FR3058226A1 - Procede et dispositif recepteur pour l’estimation de l’instant d’arrivee d’un signal radio, procede et systeme de localisation - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un procédé d'estimation, par un dispositif récepteur (12), de l'instant d'arrivée d'un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d'étalement comportant Nc symboles de même durée Tc prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d'impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur (12). En outre, ledit procédé comporte : - une étape (100) d'échantillonnage du signal radio selon une période d'échantillonnage Te prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité Nc x Tc/Te est non nulle, - une étape (200) de calcul d'une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d'étalement modulée par une enveloppe d'impulsions, - une étape (300) de détection de pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection, - une étape (400) d'estimation de l'instant d'arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.

Description

DOMAINE TECHNIQUE

La présente invention appartient au domaine des systèmes de localisation d’objets, et concerne plus particulièrement un procédé d’estimation, par un dispositif récepteur, de l’instant d’arrivée d’un signal radio, ainsi qu’un procédé de localisation d’un dispositif émetteur émettant ledit signal radio à destination dudit dispositif récepteur.

ÉTAT DE LA TECHNIQUE

La présente invention trouve une application particulièrement avantageuse, bien que nullement limitative, dans les systèmes de localisation sans fil à bande ultra large. Par « bande ultra large >> (« Ultra Wide Band », encore désigné par l’acronyme UWB, dans la littérature anglo-saxonne), on fait référence à des signaux radioélectriques émis par un ou plusieurs dispositifs émetteurs à destination d’un ou plusieurs dispositifs récepteurs dudit système de localisation, et dont la bande passante absolue (à -10 dB par rapport à la puissance mesurée sur la fréquence centrale) est supérieure à 500 mégahertz.

Les applications de l'UWB sont diverses, et concernent généralement la transmission locale de données numériques sans fil à haut débit, mais aussi les radars ou encore les systèmes d'imagerie médicale.

Plus particulièrement, les systèmes UWB sont avantageusement adaptés pour la localisation de radio-marqueurs (encore dits radio-étiquettes) apposés respectivement sur des objets positionnés fixes dans un environnement fermé, comme par exemple un hangar, ou bien en mouvement au voisinage d’une zone spécifiquement configurée pour effectuer ladite localisation.

Par exemple, on connaît des radio-marqueurs énergétiquement passifs comme les étiquettes RFID (acronyme de l’expression anglo-saxonne « Radio Frequency Identification >>), mais aussi des radio-marqueurs énergétiquement actifs, comportant par exemple une batterie électrique, de type Zébra®, Decawave®, Ubisense®, Nanotron®, etc.

D’une manière générale, un dispositif émetteur d’un tel système de localisation émet à destination de plusieurs dispositifs récepteurs un signal radio sous la forme d’impulsions de très courtes durées, de l’ordre d’une nanoseconde. Ces impulsions extrêmement courtes dans le domaine temporel conduisent, par passage dans le domaine fréquentiel, à l'obtention du spectre à bande ultra large caractéristique de la technologie UWB.

Afin de localiser le dispositif émetteur, chaque dispositif récepteur procède à l’estimation de l’instant d’arrivée du signal qui lui parvient, cette estimation servant par la suite de base à des calculs de différences d’instants d’arrivée de type TDOA (acronyme de l’expression anglo-saxonne « Time Différence Of Arrivai »). Ladite estimation est classiquement effectuée par un corrélateur numérique équipant le dispositif récepteur, et générant des pics de corrélation en des instants d’échantillonnage du signal reçu. L’estimation de l’instant d’arrivée du signal correspond alors à l’instant de détection du premier pic de corrélation dont l’amplitude dépasse un seuil prédéterminé.

On comprend donc que la précision de la localisation dépend de la précision de l’estimation des instants d’arrivée, qui dépend elle-même de la fréquence d’échantillonnage du signal. Or, l’augmentation de la fréquence d’échantillonnage est nécessairement limitée, que ce soit pour des raisons de coût, de consommation énergétique, voire encore de développements technologiques. La fréquence d’échantillonnage est donc un facteur limitant des performances des systèmes de localisation.

Par ailleurs, l’estimation des instants d’arrivée est aussi affectée d’une erreur, à un échantillon près environ, inhérente à la construction des dispositifs récepteurs, impliquant dès lors un manque de précision dans l’estimation. Afin de minimiser l’impact de cette erreur, des techniques d’interpolation des pics de corrélation sont connues. Par exemple, il peut être envisagé d’interpoler en amplitude un pic avec les pics le précédant et lui succédant directement. Si ces techniques améliorent en effet la précision de l’estimation lorsque le signal reçu n’est pas ou très peu bruité, elles se révèlent néanmoins très peu robustes lorsque l’amplitude du bruit n’est pas négligeable relativement à l’amplitude du signal émis, ce qui est en pratique généralement le cas dans des systèmes de localisation sans fil UWB.

EXPOSÉ DE L’INVENTION

La présente invention a pour objectif de remédier à tout ou partie des inconvénients de l’art antérieur, notamment ceux exposés ci-avant, en proposant une solution qui permette d’estimer avec précision l’instant d’arrivée d’un signal radio émis par un dispositif émetteur à destination de plusieurs dispositifs récepteurs tout en limitant la fréquence d’échantillonnage dudit signal radio ainsi qu’en étant robuste vis-à-vis du bruit éventuellement subi par ledit signal lors de sa transmission.

A cet effet, et selon un premier aspect, l’invention concerne un procédé d’estimation, par un dispositif récepteur, de l’instant d’arrivée d’un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d’étalement comportant N_c symboles de même durée T_c prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d’impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur. En outre, ledit procédé comporte les étapes successives suivantes :

- une étape d’échantillonnage du signal radio selon une période d’échantillonnage T_e prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire P_f de la quantité N_c x T_c/T_e est non nulle,

- une étape de calcul d’une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d’étalement modulée par une enveloppe d’impulsions,

- une étape de détection de pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection,

- une étape d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.

Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé d’estimation peut comporter en outre l’une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniques possibles.

Dans un mode particulier de mise en œuvre, l’étape d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio émis comporte :

un regroupement de pics de corrélation successifs dans une séquence de détection, un calcul des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection, une détermination d’un rang R_p, dans ladite séquence de détection, d’un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes, l’instant d’arrivée du signal radio étant estimé en fonction de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang R_p.

Dans un mode particulier de mise en œuvre, l’instant d’arrivée du signal radio est calculé égal à la somme de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf’ x R_p’ x T_e avec Pf’ = | Pf modulo 1/2|, et R_p’ = R_p modulo E(1 /Pf’).

Dans un mode particulier de mise en œuvre, la séquence de référence correspond à la séquence d’étalement suréchantillonnée à T_e, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d’étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d’étalement, ainsi qu’en nombre égal à la partie entière E(T_C/T_e) du rapport T_c/T_e ou égal à E(Tc/T_e)-1.

Dans un mode particulier de mise en œuvre, la séquence d’étalement est une séquence pseudo-aléatoire.

Dans un mode particulier de mise en œuvre, ladite séquence pseudoaléatoire est une séquence binaire de type m-séquence.

Dans un mode particulier de mise en œuvre, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,1 ; 0,9].

Dans un mode particulier de mise en œuvre, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,125 ; 0,250].

Selon un deuxième aspect, la présente invention concerne un procédé de localisation, par un système de localisation, d’un dispositif émetteur positionné dans un environnement et comportant des moyens configurés pour générer un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d’étalement comportant N_c symboles de même durée T_c prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d’impulsions et reçu par une pluralité de dispositifs récepteurs. En outre, ledit procédé de localisation comporte les étapes successives suivantes :

une étape d’estimation des instants d’arrivée du signal radio par respectivement lesdits dispositifs récepteurs conformément à un procédé d’estimation de l’instant d’arrivée d’un signal radio selon l’un quelconque des modes de mise en œuvre de l’invention, une étape d’estimation, par un dispositif de calcul, de la position dudit dispositif émetteur en fonction desdites estimations des instants d’arrivée.

Dans un mode particulier de mise en œuvre, l’étape d’estimation de la position dudit dispositif émetteur est déterminée au moyen de calculs de différences d’instants d’arrivée TDOA pour plusieurs paires de dispositifs récepteurs.

Selon un troisième aspect, la présente invention concerne un dispositif récepteur pour l’estimation de l’instant d’arrivée d’un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d’étalement comportant N_c symboles de même durée T_c prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d’impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur. En outre, ledit dispositif récepteur comporte :

des moyens configurés pour échantillonner le signal radio selon une période d’échantillonnage T_e prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire P_f de la quantité N_c x T_c/T_e est non nulle, des moyens configurés pour calculer une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d’étalement modulée par une enveloppe d’impulsions, des moyens configurés pour détecter des pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection, des moyens configurés pour estimer l’instant d’arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.

Dans des modes particuliers de réalisation de l’invention, le dispositif récepteur peut comporter en outre l’une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles.

Dans un mode particulier de réalisation, le dispositif récepteur comporte :

des moyens configurés pour regrouper des pics de corrélation successifs dans une séquence de détection, des moyens configurés pour calculer des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection, des moyens configurés pour calculer des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection, des moyens configurés pour déterminer un rang R_p, dans ladite séquence de détection, d’un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes, l’instant d’arrivée du signal radio étant estimé en fonction de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang R_p.

Dans un mode particulier de réalisation, le dispositif récepteur comporte des moyens configurés pour calculer la somme de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf’ x R_p’ x T_e avec Pf’ = | Pf modulo 1/2|, et R_p’ = R_p modulo E(1 /Pf’).

Dans un mode particulier de réalisation, la séquence de référence correspond à la séquence d’étalement suréchantillonnée à T_e, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d’étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d’étalement, ainsi qu’en nombre égal à la partie entière E(T_C/T_e) du rapport T_c/T_e ou égal à E(Tc/T_e)-1.

Dans un mode particulier de réalisation, ladite séquence d’étalement est une séquence pseudo-aléatoire.

Dans un mode particulier de réalisation, ladite séquence pseudoaléatoire est une séquence binaire de type m-séquence.

Dans un mode particulier de réalisation, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,1 ; 0,9].

Dans un mode particulier de réalisation, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,125 ; 0,250].

Selon un quatrième aspect, la présente invention concerne un système de localisation comportant au moins un dispositif émetteur positionné dans un environnement, ledit au moins un dispositif émetteur comportant des moyens configurés pour générer et émettre un signal radio. En outre, ledit système de localisation comporte :

une pluralité de dispositifs récepteurs conformément à l’un quelconque des modes de réalisation selon l’invention, un dispositif de calcul comportant des moyens configurés pour estimer la position dudit au moins un dispositif émetteur en fonction des estimations des instants d’arrivée du signal radio respectivement déterminées par les dispositifs récepteurs.

PRÉSENTATION DES FIGURES

L’invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante, donnée à titre d’exemple nullement limitatif, et faite en se référant aux figures qui représentent :

- Figure 1 : une représentation schématique d’un exemple de réalisation d’un système de localisation sans fil.

- Figure 2 : un organigramme d’un exemple de mise en œuvre d’un procédé d’estimation, par un dispositif récepteur, de l’instant d’arrivée d’un signal radio reçu par ledit dispositif récepteur.

- Figure 3 : un organigramme d’un exemple de mise en œuvre d’un procédé de localisation, par le système de localisation de la figure

1, d’un dispositif émetteur.

Dans ces figures, des références identiques d’une figure à une autre désignent des éléments identiques ou analogues. Pour des raisons de clarté, les éléments représentés ne sont pas à l’échelle, sauf mention contraire.

DESCRIPTION DÉTAILLÉE DE MODES DE RÉALISATION

La présente invention appartient au domaine de la localisation d’objets dans un environnement aussi bien fermé, comme par exemple un hangar ou un entrepôt, qu’ouvert. Par « localisation », on fait référence ici à la détermination de coordonnées géographiques respectives desdits objets relativement à un point de référence de l’environnement dans lequel ces objets sont positionnés. Cette localisation peut être bidimensionnelle, par exemple si tous les objets sont positionnés dans un même plan géométrique, ou bien tridimensionnelle.

Pour la suite de la description, on note, pour tout nombre réel A, E(A) la partie entière de A, c’est-à-dire le plus grand nombre entier inférieur ou égal à A. En complément, on note aussi P_f(A) la partie fractionnaire de A, c’est-àdire le nombre réel, appartenant à l’intervalle [0 ; 1[, tel que A est égal à somme de E(A) et Pf(A).

La figure 1 représente schématiquement un exemple de système de localisation sans fil 10.

Le système de localisation sans fil 10 comporte au moins un dispositif émetteur 11 ainsi qu’une pluralité de dispositifs récepteurs 12. Ledit au moins un dispositif émetteur 11 et lesdits dispositifs récepteurs 12 comportent respectivement des moyens de communication sans fil, considérés comme connus de l’homme du métier. Ces moyens de communications sont adaptés à l’échange de données entre ledit au moins un dispositif émetteur 11 et lesdits dispositifs récepteurs 12 sous la forme de signaux radioélectriques. Par « signal radioélectrique >>, on fait référence ici à une onde électromagnétique se propageant par des moyens non filaires, dont les fréquences sont comprises dans le spectre traditionnel des ondes radioélectriques (quelques hertz à plusieurs centaines de gigahertz).

Dans la suite de la description, un dispositif est qualifié d’« énergétiquement passif >> lorsque son fonctionnement repose sur une consommation d’énergie fournie par un équipement distant. A l’opposé, on qualifie un dispositif d’« énergétiquement actif >> lorsque ce dispositif est configuré pour fonctionner au moyen d’une énergie qu’il embarque, notamment avant même sa première utilisation, comme par exemple une énergie électrique contenue dans une batterie électrique intégrée, cette énergie n’étant donc pas fournie par un équipement distant.

Dans le présent exemple de réalisation, et à titre nullement limitatif, ledit au moins un dispositif émetteur 11 est énergétiquement passif, et est configuré de sorte à emmagasiner de l’énergie électrique par effet capacitif. A cet effet, les dispositifs récepteurs 12 sont adaptés à diffuser des ondes électromagnétiques, ces ondes électromagnétiques étant captées par ledit au moins un dispositif émetteur 11, lorsqu’elles sont à sa portée, et converties, de manière connue de l’homme du métier, en courants électriques. Une fois que ledit au moins un dispositif émetteur 11 a emmagasiné suffisamment d’énergie électrique, il s’active et émet un signal radio, représentatif de données comme par exemple un identifiant, et destiné à être reçu par les dispositifs récepteurs 12.

La suite de la description vise plus spécifiquement, mais de manière non limitative, un système de localisation sans fil 10 de type UWB dont ledit au moins un dispositif émetteur 11 est un radio-marqueur (encore dit « tag >> dans la littérature anglo-saxonne). Ledit au moins un dispositif émetteur 11 est apposé sur un objet positionné dans ledit environnement 20, ici fermé tel qu’illustré par la figure 1. De plus, les dispositifs récepteurs 12, positionnés en différents endroits de l’environnement 20 (représenté en pointillés dans la figure 1), sont configurés pour diffuser de manière continue, ou bien récurrente, au sein dudit environnement 20 des ondes électromagnétiques selon une fréquence appartenant à une bande de fréquences autorisée par la règlementation locale pour l’utilisation du radio-marqueur, et avec une puissance d’émission par exemple de l’ordre de quelques watts. De telles ondes électromagnétiques sont par exemple une porteuse modulée par technique de sauts de fréquence.

Rien n’exclut cependant, suivant d’autres exemples, d’avoir des dispositifs émetteurs 11 énergétiquement actifs, et comportant respectivement, par exemple, des batteries électriques. Rien n’exclut non plus que le système de localisation sans fil 10 soit d’un autre type, c’est-à-dire avec une bande passante fréquentielle différente de celle d’un système UWB, et que les dispositifs récepteurs 12 diffusent des ondes électromagnétiques, dans le cas de dispositifs émetteurs passifs, selon d’autres fréquences.

Pour la suite de la description, et tel qu’illustré par la figure 1, on se place à titre nullement limitatif dans le cas où le système de localisation sans fil 10 comporte un seul dispositif émetteur 11, cela notamment dans un souci de clarté et d’allègement de la description. Rien n’exclut cependant, suivant d’autres exemples, que le système de localisation comporte plus d’un dispositif émetteur 11, comme décrit ci-après.

Dans l’exemple illustré par la figure 1, le système de localisation sans fil 10 comporte aussi quatre dispositifs récepteurs 12. Une telle configuration est avantageusement adaptée à une localisation tridimensionnelle du dispositif émetteur 11, cette localisation étant par exemple effectuée au moyen de calculs de différences d’instants d’arrivée TDOA (acronyme de l’expression anglo-saxonne « Time Différence Of Arrivai ») d’un signal radio émis par le dispositif émetteur 11, pour plusieurs paires de dispositifs récepteurs 12, comme connu de l’homme du métier. Alternativement, lorsque la localisation du dispositif émetteur 11 est bidimensionnelle, l’utilisation de trois dispositifs récepteurs 12 est suffisante.

La figure 2 représente un organigramme d’un exemple de mise en œuvre d’un procédé d’estimation, par un dispositif récepteur 12, de l’instant d’arrivée d’un signal radio reçu par ledit dispositif récepteur 12.

Par exemple, pour la mise en œuvre dudit procédé d’estimation, le dispositif récepteur 12 comporte un circuit de traitement (non représenté sur les figures), comportant un ou plusieurs processeurs et des moyens de mémorisation (disque dur magnétique, mémoire électronique, disque optique, etc.) dans lesquels est mémorisé un produit programme d’ordinateur, sous la forme d’un ensemble d’instructions de code de programme à exécuter pour mettre en œuvre les différentes étapes du procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio. Alternativement ou en complément, le circuit de traitement du dispositif récepteur 12 comporte un ou des circuits logiques programmables (FGPA, PLD, etc.), et/ou un ou des circuits intégrés spécialisés (ASIC), et/ou un ensemble de composants électroniques discrets, etc., adaptés à mettre en œuvre tout ou partie desdites étapes du procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio.

En d’autres termes, le circuit de traitement du dispositif récepteur 12 comporte un ensemble de moyens configurés de façon logicielle (produit programme d’ordinateur spécifique) et/ou matérielle (FGPA, PLD, ASIC, composants électroniques discrets, etc.) pour mettre en œuvre les étapes du procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio.

Dans le présent mode de mise en œuvre, ledit signal radio a été préalablement émis par le dispositif émetteur 11, à un instant antérieur à l’instant d’arrivée à estimer, et correspond à un paquet de données. Ce paquet de données est représentatif d’un identifiant unique du dispositif émetteur 11, chaque donnée du paquet étant encodée au moyen d’un bit représentatif soit d’un état dit « haut », par exemple encodé avec un bit de valeur « 1 », soit d’un état dit « bas », par exemple encodé avec un bit de valeur « -1 >>. Par ailleurs, chaque bit du paquet de données est associé à une durée prédéterminée Tb, identique pour tous les bits du paquet, et correspondant à la durée pendant laquelle ledit bit est émis de sorte que lesdites données se succèdent de façon ininterrompue sous la forme d’un train de bits. Par exemple, ledit paquet de données est encodé au moyen de 64 bits, si bien qu’il peut prendre 2⁶⁴ valeurs différentes, et la durée d’émission Tb d’un bit est égale à 63,75 microsecondes. Rien n’exclut cependant, suivant d’autre exemples non détaillés ici, d’avoir un paquet de données encodé sur un nombre de bits inférieur ou bien supérieur à 64 bits, ainsi que d’avoir une durée d’émission T_b d’un bit inférieure ou supérieure à 63,75 microsecondes.

De plus, les données du paquet sont modulées par une séquence d’étalement consistant à produire à l’émission, en même temps que le paquet de données représentatif de l’identifiant du dispositif émetteur 11, des symboles (connus par l’homme du métier sous l’expression « chips >> en référence à la littérature anglo-saxonne) de même durée T_c prédéterminée. Ladite durée T_c est inférieure à la durée T_b d’un bit de sorte que chaque bit est modulé par un nombre entier positif N_c de symboles (le nombre N_c est classiquement choisi entier pour des raisons de commodité et connu de l’homme du métier sous l’expression de « spreading factor >> en référence à la littérature anglo-saxonne). Ladite séquence d’étalement a une durée égale à N_c x T_c, et, une fois terminée, est immédiatement répétée. Les répétitions successives de la séquence d’étalement se font autant de fois qu’il y a de bits dans l’identifiant associé au dispositif émetteur 11.

Dans le présent mode de mise en œuvre, chaque symbole est encodé selon une mise en œuvre identique à l’encodage de l’identifiant du dispositif émetteur 11, c’est-à-dire au moyen d’une valeur « 1 >> ou « -1 >>. Par exemple, et à titre nullement limitatif, lorsque la durée Tb d’un bit est de 63,75 microsecondes, la durée T_c d’un symbole peut être de 250 nanosecondes, si bien que le nombre N_c de symboles de la séquence d’étalement est égal à 255. Rien n’exclut cependant, suivant d’autres exemples, d’envisager un encodage des symboles de la séquence d’étalement différent de l’encodage des données de l’identifiant du dispositif émetteur 11. Rien n’exclut non plus, suivant d’autres exemples, que le nombre N_c soit différent de 255.

La modulation du paquet de données s’obtient par combinaison de chaque donnée avec les symboles de ladite séquence d’étalement, par exemple au moyen d’une fonction logique de type « NON-OU exclusif >> (« XNOR >> dans la littérature anglo-saxonne). De cette manière, étant donné que la durée T_c est inférieure à la durée T_b, ladite combinaison a pour effet d’augmenter la fréquence de chaque donnée du paquet, si bien que le résultat de cette combinaison produit dans le domaine fréquentiel un étalement du spectre d’un signal correspondant au seul paquet de données. Une telle manière de procéder, généralement désignée par l’expression « étalement de spectre par séquence directe », ainsi que les avantages qui en découlent, sont bien connus de l’homme du métier.

On comprend donc qu’une donnée modulée par la séquence d’étalement comporte des sous-données en nombre égal à N_c et de durées respectives égales à T_c. A titre d’exemple nullement limitatif, si une donnée du paquet a la valeur 1, et que la séquence d’étalement comporte successivement les valeurs 1, 1,-1, 1, alors la donnée modulée comportera, dans cet ordre, les sous-données 1, 1, -1, et 1. Par contre, si la donnée du paquet a la valeur -1, alors, en la combinant avec la même séquence d’étalement, la donnée modulée comportera, dans cet ordre, les sous-données -1,-1,1,-1.

Dans un mode particulier de mise en œuvre, la séquence d’étalement est une séquence pseudo-aléatoire, encore dite séquence « PRN » (acronyme de l’expression anglo-saxonne « Pseudo Random Noise »). Notamment, la valeur de chacun des symboles de ladite séquence est indépendante des valeurs respectives des autres symboles. Une telle séquence présente des propriétés particulières de corrélation, considérées comme connues de l’homme du métier, avantageusement utilisées lors de l’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio, comme décrit ci-après.

Dans un exemple préféré de mise en œuvre, ladite séquence pseudoaléatoire est une séquence binaire de type m-séquence. Rien n’exclut cependant, suivant d’autres exemples, d’avoir une séquence pseudo-aléatoire d’un autre type comme une séquence dite « Gold », ou dite de « Barker », ou dite de « Hadamard-Walsh », etc.

Il convient de noter que le présent mode de mise en œuvre est décrit en faisant référence à un unique dispositif émetteur 11. Toutefois, les dispositions décrites dans ce mode de mise en œuvre s’appliquent directement au cas où le système de localisation sans fil 10 comporte une pluralité de dispositifs émetteurs 11, sous réserve que les identifiants respectifs des dispositifs émetteurs 11 soient différents deux à deux. Cela étant, ces identifiants peuvent être modulés par une séquence d’étalement commune à tous les dispositifs émetteurs 11 ou bien encore respectivement par des séquences d’étalement différentes deux à deux.

Par la suite, le paquet de données modulées est transformé en un signal comportant des impulsions représentatives des valeurs respectives desdites données modulées. Ces impulsions sont de largeurs respectives identiques et inférieures à la durée T_c d’un symbole. Par exemple, et à titre nullement limitatif, lorsque la durée T_c est égale à 250 nanosecondes, la durée d’une impulsion est égale 30 nanosecondes. Rien n’exclut cependant que la durée d’une impulsion soit différente de 30 nanosecondes dès lors qu’elle est inférieure à la durée T_c d’un symbole. Par exemple, on peut avoir des impulsions de durées respectives égales à 1 nanoseconde.

Dans le présent mode de mise en œuvre, lorsque la valeur d’une sous-donnée d’une donnée modulée est 1, ladite sous-donnée génère l’émission d’impulsion associée. A contrario, lorsque la valeur d’une sousdonnée d’une donnée modulée est -1, alors ladite sous-donnée n’est associée à aucune impulsion. Par ailleurs, lorsque deux sous-données consécutives ont même valeur 1, alors elles sont associées respectivement à deux impulsions successives séparées d’une durée égale à T_c. Par exemple, la génération des impulsions est mise en œuvre au moyen d’une modulation de type « OOK » (acronyme de l’expression anglo-saxonne « On-Off Keying »). Rien n’exclut cependant, suivant d’autres exemples non détaillés ici, que les impulsions soient générées au moyen d’une modulation différente.

Notons que, de manière connue de l’homme de l’art, le signal obtenu après modulation du paquet de données par la séquence d’étalement, et comportant des impulsions, est, avant émission, modulé en fréquence par une porteuse dans le but de transporter l’information contenue dans ledit signal obtenu. De manière analogue, à réception du signal radio, ce dernier peut être démodulé relativement à ladite porteuse. Une telle manière de procéder n’est pas décrite en détail ici, et, pour des raisons de simplicité et de clarté d’écriture dans la suite de la description, le signal radio émis par le dispositif émetteur 11 et reçu par le dispositif récepteur 12 fait uniquement référence au signal obtenu après modulation par la séquence d’étalement.

Il convient de noter que pour générer le signal radio émis à partir du paquet de données ainsi que de la séquence d’étalement, le dispositif émetteur 11 comporte, par exemple, un circuit de traitement (non représenté sur les figures), comportant un ou plusieurs processeurs et des moyens de mémorisation (disque dur magnétique, mémoire électronique, disque optique, etc.) dans lesquels est mémorisé un produit programme d’ordinateur, sous la forme d’un ensemble d’instructions de code de programme à exécuter pour mettre en œuvre les différentes étapes du procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio. Alternativement ou en complément, le circuit de traitement du dispositif émetteur 11 comporte un ou des circuits logiques programmables (FGPA, PLD, etc.), et/ou un ou des circuits intégrés spécialisés (ASIC), et/ou un ensemble de composants électroniques discrets, etc., adaptés à mettre en œuvre tout ou partie desdites étapes du procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio.

En d’autres termes, le circuit de traitement du dispositif émetteur 11 comporte un ensemble de moyens configurés de façon logicielle (produit programme d’ordinateur spécifique) et/ou matérielle (FGPA, PLD, ASIC, composants électroniques discrets, etc.) pour mettre en œuvre les étapes du procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio.

Dès lors, le procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio, par le dispositif récepteur 12, comporte plusieurs étapes successives. Dans son principe général, ledit procédé consiste à tout d’abord échantillonner le signal radio reçu par le dispositif récepteur 12, selon une période d’échantillonnage adaptée. Ce signal échantillonné est ensuite corrélé avec une séquence de référence afin d’obtenir une fonction de corrélation présentant des pics de corrélation à partir desquels il est possible d’identifier les données du paquet, représentatives de l’identifiant du dispositif émetteur 11, ainsi que d’estimer leurs instants d’arrivée respectifs, et par voie de conséquence l’instant d’arrivée du signal radio. En comparaison avec l’état de l’art, ledit procédé a pour objectif de permettre une meilleure estimation de l’instant d’arrivée du signal radio, relativement à l’instant d’arrivée réel du signal radio qui n’est pas connu, l’amélioration de ladite estimation étant conditionnée ici par le choix de la période d’échantillonnage.

A cet effet, le procédé d’estimation comporte dans un premier temps une étape 100 d’échantillonnage du signal radio selon une période d’échantillonnage T_e prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité N_c x T_c/T_e est non nulle.

L’étape 100 permet donc d’obtenir une suite de points d’échantillonnage, chaque point d’échantillonnage étant associé à un instant d’échantillonnage, ainsi qu’à une valeur d’échantillonnage qui est une valeur numérique représentative de l’amplitude du signal radio reçu au moment dudit instant d’échantillonnage.

Par exemple, et à titre nullement limitatif, le nombre N_c de symboles de la séquence d’étalement est égal à 255, la durée T_c d’un symbole de ladite séquence d’étalement étant de 250 nanosecondes. De plus, la période d’échantillonnage T_e est fixée de sorte que la quantité N_c x T_c/T_e est égal à 3123,75. Ainsi, dans cet exemple, la fréquence d’échantillonnage, égale au rapport 1/T_e, est de 49 mégahertz. Rien n’exclut cependant d’avoir une fréquence d’échantillonnage inférieure ou bien supérieure à 49 mégahertz, comme par exemple, une fréquence d’échantillonnage de 1 gigahertz.

L’instant d’échantillonnage fait classiquement référence à une date, par exemple exprimée en année-mois-jour-heure-minute-seconde. La date du premier point d’échantillonnage s’obtient, par exemple, par horodatage. Dès lors, chaque point d’échantillonnage, autre que ledit premier point d’échantillonnage, est associé à une date en multipliant le nombre de points d’échantillonnage qui le précèdent, dans la suite de points d’échantillonnage, par la période T_e.

Notons que la quantité N_c x T_c/T_e n’est pas un nombre entier, alors que N_c est bien, quant à lui, un nombre entier. Par conséquent, le rapport T_c/T_e n’est pas, selon la présente invention, un nombre entier, ce qui implique notamment que les impulsions du signal radio reçu sont théoriquement séparées d’un nombre non entier de points d’échantillonnage, puisque notamment deux impulsions successives sont séparées d’une durée égale à T_c. Cela signifie donc aussi que chaque impulsion est associée à un instant d’échantillonnage théorique égal au produit de la période T_e avec le nombre non entier de points d’échantillonnage qui précèdent ladite impulsion. Toutefois, le dispositif récepteur 12 est classiquement configuré pour compter et mémoriser un nombre entier de points d’échantillonnage. Dès lors, dans le présent mode de mise en œuvre, l’instant d’arrivée d’une impulsion, effectivement déterminé par le dispositif récepteur 12, est égal au produit de la période T_e par la partie entière du nombre de points d’échantillonnage qui précèdent ladite impulsion. Rien n’exclut cependant, suivant d’autres exemples non détaillés ici, que l’instant d’arrivée d’une impulsion effectivement déterminé par le dispositif récepteur 12 soit calculé selon d’autres dispositions.

Pour la suite de la description, et afin d’en alléger l’écriture, on note Pf la quantité égale à Pf(N_c x Tc/T_e), sauf si cela prête à confusion.

Le procédé d’estimation comporte ensuite une étape 200 de calcul d’une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d’étalement modulée par une enveloppe d’impulsion.

L’objectif de l’étape 200, via le calcul de ladite fonction de corrélation glissante, est de mesurer la similarité entre le signal radio qui a été émis par le dispositif émetteur 11 et le signal radio reçu par le dispositif récepteur 12, ledit signal radio pouvant éventuellement être bruité entre son émission et sa réception. De la mesure de cette similarité découle notamment la détection dans le signal radio reçu des données du paquet modulées par la séquence d’étalement, et consécutivement l’estimation des instants d’arrivée respectifs desdites données modulées, d’où aussi l’instant d’arrivée dudit signal radio.

Ladite fonction de corrélation glissante, notée f_cor, est une fonction discrète du temps, prenant des valeurs en lesdits instants d’échantillonnage, et ladite séquence de référence, notée S_ref, est une suite de symboles, de cardinal A(S_ref) borné et inférieur au nombre de points d’échantillonnage. La définition théorique d’une telle fonction de corrélation glissante f_cor, ainsi que ses propriétés mathématiques, sont bien connues de l’homme du métier.

Dans un mode préféré de mise en œuvre, la séquence de référence correspond à la séquence d’étalement suréchantillonnée à T_e, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d’étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d’étalement, ainsi qu’en nombre égal à la partie entière E(T_C/T_e) du rapport T_c/T_e ou égal à E(Tc/T_e)-1.

Afin d’illustrer ce mode préféré de mise en œuvre pour la construction de la séquence de référence S_ref, considérons, à titre d’exemple nullement limitatif, une séquence d’étalement comportant un nombre N_c de symboles égal à 5, ces symboles s’écrivant successivement 1, 1, -1, 1, 1. Considérons en outre que le rapport T_c/T_e est égal à 12,25, de sorte que la fréquence d’échantillonnage est de 49 mégahertz (ce qui correspond à une période T_c égale à 250 nanosecondes), la quantité N_c x T_c/T_e étant dès lors égale à 61,25. La séquence de référence S_ref s’obtient alors en suréchantillonnant ladite séquence d’étalement de période T_c selon la période T_e. Pour ce faire, chaque sous ensemble de la séquence de référence S_ref commence par un des symboles de la séquence d’étalement, donc 1 ou -1, et est complété de symboles auxiliaires de valeurs respectives 0. Eu égard à la valeur du rapport T_c/T_e, le nombre de symboles de chaque sous ensemble devrait en théorie être égal à 12,25, ce qui n’est pas possible. Dès lors, il convient de faire un choix dans le nombre entier de symboles auxiliaires 0 à placer dans chaque sous ensemble tout en respectant le fait que la séquence de référence doit correspondre à la séquence d’étalement échantillonnée à 49 mégahertz. Par exemple, la séquence de référence S_ref peut contenir les sous ensembles successifs S_ref⁽¹⁾, Sref⁽²⁾, Sref⁽³⁾, Sref⁽⁴⁾ et Sref⁽⁵⁾ respectivement associés aux symboles 1, 1, -1, 1, 1 de la séquence d’étalement de sorte que :

- S_ref⁽¹⁾ = (1,0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), comportant un nombre de 0 égal à E(Tc/T_e)-1, soit 11 ;

- S_ref⁽²⁾ = (1,0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), comportant un nombre de 0 égal à E(Tc/T_e)-1, soit 11 ;

- S_ref⁽³⁾ = (-1,0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), comportant un nombre de 0 égal à E(T_C/T_e)-1, soit 11 ;

- S_ref⁽⁴⁾ = (1,0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), comportant un nombre de 0 égal à E(T_C/T_e), soit 12.

De cette manière, on obtient que la réunion des quatre premiers sous ensembles S_ref⁽¹⁾, Sref⁽²⁾, Sref⁽³⁾ et Sref⁽⁴⁾ comporte 49 symboles, ce qui est en concordance avec le résultat théorique attendu à savoir que la séquence de référence Sref correspond à la séquence d’étalement échantillonnée à 49 mégahertz. Pour ce qui est du dernier sous ensemble S_ref⁽⁵⁾, ce dernier est associé au dernier symbole 1 de la séquence d’étalement et reprend le schéma de répartition des symboles auxiliaires 0 défini ci-dessus pour Sref⁽¹⁾, c’est-àdire que Sref⁽⁵⁾ = (1,0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0), et comporte donc un nombre de 0 égal à E(T_C/T_e)-1, soit 11, etc. Au final, la séquence de référence S_ref comporte bien 61 échantillons, et la différence entre la quantité N_c x T_c/T_e et la longueur de S_ref est bien de 0,25.

On comprend donc que le suréchantillonnage de la séquence d’étalement selon la période T_e consiste à répartir un nombre prédéfini de symboles auxiliaires, ici E(T_C/T_e) ou E(T_C/T_e)-1 symboles auxiliaires, dans chaque sous ensemble. Ainsi, il apparaîtra clairement à l’homme du métier que des variantes possibles de l’exemple illustratif décrit ci-avant pourraient être d’avoir une réunion des quatre premiers sous ensembles S_ref⁽¹⁾, Sref⁽²⁾, Sref⁽³⁾ et Sref⁽⁴⁾ comportant 49 symboles, avec un desdits sous ensembles comportant 12 symboles 0 sans que ce soit nécessairement le sous ensemble Sref⁽⁴⁾, et les autres sous ensembles comportant bien 11 symboles 0.

Notons que le fait que les sous ensembles de la séquence de référence S_ref contiennent respectivement une valeur de la séquence d’étalement complétée de 0 correspond effectivement à une modulation de la séquence d’étalement par une enveloppe d’impulsions. Par exemple, en reprenant les notations de l’exemple illustré ci-avant, le premier sous ensemble de la séquence de référence est représentatif du premier symbole 1 de la séquence d’étalement modulé par une enveloppe comportant une impulsion de durée sensiblement égale à T_e, suivie d’un signal d’amplitude nulle pendant une durée sensiblement égale à (E(T_C/T_e)-1) x T_e. Toutefois, d’autres variantes sont possibles pour la modulation de la séquence d’étalement par une enveloppe d’impulsions. Par exemple, un sous ensemble associé à un symbole de la séquence d’étalement pourrait comporter des 1 et des 0, mais aussi des valeurs demies entières 0,5 juste avant et juste après un 1.

On comprend donc que le calcul de la fonction f_cor permet avantageusement de calculer des pics de corrélation, ces derniers pouvant être représentatifs de la séquence d’étalement. En effet, dans la mesure où le signal radio émis par le dispositif récepteur 12 est généré au moyen de la séquence d’étalement, l’information portée par les points d’échantillonnage, à savoir leurs valeurs et instants d’échantillonnage respectifs, est représentative des symboles de la séquence d’étalement et de leurs durées respectives. En multipliant ces valeurs d’échantillonnage par les symboles de la séquence de référence, elle-même construite sur la base de ladite séquence d’étalement, cela permet de générer des pics de corrélation.

En outre, le fait de choisir, par exemple, une séquence d’étalement qui soit une séquence pseudo-aléatoire est encore plus avantageux du point de vue de la mise en œuvre du procédé d’estimation. En effet, une telle séquence présente des propriétés d’autocorrélation connues de l’homme du métier, et classiquement recherchées et utilisées dans le domaine du chiffrement et de l’identification des signaux.

Notons que dans la mesure où la séquence de référence est générée sur la base de la séquence d’étalement, il est nécessaire que ladite séquence d’étalement soit connue du dispositif récepteur 12. Autrement dit, le circuit de traitement du dispositif récepteur 12 est notamment configuré pour mémoriser, avant la mise œuvre du procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio, ladite séquence d’étalement.

A la suite du calcul de la fonction de corrélation, le procédé d’estimation comporte une étape 300 de détection de pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection.

A cet effet, la fonction de corrélation calculée est représentée dans un diagramme dit de corrélation, ce diagramme comportant un axe des abscisses et un axe des ordonnées indiquant respectivement les instants et les amplitudes des points en lesquels la fonction de corrélation a été évaluée, autrement dit les points d’échantillonnage. Ainsi, par « détection », on fait référence ici au fait d’identifier dans ledit diagramme de corrélation les instants d’échantillonnage en lesquels l’amplitude de la fonction de corrélation présente un pic.

En théorie, lorsque le signal radio n’est pas bruité au cours de sa transmission vers le dispositif récepteur 12 et qu’il est échantillonné à une fréquence suffisamment élevée par ledit dispositif récepteur 12, le diagramme de la fonction de corrélation doit présenter un profil sur lequel apparaît autant de pics de corrélation que de données du paquet, donc que de bits. A cet égard, les abscisses respectives de ces pics de corrélation marquent bien l’instant d’arrivée de chacune des données du paquet, donc du signal radio. Par ailleurs, en dehors desdits pics de corrélation, le diagramme de la fonction de corrélation doit présenter un profil sensiblement identique à celui d’une fonction d’amplitude nulle.

Toutefois, le signal radio étant nécessairement bruité entre son émission et sa réception, notamment en raison de sa propagation dans l’environnement 20, le diagramme de corrélation présente d’une manière générale un profil pouvant comporter des pics auxiliaires, en des instants différents de ceux des pics associés aux données du paquet, et d’amplitudes respectives non négligeables (mais néanmoins inférieures) relativement aux amplitudes respectives des pics de corrélation associés aux données du paquet.

C’est pourquoi, dans un mode particulier de mise en œuvre, l’étape 300 de détection des pics de corrélation comporte une comparaison de l’amplitude de la fonction de corrélation, prise en valeur absolue, avec une valeur seuil prédéterminée en les instants d’échantillonnage du signal radio échantillonné. Une telle manière de procéder est connue de l’homme du métier qui saura choisir une valeur seuil adaptée à la détection de pics de corrélation associés aux données du paquet. Par exemple, ladite valeur seuil peut être choisie proportionnelle au rapport signal sur bruit, ou bien encore, dans un autre exemple, égale à l’énergie comprise dans un nombre d’impulsions égal à N_c/4 (ce dernier exemple correspond à une perte de 50% de l’énergie des échantillons, dans le cas d’un déphasage maximal du dispositif récepteur 12 vis-à-vis du dispositif émetteur 11, ainsi que d’une modulation de type OOK pour laquelle un symbole sur deux n’est pas émis).

A partir de cette comparaison avec ladite valeur seuil, il est possible d’identifier les pics de la fonction de corrélation qui doivent être effectivement retenus comme des pics de corrélation associés aux données du paquet, par exemple en retenant uniquement les pics de corrélation dont les amplitudes respectives sont supérieures à ladite valeur seuil. Notons qu’au cours de ce mode particulier de mise en œuvre, la comparaison avec la valeur seuil s’effectue avec l’amplitude de la fonction de corrélation prise en valeur absolue. Cela étant du au fait que la séquence de référence comporte éventuellement des symboles de signes négatifs. On comprend donc qu’un mode alternatif de mise en œuvre pour la détection des pics de corrélation, mais néanmoins équivalent à celui décrit ci-avant, serait de comparer l’amplitude de la fonction de corrélation avec une première valeur seuil prédéterminée, pour identifier les pics d’amplitudes respectives positives, et une deuxième valeur seuil prédéterminée, pour identifier les pics d’amplitudes respectives négatives.

Dans une étape 400, consécutive à l’étape 300, on estime l’instant d’arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.

Dans son principe général, l’étape 400 consiste à calculer l’instant d’arrivée du signal radio en comparant les durées entre les instants de détection des pics de corrélation détectés lors de l’étape 300. Le fait d’avoir échantillonné, au cours de l’étape 100, le signal radio selon une période T_e dont le rapport avec N_c x T_c est non entier implique que lesdites durées ne sont pas uniformes. Ce défaut d’uniformité desdites durées permet alors de calculer l’avance ou le retard de l’instant d’arrivée du signal radio par rapport à l’instant de détection du premier pic de corrélation détecté au cours de l’étape 300.

Pour exécuter l’étape 400, on regroupe par exemple des pics de corrélation successifs dans une séquence de détection. Comme les pics de corrélation sont successifs, la séquence de détection est donc classée par instants de détection croissants.

Par exemple, un pic de corrélation classé dans la séquence de détection est représenté par un vecteur comportant une première composante et une deuxième composante qui sont respectivement le rang dudit pic de corrélation et son instant de détection. Par « rang du pic de corrélation >>, on fait référence ici, cela restant valable pour la suite de la description, à la position dudit pic de corrélation dans ladite séquence de détection, en adoptant la convention que le pic de corrélation apparaissant en première position dans la séquence de détection est de rang égal à 0.

Puis, un calcul des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection est par exemple exécuté. Plus spécifiquement, la durée entre un premier pic de corrélation de rang R et un deuxième pic de corrélation de rang R+1 s’obtient en soustrayant l’instant de détection dudit pic de corrélation de rang R+1 à l’instant de détection dudit pic de corrélation de rang R.

Dès lors, on détermine un rang R_p, dans ladite séquence de détection, d’un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes. Pour la suite de la description, on désigne par « pics de corrélation adjacents >> d’un pic de corrélation donné les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant dans la séquence de détection.

Chaque pic de corrélation de la séquence de détection est associé à un instant de détection qui est en fait l’instant d’échantillonnage du point d’échantillonnage correspondant audit pic de corrélation. Toutefois, l’instant de détection du tout premier pic de corrélation détecté au cours de l’étape 300 est, comme évoqué ci-avant eu égard notamment à la construction du dispositif récepteur 12, entaché d’une erreur de mesure si bien qu’il diffère de l’instant d’arrivée théorique dudit tout premier pic de corrélation. De plus, cette erreur de mesure se propage à tous les autres pics de corrélation détectés au cours de l’étape 300.

La position du pic de saut temporel dans la séquence de détection est caractéristique de ladite erreur de mesure. En outre, il importe de noter que, selon le nombre de données du paquet, la séquence de détection peut comporter des pics de saut temporel auxiliaires, la répartition des rangs respectifs de ces pics de saut temporel auxiliaires dans la séquence de détection ayant un caractère périodique.

Pour illustrer cela, considérons, à titre nullement limitatif, un paquet comportant 10 données, la séquence de détection comportant donc 10 pics de corrélation. Supposons en outre que Pf est égal à 0,25. Alors, si par exemple le pic de saut temporel est de rang R_p égal à 1, on aura dans la séquence de détection des pics de saut temporel auxiliaires de rangs égaux respectivement à 1+ E(1/Pf) (donc 5) et 1+ 2xE(1/Pf) (donc 9). Alternativement, si par exemple le pic de saut temporel est de rang R_p égal à 2, on aura dans la séquence de détection un seul pic de saut temporel auxiliaire de rang égal à 2+ E(1/P_f) (donc 6), etc.

Ainsi, de telles dispositions impliquent que toute sous partie (au sens ensembliste) de la séquence de détection regroupant un nombre de pics de corrélation successifs égal à E(1/P_f) contient un pic de corrélation dont les durées le séparant de ses pics adjacents (qui ne font pas nécessairement partie de ladite sous partie) diffèrent d’une quantité égale à T_e. Et donc, pour des raisons pratiques liées au fait que le dispositif récepteur 12 compare les durées entre pics de corrélation entre elles, on comprend qu’il suffit que la séquence de détection comprenne un nombre de pics de corrélation successifs supérieur à E(1 /P_f)+1, à compter du premier pic de corrélation détecté au cours de l’étape 300, pour s’assurer que ledit pic de saut temporel soit bien détecté dans ladite séquence de détection. Par ailleurs, il convient de constater que la condition selon laquelle il suffit que le nombre de pics de corrélation successifs de la séquence de détection soit supérieur à E(1/Pf)+1 est équivalente à imposer que le produit du nombre de données du paquet par Pf soit strictement plus grand que 1. En effet, si ledit paquet ne comporte pas suffisamment de données, il n’est pas possible de détecter un saut temporel dans ladite séquence de détection.

De plus, il est important de noter que les propriétés mathématiques des fonctions numériques partie entière et partie fractionnaire font que le cardinal minimal de la séquence de détection, tel qu’évoqué ci-avant pour assurer une détection d’au moins un saut temporel, est le même pour une mise en œuvre de l’invention au moyen de quantités N_c’, T_c’ et T_e’, avec N_c’ x T_c’/T_e’ différent de N_c x T_c/T_e, mais de sorte que Pf(N_c’ x T_c’/T_e’) égal à 1 - P_f(N_c x T_c/T_e). Dit encore autrement, et étant donné qu’une partie fractionnaire est comprise dans l’intervalle [0,1 [, le cardinal minimal d’une séquence de détection pour des quantités N_c, T_c et T_e est égal au cardinal minimal d’une autre séquence de détection pour des quantités N_c’, T_c’ et T_e’ telles que :

P_f(N_c’ x Τ_οπθ’) = | P_f(N_c x T_c/T_e) modulo 1/2|, où |A| désigne la valeur absolue d’un nombre A. Par exemple, si P_f(N_c x T_c/T_e) est égal à 0,25, dans ce cas la séquence de détection doit contenir au moins cinq pics de corrélation pour qu’un saut temporel puisse être détecté. Il en est de même pour des quantités N_c, T_c et T_e choisies telles que Pf(N_c’ x T_c’/T_e’) est égal à 0,75.

Par la suite, l’instant d’arrivée du signal radio est estimé en fonction de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang R_p.

Par exemple, l’instant d’arrivée du signal radio est calculé égal à la somme de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf’ x R_p’ x T_e avec

Pf’ = | Pf modulo 1/2|, et R_p’ = R_p modulo E(1/P_f’).

La quantité P_f’ x R_p’ x T_e représente une translation dans le temps permettant de corriger l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation, ce qui finalement est rendu possible uniquement parce que la partie fractionnaire Pf est non nulle. En effet, dans le cas où Pf est nulle, les durées séparant les pics de corrélation de la fonction de corrélation sont toutes égales entre elles, si bien qu’elles ne peuvent fournir d’informations quant à l’erreur de mesure, inhérente au dispositif récepteur 12, commise sur l’instant de détection de la première impulsion reçue, et donc par conséquent sur l’instant de détection du premier pic de corrélation. Pour palier cela, il pourrait être envisagé d’augmenter la fréquence d’échantillonnage de manière non négligeable, mais cela aurait des conséquences en terme de coût, de consommation énergétique, voire encore de développements technologiques, pour le dispositif récepteur 12. Ainsi, le fait de choisir une partie fractionnaire Pf non nulle permet avantageusement de limiter l’augmentation de la fréquence d’échantillonnage et d’évaluer de manière robuste ladite erreur de mesure commise, ainsi que de caractériser la dépendance entre le rang R_p et l’erreur de mesure commise.

Notons que plus la partie fractionnaire Pf, non nulle, est petite, plus il est théoriquement possible de corriger avec précision l’instant de détection du premier pic de corrélation, à nombre constant de bits transmis, et donc aussi d’estimer avec précision l’instant d’arrivée du signal radio. Cela notamment parce que la longueur de l’intervalle dans lequel R_p prend ses valeurs augmente à mesure que Pf diminue.

Aussi, dans un mode particulier de mise en œuvre, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,1 ; 0,9].

Dans un mode préféré de mise en œuvre, la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,125; 0,250], les inventeurs ayant notamment constaté que lorsque Pf est égale à 0,125, cela permet d’améliorer d’un facteur sensiblement égal à 8 la précision de la localisation du dispositif émetteur 11, comme décrit ci-après.

La présente invention concerne également un procédé de localisation, par le système de localisation sans fil 10, dudit dispositif émetteur 11 émettant ledit signal radio, ledit signal radio étant reçu par une pluralité de dispositifs récepteurs 12.

La figure 3 représente un organigramme d’un exemple de mise en œuvre d’un procédé de localisation, par le système de localisation 10, d’un dispositif émetteur 11. Tel qu’illustré dans la figure 3, ledit procédé de localisation comporte deux étapes successives.

Dans un premier temps, le procédé de localisation comporte une étape 1000 d’estimation des instants d’arrivée du signal radio par respectivement lesdits dispositifs récepteurs 12 conformément à un procédé d’estimation de l’instant d’arrivée d’un signal radio selon l’un des modes de mise en œuvre de l’invention.

Puis, dans un deuxième temps, le procédé de localisation comporte une étape 2000 d’estimation, par un dispositif de calcul 13, de la position dudit dispositif émetteur 11 en fonction desdites estimations des instants d’arrivée.

Ledit dispositif de calcul 13 fait partie du système de localisation sans fil 10. Par exemple, ledit dispositif de calcul est un desdits dispositifs récepteurs 12, le calcul de la position étant effectué par le circuit de traitement du dispositif de calcul. Cela signifie donc qu’une fois les instants d’arrivée estimés respectivement par les dispositifs récepteurs 12, chaque dispositif récepteur 12 autre que le dispositif de calcul transmet son estimation de l’instant d’arrivée du signal radio au dispositif de calcul qui les mémorise.

Dans un mode préféré de mise en œuvre, illustré par la figure 1 à titre nullement limitatif, le dispositif de calcul 13 est différent des dispositifs récepteurs 12 et est par exemple un serveur de calcul. A cet effet, il comporte, par exemple, un circuit de traitement (non représenté sur les figures), comportant un ou plusieurs processeurs et des moyens de mémorisation (disque dur magnétique, mémoire électronique, disque optique, etc.) dans lesquels est mémorisé un produit programme d’ordinateur, sous la forme d’un ensemble d’instructions de code de programme à exécuter pour mettre en œuvre les différentes étapes du procédé d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio. Alternativement ou en complément, le circuit de traitement du dispositif de calcul 13 comporte un ou des circuits logiques programmables (FGPA, PLD, etc.), et/ou un ou des circuits intégrés spécialisés (ASIC), et/ou un ensemble de composants électroniques discrets, etc., adaptés à mettre en œuvre tout ou partie desdites étapes du procédé de localisation du dispositif émetteur 11.

En d’autres termes, le circuit de traitement du dispositif de calcul 13 comporte un ensemble de moyens configurés de façon logicielle (produit programme d’ordinateur spécifique) et/ou matérielle (FGPA, PLD, ASIC, composants électroniques discrets, etc.) pour mettre en œuvre l’étape 2000 du procédé de localisation du dispositif émetteur 11 en fonction des estimations des instants d’arrivée du signal radio respectivement déterminées par les dispositifs récepteurs 12 lors de l’étape 1000.

Dans un mode particulier de mise en œuvre, l’estimation de la position dudit dispositif émetteur 11 au cours de l’étape 2000 est déterminée au moyen de calculs de différences d’instants d’arrivée TDOA pour plusieurs paires de dispositifs récepteurs 12. Une telle manière de procéder est bien connue de l’homme du métier et n’est donc pas décrite plus en détails ici.

Une fois la position du dispositif émetteur 11 estimée, cette dernière est mémorisée, par exemple par ledit dispositif de calcul 13, ou bien encore par exemple dans un serveur de bases de données configuré pour communiquer avec ledit dispositif de calcul 13. Le dispositif de calcul 13, ou encore ledit serveur de bases de données, sont en outre configurés pour fournir ladite localisation, par exemple de manière directe grâce à des moyens d’affichage, ou bien encore par exemple en la transmettant grâce à des moyens de communication connus en soi vers un terminal utilisateur.

Il convient de noter que les performances d’un système de localisation s’évaluent, notamment, en estimant la précision, en termes de distance, avec laquelle un dispositif émetteur 11 est localisé dans l’environnement 20. Dit autrement, un système de localisation est associé à une résolution de localisation caractéristique de la distance entre un dispositif émetteur 11 et un dispositif récepteur 12. Cette résolution dépend notamment de la période d’échantillonnage. En effet, en échantillonnant selon une période T_e, il est dès lors impossible de réaliser des mesures en des instants séparés d’une durée inférieure à T_e. Ainsi, les systèmes de localisation de l’art antérieur ont une résolution de localisation de l’ordre du produit de la vitesse de la lumière multipliée par la période d’échantillonnage T_e. Par exemple, pour une fréquence d’échantillonnage de 1 gigahertz, la résolution de localisation est sensiblement égale à 30 centimètres dans le cas d’une localisation tridimensionnelle. La présente invention, quant à elle, permet d’améliorer cette résolution de localisation. Les inventeurs ont en effet constaté, par exemple, que pour une fréquence d’échantillonnage de 1 gigahertz et une partie fractionnaire Pf égale à 0,125, la résolution de localisation était sensiblement égale à 4 centimètres, soit une amélioration d’un facteur sensiblement égal à 8.

Il apparaîtra évident à l’homme du métier que le procédé de localisation tel que décrit ci-avant, et mis en œuvre dans le cas d’un seul dispositif émetteur 11, peut être mis en œuvre pour un système de localisation sans fil 10 comportant une pluralité de dispositifs émetteurs 11, l’étape 1000 étant exécutée par les dispositifs récepteurs 12 dès qu’il reçoivent le signal radio émis par l’un des dispositifs émetteurs 11.11 convient de noter que lesdits dispositifs émetteurs 11 ont des identifiants respectifs différents, ces identifiants étant modulés, par exemple, par une séquence d’étalement commune à tous lesdits dispositifs émetteurs 11. Comme tous lesdits identifiants sont différents, cela garantit que l’estimation de l’instant d’arrivée d’un signal radio émis par un desdits dispositifs émetteurs 11 ne peut pas être associé à un autre desdits dispositifs émetteurs 11.

De manière plus générale, il est à noter que les modes de mise en œuvre et de réalisation considérés ci-dessus ont été décrits à titre d’exemples non limitatifs, et que d’autres variantes sont par conséquent envisageables.

Notamment, l’invention a été décrite en considérant un système de communication sans fil UWB. Rien n’exclut cependant, suivant d’autres exemples, de considérer d’autres types de systèmes de communication. L’invention trouve cependant une application particulièrement avantageuse dans les systèmes de communication sans fil à bande ultra large, c’est-à-dire de bande passante absolue (à -10 dB par rapport à la puissance mesurée sur la fréquence centrale) supérieure à 500 mégahertz.

Claims (19)

1. REVENDICATIONS

   1. Procédé d’estimation, par un dispositif récepteur (12), de l’instant d’arrivée d’un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d’étalement comportant N_c symboles de même durée T_c prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d’impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur (12), ledit procédé étant caractérisé en ce qu’il comporte les étapes successives suivantes :

   - une étape (100) d’échantillonnage du signal radio selon une période d’échantillonnage T_e prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité N_c x Tc/T_e est non nulle,

   - une étape (200) de calcul d’une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d’étalement modulée par une enveloppe d’impulsions,

   - une étape (300) de détection de pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection,

   - une étape (400) d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.
2. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel l’étape (400) d’estimation de l’instant d’arrivée du signal radio émis comporte :

   un regroupement de pics de corrélation successifs dans une séquence de détection, un calcul des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection, une détermination d’un rang R_p, dans ladite séquence de détection, d’un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes, l’instant d’arrivée du signal radio étant estimé en fonction de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang R_p.
3. 3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel l’instant d’arrivée du signal radio est calculé égal à la somme de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité P_f’ x R_p’ x T_e avec Pf’ = |Pf modulo 1/2|, et R_p’ = R_p modulo E(1 /Pf’).
4. 4. Procédé selon l’une des revendications 1 à 3, dans lequel la séquence de référence correspond à la séquence d’étalement suréchantillonnée à T_e, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d’étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d’étalement, ainsi qu’en nombre égal à la partie entière E(T_C/T_e) du rapport T_c/T_e ou égal à E(T_C/T_e)-1.
5. 5. Procédé selon l’une des revendications 1 à 4, dans lequel la séquence d’étalement est une séquence pseudo-aléatoire.
6. 6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel ladite séquence pseudo-aléatoire est une séquence binaire de type m-séquence.
7. 7. Procédé selon l’une des revendications 1 à 6, dans lequel la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,1 ; 0,9].
8. 8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,125 ; 0,250].
9. 9. Procédé de localisation, par un système de localisation (10), d’un dispositif émetteur (11) positionné dans un environnement (20) et comportant des moyens configurés pour générer un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d’étalement comportant des symboles de même durée T_c prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d’impulsions et reçu par une pluralité de dispositifs récepteurs (12), ledit procédé de localisation étant caractérisé en ce qu’il comporte les étapes successives suivantes :

   une étape (1000) d’estimation des instants d’arrivée du signal radio par respectivement lesdits dispositifs récepteurs (12) selon l’une quelconque des revendications 1 à 8, une étape (2000) d’estimation, par un dispositif de calcul (13), de la position dudit dispositif émetteur (11) en fonction desdites estimations des instants d’arrivée.
10. 10. Procédé de localisation selon la revendication 9, dans lequel l’étape (2000) d’estimation de la position dudit dispositif émetteur (11) est déterminée au moyen de calculs de différences d’instants d’arrivée TDOA pour plusieurs paires de dispositifs récepteurs (12).
11. 11. Dispositif récepteur (12) pour l’estimation de l’instant d’arrivée d’un signal radio correspondant à un paquet de données modulées par une séquence d’étalement comportant N_c symboles de même durée T_c prédéterminée, ledit signal radio étant émis sous forme d’impulsions et reçu par ledit dispositif récepteur (12), ledit dispositif récepteur (12) étant caractérisé en ce qu’il comporte :

    des moyens configurés pour échantillonner le signal radio selon une période d’échantillonnage T_e prédéterminée, de sorte que la partie fractionnaire Pf de la quantité N_c x T_c/T_e est non nulle, des moyens configurés pour calculer une fonction de corrélation glissante entre le signal radio échantillonné et une séquence de référence représentative de ladite séquence d’étalement modulée par une enveloppe d’impulsions, des moyens configurés pour détecter des pics de corrélation de ladite fonction de corrélation, lesdits pics de corrélation étant associés respectivement à des instants de détection, des moyens configurés pour estimer l’instant d’arrivée du signal radio en fonction des instants de détection respectifs desdits pics de corrélation ainsi que de ladite partie fractionnaire Pf.
12. 12. Dispositif récepteur (12) selon la revendication 11, caractérisé en ce qu’il comporte :

    des moyens configurés pour regrouper des pics de corrélation successifs dans une séquence de détection, des moyens configurés pour calculer des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection, des moyens configurés pour calculer des durées respectives entre deux pics de corrélation consécutifs de ladite séquence de détection, des moyens configurés pour déterminer un rang R_p, dans ladite séquence de détection, d’un premier pic de corrélation, dit pic de saut temporel, pour lequel les durées entre ledit pic de saut temporel et les pics de corrélation respectivement le précédant et lui succédant sont différentes, l’instant d’arrivée du signal radio étant estimé en fonction de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et en fonction du rang R_p.
13. 13. Dispositif récepteur (12) selon la revendication 12, caractérisé en qu’il comporte des moyens configurés pour calculer la somme de l’instant de détection du premier pic de corrélation de la fonction de corrélation et de la quantité Pf’ x R_p’ x T_e avec Pf’ = |Pf modulo 1/2|, et R_p’ = R_p modulo E(1 /Pf’).
14. 14. Dispositif récepteur (12) selon l’une des revendications 11 à 13, caractérisé en ce que la séquence de référence correspond à la séquence d’étalement suréchantillonnée à T_e, ladite séquence de référence comportant des sous ensembles de symboles, chaque sous ensemble correspondant à un symbole de la séquence d’étalement complété de symboles auxiliaires, lesdits symboles auxiliaires étant tous identiques entre eux et différents dudit symbole de la séquence d’étalement, ainsi qu’en nombre égal à la partie entière E(T_C/T_e) du rapport Tc/T_e ou égal à E(T_C/T_e)-1.
15. 15. Dispositif récepteur (12) selon l’une des revendications 11 à 14, caractérisé en ce que ladite séquence d’étalement est une séquence pseudoaléatoire.
16. 16. Dispositif récepteur (12) selon la revendication 15, caractérisé en ce que ladite séquence pseudo-aléatoire est une séquence binaire de type mséquence.
17. 17. Dispositif récepteur (12) selon l’une des revendications 11 à 16, caractérisé en ce que la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,1 ; 0,9],
18. 18. Dispositif récepteur (12) selon la revendication 17, caractérisé en ce que la partie fractionnaire Pf est comprise dans l’intervalle [0,125 ; 0,250].
19. 19. Système de localisation (10) caractérisé en ce qu’il comporte au moins un dispositif émetteur (11) positionné dans un environnement (20), ledit au moins un dispositif émetteur (11) comportant des moyens configurés pour générer et émettre un signal radio, et en ce qu’il comporte en outre :

    5 - une pluralité de dispositifs récepteurs (12) selon l’une quelconque des revendications 11 à 18, un dispositif de calcul (13) comportant des moyens configurés pour estimer la position dudit au moins un dispositif émetteur (11) en fonction des estimations des instants d’arrivée du signal radio

    10 respectivement déterminées par les dispositifs récepteurs (12).

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