WO2017221366A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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voltage
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鈴木　常俊
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サンケン電気株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • USBPD USB power delivery
  • an auxiliary winding whose voltage is determined by a turn ratio with a secondary winding is used as a driving power source for a primary control IC. Therefore, in order to operate the primary side control IC corresponding to a wide range of output voltages, the turn ratio of the auxiliary winding to the secondary side winding is increased, and the drive power supply is switched to the primary side even if the output voltage is low. It is necessary to exceed the operating voltage of the control IC.
  • the maximum value (3A or 5A) of the output current is set according to the standard. Therefore, when the switching power supply device is designed at 20V / 3A (60W), there is a problem that the secondary side power is low at the time of 5V output, and an excessive output current flows before the primary side overcurrent protection is applied. It was.
  • the switching element connected to the primary winding of the transformer is on / off controlled to transmit the input power applied to the primary winding to the secondary winding of the transformer.
  • the constant voltage supplied from the dropper circuit to the primary side control circuit may be higher than a starting voltage of the primary side control circuit.
  • the dropper detection circuit may detect on / off of the dropper circuit, and the condition changing circuit may switch the operation condition according to on / off of the dropper circuit.
  • the dropper circuit includes a Zener diode that is turned on / off according to the voltage of the auxiliary winding, and the dropper detection circuit is turned on / off by turning on / off the Zener diode. May be detected.
  • the dropper circuit includes a transistor that adjusts a voltage between main terminals that is a step-down amount according to the voltage of the auxiliary winding
  • the dropper detection circuit includes the transistor The voltage between the main terminals may be detected as the operating state of the dropper circuit.
  • the primary side control circuit has an overcurrent detection function for detecting an overcurrent based on a current value flowing through the switching element input from an overcurrent detection input terminal
  • the condition change circuit may change an input condition of the current value to the overcurrent detection input terminal according to an operation state of the dropper circuit.
  • the condition changing circuit may change a driving condition of the switching element based on the driving signal in accordance with an operation state of the dropper circuit.
  • the operation condition on the primary side is changed according to the setting of the output voltage, and the operation can be stabilized when the output voltage is largely variable.
  • the switching power supply device 1 is a converter for USB power delivery (hereinafter referred to as USBPD), which converts an input voltage Vi into an output voltage Vo of 5V or 20V and outputs it.
  • the switching power supply 1 includes smoothing capacitors C1, C21, a transformer T, a primary side control IC 10, a secondary side circuit 20, a switching element Q1, a transistor Q2, and a switching element Q3. , Q4, Q5, diodes D1, D2, D3, D21, a Zener diode ZD1, resistors R1 to R10, and a capacitor C2.
  • the primary-side control IC 10 incorporates a control circuit for performing switching control of the switching element Q1 composed of a MOSFET (Metal / Oxide / Semiconductor / Field / Effect / Transistor) or the like, and includes a Gate (gate drive output) terminal, Cs (Overcurrent detection input) terminal, Vcc (power supply voltage input) terminal, and GND (ground) terminal.
  • MOSFET Metal / Oxide / Semiconductor / Field / Effect / Transistor
  • a smoothing capacitor C21 is connected between both terminals of the secondary winding S of the transformer T via a diode D21.
  • the voltage induced in the secondary winding S of the transformer T is rectified and smoothed by the diode D21 and the smoothing capacitor C21, and the voltage across the terminals of the smoothing capacitor C21 is input to the secondary side circuit 20.
  • the secondary circuit 20 has an output voltage Vo set by the SW (switch) circuit that switches the setting of the output voltage Vo to either 5 V or 20 V, the CV (constant voltage) circuit that stabilizes the output voltage Vo, and the SW circuit.
  • the feedback circuit includes a feedback (FB) circuit that feeds back a corresponding feedback (FB) signal to the primary-side control IC 10.
  • the primary side control IC 10 controls the duty ratio of the switching element Q1 based on the FB signal from the secondary side circuit 20 and controls the amount of power supplied to the secondary side.
  • a smoothing capacitor C1 is connected between both terminals of the auxiliary winding P2 of the transformer T via a diode D3.
  • the reactor L1 interposed between the auxiliary winding P2 and the diode D3 is a surge suppression element.
  • a resistor may be used instead of the reactor L1.
  • the voltage V C1 of the smoothing capacitor C1 is applied to the Vcc terminal of the primary side control IC 10 as an IC power supply voltage via the dropper circuit 30 including the transistor Q2, the resistor R3, and the Zener diode ZD1, and the diode D2. Supplied.
  • a resistor R3, a Zener diode ZD1, and a resistor R4 are connected in series between the positive terminal and the negative terminal of the smoothing capacitor C1.
  • the base of the transistor Q2 is connected to the connection point between the resistor R3 and the cathode of the Zener diode ZD1, and the anode of the Zener diode ZD1 is connected to the GND terminal of the primary side control IC 10 via the resistor R4.
  • a resistor R5 and a switch element Q4 are connected in series between the Gate terminal and the Cs terminal of the primary side control IC 10.
  • the switch element Q4 is composed of an N-type MOSFET, and has a drain connected to the Gate terminal of the primary side control IC 10 via a resistor R5, and a source connected to the Cs terminal of the primary side control IC 10.
  • the gate of the switch element Q4 is connected to the Vcc terminal of the primary side control IC 10 via the resistor R6, and is connected to the GND terminal of the primary side control IC 10 via the switch element Q3.
  • the switch element Q3 is composed of an NPN transistor, the collector is the gate of the switch element Q4, the emitter is the GND terminal of the primary side control IC 10, and the base is the connection point between the anode of the Zener diode ZD1 and the resistor R4. It is connected.
  • the output voltage Vo is set to 5 V (low output voltage Vo), and the voltage V C1 of the smoothing capacitor C1 becomes less than Vz + Vbe Q3 .
  • the dropper circuit 30 (zener diode ZD1) is turned off, the transistor Q2 is self-biased, and a voltage obtained by reducing (Vbe Q2 + Vf D2 ) from V C1 is applied to the Vcc terminal of the primary side control IC 10. .
  • a switch element Q5 and a resistor R10 connected in series are connected in parallel to the resistors R1 and R2, which are gate resistors.
  • the switch element Q5 is composed of a P-type MOSFET, the source is the Gate terminal of the primary side control IC 10, the drain is via the resistor R10 to the gate of the switching element Q1, the gate is the resistor R5 and the drain of the switch element Q4, Are connected to each connection point.
  • a dropper operation state detection circuit 70 that detects an operation state of the dropper circuit 30 is provided instead of the dropper operation detection circuit 40 that detects on / off of the dropper circuit 30.
  • the dropper operation state detection circuit 70 is configured by a differential amplifier OP1 having a non-inverting input terminal connected to the collector of the transistor Q2 and an inverting input terminal connected to the emitter of the transistor Q2.
  • the collector-emitter voltage Vce Q2 of the transistor Q2 that is, the step-down amount by the dropper circuit 30, is output from the output terminal of the differential amplifier OP1 as a voltage signal.
  • a current source CC1 for supplying a current according to the output level of the differential amplifier OP1 is provided instead of the switch element Q4.
  • the current source CC1 supplies a current corresponding to the output level of the differential amplifier OP1 to a connection point between the Cs terminal and the resistor R7 using a gate pulse output from the Gate terminal of the primary side control IC 10.
  • the current source CC1 supplies a larger current to the connection point between the Cs terminal and the resistor R7 as the collector-emitter voltage Vce Q2 of the transistor Q2 decreases and the output level of the differential amplifier OP1 decreases.
  • the voltage signal V Id detected by the resistor R9 is raised according to the set output voltage Vo.
  • a current source CC2 for supplying a current corresponding to the output level of the differential amplifier OP1 is provided instead of the switch element Q5.
  • the current source CC2 supplies a current corresponding to the output level of the differential amplifier OP1 to the gate of the switching element Q1 via the resistor R10 using a gate pulse output from the Gate terminal of the primary side control IC10.
  • the current source CC2 supplies a larger current to the gate of the switching element Q1 via the resistor R10 as the collector-emitter voltage Vce Q2 of the transistor Q2 decreases and the output level of the differential amplifier OP1 decreases. Thereby, the switching speed of the switching element Q1 increases as the output voltage Vo decreases. Therefore, it is possible to adjust to the optimum driving condition of the switching element according to the output voltage Vo.
  • the constant voltage that the dropper circuit 30 supplies to the primary side control circuit is the starting voltage of the primary side control circuit (primary side control IC 10). Is set higher than. With this configuration, the primary side control circuit (primary side control IC 10) can be stably operated even when the output voltage Vo is greatly varied.
  • the dropper circuit 30 includes the Zener diode ZD1 that is turned on / off in accordance with the voltage of the auxiliary winding P2, and the dropper detection circuit (dropper operation detection circuit 40) includes the Zener diode ZD1.
  • the dropper detection circuit includes the Zener diode ZD1.
  • On / off of the dropper circuit 30 is detected by on / off.
  • the on / off state of the dropper circuit 30 can be easily detected by detecting the current flowing through the Zener diode ZD1.
  • the primary side control circuit detects an overcurrent based on the current value (drain current Id) flowing through the switching element Q1 input from the Cs terminal.
  • the condition change circuit (overcurrent detection condition correction circuit 50) switches the input condition of the current value (drain current Id) to the Cs terminal in accordance with on / off of the dropper circuit 30.
  • the condition changing circuit changes the driving condition of the switching element Q1 based on the driving signal (gate pulse) according to the operating state of the dropper circuit 30.
  • the driving condition of the switching element Q1 can be changed to an appropriate condition according to the change of the output voltage Vo.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

出力電圧が大きく可変しても動作を安定化させることができるスイッチング電源装置を提供する。　１次巻線（Ｐ１）に印加された入力電力（Ｖｉ）を２次巻線（Ｓ）に伝達させると共に、２次巻線（Ｓ）から補助巻線（Ｐ２）に電力を戻し、補助巻線（Ｐ２）からスイッチング素子（Ｑ１）をオンオフ制御する１次側制御用ＩＣ（１０）の駆動電源Ｖｃｃを生成するスイッチング電源装置（１）であって、補助巻線（Ｐ２）の電圧に応じてオンオフされ、オン時には補助巻線（Ｐ２）の電圧を降圧させた一定電圧を駆動電源Ｖｃｃとして１次側制御用ＩＣ（１０）に供給するドロッパ回路（３０）と、ドロッパ回路（３０）の動作を検出するドロッパ動作検出回路（４０）と、ドロッパ回路の動作に応じ、スイッチング素子（Ｑ１）を駆動するゲートパルスを用いて１次側の動作条件を変更させる条件変更回路（過電流検出条件補正回路５０、ゲート抵抗変更回路６０）とを具備する。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、出力電圧が広範囲に可変するスイッチング電源装置に関する。
　近年、新たなＵＳＢの動作モードとして、ＵＳＢ power delivery（以下、ＵＳＢＰＤと称す）という規格が策定されている。ＵＳＢＰＤは、セットと通信し、交渉が確立すると出力電圧が５Ｖから最大２０Ｖまで可変することが可能になっている。
　一般的に、スイッチング電源装置では、１次側制御用ＩＣの駆動電源として、２次側巻線との巻数比で電圧が決まる補助巻線を用いている。そのため、広範囲の出力電圧に対応して１次側制御用ＩＣを動作させるには、補助巻線の２次側巻線との巻数比を上げ、出力電圧が低くても駆動電源を１次側制御用ＩＣの動作電圧以上にする必要がある。一方、出力電圧が高い場合、そのままでは補助巻線の電圧が１次側制御用ＩＣの耐圧に達してしまうため、補助巻線の電圧を１次側制御用ＩＣの耐圧以下に降圧するドロッパが設けられている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４－８８８３９号公報
　しかしながら、ＵＳＢＰＤでは、規格上、出力電流の最大値（３Ａもしくは５Ａ）が設定されている。従って、２０Ｖ／３Ａ（６０Ｗ）でスイッチング電源装置を設計すると、５Ｖ出力時において２次側電力が低く、１次側過電流保護がかかるまでに過大な出力電流が流れてしまうという問題点があった。
　本発明の目的は、従来技術の上記課題を解決し、出力電圧が大きく可変しても動作を安定化させることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
　本発明のスイッチング電源装置は、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御させることで、前記１次巻線に印加された入力電力を前記トランスの２次巻線に伝達させると共に、前記２次巻線から前記トランスの補助巻線に電力を伝達し、前記補助巻線から前記スイッチング素子をオンオフ制御する１次側制御回路の駆動電源を生成するスイッチング電源装置であって、前記補助巻線の電圧に応じてオンオフされ、オン時には前記補助巻線の電圧を降圧させた一定電圧を前記駆動電源として前記１次側制御回路に供給するドロッパ回路と、前記ドロッパ回路の動作を検出するドロッパ検出回路と、前記ドロッパ回路の動作に応じ、前記スイッチング素子を駆動する駆動信号を用いて１次側の動作条件を変更させる条件変更回路とを具備することを特徴とする。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記ドロッパ回路が前記１次側制御回路に供給する前記一定電圧は、前記１次側制御回路の起動電圧よりも高くても良い。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記ドロッパ検出回路は、前記ドロッパ回路のオンオフを検出し、前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路のオンオフに応じて前記動作条件を切り替えても良い。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記ドロッパ回路は、前記補助巻線の電圧に応じてオンオフされるツェナーダイオードを具備し、前記ドロッパ検出回路は、前記ツェナーダイオードのオンオフにより前記ドロッパ回路のオンオフを検出しても良い。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記１次側制御回路は、過電流検出入力端子から入力された前記スイッチング素子を流れる電流値に基づいて過電流を検出する過電流検出機能を有し、前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路のオンオフに応じて前記過電流検出入力端子への前記電流値の入力条件を切り替えても良い。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路のオンオフに応じて前記駆動信号に基づくスイッチング素子の駆動条件を切り替えても良い。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記ドロッパ検出回路は、前記ドロッパ回路の動作状況を検出し、前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路の動作状況に応じて前記動作条件を変更させても良い。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記ドロッパ回路は、前記補助巻線の電圧に応じて降圧分となる主端子間の電圧が調整されるトランジスタを具備し、前記ドロッパ検出回路は、前記トランジスタにおける前記主端子間の電圧を前記ドロッパ回路の動作状況として検出しても良い。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記１次側制御回路は、過電流検出入力端子から入力された前記スイッチング素子を流れる電流値に基づいて過電流を検出する過電流検出機能を有し、前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路の動作状況に応じて前記過電流検出入力端子への前記電流値の入力条件を変更させても良い。
　さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路の動作状況に応じて前記駆動信号に基づくスイッチング素子の駆動条件を変更させても良い。
　本発明によれば、出力電圧の設定に応じて、１次側の動作条件を変更させ、出力電圧が大きく可変する場合に動作を安定化させることができるという効果を奏する。
本発明に係るスイッチング電源装置の第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。 図１に示す１次側制御用ＩＣによる過電流保護動作を説明する図である。 本発明に係るスイッチング電源装置の第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
　次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
（第１の実施の形態）
　第１の実施の形態のスイッチング電源装置１は、ＵＳＢ power delivery（以下、ＵＳＢＰＤと称す）用のコンバータであり、入力電圧Ｖｉを５Ｖもしくは２０Ｖの出力電圧Ｖｏに変換して出力する。スイッチング電源装置１は、図１を参照すると、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２１と、トランスＴと、１次側制御用ＩＣ１０と、２次側回路２０と、スイッチング素子Ｑ１と、トランジスタＱ２と、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ２１と、ツェナーダイオードＺＤ１と、抵抗Ｒ１～Ｒ１０と、コンデンサＣ２とを備えている。
　１次側制御用ＩＣ１０は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等で構成されたスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、Ｇａｔｅ（ゲート駆動出力）端子と、Ｃｓ（過電流検出入力）端子と、Ｖｃｃ（電源電圧入力）端子と、ＧＮＤ（接地）端子とを備えている。
　１次側（入力側）から２次側（負荷側）へ電力を供給するトランスＴは、１次巻線Ｐ１および補助巻線Ｐ２と、２次巻線Ｓとで構成されている。１次巻線Ｐ１の一端部には、入力電圧Ｖｉの正極端子が接続され、１次巻線Ｐの他端部には、スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースは、抵抗Ｒ９を介して入力電圧Ｖｉの負極端子（ＧＮＤ端子）に接続されている。また、１次側制御用ＩＣ１０のＧａｔｅ端子は、直列に接続された抵抗Ｒ１及びＲ２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。これにより、１次側制御用ＩＣ１０は、Ｇａｔｅ端子から出力するゲートパルスによってスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御し、トランスＴの１次巻線Ｐ１に与えられた電力をトランスＴの２次巻線Ｓに伝達させる。なお、抵抗Ｒ１には、ダイオードＤ１が並列に接続されている。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１からの電荷を放電する向きに接続され、スイッチング素子Ｑのターンオン時間よりもターンオフ時間を短く設定する。
　トランスＴの２次巻線Ｓの両端子間には、ダイオードＤ２１を介して平滑コンデンサＣ２１が接続されている。トランスＴの２次巻線Ｓに誘起される電圧は、ダイオードＤ２１と平滑コンデンサＣ２１により整流平滑され、平滑コンデンサＣ２１の端子間電圧が２次側回路２０に入力される。
　２次側回路２０は、出力電圧Ｖｏの設定を５Ｖもしくは２０Ｖのいずれかに切り換えるＳＷ（スイッチ）回路、出力電圧Ｖｏを安定させるＣＶ（定電圧）回路、ＳＷ回路によって設定された出力電圧Ｖｏに応じたフィードバック（ＦＢ）信号を１次側制御用ＩＣ１０にフィードバックするＦＢ（フィードバック）回路等からなる。そして、１次側制御用ＩＣ１０は、２次側回路２０からのＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を制御し、２次側に供給する電力量を制御する。
　トランスＴの補助巻線Ｐ２の両端子間には、ダイオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。なお、補助巻線Ｐ２とダイオードＤ３との間に介装されたリアクトルＬ１は、サージ抑制用の素子である。リアクトルＬ１の代わりに抵抗を用いても良い。そして、平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は、トランジスタＱ２、抵抗Ｒ３及びツェナーダイオードＺＤ１で構成されたドロッパ回路３０と、ダイオードＤ２とを介し、ＩＣ用電源電圧として１次側制御用ＩＣ１０のＶｃｃ端子に供給される。
　平滑コンデンサＣ１の正極端子は、トランジスタＱ２とダイオードＤ２とを介して１次側制御用ＩＣ１０のＶｃｃ端子に接続され、平滑コンデンサＣ１の負極端子は、１次側制御用ＩＣ１０のＧＮＤ端子に接続されている。トランジスタＱ２はＮＰＮ型であり、コレクタが平滑コンデンサＣ１の正極端子に、エミッタがダイオードＤ２のアノードにそれぞれ接続されている。そして、ダイオードＤ２のカソードが１次側制御用ＩＣ１０のＣｓ端子に接続されている。
　また、平滑コンデンサＣ１の正極端子と負極端子との間には、抵抗Ｒ３と、ツェナーダイオードＺＤ１と、抵抗Ｒ４とが直列に接続されている。そして、トランジスタＱ２のベースが抵抗Ｒ３とツェナーダイオードＺＤ１のカソードとの接続点に接続され、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードが抵抗Ｒ４を介して１次側制御用ＩＣ１０のＧＮＤ端子に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１のソース端子と抵抗Ｒ９との接続点は、抵抗Ｒ８及びコンデンサＣ２からなるＲＣフィルタと、抵抗Ｒ７とを介して１次側制御用ＩＣ１０のＣｓ（過電流検出入力）端子に接続されている。
　また、１次側制御用ＩＣ１０のＧａｔｅ端子とＣｓ端子との間は、抵抗Ｒ５と、スイッチ素子Ｑ４とが直列に接続されている。スイッチ素子Ｑ４は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴで構成され、ドレインが抵抗Ｒ５を介して１次側制御用ＩＣ１０のＧａｔｅ端子に、ソースが１次側制御用ＩＣ１０のＣｓ端子にそれぞれ接続されている。スイッチ素子Ｑ４のゲートは、抵抗Ｒ６を介して１次側制御用ＩＣ１０のＶｃｃ端子に接続されていると共に、スイッチ素子Ｑ３を介して１次側制御用ＩＣ１０のＧＮＤ端子に接続されている。
　スイッチ素子Ｑ３は、ＮＰＮ型トランジスタで構成され、コレクタがスイッチ素子Ｑ４のゲートに、エミッタが１次側制御用ＩＣ１０のＧＮＤ端子に、ベースがツェナーダイオードＺＤ１のアノードと抵抗Ｒ４との接続点にそれぞれ接続されている。
　ドロッパ回路３０は、出力電圧Ｖｏが５Ｖに設定された場合にオフとなり、出力電圧Ｖｏが２０Ｖに設定された場合にオンするように設定されている。ドロッパ回路３０の動作電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶｚとトランジスタＱ３のベース・エミック間電圧ＶｂｅＱ３とで決定され、出力電圧Ｖｏが２０Ｖ（高い出力電圧Ｖｏ）に設定されると、平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が（Ｖｚ＋ＶｂｅＱ３）以上になる。これにより、ドロッパ回路３０はオンされ、Ｖｚ＋ＶｂｅＱ３から（トランジスタＱ２のベース・エミック間電圧ＶｂｅＱ２＋ダイオードＤ２の順方向電圧ＶｆＤ２）が低下した一定の電圧が１次側制御用ＩＣ１０のＶｃｃ端子に印加される。この（Ｖｚ＋ＶｂｅＱ３）－（ＶｂｅＱ２＋ＶｆＤ２）は、１次側制御用ＩＣ１０の起動電圧よりも高く、耐圧よりも低い値に設定されている。
　出力電圧Ｖｏが５Ｖ（低い出力電圧Ｖｏ）に設定されて平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１がＶｚ＋ＶｂｅＱ３未満になる。これにより、ドロッパ回路３０（ツェナーダイオードＺＤ１）はオフとなり、トランジスタＱ２はセルフバイアスをし、ＶＣ１から（ＶｂｅＱ２＋ＶｆＤ２）が低下した電圧が１次側制御用ＩＣ１０のＶｃｃ端子に印加される。
　スイッチ素子Ｑ３と抵抗Ｒ４とは、ドロッパ回路３０のオンオフを検出するドロッパ動作検出回路４０として機能する。すなわち、出力電圧Ｖｏが２０Ｖ（高い出力電圧Ｖｏ）に設定されてドロッパ回路３０（ツェナーダイオードＺＤ１）がオン状態では、トランジスタＱ３がオンし、出力電圧Ｖｏが５Ｖ（低い出力電圧Ｖｏ）に設定されてドロッパ回路３０（ツェナーダイオードＺＤ１）がオフ状態では、トランジスタＱ３がオフされる。
　スイッチ素子Ｑ４と抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７とは、過電流検出条件を補正する過電流検出条件補正回路５０として機能する。トランジスタＱ３がオン、すなわちドロッパ動作検出回路４０によってドロッパ回路３０のオン状態が検出されると、スイッチ素子Ｑ４はオフ状態となる。これにより、抵抗Ｒ９によって電圧信号ＶＩｄとして検出されるスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄは、サージによる誤検出防止用のＲＣフィルタを介して、１次側制御用ＩＣ１０のＣｓ端子に入力される。１次側制御用ＩＣ１０は、過電流保護機能を有し、図２（ａ）に示すように、ＶＩｄと過電流閾値Ｖｔｈとを比較し、ＶＩｄが過電流閾値Ｖｔｈを越えると、２次側に供給する電力を制限する過電流保護動作を実行する。
　トランジスタＱ３がオフ、すなわちドロッパ動作検出回路４０によってドロッパ回路３０のオフ状態が検出されると、スイッチ素子Ｑ４のゲートに抵抗Ｒ６を介して電圧が印加され、スイッチ素子Ｑ４はオン状態となる。これにより、１次側制御用ＩＣ１０のＧａｔｅ端子から出力されるゲートパルスによってＣｓ端子の電圧がバイアスされ、抵抗Ｒ９によって検出される電圧信号ＶＩｄが、図２（ｂ）に示すように電圧Ｖｕｐ分底上げされる。そして、１次側制御用ＩＣ１０では、底上げされたＶＩｄと過電流閾値Ｖｔｈとを比較し、底上げされたＶＩｄが過電流閾値Ｖｔｈを越えると、２次側に供給する電力を制限する過電流保護動作を実行する。電圧信号ＶＩｄが底上げされる電圧Ｖｕｐは、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ７との分圧比によって決定され、１次側制御用ＩＣ１０において、出力電圧Ｖｏが切り換えられても、ほぼ同じ条件で過電流保護動作を実行することができる。
　また、ゲート抵抗である抵抗Ｒ１及びＲ２には、直列に接続されたスイッチ素子Ｑ５と抵抗Ｒ１０とが並列に接続されている。スイッチ素子Ｑ５は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴで構成され、ソースが１次側制御用ＩＣ１０のＧａｔｅ端子に、ドレインが抵抗Ｒ１０を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに、ゲートが抵抗Ｒ５とスイッチ素子Ｑ４のドレインとの接続点にそれぞれ接続されている。
　スイッチ素子Ｑ５と、抵抗Ｒ１０とは、ゲート抵抗を切り替えるゲート抵抗変更回路６０として機能する。スイッチ素子Ｑ５は、スイッチ素子Ｑ４がオン状態でオンされ、スイッチ素子Ｑ４がオフ状態でオフされる。これにより、出力電圧Ｖｏが５Ｖ（低い出力電圧Ｖｏ）に設定されると、スイッチ素子Ｑ４がオン状態になり、抵抗Ｒ１及びＲ２に並列抵抗（抵抗Ｒ１０）が接続され、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングスピードが上がる。
　すなわち、抵抗Ｒ１及びＲ２で構成されるゲート抵抗は、出力電圧Ｖｏが２０Ｖ（高い出力電圧Ｖｏ）に対応したものであり、出力電圧Ｖｏが５Ｖ（低い出力電圧Ｖｏ）では、スイッチングスピードが遅く、ＥＭＩの過剰設計を行っていることとなる。従って、出力電圧Ｖｏが５Ｖ（低い出力電圧Ｖｏ）では、ゲート抵抗を低下させてスイッチングスピードが速くすることで、損失を低減することができる。
（第２の実施の形態）
　第２の実施の形態のスイッチング電源装置１ａは、図３を参照すると、２次側回路２０ａにおいて出力電圧Ｖｏを５Ｖ～２０Ｖの任意の電圧に設定可能に構成され、入力電圧Ｖｉを５Ｖ～２０Ｖの任意の電圧に設定された出力電圧Ｖｏに変換して出力する。
スイッチング電源装置１ａでは、ドロッパ回路３０のオンオフを検出するドロッパ動作検出回路４０に換えて、ドロッパ回路３０の動作状況を検出するドロッパ動作状況検出回路７０が設けられている。ドロッパ動作状況検出回路７０は、非反転入力端子がトランジスタＱ２のコレクタに、反転入力端子がトランジスタＱ２のエミッタにそれぞれ接続された差動増幅器ＯＰ１で構成される。これにより、差動増幅器ＯＰ１の出力端子からは、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧ＶｃｅＱ２、すなわちドロッパ回路３０による降圧分が電圧信号として出力される。
　また、過電流検出条件補正回路５０ａにおいて、スイッチ素子Ｑ４の換わりに、差動増幅器ＯＰ１の出力レベルに応じた電流を流す電流源ＣＣ１が設けられている。電流源ＣＣ１は、１次側制御用ＩＣ１０のＧａｔｅ端子から出力されるゲートパルスを用い、差動増幅器ＯＰ１の出力レベルに応じた電流をＣｓ端子と抵抗Ｒ７との接続点に供給する。電流源ＣＣ１は、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧ＶｃｅＱ２が小さくなり、差動増幅器ＯＰ１の出力レベルが低くなるほど、大きな電流をＣｓ端子と抵抗Ｒ７との接続点に供給する。これにより、抵抗Ｒ９によって検出される電圧信号ＶＩｄが設定された出力電圧Ｖｏに応じて底上げされる。
１次側制御用ＩＣ１０では、底上げされたＶＩｄと過電流閾値Ｖｔｈとを比較し、底上げされたＶＩｄが過電流閾値Ｖｔｈを越えると、２次側に供給する電力を制限する過電流保護動作を実行する。電圧信号ＶＩｄが底上げされる電圧Ｖｕｐは、電流源ＣＣ１から供給される電流値によって決定され、１次側制御用ＩＣ１０において、出力電圧Ｖｏが変更さられても、ほぼ同じ条件で過電流保護動作を実行することができる。
　ゲート抵抗変更回路６０ａにおいて、スイッチ素子Ｑ５の換わりに、差動増幅器ＯＰ１の出力レベルに応じた電流を流す電流源ＣＣ２が設けられている。電流源ＣＣ２は、１次側制御用ＩＣ１０のＧａｔｅ端子から出力されるゲートパルスを用い、差動増幅器ＯＰ１の出力レベルに応じた電流を抵抗Ｒ１０経由でスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給する。電流源ＣＣ２は、トランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電圧ＶｃｅＱ２が小さくなり、差動増幅器ＯＰ１の出力レベルが低くなるほど、大きな電流を抵抗Ｒ１０経由でスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給する。これにより、これにより、出力電圧Ｖｏが低くなるほどスイッチング素子Ｑ１のスイッチングスピードが上がることになる。従って、出力電圧Ｖｏに応じた最適なスイッチング素子の駆動条件に調整することができる。
　以上のように、本実施の形態によれば、トランスＴの１次巻線Ｐ１に接続されたスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御させることで、１次巻線Ｐ１に印加された入力電力Ｖｉを２次巻線Ｓに伝達させると共に、２次巻線Ｓから補助巻線Ｐ２に電力を戻し、補助巻線Ｐ２からスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する１次側制御回路（１次側制御用ＩＣ１０）の駆動電源Ｖｃｃを生成するスイッチング電源装置１、１ａであって、補助巻線Ｐ２の電圧に応じてオンオフされ、オン時には補助巻線Ｐ２の電圧を降圧させた一定電圧を駆動電源Ｖｃｃとして１次側制御回路（１次側制御用ＩＣ１０）に供給するドロッパ回路３０と、ドロッパ回路３０の動作を検出するドロッパ検出回路（ドロッパ動作検出回路４０、ドロッパ動作状況検出回路７０）と、ドロッパ回路の動作に応じ、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号（ゲートパルス）を用いて１次側の動作条件を変更させる条件変更回路（過電流検出条件補正回路５０、５０ａ、ゲート抵抗変更回路６０、６０ａ）とを具備する。
　この構成により、出力電圧Ｖｏの設定に応じて、１次側の動作条件を変更させ、出力電圧Ｖｏが大きく可変しても動作を安定化させることができる。
　さらに、本実施の形態によれば、ドロッパ回路３０が１次側制御回路（１次側制御用ＩＣ１０）に供給する一定電圧は、１次側制御回路（１次側制御用ＩＣ１０）の起動電圧よりも高く設定されている。
　この構成により、出力電圧Ｖｏが大きく可変しても１次側制御回路（１次側制御用ＩＣ１０）を安定した動作させることができる。
　さらに、本実施の形態によれば、ドロッパ検出回路（ドロッパ動作検出回路４０）は、ドロッパ回路３０のオンオフを検出し、条件変更回路（過電流検出条件補正回路５０、ゲート抵抗変更回路６０）は、ドロッパ回路３０のオンオフに応じて動作条件を切り替える。
　この構成により、ドロッパ回路３０のオンオフによって１次側で出力電圧Ｖｏの切り替えを検出することができる。
　さらに、本実施の形態によれば、ドロッパ回路３０は、補助巻線Ｐ２の電圧に応じてオンオフされるツェナーダイオードＺＤ１を具備し、ドロッパ検出回路（ドロッパ動作検出回路４０）は、ツェナーダイオードＺＤ１のオンオフによりドロッパ回路３０のオンオフを検出する。
　この構成により、ツェナーダイオードＺＤ１を流れる電流を検出することで、簡単にドロッパ回路３０のオンオフを検出することができる。
　さらに、本実施の形態によれば、１次側制御回路（１次側制御用ＩＣ１０）は、Ｃｓ端子から入力されたスイッチング素子Ｑ１を流れる電流値（ドレイン電流Ｉｄ）に基づいて過電流を検出する過電流検出機能を有し、条件変更回路（過電流検出条件補正回路５０）は、ドロッパ回路３０のオンオフに応じてＣｓ端子への電流値（ドレイン電流Ｉｄ）の入力条件を切り替える。
　この構成により、出力電圧Ｖｏが切り替わっても過電流保護動作を安定して実行することができる。
　さらに、本実施の形態によれば、条件変更回路（ゲート抵抗変更回路６０）は、ドロッパ回路３０のオンオフに応じて駆動信号（ゲートパルス）に基づくスイッチング素子Ｑ１の駆動条件を切り替える。
　この構成により、スイッチング素子Ｑ１の駆動条件を出力電圧Ｖｏが切り替えに応じて適切な条件に切り替えることができる。
　さらに、本実施の形態によれば、ドロッパ検出回路（ドロッパ動作状況検出回路７０）は、ドロッパ回路３０の動作状況を検出し、条件変更回路（過電流検出条件補正回路５０ａ、ゲート抵抗変更回路６０ａ）は、ドロッパ回路３０の動作状況に応じて動作条件を変更させる。
　この構成により、ドロッパ回路３０の動作状況によって１次側で出力電圧Ｖｏの変更を検出することができる。
　さらに、本実施の形態によれば、ドロッパ回路３０は、補助巻線Ｐ２の電圧に応じて降圧分となる主端子間の電圧（コレクタ・エミッタ間電圧ＶｃｅＱ２）が調整されるトランジスタＱ２を具備し、ドロッパ検出回路（ドロッパ動作状況検出回路７０）は、コレクタ・エミッタ間電圧ＶｃｅＱ２をドロッパ回路３０の動作状況として検出する。
　この構成により、ドロッパ回路３０による降圧分によって１次側で出力電圧Ｖｏの変更を検出することができる。
　さらに、本実施の形態によれば、１次側制御回路（１次側制御用ＩＣ１０）は、Ｃｓ端子から入力されたスイッチング素子Ｑ１を流れる電流値（ドレイン電流Ｉｄ）に基づいて過電流を検出する過電流検出機能を有し、条件変更回路（過電流検出条件補正回路５０ａ）は、ドロッパ回路３０の動作状況に応じてＣｓ入力端子への電流値（ドレイン電流Ｉｄ）の入力条件を変更させる。
　この構成により、出力電圧Ｖｏが変更されても過電流保護動作を安定して実行することができる。
　さらに、本実施の形態によれば、条件変更回路（ゲート抵抗変更回路６０ａ）は、ドロッパ回路３０の動作状況に応じて駆動信号（ゲートパルス）に基づくスイッチング素子Ｑ１の駆動条件を変更させる。
　この構成により、スイッチング素子Ｑ１の駆動条件を出力電圧Ｖｏが変更に応じて適切な条件に変更することができる。
　以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
１、１ａ　スイッチング電源装置
Ｖｉ　入力電圧
Ｃ１、Ｃ２１　平滑コンデンサ
ＣＣ１、ＣＣ２　電流源
Ｔ　トランスＴ
１０　１次側制御用ＩＣ
２０、２０ａ　２次側回路
Ｑ１　スイッチング素子
Ｑ２　トランジスタ
Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５　スイッチ素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ２１　ダイオード
ＺＤ１　ツェナーダイオード
Ｒ１～Ｒ１０　抵抗
Ｃ２　コンデンサ
３０　ドロッパ回路
４０　ドロッパ動作検出回路
５０、５０ａ　過電流検出条件補正回路
６０、６０ａ　ゲート抵抗変更回路
７０　ドロッパ動作状況検出回路

Claims (10)

  1. 　トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子をオンオフ制御させることで、前記１次巻線に印加された入力電力を前記トランスの２次巻線に伝達させると共に、前記２次巻線から前記トランスの補助巻線に電力を伝達し、前記補助巻線から前記スイッチング素子をオンオフ制御する１次側制御回路の駆動電源を生成するスイッチング電源装置であって、
    　前記補助巻線の電圧に応じてオンオフされ、オン時には前記補助巻線の電圧を降圧させた一定電圧を前記駆動電源として前記１次側制御回路に供給するドロッパ回路と、
    　前記ドロッパ回路の動作を検出するドロッパ検出回路と、
    　前記ドロッパ回路の動作に応じ、前記スイッチング素子を駆動する駆動信号を用いて１次側の動作条件を変更させる条件変更回路とを具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　前記ドロッパ回路が前記１次側制御回路に供給する前記一定電圧は、前記１次側制御回路の起動電圧よりも高いことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記ドロッパ検出回路は、前記ドロッパ回路のオンオフを検出し、
    　前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路のオンオフに応じて前記動作条件を切り替えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記ドロッパ回路は、前記補助巻線の電圧に応じてオンオフされるツェナーダイオードを具備し、
    　前記ドロッパ検出回路は、前記ツェナーダイオードのオンオフにより前記ドロッパ回路のオンオフを検出することを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記１次側制御回路は、過電流検出入力端子から入力された前記スイッチング素子を流れる電流値に基づいて過電流を検出する過電流検出機能を有し、
    　前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路のオンオフに応じて前記過電流検出入力端子への前記電流値の入力条件を切り替えることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路のオンオフに応じて前記駆動信号に基づくスイッチング素子の駆動条件を切り替えることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記ドロッパ検出回路は、前記ドロッパ回路の動作状況を検出し、
    　前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路の動作状況に応じて前記動作条件を変更させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記ドロッパ回路は、前記補助巻線の電圧に応じて降圧分となる主端子間の電圧が調整されるトランジスタを具備し、
    　前記ドロッパ検出回路は、前記トランジスタにおける前記主端子間の電圧を前記ドロッパ回路の動作状況として検出することを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
  9. 　前記１次側制御回路は、過電流検出入力端子から入力された前記スイッチング素子を流れる電流値に基づいて過電流を検出する過電流検出機能を有し、
    　前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路の動作状況に応じて前記過電流検出入力端子への前記電流値の入力条件を変更させることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
  10. 　前記条件変更回路は、前記ドロッパ回路の動作状況に応じて前記駆動信号に基づくスイッチング素子の駆動条件を変更させることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
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