WO2018050653A1 - Trägersignalverschiebung zum minimieren von stromrippel im gemeinsamen gleichspannungszwischenkreis von mehreren wechselrichtern - Google Patents

Trägersignalverschiebung zum minimieren von stromrippel im gemeinsamen gleichspannungszwischenkreis von mehreren wechselrichtern Download PDF

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WO2018050653A1
WO2018050653A1 PCT/EP2017/072922 EP2017072922W WO2018050653A1 WO 2018050653 A1 WO2018050653 A1 WO 2018050653A1 EP 2017072922 W EP2017072922 W EP 2017072922W WO 2018050653 A1 WO2018050653 A1 WO 2018050653A1
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carrier signal
modulation
voltage
bridge
signal shift
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PCT/EP2017/072922
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Michael Wiesinger
Martin SPORNRAFT
Matthias Töns
Franz Pfeilschifter
Thomas Baumann
Christian Dengler
Hans-Peter Feustel
Thomas Holler
Michal KNAPCZYK
Harald Koehn
Josef Laumer
Jens Neubauer
Emile Schlicht
Lars Schmelzer
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Continental Automotive Gmbh
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    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases

Definitions

  • Electric drive machines in automotive engineering are usually driven by voltage-fed pulse inverters.
  • three-phase machines can be used, wherein the DC voltage, that is, the supply voltage of the vehicle electrical system, is converted by pulse inverters in a (three-phase) AC signal.
  • This allows to set a desired effective voltage level for each phase, and (as a sinusoidal signal) to define a power signal, wherein the pulse width modulated signal between two levels (positive and negative terminals of the energy store of the onboard network) is able to switch ⁇ .
  • the duty cycle in this case indicates the ratio of the on state of the corresponding switch of the pulse change ⁇ judge in relation to the period.
  • the clock frequency In order to set a substantially sinusoidal phase current in three-phase machines, the clock frequency should be much greater than the electrical frequency (ie the fundamental frequency of the three-phase current) of the electric motor.
  • the pulse change signal is a rectangular signal which approximately simulates the sine signal of a rotational ⁇ current signal.
  • a component of pulse-controlled inverters or in general of inverters is an intermediate circuit which, according to the switching frequency of the inverter, provides energy for controlling the drive machine.
  • the intermediate circuit comprises in particular one or more energy stores in the form of a
  • Capacitor (and / or a coil), wherein substantially the entire alternating component of the pulse width modulated signal is obtained from the intermediate circuit.
  • the control results in a relatively large load on the intermediate circuit.
  • DC-link capacitor the interim ⁇ intermediate circuit and the energy storage (especially the capacitor or the capacitors) designated "DC-link capacitor" as.
  • DC-link capacitor a possibility is to be shown with which the load of the DC link capacitor can be reduced. This object is achieved by the method according to claim 1. Further possibilities, alternatives, advantages and characteristics emerge from the subclaims as well as from the description and the figures. Disclosure of the invention
  • the load can thus be reduced in comparison with a pulse width modulation with the same power, which uses only one (1) pulse pattern.
  • the intermediate circuit capacitor can be designed for lower loads. On the one hand, this can save costs and, on the other hand, this can reduce the installation space required for the DC link capacitor. In addition, a higher reliability can result since the DC link capacitor is subjected to less load.
  • a method for the reversal of a DC voltage for generating at least two pulse width modulated voltage signals in a vehicle electrical system is proposed.
  • the pulse width modulated voltage signals are each multi-phase, in particular three-phase, whereby a higher number of phases can be used.
  • the pulse width modulated voltage signals each have a voltage which, according to the pulse width Pattern changes between two values. One of these values is zero, the other value may, for example, correspond to the DC voltage which is subjected to the alternating direction, for example the positive potential of the input voltage.
  • An (approximated) sine signal is generated by the pulse width modulation in particular, can be performed, for example, an electrical machine to ⁇ .
  • the voltage signals are, in particular, three-phase signals whose fundamental frequency component (based on the signal power) amounts to at least 30%, 50% or 70% and preferably at least 80% or 90% of the total signal power and particularly preferably at least 98% or 99%.
  • the phase offset between the individual phases of each of the voltage signals is preferably the same, for example 120 ° in a three-phase system.
  • a desired modulation degree m is specified. This may be particularly specified by a control unit, said clamping ⁇ be voltage signals, implemented in a downstream inverter circuit, particularly in an inverter circuit.
  • the pulse patterns are (several, in particular at least two) driven bridges of an inverter circuit. Each pulse pattern drives its own bridge (an inverter circuit). It is determined for this nominal modulation degree m a (temporal) total carrier signal shift.
  • carrier signal shift also referred to as CSS ("Carrier Signal Shift").
  • the total displacement is determined in such a way that a minimum current load for the intermediate circuit capacitor results for the desired modulation degree m.
  • the total carrier signal shift (or the total CSS) is the time offset between the first and the second voltage signal or between the first and the second pulse pattern.
  • the first and second voltage signals together correspond to a target pointer representing a (sinusoidal) three-phase signal is within a pointer model of the complex AC ⁇ bill.
  • the sum of the voltage signals thus results in a multi-phase, approximated sine signal; of the Target pointer results from the sum of the two hands that represent the voltage signals.
  • a shift is referred to here in particular as a delay.
  • the shift refers to the dimension time.
  • Each voltage signal (or each winding system, which is supplied with the relevant voltage signal) is assigned its own desired voltage vector.
  • the pulse pattern is calculated separately from the voltage phasors for each winding system.
  • the first and second pulse patterns are generated from angle corrected voltage vectors.
  • the angle corrected voltage phasors are corrected for geometric offset (i.e., the geometric angle between winding systems). Furthermore, the angle corrected voltage phasors are corrected for carrier signal shift.
  • a given mapping can be used. This mapping assigns different total CSS to associated power loads.
  • the figure assigns the various total CSS in particular to associated current loads for different degrees of modulation.
  • the image can thus be three-dimensional. If the degree of modulation is predetermined and corresponds to the desired modulation degree m, then the mapping (based on the desired degree of modulation) maps different total CSS to corresponding current loads. It can be the minimum current load (for the desired modulation depth m, which is given) are determined, as well as the associated overall CSS.
  • the voltage signals are generated according to the determined total CSS (for which the current load is minimal and for which the desired modulation degree m holds). The generated pulse patterns are then output, in particular to inverter circuits.
  • the mapping can in principle assign value pairs, which respectively represent a desired duty cycle and a total shift, to a current load. If the picture from the outset in accordance with the target modulation ⁇ degree is m, which is predetermined, is parameterized, then the picture may be reduced to a figure or function, various overall CSS allocating to current loads, provided that the degree of modulation the predetermined
  • Nominal modulation degree m corresponds.
  • the basic modulation level can be predefined from the outset, for example when implementing the method in a control unit. On the basis of this, a difference between the basic modulation degree and the (current, possibly variable) desired modulation degree can be formed.
  • a function assigns basic differences between modulation depth and the desired degree of modulation to associated variable carrier signal ⁇ shifts (ie associated variable CSS values) under ⁇ different union.
  • the variable carrier signal shift which is for the
  • the constant carrier signal shift is the one where the current load is minimal starting from the fundamental modulation level.
  • the constant carrier signal shift and the variable carrier signal shift add together to the total carrier signal shift.
  • the voltage signals are pulse width modulated according to this total carrier signal shift. The possibilities for calculating the total carrier signal shift will be explained in more detail below.
  • a first and a second pulse pattern are generated (at least) a first and a second pulse pattern as two (or more than two) same pulse pattern, each having the desired modulation depth.
  • the pulse patterns are generated such that they are offset from each other by the total Tastsignalverschiebung. This can be done for example by two (or more than two) coupled signal generators, or by a signal generator, the output of which according to the total Carrier signal shift is offset and on the one hand directly and on the other offset the pulse width modulation controls.
  • a bridge of the inverter circuit can be controlled directly and a further bridge can be triggered delayed in accordance with the total carrier signal shift. Alternatively, a bridge is driven by a signal generator and another bridge is driven by another signal generator. It can be provided a microprocessor having a plurality of (physical or logical) outputs or output channels, wherein at the plurality of outputs a first pulse pattern and
  • the pulse patterns are used in particular for controlling inverter circuits. These convert the pulse patterns and generate voltage signals. These voltage signals are directed to be applied to a load, in particular to an electrical machine. The voltage signals have levels that are adapted to the rated voltage of the electrical machine. The voltage signals are delivered as power signals, ie by impressing currents whose magnitude is adapted to a rated current of the load.
  • a first, pulse width modulated voltage signal (multiphase) is delivered or. generates and generates a second pulse width modulated voltage signal (polyphase) according to the second pulse pattern.
  • An inverter circuit with a plurality of bridges converts the pulse patterns (as drive signals) into the voltage signals (as power output signals).
  • the pulse pattern that is used in the delivery of the voltage signals a plurality of bridges (or bridge circuits), which belong in particular to an inverter.
  • the bridges each have a DC voltage connection (ie a positive and a negative connection).
  • the DC The connections of the bridges are connected in parallel. Parallel to this, the DC link capacitor is connected. This supplies the bridges with alternating current.
  • the bridges each have arms in a number corresponding to the number of phases of a bridge.
  • Each arm has switching elements, in particular two serial (controllable) switching elements (a switching element as a low-side switch and a switching element as a high-side switch).
  • switching elements in particular two serial (controllable) switching elements (a switching element as a low-side switch and a switching element as a high-side switch).
  • continuous pulse width modulation all switches are switched within each bridge.
  • non-continuous pulse width modulation all switches within each bridge are switched except for the switches of one arm.
  • switching elements of all the arms of several controllable bridges can be switched (within one phase of the relevant arm).
  • the switching elements of all the arms of a plurality of controllable bridges-except for switching elements of one arm of the respective bridge- can be switched in accordance with a pulse modulation method.
  • the first and the second pulse pattern can be generated as a continuous or non-continuous pulse width modulated DC voltage.
  • the first voltage signal is applied to a first winding system and the second voltage signal is applied to a second winding system of the same electric machine, or to an electrodynamic system with the first and the second winding system, these two transmitting torque (directly or indirectly ) are interconnected.
  • the two winding systems can be located in two separate electrical machines, which can be mechanically coupled.
  • the two winding systems can be directly connected to each other, for example via a shaft, or can be connected to each other indirectly or switchably, for example via a transmission or via a coupling.
  • each winding system can by definition independently convert electrical to mechanical energy.
  • the winding systems are each multi-phase.
  • the winding ⁇ systems can be geometrically offset from each other.
  • standard electric machine is also understood to mean an arrangement of a plurality of stators or rotors having the winding systems and acting on or connected to the same shaft.
  • single windings of a first and a second windings second winding system of the same electric machine (or the same electrodynamic system) supplied with the voltage signal are supplied with the voltage signal.
  • the voltage signals can be delivered to single windings.
  • the method includes providing single windings.
  • first and second winding systems are supplied which comprise the individual windings.
  • the individual windings correspond to the individual phases of the winding systems.
  • the individual windings of each winding system are evenly distributed over the same angle.
  • the individual ⁇ windings are each supplied with its own, uniquely associated arm of the bridge.
  • the calculation of the total carrier signal shift between the voltage signals or between the pulse patterns can require a high level of computation, in particular if the nominal modulation level changes rapidly. Therefore, part of the determination of the total carrier signal shift may already be performed in the implementation or development of implementation of the method (for example, a controller or a program code within the controller).
  • a minimum for a current load of a DC link capacitor within a predetermined function is determined. For a given basic modulation level, for example 1, this predetermined function assigns different basic carrier signal shifts
  • the basic modulation level can also have any further values, for example also 0, 0.5, 0.75 or 0.25. It is the one based on the given function Carrier signal shift, which corresponds to the minimum (the current load). It is assumed that the degree of modulation corresponds to the basic degree of modulation. In particular, the predetermined function assigns CSS values supplied ⁇ corresponding current loads to under the condition that the degree of modulation corresponds to the basic modulation degree. It is determined that carrier signal shift, which leads to the minimum current load of the DC link capacitor. This is done on the basis of the given function, wherein this carrier signal shift is determined as a constant displacement K. This is part of the total carrier signal shift of the total carrier signal shift.
  • the total carrier signal shift is the sum of the constant carrier signal shift and a variable carrier signal shift.
  • the determination of the minimum and the associated carrier signal shift described in this paragraph on the basis of the associated function can in particular also be carried out before commissioning, during assembly, during delivery or during the programming of a control device or an inverter.
  • determining the minimum of the current load and the determination of the carrier signal shift and the constant carrier signal shift can be specified by the above-mentioned figure, which is applied for a modulation degree corresponding to the basic modulation level, and also the function described here can be used or others , empirical results for the given
  • the determination of the constant carrier signal shift may be considered a first step, said modulation degree ⁇ is taken into account when calculating the total carrier signal shift in a further step in a differential manner, the current (ie, target).
  • a variable carrier signal shift can be determined, which adds to the constant carrier signal shift, so as to form the total carrier signal shift.
  • This second step is preferably carried out during operation. guided, since during operation of the desired modulation level can change or as the desired modulation depth is specified during operation.
  • the degree of modulation gives the ratio of the amount of
  • the degree of modulation (m) indicates the ratio of the magnitude of an output voltage vector (of the voltage signal or of the winding system) to the intermediate circuit voltage.
  • the degree of modulation can be defined as follows:
  • 0_ph Peak voltage of a phase of the voltage signal U_DC: DC link voltage or voltage at the
  • the method can thus further provide for determining a variable carrier signal shift. This is part of the total carrier signal shift. Together with the constant carrier signal shift K, which is also part of the total carrier signal shift, the sum of these carrier signal shift values forms the total carrier signal shift. In this case, a difference between the basic degree of modulation and the desired degree of modulation is assumed. The difference reflects how much the actual modulation level deviates from the basic modulation level set in advance. According to this
  • Deviation, expressed by the difference, the variable carrier signal shift is determined, which can be added to the constant carrier signal shift added.
  • a further function is assumed, which assigns a respective carrier signal shift in a differential manner to different degrees of modulation.
  • This further function assigns different differences between basic modulation degree and desired modulation degree m associated variable Carrier signal shifts too.
  • the function thus maps the difference to the variable carrier signal shifts.
  • this further (or differential) function maps the differences (that is to say the deviations from the basic modulation degree) to variable carrier signal displacements or carrier signal shift values for which the current load is minimal (added to the constant carrier signal shift).
  • This additional function is used during operation, ie with current target modulation level, in contrast to the former function, which is executed or used in the beginning (for example during the implementation).
  • the further function preferably forms not generally Mo ⁇ dulationsgrad or differences thereof to Stromalver- shift values from, but makes this from under the Vo ⁇ out setting that the current load is minimal.
  • the further function may be an approximation function, for example a linear function or a function which assigns modulation grades (or differences between the basic and desired modulation depth) at least in sections according to a linear function.
  • the function can assign these modulation degrees or differences to constant carrier signal shifts (CSS) or to variable carrier signal shifts in a first interval of modulation degrees or of differences in modulation depths and in a second interval of modulation degrees or modulation degree differences according to a linear mapping Assign differences to different carrier signal shifts for which the current load is minimal.
  • An interval like the first interval can occur several times, in particular before and after the interval in which there is a linear function.
  • the function may be defined by the interval limits between which there is a constant displacement value, which is also part of the definition, and further limits ⁇ interval between which there is a linear dependence, in which the linear dependence is defined by a Displacement constant (corresponding to a constant Trä ⁇ gersignalverschiebung) and a slope that reflects the change in the shift depending on the degree of modulation (at minimized current load).
  • the first and the second winding system may be present as a star or delta connection ⁇ and thus supplied with the voltage signal.
  • the winding systems are supplied as separate systems in star or delta connection.
  • the winding systems supplied with the voltage signals preferably all have the same configuration (ie in star or delta connection).
  • the first and the second winding system (and, if present, also one or more further winding systems) may each have a star point.
  • the neutral points of the winding systems are in particular not connected to each other.
  • the winding systems can be supplied independently of each other. That is, the first and second winding systems are supplied as separate systems.
  • the winding systems or their individual windings can, as mentioned, be supplied via a first bridge and a second bridge (or via at least one further bridge).
  • the first winding system is supplied by switching a first bridge having controllable switching elements.
  • the second winding system is powered by switching a second bridge, which also has controllable switching elements.
  • the first and second bridges are preferably powered by the same voltage source. To this voltage source of the DC link capacitor is connected in parallel.
  • the first and the second bridge (and possibly further bridges) each have a DC voltage input, wherein the voltage inputs of the two bridges are connected in parallel and further an intermediate circuit capacitor is connected in parallel to these voltage inputs.
  • the first voltage signal may be delivered by switching the first bridge
  • the second voltage signal may be delivered by switching the second bridge.
  • the voltage signals can be delivered to a load, or in particular (as mentioned above) to Wick ⁇ ment systems, in particular of electrical machines, in ⁇ example, three-phase machines.
  • the first and the second bridge can each be designed as a B6C bridge.
  • a B6C-bridge comprises a DC clamping ⁇ voltage input and an arm for each phase, in the two series-connected switching elements are located.
  • the connection point between the switching elements of each arm forms a phase connection. Since one arm is provided for each phase, there is one connection point per arm and thus a phase connection.
  • a B6C bridge is used as the bridge, which has six switching elements. These are distributed in three arms, each arm having two series-connected switching elements (a
  • connection point between the switching elements is a phase connection.
  • bridge is an abbreviation for bridge circuit, in particular for a circuit in which switching elements are connected in bridge circuit
  • Full-bridge circuit is formed in particular as B6C bridge ⁇ out.
  • the full-bridge circuit has a shunt branch per phase, which has two series-connected semiconductor switches. Phases of a load or the windings (of the winding systems) are each connected to a connection point via which said two semiconductor switches are connected to each other in series.
  • the two semiconductor switches can as
  • High-side switch and be referred to as a low-side switch.
  • three shunt branches result, each having two switches. This is called the B6C bridge (the number 6 indicates the number of switches).
  • n there are n shunt branches with two each Switches so that a total of 2 * n switches are used.
  • H-bridge circuits are also contemplated to form the full bridge circuit.
  • Low-side switches are (externally controllable) switching elements that are directly connected to a negative or ground supply potential.
  • As a high-side switch (controllable from the outside) are referred to switching elements which are directly connected to a positive supply potential versor ⁇ .
  • the switching elements are ⁇ controlled in particular from the outside, preferably in the form of electronic switching elements.
  • the switching elements may be semiconductor switching elements, in particular transistors such as bipolar transistors or field effect transistors, for example IGBTs or MOSFETs.
  • the method provides for supplying an electrical machine, for example by the voltage signals (that is, at least the first and the second voltage signal) being delivered to the electric machine.
  • the electric machine may be a three-phase machine, in particular a synchronous or asynchronous machine.
  • the electric machine has at least two winding systems, which may be offset in their angular position to each other, or are not offset from each other (geometrically).
  • one phase of a winding system is located midway between two phases of the second winding system.
  • the phases of the winding systems are distributed equally in the circumferential direction.
  • the winding systems act on the same shaft.
  • the Wick ⁇ treatment systems may be arranged on the same bundle of laminations.
  • the winding systems can be arranged on different laminated cores, as long as the winding systems act on the same shaft.
  • the winding systems can interact with ⁇ Kunststoffliche Make the same shaft.
  • An electrical machine is therefore also understood to mean a device which has a plurality of stators (for the different winding systems and / or a plurality of rotors, but which act on the same shaft.)
  • the winding systems can therefore have different points of action, in particular axially are offset to each other, if they act on the same shaft or on the same rotor.
  • the electric machine is powered by the first
  • Voltage signal is delivered to the first winding system, and the second voltage signal to the second winding system. It can also be provided more than two winding systems, preferably all winding systems to each other (in the direction of rotation) are offset and the phases of all winding system are equally distributed (seen in the circumferential direction). It can also be provided that the winding systems are not offset from one another. In this case, each winding system receives an associated voltage signal, wherein the voltage signals ver ⁇ different winding systems are mutually carrier signal-shifted (ie there is a time shift between the individual voltage signals), in particular such that there is a minimum of the load of the intermediate capacitor.
  • the electric machine can be divided into active and reactive power.
  • the DC link capacitor provides the reactive power, which leads to a current load.
  • the current load leads to a thermal load via the ohmic resistance in the DC link or in the component (for example in the DC link capacitor).
  • the carrier signal shift may be positive in the sense of delaying or may be negative in the sense of slowing down.
  • the first pulse pattern can be shifted relative to the second pulse pattern, the second pulse pattern can be shifted relative to the first pulse pattern, or both pulse patterns can be shifted relative to a temporal clock reference point. In the latter case, the total carrier signal shift results from the sum of the (partial) carrier signal shift of the first and the second pulse pattern.
  • the figure is obtained by calculating the (normalized) alternating current component of both voltage signals or pulse patterns different modulation levels and different carrier signal shifts.
  • the AC component is calculated for different carrier signal offsets.
  • this calculation is performed for different degrees of modulation. Which he ⁇ giving curves are on the picture for different carrier signal shifts V and different modulation-onsgrade m.
  • the data can be calculated using a
  • (virtual) model are empirically determined or measured by a (real) model.
  • FIG. 1 shows a first multi-phase voltage signal SIG1 and a second multi-phase voltage signal SIG2, which are shifted in time relative to one another by the carrier signal shift V.
  • the level is shown on the y-axis and the x-axis corresponds to the time axis t.
  • the level ie, the peak-peak voltage or the effective voltage
  • are equal to the voltage signals, the displacement of SIG2 ge ⁇ genüber Sigl serves merely to better representation.
  • Each of the voltage signals SIG1 and SIG2 comprises several phases.
  • the phases of the first voltage signal SIG1 are the phases Ul, VI and Wl
  • the phases of the second voltage signal SIG2 are the phases U2, V2 and W2.
  • There are each three-phase voltage signals for example to two in each case three-phase Wick ⁇ treatment systems of an electrical machine to be driven.
  • the purely exemplary constant displacement K (which is only a part of the total carrier signal shift between SIG1 and SIG2) in FIG. 1 between two reference times of SIG1 and SIG2 (represented by vertical bars) is 36% of the total period T of the voltage signals. This matches with the constant (temporal) carrier signal shift K. Further, two variable carrier signal shifts Dl and D2 are shown. This serves to explain that the variable Trä ⁇ gersignalverschiebung may be in one piece, or may consist of two parts, as in the illustrated part Dl and D2. The carrier signal shifts Dl and D2 add up.
  • the illustrated variable carrier signal shift D1 is + 5% of the total period T.
  • the illustrated variable carrier signal shift D2 is -6% of the total period T.
  • the carrier signal shift Dl is positive and thus corresponds to a delay.
  • the variable carrier signal shift D2 relates to a temporal (variable) shift of the second signal SIG2.
  • the carrier signal shift D2 is negative and thus corresponds to a time preference or a premature.
  • the total carrier signal shift (CSS) V results from the sum of the constant displacement K and the variable
  • the two variable (sub) carrier signal shifts (CSS) can be set independently. At a constant switching frequency of the two winding systems, the maximum total carrier signal shift can be achieved if the partial carrier signal shift (of the individual voltage signals) are maximized, that is, if, for example, both pulse patterns (in the time axis) are pushed outward to the edge. However, this is a borderline consideration: in most cases, the maximum possible total CSS is not needed and, for reasons such as the sampling time of the phase current, it may be useful to vary the sub-carrier signal shift.
  • a weighting of the sub-carrier signal shifts (ie, the carrier signal shifts of the voltage signals) can be made.
  • the weighting can be designed in such a way that a desired sampling time results, for example a sampling time which is linked to a minimum harmonic content of the phase current or which is linked to a minimum load of the intermediate circuit.
  • the total carrier signal shift V corresponds to the time interval between the center of gravity of the pulses of the signal SIG1 and the center of gravity of the pulses of the signal SIG2.
  • the center of gravity of the pulse pattern is its axis of symmetry (see dot-dash line). These times are shown with the thicker of the two dash-dotted lines.
  • the thicker dot-dashed lines thus show the total carrier signal shift (incl. Variable displacement)
  • the thinner dot-dashed lines show the (basic) carrier signal displacements without variable displacement and the difference of the two shows the variable displacements Dl, D2.
  • the variable carrier signal shift species can be regarded as a correction of the constant carrier signal shift which results from the fact that the different target Mo ⁇ dulationsgrad from the basic modulation degree that the position of the minimum shifts with deviation from the base-Mo ⁇ dulationsgrad.
  • FIGS. 2a-3b serve for a more detailed explanation of this particular situation.
  • reference V refers exclusively to the total carrier signal shift (CSS), while the labels U1, U2, VI, V2, W1, W2 are designations of different phase signals. All phase designations comprise a digit in the last position, while the reference symbol of the total carrier signal shift (reference symbol V) does not include a digit.
  • the signals SIG1 and SIG2 correspond to a continuous pulse width modulation, in which all phases Ul-Wl and U2-W2 have a level change within the period.
  • a non-continuous pulse width modulation would have a phase in a winding system that does not have a level change within the period, i. a phase is not switched within the period.
  • the non-switching of a phase alternates evenly between the individual phases of a winding system within one electrical period.
  • both winding systems were each driven using the same PWM method. It would also be possible to use different PWM methods for the different winding systems.
  • FIG. 2a shows the illustration or the relationship between an overall carrier signal shift V, a modulation degree m and the resulting current loads B for the intermediate circuit capacitor with constant phase shift.
  • FIG. 2a relates to the current load of a DC link capacitor which outputs a plurality of pulse-width-modulated signals to loads. It can be seen that the loading depends both on the total carrier signal shift V and on the degree of modulation m.
  • the mapping depends on the Mo dulationsgrad m and total CSS V is obtained from the calculation of the current load or from the calculation of the AC component in a continuous pulse-width modulation ⁇ .
  • FIG. 2b shows an approximation of the variation of the minimum of the current load (as shown in FIG. 2a) depending on the degree of modulation m.
  • the current load B of Figure 2a is indicated in amperes and refers to a phase current of 80 A.
  • the phase shift between phase current and phase voltage in Figures 2a and b is 40 °.
  • the two winding systems were not geometrically shifted.
  • Figure 2b is an approximation of the function of the total carrier signal shift V, for which the current load is minimal, depending on different degrees of modulation.
  • the approximation is based on consecutive constant and linear sections.
  • the approximation in FIG. 2b is a (sectionwise) linear approximation; in principle, other approximations or functions are also possible.
  • Referring to Figure 1, can first be expected from a base-Mo ⁇ dulationsgrad of the first As shown in FIG. 2b, this value is outside reachable values (because of dead times and minimum pulse durations in the case of the real inverter), so that the variable carrier signal shift D is not zero. Nevertheless, a basic modulation degree m of 1 may be the basis of a calculation.
  • Target modulation depth to:
  • m_base basic modulation depth.
  • the total carrier signal shift V is:
  • V K + f (diff)
  • f is a falling function and in particular relates to values of D less than or equal to zero.
  • ml 0.66
  • m2 0.92
  • variable displacement of 11% is obtained with reference to the function, the differences between the base and desired degree of modulation assigns va ⁇ ables carrier signal shift D.
  • the variable displacement Da is 0% in Figure 2b, the variable displacement Db is -11%.
  • Diffl is equal to (1-0.92) and Diff2 is (1-0.66).
  • the 1 stands for the basic modulation degree.
  • FIG. 3a shows the same relationship as FIG. 2a, with the difference that FIG. 3a relates to non-continuous pulse width modulation. Otherwise, the basic conditions are the same. It can be seen that the minima of the total carrier signal shifts V otherwise depend on m, as shown in FIG. 2a.
  • FIG. 3b shows an approximation of the profile of the total carrier signal shift V (with a minimum current load) as a function of the degree of modulation m.
  • V Vmax
  • V Vmax
  • V Vmax
  • V Vmax
  • V Vmax
  • V Vmax
  • V Vmax
  • a function can be used f corresponding to the difference (here: 0.2) between the basic modulation degrees (here: 1) and target Mo ⁇ dulationsgrad (here: 0.8) a variable Stromsignalver ⁇ shift D (here: + 6%).
  • the function f can be constant up to a first difference diff1 (in particular zero), increase linearly between the first and a second, larger difference diff2, and be constant from the difference diff2, in particular with a value greater than the constant that is at differences less than diffl.
  • FIG. 4 a shows an inverter circuit 10 with a first bridge 12 and a second bridge 14.
  • the bridges are each B6C bridges which comprise controllable switching elements S H u _ S L z.
  • the designation of the switching elements shows the affiliation to one of the phases UZ with the last digit and the affiliation to a part of the branch with the second digit, where H stands for high-side and L for low-side.
  • the S in the first place stands for "switching element". It is apparent that the DC voltage inputs of the two bridges are connected in parallel with 12 and 14 ⁇ each other with a capacitor C is connected as parallel thereto.
  • the inverter 10 is an electrical machine with a first winding system U, V, W and a second winding system X, Y, Z downstream. At this flows the currents i PU to i PZ .
  • the electric machine 20 thus comprises six phases U - Z, which are grouped into two winding systems, namely into one First winding system U, V, W and a second winding system X, Y, Z.
  • the first bridge circuit 12 supplies the first winding system U, V, W and the second bridge 14 supplies the second winding system X, Y, Z.
  • FIG the winding systems of the electric machine 20 each have a star point ST1, ST2.
  • the neutral points ST1, ST2 of different winding systems UVW, XYZ of the electric machine 20 are not connected to each other. In the machine shown, the two winding systems are geometrically offset by 180 °.
  • the bridge circuits 12 and 14 are each designed as a B6C bridge.
  • the inverter, and thus the bridges 12 and 14, including the link capacitor C, are powered by a voltage source 30.
  • the voltage source 30 is part of a battery, which also has an internal conductance, a decay constant shown as an RC element and an inductance (summarized by the reference symbol F).
  • the (ideal) voltage source 30 and the elements denoted by F represent a real battery.
  • FIG. 4 a shows that a current i c flows away from the intermediate circuit capacitor C, which current, together with the current coming from the battery 30, flows to the battery Current i d gives. This current i d is split between the two bridges 12 and 14.
  • the inverter 10 is configured with the two separate bridges 12 and 14 as a double inverter.
  • FIG. 4b shows a comparable circuit with an inverter 110, which comprises two bridge circuits 112, 114.
  • the winding systems 140, 142 are electrically isolated and are supplied by different bridge circuits, which in turn are supplied together with DC voltage.
  • the coil systems 140, 142 are each rating systems, wherein the wrapper ⁇ development system 140 (three phase) is fed by the bridge 112 (as well as three phase), while the winding system 142 of the second bridge 114 is fed (as a three-phase as the winding system 142).
  • the DC voltage inputs of the bridges 112, 114 are fed by a battery 130, F x .
  • Reference numeral 130 denotes an ideal voltage source, while the elements shown with x F a réelleleitwert, a decay constant, and ⁇ represent an inductance as an inherent elements of a real battery. This corresponds to the representation of Figure 4a, wherein the elements 30 and 130 on the one hand and the elements F, F x on the other hand correspond.
  • the bridges 112, 114 each comprise three arms, which in turn each comprise two switches, namely a low-side and a high-side switch.
  • the switches are labeled S, with their index indicating (first digit), whether it is a high side or low side switch.
  • the second digit of the name of the switches indicates which phase the switch is concerned with.
  • the last position of the designation of the switches indicates which of the two winding systems is driven, one for the first winding system 140 and one for the second winding system 142.
  • the winding systems 140, 142 of Figure 4b are single windings. This also applies to the groups UVW and XYZ of the electrical machine 20, wherein they belong to the same electric machine ⁇ .
  • the second winding system 142 (see FIG. 4 b) is shifted relative to the first winding system 140 by 0 °.
  • the winding systems are in Figure 4b in particular separate electrical machines that can be mechanically coupled. In the case of a positive mechanical coupling (or other coupling that does not permit translation or separation) of the two winding systems, the geometric offset would be constant. In the case of a force-transmitting coupling with a gearbox and / or a clutch, there is no constant geometric offset.
  • the winding groups are shifted by 180 °.
  • the usual double star motor in which both winding systems are located on a common stator, are the winding systems usually offset by 30 ° or 180 ° or are not offset from one another at an angle, corresponding to an offset of 0 °.
  • the switching elements of the bridges are in particular semiconductor switches, for example transistors, in particular MOSFETs or IGBTS.
  • the battery is in particular an onboard battery ⁇ mulator, such as lithium-based.
  • the battery can be a

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Abstract

Verfahren zur Wechselrichtung einer Gleichspannung zur Erzeugung von pulsweitenmodulierten Signalen in einem Fahrzeugbordnetz Es wird ein Verfahren zur Wechselrichtung einer Gleichspannung zur Erzeugung von mindestens zwei pulsweitenmodulierten und jeweils mehrphasigen Spannungssignalen in einem Fahrzeugbordnetz beschrieben. Es wird ein Soll-Modulationsgrad (m) vorgegeben. Es wird für den Soll-Modulationsgrad eine Ge- samt-Trägersignalverschiebung (V) ermittelt anhand einer vorgegebenen Abbildung, welche für verschiedene Modulations- grade verschiedenen Gesamt-Trägersignalverschiebungen zugehörige Strombelastungen (B) zuordnet, bei dem die Strombelastung eines Zwischenkreises minimal ist; Es wird ein erstes und ein zweites Pulsmusters jeweils mit den Soll-Tastverhältnisses (m) erzeugt. Die Pulsmuster sind um die Gesamt-Trägersignalverschiebung (V) zueinander versetzt. Die beiden Sollspannungszeiger, aus denen die beiden Pulsmuster berechnet werden, sind um den geometrischen Versatz der beiden Wicklungssysteme und die Gesamt-Trägersignalverschiebung winkelkorrigiert. Es wird ein erstes und ein zweites, pulsweitenmodulierten Spannungssignals (SIG1, SIG2) gemäß dem ersten und dem zweiten Pulsmuster abgegeben.

Description

Beschreibung
TRÄGERSIGNALVERSCHIEBUNG ZUM MINIMIEREN VON STROMRIPPEL IM GEMEINSAMEN GLEICHSPANNUNGSZWISCHENKREIS VON MEHREREN
WECHSELRICHTERN
Elektrische Antriebsmaschinen in der Kraftfahrzeugtechnik werden meist mit spannungsgespeisten Pulswechselrichtern angesteuert. Dadurch können Drehstrommaschinen verwendet werden, wobei die Gleichspannung, das heißt die Versorgungsspannung des Fahrzeugbordnetzes, von Pulswechselrichtern in ein (Drehstrom- ) Wechselssignal gewandelt wird. Dies erlaubt es, eine gewünschte effektive Spannungshöhe für jede Phase einzustellen bzw. ein Leistungssignal (etwa ein Sinussignal) zu definieren, wobei das pulsweitenmodulierte Signal zwischen zwei Pegeln (Plus- und Minuspol des Energiespeichers des Bordnetzes) um¬ schalten kann. Der Tastgrad gibt hierbei das Verhältnis des Ein-Zustands des entsprechenden Schalters des Pulswechsel¬ richters im Verhältnis zur Periodendauer an. Um einen im Wesentlichen sinusförmigen Phasenstrom bei Drehstrommaschinen einzustellen, sollte die Taktfrequenz wesentlich größer sein als die elektrische Frequenz (d.h. die Grundfrequenz des Drehstroms) des Elektromotors. Grund hierfür ist, dass das Pulswechselsignal ein Rechtecksignal ist, welches das Sinussignal eines Dreh¬ stromsignals annähernd nachbildet.
Ein Bestandteil von Pulswechselrichtern oder allgemein von Wechselrichtern ist ein Zwischenkreis, der gemäß der Schalt¬ frequenz des Wechselrichters Energie zur Ansteuerung der Antriebsmaschine bereitstellt. Der Zwischenkreis umfasst ins- besondere einen oder mehrere Energiespeicher in Form eines
Kondensators (und/oder einer Spule), wobei im Wesentlichen der gesamte Wechselanteil des pulsweitenmodulierten Signals aus dem Zwischenkreis bezogen wird. Durch die Ansteuerung ergibt sich je nach Modulationsgrad eine relativ große Belastung des Zwi- schenkreises. Zur besseren Verständlichkeit wird der Zwi¬ schenkreis bzw. dessen Energiespeicher (insbesondere der Kondensator oder die Kondensatoren) als „Zwischenkreiskon- densator" bezeichnet. Im Folgenden soll eine Möglichkeit aufgezeigt werden, mit der sich die Belastung des Zwischenkreiskondensators verringern lässt . Diese Aufgabe wird gelöst durch das Verfahren nach Anspruch 1. Weitere Möglichkeiten, Alternativen, Vorteile und Eigenschaften ergeben sich aus den Unteransprüchen sowie aus der Beschreibung und den Figuren. Offenbarung der Erfindung
Es wird vorgeschlagen, in einem Fahrzeugbordnetz zwei zueinander zeitlich versetzte Pulsmuster zur Ansteuerung zu verwenden. Aus den Pulsmustern werden Spannungssignale erzeugt, die zur An- Steuerung einer Last dienen können. Es wurde erkannt, dass die Belastung eines gemeinsamen Zwischenkreiskondensators, welcher die Erzeugung der Spannungssignale stützt, durch eine geeignete Gesamt-Verschiebung zwischen den Pulsmustern verringert werden kann. Der Begriff „Verschiebung" ist als zeitlicher Versatz zu betrachten.
Die Belastung kann auf diese Weise gegenüber einer Pulswei- ten-modulation mit gleicher Leistung, welche nur ein (1) Pulsmuster verwendet, verringert werden. Dadurch kann der Zwischenkreiskondensator für geringere Belastungen ausgelegt werden. Zum Einen kann dies Kosten sparen und zum Anderen kann dadurch der Bauraum verringert werden, der für den Zwischenkreiskondensator erforderlich ist. Zudem kann sich eine höhere Verlässlichkeit ergeben, da der Zwischenkreiskondensator we- niger belastet wird.
Es wird ein Verfahren zur Wechselrichtung einer Gleichspannung zur Erzeugung von mindestens zwei pulsweitenmodulierten Spannungssignalen in einem Fahrzeugbordnetz vorgeschlagen. Die pulsweitenmodulierten Spannungssignale sind jeweils mehrphasig, insbesondere dreiphasig, wobei auch eine höhere Anzahl an Phasen verwendet werden kann. Die pulsweitenmodulierten Spannungssignale weisen jeweils eine Spannung auf, die gemäß der Puls- muster zwischen zwei Werten wechselt. Einer dieser Werte ist Null, der andere Wert kann beispielsweise der Gleichspannung entsprechen, der der Wechselrichtung unterzogen wird, etwa dem Pluspotential der Eingangsspannung. Durch die Pulsweiten- modulation wird insbesondere ein (angenähertes) Sinussignal erzeugt, das beispielsweise einer elektrischen Maschine zu¬ geführt werden kann. Die Spannungssignale sind insbesondere Drehstromsignale, deren Grundfrequenz-Anteil (bezogen auf die Signalleistung) mindestens 30%, 50% oder 70% und vorzugsweise mindestens 80% oder 90% der gesamten Signalleistung und besonders bevorzugt mindestens 98% oder 99% ausmacht. Der Phasenversatz zwischen den einzelnen Phasen jedes der Spannungssignale ist vorzugsweise gleich, beispielsweise 120° bei einem dreiphasigen System.
Um die Leistung der Spannungssignale zu regeln, wird ein Soll-Modulationsgrad m vorgegeben. Dieser kann insbesondere von einer Steuerungseinheit vorgegeben sein, wobei die Span¬ nungssignale in einer nachgeordneten Wechselrichterschaltung, insbesondere in einer Inverterschaltung, umgesetzt werden. Mit den Pulsmustern werden (mehrere, insbesondere mindestens zwei) Brücken einer Inverterschaltung angesteuert. Jedes Pulsmuster steuert eine eigene Brücke (einer Inverterschaltung) an. Es wird für diesen Soll-Modulationsgrad m eine (zeitliche) Gesamt-Trägersignalverschiebung ermittelt. Hierbei kann der Begriff „Trägersignalverschiebung", auch als CSS („Carrier Signal Shift") bezeichnet werden. Die Gesamt-Verschiebung wird derart ermittelt, dass sich für den Soll-Modulationsgrad m eine minimale Strombelastung für den Zwischenkreiskondensator ergibt. Die Gesamt-Trägersignalverschiebung (bzw. die Gesamt-CSS ) ist der zeitliche Versatz zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungssignal bzw. zwischen dem ersten und dem zweiten Pulsmuster. Das erste und das zweite Spannungssignal entsprechen innerhalb eines Zeigermodells der komplexen Wechselstrom¬ rechnung zusammen einem Soll-Zeiger, der ein (sinusförmiges) Drehstromsignal repräsentiert. Die Summe der Spannungssignale ergibt somit ein mehrphasiges, angenähertes Sinussignal; der Soll-Zeiger ergibt sich aus der Summe der beiden Zeiger, die die Spannungssignale wiedergeben. Als Verschiebung wird hier insbesondere eine Verzögerung bezeichnet. Die Verschiebung bezieht sich wie erwähnt auf die Dimension Zeit.
Jedem Spannungssignal (bzw. jedem Wicklungssystem, das mit dem betreffenden Spannungssignal versorgt wird) ist ein eigener Soll-Spannungszeiger zugeordnet. Das Pulsmuster wird aus den Spannungszeigern für jedes Wicklungssystem separat berechnet.
Das erste und das zweite Pulsmuster werden aus winkelkorrigierten Spannungszeigern erzeugt. Die winkelkorrigierten Spannungszeiger sind hinsichtlich des geometrischen Versatzes (d.h. der geometrische Winkel zwischen Wicklungssystemen) korrigiert. Ferner sind die winkelkorrigierten Spannungszeiger hinsichtlich der Trägersignalverschiebung korrigiert.
Um die Gesamt-CSS anhand des Soll-Modulationsgrads zu bilden, kann eine vorgegebene Abbildung verwendet werden. Diese Ab- bildung ordnet verschiedenen Gesamt-CSS zu zugehörigen Strombelastungen zu. Die Abbildung ordnet die verschiedenen Gesamt-CSS insbesondere zu zugehörigen Strombelastungen für verschiedene Modulationsgrade zu. Die Abbildung kann somit dreidimensional sein. Ist der Modulationsgrad vorgegeben und entspricht dem Soll-Modulationsgrad m, so bildet die Abbildung (ausgehend von dem Soll-Modulationsgrad) verschiedene Ge¬ samt-CSS auf zugehörige Strombelastungen ab. Es kann die minimale Strombelastung (für den Soll-Modulationsgrad m, welcher vorgegeben ist) ermittelt werden, sowie der zugehörige Gesamt-CSS. Die Spannungssignale werden gemäß der ermittelten Gesamt-CSS erzeugt (für den die Strombelastung minimal ist und für den der Soll-Modulationsgrad m gilt) . Die erzeugten Pulsmuster werden dann abgegeben, insbesondere an Wechselrichterschaltungen. Die Abbildung kann grundsätzlich Wertepaaren, die jeweils ein Soll-Tastverhältnis und eine Gesamt-Verschiebung wiedergeben, zu einer Strombelastung zuordnen. Falls die Abbildung von vorneherein gemäß dem Soll-Modulations¬ grad m, welcher vorgegeben ist, parametrisiert ist, dann kann die Abbildung reduziert werden auf eine Abbildung bzw. Funktion, die verschiedenen Gesamt-CSS zu Strombelastungen zuordnet, unter der Maßgabe, dass der Modulationsgrad dem vorgegebenen
Soll-Modulationsgrad m entspricht.
Eine Möglichkeit der Umsetzung ist es, von einem vorgegebenen Grund-Modulationsgrad auszugehen und hierfür das Minimum der Strombelastung (und die zugehörige Trägersignalverschiebung bzw. CSS) zu ermitteln. Der Grund-Modulationsgrad kann von vorneherein vorgegeben sein, beispielsweise bei der Implementierung des Verfahrens in einer Steuereinheit. Ausgehend hiervon kann eine Differenz zwischen dem Grund-Modulationsgrad und dem (aktuellen, gegebenenfalls veränderlichen) Soll-Modulationsgrad gebildet werden. Eine Funktion ordnet unter¬ schiedlichen Differenzen zwischen Grund-Modulationsgrad und Soll-Modulationsgrad zu zugehörigen variablen Trägersignal¬ verschiebungen (d.h. zu zugehörigen variablen CSS-Werten) zu. Die variable Trägersignalverschiebung, die sich für den
Soll-Modulationsgrad ergibt, wird zu einer konstanten Trä¬ gersignalverschiebung (d.h. zu einem konstanten CSS-Wert) addiert. Die konstante Trägersignalverschiebung ist diejenige, bei der die Strombelastung ausgehend von dem Grund-Modulations- grad minimal ist. Die konstante Trägersignalverschiebung und die variable Trägersignalverschiebung addieren sich zusammen zu der Gesamt- Trägersignalverschiebung. Die Spannungssignale werden gemäß dieser Gesamt- Trägersignalverschiebung pulsweiten- moduliert. Die Möglichkeiten zur Berechnung der Gesamt- Trä- gersignalverschiebung werden im Weiteren näher erläutert.
Es werden (zumindest) ein erstes und ein zweites Pulsmuster als zwei (oder mehr als zwei) gleiche Pulsmuster erzeugt, die jeweils den Soll-Modulationsgrad aufweisen. Die Pulsmuster werden derart erzeugt, dass diese um die Gesamt-Tastsignalverschiebung zueinander versetzt sind. Dies kann beispielsweise durch zwei (oder mehr als zwei) gekoppelte Signalgeneratoren geschehen, oder durch einen Signalgenerator, dessen Ausgang gemäß der Gesamt- Trägersignalverschiebung versetzt wird und der zum Einen direkt und zum Anderen versetzt die Pulsweitenmodulation steuert. Es kann eine Brücke der Inverterschaltung direkt angesteuert und eine weitere Brücke kann gemäß der Gesamt-Trägersignalver- Schiebung verzögert angesteuert werden. Alternativ wird eine Brücke von einem Signalgenerator angesteuert und eine andere Brücke wird von einem anderen Signalgenerator angesteuert. Es kann ein Mikroprozessor vorgesehen sein, der mehrere (physikalische oder logische) Ausgänge bzw. Ausgangskanäle aufweist, wobei an den mehreren Ausgängen ein erstes Pulsmuster und
(mindestens) ein zweites, dazu (gemäß der Gesamt-Trägersignal- verschiebung) verschobenes Pulsmuster ausgegeben wird. Ein auf dem Mikroprozessor ablaufendes Computerprogramm steuert die Ausgänge wie erwähnt an.
Die Pulsmuster dienen insbesondere zur Ansteuerung von Wechselrichterschaltungen. Diese setzen die Pulsmuster um und erzeugen Spannungssignale. Diese Spannungssignale sind ein¬ gerichtet, an eine Last angelegt zu werden, insbesondere an eine elektrische Maschine. Die Spannungssignale weisen Pegel auf, die an die Nennspannung der elektrischen Maschine angepasst sind. Die Spannungssignale werden als Leistungssignale abgegeben, d.h. durch Aufprägen von Strömen, deren Höhe an einen Nennstrom der Last angepasst ist.
Es wird anhand der Pulsmuster ein erstes, pulsweitenmoduliertes Spannungssignal (mehrphasig) abgegeben bzw . erzeugt, und es wird ein zweites, pulsweitenmoduliertes Spannungssignal (mehrphasig) gemäß dem zweiten Pulsmuster abgegeben bzw. erzeugt. Eine Inverterschaltung mit mehreren Brücken setzt die Pulsmuster (als Ansteuersignale) in die Spannungssignale (als Leistungs-Aus- gangssignale) um.
Es werden bei der Umsetzung der Pulsmuster, d.h. bei der Abgabe der Spannungssignale mehrere Brücken (bzw. Brückenschaltungen) verwendet, die insbesondere einem Wechselrichter angehören. Die Brücken haben jeweils einen Gleichspannungsanschluss (d.h. einen positiven und einen negativen Anschluss) . Die Gleichspan- nungsanschlüsse der Brücken sind parallel geschaltet. Parallel hierzu ist der Zwischenkreiskondensator geschaltet. Dieser versorgt die Brücken mit Wechselstrom. Die Brücken weisen jeweils Arme in einer Anzahl auf, die der Anzahl der Phasen einer Brücke entspricht. Jeder Arm weist Schaltelemente auf, insbesondere zwei serielle (steuerbare) Schaltelemente (ein Schaltelement als Lowside-Schalter und ein Schaltelement als Highside-Schalter) . Bei einer sogenannten kontinuierlichen Pulsweitenmodulation werden innerhalb jeder Brücke alle Schalter geschaltet. Bei der sogenannten nicht-kontinuierlichen Pulsweitenmodulation werden innerhalb jeder Brücke alle Schalter bis auf die Schalter eines Arms geschaltet.
Es können daher gemäß eines Pulsmodulationsverfahrens Schalt- elemente aller Arme mehrerer steuerbaren Brücken geschaltet werden (innerhalb einer Phase des betreffenden Arms) . Alternativ können (innerhalb einer Phase des betreffenden Arms) die Schaltelemente aller Arme mehrerer steuerbaren Brücken - bis auf Schaltelemente eines Arms der jeweiligen Brücke - gemäß einem Pulsmodulationsverfahren geschaltet werden. Das erste und das zweite Pulsmuster können als kontinuierlich oder nicht kontinuierlich pulsweitenmodulierte Gleichspannung erzeugt werden.
Gemäß einer Ausführungsform wird das erste Spannungssignal an ein erstes Wicklungssystem und das zweite Spannungssignal wird an ein zweites Wicklungssystem derselben elektrischen Maschine abgegeben, oder an eine elektrodynamische Anlage mit dem ersten und dem zweiten Wicklungssystem, wobei diese beiden kraft- bzw. drehmomentübertragend (direkt oder indirekt) miteinander verbunden sind. Die beiden Wicklungssysteme können in zwei separaten elektrischen Maschinen liegen, die mechanisch gekoppelt sein können. Die beiden Wicklungssysteme können direkt miteinander verbunden sein, etwa über eine Welle, oder können indirekt oder schaltbar miteinander verbunden sein, etwa über ein Getriebe oder über eine Kupplung. Ein relevanter Aspekt ist es, dass jedes Wicklungssystem definitionsgemäß eigenständig elektrische in mechanische Energie umwandeln kann. Die Wicklungssysteme sind jeweils mehrphasig. Die Wicklungs¬ systeme können geometrisch zueinander versetzt sein. Als „dieselbe elektrische Maschine" ist auch eine Anordnung von mehreren Statoren oder Rotoren zu verstehen, die die Wick- lungssysteme aufweisen, und die auf die gleiche Welle wirken oder mittels dieser verbunden sind. Im Rahmen des Abgebens der Spannungssignale werden Einzelwicklungen eines ersten und eines zweiten Wicklungssystems derselben elektrischen Maschine (bzw. derselben elektrodynamischen Anlage) mit dem Spannungssignal versorgt.
Die Spannungssignale können an Einzelwicklungen abgegeben werden. Somit umfasst das Verfahren das Versorgen von Einzelwicklungen. Insbesondere werden erste und zweite Wick- lungssysteme versorgt, die die Einzelwicklungen umfassen. Die Einzelwicklungen entsprechen den einzelnen Phasen der Wicklungssysteme. Die Einzelwicklungen jedes Wicklungssystems sind gleichmäßig über den gleichen Winkel verteilt. Die Einzel¬ wicklungen werden jeweils über einen eigenen, eineindeutig zugeordneten Arm der Brücke versorgt.
Die Berechnung der Gesamt-Trägersignalverschiebung zwischen den Spannungssignalen bzw. zwischen den Pulsmustern kann einen hohen Rechenaufwand erfordern, insbesondere wenn sich der Soll-Mo- dulationsgrad schnell ändert. Daher kann ein Teil der Ermittlung der Gesamt-Trägersignalverschiebung bereits bei der Implementierung oder der Entwicklung einer Umsetzung des Verfahrens (beispielsweise eines Steuergeräts oder eines Programmcodes innerhalb des Steuergeräts) durchgeführt werden.
Es kann vorgesehen sein, dass ein Minimum für eine Strombelastung eines Zwischenkreiskondensators innerhalb einer vorgegebenen Funktion ermittelt wird. Diese vorgegebene Funktion ordnet für einen vorgegebenen Grund-Modulationsgrad, beispielsweise 1, verschiedene Grund-Trägersignalverschiebungen zugehörige
Strombelastungen zu. Der Grund-Modulationsgrad kann ferner beliebige weitere Werte haben, beispielsweise auch 0, 0.5, 0.75 oder 0.25. Es wird anhand der vorgegebenen Funktion diejenige Trägersignalverschiebung ermittelt, die dem Minimum (der Strombelastung) entspricht. Hierbei wird vorausgesetzt , dass der Modulationsgrad dem Grund-Modulationsgrad entspricht. Insbesondere die vorgegebene Funktion ordnet CSS-Werte zuge¬ hörige Strombelastungen zu unter der Voraussetzung, dass der Modulationsgrad dem Grund-Modulationsgrad entspricht. Es wird diejenige Trägersignalverschiebung ermittelt, welche zur minimalen Strombelastung des Zwischenkreiskondensators führt. Dies wird anhand der vorgegeben Funktion durchgeführt, wobei diese Trägersignalverschiebung als konstante Verschiebung K ermittelt wird. Diese ist Teil der Gesamt-Trägersignalverschie- bung der Gesamt-Trägersignalverschiebung . Insbesondere ist die Gesamt-Trägersignalverschiebung die Summe aus der konstanten Trägersignalverschiebung und einer variablen Trägersignalverschiebung. Das in diesem Absatz beschriebene Ermitteln des Minimums und der zugehörigen Trägersignalverschiebung anhand der zugehörigen Funktion kann insbesondere auch vor Inbetriebnahme, bei Montage, bei der Auslieferung oder bei der Programmierung eines Steuergeräts bzw. eines Wechselrichters ausgeführt werden. Anstatt der Ermittlung des Minimums der Strombelastung und der Ermittlung der Trägersignalverschiebung kann auch die konstante Trägersignalverschiebung vorgegeben werden anhand der eingangs erwähnten Abbildung, die für einen Modulationsgrad entsprechend dem Grund-Modulationsgrad angewendet wird, wobei auch ferner die hier beschriebene Funktion verwendet werden kann oder auch andere, empirische Ergebnisse, die für den vorgegebene
Grund-Modulationsgrad gelten. Die Ermittlung der konstanten Trägersignalverschiebung kann als erster Schritt betrachtet werden, wobei in einem weiteren Schritt auf differentielle Weise der aktuelle (d.h. Soll- ) Modulations¬ grad bei der Berechnung der Gesamt- Trägersignalverschiebung berücksichtigt wird. Insbesondere kann in einem weiteren Schritt eine variable Trägersignalverschiebung ermittelt werden, die sich zu der konstanten Trägersignalverschiebung hinzu addiert, um so die Gesamt- Trägersignalverschiebung zu bilden. Dieser zweite Schritt wird vorzugsweise während des Betriebs durch- geführt, da sich während des Betriebs der Soll-Modulationsgrad ändern kann bzw. da während des Betriebs der Soll-Modulationsgrad vorgegeben wird. Der Modulationsgrad gibt das Verhältnis des Betrags des
Spannungssignals zu einer Zwischenkreisspannung bzw. zu einer Spannung an einer Gleichspannungsseite des Wechselrichters an. Insbesondere gibt der Modulationsgrad (m) das Verhältnis des Betrags eines ausgegebenen Spannungszeigers (des Spannungs- signals bzw. des Wicklungssystems) zur Zwischenkreisspannung an . Der Modulationsgrad kann wie folgt definiert werden:
Figure imgf000012_0001
mit
m: Modulationsgrad
sqrt(3): Faktor für dreiphasige Systeme
0_ph: Spitzenspannung einer Phase des Spannungssignals U_DC : Zwischenkreisspannung bzw. Spannung an der
Gleichspannungsseite des Wechselrichters
Das Verfahren kann somit ferner vorsehen, eine variable Trägersignalverschiebung zu ermitteln. Diese ist Teil der Gesamt- Trägersignalverschiebung . Zusammen mit der konstanten Trägersignalverschiebung K, die ebenso Teil der Gesamt- Träger- Signalverschiebung ist, bildet die Summe dieser Trägersig- nalverschiebungs-Werte die Gesamt-Trägersignalverschiebung . Es wird hierbei von einer Differenz zwischen Grund-Modulationsgrad und Soll-Modulationsgrad ausgegangen. Die Differenz bildet ab, wie stark der tatsächliche Modulationsgrad von dem im Vorhinein eingestellten Grund-Modulationsgrad abweicht. Gemäß dieser
Abweichung, ausgedrückt durch die Differenz, wird die variable Trägersignalverschiebung ermittelt, die zur konstanten Trägersignalverschiebung hinzu addiert werden kann. Hier wird von einer weiteren Funktion ausgegangen, die auf differentielle Weise unterschiedlichen Modulationsgraden jeweils eine zugehörige Trägersignalverschiebung zuordnet. Diese weitere Funktion ordnet unterschiedlichen Differenzen zwischen Grund-Modulationsgrad und Soll-Modulationsgrad m zugehörige variable Trägersignalverschiebungen zu. Die Funktion bildet somit die Differenz auf die variablen Trägersignalverschiebungen ab. Insbesondere bildet diese weitere (bzw. differentielle) Funktion die Differenzen (das heißt die Abweichungen zum Grund-Mo- dulationsgrad) auf variable Trägersignalverschiebungen bzw. Trägersignalverschiebungswerte ab, für welche (addiert zu der konstanten Trägersignalverschiebung) die Strombelastung minimal ist. Diese weitere Funktion wird während des Betriebs verwendet, d.h. mit aktuellen Soll-Modulationsgrad, im Gegensatz zur erstgenannten Funktion, die im Vorneherein (etwa bei der Implementierung) ausgeführt bzw. genutzt wird.
Die weitere Funktion bildet vorzugsweise nicht allgemein Mo¬ dulationsgrad bzw. Differenzen hiervon auf Trägersignalver- schiebungswerte ab, sondern bildet diese ab unter der Vo¬ raussetzung, dass die Strombelastung minimal ist. Die weitere Funktion kann insbesondere eine Näherungsfunktion sein, beispielsweise eine lineare Funktion oder eine Funktion, die zumindest abschnittsweise Modulationsgraden (bzw. Differenzen zwischen Grund- und Soll-Modulationsgrad) gemäß einer linearen Funktion Trägersignalverschiebungen zuordnet. Insbesondere kann die Funktion in einem ersten Intervall von Modulationsgraden bzw. von Differenzen von Modulationsgraden diese Modulationsgrade oder -Differenzen zu konstanten Trägersignalverschiebungen (CSS) bzw. zu variablen Trägersignalverschiebungen zuordnen und kann einem zweiten Intervall von Modulationsgraden bzw. Modulationsgraddifferenzen gemäß einer linearen Abbildung die Modulationsgrade bzw. -Differenzen zu verschiedenen Trägersignalverschiebungen zuordnen, für die die Strombelastung minimal ist. Ein Intervall wie das erste Intervall kann mehrfach vorkommen, insbesondere vor und nach dem Intervall, in dem eine lineare Funktion herrscht.
Die Funktion kann definiert werden durch Intervallgrenzen, zwischen denen ein konstanter Verschiebungswert herrscht, wobei dieser auch Teil der Definition ist, und weitere Intervall¬ grenzen, zwischen denen eine lineare Abhängigkeit herrscht, wobei die lineare Abhängigkeit definiert wird durch eine Verschiebungskonstante (entsprechend einer konstanten Trä¬ gersignalverschiebung) und einer Steigung, die die Änderung der Verschiebung abhängig vom Modulationsgrad wiedergibt (bei minimierter Strombelastung) .
Das ersten und das zweite Wicklungssystem (und falls vorhanden: auch ein oder mehrere weitere Wicklungssysteme) können als Stern¬ oder Dreieckschaltung vorliegen und so mit dem Spannungssignal versorgt werden. Insbesondere werden die Wicklungssysteme als voneinander getrennte Systeme in Stern- oder Dreieckschaltung versorgt. Die mit den Spannungssignalen versorgten Wicklungssysteme weisen vorzugsweise alle die gleiche Konfiguration (d.h. in Stern- oder in Dreieckschaltung) auf. Das erste und das zweite Wicklungssystem (und falls vorhanden: auch ein oder mehrere weitere Wicklungssysteme) können jeweils einen Sternpunkt aufweisen. Die Sternpunkte der Wicklungssysteme sind insbesondere nicht miteinander verbunden. Die Wicklungssysteme können unabhängig voneinander versorgt werden. Das heißt, dass das erste und das zweite Wicklungssystem als voneinander getrennte Systeme versorgt werden.
Die Wicklungssysteme bzw. deren Einzelwicklungen können wie erwähnt über eine erste Brücke und eine zweite Brücke (oder über mindestens eine weitere Brücke) versorgt werden. Insbesondere wird das erste Wicklungssystem durch Schalten einer ersten Brücke versorgt, die steuerbare Schaltelemente aufweist. Das zweite Wicklungssystem wird versorgt durch Schalten einer zweiten Brücke, die ebenfalls steuerbare Schaltelemente aufweist. Die erste und die zweite Brücke werden vorzugsweise von der gleichen Spannungsquelle versorgt. Zu dieser Spannungsquelle ist der Zwischenkreiskondensator parallel geschaltet. Mit anderen Worten weist die erste und die zweite Brücke (und ggf. weitere Brücken) jeweils einen Gleichspannungseingang auf, wobei die Spannungseingänge der beiden Brücken parallel geschaltet sind und ferner ein Zwischenkreiskondensator parallel zu diesen Spannungseingängen geschaltet ist. Etwas allgemeiner formuliert kann das erste Spannungssignal abgegeben werden, indem die erste Brücke geschaltet wird, und das zweite Spannungssignal kann abgegeben werden, indem die zweite Brücke geschaltet wird. Hierbei können die Spannungssignale an eine Last abgegeben werden, oder insbesondere (wie vorangehend erwähnt) an Wick¬ lungssysteme, insbesondere von elektrischen Maschinen, bei¬ spielsweise Drehstrommaschinen.
Die erste und die zweite Brücke können jeweils als B6C-Brücke ausgebildet sein. Eine B6C-Brücke umfasst einen Gleichspan¬ nungseingang sowie für jede Phase einen Arm, in dem sich zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente befinden. Der Verbindungspunkt zwischen den Schaltelementen jedes Arms bildet einen Phasen- anschluss. Da für jede Phase ein Arm vorgesehen ist, bestehen pro Arm ein Verbindungspunkt und somit ein Phasenanschluss . Vor¬ zugsweise wird als Brücke eine B6C-Brücke verwendet, die sechs Schaltelemente aufweist. Diese sind in drei Armen verteilt wobei jeder Arm zwei seriell geschaltete Schaltelemente (ein
High-Side-Schalter und ein Low-Side-Schalter) aufweist, und der Verbindungspunkt zwischen den Schaltelementen einen Phasenanschluss darstellt.
Der Begriff „Brücke" ist eine Kurzfassung für Brückenschaltung, insbesondere für eine Schaltung, bei der Schaltelemente in Brückenschaltung geschaltet sind. Als Brückenschaltung kommt insbesondere eine Vollbrückenschaltung in Betracht. Die
Vollbrückenschaltung ist insbesondere als B6C-Brücke ausge¬ bildet. Die Vollbrückenschaltung weist pro Phase einen Querzweig auf, der zwei in Serie geschaltete Halbleiterschalter aufweist. Phasen einer Last bzw. die Wicklungen (der Wicklungssysteme) werden jeweils an einen Verbindungspunkt angeschlossen, über den die genannten zwei Halbleiterschalter miteinander seriell verbunden sind. Die zwei Halbleiterschalter können als
High-Side-Schalter und als Low-Side-Schalter bezeichnet werden. Bei einer Phasenzahl von drei ergeben sich drei Querzweige, die jeweils zwei Schalter aufweisen. Dies wird als B6C Brücke bezeichnet (die Ziffer 6 benennt die Anzahl der Schalter) . Bei einer Phasenzahl von n ergeben sich n Querzweige mit jeweils zwei Schaltern, so dass insgesamt 2 * n Schalter verwendet werden. Es kommen auch H-Brückenschaltungen in Betracht, um die Voll- brückenschaltung auszubilden. Als Low-Side-Schalter werden (von außen steuerbare) Schaltelemente bezeichnet, die direkt mit einem negativen oder Masse-Versorgungspotential verbunden sind. Als High-Side-Schalter werden (von außen steuerbare) Schaltelemente bezeichnet, die direkt mit einem positiven Versor¬ gungspotential verbunden sind. Die Schaltelemente sind ins¬ besondere von außen steuerbar, vorzugsweise in Form von elektronischen Schaltelementen. Die Schaltelemente können Halbleiter-Schaltelemente sein, insbesondere Transistoren wie Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren, beispielsweise IGBTs oder MOSFETs. Das Verfahren sieht insbesondere vor, eine elektrische Maschine zu versorgen, beispielsweise indem die Spannungssignale (das heißt zumindest das erste und das zweite Spannungssignal) an die elektrische Maschine abgegeben wird. Wie erwähnt kann die elektrische Maschine eine Drehstrommaschine sein, insbesondere eine Synchron- oder Asynchronmaschine. Die elektrische Maschine weist mindestens zwei Wicklungssysteme auf, die in ihrer Winkellage zueinander versetzt sein können, oder auch nicht zueinander (geometrisch) versetzt sind. Vorzugsweise findet sich eine Phase eines Wicklungssystems in der Mitte zwischen zwei Phasen des zweiten Wicklungssystems. Mit anderen Worten sind die Phasen der Wicklungssysteme in Umfangsrichtung gleich verteilt. Die Wicklungssysteme wirken auf die gleiche Welle. Die Wick¬ lungssysteme können auf demselben Blechpaket angeordnet sein. Ferner können die Wicklungssysteme auf unterschiedlichen Blechpaketen angeordnet, sofern die Wicklungssysteme auf die gleiche Welle wirken. Die Wicklungssysteme können auf unter¬ schiedliche Stellen der gleichen Welle einwirken. Als elektrische Maschine wird daher auch eine Vorrichtung verstanden, die mehrere Statoren (für die verschiedenen Wicklungssysteme und/oder mehrere Rotoren aufweist, die jedoch auf dieselbe Welle wirken. Die Wicklungssysteme können daher unterschiedliche Einwirkungsstellen aufweisen, die sich insbesondere axial zueinander versetzt sind, sofern diese auf die gleiche Welle oder auf den gleichen Rotor wirken.
Die elektrische Maschine wird versorgt, indem das erste
Spannungssignal an das erste Wicklungssystem abgegeben wird, und das zweite Spannungssignal an das zweite Wicklungssystem. Es können auch mehr als zwei Wicklungssysteme vorgesehen sein, wobei vorzugsweise alle Wicklungssysteme zueinander (in Drehrichtung) versetzt sind und die Phasen aller Wicklungssystem gleich verteilt sind (in Umfangsrichtung gesehen) . Es kann auch vorgesehen sein, dass die Wicklungssysteme nicht zueinander versetzt sind. In diesem Fall erhält jedes Wicklungssystem ein zugehöriges Spannungssignal, wobei die Spannungssignale ver¬ schiedene Wicklungssysteme zueinander Trägersignal-verschoben sind (d.h. es liegt eine zeitliche Verschiebung zwischen den einzelnen Spannungssignalen vor) , insbesondere derart, dass sich ein Minimum der Belastung des Zwischenkondensators ergibt.
Die benötigte bzw. bereitgestellte Scheinleistung der
elektrischen Maschine kann in Wirk- und Blindleistung unterteilt werden. Der Zwischenkreiskondensator stellt die Blindleistung zur Verfügung, die zu einer Strombelastung führt. Die Strombelastung führt über den ohmschen Widerstand im Zwischenkreis bzw. im Bauteil (etwa im Zwischenkreiskondensator) zu einer thermischen Belastung.
Die Trägersignalverschiebung (CSS) kann positiv sein im Sinne eines Verzögerns oder kann negativ sein im Sinne eines Ver- frühens . Ferner kann das erste Pulsmuster gegenüber dem zweiten Pulsmuster verschoben werden, das zweite Pulsmuster gegenüber dem ersten Pulsmuster verschoben sein, oder es können beide Pulsmuster gegenüber einem zeitlichen Taktreferenzpunkt verschoben sein. Im letztgenannten Fall ergibt sich die Gesamt- Trägersignalverschiebung aus der Summe der (Teil-) Träger- Signalverschiebung des ersten und des zweiten Pulsmusters.
Die Abbildung ergibt sich durch Berechnung des (normierten) Wechselstromanteils beider Spannungssignale bzw. Pulsmuster bei unterschiedlichen Modulationsgraden und unterschiedlichen Trägersignalverschiebungen. Zur Berechnung der Abbildung für einen bestimmten Modulationsgrad (bzw. zur Berechnung der Funktion) wird der betreffende Wechselstromanteil für ver- schiedene Trägersignalverschiebungen berechnet. Um die allgemeinere Abbildung zu erhalten, wird diese Berechnung für unterschiedliche Modulationsgrade durchgeführt. Die sich er¬ gebende Kurvenschar gibt die Abbildung für unterschiedliche Trägersignalverschiebungen V und unterschiedliche Modulati- onsgrade m an. Alternativ können die Daten anhand eines
(virtuellen) Modells empirisch ermittelt werden oder anhand eines (realen) Modells gemessen werden.
Die Figuren 1 und 2a - 3b dienen zur Erläuterung des hier beschrieben Verfahrens, während die Figuren 4a und b eine
Schaltung darstellen, die sich zur Umsetzung des Verfahrens eignet .
In der Figur 1 sind ein erstes mehrphasiges Spannungssignal SIGl und ein zweites mehrphasiges Spannungssignal SIG2 dargestellt, die zueinander zeitlich um die Trägersignalverschiebung V verschoben sind. Der Pegel ist auf der y-Achse dargestellt und die x-Achse entspricht der Zeitachse t. Die Pegel (d.h. die Spitzen-Spitzen-Spannung oder die effektive Spannung) der Spannungssignale sind gleich, die Verschiebung von SIG2 ge¬ genüber SIGl dient lediglich der besseren Darstellung. Jedes der Spannungssignale SIGl und SIG2 umfasst mehrere Phasen. Die Phasen des ersten Spannungssignal SIGl sind die Phasen Ul, VI und Wl, während die Phasen des zweiten Spannungssignals SIG2 die Phasen U2, V2 und W2 sind. Es handelt sich jeweils um dreiphasige Spannungssignale, etwa um zwei jeweils dreiphasige Wick¬ lungssysteme einer elektrischen Maschine anzusteuern.
Die rein beispielhafte konstante Verschiebung K (welche nur ein Teil der Gesamt- Trägersignalverschiebung zwischen SIGl und SIG2 ist) in Figur 1 zwischen zwei Referenzzeitpunkten von SIGl und SIG2 (durch senkrechte Striche dargestellt) beträgt 36% der gesamten Periodendauer T der Spannungssignale. Dies entspricht der konstanten (zeitlichen) Trägersignalverschiebung K. Ferner sind zwei variable Trägersignalverschiebungen Dl und D2 dargestellt. Dies dient zur Erläuterung, dass die variable Trä¬ gersignalverschiebung einteilig sein kann, oder aus zwei Teilen bestehen kann, wie im dargestellten Teil Dl und D2. Die Trägersignalverschiebungen Dl und D2 addieren sich.
Die dargestellte variable Trägersignalverschiebung Dl beträgt +5% der gesamten Periodendauer T. Die dargestellte variable Trägersignalverschiebung D2 beträgt -6% der gesamten Periodendauer T. Die variable Trägersignalverschiebung Dl bezieht sich auf eine zeitliche (variable) Verschiebung des ersten Signals SIG1 gegenüber einem Referenzzeitpunkt t=0, der als Beginn der dargestellten Periode betrachtet werden kann. Die Trägersignalverschiebung Dl ist positiv und entspricht somit einer Verzögerung. Die variable Trägersignalverschiebung D2 bezieht sich auf eine zeitliche (variable) Verschiebung des zweiten Signals SIG2. Die Trägersignalverschiebung D2 ist negativ und entspricht somit einem zeitlichen Vorziehen bzw. einer Verfrühung.
Die Gesamt-Trägersignalverschiebung (CSS) V ergibt sich aus der Summe der konstanten Verschiebung K und den variablen
(Teil-) Verschiebungen Dl und D2, wobei die betreffenden Vor- zeichen zu berücksichtigen sind: V = K - Dl + D2 und ergibt sich im dargestellten Beispiel zu 36% - 5% + (-6%) = 25%. Die beiden variablen (Teil-) Trägersignalverschiebungen (CSS) können unabhängig voneinander eingestellt werden. Bei konstanter Schaltfrequenz der beiden Wicklungssysteme kann die maximale Gesamt-Trägersignalverschiebung erreicht werden, wenn die Teil-Trägersignalverschiebung (der einzelnen Spannungssignale) maximiert sind, also wenn beispielsweise beide Pulsmuster (in der Zeitachse) nach außen an den Rand geschoben werden. Dies ist jedoch eine Grenzbetrachtung: Meist wird der maximal mögliche Gesamt-CSS jedoch nicht benötigt und aus Gründen wie beispielsweise des AbtastZeitpunktes des Phasenstroms kann es sinnvoll sein, die Teil-Trägersignalverschiebung unter- schiedlich zu gewichten. Es kann daher eine Gewichtung der Teil-Trägersignalverschiebungen (d.h. die Trägersignalverschiebungen der Spannungssignale) vorgenommen werden. Die Gewichtung kann derart ausgestaltet sein, dass sich ein ge- wünschter AbtastZeitpunkt ergibt, etwa ein Abtastzeitpunkt, der mit einem minimalen Oberwellenanteil des Phasenstroms verknüpft ist oder der mit einer minimalen Belastung des Zwischenkreises verknüpft ist.
Die Gesamt-Trägersignalverschiebung V entspricht dem zeitlichen Abstand zwischen dem Schwerpunkt der Pulse des Signals SIGl und dem Schwerpunkt der Pulse des Signals SIG2. Als Schwerpunkt des Pulsmusters wird dessen Symmetrieachse bezeichnet (siehe strichpunktierte Linie) . Diese Zeitpunkte sind mit der dickeren der beiden strichpunktierten Linien dargestellt. Die Schwerpunkte der Signale, wie sie bei einer Gesamt-Trägersignalver- schiebung von V = K auftreten würde (d.h. ohne die variable Verschiebung D bzw. Dl und D2) sind mit der dünneren der beiden strichpunktierten Linien dargestellt. Die dickeren strichpunktierten Linien zeigen somit die Gesamt- Trägersignalverschiebung (incl. variabler Verschiebung), die dünneren strichpunktierten Linien zeigen die (Grund- ) Trägersignalverschiebungen ohne variabler Verschiebung und die Differenz der beiden zeigt die variable Verschiebung bzw. Verschiebungen Dl, D2.
Die konstante Trägersignalverschiebung K entspricht vorzugs¬ weise dem Minimum der Strombelastung bei einem Modulationsgrad m=l . Die Figur 1 geht jedoch nicht von einem Soll-Modulationsgrad m=l sondern beispielsweise von m=0,5 aus. Diese Differenz zwischen dem Grund-Modulationsgrad m=l, bei dem das Minimum der Strombelastung bei einer Trägersignalverschiebung (CSS) von 36% (=K) vorliegen, und dem tatsächlichen Soll-Modulationsgrad von beispielsweise m=0,5 spiegelt sich wieder in der variablen Trägersignalverschiebung, d.h. in der Summe von Dl und D2. Die variable Verschiebung Dl, D2 gibt wieder, ob und wie stark sich diejenige Gesamt- Trägersignalverschiebung, die dem Minimum der Strombelastung bei Soll-Tastverhältnis (hier m=0,5) zugeordnet ist, von der Gesamt-Trägersignalverschiebung unterscheidet, die dem Minimum der Strombelastung bei Grund-Tastverhältnis (hier m=l) zugeordnet ist. Die variable Trägersignalverschiebung kann als Korrektur der konstanten Trägersignalverschiebung be- trachtet werden, die sich dadurch ergibt, dass der Soll-Mo¬ dulationsgrad sich vom Grund-Modulationsgrad unterscheidet, dass sich die Lage des Minimums mit Abweichung vom Grund-Mo¬ dulationsgrad verschiebt. Die Figuren 2a - 3b dienen zur näheren Erläuterung insbesondere dieses Sachverhalts.
Es sei bemerkt, dass sich das Bezugszeichen V ausschließlich auf die Gesamt- Trägersignalverschiebung (CSS) bezieht, während die Bezeichnungen Ul, U2, VI, V2, Wl, W2 Bezeichnungen verschiedener Phasensignale sind. Alle Phasenbezeichnungen umfassen an der letzten Stelle eine Ziffer, während das Bezugszeichen der Gesamt- Trägersignalverschiebung (Bezugszeichen V) keine Ziffer um- fasst .
Die Signale SIG1 und SIG2 entsprechen einer kontinuierlichen Pulsweitenmodulation, bei der alle Phasen Ul-Wl und U2-W2 innerhalb der Periodendauer eine Pegeländerung aufweisen. Eine nicht-kontinuierliche Pulsweitenmodulation würde eine Phase in einem Wicklungssystem aufweisen, die innerhalb der Periodendauer keine Pegeländerung aufweist, d.h. eine Phase wird innerhalb der Periode nicht geschaltet. Das nicht-Schalten einer Phase wechselt sich innerhalb einer elektrischen Periode gleichmäßig zwischen den einzelnen Phasen eines Wicklungssystems ab. Bei den Abbildungen 2a -3b wurden beide Wicklungssysteme jeweils mit dem gleichen PWM-Verfahren angesteuert. Es wäre auch möglich unterschiedliche PWM-Verfahren für die unterschiedlichen Wicklungssysteme zu verwenden. Das Pulsmuster für das erste
Spannungssignal kann sich somit von dem Pulsmuster unterscheiden, das für das zweite Spannungssignal vorgesehen ist. Die Figur 2a stellt die Abbildung bzw. den Zusammenhang zwischen einem Gesamt- Trägersignalverschiebung V, einem Modulationsgrad m und den sich ergebenden Strombelastungen B für den Zwi- schenkreiskondensator bei konstanter Phasenverschiebung dar. Die Figur 2a bezieht sich hierbei auf die Strombelastung eines Zwischenkreiskondensators , der mehrere pulsweitenmodulierte Signale an Lasten abgibt. Es ist ersichtlich, dass die Belastung sowohl von dem Gesamt-Trägersignalverschiebung V als auch von dem Modulationsgrad m abhängt. Der Modulationsgrad m entspricht der Höhe der Phasenspannung U_ph im Verhältnis zur Zwischenkreis- spannung U_DC gemäß der Formel m = sqrt ( 3 ) *Ü_ph/U_DC . Die Abbildung ergibt sich aus der Berechnung der Strombelastung bzw. aus der Berechnung des Wechselstromanteils abhängig vom Mo- dulationsgrad m und Gesamt-CSS V bei kontinuierlicher Puls¬ weitenmodulation .
Die Figur 2b zeigt eine Näherung des Verlaufs des Minimums der Strombelastung (wie in Figur 2a dargestellt) abhängig von dem Modulationsgrad m. Die Strombelastung B der Figur 2a ist in Ampere angegeben und bezieht sich auf einen Phasenstrom von 80 A. Die Phasenverschiebung zwischen Phasenstrom und Phasenspannung in den Figuren 2a und b beträgt 40°. Die beiden Wicklungssysteme waren hierbei geometrisch nicht verschoben. Bei einem Drei- phasensystem mit identischer Leistung wie im dargestellten Fall, also einem Phasenstrom von 160 A (= 2*80A bei Doppelstern-Konfiguration, bei dem jedes Wicklungssystem einen eigenen
Sternpunkt aufweist) beträgt wäre die Zwischenkreisbelastung äquivalent zur Belastung wie in Fig. 2a bei einer Gesamt-Träger- Signalverschiebung V = 0%.
Die Figur 2b ist eine Näherung der Funktion der Gesamt- Trägersignalverschiebung V, für die die Strombelastung minimal ist, abhängig von verschiedenen Modulationsgraden. Die Näherung basiert auf aneinander anschließenden konstanten und linearen Abschnitten. Die Näherung in Figur 2b ist eine (abschnittsweise) lineare Näherung, es sind grundsätzlich auch andere Näherungen oder Funktionen möglich. Bezugnehmend auf die Figur 1 kann zunächst von einem Grund-Mo¬ dulationsgrad von 1 ausgegangen werden. Dieser Wert liegt wie in Figur 2b dargestellt außerhalb von erreichbaren Werten (wegen Totzeiten und minimalen Pulsdauern beim realen Inverter) , so dass die variable Trägersignalverschiebung D nicht null ist. Dennoch kann ein Grund-Modulationsgrad m von 1 Grundlage einer Berechnung sein. Es wird ermittelt, wie sehr sich der Grund-Modulationsgrad m von einem Soll-Modulationsgrad unterscheidet, beispielsweise von einem Soll-Modulationsgrad von m=0.5. Dies wird durch eine Differenz von Modulationsgraden (Grund-Modulationsgrad m = 1 abzüglich Soll-Modulationsgrad von m = 0.5) ausgedrückt. Um die Abhängigkeit der Trägersignalverschiebung V mit minimaler Strombelastung von dem Modulationsgrad zu berücksichtigen, wird zur konstanten Trägersignalverschiebung von 36%, die bei dem Grund-Modulationsgrad m=l eine (negative) variable Träger¬ signalverschiebung D addiert. In Figur 1 ist diese zweiteilig, wobei die Summe jedoch 11% ausmacht. Dies entspricht der Differenz der Verschiebung (mit minimaler Strombelastung) bei Grund-Modulationsgrad (m=l --> V = 36%) und der Verschiebung bei Soll-Modulationsgrad (m=0.5 --> V = 25%), d.h. der Differenz zwischen 36% und 25%. Es kann eine Funktion f vorgesehen sein, die die Differenz (Diff) zwischen Grund- und Soll-Modulations¬ grad einer variablen Verschiebung D zuordnet. Diese ergibt sich bei der Betrachtung der Veränderung von V ausgehend vom
Grund-Modulationsgrad mit zunehmendem Abstand des Soll-Mo¬ dulationsgrades vom Grund-Modulationsgrad. Mit anderen Worten ergibt sich die variable Verschiebung D abhängig vom
Soll-Modulationsgrad zu:
D(m_Soll) = V(m_Grund) - V(m_Soll).
m_Soll: Soll-Modulationsgrad
m_Grund: Grund-Modulationsgrad. Die Gesamt-Trägersignalverschiebung V ist:
V = K + f (Diff)
mit: konstante Verschiebung K=V (m_Grund) und f: Diff -> D
In der Figur 2b ist f eine fallende Funktion und betrifft ins- besondere Werte von D kleiner gleich null.
Die vereinfachte Abbildung von Modulationsgraden m auf V (mit minmaler Strombelastung) kann wiedergegeben werden durch eine erstes Intervall m = 0 bis ml, in dem V = Vmin konstant ist, ein zweites Intervall m = ml bis m2, in dem V (insbesondere linear) mit zunehmendem m ansteigt, und ein drittes Intervall m größer gleich m2, in dem V = Vmax konstant ist . In Figur 2b ist ml = 0.66, m2 = 0,92, Vmin = 25% und Vmax = 36%. Bezugnehmend auf Figur 1 wird zunächst von m = 1 als Grund-Modulationsgrad ausgegangen, d.h. von einer Trägersignalverschiebung V (m = 1) = 36%. Dies entspricht (in Figur 1) dem Wert K, d.h. der konstanten Verschiebung. Da der Soll-Modulationsgrad jedoch beispielsweise 0.5 beträgt, wird zur konstanten Trägersignalverschiebung (CSS) von 36% eine (negative) variable Trägersignalverschiebung von -11% hinzuaddiert, um der Differenz zwischen Grund- und Soll-Mo¬ dulationsgrad Rechnung zu tragen. Es ergibt sich eine Ver¬ schiebung von 25% bei einem Soll-Modulationsgrad von 0.5. Die variable Verschiebung von 11% ergibt sich anhand der Funktion, die Differenzen zwischen Grund- und Soll-Modulationsgrad va¬ riablen Trägersignalverschiebung D zuordnet. In der Figur 2b ist D konstant gleich Da für Differenzen Diff = 0...diffl, verringert sich linear mit zunehmender Differenz für Differenzen Diff = diffl bis diff2 und ist konstant gleich Db für Differenzen Diff größer gleich diff2. Die variable Verschiebung Da ist in Figur 2b 0%, die variable Verschiebung Db ist -11%. In Figur 2b ist ferner Diffl gleich (1 - 0,92) und Diff2 ist (1 - 0,66). Die 1 steht hierbei für den Grund-Modulationsgrad.
Die Figur 3a stellt den gleichen Zusammenhang wie die Figur 2a dar, mit dem Unterschied, dass sich die Figur 3a auf eine nicht-kontinuierliche Pulsweitenmodulation bezieht. Ansonsten sind die Grundbedingungen gleich. Es ist zu erkennen, dass die Minima der Gesamt-Trägersignalverschiebungen V in anderer Weise von m abhängen, als in Figur 2a dargestellt ist.
Die Figur 3b zeigt eine Näherung des Verlaufs der Gesamt-Träger- signalverschiebung V (mit minimaler Strombelastung) abhängig vom Modulationsgrad m. In der Figur 2b wird eine ansteigende Funktion dargestellt, im Gegensatz zu fallenden Funktion der Figur 3b. Die vereinfachte Abbildung von Modulationsgrad m auf V (mit minimaler Strombelastung) der Figur 3b kann wiedergegeben werden durch eine erstes Intervall m = 0 bis ml, in dem V = Vmax konstant ist, ein zweites Intervall m = ml bis m2, in dem V (insbesondere linear) mit zunehmendem m abfällt, und einem dritten Intervall m größer gleich m2, in dem V = Vmin konstant ist . In Figur 3b ist ml = 0.66, m2 = 0.92, Vmax = 50% und Vmin = 36%. Auch hier kann man bei der Berechnung von V ausgehend von einem Soll-Modulationsgrad zunächst von dem V ausgehen, dass dem Grund-Modulationsgrad 1 entspricht, d.h. von der konstanten Trägersignalverschiebung K=36%. Liegt der Soll-Modulationsgrad tatsächlich bei 0.8, dann kann eine Funktion f verwendet werden, die der Differenz (hier: 0.2) zwischen Grund-Modulationsgrad (hier: 1) und Soll-Mo¬ dulationsgrad (hier: 0.8) eine variable Trägersignalver¬ schiebung D (hier: +6%) zuordnet. Die Gesamt-Trägersignal- verschiebung V, für die die Strombelastung minimal ist, beträgt dann V = K + D, d.h. 42% = 36% + 6%. Die Funktion f kann bis zu einer ersten Differenz diff1 konstant sein (insbesondere null) , zwischen der ersten und einer zweiten, größeren Differenz diff2 linear ansteigen, und ab der Differenz diff2 konstant sein, insbesondere mit einem Wert größer als die Konstante, die bei Differenzen kleiner als diffl gilt.
In der Figur 4a ist eine Inverterschaltung 10 mit einer ersten Brücke 12 und einer zweiten Brücke 14 dargestellt. Die Brücken sind jeweils B6C-Brücken, die steuerbare Schaltelemente SHu_SLz umfassen. Die Bezeichnung der Schaltelemente zeigt mit der letzten Stelle die Zugehörigkeit zu einer der Phasen U-Z, mit der zweiten Stelle die Zugehörigkeit zu einem Teil des Astes, wobei H für High-Side und L für Low-Side steht. Das S an erster Stelle steht für „Schaltelement". Es ist ersichtlich, dass die Gleich- spannungseingänge der beiden Brücken 12 und 14 parallel zu¬ einander geschaltet sind, wobei ein Kondensator C ebenso parallel dazu geschaltet ist.
Dem Inverter 10 ist eine elektrische Maschine mit einem ersten Wicklungssystem U, V, W und einem zweiten Wicklungssystem X, Y, Z nachgeschaltet. An dieses fließen die Ströme iPU bis iPZ. Die elektrische Maschine 20 umfasst somit sechs Phasen U - Z, wobei diese in zwei Wicklungssysteme gruppiert sind, nämlich in ein erstes Wicklungssystem U, V, W und ein zweites Wicklungssystem X, Y, Z. Die erste Brückenschaltung 12 versorgt das erste Wicklungssystem U, V, W und die zweite Brücke 14 versorgt das zweite Wicklungssystem X, Y, Z. Es ist ersichtlich, dass die Wicklungssysteme der elektrischen Maschine 20 jeweils einen Sternpunkt ST1, ST2 aufweisen. Die Sternpunkte ST1, ST2 verschiedener Wicklungssysteme UVW, XYZ der elektrischen Maschine 20 sind nicht miteinander verbunden. In der abgebildeten Maschine sind die beiden Wicklungssysteme geometrisch um 180° versetzt.
Die Brückenschaltungen 12 und 14 sind jeweils als B6C-Brücke ausgestaltet. Der Inverter und somit die Brücken 12 und 14, einschließlich des Zwischenkreiskondensators C, werden von einer Spannungsquelle 30 versorgt. Die Spannungsquelle 30 ist Teil einer Batterie, die ferner einen Innenleitwert, eine als RC-Glied dargestellte Abklingkonstante und eine Induktivität (zusam- mengefasst mit dem Bezugszeichen F) aufweist. Die (ideale) Spannungsquelle 30 und die mit F bezeichneten Elemente stellen eine reale Batterie dar. In der Figur 4a ist dargestellt, dass von dem Zwischenkreiskondensator C ein Strom ic weg fließt, der sich zusammen mit dem von der Batterie 30 kommenden Strom zu dem Strom id ergibt. Dieser Strom id teilt sich auf die beiden Brücken 12 und 14 auf. Der Inverter 10 ist mit den beiden getrennten Brücken 12 und 14 als Doppelinverter ausgestaltet.
Die Figur 4b zeigt eine vergleichbare Schaltung mit einem Inverter 110, der zwei Brückenschaltungen 112, 114 umfasst. Die Wicklungssysteme 140, 142 sind elektrisch getrennt und werden von unterschiedlichen Brückenschaltungen versorgt, welche wiederum gemeinsam mit Gleichspannung versorgt werden. Die Wicklungssysteme 140, 142 sind jeweils Sternsysteme, wobei das Wick¬ lungssystem 140 (dreiphasig) von der Brücke 112 gespeist wird (ebenso dreiphasig) , während das Wicklungssystem 142 von der zweiten Brücke 114 (ebenso dreiphasig wie das Wicklungssystem 142) gespeist wird. Die Gleichspannungseingänge der Brücken 112, 114 werden von einer Batterie 130, Fx gespeist. Bezugszeichen 130 bezeichnet eine ideale Spannungsquelle, während die mit Fx dargestellten Elemente einen Innenleitwert, eine Abkling¬ konstante und eine Induktivität als inhärente Elemente einer realen Batterie darstellen. Dies entspricht der Darstellung der Figur 4a, wobei sich die Elemente 30 und 130 einerseits und die Elemente F, Fx andererseits entsprechen. Parallel zu den Gleichspannungseingängen der Brücken 112, 114 ist ein Zwi- schenkreiskondensator Cx angeschlossen. Die Brücken 112, 114 umfassen jeweils drei Arme, welche wiederum jeweils zwei Schalter umfassen, nämlich einen Low-Side und einen High-Side-Schalter . Die Schalter sind mit S gekennzeichnet, wobei deren Index angibt (erste Stelle) , ob es sich um einen High Side- oder Low Side-Schalter handelt. Die zweite Stelle der Bezeichnung der Schalter gibt an, welches Phase der Schalter betrifft. Die letzte Stelle der Bezeichnung der Schalter gibt an, welches der beiden Wicklungssysteme angesteuert wird, wobei eine 1 für das erste Wicklungssystem 140 und eine 2 für das zweite Wicklungssystem 142 steht.
Die Wicklungssysteme 140, 142 der Figur 4b sind Einzelwicklungen. Dies gilt auch für die Gruppen UVW und XYZ der elektrischen Maschine 20, wobei diese derselben elektrischen Maschine zu¬ gehören. Das zweite Wicklungssystem 142 (siehe Figur 4b) ist gegenüber dem ersten Wicklungssystem 140 um 0° verschoben. Die Wicklungssysteme sind in Figur 4b insbesondere separater elektrischer Maschinen, die mechanisch gekoppelt sein können. Im Fall einer formschlüssigen mechanischen Kopplung (oder einer anderen Kopplung, die keine Übersetzung oder Trennung zulässt) der beiden Wicklungssysteme wäre der geometrische Versatz konstant. Im Falle einer kraftübertragenden Kopplung mit einem Getriebe und/oder einer Kupplung ergibt sich kein konstanter geometrischer Versatz. In Figur 4a sind die Wicklungsgruppen um 180° verschoben. Beim üblichen Doppelsternmotor, bei dem sich beide Wicklungssysteme auf einen gemeinsamen Stator befinden, sind die Wicklungssysteme meist um 30° oder 180° versetzt oder sind nicht zueinander im Winkel versetzt, entsprechend einem Versatz von 0°.
Die Schaltelemente der Brücken sind insbesondere Halbleiter- Schalter, beispielsweise Transistoren, insbesondere MOSFETS oder IGBTS. Die Batterie ist insbesondere ein Bordnetzakku¬ mulator, etwa auf Lithium-Basis. Die Batterie kann eine
Nennspannung von 12 Volt, 24 Volt und vorzugsweise 36 Volt, 48 Volt oder auch 60 - 800 Volt, insbesondere von 350 - 410 Volt, aufweisen.

Claims

Verfahren zur Wechselrichtung einer Gleichspannung zur Erzeugung von mindestens zwei pulsweitenmodulierten und jeweils mehrphasigen Spannungssignalen in einem Fahrzeugbordnetz, wobei das Verfahren die Schritte umfasst:
- Vorgeben eines Soll-Modulationsgrades (m) ;
- Ermitteln, für den Soll-Modulationsgrad, einer Ge- samt-Trägersignalverschiebung (V) , für die eine vorgegebene Abbildung, welche für verschiedene Modulationsgrade verschiedenen Gesamt-Trägersignalverschiebungen (V) zugehörige Strombelastungen (B) zuordnet, ein Minimum einer Strombelastung eines Zwischenkreises aufweist;
- Erzeugen eines ersten und eines zweiten Pulsmusters , die den Soll-Modulationsgrad (m) aufweisen, und die um die Gesamt-Trägersignalverschiebung (V) zueinander versetzt sind; und
- Abgeben eines ersten, pulsweitenmodulierten Spannungssignals (SIG1) gemäß dem ersten Pulsmuster; und
- Abgeben eines zweiten, pulsweitenmodulierten Spannungssignals (SIG2) gemäß dem zweiten Pulsmuster.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend:
Ermitteln eines Minimums für eine Strombelastung eines Zwischenkreises innerhalb einer vorgegebenen Funktion, die für einen vorgegebenen Grund-Modulationsgrad ver¬ schiedenen Gesamt-Trägersignalverschiebungen (V) zugehörige Strombelastungen zuordnet; und
Ermitteln derjenigen Trägersignalverschiebung, die für den vorgegebenen Grund-Modulationsgrad dem Minimum entspricht, anhand der vorgegebenen Funktion, als eine konstante Trägersignalverschiebung (K) , die ein Teil der Gesamt-Trägersignalverschiebung (V) ist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, ferner umfassend:
Ermitteln einer variablen Trägersignalverschiebung (D) , die ein Teil der Gesamt-Trägersignalverschiebung (V) ist und für die die Strombelastung minimal ist, ausgehend von einer Differenz zwischen Grund-Modulationsgrad und Soll-Modulationsgrad m und ausgehend von einer weiteren Funktion, die unterschiedlichen Differenzen zwischen Grund-Modulationsgrad und Soll-Modulationsgrad (m) zugehörige variable Trägersignalverschiebungen (D) zuordnet, für welche die Strombelastung minimal ist.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Abgeben der Spannungssignale umfasst: Schalten von
Schaltelementen (SHu ~ SLz; SHui ~ SL 2) aller Arme mehrerer steuerbaren Brücken (12, 14; 112, 114) oder Schalten von Schaltelementen aller Arme mehrerer steuerbaren Brücken bis auf Schaltelemente eines Arms der jeweiligen Brücke gemäß einem diskontinuierlichen Pulsmodulationsverfahren.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Abgeben des ersten und des zweiten Spannungssignals um¬ fasst :
Versorgen von Einzelwicklungen (U - Z) eines ersten eines zweiten Wicklungssystems (UVW; XYZ) derselben
elektrischen Maschine.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Versorgen der Einzelwicklungen umfasst:
Versorgen des ersten und des zweiten Wicklungssystems als voneinander getrennte Systeme in Stern- oder Dreieckschaltung .
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Phasenspannungen so moduliert werden, dass sich sinusförmige Phasenströme einstellen.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Versorgen der Einzelwicklungen des ersten Wicklungssystems umfasst :
Schalten von steuerbaren Schaltelementen (SHu ~ SL ; SHui - S LWI) einer ersten Brücke (12; 112) gemäß dem ersten Pulsmuster und Schalten von steuerbaren Schaltelementen (SHx - SLz; SHu2 - SL 2) einer zweiten Brücke (14; 114) gemäß dem zweiten Pulsmuster
wobei die erste und die zweite Brücke (12, 14; 112, 114) von der gleichen Spannungsquelle (30, F; 130, Fx) versorgt werden, der ein Zwischenkreiskondensator (C, Cx) des Zwischenkreises parallel geschaltet ist.
9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Schalten der ersten und der zweiten Brücke (12, 14; 112, 114) umfasst: Schalten einer ersten B6C-Brücke als die erste Brücke (12; 112) und einer zweiten B6C-Brücke als die zweite Brücke (14; 114) .
10. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, ferner umfassend: Versorgen einer oder mehrerer elektrischen Maschinen (20; 140, 142), welche mindestens zwei Wick¬ lungssysteme (UVW, XYZ; U1V1W1, U2V2W2) aufweist, wobei die Wicklungssysteme insbesondere zueinander in der Winkellage versetzt sind, und wobei ferner
das Versorgen ausgeführt wird durch Abgeben des ersten pulsweitenmodulierten Spannungssignals an das erste der Wicklungssysteme (UVW; U1V1W1) und durch Abgeben des zweiten Spannungssignals an das zweite der Wicklungssysteme (XYZ; U2V2W2) .
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