WO2017209206A1 - 光検出装置、及び電子機器 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a photodetection device and an electronic device using an avalanche effect.
  • AF autofocus
  • a method of performing autofocus of the camera using the contrast of an image has been generally used.
  • the AF using the contrast of the image has a weak point that when the contrast of the object to be photographed is low in a dark place or the like, the AF speed is extremely lowered and the lens is in focus.
  • a robot such as a drone is required to have a small and lightweight distance measuring sensor.
  • a distance measuring sensor using a triangulation type PSD light receiving element Compared with a distance measuring sensor using a triangulation type PSD light receiving element, a TOF type distance measuring sensor advantageous for miniaturization is useful.
  • FIG. 7 is a graph showing an operation state of a Geiger mode in a conventional avalanche photodiode. As shown in FIG. 7, this single photon detection is realized by reverse biasing the avalanche photodiode with a voltage greater than the breakdown voltage V BD (point A in FIG. 7). The avalanche photodiode enters a metastable state (point B in FIG. 7) when photons arrive and avalanche amplification occurs. This avalanche amplification is extinguished by the quench resistor connected to the avalanche photodiode (point C in FIG.
  • voltage VHV_v is a voltage value of a power supply for applying a reverse bias voltage
  • Vex is an overvoltage (difference between breakdown voltage VBD and voltage value VHV_v).
  • SPAD Single-Photon-Avalanche-Diode
  • the photodiode array module disclosed in Patent Document 1 includes a plurality of avalanche photodiodes operating in a Geiger mode, a high voltage generation unit, and a current detection unit.
  • the high voltage generator generates a DC voltage to be applied to the photodiode array.
  • the current detection unit detects a current flowing through the photodiode array and generates a current monitor signal.
  • the control unit controls the high voltage generation unit so as to change the generated DC voltage. Further, the control unit obtains an inflection point in the change in the current flowing through the photodiode array with respect to the change in the DC voltage applied to the photodiode array, based on the current monitor signal generated by the current detection unit. Further, the control unit determines a recommended operating voltage based on the DC voltage at the inflection point.
  • the photon detection element disclosed in Patent Document 2 has one or more avalanche photodiodes and a non-linear circuit connected between the cathode of the avalanche photodiode and an external power supply.
  • the non-linear circuit shows the variation of the set potential with respect to the temperature change when driven at a constant current so that the cathode potential becomes the set potential with respect to the first temperature coefficient indicating the change with respect to the temperature change of the breakdown voltage of the avalanche photodiode.
  • the second temperature coefficient shown is substantially the same.
  • Japanese Patent Publication Japanese Patent Laid-Open No. 2013-16638 (published on January 24, 2013)” Japanese Patent Publication “Japanese Patent Laid-Open No. 2016-61729 (published on April 25, 2016)”
  • the photodiode array module disclosed in Patent Document 1 it is necessary to provide a current detection unit, that is, a current detection circuit, and there is a problem that the circuit scale increases.
  • the photon detection element disclosed in Patent Document 2 it is necessary to store the initial breakdown voltage individually for each avalanche photodiode in advance in order to cope with the case where the breakdown voltage fluctuates. is there.
  • the photon detection element disclosed in Patent Document 2 needs to store the initial breakdown voltage of the avalanche photodiode separately from the operation that the photon detection element processes. For this reason, there is a problem that man-hours are increased in manufacturing the photon detection element, resulting in an increase in manufacturing cost.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a photodetection device and an electronic apparatus that can reduce the circuit scale and reduce the manufacturing cost.
  • a photodetector includes a first SPAD array that operates in a Geiger mode and receives first light that is a light pulse emitted from a light-emitting unit.
  • the second light reflected by the object to be detected is incident on the second SPAD array operating in Geiger mode, and the first SPAD array and the second SPAD array are reverse-biased.
  • a voltage generation unit that applies a voltage; and a voltage adjustment unit that adjusts the reverse bias voltage according to the number of pulses of a pulse signal output from the first SPAD array upon incidence of the first light.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a reference side SPAD array, a SPAD front-end circuit, and an HV generation circuit according to a second embodiment of the present invention. It is a graph which shows the output of the power supply and terminal of the active quench circuit which concerns on Embodiment 2 of this invention. It is a sequence diagram which shows operation
  • (A) is the graph which shows the output of the reverse bias voltage in the SPAD array which concerns on Embodiment 4 of this invention, and the sequence diagram which shows the operation
  • FIG. 1 is a block diagram showing a structure of a photodetection device 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the photodetector 1 in the present embodiment includes a VCSEL driver 2, a VCSEL 3 (light emitting unit), a reference side SPAD array 8 (first SPAD array), and a return side SPAD array 9 (first array).
  • 2 SPAD array reference side SPAD front end circuit 10, return side SPAD front end circuit 11, HV generation circuit 12 (voltage generation unit), DLL 13, time difference measurement counter 14, data register 15, and SPAD bias control block 20 (voltage adjustment unit).
  • the light detection device 1 is a TOF type distance measuring sensor that measures the distance to the detection target 6 using SPAD.
  • the VCSEL 3 emits light pulses to the SPAD array 8 and the detection object 6 when measuring the distance between the light detection device 1 and the detection object 6.
  • a light pulse that the VCSEL 3 irradiates the SPAD array 8 is a first light 4
  • a light pulse that the VCSEL 3 irradiates the detection target 6 is a first light 5.
  • the detection object 6 is irradiated with the first light 5
  • the light reflected by the detection object 6 is referred to as second light 7.
  • the SPAD array 9 receives the second light 7 obtained by reflecting the first light 5 with the detection target 6 and receives it as a pulse signal.
  • the SPAD array 9 transmits a pulse signal to the SPAD front end circuit 11.
  • a reverse bias voltage is applied to the SPAD array 9 by the HV generation circuit 12.
  • the data register 15 stores the distance from the light detection device 1 calculated by the time difference measurement counter 14 to the detection target 6 as a record.
  • the HV generation circuit 12 generates a reverse bias voltage to be applied to the SPAD array 8 and the SPAD array 9.
  • the SPAD bias control block 20 includes a VCSEL driver control unit 21, a pulse counter 22, a determination unit 23, and an HV control unit 24.
  • the SPAD bias control block 20 adjusts the output voltage of the HV generation circuit 12 according to the presence / absence of a pulse signal output from the reference side SPAD array 8.
  • the pulse counter 22 counts the pulse signal output from the SPAD array 8 when setting the reverse bias voltage to be applied to the SPAD array 8 and the SPAD array 9.
  • the determination unit 23 determines the number of pulses output by the pulse counter 22.
  • the VCSEL driver control unit 21 controls the HV control unit 24 that controls the HV generation circuit 12 and the VCSEL driver 2 based on the determination result by the determination unit 23. Thereby, the VCSEL driver control unit 21 can control the VCSEL 3 and the HV generation circuit 12 based on the determination result by the determination unit 23.
  • the SPAD bias control block 20 can operate the SPAD array 8 and the SPAD array 9 in an optimal Geiger mode.
  • the SPAD bias control block 20 determines the presence or absence of a pulse signal output from the reference side SPAD even when the VCSEL 3 is not emitting light. However, by limiting the presence or absence of the pulse signal output from the reference side SPAD to only the period during which the VCSEL 3 emits light, the SPAD bias control block 20 always causes a constant light amount to enter the reference side SPAD array. Can do.
  • the photodetection device 1 is less susceptible to the dark count and can be controlled with a more accurate reverse bias voltage.
  • the dark count is the frequency of occurrence of noise (dark noise) due to thermally generated dark current carriers.
  • the photodetector 1 only the first light 4 emitted from the VCSEL 3 is incident on the SPAD array 8, and only the second light 7 that is reflected light from the detection target 6 is incident on the SPAD array 9. It has a simple structure.
  • a light shielding wall 32 is disposed between the SPAD array 8 and the SPAD array 9.
  • the SPAD array 9 is structured such that the first light 4 emitted from the VCSEL 3 does not enter directly. That is, the SPAD array 9 has a structure in which only the second light 7 that is reflected light from the detection target 6 is incident.
  • the optical filters 30 and 31 are band-pass filters that pass wavelengths in the vicinity of the emission wavelength of the VCSEL 3 (infrared rays are used and the wavelength is usually 850 nm or 940 nm). It is a structure that is difficult to do.
  • the light detection device 1 is provided with a mirror 33 on the reflection surface of the first light 4 as shown in FIG.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view showing the structure of another photodetection device 1 ′ having a configuration in which the mirror 33 is omitted from the configuration of the photodetection device 1 shown in FIG. 2.
  • the photodetecting device 1 ' has a configuration in which the mirror 33 is omitted from the configuration of the photodetecting device 1 shown in FIG.
  • the first light 4 emitted from the VCSEL 3 may be reflected by the package wall surface so that the first light 4 reaches the SPAD array 8.
  • SPAD array 8 and the SPAD front end circuit 10 will be described as an example, but the SPAD array 9 and the SPAD front end circuit 11 have the same configuration.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the SPAD array 8, the SPAD front-end circuit 10, and the HV generation circuit 12 according to the second embodiment of the present invention.
  • the SPAD array 8 is composed of n SPADSPAD1 to SPADn.
  • the cathodes of SPADSPAD1 to SPADSPADn are all connected to a high-voltage power supply VHV and a current source IQ that apply a bias voltage.
  • active quench circuits each including n NMOS transistors M1 to Mn having the same size are connected to the anodes of SPADSPAD1 to SPADSPADn.
  • the anodes of SPADSPAD1 to SPADSPADn are each connected to an OR circuit ORC.
  • the OR circuit ORC receives outputs from SPADSPAD1 to SPADSPADn, and outputs a result calculated from the outputs to a terminal SPAD_OUT.
  • the active quench circuit includes NMOS transistors M1 to Mn, a current source IQ, and a terminal AQM_OUT.
  • FIG. 4 is a graph showing power supplies and terminal outputs of the active quench circuit according to Embodiment 2 of the present invention.
  • a current source IQ is arranged in the active quench circuit.
  • the current source IQ can vary the current value to an arbitrary value.
  • the gate voltage of the NMOS transistor Maqm is configured to be the voltage VS1_v of the power supply VS1.
  • the current values of SPADSPAD1 to SPADSPADn output from the SPAD front-end circuit 10 are set as the current value IQ_v of the current source IQ. Further, the terminal CTL_AQM is set to the high level, and the voltage VS1_v of the power supply VS1 is increased stepwise as shown in FIG.
  • the VCSEL driver 2 emits light with light weaker than the light emission amount of the VCSEL 3 at the time of distance measurement in the distance measurement period 41. That is, as is clear from the VCSEL emission intensity shown as the vertical axis of the graph of FIG.
  • the reverse bias voltage is adjusted (VHV voltage setting period 40B) from the light emission intensity of the light emitted by the VCSEL 3 when the operation related to the measurement of the distance between the light detection device 1 and the detection object 6 is started (distance measurement period 41).
  • the emission intensity of the light emitted by the VCSEL 3 becomes weaker.
  • the SPAD bias control block 20 adjusts the voltage of the power supply VHV, the power consumption of the photodetecting device 1 can be easily suppressed by adjusting the VCSEL 3 with the minimum necessary amount of light.
  • the VHV voltage adjustment is performed by counting the number of pulses of the SPAD array 8 on which the first light 4 emitted from the VCSEL 3 is incident.
  • the pulse counter 22 counts the pulse signal output from the SPAD array 8 when setting the reverse bias voltage to be applied to the SPAD array 8 and the SPAD array 9.
  • the determination unit 23 determines the number of pulses output by the pulse counter 22.
  • the VCSEL driver control unit 21 controls the HV control unit 24 that controls the HV generation circuit 12 and the VCSEL driver 2 based on the determination result by the determination unit 23. Thereby, the VCSEL driver control unit 21 can control the VCSEL 3 and the HV generation circuit 12 based on the determination result by the determination unit 23.
  • FIG. 6A is a graph showing the output of the reverse bias voltage in the SPAD array 8 and the SPAD array 9 according to Embodiment 4 of the present invention, and a sequence diagram showing the operation of the SPAD bias control block 20.
  • FIG. 6B is an enlarged view in which the portion S is enlarged in FIG.
  • the SPAD bias control block 20 increases the reverse bias voltage (the voltage VHV_v of the power supply VHV) applied to the SPAD array 8 and the SPAD array 9 from a low voltage to a high voltage. .
  • the voltage VHV_v of the power supply VHV starts from the initial value VHV0.
  • a counter reset signal is input to the pulse counter 22 immediately.
  • the SPAD bias control block 20 resets the pulse counter 22 to zero count.
  • the VCSEL driver control unit 21 performs control of causing the VCSEL drive signal to emit light five times. That is, the VCSEL driver 2 causes the VCSEL 3 to emit light five times.
  • the number of pulses of the VCSEL 3 is five, but other numbers of pulses may be used.
  • the SPAD bias control block 20 enables the counter enable signal of the pulse counter 22 during the period in which the VCSEL 3 emits pulses. That is, the SPAD bias control block 20 adjusts the reverse bias voltage during the period in which the VCSEL 3 emits light. Then, the SPAD bias control block 20 counts the pulse signal output from the SPAD array 8 by the pulse counter 22. At this time, the timing when the counter enable signal is enabled is a timing before the VCSEL 3 starts to emit pulses. Thereby, it is possible to prevent the pulse counter 22 from missing the count of the pulse signal.
  • the pulse counter 22 sets the counter reading signal to a high level and transmits the count number to the determination unit 23.
  • the HV control unit 24 changes the voltage VHV_v of the power supply VHV from VHV0. Increase to VHV1. Thereafter, the same operation is performed.
  • the step in which the HV control unit 24 increases the voltage VHV_v of the power supply VHV may be equal voltage or not equal voltage.
  • the SPAD bias control block 20 determines that VHV21 is the SPAD breakdown voltage VBD .
  • the SPAD bias control block 20 generates HV so as to generate a voltage higher than the breakdown voltage VBD by the over voltage Vex in order to operate the SPAD of the SPAD array 8 and the SPAD array 9 in Geiger mode.
  • the circuit 12 is controlled.
  • the HV control unit 24 sets the reverse bias voltage applied to the SPAD array 8 and the SPAD array 9 to VHV21 + Vex.
  • Vex may have temperature dependency.
  • the HV control unit 24 controls the reverse bias voltage applied to the SPAD array 8 and the SPAD array 9 as described above.
  • the electronic device according to aspect 6 of the present invention may include the light detection device 1 in any one of the above aspects 1 to 5.
  • the electronic device includes the light detection device 1, and thus can be miniaturized and have a function of measuring the distance between the electronic device and the detection target 6.

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Abstract

光検出装置（１）は、第１の光（４）の入射によりＳＰＡＤアレイ（８）が出力するパルス信号のパルス数により、逆バイアス電圧を調整するＳＰＡＤバイアス制御ブロック（２０）を備える。

Description

光検出装置、及び電子機器
　本発明はアバランシェ効果を利用した光検出装置、及び電子機器に関するものである。
　近年、スマートフォンなどの携帯型情報端末が広く普及している。また、カメラ、近接センサ、方位センサ、加速度センサ、角速度センサ、及び照度センサ等の小型化により、各種センサが多種多様な携帯型情報端末に搭載されるようになってきている。スマートフォンに内蔵されているカメラのオートフォーカス（ＡＦ）については従来、画像のコントラストを利用して、カメラのオートフォーカスを行う方法が一般的に使用されてきた。しかし、画像のコントラストを利用したＡＦは、暗所等で撮影対象物のコントラストが低い場合に、ＡＦ速度が極端に低下し、レンズの合焦がもたつくといった弱点がある。暗所でも高速のＡＦが可能な、小型高速の測距センサの要望があり、近年、ＴＯＦ（ＴＯＦ：Time Of Flight）方式のＡＦ用測距センサが携帯型情報端末に搭載され始めている。
　また、ドローン等のロボットにおいても、小型軽量の測距センサが求められている。三角測量方式のＰＳＤ受光素子を用いた測距センサと比較して、小型化に有利なＴＯＦ方式の測距センサが有用である。
　従来、ガイガーモードで動作されるアバランシェフォトダイオードは、単一光子を検知することができることが知られている。図７は、従来のアバランシェフォトダイオードにおけるガイガーモードの動作状態を示すグラフである。図７に示すように、この単一光子の検知は、ブレークダウン電圧ＶＢＤより大きい電圧でアバランシェフォトダイオードを逆バイアスすることにより実現される（図７の点Ａ）。アバランシェフォトダイオードはフォトンが到着して、アバランシェ増幅が発生すると準安定状態（図７の点Ｂ）になる。このアバランシェ増幅はアバランシェフォトダイオードに接続されるクエンチ抵抗によって消滅し（図７の点Ｃ）、このとき、逆バイアス電圧は、ブレークダウン電圧ＶＢＤより小さくなる。その後、逆バイアス電圧がまた大きくなることで、アバランシェフォトダイオードは、ガイガーモードでの待機状態になり、次にフォトンが入射するまで、待機状態（図７の点Ａ）を保持する。なお、図７において、電圧ＶＨＶ＿ｖは逆バイアス電圧を印加するための電源の電圧値であり、Ｖｅｘはオーバー電圧（ブレークダウン電圧ＶＢＤと電圧値ＶＨＶ＿ｖとの差）である。
　ＳＰＡＤ（ＳＰＡＤ：Single Photon Avalanche Diode）をガイガーモードで使用するために、ＳＰＡＤのバイアス電圧印加方法に関して、下記のような技術がある。ＳＰＡＤは、単一光子アバランシェフォトダイオードともいう。
　特許文献１に開示されているフォトダイオードアレイモジュールは、ガイガーモードで動作する複数のアバランシェフォトダイオード、高電圧発生部、及び電流検出部を有する。高電圧発生部は、フォトダイオードアレイに印加する直流電圧を生成する。電流検出部は、フォトダイオードアレイに流れる電流を検出して、電流モニタ信号を生成する。制御部は、生成する直流電圧を変化させるように高電圧発生部を制御する。また、制御部は、電流検出部にて生成された電流モニタ信号に基づいて、フォトダイオードアレイに印加する直流電圧の変化に対するフォトダイオードアレイに流れる電流の変化における変曲点を求める。さらに、制御部は、該変曲点での直流電圧に基づいて推奨動作電圧を決定する。
　これにより、フォトダイオードアレイに印加する逆バイアス電圧の推奨動作電圧を容易に且つ精度良く決定することが可能なフォトダイオードアレイモジュールを提供することができる。
　また、特許文献２に開示されている光子検出素子は、１つ以上のアバランシェフォトダイオードと、アバランシェフォトダイオードのカソードと外部の電源との間に接続される非線形回路とを有する。非線形回路は、アバランシェフォトダイオードのブレークダウン電圧の温度変化に対する変動を示す第１温度係数に対し、カソードの電位が設定電位となるように定電流駆動された場合の温度変化に対する設定電位の変動を示す第２温度係数が略同じにされている。
　これにより、アバランシェフォトダイオードの増倍率の温度特性を容易に補償することができる。
日本国公開特許公報「特開２０１３－１６６３８号公報（２０１３年１月２４日公開）」 日本国公開特許公報「特開２０１６－６１７２９号公報（２０１６年４月２５日公開）」
　しかしながら、特許文献１に開示されているフォトダイオードアレイモジュールでは、電流検出部、つまり、電流検出回路を設ける必要があり、回路規模が大きくなるという問題がある。また、特許文献２に開示されている光子検出素子では、ブレークダウン電圧が変動した場合に対応するためには、事前にアバランシェフォトダイオード毎に個別に初期のブレークダウン電圧を記憶させておく必要がある。つまり、特許文献２に開示されている光子検出素子では、光子検出素子が処理する動作とは別に、アバランシェフォトダイオードの初期のブレークダウン電圧を記憶させる処理が必要になる。このため、光子検出素子の製造にあたって工数が増大し、製造コストの増大を招くという問題がある。
　本発明は、前記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路規模を縮小し、低製造コスト化を可能とする光検出装置、および電子機器を提供することにある。
　上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る光検出装置は、発光部から出射された光パルスである第１の光が入射し、ガイガーモードで動作する第１のＳＰＡＤアレイと、前記第１の光が検知対象物にて反射された第２の光が入射し、ガイガーモードで動作する第２のＳＰＡＤアレイと、前記第１のＳＰＡＤアレイ及び第２のＳＰＡＤアレイに逆バイアス電圧を印加する電圧発生部と、前記第１の光の入射により前記第１のＳＰＡＤアレイが出力するパルス信号のパルス数により、前記逆バイアス電圧を調整する電圧調整部とを備える。
　本発明の一態様によれば、回路規模を縮小し、低製造コスト化を可能とする光検出装置、および電子機器を提供することができる。
本発明の実施の形態１に係る光検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る光検出装置の構造を示す断面図である。 本発明の実施の形態２に係るリファレンス側のＳＰＡＤアレイ、ＳＰＡＤフロントエンド回路、及びＨＶ発生回路を示す回路図である。 本発明の実施の形態２に係るアクティブクエンチ回路の電源及び端子の出力を示すグラフである。 本発明の実施の形態３に係る光検出装置の動作を示すシーケンス図である。 （ａ）は、本発明の実施の形態４に係るＳＰＡＤアレイにおける逆バイアス電圧の出力を示すグラフ、及びＳＰＡＤバイアス制御ブロックの動作を示すシーケンス図であり、（ｂ）は、（ａ）においてＳの部分を拡大した拡大図である。 従来のアバランシェフォトダイオードにおけるガイガーモードの動作状態を示すグラフである。 図２に示す光検出装置の構成からミラーを省いた構成である別の光検出装置の構造を示す断面図である。
　〔実施の形態１〕
　以下、本発明の実施の形態について図１及び図２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。図１は、本発明の実施の形態１に係る光検出装置１の構造を示すブロック図である。
　本実施の形態における光検出装置１は、図１に示すように、ＶＣＳＥＬドライバ２、ＶＣＳＥＬ３（発光部）、リファレンス側のＳＰＡＤアレイ８（第１のＳＰＡＤアレイ）、リターン側のＳＰＡＤアレイ９（第２のＳＰＡＤアレイ）、リファレンス側のＳＰＡＤフロントエンド回路１０、リターン側のＳＰＡＤフロントエンド回路１１、ＨＶ発生回路１２（電圧発生部）、ＤＬＬ１３、時間差測定カウンタ１４、データレジスタ１５、及びＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０（電圧調整部）を備えている。光検出装置１は、ＳＰＡＤを利用した、検知対象物６までの距離を測定するＴＯＦ方式の測距センサである。
　ＶＣＳＥＬ（ＶＣＳＥＬ：Vertical Cavity Surface Emitting Laser）ドライバ２は、ＶＣＳＥＬ３を駆動する。つまり、ＶＣＳＥＬドライバ２は、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０から受け取った情報に基づいて、ＶＣＳＥＬ３に光パルスを発光させる。
　ＶＣＳＥＬ３は、光検出装置１と検知対象物６との距離を測定するとき、ＳＰＡＤアレイ８及び検知対象物６に対して光パルスを発光する。このとき、ＶＣＳＥＬ３がＳＰＡＤアレイ８を照射する光パルスを第１の光４、ＶＣＳＥＬ３が検知対象物６を照射する光パルスを第１の光５とする。また、検知対象物６に第１の光５が照射されたとき、検知対象物６にて反射した光を第２の光７とする。
　ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９は、それぞれＳＰＡＤを備えており、それぞれＳＰＡＤフロントエンド回路１０及びＳＰＡＤフロントエンド回路１１が接続されている。ＳＰＡＤフロントエンド回路１０及びＳＰＡＤフロントエンド回路１１は、それぞれ、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９から受信したパルス信号を波形整形する。
　リファレンス側のＳＰＡＤアレイ８は、ＶＣＳＥＬ３から出射された第１の光４を直接受光することで、パルス信号として受信する。また、ＳＰＡＤアレイ８は、ＳＰＡＤフロントエンド回路１０にパルス信号を送信する。ＳＰＡＤアレイ８は、ＨＶ発生回路１２により、逆バイアス電圧を印加される。
　ＳＰＡＤアレイ９は、第１の光５が検知対象物６と反射して得られた第２の光７を受光することで、パルス信号として受信する。また、ＳＰＡＤアレイ９は、ＳＰＡＤフロントエンド回路１１にパルス信号を送信する。ＳＰＡＤアレイ９は、ＨＶ発生回路１２により、逆バイアス電圧を印加される。
　リファレンス側のＳＰＡＤフロントエンド回路１０は、ＳＰＡＤアレイ８からパルス信号を受信する。また、ＳＰＡＤフロントエンド回路１０は、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０及びＤＬＬ１３に接続されている。ＳＰＡＤフロントエンド回路１０は、ＳＰＡＤアレイ８から受信したパルス信号の波形を整形し、ＤＬＬ１３及びＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０に供給する。
　同様に、リターン側のＳＰＡＤフロントエンド回路１１は、ＳＰＡＤアレイ９からパルス信号を受信する。また、ＳＰＡＤフロントエンド回路１１は、ＤＬＬ１３に接続されている。ＳＰＡＤフロントエンド回路１１は、ＳＰＡＤアレイ９から受信したパルス信号の波形を整形し、ＤＬＬ１３に供給する。
　ＤＬＬ（ＤＬＬ：Delay Lock Loop）１３は、ＳＰＡＤフロントエンド回路１０、１１と接続されている。ＤＬＬ１３は、ＳＰＡＤフロントエンド回路１１から供給されたパルス信号とＳＰＡＤフロントエンド回路１０から供給されたパルス信号との時間差の平均値を検出する。この時間差が光検出装置１と検知対象物６との距離に対応する、光の飛行時間に相当する。
　時間差測定カウンタ１４は、ＤＬＬ１３が検出したリターン側のパルス信号とリファレンス側のパルス信号との時間差の平均値を、カウンタで計測する。これにより、光検出装置１においては、光検出装置１から検知対象物６までの距離を算出することが可能となる。なお、時間差測定カウンタ１４の計測値から、光検出装置１から検知対象物６までの距離を算出する方法については、周知の技術で実現可能であり、本発明のポイントとは異なるので、詳細な説明は省略する。
　データレジスタ１５は、時間差測定カウンタ１４が算出した光検出装置１から検知対象物６までの距離を記録として格納する。
　ＨＶ発生回路１２は、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９に印加する逆バイアス電圧を発生させる。
　ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＶＣＳＥＬドライバ制御部２１、パルスカウンタ２２、判定部２３、及びＨＶ制御部２４を備えている。ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、リファレンス側のＳＰＡＤアレイ８から出力されるパルス信号の有無によって、ＨＶ発生回路１２の出力電圧を調整する。
　パルスカウンタ２２は、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９に印加する逆バイアス電圧を設定するときに、ＳＰＡＤアレイ８から出力されるパルス信号をカウントする。
　判定部２３は、パルスカウンタ２２が出力するパルス数を判定する。
　ＶＣＳＥＬドライバ制御部２１は、判定部２３による判定結果より、ＨＶ発生回路１２を制御するＨＶ制御部２４、及びＶＣＳＥＬドライバ２を制御する。これにより、ＶＣＳＥＬドライバ制御部２１は、判定部２３による判定結果より、ＶＣＳＥＬ３及びＨＶ発生回路１２を制御することができる。
　したがって、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９を最適なガイガーモードで動作させることができる。また、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＶＣＳＥＬ３が発光していないときもリファレンス側のＳＰＡＤから出力されるパルス信号の有無を判定している。しかし、リファレンス側のＳＰＡＤから出力されるパルス信号の有無をＶＣＳＥＬ３が発光している期間のみに限定することにより、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、常に一定の光量をリファレンス側のＳＰＡＤアレイに入射させることができる。これにより、光検出装置１は、ダークカウントの影響を受けにくくなり、より精度の高い逆バイアス電圧による制御をすることができる。ダークカウントとは、熱的に発生した暗電流のキャリアによるノイズ（ダークノイズ）の発生頻度のことである。
　図２は、本発明の実施の形態１に係る光検出装置１の構造を示す断面図である。本実施の形態における光検出装置１は、図２に示すように、光学フィルタ３０、３１、遮光壁３２、及びミラー３３を備えている。
　光検出装置１において、ＳＰＡＤアレイ８にはＶＣＳＥＬ３が発光する第１の光４のみが入射し、ＳＰＡＤアレイ９には検知対象物６からの反射光である第２の光７のみが入射するような構造になっている。
　具体的には、ＳＰＡＤアレイ８とＳＰＡＤアレイ９との間には遮光壁３２が配置されている。これにより、ＳＰＡＤアレイ９に、ＶＣＳＥＬ３が発光する第１の光４が直接入らないような構造になっている。つまり、ＳＰＡＤアレイ９には、検知対象物６からの反射光である第２の光７のみが入射するような構造になっている。
　光学フィルタ３０、３１は、ＶＣＳＥＬ３の発光波長（赤外線を使用しており、通常、波長は８５０ｎｍまたは９４０ｎｍ）近傍の波長を通過させるバンドパスフィルタになっており、外乱光によりＳＰＡＤの誤反応が発生しにくいような構成になっている。
　検出効率を高めるために、光検出装置１には、図２に示すように、第１の光４の反射面にミラー３３が配置されている。
　また、図８は、図２に示す光検出装置１の構成からミラー３３を省いた構成である別の光検出装置１’の構造を示す断面図である。図８に示すように、光検出装置１’は、図２に示す光検出装置１の構成からミラー３３を省いた構成になっている。光検出装置１’のように、パッケージ壁面によりＶＣＳＥＬ３が発光する第１の光４を反射させて、第１の光４がＳＰＡＤアレイ８に届くようにしてもよい。一般にＳＰＡＤは感度が高いため、光検出装置１’においては、反射率がミラー３３に比較して低いパッケージ壁面での反射で十分ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９が反応する感度を確保することができる。さらに、ミラー３３を省略すると、コストダウンになる。
　〔実施の形態２〕
　本発明の他の実施形態について、図３及び図４に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　（ＳＰＡＤアレイ及びＳＰＡＤフロントエンド回路の構成）
　以下では、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤフロントエンド回路１０を例として、説明するが、ＳＰＡＤアレイ９及びＳＰＡＤフロントエンド回路１１においても同様の構成である。
　図３は、本発明の実施の形態２に係るＳＰＡＤアレイ８、ＳＰＡＤフロントエンド回路１０、及びＨＶ発生回路１２を示す回路図である。ＳＰＡＤアレイ８は、図３に示すように、ｎ個のＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤｎから構成されている。ＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎのカソードは全て、バイアス電圧を印加する高電圧の電源ＶＨＶ及び電流源ＩＱに接続されている。また、ＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎのアノードはそれぞれ、ｎ個の同じサイズのＮＭＯＳトランジスタＭ１～Ｍｎで構成されたアクティブクエンチ回路が接続されている。さらに、ＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎのアノードはそれぞれ、ＯＲ回路ＯＲＣに接続されている。ＯＲ回路ＯＲＣは、ＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎからの出力を受け取り、その出力から演算した結果を、端子ＳＰＡＤ＿ＯＵＴに出力する。
　ＳＰＡＤフロントエンド回路１０は、アクティブクエンチ回路、ＯＲ回路ＯＲＣ、及び端子ＳＰＡＤ＿ＯＵＴを備えている。
　アクティブクエンチ回路は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１～Ｍｎ、電流源ＩＱ、及び端子ＡＱＭ＿ＯＵＴを備えている。
　アクティブクエンチ回路に構成されているＮＭＯＳトランジスタＭ１～Ｍｎのドレインはそれぞれ、ＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ１～Ｍｎのゲートはそれぞれ、端子ＣＴＬ１～ＣＴＬｎに接続されている。
　（ＳＰＡＤフロントエンド回路の動作）
　以下の動作は、ＳＰＡＤフロントエンド回路１０、１１の両方に適応される動作である。
　ＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎのそれぞれから出力されるパルス信号の電流波形は、アクティブクエンチ回路により、電圧波形に変換される。つまり、ＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎのそれぞれから出力されるパルス信号は、電流から電圧に変換される。電圧変換されたパルス信号はＯＲ回路ＯＲＣに送信され、パルス信号は端子ＳＰＡＤ＿ＯＵＴから出力される。これにより、ＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎのどれか１つからでもパルス信号が出力された場合、端子ＳＰＡＤ＿ＯＵＴから出力信号が出力されることになる。よって、多数のＳＰＡＤを使用することにより、光検出装置１の感度を高くすることができる。
　（アクティブクエンチ回路の抵抗値の調整方法）
　アクティブクエンチ回路の抵抗値を調整する方法については、図４を用いて説明する。図４は、本発明の実施の形態２に係るアクティブクエンチ回路の電源及び端子の出力を示すグラフである。
　アクティブクエンチ回路には、電流源ＩＱが配置されている。電流源ＩＱは、電流値を任意の値に可変することができる。端子ＣＴＬ＿ＡＱＭをＨｉｇｈレベルにすると、ＮＭＯＳトランジスタＭａｑｍのゲート電圧が、電源ＶＳ１の電圧ＶＳ１＿ｖになるような構成になっている。
　アクティブクエンチ回路の抵抗値を設定するときは、ＳＰＡＤフロントエンド回路１０から出力されるＳＰＡＤＳＰＡＤ１～ＳＰＡＤＳＰＡＤｎの電流値を、電流源ＩＱの電流値ＩＱ＿ｖとして設定を行う。また、端子ＣＴＬ＿ＡＱＭをＨｉｇｈレベルにして、電源ＶＳ１の電圧ＶＳ１＿ｖを図４に示すように段階的に上昇させる。
　電源ＶＳ１の電圧ＶＳ１＿ｖが上昇することにより、ＮＭＯＳトランジスタＭａｑｍのゲート電圧が上昇する。これにより、ＮＭＯＳトランジスタＭａｑｍのソース－ゲート間電圧が大きくなり、ＮＭＯＳトランジスタＭａｑｍのＯＮ抵抗が小さくなる。電源ＶＳ１の電圧ＶＳ１＿ｖの上昇間隔は等間隔でも、等間隔でなくてもよい。
　電源ＶＳ１の電圧ＶＳ１＿ｖを上昇させていき、端子ＡＱＭ＿ＯＵＴの電圧ＡＱＭ＿ＯＵＴ＿ｖがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに反転したときの電源ＶＳ１の電圧ＶＳ１＿ｖ（図４ではＶＳ１９）をアクティブクエンチ回路の制御電圧として決定する。このとき決定した制御電圧により、アクティブクエンチ回路のクエンチ抵抗の抵抗値も決定する。
　アクティブクエンチ回路のクエンチ抵抗の抵抗値を決定した後に、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９のＳＰＡＤに印加する逆バイアス電圧を調整することにより、より精度の高い逆バイアス電圧による制御を行うことができる。
　〔実施の形態３〕
　本発明の他の実施形態について、図５に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　本実施の形態における光検出装置１の動作について図５を用いて説明する。図５は、本発明の実施の形態３に係る光検出装置１の動作を示すシーケンス図である。
　本実施の形態における光検出装置１について、１回の測距動作を大きく３つの動作シーケンスに分ける。その３つの動作とは、測定前設定期間４０、距離測定期間４１、及び距離測定期間４２である。
　測定前設定期間４０は、クエンチ抵抗値設定期間４０ＡとＶＨＶ電圧設定期間４０Ｂとに区別される。先にクエンチ抵抗値設定期間４０Ａが設けられ、後にＶＨＶ電圧設定期間４０Ｂが設けられる。測定前設定期間４０は、実際に検知対象物６との距離を測定する前に、クエンチ抵抗値及びＶＨＶ電圧を設定する期間である。
　クエンチ抵抗値設定期間４０Ａでは、実施の形態２で説明したアクティブクエンチ回路の抵抗値の設定を行う。アクティブクエンチ回路の抵抗値の設定が終われば、次にＶＨＶ電圧設定期間４０Ｂに移る。
　ＶＨＶ電圧設定期間４０Ｂでは、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９の逆バイアス電圧（電源ＶＨＶの電圧）の設定を行う。これにより、光検出装置１と検知対象物６との距離を測定する前に、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９を最適なガイガーモードで動作させることができる。これにより、光検出装置１と検知対象物６との距離を測定するときには、より精度の高い逆バイアス電圧による制御を行うことができる。逆バイアス電圧の設定が終われば、次に距離測定期間４１に移る。
　距離測定期間４１では、光検出装置１はＶＣＳＥＬ３を発光させて、光検出装置１と検知対象物６との距離の測定に関する動作を開始し、ＤＬＬ１３を収束させる。検知対象物６との距離を測定し終われば、次に距離測定期間４２に移る。
　距離測定期間４２では、距離測定期間４１で収束したＤＬＬ１３の遅延量をカウントすることにより、光検出装置１から検知対象物６までの距離をデータ化し、データレジスタ１５に格納する。
　連続で、光検出装置１と検知対象物６との距離を測定する場合、測定前設定期間４０、距離測定期間４１、距離測定期間４２、休止期間の順で経過する期間をひとまとまりのシーケンスとして測定を繰り返す。距離を測定する前には必ず、クエンチ抵抗値設定及びＶＨＶ電圧設定を行うことにより、精度の高いＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９の逆バイアス電圧による制御が可能となる。休止期間では、光検出装置１と検知対象物６との距離の測定を行う頻度に合わせて任意に調整する。これにより、光検出装置１に過剰な負担がかかるのを防ぐ。
　このとき、図５に示すように、測定前設定期間４０でＶＣＳＥＬ３を発光させて、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０が電源ＶＨＶの電圧を調整するときを考える。このとき、ＶＣＳＥＬドライバ２は、距離測定期間４１の距離測定時のＶＣＳＥＬ３の発光量よりも弱い光で発光させる。つまり、図５のグラフの縦軸として示したＶＣＳＥＬ発光強度から明らかであるように、次のことが言える。光検出装置１と検知対象物６との距離の測定に関する動作を開始するとき（距離測定期間４１）にＶＣＳＥＬ３が発光する光の発光強度より、逆バイアス電圧を調整するとき（ＶＨＶ電圧設定期間４０Ｂ）にＶＣＳＥＬ３が発光する光の発光強度の方が弱くなる。
　よって、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０が電源ＶＨＶの電圧を調整するときは、ＶＣＳＥＬ３が必要最低限の光量で調整することにより、光検出装置１の消費電力を容易に抑えることができる。ＶＨＶ電圧調整はＶＣＳＥＬ３が発光する第１の光４が入射するＳＰＡＤアレイ８のパルス数をカウントして調整することは、実施の形態１にて上述したとおりである。
　〔実施の形態４〕
　本発明の他の実施形態について、図１及び図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　本実施の形態におけるＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、図１に示すように、ＶＣＳＥＬドライバ制御部２１、パルスカウンタ２２、判定部２３、及びＨＶ制御部２４を備えていることは、実施の形態１にて上述したとおりである。
　以下の説明は、実施の形態１にも記載したが、ここでも再度記載する。
　パルスカウンタ２２は、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９に印加する逆バイアス電圧を設定するときに、ＳＰＡＤアレイ８から出力されるパルス信号をカウントする。
　判定部２３は、パルスカウンタ２２が出力するパルス数を判定する。
　ＶＣＳＥＬドライバ制御部２１は、判定部２３による判定結果より、ＨＶ発生回路１２を制御するＨＶ制御部２４、及びＶＣＳＥＬドライバ２を制御する。これにより、ＶＣＳＥＬドライバ制御部２１は、判定部２３による判定結果より、ＶＣＳＥＬ３及びＨＶ発生回路１２を制御することができる。
　ＶＨＶ電圧設定期間４０Ｂで電源ＶＨＶの電圧ＶＨＶ＿ｖを設定するシーケンスの動作について図６を用いて説明する。図６の（ａ）は、本発明の実施の形態４に係るＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９における逆バイアス電圧の出力を示すグラフ、及びＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０の動作を示すシーケンス図である。図６の（ｂ）は、（ａ）においてＳの部分を拡大した拡大図である。
　ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、図６の（ａ）に示すように、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９に印加する逆バイアス電圧（電源ＶＨＶの電圧ＶＨＶ＿ｖ）を、低い電圧から高い電圧に上昇させていく。電源ＶＨＶの電圧ＶＨＶ＿ｖは、初期値ＶＨＶ０からスタートする。ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９に逆バイアス電圧ＶＨＶ０を印加した後、すぐにカウンタリセット信号をパルスカウンタ２２に入力する。これにより、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、パルスカウンタ２２をリセットし、０カウントにする。その後、ＶＣＳＥＬドライバ制御部２１は、ＶＣＳＥＬ駆動信号について５回パルス発光させる制御を行う。つまり、ＶＣＳＥＬドライバ２がＶＣＳＥＬ３を５回パルス発光させる。ここでは、ＶＣＳＥＬ３のパルス数を５パルスとしているが、他のパルス数にしてもよい。
　ここで、図６の（ｂ）に示すように、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＶＣＳＥＬ３がパルス発光している期間にパルスカウンタ２２のカウンタイネーブル信号をイネーブルにする。つまり、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＶＣＳＥＬ３が発光した期間において、逆バイアス電圧を調整する。そして、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＳＰＡＤアレイ８から出力されるパルス信号をパルスカウンタ２２によりカウントする。このとき、カウンタイネーブル信号がイネーブルになるタイミングは、ＶＣＳＥＬ３がパルス発光し始めるよりも前のタイミングである。これにより、パルスカウンタ２２が、パルス信号のカウントを逃してしまうことを防ぐことができる。
　その後、パルスカウンタ２２は、カウンタ読み込み信号をＨｉｇｈレベルにして、判定部２３にカウント数を送信する。ここで判定部２３が、ＳＰＡＤアレイ８から出力されるパルス信号のカウント数が、ＶＣＳＥＬ３を発光させたパルス数よりも少ないと判定したとき、ＨＶ制御部２４が、電源ＶＨＶの電圧ＶＨＶ＿ｖをＶＨＶ０からＶＨＶ１に上昇させる。以後同様の動作を行う。
　このとき、ＨＶ制御部２４が電源ＶＨＶの電圧ＶＨＶ＿ｖを上昇させるステップは等電圧でも、等電圧でなくてもよい。
　ここで、例えば、電源ＶＨＶの電圧ＶＨＶ＿ｖがＶＨＶ２１に達したときに、パルスカウンタ２２の出力が５以上になった場合について説明する。この場合、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＶＨＶ２１がＳＰＡＤのブレークダウン電圧ＶＢＤであると判断する。このとき、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９のＳＰＡＤをガイガーモードで動作させるために、ブレークダウン電圧ＶＢＤからオーバー電圧Ｖｅｘの分だけ高い電圧を発生するように、ＨＶ発生回路１２を制御する。距離測定期間４１では、ＨＶ制御部２４は、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９に印加する逆バイアス電圧をＶＨＶ２１＋Ｖｅｘにする。ここで、Ｖｅｘには温度依存性があってもよい。また、距離測定期間４１より前に、ＨＶ制御部２４は、上記のようにＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９に印加する逆バイアス電圧を制御する。
　したがって、ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０は、ＳＰＡＤアレイ８に入射された光に応じてＳＰＡＤアレイ８が出力するパルス信号のパルス数により、逆バイアス電圧を調整する。以上により、光検出装置１は、温度が変化したときや、プロセス条件によりＳＰＡＤのブレークダウン電圧ＶＢＤがばらついたとしても、ＳＰＡＤアレイ８及びＳＰＡＤアレイ９を最適なガイガーモードで安定動作させることができる。また、光検出装置１には電流検出回路を用いることがないため、回路規模を小さくすることができる。さらに、光検出装置１はブレークダウン電圧ＶＢＤを特定しているため、事前にＳＰＡＤにブレークダウン電圧を記憶させることなく、ＳＰＡＤを常に最適なガイガーモードで動作させることができる。
　また、光検出装置１は、電子機器に備えられていてもよい。電子機器の例としては、スマートフォンなどの携帯型情報端末が挙げられる。これにより、電子機器は光検出装置１を備えることで、小型化を図り、電子機器と検知対象物６との距離を測定する機能を有することができる。
　〔まとめ〕
　本発明の態様１に係る光検出装置１は、発光部（ＶＣＳＥＬ３）から出射された光パルスである第１の光４、５が入射し、ガイガーモードで動作する第１のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ８）と、前記第１の光４、５が検知対象物６にて反射された第２の光７が入射し、ガイガーモードで動作する第２のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ９）と、前記第１のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ８）及び第２のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ９）に逆バイアス電圧を印加する電圧発生部（ＨＶ発生回路１２）と、前記第１の光４、５の入射により前記第１のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ８）が出力するパルス信号のパルス数により、前記逆バイアス電圧を調整する電圧調整部（ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０）とを備える。
　上記の構成によれば、温度が変化したときや、ブレークダウン電圧が変化したときであっても、ＳＰＡＤを常に最適なガイガーモードで動作させることができる光検出装置を提供することができる。また、回路規模を小さくし、また、事前にＳＰＡＤにブレークダウン電圧を記憶させることなく、ＳＰＡＤを常に最適なガイガーモードで動作させることができる。
　従って、上記の構成によれば、回路規模を縮小し、製造工数の削減に伴う低製造コスト化が可能である。
　本発明の態様２に係る光検出装置１は、上記態様１において、前記電圧調整部（ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０）は、前記発光部（ＶＣＳＥＬ３）が前記第１の光４、５を出射する期間に、前記逆バイアス電圧を調整してもよい。
　上記の構成によれば、第１のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ８）から出力されるパルス信号の有無を発光部（ＶＣＳＥＬ３）が発光している期間のみに限定することにより、常に一定の光量を第１のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ８）に入射させることができる。これにより、ダークカウントの影響を受けにくくなり、より精度の高い逆バイアス電圧による制御をすることができる。
　本発明の態様３に係る光検出装置１は、上記態様１または２において、前記光検出装置１と前記検知対象物６との距離を測定するときに前記発光部（ＶＣＳＥＬ３）が出射する光の発光強度より、前記逆バイアス電圧を調整するときに前記発光部（ＶＣＳＥＬ３）が出射する光の発光強度の方が弱くてもよい。
　上記の構成によれば、光検出装置１の消費電力を容易に抑えることができる。
　本発明の態様４に係る光検出装置１は、上記態様１から３のいずれかにおいて、前記第１のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ８）及び第２のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ９）にアクティブクエンチ回路が接続されており、前記電圧調整部（ＳＰＡＤバイアス制御ブロック２０）が前記逆バイアス電圧を調整する前に、前記アクティブクエンチ回路の抵抗値が調整されてもよい。
　上記の構成によれば、アクティブクエンチ回路のクエンチ抵抗の抵抗値を決定した後に、第１のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ８）及び第２のＳＰＡＤアレイ（ＳＰＡＤアレイ９）のＳＰＡＤに印加する逆バイアス電圧を調整することにより、より精度の高い逆バイアス電圧による制御を行うことができる。
　本発明の態様５に係る光検出装置１は、上記態様４において、前記検知対象物６との距離を測定するときより前に、前記アクティブクエンチ回路の抵抗値の調整と、前記逆バイアス電圧の調整とを行ってもよい。
　上記の構成によれば、光検出装置１と検知対象物６との距離を測定するときには、より精度の高い逆バイアス電圧による制御を行うことができる。
　本発明の態様６に係る電子機器は、上記態様１から５のいずれかにおいて、光検出装置１を備えていてもよい。
　上記の構成によれば、電子機器は光検出装置１を備えることで、小型化を図り、電子機器と検知対象物６との距離を測定する機能を有することができる。
　本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。
　１、１’　光検出装置
　２　ＶＣＳＥＬドライバ
　３　ＶＣＳＥＬ（発光部）
　４、５　第１の光
　６　検知対象物
　７　第２の光
　８、９　ＳＰＡＤアレイ（第１のＳＰＡＤアレイ、第２のＳＰＡＤアレイ）
　１０、１１　ＳＰＡＤフロントエンド回路
　１２　ＨＶ発生回路（電圧発生部）
　１３　ＤＬＬ
　１４　時間差測定カウンタ
　１５　データレジスタ
　２０　ＳＰＡＤバイアス制御ブロック（電圧調整部）
　２１　ＶＣＳＥＬドライバ制御部
　２２　パルスカウンタ
　２３　判定部
　２４　ＨＶ制御部
　３０、３１　光学フィルタ
　３２　遮光壁
　３３　ミラー
　４０　測定前設定期間
　４０Ａ　クエンチ抵抗値設定期間
　４０Ｂ　ＶＨＶ電圧設定期間
　４１、４２　距離測定期間
　ＳＰＡＤ１、ＳＰＡＤ２、ＳＰＡＤｎ　ＳＰＡＤ
　ＣＴＬ１、ＣＴＬ２、ＣＴＬｎ、ＣＴＬ＿ＡＱＭ、
　ＡＱＭ＿ＯＵＴ、ＳＰＡＤ＿ＯＵＴ　端子
　Ｍ１、Ｍ２、Ｍｎ、Ｍａｑｍ　ＮＭＯＳトランジスタ
　ＶＨＶ、ＶＳ１　電源
　ＩＱ　電流源
　ＶＨＶ＿ｖ　電源ＶＨＶの電圧
　ＶＳ１＿ｖ　電源ＶＳ１の電圧
　ＡＱＭ＿ＯＵＴ＿ｖ　端子ＡＱＭ＿ＯＵＴの電圧
　ＶＳ１０～ＶＳ１９、ＶＳ１Ａ～ＶＳ１Ｆ、ＶＨＶ０～ＶＨＶ２１、Ｈｉｇｈ　電圧値
　Ｖｅｘ　オーバー電圧
　ＶＢＤ　ブレークダウン電圧

Claims (6)

  1. 　発光部から出射された光パルスである第１の光が入射し、ガイガーモードで動作する第１のＳＰＡＤアレイと、
    　前記第１の光が検知対象物にて反射された第２の光が入射し、ガイガーモードで動作する第２のＳＰＡＤアレイと、
    　前記第１のＳＰＡＤアレイ及び第２のＳＰＡＤアレイに逆バイアス電圧を印加する電圧発生部と、
    　前記第１の光の入射により前記第１のＳＰＡＤアレイが出力するパルス信号のパルス数により、前記逆バイアス電圧を調整する電圧調整部とを備えることを特徴とする光検出装置。
  2. 　前記電圧調整部は、前記発光部が前記第１の光を出射する期間に、前記逆バイアス電圧を調整することを特徴とする請求項１に記載の光検出装置。
  3. 　前記光検出装置と前記検知対象物との距離を測定するときに前記発光部が出射する光の発光強度より、前記逆バイアス電圧を調整するときに前記発光部が出射する光の発光強度の方が弱いことを特徴とする請求項１または２に記載の光検出装置。
  4. 　前記第１のＳＰＡＤアレイ及び第２のＳＰＡＤアレイにアクティブクエンチ回路が接続されており、前記電圧調整部が前記逆バイアス電圧を調整する前に、前記アクティブクエンチ回路の抵抗値が調整されることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の光検出装置。
  5. 　前記検知対象物との距離を測定するときより前に、前記アクティブクエンチ回路の抵抗値の調整と、前記電圧調整部による前記逆バイアス電圧の調整とを行うことを特徴とする請求項４に記載の光検出装置。
  6. 　請求項１から５のいずれか１項に記載の光検出装置を備えた電子機器。
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