합 코드북 앞 단에 2개의 패널 선택을 먼저 수행할 수 있다. 즉, 4개의 패널의 빔 중 2개의 빔을 결합하는 경우 {(1,2), (1,3), (1,4), (2,3), (2,4), (3,4)}와 같이 패널 결합 경우의 수별로 인덱스가 부여된 경우, 단말은 이들 중 자신이 선택한 특정 인덱스를 기지국에 먼저 보고한 후, 선택한 패널에 대한 패널 결합 코드북을 수행하게 된다. 또한, 모든 전력 결합 계수에 상응하는 값을 매번 보고하는 것이 비효율적일 수 있으므로, 특정 패널(즉, 가장 빔 이득이 좋은 패널 혹은 기본적으로 첫 번째 패널)에 대한 전력 결합 계수는 특정 값으로 가정/설정되고, 단말은 나머지 결합되는 빔에 대한 전력 결합 계수에 대해서만 보고할 수 있다. 예를 들어, 첫 번째 패널의 파워를 '1' 로 가정하게 되면, 단말은 나머지 패널에 상응하는 α, β, γ 의 진폭 값을 기지국에 보고하면 된다.

상기 제안한 패널 보상 코드북의 경우, 각 패널별로 동일한 코드북 또는 위상 보상(WB 및/또는 SB)을 사용할지, 아니면 서로 다른 코드북 또는 위상 보상(WB 및/또는 SB)을 사용할지는 기지국이 단말에 설정해 줄 수 있다.

후술할 편파별로 서로 다른 빔 그룹을 갖는 코드북의 경우, 패널 보상 코드북을 적용할 때, 편파별로 ρ, α, β, γ의 값으로 대표되는 값을 서로 독립적으로 설정/적용할 수 있다. 즉, 제1 편파에 대한 ρ_1, α_1, β_1, γ_1, 제2 편파에 대한 ρ_2, α_2, β_2, γ_2, 이렇게 서로 독립적인 8개의 변수를 사용하여 패널 보상이 수행될 수 있다.

또한, 상기 제안한 방식과 비슷하게, 보상 값이 참조 패널을 기준으로 참조 패널의 보상 값에 대한 차등(differential)값으로 지시/보고되는 코드북이 고려/제안될 수 있다.

상기 제안된 보상 코드북의 경우, WB 패널 보정 코드북뿐 아니라, SB 패널 보정 코드북으로도 확장 적용이 가능하다. 이 경우, SB CSI 피드백에 대한 페이로드가 커진다는 단점이 있지만, SB별로 패널 보정 코드북이 적용될 수 있으므로, 주파수 선택적 성질을 더욱 잘 반영할 수 있어 성능 향상이 매우 크다. 다만, 페이로드가 커진다는 문제점을 해결하기 위해, SB 패널 corrector의 피드백 세분성(granularity)/단위/사이즈/비트-폭(width)은 WB 패널 corrector의 피드백 세분성(granularity)/단위/사이즈/비트-폭과는 서로 다르게 설정/정의되는 방식이 고려될 수 있다. 특히, SB 패널 corrector의 피드백 단위/사이즈/비트-폭은, 피드백 오버헤드 감소를 위해, WB 패널 corrector의 피드백 단위/사이즈/비트-폭보다 작게 설정/정의될 수 있다(즉, SB 패널 corrector의 피드백 세분성(granularity)이 WB corrector의 피드백 세분성(granularity)보다 낮음). 예를 들어, WB 패널 corrector의 피드백 단위/사이즈/비트-폭은 2비트(QPSK 기준)로, SB 패널 corrector의 피드백 단위/사이즈/비트-폭은 1비트(BPSK 기준)로 각각 설정될 수 있다.

이때, 단말이 기지국에 WB 및/또는 SB 패널 보정 코드북을 사용할 지를 추천/피드백해줄 수 있다. 그리고/또는, 기지국은 단말에 WB 및/또는 SB 패널 보정 코드북을 사용할지를 RRC 설정해줄 수 있다. 예를 들어, WB 패널 보정 코드북의 적용은 제1 모드, WB 및 SB 패널 보정 코드북의 동시 적용은 제2 모드로 정의될 수 있으며, 기지국은 어떤 모드를 적용할지를 특정 RRC 시그널링(예를 들어, 'CodebookMode' )을 통해 단말에 지시해줄 수 있다. 제1 모드를 설정받은 단말은, QPSK를 기준으로 선택/도출한 WB 패널 corrector를 2비트 사이즈로 기지국에 CSI(특히, PMI)로서 보고할 수 있다. 제2 모드를 설정받은 단말은, QPSK를 기준으로 선택/도출한 WB 패널 corrector와 BPSK를 기준으로 선택/도출한 SB 패널 corrector를 각각 2비트 및 1비트 사이즈로 함께 기지국에 CSI(특히, PMI)로서 보고할 수 있다. 제2 모드의 경우, WB 패널 corrector는 전체적인 위상-일치를 보상하는 데 사용되고, SB 패널 corrector는 보다 미세한 위상-일치를 보상하기 위해 사용될 수 있다.

또는 WB 패널 보정 코드북을 사용할지 또는 SB 패널 보정 코드북을 사용할지 여부는 기지국의 패널 수(=Mg*Ng)와 연결(tie)되어 결정될 수도 있다. 예를 들어, Mg*Ng=4인 경우 디지털 코드북 내 W1을 구성하는 빔의 개수 N_W1은 1개(LTE 클래스 A 코드북의 Config 1)로, Mg*Ng=2인 경우 N_W1=2으로 설정/적용될 수 있다.

상기 제안한 코드북은 DL을 기준으로 기술하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며 UL 코드북 구성에도 용이하게 확장 적용될 수 있다.

이하, 싱글 패널을 가정한 타입 I 코드북 구성 방식에 대해 기술한다.

먼저 편파별로 동일한 빔 그룹이 사용되는 경우를 살펴보며, 이는 수학식 40과 같이 표현될 수 있다.

여기서, W1은 듀얼-스테이지 코드북에서 WB/장기 성격으로 빔 그룹핑 역할을 수행한다. 이때,

으로, L개(예를 들어, L=1,2,4,7,..)의 값을 가질 수 있다. W1을 구성하는 빔 그룹의 수를 지시하기 위해 앞서 N_W1을 사용했으나, 이하에서는 L로 대체하여 설명한다. 이하에서는 L개의 빔을 단말이 선택하는 경우에 대해 살펴본다.

단말이 자유롭게 L개의 사용하는 빔을 명시적으로(예를 들어, 비트맵 형식 혹은 빔 인덱스 명시적 지시) 기지국에 알려줄 수 있다. 이때, 필요한 비트 수는 L*N1*N2*O1*O2 혹은

로, L 및 Tx 안테나 포트 수가 증가함에 따라 피드백 비트가 매우 커지는 문제가 있다. 따라서, 이러한 피드백 비트 수를 절약하기 위한 방식으로, 특정 GoB(Grid of Beams) 윈도우 내에서 단말이 빔 선택을 자유롭게 수행하는 방식이 있을 수 있다. 이에 대한 예시는 도 21을 참조하여 이하에서 후술한다.

도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 N1=4, O1=4, N2=2, O2=4인 경우의 GOB를 예시한 도면이다.

도 21을 참조하면, 4 by 6의 빔 선택 윈도우가 설정된 경우, 단말은 해당 윈도우 내에서 L-1 빔을 자유롭게 선택할 수 있다. 이 경우, 단말은 프라이머리/리딩(leading) 빔(2101)의 위치와 4 by 6의 윈도우 사이즈를 피드백해 줄 수 있다.

또 다른 방식으로 도 22의 실시예가 적용될 수 있다.

도 22는 N1=4, O1=4, N2=2, O2=4인 경우 윈도우 설정 방법을 예시한 도면이다.

도 22를 참조하면, 기지국 혹은 단말이 추천/피드백한 윈도우 사이즈로 전체 GoB가 구분되며, 단말은 윈도우에 대한 인덱스(위치) 및/또는 해당 윈도우 내에서 자유롭게 선택한 L개의 빔 선택 정보를 피드백할 수 있다. 도 22의 경우, 8개의 4 by 4 윈도우가 존재하는 경우를 예시한다. 설정에 따라, 인접한 윈도우들끼리의 중복(overlap)도 가능하다. 이때, 윈도우의 위치 및/또는 크기에 대한 정보는 기지국이 단말에 설정해줄 수도 있다.

상기 제안한 방식과 같이 단말이 W1에 사용되는 L개의 빔을 선택하는 방식의 경우 높은 피드백 비트가 요구되므로, 피드백 정보(예를 들어, L개의 빔 선택 정보)는 PUCCH 보고보다는 PUSCH 보고를 이용하여 수행되는 것으로 한정될 수 있다.

이하, W1을 구성하는 대각 행렬이 서로 다른 경우(즉, 편파별로 서로 상이한 빔 그룹이 사용되는 경우)를 살펴보며, 이는 수학식 40과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

이며, B1 및 B2는 각각 서로 다른 차원을 가질 수 있다.

(i=1,2)로 정의되며,

는 i-siant(예를 들어, i=1인 경우 H slant를 지시, i=2인 경우 V slant를 지시)의 빔 그룹을 구성하는 빔의 개수를 나타내며, L1과 L2는 서로 다른 값을 가질 수 있다(예를 들어, L1=1, L2=2). 기지국은 L1과 L2 값을 단말과 사전에 약속하거나 상위 계층(예를 들어, RRC 또는 MAC CE)으로 단말에 설정해 줄 수 있다. 혹은, 단말이 L1과 L2 값에 대한 정보를 기지국에 추천/피드백할 수 있다.

위와 같이 W1을 구성하는 경우, 각 편파별로 최적의 코드워드를 적용할 수 있다는 장점을 가지나, W1의 피드백 오버헤드가 크게 증가한다는 단점을 갖는다. 따라서, 이하에서는 이러한 단점을 해결하기 위한 실시예를 제안한다.

먼저

(즉, 수직 및 수평 방향의 빔 개수가 동일한 경우) 인 경우부터 살펴본다.

이 경우, 랭크 1 코드북 구성을 위한 W2는 수학식 42와 같이 제안될 수 있다.

여기서,

로 정의되며,

는 길이가 L이고, i번째 원소만 1인 값을 가지고 나머지 원소는 0값을 가지는 선택 벡터를 나타낸다. 이 경우, i와 j는 서로 독립적으로 보고되어야 하므로, 동일 빔 그룹을 사용하는 경우에 비해, 빔 선택을 위해 2배의 피드백 오버헤드가 소비된다. 이러한 디자인의 경우, i, j 및 위상-일치 값은 SB로 보고될 수 있다. 빔 선택을 위한 SB 피드백 오버헤드를 줄이기 위하여, L1=L2=1로 한정될 수 있다. 이 경우, W2는

와 같이 설정될 수 있다.

또 다른 방식으로, 단말이 B1에 대한 i11, i12를 보고/피드백하고, B1과 B2 사이의 차등 값을 추가로 보고/피드백해주는 방식이 제안될 수 있다. 여기서, i11, il2는 LTE 코드북과 같이 W1 PMI의 첫 번째 도메인 인덱스와 두 번째 도메인 인덱스를 각각 나타낸다. 즉, 단말은 B1을 구성하는 리딩(leading) 빔 인덱스 i11, i12로부터 첫 번째 및 두 번째 도메인에서 얼만큼 B2가 떨어져 있는지 정도를 기지국에 피드백/보고할 수 있겠다. 예를 들어, 아의 리딩 빔 인덱스로서(i11, i12) = (10,2) 및 B1에 대한 차등 값으로서 (2,4)에 상응하는 값을 추가로 기지국에 보고/피드백한 경우, 기지국은 B2의 리딩 빔을 (i11, i12) = (12,6)으로 인지하고, B2를 구성할 수 있다.

이렇듯 B1 (인덱스)과 B2 (인덱스)의 사이의 차등 값을 알려주는 방식의 경우, 상기 차등값을 각 도메인별로 특정 값으로 단말과 기지국간 약속하거나 기지국이 단말에 설정해주거나, 단말이 기지국에 보고/피드백할 수 있다. 보고/피드백 오버헤드를 줄이기 위하여, 단말은 특정 도메인(예를 들어, 첫 번째 또는 두 번째 도메인)에 대한 정보만 제한적으로 피드백할 수도 있다. 이 경우, 상기 특정 도메인은 기지국이 단말에 설정해주거나 단말이 기지국에 알려줄 수 있다.

랭크 2 코드북 구성은 수학식 43과 같이 표현될 수 있다.

수학식 43을 통해 알 수 있듯, i,j,k,l의 변수는 다음의 조건들을 만족해야 랭크 2 코드북에서 각 계층(layer)별 직교성(orthogonality)이 유지될 수 있다.

1.

: 이 경우 상기 코드북은, 계층을 구성할 때 각 편파별로 동일한 빔을 선택하는 경우를 나타낸다. 상기 코드북을 구성하는 경우, 예를 들어

와 같이,

이 한정되어 사용될 수 있다. 이 경우, 코드북을 구성하는 빔들은 1로 normalize되는 것으로 한정될 수 있다.

2.

: 이 경우, 랭크 2의 직교성을 보장하기 위하여, 각 편파별로, i 와 k에 의해 선택되는 빔들이 서로 직교하도록 W1의 B1이 설정되어야 하며, j 와 l에 의해 선택되는 빔들이 서로 직교하도록 W1의 B2가 설정되어야 한다. 즉, W1을 구성하는 B1과 B2의 빔 그룹은 서로 직교하는 빔들로 구성되어야 한다. 혹은 일부 비직교하는 빔이 섞인 경우, 서로 직교하는 빔들끼리만 상기 방식의 빔 페어링을 수행하여 코드북을 구성할 수 있다. 예를 들어,

로 구성되는 경우,

간 및

간에 각각 서로 직교한다고 가정되는 경우, 상술한 2번 방식에 따라

에 대한 페어링 및

에 대한 페어링이 수행되어, 총 두 번의 페어링이 수행될 수 있다. 이러한 방식을 사용하는 경우,

의 위상-일치가 사용될 수 있다.

이하,

인 경우에 대해 살펴본다. 이 경우, 상기

인 경우에 제안된 방식을 확장 적용하여 코드북을 구성할 수 있다.

경우의 특별 케이스로 L1=1인 경우를 우선 살펴본다. 이 경우, W2의 랭크 1 구성 방식은 수학식 44와 같다.

이 경우, 한 쪽 slant에 대응하는 빔들에 대한 빔 선택과 위상-일치가 가능하므로, 각 편파별로 독립적으로 PMI가 결정/지시될 수 있어, 코드북 세분성(granularity)이 증가되고 성능이 향상될 수 있다. 이 경우,

가 사용될 수 있다.

상기와 같은 코드북 디자인 시,

가 성립하도록 설정하여(즉, B2를 구성하는 L개의 빔에는 항상 B1이 포함됨), LTE 클래스 A 코드북 Config 1의 super set이 되도록 설정할 수 있다. 혹은 B2에 대한 정보를 단말이 기지국에 추천할 수도 있다.

위와 유사하게, 랭크 2 코드북은 수학식 45와 같이 구성될 수 있다.

인 경우,

가 사용될 수 있으며,

이고 i,j로 선택되는 빔들이 서로 직교하는 경우,

가 사용될 수 있다. 혹은 두 경우에 모두, 동일 세분성(granularity)을 갖는 위상-일치(co-phase)가 적용될 수 있다.

상기 설명한 방식에서,

를 구성하는 빔들에 대한 WB 위상-일치를 B2 인덱스와 함께 보고하는 방식이 고려될 수 있겠다. 즉,

로 설정하고, W1은 수학식 46과 같이 구성할 수 있다.

여기서

는 WB 위상-일치 값이며, 예를 들어

일 수 있다. 이 경우, SB 위상-일치는, 예를 들어

와 같이 구성되어, WB와는 서로 다른 위상-일치를 가지도록 설정하여, 코드북 세분성(granularity)을 높일 수 있다. SB 피드백 비트를 절약하기 위해, 단말은 1-비트 위상-일치(예를 들어,

등)를 이용하여 2-레벨 위상-일치 보고할 수 있다.

상기 제안된 방식은

경우에도 용이하게 적용 가능하며, W1을 구성하는 B1 과 B2는 각 band(혹은 band group)별로 독립적으로 설정/적용될 수 있다.

상기와 같이, 편파별로 서로 다른 빔 그룹을 사용하는 방식과 유사하게, SB PMI의 정확성을 높이기 위해 SB의 사이즈를 줄이는 방식도 고려될 수 있다. SB 사이즈가 줄어들게 되면, SB당 PMI가 보다 정확해진다는 장점이 있으나, 피드백 오버헤드가 증가한다. 따라서, 기지국은 SB 사이즈를 줄일지 및/또는

인 코드북을 사용할지에 대한 정보를 단말에 설정해줄 수 있다.

이상으로 제안된 코드북 디자인의 조합으로 새로운 코드북의 구성이 가능하다.

도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 CSI 보고 방법을 예시한 순서도이다. 본 순서도와 관련하여 앞서 상술한 실시예/설명이 동일/유사하게 적용될 수 있으며, 중복되는 설명은 생략한다.

우선, 단말은 기지국으로부터 복수의 패널들을 통해 전송된 CSI-RS를 측정할 수 있다(S2310).

다음으로, 단말은 상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 기지국에 보고할 수 있다(S2320).

이때, 만일 단말이 복수의 패널들에 대한 WB 패널 보상자(corrector) 및 SB 패널 보상자를 CSI로서 보고하는 경우(기지국에 의한 CSI 설정에 따라), WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭(width)으로 보고할 수 있다. 여기서, WB 패널 보상자는 WB에 대해 CSI-RS (자원)를 측정한 결과에 기초하여 도출/결정/선택된 패널별 빔/코드북 위상 보상자에 해당할 수 있으며, SB 패널 보상자는 SB에 대해(또는 SB 마다)CSI-RS(자원)를 측정한 결과에 기초하여 단말에 의해 도출/결정/선택된 패널별(빔/코드북) 위상 보상자에 해당할 수 있다. 즉, WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자는 복수의 패널들간의 위상 보정에 사용될 수 있다. 또한, 상기 복수의 패널들의 개수는 상위 계층 시그널링에 의해 설정될 수 있다.

특히, SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작을 수 있으며, 예를 들어 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1-비트, WB 패널 보상자의 비트 폭은 2-비트로 각각 설정될 수 있다. 따라서, WB 패널 보상자는 QPSK를 기반으로 보고될 수 있으며, SB 패널 보상자는 BPSK를 기반으로 보고될 수 있다. 만일, 단말이 CSI로서 WB 패널 보상자만을 보고하는 경우, WB 패널 보상자를 2-비트의 비트 폭으로 보고할 수 있다. WB 패널 보상자와 SB 패널 보상자를 함께 보고할지 또는 WB 패널 보상자만을 보고할지는 기지국으로부터 설정받은 모드(예를 들어, RRC 시그널링을 통해 설정받은)에 따라 결정될 수 있다. 예를 들어, 기지국이 단말에 모드 '1' 을 지시하면, 단말은 WB 패널 보상자만을 보고하는 것으로 인식할 수 있으며, 모드 '2' 를 지시하면, 단말은 WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자를 모두 보고하는 것으로 인식할 수 있다.

WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자는 CSI 내 PMI에 포함되어 보고될 수 있으며, WB 패널 보상자 및 SB 패널 보상자는 복수의 패널들 각각에 대해 독립적으로 보고될 수 있다.

본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 24은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치 의 블록 구성도를 예시한다.

도 24을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(2410)과 기지국(2410) 영역 내에 위치한 다수의 단말(2420)을 포함한다.

기지국(2410)은 프로세서(processor, 2411), 메모리(memory, 2412) 및 RF부(radio frequency unit, 2413)을 포함한다. 프로세서(2411)는 앞서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(2411)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(2412)는 프로세서(2411)와 연결되어, 프로세서(2411)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(2413)는 프로세서(2411)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

단말(2420)은 프로세서(2421), 메모리(2422) 및 RF부(2423)을 포함한다. 프로세서(2421)는 앞서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(2421)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(2422)는 프로세서(2421)와 연결되어, 프로세서(2421)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(2423) 는 프로세서(2421) 와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

메모리(2412, 2422)는 프로세서(2411, 2421) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(2411, 2421) 와 연결될 수 있다. 또한, 기지국(2410) 및/또는 단말(2420)은 한 개의 안테나(single antenna) 또는 다중 안테나(multiple antenna)를 가질 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 명세서에서 'A 및/또는 B'는 A 및/또는 B 중 적어도 하나를 의미하는 것으로 해석될 수 있다.

본 발명에 따른 실시 예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

발명의 실시를 위한 형태

발명의 실시를 위한 다양한 형태가 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서 설명되었다.

본 발명은 3GPP LTE/LTE-A/5G 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE-A/5G 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

무선 통신 시스템에서 단말의 채널 상태 정보(Channel State Information; CSI)를 보고하는 방법에 있어서,
기지국으로부터 복수의(Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI-RS(reference signal)를 측정하는 단계; 및
상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하는 단계; 를 포함하되,
상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB(Wideband) 패널 보상자(corrector) 및 SB(Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭(width)으로 보고되는, CSI 보고 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들간의 위상 보정에 사용되는, CSI 보고 방법.
제 2 항에 있어서,
상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작은, CSI 보고 방법.
제 3 항에 있어서,
상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1-비트, 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭은 2-비트인, CSI 보고 방법.
제 4 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자는 QPSK(quadrature phase-shift keying)를 기반으로 보고되며, 상기 SB 패널 보상자는 BPSK(binary phase-shift keying)를 기반으로 보고되는, CSI 보고 방법.
제 4 항에 있어서,
상기 CSI로서 상기 WB 패널 보상자만을 보고하는 경우, 상기 WB 패널 보상자는 2-비트의 비트 폭으로 보고되는, CSI 보고 방법.
제 2 항에 있어서,
상기 복수의 패널들의 개수는 상위 계층 시그널링에 의해 설정되는, CSI 보고 방법.
제 7 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자 및/또는 상기 SB 패널 보상자의 보고는 상기 상위 계층 시그널링에 의해 설정되는, CSI 보고 방법.
제 7 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 CSI 내 PMI(Precoding Matrix Index)에 포함되어 보고되는, CSI 보고 방법.
제 7 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들 각각에 대해 독립적으로 보고되는, CSI 보고 방법.
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보-참조 신호(CSI-RS(Reference Signal))를 수신하는 단말에 있어서,
무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛 ; 및
상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서; 를 포함하고,
상기 프로세서는,
기지국으로부터 복수의(Multi) 패널들을 통해 전송된 CSI-RS(reference signal)를 측정하고,
상기 CSI-RS 측정을 기초로 생성한 CSI를 상기 기지국에 보고하되,
상기 단말이 상기 복수의 패널들에 대한 WB(Wideband) 패널 보상자(corrector) 및 SB (Subband) 패널 보상자를 상기 CSI로서 보고하는 경우,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 서로 다른 비트 폭(width)으로 보고하는, 단말.
제 11 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자 및 상기 SB 패널 보상자는 상기 복수의 패널들간의 위상 보정에 사용되는, 단말.
제 12 항에 있어서,
상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭보다 작은, 단말.
제 13 항에 있어서,
상기 SB 패널 보상자의 비트 폭은 1-비트, 상기 WB 패널 보상자의 비트 폭은 2-비트인, 단말.
제 14 항에 있어서,
상기 WB 패널 보상자는 QPSK(quadrature phase-shift keying)를 기반으로 보고되며, 상기 SB 패널 보상자는 BPSK(binary phase-shift is keying)를 기반으로 보고되는, 단말.