WO2018083070A1 - Procédé et dispositif récepteur pour l'estimation de l'instant d'arrivée d'un signal radio, procédé et système de localisation - Google Patents

Procédé et dispositif récepteur pour l'estimation de l'instant d'arrivée d'un signal radio, procédé et système de localisation Download PDF

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WO2018083070A1
WO2018083070A1 PCT/EP2017/077825 EP2017077825W WO2018083070A1 WO 2018083070 A1 WO2018083070 A1 WO 2018083070A1 EP 2017077825 W EP2017077825 W EP 2017077825W WO 2018083070 A1 WO2018083070 A1 WO 2018083070A1
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radio signal
correlation
detection
arrival
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PCT/EP2017/077825
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Jan Mennekens
Elie Bondu
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Uwinloc
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    • H04B2201/7163—Orthogonal indexing scheme relating to impulse radio
    • H04B2201/71634—Applied to ranging

Definitions

  • the present invention belongs to the field of object positioning systems, and more particularly relates to a method for estimating, by a receiver device, the instant of arrival of a radio signal, as well as a method for locating a radio signal.
  • a transmitting device transmitting said radio signal to said receiving device.
  • the present invention finds a particularly advantageous, though in no way limiting, application in ultra-wide band wireless localization systems.
  • ultra wide band (“Ultra Wide Band”, also known by the acronym UWB in the English literature)
  • UWB Ultra Wide Band
  • UWB Ultra-speed wireless digital data
  • radar or medical imaging systems are diverse, and generally concern the local transmission of high-speed wireless digital data, but also radar or medical imaging systems.
  • the UWB systems are advantageously adapted for locating radio-markers (also called radio tags) affixed respectively to fixed objects positioned in a closed environment, such as for example a shed, or moving in the vicinity of a zone specifically configured to perform said location.
  • radio-markers also called radio tags
  • energy-passive radio-markers are known, such as the RFID (Radio Frequency Identification) tags, but also energy-active radio-markers, for example comprising an electric battery, Zebra®, Decawave®, Ubisense®, Nanotron®, etc.
  • a device transmitting such a location system transmits to a plurality of receiving devices a radio signal in the form of pulses of very short duration, of the order of one nanosecond. These extremely short pulses in the time domain lead, by passing through the frequency domain, to obtain the ultra wideband spectrum characteristic of UWB technology.
  • each receiving device proceeds to estimate the instant of arrival of the signal that reaches it, this estimate subsequently serving as a basis for TDOA-type arrival time difference calculations. (acronym for the English expression "Time Difference Of Arrival”). Said estimate is conventionally performed by a digital correlator equipping the receiver device, and generating correlation peaks at sampling times of the received signal. The estimate of the time of arrival of the signal then corresponds to the instant of detection of the first correlation peak whose amplitude exceeds a predetermined threshold.
  • the accuracy of the location depends on the accuracy of the estimate of the arrival times, which itself depends on the sampling frequency of the signal.
  • the increase in sampling frequency is necessarily limited, whether for reasons of cost, energy consumption, or even technological developments.
  • the sampling frequency is therefore a limiting factor in the performance of the positioning systems.
  • the estimate of the arrival times is also affected by an error, to a sample about, inherent in the construction of the receiving devices, implying therefore a lack of precision in the estimation.
  • interpolation techniques of the correlation peaks are known. For example, it may be possible to interpolate in amplitude a peak with the peaks preceding it and succeeding it directly. If these techniques indeed improve the accuracy of the estimate when the received signal is not or very slightly noisy, they nevertheless prove very little robust when the amplitude of the noise is not negligible relative to the amplitude of the signal issued, which is in practice generally the case in UWB wireless location.
  • the present invention aims to remedy all or part of the disadvantages of the prior art, including those described above, by proposing a solution that allows to accurately estimate the arrival time of a radio signal issued by a transmitter device for several receiving devices while limiting the sampling frequency of said radio signal and being robust vis-à-vis the noise possibly suffered by said signal during its transmission.
  • the invention relates to a method for estimating, by a receiver device, the instant of arrival of a radio signal corresponding to a data packet modulated by a spreading sequence. having N c symbols of the same predetermined duration T c , said radio signal being transmitted in the form of pulses and received by said receiving device.
  • said method comprises the following successive steps:
  • the estimation method may further comprise one or more of the features following, in isolation or in any possible technical combination.
  • the step of estimating the instant of arrival of the transmitted radio signal comprises:
  • a determination of a rank R p in said detection sequence, of a first correlation peak, called peak of time jump, for which the durations between said peak of time jump and the correlation peaks respectively preceding it and succeeding it are different, the arrival time of the radio signal being estimated as a function of the instant of detection of the first correlation peak of the correlation function and as a function of the rank R p .
  • , and R p ' R p modulo E (1 / P f ').
  • the reference sequence corresponds to the oversampling sequence at T e , said reference sequence comprising subsets of symbols, each subset corresponding to a symbol of the spreading sequence completed. of auxiliary symbols, said auxiliary symbols being all identical to each other and different from said symbol of the spreading sequence, and in number equal to the integer part E (T C / T e ) of the ratio T c / T e or equal at E (Tc / T e ) -1.
  • the spreading sequence is a pseudo-random sequence.
  • said pseudo-random sequence is an m-sequence binary sequence.
  • the fractional part Pf is in the interval [0,1; 0.9]. In a particular mode of implementation, the fractional part P f is in the range [0.125; 0.250].
  • the present invention relates to a method for locating, by a location system, a transmitter device positioned in an environment and comprising means configured to generate a radio signal corresponding to a data packet modulated by a sequence of data. spreading comprising N c symbols of the same predetermined duration T c , said radio signal being transmitted in the form of pulses and received by a plurality of receiving devices.
  • said location method comprises the following successive steps:
  • the step of estimating the position of said transmitting device is determined by TDOA arrival time difference calculations for several pairs of receiving devices.
  • the present invention relates to a receiver device for estimating the arrival time of a radio signal corresponding to a data packet modulated by a spreading sequence comprising N c symbols of the same duration T c predetermined, said radio signal being transmitted in the form of pulses and received by said receiver device.
  • said receiver device comprises:
  • means configured to sample the radio signal according to a predetermined sampling period T e , so that the fractional part P f of the quantity N c ⁇ T c / T e is non-zero, means configured to calculate a correlation function sliding between the radio signal sampled and a sequence of reference representative of said pulse width modulated spreading sequence,
  • the receiving device may further comprise one or more of the following characteristics, taken separately or in any technically possible combination.
  • the receiving device comprises:
  • , and R p ' R p modulo E (1 / P f ').
  • the reference sequence corresponds to the oversampling sequence at T e , said reference sequence comprising subsets of symbols, each subset corresponding to a symbol of the spreading sequence completed with symbols. auxiliaries, said auxiliary symbols being all identical to each other and different from said symbol of the spreading sequence, and in number equal to the integer part E (T C / T e ) of the ratio T c / T e or equal to E (Tc / T e ) -1.
  • said spreading sequence is a pseudo-random sequence.
  • said pseudo-random sequence is an m-sequence binary sequence.
  • the fractional portion P f is in the range [0,1; 0.9].
  • the fractional part Pf is in the range [0.125; 0.250].
  • the present invention relates to a location system comprising at least one transmitter device positioned in an environment, said at least one transmitting device comprising means configured to generate and transmit a radio signal.
  • said location system comprises:
  • a computing device comprising means configured to estimate the position of said at least one transmitting device according to estimates of the arrival times of the radio signal respectively determined by the receiving devices.
  • FIG. 2 is a flowchart of an exemplary implementation of a method for estimating, by a receiver device, the instant of arrival of a radio signal received by said receiver device.
  • FIG. 3 a flowchart of an exemplary implementation of a location method, by the location system of FIG.
  • the present invention belongs to the field of locating objects in a closed environment, such as a shed or a warehouse, as open.
  • location reference is here made to the determination of respective geographical coordinates of said objects relative to a reference point of the environment in which these objects are positioned.
  • This location can be two-dimensional, for example if all objects are positioned in the same geometric plane, or three-dimensional.
  • E (A) denotes the integer part of A, that is to say the largest integer less than or equal to A.
  • P f (A) the fractional part of A, that is the real number, belonging to the interval [0; 1 [, such that A is equal to the sum of E (A) and P f (A).
  • FIG. 1 schematically represents an example of a wireless location system 10.
  • the wireless locating system 10 comprises at least one transmitting device 11 and a plurality of receiving devices 12.
  • Said at least one transmitting device 11 and said receiving devices 12 respectively comprise wireless communication means, considered as known. of the skilled person. These communication means are adapted to the exchange of data between said at least one transmitting device 11 and said receiving devices 12 in the form of radio signals.
  • Radio signal refers here to an electromagnetic wave propagating by non-wired means, the frequencies of which are included in the traditional spectrum of radio waves (a few hertz to several hundred gigahertz).
  • a device is described as “energetically passive” when its operation is based on a power consumption provided by a remote device.
  • a device is described as “energetically active” when this device is configured to operate by means of an energy that it embeds, in particular even before its first use, such as, for example, an electrical energy contained in a battery integrated power, this energy is not provided by a remote device.
  • said at least one transmitter device 1 1 is energetically passive, and is configured to store electrical energy by capacitive effect.
  • the receiving devices 12 are adapted to broadcast electromagnetic waves, these electromagnetic waves being picked up by said at least one transmitter device 1 1, when they are within range, and converted, in a manner known to the person of the occupation, in electric currents.
  • said at least one transmitter device 11 Once said at least one transmitter device 11 has stored enough electrical energy, it activates and transmits a radio signal, representative of data such as an identifier, and intended to be received by the receiving devices 12.
  • UWB wireless locating system 10 of which said at least one transmitter device 1 1 is a radiolabel (also called "tag” in the English literature). Saxon). Said at least one transmitting device January 1 is affixed to an object positioned in said environment 20, here closed as shown in Figure 1.
  • the receiving devices 12, positioned at different locations in the environment 20 are configured to continuously or recurrently broadcast within said environment 20 electromagnetic waves at a frequency belonging to a frequency band authorized by the local regulations for the use of the radio-marker, and with an emission power for example of the order of a few watts.
  • electromagnetic waves are for example a carrier modulated by frequency hopping technique.
  • the wireless locating system 10 comprises a single transmitter device 1 1, in particular for the sake of clarity. and lightening the description.
  • the location system comprises more than one transmitter device 1 1, as described below.
  • the wireless locating system 10 also comprises four receiving devices 12.
  • Such a configuration is advantageously adapted to a three-dimensional location of the transmitting device 11, this location being for example carried out by means of calculations of arrival time differences TDOA (acronym for the English expression "Time Difference Of Arrival") of a radio signal transmitted by the transmitting device 1 1, for several pairs of receiving devices 12, as known from FIG. skilled person.
  • TDOA arrival time differences
  • the location of the transmitter device 1 1 is two-dimensional, the use of three receivers 12 is sufficient.
  • FIG. 2 represents a flowchart of an exemplary implementation of a method for estimating, by a receiver device 12, the instant of arrival of a radio signal received by said receiver device 12.
  • the receiver device 12 comprises a processing circuit (not represented in the figures), comprising one or more processors and means for storage (magnetic hard disk, electronic memory, optical disk, etc.) in which is stored a computer program product, in the form of a set of program code instructions to be executed to implement the various steps of the program. method for estimating the arrival time of the radio signal.
  • the processing circuit of the receiver device 12 comprises one or more programmable logic circuits (FGPA, PLD, etc.), and / or one or more specialized integrated circuits (ASIC), and / or a set of electronic components. discrete, etc., adapted to implement all or part of said steps of the method of estimating the instant of arrival of the radio signal.
  • the processing circuit of the receiver device 12 comprises a set of means configured in software (specific computer program product) and / or hardware (FGPA, PLD, ASIC, discrete electronic components, etc.) for implementing the steps of the method for estimating the instant of arrival of the radio signal.
  • said radio signal has been previously transmitted by the transmitting device January 1, at a time prior to the arrival time to be estimated, and corresponds to a data packet.
  • This data packet is representative of a unique identifier of the transmitting device January 1, each data of the packet being encoded by means of a representative bit of a so-called "high” state, for example encoded with a value bit "1 ", Or of a state called” low ", for example encoded with a bit of value” -1 ".
  • each bit of the data packet is associated with a predetermined duration T b , identical for all the bits of the packet, and corresponding to the duration during which said bit is transmitted so that said data succeed one another in an uninterrupted manner in the form of a bit stream.
  • said data packet is encoded by means of 64 bits, so that it can take 2 64 different values, and the transmission duration T b of one bit is equal to 63.75 microseconds.
  • T b transmission duration
  • the data of the packet is modulated by a sequence method of generating on transmission, together with the data packet representative of the identifier of the transmitting device 11, symbols (known to those skilled in the art as "chips" in reference to Anglo-Saxon literature) of the same predetermined duration T c .
  • Said duration T c is less than the duration T b of a bit so that each bit is modulated by a positive integer number N c of symbols (the number N c is conventionally chosen integer for reasons of convenience and known from the skilled in the art under the term "spreading factor" in reference to the Anglo-Saxon literature).
  • Said spreading sequence has a duration equal to N c x T c , and once completed, is immediately repeated. The successive repetitions of the spreading sequence occur as many times as there are bits in the identifier associated with the transmitting device 11.
  • each symbol is encoded according to an implementation identical to the encoding of the identifier of the transmitting device 1 1, that is to say by means of a value "1" or "-1".
  • the duration T b of a bit is 63.75 microseconds
  • the duration T c of a symbol may be 250 nanoseconds, so that the number N c of symbols of the spreading sequence is equal to 255.
  • the number N c is different from 255.
  • the modulation of the data packet is obtained by combining each data element with the symbols of the said spreading sequence, for example by means of a logic function of the "exclusive-OR" type ("XNOR" in the English-language literature). Saxon).
  • XNOR exclusive-OR
  • Saxon a logic function of the "exclusive-OR” type
  • said combination since the duration T c is less than the duration T b , said combination has the effect of increasing the frequency of each data packet, so that the result of this combination produces in the frequency domain a spreading the spectrum of a signal corresponding to the single data packet.
  • Such a procedure generally referred to as "direct sequence spread spectrum", and the advantages thereof, are well known to those skilled in the art. It is therefore understood that a data modulated by the spreading sequence comprises sub-data in number equal to N c and respective durations equal to T c .
  • the modulated data item will comprise, in this order, the 1, 1, -1, and 1.
  • the modulated data will comprise, in this order, the sub-data -1, -1, 1, -1 .
  • the spreading sequence is a pseudo-random sequence, also called "PRN" sequence (acronym for the English expression “Pseudo Random Noise”).
  • PRN pseudo-random sequence
  • the value of each of the symbols of said sequence is independent of the respective values of the other symbols.
  • Such a sequence has particular correlation properties, considered as known to those skilled in the art, advantageously used when estimating the instant of arrival of the radio signal, as described below.
  • said pseudo-random sequence is an m-sequence binary sequence.
  • a pseudo-random sequence of another type such as a so-called "Gold” sequence, or "Barker” sequence, or "Hadamard-Walsh” sequence, etc. .
  • the wireless locating system 10 comprises a plurality of transmitting devices 11, provided that the respective identifiers of the transmitting devices 11 are different two to one. two. That being so, these identifiers may be modulated by a spreading sequence common to all emitter devices 1 1 or alternatively respectively by spreading sequences that are two by two different.
  • the modulated data packet is transformed into a signal having pulses representative of the respective values of said modulated data.
  • These pulses are of respective widths identical to and less than the duration T c of a symbol. For example, and in no way limiting, when the duration T c is equal to 250 nanoseconds, the duration of a pulse is equal to 30 nanoseconds. None, however, excludes that the duration of a pulse is different from 30 nanoseconds since it is less than the duration T c of a symbol. For example, one can have pulses of respective durations equal to 1 nanosecond.
  • the sub-data item when the value of a sub-data of a modulated data item is 1, said sub-data item generates associated pulse transmission. Conversely, when the value of a sub-data of a modulated data is -1, then said sub-data is associated with no pulse. Moreover, when two consecutive sub-data have the same value 1, they are respectively associated with two successive successive pulses of a duration equal to T c .
  • the generation of pulses is implemented by means of an "OOK" type of modulation (acronym for the English expression "On-Off Keying"). None, however, excludes, according to other examples not detailed here, that the pulses are generated by means of a different modulation.
  • the signal obtained after modulation of the data packet by the spreading sequence, and comprising pulses is, before transmission, frequency modulated by a carrier for the purpose to carry the information contained in said signal obtained.
  • the latter may be demodulated relative to said carrier.
  • the transmitting device 11 comprises, for example, a processing circuit (not shown in the figures), comprising a or more processors and storage means (magnetic hard disk, electronic memory, optical disk, etc.) in which is stored a computer program product, under the form of a set of program code instructions to be executed to implement the various steps of the method of estimating the arrival time of the radio signal.
  • the processing circuit of the transmitter device 1 1 comprises one or more programmable logic circuits (FGPA, PLD, etc.), and / or one or more specialized integrated circuits (ASICs), and / or a set of components. discrete electronics, etc., adapted to implement all or part of said steps of the method of estimating the instant of arrival of the radio signal.
  • the processing circuit of the transmitter device 1 1 comprises a set of means configured in software (specific computer program product) and / or hardware (FGPA, PLD, ASIC, discrete electronic components, etc.). to implement the steps of the method of estimating the instant of arrival of the radio signal.
  • the method for estimating the instant of arrival of the radio signal, by the receiver device 12 comprises several successive steps.
  • said method consists in firstly sampling the radio signal received by the receiver device 12, according to a suitable sampling period. This sampled signal is then correlated with a reference sequence in order to obtain a correlation function having correlation peaks from which it is possible to identify the data of the packet, representative of the identifier of the transmitting device 11, and than to estimate their respective arrival times, and consequently the moment of arrival of the radio signal.
  • said method aims to allow a better estimate of the arrival time of the radio signal, relative to the actual arrival time of the radio signal which is not known. , the improvement of said estimate being conditioned here by the choice of the sampling period.
  • the estimation method comprises firstly a step 100 of sampling the radio signal according to a predetermined sampling period T e , so that the fractional part P f of the quantity N c ⁇ T c / T e is non-zero.
  • Step 100 thus makes it possible to obtain a sequence of sampling points, each sampling point being associated with a moment sampling, as well as a sampling value which is a numerical value representative of the amplitude of the radio signal received at said instant of sampling.
  • the number N c of symbols of the spreading sequence is equal to 255, the duration T c of a symbol of said spreading sequence being 250 nanoseconds.
  • the sampling period T e is set so that the quantity N c ⁇ T c / T e is equal to 3123.75.
  • the sampling frequency equal to the ratio 1 / T e , is 49 megahertz.
  • the sampling instant conventionally refers to a date, for example expressed in year-month-day-hour-minute-second.
  • the date of the first sampling point is obtained, for example, by time stamp. Therefore, each sampling point, other than the said first sampling point, is associated with a date by multiplying the number of sample points that precede it, in the sequence of sampling points, by the period T e .
  • the quantity N c ⁇ T c / T e is not an integer, while N c is, in turn, an integer. Consequently, the ratio T c / T e is not, according to the present invention, an integer, which implies in particular that the pulses of the radio signal received are theoretically separated from a non-integer number of sampling points, since in particular two successive pulses are separated by a duration equal to T c . It therefore also means that each pulse is associated with a theoretical sampling instant equal to the product of the period T e with the non-integer number of sample points that precede said pulse.
  • the receiver device 12 is conventionally configured to count and store an integer number of sampling points.
  • the moment of arrival of a pulse, actually determined by the receiver device 12 is equal to the product of the period T e by the integer part of the number of points. sampling that precedes said pulse.
  • the moment of arrival of a pulse actually determined by the receiver device 12 is calculated according to other provisions.
  • P f is the quantity equal to P f (N c x Tc / T e ), unless this is confusing .
  • the estimation method then comprises a step 200 of calculating a sliding correlation function between the sampled radio signal and a reference sequence representative of said pulse envelope modulated spreading sequence.
  • step 200 through the calculation of said sliding correlation function, is to measure the similarity between the radio signal that has been transmitted by the transmitting device 11 and the radio signal received by the receiving device 12, said radio signal possibly being noisy between its emission and its reception.
  • the measurement of this similarity notably results from the detection in the received radio signal of the data of the packet modulated by the spreading sequence, and consequently the estimation of the respective arrival times of said modulated data, hence also the instant of arrival of said radio signal.
  • Said sliding correlation function denoted f CO r
  • S ref said reference sequence, denoted S ref
  • S ref is a series of symbols, of cardinal A (S ref ) bounded and less than the number of sampling points.
  • the reference sequence corresponds to the oversampling sequence at T e , said reference sequence comprising subsets of symbols, each subset corresponding to a symbol of the spreading sequence completed. of auxiliary symbols, said auxiliary symbols being all identical to each other and different from said symbol of the spreading sequence, and in number equal to the integer part E (T C / T e ) of the ratio T c / T e or equal at E (Tc / T e ) -1.
  • the reference sequence S ref is then obtained by oversampling said period spreading sequence T c according to the period T e .
  • each subset S ref reference sequence begins with one of the symbols of the spreading sequence, so 1 or -1, and is supplemented with auxiliary symbols of respective values 0.
  • the number of symbols of each subset should theoretically be equal to 12.25, which is not possible. Therefore, it is appropriate to make a choice in the integer number of auxiliary symbols 0 to be placed in each subset while respecting the fact that the reference sequence must correspond to the spreading sequence sampled at 49 megahertz.
  • the S re reference sequence f may contain sub successive sets S ref (1), S ref (2), S ref (3), S ref (4) and S ref (5) respectively associated with the symbols 1, 1, -1, 1, 1 of the spreading sequence so that:
  • S ref (1) (1, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), having a number of 0 equal to E (Tc / T e ) -1, that is 1 1;
  • S ref (3) (-1, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), having a number of 0 equal to E (T C / T e ) - 1, ie 1 1;
  • the oversampling of the spreading sequence according to the period T e consists of distributing a predefined number of auxiliary symbols, here E (T C / T e ) or E (T C / T e ) -1 auxiliary symbols, in each subassembly.
  • E (T C / T e ) or E (T C / T e ) -1 auxiliary symbols in each subassembly.
  • the subsets of the reference sequence S ref respectively contain a value of the spreading sequence completed by 0 effectively corresponds to a modulation of the spreading sequence by a pulse envelope.
  • the first subset of the reference sequence is representative of the first symbol 1 of the spreading sequence modulated by an envelope comprising a pulse of duration substantially equal to T e , followed by a signal of zero amplitude for a time substantially equal to (E (T C / T e ) -1) x T e .
  • a subset associated with a symbol of the spreading sequence could have 1s and 0s, but also half integer values 0.5 just before and just after a 1.
  • the calculation of the function f cor advantageously makes it possible to calculate correlation peaks, the latter being representative of the spreading sequence.
  • the information carried by the sampling points namely their respective values and sampling instants, is representative of the symbols of the spreading sequence and their respective durations. Multiplying these sampling values by the symbols of the reference sequence, itself constructed on the basis of said spreading sequence, this makes it possible to generate correlation peaks.
  • the processing circuit of the receiver device 12 is in particular configured to memorize, before the implementation of the method of estimating the instant of arrival of the radio signal, said spreading sequence.
  • the estimation method comprises a step 300 of detecting correlation peaks of said correlation function, said correlation peaks being respectively associated with detection instants.
  • the calculated correlation function is represented in a so-called correlation diagram, this diagram comprising an abscissa and an ordinate axis respectively indicating the instants and amplitudes of the points in which the correlation function has been evaluated, otherwise says the sampling points.
  • detection reference is made here to identifying in said correlation diagram the sampling instants in which the amplitude of the correlation function has a peak.
  • the diagram of the correlation function when the radio signal is not noisy during its transmission to the receiver device 12 and is sampled at a sufficiently high frequency by said receiver device 12, the diagram of the correlation function must present a profile. on which appear as many correlation peaks as packet data, so that bits.
  • the respective abscissas of these correlation peaks mark the arrival time of each of the data of the packet, and therefore of the radio signal.
  • the function diagram correlation must have a profile substantially identical to that of a zero amplitude function.
  • the correlation diagram generally has a profile that may comprise auxiliary peaks, at different times of time. those of the peaks associated with the data of the packet, and respective amplitudes not insignificant (but nevertheless inferior) relative to the respective amplitudes of the correlation peaks associated with the data of the packet.
  • the correlation peak detection step 300 comprises a comparison of the amplitude of the correlation function, taken into absolute value, with a predetermined threshold value at times sampling of the sampled radio signal.
  • a threshold value adapted to the detection of correlation peaks associated with the data of the packet.
  • said threshold value may be chosen proportional to the signal-to-noise ratio, or else, in another example, equal to the energy included in a number of pulses equal to Nc / 4 (the latter example corresponds to a loss of 50% of the energy of the samples, in the case of a maximum phase shift of the receiver device 12 vis-à-vis the transmitter device 1 1, as well as an OOK-type modulation for which one symbol out of two is not issued).
  • the comparison with the threshold value is performed with the amplitude of the correlation function taken into absolute value. This being because the reference sequence optionally includes symbols of negative signs. It is therefore understood that an alternative mode of implementation for the detection of correlation peaks, but nevertheless equivalent to that described above, would be to compare the amplitude of the correlation function with a first predetermined threshold value, to identify the peaks of positive respective amplitudes, and a second predetermined threshold value, to identify the amplitudes peaks. respective negative ones.
  • step 400 following step 300, the arrival time of the radio signal is estimated as a function of the respective detection instants of said correlation peaks as well as of said fractional part P f .
  • step 400 consists in calculating the instant of arrival of the radio signal by comparing the durations between the instants of detection of the correlation peaks detected during step 300.
  • the spreading sequence comprises five chips (1, 1, -1, 1, 1), which leads to a non-integer value of Nc x Tc / Te (equal to 61, 25).
  • Nc x Tc / Te the quantity Nc x Tc / Te would be equal to 49, so that its fractional part would be nothing.
  • the times between the representative correlation peaks of the data would all be identical, so that it would not be possible to accurately estimate the time of arrival radio signal.
  • step 400 for example, successive correlation peaks are grouped together in a detection sequence. Since the correlation peaks are successive, the detection sequence is therefore classified by increasing detection times.
  • a correlation peak classified in the detection sequence is represented by a vector having a first component and a second component which are respectively the rank of said correlation peak and its instant of detection.
  • correlation peak rank reference is made here, which remains valid for the rest of the description, to the position of said correlation peak in said detection sequence, by adopting the convention that the correlation peak appearing in the first position. in the detection sequence is of rank equal to 0.
  • a calculation of the respective durations between two consecutive correlation peaks of said detection sequence is for example executed. More specifically, the duration between a first correlation peak of rank R and a second correlation peak of rank R + 1 is obtained by subtracting the instant of detection of said correlation peak of rank R + 1 at the instant of detection. of said correlation peak of rank R.
  • a rank R p in said detection sequence, of a first correlation peak, said peak of time jump, for which the durations between said peak of time jump and the correlation peaks respectively preceding it and it is determined, is determined. successor are different.
  • Each correlation peak of the detection sequence is associated with a detection time which is in fact the sampling time of the sampling point corresponding to said correlation peak.
  • the instant of detection of the first correlation peak detected during step 300 is, as mentioned above with particular regard to the construction of the receiver device 12, tainted with a measurement error so that it differs from the theoretical arrival time of said first correlation peak.
  • this error measurement is propagated to all other correlation peaks detected during step 300.
  • the position of the time jump peak in the detection sequence is characteristic of said measurement error. Further, it is important to note that, depending on the number of data in the packet, the detection sequence may include auxiliary time-jump peaks, the distribution of the respective ranks of these auxiliary time-jump peaks in the detection sequence having a character periodic.
  • the detection sequence therefore comprising 10 correlation peaks.
  • P f is equal to 0.25.
  • the peak of time jump is of rank R p equal to 1
  • auxiliary time jump peaks of ranks respectively equal to 1 + E (1 / P f ) (thus 5) and 1 + 2xE (1 / P f ) (thus 9).
  • the time-jump peak has a rank R p equal to 2
  • any subset (in the ensemblist sense) of the detection sequence grouping a number of successive correlation peaks equal to E (1 / P f ) contains a correlation peak whose duration separating it from its peaks adjacent (which are not necessarily part of that subpart) differ by an amount equal to T e .
  • the detection sequence comprises a number of successive correlation peaks greater than E (1 / P f ) +1, starting from the first correlation peak detected during step 300, to ensure that said time-jump peak is well detected in said detection sequence.
  • A denotes the absolute value of an A number. For example, if P f (N c x T c / T e ) is equal to 0.25, in this case the detection sequence must contain at least five correlation peaks for each a time jump can be detected. It is the same for quantities N c , T c and T e chosen such that P f (N c 'x T c 7T e ') is equal to 0.75.
  • the arrival time of the radio signal is estimated according to the instant of detection of the first correlation peak of the correlation function and according to the rank R p .
  • the arrival time of the radio signal is calculated equal to the sum of the instant of detection of the first correlation peak of the correlation function and the quantity P f 'x R p ' x T e with
  • the quantity P f 'x R p ' x T e represents a translation in time making it possible to correct the instant of detection of the first correlation peak of the correlation function, which finally is made possible only because the fractional part P f is non-zero. Indeed, in the case where P f is zero, the durations separating the correlation peaks of the correlation function are all equal to each other, so that they can not provide information as to the inherent measurement error. to the receiver device 12, committed on the detection time of the first received pulse, and therefore on the detection time of the first correlation peak. To overcome this, he could be considered to increase the sampling frequency in a significant way, but this would have consequences in terms of cost, energy consumption, even technological developments, for the receiver device 1 2. Thus, the fact of choosing a non-zero fraction P f advantageously makes it possible to limit the increase of the sampling frequency and to robustly evaluate said measurement error, as well as to characterize the dependence between the rank R p and the measurement error committed .
  • the fractional part P f is in the range [0,1; 0.9].
  • the fractional part P f is in the range [0,1 25; 0.250], the inventors having notably found that when Pf is equal to 0.1 25, this makes it possible to improve by a factor substantially equal to 8 the accuracy of the location of the emitter device 11, as described below.
  • the present invention also relates to a method for locating, by the wireless localization system 1 0, said transmitting device 1 1 emitting said radio signal, said radio signal being received by a plurality of receivers 1 2.
  • FIG. 3 represents a flowchart of an exemplary implementation of a method for locating, by the location system 1 0, a transmitting device 11. As illustrated in FIG. 3, said location method comprises two successive steps.
  • the location method comprises a step
  • the location method comprises a step 2000 of estimating, by a computing device 13, the position of said transmitting device January 1 according to said estimates of the arrival times.
  • Said computing device 13 is part of the wireless location system 10.
  • said computing device is one of said receiving devices 12, the calculation of the position being performed by the processing circuit of the computing device. This means that once the arrival times estimated respectively by the receiving devices 12, each receiving device 12 other than the computing device transmits its estimate of the time of arrival of the radio signal to the computing device which stores them .
  • the computing device 13 is different from the receiving devices 12 and is for example a calculation server.
  • a processing circuit comprising one or more processors and storage means (magnetic hard disk, electronic memory, optical disk, etc.) in which is stored a computer program product, in the form of a set of program code instructions to be executed to implement the various steps of the method of estimating the arrival time of the radio signal.
  • the processing circuit of the computing device 13 comprises one or more programmable logic circuits (FGPA, PLD, etc.), and / or one or more specialized integrated circuits (ASICs), and / or a set of components. discrete electronics, etc., adapted to implement all or part of said steps of the method of locating the transmitting device 1 1.
  • the processing circuit of the computing device 13 comprises a set of means configured in software (specific computer program product) and / or hardware (FGPA, PLD, ASIC, discrete electronic components, etc.). to implement step 2000 of the method of locating the transmitter device 1 1 according to the estimates of arrival times of the radio signal respectively determined by the receiving devices 12 in step 1000.
  • the estimation of the position of said transmitting device 1 1 during the step 2000 is determined by means of TDOA arrival time difference calculations for several pairs of receiving devices 12. Such a procedure is well known to those skilled in the art and is therefore not described in more detail here.
  • the latter is stored, for example by said computing device 13, or even for example in a database server configured to communicate with said computing device 13. 13, or said database server, are further configured to provide said location, for example directly through display means, or even for example by transmitting it through communication means known in the art. to a user terminal.
  • location is associated with a location resolution characteristic of the distance between a transmitter device 1 1 and a receiver device 12. This resolution depends in particular on the sampling period. Indeed, by sampling according to a period T e , it is therefore impossible to perform measurements at separate times of a duration less than T e .
  • the location systems of the prior art have a resolution resolution of the product order of the speed of light multiplied by the sampling period T e . For example, for a sampling frequency of 1 Gigahertz, the location resolution is substantially equal to 30 centimeters in the case of a three-dimensional location.
  • the present invention makes it possible to improve this localization resolution.
  • the inventors have indeed found, for example, that for a sampling frequency of 1 gigahertz and a fractional part P f equal to 0.125, the location resolution was substantially equal to 4 cm, an improvement of a substantially equal factor. at 8.
  • the localization method as described above, and implemented in the case of a single transmitter device 1 1, can be implemented for a wireless location system 10 having a plurality of transmitting devices 1 1, step 1000 being performed by the receiving devices 12 as soon as they receive the radio signal transmitted by the one of the emitter devices 1 1.
  • said sending devices 11 have respective different identifiers, these identifiers being modulated, for example, by a spreading sequence common to all of said sending devices 11. Since all of said identifiers are different, this ensures that the estimate of the arrival time of a radio signal transmitted by one of said transmitter devices 11 can not be associated with another of said transmitting devices 11.
  • the invention has been described by considering a UWB wireless communication system. However, there is nothing to preclude, according to other examples, considering other types of communication systems.
  • the invention finds however a particularly advantageous application in ultra-wide band wireless communication systems, that is to say an absolute bandwidth (at -10 dB relative to the power measured at the central frequency) greater than 500 megahertz.

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Abstract

L'invention concerne un procédé d'estimation, par un dispositif récepteur (12), de l'instant d'arrivée d'un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d'étalement comportant Nc symboles de même durée Tc prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d'impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur (12). En outre, ledit procédé comporte : - une étape (100) d'échantillonnage du signal radio selon une période d'échantillonnage Te prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité Nc x Tc/Te est non nulle, - une étape (200) de calcul d'une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d'étalement modulée par une enveloppe d'impulsions, - une étape (300) de détection de pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection, - une étape (400) d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.

Description

PROCÉDÉ ET DISPOSITIF RÉCEPTEUR POUR L'ESTIMATION DE L'INSTANT D'ARRIVÉE D'UN SIGNAL RADIO, PROCÉDÉ ET SYSTÈME DE
LOCALISATION
DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention appartient au domaine des systèmes de localisation d'objets, et concerne plus particulièrement un procédé d'estimation, par un dispositif récepteur, de l'instant d'arrivée d'un signal radio, ainsi qu'un procédé de localisation d'un dispositif émetteur émettant ledit signal radio à destination dudit dispositif récepteur.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE
La présente invention trouve une application particulièrement avantageuse, bien que nullement limitative, dans les systèmes de localisation sans fil à bande ultra large. Par « bande ultra large » (« Ultra Wide Band », encore désigné par l'acronyme UWB, dans la littérature anglo-saxonne), on fait référence à des signaux radioélectriques émis par un ou plusieurs dispositifs émetteurs à destination d'un ou plusieurs dispositifs récepteurs dudit système de localisation, et dont la bande passante absolue (à -10 dB par rapport à la puissance mesurée sur la fréquence centrale) est supérieure à 500 mégahertz.
Les applications de l'UWB sont diverses, et concernent généralement la transmission locale de données numériques sans fil à haut débit, mais aussi les radars ou encore les systèmes d'imagerie médicale.
Plus particulièrement, les systèmes UWB sont avantageusement adaptés pour la localisation de radio-marqueurs (encore dits radio-étiquettes) apposés respectivement sur des objets positionnés fixes dans un environnement fermé, comme par exemple un hangar, ou bien en mouvement au voisinage d'une zone spécifiquement configurée pour effectuer ladite localisation.
Par exemple, on connaît des radio-marqueurs énergétiquement passifs comme les étiquettes RFID (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Radio Frequency Identification »), mais aussi des radio-marqueurs énergétiquement actifs, comportant par exemple une batterie électrique, de type Zébra®, Decawave®, Ubisense®, Nanotron®, etc.
D'une manière générale, un dispositif émetteur d'un tel système de localisation émet à destination de plusieurs dispositifs récepteurs un signal radio sous la forme d'impulsions de très courtes durées, de l'ordre d'une nanoseconde. Ces impulsions extrêmement courtes dans le domaine temporel conduisent, par passage dans le domaine fréquentiel, à l'obtention du spectre à bande ultra large caractéristique de la technologie UWB.
Afin de localiser le dispositif émetteur, chaque dispositif récepteur procède à l'estimation de l'instant d'arrivée du signal qui lui parvient, cette estimation servant par la suite de base à des calculs de différences d'instants d'arrivée de type TDOA (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Time Différence Of Arrivai »). Ladite estimation est classiquement effectuée par un corrélateur numérique équipant le dispositif récepteur, et générant des pics de corrélation en des instants d'échantillonnage du signal reçu. L'estimation de l'instant d'arrivée du signal correspond alors à l'instant de détection du premier pic de corrélation dont l'amplitude dépasse un seuil prédéterminé.
On comprend donc que la précision de la localisation dépend de la précision de l'estimation des instants d'arrivée, qui dépend elle-même de la fréquence d'échantillonnage du signal. Or, l'augmentation de la fréquence d'échantillonnage est nécessairement limitée, que ce soit pour des raisons de coût, de consommation énergétique, voire encore de développements technologiques. La fréquence d'échantillonnage est donc un facteur limitant des performances des systèmes de localisation.
Par ailleurs, l'estimation des instants d'arrivée est aussi affectée d'une erreur, à un échantillon près environ, inhérente à la construction des dispositifs récepteurs, impliquant dès lors un manque de précision dans l'estimation. Afin de minimiser l'impact de cette erreur, des techniques d'interpolation des pics de corrélation sont connues. Par exemple, il peut être envisagé d'interpoler en amplitude un pic avec les pics le précédant et lui succédant directement. Si ces techniques améliorent en effet la précision de l'estimation lorsque le signal reçu n'est pas ou très peu bruité, elles se révèlent néanmoins très peu robustes lorsque l'amplitude du bruit n'est pas négligeable relativement à l'amplitude du signal émis, ce qui est en pratique généralement le cas dans des systèmes de localisation sans fil UWB.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
La présente invention a pour objectif de remédier à tout ou partie des inconvénients de l'art antérieur, notamment ceux exposés ci-avant, en proposant une solution qui permette d'estimer avec précision l'instant d'arrivée d'un signal radio émis par un dispositif émetteur à destination de plusieurs dispositifs récepteurs tout en limitant la fréquence d'échantillonnage dudit signal radio ainsi qu'en étant robuste vis-à-vis du bruit éventuellement subi par ledit signal lors de sa transmission.
A cet effet, et selon un premier aspect, l'invention concerne un procédé d'estimation, par un dispositif récepteur, de l'instant d'arrivée d'un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d'étalement comportant Nc symboles de même durée Tc prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d'impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur. En outre, ledit procédé comporte les étapes successives suivantes :
- une étape d'échantillonnage du signal radio selon une période d'échantillonnage Te prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité Nc x Tc/Te est non nulle,
- une étape de calcul d'une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d'étalement modulée par une enveloppe d'impulsions,
- une étape de détection de pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection,
- une étape d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.
Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé d'estimation peut comporter en outre l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniques possibles.
Dans un mode particulier de mise en œuvre, l'étape d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio émis comporte :
- un regroupement de pics de corrélation successifs dans une séquence de détection,
un calcul des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection,
une détermination d'un rang Rp, dans ladite séquence de détection, d'un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes, l'instant d'arrivée du signal radio étant estimé en fonction de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang Rp.
Dans un mode particulier de mise en œuvre, l'instant d'arrivée du signal radio est calculé égal à la somme de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf' x Rp' x Te avec Pf' = | Pf modulo 1 /2|, et Rp' = Rp modulo E(1 /Pf').
Dans un mode particulier de mise en œuvre, la séquence de référence correspond à la séquence d'étalement suréchantillonnée à Te, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d'étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d'étalement, ainsi qu'en nombre égal à la partie entière E(TC/Te) du rapport Tc/Te ou égal à E(Tc/Te)-1 .
Dans un mode particulier de mise en œuvre, la séquence d'étalement est une séquence pseudo-aléatoire.
Dans un mode particulier de mise en œuvre, ladite séquence pseudo- aléatoire est une séquence binaire de type m-séquence.
Dans un mode particulier de mise en œuvre, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,1 ; 0,9]. Dans un mode particulier de mise en œuvre, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,125 ; 0,250].
Selon un deuxième aspect, la présente invention concerne un procédé de localisation, par un système de localisation, d'un dispositif émetteur positionné dans un environnement et comportant des moyens configurés pour générer un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d'étalement comportant Nc symboles de même durée Tc prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d'impulsions et reçu par une pluralité de dispositifs récepteurs. En outre, ledit procédé de localisation comporte les étapes successives suivantes :
une étape d'estimation des instants d'arrivée du signal radio par respectivement lesdits dispositifs récepteurs conformément à un procédé d'estimation de l'instant d'arrivée d'un signal radio selon l'un quelconque des modes de mise en œuvre de l'invention, - une étape d'estimation, par un dispositif de calcul, de la position dudit dispositif émetteur en fonction desdites estimations des instants d'arrivée.
Dans un mode particulier de mise en œuvre, l'étape d'estimation de la position dudit dispositif émetteur est déterminée au moyen de calculs de différences d'instants d'arrivée TDOA pour plusieurs paires de dispositifs récepteurs.
Selon un troisième aspect, la présente invention concerne un dispositif récepteur pour l'estimation de l'instant d'arrivée d'un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d'étalement comportant Nc symboles de même durée Tc prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d'impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur. En outre, ledit dispositif récepteur comporte :
des moyens configurés pour échantillonner le signal radio selon une période d'échantillonnage Te prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité Nc x Tc/Te est non nulle, des moyens configurés pour calculer une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d'étalement modulée par une enveloppe d'impulsions,
des moyens configurés pour détecter des pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection,
des moyens configurés pour estimer l'instant d'arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf. Dans des modes particuliers de réalisation de l'invention, le dispositif récepteur peut comporter en outre l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles.
Dans un mode particulier de réalisation, le dispositif récepteur comporte :
des moyens configurés pour regrouper des pics de corrélation successifs dans une séquence de détection,
des moyens configurés pour calculer des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection,
des moyens configurés pour calculer des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection,
des moyens configurés pour déterminer un rang Rp, dans ladite séquence de détection, d'un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes, l'instant d'arrivée du signal radio étant estimé en fonction de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang Rp. Dans un mode particulier de réalisation, le dispositif récepteur comporte des moyens configurés pour calculer la somme de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf' x Rp' x Te avec Pf' = | Pf modulo 1 /2|, et Rp' = Rp modulo E(1 /Pf'). Dans un mode particulier de réalisation, la séquence de référence correspond à la séquence d'étalement suréchantillonnée à Te, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d'étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d'étalement, ainsi qu'en nombre égal à la partie entière E(TC/Te) du rapport Tc/Te ou égal à E(Tc/Te)-1 .
Dans un mode particulier de réalisation, ladite séquence d'étalement est une séquence pseudo-aléatoire.
Dans un mode particulier de réalisation, ladite séquence pseudoaléatoire est une séquence binaire de type m-séquence.
Dans un mode particulier de réalisation, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,1 ; 0,9].
Dans un mode particulier de réalisation, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,125 ; 0,250].
Selon un quatrième aspect, la présente invention concerne un système de localisation comportant au moins un dispositif émetteur positionné dans un environnement, ledit au moins un dispositif émetteur comportant des moyens configurés pour générer et émettre un signal radio. En outre, ledit système de localisation comporte :
une pluralité de dispositifs récepteurs conformément à l'un quelconque des modes de réalisation selon l'invention, un dispositif de calcul comportant des moyens configurés pour estimer la position dudit au moins un dispositif émetteur en fonction des estimations des instants d'arrivée du signal radio respectivement déterminées par les dispositifs récepteurs.
PRÉSENTATION DES FIGURES
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante, donnée à titre d'exemple nullement limitatif, et faite en se référant aux figures qui représentent :
- Figure 1 : une représentation schématique d'un exemple de réalisation d'un système de localisation sans fil. - Figure 2 : un organigramme d'un exemple de mise en œuvre d'un procédé d'estimation, par un dispositif récepteur, de l'instant d'arrivée d'un signal radio reçu par ledit dispositif récepteur.
- Figure 3 : un organigramme d'un exemple de mise en œuvre d'un procédé de localisation, par le système de localisation de la figure
1 , d'un dispositif émetteur.
Dans ces figures, des références identiques d'une figure à une autre désignent des éléments identiques ou analogues. Pour des raisons de clarté, les éléments représentés ne sont pas à l'échelle, sauf mention contraire.
DESCRIPTION DÉTAILLÉE DE MODES DE RÉALISATION
La présente invention appartient au domaine de la localisation d'objets dans un environnement aussi bien fermé, comme par exemple un hangar ou un entrepôt, qu'ouvert. Par « localisation », on fait référence ici à la détermination de coordonnées géographiques respectives desdits objets relativement à un point de référence de l'environnement dans lequel ces objets sont positionnés. Cette localisation peut être bidimensionnelle, par exemple si tous les objets sont positionnés dans un même plan géométrique, ou bien tridimensionnelle.
Pour la suite de la description, on note, pour tout nombre réel A, E(A) la partie entière de A, c'est-à-dire le plus grand nombre entier inférieur ou égal à A. En complément, on note aussi Pf(A) la partie fractionnaire de A, c'est-à- dire le nombre réel, appartenant à l'intervalle [0 ; 1 [, tel que A est égal à somme de E(A) et Pf(A).
La figure 1 représente schématiquement un exemple de système de localisation sans fil 10.
Le système de localisation sans fil 10 comporte au moins un dispositif émetteur 1 1 ainsi qu'une pluralité de dispositifs récepteurs 12. Ledit au moins un dispositif émetteur 1 1 et lesdits dispositifs récepteurs 12 comportent respectivement des moyens de communication sans fil, considérés comme connus de l'homme du métier. Ces moyens de communications sont adaptés à l'échange de données entre ledit au moins un dispositif émetteur 1 1 et lesdits dispositifs récepteurs 12 sous la forme de signaux radioélectriques. Par « signal radioélectrique », on fait référence ici à une onde électromagnétique se propageant par des moyens non filaires, dont les fréquences sont comprises dans le spectre traditionnel des ondes radioélectriques (quelques hertz à plusieurs centaines de gigahertz).
Dans la suite de la description, un dispositif est qualifié d' « énergétiquement passif » lorsque son fonctionnement repose sur une consommation d'énergie fournie par un équipement distant. A l'opposé, on qualifie un dispositif d' « énergétiquement actif » lorsque ce dispositif est configuré pour fonctionner au moyen d'une énergie qu'il embarque, notamment avant même sa première utilisation, comme par exemple une énergie électrique contenue dans une batterie électrique intégrée, cette énergie n'étant donc pas fournie par un équipement distant.
Dans le présent exemple de réalisation, et à titre nullement limitatif, ledit au moins un dispositif émetteur 1 1 est énergétiquement passif, et est configuré de sorte à emmagasiner de l'énergie électrique par effet capacitif. A cet effet, les dispositifs récepteurs 12 sont adaptés à diffuser des ondes électromagnétiques, ces ondes électromagnétiques étant captées par ledit au moins un dispositif émetteur 1 1 , lorsqu'elles sont à sa portée, et converties, de manière connue de l'homme du métier, en courants électriques. Une fois que ledit au moins un dispositif émetteur 1 1 a emmagasiné suffisamment d'énergie électrique, il s'active et émet un signal radio, représentatif de données comme par exemple un identifiant, et destiné à être reçu par les dispositifs récepteurs 12.
La suite de la description vise plus spécifiquement, mais de manière non limitative, un système de localisation sans fil 10 de type UWB dont ledit au moins un dispositif émetteur 1 1 est un radio-marqueur (encore dit « tag » dans la littérature anglo-saxonne). Ledit au moins un dispositif émetteur 1 1 est apposé sur un objet positionné dans ledit environnement 20, ici fermé tel qu'illustré par la figure 1 . De plus, les dispositifs récepteurs 12, positionnés en différents endroits de l'environnement 20 (représenté en pointillés dans la figure 1 ), sont configurés pour diffuser de manière continue, ou bien récurrente, au sein dudit environnement 20 des ondes électromagnétiques selon une fréquence appartenant à une bande de fréquences autorisée par la réglementation locale pour l'utilisation du radio-marqueur, et avec une puissance d'émission par exemple de l'ordre de quelques watts. De telles ondes électromagnétiques sont par exemple une porteuse modulée par technique de sauts de fréquence.
Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples, d'avoir des dispositifs émetteurs 1 1 énergétiquement actifs, et comportant respectivement, par exemple, des batteries électriques. Rien n'exclut non plus que le système de localisation sans fil 10 soit d'un autre type, c'est-à-dire avec une bande passante fréquentielle différente de celle d'un système UWB, et que les dispositifs récepteurs 12 diffusent des ondes électromagnétiques, dans le cas de dispositifs émetteurs passifs, selon d'autres fréquences.
Pour la suite de la description, et tel qu'illustré par la figure 1 , on se place à titre nullement limitatif dans le cas où le système de localisation sans fil 10 comporte un seul dispositif émetteur 1 1 , cela notamment dans un souci de clarté et d'allégement de la description. Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples, que le système de localisation comporte plus d'un dispositif émetteur 1 1 , comme décrit ci-après.
Dans l'exemple illustré par la figure 1 , le système de localisation sans fil 10 comporte aussi quatre dispositifs récepteurs 12. Une telle configuration est avantageusement adaptée à une localisation tridimensionnelle du dispositif émetteur 1 1 , cette localisation étant par exemple effectuée au moyen de calculs de différences d'instants d'arrivée TDOA (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Time Différence Of Arrivai ») d'un signal radio émis par le dispositif émetteur 1 1 , pour plusieurs paires de dispositifs récepteurs 12, comme connu de l'homme du métier. Alternativement, lorsque la localisation du dispositif émetteur 1 1 est bidimensionnelle, l'utilisation de trois dispositifs récepteurs 12 est suffisante.
La figure 2 représente un organigramme d'un exemple de mise en œuvre d'un procédé d'estimation, par un dispositif récepteur 12, de l'instant d'arrivée d'un signal radio reçu par ledit dispositif récepteur 12.
Par exemple, pour la mise en œuvre dudit procédé d'estimation, le dispositif récepteur 12 comporte un circuit de traitement (non représenté sur les figures), comportant un ou plusieurs processeurs et des moyens de mémorisation (disque dur magnétique, mémoire électronique, disque optique, etc.) dans lesquels est mémorisé un produit programme d'ordinateur, sous la forme d'un ensemble d'instructions de code de programme à exécuter pour mettre en œuvre les différentes étapes du procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio. Alternativement ou en complément, le circuit de traitement du dispositif récepteur 12 comporte un ou des circuits logiques programmables (FGPA, PLD, etc.), et/ou un ou des circuits intégrés spécialisés (ASIC), et/ou un ensemble de composants électroniques discrets, etc., adaptés à mettre en œuvre tout ou partie desdites étapes du procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio.
En d'autres termes, le circuit de traitement du dispositif récepteur 12 comporte un ensemble de moyens configurés de façon logicielle (produit programme d'ordinateur spécifique) et/ou matérielle (FGPA, PLD, ASIC, composants électroniques discrets, etc.) pour mettre en œuvre les étapes du procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio.
Dans le présent mode de mise en œuvre, ledit signal radio a été préalablement émis par le dispositif émetteur 1 1 , à un instant antérieur à l'instant d'arrivée à estimer, et correspond à un paquet de données. Ce paquet de données est représentatif d'un identifiant unique du dispositif émetteur 1 1 , chaque donnée du paquet étant encodée au moyen d'un bit représentatif soit d'un état dit « haut », par exemple encodé avec un bit de valeur « 1 », soit d'un état dit « bas », par exemple encodé avec un bit de valeur « -1 ». Par ailleurs, chaque bit du paquet de données est associé à une durée prédéterminée Tb, identique pour tous les bits du paquet, et correspondant à la durée pendant laquelle ledit bit est émis de sorte que lesdites données se succèdent de façon ininterrompue sous la forme d'un train de bits. Par exemple, ledit paquet de données est encodé au moyen de 64 bits, si bien qu'il peut prendre 264 valeurs différentes, et la durée d'émission Tb d'un bit est égale à 63,75 microsecondes. Rien n'exclut cependant, suivant d'autre exemples non détaillés ici, d'avoir un paquet de données encodé sur un nombre de bits inférieur ou bien supérieur à 64 bits, ainsi que d'avoir une durée d'émission Tb d'un bit inférieure ou supérieure à 63,75 microsecondes.
De plus, les données du paquet sont modulées par une séquence d'étalement consistant à produire à l'émission, en même temps que le paquet de données représentatif de l'identifiant du dispositif émetteur 1 1 , des symboles (connus par l'homme du métier sous l'expression « chips » en référence à la littérature anglo-saxonne) de même durée Tc prédéterminée. Ladite durée Tc est inférieure à la durée Tb d'un bit de sorte que chaque bit est modulé par un nombre entier positif Nc de symboles (le nombre Nc est classiquement choisi entier pour des raisons de commodité et connu de l'homme du métier sous l'expression de « spreading factor » en référence à la littérature anglo-saxonne). Ladite séquence d'étalement a une durée égale à Nc x Tc, et, une fois terminée, est immédiatement répétée. Les répétitions successives de la séquence d'étalement se font autant de fois qu'il y a de bits dans l'identifiant associé au dispositif émetteur 1 1 .
Dans le présent mode de mise en œuvre, chaque symbole est encodé selon une mise en œuvre identique à l'encodage de l'identifiant du dispositif émetteur 1 1 , c'est-à-dire au moyen d'une valeur « 1 » ou « -1 ». Par exemple, et à titre nullement limitatif, lorsque la durée Tb d'un bit est de 63,75 microsecondes, la durée Tc d'un symbole peut être de 250 nanosecondes, si bien que le nombre Nc de symboles de la séquence d'étalement est égal à 255. Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples, d'envisager un encodage des symboles de la séquence d'étalement différent de l'encodage des données de l'identifiant du dispositif émetteur 1 1 . Rien n'exclut non plus, suivant d'autres exemples, que le nombre Nc soit différent de 255.
La modulation du paquet de données s'obtient par combinaison de chaque donnée avec les symboles de ladite séquence d'étalement, par exemple au moyen d'une fonction logique de type « NON-OU exclusif » (« XNOR » dans la littérature anglo-saxonne). De cette manière, étant donné que la durée Tc est inférieure à la durée Tb, ladite combinaison a pour effet d'augmenter la fréquence de chaque donnée du paquet, si bien que le résultat de cette combinaison produit dans le domaine fréquentiel un étalement du spectre d'un signal correspondant au seul paquet de données. Une telle manière de procéder, généralement désignée par l'expression « étalement de spectre par séquence directe », ainsi que les avantages qui en découlent, sont bien connus de l'homme du métier. On comprend donc qu'une donnée modulée par la séquence d'étalement comporte des sous-données en nombre égal à Nc et de durées respectives égales à Tc. A titre d'exemple nullement limitatif, si une donnée du paquet a la valeur 1 , et que la séquence d'étalement comporte successivement les valeurs 1 , 1 , -1 , 1 , alors la donnée modulée comportera, dans cet ordre, les sous-données 1 , 1 , -1 , et 1 . Par contre, si la donnée du paquet a la valeur -1 , alors, en la combinant avec la même séquence d'étalement, la donnée modulée comportera, dans cet ordre, les sous-données -1 , -1 , 1 , -1 .
Dans un mode particulier de mise en œuvre, la séquence d'étalement est une séquence pseudo-aléatoire, encore dite séquence « PRN » (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Pseudo Random Noise »). Notamment, la valeur de chacun des symboles de ladite séquence est indépendante des valeurs respectives des autres symboles. Une telle séquence présente des propriétés particulières de corrélation, considérées comme connues de l'homme du métier, avantageusement utilisées lors de l'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio, comme décrit ci-après.
Dans un exemple préféré de mise en œuvre, ladite séquence pseudoaléatoire est une séquence binaire de type m-séquence. Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples, d'avoir une séquence pseudo-aléatoire d'un autre type comme une séquence dite « Gold », ou dite de « Barker », ou dite de « Hadamard-Walsh », etc.
Il convient de noter que le présent mode de mise en œuvre est décrit en faisant référence à un unique dispositif émetteur 1 1 . Toutefois, les dispositions décrites dans ce mode de mise en œuvre s'appliquent directement au cas où le système de localisation sans fil 10 comporte une pluralité de dispositifs émetteurs 1 1 , sous réserve que les identifiants respectifs des dispositifs émetteurs 1 1 soient différents deux à deux. Cela étant, ces identifiants peuvent être modulés par une séquence d'étalement commune à tous les dispositifs émetteurs 1 1 ou bien encore respectivement par des séquences d'étalement différentes deux à deux.
Par la suite, le paquet de données modulées est transformé en un signal comportant des impulsions représentatives des valeurs respectives desdites données modulées. Ces impulsions sont de largeurs respectives identiques et inférieures à la durée Tc d'un symbole. Par exemple, et à titre nullement limitatif, lorsque la durée Tc est égale à 250 nanosecondes, la durée d'une impulsion est égale 30 nanosecondes. Rien n'exclut cependant que la durée d'une impulsion soit différente de 30 nanosecondes dès lors qu'elle est inférieure à la durée Tc d'un symbole. Par exemple, on peut avoir des impulsions de durées respectives égales à 1 nanoseconde.
Dans le présent mode de mise en œuvre, lorsque la valeur d'une sous-donnée d'une donnée modulée est 1 , ladite sous-donnée génère émission d'impulsion associée. A contrario, lorsque la valeur d'une sous- donnée d'une donnée modulée est -1 , alors ladite sous-donnée n'est associée à aucune impulsion. Par ailleurs, lorsque deux sous-données consécutives ont même valeur 1 , alors elles sont associées respectivement à deux impulsions successives séparées d'une durée égale à Tc. Par exemple, la génération des impulsions est mise en œuvre au moyen d'une modulation de type « OOK » (acronyme de l'expression anglo-saxonne « On-Off Keying »). Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples non détaillés ici, que les impulsions soient générées au moyen d'une modulation différente.
Notons que, de manière connue de l'homme de l'art, le signal obtenu après modulation du paquet de données par la séquence d'étalement, et comportant des impulsions, est, avant émission, modulé en fréquence par une porteuse dans le but de transporter l'information contenue dans ledit signal obtenu. De manière analogue, à réception du signal radio, ce dernier peut être démodulé relativement à ladite porteuse. Une telle manière de procéder n'est pas décrite en détail ici, et, pour des raisons de simplicité et de clarté d'écriture dans la suite de la description, le signal radio émis par le dispositif émetteur 1 1 et reçu par le dispositif récepteur 12 fait uniquement référence au signal obtenu après modulation par la séquence d'étalement.
Il convient de noter que pour générer le signal radio émis à partir du paquet de données ainsi que de la séquence d'étalement, le dispositif émetteur 1 1 comporte, par exemple, un circuit de traitement (non représenté sur les figures), comportant un ou plusieurs processeurs et des moyens de mémorisation (disque dur magnétique, mémoire électronique, disque optique, etc.) dans lesquels est mémorisé un produit programme d'ordinateur, sous la forme d'un ensemble d'instructions de code de programme à exécuter pour mettre en œuvre les différentes étapes du procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio. Alternativement ou en complément, le circuit de traitement du dispositif émetteur 1 1 comporte un ou des circuits logiques programmables (FGPA, PLD, etc.), et/ou un ou des circuits intégrés spécialisés (ASIC), et/ou un ensemble de composants électroniques discrets, etc., adaptés à mettre en œuvre tout ou partie desdites étapes du procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio.
En d'autres termes, le circuit de traitement du dispositif émetteur 1 1 comporte un ensemble de moyens configurés de façon logicielle (produit programme d'ordinateur spécifique) et/ou matérielle (FGPA, PLD, ASIC, composants électroniques discrets, etc.) pour mettre en œuvre les étapes du procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio.
Dès lors, le procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio, par le dispositif récepteur 12, comporte plusieurs étapes successives. Dans son principe général, ledit procédé consiste à tout d'abord échantillonner le signal radio reçu par le dispositif récepteur 12, selon une période d'échantillonnage adaptée. Ce signal échantillonné est ensuite corrélé avec une séquence de référence afin d'obtenir une fonction de corrélation présentant des pics de corrélation à partir desquels il est possible d'identifier les données du paquet, représentatives de l'identifiant du dispositif émetteur 1 1 , ainsi que d'estimer leurs instants d'arrivée respectifs, et par voie de conséquence l'instant d'arrivée du signal radio. En comparaison avec l'état de l'art, ledit procédé a pour objectif de permettre une meilleure estimation de l'instant d'arrivée du signal radio, relativement à l'instant d'arrivée réel du signal radio qui n'est pas connu, l'amélioration de ladite estimation étant conditionnée ici par le choix de la période d'échantillonnage.
A cet effet, le procédé d'estimation comporte dans un premier temps une étape 100 d'échantillonnage du signal radio selon une période d'échantillonnage Te prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité Nc x Tc/Te est non nulle.
L'étape 100 permet donc d'obtenir une suite de points d'échantillonnage, chaque point d'échantillonnage étant associé à un instant d'échantillonnage, ainsi qu'à une valeur d'échantillonnage qui est une valeur numérique représentative de l'amplitude du signal radio reçu au moment dudit instant d'échantillonnage.
Par exemple, et à titre nullement limitatif, le nombre Nc de symboles de la séquence d'étalement est égal à 255, la durée Tc d'un symbole de ladite séquence d'étalement étant de 250 nanosecondes. De plus, la période d'échantillonnage Te est fixée de sorte que la quantité Nc x Tc/Te est égal à 3123,75. Ainsi, dans cet exemple, la fréquence d'échantillonnage, égale au rapport 1 /Te, est de 49 mégahertz. Rien n'exclut cependant d'avoir une fréquence d'échantillonnage inférieure ou bien supérieure à 49 mégahertz, comme par exemple, une fréquence d'échantillonnage de 1 gigahertz.
L'instant d'échantillonnage fait classiquement référence à une date, par exemple exprimée en année-mois-jour-heure-minute-seconde. La date du premier point d'échantillonnage s'obtient, par exemple, par horodatage. Dès lors, chaque point d'échantillonnage, autre que ledit premier point d'échantillonnage, est associé à une date en multipliant le nombre de points d'échantillonnage qui le précèdent, dans la suite de points d'échantillonnage, par la période Te.
Notons que la quantité Nc x Tc/Te n'est pas un nombre entier, alors que Nc est bien, quant à lui, un nombre entier. Par conséquent, le rapport Tc/Te n'est pas, selon la présente invention, un nombre entier, ce qui implique notamment que les impulsions du signal radio reçu sont théoriquement séparées d'un nombre non entier de points d'échantillonnage, puisque notamment deux impulsions successives sont séparées d'une durée égale à Tc. Cela signifie donc aussi que chaque impulsion est associée à un instant d'échantillonnage théorique égal au produit de la période Te avec le nombre non entier de points d'échantillonnage qui précèdent ladite impulsion. Toutefois, le dispositif récepteur 12 est classiquement configuré pour compter et mémoriser un nombre entier de points d'échantillonnage. Dès lors, dans le présent mode de mise en œuvre, l'instant d'arrivée d'une impulsion, effectivement déterminé par le dispositif récepteur 12, est égal au produit de la période Te par la partie entière du nombre de points d'échantillonnage qui précèdent ladite impulsion. Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples non détaillés ici, que l'instant d'arrivée d'une impulsion effectivement déterminé par le dispositif récepteur 12 soit calculé selon d'autres dispositions.
Pour la suite de la description, et afin d'en alléger l'écriture, on note Pf la quantité égale à Pf(Nc x Tc/Te), sauf si cela prête à confusion.
Le procédé d'estimation comporte ensuite une étape 200 de calcul d'une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d'étalement modulée par une enveloppe d'impulsion.
L'objectif de l'étape 200, via le calcul de ladite fonction de corrélation glissante, est de mesurer la similarité entre le signal radio qui a été émis par le dispositif émetteur 1 1 et le signal radio reçu par le dispositif récepteur 12, ledit signal radio pouvant éventuellement être bruité entre son émission et sa réception. De la mesure de cette similarité découle notamment la détection dans le signal radio reçu des données du paquet modulées par la séquence d'étalement, et consécutivement l'estimation des instants d'arrivée respectifs desdites données modulées, d'où aussi l'instant d'arrivée dudit signal radio.
Ladite fonction de corrélation glissante, notée fCOr, est une fonction discrète du temps, prenant des valeurs en lesdits instants d'échantillonnage, et ladite séquence de référence, notée Sref, est une suite de symboles, de cardinal A(Sref) borné et inférieur au nombre de points d'échantillonnage. La définition théorique d'une telle fonction de corrélation glissante fcor, ainsi que ses propriétés mathématiques, sont bien connues de l'homme du métier.
Dans un mode préféré de mise en œuvre, la séquence de référence correspond à la séquence d'étalement suréchantillonnée à Te, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d'étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d'étalement, ainsi qu'en nombre égal à la partie entière E(TC/Te) du rapport Tc/Te ou égal à E(Tc/Te)-1 .
Afin d'illustrer ce mode préféré de mise en œuvre pour la construction de la séquence de référence Sref, considérons, à titre d'exemple nullement limitatif, une séquence d'étalement comportant un nombre Nc de symboles égal à 5, ces symboles s'écrivant successivement 1 , 1 , -1 , 1 , 1 . Considérons en outre que le rapport Tc/Te est égal à 12,25, de sorte que la fréquence d'échantillonnage est de 49 mégahertz (ce qui correspond à une période Tc égale à 250 nanosecondes), la quantité Nc x Tc/Te étant dès lors égale à 61 ,25. La séquence de référence Sref s'obtient alors en suréchantillonnant ladite séquence d'étalement de période Tc selon la période Te. Pour ce faire, chaque sous ensemble de la séquence de référence Sref commence par un des symboles de la séquence d'étalement, donc 1 ou -1 , et est complété de symboles auxiliaires de valeurs respectives 0. Eu égard à la valeur du rapport Tc/Te, le nombre de symboles de chaque sous ensemble devrait en théorie être égal à 12,25, ce qui n'est pas possible. Dès lors, il convient de faire un choix dans le nombre entier de symboles auxiliaires 0 à placer dans chaque sous ensemble tout en respectant le fait que la séquence de référence doit correspondre à la séquence d'étalement échantillonnée à 49 mégahertz. Par exemple, la séquence de référence Sref peut contenir les sous ensembles successifs Sref(1 ), Sref(2), Sref(3), Sref(4) et Sref(5) respectivement associés aux symboles 1 , 1 , -1 , 1 , 1 de la séquence d'étalement de sorte que :
- Sref (1 ) = (1 , 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), comportant un nombre de 0 égal à E(Tc/Te)-1 , soit 1 1 ;
- Sret(2) = (1 , 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), comportant un nombre de 0 égal à E(Tc/Te)-1 , soit 1 1 ;
- Sref (3) = (-1 , 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), comportant un nombre de 0 égal à E(TC/Te)-1 , soit 1 1 ;
- Sret(4) = (1 , 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), comportant un nombre de 0 égal à E(TC/Te), soit 12.
De cette manière, on obtient que la réunion des quatre premiers sous ensembles Sref (1 ), Sref (2), Sref (3) et Sref (4) comporte 49 symboles, ce qui est en concordance avec le résultat théorique attendu à savoir que la séquence de référence Sref correspond à la séquence d'étalement échantillonnée à 49 mégahertz. Pour ce qui est du dernier sous ensemble Sref (5), ce dernier est associé au dernier symbole 1 de la séquence d'étalement et reprend le schéma de répartition des symboles auxiliaires 0 défini ci-dessus pour Sref(1 ), c'est-à- dire que Sret(5) = (1 , 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), et comporte donc un nombre de 0 égal à E(TC/Te)-1 , soit 1 1 , etc. Au final, la séquence de référence Sref comporte bien 61 échantillons, et la différence entre la quantité Nc x Tc/Te et la longueur de Sref est bien de 0,25.
On comprend donc que le suréchantillonnage de la séquence d'étalement selon la période Te consiste à répartir un nombre prédéfini de symboles auxiliaires, ici E(TC/Te) ou E(TC/Te)-1 symboles auxiliaires, dans chaque sous ensemble. Ainsi, il apparaîtra clairement à l'homme du métier que des variantes possibles de l'exemple illustratif décrit ci-avant pourraient être d'avoir une réunion des quatre premiers sous ensembles Sref (1 ), Sref (2), Sref (3) et Sref (4) comportant 49 symboles, avec un desdits sous ensembles comportant 12 symboles 0 sans que ce soit nécessairement le sous ensemble Sref (4), et les autres sous ensembles comportant bien 1 1 symboles 0.
Notons que le fait que les sous ensembles de la séquence de référence Sref contiennent respectivement une valeur de la séquence d'étalement complétée de 0 correspond effectivement à une modulation de la séquence d'étalement par une enveloppe d'impulsions. Par exemple, en reprenant les notations de l'exemple illustré ci-avant, le premier sous ensemble de la séquence de référence est représentatif du premier symbole 1 de la séquence d'étalement modulé par une enveloppe comportant une impulsion de durée sensiblement égale à Te, suivie d'un signal d'amplitude nulle pendant une durée sensiblement égale à (E(TC/Te)-1 ) x Te. Toutefois, d'autres variantes sont possibles pour la modulation de la séquence d'étalement par une enveloppe d'impulsions. Par exemple, un sous ensemble associé à un symbole de la séquence d'étalement pourrait comporter des 1 et des 0, mais aussi des valeurs demies entières 0,5 juste avant et juste après un 1 .
On comprend donc que le calcul de la fonction fcor permet avantageusement de calculer des pics de corrélation, ces derniers pouvant être représentatifs de la séquence d'étalement. En effet, dans la mesure où le signal radio émis par le dispositif récepteur 12 est généré au moyen de la séquence d'étalement, l'information portée par les points d'échantillonnage, à savoir leurs valeurs et instants d'échantillonnage respectifs, est représentative des symboles de la séquence d'étalement et de leurs durées respectives. En multipliant ces valeurs d'échantillonnage par les symboles de la séquence de référence, elle-même construite sur la base de ladite séquence d'étalement, cela permet de générer des pics de corrélation.
En outre, le fait de choisir, par exemple, une séquence d'étalement qui soit une séquence pseudo-aléatoire est encore plus avantageux du point de vue de la mise en œuvre du procédé d'estimation. En effet, une telle séquence présente des propriétés d'autocorrélation connues de l'homme du métier, et classiquement recherchées et utilisées dans le domaine du chiffrement et de l'identification des signaux.
Notons que dans la mesure où la séquence de référence est générée sur la base de la séquence d'étalement, il est nécessaire que ladite séquence d'étalement soit connue du dispositif récepteur 12. Autrement dit, le circuit de traitement du dispositif récepteur 12 est notamment configuré pour mémoriser, avant la mise œuvre du procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio, ladite séquence d'étalement.
A la suite du calcul de la fonction de corrélation, le procédé d'estimation comporte une étape 300 de détection de pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection.
A cet effet, la fonction de corrélation calculée est représentée dans un diagramme dit de corrélation, ce diagramme comportant un axe des abscisses et un axe des ordonnées indiquant respectivement les instants et les amplitudes des points en lesquels la fonction de corrélation a été évaluée, autrement dit les points d'échantillonnage. Ainsi, par « détection », on fait référence ici au fait d'identifier dans ledit diagramme de corrélation les instants d'échantillonnage en lesquels l'amplitude de la fonction de corrélation présente un pic.
En théorie, lorsque le signal radio n'est pas bruité au cours de sa transmission vers le dispositif récepteur 12 et qu'il est échantillonné à une fréquence suffisamment élevée par ledit dispositif récepteur 12, le diagramme de la fonction de corrélation doit présenter un profil sur lequel apparaît autant de pics de corrélation que de données du paquet, donc que de bits. A cet égard, les abscisses respectives de ces pics de corrélation marquent bien l'instant d'arrivée de chacune des données du paquet, donc du signal radio. Par ailleurs, en dehors desdits pics de corrélation, le diagramme de la fonction de corrélation doit présenter un profil sensiblement identique à celui d'une fonction d'amplitude nulle.
Toutefois, le signal radio étant nécessairement bruité entre son émission et sa réception, notamment en raison de sa propagation dans l'environnement 20, le diagramme de corrélation présente d'une manière générale un profil pouvant comporter des pics auxiliaires, en des instants différents de ceux des pics associés aux données du paquet, et d'amplitudes respectives non négligeables (mais néanmoins inférieures) relativement aux amplitudes respectives des pics de corrélation associés aux données du paquet.
C'est pourquoi, dans un mode particulier de mise en œuvre, l'étape 300 de détection des pics de corrélation comporte une comparaison de l'amplitude de la fonction de corrélation, prise en valeur absolue, avec une valeur seuil prédéterminée en les instants d'échantillonnage du signal radio échantillonné. Une telle manière de procéder est connue de l'homme du métier qui saura choisir une valeur seuil adaptée à la détection de pics de corrélation associés aux données du paquet. Par exemple, ladite valeur seuil peut être choisie proportionnelle au rapport signal sur bruit, ou bien encore, dans un autre exemple, égale à l'énergie comprise dans un nombre d'impulsions égal à Nc/4 (ce dernier exemple correspond à une perte de 50% de l'énergie des échantillons, dans le cas d'un déphasage maximal du dispositif récepteur 12 vis-à-vis du dispositif émetteur 1 1 , ainsi que d'une modulation de type OOK pour laquelle un symbole sur deux n'est pas émis).
A partir de cette comparaison avec ladite valeur seuil, il est possible d'identifier les pics de la fonction de corrélation qui doivent être effectivement retenus comme des pics de corrélation associés aux données du paquet, par exemple en retenant uniquement les pics de corrélation dont les amplitudes respectives sont supérieures à ladite valeur seuil. Notons qu'au cours de ce mode particulier de mise en œuvre, la comparaison avec la valeur seuil s'effectue avec l'amplitude de la fonction de corrélation prise en valeur absolue. Cela étant du au fait que la séquence de référence comporte éventuellement des symboles de signes négatifs. On comprend donc qu'un mode alternatif de mise en œuvre pour la détection des pics de corrélation, mais néanmoins équivalent à celui décrit ci-avant, serait de comparer l'amplitude de la fonction de corrélation avec une première valeur seuil prédéterminée, pour identifier les pics d'amplitudes respectives positives, et une deuxième valeur seuil prédéterminée, pour identifier les pics d'amplitudes respectives négatives.
Dans une étape 400, consécutive à l'étape 300, on estime l'instant d'arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.
Dans son principe général, l'étape 400 consiste à calculer l'instant d'arrivée du signal radio en comparant les durées entre les instants de détection des pics de corrélation détectés lors de l'étape 300. Le fait d'avoir échantillonné, au cours de l'étape 100, le signal radio selon une période Te dont le rapport avec Nc x Tc est non entier implique que lesdites durées ne sont pas uniformes. Ce défaut d'uniformité desdites durées permet alors de calculer l'avance ou le retard de l'instant d'arrivée du signal radio par rapport à l'instant de détection du premier pic de corrélation détecté au cours de l'étape 300.
Il importe de noter que ce défaut d'uniformité, qui résulte donc de la partie fractionnaire non entière de la quantité Nc x Tc/Te, est représentatif de durées distinctes entre pics de corrélation représentatifs des données, et non des symboles de ces données. Dit encore autrement, la mise en œuvre d'une partie fractionnaire non nulle uniquement pour le rapport Tc/Te n'est pas suffisante pour détecter les données du paquet. En effet, il est tout à fait envisageable d'avoir un rapport Tc/Te non entier, alors que la quantité Nc x Tc/Te est quant à elle entière, cela dépendant donc de la valeur de Nc. Pour illustrer cela, et à titre nullement limitatif, considérons l'exemple précédent pour lequel La fréquence d'échantillonnage est de 49 Mhz avec une période chips Tc égale à 250 nanosecondes, de sorte que le rapport Tc/Te est égal à 12,25. Tel que considéré ci-avant la séquence d'étalement comporte cinq chips (1 ,1 ,- 1 ,1 ,1 ), ce qui conduit bien à une valeur de Nc x Tc/Te non entière (égale à 61 ,25). Toutefois, on comprend que si le nombre de chips Nc était pris égal à 4 (par exemple 1 ,1 , -1 ,1 ), alors la quantité Nc x Tc/Te serait égale à 49, si bien que sa partie fractionnaire serait nulle. Et par conséquent, les durées séparant les pics de corrélation représentatifs des données seraient toutes identiques, de sorte qu'il ne serait pas possible d'estimer avec précision l'instant d'arrivée du signal radio.
Pour exécuter l'étape 400, on regroupe par exemple des pics de corrélation successifs dans une séquence de détection. Comme les pics de corrélation sont successifs, la séquence de détection est donc classée par instants de détection croissants.
Par exemple, un pic de corrélation classé dans la séquence de détection est représenté par un vecteur comportant une première composante et une deuxième composante qui sont respectivement le rang dudit pic de corrélation et son instant de détection. Par « rang du pic de corrélation », on fait référence ici, cela restant valable pour la suite de la description, à la position dudit pic de corrélation dans ladite séquence de détection, en adoptant la convention que le pic de corrélation apparaissant en première position dans la séquence de détection est de rang égal à 0.
Puis, un calcul des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection est par exemple exécuté. Plus spécifiquement, la durée entre un premier pic de corrélation de rang R et un deuxième pic de corrélation de rang R+1 s'obtient en soustrayant l'instant de détection dudit pic de corrélation de rang R+1 à l'instant de détection dudit pic de corrélation de rang R.
Dès lors, on détermine un rang Rp, dans ladite séquence de détection, d'un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes. Pour la suite de la description, on désigne par « pics de corrélation adjacents » d'un pic de corrélation donné les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant dans la séquence de détection.
Chaque pic de corrélation de la séquence de détection est associé à un instant de détection qui est en fait l'instant d'échantillonnage du point d'échantillonnage correspondant audit pic de corrélation. Toutefois, l'instant de détection du tout premier pic de corrélation détecté au cours de l'étape 300 est, comme évoqué ci-avant eu égard notamment à la construction du dispositif récepteur 12, entaché d'une erreur de mesure si bien qu'il diffère de l'instant d'arrivée théorique dudit tout premier pic de corrélation. De plus, cette erreur de mesure se propage à tous les autres pics de corrélation détectés au cours de l'étape 300.
La position du pic de saut temporel dans la séquence de détection est caractéristique de ladite erreur de mesure. En outre, il importe de noter que, selon le nombre de données du paquet, la séquence de détection peut comporter des pics de saut temporel auxiliaires, la répartition des rangs respectifs de ces pics de saut temporel auxiliaires dans la séquence de détection ayant un caractère périodique.
Pour illustrer cela, considérons, à titre nullement limitatif, un paquet comportant 10 données, la séquence de détection comportant donc 10 pics de corrélation. Supposons en outre que Pf est égal à 0,25. Alors, si par exemple le pic de saut temporel est de rang Rp égal à 1 , on aura dans la séquence de détection des pics de saut temporel auxiliaires de rangs égaux respectivement à 1 + E(1 /Pf) (donc 5) et 1 + 2xE(1 /Pf) (donc 9). Alternativement, si par exemple le pic de saut temporel est de rang Rp égal à 2, on aura dans la séquence de détection un seul pic de saut temporel auxiliaire de rang égal à 2+ E(1 /Pf) (donc 6), etc.
Ainsi, de telles dispositions impliquent que toute sous partie (au sens ensembliste) de la séquence de détection regroupant un nombre de pics de corrélation successifs égal à E(1 /Pf) contient un pic de corrélation dont les durées le séparant de ses pics adjacents (qui ne font pas nécessairement partie de ladite sous partie) diffèrent d'une quantité égale à Te. Et donc, pour des raisons pratiques liées au fait que le dispositif récepteur 12 compare les durées entre pics de corrélation entre elles, on comprend qu'il suffit que la séquence de détection comprenne un nombre de pics de corrélation successifs supérieur à E(1 /Pf)+1 , à compter du premier pic de corrélation détecté au cours de l'étape 300, pour s'assurer que ledit pic de saut temporel soit bien détecté dans ladite séquence de détection. Par ailleurs, il convient de constater que la condition selon laquelle il suffit que le nombre de pics de corrélation successifs de la séquence de détection soit supérieur à E(1 /Pf)+1 est équivalente à imposer que le produit du nombre de données du paquet par Pf soit strictement plus grand que 1 . En effet, si ledit paquet ne comporte pas suffisamment de données, il n'est pas possible de détecter un saut temporel dans ladite séquence de détection.
De plus, il est important de noter que les propriétés mathématiques des fonctions numériques partie entière et partie fractionnaire font que le cardinal minimal de la séquence de détection, tel qu'évoqué ci-avant pour assurer une détection d'au moins un saut temporel, est le même pour une mise en œuvre de l'invention au moyen de quantités Nc', TV et Te', avec Nc' x TV/TV différent de Nc x Tc/Te, mais de sorte que Pf(Nc' x TV/TV) égal à 1 - Pf(Nc x Tc/Te). Dit encore autrement, et étant donné qu'une partie fractionnaire est comprise dans l'intervalle [0,1 [, le cardinal minimal d'une séquence de détection pour des quantités Nc, Tc et Te est égal au cardinal minimal d'une autre séquence de détection pour des quantités Nc', TV et TV telles que :
Pf(Nc' x TV/TV) = | Pf(Nc x TyTe) modulo 1 /2|,
où |A| désigne la valeur absolue d'un nombre A. Par exemple, si Pf(Nc x Tc/Te) est égal à 0,25, dans ce cas la séquence de détection doit contenir au moins cinq pics de corrélation pour qu'un saut temporel puisse être détecté. Il en est de même pour des quantités Nc , Tc et Te choisies telles que Pf(Nc' x Tc7Te') est égal à 0,75.
Par la suite, l'instant d'arrivée du signal radio est estimé en fonction de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang Rp.
Par exemple, l'instant d'arrivée du signal radio est calculé égal à la somme de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf' x Rp' x Te avec
Pf' = | Pf modulo 1 /2|, et Rp' = Rp modulo E(1 /Pf').
La quantité Pf' x Rp' x Te représente une translation dans le temps permettant de corriger l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation, ce qui finalement est rendu possible uniquement parce que la partie fractionnaire Pf est non nulle. En effet, dans le cas où Pf est nulle, les durées séparant les pics de corrélation de la fonction de corrélation sont toutes égales entre elles, si bien qu'elles ne peuvent fournir d'informations quant à l'erreur de mesure, inhérente au dispositif récepteur 12, commise sur l'instant de détection de la première impulsion reçue, et donc par conséquent sur l'instant de détection du premier pic de corrélation. Pour palier cela, il pourrait être envisagé d'augmenter la fréquence d'échantillonnage de manière non négligeable, mais cela aurait des conséquences en terme de coût, de consommation énergétique, voire encore de développements technologiques, pour le dispositif récepteur 1 2. Ainsi, le fait de choisir une partie fractionnaire Pf non nulle permet avantageusement de limiter l'augmentation de la fréquence d'échantillonnage et d'évaluer de manière robuste ladite erreur de mesure commise, ainsi que de caractériser la dépendance entre le rang Rp et l'erreur de mesure commise.
Notons que plus la partie fractionnaire Pf, non nulle, est petite, plus il est théoriquement possible de corriger avec précision l'instant de détection du premier pic de corrélation, à nombre constant de bits transmis, et donc aussi d'estimer avec précision l'instant d'arrivée du signal radio. Cela notamment parce que la longueur de l'intervalle dans lequel Rp prend ses valeurs augmente à mesure que Pf diminue.
Aussi, dans un mode particulier de mise en œuvre, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,1 ; 0,9].
Dans un mode préféré de mise en œuvre, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,1 25 ; 0,250], les inventeurs ayant notamment constaté que lorsque Pf est égale à 0,1 25, cela permet d'améliorer d'un facteur sensiblement égal à 8 la précision de la localisation du dispositif émetteur 1 1 , comme décrit ci-après.
La présente invention concerne également un procédé de localisation, par le système de localisation sans fil 1 0, dudit dispositif émetteur 1 1 émettant ledit signal radio, ledit signal radio étant reçu par une pluralité de dispositifs récepteurs 1 2.
La figure 3 représente un organigramme d'un exemple de mise en œuvre d'un procédé de localisation, par le système de localisation 1 0, d'un dispositif émetteur 1 1 . Tel qu'illustré dans la figure 3, ledit procédé de localisation comporte deux étapes successives.
Dans un premier temps, le procédé de localisation comporte une étape
1 000 d'estimation des instants d'arrivée du signal radio par respectivement lesdits dispositifs récepteurs 1 2 conformément à un procédé d'estimation de l'instant d'arrivée d'un signal radio selon l'un des modes de mise en œuvre de l'invention.
Puis, dans un deuxième temps, le procédé de localisation comporte une étape 2000 d'estimation, par un dispositif de calcul 13, de la position dudit dispositif émetteur 1 1 en fonction desdites estimations des instants d'arrivée.
Ledit dispositif de calcul 13 fait partie du système de localisation sans fil 10. Par exemple, ledit dispositif de calcul est un desdits dispositifs récepteurs 12, le calcul de la position étant effectué par le circuit de traitement du dispositif de calcul. Cela signifie donc qu'une fois les instants d'arrivée estimés respectivement par les dispositifs récepteurs 12, chaque dispositif récepteur 12 autre que le dispositif de calcul transmet son estimation de l'instant d'arrivée du signal radio au dispositif de calcul qui les mémorise.
Dans un mode préféré de mise en œuvre, illustré par la figure 1 à titre nullement limitatif, le dispositif de calcul 13 est différent des dispositifs récepteurs 12 et est par exemple un serveur de calcul. A cet effet, il comporte, par exemple, un circuit de traitement (non représenté sur les figures), comportant un ou plusieurs processeurs et des moyens de mémorisation (disque dur magnétique, mémoire électronique, disque optique, etc.) dans lesquels est mémorisé un produit programme d'ordinateur, sous la forme d'un ensemble d'instructions de code de programme à exécuter pour mettre en œuvre les différentes étapes du procédé d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio. Alternativement ou en complément, le circuit de traitement du dispositif de calcul 13 comporte un ou des circuits logiques programmables (FGPA, PLD, etc.), et/ou un ou des circuits intégrés spécialisés (ASIC), et/ou un ensemble de composants électroniques discrets, etc., adaptés à mettre en œuvre tout ou partie desdites étapes du procédé de localisation du dispositif émetteur 1 1 .
En d'autres termes, le circuit de traitement du dispositif de calcul 13 comporte un ensemble de moyens configurés de façon logicielle (produit programme d'ordinateur spécifique) et/ou matérielle (FGPA, PLD, ASIC, composants électroniques discrets, etc.) pour mettre en œuvre l'étape 2000 du procédé de localisation du dispositif émetteur 1 1 en fonction des estimations des instants d'arrivée du signal radio respectivement déterminées par les dispositifs récepteurs 12 lors de l'étape 1000. Dans un mode particulier de mise en œuvre, l'estimation de la position dudit dispositif émetteur 1 1 au cours de l'étape 2000 est déterminée au moyen de calculs de différences d'instants d'arrivée TDOA pour plusieurs paires de dispositifs récepteurs 12. Une telle manière de procéder est bien connue de l'homme du métier et n'est donc pas décrite plus en détails ici.
Une fois la position du dispositif émetteur 1 1 estimée, cette dernière est mémorisée, par exemple par ledit dispositif de calcul 13, ou bien encore par exemple dans un serveur de bases de données configuré pour communiquer avec ledit dispositif de calcul 13. Le dispositif de calcul 13, ou encore ledit serveur de bases de données, sont en outre configurés pour fournir ladite localisation, par exemple de manière directe grâce à des moyens d'affichage, ou bien encore par exemple en la transmettant grâce à des moyens de communication connus en soi vers un terminal utilisateur.
Il convient de noter que les performances d'un système de localisation s'évaluent, notamment, en estimant la précision, en termes de distance, avec laquelle un dispositif émetteur 1 1 est localisé dans l'environnement 20. Dit autrement, un système de localisation est associé à une résolution de localisation caractéristique de la distance entre un dispositif émetteur 1 1 et un dispositif récepteur 12. Cette résolution dépend notamment de la période d'échantillonnage. En effet, en échantillonnant selon une période Te, il est dès lors impossible de réaliser des mesures en des instants séparés d'une durée inférieure à Te. Ainsi, les systèmes de localisation de l'art antérieur ont une résolution de localisation de l'ordre du produit de la vitesse de la lumière multipliée par la période d'échantillonnage Te. Par exemple, pour une fréquence d'échantillonnage de 1 gigahertz, la résolution de localisation est sensiblement égale à 30 centimètres dans le cas d'une localisation tridimensionnelle. La présente invention, quant à elle, permet d'améliorer cette résolution de localisation. Les inventeurs ont en effet constaté, par exemple, que pour une fréquence d'échantillonnage de 1 gigahertz et une partie fractionnaire Pf égale à 0,125, la résolution de localisation était sensiblement égale à 4 centimètres, soit une amélioration d'un facteur sensiblement égal à 8.
Il apparaîtra évident à l'homme du métier que le procédé de localisation tel que décrit ci-avant, et mis en œuvre dans le cas d'un seul dispositif émetteur 1 1 , peut être mis en œuvre pour un système de localisation sans fil 10 comportant une pluralité de dispositifs émetteurs 1 1 , l'étape 1000 étant exécutée par les dispositifs récepteurs 12 dès qu'il reçoivent le signal radio émis par l'un des dispositifs émetteurs 1 1 . 11 convient de noter que lesdits dispositifs émetteurs 1 1 ont des identifiants respectifs différents, ces identifiants étant modulés, par exemple, par une séquence d'étalement commune à tous lesdits dispositifs émetteurs 1 1 . Comme tous lesdits identifiants sont différents, cela garantit que l'estimation de l'instant d'arrivée d'un signal radio émis par un desdits dispositifs émetteurs 1 1 ne peut pas être associé à un autre desdits dispositifs émetteurs 1 1 .
De manière plus générale, il est à noter que les modes de mise en œuvre et de réalisation considérés ci-dessus ont été décrits à titre d'exemples non limitatifs, et que d'autres variantes sont par conséquent envisageables.
Notamment, l'invention a été décrite en considérant un système de communication sans fil UWB. Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples, de considérer d'autres types de systèmes de communication. L'invention trouve cependant une application particulièrement avantageuse dans les systèmes de communication sans fil à bande ultra large, c'est-à-dire de bande passante absolue (à -10 dB par rapport à la puissance mesurée sur la fréquence centrale) supérieure à 500 mégahertz.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé d'estimation, par un dispositif récepteur (12), de l'instant d'arrivée d'un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d'étalement comportant Nc symboles de même durée Tc prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d'impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur (12), ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il comporte les étapes successives suivantes :
- une étape (100) d'échantillonnage du signal radio selon une période d'échantillonnage Te prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité Nc x TVTe est non nulle,
- une étape (200) de calcul d'une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d'étalement modulée par une enveloppe d'impulsions,
- une étape (300) de détection de pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection,
- une étape (400) d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.
2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel l'étape (400) d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio émis comporte :
un regroupement de pics de corrélation successifs dans une séquence de détection,
un calcul des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection,
une détermination d'un rang Rp, dans ladite séquence de détection, d'un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes, l'instant d'arrivée du signal radio étant estimé en fonction de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang Rp.
3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel l'instant d'arrivée du signal radio est calculé égal à la somme de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf' x Rp' x Te avec Pf' = |Pf modulo 1/2|, et Rp' = Rp modulo E(1 /Pf').
4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, dans lequel la séquence de référence correspond à la séquence d'étalement suréchantillonnée à Te, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d'étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d'étalement, ainsi qu'en nombre égal à la partie entière E(TC/Te) du rapport Tc/Te ou égal à E(TC/Te)-1 .
5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel la séquence d'étalement est une séquence pseudo-aléatoire.
6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel ladite séquence pseudo-aléatoire est une séquence binaire de type m-séquence.
7. Procédé selon l'une des revendications 1 à 6, dans lequel la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,1 ; 0,9].
8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,125 ; 0,250].
9. Procédé de localisation, par un système de localisation (10), d'un dispositif émetteur (1 1 ) positionné dans un environnement (20) et comportant des moyens configurés pour générer un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d'étalement comportant des symboles de même durée Tc prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d'impulsions et reçu par une pluralité de dispositifs récepteurs (12), ledit procédé de localisation étant caractérisé en ce qu'il comporte les étapes successives suivantes :
une étape (1000) d'estimation des instants d'arrivée du signal radio par respectivement lesdits dispositifs récepteurs (12) selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, une étape (2000) d'estimation, par un dispositif de calcul (13), de la position dudit dispositif émetteur (1 1 ) en fonction desdites estimations des instants d'arrivée.
10. Procédé de localisation selon la revendication 9, dans lequel l'étape (2000) d'estimation de la position dudit dispositif émetteur (1 1 ) est déterminée au moyen de calculs de différences d'instants d'arrivée TDOA pour plusieurs paires de dispositifs récepteurs (12).
11. Dispositif récepteur (12) pour l'estimation de l'instant d'arrivée d'un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d'étalement comportant Nc symboles de même durée Tc prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d'impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur (12), ledit dispositif récepteur (12) étant caractérisé en ce qu'il comporte :
des moyens configurés pour échantillonner le signal radio selon une période d'échantillonnage Te prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité Nc x Tc/Te est non nulle, des moyens configurés pour calculer une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d'étalement modulée par une enveloppe d'impulsions,
des moyens configurés pour détecter des pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection,
des moyens configurés pour estimer l'instant d'arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.
12. Dispositif récepteur (12) selon la revendication 1 1 , caractérisé en ce qu'il comporte :
des moyens configurés pour regrouper des pics de corrélation successifs dans une séquence de détection,
des moyens configurés pour calculer des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection, des moyens configurés pour calculer des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection,
des moyens configurés pour déterminer un rang Rp, dans ladite séquence de détection, d'un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes, l'instant d'arrivée du signal radio étant estimé en fonction de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang Rp.
13. Dispositif récepteur (12) selon la revendication 12, caractérisé en qu'il comporte des moyens configurés pour calculer la somme de l'instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf' x Rp' x Te avec Pf' = |Pf modulo 1 /2|, et Rp' = Rp modulo E(1 /Pf').
14. Dispositif récepteur (12) selon l'une des revendications 1 1 à 13, caractérisé en ce que la séquence de référence correspond à la séquence d'étalement suréchantillonnée à Te, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d'étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d'étalement, ainsi qu'en nombre égal à la partie entière E(TC/Te) du rapport Tc/Te ou égal à E(TC/Te)-1 .
15. Dispositif récepteur (12) selon l'une des revendications 1 1 à 14, caractérisé en ce que ladite séquence d'étalement est une séquence pseudo- aléatoire.
16. Dispositif récepteur (12) selon la revendication 15, caractérisé en ce que ladite séquence pseudo-aléatoire est une séquence binaire de type m- séquence.
17. Dispositif récepteur (12) selon l'une des revendications 1 1 à 16, caractérisé en ce que la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle
[0,1 ; 0,9].
18. Dispositif récepteur (12) selon la revendication 17, caractérisé en ce que la partie fractionnaire Pf est comprise dans l'intervalle [0,125 ; 0,250].
19. Système de localisation (10) caractérisé en ce qu'il comporte au moins un dispositif émetteur (1 1 ) positionné dans un environnement (20), ledit au moins un dispositif émetteur (1 1 ) comportant des moyens configurés pour générer et émettre un signal radio, et en ce qu'il comporte en outre :
une pluralité de dispositifs récepteurs (12) selon l'une quelconque des revendications 1 1 à 18,
un dispositif de calcul (13) comportant des moyens configurés pour estimer la position dudit au moins un dispositif émetteur (1 1 ) en fonction des estimations des instants d'arrivée du signal radio respectivement déterminées par les dispositifs récepteurs (12).
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