JP2020509658A - 無線システムにおけるチャネル状態情報報告方法及びこのための装置 - Google Patents

Abstract

端末のチャネル状態情報を報告する方法において、基地局から転送されたＣＳＩ−ＲＳを測定するステップと、前記ＣＳＩ−ＲＳ測定に基づいて生成したＣＳＩを前記基地局に報告するステップと、を含み、前記ＣＳＩは、コードブックからプリコーディング行列を指示するためのＰＭＩ及びランクを指示するためのＲＩを含み、前記ＰＭＩは、前記端末により選択されたビームグループに対する第１のＰＭＩ及び前記ビームグループに含まれたビームに対するビームサブグループ選択情報と前記選択されたビームサブグループに対するアンテナポート偏波別の位相一致情報を含む第２のＰＭＩを含み、前記位相一致情報は、前記ランクが増加するにつれて前記ビームグループ内で選択されたビームサブグループが同一な場合と異なる場合別に互いに異なる細分性で指示できる。【選択図】図３４

Description

本発明は、無線通信システムに関し、さらに詳細には、チャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を報告するための方法及びこれを遂行／支援する装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保証しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によってリソースの不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信率の画期的な増加、大幅増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（Ｅｎｄ−ｔｏ−Ｅｎｄ Ｌａｔｅｎｃｙ）、高エネルギー効率をサポートできなければならない。このために、デュアルコネクティビティ（Ｄｕａｌ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ）、大規模複数入出力（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ：Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）、全二重（Ｉｎ−ｂａｎｄ Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ）、非直交多元接続（ＮＯＭＡ：Ｎｏｎ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、超広帯域（Ｓｕｐｅｒ ｗｉｄｅｂａｎｄ）サポート、端末ネットワーキング（Ｄｅｖｉｃｅ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ）等、多様な技術が研究されている。

本発明の目的は、チャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を送受信するための方法を提案することにある。

また、本発明の目的はＣＳＩ報告／フィードバックのための多様なコードブックを新しく提案することにある。

本発明で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明の一態様は、無線通信システムにおける端末のチャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）を報告する方法において、基地局から転送されたＣＳＩ−ＲＳ（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）を測定するステップと、前記ＣＳＩ−ＲＳ測定に基づいて生成したＣＳＩを前記基地局に報告するステップと、を含み、前記ＣＳＩは、コードブックからプリコーディング行列を指示するためのＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）及びランクを指示するためのＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、前記ＰＭＩは、前記端末により選択されたビームグループに対する第１のＰＭＩ及び前記ビームグループに含まれたビームに対するビームサブグループ選択情報と前記選択されたビームサブグループに対するアンテナポート偏波別位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）情報を含む第２のＰＭＩを含み、前記位相一致情報は、前記ランクが増加するにつれて前記ビームグループ内で選択されたビームサブグループが同一な場合と異なる場合別に互いに異なる細分性（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）で指示できる。

また、前記ビームサブグループが同一な場合、第１細分性を有する位相一致情報が指示され、前記ビームサブグループが異なる場合、第２細分性を有する位相一致情報が指示できる。

また、前記第１細分性は前記第２細分性より低いことがある。

また、前記位相一致情報は、前記ビームサブグループが同一な場合、ｘ個の位相一致候補のうちから選択された位相一致値を指示し、前記ビームサブグループが異なる場合、前記ｘより大きいｙ個の位相一致候補のうちから選択された位相一致値を指示することができる。

また、前記各ビームサブグループ内のビームの間には直交性が満たされることができる。

また、前記ビームサブグループが異なる場合、前記位相一致情報は、ＱＰＳＫに基づいて報告できる。

また、前記ｘは、１または２に、前記ｙは、４に設定される、ＣＳＩ報告方法。

また、前記ビームグループに含まれたビームの間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は不均一（ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ）に設定できる。

また、前記間隔は、基地局により設定可能な（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ）パラメータに基づいて決定できる。

また、前記間隔は、予め定義されるか、または基地局による上位層シグナリングにより指示できる。

また、前記第１のＰＭＩは前記コードブックから選択されたプリコーディング行列セットを指示し、前記第２のＰＭＩは前記プリコーディング行列セット内で前記端末により選択された少なくとも一つのプリコーディング行列を指示することができる。

本発明の実施形態によれば、端末が円滑にＣＳＩを導出し、これを基地局にフィードバックすることができる。

また、本発明の実施形態によれば、実際のチャネルの特性を考慮した長期コードブックの範囲を可変的に構成するので、より効率のよいコードブック設計が可能であるという効果がある。

また、本発明の実施形態によれば、選択されたビームサブグループ（または、プリコーディング行列サブグループ）によって位相一致（または、交差位相差）情報／値の細分性を異ならせて、不必要な位相一致情報／値のために割り当てられるビットリソースを除去することができ、代わりに該当ビットリソースを他のコードワードに代替して性能利得を得ることができるという効果がある。

本発明で得られる効果は以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる添付図面は本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。

図１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。 図２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を例示した図である。 図３は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す。 図４は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。 図５は、一般的な複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。 図６は、多数の送信アンテナから一つの受信アンテナへのチャネルを示した図である。 図７は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。 図８は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて参照信号がマッピングされるリソースを例示する図である。 図９は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて参照信号がマッピングされるリソースを例示する図である。 図１０は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて、６４個のアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）を有する２次元アクティブアンテナシステムを例示する。 図１１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて基地局または端末がＡＡＳ基盤の３Ｄ（３−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）ビームフォーミングが可能な多数の送信／受信アンテナを有しているシステムを例示する。 図１２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する２次元アンテナシステムを例示する。 図１３は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてトランシーバーユニットモデルを例示する。 図１４は、本発明が適用されることができるｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ ｓｕｂｆｒａｍｅ構造を例示する。 図１５は、本発明に適用できるＲｅｌ−１３ Ｃｌａｓｓ Ａコードブックでの各構成（ｃｏｎｆｉｇ）別ビームグループパターンを例示する。 図１６は、本発明の一実施形態に従うＮ１＝４、Ｎ２＝１、Ｏ１＝８の場合のＷ１グルーピングを例示した図である。 図１７は、本発明の一実施形態に従うＮ１＝４、Ｎ２＝２、Ｏ１＝４、Ｏ２＝４の場合のＷ１グルーピングを例示した図である。 図１８は、本発明の一実施形態に従うＬ＝２の場合のＷ１ビームグルーピングを例示する。 図１９は、本発明の一実施形態に従う３Ｄ ＳＣＭが適用されたＭＩＭＯ低送モデルを例示する。 図２０は、Ｗ＿１＋Ｗ＿２ ｓｅａｒｃｈ遂行時に選択されるコードベクトルインデックス間の距離のＰＤＦを例示する。 図２１は、端末の方位角に従う２次元インデックス平面でのコードベクトル位置を例示した図である。 図２２は、ビームインデックス差に従う相関度である。 図２３は、提案コードブックの存在範囲を例示する。 図２４は、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの構成と表８の変数を適用した時、提案コードブックの構成を示した図である。 図２５は、いろいろな方位角に従う相関度μ性能を示したグラフである。 図２６は、信号対雑音比（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ；ＳＮＲ）に従うチャネル容量を示す。 図２７は、Ｗ１＋Ｗ２ ｓｅａｒｃｈ遂行を通じて確認したコードベクトル選択の統計的特性を表示するカラーマップを例示する。 図２８は、本発明の一実施形態に従う単一ランクコードブックを例示した図である。 図２９は、本発明の一実施形態に従う二重ランクコードブックを例示した図である。 図３０は、本発明の一実施形態に従う三重ランクコードブックを例示した図である。 図３１は、本発明の一実施形態に従う四重ランクコードブックを例示した図である。 図３２は、方位角の変化に従う提案コードブックの平均相関度性能を示したグラフである。 図３３は、四重ランクコードブックのチャネル適応的設定を例示する。 図３４は、本発明の一実施形態に従う端末のＣＳＩ報告方法を例示したフローチャートである。 図３５は、本発明の一実施形態に従う無線通信装置のブロック構成図を例示する。

以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。

いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。

本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（ｔｅｒｍｉｎａｌ ｎｏｄｅ）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定の動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）により行われても良い。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）」は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（ｅｖｏｌｖｅｄ−ＮｏｄｅＢ）、ＢＴＳ（ｂａｓｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｓｙｓｔｅｍ）、アクセスポイント（ＡＰ：Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）などの用語により代替されることができる。また、「端末（Ｔｅｒｍｉｎａｌ）」は、固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＵＴ（ｕｓｅｒ ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＭＳＳ（Ｍｏｂｉｌｅ ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＳＳ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＡＭＳ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＷＴ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＭＴＣ（Ｍａｃｈｉｎｅ−Ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）装置、Ｍ２Ｍ（Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｏ−Ｍａｃｈｉｎｅ）装置、Ｄ２Ｄ（Ｄｅｖｉｃｅ−ｔｏ−Ｄｅｖｉｃｅ）装置などの用語に代替されることができる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：ｄｏｗｎｌｉｎｋ）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：ｕｐｌｉｎｋ）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。

以下の説明において用いられる特定の用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定の用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＮＯＭＡ（ｎｏｎ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）などのような多様な無線接続システムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（ｇｌｏｂａｌ ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（ｇｅｎｅｒａｌ ｐａｃｋｅｔ ｒａｄｉｏ ｓｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（ｅｎｈａｎｃｅｄ ｄａｔａ ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ）などのような無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ｍｏｂｉｌｅ ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｓｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰ（３ｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ ｐｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（ａｄｖａｎｃｅｄ）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。

本発明の実施の形態は、無線接続システムであるＩＥＥＥ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも一つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ／ＮＲ（５Ｇ）を中心に述べるが、本発明の技術的特徴がこれに制限されることではない。

本発明が適用されることができる無線通信システム一般

図１は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａでは、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）構造とＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造を支援する。

図１において無線フレームの時間領域での大きさは、Ｔ＿ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク送信は、Ｔ＿ｆ＝３０７２００＊Ｔ＿ｓ＝１０ｍｓの区間を有する無線フレームから構成される。

図１の（ａ）は、タイプ１無線フレームの構造を例示する。タイプ１無線フレームは、全二重（ｆｕｌｌ ｄｕｐｌｅｘ）及び半二重（ｈａｌｆ ｄｕｐｌｅｘ）ＦＤＤに全部適用されることができる。

無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）は、１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）から構成される。一つの無線フレームは、Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長の２０個のスロットから構成され、各スロットは、０から１９までのインデックスが付与される。一つのサブフレームは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）において連続的な２個のスロット（ｓｌｏｔ）から構成され、サブフレームｉは、スロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。一つのサブフレームを送信するのにかかる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）という。例えば、一つのサブフレームの長さは１ｍｓで、一つのスロットの長さは０．５ｍｓでありうる。

ＦＤＤでアップリンク送信及びダウンリンク送信は、周波数ドメインにおいて区分される。全二重ＦＤＤに制限がないことに対し、半二重ＦＤＤ動作において端末は、同時に送信及び受信することができない。

一つのスロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを含み、周波数領域において多数のリソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは、一つのシンボル区間（ｓｙｍｂｏｌ ｐｅｒｉｏｄ）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、一つのＳＣ-ＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間ということができる。リソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）は、リソース割り当て単位で、一つのスロットにおいて複数の連続的な副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を含む。

図１の（ｂ）は、タイプ２フレーム構造（ｆｒａｍｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｔｙｐｅ２）を示す。

タイプ２無線フレームは、各１５３６００＊Ｔ＿ｓ＝５ｍｓの長さの２個のハーフフレーム（ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ）から構成される。各ハーフフレームは、３０７２０＊Ｔ＿ｓ＝１ｍｓ長の５個のサブフレームから構成される。

ＴＤＤシステムのタイプ２フレーム構造においてアップリンク−ダウンリンク構成（ｕｐｌｉｎｋ−ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）は、すべてのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当てされる（または予約される）かどうかを表す規則である。

表１は、アップリンク−ダウンリンク構成を表す。

表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、「Ｄ」は、ダウンリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｕ」は、アップリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｓ」は、ＤｗＰＴＳ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）、保護区間（ＧＰ：Ｇｕａｒｄ Ｐｅｒｉｏｄ）、ＵｐＰＴＳ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）３とおりのフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（ｓｐｅｃｉａｌ ｓｕｂｆｒａｍｅ）を表す。

ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期化またはチャネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定と端末のアップリンク送信同期を合せるのに使用される。ＧＰは、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の複数経路遅延によりアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。

各サブフレームｉは、各Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長のスロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。

アップリンク−ダウンリンク構成は、７通りに区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／または個数が異なる。

表２は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を示す。

図１の例示による無線フレームの構造は、一つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、多様に変更されることができる。

図２は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて一つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を例示した図である。

図２を参照すると、一つのダウンリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、一つのダウンリンクスロットは、７個のＯＦＤＭシンボルを含み、一つのリソースブロックは、周波数領域で１２個の副搬送波を含むことを例示的に述べているが、これに限定されるものではない。

リソースグリッド上において各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソース要素（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）といい、一つのリソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）は、１２×７個のリソース要素を含む。ダウンリンクスロットに含まれるリソースブロックの数Ｎ＾ＤＬは、ダウンリンク送信帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）に従属する。

アップリンクスロットの構造は、ダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。

図３は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す。

図３を参照すると、サブフレーム内の第１番目のスロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルが制御チャネルが割り当てられる制御領域（ｃｏｎｔｒｏｌ ｒｅｇｉｏｎ）で、残りのＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられるデータ領域（ｄａｔａ ｒｅｇｉｏｎ）である。３ＧＰＰ ＬＴＥで使用されるダウンリンク制御チャネルの一例としてＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ-ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。

ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの第１番目のＯＦＤＭシンボルから送信され、サブフレーム内に制御チャネルの送信のために使用されるＯＦＤＭシンボルの数（すなわち、制御領域の大きさ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは、アップリンクに対する応答チャネルで、ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）に対するＡＣＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｏｔ−Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンクリソース割り当て情報、ダウンリンクリソース割り当て情報または任意の端末グループに対するアップリンク送信（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。

図４は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。

図４を参照すると、アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けることができる。制御領域には、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。データ領域は、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。

一つの端末に対するＰＵＣＣＨには、サブフレーム内にリソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２個のスロットの各々において互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対は、スロット境界（ｓｌｏｔ ｂｏｕｎｄａｒｙ）から周波数ホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｈｏｐｐｉｎｇ）されるという。

ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）

ＭＩＭＯ技術は、いままで一般に一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用していたことから脱皮して、複数送信（Ｔｘ）アンテナと複数受信（Ｒｘ）アンテナを使用する。言い換えれば、ＭＩＭＯ技術は、無線通信システムの送信端または受信端において複数入出力アンテナを使用して容量増大または性能改善を試みるための技術である。以下、「ＭＩＭＯ」を「複数入出力アンテナ」と称する。

さらに具体的に、複数入出力アンテナ技術は、一つの完全なメッセージ（ｔｏｔａｌ ｍｅｓｓａｇｅ）を受信するために、一個のアンテナ経路に依存せず、複数のアンテナを介して受信した複数のデータ片を収集して完全なデータを完成させる。結果的に、複数入出力アンテナ技術は、特定のシステム範囲内でデータ送信率を増加させることができ、また特定のデータ送信率を介してシステム範囲を増加させることができる。

次世代移動通信は、従来の移動通信に比べてはるかに高いデータ送信率を要求するので、効率的な複数入出力アンテナ技術が必ず必要になると予想される。このような状況でＭＩＭＯ通信技術は、移動通信端末と中継器などに幅広く使用することができる次世代移動通信技術であり、データ通信拡大などにより限界状況により他の移動通信の送信量限界を克服できる技術として関心を集めている。

一方、現在研究されている多様な送信効率向上技術のうち、複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）技術は、追加的な周波数の割り当てまたは電力増加がなくても、通信容量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として、現在最も大きな注目を受けている。

図５は、一般的な複数入出力アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。

図５を参照すると、送信アンテナの数をＮ＿Ｔ個に、受信アンテナの数をＮ＿Ｒ個に同時に増やすようになると、送信機または受信機においてのみ多数のアンテナを使用するようになる場合とは異なり、アンテナ数に比例して理論的なチャネル送信容量が増加するので、送信レート（ｔｒａｎｓｆｅｒ ｒａｔｅ）を向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。この場合、チャネル送信容量の増加に応じる送信レートは、一つのアンテナを利用する場合の最大送信レート（Ｒ＿ｏ）に次のようなレート増加率（Ｒ＿ｉ）が掛けられた分だけ理論的に増加できる。

すなわち、例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを利用するＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて理論上４倍の送信レートを獲得できる。

このような複数入出力アンテナの技術は、多様なチャネル経路を通過したシンボルを利用して送信信頼度を上げる空間ダイバーシチ（ｓｐａｔｉａｌ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式と、多数の送信アンテナを利用して多数のデータシンボルを同時に送信して送信率を向上させる空間多重（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式とに分けることができる。また、このような２通りの方式を適切に結合して、各々の長所を適切に得ようとする方式に対する研究も、最近たくさん研究されている分野である。

各々の方式に対して、もう少し具体的に述べると、以下のとおりである。

第１に、空間ダイバーシチ方式の場合には、時空間ブロック符号系列と、ダイバーシチ利得と符号化利得を同時に利用する時空間トレリス（Ｔｒｅｌｉｓ）符号系列方式がある。一般にビットエラー率の改善性能と符号生成自由度は、トレリス符号方式が優秀であるが、演算複雑度は、時空間ブロック符号が簡単である。このような空間ダイバーシチ利得は、送信アンテナ数（Ｎ＿Ｔ）と受信アンテナ数（Ｎ＿Ｒ）の積（Ｎ＿Ｔ×Ｎ＿Ｒ）に該当する量を得ることができる。

第２に、空間多重技法は、各送信アンテナから互いに異なるデータ列を送信する方法であるが、このとき、受信機では、送信機から同時に送信されたデータの間に相互干渉が発生するようになる。受信機では、この干渉を適切な信号処理技法を利用して除去した後に受信する。ここに使用される雑音除去方式は、ＭＬＤ（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）受信機、ＺＦ（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）受信機、ＭＭＳＥ（ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ）受信機、Ｄ−ＢＬＡＳＴ（Ｄｉａｇｏｎａｌ−Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ−Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）などがあり、特に送信端でチャネル情報が分かる場合には、ＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）方式などを使用することができる。

第３に、空間ダイバーシチと空間多重の結合された技法を例に挙げることができる。空間ダイバーシチ利得だけを得る場合、ダイバーシチ次数の増加に応じる性能改善利得が順次飽和し、空間多重利得だけを取ると、無線チャネルにおいて送信信頼度が低下する。これを解決しながら２通りの利得を全て得る方式が研究されてきたし、このうち、空間ブロック符号（Ｄｏｕｂｌｅ−ＳＴＴＤ）、時空間ＢＩＣＭ（ＳＴＢＩＣＭ）などの方式がある。

上述のような複数入出力アンテナシステムにおける通信方法をさらに具体的な方法で説明するために、これを数学的にモデリングする場合、次のように表すことができる。

まず、図５に示すように、Ｎ＿Ｔ個の送信アンテナとＮ＿Ｒ個の受信アンテナが存在すると仮定する。

まず、送信信号に対して述べると、このようにＮ＿Ｔ個の送信アンテナがある場合、最大送信可能な情報は、Ｎ＿Ｔ個であるので、これを次のようなベクトルで表すことができる。

一方、各々の送信情報ｓ＿１，ｓ＿２，．．．，ｓ＿Ｎ＿Ｔにおいて送信電力を異にすることができ、このとき、各々の送信電力をＰ＿１，Ｐ＿２，．．．，Ｐ＿Ｎ＿Ｔとすると、送信電力が調整された送信情報は、次のようなベクトルで表すことができる。

また、数式３の送信電力が調整された送信情報を送信電力の対角行列Ｐで次のように表すことができる。

一方、数式４の送信電力が調整された情報ベクトルは、その後重み行列Ｗが掛けられて実際に送信されるＮ＿Ｔ個の送信信号ｘ＿１，ｘ＿２，．．．，ｘ＿Ｎ＿Ｔを構成する。ここで、重み行列は、送信チャネル状況などによって送信情報を各アンテナに適切に分配する役割を行う。このような送信信号ｘ＿１，ｘ＿２，．．．，ｘ＿Ｎ＿Ｔを、ベクトルｘを利用して次のように表すことができる。

式中、ｗ＿ｉｊは、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の送信情報間の重みを表し、Ｗは、これを行列で表したものである。このような行列Ｗを重み行列（Ｗｅｉｇｈｔ Ｍａｔｒｉｘ）またはプリコーディング行列（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ）と呼ぶ。

一方、上述のような送信信号（ｘ）は、空間ダイバーシチを使用する場合と空間マルチプレクシングを使用する場合とに分けて考えてみることができる。

空間マルチプレクシングを使用する場合は、互いに異なる信号を多重化して送るようになるので、情報ベクトルｓの要素が全部異なる値を有するようになることに対し、空間ダイバーシチを使用するようになると、同じ信号を複数のチャネル経路を通じて送るようになるので、情報ベクトルｓの要素が全部同じ値を有するようになる。

もちろん、空間マルチプレクシングと空間ダイバーシチを混合する方法も考慮可能である。すなわち、例えば３個の送信アンテナを介して同じ信号を空間ダイバーシチを利用して送信し、残りは、各々異なる信号を空間マルチプレクシングして送る場合も考慮することができる。

次に、受信信号は、Ｎ＿Ｒ個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号ｙ＿１、ｙ＿２，．．．，ｙ＿Ｎ＿Ｒをベクトルｙで次のように表すことにする。

一方、複数入出力アンテナ通信システムにおけるチャネルをモデリングする場合、各々のチャネルは、送受信アンテナインデックスによって区分でき、送信アンテナｊから受信アンテナｉを経るチャネルをｈ＿ｉｊで表示することにする。ここで、ｈ＿ｉｊのインデックスの順序は、受信アンテナインデックスが先、送信アンテナのインデックスが後であることに留意する。

このようなチャネルは、いくつかを一つにクループ化してベクトル及び行列形態でも表示可能である。ベクトル表示の例を挙げて説明すれば、次の通りである。

図６は、多数の送信アンテナから一つの受信アンテナへのチャネルを示した図である。

図６に示すように、全Ｎ＿Ｔ個の送信アンテナから受信アンテナｉに到着するチャネルは、次のように表現可能である。

また、前記式７のような行列表現を用いてＮ＿Ｔ個の送信アンテナからＮ＿Ｒ個の受信アンテナを経るチャネルを全部表す場合、次のように表すことができる。

一方、実際のチャネルは、上のようなチャネル行列Ｈを経た後に白色雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）が加えられるようになるので、Ｎ＿Ｒ個の受信アンテナの各々に加えられる白色雑音ｎ＿１，ｎ＿２，．．．，ｎ＿Ｎ＿Ｒをベクトルで表現すれば、以下のとおりである。

上述のような送信信号、受信信号、チャネル、及び白色雑音のモデリングを介して複数入出力アンテナ通信システムでの各々は、次のような関係を介して表すことができる。

一方、チャネルの状態を表すチャネル行列Ｈの行と列の個数は、送受信アンテナ数によって決定される。チャネル行列Ｈは、上述のように行の数は、受信アンテナの数Ｎ＿Ｒと同じくなり、列の個数は、送信アンテナの数Ｎ＿Ｔと同じくなる。すなわち、チャネル行列Ｈは、Ｎ＿Ｒ×Ｎ＿Ｔ行列になる。

一般に、行列のランク（ｒａｎｋ）は、互いに独立な（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）行または列の個数の中で最小の個数で定義される。したがって、行列のランクは、行または列の個数より大きくなってはならない。数式的に例を挙げれば、チャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ（Ｈ））は、次のように制限される。

また、行列を固有値分解（Ｅｉｇｅｎ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）をしたとき、ランクは、固有値（ｅｉｇｅｎ ｖａｌｕｅ）のうち、０でない固有値の個数で定義することができる。似た方法で、ランクをＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）したとき、０でない特異値（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ）の個数で定義することができる。したがって、チャネル行列においてランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで互いに異なる情報を送ることができる最大の数と言える。

本明細書において、ＭＩＭＯ送信に対する「ランク（Ｒａｎｋ）」は、特定の時点及び特定の周波数リソースにおいて独立的に信号を送信できる経路の数を表し、「レイヤ（ｌａｙｅｒ）の数」は、各経路を介して送信される信号ストリームの数を表す。一般に、送信端は、信号送信に利用されるランク数に対応する数のレイヤを送信するから、特別な言及がない限り、ランクは、レイヤの数と同じ意味を有する。

参照信号（ＲＳ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）

無線通信システムにおけるデータは、無線チャネルを介して送信されるから、信号は、送信中に歪むことができる。受信端で歪んだ信号を正確に受信するために、受信された信号の歪みは、チャネル情報を利用して補正されなければならない。チャネル情報を検出するために、送信側と受信側ともが知っている信号送信方法と、信号がチャネルを介して送信される時に歪んだ程度を利用してチャネル情報を検出する方法を主に利用する。上述した信号をパイロット信号または参照信号（ＲＳ：ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）という。

また、最近大部分の移動通信システムにおいてパケットを送信するとき、いままで一個の送信アンテナと一個の受信アンテナを使用したことから脱皮し、複数送信アンテナと複数受信アンテナを採択して送受信データの効率を向上させることができる方法を使用する。複数入出力アンテナを利用してデータを送受信するとき、信号を正確に受信するために、送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル状態が検出されなければならない。したがって、各送信アンテナは、個別的な参照信号を持たなければならない。

移動通信システムにおけるＲＳは、その目的によって大きく２通りに区分されることができる。チャネル状態情報獲得のための目的のＲＳとデータ復調のために使用されるＲＳがある。前者は、ＵＥがダウンリンクへのチャネル状態情報を獲得するのにその目的があるので、広帯域に送信されなければならず、特定サブフレームでダウンリンクデータを受信しないＵＥであっても、そのＲＳを受信し測定できなければならない。また、これは、ハンドオーバなどの無線リソース管理（ＲＲＭ：Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）測定などのためにも使用される。後者は、基地局がダウンリンクを送る時、該当リソースに共に送るＲＳであって、ＵＥは、該当ＲＳを受信することによってチャネル推定を行うことができ、したがって、データを復調できるようになる。このＲＳは、データが送信される領域に送信されなければならない。

下り参照信号は、セル内のすべての端末が共有するチャネル状態に対する情報獲得及びハンドオーバなどの測定などのための一つの共通参照信号（ＣＲＳ：ｃｏｍｍｏｎ ＲＳ）と特定の端末だけのためにデータ復調のために使用される専用参照信号（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ＲＳ）がある。このような参照信号を利用して、復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）とチャネル測定（ｃｈａｎｎｅｌ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）のための情報を提供できる。すなわち、ＤＲＳは、データ復調用のみに使用され、ＣＲＳは、チャネル情報獲得及びデータ復調の２通りの目的として使用される。

受信側（すなわち、端末）は、ＣＲＳからチャネル状態を測定し、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）及び／またはＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）のようなチャネル品質と関連した指示子を送信側（すなわち、基地局）にフィードバックする。ＣＲＳは、セル固有基準信号（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）ともいう。これに対し、チャネル状態情報（ＣＳＩ：Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）のフィードバックと関連した参照信号をＣＳＩ−ＲＳと定義することができる。

ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータ復調が必要な場合、リソース要素を介して送信されることができる。端末は、上位層を介してＤＲＳが存在するかどうかを受信することができ、対応するＰＤＳＣＨがマッピングされたときに限って有効である。ＤＲＳを端末固有参照信号（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）または復調参照信号（ＤＭＲＳ：Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＲＳ）ということができる。

ＣＳＩ−ＲＳ構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）

現在、ＬＴＥ標準においてＣＳＩ−ＲＳ構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に関するパラメータにａｎｔｅｎｎａｐｏｒｔｓＣｏｕｎｔ、ｓｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ、ｒｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇなどが存在する。このようなパラメータは、ＣＳＩ−ＲＳがいくつのアンテナポートから送信されているか、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレームの周期及びオフセットがどうなっているか、そして該当サブフレームでどんなＲＥ位置（例えば、周波数とＯＦＤＭシンボルインデックス）から送信されているかなどを指示する。具体的に、基地局は、特定のＣＳＩ−ＲＳ構成をＵＥに指示／伝達する時、次のような内容のパラメータ／情報を伝達する。

−ａｎｔｅｎｎａｐｏｒｔｓＣｏｕｎｔ：ＣＳＩ−ＲＳの送信のために使用されるアンテナポート数を表すパラメータ（Ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｒｅｐｒｅｓｅｎｔｓ ｔｈｅ ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔｓ ｕｓｅｄ ｆｏｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｏｆ ＣＳＩ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌｓ）（例えば、１ ＣＳＩ−ＲＳポート、２ ＣＳＩ−ＲＳポート、４ ＣＳＩ−ＲＳポート、または８ ＣＳＩ−ＲＳポート）

−ｒｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇ：ＣＳＩ−ＲＳ割り当てリソース位置に関するパラメータ

−ｓｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ：ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレーム周期及びオフセットに関するパラメータ

−ｐ−Ｃ：ＣＳＩフィードバックＣＳＩ−ＲＳのための参照ＰＤＳＣＨ送信パワーに関するＵＥの仮定に関して、Ｐｃは、ＵＥがＣＳＩフィードバックを導き出す時にＣＳＩ−ＲＳ ＥＰＲＥに対してＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥの仮定された割合に該当し、１ｄＢの大きさの単位として［−８，１５］ｄＢ範囲の値を取る（Ｒｅｇａｒｄｉｎｇ ＵＥ ａｓｓｕｍｐｔｉｏｎ ｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ＰＤＳＣＨ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｐｏｗｅｒ ｆｏｒ ＣＳＩ ｆｅｅｄｂａｃｋ ＣＳＩ−ＲＳ， Ｐｃ ｉｓ ｔｈｅ ａｓｓｕｍｅｄ ｒａｔｉｏ ｏｆ ＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥ ｔｏ ＣＳＩ−ＲＳ ＥＰＲＥ ｗｈｅｎ ＵＥ ｄｅｒｉｖｅｓ ＣＳＩ ｆｅｅｄｂａｃｋ ａｎｄ ｔａｋｅｓ ｖａｌｕｅｓ ｉｎ ｔｈｅ ｒａｎｇｅ ｏｆ ［−８， １５］ ｄＢ ｗｉｔｈ １ ｄＢ ｓｔｅｐ ｓｉｚｅ）

−ｚｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＲｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｆｉｇＬｉｓｔ：ｚｅｒｏ−ｐｏｗｅｒ ＣＳＩ−ＲＳ構成に関するパラメータ

−ｚｅｒｏＴｘＰｏｗｅｒＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇ：ｚｅｒｏ−ｐｏｗｅｒ ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレーム周期及びオフセットに関するパラメータ

マッシブＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）

多数のアンテナを有するＭＩＭＯシステムをマッシブＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）システムと呼ぶことができ、スペクトル効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）、エネルギー効率（ｅｎｅｒｇｙ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）、プロセシング複雑度（ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）を向上させるための手段として注目されつつある。

最近、３ＧＰＰでは、未来の移動通信システムのスペクトル効率性に対する要求事項を満足させるために、マッシブＭＩＭＯシステムに対する議論が始まった。マッシブＭＩＭＯは、全次元ＭＩＭＯ（ＦＤ−ＭＩＭＯ：Ｆｕｌｌ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ ＭＩＭＯ）とも呼ばれる。

ＬＴＥリリース（Ｒｅｌ：ｒｅｌｅａｓｅ）−１２以後の無線通信システムでは、アクティブアンテナシステム（ＡＡＳ：Ａｃｔｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｙｓｔｅｍ）の導入が考慮されている。

信号の位相及び大きさを調整することができる増幅器とアンテナが分離されている従来のパッシブアンテナシステムとは異なり、ＡＡＳは、各々のアンテナが増幅器のような能動素子を含むように構成されたシステムを意味する。

ＡＡＳは、アクティブアンテナの使用によって増幅器とアンテナとを接続するための別のケーブル、コネクター、その他ハードウェアなどを必要とせず、したがってエネルギー及び運用費の側面で効率性が高い特徴を有する。特に、ＡＡＳは、各アンテナ別電子式ビーム制御（ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｂｅａｍ ｃｏｎｔｒｏｌ）方式を支援するから、ビーム方向及びビーム幅を考慮した精巧なビームパターン形成または３次元ビームパターンを形成する等の進歩したＭＩＭＯ技術を可能にする。

ＡＡＳの進歩したアンテナシステムの導入に伴い、多数の入出力アンテナと多次元アンテナ構造を有する大規模ＭＩＭＯ構造もまた考慮されている。一例として、従来の一字型アンテナ配列とは異なり、２次元（２Ｄ：２−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）アンテナ配列を形成する場合、ＡＡＳのアクティブアンテナにより３次元ビームパターンを形成できる。

図７は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて、６４個のアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔｓ）を有する２次元アクティブアンテナシステムを例示する。

図７では、一般的な２次元（２Ｄ：２Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）アンテナ配列を例示しており、図１０のようにＮ＿ｔ＝Ｎ＿ｖ・Ｎ＿ｈ個のアンテナが正方形の模様を有する場合を考慮することができる。ここで、Ｎ＿ｈは、水平方向にアンテナ列の個数を、Ｎ＿ｖは、垂直方向にアンテナ行の個数を示す。

このような２Ｄ構造のアンテナ配列を利用すると、３次元空間で送信ビームを制御できるように無線波長（ｒａｄｉｏ ｗａｖｅ）が垂直方向（高度（ｅｌｅｖａｔｉｏｎ））及び水平方向（方位角（ａｚｉｍｕｔｈ））に全部制御できる。このようなタイプの波長制御メカニズムを３次元ビームフォーミングと呼ぶことができる。

図８は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて基地局または端末がＡＡＳ基盤の３Ｄ（３−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）ビームフォーミングが可能な多数の送信／受信アンテナを有しているシステムを例示する。

図８は、上述の例を図式化したことで、２次元アンテナ配列（すなわち、２Ｄ−ＡＡＳ）を利用した３Ｄ ＭＩＭＯシステムを例示する。

送信アンテナの観点で前記３次元ビームパターンを活用する場合、ビームの水平方向だけでなく垂直方向への準静的または動的なビームフォーミングを行うことができ、一例として垂直方向のセクター形成などの応用を考慮できる。

また、受信アンテナの観点では、大規模受信アンテナを活用して受信ビームを形成する時、アンテナ配列利得（ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ ｇａｉｎ）に応じる信号電力上昇効果を期待することができる。したがって、アップリンクの場合、基地局が多数のアンテナを介して端末から送信される信号を受信することができ、このとき、端末は、干渉影響を減らすために大規模受信アンテナの利得を考慮して、自身の送信電力を非常に低く設定できるという長所がある。

図９は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいて交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する２次元アンテナシステムを例示する。

偏波（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を考慮した２Ｄ平面配列アンテナ（ｐｌａｎａｒ ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ）モデルの場合、図８のように図式化できる。

受動的アンテナ（ｐａｓｓｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ）に応じる既存のＭＩＭＯシステムとは異なり、アクティブアンテナに基盤したシステムは、各アンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）に付着された（または含まれた）能動素子（例えば、増幅器）に重みを適用することによって、アンテナ要素の利得（ｇａｉｎ）を動的に調節できる。放射パターン（ｒａｄｉａｔｉｏｎ ｐａｔｔｅｒｎ）は、アンテナ要素の個数、アンテナ間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）などのようなアンテナ配置（ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）に依存するので、アンテナシステムは、アンテナ要素レベルでモデリングされることができる。

図９の例示のようなアンテナ配列モデルを（Ｍ，Ｎ，Ｐ）で表すことができ、これは、アンテナ配列構造を特徴づけるパラメータに該当する。

Ｍは、各列（すなわち、垂直方向で）で同じ偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有しているアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ）の個数（すなわち、各列で＋４５゜の傾斜（ｓｌａｎｔ）を有しているアンテナ要素の個数または各列で−４５゜の傾斜（ｓｌａｎｔ）を有しているアンテナ要素の個数）を表す。

Ｎは、水平方向の列の個数（すなわち、水平方向でアンテナ要素の個数）を表す。

Ｐは、偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）の個数を表す。図１１の場合のように、交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の場合、Ｐ＝２であるが、同一偏波（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）の場合、Ｐ＝１である。

アンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）は、物理的アンテナ要素（ｐｈｙｓｉｃａｌ ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ）にマッピングされることができる。アンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）は、該当アンテナポートと関連した参照信号により定義されることができる。例えば、ＬＴＥシステムにおいてアンテナポート０は、ＣＲＳ（Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）と関連し、アンテナポート６は、ＰＲＳ（Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）と関連することができる。

一例として、アンテナポートと物理的アンテナ要素との間は、一対一にマッピングされることができる。単一の交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナ要素がダウンリンクＭＩＭＯまたはダウンリンク送信ダイバーシチのために使用される場合などがこれに該当することができる。例えば、アンテナポート０は、一つの物理的アンテナ要素にマッピングされることに対し、アンテナポート１は、他の物理的アンテナ要素にマッピングされることができる。この場合、端末の立場では、２個のダウンリンク送信が存在する。一つは、アンテナポート０のための参照信号と関連し、残りの一つは、アンテナポート１のための参照信号と関連する。

他の一例として、単一のアンテナポートは、複数の物理的アンテナ要素にマッピングされることができる。ビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）のために使用される場合などがこれに該当することができる。ビームフォーミングは、複数の物理的アンテナ要素を利用することによって、ダウンリンク送信が特定の端末に向かうようにすることができる。一般に複数の交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）アンテナ要素の複数の列（ｃｏｌｕｍｎ）から構成されるアンテナ配列（ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ）を使用してこれを達成できる。この場合、端末の立場では、単一のアンテナポートから発生した単一のダウンリンク送信が存在する。一つは、アンテナポート０のためのＣＲＳと関連し、残りの一つは、アンテナポート１のためのＣＲＳと関連する。

すなわち、アンテナポートは、基地局で物理的アンテナ要素から送信された実際のダウンリンク送信でない端末の立場でのダウンリンク送信を示す。

他の一例として、多数のアンテナポートがダウンリンク送信のために使用されるが、各アンテナポートは、複数の物理的アンテナ要素にマッピングされることができる。この場合は、アンテナ配列がダウンリンクＭＩＭＯまたはダウンリンクダイバーシチのために使用される場合などがこれに該当することができる。例えば、アンテナポート０及び１は、それぞれ複数の物理的アンテナ要素にマッピングされることができる。この場合、端末の立場では、２個のダウンリンク送信が存在する。一つは、アンテナポート０のための参照信号と関連し、残りの一つは、アンテナポート１のための参照信号と関連する。

ＦＤ−ＭＩＭＯでは、データストリームのＭＩＭＯプリコーディングは、アンテナポート仮想化、トランシーバーユニット（または送受信ユニット）（ＴＸＲＵ：ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ）仮想化、アンテナ要素パターンを経ることができる。

アンテナポート仮想化は、アンテナポート上のストリームがＴＸＲＵ上においてプリコーディングされる。ＴＸＲＵ仮想化は、ＴＸＲＵ信号がアンテナ要素上においてプリコーディングされる。アンテナ要素パターンは、アンテナ要素から放射される信号は、方向性の利得パターン（ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｇａｉｎ ｐａｔｔｅｒｎ）を有することができる。

従来の送受信機（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）モデリングでは、アンテナポートとＴＸＲＵとの間の静的な一対一マッピングが仮定され、ＴＸＲＵ仮想化効果は、ＴＸＲＵ仮想化及びアンテナ要素パターンの効果ともを含む静的な（ＴＸＲＵ）アンテナパターンに合わせられる。

アンテナポート仮想化は、周波数選択的な方法で行われることができる。ＬＴＥでアンテナポートは、参照信号（またはパイロット）と共に定義される。例えば、アンテナポート上においてプリコーディングされたデータ送信のために、ＤＭＲＳがデータ信号と同じ帯域幅で送信され、ＤＭＲＳとデータともが同じプリコーダ（または同じＴＸＲＵ仮想化プリコーディング）でプリコーディングされる。ＣＳＩ測定のために、ＣＳＩ−ＲＳは、複数のアンテナポートを介して送信される。ＣＳＩ−ＲＳ送信において、端末においてデータプリコーディングベクトルのためのＴＸＲＵ仮想化プリコーディング行列を推定できるようにＣＳＩ−ＲＳポートとＴＸＲＵとの間のマッピングを特徴づけるプリコーダは、固有な行列で設計されることができる。

ＴＸＲＵ仮想化方法は、１次元ＴＸＲＵ仮想化（１Ｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）と２次元ＴＸＲＵ仮想化（２Ｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）が論議され、これについて以下の図面を参照して説明する。

図１０は、本発明が適用されることができる無線通信システムにおいてトランシーバーユニットモデルを例示する。

１Ｄ ＴＸＲＵ仮想化において、Ｍ＿ＴＸＲＵ個のＴＸＲＵは、同じ偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）を有する単一の列（ｃｏｌｕｍｎ）アンテナ配列で構成されるＭ個のアンテナ要素と関連する。

２Ｄ ＴＸＲＵ仮想化において、先の図１１のアンテナ配列モデル構成（Ｍ、Ｎ、Ｐ）に対応するＴＸＲＵモデル構成は、（Ｍ＿ＴＸＲＵ、Ｎ、Ｐ）で表すことができる。ここで、Ｍ＿ＴＸＲＵは、２Ｄの同じ列、同じ偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）に存在するＴＸＲＵの個数を意味し、Ｍ＿ＴＸＲＵ≦Ｍを常に満たす。すなわち、ＴＸＲＵの全個数は、Ｍ＿ＴＸＲＵ×Ｎ×Ｐのようである。

ＴＸＲＵ仮想化モデルは、アンテナ要素とＴＸＲＵとの相関関係に応じて、図１２（ａ）のようにＴＸＲＵ仮想化（ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）モデルオプション−１：サブ配列分割モデル（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ ｐａｒｔｉｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ）と図１２（ｂ）のようにＴＸＲＵ仮想化モデルオプション−２：全域接続（ｆｕｌｌ−ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）モデルに区分されることができる。

図１０（ａ）を参照すると、サブ配列分割モデル（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ ｐａｒｔｉｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ）の場合、アンテナ要素は、複数のアンテナ要素グループに分割され、各ＴＸＲＵは、グループのうちのいずれか一つと接続される。

図１０（ｂ）を参照すると、全域接続（ｆｕｌｌ−ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）モデルの場合、複数のＴＸＲＵの信号が結合されて、単一のアンテナ要素（またはアンテナ要素の配列）に伝達される。

図１０中、ｑは、一つの列（ｃｏｌｕｍｎ）内のＭ個の同じ偏波（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）を有するアンテナ要素の送信信号ベクトルである。ｗは、広帯域ＴＸＲＵ仮想化重みベクトル（ｗｉｄｅｂａｎｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）であり、Ｗは、広帯域ＴＸＲＵ仮想化重み行列（ｗｉｄｅｂａｎｄ ＴＸＲＵ ｖｉｒｔｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ｗｅｉｇｈｔ Ｍａｔｒｉｘ）である。ｘは、Ｍ＿ＴＸＲＵ個のＴＸＲＵの信号ベクトルである。

ここで、アンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは、一対一（１−ｔｏ−１）または一対多（１−ｔｏ−ｍａｎｙ）でありうる。

図１０においてＴＸＲＵとアンテナ要素との間のマッピング（ＴＸＲＵ−ｔｏ−ｅｌｅｍｅｎｔ ｍａｐｐｉｎｇ）は、一つの例を示すことに過ぎず、本発明がこれに限定されるものではなく、ハードウェアの観点でその他多様な形態により具現化されることができるＴＸＲＵとアンテナ要素との間のマッピングにも本発明が同様に適用されることができる。

ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ−Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）-Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ（ＣＳＩ−ＲＳ）定義

送信モード９が設定されたサービングセル及びＵＥに対して、ＵＥは、一つのＣＳＩ−ＲＳリソース構成を設定されることができる。送信モード１０が設定されたサービングセル及びＵＥに対して、ＵＥは、一つ以上のＣＳＩ−ＲＳリソース構成を設定されることができる。ＣＳＩ−ＲＳに対してｎｏｎ−ｚｅｒｏ送信電力を仮定しなければならないＵＥのための以下のパラメータは、各々のＣＳＩ−ＲＳリソース構成に対する上位層シグナリングを介して設定される：

−ＣＳＩ−ＲＳリソース構成識別子（ＵＥに送信モード１０が設定された場合）

−ＣＳＩ−ＲＳポートの数

−ＣＳＩ−ＲＳ構成

−ＣＳＩ−ＲＳサブフレーム構成Ｉ＿（ＣＳＩ−ＲＳ）

−ＣＳＩフィードバック（Ｐ＿ｃ）のための基準ＰＤＳＣＨ送信電力に対するＵＥの仮定（ＵＥに送信モード９が設定された場合）

−ＵＥに送信モード１０が設定されると、各々のＣＳＩプロセスに対するＣＳＩフィードバック（Ｐ＿ｃ）のための基準ＰＤＳＣＨ送信電力に対するＵＥ仮定。ＣＳＩサブフレームセットＣ＿（ＣＳＩ，０）及びＣ＿（ＣＳＩ，１）がＣＳＩプロセスのための上位層により設定されると、ＣＳＩプロセスの各ＣＳＩサブフレームセットのためのＰ＿ｃが設定される。

−Ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍシーケンス生成器パラメータ（ｎ＿ＩＤ）．

ＵＥが上位層パラメータＣＳＩ−Ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ−Ｔｙｐｅを設定され、ＣＳＩ報告タイプがＣＳＩプロセスに対する「ＣＬＡＳＳ Ａ」に設定された場合、ＣＤＭタイプパラメータ。

−ＵＥに送信モード１０が設定された場合、以下のパラメータを有するＣＲＳアンテナポート及びＣＳＩ−ＲＳアンテナポートのＱＣＬ ｔｙｐｅ ＢのＵＥ仮定に対する上位層パラメータｑｃｌ−ＣＲＳ−Ｉｎｆｏ−ｒ１１：

−ｑｃｌ−ＳｃｒａｍｂｌｉｎｇＩｄｅｎｔｉｔｙ−ｒ１１．

−ｃｒｓ−ＰｏｒｔｓＣｏｕｎｔ−ｒ１１．

−ｍｂｓｆｎ−ＳｕｂｆｒａｍｅＣｏｎｆｉｇＬｉｓｔ−ｒ１１．

Ｐ＿ｃは、ＵＥがＣＳＩフィードバックを導き出し１ｄＢステップの大きさで［−８，１５］ｄＢ範囲内の値を取る時、ＣＳＩ−ＲＳ ＥＰＲＥ（Ｅｎｅｒｇｙ Ｐｅｒ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）に対するＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥの推定された割合であり、ここでＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥは、セル関連ＲＳ ＥＰＲＥに対するＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥの割合に対するシンボル数と対応する。

ＵＥは、サービングセルの同じサブフレームにおいてＣＳＩ−ＲＳ及びＰＭＣＨの構成を期待しない。

フレーム構造タイプ２サービングセルと４個のＣＲＳポートの場合、ＵＥは、一般ＣＰの場合［２０−３１］セットまたは拡張ＣＰの場合［１６−２７］セットに属したＣＳＩ−ＲＳ構成インデックスを受信することを期待しない。

ＵＥは、ＣＳＩ−ＲＳリソース構成のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートの間には、遅延拡散、ドップラー拡散、ドップラーシフト、平均利得及び平均遅延に対してＱＣＬされると仮定することができる。

送信モード１０及びＱＣＬ ｔｙｐｅ Ｂが設定されたＵＥは、ＣＳＩ−ＲＳリソース構成に対応するｑｃｌ−ＣＲＳ−Ｉｎｆｏ−ｒ１１と関連したアンテナポート０−３を仮定することができ、ＣＳＩ−ＲＳリソース構成に対応するアンテナポート１５−２２は、ドップラーシフト（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｈｉｆｔ）及びドップラー拡散（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｒｅａｄ）に対してＱＣＬされたと仮定することができる。

ＵＥに送信モード１０及び上位層パラメータＣＳＩ−Ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ−Ｔｙｐｅが設定され、ＣＳＩ−Ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ−Ｔｙｐｅは、「ＣＬＡＳＳ Ｂ」に設定され、ＣＳＩプロセスのために構成されたＣＳＩ−ＲＳリソースの個数が一つ以上で、ＱＣＬ ｔｙｐｅ Ｂが設定された場合、ＵＥは、上位層パラメータｑｃｌ−ＣＲＳ−Ｉｎｆｏ−ｒ１１と互いに異なる値を有するＣＳＩプロセスに対するＣＳＩ−ＲＳリソース構成を受信することを期待しない。

ＣＳＩ−ＲＳ送信のために構成／設定されたサブフレームにおいて、参照信号シーケンス
は、アンテナポートｐの参照シンボルとして使用される複素数値（ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ）変調シンボル
にマッピングされることができる。このようなマッピングは、上位層パラメータＣＤＭＴｙｐｅに依存する。

ＣＤＭＴｙｐｅがＣＤＭ４に該当しない場合、以下の数式１２によるマッピングが行われることができる。

ＣＤＭＴｙｐｅがＣＤＭ４に該当する場合、以下の数式１３によるマッピングが行われることができる。

数式１３の
は、以下の表６により決定される。表３は、ＣＤＭ４に対したシーケンス
を表す。

ＯＦＤＭヌメロロジー（ｎｕｍｅｒｏｌｏｇｙ）

さらに多くの通信機器がより大きな通信容量を要求するようになるにつれて、従来のＲＡＴ（Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）に比べて向上したｍｏｂｉｌｅ ｂｒｏａｄｂａｎｄ通信に対する必要性が台頭しつつある。また、多数の機器及び物を接続していつ、どこででも多様なサービスを提供するｍａｓｓｉｖｅ ＭＴＣ（Ｍａｃｈｉｎｅ Ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）もやはり、次世代通信において考慮される主な問題の一つである。それだけでなく、次世代通信で信頼度（ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ）及び遅延（ｌａｔｅｎｃｙ）に敏感なサービス／ＵＥを考慮した通信システムデザインが論議されている。このように、ｅｎｈａｎｃｅｄ ｍｏｂｉｌｅ ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、ｍａｓｓｉｖｅ ＭＴＣ、ＵＲＬＬＣ（Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｌｅ ａｎｄ Ｌｏｗ Ｌａｔｅｎｃｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）などを考慮した次世代ＲＡＴの導入が論議されており、このような技術を「ｎｅｗ ＲＡＴ（ＮＲ）」と通称することができる。

Ｎｅｗ ＲＡＴシステムは、ＯＦＤＭ送信方式またはこれと類似の送信方式を使用し、代表的に以下の表４のＯＦＤＭヌメロロジーを有する。

Ｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ ｓｕｂｆｒａｍｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ

ＴＤＤシステムにおいてデータ送信遅延を最小化するために、第５世代Ｎｅｗ ＲＡＴでは、図１１のように、制御チャネルとデータチャネルがＴＤＭされたｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ ｓｕｂｆｒａｍｅ構造が考慮されている。

図１１は、本発明が適用されることができるｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ ｓｕｂｆｒａｍｅ構造を例示する。

図１１において斜線領域は、ＤＣＩ伝達のための物理チャネルＰＤＣＣＨの送信領域を示し、黒色部分は、ＵＣＩ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）伝達のための物理チャネルＰＵＣＣＨの送信領域を示す。

ＤＣＩを介してｅＮＢがＵＥに伝達する制御情報には、ＵＥが知っていなければならないｃｅｌｌ構成に関する情報、ＤＬスケジューリングなどのＤＬ特定（ｓｐｅｃｉｆｉｃ）情報、及び／またはＵＬ承認（ｇｒａｎｔ）などのようなＵＬ特定情報などが存在できる。また、ＵＣＩを介してＵＥがｅＮＢに伝達する制御情報には、ＤＬデータに対するＨＡＲＱのＡＣＫ／ＮＡＣＫ報告、ＤＬチャネル状態に対するＣＳＩ報告、及び／またはＳＲ（Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）などが存在できる。

図１１中、表示がない領域は、ダウンリンクデータのための物理チャネルＰＤＳＣＨ送信領域として使用されることもでき、アップリンクデータのための物理チャネルＰＵＳＣＨ送信領域として使用されることもできる。このような構造の特徴は、一つのＳＦ（ｓｕｂｆｒａｍｅ）内でＤＬ送信とＵＬ送信が順次に行われて、該当ＳＦ内でＤＬデータを送信し、ＵＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫを受信することもできる。したがって、本構造にしたがう場合、データ送信エラー発生時にデータの再送信までにかかる時間が減るようになり、これによって最終データ伝達の遅延（ｌａｔｅｎｃｙ）が最小化されることができる。

このようなｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ ｓｕｂｆｒａｍｅ構造で基地局とＵＥが送信モードから受信モードに転換される過程または受信モードから送信モードに転換される過程のための時間間隔（ｔｉｍｅ ｇａｐ）が必要である。このために、ｓｕｂｆｒａｍｅ構造でＤＬからＵＬに転換される時点の一部ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌがＧＰとして設定されることができ、このようなｓｕｂｆｒａｍｅ ｔｙｐｅは、「ｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ ＳＦ」と呼ぶことができる。

Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ

Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｅ（ｍｍＷ）では、波長が短くなって同一面積に多数のアンテナ要素の設置が可能になる。すなわち、３０ＧＨｚ帯域で波長は、１ｃｍであって、５ｂｙ５ｃｍのパネルに０．５ｌａｍｂｄａ（波長）間隔で２次元配列形態で全６４（８Ｘ８）個のアンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）設置が可能である。したがって、ｍｍＷでは、多数個のアンテナ要素を使用してｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ（ＢＦ）利得を高めてカバレッジを増加させるか、ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔを高めようとする。

この場合に、アンテナ要素別に送信パワー及び位相調節が可能なようにＴＸＲＵ（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ）を有すると、周波数リソース別に独立的なｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇが可能である。しかしながら、１００個余りのアンテナ要素全部にＴＸＲＵを設置するには、価格の側面で実効性が落ちるという問題を有するようになる。したがって、一つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、ａｎａｌｏｇ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒでビームの方向を調節する方式が考慮されている。このようなａｎａｌｏｇ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ方式は、全帯域において一つのビーム方向だけを作ることができるから、周波数選択的ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇはできないという短所を有する。

Ｄｉｇｉｔａｌ ＢＦとａｎａｌｏｇ ＢＦの中間形態としてＱ個のアンテナ要素より少ない個数であるＢ個のＴＸＲＵを有するｈｙｂｒｉｄ ＢＦを考慮することができる。この場合にＢ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の接続方式によって差はあるが、同時に送信できるビームの方向は、Ｂ個以下に制限される。

また、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムでは、多数のアンテナが使用される場合、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングを結合したハイブリッドビームフォーミング技法が台頭されている。このとき、アナログビームフォーミング（または、ＲＦ（ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ビームフォーミング）は、ＲＦ端でプリコーディング（またはコンバイニング）を行う動作を意味する。ハイブリッドビームフォーミングにおいてＢａｓｅｂａｎｄ端とＲＦ端とは、各々プリコーディング（またはコンバイニング）を行い、これによってＲＦチェーン数とＤ（ｄｉｇｉｔａｌ）／Ａ（ａｎａｌｏｇ）（または、Ａ／Ｄ）コンバーター数を減らしながらもデジタルビームフォーミングに近接した性能を出すことができるという長所がある。便宜上、ハイブリッドビームフォーミング構造は、Ｎ個のトランシーバーユニット（ＴＸＲＵ）とＭ個の物理的アンテナで表現されることができる。すると、送信端から送信するＬ個のデータレイヤに対するデジタルビームフォーミングは、Ｎ ｂｙ Ｌ行列で表現されることができ、以後変換されたＮ個のデジタル信号は、ＴＸＲＵを経てアナログ信号に変換された後、Ｍ ｂｙ Ｎ行列で表現されるアナログビームフォーミングが適用される。

図１２は、ＴＸＲＵ及び物理的アンテナの観点でハイブリッドビームフォーミング構造を図式化した図である。図１２においてデジタルビームの個数は、Ｌ個であり、アナログビームの個数は、Ｎ個である場合を例示する。

Ｎｅｗ ＲＡＴシステムでは、基地局がアナログビームフォーミングをシンボル単位に変更できるように設計して、特定地域に位置した端末により効率的なビームフォーミングを支援する方向が考慮されている。なお、図１２において特定のＮ個のＴＸＲＵとＭ個のＲＦアンテナを一つのアンテナパネル（ｐａｎｅｌ）として定義する時、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムでは、互いに独立的なハイブリッドビームフォーミングの適用が可能な複数のアンテナパネルを導入する案まで考慮されている。

基地局が複数のアナログビームを活用する場合、端末別に信号受信に有利なアナログビームが異なりうるから、少なくとも同期化信号（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ）、システム情報、ページングなどに対しては、特定Ｓｕｂｆｒａｍｅ（ＳＦ）で基地局が適用する複数のアナログビームをシンボル別に変えて、すべての端末が受信機会を有することができるようにするビームスウィーピング動作が考慮されている。

図１３は、ＤＬ送信過程で同期化信号とシステム情報に対するビームスウィーピング動作を図式化図である。

図１３においてＮｅｗ ＲＡＴシステムのシステム情報がブロードキャスティング方式で送信される物理的リソース（または物理チャネル）をｘＰＢＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ）と命名した。

図１３を参照すると、一つのシンボル内で互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビームは、同時に送信されることができる。アナログビーム別にチャネルを測定するために、図１３に示すように、（特定アンテナパネルに対応する）単一アナログビームが適用されて送信されるＲＳのビームＲＳ（ＢＲＳ）を導入する案が論議されている。ＢＲＳは、複数のアンテナポートに対して定義されることができ、ＢＲＳの各アンテナポートは、単一アナログビームに対応できる。このとき、ＢＲＳとは異なり、同期化信号またはｘＰＢＣＨは、任意の端末がよく受信することができるように、アナログビームグループ内のすべてのアナログビームが適用されて送信されることができる。

ＬＴＥでのＲＲＭ測定

ＬＴＥシステムでは、電力制御、スケジューリング、セル検索、セル再選択、ハンドオーバ、無線リンクまたは接続モニタリング、接続確立／再確立などのためのＲＲＭ動作を支援する。サービングセルは、端末にＲＲＭ動作を行うための測定値であるＲＲＭ測定情報を要求できる。代表的にＬＴＥシステムでは、端末が各Ｃｅｌｌに対しセル検索情報、ＲＳＲＰ（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｐｏｗｅｒ）、ＲＳＲＱ（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｑｕａｌｉｔｙ）などの情報を測定／獲得して報告できる。具体的に、ＬＴＥシステムにおいて端末は、サービングセルからＲＲＭ測定のための上位層信号として「ｍｅａｓＣｏｎｆｉｇ」を伝達される。端末は、前記「ｍｅａｓＣｏｎｆｉｇ」の情報に応じて、ＲＳＲＰまたはＲＳＲＱを測定できる。ここで、ＬＴＥシステムのＴＳ３６．２１４文書によるＲＳＲＰ、ＲＳＲＱ及びＲＳＳＩの定義は、以下のとおりである。

［ＲＳＲＰ］

参照信号受信電力（ＲＳＲＰ）は、考慮された測定周波数帯域幅内でＣＲＳ（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）を伝達するリソース要素の電力寄与度（ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉｏｎｓ）（［Ｗ］で）に対する線形平均（ｌｉｎｅａｒ ａｖｅｒａｇｅ）で定義される。ＲＳＲＰ決定のために、ＴＳ ３６．２１１［３］に応じたＣＲＳ Ｒ０が使用されなければならない。端末がＲ１が有効（ａｖａｉｌａｂｌｅ）であるということを確実に（ｒｅｌｉａｂｌｙ）検出できる場合、Ｒ０に追加してＲ１を使用してＲＳＲＰを決定できる。

ＲＳＲＰの参照ポイントは、ＵＥのアンテナコネクターにならなければならない。

万一、端末が受信機ダイバーシチ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を使用する場合、報告された値は、任意の個別ダイバーシチブランチ（ｂｒａｎｃｈ）に対応するＲＳＲＰより小さくてはならない。

［ＲＳＲＱ］

参照信号受信品質（ＲＳＲＱ）は、Ｎ×ＲＳＲＰ／（Ｅ−ＵＴＲＡ搬送波ＲＳＳＩ）の割合（すなわち、Ｅ−ＵＴＲＡ搬送波ＲＳＳＩ対Ｎ×ＲＳＲＰ）で定義され、ここで、Ｎは、Ｅ−ＵＴＲＡ搬送波ＲＳＳＩ測定帯域幅のＲＢ数である。分子と分母の測定は、同じリソースブロック集合に対してなされなければならない。

Ｅ−ＵＴＲＡ搬送波受信信号強度指示子（ＲＳＳＩ）は、測定帯域幅ですべてのソース（同一チャネル（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌ）サービング及び非サービングセルを含む）からのＮ個のリソースブロックに対して、アンテナポート０に対する参照シンボルを含むＯＦＤＭシンボルにおいてのみ端末により観察／測定された全受信電力（［Ｗ］で）の線形平均とチャネル干渉、熱雑音などを含むことができる。上位層シグナリングがＲＳＲＱ測定を行うための特定サブフレームを指示する場合、ＲＳＳＩは、指示されたサブフレーム内のすべてのＯＦＤＭシンボルに対して測定できる。

ＲＳＲＱに対した参照ポイントは、ＵＥのアンテナコネクターにならなければならない。

万一、端末が受信機ダイバーシチ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を使用する場合、報告された値は、任意の個別ダイバーシチブランチに対応するＲＳＲＱより小さくてはならない。

［ＲＳＳＩ］

ＲＳＳＩは、受信機パルス整形フィルタ（ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｐｕｌｓｅ ｓｈａｐｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）により定義された帯域幅内で受信機から発生する熱雑音及び雑音を含んで受信された広帯域電力に該当できる。

測定のための参照ポイントは、端末のアンテナコネクターにならなければならない。

万一、端末が受信機ダイバーシチ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を使用する場合、報告された値は、任意の個別受信アンテナブランチに対応するＵＴＲＡ搬送波ＲＳＳＩより小さくてはならない。

前記定義に従って、ＬＴＥシステムで動作する端末は、周波数内測定（Ｉｎｔｒａ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）の場合には、ＳＩＢ３（ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｌｏｃｋ ｔｙｐｅ３）から送信される許容された測定帯域幅関連ＩＥ（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｅｌｅｍｅｎｔ）を介して、周波数間測定（Ｉｎｔｅｒ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）の場合には、ＳＩＢ５（ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｌｏｃｋ ｔｙｐｅ５）から送信される許容された測定帯域幅を介して６、１５、２５、５０、７５，１００ＲＢ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）のうち、一つに対応する帯域幅でＲＳＲＰを測定するよう許容されることができる。または、前記ＩＥがない場合、端末は、Ｄｅｆａｕｌｔとして全体ＤＬシステムの周波数帯域で測定できる。このとき、端末が許容された測定帯域幅を受信する場合、端末は、該当値を最大測定帯域幅と見なし、該当帯域幅／値以内で自由にＲＳＲＰの値を測定できる。ただし、サービングセルがＷＢ（ｗｉｄｅｂａｎｄ）−ＲＳＲＱと定義されるＩＥを送信し、許容された測定帯域幅を５０ＲＢ以上に設定すると、端末は、全体許容された測定帯域幅に対するＲＳＲＰ値を計算しなければならない。一方、ＲＳＳＩは、ＲＳＳＩ帯域幅の定義に従って、端末の受信機が有する周波数帯域で測定されることができる。

図１４は、本発明に適用されることができるパネルアンテナアレイを例示する。

図１４を参照すると、パネルアンテナアレイは、各々水平ドメインでＭｇ個及び垂直ドメインでＮｇ個のパネルから構成され、各一つのパネルは、Ｍ個の列とＮ個の行から構成されることができる。特に、本図においてパネルは、Ｘ−ｐｏｌ（交差偏波（ｃｒｏｓｓ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ））アンテナを基準に示された。したがって、図１７の全アンテナ要素の個数は、２＊Ｍ＊Ｎ＊Ｍｇ＊Ｎｇ個でありうる。

新たなコードブック提案

Ｎｅｗ ＲＡＴのような環境で、より正確なＣＳＩフィードバックのために、線形結合（Ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）、共分散フィードバック（ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｆｅｅｄｂａｃｋ）などの高いレゾリューション（ｈｉｇｈ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）を有するフィードバックが考慮されている。しかしながら、このような高いレゾリューションフィードバックのために要求されるフィードバックペイロードサイズも増加するようになるので、既存のＬＴＥシステムのＣｌａｓｓ Ａコードブックのような正規レゾリューション（ｎｏｒｍａｌ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）コードブックは、やはり必要でありうる。

したがって、本発明ではこのような正規レゾリューションに基づいて既存のＬＴＥコードブックの性能を向上させることができる新たなコードブックデザインを提案することにする。

図１４のように、Ｎｅｗ ＲＡＴではマルチパネル機能がサポートされるが、本明細書では、説明の便宜上、シングルパネルを優先的に考慮してコードブックデザインを提案する。

一つのパネル内の２Ｄアンテナアレイに適用される２Ｄ ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ビームは数式１４のように定義できる。

ここで、ｍ１とｍ２は各々最初及び２番目のドメインの１Ｄ−ＤＦＴコードブックインデックスに該当する。また、Ｎ１及びＮ２はパネルで各々第１次元（１ｓｔ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）及び第２次元（２ｎｄ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）の偏波（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）別アンテナポート個数に該当し、ｏ１及びｏ２はパネルで各々第１次元（１ｓｔ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）及び第２次元（２ｎｄ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）のオーバーサンプリング因子（ｏｖｅｒｓａｍｐｌｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）に該当する。

数式１４のように提案されたコードブックの場合、数式１５のようなデュアルステージ構造に従う。

ここで、Ｗ１（第１のＰＭＩ）は長期（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）／広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）の特性を示し、主にビームグルーピング及び／又はビーム別広帯域電力制御の役割を遂行する。Ｗ２（第２のＰＭＩ）は短期（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）／サブ帯域（ｓｕｂｂａｎｄ）の特性を示し、Ｗ１により選択されたビームグループ内でのビーム選択と交差偏波を有するアンテナポートの偏波別位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）の役割を遂行する。

図１５は、本発明に適用できるＲｅｌ−１３ Ｃｌａｓｓ Ａコードブックでの各構成（ｃｏｎｆｉｇ）別ビームグループパターンを例示する。

既存のＬＴＥ−Ａのコードブックの場合、ビームグループ内の多数のビームの間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）が均一（ｕｎｉｆｏｒｍ）であるようにＷ１を構成することを特徴とする。Ｒｅｌ−１３ Ｃｌａｓｓ Ａコードブックでは２Ｄアンテナアレイをサポートするために２Ｄビームグループがサポートされており、この場合にも図１５のようにビームの間隔が均一に形成されることが特徴である。

このような均一パターンにおいて、ｃｌｏｓｅｄ ｓｐａｃｅｄビームグループの場合、角度拡散（ａｎｇｕｌａｒ ｓｐｒｅａｄ）（最初及び／又は２番目のドメイン）が小さい場合に有利であり、Ｒｅｌ−１２のように広く離隔した（ｗｉｄｅｌｙ ｓｐａｃｅｄ）ビームグループの場合、角度拡散が大きい場合に有利である。しかしながら、ビーム間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は各コードブック構成（ｃｏｎｆｉｇ）別、またはランク別に定まるので、各環境に合うコードブックを各々設定しなければならないという問題点があり、これを解決するために本発明ではＷ１グループを不均一（ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ）に構成する方法に対して提案する。

図１６は、本発明の一実施形態に従うＮ１＝４、Ｎ２＝１、Ｏ１＝８の場合のＷ１グルーピングを例示した図である。特に、図１６はＷ１ビームグループを不均一に構成する方法（例えば、ガウシアン（Ｇａｕｓｓｉａｎ）分布のサンプル）を例示した図である。

図１６に図示したように、ビームグループは長期（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）コードブックインデックスｋを中心に［ｋ−８、ｋ−４、ｋ−１、ｋ、ｋ＋１、ｋ＋４、ｋ＋８］で構成できる。前記コードブックインデックスをもっと設定可能な（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ）パラメータＯ１、Ｏ２とマッチングさせて、ビームグループを
または
のようにグルーピングすることもできる。ここで、ｋ１はｋの最初のドメインＷ１インデックス、ｋ２はｋの２番目のドメインＷ１インデックスを各々示す。

前述したグルーピング方式をＯ１、Ｏ２の関数で表現すると、
のように表現されることができ、ここで、ｑ１、ｑ２、及びｑ３は実数値で事前に定義／設定されるか、または基地局が端末に設定してくれることもできる。前述したビームグルーピング方式は、非直交（ｎｏｎ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）ビームと直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）ビームが互いに混合されてランク２コードブックを構成する時、細分性（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）を高めることができるという特徴を有する。

前記Ｗ１ビームグループデザインはＮ１＞＝Ｎ２の場合に対して提案された方式であり、Ｎ２＞Ｎ１の場合のＷ１ビームグループデザインは前記Ｎ１＞＝Ｎ２の場合のＷ１ビームグループデザインでｋ１インデックスをｋ２インデックスに、Ｏ１インデックスはＯ２インデックスに各々置換して構成することができる。そして／または、全てのポートレイアウトに対して一つのビームグループが使われることもできる。

そして／または、ビームグループを
のように一般化し、かつビーム間隔パラメータ（ｂｅａｍ ｓｐａｃｉｎｇ ｐａｒａｍｅｔｅｒ）ｐ１、ｐ２、及びｐ３を基地局により設定可能（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ）に定義するか、または事前に基地局及び端末間に約束することができる。そして／または、前述した方式を混用して、ビームグループを構成する要素のうち、特定要素（例えば、ｐ１及びｐ２）は特定値に設定し、かつ他の要素（例えば、ｐ３）はＯ１の実数倍に設定されることも考慮できる。例えば、ビームグループが
のように構成されることができ、ここでｑ１、ｐ１、及びｐ２は事前に約束するか、または基地局が上位層シグナリングで端末に設定することができる。

ｋ１及びｋ２インデックスはビームグループ間隔パラメータ（ｇｒｏｕｐ ｓｐａｃｉｎｇ ｐａｒａｍｅｔｅｒ）ｓ１及びｓ２により定まることができる。例えば、ｓ１＝２、ｓ２＝２の場合、ｋ１インデックスは０，２，４，．．．，Ｎ１Ｏ１／ｓ１−１に、ｋ２インデックスは０，２，４，．．．，Ｎ２Ｏ２／ｓ２−１のように決定できる。動作の面で、Ｎ１Ｏ１及び／又はＮ２Ｏ２の値を超過するビームインデックスに対しては‘ｍｏｄｕｌｏ Ｎ１Ｏ１’または‘ｍｏｄｕｌｏ Ｎ２Ｏ２’演算を適用してｋ１及びｋ２インデックスを計算することができる。

前述したＷ１を後述するＷ２デザインと結合する場合、ＬＴＥとは異なるようにランク１及び２が互いに異なるビームグループを有する特徴を有することができる。即ち、ランク１及び／又は２コードブックは前述したビームグループの全体または部分集合で構成できる。

一例に、ランク１のビームグループは
で、ランク２のビームグループは
で各々構成できる。

更に他の実施形態に、ランク１の場合、不均一なビームグループに
が使われることもできる。このようなビームグループを用いたＷ１行列の形態は、次の数式１６の通りである。数式１６は、各偏波別にコードワードが同一であることを特徴とする。

ここで、ｂは図１６で１Ｄ−ＤＦＴビームを示し、数式１４の
のように定義できる。

前記コードブックデザインは２Ｄに拡張適用されることができ、設計原理は１Ｄ設計と類似している。２ＤにＷ１のビームパターンを拡張する場合、最初及び２番目のドメインの角度拡散（ａｎｇｕｌａｒ ｓｐｒｅａｄ）が全て大きくて、これを全てコードブックに反映しなければならない場合に有利でありうる。このような２Ｄ拡張の例に、図１７に図示されたパターンが考慮できる。

図１７は、本発明の一実施形態に従うＮ１＝４、Ｎ２＝２、Ｏ１＝４、Ｏ２＝４の場合のＷ１グルーピングを例示した図である。

図１７（ａ）のパターンは１Ｄ Ｗ１パターンを複写して２Ｄをカバーする実施形態であり、これを用いる場合、Ｗ２のペイロードが２倍増加するという短所がある。

図１７（ｂ）のパターンは、数式１７のように、不均一パターンに対応するビームが互いに異なる２番目のビームインデックスを有しながら、２Ｄドメインをｓｐａｎする場合を示す。

この際、ランク１の場合、
のビームグループが使われることができ、ランク２の場合、後述するように、同一なビームの組合せでランク２を作るためのビーム候補として前記ビームグループ（即ち、ランク１のビームグループ）が使われることができる。例えば、ランク１のビームグループのうち、ｂ＝（ｘ、ｙ）ビームが選択された場合、ランク２コードブックは
のように構成できる。

また、（数式１７のような）前記ビームの組合せのうち、互いに異なるビームの組合せで構成されるランク２の場合、
のような３種類の候補の組合せが使われることができる。

更に他の実施形態に、図１７（ｃ）のようなビームグループが使われることができる。この際、ランク１の場合、
のビームグループが使われることができ、ランク２の場合、後述するように、同一なビームの組合せでランク２を作るためのビーム候補として前記ビームグループ（即ち、ランク１のビームグループ）が使われることができる。

また、（数式１７のような）前記ビームの組合せのうち、互いに異なるビームの組合せで構成されるランク２の場合、
のような３種類の候補の組合せが使われることができる。

更に他の実施形態に、図１７（ｄ）のようなビームグループが使われることができる。この際、ランク１の場合、
のビームグループが使われることができ、ランク２の場合、後述するように、同一なビームの組合せでランク２を作るためのビーム候補として前記ビームグループ（即ち、ランク１のビームグループ）が使われることができる。

また、（数式１７のような）前記ビームの組合せのうち、互いに異なるビームの組合せで構成されるランク２の場合、
のような３種類の候補の組合せが使われることができる。

図１７（ｃ）及び（ｄ）は、図１７（ｂ）よりＷ１がカバーする２番目のドメイン領域が広いので、２番目のドメインの角度拡散が大きい場合に一層有利に適用できる。前記提案するＷ１パターンのうち、どんなパターンが適用／使用されるかは、上位層（例えば、ＲＲＣまたはＭＡＣ ＣＥ）にシグナリングされるか、または事前に一つの特定コードブックに約束／定義できる。

そして／または、アンテナポートレイアウトによって１Ｄ不均一Ｗ１コードブックを使用するのか、２Ｄ不均一Ｗ１コードブックを使用するのかが決定できる。即ち、端末はＮ２＝１（または、Ｎ１＝１）の場合、提案された１Ｄコードブックまたは１Ｄに適合したコードブック（例えば、Ｃｌａｓｓ Ａ構成（Ｃｏｎｆｉｇ）１または４）を使用し、Ｎ２＞１の場合、２Ｄ不均一コードブックまたは２Ｄ Ｗ１パターンを有する（または２Ｄに適合した（例えば、Ｃｌａｓｓ Ａ構成（Ｃｏｎｆｉｇ）２または３）コードブックを使用するように設定／適用できる。

Ｗ２は与えられたＷ１に対するビーム選択子（ｂｅａｍ ｓｅｌｅｃｔｏｒ）と位相一致に構成される。

ランク１の場合、Ｗ２はＬＴＥと類似するように
のように定義できる。ここで、
はｋ番目の要素のみ‘１’の値を有し、残りは‘０’の値を有する選択ベクトルであり、
は偏波アンテナポートグループ間の位相一致の役割を遂行し、値は｛１、ｊ、−１、−ｊ｝でありうる。

ランク２の場合、Ｗ２は
のような構造を有するようになり、ｉとｊの値は互いに同一であることもあり、異なることもある（即ち、ランク２を構成する二つの直交ビームが同一であることもあり、異なることもあることを意味する）。

先に、
の場合を説明する。この場合、二つの層はＷａｌｓｈコードにより直交性（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）が保証される。前記コードブックをＳＵ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ）−ＭＩＭＯの観点からｃａｐａｃｉｔｙ数式に代入すれば、数式１８の通りである。

ここで、Ａ及びＢは各々ｍ×ｎサイズ行列及びｎ×ｍサイズ行列に該当し、Ｉａはａ ｏｒｄｅｒを有する単位行列に該当し、ｓｕｐｅｒｓｃｒｉｐｔ Ｈはｃｏｎｊｕｇａｔｅ ｔｒａｎｓｐｏｓｅを示す。

ここで、プリコーダＰ（Ｗ＝Ｗ１Ｗ２）を任意の行列で示すと、数式１９の通りである。

数式１９を参照すると、
の絶対値が同一である限り、同一なビームを選択してランク２（または、ランク２コードブック／Ｗ２）を構成してもＳＵ ＭＩＭＯ性能には何らの影響を及ぼさない。したがって、本発明では同一なビームを選択してランク２コードブックを構成する場合、位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）の値を特定の値
に固定することを提案する。

の場合、ランク２コードブックの直交性を保証するために、Ｗ１を構成するビームのうち、互いに直交するビームを選択／組み合せてランク２コードブックを構成することを提案する。即ち、例えば、図１６を参照して前述したＷ１を構成方法の例のうち、｛ｋ＋４、ｋ−４｝、｛ｋ＋８、ｋ｝、｛ｋ、ｋ−８｝などの組合せ／選択で残りのランク２のコードワードが構成できる。この場合、位相一致値にはＱＰＳＫ（例えば、｛１、ｊ、−１、−ｊ｝）が全て使われることができる。

即ち、提案するランク２コードブックは同一なビームを組み合せてコードブックを構成する場合と、互いに異なる直交ビームを組み合せてコードブックを構成する場合によって適用される位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）の値が互いに異なるように設定されることをその特徴とする。これは、ランク２コードブックを構成する場合において、同一なビームを組み合せて構成する場合と、互いに異なる直交ビームを組み合せて構成する場合別に適用可能な位相一致値の細分性（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）は互いに異なるように設定／定義できることを意味する。即ち、同一なビームが組み合わされて構成されたランク２コードブックに対する位相一致値の細分性は、互いに異なるビームが組み合わされて構成されたランク２コードブックに対する位相一致値の細分性より低く設定／定義できる。例えば、前者の場合、一つ
の位相一致代表値のみ設定／使われることができ（この場合、位相一致フィードバックのために必要なビットサイズは１−ｂｉｔ）、後者の場合、ＱＰＳＫに基づいて全４個
の位相一致値が使われることができる（この場合、位相一致フィードバックのために必要なビットサイズは２−ｂｉｔｓ）。これは、ランク２コードブックを構成するビームが同一であるか、または異なるかによって適用可能な位相一致値のフィードバック−ビット／細分性または候補群（候補数）が互いに異なるように決定されることと解釈されることもできる。これは、ランク数が３以上に拡張されるにつれて複数のビームサブグループが端末により選択される場合、該当ビームサブグループが同一であるか、または異なるかによって位相一致の細分性が異なるように設定される場合に拡張されることができ、これに関しては図３０及び図３１を参照して以下で後述する。

を比較して見ると、コードブック行列を構成する各列の値は同一であり、互いに順序のみ変わったｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ形態であることが分かる。Ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎはコードブック性能に影響を及ぼさないので、本発明ではこれを区分せず、ＱＰＳＫに基づいた位相一致値を提案した。

前記提案するコードブックは表５及び表６の通りである。

前記表で、ｉ１１はｋ１と同一であり、ｉ１２はｋ２と同一である。

表５は
のビームグループに基づいて作成したコードブック例であり、これを
などのように拡張適用できることは勿論である。

表５及び表６のコードブックで、ｓ１＝２、ｓ＝２設定が仮定／適用されたが、より高い性能のためにｓ１＝１、ｓ２＝２設定が仮定／適用できる。また、表５と表６のコードブックは、Ｗ２のペイロードを４ｂｉｔｓと仮定して構成されたが、本明細書で提案された原理を活用して、より大きいか小さいＷ２ペイロードサイズまで拡張適用できることは勿論である。

より具体的に、Ｗ１のビームグループは
のように４個のビームで構成されたビームグループで構成され、ランク２の場合、
のように７個のビームで構成されたビームグループで構成されることができ、コードブックの場合、ＬＴＥとは異なり、ランク１及び２が互いに異なるビームグループを用いるという特徴を有する。

前記表で、
のようなインデックスが負の数値を有するなど、ＧｏＢ（Ｇｒｉｄ ｏｆ ｂｅａｍｓ）（ｍ１＝０，．．．，Ｏ１Ｎ１−１，ｍ２＝０，．．．，Ｏ２Ｎ２−１）から外れる場合に、該当インデックス値に対してｍｏｄｕｌｏ Ｎ１Ｏ１またはｍｏｄｕｌｏ Ｎ２Ｏ２の演算が適用されることができ、前記表では説明の便宜上省略した。

前述したように、本発明はＳＵ−ＭＩＭＯに焦点を合せて提案された。ＭＵ（Ｍｕｌｔｉ Ｕｓｅｒ）−ＭＩＭＯの場合、チャネル情報をより多様に表現できる（即ち、細分性の高い）コードブックを使用することが効果的でありうる。また、ｇｅｏｍｅｔｒｙの十分に良い端末の場合、ＭＵにサポートを受けてもチャネル推定エラーによるストリーム間干渉（ｉｎｔｅｒ−ｓｔｒｅａｍ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の影響がｇｅｏｍｅｔｒｙの低い端末に比べて小さいことがある。したがって、端末は自身がＭＵにサポートを受けるのか、ＳＵにサポートを受けるのかを基地局に知らせることができ、これによって、異なるレゾリューション（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）のコードブック（例えば、位相一致のｃａｒｄｉｎａｌｉｔｙ／ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙが異なる）を用いてＣＳＩを報告することができる。または、基地局は、端末がＳＵまたはＭＵ−ＭＩＭＯのサポートを受けるかによってＷ２サイズが異なるコードブックを端末に設定してくれることもできる。
前述したコードブックデザイン原理はＷ１のビームグループが二つのビーム（Ｌ＝２）で構成された場合にも適用可能である。即ち、Ｌ＝２の場合のビームパターン例示は図１８の通りである。

図１８は、本発明の一実施形態に従うＬ＝２の場合のＷ１ビームグルーピングを例示する。

本例で、ランク１の場合、
となり、この際、
となる。ランク２の場合、
となり、コードブック（または、Ｗ２）構成のために選択されたビームが同一なビームである場合と互いに異なるビームである場合別に位相一致値の細分性は異なるように設定できることは前述した通りである。例えば、
（同一なビームが選択／利用される場合）及び
（互いに異なるビームが選択／利用される場合）のような位相一致値に基づいてコードブックを構成することができる。本例示で、ランク１とランク２のＷ２ペイロードサイズは３−ｂｉｔｓとなる。

図１８で、ｐ１とｐ２はＷ１を構成するビームグループで最初のドメインと２番目のドメインでのビーム間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）を意味する。ビーム間の間隔は、例えば、３２ポートのように最終ビームが非常にｓｈａｒｐな場合、ビーム間隔が非常に小さくて、ビーム選択、他のビーム組合せでコードブックを構成する場合に多くの性能利得を提供できない。したがって、ｐ１及びｐ２はＮ１Ｏ１とＮ２Ｏ２の値によって決定できる（例えば、ＮｉＯｉ＜１６の場合、ｐｉ＝１、１６＜＝ＮｉＯｉ＜３２の場合、ｐｉ＝２、ＮｉＯｉ＞＝３２の場合、ｐｉ＝４などのように設定）。そして／または、端末が特定のｐ１及びｐ２の値を基地局に報告するか、または基地局が上位層シグナリングで端末に設定してくれることもできる。前記の方式はＬの値が多様な場合にも拡張適用可能である（例えば、Ｌ＝４、６、７、８、．．．）。

以下、複数アンテナを活用するマルチランク転送のためのコードブックを提案する。コードブック設計において、必要な変数を一般化して定義した後、本コードブックが適用できる事例を紹介する。以下で提案するコードブックは二重コードブック構造で構成され、ＤＦＴ行列を活用して設計される。

まず、本発明の設計方式及び具体的な適用例を挙げるためのチャネルモデルを記述する。チャネルモデルは３ＧＰＰで発表したＴＲ ３６．８７３文書の３Ｄ ＳＣＭ（３−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ｓｐａｔｉａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌ）を適用した。３Ｄ ＳＣＭはクラスター及び端末の位置分布を実際と類似するように３次元で表現したチャネルモデルであって、このように生成された環境を用いて複数経路転送を可能にするので、ＭＩＭＯ転送環境のチャネルを表現することに適している。３Ｄ ＳＣＭのチャネルモデルは、図１９のように表現できる。

図１９は、本発明の一実施形態に従う３Ｄ ＳＣＭが適用されたＭＩＭＯ低送モデルを例示する。図１９で、φは基地局とＵＥとの間の方位角を示す。

まず、Ｎ個の受信アンテナを装着したｋ番目のＵＥのダウンリンクチャネル行列を
と仮定し、この際、
はｎ番目の受信アンテナでＭ個の送信アンテナから受けるチャネルベクトルを意味する。転送される独立的データレイヤの個数である転送ランクをＲとした時、ｋ番目のＵＥのビームフォーミング行列を
と仮定する。この際、
はｒ番目の転送レイヤのビームフォーミングベクトルを意味する。この場合、Ｋ個の端末が存在する複数ユーザＭＩＭＯ、即ちｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）転送環境で、ｋ番目の端末が受信する信号は数式２０のように表現できる。

ここで、
は転送データベクトル、
はｋ番目の端末のガウシアン雑音ベクトルを意味する。

ビームフォーミング行列
の候補であるＱ個のコードワードを含むコードブック
の性能を評価するために、平均相関度μを数式２１のように定義できる。

ここで、
は、電力正規化されたチャネル行列であり、
はコード平均相関度を最大化するコードワードを意味する。

信号対干渉及び雑音比率（ＳＩＮＲ）γに対し、コード化されたチャネル容量数式を用いてコードブックの性能を評価することも可能であり、コード化されたチャネル容量は数式２２のように定義できる。

ここで、
は単位行列である。

本発明の説明の前に、本発明の他にＤＦＴ行列に基づいて二重コードブック構造を有する既存コードブックに対して先に叙述する。

１）ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブック

ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブック
は長期コードブック
と短期コードブック
の積
で構成される二重コードブック構造を有し、４Ｘ３２ ＤＦＴ行列Ｂを活用して設計された。この際、ＤＦＴ行列
のように構成され、各々の列ベクトルは数式２３を満たす。

連続した４個の
からなるビームパターン
は数式２４を満たす。

長期コードブックは、数式２５のように定義される。

基地局は１６個の
のうち、基地局とユーザとの間の長期チャネル特性に適合した一つの
を選択する。
はＰＭＩとして選択された
で各々のレイヤに該当するコードベクトルを指定し、交差偏波アンテナ間の交差位相差（‘位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）’と称されることもできる）を決定し、これは二重ランク転送時、数式２６のように定義される。

ここで、
はｎ番目の要素が１であり、残りの要素が０である４ｘ１ベクトルであって
、選択された
の４個のコードベクトルのうちの一つのコードベクトルを選択する役割をする。交差位相差値には
を使用する。一般的に、コードワード
は数式２７を満たす。

数式２７で、
は数式２３で定義されたベクトルのうちの一つに決定／定義され、φは交差位相差を意味する。

基準インデックスｋを
の最初の列ベクトルであるＤＦＴ行列Ｂのインデックスとする時、表７は基準インデックスｋに従うＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの構造（または、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックのコードベクトルインデックス）を示したものである。

２）

はＬＴＥリリース１０ ８−ＴｘコードブックのＰＭＩ構造を変更して性能を改善した方式であって、長期コードブック
はＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの方式と同一であるが、
構造に数式２８のような変化を与えた。

数式２８は、与えられた
で作ることができる全ての場合の組合せを意味し、選択された
内では最高の性能を示す。

３）

はＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの拡大集合で数式２９のようなコードブック構造を有する。

数式２９の構造を有し、この際、
は数式２３で定義されたベクトルのうちの一つに決定／定義できる。即ち、
はＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの要素を活用して作ることができる最適のコードブックであることを意味する。しかしながら、
のフィードバックオーバーヘッドは１２ビットで、相対的に高い複雑度を有する。

４）Ｓｃｈｏｂｅｒ コードブック

Ｓｃｈｏｂｅｒコードブックの場合、
の構造は
方式と同一であるが、
、
という条件が追加され、これを満たす全１２７種類の場合の数が存在する。そのうち、最適の性能を出す１６個の値を用いてＳｃｈｏｂｅｒコードブックが構成できる。

ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックのような既存のコードブックは、コードベクトルのインデックスが長期コードブック
に限定されて
に非常に依存的であったが、探索複雑度が低いという長所が存在する。一方、
の場合、選択されるコードベクトルが
に限定されないが、複雑度が非常に高いという短所が存在する。したがって、以下では前記２つのコードブックの長所が適用されたコードブックを提案することにする。

図２０は、
遂行時に選択されるコードベクトルインデックス間の距離のＰＭＦ（Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ ｍａｓｓ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を例示する。

特に、図２０はセル全体に分布した端末に対し、
遂行時、各端末の最初の転送レイヤコードベクトルインデックスｍと２番目の転送レイヤのコードベクトルインデックスｎの差を示す。端末の方位角を特定値に指定しても図２０と類似の傾向を示す。

図２０の結果を参照すると、最初の転送レイヤと２番目の転送レイヤのコードベクトルインデックス差の値が最小０から最大３であるＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックとは非常に異なる傾向を示すことが分かる。したがって、本提案コードブックの場合、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックとは異なり、選択されるコードベクトルの範囲を拡張する必要がある。

また、最初のレイヤコードベクトルインデックスｍと２番目のレイヤコードベクトルインデックスｎが同一である時、交差位相差φに不必要に割り当てられるビットを減らすことが可能である。

数式２７で、与えられたコードブック
に対して相関度
はｍ、ｎ、φの関数である
で表現することができ、
の場合、数式３０が成立する。

これは、
の場合には交差位相差１のみ使用しても充分であることを意味し、その結果、交差位相差の指示のために割り当てられたビット数が減少できる。これは提案コードブック設計に反映されることができ、効率性が向上できる。

図２１は、端末の方位角に従う２次元インデックス平面でのコードベクトル位置を例示した図である。特に、図２１（ａ）は端末の方位角が０゜である場合を例示し、図２１（ｂ）は端末の方位角が３０゜である場合を例示する。

図２１は、端末の方位角によって
遂行時、数式２１により選択されたコードベクトルインデックスの確率を表現する。端末は与えられた方位角に対して任意に生成されており、それに従うチャネル定数はＳＣＭを通じて求めた。図２１から図２３の軸ラベルはコードベクトルインデックスを表示し、４ｘ３２ ＤＦＴ行列の列インデックス０，１，．．．，３１を意味する（インデックス０を基準に表示するために、行列の循環周期が３２であることを勘案して−１５，−１４，．．．，１６の範囲で表示）。

図２１に表示されたコードベクトル選択確率を観察すると、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの選択方法とは異なり、基準インデックスを基準に広範囲に分布していることを確認することができる。これは、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックが、コードベクトル選択に関するチャネルの特性を反映できなかったことを意味する。

図２２は、ビームインデックス差に従う相関度である。

図２２はｍとｎの差に従うビーム間の相関度を示すが、このような図２２を通じてビームインデックスの差が８または１６に近いほどビーム間の相関度が低いことが分かる。マルチランク転送時、各レイヤ別に相関度の低いビームを選択することでレイヤ間干渉を減らすことができるが、現標準であるＲｅｌ−１０ ８Ｔｘコードブックはビームインデックスの差が小さくてビーム間の相関度が非常に高いことを確認することができる。したがって、このような特性も提案コードブックに反映して設計することが可能である。

本発明は、ＭＩＭＯシステムにおけるマルチランク転送に適合した一般的なパラメータ化されたコードブックを提案する。コードベクトル生成のためにパラメータを導入して活用し、かつパラメータのうちの一部は状況によって省略できる。提案コードブックはｍ＝ｎであるグループＡと、ｍ≠ｎであるグループＢで構成されており、提案するコードブックの定義は図２３を参照して記述する。

図２３は、提案コードブックの存在範囲を例示する。図２３のＸ軸は最初の転送レイヤのためのコードベクトルインデックスｍを表示し、Ｙ軸は２番目の転送レイヤのためのコードベクトルインデックスｎを表示する。

グループＡはｍ＝ｎ線上に存在する２ｐ個のコードワード、即ちコードベクトルペアで構成され、これらコードベクトルに対してはφ＝１を固定して使用し、したがって交差位相差にビットを割り当てらない。

グループＡのコードベクトルインデックス（ｍ、ｎ）は、
を使用し、この際、ｋは端末の位置及びチャネル環境により決定される基準インデックスである。

グループＢはｍ＝ｎ±β線上に存在する２ｑ個のコードベクトルペアで構成され、これらコードベクトルに対して
が使用できる。したがって、交差位相差のために追加１ビットが使用できる。コードベクトルペアの個数はｍ＝ｎ＋β線上とｍ＝ｎ−β線上に各々ｑ個ずつであり、具体的なコードベクトルペアの位置はチャネル環境によって変動できる。

グループＡのコードワード２ｐ個と交差位相差変化を考慮したグループＢのコードワード２ｘ２ｑ個がコードブックを構成することができ、したがってコードブックのフィードバックビット数をＢとする時、
が満たされる。

したがって、コードワード
は、数式３１のように定義できる。

ここで、
は数式２３で定義されたベクトルのうちの一つに決定／定義できる。

図２３で、白色線はグループＡコードワードが位置できるｍ＝ｎ直線を示し、黒色線はグループＢコードワードが位置できるｍ＝ｎ±β直線を例示する。チャネルの環境または特性によって提案するコードブックのパラメータである
が変わることがあり、特に、βが８の倍数である場合、
は直交性を有する。

本発明が適用できる特定の事例に、３Ｄ ＳＣＭ ＵＭａ（３Ｄ−ｕｒｂａｎ ｍａｃｒｏ）環境でコードブック変数設定及び動作を紹介する。特定の事例に対する変数設定は表８の通りである。

図２４は、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの構成と表８の変数を適用した時、提案コードブックの構成を示した図である。

図２４を参照すると、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックは基準インデックスｋを手始めに４個の連続的な列ベクトルで構成（図２４（ａ））された一方、提案コードブックは基準インデックスｋから相対的に広い範囲に分布した形態に構成（図２４（ｂ））されることが分かる。

表９は、表８の変数を適用した時、基準インデックスｋに従う提案コードブックの構成を示し、これは図２１に表示した。図２１でＸ表示はグループＡコードベクトルペアを意味し、円表示はグループＢコードベクトルペアを意味する。星表示はＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックのコードベクトルを意味する。

本発明の性能を評価するために、
に対する数式２１と２２によって選択された各コードブックの性能を比較した。

図２５はいろいろな方位角に従う相関度μ性能を示したグラフである。特に、図２５（ａ）は単一ランク転送時の相関度μ性能グラフに該当し、図２５（ｂ）は二重ランク転送時の相関度μ性能グラフに該当する。

図２５（ａ）を参照すると、単一ランク転送時、１２ビットの多くのフィードバックリソースを使用する
の相関度が一番高く、その次には提案コードブックがＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの相関度より高いことが分かる。

図２５（ｂ）を参照すると、二重ランク転送時、４ビットフィードバックリソースを使用するコードブックのうち、提案コードブックが優位を占めており、甚だしくは、より多いフィードバックリソースを使用する
より高い性能を示すことを確認することができる。

ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの
のような構造を有する
Ｓｃｈｏｂｅｒコードブック、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックより本明細書で提案されたコードブックの性能がより高いことが分かる。たとえ、本提案コードブック性能が最高の性能を示す
よりは低いが、使用ビット数／オーバーヘッドなどを考慮した時、十分に高い性能を示すことが分かる。

図２６は、信号対雑音比（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ；ＳＮＲ）に従うチャネル容量を示す。特に、図２６（ａ）は単一ランク転送時のチャネル容量を示し、図２６（ｂ）は二重ランク転送時のチャネル容量を示す。

図２６を参照すると、ＳＮＲが増加するほどチャネル容量も増加し、ＳＮＲが増加するにつれて既存のコードブックに対して提案コードブックの性能利得が増加することが分かる。

以下、発明の動作方法と活用案に対して記述する。発明の動作方法は大別して基地局が基準になる下りフィードバックと端末が基準になる上りフィードバックがある。

下りフィードバックの場合、基地局が端末の入射角情報を活用して各端末に合う適合したパラメータを設定し、設定したパラメータを別途の制御チャネルで端末に伝達する。基地局から該当パラメータの伝達を受けた端末はこれに合う／基づいたコードブックを生成する。

一方、上りフィードバックの場合、端末が基地局から送った各アンテナ要素別ＣＳＩ−ＲＳを通じてチャネルに対する統計的特性を把握することができる。端末はＣＳＩ−ＲＳを通じて無線通信に適合したパラメータを選定して上りフィードバックを通じて基地局に伝達する。基地局は端末から報告を受けたパラメータを活用してコードブックを生成する。

前述した方法により生成されたコードブックは長期コードブックに活用され、瞬間的なチャネル変化によって短期コードベクトルインデックスを決定してビームフォーミングが遂行される。

既存のコードブックは長期コードブックを構成するコードベクトルを連続したベクトルを使用して、長期コードブックが狭い範囲に制限された。これは、図２０から図２２を参照して前述したように、既存のコードブックは実際のチャネル環境のランダム性または多様性を反映できなかった結果を示した。また、相関度を基準とする性能指標を基準に、現標準であるリリース１０ ８−Ｔｘコードブックに不必要な交差位相差が割り当てられていることを確認した。

したがって、本発明は実際のチャネルの特性を考慮して、長期コードブックの範囲を可変的に構成して拡張させた。またマルチランク転送時、ビーム間の相関度を調べた結果、広い範囲のビーム構成がレイヤ間の干渉の減少に影響を及ぼすことができることを確認し、これをビームグループ間隔パラメータβを通じて調節するようにした。そして、ビームインデックス間の関係によって交差位相差の割り当てを異ならせて不必要な交差位相差の使用を除去した。本明細書の提案コードブックによれば、ＵＭａ、ＵＭｉ（３Ｄ−ｕｒｂａｎ ｍｉｃｒｏ）などのいろいろな転送シナリオとＬＴＥ帯域またはミリメートル波帯域などの多様な転送周波数帯域及びチャネルの多様性を考慮して、チャネル環境によってパラメータ変更を通じての適応的運用が可能であり、これを基地局または端末で柔軟に設定可能な形態のコードブック設計が可能である。また、レイヤ間ビームの直交性と非直交性を適切に混合した形態のコードブック構成が可能であり、これもまたパラメータの制御を通じて運用可能である。したがって、提案コードブックの使用はマルチランク状況で多様なチャネル環境に柔軟な適用をして信頼度の高いビームフォーミングの遂行を可能にする。

Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ（ＭＩＭＯ）技術は、送受信アンテナの個数を増加させてデータ転送率の向上とチャネル容量を増加させる技術であって、現在まで無線産業標準に広く使われる。しかしながら、送受信アンテナ個数の増加はＣＳＩ−ＲＳオーバーヘッドの増加を引き起こして、これはデータ転送に要求されるリソースの減少に帰結される。したがって、効率よくチャネル情報を伝達する方法と伝達されたチャネル情報に基づいて適合したビームフォーミングを遂行するための案にコードベクトルの定義とコードブックの設計は非常に重要な研究イッシュである。過去のＭＩＭＯシステムのためのコードブック設計案に、非相関チャネルに適合したＫｅｒｄｏｃｋコードブック、ベクトル量子化を用いるＶＱコードブックなどが研究されたが、最近のコードブック設計方式はＤＦＴ行列を活用してチャネル相関度を基盤とする構造が活用される。また、アンテナ配列が単一偏波アンテナから交差偏波アンテナに変わる趨勢によってコードブック構造やはりこれを反映しており、フィードバックビットの利得のための案に、単一コードブック構造から長期コードブックと短期コードブックで構成された二重コードブック構造に変形された。これだけでなく、より多いアンテナを使用してより速い転送速度を得るために、アンテナ要素を水平だけでなく垂直にも配置させる２次元アンテナ配列に適合したＫｒｏｎｅｃｋｅｒ積を用いたコードブックに関する研究も進行された。

標準化の面では、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの場合、ＬＴＥリリース８ ４−Ｔｘコードブックとは異なり、二重コードブック構造を適用しており、これは各々の端末毎に低い選択複雑度を有するので、フィードバックビット数を維持し、ビームフォーミング性能の向上を可能にする長所として作用する。また、ＬＴＥリリース１３ではＤＦＴ行列とＫｒｏｎｅｃｋｅｒ積を用いて２次元アンテナ配列に適用可能なコードブックを提示した。また、ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘ標準コードブックのＰＭＩ部分を改善して性能向上案を提示した結果も存在する。ＭＩＭＯシステムで、単一ユーザに同時転送可能なデータレイヤの個数をランクと命名する時、現在標準でのコードブックは多重ランク転送をサポートする。ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの構成の単一ランクと二重ランクは３２個のＤＦＴビームを活用して長期コードブックの解像度を設定し、三重ランクと四重ランクの場合には１６個のＤＦＴビームを活用する。各々の場合に対して長期コードブックは連続した４個のＤＦＴビームを使用する。連続した４個のビームを使用することは一つの基準インデックスから広い範囲をカバーできないという限界を有する。このような限界点を補完し、ＬＴＥ標準チャネルモデルの統計的特性を考慮して、より向上した性能を示すコードブックの体系的な構成方式の提示は非常に重要なイッシュである。

本明細書では複数アンテナを活用してマルチランク転送を遂行する向上した性能のコードブックの構成案を提案する。特に、本明細書ではコードブック設計において必要な変数を転送ランク別に一般化して定義した後、具体的事例を例示する。本明細書で提案するコードブックは二重コードブック構造で構成され、ＤＦＴ行列を活用して設計される。実際の転送時、活用可能性の高いランク１、２、３、４の場合に対して各々細部的に説明し、それより上位ランクの場合にも提案方式の拡張を通じて構成／設計することが可能である。ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックと同様に、交差偏波構造を有する８個のアンテナ要素で構成される均一線形アレイを基準に発明内容を説明し、性能評価結果を提示する。アレイのサイズの拡張時にも本明細書の提案方式の拡張適用が可能である。

以下、本発明の設計方式及び具体的な適用例を挙げるためのチャネルモデルを記述する。チャネルモデルは、３ＧＰＰで発表したＴＲ ３６．８７３文書の３Ｄ ＳＣＭ（３−ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ｓｐａｔｉａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌ）を適用した。３Ｄ ＳＣＭはクラスター及び端末の位置分布を実際と類似するように３次元で表現したチャネルモデルであって、このように生成された環境を用いて複数経路転送を可能にするので、ＭＩＭＯ転送環境のチャネルを表現することに適している。３Ｄ ＳＣＭのチャネルモデルは図１９のように表現することができ、φは基地局とＵＥとの間の方位角を示す。

Ｎ個の受信アンテナを装着したｋ番目のＵＥのダウンリンクチャネル行列を
と表示すれば、この際、
はｎ番目の受信アンテナでＭ個の送信アンテナから受けるチャネルベクトルを意味する。転送される独立的データレイヤの個数である転送ランクをＲとした時、ｋ番目のＵＥのビームフォーミング行列を
と表示する。ここで、
はｒ番目の転送レイヤのビームフォーミングベクトルを意味する。このようなシンボルを使用してＫ個の端末が存在するＭＵ−ＭＩＭＯ転送環境で、ｋ番目の端末が受信する信号は数式３２のように表現できる。

ここで、右辺の最初の項の
は転送データベクトル、２番目の項の合算部分はｋ番目の端末が受けるユーザ間干渉、３番目の項
は外部セル干渉、そして、４番目の項
はガウシアン雑音を意味する。

ビームフォーミング行列
の候補であるＱ個のコードワードを含むコードブック
の性能を評価するために、平均相関度μを数式３３のように定義する。

ここで、
はｋ番目の端末受信チャネル行列の電力正規化された形態であり、
はそのチャネルに対して平均相関度を最大化するコードワードを意味する。即ち、数式３４を満たすようにコードベクトルが選択できる。

本発明の説明の前に、提案方式の性能評価時、比較対象に活用される既存のコードブックに対して先ず説明する。第１には、ＬＴＥリリース１０で標準に採択された８−Ｔｘコードブックであって、前述したように長期コードブックは３２個のＤＦＴビームのうち、連続した４個をコードベクトルに含める。第２に説明する
は長期コードブックである
と短期コードブックである
の区分無しで、瞬間チャネルに最も適合したコードワードを可能な全てのコードベクトル組合せを探して選定する方式であって、探索複雑度とフィードバック量を考慮する時、実際の使用に適合した方法ではないが、達成可能な性能の上限を示す意味があるので、提案方式の性能の比較対象に採択する。

１）ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブック

ＬＴＥリリース１０ ８−ＴｘコードブックＷは、長期コードブック
と短期コードブック
の積
で構成される二重コードブック構造で構成され、４ｘ３２ ＤＦＴ行列Ｂを活用して設計された。この際、ＤＦＴ行列は
のように構成され、各々の列ベクトルは数式３５を満たす。

単一ランクコードワードｗは、数式３６のように定義される。

ここで、
は数式３５で定義されたベクトルのうちの一つに決定／定義される。コードワードを構成する要素のうち、各レイヤのビーム選択を示すｍと交差位相差を示すφをコードベクトルインデックスと命名する。行列の前に掛けられる
は転送電力の正規化のために使われる値であって、
で構成される。ここで、Ｒはランクの数であり、Ｍは送信アンテナの個数である。基準インデックスｋは長期コードブック
の最初の列ベクトルのインデックスを意味し、ＤＦＴ行列Ｂに含まれた列ベクトル
のインデックスのうち、偶数値の一つであるｋ＝０，２，４，．．．，３０を有するように標準で定義された。表１０は、基準インデックスｋに従うＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘ単一ランクコードブックを構成する１６個のコードベクトルインデックスを示す。

二重ランクコードワードｗは、数式３７を満たす。

ここで、
は各々数式３５で定義されたベクトルのうちの一つに決定／定義される（ｍ、ｎ＝０，１，．．．，３１）。コードワードを構成する要素のうち、各レイヤのビームインデックスｍ、ｎと交差位相差を示すφをコードベクトルインデックスと命名する。行列の前に掛けられる係数値は転送電力の正規化のために使われ、二重ランクの場合値は１／４となる。基準インデックスｋを
の最初の列ベクトルであるＤＦＴ行列Ｂのインデックスとする時、表１１は基準インデックスｋに従うＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘ二重ランクコードブックを構成する１６個のコードベクトルインデックスを表示したものである。基準インデックス値は単一ランクと同様にｋ＝０，２，４，．．．，３０のうちから選択される。

三重ランク転送のためのコードワードｗは、数式３８を満たす。

ここで、ｂｍ、ｂｎ、ｂｒは各々数式３５で定義されたベクトルのうちの一つに決定／定義される（ｍ、ｎ、ｒ＝０，１，．．．，３１）。コードワードを構成する要素のうち、各レイヤのビームインデックスｍ、ｎ、ｒと交差位相差を示すφをコードベクトルインデックスと命名する。転送電力の正規化のための係数値は三重ランクの場合、
を使用する。

表１２は基準インデックスｋに従うＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘ三重ランクコードブックを構成する１６個のコードベクトルインデックスである。三重ランクの場合、基準インデックスｋ＝０、８、１６、２４のうち、一つを使用するように標準で定義された。

四重ランク転送のためのコードワードｗは、数式３９を満たす。

ここで、ｂｍ、ｂｎ、ｂｒ、ｂｓは各々数式３５で定義されたベクトルのうちの一つに決定／定義される（ｍ、ｎ、ｒ、ｓ＝０，１，．．．，３１）。コードワードを構成する要素のうち、各レイヤのビームインデックスｍ、ｎ、ｒ、ｓと交差位相差を示すφをコードベクトルインデックスと命名する。四重ランクの場合、電力正規化係数値は
である。

表１３は基準インデックスｋに従うＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘ四重ランクコードブックを構成する８個のコードベクトルインデックスを表示し、基準インデックス値は三重ランクと同様にｋ＝０、８、１６、２４のうちの一つを選択する。

２）

はＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックの拡大集合で、各レイヤ別のビーム選択、即ちｂｍ、ｂｎ、ｂｒ、ｂｓの全ての可能な組合せと、４個の交差位相差
を全て使用する。可能な組合せを全て使用して探索した後、瞬間チャネルとの相関度が最も高いコードベクトル組合せを選択してコードワードに使用するようになる。探索は端末の方位角別に遂行され、これを通じてチャネルの統計的特性を確認することができる。

図２７は
遂行を通じて確認したコードベクトル選択の統計的特性を表示するカラーマップを例示する。より詳しくは、図２７は方位角０ｏである場合の選択頻度を表示した結果である。特に、図２７（ａ）は二重ランクの場合、図２７（ｂ）は三重ランクの場合、図２７（ｃ）は四重ランクの場合に各々該当する。

単一ランクのコードワードは数式４０のように定義される。３２個のベクトル
と４個の交差位相差
のうち、チャネル相関度が最も高い組合せが選択できる。

探索に選択された二重ランクのコードワードは、数式４１のように定義される。

ここで、３２個のベクトル
と４個の交差位相差
のうち、瞬間チャネルとの相関度が最も高い組合せが選択できる。相関度が最も高いコードベクトルの選択頻度を確認して図２７（ａ）に図示した。図２７（ａ）でｘ軸の意味は二重ランクのうち、最初のレイヤのコードベクトルインデックスであり、ｙ軸は２番目のレイヤのコードベクトルインデックスである。

三重ランクコードワードは、数式４２のように定義される。

ここで、１６個のベクトル
と４個の交差位相差
のうち、瞬間チャネルと相関度が最も高い組合せが選択できる。相関度が最も高いコードベクトルの選択頻度を確認するために、３次元という三重ランクの複雑性を減少させることが便利であり、このためにランク減少技法を使用した。ランク減少技法とは、二つのレイヤを一つのビームグループに括ってビーム選択を確認する方法であって、三重ランクで最初のレイヤのビームインデックスｍと２番目のレイヤのビームインデックスｎを一つのビームペアｐで構成できる。本発明で提案するビームペアは互いに直交する性質を満たす二つのビームベクトルで構成されることができ、特にインデックス差が８である二つのベクトルを考慮する。即ち、直交ビームペア
と定義され、探索複雑度を減少させるためにインデックスｐは偶数値ｐ＝０，２、．．．，３０に限定した。ランク減少技法により三重ランクのコードベクトル選択頻度を２次元上で表示すれば、図２７（ｂ）の通りである。この際、ｘ軸は直交ビームペアインデックスｐを表示し、ｙ軸は３番目のレイヤのコードベクトルインデックスｒを表示する。

四重ランクコードワードは、数式４３のように定義される。

ここで、１６個のベクトル
と４個の交差位相差
のうち、瞬間チャネルと相関度が最も高い組合せが選択できる。相関度が最も高いコードベクトルの選択頻度を確認するために、三重ランクと同様にランク減少技法を使用した。四重ランクで使われるランク減少技法の場合、最初のレイヤのビームインデックスｍと２番目のレイヤのビームインデックスｎを括って一つの直交ビームペアインデックスｐに、３番目レイヤのビームインデックスｒと４番目のレイヤのビームインデックスｓを括って一つの直交ビームペアインデックスｑに構成する。このように、四重ランクのコードベクトル選択頻度を確認した結果、図２７（ｃ）のように２次元上に表示が可能であり、ここで、ｘ軸は直交ビームペアインデックスｐを表示し、ｙ軸は直交ビームペアインデックスｑを表示する。

ＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックは、コードベクトルのインデックスが長期コードブック
内に限定されて制限された範囲のビームベクトルのみ転送のために使われることができるが、一方、短期コードブックの探索複雑度（即ちフィードバックビット数）が低いという長所が存在する。
の場合は選択されるコードベクトルが
に限定されないが、複雑度が非常に高いという短所が存在する。したがって、本明細書では前記２つの案の長所を組み合せて設計したコードブックを提案する。

前述したように、図２７は
を通じて得た二重、三重、四重ランクコードワード選択の統計的特性を確認したものである。方位角０°に位置した端末に対してＳＣＭを使用してランダムに反復発生させたチャネルとの相関度が最も高いコードベクトルの選択頻度を表示したものである。単一ランクの場合、二重ランクの一つの軸成分のみを観察することによって選択頻度が類推できる。

本発明では前述したランク減少技法を活用してコードワード構成を容易に遂行する長所がある。

数式４４の直交ビームペア
を数式３８及び３９に適用すれば、三重ランクと四重ランクに対しても数式４５のように二つの列ベクトルのみ含む形態にコードワードを表示することが可能である。

また、本発明では不必要な交差位相差値を選択から除外させることによって、コードワード選択の効率性を増加させる。特に、二重ランクで最初のレイヤコードベクトルインデックスｍと２番目のレイヤコードベクトルインデックスｎが同一である時と、四重ランクで最初の直交ビームペアのインデックスｐと２番目の直交ビームペアのインデックスｑが同一である時、制限された値の交差位相差φを使用する。数式３７のコードワード
に対して相関度μはｍ、ｎ、φの関数である
で表現することができ、数式４５のコードワード
に対して相関度μはｐ、ｑ、φの関数である
で表現できる。二重ランクコードワードがｍ＝ｎを満たす場合と、四重ランクコードワードがｐ＝ｑを満たす場合に数式４６が成立するということを確認することができる。

即ち、二重ランクでｍ＝ｎ、四重ランクでｐ＝ｑを満たす場合は交差位相差値１のみを使用しても充分であり、したがって、交差位相差に割り当てられたビット数が減少することによって提案方式の効率性が向上する。

マルチランク転送時には、各レイヤ別に相関度の低いビームを選択することがレイヤ間の干渉を減らすことができるが、標準であるリリース１０ ８Ｔｘコードブックはビームインデックスの差が小さくてビーム間の相関度が非常に高いことを確認することができる。したがって、適切な間隔を有するビームインデックスを使用して転送性能を増加させることができ、図２８から図３１に図示したように、カラーマップ上でコードベクトルの位置をパラメータ化して使用する。本発明ではパラメータ化したコードブックを提案してチャネル環境によって適応的なパラメータ選定を通じて提案方式の性能を極大化する。

（１）提案する単一ランクコードブック

図２８は、本発明の一実施形態に従う単一ランクコードブックを例示した図である。特に、図２８はパラメータ化されたコードベクトルインデックスａ＝１、ｂ＝４の場合のコードブックを例示する。

図２８に図示したように、基準インデックスｋとパラメータａ、ｂとして定義されるコードベクトルを選定し、交差位相差の場合、ＬＴＥ標準と同様に、
を全て使用する。チャネル環境によって平均相関度が高く選択されるパラメータ値ａ、ｂが選択され、基準インデックスｋは端末の位置によって決定される長期コードブックインデックスである。基準インデックスから４個の連続したコードベクトルを選択するＬＴＥ標準とは異なり、提案コードブックでは基準インデックスとコードベクトルの間隔が流動的に広く設定可能であるが、これを通じて既存のコードブックの限界を克服することができる。提案する単一ランクのコードブックのコードワードは数式４７の通りである。

ここで、インデックスｍの値は
である。

（２）提案する二重ランクコードブック

図２９は、本発明の一実施形態に従う二重ランクコードブックを例示した図である。特に、図２９（ａ）はパラメータ化されたコードベクトルインデックスａ＝１、ｂ＝４、ｃ＝８の場合のコードブックを例示し、図２９（ｂ）は探索選択頻度を示すカラーマップ上でのコードベクトル位置を示す。

提案する二重ランクコードブックは
のグループＡと、
のグループＢで構成できる。グループＡのコードワードに対しては交差位相差φ＝１のみ使用する。コードベクトルインデックスは
を使用し、この際、ｋは端末の位置によって変化する長期コードブックの基準インデックスである。グループＢは
線上に存在するコードワードである。これらコードワードに対しては交差位相差
を使用する。具体的なコードベクトルの位置は図２９（ａ）に図示した通りである。提案コードブックは可変的なカバー範囲だけでなく、標準で不必要に使われる交差位相差を除去して効率的なリソース割り当てが可能である。二重ランクコードワードは、以下の数式４８の通りである。

（３）提案する三重ランクコードブック

図３０は、本発明の一実施形態に従う三重ランクコードブックを例示した図である。特に、図３０（ａ）はパラメータ化されたコードベクトルインデックスａ＝２、ｂ＝２の場合のコードブックを例示し、図３０（ｂ）は探索選択頻度を示すカラーマップ上でのコードベクトル位置を示す。

三重ランクの場合、図３０（ａ）に図示した１６個のコードワードで構成され、チャネル環境によって調整可能なパラメータはａとｂとしてコードワード間の位置間隔を示す。ＬＴＥ標準コードブックは直交ビームペアインデックスｐと３番目のレイヤのコードベクトルインデックスｒの関係がｐ＝ｒを満たす４個の位置とｐ＋８＝ｒを満たす４個の位置の各々に対して交差位相差
を使用した一方、提案コードブックの場合、ｐとｒの関係式を流動的にしてコードワード選択の幅を広げた多様な構成を検証した。検証結果、ｐ＋４＝ｒを満たす４個の位置で交差位相差
を全て使用する場合、性能利得が発生することを確認した。

提案する三重ランクコードワードは、数式４９の通りである。

ここで、直交ビームペアインデックスは
に設定され、３番目レイヤコードベクトルインデックスは
に設定される。

（４）提案する四重ランクコードブック

図３１は、本発明の一実施形態に従う四重ランクコードブックを例示した図である。特に、図３１（ａ）はパラメータ化されたコードベクトルインデックスａ＝２、ｂ＝４、ｃ＝４、ｄ＝４の場合のコードブックを例示し、図３１（ｂ）は探索選択頻度を示すカラーマップ上でのコードベクトル位置を示す。

提案する四重ランクコードブックは前述した二重ランクコードブックと類似するようにコードベクトルのグループを指定することができる。即ち、コードブックは直交ビームペアインデックスが
を満たすグループＡと、
を満たすグループＢとから構成されている。図３１（ｂ）に図示したように、グループＡコードワードに対してはφ＝１のみを適用し、コードワード間の位置間隔はパラメータａとｂに設定される。交差位相差
を使用するグループＢのコードワード間の位置間隔はパラメータｃとｄに設定される。

提案コードブックの場合、ＬＴＥ標準コードブックに存在する不必要な交差位相差値を除去し、選択頻度が高いが、一つの交差位相差値を必要とするグループＡにより多い数のコードワードを配置することによって、コードブックの効率性を増大させた。

提案する四重ランクのコードワードは、数式５０のように定義できる。

ここで、具体的なｐ、ｑ値の選択は図３１に図示した通りである。

前記提案するランク３−４コードブック構成方式は、線形アンテナアレイ（１Ｄ）に限定して記述したが、数式３２などを用いて、２Ｄアンテナアレイへの拡張が可能である。この場合、前述したように、ランク３の場合、既存のコードブックとは異なり、各３個のレイヤ構成するＤＦＴ（１Ｄ及び／又は２Ｄ）が互いに異なるビームで構成され（ここで、二つ以上のビーム同士互いに直交するように構成され、直交するビーム同士のみビームサブグループとしてペアリングできる、即ち、
）、コードワード間の重複無しでＱＰＳＫ位相一致を適用することをその特徴とする。ペイロードの限定がある場合には、より低い／少ない細分性を有する位相一致値（＝｛１、ｊ｝）が使用できる。

ランク４コードブックの場合、一つのビームサブグループ
としてペアリングされる二つのビームは常に直交し、
を満たすグループＡと、
を満たすグループＢの間に互いに異なる細分性の位相一致を有することをその特徴とする。例えば、グループＡに対して適用される位相一致の細分性はグループＢに適用される位相一致の細分性より低く設定できる。このように、コードブックデザインを通じて、与えられたビット幅（ｂｉｔ−ｗｉｄｔｈ）内で位相一致により多いビットが割り当て可能なコードワードを追加可能であるので、一括的な位相一致を適用する場合に比べて、より高い性能利得を得ることができる。

前記原理を拡張して、ランク５の場合、ビームサブグループ
を構成する時、３個の直交ビームで構成することができる。

ランク６の場合、ビームサブグループ
は各々３個の直交ビームで構成できる。または、他の方式で、
は４個の直交ビームで構成できる。または、ビームサブグループ
は前記二つ方式の組合せでも構成できる。

ランク７の場合、ビームサブグループ
構成時、
は４個の直交ビーム、
は３個の直交ビームで構成できる。

ランク８の場合、ビームサブグループ
は各々４個の直交ビームで構成できる。

ランク５−８の場合も、ペアリングされる二つの各ビームサブグループ
内のビームは常に直交し、
を満たす場合Ａと、
を満たす場合Ｂが互いに異なる細分性の位相一致を有することをその特徴とする。ランク５及び７のようにビームサブグループ間ビーム個数が互いに異なる場合、
の場合を
と同等な場合と想定することもできる。

本発明が適用できる特定事例に提案コードブックのパラメータ設定及び動作を説明する。ランク別パラメータはチャネル環境によって最も高い平均相関度を有する値に設定され、これは図２８から図３１に図示した通りである。本事例で説明するパラメータは３Ｄ ＳＣＭのＵＭａモデルを活用して生成されたチャネルに基づいて決定／選定された。

提案する単一ランクコードブックの場合、３Ｄ ＳＣＭのＵＭａモデル下でａ＝１、ｂ＝４に設定した時、最も優れる性能を示し、これによって決定されたコードベクトルインデックスは表１４の通りである。端末の位置によってｌｏｎｇ−ｔｅｒｍコードブックを決定する基準インデックスｋが選ばれる。

二重ランクコードブックの場合、パラメータａ＝１、ｂ＝４、ｃ＝８に設定した時、最も優れる平均相関度性能が達成され、これらの値を活用するコードワードは表１５のように決定される。

三重ランクの場合ａ＝２、ｂ＝２に設定した時、平均相関度が最も高く示されることを確認した。これらパラメータ値を適用して提案する三重ランクコードブックのコードワードインデックスを表１６のように決定できる。

四重ランクコードブックのためのパラメータ値はａ＝２、ｂ＝４、ｃ＝０、ｄ＝４であり、これによって決定されるコードワードインデックスは表１７の通りである。

図３２は、方位角の変化に従う提案コードブックの平均相関度性能を示したグラフである。特に、図３２（ａ）は単一ランク転送の場合、図３２（ｂ）は二重ランク転送の場合、図３２（ｃ）は三重ランク転送の場合、図３２（ｄ）は四重ランク転送の場合に対するグラフである。

３Ｄ ＳＣＭ ＵＭａ環境下で端末の位置を方位角−６０°から６０°まで１５°間隔で変化させながらグラフを生成した。方位角別に１００００個のチャネル行列を生成した後、それに最も適合した基準インデックスｋを設定し、それによって長期コードブックを決定した。決定された長期コードブック内で、毎度発生する瞬間チャネルに適合したコードワードを選択し、チャネルとの相関度を確認して平均値を計算する方法により性能評価を遂行した。これに従う性能評価結果は、図３２に図示されており、端末の方位角変化に従う平均相関度μは数式３３を使用して算出した。

提案コードブックで使用するフィードバックビット数は四重ランクを除いては４ビットであり、四重ランクの場合は３ビットである。これは比較対象に使用する標準コードブックであるＬＴＥリリース１０ ８−Ｔｘコードブックと同一なフィードバックサイズである。

図３２（ａ）を参照すると、単一ランクの場合、提案コードブックを使用して標準コードブックに対して約１０％の性能向上が発生したことが分かる。図３２（ｂ）を参照すると、二重ランクの場合、提案コードブックを使用すれば、標準コードブックに対して約２５％の性能向上が発生したことが分かる。三重ランクと四重ランクの場合にも各々標準コードブックに対して約８％と１８％の性能向上が発生しており、これは図３２（ｃ）と図３２（ｄ）を通じて各々分かる。

以下、発明の動作方法と活用案に対して記述する。発明の動作方法は、大別して基地局が基準になる下りフィードバックと端末が基準になる上りフィードバックがある。下りフィードバックの場合、基地局が端末の入射角情報を活用して各端末に合う適合したパラメータを設定し、設定したパラメータを別途の制御チャネルで端末に伝達する。基地局から該当パラメータの伝達を受けた端末はこれに合うコードブックを生成する。一方、上りフィードバック方法は端末が基地局から送った各アンテナ要素別ＣＳＩ−ＲＳを通じてチャネルに対する統計的特性を把握する。端末はＣＳＩ−ＲＳを通じて無線通信に適合したパラメータを選定して上りフィードバックを通じて基地局に伝達する。基地局は端末から報告を受けたパラメータを活用してコードブックを生成する。前記言及した方法により生成されたコードブックは長期コードブックに活用され、瞬間的なチャネル変化によって短期コードベクトルインデックスを決定してビームフォーミングが遂行される。

提案するコードブックはパラメータ化されているので、転送環境変化に従う適応的運用が可能である。例えば、発明の具体的な事例及び性能評価で使われたＵＭａ環境の代わりにＵＭｉチャネル環境に変化させて提案コードブックを活用することができる。本発明はチャネル環境の変化によって適合したパラメータを選定できるので、既存の標準コードブックより柔軟に適応的な運用を可能にする。

図３３は、四重ランクコードブックのチャネル適応的設定を例示する。

特に、図３３（ａ）はＵＭａチャネルの場合、図３３（ｂ）はＵＭｉチャネルの場合を各々例示する。

図３３を参照すると、ＵＭａ環境とＵＭｉ環境に対して各チャネルに合うパラメータを選択してコードブックに適用可能であり、ＵＭｉ環境の場合、パラメータａ＝２、ｂ＝２、ｃ＝２、ｄ＝６に変更設定して変化された環境に最適化されたビームフォーミング遂行が可能である。

本発明は、実際のチャネルの特性を考慮して、長期コードブックの範囲を可変的に構成して拡張させた。また、マルチランク転送時、ビーム間の相関度を調べた結果、広い範囲のビーム構成がレイヤ間の干渉の減少に影響を及ぼすことがあることを確認し、これによって使用するビーム間の間隔を調整した。提案方式によれば、ビームインデックス間の関係によって交差位相差の割り当てを異ならせて、不必要な交差位相差の使用を除去するので、これを他のコードワードに代替して性能利得を得ることができた。

提案コードブックはＵＭａとＵＭｉなどのチャネル環境変化と、ＬＴＥ帯域とミリメートル波帯域を含む多様な転送周波数帯域の変化に従う適応的運用が可能である。このために、基地局または端末でパラメータ変更を設定して適用する形態のコードブックを前述したように提案しており、したがって、提案コードブックは多様なチャネル環境に柔軟な適応を通じて信頼度の高いビームフォーミングの遂行を可能にする。アンテナ個数増加及び二次元アンテナ構造など、変化されたアレイ形態に対しても本発明で提示するコードブックの拡張適用が可能である。

図３４は、本発明の一実施形態に従う端末のＣＳＩ報告方法を例示したフローチャートである。本フローチャートと関連して前述した実施形態／説明が全て適用されることができ、重複する説明は省略する。

まず、端末は基地局から転送されたＣＳＩ−ＲＳを測定することができる（Ｓ３４１０）。

次に、端末は前記ＣＳＩ−ＲＳ測定に基づいて生成したＣＳＩを基地局に報告することができる（Ｓ３４２０）。ここで、ＣＳＩはコードブックからプリコーディング行列を指示するためのＰＭＩ及びランク（または、レイヤ数）を指示するためのＲＩを含むことができる。この際、ＰＭＩは端末により選択されたビームグループに対する第１のＰＭＩ（Ｗ１）、及び前記ビームグループに含まれたビームに対するビームサブグループ選択情報と前記選択されたビームサブグループに対するアンテナポート偏波別の位相一致情報を含む第２のＰＭＩ（Ｗ２）を含むことができる。これは、第１のＰＭＩがコードブックから選択されたプリコーディング行列セットを指示し、第２のＰＭＩがプリコーディング行列セット内で端末により選択された少なくとも一つのプリコーディング行列を指示すると表現されることもできる（即ち、プリコーディング行列がビームに該当する）。

位相一致情報は、ランク（または、レイヤ数）が増加するにつれて、ビームグループ内で選択された／グルーピングされたビームサブグループが同一な場合と異なる場合別に互いに異なる細分性で指示できる。ここで、ビームサブグループは前記ビームグループ内で端末により選択された少なくとも一つのビームを含むように構成されることができ、ビームサブグループが同一／異なる場合はビームサブグループに含まれたビームが同一／異なる場合を意味することができる。また、各ビームサブグループ内に含まれたビームの間には直交性が満たされることができる。

もし、ビームサブグループが同一な場合、第１細分性を有する位相一致情報が指示されることができ、ビームサブグループが異なる場合、第２細分性を有する位相一致情報が指示できる。この際、第１細分性は第２細分性より低いことがある。即ち、これは、位相一致情報が、ビームサブグループが同一な場合、ｘ個の位相一致候補のうちから選択された位相一致値を指示し、ビームサブグループが異なる場合、ｘより大きいｙ個の位相一致候補のうちから選択された位相一致値を指示することを意味することができる。この際、例えば、ｘは１または２に、ｙは４に設定できる。ビームサブグループが異なる場合、位相一致情報はＱＰＳＫに基づいて報告できる。

ビームグループに含まれたビームの間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は不均一に設定できる。間隔は基地局により設定可能な（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ）パラメータに基づいて決定できる。または、間隔は事前に予め定義されるか、または基地局による上位層シグナリングにより端末に指示できる。

本発明が適用できる装置一般

図３５は、本発明の一実施形態に従う無線通信装置のブロック構成図を例示する。

図３５を参照すると、無線通信システムは、基地局３５１０と基地局３５１０の領域内に位置した多数の端末３５２０を含む。

基地局３５１０は、プロセッサ（ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）３５１１、メモリ（ｍｅｍｏｒｙ）３５１２、及びＲＦ部（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｕｎｉｔ）３５１３を含む。プロセッサ３５１１は先に提案された機能、過程、及び／又は方法を具現化する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ３５１１により具現化できる。メモリ３５１２はプロセッサ３５１１と連結されて、プロセッサ３５１１を駆動するための多様な情報を格納する。ＲＦ部３５１３はプロセッサ３５１１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

端末３５２０は、プロセッサ３５２１、メモリ３５２２、及びＲＦ部３５２３を含む。プロセッサ３５２１は、先に提案された機能、過程、及び／又は方法を具現化する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ３５２１により具現化できる。メモリ３５２２はプロセッサ３５２１と連結されて、プロセッサ３５２１を駆動するための多様な情報を格納する。ＲＦ部３５２３はプロセッサ３５２１と連結されて、無線信号を送信及び／又は受信する。

メモリ３５１２、３５２２はプロセッサ３５１１、３５２１の内部または外部にいることができ、よく知られた多様な手段でプロセッサ３５１１、３５２１と連結できる。また、基地局３５１０及び／又は端末３５２０は一つのアンテナ（ｓｉｎｇｌｅ ａｎｔｅｎｎａ）または複数アンテナ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｎｔｅｎｎａ）を有することができる。

以上で説明された実施形態は本発明の構成要素と特徴が所定の形態に結合されたものである。各構成要素または特徴は別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素または特徴は、他の構成要素や特徴と結合されない形態に実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は他の実施形態に含まれることができ、または他の実施形態の対応する構成または特徴と取替えできる。特許請求範囲で明示的な引用関係のない請求項を結合して実施形態を構成するか、または出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。

本明細書で、‘Ａ及び／又はＢ’はＡ及び／又はＢのうちの少なくとも一つを意味するものとして解釈できる。

本発明に従う実施形態は、多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（firmware）、ソフトウェア、またはそれらの結合などにより具現化できる。ハードウェアによる具現化の場合、本発明の一実施形態は一つまたはその以上のＡＳＩＣｓ（application specific integrated circuits）、ＤＳＰｓ（digital signal processors）、ＤＳＰＤｓ（digital signal processing devices）、ＰＬＤｓ（programmable logic devices）、ＦＰＧＡｓ（field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現化できる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現化の場合、本発明の一実施形態は以上で説明された機能または動作を遂行するモジュール、手続、関数などの形態に具現化できる。ソフトウェアコードはメモリに格納されてプロセッサにより駆動できる。前記メモリは、前記プロセッサの内部または外部に位置して、既に公知の多様な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。

本発明は、本発明の必須特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは当業者に自明である。したがって、前述した詳細な説明は全ての面で制限的に解析されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は添付した請求項の合理的な解析により決定されなければならず、本発明の等価的な範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。
［発明を実施するための形態］

発明の実施のための多様な形態が発明の実施のための最善の形態で説明された。

本発明は３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ／５Ｇシステムに適用される例を中心として説明したが、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ／５Ｇシステムの以外にも多様な無線通信システムに適用可能である。

Claims (15)

1. 無線通信システムにおける端末のチャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）を報告する方法において、
   基地局から転送されたＣＳＩ−ＲＳ（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）を測定するステップと、
   前記ＣＳＩ−ＲＳ測定に基づいて生成したＣＳＩを前記基地局に報告するステップと、を含み、
   前記ＣＳＩは、コードブックからプリコーディング行列を指示するためのＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）及びランクを指示するためのＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、
   前記ＰＭＩは、前記端末により選択されたビームグループに対する第１のＰＭＩ及び前記ビームグループに含まれたビームに対するビームサブグループ選択情報と前記選択されたビームサブグループに対するアンテナポート偏波別の位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）情報を含む第２のＰＭＩを含み、
   前記位相一致情報は、前記ランクが増加するにつれて前記ビームグループ内で選択されたビームサブグループが同一な場合と異なる場合別に互いに異なる細分性（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）で指示される、ＣＳＩ報告方法。
2. 前記ビームサブグループが同一な場合、第１細分性を有する位相一致情報が指示され、
   前記ビームサブグループが異なる場合、第２細分性を有する位相一致情報が指示される、請求項１に記載のＣＳＩ報告方法。
3. 前記第１細分性は、前記第２細分性より低い、請求項２に記載のＣＳＩ報告方法。
4. 前記位相一致情報は、
   前記ビームサブグループが同一な場合、ｘ個の位相一致候補のうちから選択された位相一致値を指示し、
   前記ビームサブグループが異なる場合、前記ｘより大きいｙ個の位相一致候補のうちから選択された位相一致値を指示する、請求項３に記載のＣＳＩ報告方法。
5. 前記各ビームサブグループ内のビームの間には直交性が満たされる、請求項４に記載のＣＳＩ報告方法。
6. 前記ビームサブグループが異なる場合、前記位相一致情報は、ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）に基づいて報告される、請求項４に記載のＣＳＩ報告方法。
7. 前記ｘは、１または２に、前記ｙは、４に設定される、請求項４に記載のＣＳＩ報告方法。
8. 前記ビームグループに含まれたビームの間の間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）は、不均一（ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ）に設定される、請求項３に記載のＣＳＩ報告方法。
9. 前記間隔は、基地局により設定可能な（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ）パラメータに基づいて決定される、請求項８に記載のＣＳＩ報告方法。
10. 前記間隔は、事前に予め定義される、または基地局による上位層シグナリングにより指示される、請求項８に記載のＣＳＩ報告方法。
11. 前記第１のＰＭＩは、前記コードブックから選択されたプリコーディング行列セットを指示し、
    前記第２のＰＭＩは、前記プリコーディング行列セット内で前記端末により選択された少なくとも一つのプリコーディング行列を指示する、請求項３に記載のＣＳＩ報告方法。
12. 無線通信システムにおけるチャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）を報告する端末において、
    無線信号を送受信するためのＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニットと、
    前記ＲＦユニットを制御するプロセッサと、を含み、
    前記プロセッサは、
    基地局から転送されたＣＳＩ−ＲＳ（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）を測定し、
    前記ＣＳＩ−ＲＳ測定に基づいて生成したＣＳＩを前記基地局に報告し、
    前記ＣＳＩは、コードブックからプリコーディング行列を指示するためのＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）及びランクを指示するためのＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を含み、
    前記ＰＭＩは、前記端末により選択されたビームグループに対する第１のＰＭＩ及び前記ビームグループに含まれたビームに対するビームサブグループ選択情報と前記選択されたビームサブグループに対するアンテナポート偏波別の位相一致（ｃｏ−ｐｈａｓｅ）情報を含む第２のＰＭＩを含み、
    前記位相一致情報は、前記ランクが増加するにつれて前記ビームグループ内で選択されたビームサブグループが同一な場合と異なる場合別に互いに異なる細分性（ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）で指示される、端末。
13. 前記ビームサブグループが同一な場合、第１細分性を有する位相一致情報が指示され、
    前記ビームサブグループが異なる場合、第２細分性を有する位相一致情報が指示される、請求項１２に記載の端末。
14. 前記第１細分性は、前記第２細分性より低い、請求項１３に記載の端末。
15. 前記位相一致情報は、
    前記ビームサブグループが同一な場合、ｘ個の位相一致候補のうちから選択された位相一致値を指示し、
    前記ビームサブグループが異なる場合、前記ｘより大きいｙ個の位相一致候補のうちから選択された位相一致値を指示する、請求項１４に記載の端末。