WO2018079671A1 - アクチュエータの駆動制御装置 - Google Patents

アクチュエータの駆動制御装置 Download PDF

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野呂　正夫
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ヤマハ株式会社
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    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor

Definitions

  • the present invention relates to robot control technology, and more particularly to a drive control device for an actuator that drives a movable part by a robot.
  • Actuators artificial muscles used as general robot arms and robot power operate smoothly and accurately with respect to drive signals, but are basically rigid with respect to external forces.
  • Some actuators are soft (see, for example, Patent Document 2), and it is necessary to perform position control (position feedback) in order to move the robot with high accuracy.
  • position control position feedback
  • the actuator becomes rigid and maintains substantially the same stiffness during normal operation. For this reason, the behavior of the actuator is very different from the behavior of human muscles.
  • the present invention has been made in view of the circumstances as described above, and an object thereof is to enable control of weakness in drive control of an actuator.
  • a drive control device includes a drive control unit that performs drive control of an actuator according to a drive control signal, and the drive to control the pressure generated by the actuator according to a pressure control signal.
  • Pressure control means for controlling the participation of the control signal.
  • a drive control device is the drive control device according to the first aspect, wherein the drive control signal includes a position detection signal indicating a position of a movable portion driven by the actuator, and the movable control signal. It is a position error signal which shows a position error with the position control signal which instruct
  • a drive control device is the drive control device according to the first or second aspect, and includes a braking force control means for controlling a braking force against the pressure in accordance with a braking force control signal.
  • a braking force control means for controlling a braking force against the pressure in accordance with a braking force control signal.
  • a drive control device is the drive control device according to the first or second aspect, wherein the output impedance of the drive unit for drive control of the actuator according to a braking force control signal Braking force control means for controlling
  • a drive control device is the drive control device according to the fourth aspect, wherein the braking force control means responds to the pressure instruction signal by performing feedback control of the drive current of the actuator. It includes a braking force control loop for controlling the drive current to be output to the drive unit and controlling the output impedance of the drive unit.
  • the pressure control means generates the pressure instruction signal by subjecting the drive control signal to signal processing based on the pressure control signal.
  • a drive control apparatus is the drive control apparatus according to the fifth aspect, wherein the braking force control means is configured to obtain a gain and feedback of the braking force control loop according to the braking force control signal. Control the polarity of the quantity.
  • a drive control apparatus is the drive control apparatus according to the fifth or sixth aspect, wherein the pressure control means limits the pressure instruction signal within a limit determined by the pressure control signal. To do.
  • a drive control apparatus is the drive control apparatus according to any one of the fifth to seventh aspects, wherein the pressure control means sets a gain of the pressure instruction signal with respect to the drive control signal. Control is performed based on the pressure control signal.
  • a drive control system includes a drive control device according to any one of the first to eighth aspects, a host computer that supplies the drive control signal and the pressure control signal to the drive control device, and It comprises.
  • a drive control system includes a movable part, an actuator that drives and controls the movable part, and a drive control device according to any one of the first to ninth aspects.
  • the actuator is driven according to a position error signal indicating a position error between a position detection signal indicating the position of the movable part driven by the actuator and a position control signal indicating the position of the movable part.
  • An actuator drive control device comprising: position control means for performing control; and pressure control means for controlling participation of the position error signal in control of pressure generated by the actuator in response to a pressure control signal I will provide a.
  • FIG. 1 is a diagram showing an actuator 200A to which a drive control device (not shown in FIG. 1) according to a first embodiment of the present invention is applied, and a robot arm 300 to which the actuator 200A is attached.
  • the robot arm 300 is used for drum performance.
  • the robot arm 300 includes an upper arm portion 301 and a lower arm portion 302.
  • a drum stick 304 is fixed to the tip of the lower arm portion 302.
  • a joint 303 is provided at the tip of the upper arm portion 301.
  • the joint 303 includes a shaft (not shown) penetrating the vicinity of the end of the lower arm 302 opposite to the drum stick 304.
  • the lower arm 302 can be rotated with the joint 303 as a fulcrum.
  • Actuator 200A is fixed to the lower surface of upper arm 301.
  • the end of the lower arm 302 opposite to the drum stick 304 is connected to a coil holder (not shown in FIG. 1) of the actuator 200A via a connecting rod 299.
  • the robot arm 300 performs a drum performance by controlling the driving of the actuator 200A.
  • FIG. 3 is a side view of the actuator 200A viewed from the direction perpendicular to the plane of FIG. 1
  • FIG. 4 is a perspective view of the actuator 200A viewed diagonally from the lower left of FIG. It is a top view.
  • the term “axial direction” is used, and this “axial direction” means the horizontal direction in FIGS. 3 and 4.
  • the actuator 200A has a housing part 210 and a coil holder 220A.
  • the casing unit 210 is a substantially rectangular parallelepiped casing surrounded by outer yokes 211 and 212 forming upper and lower walls and outer yokes 213a, 213b, 214a, and 214b forming front and rear walls.
  • the outer yokes 211, 212, 213a, 213b, 214a, 214b are each formed of a rectangular flat magnetic material.
  • the outer yokes 214a and 214b are not shown in order to prevent the drawing from becoming complicated.
  • the outer yokes 211 and 212 are parallel to each other, and have flat portions facing each other at a predetermined interval.
  • An inner yoke 215 made of a rectangular flat magnetic material is located at the center of the space between the flat portions of the outer yokes 211 and 212.
  • the inner yoke 215 penetrates the gap between the outer yokes 213a and 213b from the outer side of the outer yokes 213a and 213b, and reaches the gap between the outer yokes 214a and 214b.
  • the flat portions on the two front and back surfaces of the inner yoke 215 are opposed to the flat portions of the outer yokes 211 and 212.
  • the ends of the inner yoke 215 protruding from the outer yokes 213a and 213b are fixed to the upper arm 301 in FIG. 1 by fixing means such as bolts (not shown).
  • the coil holding body 220A includes a rectangular parallelepiped main body 221 including a hollow region penetrating in the axial direction, and two rod portions 222a ′ protruding in the axial direction from two positions at both ends in the width direction of the axial end of the main body 221. And 222b ′ and a bridging portion 223 sandwiched between the ends of the rod portions 222a ′ and 222b ′.
  • the bridging portion 223 is connected to the end of the connecting rod 299 in FIG.
  • coils 225 ′ and 226 ′ are wound around each region near both ends in the axial direction of the main body 221.
  • the inner yoke 215 passes through a hollow region in the main body 221.
  • the main body 221 is movable in the axial direction along the inner yoke 215.
  • FIG. 5 is a side view showing the coil holder 220A in a state where no coil is wound
  • FIG. 6 is a plan view of the coil holder 220A.
  • recesses 227 and 228 that make one turn around the central axis of the main body 221 are formed at both ends in the axial direction of the main body 221 of the coil holding body 220A.
  • Coils 225 ′ and 226 ′ shown in FIGS. 2 to 4 are wound around the recesses 227 and 228, respectively.
  • the actuator 200A has four flat permanent magnets 231 to 234.
  • the permanent magnets 231 and 233 are fixed to the outer yoke 211 with an interval in the axial direction and with the magnetic pole surface facing the inner yoke 215.
  • the permanent magnets 232 and 234 are fixed to the outer yoke 212 with an interval in the axial direction and with the magnetic pole surface facing the inner yoke 215.
  • the distance between the centers of the permanent magnets 231 and 233 and the distance between the centers of the permanent magnets 232 and 234 are equal to the distance between the centers of the coils 225 ′ and 226 ′.
  • the axial length L1 and the magnetic pole surface area of the permanent magnets 231 to 234 are equal to each other, and the axial length L2 and the number of turns of the coils 225 ′ and 226 ′ are also equal to each other.
  • the axial length L1 of the permanent magnets 231 to 234 is longer than the axial length L2 of the coils 225 ′ and 226 ′.
  • the relationship between the magnetic poles of the permanent magnets 231 to 234 is as follows.
  • the permanent magnet 231 has an S pole on the top, the N pole on the bottom, and the permanent magnet 232 has an N pole on the top and an S pole on the bottom.
  • the permanent magnet 233 has an N pole on the upper side, the lower side has an S pole, and the permanent magnet 234 has an S pole on the upper side and an N pole on the lower side.
  • the direction of the magnetic poles of the permanent magnets is reversed between the outer yoke 211 side and the outer yoke 212 side of the inner yoke 215.
  • the directions of the magnetic poles of the permanent magnets adjacent in the axial direction are opposite. Therefore, in the actuator 200A, magnetic flux flows that pass through the following six different magnetic paths M1 to M6 are generated.
  • First magnetic path M1 Permanent magnet 231 ⁇ inner yoke 215 ⁇ outer yoke 213a ⁇ outer yoke 211 ⁇ permanent magnet 231
  • second magnetic path M2 permanent magnet 232 ⁇ inner yoke 215 ⁇ outer yoke 213b ⁇ outer yoke 212 ⁇ permanent magnet 232 third magnetic path M3: permanent magnet 231 ⁇ inner yoke 215 ⁇ permanent magnet 233 ⁇ outer yoke 211 ⁇ permanent magnet 231 fourth magnetic path M4: permanent magnet 232 ⁇ inner yoke
  • M6 Magnetic path of permanent magnet 234 ⁇ outer yoke 212 ⁇ outer yoke 214b ⁇ inner
  • this actuator 200A by causing currents in opposite directions to flow through the coils 225 ′ and 226 ′, an axial force is generated in the coil holding body 220A, and the coil holding body 220A is translated along the inner yoke 215. Is possible. In the state where no current is passed through the coils 225 ′ and 226 ′, no driving force is generated in the coils 225 ′ and 226 ′, and the coils 225 ′ and 226 ′ are in a weak state.
  • the flat permanent magnets 231 to 234 generate a uniform magnetic field between each of the flat outer yokes 211 and 212 and each of the flat inner yokes 215.
  • the rectangular parallelepiped coils 225 ′ and 226 ′ are arranged in the magnetic field, it is possible to realize an actuator 200A that is lightweight and can provide a high driving force.
  • the magnetic circuit including the outer yoke, the inner yoke and the permanent magnet needs to be formed in a cylindrical shape accordingly. Requires a heavy magnetic material.
  • this actuator 200A employs the rectangular parallelepiped coils 225 ′ and 226 ′ as described above, the permanent magnets 231 to 234, the outer yokes 211 and 212, and the inner yoke 215 constituting the magnetic circuit are all flat.
  • the lightweight actuator 200A can be realized with a small amount of magnetic material.
  • the coils 225 ′ and 226 ′ have a flat rectangular parallelepiped shape having upper and lower flat portions facing the outer yokes 211 and 212 as shown in FIGS. For this reason, the total winding length of the coil windings in the plane portion perpendicular to the magnetic flux passing through the magnetic paths M1 to M6 and contributing to the generation of the driving force is It is longer than the line length and can generate a high driving force.
  • the axial length L1 of the permanent magnets 231 to 234 is longer than the axial length L2 of the coils 225 ′ and 226 ′. Accordingly, when the coil 225 ′ (226 ′) is moved in the axial direction, the overlapping area of the coil 225 ′ (226 ′) and the permanent magnets 231, 232 (233, 234) is the same.
  • the relationship between the current flowing through the coil of the coil holder 220A and the force acting on the coil holder 220A can be kept linear.
  • the magnetic paths M1 and M2 are provided in the left section in the figure, and the magnetic paths M3 and M4 are provided in the middle section. Since the magnetic paths M5 and M6 are generated in the right section, each magnetic path length of the magnetic paths M1 to M6 can be shortened. Therefore, it is not necessary to increase the cross-sectional area of each of the magnetic paths M1 to M6 in order to reduce the magnetic resistance of each of the magnetic paths M1 to M6. Therefore, also in this sense, the magnetic material can be reduced to reduce the weight of the actuator 200A.
  • the actuator 200 ⁇ / b> A that is lightweight, has a high driving force, and is capable of controlling the weakening force. Therefore, a robot capable of playing a musical instrument can be realized by the actuator 200A.
  • the above is the configuration of the actuator 200A in the present embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a model of musical instrument performance by a human. As shown in FIG. 7, in musical instrument performance by humans, in addition to feedback control FB1 for conscious movement, feedback control FB2 for unconscious movement and feedback control FB3 for determining the nature and individuality work.
  • the feedback control FB2 for unconscious operation includes pressure control (weakness control) in which, for example, in drum performance, the stick is vibrated and then the force is released and the body is left to the reaction from the drum side.
  • the feedback control FB3 for determining the property and individuality includes, for example, stick braking caused by muscle viscosity in drum performance.
  • feedback control FB1 In the conventional actuator system, only the feedback control FB1 is realized, and the feedback controls FB2 and FB3 are not realized. In the present embodiment, in the actuator system, feedback control FB2 and FB3 are realized in addition to feedback control FB1.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of the actuator system in the present embodiment.
  • the actuator system includes the actuator 200A and the drive control apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the drive control device 100 includes a position detection unit 1, a comparison unit 2, a loop gain control unit 3, a voltage limiter 4, an addition unit 5, a variable polarity gain amplification unit 6, a current It has a detection unit 7 and a drive unit 8.
  • the loop including the actuator 200A, the position detection unit 1, the comparison unit 2, and the drive unit 8 controls the position of the movable unit that is the drive target of the actuator 200A (in this embodiment, the tip position of the drum stick 304).
  • a position control loop FBa that matches the position indicated by the signal is configured.
  • the position detection unit 1 is means for detecting the position of the movable part driven by the actuator 200A and generating a position detection signal indicating the detection result.
  • the comparison unit 2 is means for generating a position error signal indicating an error between the position indicated by the position control signal and the position indicated by the position detection signal.
  • the position error signal becomes a pressure instruction signal through the loop gain control unit 3 and the voltage limiter 4 and is supplied to the drive unit 8 through the addition unit 5.
  • the drive unit 8 drives the coil of the actuator 200A according to the pressure instruction signal supplied in this way, and drives the movable unit by the actuator 200A. In this way, position control is performed to match the position of the movable part with the position indicated by the position control signal.
  • linear amplifiers or PWM amplifiers that drive electrodynamic actuators are basically driven at a constant voltage.
  • a current flows from the amplifier to the coil of the actuator, so that torque acts on the coil and the coil moves, thereby generating a counter electromotive force in the coil.
  • the back electromotive force exceeds the drive voltage of the coil, a regenerative current flows through the coil, and electromagnetic braking is applied to the coil.
  • constant voltage driving such electromagnetic braking is likely to occur, and this is an obstacle to realizing “weakness”.
  • the viscous resistance of the muscle itself acts as a braking element.
  • the feedback control FB3 for determining the property / individuality of FIG. 7 described above, in the actuator system, it is necessary to perform constant current driving of the actuator 200A for appropriately operating the braking element. Also, this braking element must be functioning at all times and should not be affected by other control elements. Therefore, the braking element should be realized by the innermost high-speed control loop.
  • a braking force control loop FBb including the actuator 200A, the current detecting unit 7, the variable polarity gain amplifying unit 6, the adding unit 5 and the driving unit 8 is provided.
  • the current detection unit 7 detects the current flowing through the coil of the actuator 200A and outputs it as a current detection signal.
  • This current detection signal is supplied to the adder 5 via the variable polarity gain amplifier 6.
  • the adder 5 outputs a signal corresponding to the difference between the pressure instruction signal output from the voltage limiter 4 and the current detection signal supplied via the variable polarity gain amplifier 6.
  • the driving unit 8 drives the coil of the actuator 200 ⁇ / b> A according to the output signal of the adding unit 5. By such feedback control, constant current driving of the coil of the actuator 200 ⁇ / b> A is performed by the driving unit 8.
  • the actual muscle braking force needs to be changed according to the assumed muscle personality and the operational stability required when the object is actually moved.
  • Such braking force control is realized by constant current drive control by the braking force control loop FBb.
  • negative impedance driving is adopted in order to increase the electromagnetic braking force.
  • the variable polarity gain amplifying unit 6 switches the gain and polarity when the current detection signal is amplified and output according to the braking force control signal.
  • the braking force control loop FBb can be operated as a current negative feedback circuit or a current positive feedback circuit.
  • the output impedance of the drive unit 8 is set as a negative impedance, and a high electromagnetic braking force can be obtained.
  • the spring is proportional to the displacement from the initial position and the force. Therefore, an error between the position of the movable part driven by the actuator 200A and the position indicated by the position control signal is detected as a position error signal.
  • the actuator 200A can function as a spring by feeding back a pressure instruction signal proportional to the displacement (distance) indicated by the position error signal to the adding unit 5. If the degree of involvement of the position error signal in the drive control of the actuator 200A, specifically, the feedback amount to the drive control of the actuator 200A is changed, the spring constant of the actuator 200A can be changed. Therefore, in the present embodiment, a loop gain control unit 3 is provided that changes the feedback amount of the position error signal according to the pressure control signal.
  • the force (driving force) generated by the actuator 200A can be made constant by setting the current flowing in the coil of the actuator 200A to a constant value.
  • the drive unit 8 it is conceivable to provide the drive unit 8 with a variable current limiter function.
  • the drive unit 8 is provided with a variable current limiter function, the braking force control capability of the actuator 200A is hindered.
  • the input voltage to the braking force control loop FBb (the input voltage to the adder 5) is a pressure instruction signal for instructing the pressure generated by the actuator 200A and is given via the loop gain controller 3. Therefore, in the actuator system shown in FIG. 8, in order to realize a constant pressure while utilizing the control of the braking force, means for controlling the limit of the contribution of the position error signal to the drive control of the actuator 200A, specifically, “force A voltage limiter 4 for limiting the output voltage of the loop gain control unit 3 for controlling “pressure” is provided.
  • the above is the outline of the actuator drive control apparatus 100 according to the present embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a specific configuration example of the actuator drive control apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the configuration of the actuator 200A in addition to the drive control device 100 is shown.
  • the optical position detection unit 1 is used.
  • a light source 12 is fixed to the movable part 11 driven by the actuator 200A.
  • the movable portion 11 includes the coil holding body 220 ⁇ / b> A of FIG. 2, the connecting rod 299 of FIG. 1, the upper arm portion 302, and the drum stick 304.
  • the light source 12 is fixed to a portion of the movable portion 11 that moves linearly, that is, the coil holder 220A.
  • the light source 12 moves along the path between the light receiving elements 13A and 13B as the coil holder 220A moves straight.
  • the light source 12 includes two LEDs fixed near the center in the axial direction of the main body 221 of the coil holding body 220A shown in FIGS.
  • the reason why two LEDs are used as the light source 12 is to equalize the amount of light emitted to both sides in the axial direction.
  • the light receiving elements 13A and 13B are respectively fixed in the vicinity of both ends in the axial direction of the housing part 210 shown in FIGS. These light receiving elements 13A and 13B are elements whose resistance values change according to the amount of received light, and constitute a voltage dividing circuit 13 that divides the voltage of the power supply + B1.
  • the position detection unit 1 detects the position of the tip of the drum stick 304 that is linked to the light source 12 by detecting the position of the light source 12 on the path between the light receiving elements 13A and 13B.
  • the resistance value of the light receiving element 13A decreases, the resistance value of the light receiving element 13B increases, and the output voltage of the voltage dividing circuit 13 increases.
  • the resistance value of the light receiving element 13B decreases, the resistance value of the light receiving element 13A increases, and the output voltage of the voltage dividing circuit 13 decreases.
  • variable gain amplifier 14 amplifies the output voltage of the voltage dividing circuit 13 with a designated gain and outputs it as a position detection signal indicating the position of the tip of the drum stick 304.
  • FIG. 10 shows a specific configuration example of the variable gain amplifier 14.
  • the variable gain amplifier 14 includes a voltage follower including an operational amplifier 141 and an operational amplifier 142 whose non-inverting input terminal is grounded.
  • the variable gain amplifier 14 further includes a resistor 143 having one end connected to the output terminal of the operational amplifier 141, and seven resistors 144 connected in series between the output terminal of the operational amplifier 142 and the other end of the resistor 143.
  • the variable gain amplifier 14 further includes a switch circuit 145 that selects one of both ends of the seven resistors 144 according to a position detection gain control signal given from the outside and connects the selected one to the inverting input terminal of the operational amplifier 142.
  • the position detection signal is output from the operational amplifier 142 of the variable gain amplifier 14 to the comparison unit 2.
  • the seven resistors 144 may have the same or different resistance values.
  • the total resistance value between the output terminal of the operational amplifier 141 and the inverting input terminal of the operational amplifier 142 and the total resistance value between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 142 are determined.
  • the ratio with the resistance value is switched. Thereby, the gain of the variable gain amplifier 14 is switched.
  • a mechanical position detection unit 1 ′ illustrated in FIG. 11 may be employed.
  • the light source 12 and the light receiving elements 13A and 13B in the position detection unit 1 are replaced with a sliding resistor 15 that functions as a voltage dividing circuit.
  • the slider 15s of the sliding resistor 15 slides on the sliding resistor 15 in conjunction with the movable portion 11 driven by the actuator 200A.
  • the output voltage of the voltage dividing circuit obtained from the slider 15 s is input to the variable gain amplifier 14.
  • the configuration of the variable gain amplifier 14 is the same as that of FIG.
  • the comparison unit 2 includes resistors 21 and 22 and a buffer 23 having a gain of +1, and a position error signal indicating an error between the position indicated by the position control signal and the position indicated by the position detection signal. Generate.
  • the loop gain control unit 3 includes an operational amplifier 31 whose non-inverting input terminal is grounded, and a gain switching unit 32 inserted between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 31. Yes.
  • the variable gain amplification unit 3 amplifies the position error signal output from the comparison unit 2 with a gain corresponding to the pressure control signal and outputs the amplified signal.
  • the voltage limiter 4 limits the output signal of the variable gain amplifier 3 within a limit voltage determined according to the pressure control signal, and outputs it as a pressure instruction signal.
  • the adding unit 5 is composed of resistors 51 and 52 and a buffer 53 having a gain of +1.
  • the adder 5 adds the output signal of the voltage limiter 4 and the output signal of the variable polarity gain amplifier 6 and outputs the result.
  • the driving unit 8 includes a PWM unit 81, a gate driver 82, and an output stage unit 83.
  • the PWM unit 81 outputs a PWM pulse train that is pulse width modulated by the output signal of the adder unit 5.
  • the output stage 83 is composed of N-channel MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Semiconductor Field Effect Transistor; a field effect transistor having a metal oxide semiconductor structure, hereinafter simply referred to as a transistor) 83Ha, 83Hb, 83La, 83Lb.
  • MOSFETs Metal Oxide Semiconductor Semiconductor Field Effect Transistor; a field effect transistor having a metal oxide semiconductor structure, hereinafter simply referred to as a transistor
  • transistors 83Ha and 83Hb have their drains connected to power supply + B0, and their sources connected to the drains of transistors 83La and 83Lb, respectively.
  • the sources of the transistors 83La and 83Lb are grounded.
  • connection node of the source of the transistor 83Ha and the drain of the transistor 83La and the connection node of the source of the transistor 83Hb and the drain of the transistor 83Lb the coils 225 ′ and 226 ′ and the current detection resistor 71 of the actuator 200A are connected in series. It is connected.
  • the gate driver 82 supplies a gate-source voltage to each transistor in which the pair of transistors 83Ha and 83Lb is ON and the pair of transistors 83Hb and 83La is OFF. Circuit.
  • the gate driver 82 of this example sets the gate-source voltage for each of the transistors 83Ha and 83Lb turned off and the transistors 83Hb and 83La turned on when the output signal of the PWM unit 81 is at the H level. Supply to transistor.
  • the current detector 7 is a circuit that detects the voltage across the current detection resistor 71 and outputs a current detection signal indicating the current flowing through the coils 225 ′ and 226 ′.
  • the variable polarity gain amplifying unit 6 includes a polarity / gain switching unit 61, an operational amplifier 62, a resistor 63 connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 62, and a non-inverting input terminal of the operational amplifier 62 and a ground line.
  • the resistor 64 is connected.
  • the variable polarity gain amplifying unit 6 is a means for controlling the braking force generated by the actuator 200A.
  • the variable polarity gain amplifying unit 6 amplifies or reverse-amplifies the current detection signal with the gain and polarity according to the braking force control signal, and adds from the operational amplifier 62. Output to unit 5.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a detailed configuration of the drive unit 8, the current detection unit 7, and the variable polarity gain amplification unit 6.
  • the current detection unit 7 includes resistors 701 to 706, capacitors 711 to 716, and an operational amplifier 720.
  • the resistors 701 and 702 are connected in series between a connection node between the coil 225 ′ and the current detection resistor 71 and the inverting input terminal of the operational amplifier 720.
  • the resistors 703 and 704 are connected in series between a connection node between the coil 226 ′ and the current detection resistor 71 and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 720.
  • Capacitor 711 is connected between a connection node between resistor 701 and current detection resistor 71 and the ground line
  • capacitor 712 is connected between a connection node between resistors 701 and 702 and the ground line.
  • Capacitor 713 is connected between a connection node between resistor 703 and current detection resistor 71 and the ground line, and capacitor 714 is connected between a connection node between resistors 703 and 704 and the ground line.
  • the resistor 705 and the capacitor 715 are connected in parallel between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 720, and the resistor 706 and the capacitor 716 are connected in parallel between the non-inverting input terminal of the operational amplifier 720 and the ground line.
  • the current detection unit 7 removes the frequency component of the carrier used for generating the PWM pulse train in the PWM unit 81 from the voltage across the current detection resistor 71. Further, the current detection unit 7 outputs the remaining low frequency component from the operational amplifier 720 as a current detection signal.
  • the polarity / gain switching unit 61 of the variable polarity gain amplifying unit 6 is composed of seven resistors 65 connected in series between the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 62 and a switch circuit 66.
  • the switch circuit 66 connects the output terminal of the operational amplifier 720 to one end of each of the seven resistors 65 in accordance with the braking force control signal.
  • variable polarity gain amplifying unit 6 controls the output impedance of the driving unit 8 according to the braking force control signal, and controls the braking force generated in the actuator 200A. Details will be described below.
  • a combination of the current detection unit 7 and the variable polarity gain amplification unit 6 in FIG. 12 is shown as an amplifier 10.
  • the gain of the amplifier 10 is ⁇ , that is, when the amplifier 10 inverts the polarity of the voltage across the current detection resistor 71 and outputs it by multiplying by ⁇
  • the circuit shown in FIG. Current negative feedback is performed, and constant current driving of the coils 225 ′ and 226 ′ of the actuator 200A is performed.
  • variable polarity gain amplifying unit 6 is provided.
  • the current control feedback loop composed of the adding unit 5, the driving unit 8, the coils 225 ′ and 226 ′, the current detecting unit 7 and the variable polarity gain amplifying unit 6 has the state shown in FIG. 13 and the state shown in FIG. Are continuously switched according to the braking force control signal.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing an outline of the braking force control loop FBb in the present embodiment. In FIG. 15, the current detector 7 is not shown.
  • the sliding resistor 65M is the seven resistors 65 connected in series in FIG.
  • the switch circuit 66 in FIG. 12 switches the supply position of the current detection signal according to the braking force control signal.
  • the sliding resistor 65M when the supply position of the current detection signal moves to the non-inverting input terminal side of the operational amplifier 62, the gain of the positive phase amplification of the variable polarity gain amplification unit 6 increases, so that positive feedback is provided in the braking force control loop FBb. Control is performed.
  • the supply position of the current detection signal moves to the inverting input terminal side of the operational amplifier 62, the gain of the inverting amplification of the variable polarity gain amplifying unit 6 increases.
  • the feedback control is performed in the braking force control loop FBb.
  • the gain of the positive feedback control and the gain of the negative feedback control are continuously controlled according to the braking force control signal. Therefore, the braking force generated by the actuator 200A can also be controlled continuously.
  • the gain of the amplifier 10 including the current detection unit 7 and the variable polarity gain amplification unit 6 becomes a negative gain having a large absolute value, and the braking force control loop In FBb, negative feedback control is performed.
  • the output impedance Zo of the drive unit 8 is a positive value having a large absolute value, and the drive unit 8 performs constant current driving of the coils 225 ′ and 226 ′ of the actuator 200A. At this time, the braking force acting on the actuator 200A is zero.
  • the actuator 200A As the voltage value of the braking force control signal increases from 0 V, the absolute value of the negative gain of the amplifier 10 gradually decreases, the output impedance Zo of the drive unit 8 decreases, and the actuator 200A generates a braking force. start.
  • the gain of the amplifier 10 becomes 0 and the output impedance Zo of the drive unit 8 becomes almost 0.
  • the drive unit 8 performs constant voltage driving of the coils 225 ′ and 226 ′, and the actuator 200A performs electromagnetic braking based on the characteristics of the actuator 200A itself.
  • the amplifier 10 When the voltage value of the braking force control signal further increases, the amplifier 10 performs positive phase amplification, and the output impedance Zo of the drive unit 8 becomes a negative impedance. As a result, the braking force generated in the actuator 200A increases.
  • the above is the details of the braking force control performed in the present embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a specific configuration example of the voltage limiter 4.
  • the voltage limiter 4 includes operational amplifiers 41a, 41b, 41c, and 41d, a buffer 42 having a gain of +1, resistors 43a, 43b, 43c, 43d, and 44, and diodes 45a and 45b.
  • the operational amplifier 41a constitutes a voltage follower and outputs the same voltage as the limit voltage + VLIM given to the non-inverting input terminal.
  • This limit voltage + VLIM is determined based on the pressure control signal.
  • connection node between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 41a is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 41b via the resistor 43a.
  • the operational amplifier 41b has a non-inverting input terminal grounded, and a resistor 43b is connected between the inverting input terminal and the output terminal.
  • the resistance values of the resistors 43a and 43b are equal. Therefore, the operational amplifier 41b outputs a limit voltage ⁇ VLIM obtained by inverting the polarity of the limit voltage + VLIM output from the operational amplifier 41a.
  • the limit voltage + VLIM output from the operational amplifier 41a is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 41c.
  • the inverting input terminal of the operational amplifier 41c is connected to the anode of a diode 45a, and the output terminal is connected to the cathode of the diode 45a.
  • the limit voltage ⁇ VLIM output from the operational amplifier 41b is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 41d.
  • the operational amplifier 41d has an inverting input terminal connected to the cathode of a diode 45b, and an output terminal connected to the anode of the diode 45b.
  • the resistor 44 is connected between the output terminal of the operational amplifier 31 and the input terminal of the buffer 42 of the loop gain control unit 3 in FIG.
  • the resistor 43 c is connected between the anode of the diode 45 a and the input terminal of the buffer 42.
  • the resistor 43d is connected between the cathode of the diode 45b and the input terminal of the buffer 42.
  • the resistors 43c and 43d have the same resistance value.
  • the resistance values of the resistors 43c and 43d are sufficiently lower than the resistance value of the resistor 44.
  • the diodes 45a and 45b are turned off.
  • the voltage limiter 4 does not limit the voltage, and the output signal of the loop gain control unit 3 is output from the buffer 42 with the voltage value as it is.
  • the diode 45a When the voltage value of the output signal of the loop gain control unit 3 is higher than the limit voltage + VLIM, the diode 45a is turned on, and current flows into the output terminal of the operational amplifier 41c via the resistors 44 and 43c and the diode 45a. At this time, the operational amplifier 41c sets the level of the output signal to a level lower than the limit voltage + VLIM by the forward voltage of the diode 45a, and matches the voltage of the inverting input terminal to the limit voltage + VLIM applied to the non-inverting input terminal.
  • a voltage obtained by weighting and adding the output signal of the loop gain control unit 3 and the limit voltage + VLIM by a weighting coefficient based on the resistance values of the resistors 44 and 43c is supplied to the buffer 42.
  • the weighting coefficient for the limit voltage + VLIM is sufficiently larger than the weighting coefficient for the output signal of the loop gain control unit 3. Therefore, the voltage supplied to the buffer 42 has a voltage value that substantially matches the limit voltage + VLIM.
  • the diode 45b is turned on, and current flows out from the output terminal of the operational amplifier 41d through the diode 45b and the resistors 43d and 44.
  • the operation in this case is similar to the operation in the case where the voltage value of the output signal of the loop gain control unit 3 is higher than the limit voltage + VLIM, and the voltage supplied to the buffer 42 is a voltage that substantially matches the limit voltage ⁇ VLIM. Value.
  • the details of the voltage limiter 4 have been described above.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a transfer characteristic of the loop gain control unit 3 and a transfer characteristic of a circuit in which the loop gain control unit 3 and the voltage limiter 4 are combined.
  • the horizontal axis is the position error indicated by the position error signal
  • the vertical axis is the pressure value indicated by the output signal of the loop gain control unit 3 or the voltage limiter 4.
  • the gain of the output signal of the loop gain control unit 3 with respect to the position error signal and the limit voltage + VLIM applied to the voltage limiter 4 are changed according to the pressure control signal. Specifically, as the signal value of the pressure control signal increases, the gain of the output signal of the loop gain control unit 3 with respect to the position error signal is increased, and the limit voltage + VLIM applied to the voltage limiter 4 is increased in conjunction with this. .
  • P1 to P3 indicate output signals of the loop gain control unit 3 when various pressure control signals are changed.
  • the signal value of the pressure control signal becomes higher in the order of P1, P2, and P3.
  • Pm1 to Pm3 indicate output signals of the voltage limiter 4 corresponding to the signals P1 to P3, respectively.
  • the output signals Pm1 to Pm3 of the voltage limiter 4 rise in conjunction with the signals P1 to P3 with respect to changes in the position error, and the gradient becomes gradual as they approach each saturation voltage. To do.
  • the saturation voltage of the signals Pm1 to Pm3 depends on the limit voltage + VLIM applied to the voltage limiter 4.
  • the limit voltage + VLIM increases and the saturation voltages of the signals Pm1 to Pm3 also increase.
  • the loop gain control unit 3 and the voltage limiter 4 described above constitute pressure control means for controlling the involvement of the position error signal in the drive control of the actuator 200A and simulating muscle “weakness” and “rigidity”. .
  • the gain (spring constant the gradient of the signals Pm1 to Pm3) with respect to the position error signal of the pressure instruction signals Pm1 to Pm3 instructing the pressure to be generated by the actuator 200A is controlled by the pressure control.
  • Change according to the signal that is, change the manner in which the position error signal participates in the drive control of the actuator 200A).
  • the voltage limiter 4 limits the signal values (pressures) of the output signals P1 to P3 of the loop gain control unit 3 according to the pressure control signal (that is, the position error signal is involved in the drive control of the actuator 200A). Are output as pressure instruction signals Pm1 to Pm3.
  • the signal value of the pressure instruction signal input to the adding unit 5 via the voltage limiter 4 in a region where the position error signal is high while utilizing the braking force control in the braking force control loop FBb is set to a constant value ( It becomes possible to limit to the limit voltage + VLIM).
  • FIG. 18 is a time chart showing a first operation example of the present embodiment.
  • the horizontal axis represents a time axis
  • the vertical axis represents signal values of various signals. The same applies to FIG. 19 referred later.
  • FIG. 18 shows waveforms of a position control signal, a pressure control signal, and a braking force control signal supplied to the drive control device 100 in order to cause the robot arm 300 to perform this single stroke.
  • the position control signal, pressure control signal, and braking force control signal are generated by the host computer 500 that is a host device of the drive control device 100.
  • the position control signal is a signal indicating the target position of the tip of the drumstick.
  • the position control signal determines the drum stick operating range and swing-down speed.
  • the position control signal starts to decrease at a certain time gradient from the signal value corresponding to the initial position toward the signal value corresponding to a position slightly lower than the head position.
  • the reason why the position control signal is changed to a signal value corresponding to a position slightly lower than the head position is to ensure that the tip of the drum stick hits the head (skin) even if the position of the drum slightly shifts.
  • the pressure control signal maintains the voltage value VPa determined based on the desired striking speed.
  • the braking force control signal maintains the voltage value VBa for making the braking force hardly work.
  • position control for eliminating the position error between the position indicated by the position control signal and the tip position of the drum stick 304 indicated by the position detection signal (position of the movable portion 11 in FIG. 9) is performed in the position control loop FBa.
  • the pressure control signal since the pressure control signal has the voltage value VPa, the position error signal is amplified with a higher gain corresponding to the voltage value VPa, and is supplied from the voltage limiter 4 to the adding unit 5 as a pressure instruction signal.
  • the braking force control signal has the voltage value VBa
  • negative feedback control is performed in the braking force control loop FBb, and a constant current corresponding to the pressure instruction signal output from the voltage limiter 4 is supplied to the actuator 200A.
  • the robot arm 300 is driven by the pressure generated by the actuator 200A, and the tip of the drum stick 304 follows the position control signal and moves toward the head position.
  • the pressure control signal starts to gradually decrease.
  • the gain for amplifying the position error signal gradually decreases
  • the limit voltage + VLIM in the voltage limiter 4 also gradually decreases
  • the pressure instruction signal supplied to the adder 5 gradually weakens. That is, the degree of involvement of the position error signal in the drive control of the actuator 200A is weakened. For this reason, the pressure generated by the actuator 200A gradually decreases.
  • the actuator 200 ⁇ / b> A is in a complete “weak force” state.
  • the signal value of the position control signal becomes a signal value corresponding to the lowest position slightly below the head position, and then increases.
  • the actuator 200A since the pressure instruction signal is 0, the actuator 200A is in the “weak state”, and the tip of the drumstick does not follow the position control signal.
  • the lower arm portion 302 and the drum stick 304 of the robot arm 300 move by inertia in a free state without any restriction from the actuator 200A, and the tip of the drum stick 304 collides with the head surface. Thereafter, the tip of the drum stick 304 is lifted from the head position by reaction from the head surface.
  • FIG. 18 shows the behavior of the tip of this drum stick with a broken line.
  • the position indicated by the position control signal falls below the head position at time t13, then starts to rise at a position slightly below the head position, exceeds the head position at time t14, and then reaches the maximum position.
  • the voltage value of the braking force control signal is VBb.
  • This voltage value VBb is set in consideration of the sound quality preference for the hitting sound by the drumstick 304 and the malfunction due to the bounce of the drumstick 304.
  • the braking force control signal starts to rise from the voltage value VBb, and then the voltage value of the braking force control signal becomes VBc that is larger than VBb. Further, at time t15 slightly after time t14, the pressure control signal rises, and then the voltage value of the pressure control signal becomes VPb higher than VPa.
  • the position control signal becomes a minimum value between time t13 and time t14, and then rises and reaches a maximum value.
  • the voltage value of the pressure control signal is VPb
  • the position error signal is amplified with a high gain corresponding to the voltage value VPb and is given to the braking force control loop FBb as a position instruction signal. Therefore, constant current driving of the actuator 200A based on the pressure instruction signal is performed, and the tip of the drum stick 304 is lifted to a position corresponding to the maximum value following the position control signal.
  • FIG. 19 is a time chart showing a second operation example of the present embodiment.
  • the robot arm 300 provided with the actuator 200A is caused to roll as another form of drum performance.
  • the tip position of the drum stick 304 indicated by the position control signal falls from the maximum value, falls below the head position at time t21, and thereafter maintains the position slightly below the head position for a predetermined time.
  • the pressure control signal has a voltage value VPe lower than the previous voltage value VPd.
  • the pressure control signal was set to 0 in the same situation.
  • the voltage value of the pressure control signal is VPe.
  • the braking force control signal is set to 0 for a predetermined time length after time t21, and negative feedback control is performed in the braking force control loop FBb to set the braking force to 0.
  • the position error signal is amplified with a gain corresponding to the voltage value VPe of the pressure control signal, and is given to the constant current feedback control loop FBb as a pressure instruction signal. It is done.
  • the tip of the drum stick 304 rebounds from the head surface and then returns to the position indicated by the position control signal by the action of the pressure instruction signal. In this way, the roll operation is realized by the actuator system.
  • the control of the involvement of the position error signal in the drive control of the actuator 200A is performed. More specifically, control based on a gain applied to the position error signal and a pressure control signal for voltage limitation is performed. As a result, the weak force control of the actuator 200A can be performed. Further, the gain and polarity applied to the position detection signal in the braking force control loop FBb are controlled according to the braking force control signal, and the output impedance Zo of the drive unit 8 is controlled. As a result, the braking force generated in the actuator 200A can be freely controlled.
  • the feedback control FB2 for the unconscious movement described above and the feedback control FB3 for determining the property / individuality are also realized in the control of the actuator 200A, and the musical instrument performance similar to that performed by humans is realized. Can be performed by the robot.
  • the actuator drive control device is realized by an analog circuit.
  • a part or most of the drive control device according to the first embodiment can be realized by a processor such as a digital circuit or a DSP (Digital Signal Processor).
  • a processor such as a digital circuit or a DSP (Digital Signal Processor).
  • FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of the drive control apparatus 100B according to the second embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals are used for the elements corresponding to the elements shown in FIG. 9, and the description thereof is omitted.
  • the analog current detection signal output from the current detection unit 7 is converted into a digital current detection signal by the AD converter 1001 and supplied to the control core 1000.
  • the analog position detection signal output from the position detection unit 1 is converted into a digital position detection signal by the AD converter 1002 and supplied to the control core 1000.
  • the control core 1000 is configured by a digital signal processing circuit or a DSP.
  • the control core 1000 performs digital processing equivalent to the analog processing performed by the comparison unit 2, the loop gain control unit 3, the voltage limiter 4, the addition unit 5, the variable polarity gain amplification unit 6, and the PWM unit 81 in the first embodiment.
  • a comparison unit 2D, a loop gain control unit 3D, a limiter 4D, an addition unit 5D, a variable polarity gain amplification unit 6D, and a PWM unit 81D are included.
  • the PWM pulse train generated by the PWM unit 81D by digital signal processing is supplied to the gate driver 82 outside the control core 1000. Also in this embodiment, the same effect as the first embodiment can be obtained.
  • the feedback control of the current flowing in the coils 225 ′ and 226 ′ (or the torque generated in the coils 225 ′ and 226 ′) is performed.
  • the feedback control of the speed of the movable part 11 (more specifically, the tip of the drum stick 304) may be performed.
  • a speed detection coil is attached to the movable part 11 (more specifically, the coil holder 220A) driven by the actuator 200A, and feedback control of the output voltage of the speed detection coil is performed. At that time, the gain and polarity of the feedback amount are controlled by the braking force control signal.
  • the position detection signal may be converted into a speed signal by a differentiation circuit, and feedback control of the speed signal may be performed in the braking force control loop FBb.
  • an acceleration pickup is attached to the movable portion 11 (more specifically, the coil holder 220A) driven by the actuator 200A, and an output signal of the acceleration pickup is converted into a speed signal by an integration circuit, and feedback control of the speed signal is performed. May be performed in the braking force control loop FBb. The same applies to the second embodiment.
  • the axial length L1 of the permanent magnets 231 to 234 is longer than the axial length L2 of the coils 225 ′ and 226 ′.
  • the axial length L2 of the coils 225 ′ and 226 ′ may be longer than the axial length L1 of the permanent magnets 231 to 234.
  • the present invention is applied to musical instrument performance, but the scope of application of the present invention is not limited to this.
  • the drive control device according to the present invention may be applied to an actuator such as a shoulder robot.
  • N-channel transistors, 62, 141, 142, 720, 41a, 41b, 41c, 41d ... ... operational amplifiers, 143, 144, 63, 64, 65, 701 to 706, 43a, 43b, 43c, 43d ... resistors, 711 to 716 ... capacitors, 14 ... variable gain amplifier, 15 ... sliding resistance , 45a, 45b — diodes, 1001 and 1002 > AD converter, 500 « host computer.

Abstract

アクチュエータにおいて脱力の制御を可能にする駆動制御装置が提供される。前記駆動制御装置は、駆動制御信号に応じて、アクチュエータの駆動制御を行う駆動制御手段と、圧力制御信号に応じて、前記アクチュエータが発生する圧力の制御への前記駆動制御信号の関与を制御する圧力制御手段とを具備する。

Description

アクチュエータの駆動制御装置
　この発明は、ロボット制御技術に関し、特にロボットにより可動部を駆動するアクチュエータの駆動制御装置に関する。
　現在の産業ロボットなどに使われるロボットアームの位置や速度を制御する精度はすでに人間の能力を超えていると思われる。また、ロボットの可動部分の慣性を小さくすることを可能にする技術（例えば特許文献１参照）や、ロボットの手先の柔軟性を制御する技術（例えば特許文献２参照）も提案されている。
特開２０１６－６１３０２号公報
特開２０１４－４６５４号公報
　しかし、ロボットに人間らしい動作をさせることは難しく、楽器演奏もあたかも人間が弾いているような演奏をさせることは極めて難しい。
　一般的なロボットアームやロボットの動力として使われているアクチュエータ(人工筋肉）は、駆動信号に対しては滑らかに精度良く動作するものの、外力に対しては基本的に剛体である。
　アクチュエータの種類によっては、柔らかいものもあり（例えば特許文献２参照）、ロボットを精度良く動かすためには位置制御（位置フィードバック）を行う必要がある。しかし、この位置制御を行うと、アクチュエータは剛体化に向かい、正常な動作中はほぼ同じ固さを維持する。このため、アクチュエータの振舞いは、人間の筋肉の振る舞いと大きく異なったものになる。
　例として「太鼓を叩く」という動作の場合、実際に人間が太鼓を叩いている映像からバチの先端の軌跡を分析し、その動作をロボットアームで再現することは可能である。そして、ロボットにおいて、このバチの先端の位置制御を行うことは、かなりの精度で実現可能であり、おそらく人間以上の精度での位置制御が可能であると考えられる。
　しかし、そのようなバチの先端の位置制御を行うだけでは、人間が太鼓を叩いたような音は響かない。何故ならば、バチの軌跡は、すべてが人間の意思で動いているのではなく、多くの部分が太鼓側のリアクションによって作られているためである。バチの軌跡の最初の部分は、人間の意思で太鼓の皮に向かって力を込めてバチに運動エネルギーを与えることにより形成される。このとき筋肉は硬直した固いばねのような状態となる。このままの状態でバチが皮に当たるまでバチを振り続けると、音は出るものの、バチを皮に押し付けた状態になるので、皮の自由振動が妨げられる。このため、バチによる打撃音がミュートされ、太鼓特有の音の余韻が得られない。ロボットアームによる打撃もこれに近い状態になると考えられる。
　実際の演奏では、バチに力を与えて加速した後、皮に当たる直前に筋肉の力を抜く(脱力する）ことで、バチに運動エネルギーを与え、バチの先端を皮にぶつける。そうすることでバチの質量と皮のバネ性との間で連成共振を起こさせ、バチの運動エネルギーを効率よく皮の振動エネルギーに変えて音を発生させる。その後、演奏者は、バチが皮の反発力で跳ね返されたタイミングに合わせて筋肉に力を入れて、バチを受け止める。この一連の動作の中で、人間の筋肉の力がバチの動きに関与しているのは最初の加速時と最後の静止時となる。音が出るタイミングの前後は、基本的に筋肉が完全に脱力しているため、バチの動きはバチと太鼓の皮で決定される。良い音を出すには、筋肉がこの動きを妨げないようにすることが重要である。
　しかしながら、アクチュエータの駆動制御において、このような脱力の制御を可能にする手段は提供されていない。
　この発明は以上のような事情に鑑みてなされたものであり、アクチュエータの駆動制御において脱力の制御を可能にすることを目的としている。
　この発明の第１観点に係る駆動制御装置は、駆動制御信号に応じて、アクチュエータの駆動制御を行う駆動制御手段と、圧力制御信号に応じて、前記アクチュエータが発生する圧力の制御への前記駆動制御信号の関与を制御する圧力制御手段とを具備する。
　この発明の第２観点に係る駆動制御装置は、第１観点に係る駆動制御装置であって、前記駆動制御信号は、前記アクチュエータにより駆動される可動部の位置を示す位置検出信号と、前記可動部の位置を指示する位置制御信号との位置誤差を示す位置誤差信号である。
　この発明の第３観点に係る駆動制御装置は、第１観点又は第２観点に係る駆動制御装置であって、制動力制御信号に応じて、前記圧力に対する制動力を制御する制動力制御手段をさらに具備する。
　この発明の第４観点に係る駆動制御装置は、第１観点又は第２観点に係る駆動制御装置であって、制動力制御信号に応じて、前記アクチュエータの駆動制御のための駆動部の出力インピーダンスを制御する制動力制御手段をさらに具備する。
　この発明の第５観点に係る駆動制御装置は、第４観点に係る駆動制御装置であって、前記制動力制御手段は、前記アクチュエータの駆動電流の帰還制御を行うことにより圧力指示信号に応じた駆動電流を前記駆動部に出力させる制御および前記駆動部の出力インピーダンスの制御を行う制動力制御ループを含む。前記圧力制御手段は、前記駆動制御信号に前記圧力制御信号に基づく信号処理を施すことにより前記圧力指示信号を生成する。
　この発明の第６観点に係る駆動制御装置は、第５観点に係る駆動制御装置であって、前記制動力制御手段は、前記制動力制御信号に応じて、前記制動力制御ループのゲインおよび帰還量の極性を制御する。
　この発明の第７観点に係る駆動制御装置は、第５観点又は第６観点に係る駆動制御装置であって、前記圧力制御手段は、前記圧力指示信号を前記圧力制御信号により定まる限界以内に制限する。
　この発明の第８観点に係る駆動制御装置は、第５観点から第７観点のいずれかに係る駆動制御装置であって、前記圧力制御手段は、前記駆動制御信号に対する前記圧力指示信号のゲインを前記圧力制御信号に基づいて制御する。
　この発明の第９観点に係る駆動制御システムは、第１観点から第８観点のいずれかに係る駆動制御装置と、前記駆動制御装置に前記駆動制御信号及び前記圧力制御信号を供給するホストコンピュータとを具備する。
　この発明の第１０観点に係る駆動制御システムは、可動部と、前記可動部を駆動制御するアクチュエータと、第１観点から第９観点のいずれかに係る駆動制御装置とを具備する。
　この発明の第１１観点は、アクチュエータにより駆動される可動部の位置を示す位置検出信号と前記可動部の位置を指示する位置制御信号との位置誤差を示す位置誤差信号に応じて前記アクチュエータの駆動制御を行う位置制御手段と、圧力制御信号に応じて前記アクチュエータが発生する圧力の制御への前記位置誤差信号の関与を制御する圧力制御手段とを具備することを特徴とするアクチュエータの駆動制御装置を提供する。
この発明の第１実施形態である駆動制御装置の適用対象であるアクチュエータとこれが取り付けられたロボットアームを示す図である。 同アクチュエータの構成を示す組み立て図である。 同アクチュエータの構成を示す側面図である。 同アクチュエータの構成を示す平面図である。 同アクチュエータにおいてコイルが巻き回されていない状態のコイル保持体を示す側面図である。 同コイル保持体の平面図である。 人間による楽器演奏のモデルの構成を示すブロック図である。 この発明の第１実施形態であるアクチュエータシステムの構成を示すブロック図である。 同実施形態におけるアクチュエータの駆動制御装置の構成例を示す回路図である。 同駆動制御装置における位置制御ループの構成例を示す回路図である。 同駆動制御装置における位置制御ループの他の構成例を示す回路図である。 同駆動制御装置における制動力制御ループの構成例を示す回路図である。 定電流駆動回路の構成例を示す回路図である。 定電流駆動回路における駆動回路の出力インピーダンスを説明する回路図である。 定電流駆動回路を利用した可変出力インピーダンス回路の構成例を示す回路図である。 同駆動制御装置における電圧リミタの構成例を示す回路図である。 同駆動制御装置におけるループゲイン制御部および電圧リミタからなる回路の伝達特性を示す図である。 同実施形態の第１の動作例を示すタイムチャートである。 同実施形態の第２の動作例を示すタイムチャートである。 この発明の第２実施形態によるアクチュエータの駆動制御装置の構成を示すブロック図である。
　以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。
＜第１実施形態＞
＜＜本実施形態の適用対象＞＞
　図１は、この発明の第１実施形態による駆動制御装置（図１では図示略）の適用対象であるアクチュエータ２００Ａと、これが取り付けられたロボットアーム３００を示す図である。このロボットアーム３００は、ドラム演奏に用いられる。図１に示すように、ロボットアーム３００は、上腕部３０１と、下腕部３０２とを有する。ここで、下腕部３０２の先端にはドラムスティック３０４が固定されている。上腕部３０１の先端には、関節３０３が設けられている。この関節３０３は、下腕部３０２のドラムスティック３０４と反対側の端部の近傍部分を貫通する軸（図示略）を備えている。下腕部３０２は、この関節３０３を支点として回動可能である。
　アクチュエータ２００Ａは、上腕部３０１の下面に固定されている。下腕部３０２のドラムスティック３０４と反対側の端部は、連結棒２９９を介して、このアクチュエータ２００Ａのコイル保持体（図１では図示略）に連結されている。本実施形態では、このアクチュエータ２００Ａの駆動制御を行うことにより、ロボットアーム３００にドラム演奏を行わせる。
＜＜アクチュエータの構成＞＞
　図２は本実施形態において使用するアクチュエータ２００Ａの組み立て図、図３は同アクチュエータ２００Ａを図１の紙面垂直方向から見た側面図、図４は同アクチュエータ２００Ａを図１の左斜め下方から見た平面図である。なお、以下では、説明の便宜のため、「軸方向」という言葉を用いるが、この「軸方向」は図３および図４における左右方向を意味する。
　図２～図４に示すように、アクチュエータ２００Ａは、筐体部２１０と、コイル保持体２２０Ａとを有する。筐体部２１０は、上下の壁をなす外側ヨーク２１１および２１２と、前後の壁をなす外側ヨーク２１３ａ、２１３ｂ、２１４ａ、２１４ｂとにより囲まれ、側方が吹き抜け状態の略直方体の筐体である。ここで、外側ヨーク２１１、２１２、２１３ａ、２１３ｂ、２１４ａ、２１４ｂは、各々矩形平板状の磁性体により構成されている。なお、図２では、図面が煩雑になるのを防ぐため、外側ヨーク２１４ａ、２１４ｂの図示が省略されている。
　外側ヨーク２１１および２１２は、互いに平行であり、所定間隔を空けて対向した平面部を各々有している。この外側ヨーク２１１および２１２の平面部間の空間の中央に、矩形平板状の磁性体からなる内側ヨーク２１５が位置している。この内側ヨーク２１５は、外側ヨーク２１３ａ、２１３ｂの外側から外側ヨーク２１３ａおよび２１３ｂ間の隙間を貫通し、外側ヨーク２１４ａおよび２１４ｂ間の隙間に至っている。この内側ヨーク２１５の表裏２面の各平面部は、外側ヨーク２１１および２１２の各平面部に対向している。外側ヨーク２１３ａ、２１３ｂから突出した内側ヨーク２１５の端部は、図示しないボルト等の固定手段により図１の上腕部３０１に固定される。
　コイル保持体２２０Ａは、軸方向に貫通する中空領域を内包した直方体形状の本体２２１と、この本体２２１の軸方向一端の幅方向両端の２箇所から軸方向に突き出した２本の棒部２２２ａ'および２２２ｂ'と、この棒部２２２ａ'および２２２ｂ'の端部間に挟まれた橋絡部２２３とを有する。橋絡部２２３は、図１の連結棒２９９の端部に連結される。また、本体２２１の軸方向両端付近の各領域にはコイル２２５'および２２６'が巻回されている。内側ヨーク２１５は、この本体２２１内の中空領域を貫通している。本体２２１は、この内側ヨーク２１５に沿って軸方向に移動可能である。
　図５はコイルが巻回されていない状態のコイル保持体２２０Ａを示す側面図、図６は同コイル保持体２２０Ａの平面図である。図示のようにコイル保持体２２０Ａの本体２２１の軸方向両端には、本体２２１の中心軸廻りに１周する凹部２２７および２２８が形成されている。この凹部２２７および２２８に図２～図４のコイル２２５'および２２６'が巻回される。
　コイル２２５'および２２６'において、外側ヨーク２１１に面した側には、外側ヨーク２１１に平行なコイル配線の束からなる平面部がある。また、コイル２２５'および２２６'において、外側ヨーク２１２に面した側にも、外側ヨーク２１２に平行なコイル配線の束からなる平面部がある。
　図２～図４に示すように、アクチュエータ２００Ａは、４個の平板状の永久磁石２３１～２３４を有する。ここで、永久磁石２３１および２３３は、軸方向に間隔を空け、磁極面を内側ヨーク２１５に対向させて外側ヨーク２１１に固定されている。また、永久磁石２３２および２３４は、軸方向に間隔を空け、磁極面を内側ヨーク２１５に対向させて外側ヨーク２１２に固定されている。
　図３および図４に示すように、永久磁石２３１および２３３の中心間の間隔、永久磁石２３２および２３４の中心間の間隔は、コイル２２５'および２２６'の中心間の間隔と等しい。また、永久磁石２３１～２３４の軸方向の長さＬ１および磁極表面積は互いに等しく、コイル２２５'および２２６'の軸方向の長さＬ２および巻回数も互いに等しい。そして、本実施形態では、永久磁石２３１～２３４の軸方向の長さＬ１は、コイル２２５'および２２６'の軸方向の長さＬ２よりも長い。
　また、永久磁石２３１～２３４の各磁極の関係は次のようになっている。図３において、永久磁石２３１は上がＳ極、下がＮ極、永久磁石２３２は、上がＮ極、下がＳ極である。また、永久磁石２３３は上がＮ極、下がＳ極、永久磁石２３４は、上がＳ極、下がＮ極である。このように本実施形態では、軸方向の位置が同じである永久磁石に着目した場合、内側ヨーク２１５の外側ヨーク２１１側と外側ヨーク２１２側とで永久磁石の磁極の向きが逆向きになっており、内側ヨーク２１５の一方の側（例えば外側ヨーク２１１側）に着目した場合、軸方向に隣り合う永久磁石の磁極の向きが逆向きになっている。このため、アクチュエータ２００Ａでは、次の６つの異なった磁路Ｍ１～Ｍ６を各々通過する磁束流が発生する。
第１の磁路Ｍ１：永久磁石２３１→内側ヨーク２１５→外側ヨーク２１３ａ→外側ヨーク２１１→永久磁石２３１という磁路
第２の磁路Ｍ２：永久磁石２３２→内側ヨーク２１５→外側ヨーク２１３ｂ→外側ヨーク２１２→永久磁石２３２という磁路
第３の磁路Ｍ３：永久磁石２３１→内側ヨーク２１５→永久磁石２３３→外側ヨーク２１１→永久磁石２３１という磁路
第４の磁路Ｍ４：永久磁石２３２→内側ヨーク２１５→永久磁石２３４→外側ヨーク２１１→永久磁石２３２という磁路
第５の磁路Ｍ５：永久磁石２３３→外側ヨーク２１１→外側ヨーク２１４ａ→内側ヨーク２１５→永久磁石２３３という磁路
第６の磁路Ｍ６：永久磁石２３４→外側ヨーク２１２→外側ヨーク２１４ｂ→内側ヨーク２１５→永久磁石２３４という磁路
　以上がアクチュエータ２００Ａの構成である。
　このアクチュエータ２００Ａでは、互いに逆向きの電流をコイル２２５'および２２６'に流すことにより、コイル保持体２２０Ａに軸方向の力を発生させ、コイル保持体２２０Ａを内側ヨーク２１５に沿って並進運動させることが可能である。コイル２２５'および２２６'に電流を流さない状態では、コイル２２５'および２２６'に駆動力は発生せず、脱力状態となる。
　そして、このアクチュエータ２００Ａによれば、平板状の永久磁石２３１～２３４により、平板状の外側ヨーク２１１および２１２の各々と、平板状の内側ヨーク２１５との各間に、平等磁界が発生する。また、この磁界中に直方体形状のコイル２２５'および２２６'が配置されるため、軽量で高い駆動力の得られるアクチュエータ２００Ａを実現することができる。
　仮に既存のスピーカ用のアクチュエータのようにコイル２２５'および２２６'を円筒形にしたとすると、それに合わせて、外側ヨーク、内側ヨークおよび永久磁石からなる磁気回路を円筒形状にする必要があり、そのためには重量の大きな磁性材料が必要になる。
　しかしながら、このアクチュエータ２００Ａでは、上述のように直方体形状のコイル２２５'および２２６'を採用したため、磁気回路を構成する永久磁石２３１～２３４、外側ヨーク２１１および２１２、内側ヨーク２１５を全て平板状とすることができ、少ない磁性材料により軽量のアクチュエータ２００Ａを実現することができる。
　また、コイル２２５'および２２６'は、図２～図４に示すように外側ヨーク２１１および２１２と対向する上下の平面部を有する扁平な直方体形状をなしている。このため、磁路Ｍ１～Ｍ６を通過する磁束と直交し、駆動力の発生に寄与する平面部のコイル巻線の総巻線長が、平面部に垂直な側面部のコイル巻線の総巻線長よりも長く、高い駆動力を発生することができる。
　また、このアクチュエータ２００Ａでは、永久磁石２３１～２３４の軸方向の長さＬ１が、コイル２２５'および２２６'の軸方向の長さＬ２よりも長い。従って、コイル２２５'（２２６'）を軸方向に移動させた場合において、コイル２２５'（２２６'）と永久磁石２３１、２３２（２３３、２３４）との重複領域の面積が同一となる範囲において、コイル保持体２２０Ａのコイルに流す電流とコイル保持体２２０Ａに働く力との関係をリニアに保つことができる。
　また、図３に示すように、アクチュエータ２００Ａの筐体部２１０を軸方向に３分割した各区間のうち図中左側の区間に磁路Ｍ１およびＭ２を、真中の区間に磁路Ｍ３およびＭ４を、右側の区間に磁路Ｍ５およびＭ６を生じさせるため、磁路Ｍ１～Ｍ６の各磁路長を短くすることができる。従って、各磁路Ｍ１～Ｍ６の磁気抵抗を下げるために各磁路Ｍ１～Ｍ６の断面積を大きくする必要がない。従って、この意味においても、磁性材料を少なくしてアクチュエータ２００Ａを軽量化することができる。
　また、このアクチュエータ２００Ａでは、軸方向に並んだ２個のコイル２２５'および２２６'によりコイル保持体２２０Ａに対する駆動力を発生するので、高い駆動力を得ることができる。
　以上のように、軽量であり、かつ、高い駆動力が得られ、脱力の制御が可能なアクチュエータ２００Ａを実現することができる。従って、このアクチュエータ２００Ａにより楽器演奏が可能なロボットを実現することができる。
　以上が本実施形態におけるアクチュエータ２００Ａの構成である。
＜＜人間による楽器演奏のモデル＞＞
　図７は人間による楽器演奏のモデルを示すブロック図である。図７に示すように、人間による楽器演奏では、意識的な動作のフィードバック制御ＦＢ１の他に、無意識的な動作のフィードバック制御ＦＢ２と、性質・個性を決定するフィードバック制御ＦＢ３が働く。
　無意識的な動作のフィードバック制御ＦＢ２には、例えばドラム演奏において、スティックを強振した後、力を抜いて、ドラム側からのリアクションに身体を委ねる圧力制御（脱力制御）がある。また、性質・個性を決定するフィードバック制御ＦＢ３には、例えばドラム演奏において、筋肉の粘性により生じるスティックの制動がある。
　従来のアクチュエータシステムでは、フィードバック制御ＦＢ１のみが実現されており、フィードバック制御ＦＢ２およびＦＢ３が実現されていない。本実施形態では、アクチュエータシステムにおいて、フィードバック制御ＦＢ１に加え、フィードバック制御ＦＢ２およびＦＢ３を実現する。
＜＜本実施形態におけるアクチュエータシステムの概略＞＞
　図８は、本実施形態におけるアクチュエータシステムの概略構成を示すブロック図である。
　アクチュエータシステムは、アクチュエータ２００Ａと、本実施形態による駆動制御装置１００とにより構成されている。図８に示すように、駆動制御装置１００は、位置検出部１と、比較部２と、ループゲイン制御部３と、電圧リミタ４と、加算部５と、可変極性ゲイン増幅部６と、電流検出部７と、駆動部８とを有する。
　図８において、アクチュエータ２００Ａ、位置検出部１、比較部２、駆動部８を含むループは、アクチュエータ２００Ａの駆動対象である可動部の位置（本実施形態ではドラムスティック３０４の先端位置）を位置制御信号が示す位置に一致させる位置制御ループＦＢａを構成している。
　この位置制御ループＦＢａにおいて、位置検出部１は、アクチュエータ２００Ａによって駆動される可動部の位置を検出し、検出結果を示す位置検出信号を生成する手段である。比較部２は、位置制御信号が示す位置と位置検出信号が示す位置の誤差を示す位置誤差信号を生成する手段である。この位置誤差信号は、ループゲイン制御部３および電圧リミタ４を介すことにより圧力指示信号となり、加算部５を介して駆動部８に供給される。駆動部８は、このようにして供給される圧力指示信号に応じてアクチュエータ２００Ａのコイルを駆動し、アクチュエータ２００Ａにより可動部を駆動する。このようにして可動部の位置を位置制御信号が示す位置に一致させる位置制御が行われる。
　以下、このアクチュエータシステムにおいて、上述した図７の無意識的な動作のフィードバック制御ＦＢ２と、性質・個性を決定するフィードバック制御ＦＢ３を如何にして実現するかについて説明する。
　上述した無意識的な動作のフィードバック制御ＦＢ２を実現するためには、アクチュエータシステムにおいて「脱力」の制御を実現する必要がある。しかしながら、アクチュエータ２００Ａに働く制動がこの「脱力」の制御を実現する邪魔になる。その理由は次の通りである。
　一般に動電型アクチュエータを駆動するリニアアンプもしくはＰＷＭアンプは基本的に定電圧駆動を行うようになっている。このようなアンプにアクチュエータを接続すると、アンプからアクチュエータのコイルに電流が流れることにより、コイルにトルクが働いてコイルが移動し、これによりコイルに逆起電力が発生する。そして、逆起電力がコイルの駆動電圧を上回るとコイルに回生電流が流れ、コイルに電磁制動が掛かるのである。定電圧駆動においては、このような電磁制動が発生し易く、これが「脱力」を実現する上での障害となる。アクチュエータシステムにおいて、「脱力」を実現するためには、電磁制動力を全く発生させないでアクチュエータ２００Ａを駆動する必要がある。そのためには、アクチュエータ２００Ａを高インピーダンスで駆動（定電流駆動）する必要がある。
　一方、筋肉自体の粘性抵抗は、制動要素として働く。上述した図７の性質・個性を決定するフィードバック制御ＦＢ３を実現するためには、アクチュエータシステムにおいて、この制動要素を適切に働かせるためのアクチュエータ２００Ａの定電流駆動を行う必要がある。また、この制動要素は、常時機能している必要があり、他のコントロール要素の影響を受けるべきではない。そこで、制動要素を最も内側で高速な制御ループにより実現すべきである。
　そこで、図８に示すアクチュエータシステムでは、アクチュエータ２００Ａ、電流検出部７、可変極性ゲイン増幅部６、加算部５および駆動部８からなる制動力制御ループＦＢｂが設けられている。
　ここで、電流検出部７は、アクチュエータ２００Ａのコイルに流れる電流を検出し、電流検出信号として出力する。この電流検出信号は、可変極性ゲイン増幅部６を介して加算部５に供給される。加算部５では、電圧リミタ４が出力する圧力指示信号と可変極性ゲイン増幅部６を介して供給される電流検出信号との差分に相当する信号を出力する。駆動部８は、この加算部５の出力信号に応じてアクチュエータ２００Ａのコイルを駆動する。このようなフィードバック制御により駆動部８によるアクチュエータ２００Ａのコイルの定電流駆動が行われる。
　実際の筋肉の制動力は、想定する筋肉の個性や実際に物を動かした時に必要とされる動作安定性などに応じて変化させる必要がある。このような制動力の制御が制動力制御ループＦＢｂによる定電流駆動の制御により実現される。
　また、本実施形態では、電磁制動力を高くするために、負性インピーダンス駆動を採用している。具体的には、本実施形態では、可変極性ゲイン増幅部６が電流検出信号を増幅して出力する際のゲインと極性を制動力制御信号に応じて切り替える。これにより、制動力制御ループＦＢｂを電流負帰還回路または電流正帰還回路として動作させることが可能である。そして、制動力制御ループＦＢｂを電流正帰還回路として動作させた場合には、駆動部８の出力インピーダンスを負性インピーダンスとし、高い電磁制動力を得ることができる。
　次に、アクチュエータシステムにおいて、上述した図７の無意識的な動作のフィードバック制御ＦＢ２を如何にして実現するかについて説明する。
　フィードバック制御ＦＢ２を実現するためには、筋肉の「脱力」と「硬直」の制御（「力み」の制御）を模擬する手段が必要である。ここで、筋肉をバネにより模擬した場合、筋肉の「脱力」と「硬直」は、バネ定数の変化と見なすことができる。
　バネは、初期位置からの変位と力が比例するものである。よって、アクチュエータ２００Ａにより駆動される可動部の位置と、位置制御信号が示す位置との誤差を位置誤差信号として検出する。そして、この位置誤差信号が示す変位（距離）に比例した圧力指示信号を加算部５にフィードバックすることで、アクチュエータ２００Ａをバネとして機能させることができる。そして、アクチュエータ２００Ａの駆動制御に対する位置誤差信号の関与の度合い、具体的にはアクチュエータ２００Ａの駆動制御へのフィードバック量を変化させれば、アクチュエータ２００Ａのバネ定数を変化させることができる。そこで、本実施形態では、位置誤差信号のフィードバック量を圧力制御信号に応じて変化させるループゲイン制御部３が設けられている。
　さて、一般的なバネでは、変位が大きくなれば力（圧力）も比例して大きくなる。しかし、人間の筋肉は、変位が大きい場合は、一定の力で押すような動作になるため、力（圧力）を一定にする機能を併用する必要がある。
　ここで、アクチュエータ２００Ａの発生する力（駆動力）は、アクチュエータ２００Ａのコイルに流れる電流を一定値にすることにより一定にすることができる。そこで、駆動部８に可変電流リミタ機能を設けることが考えられる。しかし、駆動部８に可変電流リミタ機能を設けると、アクチュエータ２００Ａの制動力の制御能力に支障を来す。
　一方、制動力制御ループＦＢｂに対する入力電圧（加算部５に対する入力電圧）は、アクチュエータ２００Ａに発生させる圧力を指示する圧力指示信号であり、ループゲイン制御部３を介して与えられる。そこで、図８に示すアクチュエータシステムでは、制動力の制御を活かしながら圧力一定を実現するために、アクチュエータ２００Ａの駆動制御に対する位置誤差信号の関与の限度を制御する手段、具体的には「力み」「圧力」を制御するループゲイン制御部３の出力電圧を制限する電圧リミタ４が設けられている。
　以上が本実施形態によるアクチュエータの駆動制御装置１００の概略である。
＜＜アクチュエータの駆動制御装置の具体的構成例＞＞
　図９は本実施形態によるアクチュエータの駆動制御装置１００の具体的構成例を示す回路図である。なお、図９では、アクチュエータシステムにおける駆動制御装置１００の役割を分かりやすくするため、駆動制御装置１００に加えてアクチュエータ２００Ａの構成が図示されている。
　図９に示す例では、光学式の位置検出部１が用いられている。アクチュエータ２００Ａにより駆動される可動部１１には、光源１２が固定されている。ここで、可動部１１は、図２のコイル保持体２２０Ａと、図１の連結棒２９９と、上腕部３０２と、ドラムスティック３０４とからなる。光源１２は、この可動部１１において直進運動をする部位、すなわち、コイル保持体２２０Ａに固定されている。この光源１２は、コイル保持体２２０Ａの直進運動に伴って、受光素子１３Ａおよび１３Ｂ間の経路に沿って移動するようになっている。具体的には、光源１２は、図３～図６に示すコイル保持体２２０Ａの本体２２１の軸方向中央付近に固定された２個のＬＥＤにより構成されている。これらの２個のＬＥＤのうちの一方は軸方向左側に向けて発光し、他方は軸方向右側に向けて発光する。光源１２として、２個のＬＥＤを使用するのは、軸方向両側に出射される光量を均等にするためである。受光素子１３Ａおよび１３Ｂは、図３および図４に示す筐体部２１０の軸方向両端近傍に各々固定されている。これらの受光素子１３Ａおよび１３Ｂは、受光量に応じて抵抗値が変化する素子であり、電源＋Ｂ１の電圧を分圧する分圧回路１３を構成している。
　位置検出部１は、受光素子１３Ａおよび１３Ｂ間の経路上における光源１２の位置を検出することにより、この光源１２と連動するドラムスティック３０４の先端の位置を検出する。光源１２が受光素子１３Ｂから離れて受光素子１３Ａに近づくと、受光素子１３Ａの抵抗値が減少するとともに受光素子１３Ｂの抵抗値が増加し、分圧回路１３の出力電圧が上昇する。一方、光源１２が受光素子１３Ａから離れて受光素子１３Ｂに近づくと、受光素子１３Ｂの抵抗値が減少するとともに受光素子１３Ａの抵抗値が増加し、分圧回路１３の出力電圧が低下する。
　このようにしてドラムスティック３０４の先端の位置に応じて増減する出力電圧が分圧回路１３から得られる。可変ゲイン増幅器１４は、分圧回路１３の出力電圧を指定されたゲインで増幅し、ドラムスティック３０４の先端の位置を示す位置検出信号として出力する。
　図１０には、可変ゲイン増幅器１４の具体的構成例が示されている。この例において、可変ゲイン増幅器１４は、オペアンプ１４１からなるボルテージフォロワと、非反転入力端子が接地されたオペアンプ１４２とを備える。また、可変ゲイン増幅器１４は、オペアンプ１４１の出力端子に一端が接続された抵抗１４３と、オペアンプ１４２の出力端子と抵抗１４３の他端との間に直列接続された７個の抵抗１４４とをさらに備える。また、可変ゲイン増幅器１４は、外部から与えられる位置検出ゲイン制御信号に従って７個の抵抗１４４の両端のいずれか一端を選択してオペアンプ１４２の反転入力端子に接続するスイッチ回路１４５とをさらに備える。位置検出信号は、この可変ゲイン増幅器１４のオペアンプ１４２から比較部２に出力される。なお、７個の抵抗１４４は、互いに抵抗値が等しくてもよく、異なっていてもよい。
　この構成によれば、位置検出ゲイン制御信号に応じて、オペアンプ１４１の出力端子とオペアンプ１４２の反転入力端子との間の総抵抗値と、オペアンプ１４２の反転入力端子と出力端子との間の総抵抗値との比が切り替えられる。それにより、可変ゲイン増幅器１４のゲインが切り替えられる。
　光学式の位置検出部１に代えて、図１１に例示する機械式の位置検出部１'を採用してもよい。この位置検出部１'では、位置検出部１における光源１２、受光素子１３Ａおよび１３Ｂが分圧回路として機能する摺動抵抗器１５に置き換えられている。ここで、摺動抵抗器１５の摺動子１５ｓは、アクチュエータ２００Ａにより駆動される可動部１１と連動して摺動抵抗器１５を摺動する。そして、この摺動子１５ｓから得られる分圧回路の出力電圧が可変ゲイン増幅器１４に入力される。可変ゲイン増幅器１４の構成は図１０のものと同様である。
　図９において、比較部２は、抵抗２１および２２と、ゲイン＋１を有するバッファ２３とにより構成されており、位置制御信号が示す位置と位置検出信号が示す位置との誤差を示す位置誤差信号を生成する。
　ループゲイン制御部３は、図９に示す例では、非反転入力端子が接地されたオペアンプ３１と、このオペアンプ３１の反転入力端子および出力端子間に挿入されたゲイン切替部３２とにより構成されている。この可変ゲイン増幅部３は、比較部２が出力する位置誤差信号を圧力制御信号に応じたゲインで増幅して出力する。
　電圧リミタ４は、可変ゲイン増幅部３の出力信号を圧力制御信号に応じて定まる限界電圧以内に制限し、圧力指示信号として出力する。
　加算部５は、抵抗５１および５２とゲインが＋１であるバッファ５３により構成されている。この加算部５は、電圧リミタ４の出力信号と可変極性ゲイン増幅部６の出力信号を加算して出力する。
　駆動部８は、ＰＷＭ部８１と、ゲートドライバ８２と、出力段部８３とにより構成されている。
　ＰＷＭ部８１は、加算部５の出力信号によりパルス幅変調されたＰＷＭパルス列を出力する。
　出力段部８３は、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor；金属酸化膜半導体構造の電界効果トランジスタであり、以下、単にトランジスタという）８３Ｈａ、８３Ｈｂ、８３Ｌａ、８３Ｌｂにより構成されている。ここで、トランジスタ８３Ｈａおよび８３Ｈｂは各々のドレインが電源＋Ｂ０に接続され、各々のソースがトランジスタ８３Ｌａおよび８３Ｌｂの各ドレインに各々接続されている。また、トランジスタ８３Ｌａおよび８３Ｌｂのソースは接地されている。そして、トランジスタ８３Ｈａのソースおよびトランジスタ８３Ｌａのドレインの接続ノードと、トランジスタ８３Ｈｂのソースおよびトランジスタ８３Ｌｂのドレインの接続ノードとの間には、アクチュエータ２００Ａのコイル２２５'、２２６'と電流検出抵抗７１が直列接続されている。
　ゲートドライバ８２は、例えばＰＷＭ部８１の出力信号がＬレベルである場合にトランジスタ８３Ｈａおよび８３Ｌｂの組がＯＮ、トランジスタ８３Ｈｂおよび８３Ｌａの組がＯＦＦとなる、ゲート－ソース間電圧を各トランジスタに供給する回路である。また、この例のゲートドライバ８２は、ＰＷＭ部８１の出力信号がＨレベルである場合にトランジスタ８３Ｈａおよび８３Ｌｂの組がＯＦＦ、トランジスタ８３Ｈｂおよび８３Ｌａの組がＯＮとなる、ゲート－ソース間電圧を各トランジスタに供給する。
　電流検出部７は、電流検出抵抗７１の両端の電圧を検出し、コイル２２５'、２２６'に流れる電流を示す電流検出信号を出力する回路である。
　可変極性ゲイン増幅部６は、極性・ゲイン切替部６１と、オペアンプ６２と、オペアンプ６２の出力端子および反転入力端子間に接続された抵抗６３と、オペアンプ６２の非反転入力端子および接地線間に接続された抵抗６４とにより構成されている。この可変極性ゲイン増幅部６は、アクチュエータ２００Ａに発生させる制動力を制御する手段であり、制動力制御信号に応じたゲインおよび極性で電流検出信号を正相増幅または反転増幅し、オペアンプ６２から加算部５に出力する。
　図１２は、駆動部８、電流検出部７および可変極性ゲイン増幅部６の詳細な構成を示す回路図である。
　図１２に示すように、電流検出部７は、抵抗７０１～７０６、キャパシタ７１１～７１６およびオペアンプ７２０により構成されている。ここで、抵抗７０１および７０２は、コイル２２５'および電流検出抵抗７１間の接続ノードとオペアンプ７２０の反転入力端子との間に直列接続されている。また、抵抗７０３および７０４は、コイル２２６'および電流検出抵抗７１間の接続ノードとオペアンプ７２０の非反転入力端子との間に直列接続されている。キャパシタ７１１は、抵抗７０１および電流検出抵抗７１間の接続ノードと接地線との間に接続され、キャパシタ７１２は、抵抗７０１および７０２間の接続ノードと接地線との間に接続されている。また、キャパシタ７１３は、抵抗７０３および電流検出抵抗７１間の接続ノードと接地線との間に接続され、キャパシタ７１４は、抵抗７０３および７０４間の接続ノードと接地線との間に接続されている。抵抗７０５およびキャパシタ７１５は、オペアンプ７２０の出力端子および反転入力端子間に並列接続され、抵抗７０６およびキャパシタ７１６は、オペアンプ７２０の非反転入力端子および接地線間に並列接続されている。
　この電流検出部７は、ＰＷＭ部８１においてＰＷＭパルス列を生成するために用いられるキャリアの周波数成分を電流検出抵抗７１の両端間の電圧から除去する。また、この電流検出部７は、残った低域成分を電流検出信号としてオペアンプ７２０から出力する。
　可変極性ゲイン増幅部６の極性・ゲイン切替部６１は、オペアンプ６２の反転入力端子および非反転入力端子間に直列接続された７個の抵抗６５と、スイッチ回路６６とにより構成されている。スイッチ回路６６は、制動力制御信号に従って、オペアンプ７２０の出力端子をこれらの７個の抵抗６５の各両端のいずれか一端に接続する。
　この可変極性ゲイン増幅部６は、制動力制御信号に従って駆動部８の出力インピーダンスを制御し、アクチュエータ２００Ａにおいて発生する制動力を制御する役割を果たす。以下、その詳細を説明する。
　図１３および図１４では、図１２における電流検出部７および可変極性ゲイン増幅部６を合わせたものを、アンプ１０として示している。図１３に示すように、アンプ１０のゲインが－βである場合、すなわち、アンプ１０が電流検出抵抗７１の両端間電圧を極性反転し、β倍にして出力する場合、図１２に示す回路では、電流負帰還が行われ、アクチュエータ２００Ａのコイル２２５'、２２６'の定電流駆動が行われる。
　一方、図１４に示すようにアンプ１０のゲインがβである場合、すなわち、アンプ１０が電流検出抵抗７１の両端間電圧をβ倍に正相増幅する場合、図１２に示す回路では、電流正帰還が行われ、駆動部８の出力インピーダンスが負性インピーダンスとなる。より詳しくは、駆動部８のゲインをＡとし、電流検出抵抗７１の抵抗値をＲｓとすると、駆動部８の出力インピーダンスＺｏは、次式により与えられる。
　Ｚｏ＝（１－Ａ・β）Ｒｓ　　　　　　……（１）
　この駆動部８の出力インピーダンスＺｏが負性インピーダンスである状態では、アクチュエータ２００Ａに制動力が発生する。
　そこで、本実施形態では、可変極性ゲイン増幅部６が設けられる。これにより、加算部５、駆動部８、コイル２２５'および２２６'、電流検出部７、可変極性ゲイン増幅部６からなる電流制御のフィードバックループが、図１３に示す状態と図１４に示す状態との間で、制動力制御信号に従って連続的に切り替えられる。
　図１５は本実施形態における制動力制御ループＦＢｂの概略を示した回路図である。なお、図１５では、電流検出部７の図示が省略されている。
　図１５において、摺動抵抗器６５Ｍは、図１２における直列接続された７個の抵抗６５である。本実施形態では、図１２のスイッチ回路６６が、電流検出信号の供給位置を制動力制御信号に従って切り替える。摺動抵抗器６５Ｍにおいて、電流検出信号の供給位置がオペアンプ６２の非反転入力端子側に移動すると、可変極性ゲイン増幅部６の正相増幅のゲインが増すので、制動力制御ループＦＢｂでは正帰還制御が行われる。これに対し、電流検出信号の供給位置がオペアンプ６２の反転入力端子側に移動すると、可変極性ゲイン増幅部６の反転増幅のゲインが増すので、制動力制御ループＦＢｂでは負帰還制御が行われる。本実施形態では、正帰還制御のゲインおよび負帰還制御のゲインが制動力制御信号に従って連続的に制御される。従って、アクチュエータ２００Ａに発生させる制動力も連続的に制御可能である。
　具体的には、制動力制御信号の電圧値が０Ｖである場合、電流検出部７および可変極性ゲイン増幅部６を合わせたアンプ１０のゲインが絶対値の大きな負のゲインとなり、制動力制御ループＦＢｂでは負帰還制御が行われる。この場合、駆動部８の出力インピーダンスＺｏは、絶対値の大きな正の値となり、駆動部８はアクチュエータ２００Ａのコイル２２５'および２２６'の定電流駆動を行う。このとき、アクチュエータ２００Ａに働く制動力は０となる。
　制動力制御信号の電圧値が０Ｖから上昇してゆくと、アンプ１０の負のゲインの絶対値が徐々に小さくなり、駆動部８の出力インピーダンスＺｏが小さくなり、アクチュエータ２００Ａでは制動力が発生し始める。そして、制動力制御信号の電圧値が制動力制御信号の可変範囲の中央付近になると、アンプ１０のゲインが０となり、駆動部８の出力インピーダンスＺｏもほぼ０となる。この状態では、駆動部８によりコイル２２５'および２２６'の定電圧駆動が行われ、アクチュエータ２００Ａでは、アクチュエータ２００Ａ自体の特性に基づく電磁制動が行われる。
　さらに制動力制御信号の電圧値が上昇すると、アンプ１０は、正相増幅を行うようになり、駆動部８の出力インピーダンスＺｏは負のインピーダンスとなる。これによりアクチュエータ２００Ａにおいて発生する制動力が増加する。
　以上が本実施形態において行われる制動力の制御の詳細である。
　次に図９に示すループゲイン制御部３および電圧リミタ４について、さらに詳しく説明する。図１６は電圧リミタ４の具体的構成例を示す回路図である。この電圧リミタ４は、オペアンプ４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、４１ｄと、ゲイン＋１を有するバッファ４２と、抵抗４３ａ、４３ｂ、４３ｃ、４３ｄ、４４と、ダイオード４５ａ、４５ｂとを有する。
　ここで、オペアンプ４１ａはボルテージフォロアを構成しており、非反転入力端子に与えられる限界電圧＋ＶＬＩＭと同じ電圧を出力する。この限界電圧＋ＶＬＩＭは、圧力制御信号に基づいて決定されるようになっている。
　オペアンプ４１ａの反転入力端子および出力端子の接続ノードは、抵抗４３ａを介してオペアンプ４１ｂの反転入力端子に接続されている。このオペアンプ４１ｂは、非反転入力端子が接地されており、反転入力端子と出力端子との間に抵抗４３ｂが接続されている。ここで、抵抗４３ａおよび４３ｂの抵抗値は等しい。従って、オペアンプ４１ｂは、オペアンプ４１ａが出力する限界電圧＋ＶＬＩＭの極性を反転させた限界電圧－ＶＬＩＭを出力する。
　オペアンプ４１ａが出力する限界電圧＋ＶＬＩＭは、オペアンプ４１ｃの非反転入力端子に供給される。このオペアンプ４１ｃの反転入力端子にはダイオード４５ａのアノードが接続され、出力端子にはダイオード４５ａのカソードが接続されている。
　オペアンプ４１ｂが出力する限界電圧－ＶＬＩＭは、オペアンプ４１ｄの非反転入力端子に供給される。このオペアンプ４１ｄの反転入力端子にはダイオード４５ｂのカソードが接続され、出力端子にはダイオード４５ｂのアノードが接続されている。
　抵抗４４は、図９のループゲイン制御部３のオペアンプ３１の出力端子とバッファ４２の入力端子との間に接続されている。抵抗４３ｃは、ダイオード４５ａのアノードとバッファ４２の入力端子との間に接続されている。抵抗４３ｄは、ダイオード４５ｂのカソードとバッファ４２の入力端子との間に接続されている。ここで、抵抗４３ｃおよび４３ｄは同じ抵抗値を有している。また、抵抗４３ｃおよび４３ｄの抵抗値は抵抗４４の抵抗値に比べて十分に低い。
　以上の構成において、ループゲイン制御部３の出力信号の電圧値が限界電圧＋ＶＬＩＭと限界電圧－ＶＬＩＭの間の範囲内にある場合、ダイオード４５ａおよび４５ｂはＯＦＦとなる。また、この場合、電圧リミタ４による電圧の制限は働かず、ループゲイン制御部３の出力信号はそのままの電圧値でバッファ４２から出力される。
　ループゲイン制御部３の出力信号の電圧値が限界電圧＋ＶＬＩＭよりも高いと、ダイオード４５ａがＯＮとなり、抵抗４４、４３ｃおよびダイオード４５ａを介してオペアンプ４１ｃの出力端子に電流が流れ込む。このときオペアンプ４１ｃは、出力信号のレベルを、限界電圧＋ＶＬＩＭよりもダイオード４５ａの順方向電圧だけ低いレベルとし、反転入力端子の電圧を、非反転入力端子に与えられる限界電圧＋ＶＬＩＭに一致させる。このため、ループゲイン制御部３の出力信号と限界電圧＋ＶＬＩＭとを、抵抗４４および４３ｃの各抵抗値に基づく重み係数により重み付け加算した電圧が、バッファ４２に供給される。ここで、抵抗４３ｃの抵抗値は抵抗４４の抵抗値よりも十分に低いので、限界電圧＋ＶＬＩＭに対する重み係数は、ループゲイン制御部３の出力信号に対する重み係数よりも十分に大きい。従って、バッファ４２に供給される電圧は、限界電圧＋ＶＬＩＭにほぼ一致した電圧値となる。
　一方、ループゲイン制御部３の出力信号の電圧値が限界電圧－ＶＬＩＭよりも低いと、ダイオード４５ｂがＯＮとなり、ダイオード４５ｂ、抵抗４３ｄおよび４４を介してオペアンプ４１ｄの出力端子から電流が流出する。この場合の動作は、ループゲイン制御部３の出力信号の電圧値が限界電圧＋ＶＬＩＭよりも高い場合の動作と同様であり、バッファ４２に供給される電圧は、限界電圧－ＶＬＩＭにほぼ一致した電圧値となる。
　以上が電圧リミタ４の詳細である。
　図１７は、ループゲイン制御部３の伝達特性と、ループゲイン制御部３および電圧リミタ４を合わせた回路の伝達特性を示す図である。図１７において、横軸は位置誤差信号が示す位置誤差であり、縦軸はループゲイン制御部３または電圧リミタ４の出力信号が示す圧力値である。
　本実施形態では、位置誤差信号に対するループゲイン制御部３の出力信号のゲインと、電圧リミタ４に与える限界電圧＋ＶＬＩＭを圧力制御信号に応じて変化させる。具体的には、圧力制御信号の信号値が高くなる程、位置誤差信号に対するループゲイン制御部３の出力信号のゲインを増加させ、これに連動して電圧リミタ４に与える限界電圧＋ＶＬＩＭを増加させる。
　図１７において、Ｐ１～Ｐ３は、圧力制御信号を各種変化させた場合のループゲイン制御部３の出力信号を示している。この例において、圧力制御信号の信号値は、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３の順に高くなっている。
　図１７において、Ｐｍ１～Ｐｍ３は、信号Ｐ１～Ｐ３に各々対応した電圧リミタ４の出力信号を示している。図１７に示すように、電圧リミタ４の出力信号Ｐｍ１～Ｐｍ３は、位置誤差の変化に対し、信号Ｐ１～Ｐ３と連動して各々立ち上がり、各々の飽和電圧に近づくに従って勾配が緩やかになって飽和する。この信号Ｐｍ１～Ｐｍ３の飽和電圧は、電圧リミタ４に与えられる限界電圧＋ＶＬＩＭに依存する。本実施形態では、図１７に示すように、ループゲイン制御部３のゲイン（直線Ｐ１～Ｐ３の勾配）が高くなるに従って、限界電圧＋ＶＬＩＭも高くなり、信号Ｐｍ１～Ｐｍ３の飽和電圧も高くなる。
　以上説明したループゲイン制御部３および電圧リミタ４は、アクチュエータ２００Ａの駆動制御に対する位置誤差信号の関与を制御して、筋肉の「脱力」と「硬直」を模擬する圧力制御手段を構成している。上述したように、筋肉をバネにより模擬した場合、筋肉の「脱力」と「硬直」はバネ定数の変化と見なすことができる。そこで、本実施形態では、図１７に示すように、アクチュエータ２００Ａに発生させる圧力を指示する圧力指示信号Ｐｍ１～Ｐｍ３の位置誤差信号に対するゲイン（バネ定数＝信号Ｐｍ１～Ｐｍ３の勾配）を、圧力制御信号に従って変化させる（すなわち、アクチュエータ２００Ａの駆動制御への位置誤差信号の関与の態様を変化させる）。これにより、筋肉の「脱力」と「硬直」に相当するものがアクチュエータシステムにおいて実現される。
　ここで、一般的なバネは、変位が大きくなれば力（圧力）も比例して大きくなるが、人間の筋肉は、変位が大きい場合は一定の力で押すような動作になる。そこで、本実施形態では、ループゲイン制御部３の出力信号Ｐ１～Ｐ３の信号値（圧力）を電圧リミタ４が圧力制御信号に従って制限し（すなわち、アクチュエータ２００Ａの駆動制御への位置誤差信号の関与を制限し）、圧力指示信号Ｐｍ１～Ｐｍ３として出力する。
　このようにすることで、制動力制御ループＦＢｂにおける制動力制御を活かしながら、位置誤差信号が高い領域において電圧リミタ４を介して加算部５に入力される圧力指示信号の信号値を一定値（限界電圧＋ＶＬＩＭ）に制限することが可能になる。
＜＜動作例＞＞
　図１８は本実施形態の第１の動作例を示すタイムチャートである。この図１８において、横軸は時間軸、縦軸は各種の信号の信号値である。後に参照する図１９も同様である。
　この第１の動作例では、アクチュエータ２００Ａの設けられたロボットアーム３００に、ドラム演奏の一形態であるシングルストロークを行わせる。図１８には、このシングルストロークをロボットアーム３００に行わせるために駆動制御装置１００に供給される位置制御信号、圧力制御信号および制動力制御信号の各波形が示されている。この位置制御信号、圧力制御信号および制動力制御信号は、駆動制御装置１００の上位装置であるホストコンピュータ５００により生成される。
　図１８において、位置制御信号は、ドラムスティックの先端の目標位置を指示する信号である。この位置制御信号により、ドラムスティックの動作範囲や振り下げ速度が決定される。第１の動作例では、時刻ｔ１１において、位置制御信号が初期位置に対応した信号値から、ヘッド位置よりもやや低い位置に対応した信号値に向けて、ある時間勾配で低下し始める。位置制御信号をヘッド位置よりもやや低い位置に対応した信号値まで変化させるのは、ドラムの位置が多少ずれても確実にドラムスティックの先端がヘッド（皮）に当たるようにするためである。
　時刻ｔ１１では、圧力制御信号は、所望の打撃速度に基づいて決定された電圧値ＶＰａを維持している。制動力制御信号は、制動力が殆ど働かない状態にするための電圧値ＶＢａを維持している。この状態では、位置制御信号が示す位置と位置検出信号が示すドラムスティック３０４の先端位置（図９における可動部１１の位置）との位置誤差をなくす位置制御が、位置制御ループＦＢａにおいて行われる。この場合、圧力制御信号が電圧値ＶＰａを有するので、位置誤差信号は、電圧値ＶＰａに対応した高めのゲインで増幅され、電圧リミタ４から圧力指示信号として加算部５に供給される。また、制動力制御信号が電圧値ＶＢａを有するので、制動力制御ループＦＢｂでは、負帰還制御が行われ、電圧リミタ４が出力する圧力指示信号に対応した定電流がアクチュエータ２００Ａに供給される。この結果、アクチュエータ２００Ａが発生する圧力によりロボットアーム３００の駆動が行われ、ドラムスティック３０４の先端が位置制御信号に追従してヘッド位置に向けて移動する。
　ドラムスティック３０４の先端がヘッド位置に到達する時刻ｔ１３のやや前の時刻ｔ１２になると、圧力制御信号が緩やかに低下し始める。この結果、位置誤差信号を増幅するゲインが緩やかに低下し、また、電圧リミタ４における限界電圧＋ＶＬＩＭも徐々に低下し、加算部５に供給される圧力指示信号が徐々に弱まって行く。すなわち、アクチュエータ２００Ａの駆動制御に対する位置誤差信号の関与の程度が弱まって行く。このため、アクチュエータ２００Ａが発生する圧力も徐々に弱まって行く。
　そして、位置制御信号が示すドラムスティック３０４の先端位置がヘッド位置に一致する時刻ｔ１３になると、圧力制御信号が０となり、これ以降の所定時間、圧力制御信号は０を維持する。
　この圧力制御信号が０である期間は、ループゲイン制御部３のゲインが０とされ、加算部５へ供給される圧力指示信号が０となる。この場合、制動力制御信号が電圧値ＶＢａを有するため、制動力制御ループＦＢｂでは、アクチュエータ２００Ａに流れる電流を０にする負帰還制御が働き、アクチュエータ２００Ａの定電流駆動が行われる。この結果、アクチュエータ２００Ａは、完全な「脱力」状態となる。
　圧力制御信号が０を維持する期間内に、位置制御信号の信号値はヘッド位置のやや下の最低位置に対応した信号値となり、その後、上昇する。しかし、この間、圧力指示信号が０であるため、アクチュエータ２００Ａは「脱力状態」となり、ドラムスティックの先端は位置制御信号に従わない。ロボットアーム３００の下腕部３０２およびドラムスティック３０４は、アクチュエータ２００Ａからの束縛のない自由な状態で、慣性により移動し、ドラムスティック３０４の先端をヘッド面に衝突させる。その後、ヘッド面からのリアクションによりドラムスティック３０４の先端がヘッド位置から浮く。図１８にはこのドラムスティックの先端の挙動が破線で示されている。
　そして、位置制御信号が示す位置は、時刻ｔ１３においてヘッド位置を下回った後、ヘッド位置からやや下の位置において上昇に転じ、時刻ｔ１４においてヘッド位置を上回り、その後、最大位置に達する。
　ここで、時刻ｔ１３から時刻ｔ１４までの期間、制動力制御信号の電圧値はＶＢｂとされる。この電圧値ＶＢｂは、ドラムスティック３０４による打撃音についての音質的な好みとドラムスティック３０４の跳ね具合による誤動作を考慮して設定される。
　そして、時刻ｔ１４において、制動力制御信号は、電圧値ＶＢｂから上昇し始め、その後、制動力制御信号の電圧値はＶＢｂよりも大きいＶＢｃとなる。また、時刻ｔ１４のやや後の時刻ｔ１５において、圧力制御信号は立ち上がり、その後、圧力制御信号の電圧値はＶＰａより高いＶＰｂとなる。
　そして、時刻ｔ１１以降、位置制御信号は、時刻ｔ１３と時刻ｔ１４との間において極小値となり、その後、上昇し、極大値に達する。この間、圧力制御信号の電圧値がＶＰｂであるため、位置誤差信号は電圧値ＶＰｂに対応した高いゲインで増幅され、位置指示信号として制動力制御ループＦＢｂに与えられる。このため、圧力指示信号に基づくアクチュエータ２００Ａの定電流駆動が行われ、ドラムスティック３０４の先端は位置制御信号に追従して極大値に対応した位置まで持ち上がる。このとき、制動力制御ループＦＢｂには、電圧値ＶＢｂよりも大きな電圧値ＶＢｃを有する制動力制御信号が与えられるため、アクチュエータ２００Ａに時刻ｔ１３およびｔ１４間よりも大きな制動力が発生する。これは、位置制御信号が極大値に向かう過程では、ドラムスティック３０４の先端をヘッド位置から高い位置まで急速に戻すため、ドラムスティック３０４の跳ね返りに抗する制動力を発生して、ドラムスティック３０４を停止させる必要があるからである。
　その後、位置制御信号が示すドラムスティック３０４の先端位置は、ヘッド位置のやや下の位置に向けて移動する。以降の動作は上述と同様である。
　図１９は本実施形態の第２の動作例を示すタイムチャートである。この第２の動作例では、アクチュエータ２００Ａの設けられたロボットアーム３００に、ドラム演奏の他の一形態であるロールを行わせる。
　この動作例において、位置制御信号が示すドラムスティック３０４の先端位置は、極大値から低下し、時刻ｔ２１においてヘッド位置を下回り、以後、所定時間、ヘッド位置のやや下の位置を維持する。
　時刻ｔ２１以降の所定時間長の期間、圧力制御信号は、それ以前の電圧値ＶＰｄよりも低い電圧値ＶＰｅとなる。上述したシングルストロークの場合は、同じ状況において圧力制御信号を０とした。これに対し、ロールの場合には、圧力制御信号の電圧値をＶＰｅとする。また、ロールの場合、時刻ｔ２１以降の所定時間長の期間、制動力制御信号を０とし、制動力制御ループＦＢｂにおいて負帰還制御を行わせ、制動力を０にする。
　このようにすると、ドラムスティック３０４の先端がヘッド面に当たった後も、圧力制御信号の電圧値ＶＰｅに応じたゲインで位置誤差信号が増幅され、圧力指示信号として定電流フィードバック制御ループＦＢｂに与えられる。この結果、図１９に破線で示すように、ドラムスティック３０４の先端は、ヘッド面から跳ね返った後、圧力指示信号の作用により、位置制御信号が示す位置に戻るという挙動を繰り返す。このようにしてアクチュエータシステムによりロールの動作が実現される。
　以上のように、本実施形態によれば、位置誤差信号の位置制御ループＦＢａにおいて行われるアクチュエータ２００Ａの駆動制御において、位置誤差信号のアクチュエータ２００Ａの駆動制御への関与の制御が行われる。具体的には、位置誤差信号に適用されるゲインおよび電圧制限の圧力制御信号に基づく制御が行われる。その結果、アクチュエータ２００Ａの脱力制御を行うことができる。また、制動力制御信号に応じて、制動力制御ループＦＢｂにおいて位置検出信号に適用されるゲインおよび極性が制御され、駆動部８の出力インピーダンスＺｏが制御される。その結果、アクチュエータ２００Ａに発生する制動力を自在に制御することができる。従って、本実施形態によれば、上述した無意識的な動作のフィードバック制御ＦＢ２と、性質・個性を決定するフィードバック制御ＦＢ３とをアクチュエータ２００Ａの制御においても実現し、人間が行うのと同様な楽器演奏をロボットに行わせることができる。
＜第２実施形態＞
　上記第１実施形態では、アクチュエータの駆動制御装置をアナログ回路により実現した。しかし、上記第１実施形態による駆動制御装置の一部あるいは殆どの部分をデジタル回路やＤＳＰ（Digital Signal Processor；デジタル信号処理装置）等のプロセッサによって実現することも可能である。
　図２０はこの発明の第２実施形態による駆動制御装置１００Ｂの構成を示すブロック図である。なお、この図２０において、前掲図９に示された要素と対応する要素には共通の符号を使用し、その説明を省略する。
　この駆動制御装置１００Ｂでは、電流検出部７から出力されるアナログ形式の電流検出信号がＡＤ変換器１００１によってデジタル形式の電流検出信号に変換され、制御コア１０００に供給される。また、この駆動制御装置１００Ｂでは、位置検出部１から出力されるアナログ形式の位置検出信号がＡＤ変換器１００２によってデジタル形式の位置検出信号に変換され、制御コア１０００に供給される。
　制御コア１０００は、デジタル信号処理回路あるいはＤＳＰにより構成されている。この制御コア１０００は、上記第１実施形態における比較部２、ループゲイン制御部３、電圧リミタ４、加算部５、可変極性ゲイン増幅部６およびＰＷＭ部８１が行うアナログ処理と等価なデジタル処理を実行する比較部２Ｄ、ループゲイン制御部３Ｄ、リミタ４Ｄ、加算部５Ｄ、可変極性ゲイン増幅部６ＤおよびＰＷＭ部８１Ｄを含む。
　この駆動制御装置１００Ｂでは、ＰＷＭ部８１Ｄがデジタル信号処理により生成したＰＷＭパルス列が制御コア１０００外部のゲートドライバ８２に供給される。
　本実施形態においても、上記第１実施形態と同様な効果が得られる。
＜他の実施形態＞
　以上、この発明の第１および第２実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。
（１）上記第１実施形態の制動力制御ループＦＢｂでは、コイル２２５'および２２６'に流れる電流（あるいはコイル２２５'および２２６'に発生するトルク）の帰還制御を行ったが、アクチュエータ２００Ａにより駆動される可動部１１（より具体的にはドラムスティック３０４の先端）の速度の帰還制御を行うようにしてもよい。具体的には、アクチュエータ２００Ａにより駆動される可動部１１（より具体的にはコイル保持体２２０Ａ）に速度検出コイルを付け、この速度検出コイルの出力電圧の帰還制御を行う。その際に帰還量のゲインおよび極性を制動力制御信号により制御する。あるいは上記第１実施形態において、位置検出信号を微分回路により速度信号に変換し、この速度信号の帰還制御を制動力制御ループＦＢｂにおいて行うようにしてもよい。あるいは、アクチュエータ２００Ａにより駆動される可動部１１（より具体的にはコイル保持体２２０Ａ）に加速度ピックアップを付け、この加速度ピックアップの出力信号を積分回路により速度信号に変換し、この速度信号の帰還制御を制動力制御ループＦＢｂにおいて行うようにしてもよい。上記第２実施形態についても同様である。
（２）上記第１実施形態では、アクチュエータ２００Ａにおいて、永久磁石２３１～２３４の軸方向の長さＬ１を、コイル２２５'および２２６'の軸方向の長さＬ２よりも長くした。しかし、逆に、コイル２２５'および２２６'の軸方向の長さＬ２を、永久磁石２３１～２３４の軸方向の長さＬ１よりも長くしてもよい。
（３）上記各実施形態では、この発明を楽器演奏に適用したが、この発明の適用範囲はこれに限定されるものではない。例えば、この発明による駆動制御装置を肩たたき用ロボット等のアクチュエータに適用してもよい。
　＜特徴＞
　以上の実施形態によれば、アクチュエータの駆動制御において脱力の制御を可能にすることができる。また、圧力制御信号に応じて位置誤差信号のアクチュエータの圧力の制御への関与を制御することができる。従って、圧力制御信号により、位置誤差信号のアクチュエータの圧力の制御への関与を弱めることで、位置誤差信号に基づくアクチュエータの圧力の制御の働きを弱め、脱力状態を実現することができる。
３００……ロボットアーム、３０１……上腕部、３０２……下腕部、３０３……関節、３０４……ドラムスティック、２００Ａ……アクチュエータ、２９９……連結棒、２１０……筐体部、２１１，２１２，２１３ａ，２１３ｂ，２１４ａ，２１４ｂ……外側ヨーク、２１５……内側ヨーク、２２０Ａ……コイル保持体、２２５'，２２６'……コイル、２２２ａ'，２２２ｂ'……棒部、２２３……橋絡部、２２７，２２８……凹部、２３１，２３２，２３３，２３４……永久磁石、４００……身体、ＦＢ１……意識的な動作のフィードバック制御、ＦＢ２……無意識的な動作のフィードバック制御、ＦＢ３……性質・個性を決定するフィードバック制御、ＦＢａ……位置制御ループ、ＦＢｂ……制動力制御ループ、１……位置検出部、１１……可動部、２，２Ｄ……比較部、３，３Ｄ……ループゲイン制御部、４……電圧リミタ、４Ｄ……リミタ、５，５Ｄ……加算部、６，６Ｄ……可変極性ゲイン増幅部、７……電流検出部、８……駆動部、１２……光源、１３Ａ，１３Ｂ……受光素子、１４，２３，５３，４２……バッファ、１０……アンプ、３２……ゲイン切替部、８１，８１Ｄ……ＰＷＭ部、８２……ゲートドライバ、８３……出力段部、８３Ｈａ，８３Ｈｂ，８３Ｌａ，８３Ｌｂ……Ｎチャネルトランジスタ、６２，１４１，１４２，７２０，４１ａ，４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ……オペアンプ、１４３，１４４，６３，６４，６５，７０１～７０６，４３ａ，４３ｂ，４３ｃ，４３ｄ……抵抗、７１１～７１６……キャパシタ、１４……可変ゲイン増幅部、１５……摺動抵抗、４５ａ，４５ｂ……ダイオード、１００１，１００２……ＡＤ変換器、５００……ホストコンピュータ。

Claims (10)

  1. 　駆動制御信号に応じて、アクチュエータの駆動制御を行う駆動制御手段と、
    　圧力制御信号に応じて、前記アクチュエータが発生する圧力の制御への前記駆動制御信号の関与を制御する圧力制御手段と
    を具備する、アクチュエータの駆動制御装置。
  2. 　前記駆動制御信号は、前記アクチュエータにより駆動される可動部の位置を示す位置検出信号と、前記可動部の位置を指示する位置制御信号との位置誤差を示す位置誤差信号である、請求項１に記載の駆動制御装置。
  3. 　制動力制御信号に応じて、前記圧力に対する制動力を制御する制動力制御手段、
    をさらに具備する、請求項１又は２に記載の駆動制御装置。
  4. 　制動力制御信号に応じて、前記アクチュエータの駆動制御のための駆動部の出力インピーダンスを制御する制動力制御手段、
    をさらに具備する、請求項１又は２に記載の駆動制御装置。
  5. 　前記制動力制御手段は、前記アクチュエータの駆動電流の帰還制御を行うことにより圧力指示信号に応じた駆動電流を前記駆動部に出力させる制御および前記駆動部の出力インピーダンスの制御を行う制動力制御ループを含み、
    　前記圧力制御手段は、前記駆動制御信号に前記圧力制御信号に基づく信号処理を施すことにより前記圧力指示信号を生成する、請求項４に記載の駆動制御装置。
  6. 　前記制動力制御手段は、前記制動力制御信号に応じて、前記制動力制御ループのゲインおよび帰還量の極性を制御する、請求項５に記載の駆動制御装置。
  7. 　前記圧力制御手段は、前記圧力指示信号を前記圧力制御信号により定まる限界以内に制限する、請求項５または６に記載の駆動制御装置。
  8. 　前記圧力制御手段は、前記駆動制御信号に対する前記圧力指示信号のゲインを前記圧力制御信号に基づいて制御する、請求項５から７のいずれか１の請求項に記載の駆動制御装置。
  9. 　請求項１から８のいずれかに記載の駆動制御装置と、
    　前記駆動制御装置に前記駆動制御信号及び前記圧力制御信号を供給するホストコンピュータと
    を具備する、駆動制御システム。
  10. 　可動部と、
    　前記可動部を駆動制御するアクチュエータと、
    　請求項１から９のいずれかに記載の駆動制御装置と、
    を具備する、駆動制御システム。
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